同期装置、同期方法及び同期プログラム並びにデータ再生装置
【課題】本発明は、周波数誤差の引込範囲を広げて位相同期の能力を向上できるようにする。
【解決手段】本発明は、周波数誤差検出回路３３において位相検出器５４により補間信号ｐｋにおける位相誤差Δτ（ｋ）を検出し、差分算出器５５により当該位相誤差Δτ（ｋ）と１クロック前の位相誤差Δτ（ｋ−１）との差分を基に周波数誤差Δｆ（ｋ）及びその移動平均である平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を算出し、位相同期部８において周波数収束ループ又は周波数初期値ループを形成して周波数誤差Δｆ（ｋ）に基づく周波数補正値ＤＦ又は平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）に基づく平均周波数補正値ＤＦＡをＬＰＦ２５の積分項に加算することにより、当該位相同期部８における周波数誤差Δｆ（ｋ）を高速に且つ安定してほぼ０に収束させることができる。
【解決手段】本発明は、周波数誤差検出回路３３において位相検出器５４により補間信号ｐｋにおける位相誤差Δτ（ｋ）を検出し、差分算出器５５により当該位相誤差Δτ（ｋ）と１クロック前の位相誤差Δτ（ｋ−１）との差分を基に周波数誤差Δｆ（ｋ）及びその移動平均である平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を算出し、位相同期部８において周波数収束ループ又は周波数初期値ループを形成して周波数誤差Δｆ（ｋ）に基づく周波数補正値ＤＦ又は平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）に基づく平均周波数補正値ＤＦＡをＬＰＦ２５の積分項に加算することにより、当該位相同期部８における周波数誤差Δｆ（ｋ）を高速に且つ安定してほぼ０に収束させることができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は同期装置、同期方法及び同期プログラム並びにデータ再生装置に関し、例えば光ディスク装置に適用して好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、光ディスク装置においては、例えばＢｌｕ−ｒａｙ Ｄｉｓｃ（登録商標）方式やＤＶＤ（Digital Versatile Disc）方式等の種々の記録方式に従い、光ディスクに対してデータを記録し、また当該データを読み出して再生するようになされたものが広く普及している。
【０００３】
この光ディスク装置では、例えば光ディスクからデータを読み出す際、当該光ディスクにレーザ光を照射してその反射光を基に再生ＲＦ（Radio Frequency）信号を生成し、当該再生ＲＦ信号をサンプリングしてそのサンプル値を基に離散的な符号値に変換し、最終的に所望のデータを再生するようになされている。
【０００４】
ここで光ディスク装置は、再生ＲＦ信号をサンプリングする際、ＰＬＬ（Phase Locked Loop、位相同期ループ）回路によってサンプリングのタイミング（すなわち位相）を本来のサンプリングすべきタイミング（以下、これを目標位相と呼ぶ）に極力近づけることにより、所望のデータを精度良く再生し得るようになされている。
【０００５】
また光ディスク装置の中には、一次の位相同期回路と二次の位相同期回路とを切り替えることにより、ＰＬＬ回路による位相の同期（いわゆる引き込み）を高速化するようになされたものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平８−１０７３５２号公報（第１図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで近年の光ディスク装置では、光ディスクに対するデータの書込速度及び当該光ディスクからの読出速度が高速化されているものの、ＰＬＬ回路の動作速度に限界があるため、当該ＰＬＬ回路内にパイプラインディレイが用いられることがある。
【０００７】
この場合、光ディスク装置は、このパイプラインディレイによりＰＬＬ回路のループ内に遅延（いわゆるループディレイ）を生じさせることになり、さらにこの遅延が長引いた場合、位相誤差のみでなく周波数誤差を生じさせる可能性がある。
【０００８】
しかしながら、かかる構成の光ディスク装置では、ＰＬＬ回路において位相の同期を高速化することはできるものの、引き込み可能な周波数誤差の範囲、すなわちキャプチャレンジを広げることはできない。
【０００９】
このためこの光ディスク装置では、周波数誤差を十分に吸収することができず引き込みに時間を要してしまい、特に比較的長いループディレイが生じていた場合には破綻してしまう可能性もあるという問題があった。
【００１０】
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、周波数誤差の引込範囲を広げて位相同期の能力を向上させ得る同期装置、同期方法及び同期プログラム、並びに周波数誤差の引込範囲を広げて位相同期の能力を向上させることによりデータの再生精度を向上させ得るデータ再生装置を提案しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
かかる課題を解決するため本発明の同期装置、同期方法及び同期プログラムにおいては、入力データをサンプリングする際のサンプリングクロックをＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路によって制御することにより、当該入力データにおける本来サンプリングすべき目標位相に対して当該サンプリングクロックの位相を同期させる際に、入力データをサンプリングクロックのタイミングでサンプリングしたサンプリングデータとサンプリングクロックとから位相誤差を検出し、位相誤差の検出結果における微分係数を基に周波数誤差を検出し、検出した周波数誤差を基に算出した周波数補正値をＰＬＬ回路におけるループフィルタの積分項に加算することにより当該周波数誤差を０に近づけるようサンプリングクロックの周波数を補正するようにした。
【００１２】
これにより周波数誤差を精度良く検出することができ、また当該周波数誤差をＰＬＬ回路におけるループフィルタに反映させることにより当該周波数誤差を直接的に補正することができる。
【００１３】
また本発明のデータ再生装置においては、記録媒体から読み出した読出データをサンプリングする際のサンプリングクロックをＰＬＬ回路によって制御することにより、当該読出データにおける本来サンプリングすべき目標位相に対して当該サンプリングクロックの位相を同期させてデータを再生するデータ再生装置であって、記録媒体にアクセスすることにより読出データを生成する読出データ生成手段と、読出データをサンプリングクロックのタイミングでサンプリングしたサンプリングデータとサンプリングクロックとから位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、位相誤差の検出結果における微分係数を基に周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、検出した周波数誤差を基に算出した周波数補正値をＰＬＬ回路におけるループフィルタの積分項に加算することにより当該周波数誤差を０に近づけるようサンプリングクロックの周波数を補正する周波数補正手段と、サンプリングデータに所定の信号処理を施すことによりデータを再生する再生処理手段とを設けるようにした。
【００１４】
これにより周波数誤差を精度良く検出することができ、また当該周波数誤差をＰＬＬ回路におけるループフィルタに反映させることにより当該周波数誤差を直接的に補正することができ、結果的にデータの再生精度を向上させることができる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、周波数誤差を精度良く検出することができ、また当該周波数誤差をＰＬＬ回路におけるループフィルタに反映させることにより当該周波数誤差を直接的に補正することができるので、かくして周波数誤差の引込範囲を広げて位相同期の能力を向上させ得る同期装置、同期方法及び同期プログラムを実現できる。
【００１６】
また本発明によれば、周波数誤差を精度良く検出することができ、また当該周波数誤差をＰＬＬ回路におけるループフィルタに反映させることにより当該周波数誤差を直接的に補正することができるので、かくして周波数誤差の引込範囲を広げて位相同期の能力を向上させることによりデータの再生精度を向上させ得るデータ再生装置を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。
【００１８】
（１）光ディスク装置の構成
（１−１）光ディスク装置の全体構成
図１において、光ディスク装置１は制御部２によって統括制御されており、全体としてＢｌｕ−ｒａｙ Ｄｉｓｃ（登録商標）方式の光ディスク１００に対して記録データに基づいたデータ列を記録し、また当該光ディスク１００から当該データ列を読み出して再生データを生成するようになされている。
【００１９】
制御部２は図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）を中心に構成されており、図示しないＲＯＭ（Read Only Memory）に格納された制御プログラム等の各種プログラムを読み出し、これをＲＡＭ（Random Access Memory）に展開して実行することにより、光ディスク１００に対するデータの記録や再生を制御するようになされている。
【００２０】
光ディスク装置１は、光ディスク１００に対してデータを記録する場合、外部から入力された記録データに対して変調回路３によって所定の変調処理を施すことにより変調データＤＭを生成し、これを記録制御回路４へ供給する。
【００２１】
記録制御回路４は、光ピックアップ５を制御し変調データＤＭに応じた光ビームを当該光ピックアップ５から光ディスク１００の信号記録層に照射させることにより、記録データに応じたパターンでなるピット列を当該光ディスク１００に形成する。
【００２２】
また光ディスク装置１は、光ディスク１００からデータを再生する際、制御部２による制御のもとで光ピックアップ５から当該光ディスク１００にレーザ光を照射し、その反射光を検出して光電変換することにより再生ＲＦ信号ＳＲＦを生成し、これをアンプ６によって増幅し、さらにＡＧＣ（Auto Gain Control）回路７により信号レベルを調整した後、これを位相同期部８へ供給する。なお、以下では、位相同期部８へ供給される再生ＲＦ信号ＳＲＦを入力信号ＳＩと呼ぶ。
【００２３】
位相同期部８は、入力信号ＳＩとサンプリングクロックとのタイミング調整や補間処理等を行うＩＴＲ（interpolated Timing Recovery）回路を構成しており、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路９により当該入力信号ＳＩにおける本来サンプリングすべき目標位相に対して当該サンプリングクロックの位相を同期させると共に、ＰＲ（Partial Response）等化器１０による信号波形の整形を行う。
【００２４】
また位相同期部８は、ＡＧＣ回路７へゲインのフィードバック制御用の信号を送出すると共に、等化波形信号ｙｋ（ただしｋはクロックを表す）を最尤復号器１１へ出力する。
【００２５】
最尤復号器１１は、位相同期部８から供給された等化波形信号ｙｋを基に最尤（ＭＬ：Maximum Likelihood）復号処理を行い、その結果得られた復号データを復調回路１２へ供給する。
【００２６】
復調回路１２は、最尤復号器１１から供給された復号データに対して所定の復調処理等を施すことにより再生データを生成する。
【００２７】
このように光ディスク装置１は、光ディスク１００から読み出した再生ＲＦ信号ＳＲＦを基に、位相同期部８においてＰＬＬ回路９による位相の同期を行うと共にＰＲ等化回路１０により波形の整形を行い、さらに最尤復号処理や復調処理を施すことにより再生データを生成するようになされている。
【００２８】
（１−２）位相同期部の基本回路構成
ところで位相同期部８は、基本的には図２に示すような回路構成を有しており、全体としてディジタルのＰＬＬを用いたＩＴＲ回路を構成している。この位相同期部８は、入力信号ＳＩに対してタイミング調整等の処理を行うことにより、後段の復調回路１２（図１）において本来のサンプリングタイミングにおける再生データを生成させ得るようになされている。
【００２９】
ちなみにＩＴＲ回路については、非特許文献１や非特許文献２等に基本理論が解説されている。またこのＩＴＲを利用した光ディスク装置として、本願発明と同一の出願人による出願がなされている（例えば特許文献２）。
【００３０】
【非特許文献１】Floyd M. Gardner,“Interpolation in Digital Modems-Part I: Fundamentals” IEEE TRANSACTIONS,VOL.41, NO.3,MARCH 1993
【非特許文献２】Lars Erup,“Interpolation in Digital Modems-Part II: Implementation and Performance” IEEE TRANSACTIONS, VOL.41, NO.6,JUNE 1993
【特許文献２】特開２００５−１０８２９５公報
【００３１】
位相同期部８のＡ／Ｄ（Analog/Digital）変換器２０は、発振器２１から供給される所定周期のクロック信号ＣＬＫに合わせて、アナログの入力信号ＳＩを取り込んでアナログディジタル変換することによりディジタル入力信号ＤＩを生成し、これをインターポレータ２２へ順次供給する。
【００３２】
インターポレータ２２は、基本動作として、ＮＣＯ（Number Controlled Oscillator）回路２６から供給されるサンプリング位相μｋ（詳しくは後述する）に基づき、ディジタル入力信号ＤＩを補間することにより補間信号ｐｋを生成し、これをＰＲ等化回路１０（図１）と対応するＰＲイコライザ２３へ送出するようになされている。
【００３３】
ＰＲイコライザ２３は、補間信号ｐｋに対してＰＲ等化処理を施すことにより、符号間干渉を前提とした上でこの時点のサンプリングクロックにおける補間信号ｐｋの値がほぼ整数比となるように波形を整形して等化波形信号ｙｋを生成し、当該等化波形信号ｙｋを位相誤差検出器２４へ送出する。
【００３４】
位相誤差検出器２４は、等化波形信号ｙｋを基に、所定の目標位相と現位相との位相誤差に応じて位相誤差信号Δτｋを検出し、これをＬＰＦ（Low Pass Filter）回路２５へ送出する。
【００３５】
ＬＰＦ回路２５は、制御工学的に２次の制御ループを構成してサンプリング位相を更新するためのタイミング差を算出する回路であり、位相誤差信号Δτｋの低域成分を抽出することによりタイミング差νｋを算出し、これをＮＣＯ回路２６へ送出する。
【００３６】
ＮＣＯ回路２６は、アナログのＰＬＬ回路におけるＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）に相当するものであり、タイミング差νｋに基づいてサンプリング位相μｋを生成し、これをインターポレータ２２へ供給する。これに応じてインターポレータ２２は、新たに供給されたサンプリング位相μｋを基に、入力信号ＳＩに対するサンプリングクロックの位相を変化させる。
【００３７】
このように位相同期部８は、インターポレータ１０、ＰＲ等化部１１、位相誤差検出器１２、ＬＰＦ回路１３、及びＮＣＯ回路１４によってディジタルＰＬＬ回路を構成しており（以下、これを位相収束ループと呼ぶ）、現位相と目標位相との位相誤差を検出して当該位相誤差を縮めるようサンプリングクロックの位相を変化させるといった一連のループ処理を繰り返すことにより、当該現位相を当該目標位相に徐々に近づけ、当該位相誤差を収束させていくようになされている。
【００３８】
（１−３）位相同期部の実際の回路構成
ところで位相同期部８は、実際には、図２との対応部分に同一符号を付して示す図３のような回路構成を有している。
【００３９】
この図３に示すように、位相同期部８には、図２に示した基本回路構成と比較して、位相誤差検出器２４とＬＰＦ回路２５との間にスイッチ３１が設けられ、また周波数誤差検出回路３３やタイミングマネージャ４３等が設けられている（詳しくは後述する）。
【００４０】
（１−３−１）インターポレータの構成
インターポレータ２２は、図４に示すような回路構成を有しており、全体としてｎ（ｎは整数）段のＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタによって構成されている。
【００４１】
実際上インターポレータ２２は、ディジタル入力信号ＤＩを（ｎ−１）個のシフトレジスタ２２Ｂ１〜２２Ｂ（ｎ−１）によって順次シフトしていくことにより、１クロック前のディジタル入力信号ＤＩ（ｎ−１）から（ｎ−１）クロック前のディジタル入力信号ＤＩ（１）までをそれぞれ取り込んで保持（ラッチ）する。
【００４２】
そのうえインターポレータ２２は、Ａ／Ｄ変換器２０から供給されたディジタル入力信号ＤＩ（説明の都合上、これをディジタル入力信号ＤＩ（ｎ−１）とする）及びシフトレジスタ２２Ｂ１〜２２Ｂ（ｎ−１）によってそれぞれ遅延されたディジタル入力信号ＤＩ（ｎ−２）〜ＤＩ（０）をそれぞれ乗算器２２Ｃ１〜２２Ｃｎに供給する。
【００４３】
これに加えてインターポレータ２２は、補間フィルタ係数算出部２２Ａにおいてサンプリング位相μｋを用いた所定の演算処理によりｎ個のフィルタ係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）を算出し（詳しくは後述する）、これらをそれぞれ乗算器２２Ｃ１〜２２Ｃｎに供給する。
【００４４】
インターポレータ２２は、乗算器２２Ｃ１〜２２Ｃｎによりディジタル入力信号ＤＩ（ｎ−１）〜ＤＩ（０）にフィルタ係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）をそれぞれ乗じ、これらを加算器２２Ｄによって全て加算することにより、補間信号ｐｋ（ｋはクロックを表す）を生成する。
【００４５】
このようにインターポレータ２２は、ディジタル入力信号ＤＩをＦＩＲフィルタにより遅延させると共に、サンプリング位相μｋを用いて算出したフィルタ係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）をＦＩＲフィルタに適用することにより、補間信号ｐｋを生成するようになされている。
【００４６】
ところで光ディスク装置１（図１）では、光ディスク１００により反射されたレーザ光の光路における光学的特性やアンプ６等における周波数特性等の影響により、再生ＲＦ信号ＳＲＦの高域成分が劣化されている可能性がある。この場合、位相同期部８では、インターポレータ２２に供給されるディジタル入力信号ＤＩも高域成分が劣化されることになるため、後段の位相誤差検出器２４等において位相を検出する際の検出性能が劣化してしまう。
【００４７】
そこでインターポレータ２２は、補間フィルタ係数算出部２２Ａにおいて、高域成分を強調するフィルタ係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）を算出し得るよう予め選定された係数制御信号ＣＣを制御部２（図１）から取得するようになされている。
【００４８】
一般に、Ｂｌｕ−ｒａｙ Ｄｉｓｃ（登録商標）方式のような光記録の場合、最も高い周波数となる、すなわち最短波長となる２Ｔの周波数は、チャンネル周波数の１／４に相当する。
【００４９】
そこで、１／４チャンネル周波数を強調するような特性を有するべく、次式のような周波数空間での関数を仮定する。
【００５０】
【数１】
【００５１】
ただし、インターポレータ２２のタップ数をｎ、時間分解能をＭとする。またディジタル演算を前提とした離散周波数となるため、周波数を整数ｉで表すものとする。
【００５２】
この関数Ｇ（ｉ）において、時間分解能Ｍを６４、タップ数ｎを３２としたときのシミュレーションによる波形の一部を図５に示す。この図５に示した波形は、チャンネル周波数ｉを３２とした場合に相当しており、またタップ数ｎ＝３２の１／４であるタップ数ｎ＝８において極大値となっている。すなわち、この関数Ｇ（ｉ）が１／４チャンネル周波数を強調する特性を有していることが示された。
【００５３】
次に、この関数Ｇ（ｉ）に対して逆ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理を施すことにより得られる関数ｇ（ｉ）の波形を図６に示す。この場合、時間分解能Ｍが６４、タップ数ｎが３２であるため、６４×３２＝２０４８［個］の演算結果を得ることができる。このときの演算結果は、インターポレータ２２のフィルタ係数ｈとして用いることができる。
【００５４】
実際上、制御部２（図１）は、この関数ｇ（ｉ）を予め所定の記憶手段により記憶しており、当該関数ｇ（ｉ）を示す係数制御信号ＣＣをインターポレータ２２（図４）の補間フィルタ係数算出部２２Ａへ供給するようになされている。
【００５５】
これに応じてインターポレータ２２の補間フィルタ係数算出部２２Ａは、制御部２から供給される係数制御信号ＣＣに従い、ＮＣＯ回路２６から供給されるサンプリング位相μｋを用いて、次式のようにフィルタ係関数ｇ（ｉ）及び数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）を算出する。
【００５６】
【数２】
ただしｊはタップ番号を示し、０≦ｊ≦ｎ−１を満たす整数である。
【００５７】
その後インターポレータ２２は、フィルタ係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）をＦＩＲフィルタの係数（すなわちタップ係数）として用いることにより、ディジタル入力信号ＤＩに対して補間を行うと共に高域成分を強調した補間信号ｐｋを生成するようになされている。
【００５８】
このようにインターポレータ２２は、目標とする周波数特性を設定し、当該周波数特性に対して逆ＦＦＴ処理を施すことにより周波数軸から時間軸への変換を行い、その変換結果を基にＦＩＲフィルタのフィルタ係数を算出して当該ＦＩＲフィルタに適用するようになされている。
【００５９】
（１−３−２）ＬＰＦの構成
次に、ＬＰＦ回路２５（図３）の構成について説明する。ＬＰＦ回路２５は、まず位相誤差検出器２４から供給された位相誤差Δτｋを乗算器２５Ａ及び２５Ｂへ送出する。
【００６０】
乗算器２５Ａは、位相誤差Δτｋに所定の係数αを乗じて乗算値ｄ１を生成し、これを加算器２５Ｆへ供給する。また乗算器２５Ｂは、位相誤差Δτｋに所定の係数ρを乗じて乗算値ｄ２を生成し、これを加算器２５Ｃへ供給する。
【００６１】
加算器２５Ｃは、後述する周波数補正値ＤＦと乗算値ｄ２とを加算することにより加算値ｄ３を生成し、これを加算器２５Ｄへ供給する。
【００６２】
加算器２５Ｄは、シフトレジスタ２５Ｅから供給される、１クロック前における当該加算器２５Ｄからの出力信号である遅延値ｄ５と加算値ｄ３とを加算して加算値ｄ４を生成し、これをシフトレジスタ２５Ｅへ供給する。
【００６３】
シフトレジスタ２５Ｅは、加算値ｄ４を１クロック分遅延させることにより、遅延値ｄ５を生成し、これを加算器２５Ｆへ供給する。
【００６４】
またシフトレジスタ２５Ｅは、後述する平均周波数補正値ＤＦＡが供給された場合、当該平均周波数補正値ＤＦＡを保持すると共に、当該平均周波数補正値ＤＦＡを遅延値ｄ５として加算器２５Ｆに供給するようになされている。
【００６５】
加算器２５Ｆは、乗算器２５Ａから供給される乗算値ｄ１とシフトレジスタ２５Ｅから供給される遅延値ｄ５とを加算することにより、タイミング差νｋを算出する。
【００６６】
このタイミング差νｋは、位相誤差Δτｋを基に、係数α及び係数ρによって定められるカットオフ周波数以下の低域成分のみを抽出したものであり、インターポレータ２２においてサンプリングクロックの位相を変化させる際における変化量を表している。
【００６７】
このようにＬＰＦ回路２５は、位相誤差Δτｋを基にタイミング差νｋを算出し、これをＮＣＯ回路２６へ送出するようになされている。
【００６８】
（２）周波数誤差の検出及び補正
ところで位相同期部８は、全体として位相を同期させるためのＰＬＬ回路であるため、引き込み可能な周波数誤差の範囲、すなわちキャプチャレンジをできるだけ拡大することが望ましい。
【００６９】
そこで位相同期部８には、図３に示したように、周波数誤差を検出するための周波数誤差検出回路３３が設けられている。この周波数誤差検出回路３３は、インターポレータ２２から補間信号ｐｋの供給を受け、当該補間信号ｐｋを基にディジタル入力信号ＤＩの周波数とＮＣＯ２６における周波数との周波数誤差を検出するようになされている。
【００７０】
なお、ここではＢｌｕ−ｒａｙ Ｄｉｓｃ（登録商標）を前提とし、インターポレータ２２から供給された補間信号ｐｋは、当該インターポレータ２２においてＰＲ（１，ｘ，１）のようなパーシャルレスポンス波形に等化されているものとする（ただしｘは任意の実数）。
【００７１】
（２−１）周波数誤差検出回路の構成
図７に示すように、周波数誤差検出回路３３は、インターポレータ２２から出力された補間信号ｐｋ（説明の都合上、以下これをクロック（ｋ＋３）における補間信号ｐ（ｋ＋３）とする）を遅延部５０のシフトレジスタ５０Ａ、ゼロクロス検出回路５１及びパターンセレクタ５３へ供給する。
【００７２】
遅延部５０は、５段のシフトレジスタ５０Ａ〜５０Ｅが直列に接続されており、それぞれ補間信号ｐ（ｋ＋３）を１クロックずつ遅延させることにより生成した補間信号ｐ（ｋ＋２）〜ｙ（ｋ−２）をそれぞれパターンセレクタ５３へ供給する。
【００７３】
ゼロクロス検出回路５１は、補間信号ｐ（ｋ＋３）をゼロレベルと比較することにより正又は負のいずれの符号であるかを検出する。ちなみに、この時点ではサンプリングクロックが未だ目標位相に追従できていない可能性もあるため、このとき検出された符号は、当該補間信号ｐ（ｋ＋３）を基に符号を仮判定した結果とも言える。
【００７４】
ゼロクロス検出回路５１は、検出された符号が正の時には値”＋１”、また当該符号が負の時には値”−１”とするＮＲＺ（Non Return Zero）の検出結果ｘ（ｋ＋３）を生成し、これを遅延部５１のシフトレジスタ５１Ａ及びパターンセレクタ５３へ供給する。
【００７５】
遅延部５２は、遅延部５０と同様、５段のシフトレジスタ５２Ａ〜５２Ｅが直列に接続されており、それぞれ検出結果ｘ（ｋ＋３）を１クロックずつ遅延させることにより生成した検出結果ｘ（ｋ＋２）〜ｘ（ｋ−２）をそれぞれパターンセレクタ５３へ供給する。
【００７６】
パターンセレクタ５３は、時間的に連続した６個の検出結果ｘ（ｋ＋３）〜ｘ（ｋ−２）を時系列に配列した仮判定パターンを判定対称とし、特定パターン”＋１、＋１、＋１、−１、−１、−１”又は”−１、−１、−１、＋１、＋１、＋１”と一致した場合のみ、検出結果ｘにおける変化点（すなわち補間信号ｐｋの符号の変化点）の近傍である検出結果ｘ（ｋ）及びｘ（ｋ＋１）と、このときの補間信号ｐ（ｋ）及びｐ（ｋ＋１）とを位相検出器５４へ送出する。
【００７７】
この場合、パターンセレクタ５３においては、”＋１”及び”−１”をそれぞれ３連続ずつさせたパターンを特定パターンとしていることから、検出結果ｘとして”＋１”又は”−１”が２連続のみとなる部分、すなわち２Ｔが含まれる部分では、この特定パターンとは一致しないことになる。
【００７８】
この結果、パターンセレクタ５３は、補間信号ｐｋの符号が変化する符号変化点のうち、最短波長である２Ｔによる符号変化点を除いた符号変化点のみを検出して位相検出器５４へ送出することになる。
【００７９】
これによりパターンセレクタ５３は、最短波長でなり周波数が高いために正常な周波数誤差の検出が困難な２Ｔにおける符号変化点を除外することができ、後段において検出する周波数誤差の精度を低下させることを未然に防止することができる。
【００８０】
位相検出器５４は、次式に従って符号変化点の前後における補間信号ｐ（ｋ）同士を加算することにより位相誤差Δτｋを算出し、後段の差分算出器５５へ送出するようになされている。
【００８１】
【数３】
【００８２】
この場合、位相検出器５４は補間信号ｐ（ｋ）の波形が符号変化点の付近においてほぼ線形であると見なすことができ、符号変化点の前後における補間信号ｐ（ｋ）の加算値（換言すれば、絶対値同士の差分値）が位相誤差の大きさとほぼ比例関係にあることを利用している。
【００８３】
また位相検出器５４は、（３）式に示したように、符号変化点以外では直前の位相誤差Δτ（ｋ−１）を保持し、これを位相誤差Δτ（ｋ）として出力するようになされている。これは、位相検出器５４において、符号変化点以外では位相誤差Δτ（ｋ）を直接算出することができないものの、位相誤差Δτ（ｋ）が１クロック単位で大きく変化する可能性が極めて低いため、当該位相誤差Δτ（ｋ）を直前の位相誤差Δτ（ｋ−１）に近似し得ると共に、当該位相誤差Δτ（ｋ）を”０”等の他の値とした場合よりも本来の値に近づけ得る点を考慮したためである。
【００８４】
差分算出器５５は、位相誤差Δτ（ｋ）と１クロック前の位相誤差Δτ（ｋ−１）との差分を算出する（すなわち１−Ｄの演算を行う）ことにより、当該位相誤差Δτ（ｋ）の微分係数を求める。ここで一般的な性質として、位相誤差を微分することにより周波数誤差を得ることができるため、以下ではこの微分係数を周波数誤差Δｆ０（ｋ）とする。差分算出器５５は、このようにして得られた周波数誤差Δｆ０（ｋ）を後段の不連続値除去器５６へ送出する。
【００８５】
ここで、実際の位相誤差と検出値（すなわち位相誤差Δτ（ｋ））との関係を図８に実線で示し、合わせて周波数誤差Δｆ０（ｋ）を波線で示す。この図８において、位相誤差Δτ（ｋ）の連続部分（すなわち検出値が−１から＋１の間となる部分）では、周波数誤差Δｆ０（ｋ）の検出値がおよそ０〜０．５の範囲で連続的に変化しているものの、位相誤差Δτ（ｋ）が逆相へ飛び越すタイミング（すなわち検出値が−１又は＋１であるタイミング）では、周波数誤差Δｆ０（ｋ）の検出値がその近傍とは不連続な負の値となっている。
【００８６】
この場合、この不連続な負の値である周波数誤差Δｆ０（ｋ）は、位相誤差Δτ（ｋ）が不連続となった影響を受けており、正しい周波数誤差を表していない。このため、仮に周波数誤差検出回路３３がこのときの周波数誤差Δｆ０（ｋ）を後段の処理に用いると、位相同期部８（図３）は、全体として周波数誤差の吸収に時間を要したり、あるいは当該周波数誤差を正常に吸収できなくなってしまう可能性がある。
【００８７】
そこで不連続値除去器５６は、次式に示すように、周波数誤差Δｆ０（ｋ）の絶対値が所定の閾値ＴＨ（例えば１）未満となる場合には、当該周波数誤差Δｆ０（ｋ）を正常な値と見なしてそのまま用い、当該絶対値が当該閾値ＴＨを超えた場合には当該周波数誤差Δｆ（ｋ）が不適切な値であると見なして値”０”に置き換えることにより、不連続値を除去した周波数誤差Δｆ（ｋ）を生成し、これをスイッチ３４（図３）及び移動平均算出器５７へ送出する。
【００８８】
【数４】
【００８９】
移動平均算出器５７は、周波数誤差Δｆ（ｋ）の移動平均を算出することにより、当該周波数誤差Δｆ（ｋ）を統計的に処理した平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を生成し、これをスイッチ３７（図３）へ送出する。
【００９０】
このように周波数誤差検出回路３３は、補間信号ｐｋを基に位相誤差Δτ（ｋ）を算出し、さらに当該位相誤差Δτ（ｋ）の微分係数を基に周波数誤差Δｆ（ｋ）及び平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を生成するようになされている。
【００９１】
（２−２）周波数誤差の補正
ところで位相同期部８は、タイミングマネージャ４３の制御に基づいてスイッチ３１、３６、３９及び４２をそれぞれオン状態又はオフ状態に切り替えることにより、周波数誤差の補正を行うようになされている（詳しくは後述する）。
【００９２】
（２−２−１）ループによる周波数誤差の補正
位相同期部８は、周波数誤差検出回路３３から供給される周波数誤差Δｆ（ｋ）を乗算器３５へ供給する。乗算器３５は、係数γ１が入力されており、当該周波数誤差Δｆ（ｋ）に当該係数γ１を乗じることにより周波数補正値ＤＦを生成し、これをスイッチ３６へ供給する。
【００９３】
ここで係数γ１は、周波数誤差Δｆ（ｋ）の値と当該周波数誤差Δｆ（ｋ）に応じた最適な周波数補正値ＤＦとの対応関係を基に予め選定された係数であり、ループのゲインに相当するものである。
【００９４】
位相同期部８は、スイッチ３６がオン状態である場合、周波数補正値ＤＦをＬＰＦ２５の加算器２５Ｃへ供給する。これに応じてＬＰＦ２５は、この周波数補正値ＤＦに基づいたタイミング差νｋを算出し、これをＮＣＯ回路２６へ送出する。
【００９５】
このときＬＰＦ２５は、周波数誤差Δｆ（ｋ）に係数γ１を乗じることにより生成された周波数補正値ＤＦを基に、この時点における当該周波数誤差Δｆ（ｋ）を適切に補正し得るタイミング差νｋを算出することができる。これに応じてＮＣＯ２６は、当該周波数誤差Δｆ（ｋ）を０に近づけさせるようなサンプリング位相μｋを算出し、これをインターポレータ２２へ供給する。
【００９６】
また位相同期部８は、他のスイッチ３１等をオフ状態に切り替えるようになされており、これによりインターポレータ２２、周波数誤差検出回路３３、乗算器３５、ＬＰＦ２５及びＮＣＯ２６によって構成される、周波数誤差Δｆ（ｋ）に関する一次のループ（以下、これを周波数収束ループと呼ぶ）を形成し、スイッチ３６がオン状態である間、当該周波数収束ループにおける一連の処理を繰り返す。
【００９７】
このように位相同期部８は、スイッチ３６がオン状態に切り替えられている場合、周波数誤差検出回路３３から供給される周波数誤差Δｆ（ｋ）を基に周波数補正値ＤＦを算出し、当該周波数補正値ＤＦに基づくタイミング差νｋをＮＣＯ２６に供給することにより周波数誤差Δｆ（ｋ）を０に近づけ、この周波数収束ループにおける一連の処理を繰り返すことにより、当該周波数誤差Δｆ（ｋ）を徐々に０に収束させていくようになされている。
【００９８】
（２−２−２）初期値設定による周波数誤差の補正
一方、位相同期部８は、周波数誤差検出回路３３から供給される平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を乗算器３８へ供給する。乗算器３８は、係数γ０が入力されており、当該平均化周波数誤差Δｆ（ｋ）に当該係数γ１を乗じることにより平均周波数補正値ＤＦＡを生成し、これをスイッチ３６へ供給する。
【００９９】
ここで係数γ０は、係数γ１と同様、平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）の値と当該平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）に応じた最適な平均周波数補正値ＤＦＡとの対応関係を基に予め選定された係数である。
【０１００】
また平均周波数補正値ＤＦＡは、周波数誤差検出回路３３において周波数誤差Δｆ（ｋ）の移動平均として統計的に算出された平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）に基づく値であるため、１回の処理で周波数誤差Δｆ（ｋ）を適切に補正し得る値となる。
【０１０１】
位相同期部８は、スイッチ３９がオン状態である場合、平均周波数補正値ＤＦＡをＬＰＦ２５のシフトレジスタ２５Ｅへ供給する。また位相同期部８は、このときスイッチ３１をオフ状態に切り替えるようになされており、これによりインターポレータ２２、周波数誤差検出回路３３、乗算器３５、ＬＰＦ２５及びＮＣＯ２６によって構成される、周波数誤差Δｆ（ｋ）に関するループ（以下、これを周波数初期値ループと呼ぶ）を形成する。
【０１０２】
これに応じてＬＰＦ２５は、この平均周波数補正値ＤＦＡに基づいたタイミング差νｋを算出し、これをＮＣＯ回路２６へ送出する。このときＬＰＦ２５は、平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）に係数γ０を乗じることにより生成された平均周波数補正値ＤＦＡを基に、この時点における周波数誤差Δｆ（ｋ）を１回の処理で適切に補正し得るタイミング差νｋを算出することができる。
【０１０３】
すなわちＬＰＦ２５は、いわゆる初期値に相当する平均周波数補正値ＤＦＡが与えられることにより、ループ処理の最初の段階で位相同期部８における周波数誤差をほぼ０に合わせ、いわゆる周波数リスタートを行い得るようなタイミング差νｋをＮＣＯ２６へ供給することができる。
【０１０４】
ＮＣＯ２６は、平均周波数補正値ＤＡに基づいて生成されたタイミング差νｋを基に、
サンプリング位相μｋを生成し、これをインターポレータ２２へ供給する。これに応じてインターポレータ２２は、当該サンプリング位相μｋを基にサンプリングクロックの周波数を補正することにより、１回の処理により当該サンプリングクロックと目標位相との周波数誤差をほぼ０に収束させる。
【０１０５】
このように位相同期部８は、スイッチ３９がオン状態に切り替えられている場合、周波数誤差検出回路３３から供給される平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を基に平均周波数補正値ＤＦＡを算出し、当該平均周波数補正値ＤＦＡを用いて周波数初期値ループにより周波数誤差Δｆ（ｋ）を１回の処理でほぼ０に収束させるようになされている。
【０１０６】
（２−３）位相誤差の補正
ところで位相同期部８は、周波数誤差を収束ループにより徐々に補正し、また当該周波数誤差を周波数初期値ループにより１回の処理でほぼ０に補正することに加え、位相誤差を１回の処理でほぼ０に補正し得るようにもなされている。
【０１０７】
実際上位相同期部８には、移動平均算出回路４０が設けられており、位相誤差検出回路２４から位相誤差Δτｋが供給されるようになされている。
【０１０８】
移動平均算出回路４０は、所定の計測期間における位相誤差Δτｋの移動平均を算出することにより、複数の当該位相誤差Δτｋを統計的に処理した値として平均位相誤差Δτａｋを生成し、これを乗算器４１へ供給する。乗算器４１は、係数γ２が入力されており、平均位相誤差Δτａｋに当該係数γ２を乗じることにより平均位相補正値ＤＰＡを算出し、これをスイッチ４２へ供給する。
【０１０９】
ここで係数γ２は、平均位相誤差Δτａｋの値と当該平均位相誤差Δτａｋに応じた最適な平均位相補正値ＤＰＡとの対応関係を基に予め選定された係数であり、位相初期値ループのゲインに相当するものである。
【０１１０】
また平均位相補正値ＤＰＡは、移動平均算出回路４０において位相誤差Δτｋの移動平均として算出された平均位相誤差Δτａｋに基づく値であるため、１回の処理で位相誤差Δτｋをほぼ０に収束させるよう当該位相誤差を補正する値となる。
【０１１１】
このため位相同期部８は、スイッチ４２がオン状態に切り替えられている場合、位相同期部８における位相誤差を１回の処理でほぼ０に近づけ得る平均位相補正値ＤＰＡを初期値としてＮＣＯ回路２６へ供給することができる。
【０１１２】
また位相同期部８は、このときスイッチ３１をオフ状態に切り替えるようになされており、これによりインターポレータ２２、ＰＲイコライザ２３、位相誤差検出器２４、移動平均算出回路４０、乗算器４１及びＮＣＯ２６によって構成される、位相誤差Δτｋに関するループ（以下、これを位相初期値ループと呼ぶ）を形成する。
【０１１３】
ところでＮＣＯ２６は、次式に従いタイミング差νｋを基にサンプリング位相μｋを算出している。ただしεはインターポレータ２２におけるオーバーサンプリングレートを表す。
【０１１４】
【数５】
【０１１５】
この位相初期値ループの場合、ＮＣＯ２６は、（５）式におけるサンプリング位相μｋを次式によって与えられるサンプリング位相μｋに置き換えることになる。
【０１１６】
【数６】
【０１１７】
このことは、位相同期部８において、平均位相補正値ＤＰＡを初期値とし、最初に位相誤差Δτｋをほぼ０に補正してから以降の位相同期処理を行う、いわゆるゼロ位相リスタートを行うことになる。
【０１１８】
このように位相同期部８は、スイッチ４２がオン状態に切り替えられると共にスイッチ３１がオフ状態に切り替えられている場合、移動平均算出回路４０から供給される平均位相誤差Δτａｋを基に平均位相補正値ＤＰＡを算出し、当該平均位相補正値ＤＰＡを初期値として用い、位相初期値ループにより位相誤差Δτｋを１回の処理でほぼ０に補正させるようになされている。
【０１１９】
（２−４）タイミングの制御
ところで位相同期部８は、タイミングマネージャ４３によってスイッチ３１、３６、３９及び４２を統括的に制御することにより、図２に示した位相収束ループ、上述した周波数収束ループ、周波数初期値ループ又は位相初期値ループのいずれかに切り替えるようになされている。
【０１２０】
実際上タイミングマネージャ４３は、スイッチ３１を制御して位相同期部８全体を位相収束ループに切り替えるための位相収束ループ切替信号ＥＰ、スイッチ３６を制御して位相同期部８全体を周波数収束ループに切り替えるための周波数収束ループ切替信号ＥＦ、スイッチ３９を制御して位相同期部８全体を周波数初期値ループに切り替えるための周波数初期値ループ切替信号ＥＦＲ、及びスイッチ４２を制御して位相同期部８全体を位相初期値ループに切り替えるための位相初期値ループ切替信号ＥＰＲを出力し得るようになされている。
【０１２１】
さらにタイミングマネージャ４３は、図９（Ａ）〜（Ｄ）に示すように、位相収束ループ切替信号ＥＰ、周波数収束ループ切替信号ＥＦ、周波数初期値ループ切替信号ＥＦＲ及び位相初期値ループ切替信号ＥＰＲをそれぞれオン状態又はオフ状態に切り替えるタイミングが予め設定されたモード１〜モード４の４種類の動作モードを有しており、制御部２（図１）から供給されるモード制御信号ＣＭに応じて、いずれかの動作モードに切り替えるようになされている。
【０１２２】
ちなみに図９（Ａ）〜（Ｄ）では、各信号が”Ｈ”レベルのときに該当するスイッチをオン状態に切り替え、反対に各信号が”Ｌ”レベルのときに該当するスイッチをオフ状態に切り替えることを表している。
【０１２３】
タイミングマネージャ４３は、モード１に切り替えられた場合、図９（Ａ）に示したように、最初のクロックｋ０の時点から位相同期部８を位相収束ループに切り替え、位相誤差を徐々に収束させる。
【０１２４】
またタイミングマネージャ４３は、モード２に切り替えられた場合、図９（Ｂ）に示したように、最初のクロックｋ０の時点ではいずれのループにも切り替えず、クロックｋ１の時点で位相同期部８を周波数初期値ループに切り替え、その直後のクロックｋ２の時点で位相収束ループに切り替える。これにより位相同期部８は、平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を基に１回の処理で周波数誤差をほぼ０に補正させ、その後位相誤差を徐々に収束させることができる。
【０１２５】
またタイミングマネージャ４３は、モード３に切り替えられた場合、図９（Ｃ）に示したように、最初のクロックｋ０の時点で位相同期部８を周波数収束ループに切り替え、しばらく経過した後のクロックｋ３の時点で位相収束ループに切り替える。これにより位相同期部８は、周波数誤差Δｆ（ｋ）を基に周波数誤差を徐々に０に収束させ、その後位相誤差を徐々に０に収束させることができる。
【０１２６】
またタイミングマネージャ４３は、モード４に切り替えられた場合、図９（Ｄ）に示したように、最初のクロックｋ０の時点で位相同期部８を周波数収束ループに切り替え、しばらく経過した後のクロックｋ４の時点で位相初期値ループに切り替え、さらにその直後のクロックｋ５の時点で位相収束ループに切り替える。これにより位相同期部８は、周波数誤差Δｆ（ｋ）を基に周波数誤差を徐々に０に収束させると共に、位相誤差Δτｋの移動平均である平均位相誤差Δτａｋを算出しておき、次に当該平均位相誤差Δτａｋを基に位相誤差を１回の処理でほぼ０に補正して、その後当該位相誤差を０近傍の値に維持することができる。
【０１２７】
このように位相同期部８は、制御部２から与えられるモード制御信号ＣＭに基づいて動作モードを切り替えることにより、図９（Ａ）〜（Ｄ）に示したタイミングに従いスイッチ３１、３６、３９、４２を制御して当該位相同期部８全体を位相収束ループ、周波数収束ループ、周波数初期値ループ又は位相初期値ループのいずれかに切り替えるようになされており、これにより周波数誤差及び位相誤差を高速且つ安定して０に収束させるようになされている。
【０１２８】
（３）動作及び効果
以上の構成において、光ディスク装置１の位相同期部８は、ディジタルＰＬＬ回路としての基本回路構成（図２）に加えて設けられた周波数誤差検出回路３３（図３）により、補間信号ｐｋにおける周波数誤差Δｆ（ｋ）を算出する。
【０１２９】
このとき周波数誤差検出回路３３は、差分算出器５５において、位相検出器５４（図７）から供給される位相誤差Δτ（ｋ）とその前のクロックにおける位相誤差Δτ（ｋ−１）との差分を算出することにより、当該位相誤差Δτ（ｋ）の微分係数として周波数誤差Δｆ０（ｋ）を求めることができるため、簡易な演算処理により精度良く当該周波数誤差Δｆ０（ｋ）を得ることができる。
【０１３０】
また周波数誤差検出回路３３は、位相検出器５４において、符号変化点以外では直前の位相誤差Δτ（ｋ−１）を位相誤差Δτ（ｋ）として出力することにより、当該符号変化点以外で位相誤差Δτ（ｋ）を「０」等の他の値にした場合に後段の差分算出器５５において誤った周波数誤差を算出することを未然に防止することができる。
【０１３１】
また周波数誤差検出回路３３は、パターンセレクタ５３において特定パターン”＋１、＋１、＋１、−１、−１、−１”又は”−１、−１、−１、＋１、＋１、＋１”と一致した場合のみ、検出結果ｘの変化前後に相当する検出結果ｘ（ｋ）及びｘ（ｋ＋１）と、このときの補間信号ｐ（ｋ）及びｐ（ｋ＋１）とを位相検出器５４へ送出するため、最短波長である２Ｔによる符号変化点（すなわち−１、＋１、＋１、−１又は＋１、−１、−１、＋１）を除いた符号変化点のみを検出して位相検出器５４へ送出することができる。
【０１３２】
これにより周波数誤差検出回路３３は、最短波長でなり周波数が高いために正常な周波数誤差Δｆ（ｋ）の検出が困難な２Ｔにおける符号変化点を除外することができ、周波数誤差Δｆ（ｋ）の検出精度の低下を未然に防止することができる。
【０１３３】
さらに周波数誤差検出回路３３は、周波数誤差Δｆ０（ｋ）に含まれる不連続な値（図８）、すなわち位相誤差Δτ（ｋ）が不連続となった影響により不適切な周波数誤差Δｆ０（ｋ）を不連続値除去器５６によって除外し周波数誤差Δｆ（ｋ）として後段へ送出することにより、当該周波数誤差Δｆ（ｋ）の精度を高めることができる。
【０１３４】
一方、位相同期部８は、スイッチ３６がオン状態に切り替えられている場合、周波数誤差検出回路３３により検出された周波数誤差Δｆ（ｋ）に対して係数γ１を乗じることにより、当該周波数誤差Δｆ（ｋ）を補正するのに適した周波数補正値ＤＦを算出することができる。
【０１３５】
このとき位相同期部８は、スイッチ３６がオン状態に切り替えられている間、周波数補正値ＤＦをＬＰＦ２５の積分項に与えタイミング差νｋをＮＣＯ２６に供給して周波数誤差Δｆ（ｋ）を０に近づける、といった周波数収束ループにおける一連の処理を繰り返すことにより、当該周波数誤差Δｆ（ｋ）を徐々に０に収束させていくことができる。
【０１３６】
また位相同期部８は、スイッチ３９がオン状態に切り替えられた場合、周波数誤差検出回路３３により周波数誤差Δｆ（ｋ）の移動平均として算出された平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）に対して係数γ０を乗じることにより、当該平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を補正するのに適した平均周波数補正値ＤＦＡを算出し、これをＬＰＦ２５に供給することができる。
【０１３７】
このとき位相同期部８は、周波数誤差検出回路３３において、スイッチ３９がオン状態に切り替えられるまでの所定計測期間に渡って周波数誤差Δｆ（ｋ）の移動平均を算出することにより、周波数誤差Δｆ（ｋ）を高精度化した値に相当する平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を得ることができる。
【０１３８】
このため位相同期部８は、スイッチ３９がオン状態に切り替えられたときに、平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）に基づく平均周波数補正値ＤＦＡを１回（１クロック）だけＬＰＦ２５の積分項に与えることにより、このときの周波数誤差Δｆ（ｋ）が高精度に反映されたタイミング差νｋをＮＣＯ２６に供給することができ、周波数初期値ループにおける一連の処理を１回のみ実行して周波数誤差Δｆ（ｋ）をほぼ０に補正する、いわゆる周波数リスタートを実現できる。
【０１３９】
このように位相同期部８は、周波数収束ループ又は周波数初期値ループを形成し、周波数誤差Δｆ（ｋ）に基づく周波数補正値ＤＦ又は平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）に基づく平均周波数補正値ＤＦＡをＬＰＦ２５の積分項に加算することにより、当該周波数誤差Δｆ（ｋ）を０に近づけるよう補正することができる。
【０１４０】
また位相同期部８は、位相初期値ループにおいて、周波数初期値ループと同様の処理を位相に関して実行することにより、位相誤差Δτｋを高精度化した値に相当する平均位相誤差Δτａｋを算出し、これに係数γ２を乗じて平均位相補正値ＤＰＡを算出し、これをＮＣＯ２６に供給して位相誤差Δτｋを１回の処理でほぼ０に補正させることができる。
【０１４１】
さらに位相同期部８は、制御部２（図１）から供給されるモード制御信号ＣＭに基づいてタイミングマネージャ４３の動作モードをモード１〜モード４（図９（Ａ）〜（Ｄ））に切り替え、当該動作モードに応じてスイッチ３１、３６、３９及び４２を制御することにより、当該モード制御信号ＣＭが供給されるだけで、予め定められたタイミングで位相収束ループ、周波数収束ループ、周波数初期値ループ又は位相初期値ループに切り替えることができる。
【０１４２】
例えば位相同期部８は、モード１（図９（Ａ））に切り替えられた場合、周波数誤差Δｆ（ｋ）に関して一切補正することなく、基本回路構成（図２）のような位相収束ループのみにより位相誤差Δτｋを徐々に収束させることになる。
【０１４３】
しかしながら位相同期部８は、例えば図１０に波形を示すように、周波数誤差が比較的大きい場合（約２％）、位相収束ループのみでは約１００００クロック経過後も位相誤差及び周波数誤差を吸収することができない。言い換えれば、位相同期部８では、ディジタル入力信号ＤＩがキャプチャレンジを超えた状態となってしまう。
【０１４４】
これに対して位相同期部８は、モード３に切り替えられた場合、まず周波数収束ループにより周波数誤差を徐々に０に収束させた後、次に位相収束ループにより位相誤差を０に収束させることになる。
【０１４５】
位相同期部８は、このモード３では、例えば図１１に波形を示すように、図１０と同様に周波数誤差が比較的大きい場合、周波数収束ループによる一連の処理を開始した５００クロック付近で周波数誤差Δｆｋ（図中実線で示す）及び位相誤差Δτｋ（図中波線で示す）のいずれも大きく変動しているものの、約７５０クロック付近以降では周波数誤差Δｆｋが比較的小さい値にまとまり、また位相誤差Δτｋがほぼ一定の値に収束していることから、周波数誤差Δｆｋをほぼ０に収束することができる。
【０１４６】
その後位相同期部８は、約１２００クロック付近で位相収束ループに切り替えることにより、位相誤差Δτｋを安定且つ高速にほぼ０に収束させることができる。
【０１４７】
すなわち位相同期部８は、ディジタル入力信号ＤＩにおける周波数誤差が比較的大きい場合（約２％）でも、モード３のように周波数収束ループにより周波数誤差Δｆｋを０に収束させることができるので、モード０のときと比較してキャプチャレンジを拡大することができる。
【０１４８】
ちなみに図１１では、位相誤差Δτｋの「飛び越し」が生じたことにより、不連続点を除去する前の周波数誤差Δｆ０（ｋ）（図中一点鎖線で示す）が±１を超え、いわゆるスパイク状の波形となっているものの、不連続点を除去した周波数誤差Δｆ（ｋ）は±１の範囲内に収まっており、当該周波数誤差Δｆ０（ｋ）から不連続点を除去して当該周波数誤差Δｆ（ｋ）を生成することが有効であることも示されている。
【０１４９】
ここで、位相同期部８のモード１及びモード３において、ディジタル入力信号ＤＩの周波数を様々に変化させた場合における、位相の同期を完了する（すなわち位相誤差をほぼ０に収束し終える）までのクロック数のシミュレーション結果を図１２に示す。
【０１５０】
この図１２に示されているように、位相同期部８は、周波数誤差に関する補正を行わないモード１において、周波数誤差が約±０．３％を超えると実質的に位相を同期できなくなってしまう、すなわちキャプチャレンジが約±０．３％であったものの、周波数誤差を０に収束させるよう補正するモード３において、周波数誤差が±３％以上の範囲であっても、当該周波数誤差を比較的少ないクロック数で収束できている、すなわちキャプチャレンジが約±３％以上（約１０倍以上）に拡大されていることがわかる。
【０１５１】
そのうえ位相同期部８は、インターポレータ２２において、（１）式に示した関数ｇ（ｉ）に基づいて算出したフィルタ係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）をＦＩＲフィルタの係数として用いることにより、ディジタル入力信号ＤＩに対して高域成分を強調した補間信号ｐｋを生成することができる。
【０１５２】
例えば位相同期部８は、仮に補間フィルタ係数算出部２２Ａ（図４）においてフィルタ係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）として非特許文献１や非特許文献２等のようにＳｉｎｃ関数を用いた場合、インターポレータ２２から出力される補間信号ｐｋのアイパターンを測定した場合、図１３に示すように、最短波長のアイパターンが十分に開いていない可能性が高い。
【０１５３】
このようにアイパターンが十分に開いていない場合、位相同期部では、後段のゼロクロス検出等において誤った検出結果を得ることになってしまう。
【０１５４】
これに対して位相同期部８は、インターポレータ２２において、関数ｇ（ｉ）に基づいて算出したフィルタ係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）をＦＩＲフィルタの係数として用いることにより、ディジタル入力信号ＤＩにおける高域成分を強調することができるので、図１４に示すように、補間信号ｐｋにおけるアイパターンが十分に開いた状態とすることができ、これにより後段のゼロクロス検出等において検出精度を向上させることができる。
【０１５５】
以上の構成によれば、光ディスク装置１の位相同期部８は、周波数誤差検出回路３３により、位相誤差Δτ（ｋ）と１クロック前の位相誤差Δτ（ｋ−１）との差分を基に、簡易な演算処理により精度良く補間信号ｐｋにおける周波数誤差Δｆ（ｋ）を算出し、周波数収束ループ又は周波数初期値ループを形成して周波数誤差Δｆ（ｋ）に基づく周波数補正値ＤＦ又は平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）に基づく平均周波数補正値ＤＦＡをＬＰＦ２５の積分項に加算することにより、当該位相同期部８における周波数誤差Δｆ（ｋ）を高速に且つ安定してほぼ０に収束させることができる。
【０１５６】
（４）他の実施の形態
なお上述した実施の形態においては、ディジタルＰＬＬ回路を形成する位相同期部８に本発明を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、アナログ／ディジタル混在のＰＬＬ回路に対して本発明を適用するようにしても良い。
【０１５７】
例えば図２との対応部分に同一符号を付した図１５に基本回路構成を示すように、位相同期部６０は、発振器２１、インターポレータ２２及びＮＣＯ２６に代えて、ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器６１及びＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）６２が設けられている。
【０１５８】
この場合、位相同期部６０は、実際には図３との対応部分に同一符号を付した図１６のような回路構成を有する。この位相同期部６０においても、周波数誤差検出回路３３は、上述した位相同期部８における周波数誤差検出回路３３と同様、位相誤差Δτｋを基に周波数誤差Δｆ（ｋ）及び平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を検出することができる。これに応じて位相同期部６０は、当該周波数誤差Δｆ（ｋ）及び平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を基に、周波数収束ループ又は周波数初期値ループにより周波数誤差をほぼ０に収束させることができる。
【０１５９】
また上述した実施の形態においては、周波数誤差検出回路３３の位相検出器５４（図９）において、（３）式に示したように、符号変化点以外では直前の位相誤差Δτ（ｋ−１）を位相誤差Δτ（ｋ）として出力するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えば符号変化点以外では所定の定数（例えば０．２等）を出力するようにしたり、或いは直前の位相誤差Δτ（ｋ−１）等を基に予測した値とする等しても良い。
【０１６０】
さらに上述した実施の形態においては、周波数誤差検出回路３３のパターンセレクタ５３（図９）において特定パターン”＋１、＋１、＋１、−１、−１、−１”又は”−１、−１、−１、＋１、＋１、＋１”と一致した場合のみ、検出結果ｘの変化点である検出結果ｘ（ｋ）及びｘ（ｋ＋１）と、このときの補間信号ｐ（ｋ）及びｐ（ｋ＋１）とを位相検出器５４へ送出することにより、最短波長である２Ｔによる符号変化点を除外するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、他の特定パターンを用いて他の記録マークによる符号変化点を除外するようにしても良い。
【０１６１】
また、例えば当該２Ｔによる符号変化点においても周波数誤差を精度良く検出できることが判明している場合に、当該パターンセレクタ５３を設けないようにしても良い。
【０１６２】
さらに上述した実施の形態においては、不連続値除去器５６において周波数誤差Δｆ０（ｋ）における不連続値を除去する際、閾値ＴＨ（例えば＋１）を用いるようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、当該閾値ＴＨを０以外の種々の値としたり、或いは当該不連続値除去器５６をヒステリシスコンパレータによって構成するようにしても良い。
【０１６３】
或いは、当該不連続値除去器５６を省略するようにしても良い。この場合、周波数誤差Δｆ（ｋ）の精度を低下させることになるものの、周波数誤差検出回路３３の構成を簡易化することができる。
【０１６４】
さらに上述した実施の形態においては、タイミングマネージャ４３が動作モードとしてモード１〜モード４の４種類のいずれかに切り替えるようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、位相収束ループ切替信号ＥＰ、周波数収束ループ切替信号ＥＦ、周波数初期値ループ切替信号ＥＦＲ及び位相初期値ループ切替信号ＥＰＲのいずれか１つがオン状態となり、或いは全てがオフ状態となるようにして適宜組み合わせた他の動作モードに切り替えるようにしても良い。この場合、モードの数は１以上の任意の数とすれば良く、また各切替信号をオン状態又はオフ状態に切り替えるタイミングについては、シミュレーションや実験等の結果に基づき適宜定めるようにすれば良い。
【０１６５】
さらにこの場合、例えば光ディスク１００の種類（例えば記録層の数やレーザ光の透過率・反射率の違い等）毎にそれぞれ最適な動作モードを予め選定しておき、実際に光ディスク装置１に装填された光ディスク１００の種類を判別し、その種類に応じて当該動作モードを切り替える等しても良い。
【０１６６】
さらに上述した実施の形態においては、位相同期部８において、乗算器３５及びスイッチ３６を用いて周波数誤差Δｆ（ｋ）を基に当該周波数誤差Δｆ（ｋ）を徐々に０に収束させる周波数収束ループと、乗算器３８及びスイッチ３９を用いて平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を基に周波数誤差Δｆ（ｋ）を１回でほぼ０に補正する周波数初期値ループの２系統のループを設けるようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、周波数収束ループ又は周波数初期値ループのいずれか一方のみを設けるようにしても良い。
【０１６７】
さらに上述した実施の形態においては、位相同期部８に対して移動平均算出回路４０、乗算器４１及びスイッチ４２により位相初期値ループを設けるようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、当該移動平均算出回路４０、当該乗算器４１及び当該スイッチ４２を省略して当該位相初期値ループを設けないようにしても良い。
【０１６８】
さらに上述した実施の形態においては、周波数誤差検出回路３３の移動平均算出器５７において周波数誤差Δｆ（ｋ）の移動平均を算出することにより平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を生成するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えば周波数誤差Δｆ（ｋ）を２乗した値の加算平均値の平方根等、複数の当該周波数誤差Δｆ（ｋ）を基に統計的に算出した値を当該平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）とするようにしても良い。また位相同期部８の移動平均算出器４０についても同様である。
【０１６９】
さらに上述した実施の形態においては、インターポレータ２２の補間フィルタ係数算出部２２Ａにおいて、制御部２からの係数制御信号ＣＣを基に、関数ｇ（ｉ）を用いて係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）を生成するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えば当該関数ｇ（ｉ）に代わる、種々の周波数特性に対応した複数種類の関数を予め用意しておき、制御部２から光ディスク１００の種類等に応じて関数を切り替えるような係数制御信号ＣＣを送出し、種々の周波数特性が得られるような係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）を生成するようにしても良い。
【０１７０】
この場合、制御部２からインターポレータ２２の補間フィルタ係数算出部２２Ａに対して、係数制御信号ＣＣを送出する代わりに関数ｇ（ｉ）又はこれに代わる他の関数を演算式等の形式で直接供給するようにしても良い。
【０１７１】
さらには、例えば制御部２から補間フィルタ係数算出部２２Ａに対して関数ｇ（ｉ）を用いないような係数制御信号ＣＣを送出し、或いは補間フィルタ係数算出部２２Ａが制御部２から係数制御信号ＣＣを取得しないようにし、当該補間フィルタ係数算出部２２Ａにおいて高域成分を強調しないような係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）を生成するようにしても良い。これにより、後段において周波数誤差Δｆ（ｋ）の検出精度が低下するものの、当該インターポレータ２２における演算処理量を削減することができる。
【０１７２】
さらに上述した実施の形態においては、光ディスク装置１において光ディスク１００から読み出した再生ＲＦ信号ＳＲＦ（図１）の位相を同期するための位相同期部８に本発明を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えば磁気ディスク装置の磁気ディスクから読み出した再生ＲＦ信号の位相を同期するための位相同期部に本発明を適用するようにしても良い。この場合、光記録と磁気記録との違いに応じて、ＰＲ等化や記録マーク長が異なることを考慮してインターポレータにおける広域強調特性やパターンセレクタにおける除外するパターン、或いはＰＲイコライザにおける補正特性等を適宜変更すればよい。
【０１７３】
さらに上述した実施の形態においては、光ディスク装置１において光ディスク１００から読み出した再生ＲＦ信号ＳＲＦ（図１）の位相を同期するための位相同期部８に本発明を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、その他種々の位相同期回路に本発明を適用するようにしても良い。
【０１７４】
さらに上述した実施の形態においては、図３に示した位相同期部８をハードウェアによって構成するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えば図３におけるアナログ／ディジタル変換器２０及び発振器２１以外の各回路をソフトウェアにより構成するようにしても良い。
【０１７５】
この場合、具体的にはＤＳＰ（Digital Signal Processor）に所定の位相同期プログラムを実行させる等すれば良く、当該位相同期プログラムの格納媒体としては、制御部２の記憶部（図示せず）に予め記憶させておいたり、フレキシブルディスクやメモリースティック（ソニー株式会社の登録商標）等の外部記憶媒体としても良い。また、当該位相同期プログラムを外部記憶媒体から内部の記憶部にインストールするようにしても良く、このときＵＳＢ（Universal Serial Bus）やＥｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標）等の有線方式の通信ケーブル、或いはＩＥＥＥ（Institute of Electrical and Electronics Engineers）８０２．１１ａ／ｂ／ｇ等の無線ＬＡＮ（Local Area Network）を介するようにしても良い。
【０１７６】
さらに上述した実施の形態においては、位相誤差検出手段としてのゼロクロス検出回路５１及び位相検出器５４と、周波数誤差検出手段としての差分算出器５５と、周波数補正手段としての乗算器３５、乗算器３８とによって同期装置としての位相同期部８を構成する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、その他種々の回路構成でなる位相誤差検出手段と、周波数誤差検出手段と、周波数補正手段とによって同期装置を構成するようにしても良い。
【産業上の利用可能性】
【０１７７】
本発明は、種々のＰＬＬ回路でも利用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１７８】
【図１】本発明の一実施形態による光ディスク装置の構成を示すブロック図である。
【図２】位相同期部の基本回路構成を示すブロック図である。
【図３】位相同期部の詳細な回路構成を示すブロック図である。
【図４】インターポレータの回路構成を示すブロック図である。
【図５】補間フィルタの周波数特性を示す略線図である。
【図６】インターポレータのタップ係数を示す略線図である。
【図７】周波数誤差検出回路の構成を示すブロック図である。
【図８】位相誤差と周波数誤差との関係を示す略線図である。
【図９】各動作モードにおける切替スイッチの制御タイミングを示すタイミングチャートである。
【図１０】モード１におけるシミュレーション結果を示す略線図である。
【図１１】モード３におけるシミュレーション結果を示す略線図である。
【図１２】位相同期に要するクロック数の説明に供する略線図である。
【図１３】補間信号のアイパターンを示す略線図である。
【図１４】高周波成分を強調した補間信号のアイパターンを示す略線図である。
【図１５】アナログ／ディジタル混在による位相同期部の基本回路構成を示すブロック図である。
【図１６】アナログ／ディジタル混在による位相同期部の詳細な回路構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１７９】
１……光ディスク装置、２……制御部、８、６０……位相同期部、２２……インターポレータ、２２Ａ……補間フィルタ係数算出部、２４……位相誤差検出器、２５……ＬＰＦ、２６……ＮＣＯ、３１、３６、３９、４２……スイッチ、３３……周波数誤差検出回路、３５、３８、４１……乗算器、４０……移動平均算出回路、４３……タイミングマネージャ、５０、５２……遅延部、５１……ゼロクロス検出回路、５３……パターンセレクタ、５４……位相検出器、５５……差分算出器、５６……不連続値除去器、５７……移動平均算出器、ＳＩ……ディジタル入力信号、ｐｋ……補間信号、ｙｋ……波形等化信号、Δτｋ……位相誤差信号、νｋ……タイミング差、μｋ……サンプリング位相、ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）……フィルタ係数、ＣＣ……係数制御信号、Δｆ０（ｋ）、Δｆ（ｋ）……周波数誤差、Δｆａ（ｋ）……平均周波数誤差、ＤＦ……周波数補正値、ＤＦＡ……平均周波数補正値、Δτａｋ……平均位相誤差、ＤＰＡ……平均位相補正値、γ０、γ１、γ２……係数、ＣＭ……モード制御信号。
【技術分野】
【０００１】
本発明は同期装置、同期方法及び同期プログラム並びにデータ再生装置に関し、例えば光ディスク装置に適用して好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、光ディスク装置においては、例えばＢｌｕ−ｒａｙ Ｄｉｓｃ（登録商標）方式やＤＶＤ（Digital Versatile Disc）方式等の種々の記録方式に従い、光ディスクに対してデータを記録し、また当該データを読み出して再生するようになされたものが広く普及している。
【０００３】
この光ディスク装置では、例えば光ディスクからデータを読み出す際、当該光ディスクにレーザ光を照射してその反射光を基に再生ＲＦ（Radio Frequency）信号を生成し、当該再生ＲＦ信号をサンプリングしてそのサンプル値を基に離散的な符号値に変換し、最終的に所望のデータを再生するようになされている。
【０００４】
ここで光ディスク装置は、再生ＲＦ信号をサンプリングする際、ＰＬＬ（Phase Locked Loop、位相同期ループ）回路によってサンプリングのタイミング（すなわち位相）を本来のサンプリングすべきタイミング（以下、これを目標位相と呼ぶ）に極力近づけることにより、所望のデータを精度良く再生し得るようになされている。
【０００５】
また光ディスク装置の中には、一次の位相同期回路と二次の位相同期回路とを切り替えることにより、ＰＬＬ回路による位相の同期（いわゆる引き込み）を高速化するようになされたものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平８−１０７３５２号公報（第１図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで近年の光ディスク装置では、光ディスクに対するデータの書込速度及び当該光ディスクからの読出速度が高速化されているものの、ＰＬＬ回路の動作速度に限界があるため、当該ＰＬＬ回路内にパイプラインディレイが用いられることがある。
【０００７】
この場合、光ディスク装置は、このパイプラインディレイによりＰＬＬ回路のループ内に遅延（いわゆるループディレイ）を生じさせることになり、さらにこの遅延が長引いた場合、位相誤差のみでなく周波数誤差を生じさせる可能性がある。
【０００８】
しかしながら、かかる構成の光ディスク装置では、ＰＬＬ回路において位相の同期を高速化することはできるものの、引き込み可能な周波数誤差の範囲、すなわちキャプチャレンジを広げることはできない。
【０００９】
このためこの光ディスク装置では、周波数誤差を十分に吸収することができず引き込みに時間を要してしまい、特に比較的長いループディレイが生じていた場合には破綻してしまう可能性もあるという問題があった。
【００１０】
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、周波数誤差の引込範囲を広げて位相同期の能力を向上させ得る同期装置、同期方法及び同期プログラム、並びに周波数誤差の引込範囲を広げて位相同期の能力を向上させることによりデータの再生精度を向上させ得るデータ再生装置を提案しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
かかる課題を解決するため本発明の同期装置、同期方法及び同期プログラムにおいては、入力データをサンプリングする際のサンプリングクロックをＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路によって制御することにより、当該入力データにおける本来サンプリングすべき目標位相に対して当該サンプリングクロックの位相を同期させる際に、入力データをサンプリングクロックのタイミングでサンプリングしたサンプリングデータとサンプリングクロックとから位相誤差を検出し、位相誤差の検出結果における微分係数を基に周波数誤差を検出し、検出した周波数誤差を基に算出した周波数補正値をＰＬＬ回路におけるループフィルタの積分項に加算することにより当該周波数誤差を０に近づけるようサンプリングクロックの周波数を補正するようにした。
【００１２】
これにより周波数誤差を精度良く検出することができ、また当該周波数誤差をＰＬＬ回路におけるループフィルタに反映させることにより当該周波数誤差を直接的に補正することができる。
【００１３】
また本発明のデータ再生装置においては、記録媒体から読み出した読出データをサンプリングする際のサンプリングクロックをＰＬＬ回路によって制御することにより、当該読出データにおける本来サンプリングすべき目標位相に対して当該サンプリングクロックの位相を同期させてデータを再生するデータ再生装置であって、記録媒体にアクセスすることにより読出データを生成する読出データ生成手段と、読出データをサンプリングクロックのタイミングでサンプリングしたサンプリングデータとサンプリングクロックとから位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、位相誤差の検出結果における微分係数を基に周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、検出した周波数誤差を基に算出した周波数補正値をＰＬＬ回路におけるループフィルタの積分項に加算することにより当該周波数誤差を０に近づけるようサンプリングクロックの周波数を補正する周波数補正手段と、サンプリングデータに所定の信号処理を施すことによりデータを再生する再生処理手段とを設けるようにした。
【００１４】
これにより周波数誤差を精度良く検出することができ、また当該周波数誤差をＰＬＬ回路におけるループフィルタに反映させることにより当該周波数誤差を直接的に補正することができ、結果的にデータの再生精度を向上させることができる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、周波数誤差を精度良く検出することができ、また当該周波数誤差をＰＬＬ回路におけるループフィルタに反映させることにより当該周波数誤差を直接的に補正することができるので、かくして周波数誤差の引込範囲を広げて位相同期の能力を向上させ得る同期装置、同期方法及び同期プログラムを実現できる。
【００１６】
また本発明によれば、周波数誤差を精度良く検出することができ、また当該周波数誤差をＰＬＬ回路におけるループフィルタに反映させることにより当該周波数誤差を直接的に補正することができるので、かくして周波数誤差の引込範囲を広げて位相同期の能力を向上させることによりデータの再生精度を向上させ得るデータ再生装置を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。
【００１８】
（１）光ディスク装置の構成
（１−１）光ディスク装置の全体構成
図１において、光ディスク装置１は制御部２によって統括制御されており、全体としてＢｌｕ−ｒａｙ Ｄｉｓｃ（登録商標）方式の光ディスク１００に対して記録データに基づいたデータ列を記録し、また当該光ディスク１００から当該データ列を読み出して再生データを生成するようになされている。
【００１９】
制御部２は図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）を中心に構成されており、図示しないＲＯＭ（Read Only Memory）に格納された制御プログラム等の各種プログラムを読み出し、これをＲＡＭ（Random Access Memory）に展開して実行することにより、光ディスク１００に対するデータの記録や再生を制御するようになされている。
【００２０】
光ディスク装置１は、光ディスク１００に対してデータを記録する場合、外部から入力された記録データに対して変調回路３によって所定の変調処理を施すことにより変調データＤＭを生成し、これを記録制御回路４へ供給する。
【００２１】
記録制御回路４は、光ピックアップ５を制御し変調データＤＭに応じた光ビームを当該光ピックアップ５から光ディスク１００の信号記録層に照射させることにより、記録データに応じたパターンでなるピット列を当該光ディスク１００に形成する。
【００２２】
また光ディスク装置１は、光ディスク１００からデータを再生する際、制御部２による制御のもとで光ピックアップ５から当該光ディスク１００にレーザ光を照射し、その反射光を検出して光電変換することにより再生ＲＦ信号ＳＲＦを生成し、これをアンプ６によって増幅し、さらにＡＧＣ（Auto Gain Control）回路７により信号レベルを調整した後、これを位相同期部８へ供給する。なお、以下では、位相同期部８へ供給される再生ＲＦ信号ＳＲＦを入力信号ＳＩと呼ぶ。
【００２３】
位相同期部８は、入力信号ＳＩとサンプリングクロックとのタイミング調整や補間処理等を行うＩＴＲ（interpolated Timing Recovery）回路を構成しており、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路９により当該入力信号ＳＩにおける本来サンプリングすべき目標位相に対して当該サンプリングクロックの位相を同期させると共に、ＰＲ（Partial Response）等化器１０による信号波形の整形を行う。
【００２４】
また位相同期部８は、ＡＧＣ回路７へゲインのフィードバック制御用の信号を送出すると共に、等化波形信号ｙｋ（ただしｋはクロックを表す）を最尤復号器１１へ出力する。
【００２５】
最尤復号器１１は、位相同期部８から供給された等化波形信号ｙｋを基に最尤（ＭＬ：Maximum Likelihood）復号処理を行い、その結果得られた復号データを復調回路１２へ供給する。
【００２６】
復調回路１２は、最尤復号器１１から供給された復号データに対して所定の復調処理等を施すことにより再生データを生成する。
【００２７】
このように光ディスク装置１は、光ディスク１００から読み出した再生ＲＦ信号ＳＲＦを基に、位相同期部８においてＰＬＬ回路９による位相の同期を行うと共にＰＲ等化回路１０により波形の整形を行い、さらに最尤復号処理や復調処理を施すことにより再生データを生成するようになされている。
【００２８】
（１−２）位相同期部の基本回路構成
ところで位相同期部８は、基本的には図２に示すような回路構成を有しており、全体としてディジタルのＰＬＬを用いたＩＴＲ回路を構成している。この位相同期部８は、入力信号ＳＩに対してタイミング調整等の処理を行うことにより、後段の復調回路１２（図１）において本来のサンプリングタイミングにおける再生データを生成させ得るようになされている。
【００２９】
ちなみにＩＴＲ回路については、非特許文献１や非特許文献２等に基本理論が解説されている。またこのＩＴＲを利用した光ディスク装置として、本願発明と同一の出願人による出願がなされている（例えば特許文献２）。
【００３０】
【非特許文献１】Floyd M. Gardner,“Interpolation in Digital Modems-Part I: Fundamentals” IEEE TRANSACTIONS,VOL.41, NO.3,MARCH 1993
【非特許文献２】Lars Erup,“Interpolation in Digital Modems-Part II: Implementation and Performance” IEEE TRANSACTIONS, VOL.41, NO.6,JUNE 1993
【特許文献２】特開２００５−１０８２９５公報
【００３１】
位相同期部８のＡ／Ｄ（Analog/Digital）変換器２０は、発振器２１から供給される所定周期のクロック信号ＣＬＫに合わせて、アナログの入力信号ＳＩを取り込んでアナログディジタル変換することによりディジタル入力信号ＤＩを生成し、これをインターポレータ２２へ順次供給する。
【００３２】
インターポレータ２２は、基本動作として、ＮＣＯ（Number Controlled Oscillator）回路２６から供給されるサンプリング位相μｋ（詳しくは後述する）に基づき、ディジタル入力信号ＤＩを補間することにより補間信号ｐｋを生成し、これをＰＲ等化回路１０（図１）と対応するＰＲイコライザ２３へ送出するようになされている。
【００３３】
ＰＲイコライザ２３は、補間信号ｐｋに対してＰＲ等化処理を施すことにより、符号間干渉を前提とした上でこの時点のサンプリングクロックにおける補間信号ｐｋの値がほぼ整数比となるように波形を整形して等化波形信号ｙｋを生成し、当該等化波形信号ｙｋを位相誤差検出器２４へ送出する。
【００３４】
位相誤差検出器２４は、等化波形信号ｙｋを基に、所定の目標位相と現位相との位相誤差に応じて位相誤差信号Δτｋを検出し、これをＬＰＦ（Low Pass Filter）回路２５へ送出する。
【００３５】
ＬＰＦ回路２５は、制御工学的に２次の制御ループを構成してサンプリング位相を更新するためのタイミング差を算出する回路であり、位相誤差信号Δτｋの低域成分を抽出することによりタイミング差νｋを算出し、これをＮＣＯ回路２６へ送出する。
【００３６】
ＮＣＯ回路２６は、アナログのＰＬＬ回路におけるＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）に相当するものであり、タイミング差νｋに基づいてサンプリング位相μｋを生成し、これをインターポレータ２２へ供給する。これに応じてインターポレータ２２は、新たに供給されたサンプリング位相μｋを基に、入力信号ＳＩに対するサンプリングクロックの位相を変化させる。
【００３７】
このように位相同期部８は、インターポレータ１０、ＰＲ等化部１１、位相誤差検出器１２、ＬＰＦ回路１３、及びＮＣＯ回路１４によってディジタルＰＬＬ回路を構成しており（以下、これを位相収束ループと呼ぶ）、現位相と目標位相との位相誤差を検出して当該位相誤差を縮めるようサンプリングクロックの位相を変化させるといった一連のループ処理を繰り返すことにより、当該現位相を当該目標位相に徐々に近づけ、当該位相誤差を収束させていくようになされている。
【００３８】
（１−３）位相同期部の実際の回路構成
ところで位相同期部８は、実際には、図２との対応部分に同一符号を付して示す図３のような回路構成を有している。
【００３９】
この図３に示すように、位相同期部８には、図２に示した基本回路構成と比較して、位相誤差検出器２４とＬＰＦ回路２５との間にスイッチ３１が設けられ、また周波数誤差検出回路３３やタイミングマネージャ４３等が設けられている（詳しくは後述する）。
【００４０】
（１−３−１）インターポレータの構成
インターポレータ２２は、図４に示すような回路構成を有しており、全体としてｎ（ｎは整数）段のＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタによって構成されている。
【００４１】
実際上インターポレータ２２は、ディジタル入力信号ＤＩを（ｎ−１）個のシフトレジスタ２２Ｂ１〜２２Ｂ（ｎ−１）によって順次シフトしていくことにより、１クロック前のディジタル入力信号ＤＩ（ｎ−１）から（ｎ−１）クロック前のディジタル入力信号ＤＩ（１）までをそれぞれ取り込んで保持（ラッチ）する。
【００４２】
そのうえインターポレータ２２は、Ａ／Ｄ変換器２０から供給されたディジタル入力信号ＤＩ（説明の都合上、これをディジタル入力信号ＤＩ（ｎ−１）とする）及びシフトレジスタ２２Ｂ１〜２２Ｂ（ｎ−１）によってそれぞれ遅延されたディジタル入力信号ＤＩ（ｎ−２）〜ＤＩ（０）をそれぞれ乗算器２２Ｃ１〜２２Ｃｎに供給する。
【００４３】
これに加えてインターポレータ２２は、補間フィルタ係数算出部２２Ａにおいてサンプリング位相μｋを用いた所定の演算処理によりｎ個のフィルタ係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）を算出し（詳しくは後述する）、これらをそれぞれ乗算器２２Ｃ１〜２２Ｃｎに供給する。
【００４４】
インターポレータ２２は、乗算器２２Ｃ１〜２２Ｃｎによりディジタル入力信号ＤＩ（ｎ−１）〜ＤＩ（０）にフィルタ係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）をそれぞれ乗じ、これらを加算器２２Ｄによって全て加算することにより、補間信号ｐｋ（ｋはクロックを表す）を生成する。
【００４５】
このようにインターポレータ２２は、ディジタル入力信号ＤＩをＦＩＲフィルタにより遅延させると共に、サンプリング位相μｋを用いて算出したフィルタ係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）をＦＩＲフィルタに適用することにより、補間信号ｐｋを生成するようになされている。
【００４６】
ところで光ディスク装置１（図１）では、光ディスク１００により反射されたレーザ光の光路における光学的特性やアンプ６等における周波数特性等の影響により、再生ＲＦ信号ＳＲＦの高域成分が劣化されている可能性がある。この場合、位相同期部８では、インターポレータ２２に供給されるディジタル入力信号ＤＩも高域成分が劣化されることになるため、後段の位相誤差検出器２４等において位相を検出する際の検出性能が劣化してしまう。
【００４７】
そこでインターポレータ２２は、補間フィルタ係数算出部２２Ａにおいて、高域成分を強調するフィルタ係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）を算出し得るよう予め選定された係数制御信号ＣＣを制御部２（図１）から取得するようになされている。
【００４８】
一般に、Ｂｌｕ−ｒａｙ Ｄｉｓｃ（登録商標）方式のような光記録の場合、最も高い周波数となる、すなわち最短波長となる２Ｔの周波数は、チャンネル周波数の１／４に相当する。
【００４９】
そこで、１／４チャンネル周波数を強調するような特性を有するべく、次式のような周波数空間での関数を仮定する。
【００５０】
【数１】
【００５１】
ただし、インターポレータ２２のタップ数をｎ、時間分解能をＭとする。またディジタル演算を前提とした離散周波数となるため、周波数を整数ｉで表すものとする。
【００５２】
この関数Ｇ（ｉ）において、時間分解能Ｍを６４、タップ数ｎを３２としたときのシミュレーションによる波形の一部を図５に示す。この図５に示した波形は、チャンネル周波数ｉを３２とした場合に相当しており、またタップ数ｎ＝３２の１／４であるタップ数ｎ＝８において極大値となっている。すなわち、この関数Ｇ（ｉ）が１／４チャンネル周波数を強調する特性を有していることが示された。
【００５３】
次に、この関数Ｇ（ｉ）に対して逆ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理を施すことにより得られる関数ｇ（ｉ）の波形を図６に示す。この場合、時間分解能Ｍが６４、タップ数ｎが３２であるため、６４×３２＝２０４８［個］の演算結果を得ることができる。このときの演算結果は、インターポレータ２２のフィルタ係数ｈとして用いることができる。
【００５４】
実際上、制御部２（図１）は、この関数ｇ（ｉ）を予め所定の記憶手段により記憶しており、当該関数ｇ（ｉ）を示す係数制御信号ＣＣをインターポレータ２２（図４）の補間フィルタ係数算出部２２Ａへ供給するようになされている。
【００５５】
これに応じてインターポレータ２２の補間フィルタ係数算出部２２Ａは、制御部２から供給される係数制御信号ＣＣに従い、ＮＣＯ回路２６から供給されるサンプリング位相μｋを用いて、次式のようにフィルタ係関数ｇ（ｉ）及び数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）を算出する。
【００５６】
【数２】
ただしｊはタップ番号を示し、０≦ｊ≦ｎ−１を満たす整数である。
【００５７】
その後インターポレータ２２は、フィルタ係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）をＦＩＲフィルタの係数（すなわちタップ係数）として用いることにより、ディジタル入力信号ＤＩに対して補間を行うと共に高域成分を強調した補間信号ｐｋを生成するようになされている。
【００５８】
このようにインターポレータ２２は、目標とする周波数特性を設定し、当該周波数特性に対して逆ＦＦＴ処理を施すことにより周波数軸から時間軸への変換を行い、その変換結果を基にＦＩＲフィルタのフィルタ係数を算出して当該ＦＩＲフィルタに適用するようになされている。
【００５９】
（１−３−２）ＬＰＦの構成
次に、ＬＰＦ回路２５（図３）の構成について説明する。ＬＰＦ回路２５は、まず位相誤差検出器２４から供給された位相誤差Δτｋを乗算器２５Ａ及び２５Ｂへ送出する。
【００６０】
乗算器２５Ａは、位相誤差Δτｋに所定の係数αを乗じて乗算値ｄ１を生成し、これを加算器２５Ｆへ供給する。また乗算器２５Ｂは、位相誤差Δτｋに所定の係数ρを乗じて乗算値ｄ２を生成し、これを加算器２５Ｃへ供給する。
【００６１】
加算器２５Ｃは、後述する周波数補正値ＤＦと乗算値ｄ２とを加算することにより加算値ｄ３を生成し、これを加算器２５Ｄへ供給する。
【００６２】
加算器２５Ｄは、シフトレジスタ２５Ｅから供給される、１クロック前における当該加算器２５Ｄからの出力信号である遅延値ｄ５と加算値ｄ３とを加算して加算値ｄ４を生成し、これをシフトレジスタ２５Ｅへ供給する。
【００６３】
シフトレジスタ２５Ｅは、加算値ｄ４を１クロック分遅延させることにより、遅延値ｄ５を生成し、これを加算器２５Ｆへ供給する。
【００６４】
またシフトレジスタ２５Ｅは、後述する平均周波数補正値ＤＦＡが供給された場合、当該平均周波数補正値ＤＦＡを保持すると共に、当該平均周波数補正値ＤＦＡを遅延値ｄ５として加算器２５Ｆに供給するようになされている。
【００６５】
加算器２５Ｆは、乗算器２５Ａから供給される乗算値ｄ１とシフトレジスタ２５Ｅから供給される遅延値ｄ５とを加算することにより、タイミング差νｋを算出する。
【００６６】
このタイミング差νｋは、位相誤差Δτｋを基に、係数α及び係数ρによって定められるカットオフ周波数以下の低域成分のみを抽出したものであり、インターポレータ２２においてサンプリングクロックの位相を変化させる際における変化量を表している。
【００６７】
このようにＬＰＦ回路２５は、位相誤差Δτｋを基にタイミング差νｋを算出し、これをＮＣＯ回路２６へ送出するようになされている。
【００６８】
（２）周波数誤差の検出及び補正
ところで位相同期部８は、全体として位相を同期させるためのＰＬＬ回路であるため、引き込み可能な周波数誤差の範囲、すなわちキャプチャレンジをできるだけ拡大することが望ましい。
【００６９】
そこで位相同期部８には、図３に示したように、周波数誤差を検出するための周波数誤差検出回路３３が設けられている。この周波数誤差検出回路３３は、インターポレータ２２から補間信号ｐｋの供給を受け、当該補間信号ｐｋを基にディジタル入力信号ＤＩの周波数とＮＣＯ２６における周波数との周波数誤差を検出するようになされている。
【００７０】
なお、ここではＢｌｕ−ｒａｙ Ｄｉｓｃ（登録商標）を前提とし、インターポレータ２２から供給された補間信号ｐｋは、当該インターポレータ２２においてＰＲ（１，ｘ，１）のようなパーシャルレスポンス波形に等化されているものとする（ただしｘは任意の実数）。
【００７１】
（２−１）周波数誤差検出回路の構成
図７に示すように、周波数誤差検出回路３３は、インターポレータ２２から出力された補間信号ｐｋ（説明の都合上、以下これをクロック（ｋ＋３）における補間信号ｐ（ｋ＋３）とする）を遅延部５０のシフトレジスタ５０Ａ、ゼロクロス検出回路５１及びパターンセレクタ５３へ供給する。
【００７２】
遅延部５０は、５段のシフトレジスタ５０Ａ〜５０Ｅが直列に接続されており、それぞれ補間信号ｐ（ｋ＋３）を１クロックずつ遅延させることにより生成した補間信号ｐ（ｋ＋２）〜ｙ（ｋ−２）をそれぞれパターンセレクタ５３へ供給する。
【００７３】
ゼロクロス検出回路５１は、補間信号ｐ（ｋ＋３）をゼロレベルと比較することにより正又は負のいずれの符号であるかを検出する。ちなみに、この時点ではサンプリングクロックが未だ目標位相に追従できていない可能性もあるため、このとき検出された符号は、当該補間信号ｐ（ｋ＋３）を基に符号を仮判定した結果とも言える。
【００７４】
ゼロクロス検出回路５１は、検出された符号が正の時には値”＋１”、また当該符号が負の時には値”−１”とするＮＲＺ（Non Return Zero）の検出結果ｘ（ｋ＋３）を生成し、これを遅延部５１のシフトレジスタ５１Ａ及びパターンセレクタ５３へ供給する。
【００７５】
遅延部５２は、遅延部５０と同様、５段のシフトレジスタ５２Ａ〜５２Ｅが直列に接続されており、それぞれ検出結果ｘ（ｋ＋３）を１クロックずつ遅延させることにより生成した検出結果ｘ（ｋ＋２）〜ｘ（ｋ−２）をそれぞれパターンセレクタ５３へ供給する。
【００７６】
パターンセレクタ５３は、時間的に連続した６個の検出結果ｘ（ｋ＋３）〜ｘ（ｋ−２）を時系列に配列した仮判定パターンを判定対称とし、特定パターン”＋１、＋１、＋１、−１、−１、−１”又は”−１、−１、−１、＋１、＋１、＋１”と一致した場合のみ、検出結果ｘにおける変化点（すなわち補間信号ｐｋの符号の変化点）の近傍である検出結果ｘ（ｋ）及びｘ（ｋ＋１）と、このときの補間信号ｐ（ｋ）及びｐ（ｋ＋１）とを位相検出器５４へ送出する。
【００７７】
この場合、パターンセレクタ５３においては、”＋１”及び”−１”をそれぞれ３連続ずつさせたパターンを特定パターンとしていることから、検出結果ｘとして”＋１”又は”−１”が２連続のみとなる部分、すなわち２Ｔが含まれる部分では、この特定パターンとは一致しないことになる。
【００７８】
この結果、パターンセレクタ５３は、補間信号ｐｋの符号が変化する符号変化点のうち、最短波長である２Ｔによる符号変化点を除いた符号変化点のみを検出して位相検出器５４へ送出することになる。
【００７９】
これによりパターンセレクタ５３は、最短波長でなり周波数が高いために正常な周波数誤差の検出が困難な２Ｔにおける符号変化点を除外することができ、後段において検出する周波数誤差の精度を低下させることを未然に防止することができる。
【００８０】
位相検出器５４は、次式に従って符号変化点の前後における補間信号ｐ（ｋ）同士を加算することにより位相誤差Δτｋを算出し、後段の差分算出器５５へ送出するようになされている。
【００８１】
【数３】
【００８２】
この場合、位相検出器５４は補間信号ｐ（ｋ）の波形が符号変化点の付近においてほぼ線形であると見なすことができ、符号変化点の前後における補間信号ｐ（ｋ）の加算値（換言すれば、絶対値同士の差分値）が位相誤差の大きさとほぼ比例関係にあることを利用している。
【００８３】
また位相検出器５４は、（３）式に示したように、符号変化点以外では直前の位相誤差Δτ（ｋ−１）を保持し、これを位相誤差Δτ（ｋ）として出力するようになされている。これは、位相検出器５４において、符号変化点以外では位相誤差Δτ（ｋ）を直接算出することができないものの、位相誤差Δτ（ｋ）が１クロック単位で大きく変化する可能性が極めて低いため、当該位相誤差Δτ（ｋ）を直前の位相誤差Δτ（ｋ−１）に近似し得ると共に、当該位相誤差Δτ（ｋ）を”０”等の他の値とした場合よりも本来の値に近づけ得る点を考慮したためである。
【００８４】
差分算出器５５は、位相誤差Δτ（ｋ）と１クロック前の位相誤差Δτ（ｋ−１）との差分を算出する（すなわち１−Ｄの演算を行う）ことにより、当該位相誤差Δτ（ｋ）の微分係数を求める。ここで一般的な性質として、位相誤差を微分することにより周波数誤差を得ることができるため、以下ではこの微分係数を周波数誤差Δｆ０（ｋ）とする。差分算出器５５は、このようにして得られた周波数誤差Δｆ０（ｋ）を後段の不連続値除去器５６へ送出する。
【００８５】
ここで、実際の位相誤差と検出値（すなわち位相誤差Δτ（ｋ））との関係を図８に実線で示し、合わせて周波数誤差Δｆ０（ｋ）を波線で示す。この図８において、位相誤差Δτ（ｋ）の連続部分（すなわち検出値が−１から＋１の間となる部分）では、周波数誤差Δｆ０（ｋ）の検出値がおよそ０〜０．５の範囲で連続的に変化しているものの、位相誤差Δτ（ｋ）が逆相へ飛び越すタイミング（すなわち検出値が−１又は＋１であるタイミング）では、周波数誤差Δｆ０（ｋ）の検出値がその近傍とは不連続な負の値となっている。
【００８６】
この場合、この不連続な負の値である周波数誤差Δｆ０（ｋ）は、位相誤差Δτ（ｋ）が不連続となった影響を受けており、正しい周波数誤差を表していない。このため、仮に周波数誤差検出回路３３がこのときの周波数誤差Δｆ０（ｋ）を後段の処理に用いると、位相同期部８（図３）は、全体として周波数誤差の吸収に時間を要したり、あるいは当該周波数誤差を正常に吸収できなくなってしまう可能性がある。
【００８７】
そこで不連続値除去器５６は、次式に示すように、周波数誤差Δｆ０（ｋ）の絶対値が所定の閾値ＴＨ（例えば１）未満となる場合には、当該周波数誤差Δｆ０（ｋ）を正常な値と見なしてそのまま用い、当該絶対値が当該閾値ＴＨを超えた場合には当該周波数誤差Δｆ（ｋ）が不適切な値であると見なして値”０”に置き換えることにより、不連続値を除去した周波数誤差Δｆ（ｋ）を生成し、これをスイッチ３４（図３）及び移動平均算出器５７へ送出する。
【００８８】
【数４】
【００８９】
移動平均算出器５７は、周波数誤差Δｆ（ｋ）の移動平均を算出することにより、当該周波数誤差Δｆ（ｋ）を統計的に処理した平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を生成し、これをスイッチ３７（図３）へ送出する。
【００９０】
このように周波数誤差検出回路３３は、補間信号ｐｋを基に位相誤差Δτ（ｋ）を算出し、さらに当該位相誤差Δτ（ｋ）の微分係数を基に周波数誤差Δｆ（ｋ）及び平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を生成するようになされている。
【００９１】
（２−２）周波数誤差の補正
ところで位相同期部８は、タイミングマネージャ４３の制御に基づいてスイッチ３１、３６、３９及び４２をそれぞれオン状態又はオフ状態に切り替えることにより、周波数誤差の補正を行うようになされている（詳しくは後述する）。
【００９２】
（２−２−１）ループによる周波数誤差の補正
位相同期部８は、周波数誤差検出回路３３から供給される周波数誤差Δｆ（ｋ）を乗算器３５へ供給する。乗算器３５は、係数γ１が入力されており、当該周波数誤差Δｆ（ｋ）に当該係数γ１を乗じることにより周波数補正値ＤＦを生成し、これをスイッチ３６へ供給する。
【００９３】
ここで係数γ１は、周波数誤差Δｆ（ｋ）の値と当該周波数誤差Δｆ（ｋ）に応じた最適な周波数補正値ＤＦとの対応関係を基に予め選定された係数であり、ループのゲインに相当するものである。
【００９４】
位相同期部８は、スイッチ３６がオン状態である場合、周波数補正値ＤＦをＬＰＦ２５の加算器２５Ｃへ供給する。これに応じてＬＰＦ２５は、この周波数補正値ＤＦに基づいたタイミング差νｋを算出し、これをＮＣＯ回路２６へ送出する。
【００９５】
このときＬＰＦ２５は、周波数誤差Δｆ（ｋ）に係数γ１を乗じることにより生成された周波数補正値ＤＦを基に、この時点における当該周波数誤差Δｆ（ｋ）を適切に補正し得るタイミング差νｋを算出することができる。これに応じてＮＣＯ２６は、当該周波数誤差Δｆ（ｋ）を０に近づけさせるようなサンプリング位相μｋを算出し、これをインターポレータ２２へ供給する。
【００９６】
また位相同期部８は、他のスイッチ３１等をオフ状態に切り替えるようになされており、これによりインターポレータ２２、周波数誤差検出回路３３、乗算器３５、ＬＰＦ２５及びＮＣＯ２６によって構成される、周波数誤差Δｆ（ｋ）に関する一次のループ（以下、これを周波数収束ループと呼ぶ）を形成し、スイッチ３６がオン状態である間、当該周波数収束ループにおける一連の処理を繰り返す。
【００９７】
このように位相同期部８は、スイッチ３６がオン状態に切り替えられている場合、周波数誤差検出回路３３から供給される周波数誤差Δｆ（ｋ）を基に周波数補正値ＤＦを算出し、当該周波数補正値ＤＦに基づくタイミング差νｋをＮＣＯ２６に供給することにより周波数誤差Δｆ（ｋ）を０に近づけ、この周波数収束ループにおける一連の処理を繰り返すことにより、当該周波数誤差Δｆ（ｋ）を徐々に０に収束させていくようになされている。
【００９８】
（２−２−２）初期値設定による周波数誤差の補正
一方、位相同期部８は、周波数誤差検出回路３３から供給される平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を乗算器３８へ供給する。乗算器３８は、係数γ０が入力されており、当該平均化周波数誤差Δｆ（ｋ）に当該係数γ１を乗じることにより平均周波数補正値ＤＦＡを生成し、これをスイッチ３６へ供給する。
【００９９】
ここで係数γ０は、係数γ１と同様、平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）の値と当該平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）に応じた最適な平均周波数補正値ＤＦＡとの対応関係を基に予め選定された係数である。
【０１００】
また平均周波数補正値ＤＦＡは、周波数誤差検出回路３３において周波数誤差Δｆ（ｋ）の移動平均として統計的に算出された平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）に基づく値であるため、１回の処理で周波数誤差Δｆ（ｋ）を適切に補正し得る値となる。
【０１０１】
位相同期部８は、スイッチ３９がオン状態である場合、平均周波数補正値ＤＦＡをＬＰＦ２５のシフトレジスタ２５Ｅへ供給する。また位相同期部８は、このときスイッチ３１をオフ状態に切り替えるようになされており、これによりインターポレータ２２、周波数誤差検出回路３３、乗算器３５、ＬＰＦ２５及びＮＣＯ２６によって構成される、周波数誤差Δｆ（ｋ）に関するループ（以下、これを周波数初期値ループと呼ぶ）を形成する。
【０１０２】
これに応じてＬＰＦ２５は、この平均周波数補正値ＤＦＡに基づいたタイミング差νｋを算出し、これをＮＣＯ回路２６へ送出する。このときＬＰＦ２５は、平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）に係数γ０を乗じることにより生成された平均周波数補正値ＤＦＡを基に、この時点における周波数誤差Δｆ（ｋ）を１回の処理で適切に補正し得るタイミング差νｋを算出することができる。
【０１０３】
すなわちＬＰＦ２５は、いわゆる初期値に相当する平均周波数補正値ＤＦＡが与えられることにより、ループ処理の最初の段階で位相同期部８における周波数誤差をほぼ０に合わせ、いわゆる周波数リスタートを行い得るようなタイミング差νｋをＮＣＯ２６へ供給することができる。
【０１０４】
ＮＣＯ２６は、平均周波数補正値ＤＡに基づいて生成されたタイミング差νｋを基に、
サンプリング位相μｋを生成し、これをインターポレータ２２へ供給する。これに応じてインターポレータ２２は、当該サンプリング位相μｋを基にサンプリングクロックの周波数を補正することにより、１回の処理により当該サンプリングクロックと目標位相との周波数誤差をほぼ０に収束させる。
【０１０５】
このように位相同期部８は、スイッチ３９がオン状態に切り替えられている場合、周波数誤差検出回路３３から供給される平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を基に平均周波数補正値ＤＦＡを算出し、当該平均周波数補正値ＤＦＡを用いて周波数初期値ループにより周波数誤差Δｆ（ｋ）を１回の処理でほぼ０に収束させるようになされている。
【０１０６】
（２−３）位相誤差の補正
ところで位相同期部８は、周波数誤差を収束ループにより徐々に補正し、また当該周波数誤差を周波数初期値ループにより１回の処理でほぼ０に補正することに加え、位相誤差を１回の処理でほぼ０に補正し得るようにもなされている。
【０１０７】
実際上位相同期部８には、移動平均算出回路４０が設けられており、位相誤差検出回路２４から位相誤差Δτｋが供給されるようになされている。
【０１０８】
移動平均算出回路４０は、所定の計測期間における位相誤差Δτｋの移動平均を算出することにより、複数の当該位相誤差Δτｋを統計的に処理した値として平均位相誤差Δτａｋを生成し、これを乗算器４１へ供給する。乗算器４１は、係数γ２が入力されており、平均位相誤差Δτａｋに当該係数γ２を乗じることにより平均位相補正値ＤＰＡを算出し、これをスイッチ４２へ供給する。
【０１０９】
ここで係数γ２は、平均位相誤差Δτａｋの値と当該平均位相誤差Δτａｋに応じた最適な平均位相補正値ＤＰＡとの対応関係を基に予め選定された係数であり、位相初期値ループのゲインに相当するものである。
【０１１０】
また平均位相補正値ＤＰＡは、移動平均算出回路４０において位相誤差Δτｋの移動平均として算出された平均位相誤差Δτａｋに基づく値であるため、１回の処理で位相誤差Δτｋをほぼ０に収束させるよう当該位相誤差を補正する値となる。
【０１１１】
このため位相同期部８は、スイッチ４２がオン状態に切り替えられている場合、位相同期部８における位相誤差を１回の処理でほぼ０に近づけ得る平均位相補正値ＤＰＡを初期値としてＮＣＯ回路２６へ供給することができる。
【０１１２】
また位相同期部８は、このときスイッチ３１をオフ状態に切り替えるようになされており、これによりインターポレータ２２、ＰＲイコライザ２３、位相誤差検出器２４、移動平均算出回路４０、乗算器４１及びＮＣＯ２６によって構成される、位相誤差Δτｋに関するループ（以下、これを位相初期値ループと呼ぶ）を形成する。
【０１１３】
ところでＮＣＯ２６は、次式に従いタイミング差νｋを基にサンプリング位相μｋを算出している。ただしεはインターポレータ２２におけるオーバーサンプリングレートを表す。
【０１１４】
【数５】
【０１１５】
この位相初期値ループの場合、ＮＣＯ２６は、（５）式におけるサンプリング位相μｋを次式によって与えられるサンプリング位相μｋに置き換えることになる。
【０１１６】
【数６】
【０１１７】
このことは、位相同期部８において、平均位相補正値ＤＰＡを初期値とし、最初に位相誤差Δτｋをほぼ０に補正してから以降の位相同期処理を行う、いわゆるゼロ位相リスタートを行うことになる。
【０１１８】
このように位相同期部８は、スイッチ４２がオン状態に切り替えられると共にスイッチ３１がオフ状態に切り替えられている場合、移動平均算出回路４０から供給される平均位相誤差Δτａｋを基に平均位相補正値ＤＰＡを算出し、当該平均位相補正値ＤＰＡを初期値として用い、位相初期値ループにより位相誤差Δτｋを１回の処理でほぼ０に補正させるようになされている。
【０１１９】
（２−４）タイミングの制御
ところで位相同期部８は、タイミングマネージャ４３によってスイッチ３１、３６、３９及び４２を統括的に制御することにより、図２に示した位相収束ループ、上述した周波数収束ループ、周波数初期値ループ又は位相初期値ループのいずれかに切り替えるようになされている。
【０１２０】
実際上タイミングマネージャ４３は、スイッチ３１を制御して位相同期部８全体を位相収束ループに切り替えるための位相収束ループ切替信号ＥＰ、スイッチ３６を制御して位相同期部８全体を周波数収束ループに切り替えるための周波数収束ループ切替信号ＥＦ、スイッチ３９を制御して位相同期部８全体を周波数初期値ループに切り替えるための周波数初期値ループ切替信号ＥＦＲ、及びスイッチ４２を制御して位相同期部８全体を位相初期値ループに切り替えるための位相初期値ループ切替信号ＥＰＲを出力し得るようになされている。
【０１２１】
さらにタイミングマネージャ４３は、図９（Ａ）〜（Ｄ）に示すように、位相収束ループ切替信号ＥＰ、周波数収束ループ切替信号ＥＦ、周波数初期値ループ切替信号ＥＦＲ及び位相初期値ループ切替信号ＥＰＲをそれぞれオン状態又はオフ状態に切り替えるタイミングが予め設定されたモード１〜モード４の４種類の動作モードを有しており、制御部２（図１）から供給されるモード制御信号ＣＭに応じて、いずれかの動作モードに切り替えるようになされている。
【０１２２】
ちなみに図９（Ａ）〜（Ｄ）では、各信号が”Ｈ”レベルのときに該当するスイッチをオン状態に切り替え、反対に各信号が”Ｌ”レベルのときに該当するスイッチをオフ状態に切り替えることを表している。
【０１２３】
タイミングマネージャ４３は、モード１に切り替えられた場合、図９（Ａ）に示したように、最初のクロックｋ０の時点から位相同期部８を位相収束ループに切り替え、位相誤差を徐々に収束させる。
【０１２４】
またタイミングマネージャ４３は、モード２に切り替えられた場合、図９（Ｂ）に示したように、最初のクロックｋ０の時点ではいずれのループにも切り替えず、クロックｋ１の時点で位相同期部８を周波数初期値ループに切り替え、その直後のクロックｋ２の時点で位相収束ループに切り替える。これにより位相同期部８は、平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を基に１回の処理で周波数誤差をほぼ０に補正させ、その後位相誤差を徐々に収束させることができる。
【０１２５】
またタイミングマネージャ４３は、モード３に切り替えられた場合、図９（Ｃ）に示したように、最初のクロックｋ０の時点で位相同期部８を周波数収束ループに切り替え、しばらく経過した後のクロックｋ３の時点で位相収束ループに切り替える。これにより位相同期部８は、周波数誤差Δｆ（ｋ）を基に周波数誤差を徐々に０に収束させ、その後位相誤差を徐々に０に収束させることができる。
【０１２６】
またタイミングマネージャ４３は、モード４に切り替えられた場合、図９（Ｄ）に示したように、最初のクロックｋ０の時点で位相同期部８を周波数収束ループに切り替え、しばらく経過した後のクロックｋ４の時点で位相初期値ループに切り替え、さらにその直後のクロックｋ５の時点で位相収束ループに切り替える。これにより位相同期部８は、周波数誤差Δｆ（ｋ）を基に周波数誤差を徐々に０に収束させると共に、位相誤差Δτｋの移動平均である平均位相誤差Δτａｋを算出しておき、次に当該平均位相誤差Δτａｋを基に位相誤差を１回の処理でほぼ０に補正して、その後当該位相誤差を０近傍の値に維持することができる。
【０１２７】
このように位相同期部８は、制御部２から与えられるモード制御信号ＣＭに基づいて動作モードを切り替えることにより、図９（Ａ）〜（Ｄ）に示したタイミングに従いスイッチ３１、３６、３９、４２を制御して当該位相同期部８全体を位相収束ループ、周波数収束ループ、周波数初期値ループ又は位相初期値ループのいずれかに切り替えるようになされており、これにより周波数誤差及び位相誤差を高速且つ安定して０に収束させるようになされている。
【０１２８】
（３）動作及び効果
以上の構成において、光ディスク装置１の位相同期部８は、ディジタルＰＬＬ回路としての基本回路構成（図２）に加えて設けられた周波数誤差検出回路３３（図３）により、補間信号ｐｋにおける周波数誤差Δｆ（ｋ）を算出する。
【０１２９】
このとき周波数誤差検出回路３３は、差分算出器５５において、位相検出器５４（図７）から供給される位相誤差Δτ（ｋ）とその前のクロックにおける位相誤差Δτ（ｋ−１）との差分を算出することにより、当該位相誤差Δτ（ｋ）の微分係数として周波数誤差Δｆ０（ｋ）を求めることができるため、簡易な演算処理により精度良く当該周波数誤差Δｆ０（ｋ）を得ることができる。
【０１３０】
また周波数誤差検出回路３３は、位相検出器５４において、符号変化点以外では直前の位相誤差Δτ（ｋ−１）を位相誤差Δτ（ｋ）として出力することにより、当該符号変化点以外で位相誤差Δτ（ｋ）を「０」等の他の値にした場合に後段の差分算出器５５において誤った周波数誤差を算出することを未然に防止することができる。
【０１３１】
また周波数誤差検出回路３３は、パターンセレクタ５３において特定パターン”＋１、＋１、＋１、−１、−１、−１”又は”−１、−１、−１、＋１、＋１、＋１”と一致した場合のみ、検出結果ｘの変化前後に相当する検出結果ｘ（ｋ）及びｘ（ｋ＋１）と、このときの補間信号ｐ（ｋ）及びｐ（ｋ＋１）とを位相検出器５４へ送出するため、最短波長である２Ｔによる符号変化点（すなわち−１、＋１、＋１、−１又は＋１、−１、−１、＋１）を除いた符号変化点のみを検出して位相検出器５４へ送出することができる。
【０１３２】
これにより周波数誤差検出回路３３は、最短波長でなり周波数が高いために正常な周波数誤差Δｆ（ｋ）の検出が困難な２Ｔにおける符号変化点を除外することができ、周波数誤差Δｆ（ｋ）の検出精度の低下を未然に防止することができる。
【０１３３】
さらに周波数誤差検出回路３３は、周波数誤差Δｆ０（ｋ）に含まれる不連続な値（図８）、すなわち位相誤差Δτ（ｋ）が不連続となった影響により不適切な周波数誤差Δｆ０（ｋ）を不連続値除去器５６によって除外し周波数誤差Δｆ（ｋ）として後段へ送出することにより、当該周波数誤差Δｆ（ｋ）の精度を高めることができる。
【０１３４】
一方、位相同期部８は、スイッチ３６がオン状態に切り替えられている場合、周波数誤差検出回路３３により検出された周波数誤差Δｆ（ｋ）に対して係数γ１を乗じることにより、当該周波数誤差Δｆ（ｋ）を補正するのに適した周波数補正値ＤＦを算出することができる。
【０１３５】
このとき位相同期部８は、スイッチ３６がオン状態に切り替えられている間、周波数補正値ＤＦをＬＰＦ２５の積分項に与えタイミング差νｋをＮＣＯ２６に供給して周波数誤差Δｆ（ｋ）を０に近づける、といった周波数収束ループにおける一連の処理を繰り返すことにより、当該周波数誤差Δｆ（ｋ）を徐々に０に収束させていくことができる。
【０１３６】
また位相同期部８は、スイッチ３９がオン状態に切り替えられた場合、周波数誤差検出回路３３により周波数誤差Δｆ（ｋ）の移動平均として算出された平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）に対して係数γ０を乗じることにより、当該平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を補正するのに適した平均周波数補正値ＤＦＡを算出し、これをＬＰＦ２５に供給することができる。
【０１３７】
このとき位相同期部８は、周波数誤差検出回路３３において、スイッチ３９がオン状態に切り替えられるまでの所定計測期間に渡って周波数誤差Δｆ（ｋ）の移動平均を算出することにより、周波数誤差Δｆ（ｋ）を高精度化した値に相当する平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を得ることができる。
【０１３８】
このため位相同期部８は、スイッチ３９がオン状態に切り替えられたときに、平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）に基づく平均周波数補正値ＤＦＡを１回（１クロック）だけＬＰＦ２５の積分項に与えることにより、このときの周波数誤差Δｆ（ｋ）が高精度に反映されたタイミング差νｋをＮＣＯ２６に供給することができ、周波数初期値ループにおける一連の処理を１回のみ実行して周波数誤差Δｆ（ｋ）をほぼ０に補正する、いわゆる周波数リスタートを実現できる。
【０１３９】
このように位相同期部８は、周波数収束ループ又は周波数初期値ループを形成し、周波数誤差Δｆ（ｋ）に基づく周波数補正値ＤＦ又は平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）に基づく平均周波数補正値ＤＦＡをＬＰＦ２５の積分項に加算することにより、当該周波数誤差Δｆ（ｋ）を０に近づけるよう補正することができる。
【０１４０】
また位相同期部８は、位相初期値ループにおいて、周波数初期値ループと同様の処理を位相に関して実行することにより、位相誤差Δτｋを高精度化した値に相当する平均位相誤差Δτａｋを算出し、これに係数γ２を乗じて平均位相補正値ＤＰＡを算出し、これをＮＣＯ２６に供給して位相誤差Δτｋを１回の処理でほぼ０に補正させることができる。
【０１４１】
さらに位相同期部８は、制御部２（図１）から供給されるモード制御信号ＣＭに基づいてタイミングマネージャ４３の動作モードをモード１〜モード４（図９（Ａ）〜（Ｄ））に切り替え、当該動作モードに応じてスイッチ３１、３６、３９及び４２を制御することにより、当該モード制御信号ＣＭが供給されるだけで、予め定められたタイミングで位相収束ループ、周波数収束ループ、周波数初期値ループ又は位相初期値ループに切り替えることができる。
【０１４２】
例えば位相同期部８は、モード１（図９（Ａ））に切り替えられた場合、周波数誤差Δｆ（ｋ）に関して一切補正することなく、基本回路構成（図２）のような位相収束ループのみにより位相誤差Δτｋを徐々に収束させることになる。
【０１４３】
しかしながら位相同期部８は、例えば図１０に波形を示すように、周波数誤差が比較的大きい場合（約２％）、位相収束ループのみでは約１００００クロック経過後も位相誤差及び周波数誤差を吸収することができない。言い換えれば、位相同期部８では、ディジタル入力信号ＤＩがキャプチャレンジを超えた状態となってしまう。
【０１４４】
これに対して位相同期部８は、モード３に切り替えられた場合、まず周波数収束ループにより周波数誤差を徐々に０に収束させた後、次に位相収束ループにより位相誤差を０に収束させることになる。
【０１４５】
位相同期部８は、このモード３では、例えば図１１に波形を示すように、図１０と同様に周波数誤差が比較的大きい場合、周波数収束ループによる一連の処理を開始した５００クロック付近で周波数誤差Δｆｋ（図中実線で示す）及び位相誤差Δτｋ（図中波線で示す）のいずれも大きく変動しているものの、約７５０クロック付近以降では周波数誤差Δｆｋが比較的小さい値にまとまり、また位相誤差Δτｋがほぼ一定の値に収束していることから、周波数誤差Δｆｋをほぼ０に収束することができる。
【０１４６】
その後位相同期部８は、約１２００クロック付近で位相収束ループに切り替えることにより、位相誤差Δτｋを安定且つ高速にほぼ０に収束させることができる。
【０１４７】
すなわち位相同期部８は、ディジタル入力信号ＤＩにおける周波数誤差が比較的大きい場合（約２％）でも、モード３のように周波数収束ループにより周波数誤差Δｆｋを０に収束させることができるので、モード０のときと比較してキャプチャレンジを拡大することができる。
【０１４８】
ちなみに図１１では、位相誤差Δτｋの「飛び越し」が生じたことにより、不連続点を除去する前の周波数誤差Δｆ０（ｋ）（図中一点鎖線で示す）が±１を超え、いわゆるスパイク状の波形となっているものの、不連続点を除去した周波数誤差Δｆ（ｋ）は±１の範囲内に収まっており、当該周波数誤差Δｆ０（ｋ）から不連続点を除去して当該周波数誤差Δｆ（ｋ）を生成することが有効であることも示されている。
【０１４９】
ここで、位相同期部８のモード１及びモード３において、ディジタル入力信号ＤＩの周波数を様々に変化させた場合における、位相の同期を完了する（すなわち位相誤差をほぼ０に収束し終える）までのクロック数のシミュレーション結果を図１２に示す。
【０１５０】
この図１２に示されているように、位相同期部８は、周波数誤差に関する補正を行わないモード１において、周波数誤差が約±０．３％を超えると実質的に位相を同期できなくなってしまう、すなわちキャプチャレンジが約±０．３％であったものの、周波数誤差を０に収束させるよう補正するモード３において、周波数誤差が±３％以上の範囲であっても、当該周波数誤差を比較的少ないクロック数で収束できている、すなわちキャプチャレンジが約±３％以上（約１０倍以上）に拡大されていることがわかる。
【０１５１】
そのうえ位相同期部８は、インターポレータ２２において、（１）式に示した関数ｇ（ｉ）に基づいて算出したフィルタ係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）をＦＩＲフィルタの係数として用いることにより、ディジタル入力信号ＤＩに対して高域成分を強調した補間信号ｐｋを生成することができる。
【０１５２】
例えば位相同期部８は、仮に補間フィルタ係数算出部２２Ａ（図４）においてフィルタ係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）として非特許文献１や非特許文献２等のようにＳｉｎｃ関数を用いた場合、インターポレータ２２から出力される補間信号ｐｋのアイパターンを測定した場合、図１３に示すように、最短波長のアイパターンが十分に開いていない可能性が高い。
【０１５３】
このようにアイパターンが十分に開いていない場合、位相同期部では、後段のゼロクロス検出等において誤った検出結果を得ることになってしまう。
【０１５４】
これに対して位相同期部８は、インターポレータ２２において、関数ｇ（ｉ）に基づいて算出したフィルタ係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）をＦＩＲフィルタの係数として用いることにより、ディジタル入力信号ＤＩにおける高域成分を強調することができるので、図１４に示すように、補間信号ｐｋにおけるアイパターンが十分に開いた状態とすることができ、これにより後段のゼロクロス検出等において検出精度を向上させることができる。
【０１５５】
以上の構成によれば、光ディスク装置１の位相同期部８は、周波数誤差検出回路３３により、位相誤差Δτ（ｋ）と１クロック前の位相誤差Δτ（ｋ−１）との差分を基に、簡易な演算処理により精度良く補間信号ｐｋにおける周波数誤差Δｆ（ｋ）を算出し、周波数収束ループ又は周波数初期値ループを形成して周波数誤差Δｆ（ｋ）に基づく周波数補正値ＤＦ又は平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）に基づく平均周波数補正値ＤＦＡをＬＰＦ２５の積分項に加算することにより、当該位相同期部８における周波数誤差Δｆ（ｋ）を高速に且つ安定してほぼ０に収束させることができる。
【０１５６】
（４）他の実施の形態
なお上述した実施の形態においては、ディジタルＰＬＬ回路を形成する位相同期部８に本発明を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、アナログ／ディジタル混在のＰＬＬ回路に対して本発明を適用するようにしても良い。
【０１５７】
例えば図２との対応部分に同一符号を付した図１５に基本回路構成を示すように、位相同期部６０は、発振器２１、インターポレータ２２及びＮＣＯ２６に代えて、ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器６１及びＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）６２が設けられている。
【０１５８】
この場合、位相同期部６０は、実際には図３との対応部分に同一符号を付した図１６のような回路構成を有する。この位相同期部６０においても、周波数誤差検出回路３３は、上述した位相同期部８における周波数誤差検出回路３３と同様、位相誤差Δτｋを基に周波数誤差Δｆ（ｋ）及び平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を検出することができる。これに応じて位相同期部６０は、当該周波数誤差Δｆ（ｋ）及び平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を基に、周波数収束ループ又は周波数初期値ループにより周波数誤差をほぼ０に収束させることができる。
【０１５９】
また上述した実施の形態においては、周波数誤差検出回路３３の位相検出器５４（図９）において、（３）式に示したように、符号変化点以外では直前の位相誤差Δτ（ｋ−１）を位相誤差Δτ（ｋ）として出力するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えば符号変化点以外では所定の定数（例えば０．２等）を出力するようにしたり、或いは直前の位相誤差Δτ（ｋ−１）等を基に予測した値とする等しても良い。
【０１６０】
さらに上述した実施の形態においては、周波数誤差検出回路３３のパターンセレクタ５３（図９）において特定パターン”＋１、＋１、＋１、−１、−１、−１”又は”−１、−１、−１、＋１、＋１、＋１”と一致した場合のみ、検出結果ｘの変化点である検出結果ｘ（ｋ）及びｘ（ｋ＋１）と、このときの補間信号ｐ（ｋ）及びｐ（ｋ＋１）とを位相検出器５４へ送出することにより、最短波長である２Ｔによる符号変化点を除外するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、他の特定パターンを用いて他の記録マークによる符号変化点を除外するようにしても良い。
【０１６１】
また、例えば当該２Ｔによる符号変化点においても周波数誤差を精度良く検出できることが判明している場合に、当該パターンセレクタ５３を設けないようにしても良い。
【０１６２】
さらに上述した実施の形態においては、不連続値除去器５６において周波数誤差Δｆ０（ｋ）における不連続値を除去する際、閾値ＴＨ（例えば＋１）を用いるようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、当該閾値ＴＨを０以外の種々の値としたり、或いは当該不連続値除去器５６をヒステリシスコンパレータによって構成するようにしても良い。
【０１６３】
或いは、当該不連続値除去器５６を省略するようにしても良い。この場合、周波数誤差Δｆ（ｋ）の精度を低下させることになるものの、周波数誤差検出回路３３の構成を簡易化することができる。
【０１６４】
さらに上述した実施の形態においては、タイミングマネージャ４３が動作モードとしてモード１〜モード４の４種類のいずれかに切り替えるようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、位相収束ループ切替信号ＥＰ、周波数収束ループ切替信号ＥＦ、周波数初期値ループ切替信号ＥＦＲ及び位相初期値ループ切替信号ＥＰＲのいずれか１つがオン状態となり、或いは全てがオフ状態となるようにして適宜組み合わせた他の動作モードに切り替えるようにしても良い。この場合、モードの数は１以上の任意の数とすれば良く、また各切替信号をオン状態又はオフ状態に切り替えるタイミングについては、シミュレーションや実験等の結果に基づき適宜定めるようにすれば良い。
【０１６５】
さらにこの場合、例えば光ディスク１００の種類（例えば記録層の数やレーザ光の透過率・反射率の違い等）毎にそれぞれ最適な動作モードを予め選定しておき、実際に光ディスク装置１に装填された光ディスク１００の種類を判別し、その種類に応じて当該動作モードを切り替える等しても良い。
【０１６６】
さらに上述した実施の形態においては、位相同期部８において、乗算器３５及びスイッチ３６を用いて周波数誤差Δｆ（ｋ）を基に当該周波数誤差Δｆ（ｋ）を徐々に０に収束させる周波数収束ループと、乗算器３８及びスイッチ３９を用いて平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を基に周波数誤差Δｆ（ｋ）を１回でほぼ０に補正する周波数初期値ループの２系統のループを設けるようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、周波数収束ループ又は周波数初期値ループのいずれか一方のみを設けるようにしても良い。
【０１６７】
さらに上述した実施の形態においては、位相同期部８に対して移動平均算出回路４０、乗算器４１及びスイッチ４２により位相初期値ループを設けるようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、当該移動平均算出回路４０、当該乗算器４１及び当該スイッチ４２を省略して当該位相初期値ループを設けないようにしても良い。
【０１６８】
さらに上述した実施の形態においては、周波数誤差検出回路３３の移動平均算出器５７において周波数誤差Δｆ（ｋ）の移動平均を算出することにより平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）を生成するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えば周波数誤差Δｆ（ｋ）を２乗した値の加算平均値の平方根等、複数の当該周波数誤差Δｆ（ｋ）を基に統計的に算出した値を当該平均周波数誤差Δｆａ（ｋ）とするようにしても良い。また位相同期部８の移動平均算出器４０についても同様である。
【０１６９】
さらに上述した実施の形態においては、インターポレータ２２の補間フィルタ係数算出部２２Ａにおいて、制御部２からの係数制御信号ＣＣを基に、関数ｇ（ｉ）を用いて係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）を生成するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えば当該関数ｇ（ｉ）に代わる、種々の周波数特性に対応した複数種類の関数を予め用意しておき、制御部２から光ディスク１００の種類等に応じて関数を切り替えるような係数制御信号ＣＣを送出し、種々の周波数特性が得られるような係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）を生成するようにしても良い。
【０１７０】
この場合、制御部２からインターポレータ２２の補間フィルタ係数算出部２２Ａに対して、係数制御信号ＣＣを送出する代わりに関数ｇ（ｉ）又はこれに代わる他の関数を演算式等の形式で直接供給するようにしても良い。
【０１７１】
さらには、例えば制御部２から補間フィルタ係数算出部２２Ａに対して関数ｇ（ｉ）を用いないような係数制御信号ＣＣを送出し、或いは補間フィルタ係数算出部２２Ａが制御部２から係数制御信号ＣＣを取得しないようにし、当該補間フィルタ係数算出部２２Ａにおいて高域成分を強調しないような係数ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）を生成するようにしても良い。これにより、後段において周波数誤差Δｆ（ｋ）の検出精度が低下するものの、当該インターポレータ２２における演算処理量を削減することができる。
【０１７２】
さらに上述した実施の形態においては、光ディスク装置１において光ディスク１００から読み出した再生ＲＦ信号ＳＲＦ（図１）の位相を同期するための位相同期部８に本発明を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えば磁気ディスク装置の磁気ディスクから読み出した再生ＲＦ信号の位相を同期するための位相同期部に本発明を適用するようにしても良い。この場合、光記録と磁気記録との違いに応じて、ＰＲ等化や記録マーク長が異なることを考慮してインターポレータにおける広域強調特性やパターンセレクタにおける除外するパターン、或いはＰＲイコライザにおける補正特性等を適宜変更すればよい。
【０１７３】
さらに上述した実施の形態においては、光ディスク装置１において光ディスク１００から読み出した再生ＲＦ信号ＳＲＦ（図１）の位相を同期するための位相同期部８に本発明を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、その他種々の位相同期回路に本発明を適用するようにしても良い。
【０１７４】
さらに上述した実施の形態においては、図３に示した位相同期部８をハードウェアによって構成するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えば図３におけるアナログ／ディジタル変換器２０及び発振器２１以外の各回路をソフトウェアにより構成するようにしても良い。
【０１７５】
この場合、具体的にはＤＳＰ（Digital Signal Processor）に所定の位相同期プログラムを実行させる等すれば良く、当該位相同期プログラムの格納媒体としては、制御部２の記憶部（図示せず）に予め記憶させておいたり、フレキシブルディスクやメモリースティック（ソニー株式会社の登録商標）等の外部記憶媒体としても良い。また、当該位相同期プログラムを外部記憶媒体から内部の記憶部にインストールするようにしても良く、このときＵＳＢ（Universal Serial Bus）やＥｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標）等の有線方式の通信ケーブル、或いはＩＥＥＥ（Institute of Electrical and Electronics Engineers）８０２．１１ａ／ｂ／ｇ等の無線ＬＡＮ（Local Area Network）を介するようにしても良い。
【０１７６】
さらに上述した実施の形態においては、位相誤差検出手段としてのゼロクロス検出回路５１及び位相検出器５４と、周波数誤差検出手段としての差分算出器５５と、周波数補正手段としての乗算器３５、乗算器３８とによって同期装置としての位相同期部８を構成する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、その他種々の回路構成でなる位相誤差検出手段と、周波数誤差検出手段と、周波数補正手段とによって同期装置を構成するようにしても良い。
【産業上の利用可能性】
【０１７７】
本発明は、種々のＰＬＬ回路でも利用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１７８】
【図１】本発明の一実施形態による光ディスク装置の構成を示すブロック図である。
【図２】位相同期部の基本回路構成を示すブロック図である。
【図３】位相同期部の詳細な回路構成を示すブロック図である。
【図４】インターポレータの回路構成を示すブロック図である。
【図５】補間フィルタの周波数特性を示す略線図である。
【図６】インターポレータのタップ係数を示す略線図である。
【図７】周波数誤差検出回路の構成を示すブロック図である。
【図８】位相誤差と周波数誤差との関係を示す略線図である。
【図９】各動作モードにおける切替スイッチの制御タイミングを示すタイミングチャートである。
【図１０】モード１におけるシミュレーション結果を示す略線図である。
【図１１】モード３におけるシミュレーション結果を示す略線図である。
【図１２】位相同期に要するクロック数の説明に供する略線図である。
【図１３】補間信号のアイパターンを示す略線図である。
【図１４】高周波成分を強調した補間信号のアイパターンを示す略線図である。
【図１５】アナログ／ディジタル混在による位相同期部の基本回路構成を示すブロック図である。
【図１６】アナログ／ディジタル混在による位相同期部の詳細な回路構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１７９】
１……光ディスク装置、２……制御部、８、６０……位相同期部、２２……インターポレータ、２２Ａ……補間フィルタ係数算出部、２４……位相誤差検出器、２５……ＬＰＦ、２６……ＮＣＯ、３１、３６、３９、４２……スイッチ、３３……周波数誤差検出回路、３５、３８、４１……乗算器、４０……移動平均算出回路、４３……タイミングマネージャ、５０、５２……遅延部、５１……ゼロクロス検出回路、５３……パターンセレクタ、５４……位相検出器、５５……差分算出器、５６……不連続値除去器、５７……移動平均算出器、ＳＩ……ディジタル入力信号、ｐｋ……補間信号、ｙｋ……波形等化信号、Δτｋ……位相誤差信号、νｋ……タイミング差、μｋ……サンプリング位相、ｈ（０）〜ｈ（ｎ−１）……フィルタ係数、ＣＣ……係数制御信号、Δｆ０（ｋ）、Δｆ（ｋ）……周波数誤差、Δｆａ（ｋ）……平均周波数誤差、ＤＦ……周波数補正値、ＤＦＡ……平均周波数補正値、Δτａｋ……平均位相誤差、ＤＰＡ……平均位相補正値、γ０、γ１、γ２……係数、ＣＭ……モード制御信号。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力データをサンプリングする際のサンプリングクロックをＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路によって制御することにより、当該入力データにおける本来サンプリングすべき目標位相に対して当該サンプリングクロックの位相を同期させる同期装置であって、
上記入力データを上記サンプリングクロックのタイミングでサンプリングしたサンプリングデータと上記サンプリングクロックとから位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
上記位相誤差の検出結果における微分係数を基に周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、
上記検出した周波数誤差を基に算出した周波数補正値を上記ＰＬＬ回路におけるループフィルタの積分項に加算することにより当該周波数誤差を０に近づけるよう上記サンプリングクロックの周波数を補正する周波数補正手段と
を具えることを特徴とする同期装置。
【請求項２】
上記周波数補正手段は、
上記周波数誤差の検出結果に所定の係数を乗じることにより上記周波数補正値を算出し、当該周波数補正値を上記ＰＬＬ回路におけるループフィルタの積分項に加算して上記サンプリングクロックの周波数を補正する処理を繰り返すことにより上記周波数誤差を０に近づける
ことを特徴とする請求項１に記載の同期装置。
【請求項３】
上記周波数補正手段において上記サンプリングクロックの周波数を補正する処理を繰り返す間に上記位相誤差の検出結果に対する統計的処理を行い、その結果得られた位相誤差推測値に所定の係数を乗じることにより位相補正値を算出し、当該位相補正値を上記ＰＬＬにおけるＶＣＯ(Voltage Controlled Oscillator)又はＮＣＯ（Numerical Control Oscillator）の初期位相値として上記ＰＬＬのリスタートを行う
ことを特徴とする請求項２に記載の同期装置。
【請求項４】
上記周波数補正手段は、
複数の上記周波数誤差の検出結果を基に統計的処理により周波数誤差推測値を生成し、当該周波数誤差推測値に所定の係数を乗じることにより上記周波数補正値を算出し、当該周波数補正値を上記ＰＬＬ回路のループフィルタにおける積分項の初期値とすることにより、上記周波数誤差をほぼ０に合わせて周波数リスタートを行う
ことを特徴とする請求項１に記載の同期装置。
【請求項５】
上記位相誤差検出手段は、
上記サンプリングデータを所定レベルと比較することにより符号を仮判定した結果を用い、当該仮判定した結果を時系列に沿って配列した仮判定パターンが所定のデータパターンと一致した部分に対応する上記サンプリングデータを用いて上記位相誤差を検出する
ことを特徴とする請求項１に記載の同期装置。
【請求項６】
上記位相誤差検出手段は、
上記仮判定した結果が上記データパターンと一致しないときには、その直前の上記位相誤差を新たな位相誤差とする
ことを特徴とする請求項５に記載の同期装置。
【請求項７】
上記周波数誤差検出手段は、
複数の上記周波数誤差に基づく統計的処理により、上記位相誤差の検出結果における逆相への飛び越しタイミングを検出し、当該飛び越しタイミングに対応した上記周波数誤差を除外する
ことを特徴とする請求項１に記載の同期装置。
【請求項８】
上記周波数誤差検出手段は、
上記周波数誤差の絶対値が所定の閾値を超えた時点を上記飛び越しタイミングとして検出し、当該周波数誤差を所定の固定値に置き換える
ことを特徴とする請求項７に記載の同期装置。
【請求項９】
上記周波数誤差検出手段は、
上記位相誤差の検出結果とその直前のタイミングにおける上記位相誤差の検出結果との差分を算出することにより上記周波数誤差を検出する
ことを特徴とする請求項１に記載の同期装置。
【請求項１０】
上記ＰＬＬ回路は、所定の補間フィルタおいて上記サンプリングデータと所定のタップ係数との畳み込み演算により当該サンプリングデータに対する補間を行うと共に、上記位相誤差を基にフィードバックループにより上記サンプリングクロックの位相を制御するＩＴＲ（Interpolated Timing Recovery）回路であって、
上記入力データを等化する際の目標周波数特性を周波数軸から時間軸へ変換することにより生成される変換値を用いて上記補間フィルタにおける上記タップ係数を生成するタップ係数生成手段と
ことを特徴とする請求項１に記載の同期装置。
【請求項１１】
入力データをサンプリングする際のサンプリングクロックをＰＬＬ回路によって制御することにより、当該入力データにおける本来サンプリングすべき目標位相に対して当該サンプリングクロックの位相を同期させる同期方法であって、
上記入力データを上記サンプリングクロックのタイミングでサンプリングしたサンプリングデータと上記サンプリングクロックとから位相誤差を検出する位相誤差検出ステップと、
上記位相誤差の検出結果における微分係数を基に周波数誤差を検出する周波数誤差検出ステップと、
上記検出した周波数誤差を基に算出した周波数補正値を上記ＰＬＬ回路におけるループフィルタの積分項に加算することにより当該周波数誤差を０に近づけるよう上記サンプリングクロックの周波数を補正する周波数補正ステップと
を具えることを特徴とする同期方法。
【請求項１２】
入力データをサンプリングする際のサンプリングクロックをＰＬＬ回路によって制御することにより、当該入力データにおける本来サンプリングすべき目標位相に対して当該サンプリングクロックの位相を同期させる同期装置に対して、
上記入力データを上記サンプリングクロックのタイミングでサンプリングしたサンプリングデータと上記サンプリングクロックとから位相誤差を検出する位相誤差検出ステップと、
上記位相誤差の検出結果における微分係数を基に周波数誤差を検出する周波数誤差検出ステップと、
上記検出した周波数誤差を基に算出した周波数補正値を上記ＰＬＬ回路におけるループフィルタの積分項に加算することにより当該周波数誤差を０に近づけるよう上記サンプリングクロックの周波数を補正する周波数補正ステップと
を実行させることを特徴とする同期プログラム。
【請求項１３】
記録媒体から読み出した読出データをサンプリングする際のサンプリングクロックをＰＬＬ回路によって制御することにより、当該読出データにおける本来サンプリングすべき目標位相に対して当該サンプリングクロックの位相を同期させてデータを再生するデータ再生装置であって、
上記記録媒体にアクセスすることにより上記読出データを生成する読出データ生成手段と、
上記読出データを上記サンプリングクロックのタイミングでサンプリングしたサンプリングデータと上記サンプリングクロックとから位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
上記位相誤差の検出結果における微分係数を基に周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、
上記検出した周波数誤差を基に算出した周波数補正値を上記ＰＬＬ回路におけるループフィルタの積分項に加算することにより当該周波数誤差を０に近づけるよう上記サンプリングクロックの周波数を補正する周波数補正手段と、
上記サンプリングデータに所定の信号処理を施すことにより上記データを再生する再生処理手段と、
を具えることを特徴とするデータ再生装置。
【請求項１】
入力データをサンプリングする際のサンプリングクロックをＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路によって制御することにより、当該入力データにおける本来サンプリングすべき目標位相に対して当該サンプリングクロックの位相を同期させる同期装置であって、
上記入力データを上記サンプリングクロックのタイミングでサンプリングしたサンプリングデータと上記サンプリングクロックとから位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
上記位相誤差の検出結果における微分係数を基に周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、
上記検出した周波数誤差を基に算出した周波数補正値を上記ＰＬＬ回路におけるループフィルタの積分項に加算することにより当該周波数誤差を０に近づけるよう上記サンプリングクロックの周波数を補正する周波数補正手段と
を具えることを特徴とする同期装置。
【請求項２】
上記周波数補正手段は、
上記周波数誤差の検出結果に所定の係数を乗じることにより上記周波数補正値を算出し、当該周波数補正値を上記ＰＬＬ回路におけるループフィルタの積分項に加算して上記サンプリングクロックの周波数を補正する処理を繰り返すことにより上記周波数誤差を０に近づける
ことを特徴とする請求項１に記載の同期装置。
【請求項３】
上記周波数補正手段において上記サンプリングクロックの周波数を補正する処理を繰り返す間に上記位相誤差の検出結果に対する統計的処理を行い、その結果得られた位相誤差推測値に所定の係数を乗じることにより位相補正値を算出し、当該位相補正値を上記ＰＬＬにおけるＶＣＯ(Voltage Controlled Oscillator)又はＮＣＯ（Numerical Control Oscillator）の初期位相値として上記ＰＬＬのリスタートを行う
ことを特徴とする請求項２に記載の同期装置。
【請求項４】
上記周波数補正手段は、
複数の上記周波数誤差の検出結果を基に統計的処理により周波数誤差推測値を生成し、当該周波数誤差推測値に所定の係数を乗じることにより上記周波数補正値を算出し、当該周波数補正値を上記ＰＬＬ回路のループフィルタにおける積分項の初期値とすることにより、上記周波数誤差をほぼ０に合わせて周波数リスタートを行う
ことを特徴とする請求項１に記載の同期装置。
【請求項５】
上記位相誤差検出手段は、
上記サンプリングデータを所定レベルと比較することにより符号を仮判定した結果を用い、当該仮判定した結果を時系列に沿って配列した仮判定パターンが所定のデータパターンと一致した部分に対応する上記サンプリングデータを用いて上記位相誤差を検出する
ことを特徴とする請求項１に記載の同期装置。
【請求項６】
上記位相誤差検出手段は、
上記仮判定した結果が上記データパターンと一致しないときには、その直前の上記位相誤差を新たな位相誤差とする
ことを特徴とする請求項５に記載の同期装置。
【請求項７】
上記周波数誤差検出手段は、
複数の上記周波数誤差に基づく統計的処理により、上記位相誤差の検出結果における逆相への飛び越しタイミングを検出し、当該飛び越しタイミングに対応した上記周波数誤差を除外する
ことを特徴とする請求項１に記載の同期装置。
【請求項８】
上記周波数誤差検出手段は、
上記周波数誤差の絶対値が所定の閾値を超えた時点を上記飛び越しタイミングとして検出し、当該周波数誤差を所定の固定値に置き換える
ことを特徴とする請求項７に記載の同期装置。
【請求項９】
上記周波数誤差検出手段は、
上記位相誤差の検出結果とその直前のタイミングにおける上記位相誤差の検出結果との差分を算出することにより上記周波数誤差を検出する
ことを特徴とする請求項１に記載の同期装置。
【請求項１０】
上記ＰＬＬ回路は、所定の補間フィルタおいて上記サンプリングデータと所定のタップ係数との畳み込み演算により当該サンプリングデータに対する補間を行うと共に、上記位相誤差を基にフィードバックループにより上記サンプリングクロックの位相を制御するＩＴＲ（Interpolated Timing Recovery）回路であって、
上記入力データを等化する際の目標周波数特性を周波数軸から時間軸へ変換することにより生成される変換値を用いて上記補間フィルタにおける上記タップ係数を生成するタップ係数生成手段と
ことを特徴とする請求項１に記載の同期装置。
【請求項１１】
入力データをサンプリングする際のサンプリングクロックをＰＬＬ回路によって制御することにより、当該入力データにおける本来サンプリングすべき目標位相に対して当該サンプリングクロックの位相を同期させる同期方法であって、
上記入力データを上記サンプリングクロックのタイミングでサンプリングしたサンプリングデータと上記サンプリングクロックとから位相誤差を検出する位相誤差検出ステップと、
上記位相誤差の検出結果における微分係数を基に周波数誤差を検出する周波数誤差検出ステップと、
上記検出した周波数誤差を基に算出した周波数補正値を上記ＰＬＬ回路におけるループフィルタの積分項に加算することにより当該周波数誤差を０に近づけるよう上記サンプリングクロックの周波数を補正する周波数補正ステップと
を具えることを特徴とする同期方法。
【請求項１２】
入力データをサンプリングする際のサンプリングクロックをＰＬＬ回路によって制御することにより、当該入力データにおける本来サンプリングすべき目標位相に対して当該サンプリングクロックの位相を同期させる同期装置に対して、
上記入力データを上記サンプリングクロックのタイミングでサンプリングしたサンプリングデータと上記サンプリングクロックとから位相誤差を検出する位相誤差検出ステップと、
上記位相誤差の検出結果における微分係数を基に周波数誤差を検出する周波数誤差検出ステップと、
上記検出した周波数誤差を基に算出した周波数補正値を上記ＰＬＬ回路におけるループフィルタの積分項に加算することにより当該周波数誤差を０に近づけるよう上記サンプリングクロックの周波数を補正する周波数補正ステップと
を実行させることを特徴とする同期プログラム。
【請求項１３】
記録媒体から読み出した読出データをサンプリングする際のサンプリングクロックをＰＬＬ回路によって制御することにより、当該読出データにおける本来サンプリングすべき目標位相に対して当該サンプリングクロックの位相を同期させてデータを再生するデータ再生装置であって、
上記記録媒体にアクセスすることにより上記読出データを生成する読出データ生成手段と、
上記読出データを上記サンプリングクロックのタイミングでサンプリングしたサンプリングデータと上記サンプリングクロックとから位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、
上記位相誤差の検出結果における微分係数を基に周波数誤差を検出する周波数誤差検出手段と、
上記検出した周波数誤差を基に算出した周波数補正値を上記ＰＬＬ回路におけるループフィルタの積分項に加算することにより当該周波数誤差を０に近づけるよう上記サンプリングクロックの周波数を補正する周波数補正手段と、
上記サンプリングデータに所定の信号処理を施すことにより上記データを再生する再生処理手段と、
を具えることを特徴とするデータ再生装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【公開番号】特開２００７−１２２７７４（Ｐ２００７−１２２７７４Ａ）
【公開日】平成１９年５月１７日（２００７．５．１７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−３１００７７（Ｐ２００５−３１００７７）
【出願日】平成１７年１０月２５日（２００５．１０．２５）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年５月１７日（２００７．５．１７）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年１０月２５日（２００５．１０．２５）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]