デジタル照明安定器発振器
電力コンバータ用の発振器（１０）は、可変電流源（１８）に接続されたコンデンサ（２０）の充電時間に基づいてパルストレインを出力する。ＤＡＣ（デジタルアナログコンバータ）は、スイッチ（１４）とともに可変電流源（１８）を制御して、コンデンサ（２０）の充電時間を決定する。デジタルＤＡＣ入力を変化させることによって、コンデンサ（２）の充電時間を改変し、それによってパルストレインの周波数を改変する。コンパレータ（２２）は、コンデンサの電圧と、コンデンサが充電中であるか、あるいは放電中であるかに応じて切り替えられる閾値とを比較する。このコンパレータ出力により、電力コンバータ用のハーフブリッジスイッチング構成で使用することができるパルストレインが供給される。この構成は、ランプ用の電子安定器（３５）としても機能することができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、蛍光ランプ用の電子安定器に関し、より詳細には、調整可能な発振器を備える電子安定器制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
本出願は、２００３年３月３日出願の「デジタル照明安定器発振器（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｌｉｇｈｔｉｎｇ Ｂａｌｌａｓｔ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）」という名称の米国仮特許出願第６０／４５１９７７号を基礎とするものである。
【０００３】
蛍光照明適用例のための電子安定器、特にスイッチングハーフブリッジとともに動作する電子安定器は、広く入手可能であり、よく知られている。このような電子安定器は、インターナショナル レクティファイアー（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ）社の米国特許第６００８５９３号に記載されている。電子安定器制御装置は、力率補正ならびに故障検出、および応答回路を含む広範な機能性および特徴を備えるものに発展してきた。
【０００４】
スイッチングハーフブリッジを含む一般的な電子安定器は、蛍光ランプへの所望の電力フローを確立するために特定の時刻に、様々な構成要素に電流を適切に導くためのハーフブリッジ用のスイッチング信号を導出するために使用される発振器の基礎となっている。
【０００５】
この発振器を使用する電子安定器の実施態様の１つのタイプは、電子安定器にＶＣＯ（電圧制御発振器）を接続し、適切な信号でＶＣＯを駆動して、所望のとおりに、スイッチング周波数を変更するものである。例えば、蛍光ランプ減光適用例の場合、特定の減光設定を得るために、電子安定器のスイッチング周波数を調整することができる。
【０００６】
電子安定器におけるＶＣＯの使用には、所望の発振周波数を得るために、入力をＶＣＯに適切に与えることを含むいくつかの課題がある。また、電子安定器の適切な制御を、ＶＣＯによって維持することができるように、電子安定器の出力段からのフィードバックが、一般に望まれている。
【０００７】
電子安定器の統合制御解決策において、ＶＣＯを供給する場合、ＶＣＯは、統合解決策における他の構成要素に対して、大量の場所を取ることがある。
【０００８】
電子安定器において、ハーフブリッジを切り替えるための発振器機能を与えるために、容易に制御し、簡易に実装することができる簡単な発振器が望まれている。
【特許文献１】米国仮特許出願第６０／４５１９７７号
【特許文献２】米国特許第６００８５９３号
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明によれば、電子安定器内のスイッチングハーフブリッジ回路を駆動する発振器機能を与える簡単プログラム可能な発振器が提供される。この発振器は、設定周波数を得るために、デジタル的にプログラム可能であり、最小周波数などの他のパラメータは、使用者が選択可能である。この周波数は、ＤＡＣ（Ｄ／Ａコンバータ）を使用することによって、動作範囲全体にわたって、増分単位で選択可能である。
【００１０】
本発明により得られる利点には、温度およびプロセスに対する周波数変動が、設定周波数の±５％以内の最小限に抑えられることが含まれる。本発明の構成の別の利点は、統合安定器制御装置の外部にある単一の抵抗器によって、最小周波数を設定することができることである。ＤＡＣと、外部抵抗器の値を介して得られる最小設定周波数とを併用して、このＤＡＣの分解能の限度まで、調整可能な周波数変動範囲が得られる。
【００１１】
本発明の別の利点によれば、電子安定器制御装置は、制御装置におけるプロセス、および温度の変動を最小限に抑えるための動作基準を与える内部電圧基準を含んでいる。この電圧基準により、発振周波数などのパラメータを、精確な範囲内に補正することができる。
【００１２】
本発明の発振器は、コンパレータを用いてコンデンサを充電することにより動作する。このコンパレータの閾値を改変して、充電または放電のサイクルが得られる。このコンデンサが充放電するときに、このコンパレータの入力に異なる電圧基準を印加して、コンデンサが充電される速度によって決まる周波数のパルス出力が得られる。
【００１３】
コンデンサの充電速度は、ＤＡＣによって設定され、最小周波数は、外部抵抗器によって設定される。すなわち、ＤＡＣが、その各入力に対して、ゼロまたはローの状態のとき、最小周波数は、外部抵抗器の値に応じて設定される周波数になる。
【００１４】
ＤＡＣの設定値、およびプログラムされた最小周波数に基づいて、広範囲の周波数が利用可能である。発振器のパルス出力を用いて、ハーフブリッジスイッチング回路を切り替えるためのゲート信号が得られ、それによって、電子安定器が適切に制御される。
【００１５】
この電子安定器は、いくつかの別個の周波数で動作可能であり、それによって、減光応用例に有利な精確な電力制御が行われる。本発明の発振器は、電子安定器制御に限定されず、簡単精確に制御される発振器が望まれるいくつかの他の例でも、有用であることは明らかである。
【００１６】
本発明によれば、この発振器回路は、障害検出回路に応答して、発振器をオフにするか、あるいは初期設定状態に周波数を設定するようにすることができる。以下、添付の図面を参照して、本発明の他の特徴および利点を、より詳細に説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
図１は、本発明による回路１０の好ましい実施形態を示す。図１に示すように、本発明の好ましい実施形態による回路１０は、デジタルアナログコンバータ１２を含んでいる。本発明の好ましい実施形態におけるデジタルアナログコンバータ１２は、８ビットコンバータである。ただし、後で説明するように、本発明から逸脱することなく、１２ビットコンバータなど、他のＤ／Ａコンバータを使用することもできる。
【００１８】
デジタルアナログコンバータ１２の出力は、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート電極に接続される。そのため、ＭＯＳＦＥＴ１４の動作は、デジタルアナログコンバータ１２によって制御される。ＭＯＳＦＥＴ１４のソース電極は、抵抗器１６に直列に接続され、抵抗器１６は、その他方のノードのところで、アースに電気的に接続される。ＭＯＳＦＥＴ１４のドレイン電極は、電流ミラー回路１８に接続され、電流ミラー回路１８は、入力電圧に接続される。
【００１９】
デジタルアナログコンバータ１２が、ＭＯＳＦＥＴ１４をオンにすると、電流が抵抗器１６を流れる。同時に、同じ電流が、電流ミラー回路１８と接地の間に接続されたコンデンサ２０を流れる。そのため、電流ミラー回路１８からの電流により、コンデンサ２０が充電される。
【００２０】
コンデンサ２０を充電するのに必要な時間は、抵抗器１６の値を設定することにより、コンデンサ２０が受け取る電流の量によって決まるので、抵抗器１６の抵抗値を適切に選択することにより、コンデンサ２０が受け取る電流の最小量を設定することができる。このように抵抗器１６を選択することにより、（最小周波数を設定するのに用いることができる）コンデンサ２０の最短充電時間を設定することができる。
【００２１】
本発明の好ましい実施形態では、抵抗器１６は、使用者が選択することができる外部抵抗器である。具体的には、本発明の好ましい実施形態によれば、回路１０は、抵抗器１６を除いて、単一の半導体チップの形で形成され、抵抗器１６は、使用者によって選択され、それによって回路１０が形成される。
【００２２】
コンデンサ２０の電荷が適切なレベルに到達すると、すなわち、コンデンサ２０が所望の最大電圧に充電されると、コンデンサ２０は、それが別の適切な電荷レベル、すなわち最小電圧値に達するまで放電する。その結果、振動波形が生成され、次いで、この波形が適切に出力される。
【００２３】
具体的には、回路１０は、コンデンサ２０の両端間の電圧と、第１基準電圧源２４とを比較する単一のコンパレータ２２を含んでいる。コンデンサ２０の両端間の電圧が、第１基準電圧源２４によって与えられる基準電圧よりも小さいままである限り、図２に示すように、出力信号はローになる。
【００２４】
コンデンサ２０の両端間の電圧が、第１基準電圧源２４によって与えられる電圧よりも大きい値に達すると、出力信号により、ＭＯＳＦＥＴ２６がオンになる。その結果、コンデンサ２０は、ＭＯＳＦＥＴ２６を介して接地に放電する。放電される電流は、電流ミラー回路１８から受け取った電流（ＩＣＴ）およびコンデンサ２０内の電荷（ＩＤＴ）を含んでいる。
【００２５】
このように、コンデンサ２０は、（抵抗器１６によって設定される）ＩＣＴによって充電され、ＩＤＴによって放電する。このような構成は、この回路のスピードに寄与する。ＩＤＴは、出力信号のパルス幅に対応することに留意されたい。
【００２６】
コンデンサ２０の両端間の電圧が、第１基準電圧源２４によって設定される電圧よりも大きい値に達したと判定されると、出力信号は、デジタルのローからデジタルのハイに移る。その結果、送信ゲート２８は、インバータ３０が存在するので信号を受け取らず、それによって、コンデンサ２２から第１基準電圧源が切り離される。
【００２７】
同時に、送信ゲート３２がオンになり、それによって、第２基準電圧源３４がコンパレータ２２に接続される。この時点で、コンパレータ２２は、コンデンサ２０の両端間の電圧と、第２基準電圧源３２によって与えられる電圧とを比較する。
【００２８】
コンデンサ２０の両端間の電圧が、第２基準電圧源３４によって与えられる電圧に達すると、ロー信号が出力されて、送信ゲート３２がオフになり、それによって、第２基準電圧源３４が切り離され、（インバータ３０の存在により）送信ゲート２８がオンになり、それによって、第１基準電圧源２４がコンパレータ２２に接続される。さらに、ＭＯＳＦＥＴ２６がオフになり、それによって、コンデンサ２０が再度充電される。その結果、コンデンサ２０が充放電することによって、図２に示す出力パターンが生成される。
【００２９】
したがって、先に述べたように、抵抗器１６に適切な抵抗値を選択することによって、最小周波数を設定することができる。
【００３０】
回路１０の出力を利用して、ハーフブリッジ構成における２つのＭＯＳＦＥＴを駆動することができる。例えば、この出力は、ハーフブリッジ構成における２つのＭＯＳＦＥＴ間で、切り替えることができる。
【００３１】
図３は、回路３５として、ハーフブリッジ構成におけるＭＯＳＦＥＴを駆動する既知の駆動部を示す従来構成を示す。この場合、回路１０は、ハーフブリッジ構成における２つのＭＯＳＦＥＴを駆動するのに使用することができる制御ＩＣ３６に組み込むことができる。当業者なら、本発明の原理から逸脱することなく、他の応用例に本発明を適合させることもできるはずである。
【００３２】
電子安定器における場合などのある種の応用例では、周波数をゆっくり変化させることが望ましい。回路１０で実施する本発明の方法を用いて、外部抵抗器によって最小周波数を設定し、デジタル的に変化させることができる。
【００３３】
例えば、Ｄ／Ａコンバータ１２へのすべてのデジタル入力がローのとき、最小周波数は、抵抗器１６の値によって決まる。次いで、プログラムすることによって、この周波数を変化させることができる。
【００３４】
例えば、Ｄ／Ａコンバータ１２にデジタル入力を与えて、この周波数をある範囲にわたって直線的に変化させることができる。このとき、分解能、すなわち周波数変化の量は、増分変化によって決まることになる（増分が小さいほど、分解能が高い）。そのため、８ビットのＤ／Ａコンバータの代わりに、１２ビットのＤ／Ａコンバータを使用する場合、増分をより小さくすることができるという点で、分解能を向上させることができる。
【００３５】
図３には、回路３５をもって、スイッチングハーフブリッジを駆動する制御ＩＣを備える一般的な電子安定器回路が示されている。ハーフブリッジスイッチＭ１およびハーフブリッジスイッチＭ２用のゲート制御は、制御ＩＣ３６によって、それぞれ出力ＨＯおよび出力ＬＯ上で与えられる。出力ＨＯおよび出力ＬＯ上のゲート制御信号は、本発明に従って、図１の回路１０に示す発振器出力から得ることができる。
【００３６】
次に図４を参照すると、線図４０により、制御ＩＣ３６の機能のブロック図が示されている。この先行技術の構成では、発振のタイミングは、図３に示す抵抗器ＲＴ、およびコンデンサＣＴを含む外部的に設定される構成要素のパラメータによって、コンパレータＣＯＭＰ１の動作を介して実現される。線図４０のコンパレータＣＯＭＰ１の出力を用いて、ハイサイドの駆動ＨＯとローサイドの駆動ＬＯについて回路を、それぞれ交互に切り替える。
【００３７】
この構成によれば、ハーフブリッジスイッチＭ１およびハーフブリッジスイッチＭ２は、同じ周波数で補完的に切り替わる。ＣＯＭＰ１その他のいくつかの構成要素の代わりに、本発明による発振器を、この回路に組み込むことができる。
【００３８】
図５には、線図５０により、制御ＩＣ３６の動作の状態図が示されている。線図５０によれば、電子安定器に対して、電力をオンにした後で、制御ＩＣ３６は、状態５２で、ＵＶＬＯ（不足電圧ロックアウト）モードに入る。
【００３９】
この状態では、ハーフブリッジは切り替わらない。すなわち、ハーフブリッジはオフになり、回路の動作が極めて低いレベルで行われ得るように、約１２０μＡの静止電流が供給され、予熱コンデンサ電圧はゼロになり、コンデンサＣＴの電圧がゼロになる。これは、発振器がオフであることを示している。
【００４０】
本発明による発振器では、例えば、発振器が単に使用不可になる。状態５２の間、通常の動作では、電子安定器内の構成要素にエネルギーが供給され、それによって、電子安定器が駆動され、初期スタートアップ状態になる。したがって、ＶＣＣが、不足電圧のハイサイドの閾値ＵＶＬＯ＋である１１．５Ｖよりも大きくなり、ピンＳＤの電圧が５．１Ｖよりも大きくなると、これは、シャットダウンが不要な通常の動作を示しており、制御ＩＣ３６は状態５４に遷移して、予熱モードが開始される。
【００４１】
状態５４の予熱モードでは、スイッチングハーフブリッジが、予熱周波数ｆＰＨの発振モードで開始される。予熱モード中、抵抗器ＲＰＨは、抵抗器ＲＴと並列に配置され、それによって、電子安定器内でランプのフィラメントを加熱する予熱周波数が設定される。
【００４２】
本発明による発振器では、予熱周波数ｆＰＨを設定するために、デジタルアナログコンバータ１２への入力にデジタル値が加えられる。また、状態５４の予熱モードでは、予熱コンデンサＣＰＨは約５μＡの電流により充電され、それによって、この回路についての予熱モード適用時間が設定される。予熱モード中、予熱コンデンサＣＰＨの電圧が７．５Ｖよりも大きくなると、電流感知が利用可能になる。予熱モード中に生じ得る潜在的な過電流状態に反応しないように、この時点まで電流感知が利用可能になるのが遅らされる。
【００４３】
また、状態５４の予熱モード中、予熱コンデンサＣＰＨの電圧が約７．５Ｖに達すると、内部抵抗器ＲＶＤＣから、接地すなわちＣＯＭへの抵抗経路が、約１２．６ｋΩに設定される。
【００４４】
制御ＩＣ３６は、通常の動作では、予熱コンデンサＣＰＨ、したがってピンＣＰＨの電圧が１０Ｖよりも大きくなったときに、状態５４の予熱モードから抜ける。あるいは、制御ＩＣ３６は、ＶＣＣが９．５Ｖ未満になる入力電力障害、または、ピンＳＤが５．１Ｖよりも大きくなるランプ障害を含めて障害が検出されると、状態５４から状態５２に遷移する。
【００４５】
通常の動作では、予熱モードの終了時に、制御ＩＣ３６は、状態５４から、ランプを点灯する状態５６に遷移する。点灯モード中、抵抗器ＲＰＨは、ハーフブリッジを切り替える周波数設定値を変更するために、抵抗器ＲＴから切り離される。したがって、この周波数は、抵抗器ＲＰＨが抵抗器ＲＴからゆっくりと切り離されるときに、予熱周波数ｆＰＨから設定周波数ｆＲＵＮに変化する。
【００４６】
本発明による発振器により、デジタルアナログコンバータ１２へのデジタル入力を変化させることによって、スイッチング周波数を徐々に変化させることができる。点灯モード中、予熱コンデンサＣＰＨは、継続して充電され、予熱コンデンサＣＰＨの電圧が１３Ｖよりも大きくなると、ランプが点灯すると予想される。この場合、制御ＩＣ３６は、状態５６から、通常の運転モードの状態５８に遷移する。
【００４７】
あるいは、状態５６でランプが点灯しそこなった場合、電流感知ピンＣＳには、１．３Ｖよりも大きい電圧が現れる。これは障害を示しており、そのため、制御ＩＣ３６の動作は、状態５６の点灯モードから状態５９の障害モードに遷移する。
【００４８】
状態５８の運転モードにおける通常の運転状態の間、このハーフブリッジは、設定周波数ｆＲＵＮで発振し、抵抗器ＲＰＨは、抵抗器ＲＴから完全に切り離される。この周波数は、本発明に従って、デジタルアナログコンバータ１２に所望のデジタル値を供給することによって設定される。
【００４９】
通常の運転モード中、ランプは、電力が中断されるか、あるいはランプが故障するまで継続して動作する。電力が中断される場合、ＶＣＣが９．５Ｖ未満に下がると、制御ＩＣ３６は、状態５８から状態５２に遷移して、電子安定器をＵＶＬＯモードに戻す。これに加えて、ランプが故障するか、あるいは、ランプが電子安定器から取り外される場合、ピンＳＤの電圧は５．１Ｖよりも大きくなり、制御ＩＣ３６は、再度、状態５８から状態５２に遷移し、ＵＶＬＯモードになる。
【００５０】
ランプに過電流障害が生じた場合、電流感知ピンＣＳの電圧は、運転モード状態５８で１．３Ｖよりも大きくなり、それによって、制御ＩＣ３６が障害モードに入る状態５９に遷移する。障害モードでは、障害ラッチがセットされ、ハーフブリッジはオフになり、制御ＩＣ３６を活動状態に維持するために、約１８０μＡの静止電流が供給される。予熱コンデンサＣＰＨおよびＣＴの電圧は、ゼロボルトに設定され、それによって、発振器はオフになる。
【００５１】
本発明の発振器によれば、例えば障害スイッチによって、この発振器は使用不可となる。制御ＩＣ３６は、ランプの障害または電力の中断により、制御ＩＣがＵＶＬＯモードの状態５２に戻るまで、状態５９のままである。
【００５２】
図６には、回路６０として、ＵＶＬＯモードに関係する機能の線図が示されている。制御ＩＣ３６は、ＶＣＣの電圧が、制御ＩＣ３６のターンオン閾値未満になったときに、ＵＶＬＯモードに入る。ＵＶＬＯモードは、約２００μＡ未満の低静止供給電流が維持され、それによって、ハイサイドおよびローサイドの出力駆動部の発振が開始されるまで、制御ＩＣ３６が完全に機能し続けるように設計される。
【００５３】
回路６０に、スイッチングハーフブリッジにおいて発振が開始される前に適切な動作状態が得られるように、電子安定器内の構成要素を充電するスタートアップ構成を示す。スタートアップコンデンサＣＶＣＣは、供給抵抗器ＲＳＵＰＰＬＹを流れる電流から、制御ＩＣ３６によって引き出されるスタートアップ電流を引いたものによって充電される。
【００５４】
供給抵抗器ＲＳＵＰＰＬＹの値は、例えば、低入力電圧状態が存在するときでも、スタートアップ状態が得られるように、最大スタートアップ電流の２倍が与えられるように選択される。スタートアップコンデンサＣＶＣＣの電圧がスタートアップ閾値に達し、ピンＳＤが４．５Ｖ未満になると、制御ＩＣ３６はオンになり、ゲート出力ＨＯおよび出力ＬＯによって、スイッチングハーフブリッジの発振が開始される。
【００５５】
スイッチングハーフブリッジが発振を開始すると、スタートアップコンデンサＣＶＣＣは放電を開始し、スイッチングハーフブリッジによって余分な電流が引き出される。
【００５６】
図７には、全体的に７０をもって、スタートアップコンデンサＣＶＣＣのスタートアップ電圧を示すグラフが示されている。スタートアップコンデンサＣＶＣＣの電圧は、スタートアップ中に、グラフ７０でＶＵＬＶＯ＋で示す制御ＩＣ３６のターンオン閾値に達するまで充電される。この時点で、スイッチングハーフブリッジは活動状態になり、スタートアップコンデンサＣＶＣＣは放電を開始する。同時に、線図のチャージポンプ回路６０は、放電サイクルの特定の時点で、スタートアップコンデンサＣＶＣＣを充電する整流電流を与える。
【００５７】
スタートアップコンデンサＣＶＣＣが、ある種のレベルに充電されると、内部電圧調節ならびにチャージポンプ回路により、スタートアップコンデンサＣＶＣＣの電圧が制御される。ブートストラップダイオードＤＢＯＯＴおよび供給コンデンサＣＢＯＯＴにより、ハイサイド駆動回路用の供給電圧が与えられる。このハイサイドへの供給は、ピンＨＯによって供給される第１パルスの前に充電され、そのため、制御ＩＣ３６により、第１ゲート信号がピンＬＯに供給され、それによって、ハイサイドへの供給が充電される余分な時間が得られる。
【００５８】
ＵＶＬＯモード中、例えば、ハイサイドおよびローサイドの駆動出力ＨＯおよび出力ＬＯは、ローの値に設定されてスイッチングハーフブリッジが使用不可になり、コンデンサＣＴは、共通電圧基準に内部的に接続されて、発振器が使用不可になる。
【００５９】
本発明から逸脱することなく、使用不可にするための他の技術も、容易に利用可能である。さらに、ピンＣＰＨは、共通電圧レベルに内部的に接続され、それによって、予熱時間がリセットされる。
【００６０】
次に図８を参照すると、予熱モードに関わる回路８０を示す線図が示されている。予熱モード中、ランプのフィラメントは、点灯および動作に適した温度に加熱される。この手順は、点灯電圧要件を軽減しながら、ランプの寿命を長くする助けとなる。予熱モードに入るのは、供給電圧がＶＵＶＬＯ＋の適切な閾値に達し、ＵＶＬＯモードから抜けた後である。この予熱モード中、ゲート信号出力ＨＯおよび出力ＬＯは、予熱周波数で発振を開始する。この予熱周波数のデューティサイクルは５０％であり、デッドタイムは、デッドタイム内部抵抗器ＲＤＴによって設定される。
【００６１】
本発明によれば、予熱周波数は、デジタルアナログコンバータ１２に印加される予熱デジタル値によって設定される。最初は、ピンＣＰＨは、接地ＣＯＭから切り離されており、４μＡの内部電流源が、予熱タイミングコンデンサＣＣＰＨを直線的に充電する。またこの段階で、過電流保護が使用不可になる。
【００６２】
先行技術の構成では、予熱モード用のスイッチング周波数は、抵抗器ＲＴと抵抗器ＲＰＨの並列組合せ、ならびにタイミングコンデンサＣＴの充電によって決まる。コンデンサＣＴは、電圧ＶＣＣに内部的に接続された抵抗器ＲＴと抵抗器ＲＰＨの並列組合せを介して、指数関数的な軌跡でＶＣＣの１／３から３／５の間で充放電する。ＶＣＣの１／３から３／５までのコンデンサＣＴの充電時間により、それぞれの出力ゲート駆動ＨＯまたは駆動ＬＯがオンになる時間が決まる。
【００６３】
コンデンサＣＴの電圧が、電圧ＶＣＣの３／５よりも大きいとき、抵抗器ＲＴおよび抵抗器ＲＰＨはＶＣＣから切り離される。コンデンサＣＴは、デッドタイム内部抵抗器ＲＤＴを介して、電圧ＶＣＣの３／５から１／３まで指数関数的に放電し、それによって、ゲート駆動出力ＨＯおよび出力ＬＯ用のデッドタイムが得られる。
【００６４】
構成要素であるコンデンサＣＴおよびデッドタイム内部抵抗器ＲＤＴの値を選択することにより、所望のデッドタイムが決められる。所望のデッドタイムとコンデンサＣＴの値の関係は、式１で与えられる。
ｔDT＝Ｃt×１４７５（秒） （１）
コンデンサＣＴの電圧が電圧ＶＣＣの１／３未満になるまで放電すると、デッドタイム内部抵抗器ＲＤＴは接地ＣＯＭから切り離され、抵抗器ＲＴと抵抗器ＲＰＨは、再度、充電時間を開始するための電圧ＶＣＣおよびコンデンサＣＴに接続される。
【００６５】
上記の構成により、コンデンサＣＴの充放電を行う予熱モードの設定周波数が得られる。この機能は、本発明に従って、選択可能な予熱周波数が得られるように、デジタルアナログコンバータ１２をプログラムすることと、図１に示すように、コンパレータ２２に交互に印加される上下限閾値とによって実現される。したがって、スイッチＳ４、抵抗器ＲＴ、抵抗器ＲＰＨ、および外部コンデンサＣＴの動作をなくすことができる。
【００６６】
予熱モードの残りの部分の間、ピンＣＰＨの電圧が１３Ｖよりも大きくなるまで、出力ＨＯおよび出力ＬＯに対して、予熱周波数で発振ゲート信号が供給され、この時点で、制御ＩＣ３６が点灯モードに入る。
【００６７】
状態図のところで説明したように、予熱モードでは、ピンＣＰＨの電圧が７．５Ｖよりも大きくなるまで、過電流保護および電圧不足リセット保護は使用不可になる。この予防措置により、そうしないと発振器をオフにすることがある予熱モード中の偽の障害検出がなくなる。
【００６８】
次に図９には、点灯機能を示す制御ＩＣ３６用の回路９０が示されている。点灯モード中、ランプを点灯させるために、ランプの両端に高電圧が加えられる。
【００６９】
従来の回路では、ピンＣＰＨにおいて、予熱コンデンサＣＰＨが１３Ｖよりも高く充電されると、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴであるスイッチＳ４はゆっくりとオフになり始め、それによって、抵抗器ＲＰＨが抵抗器ＲＴから滑らかに切り離される。スイッチＳ４がゆっくりと切り替わることにより、抵抗器ＲＴならびに電子安定器内の他の構成要素の値によって決まる運転周波数に滑らかに遷移する。
【００７０】
このスイッチング構成により、電子安定器の動作周波数が、予熱周波数から点灯周波数を経由して、通常モードでの最終的な運転周波数に滑らかに変化する。この機能は、単に本発明に従って、デジタルアナログコンバータ１２に可変デジタル値を印加して、予熱周波数から運転周波数に滑らかに変化させることによって実現される。したがって、この安定器制御は、上記で説明したように、構成要素の数を減らすことによって簡略化される。
【００７１】
ランプが点灯しない場合、外部電流感知抵抗器ＲＣＳを介して、ハーフブリッジの下側のＭＯＳＦＥＴを流れる電流によって決まる電圧として、電流感知ピンＣＳ上で障害状態が検出される。障害が判別され、制御ＩＣ３６がそれに従って反応する前に、外部電流感知抵抗器ＲＣＳに設定された値により、許容可能なピーク点灯電流が決まる。
【００７２】
好ましくは、外部電流感知抵抗器ＲＣＳは、ピーク点灯電流が、出力段ＭＯＳＦＥＴの電流定格よりも大きくならないように選択される。電流感知ピンＣＳ上で障害が検出された場合、制御ＩＣ３６は障害モードに入り、ゲート駆動出力ＨＯおよび出力ＬＯを使用不可にする。
【００７３】
ランプがうまく点灯すると、制御ＩＣ３６は、通常の運転モードに入り、所望の周波数で電子安定器を動作させる。この時点で、ランプのアークが確立され、このランプは、デジタルアナログコンバータ１２によって設定された周波数によって決まる指定された電力レベルになるように駆動される。
【００７４】
運転モード中、例えばフィラメントが切れるか、あるいはランプが取り外されたために、ハーフブリッジにおいてハードウエアによるスイッチングが行われた場合、外部電流感知抵抗器ＲＣＳ両端間の電圧によって障害状態が検出される。電流感知ピンＣＳに供給されるこの電圧は、障害状態では１．３Ｖの内部閾値よりも大きくなり、そのため、制御ＩＣ３６の状態が障害モードに変わる。この時点で、ゲート駆動出力ＨＯおよび出力ＬＯがラッチされてロー状態になる。
【００７５】
制御ＩＣ３６によって検出される別の障害状態は、電子安定器の共振出力段が、共振周波数付近またはそれ未満で動作することがある低電圧バス状態である。このタイプの動作により、ハーフブリッジにおいて、ハードウエアによるスイッチングが生じることがあり、それによって、ハーフブリッジスイッチが損傷する恐れがある。
【００７６】
制御ＩＣ３６により、バス電圧が下がったときに、ピンＣＰＨをプルダウンすることによって低ＤＣバス電圧保護が実現される。ピンＣＰＨをプルダウンすることによって、図９に示すスイッチＳ４は閉じ、それによって、動作周波数が、共振周波数よりも高い安全な動作点である、より高い値にシフトする。
【００７７】
本発明の発振器によれば、バス電圧が下がると、デジタルアナログコンバータ１２により大きなデジタル値が印加され、それによって、動作周波数が共振点よりも大きくなるようにシフトする。図３に示す外部抵抗器ＲＢＵＳおよび内部抵抗器ＲＶＤＣにより、周波数シフトが生じるＤＣバスレベルが決まる。
【００７８】
バス電圧レベルが低いことが検出されると、点灯の変化もリセットされる。この予防措置は、ＤＣバス電圧レベルが低いことにより、ランプが消灯する場合に取られるものである。そのため、ＤＣバス電圧が正常なレベルに戻ると、ランプは自動的に点灯する。内部抵抗器ＲＶＤＣは、予熱モード中、ピンＣＰＨの電圧が７．５Ｖよりも大きくなると、ピンＶＤＣと接地ＣＯＭの間で使用される。
【００７９】
制御ＩＣ３６の電流感知ピンＣＳは、スイッチングハーフブリッジを介して供給される電流に関係する電圧を感知する。予熱モードにおいて、電流感知機能が使用可能になった後、電流感知ピンＣＳに印加される電圧が１．３Ｖよりも大きくなると、制御ＩＣ３６は、障害モードに遷移し、ゲート駆動出力をラッチしてロー状態にする。
【００８０】
さらに、予熱コンデンサＣＰＨが接地ＣＯＭまで放電し、それによって予熱時間がリセットされ、障害モードにおいて発振器が使用不可になる。制御ＩＣ３６は、電圧ＶＣＣが、負に向かうＵＶＬＯターンオフ閾値であるＵＶＬＯ−未満で再循環するまで、あるいは、シャットダウンピンＳＤが５．１Ｖよりも大きくプルされるまで、この障害モードを維持する。
【００８１】
これらの状態のいずれかが生じると、制御ＩＣ３６はＵＶＬＯモードに遷移し、そこで、電子安定器を初期化し直すことができる。ＵＶＬＯモードでは、適切な動作パラメータにより、制御ＩＣ３６は、電圧ＶＣＣがターンオン閾値ＵＶＬＯ＋よりも大きくなり、ピンＳＤの電圧が４．５Ｖ未満になった後で、通常の動作モードを再開しようと試みる。
【００８２】
以上、本発明の特定の実施形態をあげて本発明を説明してきたが、当業者には、他の多くの変形形態および改変形態ならびに他の利用法が明らかであると思う。したがって、本発明は、本明細書の特定の開示によってではなく、添付の特許請求の範囲によってのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【００８３】
【図１】本発明による回路の回路図である。
【図２】出力信号の周波数を制御する本発明による回路におけるコンデンサの充電／放電サイクルを示す図である。
【図３】本発明とともに使用可能な制御ＩＣを備えた電子安定器の回路図である。
【図４】従来の電子安定器制御装置の概略ブロック図である。
【図５】図４の電子安定器制御装置の動作状態図である。
【図６】電子安定器制御装置のスタートアップ機能を示す回路図である。
【図７】電子安定器制御装置のスタートアップ供給電圧を示すグラフである。
【図８】電子安定器制御装置の予熱機能を示すブロック図である。
【図９】電子安定器制御装置の点灯機能を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００８４】
１０ 回路
１２ デジタルアナログコンバータ
１４ ＭＯＳＦＥＴ
１６ 抵抗器
１８ 電流ミラー回路
２０ コンデンサ
２２ コンパレータ
２４ 第１基準電圧源
２６ ＭＯＳＦＥＴ
２８ 送信ゲート
３０ インバータ
３２ 送信ゲート
３４ 第２基準電圧源
３５ 回路
３６ 制御ＩＣ
４０ 線図
５０ 線図
６０ 回路
７０ グラフ
８０ 回路
９０ 回路
ＣＢＯＯＴ 供給コンデンサ
ＣＣＰＨ 予熱タイミングコンデンサ
ＣＯＭ 接地
ＣＯＭＰ１ コンパレータ
ＣＰＨ 予熱コンデンサ、ピン
ＣＳ 電流感知ピン
ＣＴ コンデンサ
ＣＶＣＣ スタートアップコンデンサ
ＤＢＯＯＴ ブートストラップダイオード
ｆＰＨ 予熱周波数
ｆＲＵＮ 設定周波数
ＨＯ 出力、ハイサイド駆動部、ピン
ＬＯ 出力、ローサイド駆動部、ピン
Ｍ１ ハーフブリッジスイッチ
Ｍ２ ハーフブリッジスイッチ
ＲＢＵＳ 外部抵抗器
ＲＣＳ 外部電流感知抵抗器
ＲＤＴ デッドタイム内部抵抗器
ＲＰＨ 抵抗器
ＲＳＵＰＰＬＹ 供給抵抗器
ＲＴ 抵抗器
ＲＶＤＣ 内部抵抗器
ＳＤ ピン
Ｓ４ スイッチ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、蛍光ランプ用の電子安定器に関し、より詳細には、調整可能な発振器を備える電子安定器制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
本出願は、２００３年３月３日出願の「デジタル照明安定器発振器（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｌｉｇｈｔｉｎｇ Ｂａｌｌａｓｔ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）」という名称の米国仮特許出願第６０／４５１９７７号を基礎とするものである。
【０００３】
蛍光照明適用例のための電子安定器、特にスイッチングハーフブリッジとともに動作する電子安定器は、広く入手可能であり、よく知られている。このような電子安定器は、インターナショナル レクティファイアー（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ）社の米国特許第６００８５９３号に記載されている。電子安定器制御装置は、力率補正ならびに故障検出、および応答回路を含む広範な機能性および特徴を備えるものに発展してきた。
【０００４】
スイッチングハーフブリッジを含む一般的な電子安定器は、蛍光ランプへの所望の電力フローを確立するために特定の時刻に、様々な構成要素に電流を適切に導くためのハーフブリッジ用のスイッチング信号を導出するために使用される発振器の基礎となっている。
【０００５】
この発振器を使用する電子安定器の実施態様の１つのタイプは、電子安定器にＶＣＯ（電圧制御発振器）を接続し、適切な信号でＶＣＯを駆動して、所望のとおりに、スイッチング周波数を変更するものである。例えば、蛍光ランプ減光適用例の場合、特定の減光設定を得るために、電子安定器のスイッチング周波数を調整することができる。
【０００６】
電子安定器におけるＶＣＯの使用には、所望の発振周波数を得るために、入力をＶＣＯに適切に与えることを含むいくつかの課題がある。また、電子安定器の適切な制御を、ＶＣＯによって維持することができるように、電子安定器の出力段からのフィードバックが、一般に望まれている。
【０００７】
電子安定器の統合制御解決策において、ＶＣＯを供給する場合、ＶＣＯは、統合解決策における他の構成要素に対して、大量の場所を取ることがある。
【０００８】
電子安定器において、ハーフブリッジを切り替えるための発振器機能を与えるために、容易に制御し、簡易に実装することができる簡単な発振器が望まれている。
【特許文献１】米国仮特許出願第６０／４５１９７７号
【特許文献２】米国特許第６００８５９３号
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明によれば、電子安定器内のスイッチングハーフブリッジ回路を駆動する発振器機能を与える簡単プログラム可能な発振器が提供される。この発振器は、設定周波数を得るために、デジタル的にプログラム可能であり、最小周波数などの他のパラメータは、使用者が選択可能である。この周波数は、ＤＡＣ（Ｄ／Ａコンバータ）を使用することによって、動作範囲全体にわたって、増分単位で選択可能である。
【００１０】
本発明により得られる利点には、温度およびプロセスに対する周波数変動が、設定周波数の±５％以内の最小限に抑えられることが含まれる。本発明の構成の別の利点は、統合安定器制御装置の外部にある単一の抵抗器によって、最小周波数を設定することができることである。ＤＡＣと、外部抵抗器の値を介して得られる最小設定周波数とを併用して、このＤＡＣの分解能の限度まで、調整可能な周波数変動範囲が得られる。
【００１１】
本発明の別の利点によれば、電子安定器制御装置は、制御装置におけるプロセス、および温度の変動を最小限に抑えるための動作基準を与える内部電圧基準を含んでいる。この電圧基準により、発振周波数などのパラメータを、精確な範囲内に補正することができる。
【００１２】
本発明の発振器は、コンパレータを用いてコンデンサを充電することにより動作する。このコンパレータの閾値を改変して、充電または放電のサイクルが得られる。このコンデンサが充放電するときに、このコンパレータの入力に異なる電圧基準を印加して、コンデンサが充電される速度によって決まる周波数のパルス出力が得られる。
【００１３】
コンデンサの充電速度は、ＤＡＣによって設定され、最小周波数は、外部抵抗器によって設定される。すなわち、ＤＡＣが、その各入力に対して、ゼロまたはローの状態のとき、最小周波数は、外部抵抗器の値に応じて設定される周波数になる。
【００１４】
ＤＡＣの設定値、およびプログラムされた最小周波数に基づいて、広範囲の周波数が利用可能である。発振器のパルス出力を用いて、ハーフブリッジスイッチング回路を切り替えるためのゲート信号が得られ、それによって、電子安定器が適切に制御される。
【００１５】
この電子安定器は、いくつかの別個の周波数で動作可能であり、それによって、減光応用例に有利な精確な電力制御が行われる。本発明の発振器は、電子安定器制御に限定されず、簡単精確に制御される発振器が望まれるいくつかの他の例でも、有用であることは明らかである。
【００１６】
本発明によれば、この発振器回路は、障害検出回路に応答して、発振器をオフにするか、あるいは初期設定状態に周波数を設定するようにすることができる。以下、添付の図面を参照して、本発明の他の特徴および利点を、より詳細に説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
図１は、本発明による回路１０の好ましい実施形態を示す。図１に示すように、本発明の好ましい実施形態による回路１０は、デジタルアナログコンバータ１２を含んでいる。本発明の好ましい実施形態におけるデジタルアナログコンバータ１２は、８ビットコンバータである。ただし、後で説明するように、本発明から逸脱することなく、１２ビットコンバータなど、他のＤ／Ａコンバータを使用することもできる。
【００１８】
デジタルアナログコンバータ１２の出力は、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート電極に接続される。そのため、ＭＯＳＦＥＴ１４の動作は、デジタルアナログコンバータ１２によって制御される。ＭＯＳＦＥＴ１４のソース電極は、抵抗器１６に直列に接続され、抵抗器１６は、その他方のノードのところで、アースに電気的に接続される。ＭＯＳＦＥＴ１４のドレイン電極は、電流ミラー回路１８に接続され、電流ミラー回路１８は、入力電圧に接続される。
【００１９】
デジタルアナログコンバータ１２が、ＭＯＳＦＥＴ１４をオンにすると、電流が抵抗器１６を流れる。同時に、同じ電流が、電流ミラー回路１８と接地の間に接続されたコンデンサ２０を流れる。そのため、電流ミラー回路１８からの電流により、コンデンサ２０が充電される。
【００２０】
コンデンサ２０を充電するのに必要な時間は、抵抗器１６の値を設定することにより、コンデンサ２０が受け取る電流の量によって決まるので、抵抗器１６の抵抗値を適切に選択することにより、コンデンサ２０が受け取る電流の最小量を設定することができる。このように抵抗器１６を選択することにより、（最小周波数を設定するのに用いることができる）コンデンサ２０の最短充電時間を設定することができる。
【００２１】
本発明の好ましい実施形態では、抵抗器１６は、使用者が選択することができる外部抵抗器である。具体的には、本発明の好ましい実施形態によれば、回路１０は、抵抗器１６を除いて、単一の半導体チップの形で形成され、抵抗器１６は、使用者によって選択され、それによって回路１０が形成される。
【００２２】
コンデンサ２０の電荷が適切なレベルに到達すると、すなわち、コンデンサ２０が所望の最大電圧に充電されると、コンデンサ２０は、それが別の適切な電荷レベル、すなわち最小電圧値に達するまで放電する。その結果、振動波形が生成され、次いで、この波形が適切に出力される。
【００２３】
具体的には、回路１０は、コンデンサ２０の両端間の電圧と、第１基準電圧源２４とを比較する単一のコンパレータ２２を含んでいる。コンデンサ２０の両端間の電圧が、第１基準電圧源２４によって与えられる基準電圧よりも小さいままである限り、図２に示すように、出力信号はローになる。
【００２４】
コンデンサ２０の両端間の電圧が、第１基準電圧源２４によって与えられる電圧よりも大きい値に達すると、出力信号により、ＭＯＳＦＥＴ２６がオンになる。その結果、コンデンサ２０は、ＭＯＳＦＥＴ２６を介して接地に放電する。放電される電流は、電流ミラー回路１８から受け取った電流（ＩＣＴ）およびコンデンサ２０内の電荷（ＩＤＴ）を含んでいる。
【００２５】
このように、コンデンサ２０は、（抵抗器１６によって設定される）ＩＣＴによって充電され、ＩＤＴによって放電する。このような構成は、この回路のスピードに寄与する。ＩＤＴは、出力信号のパルス幅に対応することに留意されたい。
【００２６】
コンデンサ２０の両端間の電圧が、第１基準電圧源２４によって設定される電圧よりも大きい値に達したと判定されると、出力信号は、デジタルのローからデジタルのハイに移る。その結果、送信ゲート２８は、インバータ３０が存在するので信号を受け取らず、それによって、コンデンサ２２から第１基準電圧源が切り離される。
【００２７】
同時に、送信ゲート３２がオンになり、それによって、第２基準電圧源３４がコンパレータ２２に接続される。この時点で、コンパレータ２２は、コンデンサ２０の両端間の電圧と、第２基準電圧源３２によって与えられる電圧とを比較する。
【００２８】
コンデンサ２０の両端間の電圧が、第２基準電圧源３４によって与えられる電圧に達すると、ロー信号が出力されて、送信ゲート３２がオフになり、それによって、第２基準電圧源３４が切り離され、（インバータ３０の存在により）送信ゲート２８がオンになり、それによって、第１基準電圧源２４がコンパレータ２２に接続される。さらに、ＭＯＳＦＥＴ２６がオフになり、それによって、コンデンサ２０が再度充電される。その結果、コンデンサ２０が充放電することによって、図２に示す出力パターンが生成される。
【００２９】
したがって、先に述べたように、抵抗器１６に適切な抵抗値を選択することによって、最小周波数を設定することができる。
【００３０】
回路１０の出力を利用して、ハーフブリッジ構成における２つのＭＯＳＦＥＴを駆動することができる。例えば、この出力は、ハーフブリッジ構成における２つのＭＯＳＦＥＴ間で、切り替えることができる。
【００３１】
図３は、回路３５として、ハーフブリッジ構成におけるＭＯＳＦＥＴを駆動する既知の駆動部を示す従来構成を示す。この場合、回路１０は、ハーフブリッジ構成における２つのＭＯＳＦＥＴを駆動するのに使用することができる制御ＩＣ３６に組み込むことができる。当業者なら、本発明の原理から逸脱することなく、他の応用例に本発明を適合させることもできるはずである。
【００３２】
電子安定器における場合などのある種の応用例では、周波数をゆっくり変化させることが望ましい。回路１０で実施する本発明の方法を用いて、外部抵抗器によって最小周波数を設定し、デジタル的に変化させることができる。
【００３３】
例えば、Ｄ／Ａコンバータ１２へのすべてのデジタル入力がローのとき、最小周波数は、抵抗器１６の値によって決まる。次いで、プログラムすることによって、この周波数を変化させることができる。
【００３４】
例えば、Ｄ／Ａコンバータ１２にデジタル入力を与えて、この周波数をある範囲にわたって直線的に変化させることができる。このとき、分解能、すなわち周波数変化の量は、増分変化によって決まることになる（増分が小さいほど、分解能が高い）。そのため、８ビットのＤ／Ａコンバータの代わりに、１２ビットのＤ／Ａコンバータを使用する場合、増分をより小さくすることができるという点で、分解能を向上させることができる。
【００３５】
図３には、回路３５をもって、スイッチングハーフブリッジを駆動する制御ＩＣを備える一般的な電子安定器回路が示されている。ハーフブリッジスイッチＭ１およびハーフブリッジスイッチＭ２用のゲート制御は、制御ＩＣ３６によって、それぞれ出力ＨＯおよび出力ＬＯ上で与えられる。出力ＨＯおよび出力ＬＯ上のゲート制御信号は、本発明に従って、図１の回路１０に示す発振器出力から得ることができる。
【００３６】
次に図４を参照すると、線図４０により、制御ＩＣ３６の機能のブロック図が示されている。この先行技術の構成では、発振のタイミングは、図３に示す抵抗器ＲＴ、およびコンデンサＣＴを含む外部的に設定される構成要素のパラメータによって、コンパレータＣＯＭＰ１の動作を介して実現される。線図４０のコンパレータＣＯＭＰ１の出力を用いて、ハイサイドの駆動ＨＯとローサイドの駆動ＬＯについて回路を、それぞれ交互に切り替える。
【００３７】
この構成によれば、ハーフブリッジスイッチＭ１およびハーフブリッジスイッチＭ２は、同じ周波数で補完的に切り替わる。ＣＯＭＰ１その他のいくつかの構成要素の代わりに、本発明による発振器を、この回路に組み込むことができる。
【００３８】
図５には、線図５０により、制御ＩＣ３６の動作の状態図が示されている。線図５０によれば、電子安定器に対して、電力をオンにした後で、制御ＩＣ３６は、状態５２で、ＵＶＬＯ（不足電圧ロックアウト）モードに入る。
【００３９】
この状態では、ハーフブリッジは切り替わらない。すなわち、ハーフブリッジはオフになり、回路の動作が極めて低いレベルで行われ得るように、約１２０μＡの静止電流が供給され、予熱コンデンサ電圧はゼロになり、コンデンサＣＴの電圧がゼロになる。これは、発振器がオフであることを示している。
【００４０】
本発明による発振器では、例えば、発振器が単に使用不可になる。状態５２の間、通常の動作では、電子安定器内の構成要素にエネルギーが供給され、それによって、電子安定器が駆動され、初期スタートアップ状態になる。したがって、ＶＣＣが、不足電圧のハイサイドの閾値ＵＶＬＯ＋である１１．５Ｖよりも大きくなり、ピンＳＤの電圧が５．１Ｖよりも大きくなると、これは、シャットダウンが不要な通常の動作を示しており、制御ＩＣ３６は状態５４に遷移して、予熱モードが開始される。
【００４１】
状態５４の予熱モードでは、スイッチングハーフブリッジが、予熱周波数ｆＰＨの発振モードで開始される。予熱モード中、抵抗器ＲＰＨは、抵抗器ＲＴと並列に配置され、それによって、電子安定器内でランプのフィラメントを加熱する予熱周波数が設定される。
【００４２】
本発明による発振器では、予熱周波数ｆＰＨを設定するために、デジタルアナログコンバータ１２への入力にデジタル値が加えられる。また、状態５４の予熱モードでは、予熱コンデンサＣＰＨは約５μＡの電流により充電され、それによって、この回路についての予熱モード適用時間が設定される。予熱モード中、予熱コンデンサＣＰＨの電圧が７．５Ｖよりも大きくなると、電流感知が利用可能になる。予熱モード中に生じ得る潜在的な過電流状態に反応しないように、この時点まで電流感知が利用可能になるのが遅らされる。
【００４３】
また、状態５４の予熱モード中、予熱コンデンサＣＰＨの電圧が約７．５Ｖに達すると、内部抵抗器ＲＶＤＣから、接地すなわちＣＯＭへの抵抗経路が、約１２．６ｋΩに設定される。
【００４４】
制御ＩＣ３６は、通常の動作では、予熱コンデンサＣＰＨ、したがってピンＣＰＨの電圧が１０Ｖよりも大きくなったときに、状態５４の予熱モードから抜ける。あるいは、制御ＩＣ３６は、ＶＣＣが９．５Ｖ未満になる入力電力障害、または、ピンＳＤが５．１Ｖよりも大きくなるランプ障害を含めて障害が検出されると、状態５４から状態５２に遷移する。
【００４５】
通常の動作では、予熱モードの終了時に、制御ＩＣ３６は、状態５４から、ランプを点灯する状態５６に遷移する。点灯モード中、抵抗器ＲＰＨは、ハーフブリッジを切り替える周波数設定値を変更するために、抵抗器ＲＴから切り離される。したがって、この周波数は、抵抗器ＲＰＨが抵抗器ＲＴからゆっくりと切り離されるときに、予熱周波数ｆＰＨから設定周波数ｆＲＵＮに変化する。
【００４６】
本発明による発振器により、デジタルアナログコンバータ１２へのデジタル入力を変化させることによって、スイッチング周波数を徐々に変化させることができる。点灯モード中、予熱コンデンサＣＰＨは、継続して充電され、予熱コンデンサＣＰＨの電圧が１３Ｖよりも大きくなると、ランプが点灯すると予想される。この場合、制御ＩＣ３６は、状態５６から、通常の運転モードの状態５８に遷移する。
【００４７】
あるいは、状態５６でランプが点灯しそこなった場合、電流感知ピンＣＳには、１．３Ｖよりも大きい電圧が現れる。これは障害を示しており、そのため、制御ＩＣ３６の動作は、状態５６の点灯モードから状態５９の障害モードに遷移する。
【００４８】
状態５８の運転モードにおける通常の運転状態の間、このハーフブリッジは、設定周波数ｆＲＵＮで発振し、抵抗器ＲＰＨは、抵抗器ＲＴから完全に切り離される。この周波数は、本発明に従って、デジタルアナログコンバータ１２に所望のデジタル値を供給することによって設定される。
【００４９】
通常の運転モード中、ランプは、電力が中断されるか、あるいはランプが故障するまで継続して動作する。電力が中断される場合、ＶＣＣが９．５Ｖ未満に下がると、制御ＩＣ３６は、状態５８から状態５２に遷移して、電子安定器をＵＶＬＯモードに戻す。これに加えて、ランプが故障するか、あるいは、ランプが電子安定器から取り外される場合、ピンＳＤの電圧は５．１Ｖよりも大きくなり、制御ＩＣ３６は、再度、状態５８から状態５２に遷移し、ＵＶＬＯモードになる。
【００５０】
ランプに過電流障害が生じた場合、電流感知ピンＣＳの電圧は、運転モード状態５８で１．３Ｖよりも大きくなり、それによって、制御ＩＣ３６が障害モードに入る状態５９に遷移する。障害モードでは、障害ラッチがセットされ、ハーフブリッジはオフになり、制御ＩＣ３６を活動状態に維持するために、約１８０μＡの静止電流が供給される。予熱コンデンサＣＰＨおよびＣＴの電圧は、ゼロボルトに設定され、それによって、発振器はオフになる。
【００５１】
本発明の発振器によれば、例えば障害スイッチによって、この発振器は使用不可となる。制御ＩＣ３６は、ランプの障害または電力の中断により、制御ＩＣがＵＶＬＯモードの状態５２に戻るまで、状態５９のままである。
【００５２】
図６には、回路６０として、ＵＶＬＯモードに関係する機能の線図が示されている。制御ＩＣ３６は、ＶＣＣの電圧が、制御ＩＣ３６のターンオン閾値未満になったときに、ＵＶＬＯモードに入る。ＵＶＬＯモードは、約２００μＡ未満の低静止供給電流が維持され、それによって、ハイサイドおよびローサイドの出力駆動部の発振が開始されるまで、制御ＩＣ３６が完全に機能し続けるように設計される。
【００５３】
回路６０に、スイッチングハーフブリッジにおいて発振が開始される前に適切な動作状態が得られるように、電子安定器内の構成要素を充電するスタートアップ構成を示す。スタートアップコンデンサＣＶＣＣは、供給抵抗器ＲＳＵＰＰＬＹを流れる電流から、制御ＩＣ３６によって引き出されるスタートアップ電流を引いたものによって充電される。
【００５４】
供給抵抗器ＲＳＵＰＰＬＹの値は、例えば、低入力電圧状態が存在するときでも、スタートアップ状態が得られるように、最大スタートアップ電流の２倍が与えられるように選択される。スタートアップコンデンサＣＶＣＣの電圧がスタートアップ閾値に達し、ピンＳＤが４．５Ｖ未満になると、制御ＩＣ３６はオンになり、ゲート出力ＨＯおよび出力ＬＯによって、スイッチングハーフブリッジの発振が開始される。
【００５５】
スイッチングハーフブリッジが発振を開始すると、スタートアップコンデンサＣＶＣＣは放電を開始し、スイッチングハーフブリッジによって余分な電流が引き出される。
【００５６】
図７には、全体的に７０をもって、スタートアップコンデンサＣＶＣＣのスタートアップ電圧を示すグラフが示されている。スタートアップコンデンサＣＶＣＣの電圧は、スタートアップ中に、グラフ７０でＶＵＬＶＯ＋で示す制御ＩＣ３６のターンオン閾値に達するまで充電される。この時点で、スイッチングハーフブリッジは活動状態になり、スタートアップコンデンサＣＶＣＣは放電を開始する。同時に、線図のチャージポンプ回路６０は、放電サイクルの特定の時点で、スタートアップコンデンサＣＶＣＣを充電する整流電流を与える。
【００５７】
スタートアップコンデンサＣＶＣＣが、ある種のレベルに充電されると、内部電圧調節ならびにチャージポンプ回路により、スタートアップコンデンサＣＶＣＣの電圧が制御される。ブートストラップダイオードＤＢＯＯＴおよび供給コンデンサＣＢＯＯＴにより、ハイサイド駆動回路用の供給電圧が与えられる。このハイサイドへの供給は、ピンＨＯによって供給される第１パルスの前に充電され、そのため、制御ＩＣ３６により、第１ゲート信号がピンＬＯに供給され、それによって、ハイサイドへの供給が充電される余分な時間が得られる。
【００５８】
ＵＶＬＯモード中、例えば、ハイサイドおよびローサイドの駆動出力ＨＯおよび出力ＬＯは、ローの値に設定されてスイッチングハーフブリッジが使用不可になり、コンデンサＣＴは、共通電圧基準に内部的に接続されて、発振器が使用不可になる。
【００５９】
本発明から逸脱することなく、使用不可にするための他の技術も、容易に利用可能である。さらに、ピンＣＰＨは、共通電圧レベルに内部的に接続され、それによって、予熱時間がリセットされる。
【００６０】
次に図８を参照すると、予熱モードに関わる回路８０を示す線図が示されている。予熱モード中、ランプのフィラメントは、点灯および動作に適した温度に加熱される。この手順は、点灯電圧要件を軽減しながら、ランプの寿命を長くする助けとなる。予熱モードに入るのは、供給電圧がＶＵＶＬＯ＋の適切な閾値に達し、ＵＶＬＯモードから抜けた後である。この予熱モード中、ゲート信号出力ＨＯおよび出力ＬＯは、予熱周波数で発振を開始する。この予熱周波数のデューティサイクルは５０％であり、デッドタイムは、デッドタイム内部抵抗器ＲＤＴによって設定される。
【００６１】
本発明によれば、予熱周波数は、デジタルアナログコンバータ１２に印加される予熱デジタル値によって設定される。最初は、ピンＣＰＨは、接地ＣＯＭから切り離されており、４μＡの内部電流源が、予熱タイミングコンデンサＣＣＰＨを直線的に充電する。またこの段階で、過電流保護が使用不可になる。
【００６２】
先行技術の構成では、予熱モード用のスイッチング周波数は、抵抗器ＲＴと抵抗器ＲＰＨの並列組合せ、ならびにタイミングコンデンサＣＴの充電によって決まる。コンデンサＣＴは、電圧ＶＣＣに内部的に接続された抵抗器ＲＴと抵抗器ＲＰＨの並列組合せを介して、指数関数的な軌跡でＶＣＣの１／３から３／５の間で充放電する。ＶＣＣの１／３から３／５までのコンデンサＣＴの充電時間により、それぞれの出力ゲート駆動ＨＯまたは駆動ＬＯがオンになる時間が決まる。
【００６３】
コンデンサＣＴの電圧が、電圧ＶＣＣの３／５よりも大きいとき、抵抗器ＲＴおよび抵抗器ＲＰＨはＶＣＣから切り離される。コンデンサＣＴは、デッドタイム内部抵抗器ＲＤＴを介して、電圧ＶＣＣの３／５から１／３まで指数関数的に放電し、それによって、ゲート駆動出力ＨＯおよび出力ＬＯ用のデッドタイムが得られる。
【００６４】
構成要素であるコンデンサＣＴおよびデッドタイム内部抵抗器ＲＤＴの値を選択することにより、所望のデッドタイムが決められる。所望のデッドタイムとコンデンサＣＴの値の関係は、式１で与えられる。
ｔDT＝Ｃt×１４７５（秒） （１）
コンデンサＣＴの電圧が電圧ＶＣＣの１／３未満になるまで放電すると、デッドタイム内部抵抗器ＲＤＴは接地ＣＯＭから切り離され、抵抗器ＲＴと抵抗器ＲＰＨは、再度、充電時間を開始するための電圧ＶＣＣおよびコンデンサＣＴに接続される。
【００６５】
上記の構成により、コンデンサＣＴの充放電を行う予熱モードの設定周波数が得られる。この機能は、本発明に従って、選択可能な予熱周波数が得られるように、デジタルアナログコンバータ１２をプログラムすることと、図１に示すように、コンパレータ２２に交互に印加される上下限閾値とによって実現される。したがって、スイッチＳ４、抵抗器ＲＴ、抵抗器ＲＰＨ、および外部コンデンサＣＴの動作をなくすことができる。
【００６６】
予熱モードの残りの部分の間、ピンＣＰＨの電圧が１３Ｖよりも大きくなるまで、出力ＨＯおよび出力ＬＯに対して、予熱周波数で発振ゲート信号が供給され、この時点で、制御ＩＣ３６が点灯モードに入る。
【００６７】
状態図のところで説明したように、予熱モードでは、ピンＣＰＨの電圧が７．５Ｖよりも大きくなるまで、過電流保護および電圧不足リセット保護は使用不可になる。この予防措置により、そうしないと発振器をオフにすることがある予熱モード中の偽の障害検出がなくなる。
【００６８】
次に図９には、点灯機能を示す制御ＩＣ３６用の回路９０が示されている。点灯モード中、ランプを点灯させるために、ランプの両端に高電圧が加えられる。
【００６９】
従来の回路では、ピンＣＰＨにおいて、予熱コンデンサＣＰＨが１３Ｖよりも高く充電されると、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴであるスイッチＳ４はゆっくりとオフになり始め、それによって、抵抗器ＲＰＨが抵抗器ＲＴから滑らかに切り離される。スイッチＳ４がゆっくりと切り替わることにより、抵抗器ＲＴならびに電子安定器内の他の構成要素の値によって決まる運転周波数に滑らかに遷移する。
【００７０】
このスイッチング構成により、電子安定器の動作周波数が、予熱周波数から点灯周波数を経由して、通常モードでの最終的な運転周波数に滑らかに変化する。この機能は、単に本発明に従って、デジタルアナログコンバータ１２に可変デジタル値を印加して、予熱周波数から運転周波数に滑らかに変化させることによって実現される。したがって、この安定器制御は、上記で説明したように、構成要素の数を減らすことによって簡略化される。
【００７１】
ランプが点灯しない場合、外部電流感知抵抗器ＲＣＳを介して、ハーフブリッジの下側のＭＯＳＦＥＴを流れる電流によって決まる電圧として、電流感知ピンＣＳ上で障害状態が検出される。障害が判別され、制御ＩＣ３６がそれに従って反応する前に、外部電流感知抵抗器ＲＣＳに設定された値により、許容可能なピーク点灯電流が決まる。
【００７２】
好ましくは、外部電流感知抵抗器ＲＣＳは、ピーク点灯電流が、出力段ＭＯＳＦＥＴの電流定格よりも大きくならないように選択される。電流感知ピンＣＳ上で障害が検出された場合、制御ＩＣ３６は障害モードに入り、ゲート駆動出力ＨＯおよび出力ＬＯを使用不可にする。
【００７３】
ランプがうまく点灯すると、制御ＩＣ３６は、通常の運転モードに入り、所望の周波数で電子安定器を動作させる。この時点で、ランプのアークが確立され、このランプは、デジタルアナログコンバータ１２によって設定された周波数によって決まる指定された電力レベルになるように駆動される。
【００７４】
運転モード中、例えばフィラメントが切れるか、あるいはランプが取り外されたために、ハーフブリッジにおいてハードウエアによるスイッチングが行われた場合、外部電流感知抵抗器ＲＣＳ両端間の電圧によって障害状態が検出される。電流感知ピンＣＳに供給されるこの電圧は、障害状態では１．３Ｖの内部閾値よりも大きくなり、そのため、制御ＩＣ３６の状態が障害モードに変わる。この時点で、ゲート駆動出力ＨＯおよび出力ＬＯがラッチされてロー状態になる。
【００７５】
制御ＩＣ３６によって検出される別の障害状態は、電子安定器の共振出力段が、共振周波数付近またはそれ未満で動作することがある低電圧バス状態である。このタイプの動作により、ハーフブリッジにおいて、ハードウエアによるスイッチングが生じることがあり、それによって、ハーフブリッジスイッチが損傷する恐れがある。
【００７６】
制御ＩＣ３６により、バス電圧が下がったときに、ピンＣＰＨをプルダウンすることによって低ＤＣバス電圧保護が実現される。ピンＣＰＨをプルダウンすることによって、図９に示すスイッチＳ４は閉じ、それによって、動作周波数が、共振周波数よりも高い安全な動作点である、より高い値にシフトする。
【００７７】
本発明の発振器によれば、バス電圧が下がると、デジタルアナログコンバータ１２により大きなデジタル値が印加され、それによって、動作周波数が共振点よりも大きくなるようにシフトする。図３に示す外部抵抗器ＲＢＵＳおよび内部抵抗器ＲＶＤＣにより、周波数シフトが生じるＤＣバスレベルが決まる。
【００７８】
バス電圧レベルが低いことが検出されると、点灯の変化もリセットされる。この予防措置は、ＤＣバス電圧レベルが低いことにより、ランプが消灯する場合に取られるものである。そのため、ＤＣバス電圧が正常なレベルに戻ると、ランプは自動的に点灯する。内部抵抗器ＲＶＤＣは、予熱モード中、ピンＣＰＨの電圧が７．５Ｖよりも大きくなると、ピンＶＤＣと接地ＣＯＭの間で使用される。
【００７９】
制御ＩＣ３６の電流感知ピンＣＳは、スイッチングハーフブリッジを介して供給される電流に関係する電圧を感知する。予熱モードにおいて、電流感知機能が使用可能になった後、電流感知ピンＣＳに印加される電圧が１．３Ｖよりも大きくなると、制御ＩＣ３６は、障害モードに遷移し、ゲート駆動出力をラッチしてロー状態にする。
【００８０】
さらに、予熱コンデンサＣＰＨが接地ＣＯＭまで放電し、それによって予熱時間がリセットされ、障害モードにおいて発振器が使用不可になる。制御ＩＣ３６は、電圧ＶＣＣが、負に向かうＵＶＬＯターンオフ閾値であるＵＶＬＯ−未満で再循環するまで、あるいは、シャットダウンピンＳＤが５．１Ｖよりも大きくプルされるまで、この障害モードを維持する。
【００８１】
これらの状態のいずれかが生じると、制御ＩＣ３６はＵＶＬＯモードに遷移し、そこで、電子安定器を初期化し直すことができる。ＵＶＬＯモードでは、適切な動作パラメータにより、制御ＩＣ３６は、電圧ＶＣＣがターンオン閾値ＵＶＬＯ＋よりも大きくなり、ピンＳＤの電圧が４．５Ｖ未満になった後で、通常の動作モードを再開しようと試みる。
【００８２】
以上、本発明の特定の実施形態をあげて本発明を説明してきたが、当業者には、他の多くの変形形態および改変形態ならびに他の利用法が明らかであると思う。したがって、本発明は、本明細書の特定の開示によってではなく、添付の特許請求の範囲によってのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【００８３】
【図１】本発明による回路の回路図である。
【図２】出力信号の周波数を制御する本発明による回路におけるコンデンサの充電／放電サイクルを示す図である。
【図３】本発明とともに使用可能な制御ＩＣを備えた電子安定器の回路図である。
【図４】従来の電子安定器制御装置の概略ブロック図である。
【図５】図４の電子安定器制御装置の動作状態図である。
【図６】電子安定器制御装置のスタートアップ機能を示す回路図である。
【図７】電子安定器制御装置のスタートアップ供給電圧を示すグラフである。
【図８】電子安定器制御装置の予熱機能を示すブロック図である。
【図９】電子安定器制御装置の点灯機能を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００８４】
１０ 回路
１２ デジタルアナログコンバータ
１４ ＭＯＳＦＥＴ
１６ 抵抗器
１８ 電流ミラー回路
２０ コンデンサ
２２ コンパレータ
２４ 第１基準電圧源
２６ ＭＯＳＦＥＴ
２８ 送信ゲート
３０ インバータ
３２ 送信ゲート
３４ 第２基準電圧源
３５ 回路
３６ 制御ＩＣ
４０ 線図
５０ 線図
６０ 回路
７０ グラフ
８０ 回路
９０ 回路
ＣＢＯＯＴ 供給コンデンサ
ＣＣＰＨ 予熱タイミングコンデンサ
ＣＯＭ 接地
ＣＯＭＰ１ コンパレータ
ＣＰＨ 予熱コンデンサ、ピン
ＣＳ 電流感知ピン
ＣＴ コンデンサ
ＣＶＣＣ スタートアップコンデンサ
ＤＢＯＯＴ ブートストラップダイオード
ｆＰＨ 予熱周波数
ｆＲＵＮ 設定周波数
ＨＯ 出力、ハイサイド駆動部、ピン
ＬＯ 出力、ローサイド駆動部、ピン
Ｍ１ ハーフブリッジスイッチ
Ｍ２ ハーフブリッジスイッチ
ＲＢＵＳ 外部抵抗器
ＲＣＳ 外部電流感知抵抗器
ＲＤＴ デッドタイム内部抵抗器
ＲＰＨ 抵抗器
ＲＳＵＰＰＬＹ 供給抵抗器
ＲＴ 抵抗器
ＲＶＤＣ 内部抵抗器
ＳＤ ピン
Ｓ４ スイッチ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
調整可能な速度で充電または放電することができるタイミングコンデンサと、
前記コンデンサに結合され、このコンデンサを、前記調整可能な速度で充電または放電させるための調整可能な電流源と、
前記コンデンサの電荷値に基づいて、このコンデンサの充電または放電の状態を変化させるための閾値回路と、
充電または放電の状態の前記変化を決定するための、前記コンデンサの電荷値との比較のための、前記閾値回路内の閾値とを備える、調整可能な発振器回路。
【請求項２】
前記コンデンサに供給される電流を変化させるように動作しうる、前記調整可能な電流源内のスイッチをさらに備える、請求項１に記載の発振器回路。
【請求項３】
前記スイッチに結合され、前記コンデンサに供給される電流を変化させることに寄与するデジタルアナログコンバータをさらに備える、請求項２に記載の発振器回路。
【請求項４】
前記スイッチに結合され、電流源から供給される電流の最小量を設定するための受動構成要素をさらに備える、請求項２に記載の発振器回路。
【請求項５】
前記閾値を前記コンデンサ電荷値と比較するための、前記閾値回路内のコンパレータをさらに備える、請求項１に記載の発振器回路。
【請求項６】
前記コンパレータに結合された出力、および前記閾値に結合された入力を有し、前記閾値を前記コンパレータに選択的に印加することを可能にする閾値スイッチをさらに備える、請求項５に記載の発振器回路。
【請求項７】
前記閾値は、第１および第２の閾値を有し、前記第１閾値は、充電および放電の一方との間の遷移点を決定し、前記第２閾値が充電および放電の他方との間の遷移点を決定するようになっている、請求項１に記載の発振器回路。
【請求項８】
前記コンデンサに結合された入力と、前記第１および第２の閾値の少なくとも一方に選択的に結合された別の入力とを有する、前記閾値回路内のコンパレータをさらに備える、請求項７に記載の発振器回路。
【請求項９】
前記コンパレータに結合された出力と、前記第１および第２の閾値の少なくとも一方に結合された入力とを有するスイッチをさらに備え、それによって、前記第１および第２の閾値が前記コンパレータの前記入力に選択的に印加されるようになっている、請求項８に記載の発振器回路。
【請求項１０】
請求項７に記載の発振器回路を備える電子安定器制御装置。
【請求項１１】
可変コンデンサ電荷値を得るためにコンデンサを、選択された速度で充電または放電させること、
前記コンデンサ電荷値がいつ所定の値に達するかを決定すること、
前記コンデンサの前記充電または放電の状態を変化させること、および
前記選択された速度をデジタル値で制御することを含む、可変周波数信号を与える方法。
【請求項１】
調整可能な速度で充電または放電することができるタイミングコンデンサと、
前記コンデンサに結合され、このコンデンサを、前記調整可能な速度で充電または放電させるための調整可能な電流源と、
前記コンデンサの電荷値に基づいて、このコンデンサの充電または放電の状態を変化させるための閾値回路と、
充電または放電の状態の前記変化を決定するための、前記コンデンサの電荷値との比較のための、前記閾値回路内の閾値とを備える、調整可能な発振器回路。
【請求項２】
前記コンデンサに供給される電流を変化させるように動作しうる、前記調整可能な電流源内のスイッチをさらに備える、請求項１に記載の発振器回路。
【請求項３】
前記スイッチに結合され、前記コンデンサに供給される電流を変化させることに寄与するデジタルアナログコンバータをさらに備える、請求項２に記載の発振器回路。
【請求項４】
前記スイッチに結合され、電流源から供給される電流の最小量を設定するための受動構成要素をさらに備える、請求項２に記載の発振器回路。
【請求項５】
前記閾値を前記コンデンサ電荷値と比較するための、前記閾値回路内のコンパレータをさらに備える、請求項１に記載の発振器回路。
【請求項６】
前記コンパレータに結合された出力、および前記閾値に結合された入力を有し、前記閾値を前記コンパレータに選択的に印加することを可能にする閾値スイッチをさらに備える、請求項５に記載の発振器回路。
【請求項７】
前記閾値は、第１および第２の閾値を有し、前記第１閾値は、充電および放電の一方との間の遷移点を決定し、前記第２閾値が充電および放電の他方との間の遷移点を決定するようになっている、請求項１に記載の発振器回路。
【請求項８】
前記コンデンサに結合された入力と、前記第１および第２の閾値の少なくとも一方に選択的に結合された別の入力とを有する、前記閾値回路内のコンパレータをさらに備える、請求項７に記載の発振器回路。
【請求項９】
前記コンパレータに結合された出力と、前記第１および第２の閾値の少なくとも一方に結合された入力とを有するスイッチをさらに備え、それによって、前記第１および第２の閾値が前記コンパレータの前記入力に選択的に印加されるようになっている、請求項８に記載の発振器回路。
【請求項１０】
請求項７に記載の発振器回路を備える電子安定器制御装置。
【請求項１１】
可変コンデンサ電荷値を得るためにコンデンサを、選択された速度で充電または放電させること、
前記コンデンサ電荷値がいつ所定の値に達するかを決定すること、
前記コンデンサの前記充電または放電の状態を変化させること、および
前記選択された速度をデジタル値で制御することを含む、可変周波数信号を与える方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公表番号】特表２００６−５２０１２９（Ｐ２００６−５２０１２９Ａ）
【公表日】平成１８年８月３１日（２００６．８．３１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−５０１２１４（Ｐ２００６−５０１２１４）
【出願日】平成１６年３月３日（２００４．３．３）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００４／００６４２６
【国際公開番号】ＷＯ２００４／０７９４７１
【国際公開日】平成１６年９月１６日（２００４．９．１６）
【出願人】（５０４３９２０８３）インターナショナル レクティファイアー コーポレイション (107)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成１８年８月３１日（２００６．８．３１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１６年３月３日（２００４．３．３）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００４／００６４２６
【国際公開番号】ＷＯ２００４／０７９４７１
【国際公開日】平成１６年９月１６日（２００４．９．１６）
【出願人】（５０４３９２０８３）インターナショナル レクティファイアー コーポレイション (107)
【Ｆターム（参考）】
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