モータ制御装置
【課題】ＰＷＭ制御における搬送波周期内で、２相の電流の高周波成分を確実に検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成可能なモータ制御装置を提供する。
【解決手段】実施形態によれば、電流検出素子をインバータ回路の直流側に接続して電流値に対応する信号を発生させ、ＰＷＭ信号生成手段は、モータ磁極位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。電流検出手段が電流検出素子に発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づいてモータの相電流を検出すると、ＰＷＭ信号生成手段は、電流検出手段が、ＰＷＭ信号の搬送波周期内における４点のタイミングで２相の電流をそれぞれ２回検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。更に電流微分手段が、前記２相のそれぞれについて２回検出した電流値の差を電流微分値として出力すると、磁極位置推定手段は、その電流微分値に基づいてモータの磁極位置を推定する。
【解決手段】実施形態によれば、電流検出素子をインバータ回路の直流側に接続して電流値に対応する信号を発生させ、ＰＷＭ信号生成手段は、モータ磁極位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。電流検出手段が電流検出素子に発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づいてモータの相電流を検出すると、ＰＷＭ信号生成手段は、電流検出手段が、ＰＷＭ信号の搬送波周期内における４点のタイミングで２相の電流をそれぞれ２回検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。更に電流微分手段が、前記２相のそれぞれについて２回検出した電流値の差を電流微分値として出力すると、磁極位置推定手段は、その電流微分値に基づいてモータの磁極位置を推定する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、インバータ回路の直流部に配置される電流検出素子によって相電流を検出するモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、モータの磁極位置を推定する方法としては、例えばモータの速度に比例する誘起電圧をモータへの入力電圧と電流より演算し、誘起電圧に基づいて推定する方法が広く用いられている。また、電圧指令値に交流信号を重畳し、推定した電流をＦＦＴ解析してモータの回転速度と磁極位置とを推定する手法もある。しかしながら、モータの誘起電圧に基づき速度及び位置を推定する方法は、高速領域では十分な精度が得られるが、誘起電圧情報の少ない極低速の領域では正確な推定ができないという問題がある。
【０００３】
そこで、駆動周波数に関係しないセンシングのための交流信号をモータに印加し、電圧電流の関係からロータ位置を推定する方法がいくつか提案されている。しかし、センシング用の信号を印加するためには特別な信号発生器が必要であり、制御が複雑になる。それらと異なる方法として、特別なセンシング信号を印加せずにインバータの出力に含まれる高周波，或いはキャリア周波数成分の電流を用いて磁極位置を推定する方法がある。
【０００４】
前者は、ＰＷＭインバータ出力に含まれている高周波電流からインダクタンスを演算し、そのインダクタンスに基づいて位置を推定する。また、後者は、ＰＷＭインバータのキャリア信号をＵＶＷの三相におけるそれぞれの二相間で１２０度の位相差を持たせることで、駆動周波数以外のキャリア周波数成分電圧と電流を発生させ、キャリア周期中の電圧は一定という仮定に基づき、キャリア周波数成分電流のみを用いて位置を推定する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−１２９４１０号公報
【特許文献２】特開２００６−２３００５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
インバータ出力に含まれる高周波成分、あるいはキャリア周波数成分の高周波電流を利用して磁極位置を推定する方法は、高周波電圧によって流れる高周波電流がインバータ出力の基本波成分の電圧に対して外乱となるが、キャリア周波数はモータの回転速度に対して十分に大きいことからトルクに対する外乱とはならず、また、磁極位置推定においては電流帰還値にローパスフィルタを付加する等の必要がなく、制御システムとしての応答性が良好となる利点がある。
【０００７】
しかしながら、実用化の観点から考えると、高周波電流の大きさはモータのパラメータに依存して決まるため、その影響は使用するモータに応じて異なり、様々なシステムに対して汎用的に適用することが困難である。
【０００８】
そこで、ＰＷＭ制御における搬送波周期内で、２相の電流の高周波成分を確実に検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成可能なモータ制御装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
実施形態によれば、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するモータ制御装置において、電流検出素子をインバータ回路の直流側に接続して電流値に対応する信号を発生させ、ＰＷＭ信号生成手段は、モータの磁極位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。そして、電流検出手段が、電流検出素子に発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づいてモータの相電流を検出すると、ＰＷＭ信号生成手段は、電流検出手段が、ＰＷＭ信号の搬送波周期内における４点のタイミングで、２相の電流をそれぞれ２回検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。更に、電流微分手段が、前記２相のそれぞれについて、２回検出した電流値の差を電流微分値として出力すると、磁極位置推定手段は、その電流微分値に基づいてモータの磁極位置を推定する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１実施形態であり、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図
【図２】磁極位置推定部の詳細構成を示す機能ブロック図
【図３】（ａ）は位置センサにより検出されたモータの磁極位置、（ｂ）は本実施形態によるＰＷＭ信号パターンを印加した場合の２相の電流微分値を示す図
【図４】ＰＷＭ制御の１周期おける各相デューティパルスと、各相電流と、シャント抵抗により検出される電流とを示す図
【図５】各相デューティパルスの位相を変化させた場合の図４相当図
【図６】インバータ回路の各スイッチング素子のオンオフ状態に応じて、直流電流検出器により検出される各相電流の一覧を示す図
【図７】図１に示すモータ制御装置の構成を、インバータ回路及びゲート駆動部を中心に詳細を示す機能ブロック図
【図８】ＰＷＭ信号生成部の内部構成を示す機能ブロック図
【図９】上アーム側３相ＰＷＭ信号パルスが生成される状態を示すタイミングチャート
【図１０】第２実施形態であり、３相ＰＷＭデューティを一律に減少させた場合の図５相当図
【図１１】第３実施形態を示す図１相当図
【図１２】磁極位置合成部において２組の磁極位置及び回転速度を合成する態様を示す図
【図１３】回転速度の変化に応じて３相のＰＷＭデューティを一律に変化させる状態を示す図
【図１４】第４実施形態を示す図８相当図
【図１５】図９相当図
【図１６】パルス生成部が行うデューティ変換の論理を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１１】
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１ないし図９を参照して説明する。図１は、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。速度制御部２１は、外部より与えられる速度指令値ω＿refと、後述する磁極位置推定部２７より推定されたモータ６の速度ωとの差分について、比例積分（ＰＩ）或いは比例積分微分（ＰＩＤ）制御を行うことで電流指令値Ｉｄ＿ref，Ｉｑ＿refを生成すると、それらを電流制御部２２に出力する。尚、ｄ軸の電流指令値Ｉｄ＿refについては、モータ６がブラシレスＤＣモータ等の永久磁石モータであり、全界磁運転を行う場合はゼロに設定される。
【００１２】
電流制御部２２は、上記電流指令値と後述する３相→ｄｑ座標変換部２６より与えられるｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑとの差分について、速度制御部２１と同様にＰＩ或いはＰＩＤ制御を行うことで電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを生成すると、それらをｄｑ→３相座標変換部２３に出力する。ｄｑ→３相座標変換部２３は、磁極位置推定部 より推定されたモータ６の磁極位置θestによりｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを３相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換すると、それらをゲート駆動部２４に出力する。
【００１３】
ゲート駆動部２４は、３相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて３相のＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路３を構成する各相スイッチング素子；ＦＥＴ５Ｕ±，５Ｖ±，５Ｗ±（図７参照）にゲート駆動信号を出力する。尚、ゲート駆動部２４の内部構成については後述する。インバータ回路３には、交流電源を整流平滑して生成される直流電源１が供給されており、上記ゲート駆動信号が与えられることでモータ６を駆動する。直流電流検出器４は、インバータ回路３の直流部，例えば負側母線に挿入されており、インバータ回路３に流れる直流電流検出信号を相電流検出部７に出力する。
【００１４】
相電流検出部７は、ゲート駆動部２４よりＰＷＭキャリアの搬送波周期に同期した電流検出タイミング信号が与えられており、その検出タイミング信号に基づいて、各相電流を１搬送波周期内に２回検出し、検出電流値Ｉ（ｕ，ｖ，ｗ）１，Ｉ（ｕ，ｖ，ｗ）２を電流微分部（電流微分手段）２５に出力し、検出電流値Ｉ（ｕ，ｖ，ｗ）２を３相→ｄｑ座標変換部２６に出力する。電流微分部２５は、各相毎に検出電流値Ｉ２，Ｉ１の差分をとり、それらの差分値（電流微分値，高周波電流値）を磁極位置推定部２７に出力する。磁極位置推定部２７は、各相毎の電流差分値を演算することで磁極位置θest及び速度ωestを推定し、各部に出力する。また、３相→ｄｑ座標変換部２６は、上記磁極位置θestにより検出電流値Ｉ２をｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑに変換し、電流制御部２２に出力する。
【００１５】
ここで、本実施形態における磁極位置推定方法，及びその前提となる電流検出方法の概要を、図４ないし図６を参照して説明する。例えば３相ＰＷＭ信号の各デューティが一律５０％である場合、一般的な三角波比較法によるデューティ生成では、図４（ｂ）に示すような３相のデューティパルスが得られる。各相パルスの発生基準位相及びデューティが増減する方向が揃っているので、インバータ回路３では全相オン又は全相オフ状態に対応する。この場合、全区間（ＰＷＭ制御周期の当該１周期）においてモータ６の各相端子間には電圧が印加されず、各相電流はゼロである（図４（ｃ），（ｄ）参照）。
【００１６】
一方、本実施形態では、図５に示すように、ゲート駆動部２４の内部において、各相デューティパルスの発生位相が図４とは異なるようにパルスを生成する。これは、ＰＷＭ制御の１周期内で、２相の電流のそれぞれついて２回電流を検出することを可能とするためである。図５（ａ）ではＰＷＭキャリアとして三角波を示しており、当該三角波のボトムを周期の中心位相としている。尚、中心位相がピークとなる三角波、すなわち波形が逆相の三角波を用いても良い。
【００１７】
そして、Ｕ相パルスについては、前記中心位相を基準位相として、パルス幅を増加させる場合は、図中両側（遅れ側，進み側）に延びるようにデューティパルスを生成する。また、Ｖ，Ｗ相パルスについては、同じく前記中心位相を基準位相として、パルス幅を増加させる場合は、それぞれ図中右側（進み側），左側（遅れ側）に延びるようにデューティパルスを生成する（図５（ｂ）参照）。
【００１８】
この場合、モータ６の各相端子間の電圧を考えると、図５に示す１周期内は、４つの区間（１）〜（４）に分けられる（図中では丸数字で示す）。区間（１）ではＷ相のみがオンであるため、Ｗ→ＵＶ相間に直流電圧ＶＤＣが印加され、Ｗ相電流はモータ６のインダクタンスによる傾きで増加する。この時、Ｕ，Ｖ相端子には負電圧が印加されるのでＵ相電流，Ｖ相電流は減少する。
【００１９】
次に区間（２）ではＵ，Ｗ相がオンしているため、ＵＷ→Ｖ間相に直流電圧ＶＤＣが印加される。この区間ではＵ相電流とＷ相電流が増加し、Ｖ相電流が減少する。そして、区間（１）〜（４）の合計として、各相電流の増加減少の結果、３相とも平均電流はゼロとなり、図４に示すＰＷＭパターンと同様のモータ電流となる。違いは、各相にキャリア周波数のリップルが生じる点である。つまり、３相ＰＷＭのデューティパルスの発生位相を図５に示すようにシフトすることで、３相電流の平均値は変えずにキャリア周波数の高周波電流振幅を変化させることができる。
【００２０】
次に、インバータ回路３の直流部に配置された直流電流検出器４から３相のモータ電流を検出する方法について説明する。直流電流検出器４に流れる電流は各相のＯＮ状態によって変化する。それらの一覧を図６に示す。つまり図５に示すＰＷＭパターンの場合、Ｖ相及びＷ相電流が正，負それぞれの極性となって流れることになる。そして、これらの区間のうち少なくとも２相の電流を検出すれば、残りの１相を合計値がゼロとなる演算から求めて３相の電流値を検出できる。
【００２１】
本実施形態では、基準キャリア（三角波）のボトムを中心に、その両側におけるＯＮ／ＯＦＦ状態、つまり区間（２），（３）においてＶ相，Ｗ相の電流を検出する。この場合、区間（２）のどこか１点で電流値をサンプリングすれば負極性のＷ相電流を検出できるが、本実施形態では、モータ６の磁極位置を検出するために電流の微分値（差分値）を求めるので、区間（２）の始点及び終点付近の２点でサンプリングを行う。そして、２点でサンプリングした電流値の差分をＷ相電流微分値とする。同様に、区間（３）についても始点，終点でサンプリングした値の差分値でＶ相電流微分値を求める。
【００２２】
次に、図５に示すパターンでＰＷＭデューティパルスを発生させるための構成について図７ないし図９を参照して説明する。図７は、図１に示したモータ制御装置の構成を、インバータ回路３及びゲート駆動部２４を中心に詳細を示す機能ブロック図である。直流電源部１には、正側母線２ａ，負側母線２ｂを介してインバータ回路３が接続されているが、負側母線２ｂ側には、直流電流検出器４として、電流検出素子であるシャント抵抗４Ｒが挿入されている。インバータ回路３は、例えばＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ５（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）を３相ブリッジ接続して構成されており、各相の出力端子はモータ６の各相巻線にそれぞれ接続されている。
【００２３】
シャント抵抗４Ｒの端子電圧（電流値に対応した信号）は電流検出部（電流検出手段）７により検出され、電流検出部７は、前記端子電圧とインバータ回路３に出力される３相のＰＷＭ信号パターンとに基づいてＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。電流検出部７が検出した各相電流は、ＤＵＴＹ生成部８に与えられＡ／Ｄ変換されて読み込まれると、モータ６の制御条件等に基づいて演算が行われる。その結果、各相のＰＷＭ信号を生成するためのデューティＵ＿ＤＵＴＹ，Ｖ＿ＤＵＴＹ，Ｗ＿ＤＵＴＹが決定される。尚、図７において、ＤＵＴＹ生成部８が、電流検出部７が検出した各相電流に基づいて各相デューティを決定する流れは、図１に示した制御の流れを省略したものである。
【００２４】
各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹは、ＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）９に与えられ、搬送波とのレベルが比較されることで３相ＰＷＭ信号が生成される。また、３相ＰＷＭ信号を反転させた下アーム側の信号も生成されて、必要に応じてデッドタイムが付加された後、それらが駆動回路１０に出力される。駆動回路１０は、与えられたＰＷＭ信号に従い、インバータ回路３を構成する６つのパワーＭＯＳＦＥＴ５（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）の各ゲートに、ゲート信号を出力する（上アーム側については、必要なレベルだけ昇圧した電位で出力する）。
【００２５】
図８はＰＷＭ信号生成部９の内部構成を示す機能ブロック図，図９はＰＷＭ信号生成部９の内部で上アーム側の３相ＰＷＭ信号（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋）のパルスが生成される状態を示すタイミングチャートである。ＤＵＴＹ生成部８より入力された各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹは、ＤＵＹＴ増減部１１によって加算値が出力された場合に、加算器１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗを介してデューティが加算される（この詳細については、第２実施形態で述べる）。そして、加算器１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗの出力信号は、パルス生成部１３に入力され、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のキャリア（搬送波）とのレベルが比較された結果、各相のＰＷＭ信号Ｕ±，Ｖ±，Ｗ±が生成される。
【００２６】
すなわち、本実施形態では、各相毎に異なる波形のキャリアを使用する。図９（ａ）〜（ｃ）に示すように、Ｕ相キャリアは三角波であり、Ｖ相キャリア鋸歯状波は，Ｗ相キャリアはＶ相に対して逆相となる鋸歯状波である。そして、これらの位相は、Ｕ相キャリアの振幅レベルが最小となり、Ｖ相キャリアの振幅レベルが最小，Ｗ相キャリアの振幅レベルが最大となる位相が一致するように出力される。これらのキャリアは、互いに同期してカウント動作を行う３つのカウンタで生成でき、Ｕ相はアップダウンカウンタ，Ｖ相はアップカウンタ，Ｗ相はダウンカウンタとなる。但し、アップダウンカウンタがカウント動作を行う周波数は、その他のカウンタの２倍となる。キャリア周期は、例えば５０μsecとする。
【００２７】
そして、パルス生成部１３では、各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹと各相キャリアとのレベルをそれぞれ比較して、（デューティ）＞（キャリア）となる期間にハイレベルパルスを出力する。その結果、図９（ｄ）に示すように、Ｕ相キャリアの振幅最小位相（三角波の谷）を基準位相とすると、Ｕ相のＰＷＭ信号パルスＵ＋は、基準位相から遅れ，進みの両方向側に増減するようにパルス幅が変化し、Ｖ相のＰＷＭ信号パルスＶ＋は、基準位相から進み方向側（図中右側）に増減するようにパルス幅が変化し、Ｗ相のＰＷＭ信号パルスＷ＋は、基準位相から遅れ方向側（図中左側）に増減するようにパルス幅が変化する。
【００２８】
電流検出部７には、ＰＷＭ信号生成部９から電流検出タイミング信号（例えばＵ相キャリア）が与えられており、電流検出タイミング信号に従い２相の電流を検出するタイミングを決定する。１周期内で、Ｖ相電流を検出するタイミングＴｖ１，Ｔｖ２と、Ｗ相電流を検出するタイミングＴｗ１，Ｔｗ２とにより４回検出を行う。例えば、Ｕ相キャリアの振幅最大位相を基準位相として、ダウンカウントを開始してからカウント値がゼロに達する以前の期間内にタイミングＴｖ１，Ｔｖ２を設定し、カウント値がゼロに達してアップカウントに転じた後、カウント値が最大値に達する以前の期間内にタイミングＴｗ１，Ｔｗ２を設定する。
このように検出タイミングを設定することで、Ｖ相電流（−）Ｉｖの差分値とＷ相電流（−）Ｉｗの差分値とを検出できる。尚、電流検出部７が電流検出タイミングを決定するために参照するキャリアは、Ｕ相に限らず、Ｖ，Ｗ相のキャリアであっても良い。
【００２９】
また、図３は、埋め込み磁石型永久磁石同期モータにおいて、（ｂ）本実施形態によるＰＷＭ信号パターンを印加した場合の２相の電流微分値と、（ａ）位置センサにより検出された前記モータの磁極位置を示している。この図３に示すように、電流微分値は磁極位置θに対して２倍の２θで変化している。電流微分値は、突極性を持つモータについては当該モータの磁極位置を示す情報を含んでいるので、これら２相の電流微分値から磁極位置を算出することができる。
【００３０】
この電流微分値から磁極位置を算出する方法は様々あるが、例えば図２に示すような手法で演算できる。図２は、磁極位置推定部２７の詳細構成を示す機能ブロック図である。角度演算部（Ａｔａｎ）２８において、各相電流の微分値に基づき次式による演算を行い２倍の角度２θcalを得る。
２θcal＝ｔａｎ-1［｛Ｉｕ’−（１／２）（Ｉｖ’＋Ｉｗ’）｝
／（√３／２）（Ｉｖ’−Ｉｗ’）］ …（１）
【００３１】
次段の減算器２９において、角度２θcalと、遅延器３０を介して遅延された１演算周期前の演算結果（２θcal＿１）との差分がとられ（微分値）、更に次段の乗算器３１において前記差分は１／２倍される。乗算器３１の出力は積算器３２において積算され、積算結果はゼロクリア部３３に格納される。ゼロクリア部３３を介して、上記２倍の角度２θcalの１／２に相当する角度θcalが得られるが、積算値である角度θcalは、角度２θcalの値がゼロを示すタイミングの１回置きでゼロクリアされる。
【００３２】
角度θcalは、次段の減算器３４において、遅延器３５を介して遅延された１演算周期前の最終演算結果（θest＿１）との差分がとられてＰＩ制御部３６に入力される。ＰＩ制御部３６からは推定速度ωestが得られ、推定速度ωestを積分器３７において積分することで磁極推定値θestが得られる。
【００３３】
以上のように本実施形態によれば、インバータ回路３を構成するＭＯＳＦＥＴ５Ｕ±，Ｖ±，Ｗ±を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御する際に、インバータ回路３の直流母線２ｂ側にシャント抵抗４Ｒを接続し、ＰＷＭ信号生成部９が、モータ６の磁極位置θestに追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。そして、電流検出部７が、シャント抵抗４Ｒに発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づいて、モータの相電流を検出する場合、ＰＷＭ信号生成部９は、電流検出部７が、キャリア周期内における４点のタイミングで２相の電流を検出可能となるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。
【００３４】
そして、電流微分部２５は、前記２相のそれぞれについて２回検出した電流値の差を電流微分値として出力し、また、残りの１相の電流についても演算より求めて同様に電流値の差を電流微分値として出力し、磁極位置推定部２７は、それらの電流微分値に基づいてモータ６の磁極位置θestを推定するようにした。したがって、モータ６の電気的特性に依存することなく、ゼロ速度を含む極低速領域においても位置センサレス方式により磁極位置θestを精度良く推定することが可能となり、様々なシステムに容易に適用することができる。
【００３５】
この場合、ＰＷＭ信号生成部９は、３相のＰＷＭ信号のうち１相（第１相）については、キャリア周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、他の１相（第２相）については、キャリア周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティを増減させ、残りの１相（第３相）については、前記キャリア周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させる。
【００３６】
したがって、相電流検出部７が電流を検出する場合には、第１相と第２相のスイッチング素子が同時にオンしている第１期間と、第１相と第３相のスイッチング素子が同時にオンしている第２期間とに係るように検出タイミングを設定すれば、第１期間では第３相の電流を検出でき、第２期間では第２相の電流を検出できる。そして、ＰＷＭ信号生成部９は、各相の基準を、キャリアの振幅が最大又は最小となる位相に基づいて設定するので、電流検出部７による電流検出のタイミングも、上記位相に基づいて容易に設定することができる。
【００３７】
更に、ＰＷＭ信号生成部９は、３相のＰＷＭ信号のうちＵ相については三角波をキャリアとして使用し、Ｖ相については、前記三角波の振幅が最大又は最小を示す位相に、振幅が最大を示す位相が一致する鋸歯状波をキャリアとして使用し、Ｗ相については、前記鋸歯状波に対して逆相となる鋸歯状波をキャリアとして使用し、前記各相の基準を、各キャリア振幅の最大値又は最小値が全て一致する位相に基づいて設定するようにした。したがって、各相毎に異なる波形のキャリアを使用することで、各相ＰＷＭ信号のデューティを増減させる位相方向を変化させることができる。
【００３８】
（第２実施形態）
図１０は第２実施形態であり、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。第２実施形態は、ＰＷＭ信号生成部９に内蔵されているＤＵＴＹ増減部１１によって３相ＰＷＭパターンのデューティを調整する例を示す。本実施形態の推定方式においては、電流微分値が大きくなるほど磁極位置の推定精度が向上し、またＳ／Ｎ比が大きくなる。しかしその一方で、電流微分値が大きくなり過ぎるとＰＷＭキャリア周波数に応じた騒音や電磁ノイズを上昇させることに繋がる。
【００３９】
図１０に示すように、図５に示したパターンより全相のデューティを一律に減少させると高周波電流振幅（電流微分値）が減少することになり、このように調整すると、高周波電流振幅は図４，図５に示すケースの中間付近となる。逆に、全相のデューティを一律に増加させると、高周波電流振幅が増加するように調整できる。例えばＰＷＭ周波数が１５ｋＨｚ程度を超えると、当該周波数に基づく騒音は人の可聴域においても実際は認識できないレベルとなるため、騒音の影響は減少する傾向となる。したがって、このような周波数領域で制御を行う場合には、磁極位置の推定精度を向上させるため、全相のデューティを一律に増加させるように調整を行うことが好ましい。
【００４０】
そこで、ＤＵＴＹ増減部１１に対しては、ＰＷＭキャリアの周波数情報を与えることで、前記周波数の高低に応じて全相のデューティを一律に増減させるように調整を行うようにする。また、全相のデューティを一律に増減させることに伴い、電流検出部７において電流値を検出するタイミングを調整する必要がある。デューティを増加させた場合には、それに応じて例えばタイミングＴｖ１，Ｔｖ２及びタイミングＴｗ１，Ｔｗ２の間隔を開くように調整し、すなわち、タイミングＴｖ１をより遅れ側に、タイミングＴｗ２をより進み側とするように調整してＳ／Ｎ比を向上させるようにする。
【００４１】
また、上述した全相のデューティを一律に増減する調整は、モータ６の回転速度の高低についても同様に行う。すなわち、回転速度が低い領域では、全相のデューティを一律に増加させた状態にしておきＳ／Ｎ比を向上させ、回転速度が上昇するのに応じて騒音等の影響は相対的に低下するので、例えば最高回転数が５０００ｒｐｍ程度のモータであれば１００ｒｐｍ毎に全相のデューティを段階的に減少させるようにする。この場合、ＤＵＴＹ増減部１１に対して推定速度ωestを与えれば良い。
また、これらのように全相のデューティを一律に増減させる際には、それに応じて４点の電流検出タイミングを調整する。例えばデューティを加算する場合は、Ｔｖ１，Ｔｖ２の検出間隔をより広げるように調整すれば良い。
【００４２】
以上のように第２実施形態によれば、ＤＵＴＹ増減部１１は、ＰＷＭ信号のキャリア周波数が高くなるのに応じて３相のＰＷＭ信号パターンのデューティを一律に増加させるので、キャリア周波数が人の聴覚に与える影響が低下するのに応じて電流検出におけるＳ／Ｎ比を向上させて高周波電流振幅を調整し、磁極位置θestの推定精度を向上させることができる。また、ＤＵＴＹ増減部１１は、モータ６の回転速度ωestが上昇するのに応じて３相のＰＷＭ信号パターンのデューティを一律に減少させるので、回転速度の高低に応じたデューティを適切に設定して電力損失及び磁気騒音の低減を図ることができる。
【００４３】
（第３実施形態）
図１１ないし図１３は第３実施形態であり、第１実施形態と異なる部分のみ説明する。第３実施形態では、第１実施形態の磁極位置推定部２７を第１磁極位置推定部２７として、もう１つの第２磁極位置推定部４１（第２磁極位置推定手段，誘起電圧検出手段）を設ける。第２磁極位置推定部４１は、ｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑ，ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑ及びモータ６巻線のインダクタンスや抵抗値などの電気的特性に基づいて誘起電圧を演算し、その誘起電圧に基づいてモータ６の磁極位置θ２及び回転速度ω２を推定するもので、例えば特許第４７５１４３５号公報等に開示されているもの等と同様に周知の構成である。
【００４４】
磁極位置合成部（磁極位置合成手段）４２には、第１磁極位置推定部２７により推定された磁極位置θ１（第１磁極位置）及び回転速度ω１と、第２磁極位置推定部４１により推定された磁極位置θ２（第２磁極位置）及び回転速度ω２とが入力されている。また、第２磁極位置推定部４１により出力される推定速度ω２は、推定演算に用いるため１演算周期分の遅延時間を付与する遅延器４３を介して第２磁極位置推定部４１にフィードバックされている。
【００４５】
ここで図１２は、磁極位置合成部４２における磁極位置θ１及び回転速度ω１と、磁極位置θ２及び回転速度ω２と合成の態様を示すもので、横軸がモータ６の回転速度であり、縦軸が磁極位置θ１及び回転速度ω１の合成比率を示している（縦軸の合成比率０％は、磁極位置θ２及び回転速度ω２の合成比率１００％を示す）。磁極位置合成部４２は、回転速度ωａ未満の低速領域では磁極位置θ１及び回転速度ω１のみを選択して（合成比率１００％で）磁極位置θest（第３磁極位置）及び回転速度ωestを推定結果として出力する。回転速度の閾値ωａは、誘起電圧方式に基づく第２磁極位置推定部４１による推定が可能となる最低値に対応する。
【００４６】
そして、回転速度がωａ以上になると、合成比率を１００％から低下させて、その低下させた分だけ第２磁極位置推定部４１による磁極位置θ２及び回転速度ω２を合成する比率を上昇させる。回転速度がωｂに達すると合成比率は０％となり、以降は第２磁極位置推定部４１による磁極位置θ２及び回転速度ω２がそのまま磁極位置θest及び回転速度ωestとなるように出力される。
【００４７】
また図１３は、図１２と同様にモータ６の回転速度が変化するのに応じて、ＰＷＭ信号生成部９におけるＤＵＴＹ増減部１１が、３相のＰＷＭデューティを一律に変化させる，すなわち、高周波電流振幅を変化させる状態を示している。回転速度がωａ未満の低速領域では高周波電流振幅を大きく設定して第１磁極位置推定部２７による推定精度を向上させる。そして、回転速度がａ以上になると、第２磁極位置推定部４１による推定結果が比率を漸増させて合成されるので、速度の上昇に応じて高周波電流振幅を漸減させて、電力損失及び磁気騒音の低減を図るようにする。
【００４８】
以上のように第３実施形態によれば、第１磁極位置推定部２７とは別個に誘起電圧に基づいて磁極位置推定を行う第２磁極位置推定部４１を備え、磁極位置合成部４２は、回転速度ωａ未満の低速領域では磁極位置θ１及び回転速度ω１のみを選択して磁極位置θest及び回転速度ωestを推定結果として出力し、回転速度がωａ以上になると合成比率を１００％から低下させ、その低下させた分だけ第２磁極位置推定部４１による磁極位置θ２及び回転速度ω２を合成する比率を上昇させる。回転速度がωｂに達すると合成比率を０％にして、以降は第２磁極位置推定部４１による磁極位置θ２及び回転速度ω２がそのまま磁極位置θest及び回転速度ωestとなるように出力する。
【００４９】
すなわち、第２磁極位置推定部４１による位置推定が困難である低速領域では、第１磁極位置推定部２７による推定結果を用いるようにし、モータ６の回転速度が第２磁極位置推定部４１による位置推定が可能となる閾値ωａ以上になると、第２磁極位置推定部４１による推定結果を合成する比率を向上させる。そして、ＰＷＭ信号生成部９におけるＤＵＴＹ増減部１１は、回転速度が閾値ωａ以上になると３相のＰＷＭ信号パターンのデューティを一律に減少させるので、第１磁極位置推定部２７による推定結果の合成比率が高い領域では高周波電流振幅を大きくして上記推定の精度を向上させ、第２磁極位置推定部４１による推定結果の合成比率が上昇するのに応じて電力損失及び磁気騒音の低減を図ることができる。
【００５０】
（第４実施形態）
図１４ないし図１６は第４実施形態を示す。図１４は図２相当図であり、ＰＷＭ信号生成部９に替わるＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）５１の構成を示している。ＰＷＭ信号生成部５１は、パルス生成部１３に替わるパルス生成部５２を備えており、パルス生成部５２は、三角波のキャリア１つだけを用いて、第１実施形態と同様に各相のＰＷＭ信号パルスをシフトさせるため、論理演算を行う。
【００５１】
図１５は、１つのキャリアに対して、各相のデューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹをどのように比較することで各相ＰＷＭ信号パルスを生成するかを示している。（ａ）においてデューティＵ＿ＤＵＴＹは実線，デューティＶ＿ＤＵＴＹは破線，デューティＷ＿ＤＵＴＹは１点鎖線である。Ｕ相については、デューティ指令Ｕ＿ＤＵＴＹがキャリアよりも高い期間にＰＷＭ信号パルスを出力する。そして、キャリアの振幅が増加する区間を第１区間，振幅が減少する区間を第２区間とすると、また、Ｖ相については、第１区間はデューティ指令Ｖ＿ＤＵＴＹがキャリアよりも高い場合にＰＷＭ信号パルスを出力し、第２区間はデューティ指令Ｖ＿ＤＵＴＹがキャリアよりも低い場合にＰＷＭ信号パルスを出力する。
【００５２】
Ｗ相については、第１区間はデューティ指令Ｗ＿ＤＵＴＹがキャリアよりも低い場合にＰＷＭ信号パルスを出力し、第２区間はデューティ指令Ｗ＿ＤＵＴＹがキャリアよりも高い場合にＰＷＭ信号パルスを出力する。その結果、三角波のキャリアに対する各相ＰＷＭ信号パルスの出力パターンは第１実施形態と同じとなる。図１６は、パルス生成部５２が行う上記信号処理の論理を示している。
【００５３】
次に、各相のデューティの設定について述べる。具体例として、Ｕ，Ｗ＿ＤＵＴＹ＝８０％、Ｖ＿ＤＵＴＹ＝３０％とし、キャリアの最大振幅ＭＡＸは１００％とする。まず、三角波キャリアに対し、常にキャリアより低い期間でＨパルスを出力するＵ相は、ＤＵＴＹ増減部１１の処理を加えたＵ＿ＤＵＴＹを、そのままの値８０％にて区間１，２共にキャリアとの比較を行う（Ｕ＿ＤＵＴＹ＝Ｕ＿ＤＵＴＹ’）。この結果、Ｕ相パルスは８０％の期間Ｈパルスがキャリアの谷を中心に出力される。Ｖ相については、第１区間では、ＤＵＴＹ増減部１１の処理を加えたＶ＿ＤＵＴＹ３０％を２倍した値６０％をＶ＿ＤＵＴＹ’としてキャリアと比較する。そして第２区間では、キャリアのＭＡＸ値１００％をＶ＿ＤＵＴＹ’としてキャリアとの比較を行う。ＭＡＸ値であるが、キャリアよりもレベルが低いときにＨレベルのパルスを出力するという論理であるため、パルスは出力されない。この結果、Ｖ相パルスはＰＷＭ周期中３０％の期間キャリアの谷から山に向けて出力される。
【００５４】
最後にＷ相ＤＵＴＹは、第１区間では、Ｗ相ＤＵＴＹ値８０％の２倍の値１６０％を、キャリアのＭＡＸ値１００％の２倍からを引いた値４０％をＷ＿ＤＵＴＹ’として、キャリアとの比較を行う。このため、キャリアのピーク位置を基準にパルスが発生する。続いて第２区間では、キャリアのＭＡＸ値１００％をＷ＿ＤＵＴＹ’としてキャリアとの比較を行う。このため、この区間は全てＨパルスとなる。この結果、Ｗ相パルスは８０％の期間Ｈパルスが出力される。以上、図１５に示した各相ＰＷＭ信号パルスの場合について説明したが、各相のデューティの大小によってセット値に違いが出るため、ＤＵＴＹ→ＤＵＴＹ’の変換を行う論理を一般化して示したものが図１６である。
【００５５】
すなわち、Ｕ相についてはデューティＵ＿ＤＵＴＹをそのまま設定する。Ｖ相については、デューティＶ＿ＤＵＴＹの２倍値がキャリアＭＡＸ値よりも小さい場合は、第１区間で出力されるＶ＿ＤＵＴＹ’を前記２倍値に設定すると共に、第２区間で出力されるＶ＿ＤＵＴＹ’をキャリアＭＡＸ最大値に設定する。また、２倍値がキャリアＭＡＸ値よりも大きい場合は、第１区間のＶ＿ＤＵＴＹ’キャリアＭＡＸ値に設定すると共に、第２区間のＶ＿ＤＵＴＹ’をキャリアＭＡＸ値の２倍から２倍値を減じた値に設定する。
【００５６】
Ｗ相については、デューティＷ＿ＤＵＴＹの２倍値がキャリア振幅の最大値（キャリアＭＡＸ値）よりも小さい場合は、第１区間に出力されるＷ＿ＤＵＴＹ’をキャリアＭＡＸ値に設定すると共に、第２区間で出力されるＷ＿ＤＵＴＹ’を前記２倍値に設定する。また、前記２倍値がキャリアＭＡＸ値よりも大きい場合は、第１及区間のＷ＿ＤＵＴＹ’をキャリアＭＡＸ値の２倍から前記２倍値を減じた値に設定すると共に、第２区間のＷ＿ＤＵＴＹ’をキャリアＭＡＸ値に設定する。
【００５７】
以上のように第４実施形態によれば、ＰＷＭ信号生成部５１は、三角波をキャリアとして使用し、三角波の振幅が増加する区間を第１区間とし、振幅が減少する区間を第２区間とすると、３相のＰＷＭ信号のうちＵ相については、三角波振幅とＰＷＭ指令との大小関係を比較してＰＷＭ信号を出力するための比較条件を、第１及び第２区間を通じて一定とし、Ｖ，Ｗ相については、第１区間における比較条件が互いに異なると共に、第２区間における比較条件は、第１区間における各相の比較条件を反転させることで、３相ＰＷＭ信号パルスを生成するようにした。
【００５８】
そして、Ｕ相についてはデューティＵ＿ＤＵＴＹをそのまま設定し、Ｖ，Ｗ相については、デューティＶ＿ＤＵＴＹ，Ｗ＿ＤＵＴＹの２倍値をキャリアＭＡＸ値と比較し、その結果に応じて第１区間，第２区間について設定するデューティＶ＿ＤＵＴＹ’，Ｗ＿ＤＵＴＹ’を図１６に示す論理に従い変換するようにした。したがって、第１実施形態のように３種類のキャリアを使用せずとも、第１実施形態と同様の効果が得られる。
【００５９】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
電流検出部７が、キャリア周期内で２相の電流を検出するタイミングは、必ずしもキャリアのレベルが最小又は最大を示す位相を基準とする必要はなく、２相の電流を検出可能な範囲でキャリアの任意の位相に基づいて設定すれば良い。
【００６０】
また、電流を検出するタイミングは、ＰＷＭキャリアの周期に一致させる必要はなく、例えばキャリア周期の２倍や４倍の周期で検出を行っても良い。したがって、電流検出部７に入力する電流検出タイミング信号は、キャリアそのものである必要はなく、例えばキャリアに同期して所定の周期を有するパルス信号であっても良い。
シャント抵抗４を、正側母線２ａに配置しても良い。また、電流検出素子はシャント抵抗４に限ることなく、例えばＣＴ（Current Transformer）等を設けても良い。
スイッチング素子はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴに限ることなく、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴや、ＩＧＢＴ，パワートランジスタ等を使用しても良い。
【符号の説明】
【００６１】
図面中、３はインバータ回路、４はシャント抵抗（電流検出素子）、５はパワーＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）、６はモータ、７は相電流検出部（電流検出手段）、９はＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）、１１はＤＵＴＹ増減部、２５は電流微分部（電流微分手段）、２７は磁極位置推定部（磁極位置推定手段）、４１は第２磁極位置推定部（第２磁極位置推定手段）、４２は磁極位置合成部（磁極位置合成手段）、５１はＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）、５２はパルス生成部を示す。
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、インバータ回路の直流部に配置される電流検出素子によって相電流を検出するモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、モータの磁極位置を推定する方法としては、例えばモータの速度に比例する誘起電圧をモータへの入力電圧と電流より演算し、誘起電圧に基づいて推定する方法が広く用いられている。また、電圧指令値に交流信号を重畳し、推定した電流をＦＦＴ解析してモータの回転速度と磁極位置とを推定する手法もある。しかしながら、モータの誘起電圧に基づき速度及び位置を推定する方法は、高速領域では十分な精度が得られるが、誘起電圧情報の少ない極低速の領域では正確な推定ができないという問題がある。
【０００３】
そこで、駆動周波数に関係しないセンシングのための交流信号をモータに印加し、電圧電流の関係からロータ位置を推定する方法がいくつか提案されている。しかし、センシング用の信号を印加するためには特別な信号発生器が必要であり、制御が複雑になる。それらと異なる方法として、特別なセンシング信号を印加せずにインバータの出力に含まれる高周波，或いはキャリア周波数成分の電流を用いて磁極位置を推定する方法がある。
【０００４】
前者は、ＰＷＭインバータ出力に含まれている高周波電流からインダクタンスを演算し、そのインダクタンスに基づいて位置を推定する。また、後者は、ＰＷＭインバータのキャリア信号をＵＶＷの三相におけるそれぞれの二相間で１２０度の位相差を持たせることで、駆動周波数以外のキャリア周波数成分電圧と電流を発生させ、キャリア周期中の電圧は一定という仮定に基づき、キャリア周波数成分電流のみを用いて位置を推定する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−１２９４１０号公報
【特許文献２】特開２００６−２３００５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
インバータ出力に含まれる高周波成分、あるいはキャリア周波数成分の高周波電流を利用して磁極位置を推定する方法は、高周波電圧によって流れる高周波電流がインバータ出力の基本波成分の電圧に対して外乱となるが、キャリア周波数はモータの回転速度に対して十分に大きいことからトルクに対する外乱とはならず、また、磁極位置推定においては電流帰還値にローパスフィルタを付加する等の必要がなく、制御システムとしての応答性が良好となる利点がある。
【０００７】
しかしながら、実用化の観点から考えると、高周波電流の大きさはモータのパラメータに依存して決まるため、その影響は使用するモータに応じて異なり、様々なシステムに対して汎用的に適用することが困難である。
【０００８】
そこで、ＰＷＭ制御における搬送波周期内で、２相の電流の高周波成分を確実に検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成可能なモータ制御装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
実施形態によれば、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するモータ制御装置において、電流検出素子をインバータ回路の直流側に接続して電流値に対応する信号を発生させ、ＰＷＭ信号生成手段は、モータの磁極位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。そして、電流検出手段が、電流検出素子に発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づいてモータの相電流を検出すると、ＰＷＭ信号生成手段は、電流検出手段が、ＰＷＭ信号の搬送波周期内における４点のタイミングで、２相の電流をそれぞれ２回検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。更に、電流微分手段が、前記２相のそれぞれについて、２回検出した電流値の差を電流微分値として出力すると、磁極位置推定手段は、その電流微分値に基づいてモータの磁極位置を推定する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１実施形態であり、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図
【図２】磁極位置推定部の詳細構成を示す機能ブロック図
【図３】（ａ）は位置センサにより検出されたモータの磁極位置、（ｂ）は本実施形態によるＰＷＭ信号パターンを印加した場合の２相の電流微分値を示す図
【図４】ＰＷＭ制御の１周期おける各相デューティパルスと、各相電流と、シャント抵抗により検出される電流とを示す図
【図５】各相デューティパルスの位相を変化させた場合の図４相当図
【図６】インバータ回路の各スイッチング素子のオンオフ状態に応じて、直流電流検出器により検出される各相電流の一覧を示す図
【図７】図１に示すモータ制御装置の構成を、インバータ回路及びゲート駆動部を中心に詳細を示す機能ブロック図
【図８】ＰＷＭ信号生成部の内部構成を示す機能ブロック図
【図９】上アーム側３相ＰＷＭ信号パルスが生成される状態を示すタイミングチャート
【図１０】第２実施形態であり、３相ＰＷＭデューティを一律に減少させた場合の図５相当図
【図１１】第３実施形態を示す図１相当図
【図１２】磁極位置合成部において２組の磁極位置及び回転速度を合成する態様を示す図
【図１３】回転速度の変化に応じて３相のＰＷＭデューティを一律に変化させる状態を示す図
【図１４】第４実施形態を示す図８相当図
【図１５】図９相当図
【図１６】パルス生成部が行うデューティ変換の論理を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１１】
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１ないし図９を参照して説明する。図１は、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。速度制御部２１は、外部より与えられる速度指令値ω＿refと、後述する磁極位置推定部２７より推定されたモータ６の速度ωとの差分について、比例積分（ＰＩ）或いは比例積分微分（ＰＩＤ）制御を行うことで電流指令値Ｉｄ＿ref，Ｉｑ＿refを生成すると、それらを電流制御部２２に出力する。尚、ｄ軸の電流指令値Ｉｄ＿refについては、モータ６がブラシレスＤＣモータ等の永久磁石モータであり、全界磁運転を行う場合はゼロに設定される。
【００１２】
電流制御部２２は、上記電流指令値と後述する３相→ｄｑ座標変換部２６より与えられるｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑとの差分について、速度制御部２１と同様にＰＩ或いはＰＩＤ制御を行うことで電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを生成すると、それらをｄｑ→３相座標変換部２３に出力する。ｄｑ→３相座標変換部２３は、磁極位置推定部 より推定されたモータ６の磁極位置θestによりｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを３相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換すると、それらをゲート駆動部２４に出力する。
【００１３】
ゲート駆動部２４は、３相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて３相のＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路３を構成する各相スイッチング素子；ＦＥＴ５Ｕ±，５Ｖ±，５Ｗ±（図７参照）にゲート駆動信号を出力する。尚、ゲート駆動部２４の内部構成については後述する。インバータ回路３には、交流電源を整流平滑して生成される直流電源１が供給されており、上記ゲート駆動信号が与えられることでモータ６を駆動する。直流電流検出器４は、インバータ回路３の直流部，例えば負側母線に挿入されており、インバータ回路３に流れる直流電流検出信号を相電流検出部７に出力する。
【００１４】
相電流検出部７は、ゲート駆動部２４よりＰＷＭキャリアの搬送波周期に同期した電流検出タイミング信号が与えられており、その検出タイミング信号に基づいて、各相電流を１搬送波周期内に２回検出し、検出電流値Ｉ（ｕ，ｖ，ｗ）１，Ｉ（ｕ，ｖ，ｗ）２を電流微分部（電流微分手段）２５に出力し、検出電流値Ｉ（ｕ，ｖ，ｗ）２を３相→ｄｑ座標変換部２６に出力する。電流微分部２５は、各相毎に検出電流値Ｉ２，Ｉ１の差分をとり、それらの差分値（電流微分値，高周波電流値）を磁極位置推定部２７に出力する。磁極位置推定部２７は、各相毎の電流差分値を演算することで磁極位置θest及び速度ωestを推定し、各部に出力する。また、３相→ｄｑ座標変換部２６は、上記磁極位置θestにより検出電流値Ｉ２をｄ，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑに変換し、電流制御部２２に出力する。
【００１５】
ここで、本実施形態における磁極位置推定方法，及びその前提となる電流検出方法の概要を、図４ないし図６を参照して説明する。例えば３相ＰＷＭ信号の各デューティが一律５０％である場合、一般的な三角波比較法によるデューティ生成では、図４（ｂ）に示すような３相のデューティパルスが得られる。各相パルスの発生基準位相及びデューティが増減する方向が揃っているので、インバータ回路３では全相オン又は全相オフ状態に対応する。この場合、全区間（ＰＷＭ制御周期の当該１周期）においてモータ６の各相端子間には電圧が印加されず、各相電流はゼロである（図４（ｃ），（ｄ）参照）。
【００１６】
一方、本実施形態では、図５に示すように、ゲート駆動部２４の内部において、各相デューティパルスの発生位相が図４とは異なるようにパルスを生成する。これは、ＰＷＭ制御の１周期内で、２相の電流のそれぞれついて２回電流を検出することを可能とするためである。図５（ａ）ではＰＷＭキャリアとして三角波を示しており、当該三角波のボトムを周期の中心位相としている。尚、中心位相がピークとなる三角波、すなわち波形が逆相の三角波を用いても良い。
【００１７】
そして、Ｕ相パルスについては、前記中心位相を基準位相として、パルス幅を増加させる場合は、図中両側（遅れ側，進み側）に延びるようにデューティパルスを生成する。また、Ｖ，Ｗ相パルスについては、同じく前記中心位相を基準位相として、パルス幅を増加させる場合は、それぞれ図中右側（進み側），左側（遅れ側）に延びるようにデューティパルスを生成する（図５（ｂ）参照）。
【００１８】
この場合、モータ６の各相端子間の電圧を考えると、図５に示す１周期内は、４つの区間（１）〜（４）に分けられる（図中では丸数字で示す）。区間（１）ではＷ相のみがオンであるため、Ｗ→ＵＶ相間に直流電圧ＶＤＣが印加され、Ｗ相電流はモータ６のインダクタンスによる傾きで増加する。この時、Ｕ，Ｖ相端子には負電圧が印加されるのでＵ相電流，Ｖ相電流は減少する。
【００１９】
次に区間（２）ではＵ，Ｗ相がオンしているため、ＵＷ→Ｖ間相に直流電圧ＶＤＣが印加される。この区間ではＵ相電流とＷ相電流が増加し、Ｖ相電流が減少する。そして、区間（１）〜（４）の合計として、各相電流の増加減少の結果、３相とも平均電流はゼロとなり、図４に示すＰＷＭパターンと同様のモータ電流となる。違いは、各相にキャリア周波数のリップルが生じる点である。つまり、３相ＰＷＭのデューティパルスの発生位相を図５に示すようにシフトすることで、３相電流の平均値は変えずにキャリア周波数の高周波電流振幅を変化させることができる。
【００２０】
次に、インバータ回路３の直流部に配置された直流電流検出器４から３相のモータ電流を検出する方法について説明する。直流電流検出器４に流れる電流は各相のＯＮ状態によって変化する。それらの一覧を図６に示す。つまり図５に示すＰＷＭパターンの場合、Ｖ相及びＷ相電流が正，負それぞれの極性となって流れることになる。そして、これらの区間のうち少なくとも２相の電流を検出すれば、残りの１相を合計値がゼロとなる演算から求めて３相の電流値を検出できる。
【００２１】
本実施形態では、基準キャリア（三角波）のボトムを中心に、その両側におけるＯＮ／ＯＦＦ状態、つまり区間（２），（３）においてＶ相，Ｗ相の電流を検出する。この場合、区間（２）のどこか１点で電流値をサンプリングすれば負極性のＷ相電流を検出できるが、本実施形態では、モータ６の磁極位置を検出するために電流の微分値（差分値）を求めるので、区間（２）の始点及び終点付近の２点でサンプリングを行う。そして、２点でサンプリングした電流値の差分をＷ相電流微分値とする。同様に、区間（３）についても始点，終点でサンプリングした値の差分値でＶ相電流微分値を求める。
【００２２】
次に、図５に示すパターンでＰＷＭデューティパルスを発生させるための構成について図７ないし図９を参照して説明する。図７は、図１に示したモータ制御装置の構成を、インバータ回路３及びゲート駆動部２４を中心に詳細を示す機能ブロック図である。直流電源部１には、正側母線２ａ，負側母線２ｂを介してインバータ回路３が接続されているが、負側母線２ｂ側には、直流電流検出器４として、電流検出素子であるシャント抵抗４Ｒが挿入されている。インバータ回路３は、例えばＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ５（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）を３相ブリッジ接続して構成されており、各相の出力端子はモータ６の各相巻線にそれぞれ接続されている。
【００２３】
シャント抵抗４Ｒの端子電圧（電流値に対応した信号）は電流検出部（電流検出手段）７により検出され、電流検出部７は、前記端子電圧とインバータ回路３に出力される３相のＰＷＭ信号パターンとに基づいてＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。電流検出部７が検出した各相電流は、ＤＵＴＹ生成部８に与えられＡ／Ｄ変換されて読み込まれると、モータ６の制御条件等に基づいて演算が行われる。その結果、各相のＰＷＭ信号を生成するためのデューティＵ＿ＤＵＴＹ，Ｖ＿ＤＵＴＹ，Ｗ＿ＤＵＴＹが決定される。尚、図７において、ＤＵＴＹ生成部８が、電流検出部７が検出した各相電流に基づいて各相デューティを決定する流れは、図１に示した制御の流れを省略したものである。
【００２４】
各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹは、ＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）９に与えられ、搬送波とのレベルが比較されることで３相ＰＷＭ信号が生成される。また、３相ＰＷＭ信号を反転させた下アーム側の信号も生成されて、必要に応じてデッドタイムが付加された後、それらが駆動回路１０に出力される。駆動回路１０は、与えられたＰＷＭ信号に従い、インバータ回路３を構成する６つのパワーＭＯＳＦＥＴ５（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）の各ゲートに、ゲート信号を出力する（上アーム側については、必要なレベルだけ昇圧した電位で出力する）。
【００２５】
図８はＰＷＭ信号生成部９の内部構成を示す機能ブロック図，図９はＰＷＭ信号生成部９の内部で上アーム側の３相ＰＷＭ信号（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋）のパルスが生成される状態を示すタイミングチャートである。ＤＵＴＹ生成部８より入力された各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹは、ＤＵＹＴ増減部１１によって加算値が出力された場合に、加算器１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗを介してデューティが加算される（この詳細については、第２実施形態で述べる）。そして、加算器１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗの出力信号は、パルス生成部１３に入力され、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のキャリア（搬送波）とのレベルが比較された結果、各相のＰＷＭ信号Ｕ±，Ｖ±，Ｗ±が生成される。
【００２６】
すなわち、本実施形態では、各相毎に異なる波形のキャリアを使用する。図９（ａ）〜（ｃ）に示すように、Ｕ相キャリアは三角波であり、Ｖ相キャリア鋸歯状波は，Ｗ相キャリアはＶ相に対して逆相となる鋸歯状波である。そして、これらの位相は、Ｕ相キャリアの振幅レベルが最小となり、Ｖ相キャリアの振幅レベルが最小，Ｗ相キャリアの振幅レベルが最大となる位相が一致するように出力される。これらのキャリアは、互いに同期してカウント動作を行う３つのカウンタで生成でき、Ｕ相はアップダウンカウンタ，Ｖ相はアップカウンタ，Ｗ相はダウンカウンタとなる。但し、アップダウンカウンタがカウント動作を行う周波数は、その他のカウンタの２倍となる。キャリア周期は、例えば５０μsecとする。
【００２７】
そして、パルス生成部１３では、各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹと各相キャリアとのレベルをそれぞれ比較して、（デューティ）＞（キャリア）となる期間にハイレベルパルスを出力する。その結果、図９（ｄ）に示すように、Ｕ相キャリアの振幅最小位相（三角波の谷）を基準位相とすると、Ｕ相のＰＷＭ信号パルスＵ＋は、基準位相から遅れ，進みの両方向側に増減するようにパルス幅が変化し、Ｖ相のＰＷＭ信号パルスＶ＋は、基準位相から進み方向側（図中右側）に増減するようにパルス幅が変化し、Ｗ相のＰＷＭ信号パルスＷ＋は、基準位相から遅れ方向側（図中左側）に増減するようにパルス幅が変化する。
【００２８】
電流検出部７には、ＰＷＭ信号生成部９から電流検出タイミング信号（例えばＵ相キャリア）が与えられており、電流検出タイミング信号に従い２相の電流を検出するタイミングを決定する。１周期内で、Ｖ相電流を検出するタイミングＴｖ１，Ｔｖ２と、Ｗ相電流を検出するタイミングＴｗ１，Ｔｗ２とにより４回検出を行う。例えば、Ｕ相キャリアの振幅最大位相を基準位相として、ダウンカウントを開始してからカウント値がゼロに達する以前の期間内にタイミングＴｖ１，Ｔｖ２を設定し、カウント値がゼロに達してアップカウントに転じた後、カウント値が最大値に達する以前の期間内にタイミングＴｗ１，Ｔｗ２を設定する。
このように検出タイミングを設定することで、Ｖ相電流（−）Ｉｖの差分値とＷ相電流（−）Ｉｗの差分値とを検出できる。尚、電流検出部７が電流検出タイミングを決定するために参照するキャリアは、Ｕ相に限らず、Ｖ，Ｗ相のキャリアであっても良い。
【００２９】
また、図３は、埋め込み磁石型永久磁石同期モータにおいて、（ｂ）本実施形態によるＰＷＭ信号パターンを印加した場合の２相の電流微分値と、（ａ）位置センサにより検出された前記モータの磁極位置を示している。この図３に示すように、電流微分値は磁極位置θに対して２倍の２θで変化している。電流微分値は、突極性を持つモータについては当該モータの磁極位置を示す情報を含んでいるので、これら２相の電流微分値から磁極位置を算出することができる。
【００３０】
この電流微分値から磁極位置を算出する方法は様々あるが、例えば図２に示すような手法で演算できる。図２は、磁極位置推定部２７の詳細構成を示す機能ブロック図である。角度演算部（Ａｔａｎ）２８において、各相電流の微分値に基づき次式による演算を行い２倍の角度２θcalを得る。
２θcal＝ｔａｎ-1［｛Ｉｕ’−（１／２）（Ｉｖ’＋Ｉｗ’）｝
／（√３／２）（Ｉｖ’−Ｉｗ’）］ …（１）
【００３１】
次段の減算器２９において、角度２θcalと、遅延器３０を介して遅延された１演算周期前の演算結果（２θcal＿１）との差分がとられ（微分値）、更に次段の乗算器３１において前記差分は１／２倍される。乗算器３１の出力は積算器３２において積算され、積算結果はゼロクリア部３３に格納される。ゼロクリア部３３を介して、上記２倍の角度２θcalの１／２に相当する角度θcalが得られるが、積算値である角度θcalは、角度２θcalの値がゼロを示すタイミングの１回置きでゼロクリアされる。
【００３２】
角度θcalは、次段の減算器３４において、遅延器３５を介して遅延された１演算周期前の最終演算結果（θest＿１）との差分がとられてＰＩ制御部３６に入力される。ＰＩ制御部３６からは推定速度ωestが得られ、推定速度ωestを積分器３７において積分することで磁極推定値θestが得られる。
【００３３】
以上のように本実施形態によれば、インバータ回路３を構成するＭＯＳＦＥＴ５Ｕ±，Ｖ±，Ｗ±を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御する際に、インバータ回路３の直流母線２ｂ側にシャント抵抗４Ｒを接続し、ＰＷＭ信号生成部９が、モータ６の磁極位置θestに追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。そして、電流検出部７が、シャント抵抗４Ｒに発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づいて、モータの相電流を検出する場合、ＰＷＭ信号生成部９は、電流検出部７が、キャリア周期内における４点のタイミングで２相の電流を検出可能となるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。
【００３４】
そして、電流微分部２５は、前記２相のそれぞれについて２回検出した電流値の差を電流微分値として出力し、また、残りの１相の電流についても演算より求めて同様に電流値の差を電流微分値として出力し、磁極位置推定部２７は、それらの電流微分値に基づいてモータ６の磁極位置θestを推定するようにした。したがって、モータ６の電気的特性に依存することなく、ゼロ速度を含む極低速領域においても位置センサレス方式により磁極位置θestを精度良く推定することが可能となり、様々なシステムに容易に適用することができる。
【００３５】
この場合、ＰＷＭ信号生成部９は、３相のＰＷＭ信号のうち１相（第１相）については、キャリア周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、他の１相（第２相）については、キャリア周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティを増減させ、残りの１相（第３相）については、前記キャリア周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させる。
【００３６】
したがって、相電流検出部７が電流を検出する場合には、第１相と第２相のスイッチング素子が同時にオンしている第１期間と、第１相と第３相のスイッチング素子が同時にオンしている第２期間とに係るように検出タイミングを設定すれば、第１期間では第３相の電流を検出でき、第２期間では第２相の電流を検出できる。そして、ＰＷＭ信号生成部９は、各相の基準を、キャリアの振幅が最大又は最小となる位相に基づいて設定するので、電流検出部７による電流検出のタイミングも、上記位相に基づいて容易に設定することができる。
【００３７】
更に、ＰＷＭ信号生成部９は、３相のＰＷＭ信号のうちＵ相については三角波をキャリアとして使用し、Ｖ相については、前記三角波の振幅が最大又は最小を示す位相に、振幅が最大を示す位相が一致する鋸歯状波をキャリアとして使用し、Ｗ相については、前記鋸歯状波に対して逆相となる鋸歯状波をキャリアとして使用し、前記各相の基準を、各キャリア振幅の最大値又は最小値が全て一致する位相に基づいて設定するようにした。したがって、各相毎に異なる波形のキャリアを使用することで、各相ＰＷＭ信号のデューティを増減させる位相方向を変化させることができる。
【００３８】
（第２実施形態）
図１０は第２実施形態であり、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。第２実施形態は、ＰＷＭ信号生成部９に内蔵されているＤＵＴＹ増減部１１によって３相ＰＷＭパターンのデューティを調整する例を示す。本実施形態の推定方式においては、電流微分値が大きくなるほど磁極位置の推定精度が向上し、またＳ／Ｎ比が大きくなる。しかしその一方で、電流微分値が大きくなり過ぎるとＰＷＭキャリア周波数に応じた騒音や電磁ノイズを上昇させることに繋がる。
【００３９】
図１０に示すように、図５に示したパターンより全相のデューティを一律に減少させると高周波電流振幅（電流微分値）が減少することになり、このように調整すると、高周波電流振幅は図４，図５に示すケースの中間付近となる。逆に、全相のデューティを一律に増加させると、高周波電流振幅が増加するように調整できる。例えばＰＷＭ周波数が１５ｋＨｚ程度を超えると、当該周波数に基づく騒音は人の可聴域においても実際は認識できないレベルとなるため、騒音の影響は減少する傾向となる。したがって、このような周波数領域で制御を行う場合には、磁極位置の推定精度を向上させるため、全相のデューティを一律に増加させるように調整を行うことが好ましい。
【００４０】
そこで、ＤＵＴＹ増減部１１に対しては、ＰＷＭキャリアの周波数情報を与えることで、前記周波数の高低に応じて全相のデューティを一律に増減させるように調整を行うようにする。また、全相のデューティを一律に増減させることに伴い、電流検出部７において電流値を検出するタイミングを調整する必要がある。デューティを増加させた場合には、それに応じて例えばタイミングＴｖ１，Ｔｖ２及びタイミングＴｗ１，Ｔｗ２の間隔を開くように調整し、すなわち、タイミングＴｖ１をより遅れ側に、タイミングＴｗ２をより進み側とするように調整してＳ／Ｎ比を向上させるようにする。
【００４１】
また、上述した全相のデューティを一律に増減する調整は、モータ６の回転速度の高低についても同様に行う。すなわち、回転速度が低い領域では、全相のデューティを一律に増加させた状態にしておきＳ／Ｎ比を向上させ、回転速度が上昇するのに応じて騒音等の影響は相対的に低下するので、例えば最高回転数が５０００ｒｐｍ程度のモータであれば１００ｒｐｍ毎に全相のデューティを段階的に減少させるようにする。この場合、ＤＵＴＹ増減部１１に対して推定速度ωestを与えれば良い。
また、これらのように全相のデューティを一律に増減させる際には、それに応じて４点の電流検出タイミングを調整する。例えばデューティを加算する場合は、Ｔｖ１，Ｔｖ２の検出間隔をより広げるように調整すれば良い。
【００４２】
以上のように第２実施形態によれば、ＤＵＴＹ増減部１１は、ＰＷＭ信号のキャリア周波数が高くなるのに応じて３相のＰＷＭ信号パターンのデューティを一律に増加させるので、キャリア周波数が人の聴覚に与える影響が低下するのに応じて電流検出におけるＳ／Ｎ比を向上させて高周波電流振幅を調整し、磁極位置θestの推定精度を向上させることができる。また、ＤＵＴＹ増減部１１は、モータ６の回転速度ωestが上昇するのに応じて３相のＰＷＭ信号パターンのデューティを一律に減少させるので、回転速度の高低に応じたデューティを適切に設定して電力損失及び磁気騒音の低減を図ることができる。
【００４３】
（第３実施形態）
図１１ないし図１３は第３実施形態であり、第１実施形態と異なる部分のみ説明する。第３実施形態では、第１実施形態の磁極位置推定部２７を第１磁極位置推定部２７として、もう１つの第２磁極位置推定部４１（第２磁極位置推定手段，誘起電圧検出手段）を設ける。第２磁極位置推定部４１は、ｄ軸電圧Ｖｄ，ｑ軸電圧Ｖｑ，ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑ及びモータ６巻線のインダクタンスや抵抗値などの電気的特性に基づいて誘起電圧を演算し、その誘起電圧に基づいてモータ６の磁極位置θ２及び回転速度ω２を推定するもので、例えば特許第４７５１４３５号公報等に開示されているもの等と同様に周知の構成である。
【００４４】
磁極位置合成部（磁極位置合成手段）４２には、第１磁極位置推定部２７により推定された磁極位置θ１（第１磁極位置）及び回転速度ω１と、第２磁極位置推定部４１により推定された磁極位置θ２（第２磁極位置）及び回転速度ω２とが入力されている。また、第２磁極位置推定部４１により出力される推定速度ω２は、推定演算に用いるため１演算周期分の遅延時間を付与する遅延器４３を介して第２磁極位置推定部４１にフィードバックされている。
【００４５】
ここで図１２は、磁極位置合成部４２における磁極位置θ１及び回転速度ω１と、磁極位置θ２及び回転速度ω２と合成の態様を示すもので、横軸がモータ６の回転速度であり、縦軸が磁極位置θ１及び回転速度ω１の合成比率を示している（縦軸の合成比率０％は、磁極位置θ２及び回転速度ω２の合成比率１００％を示す）。磁極位置合成部４２は、回転速度ωａ未満の低速領域では磁極位置θ１及び回転速度ω１のみを選択して（合成比率１００％で）磁極位置θest（第３磁極位置）及び回転速度ωestを推定結果として出力する。回転速度の閾値ωａは、誘起電圧方式に基づく第２磁極位置推定部４１による推定が可能となる最低値に対応する。
【００４６】
そして、回転速度がωａ以上になると、合成比率を１００％から低下させて、その低下させた分だけ第２磁極位置推定部４１による磁極位置θ２及び回転速度ω２を合成する比率を上昇させる。回転速度がωｂに達すると合成比率は０％となり、以降は第２磁極位置推定部４１による磁極位置θ２及び回転速度ω２がそのまま磁極位置θest及び回転速度ωestとなるように出力される。
【００４７】
また図１３は、図１２と同様にモータ６の回転速度が変化するのに応じて、ＰＷＭ信号生成部９におけるＤＵＴＹ増減部１１が、３相のＰＷＭデューティを一律に変化させる，すなわち、高周波電流振幅を変化させる状態を示している。回転速度がωａ未満の低速領域では高周波電流振幅を大きく設定して第１磁極位置推定部２７による推定精度を向上させる。そして、回転速度がａ以上になると、第２磁極位置推定部４１による推定結果が比率を漸増させて合成されるので、速度の上昇に応じて高周波電流振幅を漸減させて、電力損失及び磁気騒音の低減を図るようにする。
【００４８】
以上のように第３実施形態によれば、第１磁極位置推定部２７とは別個に誘起電圧に基づいて磁極位置推定を行う第２磁極位置推定部４１を備え、磁極位置合成部４２は、回転速度ωａ未満の低速領域では磁極位置θ１及び回転速度ω１のみを選択して磁極位置θest及び回転速度ωestを推定結果として出力し、回転速度がωａ以上になると合成比率を１００％から低下させ、その低下させた分だけ第２磁極位置推定部４１による磁極位置θ２及び回転速度ω２を合成する比率を上昇させる。回転速度がωｂに達すると合成比率を０％にして、以降は第２磁極位置推定部４１による磁極位置θ２及び回転速度ω２がそのまま磁極位置θest及び回転速度ωestとなるように出力する。
【００４９】
すなわち、第２磁極位置推定部４１による位置推定が困難である低速領域では、第１磁極位置推定部２７による推定結果を用いるようにし、モータ６の回転速度が第２磁極位置推定部４１による位置推定が可能となる閾値ωａ以上になると、第２磁極位置推定部４１による推定結果を合成する比率を向上させる。そして、ＰＷＭ信号生成部９におけるＤＵＴＹ増減部１１は、回転速度が閾値ωａ以上になると３相のＰＷＭ信号パターンのデューティを一律に減少させるので、第１磁極位置推定部２７による推定結果の合成比率が高い領域では高周波電流振幅を大きくして上記推定の精度を向上させ、第２磁極位置推定部４１による推定結果の合成比率が上昇するのに応じて電力損失及び磁気騒音の低減を図ることができる。
【００５０】
（第４実施形態）
図１４ないし図１６は第４実施形態を示す。図１４は図２相当図であり、ＰＷＭ信号生成部９に替わるＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）５１の構成を示している。ＰＷＭ信号生成部５１は、パルス生成部１３に替わるパルス生成部５２を備えており、パルス生成部５２は、三角波のキャリア１つだけを用いて、第１実施形態と同様に各相のＰＷＭ信号パルスをシフトさせるため、論理演算を行う。
【００５１】
図１５は、１つのキャリアに対して、各相のデューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹをどのように比較することで各相ＰＷＭ信号パルスを生成するかを示している。（ａ）においてデューティＵ＿ＤＵＴＹは実線，デューティＶ＿ＤＵＴＹは破線，デューティＷ＿ＤＵＴＹは１点鎖線である。Ｕ相については、デューティ指令Ｕ＿ＤＵＴＹがキャリアよりも高い期間にＰＷＭ信号パルスを出力する。そして、キャリアの振幅が増加する区間を第１区間，振幅が減少する区間を第２区間とすると、また、Ｖ相については、第１区間はデューティ指令Ｖ＿ＤＵＴＹがキャリアよりも高い場合にＰＷＭ信号パルスを出力し、第２区間はデューティ指令Ｖ＿ＤＵＴＹがキャリアよりも低い場合にＰＷＭ信号パルスを出力する。
【００５２】
Ｗ相については、第１区間はデューティ指令Ｗ＿ＤＵＴＹがキャリアよりも低い場合にＰＷＭ信号パルスを出力し、第２区間はデューティ指令Ｗ＿ＤＵＴＹがキャリアよりも高い場合にＰＷＭ信号パルスを出力する。その結果、三角波のキャリアに対する各相ＰＷＭ信号パルスの出力パターンは第１実施形態と同じとなる。図１６は、パルス生成部５２が行う上記信号処理の論理を示している。
【００５３】
次に、各相のデューティの設定について述べる。具体例として、Ｕ，Ｗ＿ＤＵＴＹ＝８０％、Ｖ＿ＤＵＴＹ＝３０％とし、キャリアの最大振幅ＭＡＸは１００％とする。まず、三角波キャリアに対し、常にキャリアより低い期間でＨパルスを出力するＵ相は、ＤＵＴＹ増減部１１の処理を加えたＵ＿ＤＵＴＹを、そのままの値８０％にて区間１，２共にキャリアとの比較を行う（Ｕ＿ＤＵＴＹ＝Ｕ＿ＤＵＴＹ’）。この結果、Ｕ相パルスは８０％の期間Ｈパルスがキャリアの谷を中心に出力される。Ｖ相については、第１区間では、ＤＵＴＹ増減部１１の処理を加えたＶ＿ＤＵＴＹ３０％を２倍した値６０％をＶ＿ＤＵＴＹ’としてキャリアと比較する。そして第２区間では、キャリアのＭＡＸ値１００％をＶ＿ＤＵＴＹ’としてキャリアとの比較を行う。ＭＡＸ値であるが、キャリアよりもレベルが低いときにＨレベルのパルスを出力するという論理であるため、パルスは出力されない。この結果、Ｖ相パルスはＰＷＭ周期中３０％の期間キャリアの谷から山に向けて出力される。
【００５４】
最後にＷ相ＤＵＴＹは、第１区間では、Ｗ相ＤＵＴＹ値８０％の２倍の値１６０％を、キャリアのＭＡＸ値１００％の２倍からを引いた値４０％をＷ＿ＤＵＴＹ’として、キャリアとの比較を行う。このため、キャリアのピーク位置を基準にパルスが発生する。続いて第２区間では、キャリアのＭＡＸ値１００％をＷ＿ＤＵＴＹ’としてキャリアとの比較を行う。このため、この区間は全てＨパルスとなる。この結果、Ｗ相パルスは８０％の期間Ｈパルスが出力される。以上、図１５に示した各相ＰＷＭ信号パルスの場合について説明したが、各相のデューティの大小によってセット値に違いが出るため、ＤＵＴＹ→ＤＵＴＹ’の変換を行う論理を一般化して示したものが図１６である。
【００５５】
すなわち、Ｕ相についてはデューティＵ＿ＤＵＴＹをそのまま設定する。Ｖ相については、デューティＶ＿ＤＵＴＹの２倍値がキャリアＭＡＸ値よりも小さい場合は、第１区間で出力されるＶ＿ＤＵＴＹ’を前記２倍値に設定すると共に、第２区間で出力されるＶ＿ＤＵＴＹ’をキャリアＭＡＸ最大値に設定する。また、２倍値がキャリアＭＡＸ値よりも大きい場合は、第１区間のＶ＿ＤＵＴＹ’キャリアＭＡＸ値に設定すると共に、第２区間のＶ＿ＤＵＴＹ’をキャリアＭＡＸ値の２倍から２倍値を減じた値に設定する。
【００５６】
Ｗ相については、デューティＷ＿ＤＵＴＹの２倍値がキャリア振幅の最大値（キャリアＭＡＸ値）よりも小さい場合は、第１区間に出力されるＷ＿ＤＵＴＹ’をキャリアＭＡＸ値に設定すると共に、第２区間で出力されるＷ＿ＤＵＴＹ’を前記２倍値に設定する。また、前記２倍値がキャリアＭＡＸ値よりも大きい場合は、第１及区間のＷ＿ＤＵＴＹ’をキャリアＭＡＸ値の２倍から前記２倍値を減じた値に設定すると共に、第２区間のＷ＿ＤＵＴＹ’をキャリアＭＡＸ値に設定する。
【００５７】
以上のように第４実施形態によれば、ＰＷＭ信号生成部５１は、三角波をキャリアとして使用し、三角波の振幅が増加する区間を第１区間とし、振幅が減少する区間を第２区間とすると、３相のＰＷＭ信号のうちＵ相については、三角波振幅とＰＷＭ指令との大小関係を比較してＰＷＭ信号を出力するための比較条件を、第１及び第２区間を通じて一定とし、Ｖ，Ｗ相については、第１区間における比較条件が互いに異なると共に、第２区間における比較条件は、第１区間における各相の比較条件を反転させることで、３相ＰＷＭ信号パルスを生成するようにした。
【００５８】
そして、Ｕ相についてはデューティＵ＿ＤＵＴＹをそのまま設定し、Ｖ，Ｗ相については、デューティＶ＿ＤＵＴＹ，Ｗ＿ＤＵＴＹの２倍値をキャリアＭＡＸ値と比較し、その結果に応じて第１区間，第２区間について設定するデューティＶ＿ＤＵＴＹ’，Ｗ＿ＤＵＴＹ’を図１６に示す論理に従い変換するようにした。したがって、第１実施形態のように３種類のキャリアを使用せずとも、第１実施形態と同様の効果が得られる。
【００５９】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
電流検出部７が、キャリア周期内で２相の電流を検出するタイミングは、必ずしもキャリアのレベルが最小又は最大を示す位相を基準とする必要はなく、２相の電流を検出可能な範囲でキャリアの任意の位相に基づいて設定すれば良い。
【００６０】
また、電流を検出するタイミングは、ＰＷＭキャリアの周期に一致させる必要はなく、例えばキャリア周期の２倍や４倍の周期で検出を行っても良い。したがって、電流検出部７に入力する電流検出タイミング信号は、キャリアそのものである必要はなく、例えばキャリアに同期して所定の周期を有するパルス信号であっても良い。
シャント抵抗４を、正側母線２ａに配置しても良い。また、電流検出素子はシャント抵抗４に限ることなく、例えばＣＴ（Current Transformer）等を設けても良い。
スイッチング素子はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴに限ることなく、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴや、ＩＧＢＴ，パワートランジスタ等を使用しても良い。
【符号の説明】
【００６１】
図面中、３はインバータ回路、４はシャント抵抗（電流検出素子）、５はパワーＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）、６はモータ、７は相電流検出部（電流検出手段）、９はＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）、１１はＤＵＴＹ増減部、２５は電流微分部（電流微分手段）、２７は磁極位置推定部（磁極位置推定手段）、４１は第２磁極位置推定部（第２磁極位置推定手段）、４２は磁極位置合成部（磁極位置合成手段）、５１はＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）、５２はパルス生成部を示す。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するモータ制御装置において、
前記インバータ回路の直流側に接続され、電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、
前記モータの磁極位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ信号生成手段と、
前記電流検出素子に発生した信号と前記ＰＷＭ信号パターンとに基づいて、前記モータの相電流を検出する電流検出手段とを備え、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記電流検出手段が、前記ＰＷＭ信号の搬送波周期内における４点のタイミングで、２相の電流をそれぞれ２回検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成し、
更に、前記２相のそれぞれについて、２回検出した電流値の差を電流微分値として出力する電流微分手段と、
前記電流微分値に基づいて、前記モータの磁極位置を推定する磁極位置推定手段とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、３相のＰＷＭ信号のうち１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、
他の１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティを増減させ、
残りの１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させることを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記各相の基準を、搬送波の振幅が最大又は最小となる位相に基づいて設定することを特徴とする請求項２記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、三角波を搬送波として使用し、
前記三角波の振幅が増加する区間を第１区間とし、振幅が減少する区間を第２区間とすると、
３相のＰＷＭ信号のうち１相については、三角波振幅とＰＷＭ指令との大小関係を比較してＰＷＭ信号を出力するための比較条件を、前記第１及び第２区間を通じて一定とし、
他の２相については、前記第１区間における比較条件が互いに異なると共に、前記第２区間における前記比較条件は、前記第１区間における各相の比較条件を反転させ、
前記他の２相については、設定されたそれぞれのデューティの２倍値と、前記搬送波振幅の最大値とを比較し、
前記他の２相のうち一方は、前記デューティの２倍値が前記最大値よりも小さい場合は、前記第１及び第２区間の何れか一方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値に設定すると共に、他方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記デューティの２倍値に設定し、
前記デューティの２倍値が前記最大値よりも大きい場合は、前記一方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値の２倍から前記デューティの２倍値を減じた値に設定すると共に、前記他方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値に設定し、
前記他の２相のうち他方は、前記デューティの２倍値が前記最大値よりも小さい場合は、前記第１及び第２区間の何れか一方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記デューティの２倍値に設定すると共に、他方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値に設定し、
前記デューティの２倍値が前記最大値よりも大きい場合は、前記一方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値に設定すると共に、前記他方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値の２倍から前記デューティの２倍値を減じた値に設定するようにデューティ変換を行うことを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、３相のＰＷＭ信号のうち１相については、三角波を搬送波として使用し、
他の１相については、前記三角波の振幅が最大又は最小を示す位相に、振幅が最大を示す位相が一致する鋸歯状波を搬送波として使用し、
残りの１相については、前記鋸歯状波に対して逆相となる鋸歯状波を搬送波として使用し、
前記各相の基準を、各搬送波振幅の最大値又は最小値が全て一致する位相に基づいて設定することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のモータ制御装置
【請求項６】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記ＰＷＭ信号の搬送波周波数が高くなるのに応じて、前記３相のＰＷＭ信号パターンのデューティを一律に増加させることを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載のモータ制御装置。
【請求項７】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記モータの回転速度が上昇するのに応じて、前記３相のＰＷＭ信号パターンのデューティを一律に減少させることを特徴とする請求項１ないし６の何れかに記載のモータ制御装置。
【請求項８】
前記磁極位置推定手段を第１磁極位置推定手段として、
前記モータの巻線に発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、
前記誘起電圧に基づいて前記モータの磁極位置を推定する第２磁極位置推定手段と、
前記モータの回転速度が所定の閾値を超えるまでは、前記第１磁極位置推定手段により推定された第１磁極位置を用いて前記モータの駆動制御を行い、
前記モータの回転速度が前記所定の閾値を超えると、前記第１磁極位置と、前記第２磁極位置推定手段により推定された第２磁極位置とを所定比率で合成して得られる第３磁極位置を用いて前記モータの駆動制御を行い、
前記閾値を超えた以降の回転速度の上昇に応じて、前記第２磁極位置の合成比率を上昇させる磁極位置合成手段とを備え、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記モータの回転速度が前記所定の閾値を超えると、前記３相のＰＷＭ信号パターンのデューティを一律に減少させることを特徴とする請求項７記載のモータ制御装置。
【請求項１】
３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するモータ制御装置において、
前記インバータ回路の直流側に接続され、電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、
前記モータの磁極位置に追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ信号生成手段と、
前記電流検出素子に発生した信号と前記ＰＷＭ信号パターンとに基づいて、前記モータの相電流を検出する電流検出手段とを備え、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記電流検出手段が、前記ＰＷＭ信号の搬送波周期内における４点のタイミングで、２相の電流をそれぞれ２回検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成し、
更に、前記２相のそれぞれについて、２回検出した電流値の差を電流微分値として出力する電流微分手段と、
前記電流微分値に基づいて、前記モータの磁極位置を推定する磁極位置推定手段とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、３相のＰＷＭ信号のうち１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の双方向にデューティを増減させ、
他の１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側，進み側の一方向にデューティを増減させ、
残りの１相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させることを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記各相の基準を、搬送波の振幅が最大又は最小となる位相に基づいて設定することを特徴とする請求項２記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、三角波を搬送波として使用し、
前記三角波の振幅が増加する区間を第１区間とし、振幅が減少する区間を第２区間とすると、
３相のＰＷＭ信号のうち１相については、三角波振幅とＰＷＭ指令との大小関係を比較してＰＷＭ信号を出力するための比較条件を、前記第１及び第２区間を通じて一定とし、
他の２相については、前記第１区間における比較条件が互いに異なると共に、前記第２区間における前記比較条件は、前記第１区間における各相の比較条件を反転させ、
前記他の２相については、設定されたそれぞれのデューティの２倍値と、前記搬送波振幅の最大値とを比較し、
前記他の２相のうち一方は、前記デューティの２倍値が前記最大値よりも小さい場合は、前記第１及び第２区間の何れか一方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値に設定すると共に、他方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記デューティの２倍値に設定し、
前記デューティの２倍値が前記最大値よりも大きい場合は、前記一方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値の２倍から前記デューティの２倍値を減じた値に設定すると共に、前記他方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値に設定し、
前記他の２相のうち他方は、前記デューティの２倍値が前記最大値よりも小さい場合は、前記第１及び第２区間の何れか一方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記デューティの２倍値に設定すると共に、他方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値に設定し、
前記デューティの２倍値が前記最大値よりも大きい場合は、前記一方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値に設定すると共に、前記他方の区間で出力されるＰＷＭ信号のデューティを前記最大値の２倍から前記デューティの２倍値を減じた値に設定するようにデューティ変換を行うことを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、３相のＰＷＭ信号のうち１相については、三角波を搬送波として使用し、
他の１相については、前記三角波の振幅が最大又は最小を示す位相に、振幅が最大を示す位相が一致する鋸歯状波を搬送波として使用し、
残りの１相については、前記鋸歯状波に対して逆相となる鋸歯状波を搬送波として使用し、
前記各相の基準を、各搬送波振幅の最大値又は最小値が全て一致する位相に基づいて設定することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のモータ制御装置
【請求項６】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記ＰＷＭ信号の搬送波周波数が高くなるのに応じて、前記３相のＰＷＭ信号パターンのデューティを一律に増加させることを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載のモータ制御装置。
【請求項７】
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記モータの回転速度が上昇するのに応じて、前記３相のＰＷＭ信号パターンのデューティを一律に減少させることを特徴とする請求項１ないし６の何れかに記載のモータ制御装置。
【請求項８】
前記磁極位置推定手段を第１磁極位置推定手段として、
前記モータの巻線に発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、
前記誘起電圧に基づいて前記モータの磁極位置を推定する第２磁極位置推定手段と、
前記モータの回転速度が所定の閾値を超えるまでは、前記第１磁極位置推定手段により推定された第１磁極位置を用いて前記モータの駆動制御を行い、
前記モータの回転速度が前記所定の閾値を超えると、前記第１磁極位置と、前記第２磁極位置推定手段により推定された第２磁極位置とを所定比率で合成して得られる第３磁極位置を用いて前記モータの駆動制御を行い、
前記閾値を超えた以降の回転速度の上昇に応じて、前記第２磁極位置の合成比率を上昇させる磁極位置合成手段とを備え、
前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記モータの回転速度が前記所定の閾値を超えると、前記３相のＰＷＭ信号パターンのデューティを一律に減少させることを特徴とする請求項７記載のモータ制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【公開番号】特開２０１３−６６２５４（Ｐ２０１３−６６２５４Ａ）
【公開日】平成２５年４月１１日（２０１３．４．１１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２０１７７４（Ｐ２０１１−２０１７７４）
【出願日】平成２３年９月１５日（２０１１．９．１５）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年４月１１日（２０１３．４．１１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年９月１５日（２０１１．９．１５）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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