共用回路を使用した結合型ＧＰＳ測位システムおよび通信システム
【課題】ＧＰＳ受信機と統合通信用受信機を有する移動システムである結合型装置を提供すること。
【解決手段】結合型システムは、ＧＰＳ信号を表すデータを受信するアンテナと、アンテナに接続された周波数変換器と、周波数変換器に接続された周波数合成器と、周波数変換器に接続されたアナログ／ディジタル変換器と、周波数変換器に接続されたプロセッサとを含む。プロセッサは、ＧＰＳ信号を表すデータを処理して、ＧＰＳ信号を表すデータに基づいて疑似距離を決定する。統合通信用受信機は、アンテナ、周波数変換器、周波数合成器およびアナログ／ディジタル変換器のうち少なくとも一つである共用構成要素を含む。通常、特定の実施形態では、プロセッサは受信した通信信号の復調、さらに通信リンクを通して通信信号として送信されるデータの変調を制御することも行う。
【解決手段】結合型システムは、ＧＰＳ信号を表すデータを受信するアンテナと、アンテナに接続された周波数変換器と、周波数変換器に接続された周波数合成器と、周波数変換器に接続されたアナログ／ディジタル変換器と、周波数変換器に接続されたプロセッサとを含む。プロセッサは、ＧＰＳ信号を表すデータを処理して、ＧＰＳ信号を表すデータに基づいて疑似距離を決定する。統合通信用受信機は、アンテナ、周波数変換器、周波数合成器およびアナログ／ディジタル変換器のうち少なくとも一つである共用構成要素を含む。通常、特定の実施形態では、プロセッサは受信した通信信号の復調、さらに通信リンクを通して通信信号として送信されるデータの変調を制御することも行う。
【発明の詳細な説明】
【発明の背景】
【０００１】
本出願は、１９９６年３月８日に同じ発明者のＮｏｒｍａｎ Ｆ．Ｋｒａｓｎｅｒが出願した３つの特許出願の部分継続出願であり、その３つの特許出願とは、改良型ＧＰＳ受信機およびＧＰＳ信号を処理する方法（第０８／６１２，６６９号）、通信リンクを使用した改良型ＧＰＳ受信機（第０８／６１２，５８２号）、パワー管理機能付き改良型ＧＰＳ受信機（第０８／６１３，９６６号）である。
【技術分野】
【０００２】
本発明は、（ａ）全世界測位衛星システムからの送信を受信することによって位置を決定し、（ｂ）位置決めコマンドおよび他の情報を受信し、全世界測位衛星システムからの送信を受信することによって判明した位置情報を表すデータを返事として送信するために、他の位置との連絡を実行する、という二重の機能を実行する受信機に関する。
【背景技術】
【０００３】
ＧＰＳシステムと他の通信システムとの結合は大きな関心を呼び、特に個人および属性トラッキング（personal and property tracking）の分野で注目されている。このような組合せの例が米国特許第５，２２５，８４２号で示されている。通信リンクによって、移動する人や物体（例えば車両または動物）に配置した安価なＧＰＳ（全世界測位システム）受信機が、正確に決定した位置を、その活動をモニタする遠隔位置に送信することができる。この技術の用途にはトラック部隊の追跡、非常応答、在庫管理などがある。従来技術は、個別のＧＰＳ受信機と通信システムとを、その２つの間の適切な電子的インタフェース、例えばシリアル通信ポートなどを使用して接続することによって、このような組合せを実行してきた。全体的な費用を抑制するために、共通の筐体および共通の電源を共用することが多い。にもかかわらず、従来技術は、個別の回路類を使用してＧＰＳおよび通信機能を実行するシステムを構成していた。
【０００４】
これまで、２つの異なるシステムの回路類の多くを結合することは実際的ではなかった。というのは、既知のＧＰＳ受信機はすべて、「相関器」と呼ばれる特殊化したハードウェアを使用して、複数の衛星から受信した信号を処理するからである。この特殊化したハードウェアは、セルラー電話やポケットベルなどの通信用受信機やトランシーバーに使用されているハードウェアとは大きく異なる。セルラー電話やポケットベルに見られるような多くの通信用受信機では、信号処理機能は、Ｔｅｘａｓ ＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓのＴＭＳ ３２０ファミリーなど、汎用ディジタル信号処理用集積回路を使用して信号処理機能を実行する。したがって、２つの異なるシステムの信号処理ハードウェアは、結合型ＧＰＳおよび通信システム内で互換性がない。
【０００５】
（発明の概要）
本発明は、ＧＰＳ受信機と統合通信用受信機を有する移動システムである結合型装置を提供する。典型的な実施態様では、システムは、ＧＰＳ信号を表すデータを受信するＧＰＳアンテナを含むＧＰＳ受信機を備え、ＧＰＳアンテナに接続されてＧＰＳ信号を表すデータを受信し、少なくとも一つの実施態様では疑似距離情報を提供するため、その信号を処理するディジタル・プロセッサなどのプロセッサを含む。ディジタル・プロセッサなどのプロセッサは、通信リンクを通して受信した通信信号も処理し、したがってプロセッサは通常、結合型システムに送信される通信信号を復調する。この方法で、ＧＰＳ信号および通信信号の処理が、２つの機能に共用されるプロセッサで実行される。
【０００６】
代替実施態様では、ＧＰＳ受信機と通信用受信機などの統合通信システムとを有する移動システムは、ＧＰＳ信号を表すデータを受信するアンテナと、アンテナに接続された周波数変換器と、周波数変換器に接続された周波数合成器と、周波数変換器に接続されたアナログ／ディジタル変換器と、周波数変換器に接続されたディジタル・プロセッサとを含む。このディジタル・プロセッサは、アンテナを通して受信したＧＰＳ信号を表すデータを処理し、ＧＰＳ信号を表すデータに基づいて疑似距離情報を決定する。統合通信用受信機は、アンテナ、周波数変換器、周波数合成器、ディジタル・プロセッサ、ディジタル・プロセッサまたはアナログ／ディジタル変換器に接続されたメモリなど、ＧＰＳシステムと共用される共用構成要素を含む。
【０００７】
本発明は、結合型システムで通信リンクを制御し、ＧＰＳ信号を表すデータを処理する方法も提供する。この方法は、典型的な実施態様では、処理ユニット内でＧＰＳ信号を表すデータを処理し、処理ユニットを使用して通信リンクを通る通信信号を制御して制御ステップを実行することを含み、処理ユニットはＧＰＳ受信機に送信された通信信号の復調を実行する。
【０００８】
本発明の典型的な実施態様では、ＧＰＳの操作および通信の受信／送信操作は別の時間に実行され、これが共通（共用）回路の使用を容易にする。また、ＧＰＳ信号の信号処理操作は、通常は高速フーリエ変換アルゴリズムを他のデータ圧縮法とともに用いて、プログラムできるディジタル信号処理（ＤＳＰ）集積回路で実行する。このアプローチは、従来通りのＧＰＳ受信機で従来通りの相関器に基づくアプローチをするのと比較し、捕捉時間および受信機の感度が非常に優れている。このＧＰＳ信号処理法は、このようなＤＳＰ集積回路にプログラム可能ＤＳＰを実装することと互換性があり、この同じ回路類を使用して、同様のアプローチに基づく通信復調器を実行することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
本発明は、共用回路を使用した結合型システムで二重の機能を実行する方法および装置に関し、その機能とは（ａ）ＧＰＳ信号処理を介した位置の決定、および（ｂ）無線周波数通信リンクを介した他の位置との通信である。共用回路がこれらの両機能の少なくとも一部を実行するよう、これらの機能の回路類を共用することにより、システムは電力の消耗を削減し、サイズおよび費用を削減することができる。さらに、このようなシステムのインタフェースに関する複雑さを軽減することができる。
【００１０】
共用回路類を有する結合型ＧＰＳおよび通信システムの一例を、図１Ａに示す。結合型移動ユニット１００は、ＧＰＳ信号の処理に必要な機能、さらに通信リンクを介して受信した通信信号の処理に必要な機能を実行する回路類を含む。通信リンク１４ａなどの通信リンクは、通常、通信アンテナ１４を有する基地局１７など、別の構成要素への無線周波数通信リンクである。結合型移動ユニット１００は、図１Ａで示すように、プリセレクト・フィルタ３および４を通してスイッチ６に接続されるＧＰＳアンテナ１および通信アンテナ２を含む。送受信するのがＧＰＳ信号か通信信号かに応じて、２つのアンテナ１または２の一方をスイッチ６で選択する。別個のプリセレクト・フィルタ３および４を使用して、特定の信号帯域外の干渉を除去する。このような帯域の一方は、アンテナ１からのＧＰＳ信号に対応し、他方の帯域は通信信号のある帯域に対応する。特殊なケースでは、ＧＰＳ信号と通信信号の周波数の間隔が狭い場合に、１本のアンテナを使用できることもある。本発明によりＧＰＳ信号を収集する場合、ＲＦ／ＩＦ変換器７に入力するため、スイッチ６がプリセレクト・フィルタ３からの信号を選択することが理解される。通信リンク１４ａからの通信信号を収集して復調する場合は、スイッチ６は、変換器７への入力用にプリセレクト・フィルタ４からの信号を選択する。
【００１１】
スイッチ６の出力部は無線周波数（ＲＦ）／中間周波数（ＩＦ）変換器７の入力部に接続される。この変換器７は、信号を適切な中間周波数、例えば７０ＭＨｚに変換する。次に、例えば１ＭＨｚなどのさらに低い中間周波数に変換する。ＲＦ／ＩＦ変換器７内の各変換器は、通常、図１Ｂに示すように増幅器とミキサで構成される。第１変換器の構成要素は、通常、広い周波数範囲（例えば８００ないし２０００ＭＨｚ）を含む十分に広い帯域である。この帯域は、大抵の場合にＧＰＳ信号や大抵の重要な通信信号が係わる周波数範囲を扱うのに十分広い帯域である。
【００１２】
ＲＦ／ＩＦ変換器７の出力部は、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器８の入力部に接続され、それがＲＦ／ＩＦ変換器７からの出力信号をディジタル化する。実現形態によっては、ＲＦ／ＩＦ変換器７が直角位相の一対の出力を与えることがあり、そのような場合は２つのＡ／Ｄ変換器を使用することができる。Ａ／Ｄ変換器８の出力部は、処理するデータのレコードを記憶できるディジタル・スナップショット・メモリ９の入力部に接続される。場合によっては、Ａ／Ｄ変換器８から出力されるデータの転送率が十分低ければ、このメモリ９をバイパスし、データをプロセッサ構成要素１０（図示のようにＤＳＰチップか、１組のディジタル処理チップでもよい）に直接送信してもよい。スナップショット・メモリ９は、メモリ９に記憶されるＧＰＳ信号の処理に使用される。スナップショット・メモリ９は、通常、パケット化した通信信号、つまりデータ・ビットのバーストの後に長い非活動期間がある信号にも使用される。これは、本発明で使用することが考えられる通信信号方式の主な形態である。しかし、多くのセルラー・タイプの信号など、連続的な信号方式は、プロセッサ１０で連続的に処理してもよい。
【００１３】
メモリ９は、プロセッサがメモリ９にデータを読み書きするため、典型的な実施形態ではプロセッサ１０に双方向で接続される。一つの実施形態では、メモリ９は、一方の入力ポートがＡ／Ｄ変換器８からの出力を受信するよう接続され、別の入力ポートがプロセッサ１０からのデータを受信するよう接続された、従来通りのデュアル・ポート・メモリでよい。
【００１４】
処理構成要素１０は、通信信号を変換器７で変換し、変換器８でこの信号をディジタル化してメモリ９に信号を記憶するか、それを直接処理することにより、通信リンク１４ａを通して受信した通信信号を受信することが理解されよう。この方法で、プロセッサ１０は通信信号内のコマンドまたは通信信号内の他のデータ（例えばドップラー・データまたは視界内の衛星の天文暦を表すデータ）を決定するために、通信信号を復調する。
【００１５】
通信リンクによって送信する必要がある場合、プロセッサ１０は送信すべきデータと信号のベースバンド・ディジタル・サンプルとを生成する。次に、このデータを使用して、変調器回路１１を使用して搬送波信号を変調する。このような変調は、周波数偏移変調または位相偏移変調などのディジタル・タイプであることが多い。周波数変調などのアナログ変調も使用することができる。変調を実行する搬送波周波数は、通信信号の最終的なＲＦ周波数であっても、そうでなくてもよい。中間周波数（ＩＦ）である場合は、追加のＩＦ／ＲＦ変換器１２を使用して、信号を通信信号の最終的なＲＦ周波数に変換する。電力増幅器１３は、信号レベルを高め、次にその信号を送受信（Ｔ／Ｒ）スイッチ５を通して通信アンテナ２に供給する。このスイッチは、敏感な受信機のステージを電力増幅器１３からの強い信号レベル出力から分離することを目的とする。この方法で、位置情報（例えば様々な衛星への疑似距離、または結合型移動ユニット１００の緯度および経度）を表すデータを含む通信信号を通信リンク１４ａを通して基地局１７などの基地局に送信する。
【００１６】
少なくとも一つの実施形態では、同じ周波数合成器を使用して、全操作モード用の局部発振を生成し、それらのモードはＧＰＳ信号を表すデータの受信、通信リンク１４ａからの通信信号の受信、および通信リンク１４ａへの通信信号の送信を含むことが理解できる。また、ＲＦ／ＩＦ変換器７、アナログ／ディジタル変換器８、ディジタル・スナップショット・メモリ９およびプロセッサ・チップ１０は、本発明の少なくとも一つの実施形態では、全操作モードに共通していることも分かる。言うまでもなく、電源などの他の周辺回路が、このような全モードに共通している。
【００１７】
本発明の一つの実施形態によると、電力管理回路は、メモリ１９に記憶された電力管理アルゴリズムを使用して実現してよいことも理解される。このアルゴリズムはプロセッサ１０を制御し、これは送信電力制御部１８を制御する。送信電力制御部１８は、通信信号の送信後に送信電力制御ユニット１８によって変調器１１、変換器１２および増幅器１３が低電力状態になるよう、電力増幅器１３、変換器１２および変調器１１に制御された電力信号を供給する。これらの構成要素は、通常、通信リンク１４ａを通してさらに送信が必要になるまで、この低電力状態にある。この実施形態の典型的な例は、移動ユニット１００が双方向の受信機および送信機の機能を実行し、送信機が送信していない時には送信機の電源が切断されている（または消費電力が低下する）双方向のページャー・システムである。
【００１８】
図１Ｂは、ＲＦ／ＩＦ変換器７のさらなる詳細と、周波数合成器１６とそれの関係とを示し、両方とも図１Ｂに図示されている。図１Ｂで図示されているような二重周波数合成器４２は共通して利用可能で、調整可能な局部発振器（ＬＯ）を形成するのに使用される。これは、様々な操作モードの様々なＲＦ周波数に対応するよう調整することができる。第１変換器３２の増幅器３０は、スイッチ６からの出力を受信し、その出力を増幅してミキサ３１へ入力を与える。ミキサは発振器４１からの入力も受信する。ミキサ３１からの出力は、増幅器３３の入力部に供給され、その出力部は帯域フィルタ（ＢＦＰ）３４の入力部に接続される。このフィルタ３４からの出力は第２変換器３７の入力に接続される。これは同様に増幅器３５とミキサ３６を備えている。ミキサ３６からの出力は、自動利得制御部３８に送られる。そこで信号の利得を自動的に調整し、ロー・パス・フィルタ３９へ出力を与える。フィルタの出力は増幅器４０によって増幅され、変換器７の出力としてアナログ／ディジタル変換器８の入力部に供給される。局部発振器４１と４４は、本発明の受信操作モードで復調を実行するために、２つの変換器３２、３７へ調整済み周波数を与える。このＬＯ４１、４４は、本発明の送信モードで変調器１１と変換器１２に調整済み周波数も与える。汎用ＤＳＰ集積回路チップ（またはチップ・セットの数個のチップ）を使用して共通の通信信号を処理することが当業者の間で周知であることが理解される。このような処理の例として、テキサス州ダラスのＴｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓによる部品ＴＭＳ３２０Ｃ５４５およびＴＭＳ３２０Ｃ５４６のデータ・シートに言及することができ、そのデータ・シートは欧州ディジタル・セルラー網で使用されているＧＳＭ信号の処理について述べる。
【００１９】
通信信号を（例えば基地局１７から）受信すると、プロセッサ１０は、ＳＡＷフィルタ３４の中心周波数と同量だけ通信信号の搬送周波数の上または下の値である出力周波数を与えるように、周波数合成器１６に第１局部発振器４１を調整させる。ＧＰＳ信号を（例えばＧＰＳ衛星から）受信すると、プロセッサ１０は、ＳＡＷフィルタ３４の中心周波数と同量だけＧＰＳ信号（米国のＧＰＳシステムの場合は１５７５．４２ＭＨｚ）の中心周波数より高いか低い値の出力周波数を局部発振器４１に供給させる。大抵の場合、第２ＬＯ４４は両方のケースで同じ周波数に調整され、したがって両方のケースで同じ最終ＩＦが生成される。典型的な実施形態では、プロセッサ１０が、ＧＰＳ信号の受信または通信信号の受信用に発振器（例えばＬＯ４１）を調整するため、（例えば図１Ａに示す相互接続部１４を介して）周波数合成器１６に制御信号を与える。同様に、プロセッサ１０は、変調器１１および任意選択で変換器１２を通して通信信号を送信するために局部発振器の信号が必要な場合、周波数合成器１６に制御信号を与える。
【００２０】
図２の流れ図は、図１Ａの装置が典型的な操作のシナリオにいかに使用されるかの例を示す。この状況で、受信機は通信リンク１４ａからの通信信号をモニタする通信受信モードで開始する。したがって、ステップ２０でプロセッサ１０は通信システムのアクセス・チャンネルへ変換器７を調整する。これは、メッセージの対象となるユーザのアドレスを同報通信し、そのユーザを通信する他のチャンネルへと割り当てるチャンネル（通常はセルラー網）である。ステップ２１で受信機がアドレスされると、プロセッサ１０は特定のチャンネルへ調整し、その捕捉中にステップ２２で搬送波周波数を正確に測定する。これは、移動システム１００の局部発振器を較正するために実行する。ステップ２３で示すようなＧＰＳコマンドと言われる、位置を決定するというコマンドがあれば、このように搬送波周波数を測定すると、ＧＰＳ受信機局部発振器のエラーを補正することができ、これによってＧＰＳ信号の捕捉が速くなる。次に、受信機がＧＰＳモードになり、プロセッサ１０は受信機をＧＰＳ帯域に再調整させ、ステップ２４でＧＰＳ信号を収集して処理する。これは、以前の操作中に通信チャンネルを介して供給された情報を使用することができ、そのような情報には、衛星ドップラー情報、差分ＧＰＳデータ、視界内の衛星の衛星天文暦を表すデータなどを含むことができる。ステップ２５で、プロセッサ１０はＧＰＳ信号から位置情報を計算するが、これは通常、その時点で計算される視界内の衛星までの疑似距離である。これらの手順に関連するさらなる詳細は、１９９６年３月８日にＮｏｒｍａｎ Ｆ．Ｋｒａｓｎｅｒが出願した上記の特許に記載され、その３つの特許出願は、参照により本明細書に組み込まれる。ステップ２５の位置決め操作の後、システムは送信モード２６になり、通信リンク１４ａに位置情報を送信する。ＧＰＳ位置計算を実行する時刻および通信システムに応じて、通信リンク１４ａからメッセージを受信する間に使用したのと同じまたは異なるチャンネルを使用することができる。異なるチャンネルを使用する場合は、受信中に用いたチャンネル・アクセス手順を再び用いる。
【００２１】
当業者には、以上の記述が一つの操作シナリオによる典型的な流れであることが理解される。このシナリオの他の変形を、本発明にしたがって実行することができる。例えば、通信リンクでの受信または送信の間に複数のＧＰＳ測定を行うか、あるいは通信リンクを通して大量の通信メッセージを双方向に流し、ＧＰＳ信号の処理には時々しか時間を割り当てないことができる。
【００２２】
プロセッサ１０を使用して位置決めのためにＧＰＳ信号を処理する方法について、次に説明する。
ＤＳＰ１０で実行される信号処理の詳細は、図３の流れ図および図４Ａ、図４Ｂ、図４Ｃ、図４Ｄおよび図４Ｅの図の助けを借りて理解することができる。当業者には、下記の信号処理を実行するためのマシン・コードまたは他の適切なコードがメモリ１９に記憶されていることが明白である。（例えば双方向ページャー・システムなどの）通信リンクを介する通信信号の送受信を制御する適切なコードもプログラム・メモリ１９に記憶することができる。他の非揮発性記憶装置を使用することもできる。ＧＰＳ処理の目的は、地元で生成した波形に対する受信波形のタイミングを決定することである。さらに、高感度を達成するために、このような波形の非常に長い部分、通常は１００ミリ秒ないし１秒が処理される。
【００２３】
処理を理解するために、まず、受信した各ＧＰＳ信号（Ｃ／Ａモード）は、通常は「チップ」と呼ばれる、１０２３個の記号でできた高速（１ＭＨｚ）反復疑似乱数（ＰＮ）パターンで構成されることが分かる。この「チップ」は図４Ａに示す波形に似ている。このパターンにはさらに、５０ボーで衛星から送信された低率データが加えられる。このデータはすべて、２ＭＨｚの帯域で測定した状態で、非常に低いＳ／Ｎ比で受信される。搬送波の周波数およびすべてのデータ転送率が、非常に精度が高く、データがないことが分かったら、Ｓ／Ｎ比を大幅に改善し、互いに連続するフレームを加えることにより、データを大幅に減少させることができた。たとえば、１秒の期間に１０００のＰＮフレームがある。最初のこのようなフレームを、次のフレームに一貫して追加し、結果を第３フレームに追加し、以下同様にすることができた。その結果、継続時間が１０２３チップの信号となる。これで、このシーケンスの位相を局部基準シーケンスと比較し、２つの間の相対的時間を決定して、いわゆる疑似距離を確立することができた。
【００２４】
上記のプロセスは、通常、スナップショット・メモリ９に記憶された受信データの同じセットから、視界内の各衛星について別個に実施される。というのは、概して異なる衛星からのＧＰＳ信号はドップラー周波数が異なり、ＰＮパターンが互いに異なるからである。
【００２５】
信号ドップラーの不確実さのために搬送波の周波数が５ｋＨｚ以上不明になり、受信機の局部発振器の不確実さのためにこの量が追加されるので、上記のプロセスは困難になる。このドップラーの不確実さは、本発明の一つの実施形態では、視界内の衛星からの全ＧＰＳ信号を同時にモニタする基地局１７から、このような情報を送信することによって取り除かれる。したがって、ドップラー探索は遠隔ユニット１００では回避される。局部発振器の不確実さも、図６に示すように、基地局から移動ユニットへの通信信号（および精密搬送波周波数信号）を使用してＡＦＣ操作を実行することにより、（恐らく５０Ｈｚまで）大幅に削減される。
【００２６】
ＧＰＳ信号に重ねた５０ボーのデータが存在することで、２０ミリ秒の期間を超えるＰＮフレームの一貫した加算がなお制限される。つまり、データ符号の反転でさらなる処理利得が妨げられるまでに、最大２のフレームを一貫して追加することができる。以下のパラグラフで詳述するように、フレームの整合フィルタリングおよび絶対値（または絶対値の平方）の加算によって、追加の処理利得を達成することができる。
【００２７】
図３の流れ図は、ステップ１０１から開始し、基地局１７からのコマンドでＧＰＳの処理操作を初期化する（図３では「固定コマンド」と呼ぶ）。このコマンドは（一つの実施形態では）、通信リンク１４ａを介して視界内の各衛星のドップラー・シフトおよびその衛星のＩＤとを送ることを含む。ステップ１０２で、遠隔ユニット１００は基地局１７から送信された信号への周波数ロックによって、局部発振器のシフトを計算する。代替法は、遠隔ユニットの非常に良質な温度補正水晶発振器を使用することである。例えば、ディジタル制御のＴＣＸＯ、いわゆるＤＣＸＯは現在、約０．１／百万の精度、つまりＬ１のＧＰＳ信号に約１５０Ｈｚの誤差を達成することができる。
【００２８】
ステップ１０４では、遠隔ユニットのプロセッサ１０は、Ｃ／ＡコードのＰＮフレームＫ個の継続時間だけデータのスナップショットを収集し、ここでＫは通常１００ないし１０００（１００ミリ秒から１秒の継続時間に相当）である。十分な量のデータが収集されたら、プロセッサ１０はＲＦ／ＩＦ変換器７およびＡ／Ｄ変換器８を少なくともある期間（例えば所定の短期間）だけ低電力状態にすることにより、これらの構成要素の電力消費量を削減する。この期間の後、通常は通信信号が遠隔／移動ユニット１００に送信されているか検出するため、これらの構成要素に再び完全に電力を供給する。図８に示すように、この低電力と完全電力とのサイクルを繰り返すことができ、これについて以下で検討する。
【００２９】
各衛星の疑似距離は、以下のように計算される。まず、ステップ１０６では、処理すべき任意のＧＰＳ衛星信号について、対応する疑似乱数（ＰＮ）コードをメモリ１９から検索する。手短に検討するように、好ましいＰＮ記憶フォーマットは、実際はこのＰＮコードのフーリエ変換を、１０２３ＰＮビットあたりサンプル２０４８個の率でサンプリングしたものである。
【００３０】
スナップショット・メモリ９のデータは、Ｎ個の連続するＰＮフレームのブロック、つまり２０４８Ｎ個の複素数サンプルのブロックで処理される（Ｎは通常は５ないし１０の範囲の整数である）。図３の底部のループ（ステップ１０８〜１２４）で示すように、各ブロックで同様の操作を実行する。つまり、このループを、処理すべきＧＰＳ信号ごとに合計Ｋ／Ｎ回、このループを実行する。
【００３１】
ステップ１０８では、２０４８Ｎ個のデータ・ワードのブロックに、信号搬送波のドップラー効果と、受信機の局部発振器のシフト効果とを取り除く複素指数関数を掛ける。例証するために、基地局１７から送信されるドップラー周波数と、ｆe Ｈｚに対応する局部発振器のオフセットとを想定してみる。データを予め逓倍すると、関数ｅ−j2πfenT，ｎ＝［０、１、２・・・、２０４８Ｎ−１］＋（Ｂ−１）×２０４８Ｎの形をとり、ここでＴ＝１／２．０４８ＭＨｚはサンプリング期間で、ブロック数Ｂは１ないしＫ／Ｎの範囲である。
【００３２】
次に、ステップ１１０では、ブロック内のデータの隣接するフレームＮ個（通常は１０個）のグループを、一貫して互いに加算する。つまり、サンプル０、２０４８、４０９６、・・・２０４８（Ｎ−１）−１を互いに加算し、次に１、２０４９、４０９７、・・・２０４８（Ｎ−１）を互いに加算し、以下同様とする。この時点で、ブロックは２０４８個しか複素サンプルを含まない。このような加算演算によって生成した波形の例を、ＰＮフレーム４個の場合で図４Ｂに示す。この加算演算は、高速畳み込み演算に先立つ前処理演算と見なすことができる。
【００３３】
次に、ステップ１１２〜１１８で、平均化したフレームはそれぞれ、整合フィルタリング操作を受けるが、その目的はデータのブロック内に含まれる受信ＰＮコードと地元で生成したＰＮ基準信号との間に相対的時間を決定することである。同時に、サンプリング時間に対するドップラー効果も補正される。これらの演算は通常、一つの実施形態では、本明細書で述べるように、巡回畳み込みを実行する方法で用いた高速フーリエ変換アルゴリズムなど、高速畳み込み演算を使用することにより、大幅に高速化される。
【００３４】
話を単純にするために、上記のドップラー補正は最初に無視される。
実行される基本的操作は、処理されるブロックのデータ（２０４８個の複素数サンプル）を、地元で記憶される同様の基準ＰＮブロックと比較することである。比較は実際には、データ・ブロックの各エレメントに対応する基準エレメントを（複素数で）掛けて、結果を合計することによって実行される。この比較を「相関」と呼ぶ。しかし、個々の相関はデータ・ブロックのある特定の開始時間にしか実行せず、よりよく整合のとれそうな可能な位置が２０４８ある。すべての可能な開始位置の全相関操作のセットを、「整合フィルタリング」操作と呼ぶ。好ましい実施形態では、完全な整合フィルタリング操作が必要である。
【００３５】
ＰＮブロックの他の時間は、ＰＮ基準を循環シフトし、同じ操作を実行することによって試験することができる。つまり、ＰＮコードをｐ（０）、ｐ（１）・・・ｐ（２０４７）とすると、サンプル１個による循環シフトはｐ（１）ｐ（２）・・・ｐ（２０４７）ｐ（０）となる。この変形シーケンスは、データ・ブロックがサンプルｐ（１）で開始するＰＮ信号を含むか、試験して決定する。同様に、データ・ブロックはサンプルｐ（２）、ｐ（３）等で開始でき、それぞれは基準ＰＮを循環シフトし、試験を再実行することによって試験される。完全な試験のセットは２０４８×２０４８＝４，１９４，３０４の操作が必要で、それぞれが複素数の乗法と加算法とを必要とすることが明白である。
【００３６】
高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して、より効率的で数学的に同等の方法を使用することができ、これは約１２×２０４８の複素数乗法と加算数の２倍を必要とするだけである。この方法では、ＦＦＴをステップ１１２でデータ・ブロックとし、ＰＮブロックとする。データ・ブロックのＦＦＴは、ステップ１１４で基準のＦＦＴの複素共役行列を掛け、その結果をステップ１１８で逆フーリエ変換する。このようにして得られた結果としてのデータは、長さ２０４８で、あらゆる可能な位置のデータ・ブロックおよびＰＮブロックの相関のセットを含む。順方向または逆のＦＦＴ演算はそれぞれ、（Ｐ／２）ｌｏｇ2 Ｐの演算を必要とし、ここでＰは送信するデータのサイズである（基を２とするＦＦＴアルゴリズムを使用するものとする）。問題のケースの場合、Ｂ＝２０４８なので、各ＦＦＴには１１×１０２４の複素数乗法が必要である。しかし、好ましい実施形態の場合のように、ＰＮシーケンスのＦＦＴをメモリ１９に予め記憶しておくと、フィルタリング・プロセス中にＦＦＴを計算する必要がない。複素数の合計を順方向ＦＦＴ、逆ＦＦＴについて掛け、ＦＦＴの積は（２×１１＋２）×１０２４＝２４５７６となり、これは直接的な相関に対して１７１倍の節約になる。図４Ｃは、この整合フィルタリング演算で生成した波形を示す。
【００３７】
本発明の好ましい方法は、データのサンプル２０４８個がチップ１０２３個のＰＮ期間に採取されるようなサンプル率を使用する。これによって、長さ２０４８のＦＦＴアルゴリズムを使用することができる。べき数２または４のＦＦＴアルゴリズムは他のサイズ（および２０４８＝２11）より通常ははるかに効率的であることが分かっている。したがって、このようにして選択したサンプリング率は、処理速度を大幅に改善する。適切な循環畳み込みが達成できるよう、ＦＦＴのサンプル数は、一つのＰＮフレームのサンプル数に等しいことが好ましい。つまり、上述したように、この状態によって、データ・ブロックをＰＮコードのすべての循環シフト・バージョンと突き合わせて試験することができる。ＦＦＴのサイズを、一つのＰＮフレームの長さとは異なるサンプル数にまたがるよう選択する場合は、当技術分野で「オーバラップ・セーブ」または「オーバーラップ加算」畳み込みとして知られる代替方法のセットを使用することができる。このアプローチには、好ましい実現形態について上述したアプローチより、約２倍の計算が必要である。
【００３８】
当業者には、様々なサイズおよび様々なサンプル率の様々なＦＦＴアルゴリズムを使用して上記のプロセスを修正し、高速畳み込み演算を行う方法が明白なはずである。また、必要な計算の数が、直接的な相関で必要なＢ2 ではなくＢｌｏｇ2 Ｂに比例する特性も有する高速畳み込みアルゴリズムのセットが存在する。このようなアルゴリズムの多くは、標準的な参考文献で列挙され、たとえばＨ．Ｊ．Ｎｕｓｓｂａｕｍｅｒの「高速フーリエ変換および畳み込みアルゴリズム」（Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ，Ｓｐｒｉｎｇｅｒ−Ｖｅｒｌａｇ，Ｃ１９８２）である。このようなアルゴリズムの重要な例は、Ａｇａｒｗａｌ−Ｃｏｏｌｅｙのアルゴリズム、分割入れ子アルゴリズム、再帰的な多項式入れ子アルゴリズム、およびＷｉｎｏｇｒａｄフーリエ・アルゴリズムであり、最初の３つは畳み込みに、後者はフーリエ変換の実行に使用する。これらのアルゴリズムを、上述した好ましい方法の代わりに使用してもよい。
【００３９】
次に、ステップ１１６で使用する時間ドップラー補正法について説明する。好ましい実現形態では、受信ＧＰＳ信号へのドップラー効果および局部発振器の不安定さのため、使用するサンプル率は、ＰＮフレームにつきサンプル２０４８個という数字に正確に対応しなくてもよい。たとえば、ドップラー・シフトは±２７００ナノ秒／秒という遅延誤差を生じることがあることが知られている。この効果を補正するために、上記のように処理したデータのブロックは、この誤差を補正するために時間をシフトする必要がある。一例として、処理するブロックのサイズがＰＮフレーム５個（５ミリ秒）に相当する場合は、ブロックごとの時間シフトは±１３．５ナノ秒にも成り得る。局部発振器の不安定さによる時間シフトはこれより小さい。これらのシフトは、単一のブロックに必要な時間シフトの倍数で、連続するデータのブロックを時間シフトさせることにより補正することができる。つまり、ブロック当たりのドップラー時間シフトがｄの場合、ブロックはｎｄ（ｎ＝０、１、２・・・）だけ時間シフトされる。
【００４０】
概して、これらの時間シフトはサンプルの断片である。これらの演算を、ディジタル信号処理法を使用して直接実行すると、非整数の信号補間法を使用することになり、計算の負担が大きくなる結果となる。代替アプローチ、つまり本発明の好ましい方法は、高速フーリエ変換の関数に処理を組み込む。ｄ秒の時間シフトは、ある関数のフーリエ変換にｅ−j2πfdを掛けた値に等しいことがよく知られており、ここでｆは周波数の変数である。したがって、時間シフトは、データ・ブロックのＦＦＴにｅ−j2πnd／Tｆ（ｎ＝０、１、２・・・、１０２３）およびｅ−j2π（n−2048）d／T ｆ（ｎ＝１０２４、１０２５、・・・２０４７）を掛けることによって達成され、ここでＴf はＰＮフレームの継続時間（１ミリ秒）である。この補正は、ＦＦＴ処理に伴う処理時間を約８％しか増加させない。補正は、０Ｈｚにわたる位相補正の連続性を保証するため、半分の２つに分割される。
【００４１】
整合フィルタリング演算が終了したら、ブロックの複素数の絶対値、または絶対値の平方をステップ１２０で計算する。いずれの選択肢でもほぼ同様に働く。この演算は、（図４Ｄに示すような）５０Ｈｚのデータ位相の反転、および残っている低周波数搬送波の誤差を取り除く。次に、サンプル２０４８個のブロックをステップ１２２で処理された前のブロックの合計に加算する。ステップ１２２は、ステップ１１２〜１１８で行った高速畳み込み演算に続く後処理演算と見なすことができる。これは、ステップ１２４の決定ブロックで示すように、すべてのＫ／Ｎブロックが処理されるまで続き、ここでサンプル２０４８個の１ブロックが残り、これで疑似距離を計算する。図４Ｅは、加算演算の後の結果となる波形を示す。
【００４２】
疑似距離の決定はステップ１２６で行う。局部的に計算したノイズ・レベルより上で、ピークを探索する。このようなピークを発見したら、ブロックの開始時刻に対するその発生時刻が、特定のＰＮコードおよび付随のＧＰＳ衛星に伴う疑似距離を表す。
【００４３】
ステップ１２６で補間ルーチンを使用し、サンプル率（２．０４８ＭＨｚ）に伴う精度よりはるかに大きい精度までピークの位置を探す。補間ルーチンは、遠隔ユニット１００のＲＦ／ＩＦ部分に使用した前の帯域フィルタリングによって決まる。良質のフィルタは、底辺の幅がサンプル４個に等しいほぼ三角形のピークをもたらす。この状態で、（ＤＣベースラインを除去するため）平均振幅を引いた後、最も大きい２つの振幅を使用して、ピーク位置をより精密に決定することができる。サンプル振幅をＡp およびＡp＋1 とし、ここでＡp ≧Ａp＋1 で、一般性の損失がなく、ｐがピーク振幅の指標とする。これで、Ａp に対応する位置に対するピークの位置は、ピーク位置＝ｐ＋Ａp ／（Ａp ＋Ａp＋1 ）という式で得られる。たとえば、Ａp ＝Ａp＋1 とすると、ピーク位置はｐ＋０．５である、つまり２つのサンプルの指標の中間であることが分かる。場合によっては、帯域フィルタリングがピークをまるめることができ、３ポイントの多項式補間の方が適切である。
【００４４】
以上の処理では、閾値決定に使用する局部ノイズ基準は、このような最大ピークを幾つか除去した後に平均化した最終ブロックの全データを平均することによって計算することができる。
【００４５】
疑似距離が分かったら、ステップ１２８では、このような衛星を全て処理していない限り、視界内にある次の衛星について、同様の方法で処理を続行する。このような全衛星の処理が終了したら、プロセスはステップ１３０に続き、疑似距離データを通信リンク１４ａを介して基地局１７に送信する。遠隔ユニット１００の最終位置計算は、移動ユニット１００ではなく基地局が緯度および経度を計算する本発明の実施形態では、基地局が実行する。最後にステップ１３２で、遠隔ユニット１００の回路の少なくとも一部（例えば変調器１１、変換器１２および増幅器１３）を低電力状態にし、別の位置決め操作を実行するという新しいコマンドを待つ。
【００４６】
次に、上述し図３で図示した信号処理について概略する。視界内の単数または複数のＧＰＳ衛星からのＧＰＳ信号を、ＧＰＳアンテナ１を使用して、遠隔ＧＰＳユニットで受信する。この信号をディジタル化し、遠隔ＧＰＳユニットのバッファに記憶する。この信号を記憶した後、プロセッサは前処理、高速畳み込み処理、および後処理操作を実行する。これらの処理操作は以下のことを伴う。
【００４７】
ａ）記憶したデータを、ＧＰＳ信号に含まれる疑似乱数（ＰＮ）コードのフレーム期間の倍数と継続時間を等しくする一連の隣接ブロックに分割する。
ｂ）各ブロックで、データの連続するサブブロックを一貫して加算することにより、疑似乱数コード期間の継続時間に等しい長さを有するデータの圧縮ブロックを生成する前処理ステップを実行する。サブブロックの継続時間は１ＰＮフレームに等しい。この加算ステップは、各サブブロックの対応するサンプル数を互いに加算することである。
ｃ）圧縮ブロックごとに、整合フィルタリング演算を実行し、これは高速畳み込み技術を用いて、データのブロック内に含まれる受信ＰＮコードと局部的に生成したＰＮ基準信号（たとえば処理しているＧＰＳ衛星の疑似乱数シーケンス）との間の相対的タイミングを決定する。
ｄ）前記整合フィルタリング演算で生成した積で絶対値平方演算を実行して疑似距離を決定し、絶対値平方データのブロックを互いに加算してピークを生成し、全ブロックの絶対値平方データを単一ブロックのデータにまとめることにより後処理する。
ｅ）ディジタル補完法を用いて前記単一ブロックのデータのピーク位置を探す。ここで、その位置はデータ・ブロックの開始から前記ピークまでの距離で、位置は処理中の疑似乱数シーケンスに対応するＧＰＳ衛星の疑似距離を表す。
【００４８】
通常、バッファしたＧＰＳ信号の処理に使用する高速畳み込み技術は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）で、畳み込みの結果は圧縮ブロックの順方向変換の積と予め記憶した圧縮ブロックの順方向変換の表現とを計算し、第１結果を生成し、次に第１結果の逆変換を実行して結果を回収することによって生成する。また、ドップラーによって誘発された時間遅延および局部発振器によって誘発された時間誤差の影響は、圧縮ブロックの前方向ＦＦＴと、ブロックに必要な遅延補正に対応するようサンプル数に対する位相が調整された複素指数関数との乗法を、前方向と逆高速フーリエ変換演算との間に挿入することにより、データの各圧縮ブロックごとに補正される。
【００４９】
以上の実施形態では、各衛星からのＧＰＳ信号の処理は、並列ではなく、時間の経過とともに順番に発生しする。代替実施形態では、視界内の全衛星のＧＰＳ信号を、時間的に並列の方でまとめて処理することができる。
【００５０】
基地局１７は、対象となる全衛星に対して共通の視野を有し、Ｃ／Ａ ＰＮコードの反復期間に伴う曖昧さを避けるために、遠隔ユニット１００と十分に近い距離にあるものとする。９０マイルの距離であれば、この基準を満足する。基地局１７はまた、ＧＰＳ受信機を有し、視界にある全衛星を高精度で連続的にトラッキングするような良好な地理的位置にあるものとする。
【００５１】
記載された基地局１７の幾つかの実施形態は、移動ＧＰＳユニットの緯度および経度のような位置乗法を計算するための基地局のコンピュータなど、データ処理構成要素の使用を示すが、各基地局１７は、単に、移動ＧＰＳユニットからの疑似距離などの受信情報を、実際に緯度および経度を計算する単数または複数の中心位置に中継するだけでもよい。この方法で、各中継基地局からデータ処理ユニットおよびそれに関連する構成要素を除去することにより、これら中継基地局の費用および複雑さを軽減することができる。中心位置は、受信機（例えば遠隔通信受信機）およびデータ処理ユニットおよび関連の構成要素を含むことになる。さらに、特定の実施形態では、基地局は、遠隔ユニットにドップラー情報を送信する衛星でよく、これによって送信セル中の基地局をエミュレートするという点で仮想的でよい。
【００５２】
図５Ａおよび図５Ｂは、本発明による基地局の２つの実施形態を示す。図５Ａに示す基地局では、ＧＰＳ受信機５０１がＧＰＳアンテナ５０１ａを通してＧＰＳ信号を受信する。ＧＰＳ受信機５０１は、従来通りのＧＰＳ受信機でよく、通常、ＧＰＳ信号に対して計時した計時基準信号を供給し、視界内の衛星に対するドップラー情報も供給する。ＧＰＳ受信機５０１は、時刻基準信号５１０を受信してこの基準に位相ロックする統制のとれた局部発振器５０５に結合される。この統制のとれた局部発振器５０５は、モジュレータ５０６へと出力する。モジュレータ５０６は、ＧＰＳ移動ユニットの視界内にある各衛星からのドップラー・データ情報信号や他の衛星データ情報信号（例えば衛星の天文暦を表すデータ）も相互接続部５１１を介して受信する。モジュレータ５０６は、送信機５０３に変調信号５１３を供給するため、ドップラー情報や他の衛星データ情報を、統制局部発振器５０５から受信した局部発振器信号へと変調する。送信機５０３は、ドップラー情報などの衛星データ情報を送信機のアンテナ５０３ａを介してＧＰＳ移動ユニット（例えば共用回路を有する遠隔ユニット１００）に送信させるよう、データ処理ユニットが送信機５０３の操作を制御するように相互接続部５１４を介してデータ処理ユニット５０２に接続される。この方法で、ＧＰＳ移動ユニットはドップラー情報を受信することができ、その発生源はＧＰＳ受信機５０１で、図６に示すように、ＧＰＳ移動ユニットの局部発振器の較正に使用することができる、高精度の局部発振器搬送波信号も受信する。
【００５３】
図５Ａに示したような基地局は、通信アンテナ５０４ａを介して遠隔ユニット１００からの通信信号を受信するよう接続された受信機５０４も含む。アンテナ５０４ａは、１本のアンテナが従来通りの方法で送信機と受信機との両方の働きをするという点で、送信機のアンテナ５０３ａと同じアンテナであることが理解される。受信機５０４は、データ処理ユニット５０２に接続され、これは従来通りのコンピュータ・システムでよい。処理ユニット５０２は、ＧＰＳ受信機５０１からドップラー情報や他の衛星データ情報を受信する内部接続部５１２も含む。この情報は、受信機５０４を介して移動ユニット１００から受信した疑似距離情報や他の情報の処理に使用することができる。このデータ処理ユニット５０２は、ディスプレイ装置５０８に接続され、これは従来通りのＣＲＴでよい。データ処理ユニット５０２は、ディスプレイ５０８に地図を表示するのに使用するＧＩＳ（地理情報システム）ソフトウェア（例えばカリフォルニア州Ｓａｎｔａ ＣｌａｒａのＳｔｒａｔｅｇｉｃ Ｍａｐｐｉｎｇ，Ｉｎｃ．によるＡｔｌａｓ ＧＩＳ）を含む大量記憶装置５０７にも接続される。ディスプレイの地図を使用して、ディスプレイ上で表示された地図に対する移動ＧＰＳユニット１００の位置を表示することができる。
【００５４】
図５Ｂに示す代替基地局は、図５Ａと同じ構成要素を多く含む。しかし、ドップラー情報や他の衛星データ情報をＧＰＳ受信機から獲得するのではなく、図５Ｂの基地局は、従来通りに、遠隔通信リンクや無線リンクから獲得したドップラー情報や他の衛星データ情報５５２の発生源を含む。このドップラー情報や衛星情報は、相互接続部５５３を通してモジュレータ５０６に伝達される。図５Ｂに示すモジュレータ５０６の他の入力は、セシウム基準局部発振器などの基準品質の局部発振器５５１から得た発振器出力信号である。この基準局部発振器５５１は、ドップラー情報や他の衛星データ情報を延長する精密な搬送波周波数を供給し、この情報は送信機５０３を介して移動ＧＰＳユニットに送信される。
【００５５】
図６は、図１Ａのアンテナ２と同様の通信チャンネル・アンテナ６０１を通して受信した精密な搬送波周波数信号を使用する、本発明のＧＰＳ移動ユニットの実施形態を示す。同様に、ＧＰＳアンテナ６１３は図１Ａのアンテナ１と同様でよく、変換器６１４、Ａ／Ｄ変換器６１６、メモリ６１８およびＤＳＰ構成要素６２０はそれぞれ図１Ａの変換器７、Ａ／Ｄ変換器８、メモリ９およびＤＳＰ構成要素１０を表す。周波数合成器６０９および局部発振器６０６はそれぞれ、図１Ｂに示す合成器４２および周波数基準４３を表す。この実施形態では、通信信号の受信中にＤＳＰ構成要素６２０が精密搬送波周波数信号から調整エラーを計算し、調整の補正値６１０を周波数合成器６０９に送信する。次に、調整補正値を使用して初期調整エラーを決定することができ、したがって、受信した通信信号の搬送波周波数が非常に安定しているものとして、局部発振器信号６０７の誤差が決定される。次に、局部発振器のエラーは、周波数合成器６０９の調整周波数を、局部発振器６０６からの局部発振器エラーの効果を無効にする量だけ相殺することによって、その後のＧＰＳ受信操作中に補正される。
【００５６】
図７Ａおよび図７Ｂは、共用構成要素を使用する本発明の代替実施形態を示す。図７Ａに示すように、プロセッサ４２１（例えばＤＳＰ ＩＣ）を、２つの別個の受信機のセクション間で共用する。特に、変換器４０７、アンテナ４０１および変換器４１１はＧＰＳ受信機セクションを形成し、変換器４１３、アンテナ４０３および変換器４１６は通信用受信機セクションを受け持つ。この２つの受信機からの出力信号は、スイッチ４１７の選択ライン４１８を通し、プロセッサ４２１の制御下でスイッチ４１７によって選択される。このスイッチ４１７からの出力は、ディジタル・メモリ４１９の入力部に接続され、これは双方向バスによってプロセッサ４２１に接続される。メモリ４２０はコンピュータ・プログラムおよびプロセッサ４２１の操作を制御するデータを記憶する。このメモリはプロセッサ４２１に接続される。プロセッサは、制御ライン４２３を通して周波数合成器４２４を制御する。周波数合成器４２４は、変換器４０７および４１３が使用するそれぞれの様々な局部発振器信号４０９および４１５を提供し、変調器４２５および変換器４２７への局部発振器信号４２６も提供する。プロセッサが通信アンテナ４０３を介して通信リンク４０５を通ってメッセージを送信したい場合、プロセッサは変調器４２５にメッセージを送信し、次の変調されたデータが変換器４２７で変換され、電力増幅器４２９で増幅される。変調器４２５および変換器４２７および増幅器４２９の操作は、図１Ａの変調器１１、変換器１２および増幅器１３について上述したのと同様である。図７Ａは、アナログ北米ＡＭＰＳシステムなどの特定のセルラー通信システムで使用するのに最も適しており、このシステムでは電話での会話やＧＰＳの操作が同時に発生することがある。このような状況では、変換器を共用することは不可能であるが、周波数合成器、ディジタル・メモリおよびディジタル・プロセッサは、サイズ、費用および電力削減のために共用することができる。このケースでは、周波数合成器は単一の信号基準源から複数の局部発振器を形成することができ、したがって局部発振器信号が幾つかの同時の操作に同時に与えられる（例えば電話信号の受信と送信、およびＧＰＳ信号の受信）。
【００５７】
プロセッサ４２１は、一つの実施形態では変調器４２５、ＩＦ／ＲＦ変換器４２７および電力増幅器４２９を含む送信機セクションの消費電力を削減することにより、図７Ａに示した結合型ＧＰＳおよび通信システムの電力消費を制御する。この電力削減は、この送信機セクションに相互接続部４３２および４３４を通して制御された電力を供給する送信電力制御部４３１によって達成され、プロセッサ４２１は、送信機の操作モードに従い、相互接続部４３１ａ上の制御信号を通して、送信電力制御部４３１に完全電力または低電力を供給するよう命令する。同様の方法で、プロセッサ４２１は、メモリ４２０（ＥＰＲＯＭまたはＥＥＰＲＯＭメモリでよい）に記憶されている電力管理プログラムの制御下で、ＧＰＳ信号を受信していない時には、ＧＰＳ受信機セクションを低電力消費モードにすることができる。例えば、低電力消費モードでは、変換器４０７および４１１に電力を供給しなくてもよい。
【００５８】
図７Ｂは、受信機部分は共用するが処理部分は共用しない、本発明による別の実施形態を示す。図７Ｂに示す受信機部分は、図１Ａに示す受信機部分と同様であり、変換器４５９、変換器４６３および周波数合成器４６１が、ＧＰＳ信号と通信信号の両受信機セクションの基本的構成要素となり、両受信機セクションに共用される。図７Ｂに示す送信機部分も、図１Ａに示す送信機部分と同様で、変調器４７９、ＩＦ／ＲＦ変換器４８１、電力増幅器４８３、送信電力制御部４８５およびスイッチ４８７を含む。周波数合成器４６１は、図７Ｂの送信機部分の変調器４７９およびＩＦ／ＲＦ変換器４８１に局部発振器信号も供給する。しかし、図７Ｂに示すように、結合型システムの２つの機能を処理するために、２つの別個のプロセッサがある。通信プロセッサ４７３は通信信号の処理（例えば復調および変調）を制御し、ＧＰＳプロセッサ４７５はＧＰＳ信号を処理する。ＧＰＳ信号の処理結果（たとえば位置情報）は、共用メモリ４７１を通して通信プロセッサ４７３に送られ、これが次に位置情報を相互接続部４７７を通して、変調器４７９、変換器４８１、電力増幅器４８３および送受信器スイッチ４８７を備える送信機部分に送られる。図７Ｂに示す実施形態のプロセッサ４７３は、様々な操作モード（例えば通信の受信またはＧＰＳの受信）の間で周波数合成器４６１を切り換える。プロセッサ４７３は、通常、スイッチ４６５の切り換えも（制御ライン４６４を通して）制御し、従って（共用受信機がＧＰＳ受信モードで作動している場合は）ＧＰＳ信号がＧＰＳメモリ４６７に記憶され、共用受信機が通信信号受信モードで作動している場合は、通信信号が通信メモリ４６９に記憶される。
【００５９】
図７Ｂは、双方向ページャーなどのシステムおよび同様のこのようなシステムに適しており、このようなシステムでは通信受信操作とＧＰＳ受信操作を同時に行う必要がない。ここでは、ＲＦ連鎖とＡ／Ｄ変換器の大部分を共用することができる。しかし、図７Ｂは図１Ａと異なり、ＧＰＳ処理機能と通信処理機能との処理負担が非常に過酷で、所望の期間内に完了できない場合は、必要に応じて別個のディジタル・プロセッサを設ける。図７Ａに示したシステムと同様、プロセッサ４７３によって電力消費量の削減が達成され、送信電力制御部４８５を通して送信機部分の消費電力を削減する。
【００６０】
図８は、共用回路を有する結合型ＧＰＳおよび通信システムの消費電力量を節約し、削減するための本発明による典型的な方法を示す。一例として、図８の方法を、図１Ａに示す結合型システムについて説明する。この方法は通常、メモリ１９に記憶されているプログラムの制御下で電力削減を制御するプロセッサ１０によって操作される。電力削減は、通常、様々な構成要素への電力相互接続部を制御することによって達成される。例えば、送信機セクションは、送信電力制御部１８を通して、相互接続を制御された電力を受ける。同様に、受信機セクションは、共用する受信機セクションの構成要素（例えば変換器７および８）に電力を供給する電力制御接続部（図示せず）を通して電力を受けることができる。用途によっては、周波数合成器の位相ロック・ループ（ＰＬＬ）および基準発振器を中断せずに電力を供給することができる。というのは、このような構成要素は最初に電源を投入してから安定化するのに多少時間が必要だからである。この方法はステップ８０１で始まり、通信用受信機に完全な電力が供給される。この受信機はＲＦ／ＩＦ変換器７およびＡ／Ｄ変換器８およびプリセレクト・フィルタ４を含む。この時間に通信信号を受信すると、それはメモリ９に記憶され、プロセッサ１０で復調される。
【００６１】
プロセッサ１０は、ステップ８０３で、ステップ８０１での通信信号が結合型システムの位置情報を供給するという要求を含むか判断するが、この要求は「固定コマンド」とも呼ばれる。このようなコマンドを受信していない場合は、ステップ８０５で通信用受信機の電力が削減され、ステップ８０７でプロセッサ１０は、ステップ８０１で回復するまである期間（例えば所定の期間）待つ。このような要求を受信している場合は、プロセッサ１０はステップ８０９で、既に完全な電力を受けていない共用ＧＰＳ／通信用受信機の構成要素に完全な電力を供給する。このような構成要素の一例は、通信信号の受信中に低電力状態にあるプリセレクト・フィルタ３（低ノイズ増幅器を含むことができる）である。プロセッサ１０は、ステップ８１５で通信受信操作で受信した全ての通信データを処理する。このようなデータには、視界内にある衛星の衛星ドップラー情報およびその衛星のＩＤなどがある。次にステップ８２０で、共用ＧＰＳ／通信用受信機のＧＰＳ受信機は、視界内の衛星からＧＰＳ信号を受信し、信号のディジタル版をメモリ９に記憶する。プロセッサ１０は次に、共用ＧＰＳ／通信用受信機（例えば変換器７および８）の消費電力をステップ８２５で削減し、ステップ８３０で、プロセッサ１０は記憶してあるＧＰＳ信号を処理する。プロセッサ１０が位置情報（例えば視界内にある複数の衛星までの疑似距離または結合型システムの緯度および経度）を決定した後、プロセッサ１０はステップ８３５で、送信電力制御部１８に対して変調器１１、変換器１２および電力増幅器１３へ完全な電力を供給するよう命令することにより、送信機セクションに電力を供給する。次に、ステップ８４０で送信機が位置情報を送信し、ステップ８４５で送信機セクションへの電力が削減される。次に、処理はステップ８０１に戻り、このポイントから続行する。
【００６２】
以上の明細書で、本発明について特定の例証的な実施形態を参照しながら説明してきた。しかし、添付の請求の範囲で述べる本発明の幅広い精神および範囲から逸脱することなく、様々な修正および変更ができることは明白である。したがって、明細書および図面類は、限定的な意味ではなく例示と見なすものとする。
すものとする。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
本発明を、例および非制限的な添付図面類の図によって例証し、そこで参照番号は同様の要素を示す。
【図１Ａ】基地局との通信を確立することができる通信システムとＧＰＳ受信システムを有する移動結合型システムの主要構成要素のブロック図である。
【図１Ｂ】図１ＡのＲＦ／ＩＦ変換器および周波数合成器の典型的な実装ブロック図である。
【図２】本発明の一つの実施形態における様々な処理ステップを示す流れ図である。
【図３】本発明の一つの実施形態によりＤＳＰプロセッサが実行する主要操作の流れ図である。
【図４Ａ】本発明の一つの実施形態の方法によるＧＰＳ信号処理の様々なステージにおける信号処理波形を示す。
【図４Ｂ】本発明の一つの実施形態の方法によるＧＰＳ信号処理の様々なステージにおける信号処理波形を示す。
【図４Ｃ】本発明の一つの実施形態の方法によるＧＰＳ信号処理の様々なステージにおける信号処理波形を示す。
【図４Ｄ】本発明の一つの実施形態の方法によるＧＰＳ信号処理の様々なステージにおける信号処理波形を示す。
【図４Ｅ】本発明の一つの実施形態の方法によるＧＰＳ信号処理の様々なステージにおける信号処理波形を示す。
【図５Ａ】本発明の一つの実施形態の基地局システムを示す。
【図５Ｂ】本発明の代替実施形態の基地局を示す。
【図６】本発明の一つの態様により、局部発振器の相関または較正機能を有するＧＰＳ移動ユニットを示す。
【図７Ａ】本発明の代替実施形態による結合型ＧＰＳおよび通信システムの図である。
【図７Ｂ】本発明の別の実施形態による結合型ＧＰＳおよび通信システムを示す。
【図８】本発明の一つの実施形態による結合型ＧＰＳおよび通信システムで電力消費の管理に関わる様々なステップを示す流れ図である。
【符号の説明】
【００６４】
１：ＧＰＳアンテナ
２：通信アンテナ
３、４：プリセレクト・フィルタ
６：スイッチ
７：ＲＦ／ＩＦ変換器
８：アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器
９：ディジタル・スナップショット・メモリ
１０：プロセッサ
１１：変調器
１２：ＩＦ／ＲＦ変換器
１３：電力増幅器
１４：通信アンテナ
１４ａ：通信リンク
１６：周波数合成器
１７：基地局
１８：送信電力制御部
１９：プログラム・メモリ
【発明の背景】
【０００１】
本出願は、１９９６年３月８日に同じ発明者のＮｏｒｍａｎ Ｆ．Ｋｒａｓｎｅｒが出願した３つの特許出願の部分継続出願であり、その３つの特許出願とは、改良型ＧＰＳ受信機およびＧＰＳ信号を処理する方法（第０８／６１２，６６９号）、通信リンクを使用した改良型ＧＰＳ受信機（第０８／６１２，５８２号）、パワー管理機能付き改良型ＧＰＳ受信機（第０８／６１３，９６６号）である。
【技術分野】
【０００２】
本発明は、（ａ）全世界測位衛星システムからの送信を受信することによって位置を決定し、（ｂ）位置決めコマンドおよび他の情報を受信し、全世界測位衛星システムからの送信を受信することによって判明した位置情報を表すデータを返事として送信するために、他の位置との連絡を実行する、という二重の機能を実行する受信機に関する。
【背景技術】
【０００３】
ＧＰＳシステムと他の通信システムとの結合は大きな関心を呼び、特に個人および属性トラッキング（personal and property tracking）の分野で注目されている。このような組合せの例が米国特許第５，２２５，８４２号で示されている。通信リンクによって、移動する人や物体（例えば車両または動物）に配置した安価なＧＰＳ（全世界測位システム）受信機が、正確に決定した位置を、その活動をモニタする遠隔位置に送信することができる。この技術の用途にはトラック部隊の追跡、非常応答、在庫管理などがある。従来技術は、個別のＧＰＳ受信機と通信システムとを、その２つの間の適切な電子的インタフェース、例えばシリアル通信ポートなどを使用して接続することによって、このような組合せを実行してきた。全体的な費用を抑制するために、共通の筐体および共通の電源を共用することが多い。にもかかわらず、従来技術は、個別の回路類を使用してＧＰＳおよび通信機能を実行するシステムを構成していた。
【０００４】
これまで、２つの異なるシステムの回路類の多くを結合することは実際的ではなかった。というのは、既知のＧＰＳ受信機はすべて、「相関器」と呼ばれる特殊化したハードウェアを使用して、複数の衛星から受信した信号を処理するからである。この特殊化したハードウェアは、セルラー電話やポケットベルなどの通信用受信機やトランシーバーに使用されているハードウェアとは大きく異なる。セルラー電話やポケットベルに見られるような多くの通信用受信機では、信号処理機能は、Ｔｅｘａｓ ＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓのＴＭＳ ３２０ファミリーなど、汎用ディジタル信号処理用集積回路を使用して信号処理機能を実行する。したがって、２つの異なるシステムの信号処理ハードウェアは、結合型ＧＰＳおよび通信システム内で互換性がない。
【０００５】
（発明の概要）
本発明は、ＧＰＳ受信機と統合通信用受信機を有する移動システムである結合型装置を提供する。典型的な実施態様では、システムは、ＧＰＳ信号を表すデータを受信するＧＰＳアンテナを含むＧＰＳ受信機を備え、ＧＰＳアンテナに接続されてＧＰＳ信号を表すデータを受信し、少なくとも一つの実施態様では疑似距離情報を提供するため、その信号を処理するディジタル・プロセッサなどのプロセッサを含む。ディジタル・プロセッサなどのプロセッサは、通信リンクを通して受信した通信信号も処理し、したがってプロセッサは通常、結合型システムに送信される通信信号を復調する。この方法で、ＧＰＳ信号および通信信号の処理が、２つの機能に共用されるプロセッサで実行される。
【０００６】
代替実施態様では、ＧＰＳ受信機と通信用受信機などの統合通信システムとを有する移動システムは、ＧＰＳ信号を表すデータを受信するアンテナと、アンテナに接続された周波数変換器と、周波数変換器に接続された周波数合成器と、周波数変換器に接続されたアナログ／ディジタル変換器と、周波数変換器に接続されたディジタル・プロセッサとを含む。このディジタル・プロセッサは、アンテナを通して受信したＧＰＳ信号を表すデータを処理し、ＧＰＳ信号を表すデータに基づいて疑似距離情報を決定する。統合通信用受信機は、アンテナ、周波数変換器、周波数合成器、ディジタル・プロセッサ、ディジタル・プロセッサまたはアナログ／ディジタル変換器に接続されたメモリなど、ＧＰＳシステムと共用される共用構成要素を含む。
【０００７】
本発明は、結合型システムで通信リンクを制御し、ＧＰＳ信号を表すデータを処理する方法も提供する。この方法は、典型的な実施態様では、処理ユニット内でＧＰＳ信号を表すデータを処理し、処理ユニットを使用して通信リンクを通る通信信号を制御して制御ステップを実行することを含み、処理ユニットはＧＰＳ受信機に送信された通信信号の復調を実行する。
【０００８】
本発明の典型的な実施態様では、ＧＰＳの操作および通信の受信／送信操作は別の時間に実行され、これが共通（共用）回路の使用を容易にする。また、ＧＰＳ信号の信号処理操作は、通常は高速フーリエ変換アルゴリズムを他のデータ圧縮法とともに用いて、プログラムできるディジタル信号処理（ＤＳＰ）集積回路で実行する。このアプローチは、従来通りのＧＰＳ受信機で従来通りの相関器に基づくアプローチをするのと比較し、捕捉時間および受信機の感度が非常に優れている。このＧＰＳ信号処理法は、このようなＤＳＰ集積回路にプログラム可能ＤＳＰを実装することと互換性があり、この同じ回路類を使用して、同様のアプローチに基づく通信復調器を実行することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
本発明は、共用回路を使用した結合型システムで二重の機能を実行する方法および装置に関し、その機能とは（ａ）ＧＰＳ信号処理を介した位置の決定、および（ｂ）無線周波数通信リンクを介した他の位置との通信である。共用回路がこれらの両機能の少なくとも一部を実行するよう、これらの機能の回路類を共用することにより、システムは電力の消耗を削減し、サイズおよび費用を削減することができる。さらに、このようなシステムのインタフェースに関する複雑さを軽減することができる。
【００１０】
共用回路類を有する結合型ＧＰＳおよび通信システムの一例を、図１Ａに示す。結合型移動ユニット１００は、ＧＰＳ信号の処理に必要な機能、さらに通信リンクを介して受信した通信信号の処理に必要な機能を実行する回路類を含む。通信リンク１４ａなどの通信リンクは、通常、通信アンテナ１４を有する基地局１７など、別の構成要素への無線周波数通信リンクである。結合型移動ユニット１００は、図１Ａで示すように、プリセレクト・フィルタ３および４を通してスイッチ６に接続されるＧＰＳアンテナ１および通信アンテナ２を含む。送受信するのがＧＰＳ信号か通信信号かに応じて、２つのアンテナ１または２の一方をスイッチ６で選択する。別個のプリセレクト・フィルタ３および４を使用して、特定の信号帯域外の干渉を除去する。このような帯域の一方は、アンテナ１からのＧＰＳ信号に対応し、他方の帯域は通信信号のある帯域に対応する。特殊なケースでは、ＧＰＳ信号と通信信号の周波数の間隔が狭い場合に、１本のアンテナを使用できることもある。本発明によりＧＰＳ信号を収集する場合、ＲＦ／ＩＦ変換器７に入力するため、スイッチ６がプリセレクト・フィルタ３からの信号を選択することが理解される。通信リンク１４ａからの通信信号を収集して復調する場合は、スイッチ６は、変換器７への入力用にプリセレクト・フィルタ４からの信号を選択する。
【００１１】
スイッチ６の出力部は無線周波数（ＲＦ）／中間周波数（ＩＦ）変換器７の入力部に接続される。この変換器７は、信号を適切な中間周波数、例えば７０ＭＨｚに変換する。次に、例えば１ＭＨｚなどのさらに低い中間周波数に変換する。ＲＦ／ＩＦ変換器７内の各変換器は、通常、図１Ｂに示すように増幅器とミキサで構成される。第１変換器の構成要素は、通常、広い周波数範囲（例えば８００ないし２０００ＭＨｚ）を含む十分に広い帯域である。この帯域は、大抵の場合にＧＰＳ信号や大抵の重要な通信信号が係わる周波数範囲を扱うのに十分広い帯域である。
【００１２】
ＲＦ／ＩＦ変換器７の出力部は、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器８の入力部に接続され、それがＲＦ／ＩＦ変換器７からの出力信号をディジタル化する。実現形態によっては、ＲＦ／ＩＦ変換器７が直角位相の一対の出力を与えることがあり、そのような場合は２つのＡ／Ｄ変換器を使用することができる。Ａ／Ｄ変換器８の出力部は、処理するデータのレコードを記憶できるディジタル・スナップショット・メモリ９の入力部に接続される。場合によっては、Ａ／Ｄ変換器８から出力されるデータの転送率が十分低ければ、このメモリ９をバイパスし、データをプロセッサ構成要素１０（図示のようにＤＳＰチップか、１組のディジタル処理チップでもよい）に直接送信してもよい。スナップショット・メモリ９は、メモリ９に記憶されるＧＰＳ信号の処理に使用される。スナップショット・メモリ９は、通常、パケット化した通信信号、つまりデータ・ビットのバーストの後に長い非活動期間がある信号にも使用される。これは、本発明で使用することが考えられる通信信号方式の主な形態である。しかし、多くのセルラー・タイプの信号など、連続的な信号方式は、プロセッサ１０で連続的に処理してもよい。
【００１３】
メモリ９は、プロセッサがメモリ９にデータを読み書きするため、典型的な実施形態ではプロセッサ１０に双方向で接続される。一つの実施形態では、メモリ９は、一方の入力ポートがＡ／Ｄ変換器８からの出力を受信するよう接続され、別の入力ポートがプロセッサ１０からのデータを受信するよう接続された、従来通りのデュアル・ポート・メモリでよい。
【００１４】
処理構成要素１０は、通信信号を変換器７で変換し、変換器８でこの信号をディジタル化してメモリ９に信号を記憶するか、それを直接処理することにより、通信リンク１４ａを通して受信した通信信号を受信することが理解されよう。この方法で、プロセッサ１０は通信信号内のコマンドまたは通信信号内の他のデータ（例えばドップラー・データまたは視界内の衛星の天文暦を表すデータ）を決定するために、通信信号を復調する。
【００１５】
通信リンクによって送信する必要がある場合、プロセッサ１０は送信すべきデータと信号のベースバンド・ディジタル・サンプルとを生成する。次に、このデータを使用して、変調器回路１１を使用して搬送波信号を変調する。このような変調は、周波数偏移変調または位相偏移変調などのディジタル・タイプであることが多い。周波数変調などのアナログ変調も使用することができる。変調を実行する搬送波周波数は、通信信号の最終的なＲＦ周波数であっても、そうでなくてもよい。中間周波数（ＩＦ）である場合は、追加のＩＦ／ＲＦ変換器１２を使用して、信号を通信信号の最終的なＲＦ周波数に変換する。電力増幅器１３は、信号レベルを高め、次にその信号を送受信（Ｔ／Ｒ）スイッチ５を通して通信アンテナ２に供給する。このスイッチは、敏感な受信機のステージを電力増幅器１３からの強い信号レベル出力から分離することを目的とする。この方法で、位置情報（例えば様々な衛星への疑似距離、または結合型移動ユニット１００の緯度および経度）を表すデータを含む通信信号を通信リンク１４ａを通して基地局１７などの基地局に送信する。
【００１６】
少なくとも一つの実施形態では、同じ周波数合成器を使用して、全操作モード用の局部発振を生成し、それらのモードはＧＰＳ信号を表すデータの受信、通信リンク１４ａからの通信信号の受信、および通信リンク１４ａへの通信信号の送信を含むことが理解できる。また、ＲＦ／ＩＦ変換器７、アナログ／ディジタル変換器８、ディジタル・スナップショット・メモリ９およびプロセッサ・チップ１０は、本発明の少なくとも一つの実施形態では、全操作モードに共通していることも分かる。言うまでもなく、電源などの他の周辺回路が、このような全モードに共通している。
【００１７】
本発明の一つの実施形態によると、電力管理回路は、メモリ１９に記憶された電力管理アルゴリズムを使用して実現してよいことも理解される。このアルゴリズムはプロセッサ１０を制御し、これは送信電力制御部１８を制御する。送信電力制御部１８は、通信信号の送信後に送信電力制御ユニット１８によって変調器１１、変換器１２および増幅器１３が低電力状態になるよう、電力増幅器１３、変換器１２および変調器１１に制御された電力信号を供給する。これらの構成要素は、通常、通信リンク１４ａを通してさらに送信が必要になるまで、この低電力状態にある。この実施形態の典型的な例は、移動ユニット１００が双方向の受信機および送信機の機能を実行し、送信機が送信していない時には送信機の電源が切断されている（または消費電力が低下する）双方向のページャー・システムである。
【００１８】
図１Ｂは、ＲＦ／ＩＦ変換器７のさらなる詳細と、周波数合成器１６とそれの関係とを示し、両方とも図１Ｂに図示されている。図１Ｂで図示されているような二重周波数合成器４２は共通して利用可能で、調整可能な局部発振器（ＬＯ）を形成するのに使用される。これは、様々な操作モードの様々なＲＦ周波数に対応するよう調整することができる。第１変換器３２の増幅器３０は、スイッチ６からの出力を受信し、その出力を増幅してミキサ３１へ入力を与える。ミキサは発振器４１からの入力も受信する。ミキサ３１からの出力は、増幅器３３の入力部に供給され、その出力部は帯域フィルタ（ＢＦＰ）３４の入力部に接続される。このフィルタ３４からの出力は第２変換器３７の入力に接続される。これは同様に増幅器３５とミキサ３６を備えている。ミキサ３６からの出力は、自動利得制御部３８に送られる。そこで信号の利得を自動的に調整し、ロー・パス・フィルタ３９へ出力を与える。フィルタの出力は増幅器４０によって増幅され、変換器７の出力としてアナログ／ディジタル変換器８の入力部に供給される。局部発振器４１と４４は、本発明の受信操作モードで復調を実行するために、２つの変換器３２、３７へ調整済み周波数を与える。このＬＯ４１、４４は、本発明の送信モードで変調器１１と変換器１２に調整済み周波数も与える。汎用ＤＳＰ集積回路チップ（またはチップ・セットの数個のチップ）を使用して共通の通信信号を処理することが当業者の間で周知であることが理解される。このような処理の例として、テキサス州ダラスのＴｅｘａｓ Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓによる部品ＴＭＳ３２０Ｃ５４５およびＴＭＳ３２０Ｃ５４６のデータ・シートに言及することができ、そのデータ・シートは欧州ディジタル・セルラー網で使用されているＧＳＭ信号の処理について述べる。
【００１９】
通信信号を（例えば基地局１７から）受信すると、プロセッサ１０は、ＳＡＷフィルタ３４の中心周波数と同量だけ通信信号の搬送周波数の上または下の値である出力周波数を与えるように、周波数合成器１６に第１局部発振器４１を調整させる。ＧＰＳ信号を（例えばＧＰＳ衛星から）受信すると、プロセッサ１０は、ＳＡＷフィルタ３４の中心周波数と同量だけＧＰＳ信号（米国のＧＰＳシステムの場合は１５７５．４２ＭＨｚ）の中心周波数より高いか低い値の出力周波数を局部発振器４１に供給させる。大抵の場合、第２ＬＯ４４は両方のケースで同じ周波数に調整され、したがって両方のケースで同じ最終ＩＦが生成される。典型的な実施形態では、プロセッサ１０が、ＧＰＳ信号の受信または通信信号の受信用に発振器（例えばＬＯ４１）を調整するため、（例えば図１Ａに示す相互接続部１４を介して）周波数合成器１６に制御信号を与える。同様に、プロセッサ１０は、変調器１１および任意選択で変換器１２を通して通信信号を送信するために局部発振器の信号が必要な場合、周波数合成器１６に制御信号を与える。
【００２０】
図２の流れ図は、図１Ａの装置が典型的な操作のシナリオにいかに使用されるかの例を示す。この状況で、受信機は通信リンク１４ａからの通信信号をモニタする通信受信モードで開始する。したがって、ステップ２０でプロセッサ１０は通信システムのアクセス・チャンネルへ変換器７を調整する。これは、メッセージの対象となるユーザのアドレスを同報通信し、そのユーザを通信する他のチャンネルへと割り当てるチャンネル（通常はセルラー網）である。ステップ２１で受信機がアドレスされると、プロセッサ１０は特定のチャンネルへ調整し、その捕捉中にステップ２２で搬送波周波数を正確に測定する。これは、移動システム１００の局部発振器を較正するために実行する。ステップ２３で示すようなＧＰＳコマンドと言われる、位置を決定するというコマンドがあれば、このように搬送波周波数を測定すると、ＧＰＳ受信機局部発振器のエラーを補正することができ、これによってＧＰＳ信号の捕捉が速くなる。次に、受信機がＧＰＳモードになり、プロセッサ１０は受信機をＧＰＳ帯域に再調整させ、ステップ２４でＧＰＳ信号を収集して処理する。これは、以前の操作中に通信チャンネルを介して供給された情報を使用することができ、そのような情報には、衛星ドップラー情報、差分ＧＰＳデータ、視界内の衛星の衛星天文暦を表すデータなどを含むことができる。ステップ２５で、プロセッサ１０はＧＰＳ信号から位置情報を計算するが、これは通常、その時点で計算される視界内の衛星までの疑似距離である。これらの手順に関連するさらなる詳細は、１９９６年３月８日にＮｏｒｍａｎ Ｆ．Ｋｒａｓｎｅｒが出願した上記の特許に記載され、その３つの特許出願は、参照により本明細書に組み込まれる。ステップ２５の位置決め操作の後、システムは送信モード２６になり、通信リンク１４ａに位置情報を送信する。ＧＰＳ位置計算を実行する時刻および通信システムに応じて、通信リンク１４ａからメッセージを受信する間に使用したのと同じまたは異なるチャンネルを使用することができる。異なるチャンネルを使用する場合は、受信中に用いたチャンネル・アクセス手順を再び用いる。
【００２１】
当業者には、以上の記述が一つの操作シナリオによる典型的な流れであることが理解される。このシナリオの他の変形を、本発明にしたがって実行することができる。例えば、通信リンクでの受信または送信の間に複数のＧＰＳ測定を行うか、あるいは通信リンクを通して大量の通信メッセージを双方向に流し、ＧＰＳ信号の処理には時々しか時間を割り当てないことができる。
【００２２】
プロセッサ１０を使用して位置決めのためにＧＰＳ信号を処理する方法について、次に説明する。
ＤＳＰ１０で実行される信号処理の詳細は、図３の流れ図および図４Ａ、図４Ｂ、図４Ｃ、図４Ｄおよび図４Ｅの図の助けを借りて理解することができる。当業者には、下記の信号処理を実行するためのマシン・コードまたは他の適切なコードがメモリ１９に記憶されていることが明白である。（例えば双方向ページャー・システムなどの）通信リンクを介する通信信号の送受信を制御する適切なコードもプログラム・メモリ１９に記憶することができる。他の非揮発性記憶装置を使用することもできる。ＧＰＳ処理の目的は、地元で生成した波形に対する受信波形のタイミングを決定することである。さらに、高感度を達成するために、このような波形の非常に長い部分、通常は１００ミリ秒ないし１秒が処理される。
【００２３】
処理を理解するために、まず、受信した各ＧＰＳ信号（Ｃ／Ａモード）は、通常は「チップ」と呼ばれる、１０２３個の記号でできた高速（１ＭＨｚ）反復疑似乱数（ＰＮ）パターンで構成されることが分かる。この「チップ」は図４Ａに示す波形に似ている。このパターンにはさらに、５０ボーで衛星から送信された低率データが加えられる。このデータはすべて、２ＭＨｚの帯域で測定した状態で、非常に低いＳ／Ｎ比で受信される。搬送波の周波数およびすべてのデータ転送率が、非常に精度が高く、データがないことが分かったら、Ｓ／Ｎ比を大幅に改善し、互いに連続するフレームを加えることにより、データを大幅に減少させることができた。たとえば、１秒の期間に１０００のＰＮフレームがある。最初のこのようなフレームを、次のフレームに一貫して追加し、結果を第３フレームに追加し、以下同様にすることができた。その結果、継続時間が１０２３チップの信号となる。これで、このシーケンスの位相を局部基準シーケンスと比較し、２つの間の相対的時間を決定して、いわゆる疑似距離を確立することができた。
【００２４】
上記のプロセスは、通常、スナップショット・メモリ９に記憶された受信データの同じセットから、視界内の各衛星について別個に実施される。というのは、概して異なる衛星からのＧＰＳ信号はドップラー周波数が異なり、ＰＮパターンが互いに異なるからである。
【００２５】
信号ドップラーの不確実さのために搬送波の周波数が５ｋＨｚ以上不明になり、受信機の局部発振器の不確実さのためにこの量が追加されるので、上記のプロセスは困難になる。このドップラーの不確実さは、本発明の一つの実施形態では、視界内の衛星からの全ＧＰＳ信号を同時にモニタする基地局１７から、このような情報を送信することによって取り除かれる。したがって、ドップラー探索は遠隔ユニット１００では回避される。局部発振器の不確実さも、図６に示すように、基地局から移動ユニットへの通信信号（および精密搬送波周波数信号）を使用してＡＦＣ操作を実行することにより、（恐らく５０Ｈｚまで）大幅に削減される。
【００２６】
ＧＰＳ信号に重ねた５０ボーのデータが存在することで、２０ミリ秒の期間を超えるＰＮフレームの一貫した加算がなお制限される。つまり、データ符号の反転でさらなる処理利得が妨げられるまでに、最大２のフレームを一貫して追加することができる。以下のパラグラフで詳述するように、フレームの整合フィルタリングおよび絶対値（または絶対値の平方）の加算によって、追加の処理利得を達成することができる。
【００２７】
図３の流れ図は、ステップ１０１から開始し、基地局１７からのコマンドでＧＰＳの処理操作を初期化する（図３では「固定コマンド」と呼ぶ）。このコマンドは（一つの実施形態では）、通信リンク１４ａを介して視界内の各衛星のドップラー・シフトおよびその衛星のＩＤとを送ることを含む。ステップ１０２で、遠隔ユニット１００は基地局１７から送信された信号への周波数ロックによって、局部発振器のシフトを計算する。代替法は、遠隔ユニットの非常に良質な温度補正水晶発振器を使用することである。例えば、ディジタル制御のＴＣＸＯ、いわゆるＤＣＸＯは現在、約０．１／百万の精度、つまりＬ１のＧＰＳ信号に約１５０Ｈｚの誤差を達成することができる。
【００２８】
ステップ１０４では、遠隔ユニットのプロセッサ１０は、Ｃ／ＡコードのＰＮフレームＫ個の継続時間だけデータのスナップショットを収集し、ここでＫは通常１００ないし１０００（１００ミリ秒から１秒の継続時間に相当）である。十分な量のデータが収集されたら、プロセッサ１０はＲＦ／ＩＦ変換器７およびＡ／Ｄ変換器８を少なくともある期間（例えば所定の短期間）だけ低電力状態にすることにより、これらの構成要素の電力消費量を削減する。この期間の後、通常は通信信号が遠隔／移動ユニット１００に送信されているか検出するため、これらの構成要素に再び完全に電力を供給する。図８に示すように、この低電力と完全電力とのサイクルを繰り返すことができ、これについて以下で検討する。
【００２９】
各衛星の疑似距離は、以下のように計算される。まず、ステップ１０６では、処理すべき任意のＧＰＳ衛星信号について、対応する疑似乱数（ＰＮ）コードをメモリ１９から検索する。手短に検討するように、好ましいＰＮ記憶フォーマットは、実際はこのＰＮコードのフーリエ変換を、１０２３ＰＮビットあたりサンプル２０４８個の率でサンプリングしたものである。
【００３０】
スナップショット・メモリ９のデータは、Ｎ個の連続するＰＮフレームのブロック、つまり２０４８Ｎ個の複素数サンプルのブロックで処理される（Ｎは通常は５ないし１０の範囲の整数である）。図３の底部のループ（ステップ１０８〜１２４）で示すように、各ブロックで同様の操作を実行する。つまり、このループを、処理すべきＧＰＳ信号ごとに合計Ｋ／Ｎ回、このループを実行する。
【００３１】
ステップ１０８では、２０４８Ｎ個のデータ・ワードのブロックに、信号搬送波のドップラー効果と、受信機の局部発振器のシフト効果とを取り除く複素指数関数を掛ける。例証するために、基地局１７から送信されるドップラー周波数と、ｆe Ｈｚに対応する局部発振器のオフセットとを想定してみる。データを予め逓倍すると、関数ｅ−j2πfenT，ｎ＝［０、１、２・・・、２０４８Ｎ−１］＋（Ｂ−１）×２０４８Ｎの形をとり、ここでＴ＝１／２．０４８ＭＨｚはサンプリング期間で、ブロック数Ｂは１ないしＫ／Ｎの範囲である。
【００３２】
次に、ステップ１１０では、ブロック内のデータの隣接するフレームＮ個（通常は１０個）のグループを、一貫して互いに加算する。つまり、サンプル０、２０４８、４０９６、・・・２０４８（Ｎ−１）−１を互いに加算し、次に１、２０４９、４０９７、・・・２０４８（Ｎ−１）を互いに加算し、以下同様とする。この時点で、ブロックは２０４８個しか複素サンプルを含まない。このような加算演算によって生成した波形の例を、ＰＮフレーム４個の場合で図４Ｂに示す。この加算演算は、高速畳み込み演算に先立つ前処理演算と見なすことができる。
【００３３】
次に、ステップ１１２〜１１８で、平均化したフレームはそれぞれ、整合フィルタリング操作を受けるが、その目的はデータのブロック内に含まれる受信ＰＮコードと地元で生成したＰＮ基準信号との間に相対的時間を決定することである。同時に、サンプリング時間に対するドップラー効果も補正される。これらの演算は通常、一つの実施形態では、本明細書で述べるように、巡回畳み込みを実行する方法で用いた高速フーリエ変換アルゴリズムなど、高速畳み込み演算を使用することにより、大幅に高速化される。
【００３４】
話を単純にするために、上記のドップラー補正は最初に無視される。
実行される基本的操作は、処理されるブロックのデータ（２０４８個の複素数サンプル）を、地元で記憶される同様の基準ＰＮブロックと比較することである。比較は実際には、データ・ブロックの各エレメントに対応する基準エレメントを（複素数で）掛けて、結果を合計することによって実行される。この比較を「相関」と呼ぶ。しかし、個々の相関はデータ・ブロックのある特定の開始時間にしか実行せず、よりよく整合のとれそうな可能な位置が２０４８ある。すべての可能な開始位置の全相関操作のセットを、「整合フィルタリング」操作と呼ぶ。好ましい実施形態では、完全な整合フィルタリング操作が必要である。
【００３５】
ＰＮブロックの他の時間は、ＰＮ基準を循環シフトし、同じ操作を実行することによって試験することができる。つまり、ＰＮコードをｐ（０）、ｐ（１）・・・ｐ（２０４７）とすると、サンプル１個による循環シフトはｐ（１）ｐ（２）・・・ｐ（２０４７）ｐ（０）となる。この変形シーケンスは、データ・ブロックがサンプルｐ（１）で開始するＰＮ信号を含むか、試験して決定する。同様に、データ・ブロックはサンプルｐ（２）、ｐ（３）等で開始でき、それぞれは基準ＰＮを循環シフトし、試験を再実行することによって試験される。完全な試験のセットは２０４８×２０４８＝４，１９４，３０４の操作が必要で、それぞれが複素数の乗法と加算法とを必要とすることが明白である。
【００３６】
高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して、より効率的で数学的に同等の方法を使用することができ、これは約１２×２０４８の複素数乗法と加算数の２倍を必要とするだけである。この方法では、ＦＦＴをステップ１１２でデータ・ブロックとし、ＰＮブロックとする。データ・ブロックのＦＦＴは、ステップ１１４で基準のＦＦＴの複素共役行列を掛け、その結果をステップ１１８で逆フーリエ変換する。このようにして得られた結果としてのデータは、長さ２０４８で、あらゆる可能な位置のデータ・ブロックおよびＰＮブロックの相関のセットを含む。順方向または逆のＦＦＴ演算はそれぞれ、（Ｐ／２）ｌｏｇ2 Ｐの演算を必要とし、ここでＰは送信するデータのサイズである（基を２とするＦＦＴアルゴリズムを使用するものとする）。問題のケースの場合、Ｂ＝２０４８なので、各ＦＦＴには１１×１０２４の複素数乗法が必要である。しかし、好ましい実施形態の場合のように、ＰＮシーケンスのＦＦＴをメモリ１９に予め記憶しておくと、フィルタリング・プロセス中にＦＦＴを計算する必要がない。複素数の合計を順方向ＦＦＴ、逆ＦＦＴについて掛け、ＦＦＴの積は（２×１１＋２）×１０２４＝２４５７６となり、これは直接的な相関に対して１７１倍の節約になる。図４Ｃは、この整合フィルタリング演算で生成した波形を示す。
【００３７】
本発明の好ましい方法は、データのサンプル２０４８個がチップ１０２３個のＰＮ期間に採取されるようなサンプル率を使用する。これによって、長さ２０４８のＦＦＴアルゴリズムを使用することができる。べき数２または４のＦＦＴアルゴリズムは他のサイズ（および２０４８＝２11）より通常ははるかに効率的であることが分かっている。したがって、このようにして選択したサンプリング率は、処理速度を大幅に改善する。適切な循環畳み込みが達成できるよう、ＦＦＴのサンプル数は、一つのＰＮフレームのサンプル数に等しいことが好ましい。つまり、上述したように、この状態によって、データ・ブロックをＰＮコードのすべての循環シフト・バージョンと突き合わせて試験することができる。ＦＦＴのサイズを、一つのＰＮフレームの長さとは異なるサンプル数にまたがるよう選択する場合は、当技術分野で「オーバラップ・セーブ」または「オーバーラップ加算」畳み込みとして知られる代替方法のセットを使用することができる。このアプローチには、好ましい実現形態について上述したアプローチより、約２倍の計算が必要である。
【００３８】
当業者には、様々なサイズおよび様々なサンプル率の様々なＦＦＴアルゴリズムを使用して上記のプロセスを修正し、高速畳み込み演算を行う方法が明白なはずである。また、必要な計算の数が、直接的な相関で必要なＢ2 ではなくＢｌｏｇ2 Ｂに比例する特性も有する高速畳み込みアルゴリズムのセットが存在する。このようなアルゴリズムの多くは、標準的な参考文献で列挙され、たとえばＨ．Ｊ．Ｎｕｓｓｂａｕｍｅｒの「高速フーリエ変換および畳み込みアルゴリズム」（Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ，Ｓｐｒｉｎｇｅｒ−Ｖｅｒｌａｇ，Ｃ１９８２）である。このようなアルゴリズムの重要な例は、Ａｇａｒｗａｌ−Ｃｏｏｌｅｙのアルゴリズム、分割入れ子アルゴリズム、再帰的な多項式入れ子アルゴリズム、およびＷｉｎｏｇｒａｄフーリエ・アルゴリズムであり、最初の３つは畳み込みに、後者はフーリエ変換の実行に使用する。これらのアルゴリズムを、上述した好ましい方法の代わりに使用してもよい。
【００３９】
次に、ステップ１１６で使用する時間ドップラー補正法について説明する。好ましい実現形態では、受信ＧＰＳ信号へのドップラー効果および局部発振器の不安定さのため、使用するサンプル率は、ＰＮフレームにつきサンプル２０４８個という数字に正確に対応しなくてもよい。たとえば、ドップラー・シフトは±２７００ナノ秒／秒という遅延誤差を生じることがあることが知られている。この効果を補正するために、上記のように処理したデータのブロックは、この誤差を補正するために時間をシフトする必要がある。一例として、処理するブロックのサイズがＰＮフレーム５個（５ミリ秒）に相当する場合は、ブロックごとの時間シフトは±１３．５ナノ秒にも成り得る。局部発振器の不安定さによる時間シフトはこれより小さい。これらのシフトは、単一のブロックに必要な時間シフトの倍数で、連続するデータのブロックを時間シフトさせることにより補正することができる。つまり、ブロック当たりのドップラー時間シフトがｄの場合、ブロックはｎｄ（ｎ＝０、１、２・・・）だけ時間シフトされる。
【００４０】
概して、これらの時間シフトはサンプルの断片である。これらの演算を、ディジタル信号処理法を使用して直接実行すると、非整数の信号補間法を使用することになり、計算の負担が大きくなる結果となる。代替アプローチ、つまり本発明の好ましい方法は、高速フーリエ変換の関数に処理を組み込む。ｄ秒の時間シフトは、ある関数のフーリエ変換にｅ−j2πfdを掛けた値に等しいことがよく知られており、ここでｆは周波数の変数である。したがって、時間シフトは、データ・ブロックのＦＦＴにｅ−j2πnd／Tｆ（ｎ＝０、１、２・・・、１０２３）およびｅ−j2π（n−2048）d／T ｆ（ｎ＝１０２４、１０２５、・・・２０４７）を掛けることによって達成され、ここでＴf はＰＮフレームの継続時間（１ミリ秒）である。この補正は、ＦＦＴ処理に伴う処理時間を約８％しか増加させない。補正は、０Ｈｚにわたる位相補正の連続性を保証するため、半分の２つに分割される。
【００４１】
整合フィルタリング演算が終了したら、ブロックの複素数の絶対値、または絶対値の平方をステップ１２０で計算する。いずれの選択肢でもほぼ同様に働く。この演算は、（図４Ｄに示すような）５０Ｈｚのデータ位相の反転、および残っている低周波数搬送波の誤差を取り除く。次に、サンプル２０４８個のブロックをステップ１２２で処理された前のブロックの合計に加算する。ステップ１２２は、ステップ１１２〜１１８で行った高速畳み込み演算に続く後処理演算と見なすことができる。これは、ステップ１２４の決定ブロックで示すように、すべてのＫ／Ｎブロックが処理されるまで続き、ここでサンプル２０４８個の１ブロックが残り、これで疑似距離を計算する。図４Ｅは、加算演算の後の結果となる波形を示す。
【００４２】
疑似距離の決定はステップ１２６で行う。局部的に計算したノイズ・レベルより上で、ピークを探索する。このようなピークを発見したら、ブロックの開始時刻に対するその発生時刻が、特定のＰＮコードおよび付随のＧＰＳ衛星に伴う疑似距離を表す。
【００４３】
ステップ１２６で補間ルーチンを使用し、サンプル率（２．０４８ＭＨｚ）に伴う精度よりはるかに大きい精度までピークの位置を探す。補間ルーチンは、遠隔ユニット１００のＲＦ／ＩＦ部分に使用した前の帯域フィルタリングによって決まる。良質のフィルタは、底辺の幅がサンプル４個に等しいほぼ三角形のピークをもたらす。この状態で、（ＤＣベースラインを除去するため）平均振幅を引いた後、最も大きい２つの振幅を使用して、ピーク位置をより精密に決定することができる。サンプル振幅をＡp およびＡp＋1 とし、ここでＡp ≧Ａp＋1 で、一般性の損失がなく、ｐがピーク振幅の指標とする。これで、Ａp に対応する位置に対するピークの位置は、ピーク位置＝ｐ＋Ａp ／（Ａp ＋Ａp＋1 ）という式で得られる。たとえば、Ａp ＝Ａp＋1 とすると、ピーク位置はｐ＋０．５である、つまり２つのサンプルの指標の中間であることが分かる。場合によっては、帯域フィルタリングがピークをまるめることができ、３ポイントの多項式補間の方が適切である。
【００４４】
以上の処理では、閾値決定に使用する局部ノイズ基準は、このような最大ピークを幾つか除去した後に平均化した最終ブロックの全データを平均することによって計算することができる。
【００４５】
疑似距離が分かったら、ステップ１２８では、このような衛星を全て処理していない限り、視界内にある次の衛星について、同様の方法で処理を続行する。このような全衛星の処理が終了したら、プロセスはステップ１３０に続き、疑似距離データを通信リンク１４ａを介して基地局１７に送信する。遠隔ユニット１００の最終位置計算は、移動ユニット１００ではなく基地局が緯度および経度を計算する本発明の実施形態では、基地局が実行する。最後にステップ１３２で、遠隔ユニット１００の回路の少なくとも一部（例えば変調器１１、変換器１２および増幅器１３）を低電力状態にし、別の位置決め操作を実行するという新しいコマンドを待つ。
【００４６】
次に、上述し図３で図示した信号処理について概略する。視界内の単数または複数のＧＰＳ衛星からのＧＰＳ信号を、ＧＰＳアンテナ１を使用して、遠隔ＧＰＳユニットで受信する。この信号をディジタル化し、遠隔ＧＰＳユニットのバッファに記憶する。この信号を記憶した後、プロセッサは前処理、高速畳み込み処理、および後処理操作を実行する。これらの処理操作は以下のことを伴う。
【００４７】
ａ）記憶したデータを、ＧＰＳ信号に含まれる疑似乱数（ＰＮ）コードのフレーム期間の倍数と継続時間を等しくする一連の隣接ブロックに分割する。
ｂ）各ブロックで、データの連続するサブブロックを一貫して加算することにより、疑似乱数コード期間の継続時間に等しい長さを有するデータの圧縮ブロックを生成する前処理ステップを実行する。サブブロックの継続時間は１ＰＮフレームに等しい。この加算ステップは、各サブブロックの対応するサンプル数を互いに加算することである。
ｃ）圧縮ブロックごとに、整合フィルタリング演算を実行し、これは高速畳み込み技術を用いて、データのブロック内に含まれる受信ＰＮコードと局部的に生成したＰＮ基準信号（たとえば処理しているＧＰＳ衛星の疑似乱数シーケンス）との間の相対的タイミングを決定する。
ｄ）前記整合フィルタリング演算で生成した積で絶対値平方演算を実行して疑似距離を決定し、絶対値平方データのブロックを互いに加算してピークを生成し、全ブロックの絶対値平方データを単一ブロックのデータにまとめることにより後処理する。
ｅ）ディジタル補完法を用いて前記単一ブロックのデータのピーク位置を探す。ここで、その位置はデータ・ブロックの開始から前記ピークまでの距離で、位置は処理中の疑似乱数シーケンスに対応するＧＰＳ衛星の疑似距離を表す。
【００４８】
通常、バッファしたＧＰＳ信号の処理に使用する高速畳み込み技術は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）で、畳み込みの結果は圧縮ブロックの順方向変換の積と予め記憶した圧縮ブロックの順方向変換の表現とを計算し、第１結果を生成し、次に第１結果の逆変換を実行して結果を回収することによって生成する。また、ドップラーによって誘発された時間遅延および局部発振器によって誘発された時間誤差の影響は、圧縮ブロックの前方向ＦＦＴと、ブロックに必要な遅延補正に対応するようサンプル数に対する位相が調整された複素指数関数との乗法を、前方向と逆高速フーリエ変換演算との間に挿入することにより、データの各圧縮ブロックごとに補正される。
【００４９】
以上の実施形態では、各衛星からのＧＰＳ信号の処理は、並列ではなく、時間の経過とともに順番に発生しする。代替実施形態では、視界内の全衛星のＧＰＳ信号を、時間的に並列の方でまとめて処理することができる。
【００５０】
基地局１７は、対象となる全衛星に対して共通の視野を有し、Ｃ／Ａ ＰＮコードの反復期間に伴う曖昧さを避けるために、遠隔ユニット１００と十分に近い距離にあるものとする。９０マイルの距離であれば、この基準を満足する。基地局１７はまた、ＧＰＳ受信機を有し、視界にある全衛星を高精度で連続的にトラッキングするような良好な地理的位置にあるものとする。
【００５１】
記載された基地局１７の幾つかの実施形態は、移動ＧＰＳユニットの緯度および経度のような位置乗法を計算するための基地局のコンピュータなど、データ処理構成要素の使用を示すが、各基地局１７は、単に、移動ＧＰＳユニットからの疑似距離などの受信情報を、実際に緯度および経度を計算する単数または複数の中心位置に中継するだけでもよい。この方法で、各中継基地局からデータ処理ユニットおよびそれに関連する構成要素を除去することにより、これら中継基地局の費用および複雑さを軽減することができる。中心位置は、受信機（例えば遠隔通信受信機）およびデータ処理ユニットおよび関連の構成要素を含むことになる。さらに、特定の実施形態では、基地局は、遠隔ユニットにドップラー情報を送信する衛星でよく、これによって送信セル中の基地局をエミュレートするという点で仮想的でよい。
【００５２】
図５Ａおよび図５Ｂは、本発明による基地局の２つの実施形態を示す。図５Ａに示す基地局では、ＧＰＳ受信機５０１がＧＰＳアンテナ５０１ａを通してＧＰＳ信号を受信する。ＧＰＳ受信機５０１は、従来通りのＧＰＳ受信機でよく、通常、ＧＰＳ信号に対して計時した計時基準信号を供給し、視界内の衛星に対するドップラー情報も供給する。ＧＰＳ受信機５０１は、時刻基準信号５１０を受信してこの基準に位相ロックする統制のとれた局部発振器５０５に結合される。この統制のとれた局部発振器５０５は、モジュレータ５０６へと出力する。モジュレータ５０６は、ＧＰＳ移動ユニットの視界内にある各衛星からのドップラー・データ情報信号や他の衛星データ情報信号（例えば衛星の天文暦を表すデータ）も相互接続部５１１を介して受信する。モジュレータ５０６は、送信機５０３に変調信号５１３を供給するため、ドップラー情報や他の衛星データ情報を、統制局部発振器５０５から受信した局部発振器信号へと変調する。送信機５０３は、ドップラー情報などの衛星データ情報を送信機のアンテナ５０３ａを介してＧＰＳ移動ユニット（例えば共用回路を有する遠隔ユニット１００）に送信させるよう、データ処理ユニットが送信機５０３の操作を制御するように相互接続部５１４を介してデータ処理ユニット５０２に接続される。この方法で、ＧＰＳ移動ユニットはドップラー情報を受信することができ、その発生源はＧＰＳ受信機５０１で、図６に示すように、ＧＰＳ移動ユニットの局部発振器の較正に使用することができる、高精度の局部発振器搬送波信号も受信する。
【００５３】
図５Ａに示したような基地局は、通信アンテナ５０４ａを介して遠隔ユニット１００からの通信信号を受信するよう接続された受信機５０４も含む。アンテナ５０４ａは、１本のアンテナが従来通りの方法で送信機と受信機との両方の働きをするという点で、送信機のアンテナ５０３ａと同じアンテナであることが理解される。受信機５０４は、データ処理ユニット５０２に接続され、これは従来通りのコンピュータ・システムでよい。処理ユニット５０２は、ＧＰＳ受信機５０１からドップラー情報や他の衛星データ情報を受信する内部接続部５１２も含む。この情報は、受信機５０４を介して移動ユニット１００から受信した疑似距離情報や他の情報の処理に使用することができる。このデータ処理ユニット５０２は、ディスプレイ装置５０８に接続され、これは従来通りのＣＲＴでよい。データ処理ユニット５０２は、ディスプレイ５０８に地図を表示するのに使用するＧＩＳ（地理情報システム）ソフトウェア（例えばカリフォルニア州Ｓａｎｔａ ＣｌａｒａのＳｔｒａｔｅｇｉｃ Ｍａｐｐｉｎｇ，Ｉｎｃ．によるＡｔｌａｓ ＧＩＳ）を含む大量記憶装置５０７にも接続される。ディスプレイの地図を使用して、ディスプレイ上で表示された地図に対する移動ＧＰＳユニット１００の位置を表示することができる。
【００５４】
図５Ｂに示す代替基地局は、図５Ａと同じ構成要素を多く含む。しかし、ドップラー情報や他の衛星データ情報をＧＰＳ受信機から獲得するのではなく、図５Ｂの基地局は、従来通りに、遠隔通信リンクや無線リンクから獲得したドップラー情報や他の衛星データ情報５５２の発生源を含む。このドップラー情報や衛星情報は、相互接続部５５３を通してモジュレータ５０６に伝達される。図５Ｂに示すモジュレータ５０６の他の入力は、セシウム基準局部発振器などの基準品質の局部発振器５５１から得た発振器出力信号である。この基準局部発振器５５１は、ドップラー情報や他の衛星データ情報を延長する精密な搬送波周波数を供給し、この情報は送信機５０３を介して移動ＧＰＳユニットに送信される。
【００５５】
図６は、図１Ａのアンテナ２と同様の通信チャンネル・アンテナ６０１を通して受信した精密な搬送波周波数信号を使用する、本発明のＧＰＳ移動ユニットの実施形態を示す。同様に、ＧＰＳアンテナ６１３は図１Ａのアンテナ１と同様でよく、変換器６１４、Ａ／Ｄ変換器６１６、メモリ６１８およびＤＳＰ構成要素６２０はそれぞれ図１Ａの変換器７、Ａ／Ｄ変換器８、メモリ９およびＤＳＰ構成要素１０を表す。周波数合成器６０９および局部発振器６０６はそれぞれ、図１Ｂに示す合成器４２および周波数基準４３を表す。この実施形態では、通信信号の受信中にＤＳＰ構成要素６２０が精密搬送波周波数信号から調整エラーを計算し、調整の補正値６１０を周波数合成器６０９に送信する。次に、調整補正値を使用して初期調整エラーを決定することができ、したがって、受信した通信信号の搬送波周波数が非常に安定しているものとして、局部発振器信号６０７の誤差が決定される。次に、局部発振器のエラーは、周波数合成器６０９の調整周波数を、局部発振器６０６からの局部発振器エラーの効果を無効にする量だけ相殺することによって、その後のＧＰＳ受信操作中に補正される。
【００５６】
図７Ａおよび図７Ｂは、共用構成要素を使用する本発明の代替実施形態を示す。図７Ａに示すように、プロセッサ４２１（例えばＤＳＰ ＩＣ）を、２つの別個の受信機のセクション間で共用する。特に、変換器４０７、アンテナ４０１および変換器４１１はＧＰＳ受信機セクションを形成し、変換器４１３、アンテナ４０３および変換器４１６は通信用受信機セクションを受け持つ。この２つの受信機からの出力信号は、スイッチ４１７の選択ライン４１８を通し、プロセッサ４２１の制御下でスイッチ４１７によって選択される。このスイッチ４１７からの出力は、ディジタル・メモリ４１９の入力部に接続され、これは双方向バスによってプロセッサ４２１に接続される。メモリ４２０はコンピュータ・プログラムおよびプロセッサ４２１の操作を制御するデータを記憶する。このメモリはプロセッサ４２１に接続される。プロセッサは、制御ライン４２３を通して周波数合成器４２４を制御する。周波数合成器４２４は、変換器４０７および４１３が使用するそれぞれの様々な局部発振器信号４０９および４１５を提供し、変調器４２５および変換器４２７への局部発振器信号４２６も提供する。プロセッサが通信アンテナ４０３を介して通信リンク４０５を通ってメッセージを送信したい場合、プロセッサは変調器４２５にメッセージを送信し、次の変調されたデータが変換器４２７で変換され、電力増幅器４２９で増幅される。変調器４２５および変換器４２７および増幅器４２９の操作は、図１Ａの変調器１１、変換器１２および増幅器１３について上述したのと同様である。図７Ａは、アナログ北米ＡＭＰＳシステムなどの特定のセルラー通信システムで使用するのに最も適しており、このシステムでは電話での会話やＧＰＳの操作が同時に発生することがある。このような状況では、変換器を共用することは不可能であるが、周波数合成器、ディジタル・メモリおよびディジタル・プロセッサは、サイズ、費用および電力削減のために共用することができる。このケースでは、周波数合成器は単一の信号基準源から複数の局部発振器を形成することができ、したがって局部発振器信号が幾つかの同時の操作に同時に与えられる（例えば電話信号の受信と送信、およびＧＰＳ信号の受信）。
【００５７】
プロセッサ４２１は、一つの実施形態では変調器４２５、ＩＦ／ＲＦ変換器４２７および電力増幅器４２９を含む送信機セクションの消費電力を削減することにより、図７Ａに示した結合型ＧＰＳおよび通信システムの電力消費を制御する。この電力削減は、この送信機セクションに相互接続部４３２および４３４を通して制御された電力を供給する送信電力制御部４３１によって達成され、プロセッサ４２１は、送信機の操作モードに従い、相互接続部４３１ａ上の制御信号を通して、送信電力制御部４３１に完全電力または低電力を供給するよう命令する。同様の方法で、プロセッサ４２１は、メモリ４２０（ＥＰＲＯＭまたはＥＥＰＲＯＭメモリでよい）に記憶されている電力管理プログラムの制御下で、ＧＰＳ信号を受信していない時には、ＧＰＳ受信機セクションを低電力消費モードにすることができる。例えば、低電力消費モードでは、変換器４０７および４１１に電力を供給しなくてもよい。
【００５８】
図７Ｂは、受信機部分は共用するが処理部分は共用しない、本発明による別の実施形態を示す。図７Ｂに示す受信機部分は、図１Ａに示す受信機部分と同様であり、変換器４５９、変換器４６３および周波数合成器４６１が、ＧＰＳ信号と通信信号の両受信機セクションの基本的構成要素となり、両受信機セクションに共用される。図７Ｂに示す送信機部分も、図１Ａに示す送信機部分と同様で、変調器４７９、ＩＦ／ＲＦ変換器４８１、電力増幅器４８３、送信電力制御部４８５およびスイッチ４８７を含む。周波数合成器４６１は、図７Ｂの送信機部分の変調器４７９およびＩＦ／ＲＦ変換器４８１に局部発振器信号も供給する。しかし、図７Ｂに示すように、結合型システムの２つの機能を処理するために、２つの別個のプロセッサがある。通信プロセッサ４７３は通信信号の処理（例えば復調および変調）を制御し、ＧＰＳプロセッサ４７５はＧＰＳ信号を処理する。ＧＰＳ信号の処理結果（たとえば位置情報）は、共用メモリ４７１を通して通信プロセッサ４７３に送られ、これが次に位置情報を相互接続部４７７を通して、変調器４７９、変換器４８１、電力増幅器４８３および送受信器スイッチ４８７を備える送信機部分に送られる。図７Ｂに示す実施形態のプロセッサ４７３は、様々な操作モード（例えば通信の受信またはＧＰＳの受信）の間で周波数合成器４６１を切り換える。プロセッサ４７３は、通常、スイッチ４６５の切り換えも（制御ライン４６４を通して）制御し、従って（共用受信機がＧＰＳ受信モードで作動している場合は）ＧＰＳ信号がＧＰＳメモリ４６７に記憶され、共用受信機が通信信号受信モードで作動している場合は、通信信号が通信メモリ４６９に記憶される。
【００５９】
図７Ｂは、双方向ページャーなどのシステムおよび同様のこのようなシステムに適しており、このようなシステムでは通信受信操作とＧＰＳ受信操作を同時に行う必要がない。ここでは、ＲＦ連鎖とＡ／Ｄ変換器の大部分を共用することができる。しかし、図７Ｂは図１Ａと異なり、ＧＰＳ処理機能と通信処理機能との処理負担が非常に過酷で、所望の期間内に完了できない場合は、必要に応じて別個のディジタル・プロセッサを設ける。図７Ａに示したシステムと同様、プロセッサ４７３によって電力消費量の削減が達成され、送信電力制御部４８５を通して送信機部分の消費電力を削減する。
【００６０】
図８は、共用回路を有する結合型ＧＰＳおよび通信システムの消費電力量を節約し、削減するための本発明による典型的な方法を示す。一例として、図８の方法を、図１Ａに示す結合型システムについて説明する。この方法は通常、メモリ１９に記憶されているプログラムの制御下で電力削減を制御するプロセッサ１０によって操作される。電力削減は、通常、様々な構成要素への電力相互接続部を制御することによって達成される。例えば、送信機セクションは、送信電力制御部１８を通して、相互接続を制御された電力を受ける。同様に、受信機セクションは、共用する受信機セクションの構成要素（例えば変換器７および８）に電力を供給する電力制御接続部（図示せず）を通して電力を受けることができる。用途によっては、周波数合成器の位相ロック・ループ（ＰＬＬ）および基準発振器を中断せずに電力を供給することができる。というのは、このような構成要素は最初に電源を投入してから安定化するのに多少時間が必要だからである。この方法はステップ８０１で始まり、通信用受信機に完全な電力が供給される。この受信機はＲＦ／ＩＦ変換器７およびＡ／Ｄ変換器８およびプリセレクト・フィルタ４を含む。この時間に通信信号を受信すると、それはメモリ９に記憶され、プロセッサ１０で復調される。
【００６１】
プロセッサ１０は、ステップ８０３で、ステップ８０１での通信信号が結合型システムの位置情報を供給するという要求を含むか判断するが、この要求は「固定コマンド」とも呼ばれる。このようなコマンドを受信していない場合は、ステップ８０５で通信用受信機の電力が削減され、ステップ８０７でプロセッサ１０は、ステップ８０１で回復するまである期間（例えば所定の期間）待つ。このような要求を受信している場合は、プロセッサ１０はステップ８０９で、既に完全な電力を受けていない共用ＧＰＳ／通信用受信機の構成要素に完全な電力を供給する。このような構成要素の一例は、通信信号の受信中に低電力状態にあるプリセレクト・フィルタ３（低ノイズ増幅器を含むことができる）である。プロセッサ１０は、ステップ８１５で通信受信操作で受信した全ての通信データを処理する。このようなデータには、視界内にある衛星の衛星ドップラー情報およびその衛星のＩＤなどがある。次にステップ８２０で、共用ＧＰＳ／通信用受信機のＧＰＳ受信機は、視界内の衛星からＧＰＳ信号を受信し、信号のディジタル版をメモリ９に記憶する。プロセッサ１０は次に、共用ＧＰＳ／通信用受信機（例えば変換器７および８）の消費電力をステップ８２５で削減し、ステップ８３０で、プロセッサ１０は記憶してあるＧＰＳ信号を処理する。プロセッサ１０が位置情報（例えば視界内にある複数の衛星までの疑似距離または結合型システムの緯度および経度）を決定した後、プロセッサ１０はステップ８３５で、送信電力制御部１８に対して変調器１１、変換器１２および電力増幅器１３へ完全な電力を供給するよう命令することにより、送信機セクションに電力を供給する。次に、ステップ８４０で送信機が位置情報を送信し、ステップ８４５で送信機セクションへの電力が削減される。次に、処理はステップ８０１に戻り、このポイントから続行する。
【００６２】
以上の明細書で、本発明について特定の例証的な実施形態を参照しながら説明してきた。しかし、添付の請求の範囲で述べる本発明の幅広い精神および範囲から逸脱することなく、様々な修正および変更ができることは明白である。したがって、明細書および図面類は、限定的な意味ではなく例示と見なすものとする。
すものとする。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
本発明を、例および非制限的な添付図面類の図によって例証し、そこで参照番号は同様の要素を示す。
【図１Ａ】基地局との通信を確立することができる通信システムとＧＰＳ受信システムを有する移動結合型システムの主要構成要素のブロック図である。
【図１Ｂ】図１ＡのＲＦ／ＩＦ変換器および周波数合成器の典型的な実装ブロック図である。
【図２】本発明の一つの実施形態における様々な処理ステップを示す流れ図である。
【図３】本発明の一つの実施形態によりＤＳＰプロセッサが実行する主要操作の流れ図である。
【図４Ａ】本発明の一つの実施形態の方法によるＧＰＳ信号処理の様々なステージにおける信号処理波形を示す。
【図４Ｂ】本発明の一つの実施形態の方法によるＧＰＳ信号処理の様々なステージにおける信号処理波形を示す。
【図４Ｃ】本発明の一つの実施形態の方法によるＧＰＳ信号処理の様々なステージにおける信号処理波形を示す。
【図４Ｄ】本発明の一つの実施形態の方法によるＧＰＳ信号処理の様々なステージにおける信号処理波形を示す。
【図４Ｅ】本発明の一つの実施形態の方法によるＧＰＳ信号処理の様々なステージにおける信号処理波形を示す。
【図５Ａ】本発明の一つの実施形態の基地局システムを示す。
【図５Ｂ】本発明の代替実施形態の基地局を示す。
【図６】本発明の一つの態様により、局部発振器の相関または較正機能を有するＧＰＳ移動ユニットを示す。
【図７Ａ】本発明の代替実施形態による結合型ＧＰＳおよび通信システムの図である。
【図７Ｂ】本発明の別の実施形態による結合型ＧＰＳおよび通信システムを示す。
【図８】本発明の一つの実施形態による結合型ＧＰＳおよび通信システムで電力消費の管理に関わる様々なステップを示す流れ図である。
【符号の説明】
【００６４】
１：ＧＰＳアンテナ
２：通信アンテナ
３、４：プリセレクト・フィルタ
６：スイッチ
７：ＲＦ／ＩＦ変換器
８：アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器
９：ディジタル・スナップショット・メモリ
１０：プロセッサ
１１：変調器
１２：ＩＦ／ＲＦ変換器
１３：電力増幅器
１４：通信アンテナ
１４ａ：通信リンク
１６：周波数合成器
１７：基地局
１８：送信電力制御部
１９：プログラム・メモリ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
統合通信システムでグローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ）機能およびセルラー通信機能を実行する方法において：
無線周波数（ＲＦ）ＧＰＳ信号およびＲＦセルラー通信信号を共用ＲＦ／中間周波数（ＩＦ）変換器で変換するステップを含み、
前記共用ＲＦ／ＩＦ変換器が、前記ＲＦ ＧＰＳ信号を、第１の周波数から前記第１の周波数よりも低い第２の周波数に変換し、また前記ＲＦセルラー通信信号を、第３の周波数から前記第３の周波数よりも低い第４の周波数に変換し、
前記共用ＲＦ／ＩＦ変換器が、前記ＲＦ ＧＰＳ信号を前記第２の周波数に変換し、また前記ＲＦセルラー通信信号を前記第４の周波数に変換する共用周波数ミキサを備えることを特徴とする方法。
【請求項２】
前記共用ＲＦ／ＩＦ変換器が、前記ＲＦ ＧＰＳ信号および前記ＲＦセルラー通信信号の両方に関して最終周波数変換を実行することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記第１の周波数と前記第３の周波数の差が１００ＭＨｚを超えることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記最終周波数変換の後で、前記第２の周波数のＧＰＳ信号および前記第４の周波数のセルラー通信信号が前記共用ＲＦ／ＩＦ変換器でフィルタリングまたは増幅されることを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項５】
前記共用ＲＦ／ＩＦ変換器が、前記ＲＦ ＧＰＳ信号および前記ＲＦセルラー通信信号の両方のために前記共用ＲＦ／ＩＦ変換器に共用信号経路を設けることを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
共用アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器で、前記共用ＲＦ／ＩＦ変換器からの前記第２の周波数のＧＰＳ信号をディジタルＧＰＳ信号に変換するステップと；
前記共用Ａ／Ｄ変換器で、前記共用ＲＦ／ＩＦ変換器からのセルラー通信信号をディジタル・セルラー通信信号に変換するステップとをさらに含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項７】
前記共用ＲＦ／ＩＦ変換器が、（ａ）前記第１の周波数から前記第２の周波数に変換し；（ｂ）前記第３の周波数から前記第４の周波数に変換するよう切換え可能に調整できることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項８】
前記ＲＦセルラー通信信号が、前記統合通信システムの視界内にあるＧＰＳ衛星のドップラー情報と前記統合通信システムの視界内にあるＧＰＳ衛星の天文暦を表すデータのうちの少なくとも一つを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項９】
セルラー通信システムに接続されたグローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ）受信機を有する統合通信システムにおいて：
ＲＦ ＧＰＳ信号を受信し、またＲＦセルラー通信信号を受信するために接続された共用無線周波数（ＲＦ）／中間周波数（ＩＦ）変換器であって、前記ＲＦ ＧＰＳ信号を第１の周波数から前記第１の周波数よりも低い第２の周波数に変換し、また前記ＲＦセルラー通信信号を第３の周波数から前記第３の周波数よりも低い第４の周波数に変換する共用周波数変調器を有する共用ＲＦ／ＩＦ変換器を備えることを特徴とする統合通信システム。
【請求項１０】
前記共用周波数変調器が、前記ＲＦセルラー通信信号および前記ＲＦ ＧＰＳ信号を受信するための第１の入力部と、少なくとも１つの基準信号を受信するための第２の入力部と、ＩＦ ＧＰＳ信号を前記ＧＰＳ受信機に提供し、またＩＦセルラー通信信号を前記セルラー通信システムに提供するための出力部とを有することを特徴とする請求項９に記載の統合通信システム。
【請求項１１】
前記共用周波数変調器が、前記ＲＦ ＧＰＳ信号および前記ＲＦセルラー通信信号の両方に関して最終周波数変換を実行することを特徴とする請求項９に記載の統合通信システム。
【請求項１２】
前記ＩＦ ＧＰＳ信号を受信し、また前記ＩＦセルラー通信信号を受信するために前記共用ＲＦ／ＩＦ変換器に接続された共用アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器であって、前記ＩＦ ＧＰＳ信号を、前記ＧＰＳ受信機で処理するためのディジタルＧＰＳ信号に変換し、また前記ＩＦセルラー通信信号を、前記セルラー通信システムで処理するためのディジタル・セルラー通信信号に変換する共用Ａ／Ｄ変換器をさらに備える請求項１０に記載の統合通信システム。
【請求項１３】
前記共用周波数変調器が、（ａ）前記第１の周波数から前記第２の周波数に変換し、（ｂ）前記第３の周波数から前記第４の周波数に変換するよう切換え可能に調整できることを特徴とする請求項１０に記載の統合通信システム。
【請求項１４】
前記ＲＦセルラー通信信号が、前記統合通信システムの視界内にあるＧＰＳ衛星のドップラー情報と前記統合通信システムの視界内にあるＧＰＳ衛星の天文暦を表すデータのうちの少なくとも一つを含むことを特徴とする請求項９に記載の統合通信システム。
【請求項１５】
セルラー通信システムに接続されたグローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ）受信機を有する統合通信システムにおいて：
ＧＰＳ信号を受信し、またセルラー通信信号を受信するために接続された共用アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器であって、前記ＧＰＳ信号を、前記ＧＰＳ受信機で処理するためのディジタルＧＰＳ信号に変換し、また前記セルラー通信信号を、前記通信システムで処理するためのディジタル・セルラー通信信号に変換する共用Ａ／Ｄ変換器を備えることを特徴とする統合通信システム。
【請求項１６】
前記ディジタル・セルラー通信信号を受信するために前記共用Ａ／Ｄ変換器に接続されており、前記ディジタル・セルラー通信信号を復調するディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）をさらに備えることを特徴とする請求項１５に記載の統合通信システム。
【請求項１７】
前記ＤＳＰが前記ディジタルＧＰＳ信号を受信し、処理することを特徴とする請求項１６に記載の統合通信システム。
【請求項１８】
統合通信システムでグローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ）機能およびセルラー通信機能を実行する方法において：
共用回路構成でＧＰＳ信号およびセルラー通信信号を処理するステップであって、前記ＧＰＳ信号の最終周波数変換の後、および前記セルラー通信信号の最終周波数変換の後であり、前記ＧＰＳ信号のディジタル化の前、および前記セルラー通信信号のディジタル化の前に、前記ＧＰＳ信号および前記セルラー通信信号のメッセージ内容を決定するために実行される共用回路構成で前記処理するステップを含むことを特徴とする方法。
【請求項１】
統合通信システムでグローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ）機能およびセルラー通信機能を実行する方法において：
無線周波数（ＲＦ）ＧＰＳ信号およびＲＦセルラー通信信号を共用ＲＦ／中間周波数（ＩＦ）変換器で変換するステップを含み、
前記共用ＲＦ／ＩＦ変換器が、前記ＲＦ ＧＰＳ信号を、第１の周波数から前記第１の周波数よりも低い第２の周波数に変換し、また前記ＲＦセルラー通信信号を、第３の周波数から前記第３の周波数よりも低い第４の周波数に変換し、
前記共用ＲＦ／ＩＦ変換器が、前記ＲＦ ＧＰＳ信号を前記第２の周波数に変換し、また前記ＲＦセルラー通信信号を前記第４の周波数に変換する共用周波数ミキサを備えることを特徴とする方法。
【請求項２】
前記共用ＲＦ／ＩＦ変換器が、前記ＲＦ ＧＰＳ信号および前記ＲＦセルラー通信信号の両方に関して最終周波数変換を実行することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記第１の周波数と前記第３の周波数の差が１００ＭＨｚを超えることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記最終周波数変換の後で、前記第２の周波数のＧＰＳ信号および前記第４の周波数のセルラー通信信号が前記共用ＲＦ／ＩＦ変換器でフィルタリングまたは増幅されることを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項５】
前記共用ＲＦ／ＩＦ変換器が、前記ＲＦ ＧＰＳ信号および前記ＲＦセルラー通信信号の両方のために前記共用ＲＦ／ＩＦ変換器に共用信号経路を設けることを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
共用アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器で、前記共用ＲＦ／ＩＦ変換器からの前記第２の周波数のＧＰＳ信号をディジタルＧＰＳ信号に変換するステップと；
前記共用Ａ／Ｄ変換器で、前記共用ＲＦ／ＩＦ変換器からのセルラー通信信号をディジタル・セルラー通信信号に変換するステップとをさらに含むことを特徴とする請求項２に記載の方法。
【請求項７】
前記共用ＲＦ／ＩＦ変換器が、（ａ）前記第１の周波数から前記第２の周波数に変換し；（ｂ）前記第３の周波数から前記第４の周波数に変換するよう切換え可能に調整できることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項８】
前記ＲＦセルラー通信信号が、前記統合通信システムの視界内にあるＧＰＳ衛星のドップラー情報と前記統合通信システムの視界内にあるＧＰＳ衛星の天文暦を表すデータのうちの少なくとも一つを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項９】
セルラー通信システムに接続されたグローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ）受信機を有する統合通信システムにおいて：
ＲＦ ＧＰＳ信号を受信し、またＲＦセルラー通信信号を受信するために接続された共用無線周波数（ＲＦ）／中間周波数（ＩＦ）変換器であって、前記ＲＦ ＧＰＳ信号を第１の周波数から前記第１の周波数よりも低い第２の周波数に変換し、また前記ＲＦセルラー通信信号を第３の周波数から前記第３の周波数よりも低い第４の周波数に変換する共用周波数変調器を有する共用ＲＦ／ＩＦ変換器を備えることを特徴とする統合通信システム。
【請求項１０】
前記共用周波数変調器が、前記ＲＦセルラー通信信号および前記ＲＦ ＧＰＳ信号を受信するための第１の入力部と、少なくとも１つの基準信号を受信するための第２の入力部と、ＩＦ ＧＰＳ信号を前記ＧＰＳ受信機に提供し、またＩＦセルラー通信信号を前記セルラー通信システムに提供するための出力部とを有することを特徴とする請求項９に記載の統合通信システム。
【請求項１１】
前記共用周波数変調器が、前記ＲＦ ＧＰＳ信号および前記ＲＦセルラー通信信号の両方に関して最終周波数変換を実行することを特徴とする請求項９に記載の統合通信システム。
【請求項１２】
前記ＩＦ ＧＰＳ信号を受信し、また前記ＩＦセルラー通信信号を受信するために前記共用ＲＦ／ＩＦ変換器に接続された共用アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器であって、前記ＩＦ ＧＰＳ信号を、前記ＧＰＳ受信機で処理するためのディジタルＧＰＳ信号に変換し、また前記ＩＦセルラー通信信号を、前記セルラー通信システムで処理するためのディジタル・セルラー通信信号に変換する共用Ａ／Ｄ変換器をさらに備える請求項１０に記載の統合通信システム。
【請求項１３】
前記共用周波数変調器が、（ａ）前記第１の周波数から前記第２の周波数に変換し、（ｂ）前記第３の周波数から前記第４の周波数に変換するよう切換え可能に調整できることを特徴とする請求項１０に記載の統合通信システム。
【請求項１４】
前記ＲＦセルラー通信信号が、前記統合通信システムの視界内にあるＧＰＳ衛星のドップラー情報と前記統合通信システムの視界内にあるＧＰＳ衛星の天文暦を表すデータのうちの少なくとも一つを含むことを特徴とする請求項９に記載の統合通信システム。
【請求項１５】
セルラー通信システムに接続されたグローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ）受信機を有する統合通信システムにおいて：
ＧＰＳ信号を受信し、またセルラー通信信号を受信するために接続された共用アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器であって、前記ＧＰＳ信号を、前記ＧＰＳ受信機で処理するためのディジタルＧＰＳ信号に変換し、また前記セルラー通信信号を、前記通信システムで処理するためのディジタル・セルラー通信信号に変換する共用Ａ／Ｄ変換器を備えることを特徴とする統合通信システム。
【請求項１６】
前記ディジタル・セルラー通信信号を受信するために前記共用Ａ／Ｄ変換器に接続されており、前記ディジタル・セルラー通信信号を復調するディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）をさらに備えることを特徴とする請求項１５に記載の統合通信システム。
【請求項１７】
前記ＤＳＰが前記ディジタルＧＰＳ信号を受信し、処理することを特徴とする請求項１６に記載の統合通信システム。
【請求項１８】
統合通信システムでグローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ）機能およびセルラー通信機能を実行する方法において：
共用回路構成でＧＰＳ信号およびセルラー通信信号を処理するステップであって、前記ＧＰＳ信号の最終周波数変換の後、および前記セルラー通信信号の最終周波数変換の後であり、前記ＧＰＳ信号のディジタル化の前、および前記セルラー通信信号のディジタル化の前に、前記ＧＰＳ信号および前記セルラー通信信号のメッセージ内容を決定するために実行される共用回路構成で前記処理するステップを含むことを特徴とする方法。
【図１Ａ】
【図１Ｂ】
【図２】
【図３】
【図４Ａ】
【図４Ｂ】
【図４Ｃ】
【図４Ｄ】
【図４Ｅ】
【図５Ａ】
【図５Ｂ】
【図６】
【図７Ａ】
【図７Ｂ】
【図８】
【図１Ｂ】
【図２】
【図３】
【図４Ａ】
【図４Ｂ】
【図４Ｃ】
【図４Ｄ】
【図４Ｅ】
【図５Ａ】
【図５Ｂ】
【図６】
【図７Ａ】
【図７Ｂ】
【図８】
【公開番号】特開２００６−２３３１５（Ｐ２００６−２３３１５Ａ）
【公開日】平成１８年１月２６日（２００６．１．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−２１４９７５（Ｐ２００５−２１４９７５）
【出願日】平成１７年７月２５日（２００５．７．２５）
【分割の表示】特願平９−５１５１５９の分割
【原出願日】平成８年１０月８日（１９９６．１０．８）
【出願人】（３９９０３０４８４）スナップトラック・インコーポレーテッド (10)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年１月２６日（２００６．１．２６）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年７月２５日（２００５．７．２５）
【分割の表示】特願平９−５１５１５９の分割
【原出願日】平成８年１０月８日（１９９６．１０．８）
【出願人】（３９９０３０４８４）スナップトラック・インコーポレーテッド (10)
【Ｆターム（参考）】
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