直流・交流電力変換制御装置
【課題】直流交流変換回路の昇圧チョッパ回路部において、単独の双方向昇圧チョッパ回路では電圧変換比が高く運転効率が低下し、スイッチング素子に直流回路電圧を越える高い耐圧が必要となる。昇圧制御された直流電圧源からインバータを働かせると、高速運転時には直流電圧が高いためスイッチング素子に直流回路電圧を越える高い耐圧が必要となる。高い直流電圧の下で直接的にオンオフスイッチング制御すると、スイッチング損失やスイッチングノイズが周辺機器に影響を及ぼす。
【解決手段】バッテリー電圧から、1個の昇圧用リアクトルを介し二組の昇圧チョッパ切り替え回路動作により、昇圧された二組の直流電圧出力を直列に二段に接続して中性点電圧を有する二組の高い直流電圧を得ると共に、中性点電圧を有する昇圧制御された二組の直流電圧源をＮＰＣインバータに接続し、低速では２レベル動作、高速では３レベル動作に連続的に波形・電圧制御する。
【解決手段】バッテリー電圧から、1個の昇圧用リアクトルを介し二組の昇圧チョッパ切り替え回路動作により、昇圧された二組の直流電圧出力を直列に二段に接続して中性点電圧を有する二組の高い直流電圧を得ると共に、中性点電圧を有する昇圧制御された二組の直流電圧源をＮＰＣインバータに接続し、低速では２レベル動作、高速では３レベル動作に連続的に波形・電圧制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気自動車の駆動電源分野に用いられる昇圧チョッパ回路を含むＮＰＣインバータ技術に関する。特に充放電回路を２レベルから３レベルまで連続的に制御することにより運転効率の改善とノイズ低減を図り、蓄電池（バッテリー）の省エネと品質向上に貢献する技術である。
【背景技術】
【０００２】
近年、電気自動車の駆動電源システムはバッテリーをインバータに直結する方式や、バッテリーを昇圧チョッパ回路でバッテリー電圧を昇圧してからインバータに接続してインバータを制御する場合が多い。
【０００３】
電気自動車を低速運転する場合は、昇圧チョッパ回路によりインバータの直流電圧を高くしないが、高速運転する場合、高い直流電圧に上げてから、インバータを制御することが多く、その昇圧比は高いため、高い変換効率は得られにくい課題がある。
【０００４】
電気自動車の駆動用インバータ回路構成としては、三相ブリッジ構成による２レベルインバータが一般に用いられているが、スイッチング素子耐圧の低減やインバータの出力電圧の波形改善を目的に、電気鉄道等で用いられたＮＰＣインバータ（特許文献１ないし４、非特許文献１参照）を電気自動車用として用いた例は見当たらない。
【０００５】
このＮＰＣインバーを働かせるためには、直流電源に中性点電位が必要であり、通常は２個のキャパシタを直列に接続して、中性点付きの２電源を得てＮＰＣインバータに接続する方式が一般的であるが、ＮＰＣインバータに接続される負荷状態や制御状態によって、中性点電圧が変動し、正常な動作をしなくなる恐れがあるため、中性点の電位が変動しないような制御方策がいろいろと検討されているものの、中性点電圧を本質的に制御出来ないインバータの制御モードが存在するなどの課題がある。
【０００６】
電気自動車などでは、直流電源としてバッテリーを用いるため、二組の蓄電池を直列に接続することにより、ＮＰＣインバータの直流電源として用いることが出来るが、直流電圧を高くする場合には構成がさらに複雑化するとともに、二組の蓄電池間での負荷バランスが崩れる可能性もあり、実用的でないと考えられる。
【０００７】
従来技術によれば、バッテリー電圧を直接インバータに接続して、インバータにより交流電動機を制御する場合、高速運転時に適合した高い直流電圧のもとで、低速運転動作させると、インバータのスイッチング損失が大きく運転効率が低くなる。また、低い電圧で高速運転する場合、電動機電流が非常に大きくなり、大きな抵抗損を伴い、運転効率が低くなる。
【０００８】
そこで、最近のハイブリッド自動車におけるインバータの制御法として、バッテリー電圧を直接インバータに接続しないで、昇圧チョッパ回路を介して運転状態に応じて、直流電圧を適切な電圧値に制御してインバータに接続する方式が採られている。
【０００９】
この制御回路構成により、高速運転時には、バッテリー電圧を昇圧チョッパ回路により昇圧させてから、インバータ出力を得ることにより、大きな抵抗損につながる電流値を抑えることができる。また、低速運転時には昇圧チョッパ回路による昇圧比を抑えることにより、低い直流電圧でインバータを働かせるため、低速運転時のスイッチング損失も抑えることが出来る。
【００１０】
しかしながら、更なる運転効率の改善を目指す場合、高速回転時における直流動作電圧をさらに高くする要求があるが、高い直流電圧でのインバータ動作においては、より高いスイッチング素子耐圧が必要になるとともに、高い電圧からのＰＷＭスイッチング制御に伴うスイッチングノイズ等も増加するので、直流動作電圧としては数５００Ｖ〜６００Ｖ程度に抑えられる状況にある。
【００１１】
さらに、バッテリー電圧から、より高い直流電圧を得ようとする場合、昇圧チョッパの電圧変換比が大きくなり、変換効率の低下を招くので、この点からも高い直流電圧でインバータを働かせることは難しい。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特許第４２２１２１２号公報
【特許文献２】特開平１０−５２０４９号公報
【特許文献３】特開平９−５６１７２号公報
【特許文献４】特開２００１−１３６７５０号公報
【非特許文献】
【００１３】
【非特許文献１】「パワーエレクトロニクス回路」電気学会・半導体電力変換システム調査専門委員会編（平成１２年１１月３０日刊 株式会社オーム社）４５頁ないし９２頁、１３７頁ないし２１０頁
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
電気自動車等への応用を目的とした直流交流変換回路における昇圧チョッパ回路部において、高速運転時にバッテリーなどの一つの直流電圧源から高い直流電圧を得る場合、単独の双方向昇圧チョッパ回路では電圧変換比が高くなり運転効率が低下すると共に、必要とするスイッチング素子に直流回路電圧を越える高い耐圧のものを必要とする課題がある。
【００１５】
また、昇圧制御された直流電圧源からインバータを働かせる場合、インバータ回路部において、高速運転時には直流電圧が高くなるため、インバータのスイッチング素子に直流回路電圧を越える高い耐圧のものが必要となることと、高い直流電圧のもとで直接的にオンオフスイッチング制御する場合、スイッチング損失やスイッチングノイズが周辺機器に影響をおよぼすことが懸念されるなどの課題がある。
【００１６】
また、直流電圧源をコンデンサで分割して中性点電圧を得てＮＰＣインバータに接続する場合は、インバータの出力波形制御と負荷の状態によっては、中性点電圧が制御できないことが知られており、ＮＰＣインバータの中性点電圧の制御に課題がある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明の要点は、バッテリー電圧から、1個の昇圧用リアクトルを介して、二組の昇圧チョッパ回路（二段カスケード形昇圧チョッパ回路）動作により、昇圧された二組の直流電圧出力を直列に二段に接続することにより、中性点電圧を有する二組の高い直流電圧を得るとともに、中性点電圧を有する昇圧制御された二組の直流電圧を電源としてＮＰＣインバータに接続して、低速では２レベル動作に、また高速では３レベル動作に連続的に波形・電圧制御を行うことにより、前記した諸課題を解決する点にある。
【００１８】
すなわち課題を解決するための第１の発明は、直流電圧源から直流電圧制御が可能な直流中性点を有する二組の直流出力を得る双方向電力授受可能な直流・直流電圧制御部の出力を中性点クランプダイオードインバータ（ＮＰＣインバータ）回路構成による直流・交流変換回路部に接続することにより、インバータにかかる直流電圧の制御を可能にするとともに、ＮＰＣインバータの出力電圧の波形を２レベルから３レベル間での制御を可能にし、ＮＰＣインバータの出力電圧の振幅およびＰＷＭ制御波形を連続的に制御可能とすることを特徴とする直流・交流電力変換制御装置である。
【００１９】
また第２の発明は、前記直流・交流電力変換制御装置において、スイッチング素子と逆並列にダイオードを接続したスイッチ回路を２個直列に接続した接続点を有する二組のスイッチング回路を直列に接続し、直流電圧源から昇圧用リアクトルを介して、２つの接続点間に接続するとともに、直列に接続した二組のスイッチング回路の両端にコンデンサをそれぞれ接続することにより、昇圧用リアクトルを共用した２組の昇圧回路動作をスイッチ切り替え制御により、直列に接続した二組の電圧制御出力を得て、ＮＰＣインバータ回路に接続することを特徴とする直流・交流電力変換制御装置である。
【００２０】
さらにまた第３の発明は、前記直流・交流電力変換制御装置における直流・直流電圧制御部において、昇圧用リアクトルを共用した二組の昇圧回路のスイッチ切り替え制御により、直列に接続した二組の電圧制御出力の値を同じ値に制御することを特徴とする直流・直流電圧制御部を含む直流・交流電力変換制御装置である。
【００２１】
さらにまた第４の発明は、前記第１の発明の直流・交流電力変換制御装置において、三相ＮＰＣインバータの交流出力に三相交流電動機を接続することを特徴とする直流・交流電力変換制御装置である。
【００２２】
さらにまた第１ないし４の発明の直流・交流電力変換制御装置において、昇圧用リアクトルを共用した二組の昇圧回路のスイッチ切り替え制御による直流・直流電圧制御部の制御とＮＰＣインバータで構成する直流・交流電圧制御部を組み合わせ制御することにより、三相交流電動機の速度トルク制御を行うことを特徴とする直流・交流電力変換制御装置である。
【００２３】
さらにまた第１ないし５の発明の直流・交流電力変換制御装置において、三相交流電動機を低速運転時には、直流・直流電圧制御部における出力電圧を低くすると共に直流・交流変換回路部における三相ＮＰＣインバータを２レベル動作でのＰＷＭ制御波形とし、高速運転時には、三相ＮＰＣインバータを３レベル動作でＰＷＭ制御波形とすることを特徴とする直流・交流電力変換制御装置である。
【発明の効果】
【００２４】
本発明の昇圧チョッパ回路の切り替え制御方式により、直流電圧を昇圧する場合の昇圧チョッパの昇圧比を１／２に抑えることができるので、昇圧チョッパ回路の効率を上げることが出来るとともに、スイッチング素子の耐圧を最大昇圧電圧の１／２に低減できる。
【００２５】
また本発明の、直流・直流電圧制御回路部の直列接続された昇圧出力電圧をＮＰＣインバータの電源を用いることにより、中性点電圧制御とは独立にマルチレベルＰＷＭ制御出力波形を得ることが出来、低速運転時には直流電圧を低くするとともに、２レベル動作をさせることにより効率改善と、高速運転時には直流電圧を高くし、３レベル動作をさせることにより、ＰＷＭ制御された出力電圧波形を改善することができるとともに、スイッチング制御幅が１／２に抑えることが出来、スイッチングノイズ等を低く抑えることができ、かつスイッチング素子耐圧を最大直流電圧の１／２に抑えることが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の直流・交流電力変換制御装置にかかる基本回路構成図の一例。
【図２】本発明の直流・交流電力変換制御装置にかかるスイッチング回路の接続図の一例。
【図３】本発明の直流・直流電圧制御回路図の一例。
【図４】本発明の直流・直流電圧制御回路で昇圧動作における昇圧リアクトルにエネルギーを蓄積するときの短絡電流経路（１）の説明図。
【図５】本発明の直流・直流電圧制御回路で昇圧動作における昇圧リアクトル蓄積されたエネルギーをコンデンサCd1に昇圧動作をさせるときの短絡電流経路（２）の説明図。
【図６】本発明の直流・直流電圧制御回路で昇圧動作における昇圧リアクトル蓄積されたエネルギーでコンデンサCd2に昇圧動作をさせるときの短絡電流経路（３）の説明図。
【図７】本発明の実施例１の直流・直流電圧制御回路で力行動作、及び回生動作を確認するための負荷状態を含む主回路構成と制御システムの構成例。
【図８】実施例１に係る直流・直流電圧制御回路のシミュレーション波形データを示す図。
【図９】本発明の実施例２の直流・交流電力変換制御装置の制御動作を確認するために接続した三相Ｒ−Ｌ負荷を含む主回路と制御システムの構成例。
【図１０】実施例２に係る直流・交流電力変換制御装置のシミュレーション波形データを示す図。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
本発明は、バッテリー電圧から、1個の昇圧用リアクトルを介して、二組の昇圧チョッパ回路動作により、昇圧された二組の直流電圧出力を直列に二段に接続することにより、中性点電圧を有する二倍の高い直流電圧を得るとともに、中性点電圧を有するこの昇圧制御された二組の直流電圧を電源としてＮＰＣインバータに接続して、バッテリー等の直流電圧源から交流電動機を駆動制御する直流・交流電力変換制御装置である。
【００２８】
図１は、直流電圧源１００から昇圧制御した二組の電圧源Ed1、Ed2を直列に接続し、それをＮＰＣインバータ２２０の電源として交流電動機３００を働かせる直流・交流電力変換制御装置２００の基本回路構成例である。
【００２９】
図２は、この直流・交流電力変換制御装置を構成する電力変換回路である。直流電圧源１００から1個の昇圧用リアクトル２１７を介して、スイッチング素子（ＩＧＢＴ等）とダイオードを逆並列に接続したスイッチングアームを２個直列に接続した２組のスイッチ回路２１１、２１２、２１３及び２１４を直列に接続した昇圧回路２１０を構成して、昇圧リアクトル２１７を短絡させた後に、２組の昇圧出力用コンデンサ２１５及び２１６に交互に接続する昇圧回路動作をさせることにより、中性点を中心に２組の昇圧電圧出力を得て、直流・交流電力変換回路部（ＮＰＣインバータ）２２０に接続することにより、ＮＰＣインバータは中性点電位変動の問題を伴うことなく、制御信号に応じて２レベル動作、３レベル動作を任意に制御することができる。
【００３０】
図３は、スイッチング素子（ＩＧＢＴ等）と逆並列に接続したダイオードによるスイッチ回路２１１、２１２、２１３及び２１４で構成した直流・直流電圧制御部２１０の回路構成例である。
【００３１】
図４は、直流・直流電圧制御部２１０における昇圧チョッパ動作原理の説明図のうち、直流電源１００から昇圧リアクトル（Ｌ）を介してスイッチS02−S03経路より短絡回路を形成して、エネルギーを蓄積させる短絡電流経路図（１）を示している。
【００３２】
図５は、直流・直流電圧制御部２１０における昇圧チョッパ動作原理の説明図のうち、直流電源から昇圧リアクトル（Ｌ）に蓄積されたエネルギーをスイッチS01−S03経路より昇圧経路を形成して、昇圧出力用コンデンサCd1に昇圧動作をさせる短絡電流経路図（２）を示している。
【００３３】
図６は、直流・直流電圧制御部２１０における昇圧チョッパ動作原理の説明図のうち、直流電源から昇圧リアクトル（Ｌ）に蓄積されたエネルギーをスイッチS02−S04経路より昇圧経路を形成して、昇圧出力用コンデンサCd2に昇圧動作をさせる短絡電流経路図（３）を示している。
【実施例１】
【００３４】
本発明の一実施例として直流・直流電圧制御部２１０において、図７に示す直流負荷回路２３０を接続し、昇圧リアクトルL=10ｍＨ，コンデンサCd1=Cd2=5000μＦ、直流電圧EB=100Ｖのもとで、昇圧電圧をEd1=Ed2=150Ｖに設定し、負荷回路２３０の抵抗Ｒ＝１０Ωのもとで、負荷回路２３０の電圧Vsを145Ｖとして、負荷側にエネルギーを取り出す力行動作と、負荷回路２３０の電圧Vsを155Ｖとして、負荷側からエネルギーを直流・直流電圧変換回路２１０の直流電圧源EB１００に回生する二つのケースについてシミュレーション解析を行った。
【００３５】
図８は、実施例１の二つの動作条件に設定してシミュレーション解析を行ったときの動作波形であり、同図（a）力行動作では、過渡状態を経て正の定常電流が流れ、（b）回生動作では、過渡状態を経て負の定常電流が流れており、双方向の電力授受が可能で問題なく昇圧動作が行えることが確認できる。
【実施例２】
【００３６】
本発明の他の実施例として、図９に示す直流・直流電圧制御部２１０と直流・交流電力変換部２２０を含む本発明による直流・交流電力変換制御回路において、昇圧リアクトルL=10ｍＨ，コンデンサCd1=Cd2=5000μＦ、直流電圧EB=100Ｖのもとで、昇圧電圧をEd1=Ed2=150Ｖに設定し、三相負荷としてR=10Ω、L1=10mHでシミュレーション解析を行った。
【００３７】
図１０は、実施例２の直流・交流電力変換制御回路において、Ｖ／ｆ一定制御により周波数を上昇させたときの動作波形であり、昇圧チョッパ動作により、直流電源電圧EB=100Ｖから、Ed1=Ed2=150Ｖが得られており、周波数が上昇するとともに、電圧波形も２レベル動作から３レベル動作へとマルチレベル制御されたＰＷＭ波形に制御できることが確認できる。
【産業上の利用可能性】
【００３８】
本発明の、直流・交流電力変換制御装置において、直流・直流電圧制御部では特に昇圧時に、また直流・交流電力変換回路部では低速運転時に運転効率が改善できるとともに、必要とされるスイッチング素子耐圧を昇圧後の最大直流電圧値の１／２に抑えることができ、素子耐圧に余裕ができるので、効率の改善に有利なより高い直流動作電圧で動作させることができるので、電気自動車等の動力制御電源として有効利用することができる。
【符号の説明】
【００３９】
１００…直流電源
２００…直流・交流電力変換装置部
２１０…直流・直流電圧制御回路部
２１１〜２１４…スイッチング素子と逆並列にダイオードを接続したスイッチ回路
２１５，２１６…昇圧出力用コンデンサ
２１７…昇圧用リアクトル
２２０…直流・交流電力変換回路部（ＮＰＣインバータ）
２３０…力行動作、回生動作を確認用直流負荷回路
３００…交流負荷（交流電動機、三相Ｒ−Ｌ負荷）
４００…制御信号発生回路部
４１０…直流・直流電圧制御回路部の制御回路例
４２０…直流・交流電力変換回路部の制御回路例（ＰＷＭ制御部）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気自動車の駆動電源分野に用いられる昇圧チョッパ回路を含むＮＰＣインバータ技術に関する。特に充放電回路を２レベルから３レベルまで連続的に制御することにより運転効率の改善とノイズ低減を図り、蓄電池（バッテリー）の省エネと品質向上に貢献する技術である。
【背景技術】
【０００２】
近年、電気自動車の駆動電源システムはバッテリーをインバータに直結する方式や、バッテリーを昇圧チョッパ回路でバッテリー電圧を昇圧してからインバータに接続してインバータを制御する場合が多い。
【０００３】
電気自動車を低速運転する場合は、昇圧チョッパ回路によりインバータの直流電圧を高くしないが、高速運転する場合、高い直流電圧に上げてから、インバータを制御することが多く、その昇圧比は高いため、高い変換効率は得られにくい課題がある。
【０００４】
電気自動車の駆動用インバータ回路構成としては、三相ブリッジ構成による２レベルインバータが一般に用いられているが、スイッチング素子耐圧の低減やインバータの出力電圧の波形改善を目的に、電気鉄道等で用いられたＮＰＣインバータ（特許文献１ないし４、非特許文献１参照）を電気自動車用として用いた例は見当たらない。
【０００５】
このＮＰＣインバーを働かせるためには、直流電源に中性点電位が必要であり、通常は２個のキャパシタを直列に接続して、中性点付きの２電源を得てＮＰＣインバータに接続する方式が一般的であるが、ＮＰＣインバータに接続される負荷状態や制御状態によって、中性点電圧が変動し、正常な動作をしなくなる恐れがあるため、中性点の電位が変動しないような制御方策がいろいろと検討されているものの、中性点電圧を本質的に制御出来ないインバータの制御モードが存在するなどの課題がある。
【０００６】
電気自動車などでは、直流電源としてバッテリーを用いるため、二組の蓄電池を直列に接続することにより、ＮＰＣインバータの直流電源として用いることが出来るが、直流電圧を高くする場合には構成がさらに複雑化するとともに、二組の蓄電池間での負荷バランスが崩れる可能性もあり、実用的でないと考えられる。
【０００７】
従来技術によれば、バッテリー電圧を直接インバータに接続して、インバータにより交流電動機を制御する場合、高速運転時に適合した高い直流電圧のもとで、低速運転動作させると、インバータのスイッチング損失が大きく運転効率が低くなる。また、低い電圧で高速運転する場合、電動機電流が非常に大きくなり、大きな抵抗損を伴い、運転効率が低くなる。
【０００８】
そこで、最近のハイブリッド自動車におけるインバータの制御法として、バッテリー電圧を直接インバータに接続しないで、昇圧チョッパ回路を介して運転状態に応じて、直流電圧を適切な電圧値に制御してインバータに接続する方式が採られている。
【０００９】
この制御回路構成により、高速運転時には、バッテリー電圧を昇圧チョッパ回路により昇圧させてから、インバータ出力を得ることにより、大きな抵抗損につながる電流値を抑えることができる。また、低速運転時には昇圧チョッパ回路による昇圧比を抑えることにより、低い直流電圧でインバータを働かせるため、低速運転時のスイッチング損失も抑えることが出来る。
【００１０】
しかしながら、更なる運転効率の改善を目指す場合、高速回転時における直流動作電圧をさらに高くする要求があるが、高い直流電圧でのインバータ動作においては、より高いスイッチング素子耐圧が必要になるとともに、高い電圧からのＰＷＭスイッチング制御に伴うスイッチングノイズ等も増加するので、直流動作電圧としては数５００Ｖ〜６００Ｖ程度に抑えられる状況にある。
【００１１】
さらに、バッテリー電圧から、より高い直流電圧を得ようとする場合、昇圧チョッパの電圧変換比が大きくなり、変換効率の低下を招くので、この点からも高い直流電圧でインバータを働かせることは難しい。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特許第４２２１２１２号公報
【特許文献２】特開平１０−５２０４９号公報
【特許文献３】特開平９−５６１７２号公報
【特許文献４】特開２００１−１３６７５０号公報
【非特許文献】
【００１３】
【非特許文献１】「パワーエレクトロニクス回路」電気学会・半導体電力変換システム調査専門委員会編（平成１２年１１月３０日刊 株式会社オーム社）４５頁ないし９２頁、１３７頁ないし２１０頁
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
電気自動車等への応用を目的とした直流交流変換回路における昇圧チョッパ回路部において、高速運転時にバッテリーなどの一つの直流電圧源から高い直流電圧を得る場合、単独の双方向昇圧チョッパ回路では電圧変換比が高くなり運転効率が低下すると共に、必要とするスイッチング素子に直流回路電圧を越える高い耐圧のものを必要とする課題がある。
【００１５】
また、昇圧制御された直流電圧源からインバータを働かせる場合、インバータ回路部において、高速運転時には直流電圧が高くなるため、インバータのスイッチング素子に直流回路電圧を越える高い耐圧のものが必要となることと、高い直流電圧のもとで直接的にオンオフスイッチング制御する場合、スイッチング損失やスイッチングノイズが周辺機器に影響をおよぼすことが懸念されるなどの課題がある。
【００１６】
また、直流電圧源をコンデンサで分割して中性点電圧を得てＮＰＣインバータに接続する場合は、インバータの出力波形制御と負荷の状態によっては、中性点電圧が制御できないことが知られており、ＮＰＣインバータの中性点電圧の制御に課題がある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明の要点は、バッテリー電圧から、1個の昇圧用リアクトルを介して、二組の昇圧チョッパ回路（二段カスケード形昇圧チョッパ回路）動作により、昇圧された二組の直流電圧出力を直列に二段に接続することにより、中性点電圧を有する二組の高い直流電圧を得るとともに、中性点電圧を有する昇圧制御された二組の直流電圧を電源としてＮＰＣインバータに接続して、低速では２レベル動作に、また高速では３レベル動作に連続的に波形・電圧制御を行うことにより、前記した諸課題を解決する点にある。
【００１８】
すなわち課題を解決するための第１の発明は、直流電圧源から直流電圧制御が可能な直流中性点を有する二組の直流出力を得る双方向電力授受可能な直流・直流電圧制御部の出力を中性点クランプダイオードインバータ（ＮＰＣインバータ）回路構成による直流・交流変換回路部に接続することにより、インバータにかかる直流電圧の制御を可能にするとともに、ＮＰＣインバータの出力電圧の波形を２レベルから３レベル間での制御を可能にし、ＮＰＣインバータの出力電圧の振幅およびＰＷＭ制御波形を連続的に制御可能とすることを特徴とする直流・交流電力変換制御装置である。
【００１９】
また第２の発明は、前記直流・交流電力変換制御装置において、スイッチング素子と逆並列にダイオードを接続したスイッチ回路を２個直列に接続した接続点を有する二組のスイッチング回路を直列に接続し、直流電圧源から昇圧用リアクトルを介して、２つの接続点間に接続するとともに、直列に接続した二組のスイッチング回路の両端にコンデンサをそれぞれ接続することにより、昇圧用リアクトルを共用した２組の昇圧回路動作をスイッチ切り替え制御により、直列に接続した二組の電圧制御出力を得て、ＮＰＣインバータ回路に接続することを特徴とする直流・交流電力変換制御装置である。
【００２０】
さらにまた第３の発明は、前記直流・交流電力変換制御装置における直流・直流電圧制御部において、昇圧用リアクトルを共用した二組の昇圧回路のスイッチ切り替え制御により、直列に接続した二組の電圧制御出力の値を同じ値に制御することを特徴とする直流・直流電圧制御部を含む直流・交流電力変換制御装置である。
【００２１】
さらにまた第４の発明は、前記第１の発明の直流・交流電力変換制御装置において、三相ＮＰＣインバータの交流出力に三相交流電動機を接続することを特徴とする直流・交流電力変換制御装置である。
【００２２】
さらにまた第１ないし４の発明の直流・交流電力変換制御装置において、昇圧用リアクトルを共用した二組の昇圧回路のスイッチ切り替え制御による直流・直流電圧制御部の制御とＮＰＣインバータで構成する直流・交流電圧制御部を組み合わせ制御することにより、三相交流電動機の速度トルク制御を行うことを特徴とする直流・交流電力変換制御装置である。
【００２３】
さらにまた第１ないし５の発明の直流・交流電力変換制御装置において、三相交流電動機を低速運転時には、直流・直流電圧制御部における出力電圧を低くすると共に直流・交流変換回路部における三相ＮＰＣインバータを２レベル動作でのＰＷＭ制御波形とし、高速運転時には、三相ＮＰＣインバータを３レベル動作でＰＷＭ制御波形とすることを特徴とする直流・交流電力変換制御装置である。
【発明の効果】
【００２４】
本発明の昇圧チョッパ回路の切り替え制御方式により、直流電圧を昇圧する場合の昇圧チョッパの昇圧比を１／２に抑えることができるので、昇圧チョッパ回路の効率を上げることが出来るとともに、スイッチング素子の耐圧を最大昇圧電圧の１／２に低減できる。
【００２５】
また本発明の、直流・直流電圧制御回路部の直列接続された昇圧出力電圧をＮＰＣインバータの電源を用いることにより、中性点電圧制御とは独立にマルチレベルＰＷＭ制御出力波形を得ることが出来、低速運転時には直流電圧を低くするとともに、２レベル動作をさせることにより効率改善と、高速運転時には直流電圧を高くし、３レベル動作をさせることにより、ＰＷＭ制御された出力電圧波形を改善することができるとともに、スイッチング制御幅が１／２に抑えることが出来、スイッチングノイズ等を低く抑えることができ、かつスイッチング素子耐圧を最大直流電圧の１／２に抑えることが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の直流・交流電力変換制御装置にかかる基本回路構成図の一例。
【図２】本発明の直流・交流電力変換制御装置にかかるスイッチング回路の接続図の一例。
【図３】本発明の直流・直流電圧制御回路図の一例。
【図４】本発明の直流・直流電圧制御回路で昇圧動作における昇圧リアクトルにエネルギーを蓄積するときの短絡電流経路（１）の説明図。
【図５】本発明の直流・直流電圧制御回路で昇圧動作における昇圧リアクトル蓄積されたエネルギーをコンデンサCd1に昇圧動作をさせるときの短絡電流経路（２）の説明図。
【図６】本発明の直流・直流電圧制御回路で昇圧動作における昇圧リアクトル蓄積されたエネルギーでコンデンサCd2に昇圧動作をさせるときの短絡電流経路（３）の説明図。
【図７】本発明の実施例１の直流・直流電圧制御回路で力行動作、及び回生動作を確認するための負荷状態を含む主回路構成と制御システムの構成例。
【図８】実施例１に係る直流・直流電圧制御回路のシミュレーション波形データを示す図。
【図９】本発明の実施例２の直流・交流電力変換制御装置の制御動作を確認するために接続した三相Ｒ−Ｌ負荷を含む主回路と制御システムの構成例。
【図１０】実施例２に係る直流・交流電力変換制御装置のシミュレーション波形データを示す図。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
本発明は、バッテリー電圧から、1個の昇圧用リアクトルを介して、二組の昇圧チョッパ回路動作により、昇圧された二組の直流電圧出力を直列に二段に接続することにより、中性点電圧を有する二倍の高い直流電圧を得るとともに、中性点電圧を有するこの昇圧制御された二組の直流電圧を電源としてＮＰＣインバータに接続して、バッテリー等の直流電圧源から交流電動機を駆動制御する直流・交流電力変換制御装置である。
【００２８】
図１は、直流電圧源１００から昇圧制御した二組の電圧源Ed1、Ed2を直列に接続し、それをＮＰＣインバータ２２０の電源として交流電動機３００を働かせる直流・交流電力変換制御装置２００の基本回路構成例である。
【００２９】
図２は、この直流・交流電力変換制御装置を構成する電力変換回路である。直流電圧源１００から1個の昇圧用リアクトル２１７を介して、スイッチング素子（ＩＧＢＴ等）とダイオードを逆並列に接続したスイッチングアームを２個直列に接続した２組のスイッチ回路２１１、２１２、２１３及び２１４を直列に接続した昇圧回路２１０を構成して、昇圧リアクトル２１７を短絡させた後に、２組の昇圧出力用コンデンサ２１５及び２１６に交互に接続する昇圧回路動作をさせることにより、中性点を中心に２組の昇圧電圧出力を得て、直流・交流電力変換回路部（ＮＰＣインバータ）２２０に接続することにより、ＮＰＣインバータは中性点電位変動の問題を伴うことなく、制御信号に応じて２レベル動作、３レベル動作を任意に制御することができる。
【００３０】
図３は、スイッチング素子（ＩＧＢＴ等）と逆並列に接続したダイオードによるスイッチ回路２１１、２１２、２１３及び２１４で構成した直流・直流電圧制御部２１０の回路構成例である。
【００３１】
図４は、直流・直流電圧制御部２１０における昇圧チョッパ動作原理の説明図のうち、直流電源１００から昇圧リアクトル（Ｌ）を介してスイッチS02−S03経路より短絡回路を形成して、エネルギーを蓄積させる短絡電流経路図（１）を示している。
【００３２】
図５は、直流・直流電圧制御部２１０における昇圧チョッパ動作原理の説明図のうち、直流電源から昇圧リアクトル（Ｌ）に蓄積されたエネルギーをスイッチS01−S03経路より昇圧経路を形成して、昇圧出力用コンデンサCd1に昇圧動作をさせる短絡電流経路図（２）を示している。
【００３３】
図６は、直流・直流電圧制御部２１０における昇圧チョッパ動作原理の説明図のうち、直流電源から昇圧リアクトル（Ｌ）に蓄積されたエネルギーをスイッチS02−S04経路より昇圧経路を形成して、昇圧出力用コンデンサCd2に昇圧動作をさせる短絡電流経路図（３）を示している。
【実施例１】
【００３４】
本発明の一実施例として直流・直流電圧制御部２１０において、図７に示す直流負荷回路２３０を接続し、昇圧リアクトルL=10ｍＨ，コンデンサCd1=Cd2=5000μＦ、直流電圧EB=100Ｖのもとで、昇圧電圧をEd1=Ed2=150Ｖに設定し、負荷回路２３０の抵抗Ｒ＝１０Ωのもとで、負荷回路２３０の電圧Vsを145Ｖとして、負荷側にエネルギーを取り出す力行動作と、負荷回路２３０の電圧Vsを155Ｖとして、負荷側からエネルギーを直流・直流電圧変換回路２１０の直流電圧源EB１００に回生する二つのケースについてシミュレーション解析を行った。
【００３５】
図８は、実施例１の二つの動作条件に設定してシミュレーション解析を行ったときの動作波形であり、同図（a）力行動作では、過渡状態を経て正の定常電流が流れ、（b）回生動作では、過渡状態を経て負の定常電流が流れており、双方向の電力授受が可能で問題なく昇圧動作が行えることが確認できる。
【実施例２】
【００３６】
本発明の他の実施例として、図９に示す直流・直流電圧制御部２１０と直流・交流電力変換部２２０を含む本発明による直流・交流電力変換制御回路において、昇圧リアクトルL=10ｍＨ，コンデンサCd1=Cd2=5000μＦ、直流電圧EB=100Ｖのもとで、昇圧電圧をEd1=Ed2=150Ｖに設定し、三相負荷としてR=10Ω、L1=10mHでシミュレーション解析を行った。
【００３７】
図１０は、実施例２の直流・交流電力変換制御回路において、Ｖ／ｆ一定制御により周波数を上昇させたときの動作波形であり、昇圧チョッパ動作により、直流電源電圧EB=100Ｖから、Ed1=Ed2=150Ｖが得られており、周波数が上昇するとともに、電圧波形も２レベル動作から３レベル動作へとマルチレベル制御されたＰＷＭ波形に制御できることが確認できる。
【産業上の利用可能性】
【００３８】
本発明の、直流・交流電力変換制御装置において、直流・直流電圧制御部では特に昇圧時に、また直流・交流電力変換回路部では低速運転時に運転効率が改善できるとともに、必要とされるスイッチング素子耐圧を昇圧後の最大直流電圧値の１／２に抑えることができ、素子耐圧に余裕ができるので、効率の改善に有利なより高い直流動作電圧で動作させることができるので、電気自動車等の動力制御電源として有効利用することができる。
【符号の説明】
【００３９】
１００…直流電源
２００…直流・交流電力変換装置部
２１０…直流・直流電圧制御回路部
２１１〜２１４…スイッチング素子と逆並列にダイオードを接続したスイッチ回路
２１５，２１６…昇圧出力用コンデンサ
２１７…昇圧用リアクトル
２２０…直流・交流電力変換回路部（ＮＰＣインバータ）
２３０…力行動作、回生動作を確認用直流負荷回路
３００…交流負荷（交流電動機、三相Ｒ−Ｌ負荷）
４００…制御信号発生回路部
４１０…直流・直流電圧制御回路部の制御回路例
４２０…直流・交流電力変換回路部の制御回路例（ＰＷＭ制御部）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧源から直流電圧制御が可能な直流中性点を有する二組の直流出力を得る双方向電力授受可能な直流・直流電圧制御部の出力を中性点クランプダイオードインバータ（ＮＰＣインバータ）回路構成による直流・交流変換回路部に接続することにより、インバータにかかる直流電圧の制御を可能にするとともに、ＮＰＣインバータの出力電圧の波形を２レベルから３レベル間での制御を可能にすることにより、ＮＰＣインバータの出力電圧の振幅およびＰＷＭ制御波形を連続的に制御可能とすることを特徴とした直流・交流電力変換制御装置。
【請求項２】
請求項１記載の直流・交流電力変換制御装置において、スイッチング素子と逆並列にダイオードを接続したスイッチ回路を２個直列に接続した接続点を有する二組のスイッチング回路を直列に接続し、直流電圧源から昇圧用リアクトルを介して、２つの接続点間に接続するとともに、直列に接続した二組のスイッチング回路の両端にコンデンサをそれぞれ接続することにより、昇圧用リアクトルを共用した２組の昇圧回路動作をスイッチ切り替え制御により、直列に接続した二組の電圧制御出力を得て、ＮＰＣインバータ回路に接続することを特徴とする直流・交流電力変換制御装置。
【請求項３】
請求項１ないし２記載の直流・交流電力変換制御装置における直流・直流電圧制御部において、昇圧用リアクトルを共用した二組の昇圧回路のスイッチ切り替え制御により、直列に接続した二組の電圧制御出力の値を同じ値に制御することを特徴とする直流・直流電圧制御部を含む直流・交流電力変換制御装置。
【請求項４】
請求項１記載の直流・交流電力変換制御装置において、三相ＮＰＣインバータの交流出力に三相交流電動機を接続することを特徴とする直流・交流電力変換制御装置。
【請求項５】
請求項１ないし４記載の直流・交流電力変換制御装置において、昇圧用リアクトルを共用した二組の昇圧回路のスイッチ切り替え制御による直流・直流電圧制御部の制御とＮＰＣインバータで構成する直流・交流電圧制御部を組み合わせ制御することにより、三相交流電動機の速度トルク制御を行うことを特徴とする直流・交流電力変換制御装置。
【請求項６】
請求項１ないし５記載の直流・交流電力変換制御装置において、三相交流電動機を低速運転時には、直流・直流電圧制御部における出力電圧を低くすると共に直流・交流変換回路部における三相ＮＰＣインバータを２レベル動作でのＰＷＭ制御波形とし、高速運転時には、三相ＮＰＣインバータを３レベル動作でＰＷＭ制御波形とすることを特徴とする直流・交流電力変換制御装置。
【請求項１】
直流電圧源から直流電圧制御が可能な直流中性点を有する二組の直流出力を得る双方向電力授受可能な直流・直流電圧制御部の出力を中性点クランプダイオードインバータ（ＮＰＣインバータ）回路構成による直流・交流変換回路部に接続することにより、インバータにかかる直流電圧の制御を可能にするとともに、ＮＰＣインバータの出力電圧の波形を２レベルから３レベル間での制御を可能にすることにより、ＮＰＣインバータの出力電圧の振幅およびＰＷＭ制御波形を連続的に制御可能とすることを特徴とした直流・交流電力変換制御装置。
【請求項２】
請求項１記載の直流・交流電力変換制御装置において、スイッチング素子と逆並列にダイオードを接続したスイッチ回路を２個直列に接続した接続点を有する二組のスイッチング回路を直列に接続し、直流電圧源から昇圧用リアクトルを介して、２つの接続点間に接続するとともに、直列に接続した二組のスイッチング回路の両端にコンデンサをそれぞれ接続することにより、昇圧用リアクトルを共用した２組の昇圧回路動作をスイッチ切り替え制御により、直列に接続した二組の電圧制御出力を得て、ＮＰＣインバータ回路に接続することを特徴とする直流・交流電力変換制御装置。
【請求項３】
請求項１ないし２記載の直流・交流電力変換制御装置における直流・直流電圧制御部において、昇圧用リアクトルを共用した二組の昇圧回路のスイッチ切り替え制御により、直列に接続した二組の電圧制御出力の値を同じ値に制御することを特徴とする直流・直流電圧制御部を含む直流・交流電力変換制御装置。
【請求項４】
請求項１記載の直流・交流電力変換制御装置において、三相ＮＰＣインバータの交流出力に三相交流電動機を接続することを特徴とする直流・交流電力変換制御装置。
【請求項５】
請求項１ないし４記載の直流・交流電力変換制御装置において、昇圧用リアクトルを共用した二組の昇圧回路のスイッチ切り替え制御による直流・直流電圧制御部の制御とＮＰＣインバータで構成する直流・交流電圧制御部を組み合わせ制御することにより、三相交流電動機の速度トルク制御を行うことを特徴とする直流・交流電力変換制御装置。
【請求項６】
請求項１ないし５記載の直流・交流電力変換制御装置において、三相交流電動機を低速運転時には、直流・直流電圧制御部における出力電圧を低くすると共に直流・交流変換回路部における三相ＮＰＣインバータを２レベル動作でのＰＷＭ制御波形とし、高速運転時には、三相ＮＰＣインバータを３レベル動作でＰＷＭ制御波形とすることを特徴とする直流・交流電力変換制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１１−１８８６５５（Ｐ２０１１−１８８６５５Ａ）
【公開日】平成２３年９月２２日（２０１１．９．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−５２５２６（Ｐ２０１０−５２５２６）
【出願日】平成２２年３月１０日（２０１０．３．１０）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り 発行者：電気関係学会四国支部連合大会実行委員会 刊行物名：平成２１年度電気関係学会四国支部連合大会講演要旨集 発行年月日：平成２１年９月１５日
【出願人】（３０４０２０２９２）国立大学法人徳島大学 (307)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年９月２２日（２０１１．９．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年３月１０日（２０１０．３．１０）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り 発行者：電気関係学会四国支部連合大会実行委員会 刊行物名：平成２１年度電気関係学会四国支部連合大会講演要旨集 発行年月日：平成２１年９月１５日
【出願人】（３０４０２０２９２）国立大学法人徳島大学 (307)
【Ｆターム（参考）】
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