増幅装置、デジタル信号処理装置、及び無線通信装置
【課題】増幅器の出力を複雑なアナログ信号処理を行うことなく取得できるようにする。
【解決手段】 増幅装置１は、増幅器３と、増幅器３によって増幅されるべき信号を出力するデジタル信号処理部２と、増幅器３の出力側に設けられたアナログフィルタ４と、を備えている。デジタル信号処理部２は、増幅器３の出力に基づいて、増幅器３の歪補償を行う歪補償部１５と、増幅器３によって増幅されるべき信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調部２５と、を備えている。増幅器３は、量子化信号を増幅し、前記アナログフィルタ４は、量子化信号からアナログ信号を生成する。デジタル信号処理部２は、歪補償部１５による歪補償のために、増幅器３から出力された量子化信号を取得する。
【解決手段】 増幅装置１は、増幅器３と、増幅器３によって増幅されるべき信号を出力するデジタル信号処理部２と、増幅器３の出力側に設けられたアナログフィルタ４と、を備えている。デジタル信号処理部２は、増幅器３の出力に基づいて、増幅器３の歪補償を行う歪補償部１５と、増幅器３によって増幅されるべき信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調部２５と、を備えている。増幅器３は、量子化信号を増幅し、前記アナログフィルタ４は、量子化信号からアナログ信号を生成する。デジタル信号処理部２は、歪補償部１５による歪補償のために、増幅器３から出力された量子化信号を取得する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、増幅装置、デジタル信号処理装置、及び無線通信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
高出力増幅器（High Power Amplifier、以下、「ＨＰＡ」という）などの増幅器を用いて、電力を増幅する場合、増幅器の非線形な歪特性のため、所望の入出力特性を得ることができない。そこで、増幅器の歪を補償するため、歪補償処理が行われる（特許文献１参照）。
【０００３】
歪補償処理としては、ＤＰＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ ＰｒｅＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）のように、デジタル信号処理によって行われるものがある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−１９４４３２号公報
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】和保 孝雄、安田 明 監訳（原著者 Richard Schreier, Gabor C. Temes）ΔΣ型アナログ／デジタル変換器入門（Understanding Delta-Sigma Data Converters）、丸善株式会社、２００７
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、歪補償は、増幅器の出力を必要とするため、デジタル信号処理によって歪補償を行う場合であっても、アナログ信号である増幅器出力を取得する必要がある。
【０００７】
アナログ信号である増幅器出力を取得するには、増幅器出力をモニターするアナログ回路（カプラ、ローノイズ増幅器、復調器、及びアナログフィルタなどのアナログ素子を含む高周波回路）及びＡＤ変換器が必要とされる。このような回路は、無線受信機におけるＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部と同等のものであり、回路規模を大きくしてしまう。
【０００８】
そこで、本発明は、増幅器の出力を複雑なアナログ信号処理を行うことなく取得できるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
（１）本発明は、増幅器と、前記増幅器によって増幅されるべき信号を出力するデジタル信号処理部と、前記増幅器の出力側に設けられたアナログフィルタと、を備え、前記デジタル信号処理部は、前記増幅器の出力に基づいて、前記増幅器の歪補償を行う歪補償部と、前記増幅器によって増幅されるべき信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調部と、を備え、前記増幅器は、前記量子化信号を増幅し、前記アナログフィルタは、前記量子化信号からアナログ信号を生成し、前記デジタル信号処理部は、前記歪補償部による歪補償のために、前記増幅器から出力された量子化信号を取得することを特徴とする増幅装置である。
【００１０】
上記本発明によれば、歪補償部を備えるデジタル信号処理部は、歪補償部による歪補償のために、増幅器から出力された量子化信号を取得するため、増幅器の出力を複雑なアナログ信号処理を行うことなく取得することができる。
【００１１】
（２）前記増幅器は、デジタル増幅器であるのが好ましい。この場合、電力効率が良くなる。
【００１２】
（３）前記デジタル信号処理部は、前記アナログフィルタと同じ特性を持つデジタルフィルタを更に備え、前記デジタルフィルタは、前記デジタル信号処理部が取得した前記量子化信号に対してフィルタリングを行い、前記歪補償部は、前記デジタルフィルタの出力に基づいて、歪補償を行うのが好ましい。デジタル信号処理部が、アナログ信号を生成するアナログフィルタと同じ特性を持つデジタルフィルタを持つことで、デジタル信号処理部は、アナログフィルタから出力されるアナログ信号に対応するデジタル信号を得ることができる。
【００１３】
（４）前記デジタル信号処理部は、前記デジタルフィルタの出力を復調する復調部を更に備え、前記歪補償部は、前記復調部の出力に基づいて、歪補償を行うのが好ましい。この場合、復調（直交復調など）もデジタル信号処理部で行える。また、復調することで、搬送波のような高周波を扱う必要がなくなり、デジタル信号処理部における処理速度を抑えることができる。
【００１４】
（５）前記ΔΣ変調器は、バンドパス型ΔΣ変調器であるのが好ましい。バンドパス型ΔΣ変調器は、無線周波数信号のような高周波を扱う際に有利である。
【００１５】
（６）前記アナログ信号は、無線周波数信号であるのが好ましい。
【００１６】
（７）他の観点からみた本発明は、増幅器によって増幅されるべき信号を出力するデジタル信号処理装置であって、前記増幅器の出力に基づいて、前記増幅器の歪補償を行う歪補償部と、前記増幅器によって増幅されるべき信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調部と、を備え、前記歪補償部による歪補償のために、前記増幅器から出力された量子化信号を取得するよう構成されていることを特徴とするデジタル信号処理装置である。
【００１７】
（８）さらに他の観点からみた本発明は、前記（１）〜（６）のいずれか１項に記載の増幅装置を通信信号の増幅のために備えた無線通信装置である。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、増幅器の出力を複雑なアナログ信号処理を行うことなく取得できる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】増幅装置を備えた通信装置の構成図である。
【図２】ΔΣ変調器の構成図である。
【図３】１次ローパス型ΔΣ変調器である。
【図４】（ａ）はローパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルであり、（ｂ）はバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルである。
【図５】（ａ）はローパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルであり、（ｂ）はバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルである。
【図６】（ａ）はローパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルであり、（ｂ）はバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルである。
【図７】（ａ）はローパス型ΔΣ変調器の動作を示す極座標であり、（ｂ）はバンドパス型ΔΣ変調器の動作を示す極座標である。
【図８】１次ローパス型ΔΣ変調器から変換して得られた２次ローパス型ΔΣ変調器である。
【図９】ＣＲＦＢ構造のローパス型ΔΣ変調器である。
【図１０】ＣＲＦＢ構造のローパス型ΔΣ変調器から変換して得られたバンドパス型ΔΣ変調器である。
【図１１】θ０＝π／４用のバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラム波形図である。
【図１２】θ０＝３π／４用のバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラム波形図である。
【図１３】θ０＝５π／４用のバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラム波形図である。
【図１４】θ０＝７π／４用のバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラム波形図である。
【図１５】第１変形例に係る増幅装置を備えた通信装置の構成図である。
【図１６】第２変形例に係る増幅装置を備えた通信装置の構成図である。
【図１７】第３変形例に係る増幅装置を備えた通信装置の構成図である。
【図１８】第４変形例に係る増幅装置を備えた通信装置の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。
［１．増幅装置の全体構成］
図１は、実施形態に係る増幅装置１を示している。この増幅装置１は、移動体通信システムにおける無線基地局装置又は無線端末装置などの無線通信装置に搭載される。なお、増幅装置１は、受信信号の増幅に用いても良い。
【００２１】
増幅装置１は、送信信号の処理を行うデジタル信号処理部（デジタル信号処理装置）２と、デジタル信号処理部２から出力された送信信号を増幅する増幅器（高出力増幅器；Ｈｉｇｈ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）３と、アナログフィルタ４と、を備えている。
増幅器３の出力は、アナログフィルタ４を通って、無線通信装置のアンテナ５から無線送信される。
【００２２】
デジタル信号処理部２は、送信信号であるベースバンド信号（ＩＱ信号）を出力するベースバンド部２３と、ベースバンド信号を直交変調する直交変調器２４と、ΔΣ変調器２５と、を備えている。
さらに、デジタル信号処理部２は、増幅器３の出力に基づいて、増幅器３の歪補償を行う歪補償部１５を備えている。
【００２３】
ベースバンド部２３は、ＩＱベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号それぞれ）をデジタルデータとして出力する。
ベースバンド部２３から出力されたＩＱベースバンド信号は、歪補償部１５によって歪補償処理が行われる。歪補償後のベースバンド信号（Ｉ’信号、Ｑ’信号）は、直交変調器２４に与えられる。
【００２４】
直交変調器２４では、搬送波（無変調波）をベースバンド信号の変化に応じて変調させて、搬送波にベースバンド信号が付加された変調波（直交変調波）を出力する。直交変調器２４は、デジタル信号処理で直交変調を行うデジタル直交変調器として構成されているため、直交変調器２４からは、多ビットのデジタルデータ（離散値）によって表現されたデジタル信号形式の変調波（デジタル変調波；デジタルＲＦ信号）が出力される。出力された変調波は、ΔΣ変調器２５に与えられる。
なお、変調波を生成する変調器２４としては、直交変調器に限らず、変調波を生成するための他の方式の変調器であってもよい。
【００２５】
前記搬送波の周波数は、通常の無線周波数を採用できる。無線周波数としては、好ましくは３０ＭＨｚ以上、より好ましくは３００ＭＨｚ以上、さらに好ましくは１ＧＨｚ以上である。
変調波の信号帯域幅も、特に限定されないが、搬送波周波数に対して十分小さい狭帯域であるのが好ましい。信号帯域幅は、例えば、５ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲が好ましい。
【００２６】
ΔΣ変調器２５は、直交変調器２４から出力された変調信号に対して、ΔΣ変調を行って１ｂｉｔの量子化信号（パルス信号）を出力する。ΔΣ変調器２５としては、ローパス型ΔΣ変調器であってもよいが、バンドパス型ΔΣ変調器が好ましい。ΔΣ変調器２５が、バンドパス型である場合、バンドパス型ΔΣ変調器２５の中心周波数は、前記搬送波の周波数と一致するように設定されている。
ΔΣ変調についての説明及びバンドパス型ΔΣ変調器の優位性については後述する。
なお、ΔΣ変調器２５から出力される量子化信号は、１ｂｉｔである必要はない。ΔΣ変調器２５から出力される量子化信号は、ΔΣ変調器２５に入力されたデジタルデータのビット数よりも少なければよい。
【００２７】
ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号（パルス信号）は、デジタル信号処理部２の出力として、増幅器３側に与えられる。
増幅器３は、デジタル増幅器が採用されている。本実施形態の増幅器３には、ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号（パルス信号）が入力として与えられ、一般的な無線通信装置の増幅器のようにアナログ信号（アナログＲＦ信号）が入力として与えられるわけではない。
【００２８】
したがって、増幅器３として、アナログ増幅器ではなく、パルス信号を増幅するデジタル増幅器（Ｓ級の増幅器）を採用することができる。デジタル増幅器は飽和状態で動作するため高効率であり、有利である。なお、増幅器３は、アナログ増幅器であってもよい。
【００２９】
増幅器３は、増幅された量子化信号（パルス信号）を出力する。増幅器３から出力された量子化信号（パルス信号）は、アナログフィルタ４に与えられる。
【００３０】
アナログフィルタ４としては、ΔΣ変調器２５がバンドパス型であればアナログバンドパスフィルタが用いられ、ΔΣ変調器２５がローパス型であればアナログローパスフィルタが用いられる。
【００３１】
アナログフィルタ４は、ΔΣ変調器２５によってノイズシェイピング（後述）された量子化雑音を除去するように設定されている。このアナログフィルタ４によって、ΔΣ変調器２５によって生成された量子化信号から、アナログ信号の前記変調波（連続波）を生成することができる。
つまり、アナログフィルタ４は、ΔΣ変調器２５に入力されたデジタルＲＦ信号に対応するアナログＲＦ信号を生成して出力する。なお、アナログフィルタ４の通過帯域の周波数は、生成されるアナログ信号（アナログ変調波：アナログＲＦ信号）の周波数に設定されている。
アナログフィルタ４の出力（アナログ変調波；アナログＲＦ信号）は、アンテナから無線送信される。
【００３２】
本実施形態の増幅装置１では、直交変調器２４、ΔΣ変調器２５、及び歪補償部１５がデジタル信号処理を行うデジタル回路として構成されている。したがって、高周波である変調波を扱いつつも、増幅器３の手前でアナログ回路を用いる必要がなく有利である。
【００３３】
［２．ΔΣ変調］
［２．１ ΔΣ変調器の基本構成］
図２に示すように、ΔΣ変調器２５は、ループフィルタ２７と、量子化器２８と、を備えている（非特許文献１参照）。
図２に示すΔΣ変調器２５は、入力（本実施形態では、変調波）Ｕが、ループフィルタ２７に与えられる。ループフィルタ２７の出力Ｙは、量子化器（例えば、１ｂｉｔ量子化器）２８に与えられる。量子化器２８の出力（量子化信号）Ｖは、ループフィルタ２７への他の入力として与えられる。
【００３４】
ΔΣ変調器２５の特性は、信号伝達関数（ＳＴＦ；Ｓｉｇｎａｌ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）及び雑音伝達関数（ＮＴＦ；Ｎｏｉｓｅ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）によって表すことができる。
つまり、ΔΣ変調器２５の入力をＵとし、ΔΣ変調器２５の出力をＶとし、量子化雑音をＥとしたときに、ΔΣ変調器２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
【数１】
【００３５】
したがって、所望のＮＴＦとＳＴＦとが与えられると、ループフィルタ２７の伝達関数を得ることができる。
【００３６】
このようなΔΣ変調は、オーバサンプリング変調の一種であり、一般的には、ＡＤ変換又はＤＡ変換に用いられている技術である。
ΔΣ変調では、信号帯域内の量子化雑音を、信号帯域外に移動させて、信号帯域内の量子化雑音を大きく低下させるノイズシェイピング（Ｎｏｉｓｅ Ｓｈａｐｉｎｇ）が行われる。
【００３７】
図３は、１次ローパス型ΔΣ変調器１２５の線形ｚ領域モデルのブロック図を示している。符号１２７がループフィルタの部分を示し、符号１２８が量子化器を示している。このΔΣ変調器１２５への入力をＵ（ｚ）とし、出力をＶ（ｚ）とし、量子化雑音をＥ（ｚ）としたときに、ΔΣ変調器１２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
Ｖ（ｚ）＝Ｕ（ｚ）＋（１−ｚ−１）Ｅ（ｚ）
【００３８】
つまり、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５において、信号伝達関数ＳＴＦ（ｚ）＝１であり、雑音伝達関数ＮＴＦ（ｚ）＝１−ｚ−１である。
【００３９】
［２．２ ローパス型ΔΣ変調とバンドパス型ΔΣ変調］
ローパス型ΔΣ変調では、図４（ａ）に示すように、低い周波数の量子化雑音が、より高い周波数側に移動して、低い周波数の量子化雑音が減衰するようノイズシェイピングされている。つまり、ローパス型Δ変調では、雑音伝達関数（ＮＴＦ）は、低周波数（０Ｈｚ付近）において、通過雑音を阻止する特性を有している。
【００４０】
オーバサンプリングを行うため、ΔΣ変調が施される信号の周波数は、ローパス型ΔΣ変調器のサンプリング周波数ｆｓよりも十分小さいことが必要である。換言すると、信号の周波数に対して、十分に大きなサンプリング周波数ｆｓが要求される。例えば、信号の周波数に対して、１２８倍程度のサンプリング周波数ｆｓが必要である。
【００４１】
一方、バンドパス型ΔΣ変調では、図４（ｂ）に示すように、雑音伝達関数（ＮＴＦ）は、０Ｈｚよりも大きい周波数において、通過雑音を阻止する。
【００４２】
バンドパス型ΔΣ変調では、信号の周波数ｆ０ではなく、信号の帯域幅ｆＢが、サンプリング周波数ｆｓよりも十分に小さければよい。
したがって、バンドパス型ΔΣ変調では、ΔΣ変調が施される信号の周波数（中心周波数）ｆ０は、サンプリング周波数ｆｓ以下であればよい。
換言すると、バンドパス型ΔΣ変調では、信号の帯域幅ｆＢに対して、十分に大きなサンプリング周波数ｆｓであればよい。例えば、信号の帯域幅ｆＢに対して、６４倍程度の十分に大きなサンプリング周波数ｆｓがあればよい。
【００４３】
ここで、例えば、無線通信の搬送波周波数ｆ０が１ＧＨｚ、信号帯域ｆＢが２０ＭＨｚであるものとする。このような無線周波数の変調波（ＲＦ信号）に対して、ローパス型ΔΣ変調を行おうとすると、変調波の最大周波数は、約１ＧＨｚであるため、変調波の最大周波数である１ＧＨｚに対して、十分に大きな（１２８倍程度）のサンプリング周波数ｆｓ（＝約１２８ＧＨｚ）が必要となる。このように、ローパス型ΔΣ変調では、サンプリング周波数（サンプリング速度）が高くなりすぎる。
【００４４】
これに対し、バンドパス型ΔΣ変調では、信号の帯域幅ｆＢに対して、十分に大きなサンプリング周波数ｆｓであればよいため、信号帯域が２０ＭＨｚのＲＦ信号であれば、２０ＭＨｚ×６４＝１．２８ＧＨｚ程度のサンプリング周波数ｆｓ（サンプリング速度＝１．２８ＧＳ／Ｓ）でよい。また、信号帯域が５ＭＨｚであれば、３２０ＭＨｚのサンプリング周波数（サンプリング速度＝３２０ＭＳ／ｓ）でよい。
このように、バンドパス型ΔΣ変調では、サンプリング周波数（サンプリング速度）を小さくできるため、有利である。
【００４５】
［２．３ バンドパス型のΔΣ変調器の設計］
［２．３．１ 変換式］
非特許文献１によれば、ローパス型ΔΣ変調器に対して、以下の変換を行うことで、ローパス型ΔΣ変調器を、バンドパス型ΔΣ変調器に変換できる。
【数２】
【００４６】
上記変換式に従って、ローパス型ΔΣ変調器１２５のｚ領域モデルにおけるｚを、ｚ’＝−ｚ２に置き換えることでバンドパス型ΔΣ変調器が得られる。
【００４７】
上記変換式を用いると、ｎ次のローパス型ΔΣ変調器（ｎは１以上の整数）を、２ｎ次のバンドパス型Σ変調器に変換できる。
例えば、１次ローパス型ΔΣ変調器１２５の周波数特性は、図５（ａ）に示すとおりである。１次ローパス型ΔΣ変調器１２５を、上記変換式で変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器の周波数特性は、図５（ｂ）に示すようになる。なお、図５において、横軸θは正規化周波数である。
【００４８】
上記変換式で得られたバンドパス型ΔΣ変調器の信号伝達関数及び雑音伝達関数は、変換前のローパス型ΔΣ変調器１２５と同じ利得を持つものの、図５（ｂ）に示す周波数特性は、図５（ａ）に示す周波数特性が２分の１に圧縮され、折り返されている。
【００４９】
上記変換式で得られたバンドパス型ΔΣ変調器は、同じオーバサンプリング比で動作する変換前のローパス型ΔΣ変調器１２５と同じ安定性特性とＳＮＲ特性を持つ。
【００５０】
しかし、上記変換式では、図５（ｂ）に示すように、サンプリング周波数ｆｓの１／４の周波数（正規化周波数θ＝±π／２）用のバンドパス型ΔΣ変調器しか得られない。つまり、上記変換式では、サンプリング周波数ｆｓの１／４周波数（正規化周波数θ＝±π／２）が量子化雑音阻止帯域の中心周波数ｆ０であるバンドパス型ΔΣ変調器しか得られない。
【００５１】
本発明者は、ローパス型ΔΣ変調器から、所望の周波数ｆ０（θ＝θ０）を、中心周波数ｆ０として持つバンドパス型ΔΣ変調器を得るための変換式を見出した。当該変換式は、例えば、次の式（３）に示す通りである。
【数３】
ここで、
θ０＝２π×（ｆ０／ｆｓ）
【００５２】
式（２）の変換式では、特定の周波数θ０＝π／２に関するものであったが、式（３）の変換式では、任意の周波数（θ０）に一般化されている。
【００５３】
［２．３．２ 変換式の考え方］
ローパス型ΔΣ変調器において、ｚ＝ｅｊωＴ＝１という前提に立つと、ローパス型変調器の特性を維持しつつバンドパス型ΔΣ変調器に変換するためのｚ’の絶対値は１となるべきである。
｜ｚ’｜＝１でなければ、素子ｚを通過した信号の大きさ（振幅）が変化するため、変換前のローパス型ΔΣ変調器よりも特性が劣化するからである。
なお、ｚ’の大きさは、１であっても、−１であってもよい。これは、ｚ’＝１とｚ’＝−１とは、単に位相が反転した関係にすぎず、信号の大きさを変化させないからである。
【００５４】
したがって、ローパス型ΔΣ変調器の特性を劣化させずに維持しつつ、バンドパス型ΔΣ変調器を得るためのｚ’は、ｚ及びθ０を含む関数ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）であって、任意のｚ，θ０について、ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の絶対値が常に１となる関数ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）であれば良い。
【００５５】
そのような関数ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）を見出せば、ローパス型ΔΣ変調器を、所望の周波数ｆ０（θ０）用のバンドパス型ΔΣ変調器が得られる。
【００５６】
本発明者は、次のようにして、そのような関数ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）を見出し、式（２）を一般化した変換式ｚ→ｚ’（式（３））を得た。
【００５７】
まず、ローパス型ΔΣ変調器から、所望の周波数ｆ０（θ＝θ０）を中心周波数ｆ０として持つバンドパス型ΔΣ変調器への変換は、周波数特性で考えると、図６に示すようになる。図６は、図５を、任意の周波数ｆ０（θ＝θ０）で一般化したものである。
図６（ｂ）に示すように、バンドパス型ΔΣ変調器の雑音阻止帯域の中心周波数はｆ０（θ０＝２π×（ｆ０／ｆｓ））である。
【００５８】
ここで、
【数４】
とおくことで、周波数領域で考える。なお、Ｔはサンプリング周期である。
【００５９】
また、式（４）のωＴは、
【数５】
である。
【００６０】
そして、図６（ａ）に示すように、ローパス型ΔΣ変調器では、ｆ０＝０（θ＝０）で動作している。そこで、本発明者は、式（４）に関して、ローパス型ΔΣ変調器では、以下の式（６）が成り立つと考えた。
【数６】
つまり、ローパス型ΔΣ変調器では、図６（ａ）に示すように、ｅｊ０で動作していると考えることができる。
【００６１】
式（６）より、以下の式（７）が得られる。
【数７】
【００６２】
一方、バンドパス型ΔΣ変調器では、図６（ｂ）及び図７（ｂ）に示すように、θ０及び−θ０において、複素共役の対で動作する。
したがって、ローパス型Δ変調器における式（７）に基づくとともに、バンドパス型ΔΣ変調器が複素共役の対を持つことを考慮すると、次の式（８）が得られる。
【数８】
【００６３】
本発明者は、式（８）を利用して、ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）を得た。
すなわち、まず、上記式（８）を次のように変形して、右辺（一方の辺）の値が１である式（１０）を得る。
【数９】
【数１０】
【００６４】
式（１０）は、その左辺（他方の辺）の式の値が、任意のｚ，θ０について、常に左辺の値＝１となる恒等式であることが明らかである。
したがって、式（１０）の左辺は、任意のｚ，θ０について、値が常に１となる関数ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）となっている。
【００６５】
式（１０）より、ローパス型からバンドパス型へ変換するための変換式ｚ→ｚ’におけるｚ’は、次の通りである。
【数１１】
上記式（１１）より、式（３）の変換式が得られる。
なお、上記式（３）において、θ０＝π／２（ｆ０＝ｆｓ／４の場合）とおくと、式（２）の変換式と等価であることがわかる。
さらに、ローパス型ΔΣ変換器は、θ０＝０である。θ０＝０の場合、式（３）の変換式は、ｚ→ｚとなり、式（３）は、ローパス型ΔΣ変換器を変形させないことがわかる。
【００６６】
また、ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の値は、−１でもよいため（絶対値が１であればよいため）、ｚ’は、次の形式であってもよい。
【００６７】
【数１２】
【００６８】
また、ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の分母と分子とを入れ替えても、１又は−１となるため、ｚ’は、次の形式であってもよい。
【数１３】
【数１４】
【００６９】
なお、任意のｚ，θ０について、絶対値が常に１となる式ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の表現形式は、当然ながら、例示したものに限定されない。ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）について、多様な表現形式が存在することは、式（８）から一方の辺の値が１又は−１である恒等式を得るための式の変形の仕方が一通りではないことからも明らかである。
【００７０】
［２．４ バンドパスΔΣ変調器の例］
［２．４．１ 第１例］
図８は、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５を、式（３）の変換式で変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器２５を示している。
なお、図３から図８への変換では、表記の便宜上、式（３）において、ａ＝ｃｏｓθ０とおいた下記の変換式を用いた。
【数１５】
【００７１】
［２．４．２ 第２例］
図９は、非特許文献１に記載されたＣＲＦＢ構造のループフィルタ１２７を持つローパス型ΔΣ変調器１２５を示している。なお、図９において、符号１２８は、量子化器を示す。
【００７２】
図９に示すローパス型ΔΣ変調器１２５を、式（３）の変換式で変換すると、図１０に示すバンドパス型ΔΣ変調器２５が得られる。なお、ここでも、表記の便宜上、式（３）において、ａ＝ｃｏｓθ０とおいた。
【００７３】
図９の（１／（ｚ−１））と（ｚ／（ｚ−１））におけるｚが、変換式によって変換される。（１／（ｚ−１））と（ｚ／（ｚ−１））の変換後の式は、それぞれ、次の通りである。
【数１６】
【数１７】
【００７４】
［２．４．３ その他］
バンドパス型ΔΣ変調器への変換は、その他の高次ローパス型ΔΣ変調器（例えば、非特許文献１記載のＣＩＦＢ構造、ＣＲＦＦ構造、ＣＩＦＦ構造など）に対しても適用できる。
【００７５】
［２．５ 出力結果］
図１１〜図１４は、第２例（図１０）のバンドパス型ΔΣ変調器において、θ０＝π／４とした場合（図１１）、θ０＝３π／４とした場合（図１２）、θ０＝５π／４とした場合（図１３）、θ０＝７π／４とした場合（図１４）の出力スペクトラム波形を示している。
【００７６】
図１１〜図１４に示すように、θ０＝π／４，３π／４，５π／４，７π／４の各周波数において、信号が所望のθ０において出現しており、θ０＝±π／２以外の他の周波数用のバンドパス型ΔΣ変調器が得られていることが分かる。
【００７７】
従来、任意の周波数ｆ０に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器の設計手法は確立していなかった。しかし、式（３）の変換式を用いることで、所望の搬送周波数ｆ０を、雑音伝達関数（ＮＴＦ）の雑音阻止帯域として設定でき、所望の搬送周波数ｆ０に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器を設計することができる。
【００７８】
［３．歪補償］
増幅器３において非線形特性（ＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性）が存在する場合には、増幅器３から出力されるパルス信号の振幅及び／又は位置のずれが、歪として生じる。
デジタル信号処理部２は、増幅器３の歪補償のため、増幅器３から出力された量子化信号（パルス信号）を取得する。
増幅器３の出力信号は、カプラ６によって検出され、カプラ６の検出信号の振幅を調整する可変減衰器７を介して、デジタル信号処理部２に与えられる。
【００７９】
増幅器３から出力される信号は、量子化信号（パルス信号）であるため、カプラ６からデジタル信号処理部２までの間に複雑なアナログ回路は不要であり、デジタル信号処理部２は、増幅器出力を容易に取得することができる。
【００８０】
デジタル信号処理部２は、デジタルフィルタ（第１デジタルフィルタ）１１を備えており、デジタル信号処理部２が取得した増幅器３の出力信号（量子化信号）は、第１デジタルフィルタ１１に与えられる。
【００８１】
第１デジタルフィルタ１１は、アナログフィルタ４と同じフィルタ特性を有している。したがって、第１デジタルフィルタ１１は、増幅器３の出力信号（量子化信号）に対して、アナログフィルタ４と同様のフィルタリング処理を行って、ＲＦ信号（搬送波）を出力することができる。ただし、第１デジタルフィルタ１１は、アナログフィルタ４とは異なり、デジタル信号処理によってフィルタリングを行うため、その出力はデジタル信号となる。つまり、第１デジタルフィルタ１１の出力は、デジタルＲＦ信号となる。
【００８２】
第１デジタルフィルタ１１から出力されたデジタルＲＦ信号は、デジタル直交復調器１３に与えられる。デジタル直交復調器１３は、復調されたベースバンド信号（Ｉ’’信号、Ｑ’’信号）を出力する。
復調されたベースバンド信号は、歪補償部１５に与えられる。
【００８３】
歪補償部（ＤＰＤ）１５は、送信信号（ベースバンド信号）に対して歪補償処理を行って、歪補償された送信信号（ベースバンド信号）を出力する歪補償処理部１５ａと、増幅器３の歪特性を推定する特性推定部１５ｂと、を備えている。
歪補償処理部１５ａは、特性推定部１５ｂにて推定された増幅器３の歪特性に基づいて、歪を打ち消すように歪補償処理を行う。
【００８４】
特性推定部１５ｂは、直交復調器１３から出力されたベースバンド信号（Ｉ’’信号、Ｑ’’信号）と、歪補償部１５（歪補償処理部１５ａ）から出力されたベースバンド信号（Ｉ’信号、Ｑ’信号）とを比較して、歪特性を推定する。なお、特性推定部１５ｂは、歪補償部１５（歪補償処理部１５ａ）から出力されたベースバンド信号（Ｉ’信号、Ｑ’信号）に代えて、歪補償部１５（歪補償処理部１５ａ）に入力されるベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）を用いても良い。
【００８５】
以上のように、本実施形態の増幅装置１では、歪補償に必要な処理の大部分をデジタル信号処理部２にて行える。
【００８６】
［４．増幅装置の変形例］
［４．１ 第１変形例］
図１５は、第１変形例に係る増幅装置１を示している。図１５に示す増幅装置１では、図１に示す増幅装置１の直交復調器１３が省略されている。このため、歪補償部１５（特性推定部１５ｂ）には、第１デジタルフィルタ１１の出力であるデジタルＲＦ信号が、与えられる。なお、第１変形例及びその他の変形例において説明を省略した点は、図１に示す増幅装置１と同様である。
【００８７】
第１変形例に係る増幅装置１では、特性推定部１５ｂは、デジタルフィルタ１１から出力されたデジタルＲＦ信号と、直交変調器２４から出力されたデジタルＲＦ信号と、を比較して、増幅器３の歪特性を推定する。
図１に示す増幅装置１のように、ベースバンド信号を用いて歪補償をすると、歪補償の処理速度を抑えることができるのに対して、第１変形例に係る増幅装置１のように高周波であるＲＦ信号を用いて歪補償をすると、歪保障の処理速度を高速化する必要がある。
ただし、第１変形例に係る増幅装置１では、直交復調器１３を省略できるため、デジタル信号処理部２の構成を簡素化できる。
【００８８】
［４．２ 第２変形例］
図１６は、第２変形例に係る増幅装置１を示している。第２変形例に係る増幅装置１では、歪補償部１５が、直交変調器２４とΔΣ変調器２５との間に設けられている。
【００８９】
第２変形例に係る増幅装置１では、第１変形例に係る増幅装置１と同様に、直交復調器１３が省略されており、歪補償部１５（特性推定部１５ｂ）には、第１デジタルフィルタ１１の出力であるデジタルＲＦ信号が、与えられる。
【００９０】
第２変形例に係る増幅装置１では、特性推定部１５ｂは、デジタルフィルタ１１から出力されたデジタルＲＦ信号と、補償処理部１５ａから出力されたデジタルＲＦ信号（又は直交変調器２４から出力されたデジタルＲＦ信号）と、を比較して、増幅器３の歪特性を推定する。そして、補償処理部１５ａは、直交変調器２４から出力されたデジタルＲＦ信号に対して歪補償処理を行い、歪補償がなされたデジタルＲＦ信号を、ΔΣ変調器２５に与える。
【００９１】
［４．３ 第３変形例］
図１７は、第３変形例に係る増幅装置１を示している。第３変形例に係る増幅装置１では、歪補償部１５が、ΔΣ変調器２５の出力側に設けられている。
【００９２】
第２変形例に係る増幅装置１では、図１に示す増幅装置１におけるデジタルフィルタ１１及び直交復調器１３が省略されている。歪補償部１５（特性推定部１５ｂ）には、増幅器３の出力（量子化信号；パルス信号）が、（減衰器７を介して）与えられる。
【００９３】
つまり、デジタル信号処理部２が取得した量子化信号（パルス信号）は、デジタルフィルタ１１によってＲＦ信号に変換されることなく、量子化信号（パルス信号）のまま、特性推定部１５ｂに与えられる。
【００９４】
第３変形例に係る増幅装置１では、特性推定部１５ｂは、増幅器３の出力である量子化信号と、補償処理部１５ａから出力された量子化信号（又はΔΣ変調器２５から出力された量子化信号）と、を比較して、増幅器３の歪特性を推定する。そして、補償処理部１５ａは、ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号に対して歪補償処理を行い、歪補償がなされた量子化信号を、デジタル信号処理部２の出力として、増幅器３に与える。
なお、歪補償処理部１５ａは、量子化信号を示すパルス信号のパルス振幅又はパルス位置を調整することで歪補償処理を行う。
【００９５】
［４．４ 第４変形例］
図１８は、第４変形例に係る増幅装置１を示している。第４変形例に係る増幅装置１では、図１に示す増幅装置１と同様に、直交変調器２４の入力側に歪補償部１５が設けられている。
第４変形例に係る増幅装置１では、デジタル信号処理部２は、増幅器３の出力信号を取得する。
デジタル信号処理部２が取得した増幅器３の出力信号（量子化信号）は、第１デジタルフィルタ１１に与えられる。また、増幅器３への入力信号は、第２デジタルフィルタ１２に与えられる。
【００９６】
第１及び第２デジタルフィルタ１１，１２は、アナログフィルタ４と同じフィルタ特性を有している。したがって、第１及び第２デジタルフィルタ１１，１２は、増幅器３の入出力信号（量子化信号）に対して、アナログフィルタ４と同様のフィルタリング処理を行って、ＲＦ信号（搬送波）を出力することができる。ただし、第１及び第２デジタルフィルタ１１，１２は、アナログフィルタ４とは異なり、デジタル信号処理によってフィルタリングを行うため、その出力はデジタル信号となる。つまり、第１及び第２デジタルフィルタ１１の出力は、デジタルＲＦ信号となる。
【００９７】
第１及び第２デジタルフィルタ１１，１２から出力されたデジタルＲＦ信号は、デジタル直交復調器１３及びデジタル直交復調器１４に与えられる。デジタル直交復調器１３，１４は、それぞれ、復調されたベースバンド信号を出力する。
復調されたベースバンド信号は、歪補償部１５に与えられる。
【００９８】
歪補償部１５の特性推定部１５ｂは、直交復調器１３から出力されたベースバンド信号と、直交復調気１４から出力されたベースバンド信号とを比較して、歪特性を推定する。
【００９９】
また、第４変形例に係る増幅装置１では、ΔΣ変調器２５の出力側に高調波強調部２６が設けられている。この高調波強調部は、アップサンプリング（×２）を行い、本来の信号の高調波成分を利用することができる。なお、高調波強調部２６は省略してもよい。
【０１００】
［５．付記］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１０１】
１ 増幅装置
２ デジタル信号処理部（デジタル信号処理装置）
３ 増幅器
４ アナログフィルタ
５ アンテナ
６ カプラ
７ 可変減衰器
１１ 第１デジタルフィルタ
１２ 第２デジタルフィルタ
１３ デジタル直交復調器
１４ デジタル直交復調器
１５ａ 歪補償処理部
１５ｂ 特性推定部
１５ａ 特性推定部
１５ 歪補償部
２３ ベースバンド部
２４ 直交変調器（変調器）
２５ ΔΣ変調器
２６ 高調波強調部
２７ ループフィルタ
２８ 量子化器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、増幅装置、デジタル信号処理装置、及び無線通信装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
高出力増幅器（High Power Amplifier、以下、「ＨＰＡ」という）などの増幅器を用いて、電力を増幅する場合、増幅器の非線形な歪特性のため、所望の入出力特性を得ることができない。そこで、増幅器の歪を補償するため、歪補償処理が行われる（特許文献１参照）。
【０００３】
歪補償処理としては、ＤＰＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ ＰｒｅＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）のように、デジタル信号処理によって行われるものがある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−１９４４３２号公報
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】和保 孝雄、安田 明 監訳（原著者 Richard Schreier, Gabor C. Temes）ΔΣ型アナログ／デジタル変換器入門（Understanding Delta-Sigma Data Converters）、丸善株式会社、２００７
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、歪補償は、増幅器の出力を必要とするため、デジタル信号処理によって歪補償を行う場合であっても、アナログ信号である増幅器出力を取得する必要がある。
【０００７】
アナログ信号である増幅器出力を取得するには、増幅器出力をモニターするアナログ回路（カプラ、ローノイズ増幅器、復調器、及びアナログフィルタなどのアナログ素子を含む高周波回路）及びＡＤ変換器が必要とされる。このような回路は、無線受信機におけるＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部と同等のものであり、回路規模を大きくしてしまう。
【０００８】
そこで、本発明は、増幅器の出力を複雑なアナログ信号処理を行うことなく取得できるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
（１）本発明は、増幅器と、前記増幅器によって増幅されるべき信号を出力するデジタル信号処理部と、前記増幅器の出力側に設けられたアナログフィルタと、を備え、前記デジタル信号処理部は、前記増幅器の出力に基づいて、前記増幅器の歪補償を行う歪補償部と、前記増幅器によって増幅されるべき信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調部と、を備え、前記増幅器は、前記量子化信号を増幅し、前記アナログフィルタは、前記量子化信号からアナログ信号を生成し、前記デジタル信号処理部は、前記歪補償部による歪補償のために、前記増幅器から出力された量子化信号を取得することを特徴とする増幅装置である。
【００１０】
上記本発明によれば、歪補償部を備えるデジタル信号処理部は、歪補償部による歪補償のために、増幅器から出力された量子化信号を取得するため、増幅器の出力を複雑なアナログ信号処理を行うことなく取得することができる。
【００１１】
（２）前記増幅器は、デジタル増幅器であるのが好ましい。この場合、電力効率が良くなる。
【００１２】
（３）前記デジタル信号処理部は、前記アナログフィルタと同じ特性を持つデジタルフィルタを更に備え、前記デジタルフィルタは、前記デジタル信号処理部が取得した前記量子化信号に対してフィルタリングを行い、前記歪補償部は、前記デジタルフィルタの出力に基づいて、歪補償を行うのが好ましい。デジタル信号処理部が、アナログ信号を生成するアナログフィルタと同じ特性を持つデジタルフィルタを持つことで、デジタル信号処理部は、アナログフィルタから出力されるアナログ信号に対応するデジタル信号を得ることができる。
【００１３】
（４）前記デジタル信号処理部は、前記デジタルフィルタの出力を復調する復調部を更に備え、前記歪補償部は、前記復調部の出力に基づいて、歪補償を行うのが好ましい。この場合、復調（直交復調など）もデジタル信号処理部で行える。また、復調することで、搬送波のような高周波を扱う必要がなくなり、デジタル信号処理部における処理速度を抑えることができる。
【００１４】
（５）前記ΔΣ変調器は、バンドパス型ΔΣ変調器であるのが好ましい。バンドパス型ΔΣ変調器は、無線周波数信号のような高周波を扱う際に有利である。
【００１５】
（６）前記アナログ信号は、無線周波数信号であるのが好ましい。
【００１６】
（７）他の観点からみた本発明は、増幅器によって増幅されるべき信号を出力するデジタル信号処理装置であって、前記増幅器の出力に基づいて、前記増幅器の歪補償を行う歪補償部と、前記増幅器によって増幅されるべき信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調部と、を備え、前記歪補償部による歪補償のために、前記増幅器から出力された量子化信号を取得するよう構成されていることを特徴とするデジタル信号処理装置である。
【００１７】
（８）さらに他の観点からみた本発明は、前記（１）〜（６）のいずれか１項に記載の増幅装置を通信信号の増幅のために備えた無線通信装置である。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、増幅器の出力を複雑なアナログ信号処理を行うことなく取得できる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】増幅装置を備えた通信装置の構成図である。
【図２】ΔΣ変調器の構成図である。
【図３】１次ローパス型ΔΣ変調器である。
【図４】（ａ）はローパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルであり、（ｂ）はバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルである。
【図５】（ａ）はローパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルであり、（ｂ）はバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルである。
【図６】（ａ）はローパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルであり、（ｂ）はバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトルである。
【図７】（ａ）はローパス型ΔΣ変調器の動作を示す極座標であり、（ｂ）はバンドパス型ΔΣ変調器の動作を示す極座標である。
【図８】１次ローパス型ΔΣ変調器から変換して得られた２次ローパス型ΔΣ変調器である。
【図９】ＣＲＦＢ構造のローパス型ΔΣ変調器である。
【図１０】ＣＲＦＢ構造のローパス型ΔΣ変調器から変換して得られたバンドパス型ΔΣ変調器である。
【図１１】θ０＝π／４用のバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラム波形図である。
【図１２】θ０＝３π／４用のバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラム波形図である。
【図１３】θ０＝５π／４用のバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラム波形図である。
【図１４】θ０＝７π／４用のバンドパス型ΔΣ変調器の出力スペクトラム波形図である。
【図１５】第１変形例に係る増幅装置を備えた通信装置の構成図である。
【図１６】第２変形例に係る増幅装置を備えた通信装置の構成図である。
【図１７】第３変形例に係る増幅装置を備えた通信装置の構成図である。
【図１８】第４変形例に係る増幅装置を備えた通信装置の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。
［１．増幅装置の全体構成］
図１は、実施形態に係る増幅装置１を示している。この増幅装置１は、移動体通信システムにおける無線基地局装置又は無線端末装置などの無線通信装置に搭載される。なお、増幅装置１は、受信信号の増幅に用いても良い。
【００２１】
増幅装置１は、送信信号の処理を行うデジタル信号処理部（デジタル信号処理装置）２と、デジタル信号処理部２から出力された送信信号を増幅する増幅器（高出力増幅器；Ｈｉｇｈ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）３と、アナログフィルタ４と、を備えている。
増幅器３の出力は、アナログフィルタ４を通って、無線通信装置のアンテナ５から無線送信される。
【００２２】
デジタル信号処理部２は、送信信号であるベースバンド信号（ＩＱ信号）を出力するベースバンド部２３と、ベースバンド信号を直交変調する直交変調器２４と、ΔΣ変調器２５と、を備えている。
さらに、デジタル信号処理部２は、増幅器３の出力に基づいて、増幅器３の歪補償を行う歪補償部１５を備えている。
【００２３】
ベースバンド部２３は、ＩＱベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号それぞれ）をデジタルデータとして出力する。
ベースバンド部２３から出力されたＩＱベースバンド信号は、歪補償部１５によって歪補償処理が行われる。歪補償後のベースバンド信号（Ｉ’信号、Ｑ’信号）は、直交変調器２４に与えられる。
【００２４】
直交変調器２４では、搬送波（無変調波）をベースバンド信号の変化に応じて変調させて、搬送波にベースバンド信号が付加された変調波（直交変調波）を出力する。直交変調器２４は、デジタル信号処理で直交変調を行うデジタル直交変調器として構成されているため、直交変調器２４からは、多ビットのデジタルデータ（離散値）によって表現されたデジタル信号形式の変調波（デジタル変調波；デジタルＲＦ信号）が出力される。出力された変調波は、ΔΣ変調器２５に与えられる。
なお、変調波を生成する変調器２４としては、直交変調器に限らず、変調波を生成するための他の方式の変調器であってもよい。
【００２５】
前記搬送波の周波数は、通常の無線周波数を採用できる。無線周波数としては、好ましくは３０ＭＨｚ以上、より好ましくは３００ＭＨｚ以上、さらに好ましくは１ＧＨｚ以上である。
変調波の信号帯域幅も、特に限定されないが、搬送波周波数に対して十分小さい狭帯域であるのが好ましい。信号帯域幅は、例えば、５ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲が好ましい。
【００２６】
ΔΣ変調器２５は、直交変調器２４から出力された変調信号に対して、ΔΣ変調を行って１ｂｉｔの量子化信号（パルス信号）を出力する。ΔΣ変調器２５としては、ローパス型ΔΣ変調器であってもよいが、バンドパス型ΔΣ変調器が好ましい。ΔΣ変調器２５が、バンドパス型である場合、バンドパス型ΔΣ変調器２５の中心周波数は、前記搬送波の周波数と一致するように設定されている。
ΔΣ変調についての説明及びバンドパス型ΔΣ変調器の優位性については後述する。
なお、ΔΣ変調器２５から出力される量子化信号は、１ｂｉｔである必要はない。ΔΣ変調器２５から出力される量子化信号は、ΔΣ変調器２５に入力されたデジタルデータのビット数よりも少なければよい。
【００２７】
ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号（パルス信号）は、デジタル信号処理部２の出力として、増幅器３側に与えられる。
増幅器３は、デジタル増幅器が採用されている。本実施形態の増幅器３には、ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号（パルス信号）が入力として与えられ、一般的な無線通信装置の増幅器のようにアナログ信号（アナログＲＦ信号）が入力として与えられるわけではない。
【００２８】
したがって、増幅器３として、アナログ増幅器ではなく、パルス信号を増幅するデジタル増幅器（Ｓ級の増幅器）を採用することができる。デジタル増幅器は飽和状態で動作するため高効率であり、有利である。なお、増幅器３は、アナログ増幅器であってもよい。
【００２９】
増幅器３は、増幅された量子化信号（パルス信号）を出力する。増幅器３から出力された量子化信号（パルス信号）は、アナログフィルタ４に与えられる。
【００３０】
アナログフィルタ４としては、ΔΣ変調器２５がバンドパス型であればアナログバンドパスフィルタが用いられ、ΔΣ変調器２５がローパス型であればアナログローパスフィルタが用いられる。
【００３１】
アナログフィルタ４は、ΔΣ変調器２５によってノイズシェイピング（後述）された量子化雑音を除去するように設定されている。このアナログフィルタ４によって、ΔΣ変調器２５によって生成された量子化信号から、アナログ信号の前記変調波（連続波）を生成することができる。
つまり、アナログフィルタ４は、ΔΣ変調器２５に入力されたデジタルＲＦ信号に対応するアナログＲＦ信号を生成して出力する。なお、アナログフィルタ４の通過帯域の周波数は、生成されるアナログ信号（アナログ変調波：アナログＲＦ信号）の周波数に設定されている。
アナログフィルタ４の出力（アナログ変調波；アナログＲＦ信号）は、アンテナから無線送信される。
【００３２】
本実施形態の増幅装置１では、直交変調器２４、ΔΣ変調器２５、及び歪補償部１５がデジタル信号処理を行うデジタル回路として構成されている。したがって、高周波である変調波を扱いつつも、増幅器３の手前でアナログ回路を用いる必要がなく有利である。
【００３３】
［２．ΔΣ変調］
［２．１ ΔΣ変調器の基本構成］
図２に示すように、ΔΣ変調器２５は、ループフィルタ２７と、量子化器２８と、を備えている（非特許文献１参照）。
図２に示すΔΣ変調器２５は、入力（本実施形態では、変調波）Ｕが、ループフィルタ２７に与えられる。ループフィルタ２７の出力Ｙは、量子化器（例えば、１ｂｉｔ量子化器）２８に与えられる。量子化器２８の出力（量子化信号）Ｖは、ループフィルタ２７への他の入力として与えられる。
【００３４】
ΔΣ変調器２５の特性は、信号伝達関数（ＳＴＦ；Ｓｉｇｎａｌ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）及び雑音伝達関数（ＮＴＦ；Ｎｏｉｓｅ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）によって表すことができる。
つまり、ΔΣ変調器２５の入力をＵとし、ΔΣ変調器２５の出力をＶとし、量子化雑音をＥとしたときに、ΔΣ変調器２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
【数１】
【００３５】
したがって、所望のＮＴＦとＳＴＦとが与えられると、ループフィルタ２７の伝達関数を得ることができる。
【００３６】
このようなΔΣ変調は、オーバサンプリング変調の一種であり、一般的には、ＡＤ変換又はＤＡ変換に用いられている技術である。
ΔΣ変調では、信号帯域内の量子化雑音を、信号帯域外に移動させて、信号帯域内の量子化雑音を大きく低下させるノイズシェイピング（Ｎｏｉｓｅ Ｓｈａｐｉｎｇ）が行われる。
【００３７】
図３は、１次ローパス型ΔΣ変調器１２５の線形ｚ領域モデルのブロック図を示している。符号１２７がループフィルタの部分を示し、符号１２８が量子化器を示している。このΔΣ変調器１２５への入力をＵ（ｚ）とし、出力をＶ（ｚ）とし、量子化雑音をＥ（ｚ）としたときに、ΔΣ変調器１２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
Ｖ（ｚ）＝Ｕ（ｚ）＋（１−ｚ−１）Ｅ（ｚ）
【００３８】
つまり、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５において、信号伝達関数ＳＴＦ（ｚ）＝１であり、雑音伝達関数ＮＴＦ（ｚ）＝１−ｚ−１である。
【００３９】
［２．２ ローパス型ΔΣ変調とバンドパス型ΔΣ変調］
ローパス型ΔΣ変調では、図４（ａ）に示すように、低い周波数の量子化雑音が、より高い周波数側に移動して、低い周波数の量子化雑音が減衰するようノイズシェイピングされている。つまり、ローパス型Δ変調では、雑音伝達関数（ＮＴＦ）は、低周波数（０Ｈｚ付近）において、通過雑音を阻止する特性を有している。
【００４０】
オーバサンプリングを行うため、ΔΣ変調が施される信号の周波数は、ローパス型ΔΣ変調器のサンプリング周波数ｆｓよりも十分小さいことが必要である。換言すると、信号の周波数に対して、十分に大きなサンプリング周波数ｆｓが要求される。例えば、信号の周波数に対して、１２８倍程度のサンプリング周波数ｆｓが必要である。
【００４１】
一方、バンドパス型ΔΣ変調では、図４（ｂ）に示すように、雑音伝達関数（ＮＴＦ）は、０Ｈｚよりも大きい周波数において、通過雑音を阻止する。
【００４２】
バンドパス型ΔΣ変調では、信号の周波数ｆ０ではなく、信号の帯域幅ｆＢが、サンプリング周波数ｆｓよりも十分に小さければよい。
したがって、バンドパス型ΔΣ変調では、ΔΣ変調が施される信号の周波数（中心周波数）ｆ０は、サンプリング周波数ｆｓ以下であればよい。
換言すると、バンドパス型ΔΣ変調では、信号の帯域幅ｆＢに対して、十分に大きなサンプリング周波数ｆｓであればよい。例えば、信号の帯域幅ｆＢに対して、６４倍程度の十分に大きなサンプリング周波数ｆｓがあればよい。
【００４３】
ここで、例えば、無線通信の搬送波周波数ｆ０が１ＧＨｚ、信号帯域ｆＢが２０ＭＨｚであるものとする。このような無線周波数の変調波（ＲＦ信号）に対して、ローパス型ΔΣ変調を行おうとすると、変調波の最大周波数は、約１ＧＨｚであるため、変調波の最大周波数である１ＧＨｚに対して、十分に大きな（１２８倍程度）のサンプリング周波数ｆｓ（＝約１２８ＧＨｚ）が必要となる。このように、ローパス型ΔΣ変調では、サンプリング周波数（サンプリング速度）が高くなりすぎる。
【００４４】
これに対し、バンドパス型ΔΣ変調では、信号の帯域幅ｆＢに対して、十分に大きなサンプリング周波数ｆｓであればよいため、信号帯域が２０ＭＨｚのＲＦ信号であれば、２０ＭＨｚ×６４＝１．２８ＧＨｚ程度のサンプリング周波数ｆｓ（サンプリング速度＝１．２８ＧＳ／Ｓ）でよい。また、信号帯域が５ＭＨｚであれば、３２０ＭＨｚのサンプリング周波数（サンプリング速度＝３２０ＭＳ／ｓ）でよい。
このように、バンドパス型ΔΣ変調では、サンプリング周波数（サンプリング速度）を小さくできるため、有利である。
【００４５】
［２．３ バンドパス型のΔΣ変調器の設計］
［２．３．１ 変換式］
非特許文献１によれば、ローパス型ΔΣ変調器に対して、以下の変換を行うことで、ローパス型ΔΣ変調器を、バンドパス型ΔΣ変調器に変換できる。
【数２】
【００４６】
上記変換式に従って、ローパス型ΔΣ変調器１２５のｚ領域モデルにおけるｚを、ｚ’＝−ｚ２に置き換えることでバンドパス型ΔΣ変調器が得られる。
【００４７】
上記変換式を用いると、ｎ次のローパス型ΔΣ変調器（ｎは１以上の整数）を、２ｎ次のバンドパス型Σ変調器に変換できる。
例えば、１次ローパス型ΔΣ変調器１２５の周波数特性は、図５（ａ）に示すとおりである。１次ローパス型ΔΣ変調器１２５を、上記変換式で変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器の周波数特性は、図５（ｂ）に示すようになる。なお、図５において、横軸θは正規化周波数である。
【００４８】
上記変換式で得られたバンドパス型ΔΣ変調器の信号伝達関数及び雑音伝達関数は、変換前のローパス型ΔΣ変調器１２５と同じ利得を持つものの、図５（ｂ）に示す周波数特性は、図５（ａ）に示す周波数特性が２分の１に圧縮され、折り返されている。
【００４９】
上記変換式で得られたバンドパス型ΔΣ変調器は、同じオーバサンプリング比で動作する変換前のローパス型ΔΣ変調器１２５と同じ安定性特性とＳＮＲ特性を持つ。
【００５０】
しかし、上記変換式では、図５（ｂ）に示すように、サンプリング周波数ｆｓの１／４の周波数（正規化周波数θ＝±π／２）用のバンドパス型ΔΣ変調器しか得られない。つまり、上記変換式では、サンプリング周波数ｆｓの１／４周波数（正規化周波数θ＝±π／２）が量子化雑音阻止帯域の中心周波数ｆ０であるバンドパス型ΔΣ変調器しか得られない。
【００５１】
本発明者は、ローパス型ΔΣ変調器から、所望の周波数ｆ０（θ＝θ０）を、中心周波数ｆ０として持つバンドパス型ΔΣ変調器を得るための変換式を見出した。当該変換式は、例えば、次の式（３）に示す通りである。
【数３】
ここで、
θ０＝２π×（ｆ０／ｆｓ）
【００５２】
式（２）の変換式では、特定の周波数θ０＝π／２に関するものであったが、式（３）の変換式では、任意の周波数（θ０）に一般化されている。
【００５３】
［２．３．２ 変換式の考え方］
ローパス型ΔΣ変調器において、ｚ＝ｅｊωＴ＝１という前提に立つと、ローパス型変調器の特性を維持しつつバンドパス型ΔΣ変調器に変換するためのｚ’の絶対値は１となるべきである。
｜ｚ’｜＝１でなければ、素子ｚを通過した信号の大きさ（振幅）が変化するため、変換前のローパス型ΔΣ変調器よりも特性が劣化するからである。
なお、ｚ’の大きさは、１であっても、−１であってもよい。これは、ｚ’＝１とｚ’＝−１とは、単に位相が反転した関係にすぎず、信号の大きさを変化させないからである。
【００５４】
したがって、ローパス型ΔΣ変調器の特性を劣化させずに維持しつつ、バンドパス型ΔΣ変調器を得るためのｚ’は、ｚ及びθ０を含む関数ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）であって、任意のｚ，θ０について、ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の絶対値が常に１となる関数ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）であれば良い。
【００５５】
そのような関数ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）を見出せば、ローパス型ΔΣ変調器を、所望の周波数ｆ０（θ０）用のバンドパス型ΔΣ変調器が得られる。
【００５６】
本発明者は、次のようにして、そのような関数ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）を見出し、式（２）を一般化した変換式ｚ→ｚ’（式（３））を得た。
【００５７】
まず、ローパス型ΔΣ変調器から、所望の周波数ｆ０（θ＝θ０）を中心周波数ｆ０として持つバンドパス型ΔΣ変調器への変換は、周波数特性で考えると、図６に示すようになる。図６は、図５を、任意の周波数ｆ０（θ＝θ０）で一般化したものである。
図６（ｂ）に示すように、バンドパス型ΔΣ変調器の雑音阻止帯域の中心周波数はｆ０（θ０＝２π×（ｆ０／ｆｓ））である。
【００５８】
ここで、
【数４】
とおくことで、周波数領域で考える。なお、Ｔはサンプリング周期である。
【００５９】
また、式（４）のωＴは、
【数５】
である。
【００６０】
そして、図６（ａ）に示すように、ローパス型ΔΣ変調器では、ｆ０＝０（θ＝０）で動作している。そこで、本発明者は、式（４）に関して、ローパス型ΔΣ変調器では、以下の式（６）が成り立つと考えた。
【数６】
つまり、ローパス型ΔΣ変調器では、図６（ａ）に示すように、ｅｊ０で動作していると考えることができる。
【００６１】
式（６）より、以下の式（７）が得られる。
【数７】
【００６２】
一方、バンドパス型ΔΣ変調器では、図６（ｂ）及び図７（ｂ）に示すように、θ０及び−θ０において、複素共役の対で動作する。
したがって、ローパス型Δ変調器における式（７）に基づくとともに、バンドパス型ΔΣ変調器が複素共役の対を持つことを考慮すると、次の式（８）が得られる。
【数８】
【００６３】
本発明者は、式（８）を利用して、ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）を得た。
すなわち、まず、上記式（８）を次のように変形して、右辺（一方の辺）の値が１である式（１０）を得る。
【数９】
【数１０】
【００６４】
式（１０）は、その左辺（他方の辺）の式の値が、任意のｚ，θ０について、常に左辺の値＝１となる恒等式であることが明らかである。
したがって、式（１０）の左辺は、任意のｚ，θ０について、値が常に１となる関数ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）となっている。
【００６５】
式（１０）より、ローパス型からバンドパス型へ変換するための変換式ｚ→ｚ’におけるｚ’は、次の通りである。
【数１１】
上記式（１１）より、式（３）の変換式が得られる。
なお、上記式（３）において、θ０＝π／２（ｆ０＝ｆｓ／４の場合）とおくと、式（２）の変換式と等価であることがわかる。
さらに、ローパス型ΔΣ変換器は、θ０＝０である。θ０＝０の場合、式（３）の変換式は、ｚ→ｚとなり、式（３）は、ローパス型ΔΣ変換器を変形させないことがわかる。
【００６６】
また、ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の値は、−１でもよいため（絶対値が１であればよいため）、ｚ’は、次の形式であってもよい。
【００６７】
【数１２】
【００６８】
また、ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の分母と分子とを入れ替えても、１又は−１となるため、ｚ’は、次の形式であってもよい。
【数１３】
【数１４】
【００６９】
なお、任意のｚ，θ０について、絶対値が常に１となる式ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の表現形式は、当然ながら、例示したものに限定されない。ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）について、多様な表現形式が存在することは、式（８）から一方の辺の値が１又は−１である恒等式を得るための式の変形の仕方が一通りではないことからも明らかである。
【００７０】
［２．４ バンドパスΔΣ変調器の例］
［２．４．１ 第１例］
図８は、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５を、式（３）の変換式で変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器２５を示している。
なお、図３から図８への変換では、表記の便宜上、式（３）において、ａ＝ｃｏｓθ０とおいた下記の変換式を用いた。
【数１５】
【００７１】
［２．４．２ 第２例］
図９は、非特許文献１に記載されたＣＲＦＢ構造のループフィルタ１２７を持つローパス型ΔΣ変調器１２５を示している。なお、図９において、符号１２８は、量子化器を示す。
【００７２】
図９に示すローパス型ΔΣ変調器１２５を、式（３）の変換式で変換すると、図１０に示すバンドパス型ΔΣ変調器２５が得られる。なお、ここでも、表記の便宜上、式（３）において、ａ＝ｃｏｓθ０とおいた。
【００７３】
図９の（１／（ｚ−１））と（ｚ／（ｚ−１））におけるｚが、変換式によって変換される。（１／（ｚ−１））と（ｚ／（ｚ−１））の変換後の式は、それぞれ、次の通りである。
【数１６】
【数１７】
【００７４】
［２．４．３ その他］
バンドパス型ΔΣ変調器への変換は、その他の高次ローパス型ΔΣ変調器（例えば、非特許文献１記載のＣＩＦＢ構造、ＣＲＦＦ構造、ＣＩＦＦ構造など）に対しても適用できる。
【００７５】
［２．５ 出力結果］
図１１〜図１４は、第２例（図１０）のバンドパス型ΔΣ変調器において、θ０＝π／４とした場合（図１１）、θ０＝３π／４とした場合（図１２）、θ０＝５π／４とした場合（図１３）、θ０＝７π／４とした場合（図１４）の出力スペクトラム波形を示している。
【００７６】
図１１〜図１４に示すように、θ０＝π／４，３π／４，５π／４，７π／４の各周波数において、信号が所望のθ０において出現しており、θ０＝±π／２以外の他の周波数用のバンドパス型ΔΣ変調器が得られていることが分かる。
【００７７】
従来、任意の周波数ｆ０に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器の設計手法は確立していなかった。しかし、式（３）の変換式を用いることで、所望の搬送周波数ｆ０を、雑音伝達関数（ＮＴＦ）の雑音阻止帯域として設定でき、所望の搬送周波数ｆ０に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器を設計することができる。
【００７８】
［３．歪補償］
増幅器３において非線形特性（ＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性）が存在する場合には、増幅器３から出力されるパルス信号の振幅及び／又は位置のずれが、歪として生じる。
デジタル信号処理部２は、増幅器３の歪補償のため、増幅器３から出力された量子化信号（パルス信号）を取得する。
増幅器３の出力信号は、カプラ６によって検出され、カプラ６の検出信号の振幅を調整する可変減衰器７を介して、デジタル信号処理部２に与えられる。
【００７９】
増幅器３から出力される信号は、量子化信号（パルス信号）であるため、カプラ６からデジタル信号処理部２までの間に複雑なアナログ回路は不要であり、デジタル信号処理部２は、増幅器出力を容易に取得することができる。
【００８０】
デジタル信号処理部２は、デジタルフィルタ（第１デジタルフィルタ）１１を備えており、デジタル信号処理部２が取得した増幅器３の出力信号（量子化信号）は、第１デジタルフィルタ１１に与えられる。
【００８１】
第１デジタルフィルタ１１は、アナログフィルタ４と同じフィルタ特性を有している。したがって、第１デジタルフィルタ１１は、増幅器３の出力信号（量子化信号）に対して、アナログフィルタ４と同様のフィルタリング処理を行って、ＲＦ信号（搬送波）を出力することができる。ただし、第１デジタルフィルタ１１は、アナログフィルタ４とは異なり、デジタル信号処理によってフィルタリングを行うため、その出力はデジタル信号となる。つまり、第１デジタルフィルタ１１の出力は、デジタルＲＦ信号となる。
【００８２】
第１デジタルフィルタ１１から出力されたデジタルＲＦ信号は、デジタル直交復調器１３に与えられる。デジタル直交復調器１３は、復調されたベースバンド信号（Ｉ’’信号、Ｑ’’信号）を出力する。
復調されたベースバンド信号は、歪補償部１５に与えられる。
【００８３】
歪補償部（ＤＰＤ）１５は、送信信号（ベースバンド信号）に対して歪補償処理を行って、歪補償された送信信号（ベースバンド信号）を出力する歪補償処理部１５ａと、増幅器３の歪特性を推定する特性推定部１５ｂと、を備えている。
歪補償処理部１５ａは、特性推定部１５ｂにて推定された増幅器３の歪特性に基づいて、歪を打ち消すように歪補償処理を行う。
【００８４】
特性推定部１５ｂは、直交復調器１３から出力されたベースバンド信号（Ｉ’’信号、Ｑ’’信号）と、歪補償部１５（歪補償処理部１５ａ）から出力されたベースバンド信号（Ｉ’信号、Ｑ’信号）とを比較して、歪特性を推定する。なお、特性推定部１５ｂは、歪補償部１５（歪補償処理部１５ａ）から出力されたベースバンド信号（Ｉ’信号、Ｑ’信号）に代えて、歪補償部１５（歪補償処理部１５ａ）に入力されるベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）を用いても良い。
【００８５】
以上のように、本実施形態の増幅装置１では、歪補償に必要な処理の大部分をデジタル信号処理部２にて行える。
【００８６】
［４．増幅装置の変形例］
［４．１ 第１変形例］
図１５は、第１変形例に係る増幅装置１を示している。図１５に示す増幅装置１では、図１に示す増幅装置１の直交復調器１３が省略されている。このため、歪補償部１５（特性推定部１５ｂ）には、第１デジタルフィルタ１１の出力であるデジタルＲＦ信号が、与えられる。なお、第１変形例及びその他の変形例において説明を省略した点は、図１に示す増幅装置１と同様である。
【００８７】
第１変形例に係る増幅装置１では、特性推定部１５ｂは、デジタルフィルタ１１から出力されたデジタルＲＦ信号と、直交変調器２４から出力されたデジタルＲＦ信号と、を比較して、増幅器３の歪特性を推定する。
図１に示す増幅装置１のように、ベースバンド信号を用いて歪補償をすると、歪補償の処理速度を抑えることができるのに対して、第１変形例に係る増幅装置１のように高周波であるＲＦ信号を用いて歪補償をすると、歪保障の処理速度を高速化する必要がある。
ただし、第１変形例に係る増幅装置１では、直交復調器１３を省略できるため、デジタル信号処理部２の構成を簡素化できる。
【００８８】
［４．２ 第２変形例］
図１６は、第２変形例に係る増幅装置１を示している。第２変形例に係る増幅装置１では、歪補償部１５が、直交変調器２４とΔΣ変調器２５との間に設けられている。
【００８９】
第２変形例に係る増幅装置１では、第１変形例に係る増幅装置１と同様に、直交復調器１３が省略されており、歪補償部１５（特性推定部１５ｂ）には、第１デジタルフィルタ１１の出力であるデジタルＲＦ信号が、与えられる。
【００９０】
第２変形例に係る増幅装置１では、特性推定部１５ｂは、デジタルフィルタ１１から出力されたデジタルＲＦ信号と、補償処理部１５ａから出力されたデジタルＲＦ信号（又は直交変調器２４から出力されたデジタルＲＦ信号）と、を比較して、増幅器３の歪特性を推定する。そして、補償処理部１５ａは、直交変調器２４から出力されたデジタルＲＦ信号に対して歪補償処理を行い、歪補償がなされたデジタルＲＦ信号を、ΔΣ変調器２５に与える。
【００９１】
［４．３ 第３変形例］
図１７は、第３変形例に係る増幅装置１を示している。第３変形例に係る増幅装置１では、歪補償部１５が、ΔΣ変調器２５の出力側に設けられている。
【００９２】
第２変形例に係る増幅装置１では、図１に示す増幅装置１におけるデジタルフィルタ１１及び直交復調器１３が省略されている。歪補償部１５（特性推定部１５ｂ）には、増幅器３の出力（量子化信号；パルス信号）が、（減衰器７を介して）与えられる。
【００９３】
つまり、デジタル信号処理部２が取得した量子化信号（パルス信号）は、デジタルフィルタ１１によってＲＦ信号に変換されることなく、量子化信号（パルス信号）のまま、特性推定部１５ｂに与えられる。
【００９４】
第３変形例に係る増幅装置１では、特性推定部１５ｂは、増幅器３の出力である量子化信号と、補償処理部１５ａから出力された量子化信号（又はΔΣ変調器２５から出力された量子化信号）と、を比較して、増幅器３の歪特性を推定する。そして、補償処理部１５ａは、ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号に対して歪補償処理を行い、歪補償がなされた量子化信号を、デジタル信号処理部２の出力として、増幅器３に与える。
なお、歪補償処理部１５ａは、量子化信号を示すパルス信号のパルス振幅又はパルス位置を調整することで歪補償処理を行う。
【００９５】
［４．４ 第４変形例］
図１８は、第４変形例に係る増幅装置１を示している。第４変形例に係る増幅装置１では、図１に示す増幅装置１と同様に、直交変調器２４の入力側に歪補償部１５が設けられている。
第４変形例に係る増幅装置１では、デジタル信号処理部２は、増幅器３の出力信号を取得する。
デジタル信号処理部２が取得した増幅器３の出力信号（量子化信号）は、第１デジタルフィルタ１１に与えられる。また、増幅器３への入力信号は、第２デジタルフィルタ１２に与えられる。
【００９６】
第１及び第２デジタルフィルタ１１，１２は、アナログフィルタ４と同じフィルタ特性を有している。したがって、第１及び第２デジタルフィルタ１１，１２は、増幅器３の入出力信号（量子化信号）に対して、アナログフィルタ４と同様のフィルタリング処理を行って、ＲＦ信号（搬送波）を出力することができる。ただし、第１及び第２デジタルフィルタ１１，１２は、アナログフィルタ４とは異なり、デジタル信号処理によってフィルタリングを行うため、その出力はデジタル信号となる。つまり、第１及び第２デジタルフィルタ１１の出力は、デジタルＲＦ信号となる。
【００９７】
第１及び第２デジタルフィルタ１１，１２から出力されたデジタルＲＦ信号は、デジタル直交復調器１３及びデジタル直交復調器１４に与えられる。デジタル直交復調器１３，１４は、それぞれ、復調されたベースバンド信号を出力する。
復調されたベースバンド信号は、歪補償部１５に与えられる。
【００９８】
歪補償部１５の特性推定部１５ｂは、直交復調器１３から出力されたベースバンド信号と、直交復調気１４から出力されたベースバンド信号とを比較して、歪特性を推定する。
【００９９】
また、第４変形例に係る増幅装置１では、ΔΣ変調器２５の出力側に高調波強調部２６が設けられている。この高調波強調部は、アップサンプリング（×２）を行い、本来の信号の高調波成分を利用することができる。なお、高調波強調部２６は省略してもよい。
【０１００】
［５．付記］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１０１】
１ 増幅装置
２ デジタル信号処理部（デジタル信号処理装置）
３ 増幅器
４ アナログフィルタ
５ アンテナ
６ カプラ
７ 可変減衰器
１１ 第１デジタルフィルタ
１２ 第２デジタルフィルタ
１３ デジタル直交復調器
１４ デジタル直交復調器
１５ａ 歪補償処理部
１５ｂ 特性推定部
１５ａ 特性推定部
１５ 歪補償部
２３ ベースバンド部
２４ 直交変調器（変調器）
２５ ΔΣ変調器
２６ 高調波強調部
２７ ループフィルタ
２８ 量子化器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅器と、
前記増幅器によって増幅されるべき信号を出力するデジタル信号処理部と、
前記増幅器の出力側に設けられたアナログフィルタと、
を備え、
前記デジタル信号処理部は、
前記増幅器の出力に基づいて、前記増幅器の歪補償を行う歪補償部と、
前記増幅器によって増幅されるべき信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調部と、
を備え、
前記増幅器は、前記量子化信号を増幅し、
前記アナログフィルタは、前記量子化信号からアナログ信号を生成し、
前記デジタル信号処理部は、前記歪補償部による歪補償のために、前記増幅器から出力された量子化信号を取得する
ことを特徴とする増幅装置。
【請求項２】
前記増幅器は、デジタル増幅器である
請求項１記載の増幅装置。
【請求項３】
前記デジタル信号処理部は、前記アナログフィルタと同じ特性を持つデジタルフィルタを更に備え、
前記デジタルフィルタは、前記デジタル信号処理部が取得した前記量子化信号に対してフィルタリングを行い、
前記歪補償部は、前記デジタルフィルタの出力に基づいて、歪補償を行う
請求項１又は２記載の増幅装置。
【請求項４】
前記デジタル信号処理部は、前記デジタルフィルタの出力を復調する復調部を更に備え、
前記歪補償部は、前記復調部の出力に基づいて、歪補償を行う
請求項３記載の増幅装置。
【請求項５】
前記ΔΣ変調器は、バンドパス型ΔΣ変調器である
請求項１〜４のいずれか１項に記載の増幅装置。
【請求項６】
前記アナログ信号は、無線周波数信号である
請求項１〜５のいずれか１項に記載の増幅装置。
【請求項７】
増幅器によって増幅されるべき信号を出力するデジタル信号処理装置であって、
前記増幅器の出力に基づいて、前記増幅器の歪補償を行う歪補償部と、
前記増幅器によって増幅されるべき信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調部と、
を備え、
前記歪補償部による歪補償のために、前記増幅器から出力された量子化信号を取得するよう構成されている
ことを特徴とするデジタル信号処理装置。
【請求項８】
請求項１記載の増幅装置を通信信号の増幅のために備えた無線通信装置。
【請求項１】
増幅器と、
前記増幅器によって増幅されるべき信号を出力するデジタル信号処理部と、
前記増幅器の出力側に設けられたアナログフィルタと、
を備え、
前記デジタル信号処理部は、
前記増幅器の出力に基づいて、前記増幅器の歪補償を行う歪補償部と、
前記増幅器によって増幅されるべき信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調部と、
を備え、
前記増幅器は、前記量子化信号を増幅し、
前記アナログフィルタは、前記量子化信号からアナログ信号を生成し、
前記デジタル信号処理部は、前記歪補償部による歪補償のために、前記増幅器から出力された量子化信号を取得する
ことを特徴とする増幅装置。
【請求項２】
前記増幅器は、デジタル増幅器である
請求項１記載の増幅装置。
【請求項３】
前記デジタル信号処理部は、前記アナログフィルタと同じ特性を持つデジタルフィルタを更に備え、
前記デジタルフィルタは、前記デジタル信号処理部が取得した前記量子化信号に対してフィルタリングを行い、
前記歪補償部は、前記デジタルフィルタの出力に基づいて、歪補償を行う
請求項１又は２記載の増幅装置。
【請求項４】
前記デジタル信号処理部は、前記デジタルフィルタの出力を復調する復調部を更に備え、
前記歪補償部は、前記復調部の出力に基づいて、歪補償を行う
請求項３記載の増幅装置。
【請求項５】
前記ΔΣ変調器は、バンドパス型ΔΣ変調器である
請求項１〜４のいずれか１項に記載の増幅装置。
【請求項６】
前記アナログ信号は、無線周波数信号である
請求項１〜５のいずれか１項に記載の増幅装置。
【請求項７】
増幅器によって増幅されるべき信号を出力するデジタル信号処理装置であって、
前記増幅器の出力に基づいて、前記増幅器の歪補償を行う歪補償部と、
前記増幅器によって増幅されるべき信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調部と、
を備え、
前記歪補償部による歪補償のために、前記増幅器から出力された量子化信号を取得するよう構成されている
ことを特徴とするデジタル信号処理装置。
【請求項８】
請求項１記載の増幅装置を通信信号の増幅のために備えた無線通信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１３−８１１０８（Ｐ２０１３−８１１０８Ａ）
【公開日】平成２５年５月２日（２０１３．５．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２２０４５２（Ｐ２０１１−２２０４５２）
【出願日】平成２３年１０月４日（２０１１．１０．４）
【出願人】（０００００２１３０）住友電気工業株式会社 (12,747)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月２日（２０１３．５．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１０月４日（２０１１．１０．４）
【出願人】（０００００２１３０）住友電気工業株式会社 (12,747)
【Ｆターム（参考）】
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