自動車
【課題】モータに過電圧が作用したり過電流が流れたりするのを抑制する。
【解決手段】駆動輪の回転数の減少時に、モータを駆動するインバータの制御方式を矩形波制御方式から過変調制御方式に切り替える矩形波過変調切替条件が成立したときにおいて（Ｓ５３０，Ｓ５４０）、駆動輪の回転数減少率ΔＮｗが所定値Ｎｒｅｆ以下のときには過変調制御方式に切り替え（Ｓ６００）、駆動輪の回転数減少率ΔＮｗが所定値Ｎｒｅｆより大きいときには過変調制御方式を経由せずに正弦波制御方式に直接切り替える（Ｓ６１０）。
【解決手段】駆動輪の回転数の減少時に、モータを駆動するインバータの制御方式を矩形波制御方式から過変調制御方式に切り替える矩形波過変調切替条件が成立したときにおいて（Ｓ５３０，Ｓ５４０）、駆動輪の回転数減少率ΔＮｗが所定値Ｎｒｅｆ以下のときには過変調制御方式に切り替え（Ｓ６００）、駆動輪の回転数減少率ΔＮｗが所定値Ｎｒｅｆより大きいときには過変調制御方式を経由せずに正弦波制御方式に直接切り替える（Ｓ６１０）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自動車に関し、詳しくは、駆動輪に接続されたモータと、モータを駆動するインバータと、インバータを介してモータに電力を供給可能なバッテリと、モータからトルクを出力して走行するよう正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式のいずれかでインバータを制御する制御手段と、を備える自動車に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の自動車としては、車両を駆動するモータと、モータを駆動するインバータと、バッテリと、バッテリからの直流電圧を昇圧してインバータに供給する昇圧コンバータと、を備え、インバータに対して矩形波制御モードと過変調制御モードと正弦波制御モードとを切り替えてスイッチング制御を行ない、矩形波制御モードにおいてスリップ・グリップなどが発生してモータ電流に乱れが生じて矩形波制御モードではモータの同期が乱れてしまう場合には矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替え、さらに、過変調制御モードにおいて同様にモータ電流に乱れが生じた場合には過変調制御モードから正弦波制御モードに切り替えるものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。この自動車では、こうした制御により、モータの同期が乱れるのを抑制している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００７−２０３８３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述の自動車では、駆動輪のスリップ・グリップによる回転数の減少時に、矩形波制御モードから過変調制御モードを経由して正弦波制御モードに切り替えることになるため、回転数の単位時間あたりの減少の程度が大きいときなどには、正弦波制御モードへの切り替えが遅れる場合がある。一般に、過変調制御モードは、正弦波制御方式に比して制御性が低いため、正弦波制御モードへの切り替えが遅れると、モータに過電圧が作用したり過電流が流れたりする可能性がある。
【０００５】
本発明の自動車は、モータに過電圧が作用したり過電流が流れたりするのを抑制することを主目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の自動車は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。
【０００７】
本発明の自動車は、
駆動輪に接続されたモータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを介して前記モータに電力を供給可能なバッテリと、前記モータからトルクを出力して走行するよう正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式のいずれかで前記インバータを制御する制御手段と、を備える自動車であって、
前記制御手段は、前記駆動輪の回転数の減少時に、前記インバータの制御方式を矩形波制御方式から過変調制御方式に切り替える切替条件が成立したとき、前記駆動輪の回転数の減少率が予め定められた所定値以下のときには前記インバータの制御方式を過変調制御方式に切り替え、前記駆動輪の回転数の減少率が前記所定値より大きいときには前記インバータの制御方式を正弦波制御方式に切り替える手段である、
ことを特徴とする。
【０００８】
この本発明の自動車では、駆動輪の回転数の減少時に、インバータの制御方式を矩形波制御方式から過変調制御方式に切り替える切替条件が成立したとき、駆動輪の回転数の減少率（単位時間あたりの減少量）が予め定められた所定値以下のときにはインバータの制御方式を過変調制御方式に切り替え、駆動輪の回転数の減少率が所定値より大きいときにはインバータの制御方式を正弦波制御方式に切り替える。切替条件が成立したときに駆動輪の回転数の減少率が大きいときには、通常、その後にインバータの制御方式を過変調制御方式から正弦波制御方式に切り替える過変調正弦波切替条件が成立するまでの時間（過変調制御方式でインバータを制御すべき時間）が比較的短いと考えられる。したがって、切替条件が成立したときに駆動輪の回転数の減少率が所定値より大きいときには、過変調制御方式を経由せずに正弦波制御方式に直接切り替えることにより、正弦波制御方式への切替の遅れを抑制することができる。この結果、モータに過電圧が作用したり過電流が流れたりするのを抑制することができる。
【０００９】
こうした本発明の自動車において、前記制御手段は、前記インバータの制御方式を矩形波制御方式から正弦波制御方式に切り替えたときには、予め定められた所定時間が経過するまでは正弦波制御方式を継続する手段である、ものとすることもできる。
【００１０】
また、本発明の自動車において、正弦波制御方式は、ｄ軸，ｑ軸の電流と電流指令とを用いてｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定して前記インバータを制御する方式であり、過変調制御方式は、ｄ軸，ｑ軸の電流になまし処理を施して得られるｄ軸，ｑ軸のなまし後電流とｄ軸，ｑ軸の電流指令とを用いてｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定して前記インバータを制御する方式である、ものとすることもできる。
【００１１】
さらに、本発明の自動車において、正弦波制御方式および過変調制御方式は、前記モータから出力すべきトルク指令とｄ軸，ｑ軸の電流指令との関係を定めた電流指令ラインに前記トルク指令を適用して得られるｄ軸，ｑ軸の電流指令を用いて前記インバータを制御する方式であり、前記切替条件は、ｄ軸，ｑ軸の電流が前記電流指令ラインよりｄ軸の電流の大きさが小さくなる切替ラインに至ったときに成立する条件である、ものとすることもできる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の一実施例としての電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。
【図２】モータ３２を含む電機駆動系の構成の概略を示す構成図である。
【図３】正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式のいずれかでインバータ３４を制御する場合のモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊と回転数Ｎｍとインバータ３４の制御方式（正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式）とのおおよその関係の一例を示す説明図である。
【図４】電子制御ユニット５０により実行される正弦波制御方式実行ルーチンの一例を示すフローチャートである。
【図５】電流指令設定用マップの一例を示す説明図である。
【図６】正弦波制御方式でインバータ３４を制御するときの電圧指令大きさＶｒと電圧指令角度θｖｒ（ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊，ｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊を成分とするベクトルのｑ軸の方向に対する角度）との一例を示す説明図である。
【図７】電子制御ユニット５０により実行される過変調制御方式実行ルーチンの一例を示すフローチャートである。
【図８】電子制御ユニット５０により実行される矩形波制御方式実行ルーチンの一例を示すフローチャートである。
【図９】電流指令ラインと切替ラインとの一例を示す説明図である。
【図１０】変形例のハイブリッド自動車１２０の構成の概略を示す構成図である。
【図１１】変形例のハイブリッド自動車２２０の構成の概略を示す構成図である。
【図１２】変形例のハイブリッド自動車３２０の構成の概略を示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。
【実施例】
【００１４】
図１は、本発明の一実施例としての電気自動車２０の構成の概略を示す構成図であり、図２は、モータ３２を含む電機駆動系の構成の概略を示す構成図である。実施例の電気自動車２０は、図１に示すように、駆動輪２６ａ，２６ｂにデファレンシャルギヤ２４を介して接続された駆動軸２２に動力を入出力可能なモータ３２と、モータ３２を駆動するためのインバータ３４と、例えばリチウムイオン二次電池として構成されたバッテリ３６と、インバータ３４が接続された電力ライン（以下、駆動電圧系電力ラインという）４２とバッテリ３６が接続された電力ライン（以下、電池電圧系電力ラインという）４４とに接続されて駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨを調節すると共に駆動電圧系電力ライン４２と電池電圧系電力ライン４４との間で電力のやりとりを行なう昇圧コンバータ４０と、車両全体をコントロールする電子制御ユニット５０と、を備える。
【００１５】
モータ３２は、永久磁石が埋め込まれたロータと三相コイルが巻回されたステータとを備える周知の同期発電電動機として構成されている。インバータ３４は、図２に示すように、６つのスイッチング素子としてのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６と、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６に逆方向に並列接続された６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６と、により構成されている。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６は、駆動電圧系電力ライン４２の正極母線と負極母線とに対してソース側とシンク側となるよう２個ずつペアで配置されており、対となるトランジスタ同士の接続点の各々にモータ３２の三相コイル（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の各々が接続されている。したがって、インバータ３４に電圧が作用している状態でトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合を調節することにより、三相コイルに回転磁界を形成でき、モータ３２を回転駆動することができる。駆動電圧系電力ライン４２の正極母線と負極母線とには平滑用のコンデンサ４６が接続されている。
【００１６】
昇圧コンバータ４０は、図２に示すように、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２とトランジスタＴ３１，Ｔ３２に逆方向に並列接続された２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２とリアクトルＬとからなる昇圧コンバータとして構成されている。２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２は、それぞれ駆動電圧系電力ライン４２の正極母線，駆動電圧系電力ライン４２および電池電圧系電力ライン４４の負極母線に接続されており、トランジスタＴ３１，Ｔ３２同士の接続点と電池電圧系電力ライン４４の正極母線とにはリアクトルＬが接続されている。したがって、トランジスタＴ３１，Ｔ３２をオンオフすることにより、電池電圧系電力ライン４４の電力を昇圧して駆動電圧系電力ライン４２に供給したり、駆動電圧系電力ライン４２の電力を降圧して電池電圧系電力ライン４４に供給したりすることができる。電池電圧系電力ライン４４の正極母線と負極母線とには平滑用のコンデンサ４８が接続されている。
【００１７】
電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵ５２の他に処理プログラムを記憶するＲＯＭ５４と、データを一時的に記憶するＲＡＭ５６と、図示しない入出力ポートと、を備える。電子制御ユニット５０には、駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数を検出する回転数センサ２８ａ，２８ｂからの駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数Ｎｗｌ，Ｎｗｒ，モータ３２のロータの回転位置を検出する回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２のロータの回転位置θｍや、モータ３２の三相コイルのＶ相，Ｗ相に流れる相電流を検出する電流センサ３３Ｕ，３３Ｖからの相電流Ｉｕ，Ｉｖ，バッテリ３６の端子間に取り付けられた電圧センサ３７ａからの端子間電圧Ｖｂ，バッテリ３６の出力端子に取り付けられた電流センサ３７ｂからの充放電電流Ｉｂ，バッテリ３６に取り付けられた温度センサ３７ｃからの電池温度Ｔｂ，コンデンサ４６の端子間に取り付けられた電圧センサ４６ａからのコンデンサ４６の電圧（駆動電圧系電力ライン４２の電圧）ＶＨ，コンデンサ４８の端子間に取り付けられた電圧センサ４８ａからのコンデンサ４８の電圧（電池電圧系電力ライン４４の電圧）ＶＬ，イグニッションスイッチ６０からのイグニッション信号，シフトレバー６１の操作位置を検出するシフトポジションセンサ６２からのシフトポジションＳＰ，アクセルペダル６３の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃ，ブレーキペダル６５の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ６６からのブレーキペダルポジションＢＰ，車速センサ６８からの車速Ｖなどが入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット５０からは、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６へのスイッチング制御信号や昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２へのスイッチング制御信号などが出力ポートを介して出力されている。なお、電子制御ユニット５０は、回転位置検出センサ３２ａにより検出されたモータ３２のロータの回転位置θｍに基づいてモータ３２のロータの電気角θｅや回転角速度ωｍ，回転数Ｎｍを演算したり、電流センサ３７ｂにより検出されたバッテリ３６の充放電電流Ｉｂに基づいてそのときのバッテリ３６から放電可能な電力量の全容量に対する割合である蓄電割合ＳＯＣを演算したり、演算した蓄電割合ＳＯＣと電池温度Ｔｂとに基づいてバッテリ３６を充放電してもよい最大許容電力である入出力制限Ｗｉｎ，Ｗｏｕｔを演算したりしている。
【００１８】
こうして構成された実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０は、アクセル開度Ａｃｃと車速Ｖとに応じて駆動軸２２に出力すべき要求トルクＴｒ＊を設定し、バッテリ３６の入出力制限Ｗｉｎ，Ｗｏｕｔをモータ３２の回転数Ｎｍで除してモータ３２から出力してもよいトルクの上下限としてのトルク制限Ｔｍｉｎ，Ｔｍａｘを設定し、要求トルクＴｒ＊をトルク制限Ｔｍｉｎ，Ｔｍａｘで制限してモータ３２から出力すべきトルクとしてのトルク指令Ｔｍ＊を設定し、設定したトルク指令Ｔｍ＊でモータ３２が駆動されるようインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチング制御する。また、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊とモータ３２の回転数Ｎｍとに応じて駆動電圧系電力ライン４２の目標電圧ＶＨｔａｇを設定し、駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨが目標電圧ＶＨｔａｇとなるよう昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２をスイッチング制御する。以下、インバータ３４の制御について説明する。
【００１９】
インバータ３４は、実施例では、電子制御ユニット５０により、正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式のいずれかで制御するものとした。ここで、正弦波制御方式は、基本的には、モータ３２の電圧指令と三角波（搬送波）電圧との比較によってトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合を調節するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式のうち、三角波電圧の振幅以下の振幅の正弦波状の電圧指令を変換して得られる擬似的三相交流電圧をモータ３２に供給する制御方式である。また、過変調制御方式は、基本的には、パルス幅変調制御方式のうち、三角波電圧の振幅より大きな振幅の正弦波状の電圧指令を変換して得られる過変調電圧方式をモータ３２に供給する制御方式である。さらに、矩形波制御方式は、矩形波電圧をモータ３２に供給する制御方式である。
【００２０】
図３は、正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式のいずれかでインバータ３４を制御する場合のモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊と回転数Ｎｍとインバータ３４の制御方式（正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式）とのおおよその関係の一例を示す説明図である。インバータ３４の制御方式は、一般に、図３に示すように、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊の大きさや回転数Ｎｍが小さい側から順に、正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式とする。これは、モータ３２やインバータ３４の特性として、矩形波制御方式，過変調制御方式，正弦波制御方式の順で、モータ３２の出力応答性や制御性がよくなり出力が小さくなりインバータ３４のスイッチング損失などが大きくなるという特性を踏まえて、低回転数低トルクの領域では、正弦波制御方式でインバータ３４を制御することによってモータ３２の出力応答性や制御性を良くし、高回転数高トルク領域では、矩形波制御方式でインバータ３４を制御することによって大きな出力を可能とすると共にインバータ３４のスイッチング損失などを低減するためである。以下、正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式でのインバータ３４の制御について順に説明する。
【００２１】
まず、正弦波制御方式でのインバータ３４の制御について説明する。図４は、電子制御ユニット５０により実行される正弦波制御方式実行ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、正弦波制御方式でンバータ３４を制御するときに所定時間毎（例えば数百μｓｅｃ毎）に繰り返し実行される。
【００２２】
正弦波制御方式実行ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊や電気角θｅ，電流センサ３３Ｕ，３３ＶからのＵ相，Ｖ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，電圧センサ４６ａからの駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨなど制御に必要なデータを入力し（ステップＳ１００）、モータ３２の三相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの総和を値０としてモータ３２の電気角θｅを用いて次式（１）により相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する（ステップＳ１１０）。ここで、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊は、上述の駆動制御で設定されたもの、即ち、駆動軸２２に出力すべき要求トルクＴｒ＊をトルク制限Ｔｍｉｎ，Ｔｍａｘで制限した値を入力するものとした。また、モータ３２の電気角θｅは、回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２のロータの回転位置に基づいて演算されたものを入力するものとした。さらに、ｄ軸はモータ３２のロータに埋め込まれた永久磁石によって形成される磁束の方向であり、ｑ軸はｄ軸に対してモータ３２の正回転方向にπ／２だけ電気角θｅが進角した方向である。
【００２３】
【数１】
【００２４】
続いて、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する（ステップＳ１２０）。ここで、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊は、実施例では、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊とｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との関係、具体的には、トルク指令Ｔｍ＊に対応するトルクをモータ３２から出力させるための電流指令大きさＩｒ（電流指令Ｉｄ＊の二乗と電流指令Ｉｑ＊の二乗との和の平方根）が最小値近傍となるトルク指令Ｔｍ＊と電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との関係（以下、この関係を示すラインを電流指令ラインという）を予め定めて電流指令設定用マップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊が与えられると記憶したマップから対応するｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を導出して設定するものとした。電流指令設定用マップの一例を図５に示す。図５の例では、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊がトルクＴ３のときにこのトルク指令Ｔｍ＊に対応するｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する様子を示している。なお、図５には、電流指令ラインやトルク指令Ｔｍ＊，電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の他に、電流指令大きさＩｒと、電流指令角度θｉｒ（ｄ軸の電流指令Ｉｄ＊，ｑ軸の電流指令Ｉｑ＊を成分とするベクトルのｑ軸の方向に対する角度）と、についても図示した。
【００２５】
そして、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑと電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とを用いて次式（２），（３）によりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を計算する（ステップＳ１３０）。ここで、式（２），（３）は、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑと電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との差が打ち消されるようにするための電流フィードバック制御における関係式であり、式（２），（３）中、「Ｋｐ１」，「Ｋｐ２」は比例項のゲインであり、「Ｋｉ１」，「Ｋｉ２」は積分項のゲインである。
【００２６】
Vd*=Kp1・(Id*-Id)+Ki1・Σ(Id*-Id) (2)
Vq*=Kp2・(Iq*-Iq)+Ki2・Σ(Iq*-Iq) (3)
【００２７】
次に、ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の二乗とｑ軸の電圧流指令Ｖｑ＊の二乗との和の平方根を電圧指令大きさＶｒとして計算すると共に（ステップＳ１４０）、計算した電圧指令大きさＶｒを駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨで除して変調率（電圧利用率）Ｒｍを計算し（ステップＳ１５０）、計算した変調率Ｒｍを所定値Ｒｒｅｆ１（約０．６１）と比較する（ステップＳ１６０）。ここで、ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の二乗とｑ軸の電圧流指令Ｖｑ＊の二乗との和の平方根として得られる電圧指令大きさＶｒは、正弦波制御方式でインバータ３４を制御するときにおける、ＰＷＭ信号を生成する際の正弦波状の電圧指令の振幅に相当する。また、所定値Ｒｒｅｆ１は、ＰＷＭ信号を生成する際の三角波（搬送波）電圧の振幅を駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨで除したものに相当する。ステップＳ１６０の処理は、インバータ３４の制御方式を正弦波制御方式から過変調制御方式に切り替える正弦波過変調切替条件が成立したか否かを判定する処理である。なお、参考のために、正弦波制御方式でインバータ３４を制御するときの電圧指令大きさＶｒと電圧指令角度θｖｒ（ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊，ｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊を成分とするベクトルのｑ軸の方向に対する角度）との一例を図６に示す。
【００２８】
変調率Ｒｍが所定値Ｒｒｅｆ１以下のときには、正弦波過変調切替条件が成立していないと判断し、モータ３２の電気角θｅを用いて次式（４）および式（５）によりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をモータ２２の三相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に印加すべき電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換（２相−３相変換）し（ステップＳ１７０）、座標変換した電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチングするためのＰＷＭ信号に変換し（ステップＳ１８０）、変換したＰＷＭ信号をインバータ３４に出力することによってインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチング制御して（ステップＳ１９０）、本ルーチンを終了する。
【００２９】
【数２】
【００３０】
ステップＳ１６０で変調率Ｒｍが所定値Ｒｒｅｆ１より大きいときには、正弦波過変調切替条件が成立していると判断し、正弦波制御方式から過変調制御方式への切替を待機すべき待機条件が成立したか否かを判定し（ステップＳ２００）、待機条件が成立していないときには、インバータ３４の制御方式を正弦波制御方式から過変調制御方式に切り替えて（ステップＳ２１０）、本ルーチンを終了し、待機条件が成立しているときには、正弦波制御方式を継続すると判断し、ステップＳ１７０〜Ｓ１９０の処理を実行して本ルーチンを終了する。待機条件は、詳細は後述するが、実施例では、インバータ３４の制御方式を矩形波制御方式から正弦波制御方式に切り替えたときにその切替から所定時間（例えば、数ｍｓｅｃや数十ｍｓｅｃなど）が経過していない条件を用いるものとした。即ち、矩形波制御方式から正弦波制御方式に切り替えてから所定時間が経過するまでは待機条件が成立していると判断して正弦波制御方式を継続するものとした。
【００３１】
次に、過変調制御方式でのインバータ３４の制御について説明する。図７は、電子制御ユニット５０により実行される過変調制御方式実行ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、過変調制御方式でンバータ３４を制御するときに所定時間毎（例えば数ｍｓｅｃ毎）に繰り返し実行される。
【００３２】
過変調制御方式実行ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊や電気角θｅ，回転角速度ωｍ，Ｕ相，Ｖ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨなど制御に必要なデータを入力し（ステップＳ３００）、モータ３２の電気角θｅを用いて上述の式（１）により相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する（ステップＳ３１０）。モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊や電気角θｅ，Ｕ相，Ｖ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨの入力方法については上述した。モータ３２の回転角速度ωｍは、回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２のロータの回転位置に基づいて演算されたものを入力するものとした。
【００３３】
続いて、次式（６），（７）により、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑになまし処理を施してなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏを計算する（ステップＳ３２０）。ここで、式（６），（７）中、「Ｔ１」は時定数であり、「前回Ｉｄｍｏ」，「前回Ｉｑｍｏ」は前回に本ルーチンが実行されたときに計算されたなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏである。時定数Ｔ１は、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに含まれる高調波成分を減衰させるための値としてモータ３２の回転数Ｎｍや本ルーチンの実行間隔などに応じて設定することができる。このように、過変調制御方式でインバータ３４を制御するときには、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑになまし処理を施してなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏを計算することにより、電流センサ３３Ｕ，３３Ｖにより検出された相電流Ｉｕ，Ｉｖや相電流Ｉｕ，Ｉｖを座標変換して得られたｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに含まれる高調波成分を減衰させた電流としてなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏを計算することができる。
【００３４】
Idmo=(1-T1)・Id+T1・(前回Idmo) (6)
Iqmo=(1-T1)・Iq+T1・(前回Iqmo) (7)
【００３５】
続いて、図４の正弦波制御方式実行ルーチンのステップＳ１２０の処理と同様に、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する（ステップＳ３３０）。そして、ｄ軸，ｑ軸のなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏと電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とモータ３２の回転角速度ωｍとを用いて次式（８），（９）によりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を計算する（ステップＳ３４０）。ここで、式（８），（９）は、ｄ軸，ｑ軸のなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏと電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との差が打ち消されるようにするための電流フィードバック制御における関係式であり、式（８），（９）中、「Ｌｄ」，「Ｌｑ」はそれぞれｄ軸，ｑ軸のインダクタンスであり、「φ」は誘起電圧係数であり、「Ｋｐ３」，「Ｋｐ４」は比例項のゲインであり、「Ｋｉ３」，「Ｋｉ４」は積分項のゲインである。
【００３６】
Vd*=-ωm・Lq・Iq*+Kp3・(Iq*-Iqmo)+Ki3・Σ(Iq*-Iqmo) (8)
Vq*=-ωm・Ld・Id*+ωm・φ+Kp4・(Id*-Idmo)+Ki4・Σ(Id*-Idmo) (9)
【００３７】
そして、次式（１０），（１１）によりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊になまし処理を施してなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を計算する（ステップＳ３５０）。ここで、式（１０），（１１）中、「Ｔ２」は時定数であり、「前回Ｖｄｍｏ＊」，「前回Ｖｑｍｏ＊」は前回に本ルーチンが実行されたときに計算されたなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊である。時定数Ｔ２は、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に含まれる高調波成分を減衰させるための値としてモータ３２の回転数Ｎｍや本ルーチンの実行間隔などに応じて設定することができる。このように、過変調制御方式でインバータ３４を制御するときには、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊になまし処理を施してなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を計算することにより、高調波成分を減衰させた電圧指令としてなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を計算することができる。
【００３８】
Vdmo*=(1-T2)・Vd*+T2・(前回Vdmo*) (10)
Vqmo*=(1-T2)・Vq*+T2・(前回Vqmo*) (11)
【００３９】
こうしてｄ軸，ｑ軸のなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を計算すると、計算したｄ軸のなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊の二乗とｑ軸のなまし後電圧流指令Ｖｑｍｏ＊の二乗との和の平方根を電圧指令大きさＶｒとして計算すると共にｄ軸のなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊とｑ軸のなまし後電圧流指令Ｖｑｍｏ＊とを用いて電圧指令角度θｖｒを計算し（図６参照）（ステップＳ３６０）、計算した電圧指令大きさＶｒを駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨで除して変調率Ｒｍを計算し（ステップＳ３７０）、変調率Ｒｍを上述の値Ｒｒｅｆ１（約０．６１）から所定値αを減じた値（Ｒｒｅｆ１−α）および所定値Ｒｒｅｆ２（約０．７８）と比較する（ステップＳ３８０）。ここで、所定値αは、正弦波制御方式と過変調制御方式との切替が頻繁に生じないようにヒステリシスを持たせるためのものである。また、所定値Ｒｒｅｆ２は、過変調制御方式でインバータ３４を制御するときの最大変調率に相当する。ステップＳ３８０の処理は、インバータ３４の制御方式を過変調制御方式から正弦波制御方式に切り替える過変調正弦波切替条件またはインバータ３４の制御方式を過変調制御方式から矩形波制御方式に切り替える過変調矩形波切替条件が成立したか否かを判定する処理である。
【００４０】
変調率Ｒｍが値（Ｒｒｅｆ１−α）より大きく所定値Ｒｒｅｆ２未満のときには、過変調正弦波切替条件も過変調矩形波切替条件も成立していないと判断し、ステップＳ３６０で計算した電圧指令大きさＶｒにリニア補正処理を施してリニア補正後電圧指令Ｖｒｍｏを設定する（ステップＳ３９０）。過変調制御方式では、ＰＷＭ信号を生成する際に正弦波状の電圧指令の振幅（電圧指令大きさＶｒ）が三角波電圧の振幅より大きいため、モータ３２に印加される電圧が略正弦波状にならない。リニア補正処理は、そのことを踏まえて、モータ３２に印加される電圧が値（ＶＨ・Ｒｒｅｆ１〜ＶＨ・Ｒｒｅｆ２）の範囲で電圧指令大きさＶｒの増加に応じて略線形に増加するようにするために電圧指令大きさＶｒを補正する処理である。このリニア補正処理は、実施例では、ステップＳ３６０で計算した電圧指令大きさＶｒに相当する大きさの電圧がモータ３２に印加されるよう、電圧指令大きさＶｒとリニア補正後電圧指令大きさＶｒｍｏとの関係を予め実験や解析などによって定めてリニア補正用対応関係としてＲＯＭ５４に記憶しておき、電圧指令大きさＶｒが与えられると記憶したマップから対応するリニア補正後電圧指令大きさＶｒｍｏを導出して設定するものとした。
【００４１】
こうしてｄ軸，ｑ軸のリニア補正後電圧指令Ｖｒｍｏを計算すると、計算したリニア補正後電圧指令Ｖｒｍｏと電圧指令角度θｖｒとを用いてｄ軸，ｑ軸のリニア補正後電圧指令Ｖｄｍｏ２＊，Ｖｑｍｏ２＊を計算し（ステップＳ４００）、モータ３２の電気角θｅを用いて、上述の式（４）および式（５）の「Ｖｄ＊」，「Ｖｑ＊」を「Ｖｄｍｏ＊」，「Ｖｑｍｏ＊」に置き換えたものにより、ｄ軸，ｑ軸のリニア補正後電圧指令Ｖｄｍｏ２＊，Ｖｑｍｏ２＊をモータ２２の三相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に印加すべき電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換（２相−３相変換）し（ステップＳ４１０）、座標変換した電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチングするためのＰＷＭ信号に変換し（ステップＳ４２０）、変換したＰＷＭ信号をインバータ３４に出力することによってインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチング制御して（ステップＳ４３０）、本ルーチンを終了する。ここで、過変調制御方式では、ＰＷＭ信号の変換に用いられる正弦波状の電圧指令の振幅として、リニア補正後電圧指令大きさＶｒｍｏが用いられる。
【００４２】
このように、過変調制御方式では、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑになまし処理を施してなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏを計算すると共に、計算したなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏを用いてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を計算し、計算したｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊になまし処理を施してなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を計算してインバータ３４の制御に用いることにより、高調波成分をより適正に減衰させてインバータ３４を制御することができる。なお、上述の図４の正弦波制御方式実行ルーチンでは、正弦波制御方式が過変調制御方式に比して出力応答性が高いことを踏まえて、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑやｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に対してなまし処理を施さずにインバータ３４の制御に用いるものとした。
【００４３】
ステップＳ３８０で変調率Ｒｍが値（Ｒｒｅｆ１−α）以下のときには、過変調正弦波切替条件が成立していると判断し、インバータ３４の制御方式を過変調制御方式から正弦波制御方式に切り替えて（ステップＳ４４０）、本ルーチンを終了する。また、ステップＳ３８０で変調率Ｒｍが所定値Ｒｒｅｆ２以上のときには、インバータ３４の制御方式を過変調制御方式から矩形波制御方式に切り替えて（ステップＳ４５０）、本ルーチンを終了する。
【００４４】
次に、矩形波制御方式でのインバータ３４の制御について説明する。図８は、電子制御ユニット５０により実行される矩形波制御方式実行ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、矩形波制御方式でインバータ３４を制御するときに所定時間毎（例えば数ｍｓｅｃ毎）に繰り返し実行される。
【００４５】
矩形波制御方式実行ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊や電気角θｅ，Ｕ相，Ｖ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，回転数センサ２８ａ，２８ｂからの駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数Ｎｗｌ，Ｎｗｒなど制御に必要なデータを入力し（ステップＳ５００）、モータ３２の電気角θｅを用いて上述の式（１）により相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）し（ステップＳ５１０）、上述の式（６），（７）により、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑになまし処理を施してなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏを計算する（ステップＳ５２０）。モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊や電気角θｅ，Ｕ相，Ｖ相電流Ｉｕ，Ｉｖの入力方法については上述した。また、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑになまし処理を施すのは、過変調制御方式と同様の理由である。
【００４６】
続いて、ｄ軸，ｑ軸のなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏがインバータ３４の制御方式を矩形波制御方式から過変調制御方式に切り替える切替ラインに至ったか否かを判定する（ステップＳ５３０，Ｓ５４０）。矩形波制御方式では、後述するように、電圧位相指令θｐ＊の調整によってインバータ３４を制御するため、変調率Ｒｍは一定である。したがって、実施例では、ｄ軸，ｑ軸のなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏがｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑが上述の電流指令ライン（図５参照）よりｄ軸の電流Ｉｄの大きさが小さくなる切替ラインに至ったか否かによってインバータ３４の制御方式を矩形波制御方式から過変調制御方式に切り替える矩形波過変調切替条件が成立したか否かを判定するものとした。電流指令ラインと切替ラインとの一例を図９に示す。矩形波制御によってインバータ３４を制御しているときには、弱め界磁のために、ｄ軸の電流Ｉｄが電流指令ラインよりも−ｄ軸の方向に大きな値となることが多い。したがって、実施例では、過変調変調制御方式と矩形波制御方式との頻繁な切替を抑制するために、電流指令ラインよりもｄ軸の電流Ｉｄの大きさが小さくなるよう切替ラインを定めるものとした。
【００４７】
ｄ軸，ｑ軸のなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏが切替ラインに至っていないときには、矩形波過変調切替条件は成立していないと判断し、ｄ軸，ｑ軸のなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏに基づいて、モータ３２から出力されていると推定される推定トルクＴｍｅｓｔを求める（ステップＳ５５０）。ここで、推定トルクＴｍｅｓｔは、実施例では、ｄ軸，ｑ軸のなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏと推定トルクＴｍｅｓｔとの関係を予め実験や解析などによって定めてＲＯＭ５４に記憶しておき、ｄ軸，ｑ軸のなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏが与えられると記憶したマップから対応する推定トルクＴｍｅｓｔを導出して設定するものとした。
【００４８】
こうして推定トルクＴｍｅｓｔを求めると、モータ３２の推定トルクＴｍｅｓｔとトルク指令Ｔｍ＊とを用いて次式（１２）により電圧位相指令θｐ＊を計算し（ステップＳ５６０）、計算した電圧位相指令θｐ＊に基づく矩形波電圧がモータ３２に印加されるよう矩形波信号をインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６に出力することによってトランジスタＴ１１〜ｔ１６をスイッチング制御して（ステップＳ５７０）、本ルーチンを終了する。ここで、電圧位相指令θｐ＊は、正弦波制御方式や過変調制御方式における電圧指令角度θｖｒに相当する位相指令である。また、式（１２）は、モータ３２の推定トルクＴｍｅｓｔとトルク指令Ｔｍ＊との差が打ち消されるようにするためのトルクフィードバック制御における関係式であり、式（１２）中、「Ｋｐ５」は比例項のゲインであり、「Ｋｉ５」は積分項のゲインである。
【００４９】
θp*=Kp5・(Tm*-Tmest)+Ki5・Σ(Tm*-Tmest) (12)
【００５０】
ステップＳ５３０，Ｓ５４０でｄ軸，ｑ軸のなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏが切替ラインに至ったときには、矩形波過変調切替条件が成立したと判断し、駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数Ｎｗｌ，Ｎｗｒを用いて駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数減少率ΔＮｗを計算する（ステップＳ５８０）。ここで、駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数減少率ΔＮｗは、駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数Ｎｗｌ，Ｎｗｆの平均値Ｎｗの単位時間（例えば、数ｍｓｅｃなど）あたりの減少量として計算するものとした。
【００５１】
こうして駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数減少率ΔＮｗを計算すると、計算した駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数減少率ΔＮｗを閾値Ｎｒｅｆと比較し（ステップＳ５９０）、駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数減少率ΔＮｗが閾値Ｎｒｅｆ以下のとき（駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数Ｎｗｌ，Ｎｗｒの減少の程度が比較的緩やかなとき）には、インバータ３４の制御方式を矩形波制御方式から過変調制御方式に切り替えて（ステップＳ６００）、本ルーチンを終了する。一方、駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数減少率ΔＮｗが閾値Ｎｒｅｆより大きいとき（駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数Ｎｗｌ，Ｎｗｒの減少の程度が比較的急なとき）には、インバータ３４の制御方式を、矩形波制御方式から過変調制御方式ではなく、矩形波制御方式から正弦波制御方式に切り替えて（ステップＳ６１０）、本ルーチンを終了する。ここで、閾値Ｎｒｅｆは、矩形波過変調切替条件が成立してから比較的短い時間で過変調正弦波切替条件が成立すると考えられる回転数減少率ΔＮｗの上限近傍の値を用いることができ、モータ３２の制御性などを考慮して、例えば、５０ｒｐｍ／ｍｓｅｃや７０ｒｐｍ／ｍｓｅｃ，１００ｒｐｍ／ｍｓｅｃなどを用いることができる。
【００５２】
いま、矩形波制御方式でインバータ３４を制御している最中に駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数Ｎｗｆ，Ｎｗｒの減少によって矩形波過変調切替条件が成立したとき、例えば、駆動輪２６ａ，２６ｂの空転によるスリップが発生して矩形波制御方式でインバータ３４を制御している最中に駆動輪２６ａ，２６ｂのグリップによって駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数（モータ３２の回転数Ｎｍ）が急減して矩形波過変調切替条件が成立したときなどを考える。過変調制御方式では、上述したように、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑになまし処理を施したりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊になまし処理を施したり電圧指令大きさＶｒにリニア補正処理を施したりすると共に正弦波制御方式の実行間隔（例えば数百μｓｅｃ毎）より長い実行間隔（例えば数ｍｓｅｃ毎）でインバータ３４を制御したりするなどの理由により、正弦波制御方式に比して制御性や出力応答性が低い。また、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊になまし処理を施して得られるなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を用いて電圧指令大きさＶｒを計算して過変調正弦波切替条件や過変調矩形波切替条件の成立の有無に用いるため、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を直接用いて電圧指令大きさＶｒを計算して過変調正弦波切替条件や過変調矩形波切替条件の成立の有無に用いるものに比してインバータ３４の制御方式の切替が遅れやすいと考えられる。これらのため、インバータ３４の制御方式を、矩形波ＰＷＭ切替条件が成立したときに矩形波制御方式から過変調制御方式に切り替えると共にその後に過変調正弦波切替条件が成立したときに過変調制御方式から正弦波制御方式に切り替えるものとすると、回転数減少率ΔＮｗが大きいときなど矩形波ＰＷＭ切替条件の成立と過変調正弦波切替条件の成立との時間間隔が比較的短いときには、正弦波制御方式への切り替えがある程度遅れることがある。正弦波制御方式への切替がある程度遅れると、正弦波制御方式でインバータ３４を制御すべきときに過変調制御方式でインバータ３４を制御することになり、特に、回転数減少率ΔＮｗが大きいとき（変調率Ｒｍが比較的迅速に小さくなるとき）に、モータ３２に作用する電圧が過電圧になったり、モータ３２の相電流が過電流になったりする可能性がある。これに対して、実施例では、矩形波ＰＷＭ切替条件が成立したときに駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数減少率ΔＮｗが大きいときには、インバータ３４の制御方式を過変調制御方式を経由せずに正弦波制御方式に直接切り替えることにより、正弦波制御方式への切替が遅れるのを抑制することができ、モータ３２に過電圧が作用したり過電流が流れたりするのを抑制することができる。なお、この場合、正弦波制御方式に切り替えた直後は、変調率Ｒｍは所定値Ｒｒｅｆ１より大きくなり、正弦波制御方式でインバータ３４を制御するものの、ＰＷＭ信号は、過変調制御方式と同様の信号になると考えられる。また、上述の図４の正弦波制御方式実行ルーチンのステップＳ２００の待機条件、具体的には、インバータ３４の制御方式を矩形波制御方式から正弦波制御方式に切り替えたときにその切替から所定時間（例えば、数ｍｓｅｃや数十ｍｓｅｃなど）が経過していない条件は、矩形波制御方式から過変調制御方式を経由せずに正弦波制御方式に直接切り替えたときに、その直後に変調率Ｒｍが所定値Ｒｒｅｆ１より大きいために正弦波制御方式から過変調制御方式に切り替わってしまうのを回避するために用いられるものである。したがって、インバータ３４の制御方式を矩形波制御方式から正弦波制御方式に切り替えてから所定時間が経過してるときには、変調率Ｒｍが所定値Ｒｒｅｆ１より大きいことを条件として過変調制御方式に切り替えればよい。
【００５３】
以上説明した実施例の電気自動車２０によれば、駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数の減少時に、インバータ３４の制御方式を矩形波制御方式から過変調制御方式に切り替える矩形波過変調切替条件が成立したときにおいて、駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数減少率ΔＮｗが所定値Ｎｒｅｆより大きいときには過変調制御方式を経由せずに正弦波制御方式に直接切り替えるから、正弦波制御方式への切替が遅れるのを抑制することができ、モータ３２に過電圧が作用したり過電流が流れたりするのを抑制することができる。
【００５４】
実施例の電気自動車２０では、正弦波制御方式でインバータ３４を制御する際、ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の二乗とｑ軸の電圧流指令Ｖｑ＊の二乗との和の平方根を電圧指令大きさＶｒとして計算し、計算した電圧指令大きさＶｒを駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨで除して変調率Ｒｍを計算し、計算した変調率Ｒｍを所定値Ｒｒｅｆ１と比較することによって正弦波制御方式から過変調制御方式に切り替えるか否かを判定するものとしたが、上述の式（１０），（１１）によりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊になまし処理を施してなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を計算し、計算したｄ軸のなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊の二乗とｑ軸のなまし後電圧流指令Ｖｑｍｏ＊の二乗との和の平方根を電圧指令大きさＶｒとして計算し、計算した電圧指令大きさＶｒを駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨで除して変調率Ｒｍを計算し、計算した変調率Ｒｍを所定値Ｒｒｅｆ１と比較することによって正弦波制御方式から過変調制御方式に切り替えるか否かを判定するものとしてもよい。
【００５５】
実施例の電気自動車２０では、過変調制御方式でインバータ３４を制御する際、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊になまし処理を施してなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を計算して電圧指令大きさＶｒや電圧指令角度θｖｒの計算などに用いるものとしたが、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をそのまま電圧指令大きさＶｒや電圧指令角度θｖｒの計算などに用いるものとしてもよい。
【００５６】
実施例の電気自動車２０では、過変調制御方式の実行間隔（例えば数ｍｓｅｃ毎）を正弦波制御方式の実行間隔（例えば数百μｓｅｃ毎）より長い実行間隔としたが、略同一の実行間隔としてもよい。
【００５７】
実施例の電気自動車２０では、過変調制御方式でインバータ３４を制御する際、リニア補正後電圧指令Ｖｒｍｏと電圧指令角度θｖｒとを用いてｄ軸，ｑ軸のリニア補正後電圧指令Ｖｄｍｏ２＊，Ｖｑｍｏ２＊を計算すると共に、計算したｄ軸，ｑ軸のリニア補正後電圧指令Ｖｄｍｏ２＊，Ｖｑｍｏ２＊をモータ３２の電気角θｅを用いてモータ２２の三相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に印加すべき電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換（２相−３相変換するものとしたが、ｄ軸，ｑ軸のリニア補正後電圧指令Ｖｄｍｏ２＊，Ｖｑｍｏ２＊を計算せずに、リニア補正後電圧指令Ｖｒｍｏと電圧指令角度θｖｒとモータ３２の電気角θｅとを用いてモータ２２の三相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に印加すべき電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に直接変換するものとしてもよい。
【００５８】
実施例の電気自動車２０では、矩形波制御方式でインバータ３４を制御する際、モータ３２の推定トルクＴｍｅｓｔとトルク指令Ｔｍ＊とを用いて上述の式（１２）により電圧位相指令θｐ＊を計算するものとしたが、モータ３２の推定トルクＴｍｅｓｔになまし処理を施して得られるなまし後推定トルクＴｍｅｓｔｍｏとトルク指令Ｔｍ＊とを用いて、式（１２）の「Ｔｍｅｓｔ」を「Ｔｍｅｓｔｍｏ」に置き換えたものにより、電圧位相指令θｐ＊を計算するものとしてもよい。
【００５９】
実施例では、駆動輪２６ａ，２６ｂに接続された駆動軸２２に動力を入出力可能なモータ３２を備える電気自動車２０に適用するものしたが、例えば、図１０の変形例のハイブリッド自動車１２０に例示するように、遊星歯車機構１２６を介して駆動軸２２に接続されたエンジン１２２およびモータ１２４と、駆動軸２２に動力を入出力可能なモータ３２と、を備えるハイブリッド自動車１２０に適用するものとしてもよい。また、図１１の変形例のハイブリッド自動車２２０に例示するように、エンジン１２２のクランクシャフトに接続されたインナーロータ２３２と駆動輪２６ａ，２６ｂに連結された駆動軸２２に接続されたアウターロータ２３４とを有しエンジン１２２からの動力の一部を駆動軸２２に伝達すると共に残余の動力を電力に変換する対ロータ電動機２３０を備えるものとしてもよい。さらに、図１２の変形例のハイブリッド自動車３２０に例示するように、駆動軸２２に変速機３３０を介してモータ３２を取り付けると共に、モータ３２の回転軸にクラッチ３２９を介してエンジン１２２を接続する構成とし、エンジン１２２からの動力をモータ３２の回転軸と変速機３３０とを介して駆動軸２２に出力すると共にモータ３２からの動力を変速機３３０を介して駆動軸２２に出力するハイブリッド自動車３２０に適用するものとしてもよい。
【００６０】
実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータ３２が「モータ」に相当し、インバータ３４が「インバータ」に相当し、バッテリ３６が「バッテリ」に相当し、図４の正弦波制御方式実行ルーチンや図７の過変調制御方式実行ルーチン，図８の矩形波制御方式実行ルーチンを実行する電子制御ユニット５０が「制御手段」に相当する。
【００６１】
ここで、「モータ」としては、永久磁石が埋め込まれたロータと三相コイルが巻回されたステータとを備える同期発電電動機（いわゆる埋込磁石型同期発電電動機）として構成されたモータ３２に限定されるものではなく、永久磁石が表面に取り付けられたロータと三相コイルが巻回されたステータとを備える同期発電電動機（いわゆる表面磁石型同期発電電動機）など、駆動輪に接続されたものであれば如何なるタイプのモータであっても構わない。「インバータ」としては、インバータ３４に限定されるものではなく、モータを駆動するものであれば如何なるタイプのインバータであっても構わない。「バッテリ」としては、リチウムイオン二次電池として構成されたバッテリ３６に限定されるものではなく、ニッケル水素二次電池やニッケルカドミウム二次電池，鉛蓄電池など、如何なるタイプのバッテリであっても構わない。「制御手段」としては、駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数の減少時に、インバータ３４の制御方式を矩形波制御方式からパルス幅変調方式（過変調制御方式または正弦波制御方式）に切り替える条件が成立したときにおいて、駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数減少率ΔＮｗが所定値Ｎｒｅｆより大きいときには過変調制御方式を経由せずに正弦波制御方式に直接切り替えるものに限定されるものではなく、モータからトルクを出力して走行するよう正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式のいずれかでインバータを制御し、駆動輪の回転数の減少時に、インバータの制御方式を矩形波制御方式から過変調制御方式に切り替える切替条件が成立したとき、駆動輪の回転数の減少率が予め定められた所定値以下のときにはインバータの制御方式を過変調制御方式に切り替え、駆動輪の回転数の減少率が所定値より大きいときにはインバータの制御方式を正弦波制御方式に切り替えるものであれば如何なるものとしても構わない。
【００６２】
なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。
【００６３】
以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
本発明は、自動車の製造産業などに利用可能である。
【符号の説明】
【００６５】
２０ 電気自動車、２２ 駆動軸、２４ デファレンシャルギヤ、２６ａ，２６ｂ 駆動輪、３２ モータ、３２ａ 回転位置検出センサ、３３Ｕ，３３Ｖ 電流センサ、３４ インバータ、３６ バッテリ、３７ａ 電圧センサ、３７ｂ 電流センサ、３７ｃ 温度センサ、４０ 昇圧コンバータ、４２ 駆動電圧系電力ライン、４４ 電池電圧系電力ライン、４６，４８ コンデンサ、４６ａ，４８ａ 電圧センサ、５０ 電子制御ユニット、５２ ＣＰＵ、５４ ＲＯＭ、５６ ＲＡＭ、６０ イグニッションスイッチ、６１ シフトレバー、６２ シフトポジションセンサ、６３ アクセルペダル、６４ アクセルペダルポジションセンサ、６５ ブレーキペダル、６６ ブレーキペダルポジションセンサ、６８ 車速センサ、１２０，２２０，３２０ ハイブリッド自動車、１２２ エンジン、１２４ モータ、１２６ 遊星歯車機構、２３０ 対ロータ電動機、２３２ インナーロータ、２３４ アウターロータ、３２９ クラッチ、３３０ 変速機、Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ３１，Ｄ３２ ダイオード、Ｌ リアクトル、Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ３１，Ｔ３２ トランジスタ。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自動車に関し、詳しくは、駆動輪に接続されたモータと、モータを駆動するインバータと、インバータを介してモータに電力を供給可能なバッテリと、モータからトルクを出力して走行するよう正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式のいずれかでインバータを制御する制御手段と、を備える自動車に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の自動車としては、車両を駆動するモータと、モータを駆動するインバータと、バッテリと、バッテリからの直流電圧を昇圧してインバータに供給する昇圧コンバータと、を備え、インバータに対して矩形波制御モードと過変調制御モードと正弦波制御モードとを切り替えてスイッチング制御を行ない、矩形波制御モードにおいてスリップ・グリップなどが発生してモータ電流に乱れが生じて矩形波制御モードではモータの同期が乱れてしまう場合には矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替え、さらに、過変調制御モードにおいて同様にモータ電流に乱れが生じた場合には過変調制御モードから正弦波制御モードに切り替えるものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。この自動車では、こうした制御により、モータの同期が乱れるのを抑制している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００７−２０３８３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述の自動車では、駆動輪のスリップ・グリップによる回転数の減少時に、矩形波制御モードから過変調制御モードを経由して正弦波制御モードに切り替えることになるため、回転数の単位時間あたりの減少の程度が大きいときなどには、正弦波制御モードへの切り替えが遅れる場合がある。一般に、過変調制御モードは、正弦波制御方式に比して制御性が低いため、正弦波制御モードへの切り替えが遅れると、モータに過電圧が作用したり過電流が流れたりする可能性がある。
【０００５】
本発明の自動車は、モータに過電圧が作用したり過電流が流れたりするのを抑制することを主目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の自動車は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。
【０００７】
本発明の自動車は、
駆動輪に接続されたモータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを介して前記モータに電力を供給可能なバッテリと、前記モータからトルクを出力して走行するよう正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式のいずれかで前記インバータを制御する制御手段と、を備える自動車であって、
前記制御手段は、前記駆動輪の回転数の減少時に、前記インバータの制御方式を矩形波制御方式から過変調制御方式に切り替える切替条件が成立したとき、前記駆動輪の回転数の減少率が予め定められた所定値以下のときには前記インバータの制御方式を過変調制御方式に切り替え、前記駆動輪の回転数の減少率が前記所定値より大きいときには前記インバータの制御方式を正弦波制御方式に切り替える手段である、
ことを特徴とする。
【０００８】
この本発明の自動車では、駆動輪の回転数の減少時に、インバータの制御方式を矩形波制御方式から過変調制御方式に切り替える切替条件が成立したとき、駆動輪の回転数の減少率（単位時間あたりの減少量）が予め定められた所定値以下のときにはインバータの制御方式を過変調制御方式に切り替え、駆動輪の回転数の減少率が所定値より大きいときにはインバータの制御方式を正弦波制御方式に切り替える。切替条件が成立したときに駆動輪の回転数の減少率が大きいときには、通常、その後にインバータの制御方式を過変調制御方式から正弦波制御方式に切り替える過変調正弦波切替条件が成立するまでの時間（過変調制御方式でインバータを制御すべき時間）が比較的短いと考えられる。したがって、切替条件が成立したときに駆動輪の回転数の減少率が所定値より大きいときには、過変調制御方式を経由せずに正弦波制御方式に直接切り替えることにより、正弦波制御方式への切替の遅れを抑制することができる。この結果、モータに過電圧が作用したり過電流が流れたりするのを抑制することができる。
【０００９】
こうした本発明の自動車において、前記制御手段は、前記インバータの制御方式を矩形波制御方式から正弦波制御方式に切り替えたときには、予め定められた所定時間が経過するまでは正弦波制御方式を継続する手段である、ものとすることもできる。
【００１０】
また、本発明の自動車において、正弦波制御方式は、ｄ軸，ｑ軸の電流と電流指令とを用いてｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定して前記インバータを制御する方式であり、過変調制御方式は、ｄ軸，ｑ軸の電流になまし処理を施して得られるｄ軸，ｑ軸のなまし後電流とｄ軸，ｑ軸の電流指令とを用いてｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定して前記インバータを制御する方式である、ものとすることもできる。
【００１１】
さらに、本発明の自動車において、正弦波制御方式および過変調制御方式は、前記モータから出力すべきトルク指令とｄ軸，ｑ軸の電流指令との関係を定めた電流指令ラインに前記トルク指令を適用して得られるｄ軸，ｑ軸の電流指令を用いて前記インバータを制御する方式であり、前記切替条件は、ｄ軸，ｑ軸の電流が前記電流指令ラインよりｄ軸の電流の大きさが小さくなる切替ラインに至ったときに成立する条件である、ものとすることもできる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の一実施例としての電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。
【図２】モータ３２を含む電機駆動系の構成の概略を示す構成図である。
【図３】正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式のいずれかでインバータ３４を制御する場合のモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊と回転数Ｎｍとインバータ３４の制御方式（正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式）とのおおよその関係の一例を示す説明図である。
【図４】電子制御ユニット５０により実行される正弦波制御方式実行ルーチンの一例を示すフローチャートである。
【図５】電流指令設定用マップの一例を示す説明図である。
【図６】正弦波制御方式でインバータ３４を制御するときの電圧指令大きさＶｒと電圧指令角度θｖｒ（ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊，ｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊を成分とするベクトルのｑ軸の方向に対する角度）との一例を示す説明図である。
【図７】電子制御ユニット５０により実行される過変調制御方式実行ルーチンの一例を示すフローチャートである。
【図８】電子制御ユニット５０により実行される矩形波制御方式実行ルーチンの一例を示すフローチャートである。
【図９】電流指令ラインと切替ラインとの一例を示す説明図である。
【図１０】変形例のハイブリッド自動車１２０の構成の概略を示す構成図である。
【図１１】変形例のハイブリッド自動車２２０の構成の概略を示す構成図である。
【図１２】変形例のハイブリッド自動車３２０の構成の概略を示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。
【実施例】
【００１４】
図１は、本発明の一実施例としての電気自動車２０の構成の概略を示す構成図であり、図２は、モータ３２を含む電機駆動系の構成の概略を示す構成図である。実施例の電気自動車２０は、図１に示すように、駆動輪２６ａ，２６ｂにデファレンシャルギヤ２４を介して接続された駆動軸２２に動力を入出力可能なモータ３２と、モータ３２を駆動するためのインバータ３４と、例えばリチウムイオン二次電池として構成されたバッテリ３６と、インバータ３４が接続された電力ライン（以下、駆動電圧系電力ラインという）４２とバッテリ３６が接続された電力ライン（以下、電池電圧系電力ラインという）４４とに接続されて駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨを調節すると共に駆動電圧系電力ライン４２と電池電圧系電力ライン４４との間で電力のやりとりを行なう昇圧コンバータ４０と、車両全体をコントロールする電子制御ユニット５０と、を備える。
【００１５】
モータ３２は、永久磁石が埋め込まれたロータと三相コイルが巻回されたステータとを備える周知の同期発電電動機として構成されている。インバータ３４は、図２に示すように、６つのスイッチング素子としてのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６と、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６に逆方向に並列接続された６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６と、により構成されている。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６は、駆動電圧系電力ライン４２の正極母線と負極母線とに対してソース側とシンク側となるよう２個ずつペアで配置されており、対となるトランジスタ同士の接続点の各々にモータ３２の三相コイル（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の各々が接続されている。したがって、インバータ３４に電圧が作用している状態でトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合を調節することにより、三相コイルに回転磁界を形成でき、モータ３２を回転駆動することができる。駆動電圧系電力ライン４２の正極母線と負極母線とには平滑用のコンデンサ４６が接続されている。
【００１６】
昇圧コンバータ４０は、図２に示すように、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２とトランジスタＴ３１，Ｔ３２に逆方向に並列接続された２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２とリアクトルＬとからなる昇圧コンバータとして構成されている。２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２は、それぞれ駆動電圧系電力ライン４２の正極母線，駆動電圧系電力ライン４２および電池電圧系電力ライン４４の負極母線に接続されており、トランジスタＴ３１，Ｔ３２同士の接続点と電池電圧系電力ライン４４の正極母線とにはリアクトルＬが接続されている。したがって、トランジスタＴ３１，Ｔ３２をオンオフすることにより、電池電圧系電力ライン４４の電力を昇圧して駆動電圧系電力ライン４２に供給したり、駆動電圧系電力ライン４２の電力を降圧して電池電圧系電力ライン４４に供給したりすることができる。電池電圧系電力ライン４４の正極母線と負極母線とには平滑用のコンデンサ４８が接続されている。
【００１７】
電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵ５２の他に処理プログラムを記憶するＲＯＭ５４と、データを一時的に記憶するＲＡＭ５６と、図示しない入出力ポートと、を備える。電子制御ユニット５０には、駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数を検出する回転数センサ２８ａ，２８ｂからの駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数Ｎｗｌ，Ｎｗｒ，モータ３２のロータの回転位置を検出する回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２のロータの回転位置θｍや、モータ３２の三相コイルのＶ相，Ｗ相に流れる相電流を検出する電流センサ３３Ｕ，３３Ｖからの相電流Ｉｕ，Ｉｖ，バッテリ３６の端子間に取り付けられた電圧センサ３７ａからの端子間電圧Ｖｂ，バッテリ３６の出力端子に取り付けられた電流センサ３７ｂからの充放電電流Ｉｂ，バッテリ３６に取り付けられた温度センサ３７ｃからの電池温度Ｔｂ，コンデンサ４６の端子間に取り付けられた電圧センサ４６ａからのコンデンサ４６の電圧（駆動電圧系電力ライン４２の電圧）ＶＨ，コンデンサ４８の端子間に取り付けられた電圧センサ４８ａからのコンデンサ４８の電圧（電池電圧系電力ライン４４の電圧）ＶＬ，イグニッションスイッチ６０からのイグニッション信号，シフトレバー６１の操作位置を検出するシフトポジションセンサ６２からのシフトポジションＳＰ，アクセルペダル６３の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃ，ブレーキペダル６５の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ６６からのブレーキペダルポジションＢＰ，車速センサ６８からの車速Ｖなどが入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット５０からは、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６へのスイッチング制御信号や昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２へのスイッチング制御信号などが出力ポートを介して出力されている。なお、電子制御ユニット５０は、回転位置検出センサ３２ａにより検出されたモータ３２のロータの回転位置θｍに基づいてモータ３２のロータの電気角θｅや回転角速度ωｍ，回転数Ｎｍを演算したり、電流センサ３７ｂにより検出されたバッテリ３６の充放電電流Ｉｂに基づいてそのときのバッテリ３６から放電可能な電力量の全容量に対する割合である蓄電割合ＳＯＣを演算したり、演算した蓄電割合ＳＯＣと電池温度Ｔｂとに基づいてバッテリ３６を充放電してもよい最大許容電力である入出力制限Ｗｉｎ，Ｗｏｕｔを演算したりしている。
【００１８】
こうして構成された実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０は、アクセル開度Ａｃｃと車速Ｖとに応じて駆動軸２２に出力すべき要求トルクＴｒ＊を設定し、バッテリ３６の入出力制限Ｗｉｎ，Ｗｏｕｔをモータ３２の回転数Ｎｍで除してモータ３２から出力してもよいトルクの上下限としてのトルク制限Ｔｍｉｎ，Ｔｍａｘを設定し、要求トルクＴｒ＊をトルク制限Ｔｍｉｎ，Ｔｍａｘで制限してモータ３２から出力すべきトルクとしてのトルク指令Ｔｍ＊を設定し、設定したトルク指令Ｔｍ＊でモータ３２が駆動されるようインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチング制御する。また、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊とモータ３２の回転数Ｎｍとに応じて駆動電圧系電力ライン４２の目標電圧ＶＨｔａｇを設定し、駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨが目標電圧ＶＨｔａｇとなるよう昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２をスイッチング制御する。以下、インバータ３４の制御について説明する。
【００１９】
インバータ３４は、実施例では、電子制御ユニット５０により、正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式のいずれかで制御するものとした。ここで、正弦波制御方式は、基本的には、モータ３２の電圧指令と三角波（搬送波）電圧との比較によってトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合を調節するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式のうち、三角波電圧の振幅以下の振幅の正弦波状の電圧指令を変換して得られる擬似的三相交流電圧をモータ３２に供給する制御方式である。また、過変調制御方式は、基本的には、パルス幅変調制御方式のうち、三角波電圧の振幅より大きな振幅の正弦波状の電圧指令を変換して得られる過変調電圧方式をモータ３２に供給する制御方式である。さらに、矩形波制御方式は、矩形波電圧をモータ３２に供給する制御方式である。
【００２０】
図３は、正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式のいずれかでインバータ３４を制御する場合のモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊と回転数Ｎｍとインバータ３４の制御方式（正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式）とのおおよその関係の一例を示す説明図である。インバータ３４の制御方式は、一般に、図３に示すように、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊の大きさや回転数Ｎｍが小さい側から順に、正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式とする。これは、モータ３２やインバータ３４の特性として、矩形波制御方式，過変調制御方式，正弦波制御方式の順で、モータ３２の出力応答性や制御性がよくなり出力が小さくなりインバータ３４のスイッチング損失などが大きくなるという特性を踏まえて、低回転数低トルクの領域では、正弦波制御方式でインバータ３４を制御することによってモータ３２の出力応答性や制御性を良くし、高回転数高トルク領域では、矩形波制御方式でインバータ３４を制御することによって大きな出力を可能とすると共にインバータ３４のスイッチング損失などを低減するためである。以下、正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式でのインバータ３４の制御について順に説明する。
【００２１】
まず、正弦波制御方式でのインバータ３４の制御について説明する。図４は、電子制御ユニット５０により実行される正弦波制御方式実行ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、正弦波制御方式でンバータ３４を制御するときに所定時間毎（例えば数百μｓｅｃ毎）に繰り返し実行される。
【００２２】
正弦波制御方式実行ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊や電気角θｅ，電流センサ３３Ｕ，３３ＶからのＵ相，Ｖ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，電圧センサ４６ａからの駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨなど制御に必要なデータを入力し（ステップＳ１００）、モータ３２の三相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの総和を値０としてモータ３２の電気角θｅを用いて次式（１）により相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する（ステップＳ１１０）。ここで、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊は、上述の駆動制御で設定されたもの、即ち、駆動軸２２に出力すべき要求トルクＴｒ＊をトルク制限Ｔｍｉｎ，Ｔｍａｘで制限した値を入力するものとした。また、モータ３２の電気角θｅは、回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２のロータの回転位置に基づいて演算されたものを入力するものとした。さらに、ｄ軸はモータ３２のロータに埋め込まれた永久磁石によって形成される磁束の方向であり、ｑ軸はｄ軸に対してモータ３２の正回転方向にπ／２だけ電気角θｅが進角した方向である。
【００２３】
【数１】
【００２４】
続いて、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する（ステップＳ１２０）。ここで、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊は、実施例では、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊とｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との関係、具体的には、トルク指令Ｔｍ＊に対応するトルクをモータ３２から出力させるための電流指令大きさＩｒ（電流指令Ｉｄ＊の二乗と電流指令Ｉｑ＊の二乗との和の平方根）が最小値近傍となるトルク指令Ｔｍ＊と電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との関係（以下、この関係を示すラインを電流指令ラインという）を予め定めて電流指令設定用マップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊が与えられると記憶したマップから対応するｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を導出して設定するものとした。電流指令設定用マップの一例を図５に示す。図５の例では、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊がトルクＴ３のときにこのトルク指令Ｔｍ＊に対応するｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する様子を示している。なお、図５には、電流指令ラインやトルク指令Ｔｍ＊，電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の他に、電流指令大きさＩｒと、電流指令角度θｉｒ（ｄ軸の電流指令Ｉｄ＊，ｑ軸の電流指令Ｉｑ＊を成分とするベクトルのｑ軸の方向に対する角度）と、についても図示した。
【００２５】
そして、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑと電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とを用いて次式（２），（３）によりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を計算する（ステップＳ１３０）。ここで、式（２），（３）は、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑと電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との差が打ち消されるようにするための電流フィードバック制御における関係式であり、式（２），（３）中、「Ｋｐ１」，「Ｋｐ２」は比例項のゲインであり、「Ｋｉ１」，「Ｋｉ２」は積分項のゲインである。
【００２６】
Vd*=Kp1・(Id*-Id)+Ki1・Σ(Id*-Id) (2)
Vq*=Kp2・(Iq*-Iq)+Ki2・Σ(Iq*-Iq) (3)
【００２７】
次に、ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の二乗とｑ軸の電圧流指令Ｖｑ＊の二乗との和の平方根を電圧指令大きさＶｒとして計算すると共に（ステップＳ１４０）、計算した電圧指令大きさＶｒを駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨで除して変調率（電圧利用率）Ｒｍを計算し（ステップＳ１５０）、計算した変調率Ｒｍを所定値Ｒｒｅｆ１（約０．６１）と比較する（ステップＳ１６０）。ここで、ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の二乗とｑ軸の電圧流指令Ｖｑ＊の二乗との和の平方根として得られる電圧指令大きさＶｒは、正弦波制御方式でインバータ３４を制御するときにおける、ＰＷＭ信号を生成する際の正弦波状の電圧指令の振幅に相当する。また、所定値Ｒｒｅｆ１は、ＰＷＭ信号を生成する際の三角波（搬送波）電圧の振幅を駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨで除したものに相当する。ステップＳ１６０の処理は、インバータ３４の制御方式を正弦波制御方式から過変調制御方式に切り替える正弦波過変調切替条件が成立したか否かを判定する処理である。なお、参考のために、正弦波制御方式でインバータ３４を制御するときの電圧指令大きさＶｒと電圧指令角度θｖｒ（ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊，ｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊を成分とするベクトルのｑ軸の方向に対する角度）との一例を図６に示す。
【００２８】
変調率Ｒｍが所定値Ｒｒｅｆ１以下のときには、正弦波過変調切替条件が成立していないと判断し、モータ３２の電気角θｅを用いて次式（４）および式（５）によりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をモータ２２の三相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に印加すべき電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換（２相−３相変換）し（ステップＳ１７０）、座標変換した電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチングするためのＰＷＭ信号に変換し（ステップＳ１８０）、変換したＰＷＭ信号をインバータ３４に出力することによってインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチング制御して（ステップＳ１９０）、本ルーチンを終了する。
【００２９】
【数２】
【００３０】
ステップＳ１６０で変調率Ｒｍが所定値Ｒｒｅｆ１より大きいときには、正弦波過変調切替条件が成立していると判断し、正弦波制御方式から過変調制御方式への切替を待機すべき待機条件が成立したか否かを判定し（ステップＳ２００）、待機条件が成立していないときには、インバータ３４の制御方式を正弦波制御方式から過変調制御方式に切り替えて（ステップＳ２１０）、本ルーチンを終了し、待機条件が成立しているときには、正弦波制御方式を継続すると判断し、ステップＳ１７０〜Ｓ１９０の処理を実行して本ルーチンを終了する。待機条件は、詳細は後述するが、実施例では、インバータ３４の制御方式を矩形波制御方式から正弦波制御方式に切り替えたときにその切替から所定時間（例えば、数ｍｓｅｃや数十ｍｓｅｃなど）が経過していない条件を用いるものとした。即ち、矩形波制御方式から正弦波制御方式に切り替えてから所定時間が経過するまでは待機条件が成立していると判断して正弦波制御方式を継続するものとした。
【００３１】
次に、過変調制御方式でのインバータ３４の制御について説明する。図７は、電子制御ユニット５０により実行される過変調制御方式実行ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、過変調制御方式でンバータ３４を制御するときに所定時間毎（例えば数ｍｓｅｃ毎）に繰り返し実行される。
【００３２】
過変調制御方式実行ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊や電気角θｅ，回転角速度ωｍ，Ｕ相，Ｖ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨなど制御に必要なデータを入力し（ステップＳ３００）、モータ３２の電気角θｅを用いて上述の式（１）により相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する（ステップＳ３１０）。モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊や電気角θｅ，Ｕ相，Ｖ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨの入力方法については上述した。モータ３２の回転角速度ωｍは、回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２のロータの回転位置に基づいて演算されたものを入力するものとした。
【００３３】
続いて、次式（６），（７）により、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑになまし処理を施してなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏを計算する（ステップＳ３２０）。ここで、式（６），（７）中、「Ｔ１」は時定数であり、「前回Ｉｄｍｏ」，「前回Ｉｑｍｏ」は前回に本ルーチンが実行されたときに計算されたなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏである。時定数Ｔ１は、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに含まれる高調波成分を減衰させるための値としてモータ３２の回転数Ｎｍや本ルーチンの実行間隔などに応じて設定することができる。このように、過変調制御方式でインバータ３４を制御するときには、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑになまし処理を施してなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏを計算することにより、電流センサ３３Ｕ，３３Ｖにより検出された相電流Ｉｕ，Ｉｖや相電流Ｉｕ，Ｉｖを座標変換して得られたｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに含まれる高調波成分を減衰させた電流としてなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏを計算することができる。
【００３４】
Idmo=(1-T1)・Id+T1・(前回Idmo) (6)
Iqmo=(1-T1)・Iq+T1・(前回Iqmo) (7)
【００３５】
続いて、図４の正弦波制御方式実行ルーチンのステップＳ１２０の処理と同様に、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する（ステップＳ３３０）。そして、ｄ軸，ｑ軸のなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏと電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とモータ３２の回転角速度ωｍとを用いて次式（８），（９）によりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を計算する（ステップＳ３４０）。ここで、式（８），（９）は、ｄ軸，ｑ軸のなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏと電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊との差が打ち消されるようにするための電流フィードバック制御における関係式であり、式（８），（９）中、「Ｌｄ」，「Ｌｑ」はそれぞれｄ軸，ｑ軸のインダクタンスであり、「φ」は誘起電圧係数であり、「Ｋｐ３」，「Ｋｐ４」は比例項のゲインであり、「Ｋｉ３」，「Ｋｉ４」は積分項のゲインである。
【００３６】
Vd*=-ωm・Lq・Iq*+Kp3・(Iq*-Iqmo)+Ki3・Σ(Iq*-Iqmo) (8)
Vq*=-ωm・Ld・Id*+ωm・φ+Kp4・(Id*-Idmo)+Ki4・Σ(Id*-Idmo) (9)
【００３７】
そして、次式（１０），（１１）によりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊になまし処理を施してなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を計算する（ステップＳ３５０）。ここで、式（１０），（１１）中、「Ｔ２」は時定数であり、「前回Ｖｄｍｏ＊」，「前回Ｖｑｍｏ＊」は前回に本ルーチンが実行されたときに計算されたなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊である。時定数Ｔ２は、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に含まれる高調波成分を減衰させるための値としてモータ３２の回転数Ｎｍや本ルーチンの実行間隔などに応じて設定することができる。このように、過変調制御方式でインバータ３４を制御するときには、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊になまし処理を施してなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を計算することにより、高調波成分を減衰させた電圧指令としてなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を計算することができる。
【００３８】
Vdmo*=(1-T2)・Vd*+T2・(前回Vdmo*) (10)
Vqmo*=(1-T2)・Vq*+T2・(前回Vqmo*) (11)
【００３９】
こうしてｄ軸，ｑ軸のなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を計算すると、計算したｄ軸のなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊の二乗とｑ軸のなまし後電圧流指令Ｖｑｍｏ＊の二乗との和の平方根を電圧指令大きさＶｒとして計算すると共にｄ軸のなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊とｑ軸のなまし後電圧流指令Ｖｑｍｏ＊とを用いて電圧指令角度θｖｒを計算し（図６参照）（ステップＳ３６０）、計算した電圧指令大きさＶｒを駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨで除して変調率Ｒｍを計算し（ステップＳ３７０）、変調率Ｒｍを上述の値Ｒｒｅｆ１（約０．６１）から所定値αを減じた値（Ｒｒｅｆ１−α）および所定値Ｒｒｅｆ２（約０．７８）と比較する（ステップＳ３８０）。ここで、所定値αは、正弦波制御方式と過変調制御方式との切替が頻繁に生じないようにヒステリシスを持たせるためのものである。また、所定値Ｒｒｅｆ２は、過変調制御方式でインバータ３４を制御するときの最大変調率に相当する。ステップＳ３８０の処理は、インバータ３４の制御方式を過変調制御方式から正弦波制御方式に切り替える過変調正弦波切替条件またはインバータ３４の制御方式を過変調制御方式から矩形波制御方式に切り替える過変調矩形波切替条件が成立したか否かを判定する処理である。
【００４０】
変調率Ｒｍが値（Ｒｒｅｆ１−α）より大きく所定値Ｒｒｅｆ２未満のときには、過変調正弦波切替条件も過変調矩形波切替条件も成立していないと判断し、ステップＳ３６０で計算した電圧指令大きさＶｒにリニア補正処理を施してリニア補正後電圧指令Ｖｒｍｏを設定する（ステップＳ３９０）。過変調制御方式では、ＰＷＭ信号を生成する際に正弦波状の電圧指令の振幅（電圧指令大きさＶｒ）が三角波電圧の振幅より大きいため、モータ３２に印加される電圧が略正弦波状にならない。リニア補正処理は、そのことを踏まえて、モータ３２に印加される電圧が値（ＶＨ・Ｒｒｅｆ１〜ＶＨ・Ｒｒｅｆ２）の範囲で電圧指令大きさＶｒの増加に応じて略線形に増加するようにするために電圧指令大きさＶｒを補正する処理である。このリニア補正処理は、実施例では、ステップＳ３６０で計算した電圧指令大きさＶｒに相当する大きさの電圧がモータ３２に印加されるよう、電圧指令大きさＶｒとリニア補正後電圧指令大きさＶｒｍｏとの関係を予め実験や解析などによって定めてリニア補正用対応関係としてＲＯＭ５４に記憶しておき、電圧指令大きさＶｒが与えられると記憶したマップから対応するリニア補正後電圧指令大きさＶｒｍｏを導出して設定するものとした。
【００４１】
こうしてｄ軸，ｑ軸のリニア補正後電圧指令Ｖｒｍｏを計算すると、計算したリニア補正後電圧指令Ｖｒｍｏと電圧指令角度θｖｒとを用いてｄ軸，ｑ軸のリニア補正後電圧指令Ｖｄｍｏ２＊，Ｖｑｍｏ２＊を計算し（ステップＳ４００）、モータ３２の電気角θｅを用いて、上述の式（４）および式（５）の「Ｖｄ＊」，「Ｖｑ＊」を「Ｖｄｍｏ＊」，「Ｖｑｍｏ＊」に置き換えたものにより、ｄ軸，ｑ軸のリニア補正後電圧指令Ｖｄｍｏ２＊，Ｖｑｍｏ２＊をモータ２２の三相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に印加すべき電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換（２相−３相変換）し（ステップＳ４１０）、座標変換した電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチングするためのＰＷＭ信号に変換し（ステップＳ４２０）、変換したＰＷＭ信号をインバータ３４に出力することによってインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチング制御して（ステップＳ４３０）、本ルーチンを終了する。ここで、過変調制御方式では、ＰＷＭ信号の変換に用いられる正弦波状の電圧指令の振幅として、リニア補正後電圧指令大きさＶｒｍｏが用いられる。
【００４２】
このように、過変調制御方式では、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑになまし処理を施してなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏを計算すると共に、計算したなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏを用いてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を計算し、計算したｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊になまし処理を施してなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を計算してインバータ３４の制御に用いることにより、高調波成分をより適正に減衰させてインバータ３４を制御することができる。なお、上述の図４の正弦波制御方式実行ルーチンでは、正弦波制御方式が過変調制御方式に比して出力応答性が高いことを踏まえて、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑやｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に対してなまし処理を施さずにインバータ３４の制御に用いるものとした。
【００４３】
ステップＳ３８０で変調率Ｒｍが値（Ｒｒｅｆ１−α）以下のときには、過変調正弦波切替条件が成立していると判断し、インバータ３４の制御方式を過変調制御方式から正弦波制御方式に切り替えて（ステップＳ４４０）、本ルーチンを終了する。また、ステップＳ３８０で変調率Ｒｍが所定値Ｒｒｅｆ２以上のときには、インバータ３４の制御方式を過変調制御方式から矩形波制御方式に切り替えて（ステップＳ４５０）、本ルーチンを終了する。
【００４４】
次に、矩形波制御方式でのインバータ３４の制御について説明する。図８は、電子制御ユニット５０により実行される矩形波制御方式実行ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、矩形波制御方式でインバータ３４を制御するときに所定時間毎（例えば数ｍｓｅｃ毎）に繰り返し実行される。
【００４５】
矩形波制御方式実行ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊や電気角θｅ，Ｕ相，Ｖ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，回転数センサ２８ａ，２８ｂからの駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数Ｎｗｌ，Ｎｗｒなど制御に必要なデータを入力し（ステップＳ５００）、モータ３２の電気角θｅを用いて上述の式（１）により相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）し（ステップＳ５１０）、上述の式（６），（７）により、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑになまし処理を施してなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏを計算する（ステップＳ５２０）。モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊や電気角θｅ，Ｕ相，Ｖ相電流Ｉｕ，Ｉｖの入力方法については上述した。また、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑになまし処理を施すのは、過変調制御方式と同様の理由である。
【００４６】
続いて、ｄ軸，ｑ軸のなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏがインバータ３４の制御方式を矩形波制御方式から過変調制御方式に切り替える切替ラインに至ったか否かを判定する（ステップＳ５３０，Ｓ５４０）。矩形波制御方式では、後述するように、電圧位相指令θｐ＊の調整によってインバータ３４を制御するため、変調率Ｒｍは一定である。したがって、実施例では、ｄ軸，ｑ軸のなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏがｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑが上述の電流指令ライン（図５参照）よりｄ軸の電流Ｉｄの大きさが小さくなる切替ラインに至ったか否かによってインバータ３４の制御方式を矩形波制御方式から過変調制御方式に切り替える矩形波過変調切替条件が成立したか否かを判定するものとした。電流指令ラインと切替ラインとの一例を図９に示す。矩形波制御によってインバータ３４を制御しているときには、弱め界磁のために、ｄ軸の電流Ｉｄが電流指令ラインよりも−ｄ軸の方向に大きな値となることが多い。したがって、実施例では、過変調変調制御方式と矩形波制御方式との頻繁な切替を抑制するために、電流指令ラインよりもｄ軸の電流Ｉｄの大きさが小さくなるよう切替ラインを定めるものとした。
【００４７】
ｄ軸，ｑ軸のなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏが切替ラインに至っていないときには、矩形波過変調切替条件は成立していないと判断し、ｄ軸，ｑ軸のなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏに基づいて、モータ３２から出力されていると推定される推定トルクＴｍｅｓｔを求める（ステップＳ５５０）。ここで、推定トルクＴｍｅｓｔは、実施例では、ｄ軸，ｑ軸のなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏと推定トルクＴｍｅｓｔとの関係を予め実験や解析などによって定めてＲＯＭ５４に記憶しておき、ｄ軸，ｑ軸のなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏが与えられると記憶したマップから対応する推定トルクＴｍｅｓｔを導出して設定するものとした。
【００４８】
こうして推定トルクＴｍｅｓｔを求めると、モータ３２の推定トルクＴｍｅｓｔとトルク指令Ｔｍ＊とを用いて次式（１２）により電圧位相指令θｐ＊を計算し（ステップＳ５６０）、計算した電圧位相指令θｐ＊に基づく矩形波電圧がモータ３２に印加されるよう矩形波信号をインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６に出力することによってトランジスタＴ１１〜ｔ１６をスイッチング制御して（ステップＳ５７０）、本ルーチンを終了する。ここで、電圧位相指令θｐ＊は、正弦波制御方式や過変調制御方式における電圧指令角度θｖｒに相当する位相指令である。また、式（１２）は、モータ３２の推定トルクＴｍｅｓｔとトルク指令Ｔｍ＊との差が打ち消されるようにするためのトルクフィードバック制御における関係式であり、式（１２）中、「Ｋｐ５」は比例項のゲインであり、「Ｋｉ５」は積分項のゲインである。
【００４９】
θp*=Kp5・(Tm*-Tmest)+Ki5・Σ(Tm*-Tmest) (12)
【００５０】
ステップＳ５３０，Ｓ５４０でｄ軸，ｑ軸のなまし後電流Ｉｄｍｏ，Ｉｑｍｏが切替ラインに至ったときには、矩形波過変調切替条件が成立したと判断し、駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数Ｎｗｌ，Ｎｗｒを用いて駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数減少率ΔＮｗを計算する（ステップＳ５８０）。ここで、駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数減少率ΔＮｗは、駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数Ｎｗｌ，Ｎｗｆの平均値Ｎｗの単位時間（例えば、数ｍｓｅｃなど）あたりの減少量として計算するものとした。
【００５１】
こうして駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数減少率ΔＮｗを計算すると、計算した駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数減少率ΔＮｗを閾値Ｎｒｅｆと比較し（ステップＳ５９０）、駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数減少率ΔＮｗが閾値Ｎｒｅｆ以下のとき（駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数Ｎｗｌ，Ｎｗｒの減少の程度が比較的緩やかなとき）には、インバータ３４の制御方式を矩形波制御方式から過変調制御方式に切り替えて（ステップＳ６００）、本ルーチンを終了する。一方、駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数減少率ΔＮｗが閾値Ｎｒｅｆより大きいとき（駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数Ｎｗｌ，Ｎｗｒの減少の程度が比較的急なとき）には、インバータ３４の制御方式を、矩形波制御方式から過変調制御方式ではなく、矩形波制御方式から正弦波制御方式に切り替えて（ステップＳ６１０）、本ルーチンを終了する。ここで、閾値Ｎｒｅｆは、矩形波過変調切替条件が成立してから比較的短い時間で過変調正弦波切替条件が成立すると考えられる回転数減少率ΔＮｗの上限近傍の値を用いることができ、モータ３２の制御性などを考慮して、例えば、５０ｒｐｍ／ｍｓｅｃや７０ｒｐｍ／ｍｓｅｃ，１００ｒｐｍ／ｍｓｅｃなどを用いることができる。
【００５２】
いま、矩形波制御方式でインバータ３４を制御している最中に駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数Ｎｗｆ，Ｎｗｒの減少によって矩形波過変調切替条件が成立したとき、例えば、駆動輪２６ａ，２６ｂの空転によるスリップが発生して矩形波制御方式でインバータ３４を制御している最中に駆動輪２６ａ，２６ｂのグリップによって駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数（モータ３２の回転数Ｎｍ）が急減して矩形波過変調切替条件が成立したときなどを考える。過変調制御方式では、上述したように、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑになまし処理を施したりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊になまし処理を施したり電圧指令大きさＶｒにリニア補正処理を施したりすると共に正弦波制御方式の実行間隔（例えば数百μｓｅｃ毎）より長い実行間隔（例えば数ｍｓｅｃ毎）でインバータ３４を制御したりするなどの理由により、正弦波制御方式に比して制御性や出力応答性が低い。また、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊になまし処理を施して得られるなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を用いて電圧指令大きさＶｒを計算して過変調正弦波切替条件や過変調矩形波切替条件の成立の有無に用いるため、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を直接用いて電圧指令大きさＶｒを計算して過変調正弦波切替条件や過変調矩形波切替条件の成立の有無に用いるものに比してインバータ３４の制御方式の切替が遅れやすいと考えられる。これらのため、インバータ３４の制御方式を、矩形波ＰＷＭ切替条件が成立したときに矩形波制御方式から過変調制御方式に切り替えると共にその後に過変調正弦波切替条件が成立したときに過変調制御方式から正弦波制御方式に切り替えるものとすると、回転数減少率ΔＮｗが大きいときなど矩形波ＰＷＭ切替条件の成立と過変調正弦波切替条件の成立との時間間隔が比較的短いときには、正弦波制御方式への切り替えがある程度遅れることがある。正弦波制御方式への切替がある程度遅れると、正弦波制御方式でインバータ３４を制御すべきときに過変調制御方式でインバータ３４を制御することになり、特に、回転数減少率ΔＮｗが大きいとき（変調率Ｒｍが比較的迅速に小さくなるとき）に、モータ３２に作用する電圧が過電圧になったり、モータ３２の相電流が過電流になったりする可能性がある。これに対して、実施例では、矩形波ＰＷＭ切替条件が成立したときに駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数減少率ΔＮｗが大きいときには、インバータ３４の制御方式を過変調制御方式を経由せずに正弦波制御方式に直接切り替えることにより、正弦波制御方式への切替が遅れるのを抑制することができ、モータ３２に過電圧が作用したり過電流が流れたりするのを抑制することができる。なお、この場合、正弦波制御方式に切り替えた直後は、変調率Ｒｍは所定値Ｒｒｅｆ１より大きくなり、正弦波制御方式でインバータ３４を制御するものの、ＰＷＭ信号は、過変調制御方式と同様の信号になると考えられる。また、上述の図４の正弦波制御方式実行ルーチンのステップＳ２００の待機条件、具体的には、インバータ３４の制御方式を矩形波制御方式から正弦波制御方式に切り替えたときにその切替から所定時間（例えば、数ｍｓｅｃや数十ｍｓｅｃなど）が経過していない条件は、矩形波制御方式から過変調制御方式を経由せずに正弦波制御方式に直接切り替えたときに、その直後に変調率Ｒｍが所定値Ｒｒｅｆ１より大きいために正弦波制御方式から過変調制御方式に切り替わってしまうのを回避するために用いられるものである。したがって、インバータ３４の制御方式を矩形波制御方式から正弦波制御方式に切り替えてから所定時間が経過してるときには、変調率Ｒｍが所定値Ｒｒｅｆ１より大きいことを条件として過変調制御方式に切り替えればよい。
【００５３】
以上説明した実施例の電気自動車２０によれば、駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数の減少時に、インバータ３４の制御方式を矩形波制御方式から過変調制御方式に切り替える矩形波過変調切替条件が成立したときにおいて、駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数減少率ΔＮｗが所定値Ｎｒｅｆより大きいときには過変調制御方式を経由せずに正弦波制御方式に直接切り替えるから、正弦波制御方式への切替が遅れるのを抑制することができ、モータ３２に過電圧が作用したり過電流が流れたりするのを抑制することができる。
【００５４】
実施例の電気自動車２０では、正弦波制御方式でインバータ３４を制御する際、ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の二乗とｑ軸の電圧流指令Ｖｑ＊の二乗との和の平方根を電圧指令大きさＶｒとして計算し、計算した電圧指令大きさＶｒを駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨで除して変調率Ｒｍを計算し、計算した変調率Ｒｍを所定値Ｒｒｅｆ１と比較することによって正弦波制御方式から過変調制御方式に切り替えるか否かを判定するものとしたが、上述の式（１０），（１１）によりｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊になまし処理を施してなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を計算し、計算したｄ軸のなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊の二乗とｑ軸のなまし後電圧流指令Ｖｑｍｏ＊の二乗との和の平方根を電圧指令大きさＶｒとして計算し、計算した電圧指令大きさＶｒを駆動電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨで除して変調率Ｒｍを計算し、計算した変調率Ｒｍを所定値Ｒｒｅｆ１と比較することによって正弦波制御方式から過変調制御方式に切り替えるか否かを判定するものとしてもよい。
【００５５】
実施例の電気自動車２０では、過変調制御方式でインバータ３４を制御する際、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊になまし処理を施してなまし後電圧指令Ｖｄｍｏ＊，Ｖｑｍｏ＊を計算して電圧指令大きさＶｒや電圧指令角度θｖｒの計算などに用いるものとしたが、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をそのまま電圧指令大きさＶｒや電圧指令角度θｖｒの計算などに用いるものとしてもよい。
【００５６】
実施例の電気自動車２０では、過変調制御方式の実行間隔（例えば数ｍｓｅｃ毎）を正弦波制御方式の実行間隔（例えば数百μｓｅｃ毎）より長い実行間隔としたが、略同一の実行間隔としてもよい。
【００５７】
実施例の電気自動車２０では、過変調制御方式でインバータ３４を制御する際、リニア補正後電圧指令Ｖｒｍｏと電圧指令角度θｖｒとを用いてｄ軸，ｑ軸のリニア補正後電圧指令Ｖｄｍｏ２＊，Ｖｑｍｏ２＊を計算すると共に、計算したｄ軸，ｑ軸のリニア補正後電圧指令Ｖｄｍｏ２＊，Ｖｑｍｏ２＊をモータ３２の電気角θｅを用いてモータ２２の三相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に印加すべき電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換（２相−３相変換するものとしたが、ｄ軸，ｑ軸のリニア補正後電圧指令Ｖｄｍｏ２＊，Ｖｑｍｏ２＊を計算せずに、リニア補正後電圧指令Ｖｒｍｏと電圧指令角度θｖｒとモータ３２の電気角θｅとを用いてモータ２２の三相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に印加すべき電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に直接変換するものとしてもよい。
【００５８】
実施例の電気自動車２０では、矩形波制御方式でインバータ３４を制御する際、モータ３２の推定トルクＴｍｅｓｔとトルク指令Ｔｍ＊とを用いて上述の式（１２）により電圧位相指令θｐ＊を計算するものとしたが、モータ３２の推定トルクＴｍｅｓｔになまし処理を施して得られるなまし後推定トルクＴｍｅｓｔｍｏとトルク指令Ｔｍ＊とを用いて、式（１２）の「Ｔｍｅｓｔ」を「Ｔｍｅｓｔｍｏ」に置き換えたものにより、電圧位相指令θｐ＊を計算するものとしてもよい。
【００５９】
実施例では、駆動輪２６ａ，２６ｂに接続された駆動軸２２に動力を入出力可能なモータ３２を備える電気自動車２０に適用するものしたが、例えば、図１０の変形例のハイブリッド自動車１２０に例示するように、遊星歯車機構１２６を介して駆動軸２２に接続されたエンジン１２２およびモータ１２４と、駆動軸２２に動力を入出力可能なモータ３２と、を備えるハイブリッド自動車１２０に適用するものとしてもよい。また、図１１の変形例のハイブリッド自動車２２０に例示するように、エンジン１２２のクランクシャフトに接続されたインナーロータ２３２と駆動輪２６ａ，２６ｂに連結された駆動軸２２に接続されたアウターロータ２３４とを有しエンジン１２２からの動力の一部を駆動軸２２に伝達すると共に残余の動力を電力に変換する対ロータ電動機２３０を備えるものとしてもよい。さらに、図１２の変形例のハイブリッド自動車３２０に例示するように、駆動軸２２に変速機３３０を介してモータ３２を取り付けると共に、モータ３２の回転軸にクラッチ３２９を介してエンジン１２２を接続する構成とし、エンジン１２２からの動力をモータ３２の回転軸と変速機３３０とを介して駆動軸２２に出力すると共にモータ３２からの動力を変速機３３０を介して駆動軸２２に出力するハイブリッド自動車３２０に適用するものとしてもよい。
【００６０】
実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータ３２が「モータ」に相当し、インバータ３４が「インバータ」に相当し、バッテリ３６が「バッテリ」に相当し、図４の正弦波制御方式実行ルーチンや図７の過変調制御方式実行ルーチン，図８の矩形波制御方式実行ルーチンを実行する電子制御ユニット５０が「制御手段」に相当する。
【００６１】
ここで、「モータ」としては、永久磁石が埋め込まれたロータと三相コイルが巻回されたステータとを備える同期発電電動機（いわゆる埋込磁石型同期発電電動機）として構成されたモータ３２に限定されるものではなく、永久磁石が表面に取り付けられたロータと三相コイルが巻回されたステータとを備える同期発電電動機（いわゆる表面磁石型同期発電電動機）など、駆動輪に接続されたものであれば如何なるタイプのモータであっても構わない。「インバータ」としては、インバータ３４に限定されるものではなく、モータを駆動するものであれば如何なるタイプのインバータであっても構わない。「バッテリ」としては、リチウムイオン二次電池として構成されたバッテリ３６に限定されるものではなく、ニッケル水素二次電池やニッケルカドミウム二次電池，鉛蓄電池など、如何なるタイプのバッテリであっても構わない。「制御手段」としては、駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数の減少時に、インバータ３４の制御方式を矩形波制御方式からパルス幅変調方式（過変調制御方式または正弦波制御方式）に切り替える条件が成立したときにおいて、駆動輪２６ａ，２６ｂの回転数減少率ΔＮｗが所定値Ｎｒｅｆより大きいときには過変調制御方式を経由せずに正弦波制御方式に直接切り替えるものに限定されるものではなく、モータからトルクを出力して走行するよう正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式のいずれかでインバータを制御し、駆動輪の回転数の減少時に、インバータの制御方式を矩形波制御方式から過変調制御方式に切り替える切替条件が成立したとき、駆動輪の回転数の減少率が予め定められた所定値以下のときにはインバータの制御方式を過変調制御方式に切り替え、駆動輪の回転数の減少率が所定値より大きいときにはインバータの制御方式を正弦波制御方式に切り替えるものであれば如何なるものとしても構わない。
【００６２】
なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。
【００６３】
以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
本発明は、自動車の製造産業などに利用可能である。
【符号の説明】
【００６５】
２０ 電気自動車、２２ 駆動軸、２４ デファレンシャルギヤ、２６ａ，２６ｂ 駆動輪、３２ モータ、３２ａ 回転位置検出センサ、３３Ｕ，３３Ｖ 電流センサ、３４ インバータ、３６ バッテリ、３７ａ 電圧センサ、３７ｂ 電流センサ、３７ｃ 温度センサ、４０ 昇圧コンバータ、４２ 駆動電圧系電力ライン、４４ 電池電圧系電力ライン、４６，４８ コンデンサ、４６ａ，４８ａ 電圧センサ、５０ 電子制御ユニット、５２ ＣＰＵ、５４ ＲＯＭ、５６ ＲＡＭ、６０ イグニッションスイッチ、６１ シフトレバー、６２ シフトポジションセンサ、６３ アクセルペダル、６４ アクセルペダルポジションセンサ、６５ ブレーキペダル、６６ ブレーキペダルポジションセンサ、６８ 車速センサ、１２０，２２０，３２０ ハイブリッド自動車、１２２ エンジン、１２４ モータ、１２６ 遊星歯車機構、２３０ 対ロータ電動機、２３２ インナーロータ、２３４ アウターロータ、３２９ クラッチ、３３０ 変速機、Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ３１，Ｄ３２ ダイオード、Ｌ リアクトル、Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ３１，Ｔ３２ トランジスタ。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
駆動輪に接続されたモータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを介して前記モータに電力を供給可能なバッテリと、前記モータからトルクを出力して走行するよう正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式のいずれかで前記インバータを制御する制御手段と、を備える自動車であって、
前記制御手段は、前記駆動輪の回転数の減少時に、前記インバータの制御方式を矩形波制御方式から過変調制御方式に切り替える切替条件が成立したとき、前記駆動輪の回転数の減少率が予め定められた所定値以下のときには前記インバータの制御方式を過変調制御方式に切り替え、前記駆動輪の回転数の減少率が前記所定値より大きいときには前記インバータの制御方式を正弦波制御方式に切り替える手段である、
ことを特徴とする自動車。
【請求項２】
請求項１記載の自動車であって、
前記制御手段は、前記インバータの制御方式を矩形波制御方式から正弦波制御方式に切り替えたときには、予め定められた所定時間が経過するまでは正弦波制御方式を継続する手段である、
自動車。
【請求項３】
請求項１または２記載の自動車であって、
正弦波制御方式は、ｄ軸，ｑ軸の電流と電流指令とを用いてｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定して前記インバータを制御する方式であり、
過変調制御方式は、ｄ軸，ｑ軸の電流になまし処理を施して得られるｄ軸，ｑ軸のなまし後電流とｄ軸，ｑ軸の電流指令とを用いてｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定して前記インバータを制御する方式である、
自動車。
【請求項１】
駆動輪に接続されたモータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを介して前記モータに電力を供給可能なバッテリと、前記モータからトルクを出力して走行するよう正弦波制御方式，過変調制御方式，矩形波制御方式のいずれかで前記インバータを制御する制御手段と、を備える自動車であって、
前記制御手段は、前記駆動輪の回転数の減少時に、前記インバータの制御方式を矩形波制御方式から過変調制御方式に切り替える切替条件が成立したとき、前記駆動輪の回転数の減少率が予め定められた所定値以下のときには前記インバータの制御方式を過変調制御方式に切り替え、前記駆動輪の回転数の減少率が前記所定値より大きいときには前記インバータの制御方式を正弦波制御方式に切り替える手段である、
ことを特徴とする自動車。
【請求項２】
請求項１記載の自動車であって、
前記制御手段は、前記インバータの制御方式を矩形波制御方式から正弦波制御方式に切り替えたときには、予め定められた所定時間が経過するまでは正弦波制御方式を継続する手段である、
自動車。
【請求項３】
請求項１または２記載の自動車であって、
正弦波制御方式は、ｄ軸，ｑ軸の電流と電流指令とを用いてｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定して前記インバータを制御する方式であり、
過変調制御方式は、ｄ軸，ｑ軸の電流になまし処理を施して得られるｄ軸，ｑ軸のなまし後電流とｄ軸，ｑ軸の電流指令とを用いてｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定して前記インバータを制御する方式である、
自動車。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１３−９３９３６（Ｐ２０１３−９３９３６Ａ）
【公開日】平成２５年５月１６日（２０１３．５．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２３３３１５（Ｐ２０１１−２３３３１５）
【出願日】平成２３年１０月２４日（２０１１．１０．２４）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月１６日（２０１３．５．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１０月２４日（２０１１．１０．２４）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
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