誘導電動機制御装置及び誘導電動機制御方法
【課題】より安定な起動を実現するための、あるいは運転中に外乱が加わっても誘導電動機を安定に動作するよう制御するための誘導電動機制御装置等を提供する。
【解決手段】ＭＥＲＳ１００ｕ，１００ｖ及び１００ｗは、交流電源ＶＳが発生する電圧の位相を値θｓｅｔだけ変動させたものに相当する電圧を生成して、この電圧と交流電源が発生する電圧との和に相当する電圧を誘導電動機Ｍへと印加する。制御部２００は、電流検出部ＧＭが検出した負荷電流が値Ｉｓｅｔへと収束して、電圧検出部ＶＭが検出した負荷電圧の基本波成分の実効値が、値Ｉｓｅｔからの負荷電流の偏差に基づいて決まる値Ｖｓｅｔへと収束するようにθｓｅｔを決定し、一方でこの基本波成分の微分に比例する値と負荷電流に比例する値とをθｓｅｔの値にフィードフォワードする、そして、このθｓｅｔの値に基づいて各ゲート信号の遷移のタイミングを決定し、各ＭＥＲＳに供給する。
【解決手段】ＭＥＲＳ１００ｕ，１００ｖ及び１００ｗは、交流電源ＶＳが発生する電圧の位相を値θｓｅｔだけ変動させたものに相当する電圧を生成して、この電圧と交流電源が発生する電圧との和に相当する電圧を誘導電動機Ｍへと印加する。制御部２００は、電流検出部ＧＭが検出した負荷電流が値Ｉｓｅｔへと収束して、電圧検出部ＶＭが検出した負荷電圧の基本波成分の実効値が、値Ｉｓｅｔからの負荷電流の偏差に基づいて決まる値Ｖｓｅｔへと収束するようにθｓｅｔを決定し、一方でこの基本波成分の微分に比例する値と負荷電流に比例する値とをθｓｅｔの値にフィードフォワードする、そして、このθｓｅｔの値に基づいて各ゲート信号の遷移のタイミングを決定し、各ＭＥＲＳに供給する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導電動機制御装置及び誘導電動機制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
誘導電動機を、起動時に過大な電流が流れないようにしつつ安定に動作するよう制御するための手法として、たとえば特許文献１に開示されているものがある。特許文献１の手法は、誘導電動機に印加される負荷電圧を、起動時以降の当該誘導電動機の回転数の増加に追随するように増加させるというものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−３３９４２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１の手法によった場合でも、誘導電動機の起動中、その回転数を所望の値に導くことができなくなり、結果として起動に失敗するということがあり得た。そこで、この問題を解決する手法として、たとえば特願２０１０−２３０９９２に開示されている手法が考えられている。ところがこの手法によっても、外乱（具体的には、たとえば誘導電動機をポンプのバルブを開閉するために用いる場合に生じる突発的な負荷変動など）の抑制は必ずしも十分に行われないという問題は残る。
【０００５】
本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたもので、より安定な起動を実現するための、あるいは運転中に外乱が加わっても誘導電動機を安定に動作するよう制御するための誘導電動機制御装置及び誘導電動機制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る誘導電動機制御装置は、
外部の交流電源が発生する入力交流電圧を取得し、当該入力交流電圧の位相を、自己に所定の制御信号が供給されるタイミングにより定まる量変動させたものに相当する補償電圧を生成して、当該入力交流電圧と当該補償電圧との和に相当する電圧を外部の誘導電動機へと印加する直列補償手段と、
前記制御信号を前記直列補償手段に供給する制御手段と、
前記直列補償手段から前記誘導電動機へと印加される負荷電圧の量を検出し、検出した当該負荷電圧の量を示す信号を生成する負荷電圧検出手段と、
前記直列補償手段と前記誘導電動機との間に流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記負荷電圧検出手段が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す負荷電圧の基本波成分の量を特定する電圧基本波成分特定手段と、
前記基本波成分の量が所定の電圧基準値へと収束するように第１の値を決定し、前記負荷電流検出手段が生成した前記信号を取得して、当該信号が示す負荷電流の量に比例する量と前記第１の値との和に基づいて、前記タイミングを決定するタイミング決定手段と、
前記制御信号を、前記タイミング決定手段が決定したタイミングで前記直列補償手段に供給する制御信号供給手段と、を備える。
【０００７】
また、本発明の第２の観点に係る誘導電動機制御装置は、
外部の交流電源が発生する入力交流電圧を取得し、当該入力交流電圧の位相を、自己に所定の制御信号が供給されるタイミングにより定まる量変動させたものに相当する補償電圧を生成して、当該入力交流電圧と当該補償電圧との和に相当する電圧を外部の誘導電動機へと印加する直列補償部と、前記直列補償部から前記誘導電動機へと印加される負荷電圧の量を検出し、検出した当該負荷電圧の量を示す信号を生成する負荷電圧検出部と、前記直列補償部と前記誘導電動機との間に流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる装置を介して前記誘導電動機を制御する誘導電動機制御装置であって、
前記負荷電圧検出部が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す負荷電圧の基本波成分の量を特定する電圧基本波成分特定手段と、
前記基本波成分の量が所定の電圧基準値へと収束するように制御値を決定し、前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得して、当該信号が示す負荷電流の量に比例する量と前記制御値との和に基づいて、前記タイミングを決定するタイミング決定手段と、
前記制御信号を、前記タイミング決定手段が決定したタイミングで前記直列補償部に供給する制御信号供給手段と、を備える。
【０００８】
また、本発明の第３の観点に係る誘導電動機制御方法は、
外部の交流電源が発生する入力交流電圧を取得し、当該入力交流電圧の位相を、自己に所定の制御信号が供給されるタイミングにより定まる量変動させたものに相当する補償電圧を生成して、当該入力交流電圧と当該補償電圧との和に相当する電圧を外部の誘導電動機へと印加する直列補償部と、前記直列補償部から前記誘導電動機へと印加される負荷電圧の量を検出し、検出した当該負荷電圧の量を示す信号を生成する負荷電圧検出部と、前記直列補償部と前記誘導電動機との間に流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる装置を介して前記誘導電動機を制御する誘導電動機制御方法であって、
前記負荷電圧検出部が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す負荷電圧の基本波成分の量を特定する電圧基本波成分特定ステップと、
前記基本波成分の量が所定の電圧基準値へと収束するように制御値を決定し、前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得して、当該信号が示す負荷電流の量に比例する量と前記制御値との和に基づいて、前記タイミングを決定するタイミング決定ステップと、
前記制御信号を、前記タイミング決定ステップで決定したタイミングで前記直列補償部に供給する制御信号供給ステップと、より構成されている。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、より安定な起動を実現するための、あるいは運転中に外乱が加わっても誘導電動機を安定に動作するよう制御するための誘導電動機制御装置及び誘導電動機制御方法が実現される。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態に係る誘導電動機駆動装置の構成を示す図である。
【図２】ＭＥＲＳの構成を示す回路図である。
【図３】図１の制御部の機能的構成を示す図である。
【図４】三相交流における各線間電圧の値から生成される、仮想の１２相交流における各相電圧に相当する１２個のベクトルを示す図である。
【図５】従来の例、及び図１の誘導電動機駆動装置による三相誘導電動機の負荷電流の推移例を示す図である。
【図６】ＭＥＲＳの変形例を示す回路図である。
【図７】ＭＥＲＳの変形例を示す回路図である。
【図８】ＭＥＲＳの変形例を示す回路図である。
【図９】ＭＥＲＳの変形例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態を、誘導電動機駆動装置を例として、図面を参照しつつ説明する。
【００１２】
本発明の実施の形態に係る誘導電動機駆動装置は、図１に示すように、３個のＭＥＲＳ（磁気エネルギー回生スイッチ：Magnetic Energy Recovery Switch）１００ｕ、１００ｖ及び１００ｗと、電圧検出部ＶＭと、電流検出部ＧＭと、制御部２００とから構成されている。
【００１３】
ＭＥＲＳ１００ｕは、たとえば図２に示すようなフルブリッジ型ＭＥＲＳからなる。図１のＭＥＲＳ１００ｕは、４個の逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３及びＳＷ４と、コンデンサＣＭとから構成されている。
【００１４】
逆導通型半導体スイッチＳＷ１は、逆方向導通部Ｄ１及びスイッチ部Ｓ１から構成されている。同様に、逆導通型半導体スイッチＳＷ２は逆方向導通部Ｄ２及びスイッチ部Ｓ２から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷ３は逆方向導通部Ｄ３及びスイッチ部Ｓ３から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷ４は逆方向導通部Ｄ４及びスイッチ部Ｓ４から構成されている。
【００１５】
スイッチ部Ｓ１〜Ｓ４はいずれも、たとえばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Silicon Field Effect Transistor）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）あるいはその他の半導体スイッチング素子からなり、それぞれ電流路と制御端とを備えている。そして、各自の制御端に後述のオン信号が供給されると電流路を導通させ、オフ信号が供給されると電流路を遮断する。
【００１６】
逆方向導通部Ｄ１〜Ｄ４はいずれも、たとえばダイオード等の整流素子からなり、電流を一方向にのみ導通させる電流路を備える。このダイオードはたとえば、スイッチ部を構成する半導体スイッチの寄生ダイオードであってもよい。
【００１７】
以下の説明では、各実施形態を通じ、断りのない限り各逆方向導通部はいずれもダイオードからなり、各スイッチ部はいずれもｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるものとして説明する。この場合、このＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間がスイッチ部の電流路をなし、ゲートが制御端をなすものである。
【００１８】
それぞれの逆導通型半導体スイッチにつき、逆方向導通部のアノードはスイッチ部のソースに接続されており、逆方向導通部のカソードはスイッチ部のドレインに接続されており、スイッチ部の電流路と逆方向導通部の電流路とが、合わせて逆導通型半導体スイッチの電流路をなす。
このような接続関係をとる結果、各逆導通型半導体スイッチはいずれも、スイッチ部のドレインからソースに向かう方向（順方向）に流れる電流を、当該スイッチ部のゲートに印加される信号の値に応じてオン／オフする。一方、当該スイッチ部のソースからドレインに向かう方向（逆方向）の電流については、逆方向導通部がこの電流のバイパスを確保する結果、常にオン状態を保つ。
【００１９】
スイッチ部Ｓ１及びＳ３の各ドレインはいずれもコンデンサＣＭの一端（以下、正極と呼ぶ）に接続されている。スイッチ部Ｓ２及びＳ４の各ソースはいずれもコンデンサＣＭの他端（以下、負極と呼ぶ）に接続されている。
【００２０】
スイッチ部Ｓ１のソースは、スイッチ部Ｓ２のドレインに接続され、交流入力端子ＡＣ１をなしている。スイッチ部Ｓ３のソースはスイッチ部Ｓ４のドレインに接続されて交流出力端子ＡＣ２をなしている。
【００２１】
ＭＥＲＳ１００ｕの交流入力端子ＡＣ１は、たとえば３個の極Ｕ，Ｖ及びＷを備える三相交流電源からなる外部の交流電源ＶＳの極Ｕに接続され、ＭＥＲＳ１００ｕの交流出力端子ＡＣ２は、たとえば３個の極ｕ，ｖ及びｗを備える三相誘導電動機からなる外部の誘導電動機Ｍの極Ｕに接続される。
【００２２】
なお、交流電源ＶＳの極Ｕ，Ｖ及びＷはいずれも正弦波交流電圧を出力するものとし、極Ｖが出力する電圧の位相は極Ｕの電圧の位相に対して（２π／３）ラジアン遅れており、極Ｗが出力する電圧の位相は極Ｕの電圧の位相に対して（４π／３）ラジアン遅れているものとする。
【００２３】
なお、誘導電動機Ｍは、図示するように３個の誘導性負荷ＬＤ１、ＬＤ２及びＬＤ３からなるネットワークとして表すことができるものである。誘導性負荷ＬＤ１、ＬＤ２及びＬＤ３は、それぞれ、インダクタＬ１と抵抗Ｒ１との直列回路、インダクタＬ２と抵抗Ｒ２との直列回路、及びインダクタＬ３と抵抗Ｒ３との直列回路として表すことができ、誘導性負荷ＬＤ１、ＬＤ２及びＬＤ３の一端が、それぞれ誘導電動機Ｍの極ｕ、ｖ及びｗをなし、誘導性負荷ＬＤ１、ＬＤ２及びＬＤ３の他端同士が互いに接続されているものとして表すことができる。
【００２４】
ＭＥＲＳ１００ｕのスイッチ部Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３及びＳ４の各ゲート（順に、Ｇ１ｕ，Ｇ２ｕ，Ｇ３ｕ及びＧ４ｕ）は、ＭＥＲＳ１００ｕの制御端をなすもので、いずれも制御部２００に接続されている。
【００２５】
ＭＥＲＳ１００ｖ及び１００ｗは、いずれもＭＥＲＳ１００ｕと実質的に同一の構成を有している。
ＭＥＲＳ１００ｖの交流入力端子ＡＣ１は、交流電源ＶＳの極Ｖに接続され、ＭＥＲＳ１００ｖの交流出力端子ＡＣ２は、誘導電動機Ｍの極ｖに接続される。ＭＥＲＳ１００ｗの交流入力端子ＡＣ１は、交流電源ＶＳの極Ｗに接続され、ＭＥＲＳ１００ｗの交流出力端子ＡＣ２は、誘導電動機Ｍの極ｗに接続される。
【００２６】
なお、本明細書及び図面では、ＭＥＲＳ１００ｕを構成する各要素に付された参照符号については、末尾に更に「ｕ」を付した表記も行う場合があるものとする。たとえば、ＭＥＲＳ１００ｕの交流入力端子ＡＣ１、逆導通型半導体スイッチＳＷ１、コンデンサＣＭは、それぞれ「交流入力端子ＡＣ１ｕ」、「逆導通型半導体スイッチＳＷ１ｕ」、「コンデンサＣＭｕ」とも表記する。
同様に、本明細書及び図面では、ＭＥＲＳ１００ｖを構成する要素に付された参照符号については、末尾に更に「ｖ」を付した表記も行う場合があるものとし、ＭＥＲＳ１００ｗを構成する要素に付された参照符号については、末尾に更に「ｗ」を付した表記も行う場合があるものとする。
【００２７】
電圧検出部ＶＭは、たとえば交流電圧の瞬時値を検出可能な公知の電気回路からなっており、誘導電動機Ｍの極ｖに対する極ｕの線間電圧Ｖｕｖの値と、誘導電動機Ｍの極ｗに対する極ｖの線間電圧Ｖｖｗの値と、誘導電動機Ｍの極ｕに対する極ｗの線間電圧Ｖｗｕの値とを継続的に検出し、検出した各線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ及びＶｗｕの値をそれぞれ２次元ベクトルとして表す信号を生成し、制御部２００へと継続的に供給する。（なお、以下では、線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ及びＶｗｕの三者を総称する場合は「Ｖｌｏａｄ」と記す。）
【００２８】
電流検出部ＧＭは、たとえば交流電流の瞬時値を検出可能な公知の電気回路からなっており、極ｕに流れ込む電流ｉｕの値と、極ｖに流れ込む電流ｉｖの値と、極ｗに流れ込む電流ｉｗの値とを継続的に検出し、検出した各電流ｉｕ、ｉｖ及びｉｗの値をそれぞれ２次元ベクトルとして表す信号を生成して、制御部２００へと継続的に供給する。
【００２９】
制御部２００は、たとえば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサと、ＲＡＭ（Random Access Memory）やＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶装置とを備えたコンピュータから構成されている。
【００３０】
また、制御部２００は、たとえば電圧検出部ＶＭが供給する信号（すなわち電圧Ｖｌｏａｄの値を示す信号）及び電流検出部ＧＭが供給する信号（すなわち電流ｉｕ、ｉｖ及びｉｗの各値を示す信号）をデジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ（Analog-to-Digital）コンバータを備えている。ただし、電圧検出部ＶＭ及び電流検出部ＧＭがこれらの信号をデジタル形式で供給するものである場合、制御部２００は上述のＡ／Ｄコンバータを備えている必要はない。
【００３１】
制御部２００は、たとえば自己の記憶装置が予め記憶するプログラムを自己のプロセッサが読み出して実行することにより、後述する処理、たとえば、図３に示す三相二相変換部２０１、電流フィードフォワード制御部２０２、電流ローパスフィルタ２０３、電流偏差判定部２０４、電流比例積分制御部２０５、電圧離散フーリエ変換部２０６、電圧ローパスフィルタ２０７、電圧フィードフォワード制御部２０８、電圧偏差判定部２０９、電圧比例積分制御部２１０、加算部２１１及びゲート論理生成部２１２の機能を行う処理を実行する。
【００３２】
三相二相変換部２０１は、電流検出部ＧＭが供給する信号を取得し、この信号が表す、電流ｉｕ、ｉｖ及びｉｗの各ベクトル値の総和に相当する２次元ベクトルの値Ｉｒｍｓを、たとえばα軸及びβ軸からなる２次元直交座標系内のベクトルの各軸方向成分の値として特定し、特定した２次元ベクトルを表すデータを、電流フィードフォワード制御部２０２及び電流ローパスフィルタ２０３に供給する。
【００３３】
電流フィードフォワード制御部２０２は、三相二相変換部２０１が供給するデータを取得し、このデータが示す値にフィードフォワード用の所定の比例係数Ｋｐ＿ｆｆを乗じたものに相当する値を求め、求めたこの値を表すデータを加算部２１１へと供給する。
【００３４】
電流ローパスフィルタ２０３は、電流ｉｕ、ｉｖ及びｉｗの総和を表す上述のデータを三相二相変換部２０１より取得し、このデータから高調波成分を除去して基本波成分を抽出する。そして、抽出された基本波成分の実効値Ｉｒｍｓを示すデータを生成し、電流偏差判定部２０４へと供給する。なお、図３に示す例では、電流ローパスフィルタ２０３のカットオフ周波数は（１／２πＴ１＿ｉ）であるものとして図示している。
【００３５】
なお、制御部２００は、上述の値Ｉｒｍｓを特定するための電流ローパスフィルタ２０３の処理として、具体的には、たとえば、電流ｉｕ、ｉｖ及びｉｗの総和に相当する上述のベクトルにつき、１周期前の基本波成分方向の単位ベクトルとの内積の実効値を１周期にわたって求める処理を行えばよい。なお、「ベクトル表現し得るある物理量とその基本波成分方向の単位ベクトルとの内積の、ある期間全域内での実効値」とは、具体的には、当該物理量及び当該単位ベクトルの両者を複素表現した場合における、両者の実部の係数同士の積を当該期間全域で定積分した値と、両者の虚部の係数同士の積を当該期間全域で定積分した値との幾何平均をいうものとする。
【００３６】
電流偏差判定部２０４は、電流ローパスフィルタ２０３が供給するデータを取得し、このデータが示す実効値Ｉｒｍｓと実効値の最大許容値として電流の指令値Ｉｓｅｔとの差Ｉｅｒｒを表すデータを生成して、電流比例積分制御部２０５へと供給する。
指令値Ｉｓｅｔは、たとえば、誘導電動機Ｍの駆動を開始する時点では０、その後、電流の最大許容値Ｉｓｅｔ＿ｍａｘに至るまでランプ状に増大し、最大許容値Ｉｓｅｔ＿ｍａｘに至って以降は、最大許容値Ｉｓｅｔ＿ｍａｘに等しい値を保つ、という経時変化をなす変数であればよい。
指令値Ｉｓｅｔを示すデータは、たとえば制御部２００が自己を駆動するクロック信号を継続的に参照する等して生成してもよいし、図示しない公知のインターフェース回路を介して外部から取得してもよい。そして電流偏差判定部２０４は当該データを参照し、当該データが示す値が指令値Ｉｓｅｔであるものとして、Ｉｅｒｒを表すデータを生成すればよい。
【００３７】
電流比例積分制御部２０５は、電流偏差判定部２０４が供給するデータを取得し、このデータが示す値Ｉｅｒｒについて比例積分処理を行うことにより後述の電圧目標値Ｖｓｅｔを決定する。そして、決定した電圧目標値Ｖｓｅｔの値を示すデータを生成して、電圧偏差判定部２０９へと供給する。
【００３８】
Ｖｓｅｔの値を決定するための比例積分処理として、電流比例積分制御部２０５は、たとえば以下（ａ）〜（ｃ）として述べる処理を行えばよい。
（ａ） 電流比例積分制御部２０５は、値Ｉｅｒｒを表す最新データを供給されるたびに、当該最新のデータを参照し、当該最新のデータが示す値Ｉｅｒｒに、比例制御用の所定の比例係数Ｋｐ＿ｉを乗じたものに相当する値（以下、電流比例制御値と呼ぶ）を求めて記憶し、当該最新の電流比例制御値を含め直近の過去の所定回数にわたって求められた電流比例制御値を表すデータも、引き続き記憶する。また、Ｖｓｅｔの最新の値を決定し、当該値を示すデータを生成するたびに、このデータも記憶する。ただし、Ｖｓｅｔの値がまだ１個も決定されていない間は、たとえばＶｓｅｔの所定の初期値を示すデータを記憶する。
（ｂ） そして、電流比例積分制御部２０５は、記憶している過去の所定回数分の電流比例制御値を表す各データを参照し、これらのデータの値に基づいて、電流比例制御値を直近の所定期間積分して、積分制御用の所定の比例定数Ｔｉ＿ｉで除したものに相当する値（電流積分制御値）を求める（ここで値Ｔｉ＿ｉは、積分回路を用いてこの積分を実現するとした場合におけるこの積分回路の時定数に相当する値である）。電流比例制御値を積分する所定期間は、たとえば、電流比例制御値を表すデータとして記憶している最も古いデータの生成に用いられた電流ｉｕ、ｉｖ及びｉｗの値が測定された時点から、電流比例制御値を表す最新のデータの生成に用いられた電流ｉｕ、ｉｖ及びｉｗの値が測定された時点までの期間であればよい。
（ｃ） そして、電流比例積分制御部２０５は、過去最新のＶｓｅｔの値を示すデータとして記憶しているデータを参照し、このデータの値、上述の電流比例制御値及び電流積分制御値の三者を互いに加算し、得られた値を最新のＶｓｅｔの値として決定する。（そして上述した通り、決定したこの新たなＶｓｅｔの値を示すデータを生成して記憶する。）
【００３９】
電圧離散フーリエ変換部２０６は、電圧検出部ＶＭが供給する信号を取得し、この信号が表す、線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ及びＶｗｕの各値に基づいて、（３・２ｎ）相交流における各相電圧に相当する（３・２ｎ）個の値を表すデータを生成し（ただしｎはゼロを含む任意の自然数）、生成したデータを電圧ローパスフィルタ２０７へと供給する。
【００４０】
（３・２ｋ＋１）相交流（ｋは０以上ｎ−１以下の自然数）における各相電圧の値は、たとえば、（３・２ｋ）相交流における各相電圧の値に基づいて生成できる。また、三相交流における各線間電圧の値を用いて、当該三相交流における各相電圧の値を導くこともできる。
【００４１】
具体的にはまず、極ｕ、ｖ及びｗの各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗと、線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ及びＶｗｕとをいずれもベクトル表現した場合、Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗが互いに（２π／３）ラジアン位相を異にするとすれば、Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗの各値は、Ｖｕｖ、Ｖｖｗ及びＶｗｕの各値を用いて表すことができる。一方、（３・２ｋ）相交流における各相電圧は、相電圧の値をベクトル表現するとすれば、基点がいずれも座標平面の原点にあって｛２π／（３・２ｋ）｝ラジアン間隔で放射状に配置される（３・２ｋ）個のベクトルとして表すことができる。たとえば、ｋ＝１とした場合、三相交流における各相電圧の値は、たとえば図４に示すような、基点がいずれも座標平面の原点にあって（２π／３）ラジアン間隔で放射状に配置される３個のベクトルｖ１，ｖ５及びｖ９として表すことができる。ベクトルｖ１，ｖ５及びｖ９はそれぞれ、たとえば上述の相電圧Ｖｗ、Ｖｖ及びＶｕを表すものとみることができる。
そして、これら（３・２ｋ）個のベクトルにつき、座標平面上で隣り合う２個のベクトルの値同士を加算し、得られたベクトルをスカラー倍することで当該ベクトルを規格化する（すなわち、当該ベクトルの絶対値を、上述の加算に用いた各ベクトルの絶対値に等しくする）ことにより、これらのベクトルの中間に配置される（３・２ｋ）個のベクトルを生成することができる。このようにベクトルの値を生成することで、ベクトルの総数を計（３・２ｋ＋１）個へと倍増させることができる。
ベクトルを倍増させるこのような演算を、ｋの値を０からｎ−１まで１ずつ増加させつつ（ｎ−１）回繰り返して行うことにより、制御部２００は、三相交流における各相電圧の値から、（３・２ｎ）相交流における各相電圧に相当する（３・２ｎ）個の値を生成することができる。たとえばｎ＝２とすれば、図４に示すように、１２相交流における各相電圧に相当するものとして１２個のベクトルｖ１〜ｖ１２を生成することができる。このようにして生成された１２個の相電圧の波形は、互いに共通する１２分の１周期分の期間で切り出し、切り出された波形をつなぎ合わせると、図示するように１周期分の単相交流電圧に相当する波形となるという関係にある。
【００４２】
電圧ローパスフィルタ２０７は、電圧離散フーリエ変換部２０６が供給する、各相電圧を表すデータを取得し、このデータのそれぞれから高調波成分を除去して、それぞれの相電圧の基本波成分を抽出する。そして、抽出された各基本波成分の実効値の平均Ｖｒｍｓを示すデータを生成し、電圧フィードフォワード制御部２０８電圧及び電圧偏差判定部２０９へと供給する。なお、図３に示す例では、電圧ローパスフィルタ２０７のカットオフ周波数は（１／２πＴ１）であるものとして図示している。
【００４３】
制御部２００は、電圧ローパスフィルタ２０７の機能を実現するために上述のＶｒｍｓの値を特定する処理として、具体的には、たとえば、線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ及びＶｗｕの各値に基づいて生成した上述の（３・２ｎ）相交流の各相電圧のそれぞれの値につき、｛１／（３・２ｎ）｝周期前の基本波成分方向の単位ベクトルとの内積の実効値を｛１／（３・２ｎ）｝周期にわたって求め、これら（３・２ｎ）個の実効値の算術平均をとることにより、誘導電動機Ｍの各極の相電圧の基本波成分の実効値の平均に相当する値として値Ｖｒｍｓを特定すればよい。
【００４４】
電圧フィードフォワード制御部２０８は、電圧ローパスフィルタ２０７が供給するデータを取得し、このデータが示す値Ｖｒｍｓを微分して所定の比例係数Ｋｄ＿ｆｆを乗じたものに相当する値を求め、求めたこの値を表すデータを加算部２１１へと供給する。値Ｖｒｍｓを微分する処理は、具体的には、たとえば値Ｖｒｍｓを表すデータを新たに供給されるたびにこのデータを記憶し、記憶したデータを参照して、値Ｖｒｍｓを表す最新の２個のデータの値の差分を求めることにより行えばよい。なお、図３に示す例では、電圧フィードフォワード制御部２０８が上記微分の処理を、時定数がＴＤである１段のＣＲ（キャパシタ−抵抗）微分回路の応答に相当する結果を得る処理として行うものとして図示している。
【００４５】
電圧偏差判定部２０９は、実効値Ｖｒｍｓを表すデータを電圧ローパスフィルタ２０７より取得し、また、電圧目標値Ｖｓｅｔを表すデータを電流比例積分部２０５より取得して、これらのデータが示す実効値Ｖｒｍｓと実効値の目標値Ｖｓｅｔとの差Ｖｅｒｒを表すデータを生成して、電圧比例積分制御部２１０へと供給する。
【００４６】
電圧比例積分制御部２１０は、電圧偏差判定部２０９が供給するデータを取得し、このデータが示す値Ｖｅｒｒに基づいて、後述のゲート位相角θｓｅｔを決定する。そして、決定したゲート位相角θｓｅｔの値を示すデータを生成して、ゲート論理生成部２１２へと供給する。
【００４７】
θｓｅｔの値を決定する処理として、電圧比例積分制御部２１０は、たとえば以下（ｄ）〜（ｆ）として述べる処理を行う。
（ｄ） 電圧比例積分制御部２１０は、値Ｖｅｒｒを表す最新のデータを供給されるたびにこのデータを取得して記憶し、当該最新のデータを含め直近の過去の所定回数にわたって供給された値Ｖｅｒｒを表すデータも、引き続き記憶する。
（ｅ） 一方、電圧比例積分制御部２１０は、値Ｖｅｒｒを表す最新データを供給されるたびに、当該最新のデータを参照し、当該最新のデータが示す値Ｖｅｒｒに比例制御用の所定の比例係数Ｋｐを乗じたものに相当する値（以下、電圧比例制御値と呼ぶ）を求める。また、記憶している過去の所定回数分の値Ｖｅｒｒを表す各データを参照し、これらのデータの値に基づいて、値Ｖｅｒｒを直近の所定期間積分して、積分制御用の所定の比例定数（Ｋｉ／Ｔｉ）を乗じたものに相当する値（電圧積分制御値）を求める（ここで値Ｔｉは、値Ｖｅｒｒにつき積分回路を用いてこの積分を実現するとした場合におけるこの積分回路の時定数に相当する値である）。値Ｖｅｒｒを積分する所定期間は、たとえば、値Ｖｅｒｒを表すデータとして記憶している最も古いデータの生成に用いられた電圧Ｖｌｏａｄの値が測定された時点から、最新のデータの生成に用いられた電圧Ｖｌｏａｄの値が測定された時点までの期間であればよい。
（ｆ） そして、電圧比例積分制御部２１０は、上述の電圧比例制御値及び電圧積分制御値を互いに加算し、得られた値を表すデータ生成して加算部２１１へと供給する。
【００４８】
加算部２１１は、後述のゲート位相角θｓｅｔを決定する。そして、決定したゲート位相角θｓｅｔの値を示すデータを生成して、ゲート論理生成部２１２へと供給する。
値θｓｅｔを決定する処理として、加算部２１１は、具体的にはたとえば電圧比例積分制御部２１０より供給されたデータ、電流フィードフォワード制御部２０２より供給されたデータ、及び電圧フィードフォワード制御部２０２より供給されたデータを取得する。一方、θｓｅｔの最新の値を決定し、当該値を示すデータを生成するたびに、このデータを記憶する（ただし、θｓｅｔの値がまだ１個も決定されていない間は、たとえばθｓｅｔの所定の初期値（初期位相）を示すデータを記憶する）。そして、過去最新のθｓｅｔの値を示すデータとして記憶しているデータを参照し、このデータの値、及び取得した上記３個のデータが表す３個の値の合計４個の値を互いに加算し、得られた値を最新のθｓｅｔの値として決定する。（そして上述した通り、決定したこの新たなθｓｅｔの値を示すデータを生成して記憶する。）
【００４９】
ゲート論理生成部２１２は、加算部２１１が供給するデータを取得し、このデータが示すゲート位相角θｓｅｔの値に基づいて、ＭＥＲＳ１００ｕ〜１００ｗの各逆導通型半導体スイッチをオンするタイミングを後述のように決定し、決定結果に従って、ゲート信号ＳＧＧ１ｕ，ＳＧＧ２ｕ，ＳＧＧ３ｕ，ＳＧＧ４ｕ，ＳＧＧ１ｖ，ＳＧＧ２ｖ，ＳＧＧ３ｖ，ＳＧＧ４ｖ，ＳＧＧ１ｗ，ＳＧＧ２ｗ，ＳＧＧ３ｗ及びＳＧＧ４ｗを生成して、それぞれ、ゲートＧ１ｕ，Ｇ２ｕ，Ｇ３ｕ，Ｇ４ｕ，Ｇ１ｖ，Ｇ２ｖ，Ｇ３ｖ，Ｇ４ｖ，Ｇ１ｗ，Ｇ２ｗ，Ｇ３ｗ及びＧ４ｗへと供給する。
【００５０】
それぞれのゲート信号は、当該ゲート信号の供給先であるゲートを備える半導体スイッチのオン又はオフを指示する信号である。たとえば、オンを指示するときの当該ゲート信号（オン信号）は、当該半導体スイッチをオンさせるに足る電圧（ハイレベル電圧）をとり、オフを指示するときの当該ゲート信号（オフ信号）は、当該半導体スイッチをオフさせるに足る電圧（ローレベル電圧）をとる。
【００５１】
次に、上記構成の誘導電動機駆動装置の動作を説明する。
まず、制御部２００により制御されるＭＥＲＳ１００ｕが交流電源ＶＳの極Ｕから誘導電動機Ｍへと交流電圧を供給する動作は、たとえば上記特許文献の段落００５５〜００６６に記載されている、ＭＥＲＳが交流電源からモータへと電圧を供給する動作と実質的に同一である。
【００５２】
すなわち、制御部２００は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ３からなるペア（以下「ペアＰ１」と呼ぶ。特許文献１における逆導通型半導体スイッチ１１３及び１１１からなるペアに相当する。）と、逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ４からなるペア（以下「ペアＰ２」と呼ぶ。特許文献１における逆導通型半導体スイッチ１１４及び１１２からなるペアに相当する。）とが交互にＯＮ／ＯＦＦされるようなパターンを有するゲート信号ＳＧＧ１ｕ〜ＳＧＧ４ｕを生成し、ＭＥＲＳ１００ｕに供給する。
このようなゲート信号により制御部２００は、（ｉ）まずペアＰ１がＯＮしてペアＰ２がＯＦＦする動作と、（ｉｉ）極Ｕの電圧が負に転じてからペアＰ１がＯＦＦしてペアＰ２がＯＮする動作と、を併せて１サイクルとして、このサイクルを極Ｕの電圧の周期と実質的に等しい周期でＭＥＲＳ１００ｕに繰り返し行わせる。
【００５３】
ただし、本実施形態においては、特許文献１における「ゲート位相角α」に代わる値として、上述のゲート位相角θｓｅｔが用いられる。制御部２００のゲート論理生成部２１２は、ゲート信号ＳＧＧ１ｕ〜ＳＧＧ４ｕの各状態遷移の位相が、電圧比例積分制御部２１０が供給するデータが示す最新のゲート位相角θｓｅｔ（θｓｅｔの値がまだ１個も決定されていない状態においては、上述した初期位相）に実質的に等しい位相となるように、これらのゲート信号の生成を行うものとする。
【００５４】
なお、ゲート位相角θｓｅｔは、交流電源ＶＳの極Ｕの相電圧（図示しない基準電位に対する電圧）が負から正に転じるゼロクロスポイントを位相０とした位相角である。
制御部２００は、このゼロクロスポイントを検出するため、たとえば、極Ｕの相電圧の極性を検出して検出結果を示す信号を生成する公知の電気回路を備えていればよい。具体的には、たとえば制御部２００は単に極Ｕに接続されていればよく、あるいは極Ｕの相電圧を図示しない分圧抵抗等により分圧して得られる電圧を、極性の検出結果を示す信号として扱うこととしてもよい。
【００５５】
ペアＰ１がＯＮしてペアＰ２がＯＦＦすることにより、コンデンサＣＭの負極は極Ｕに電気的に接続され、正極は極Ｕから電気的に切り離され、誘導電動機Ｍの極ｕに電気的に接続される。この結果、交流電源ＶＳとコンデンサＣＭとは直列回路（第１の向きの直列回路）を形成することになり、極ｕには、極Ｕの相電圧と、コンデンサＣＭの負極に対する正極の電圧との和に相当する電圧が印加される。
一方、ペアＰ１がＯＦＦしてペアＰ２がＯＮすることにより、コンデンサＣＭの正極は極Ｕに電気的に接続され、負極は極Ｕから電気的に切り離され、極ｕに電気的に接続される。この結果、交流電源ＶＳとコンデンサＣＭとは、極Ｕに接続されるコンデンサＣＭの極が上記第１の向きの直列回路とは異なる第２の直列回路を形成することになる。このとき極ｕには、極Ｕの相電圧と、コンデンサＣＭの正極に対する負極の電圧との和に相当する電圧が印加される。
そして、コンデンサＣＭの両端間に発生する電圧は、極Ｕの相電圧に対してθｓｅｔだけ変動したものとなるから、交流電源ＶＳとコンデンサＣＭとの直列回路の両端間に発生する電圧は、交流電源ＶＳの電圧に位相補償が加えられたものに相当するということができる。
【００５６】
一方、ＭＥＲＳ１００ｖ及び１００ｗの動作は、以下（Ａ）〜（Ｃ）として述べる各点を除き、ＭＥＲＳ１００ｕの動作と実質的に同一である。
（Ａ） 交流電源ＶＳの極Ｖ及び極Ｗの位相は、極Ｕの相電圧の位相に対しそれぞれ（２π／３）ラジアン及び（４π／３）ラジアン遅れている。
（Ｂ） ゲート信号ＳＧＧ１ｖ，ＳＧＧ２ｖ，ＳＧＧ３ｖ及びＳＧＧ４ｖは、それぞれゲート信号ＳＧＧ１ｕ，ＳＧＧ２ｕ，ＳＧＧ３ｕ及びＳＧＧ４ｕの位相を（２π／３）ラジアン遅らせたものとなる。また、ゲート信号ＳＧＧ１ｗ，ＳＧＧ２ｗ，ＳＧＧ３ｗ及びＳＧＧ４ｗは、それぞれゲート信号ＳＧＧ１ｕ，ＳＧＧ２ｕ，ＳＧＧ３ｕ及びＳＧＧ４ｕの位相を（４π／３）ラジアン遅らせたものとなる。
（Ｃ） 交流電源ＶＳとＭＥＲＳ１００ｖとの間に流れる電流は、極Ｖ及び交流入力端子ＡＣ１ｖを介して流れ、誘導電動機ＭとＭＥＲＳ１００ｖとの間に流れる電流は、交流出力端子ＡＣ２ｖ及び極ｖを介して流れる。同様に、交流電源ＶＳとＭＥＲＳ１００ｗとの間に流れる電流は、極Ｗ及び交流入力端子ＡＣ１ｗを介して流れ、誘導電動機ＭとＭＥＲＳ１００ｗとの間に流れる電流は、交流出力端子ＡＣ２ｗ及び極ｗを介して流れる。
【００５７】
以上説明した動作を行うことにより、この誘導電動機駆動装置は、誘導電動機Ｍに三相交流電圧を供給する。一方、誘導電動機駆動装置は、この三相交流電圧の基本波成分を抽出してその量Ｖｒｍｓを特定し、当該量Ｖｒｍｓが値Ｖｓｅｔに収束するように、ゲート位相角θｓｅｔの値を比例積分制御する。一方、値Ｖｓｅｔは、誘導電動機Ｍに流れ込む三相交流電流の基本波成分を抽出してその量Ｉｒｍｓを特定し、当該量Ｉｒｍｓが指令値Ｉｓｅｔに収束するように比例積分制御することによって決定される。また、これらの三相交流電圧及び三相交流電流（負荷電圧及び負荷電流）の値は、部分的にはフィードフォワード制御によってもθｓｅｔの値へと反映される。
【００５８】
これに対し、本実施の形態とは異なり、たとえば上述の特願２０１０−２３０９９２に開示されている手法として、誘導電動機Ｍの各相の負荷電圧の基本波の実効値のみを一定値に収束させるようにＭＥＲＳ１００ｕ，１００ｖ及び１００ｗを制御する手法によった場合は、誘導電動機Ｍが加えるトルクがポンプのバルブの開閉操作等のために急激に変動する、といった外乱が生じたとき、誘導電動機Ｍの負荷電流（この電流は、誘導電動機Ｍの負荷電圧に比べて、トルクの変化をより忠実に反映する物理量であると考えられる）が長時間にわたってリンギングを起こし、動作が安定しないことがあり得る。本実施の形態に係る誘導電動機駆動装置は、この弊害を抑制して誘導電動機Ｍの安定な動作を容易にする。
【００５９】
すなわち、まず、誘導電動機Ｍの各相につき負荷電圧の基本波成分の実効値のみを一定値に収束させるような制御を行った場合、たとえば図５において「＃１」としてグラフを例示するように、誘導電動機Ｍの負荷電流のリンギングが生じることがある。グラフ＃１の例では、負荷電流のオーバーシュートの最大値は６６．５アンペアにのぼり、セトリングタイムは２．１秒にわたっている。なお、図５のグラフ＃１及び＃２は、時刻０に誘導電動機Ｍのトルクがその最大値の５０％から１００％へと変動したとした場合の負荷電流の経時変化を示すものである。
【００６０】
一方、本実施の形態に係る誘導電動機駆動装置により誘導電動機Ｍを起動した場合の負荷電流の推移は、たとえば図５のグラフ＃２に例示するようなものとなる。なお、グラフ＃２は、Ｋｐ＿ｉ＝０．０３５、Ｔｉ＿ｉ＝０．０２、Ｋｐ＿ｆｆ＝０．００５、Ｋｄ＿ｆｆ＝０．００１、ＴＤ＝０．００１とした場合の一例を示すものである。グラフ＃２の例では、負荷電流のオーバーシュートの最大値は５５．４アンペアに抑えられ、セトリングタイムは１．２秒に短縮されている。
【００６１】
なお、この誘導電動機駆動装置の構成は上述のものに限られない。
たとえば、電流ローパスフィルタ２０３は、必ずしも電流ｉｕ、ｉｖ及びｉｗの総和を表すデータから高調波成分を除去して基本波成分を抽出するものである必要はなく、誘導電動機Ｍの安定な駆動に寄与する任意の成分を抽出するものであればよい。
また、交流電源ＶＳ及び誘導電動機Ｍの相の数は３より多くてもよい。交流電源ＶＳがｐ相交流電源からなり（ｐは３以上の整数）、誘導電動機Ｍがｐ相誘導電動機からなる場合、誘導電動機起動装置１０は、それぞれＭＥＲＳ１００ｕと実質的に同一の構成を有するｐ個のＭＥＲＳを備えていればよい。この場合、これらｐ個のＭＥＲＳの計ｐ個の交流入力端子ＡＣ１は、交流電源ＶＳのｐ個の極に１対１に接続されればよい。そして、計ｐ個の交流出力端子ＡＣ２は、誘導電動機Ｍのｐ個の極に１対１に接続されればよい。
そして、たとえば交流電源ＶＳのｑ番目の極（ｑはｐ以下の自然数）の相電圧の位相が、１番目の極の相電圧に対して｛２π（ｑ−１）／ｐ｝ラジアン遅れているとすれば、制御部２００は、交流電源ＶＳの１番目の極に接続されたＭＥＲＳのスイッチ部Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３及びＳ４に供給するゲート信号の位相をそれぞれ｛２π（ｑ−１）／ｐ｝ラジアン遅らせたものを、交流電源ＶＳのｑ番目の極に接続されたＭＥＲＳのスイッチ部Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３及びＳ４に供給するものとすればよい。
【００６２】
なお、交流電源ＶＳ及び誘導電動機Ｍの相の数がｐ（ｐは３より大きい整数）である場合も同様に、制御部２００は、ｐ相交流における各線間電圧の値から、（ｐ・２ｎ）相交流における各相電圧に相当する（ｐ・２ｎ）個の値を生成し、生成したこれらの値のそれぞれにつき、｛１／（ｐ・２ｎ）｝周期前の基本波成分方向の単位ベクトルとの内積の実効値を計（ｐ・２ｎ）個求め、これらの実効値の算術平均をとることにより値Ｖｒｍｓを特定すればよい。
【００６３】
また、制御部２００が（３・２ｎ）相交流における各相電圧に相当する（３・２ｎ）個の値を表すデータを生成する手法は任意であり、たとえば上述した手法以外の手法により生成してもよい。
【００６４】
また、ＭＥＲＳ１００ｕ，１００ｖ及び１００ｗは、いずれも縦ハーフブリッジ型ＭＥＲＳより構成されていてもよい。
たとえばＭＥＲＳ１００ｕが縦ハーフブリッジ型ＭＥＲＳから構成される場合、ＭＥＲＳ１００ｕは、たとえば図６に示すように、２個の逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２と、整流部Ｄ３及びＤ４と、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２とから構成されている。
【００６５】
逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２はいずれも、図２の逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２と実質的に同一の構成を有する。
図６の構成において、逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２をそれぞれ構成するスイッチ部Ｓ１及びＳ２の各ゲート（順に、Ｇ１ｕ，Ｇ２ｕ）は、いずれも制御部２００に接続されている。
また、スイッチ部Ｓ１のドレインはコンデンサＣＭ１の一端に接続されており、スイッチ部Ｓ１のソースはスイッチＳ２のドレインに接続されている。スイッチＳ２のソースはコンデンサＣＭ２の一端に接続されている。コンデンサＣＭ１及びＣＭ２の他端同士は互いに接続されて交流出力端子ＡＣ２をなしている。
【００６６】
整流部Ｄ３及びＤ４はいずれも、たとえばダイオード等の整流素子からなる。以下、整流部Ｄ３及びＤ４はいずれもダイオードからなるものとして説明すると、整流部Ｄ３のアノード及び整流部Ｄ４のカソードは交流出力端子ＡＣ２に接続され、整流部Ｄ３のカソードはコンデンサＣＭ１の上述の一端に接続され、整流部Ｄ４のアノードはコンデンサＣＭ２の上述の一端に接続されている。
【００６７】
ＭＥＲＳ１００ｕが図６に示す構成をとるとき、制御部２００は、（ｉ’）まず逆導通型半導体スイッチＳＷ２がＯＮしてＳＷ１がＯＦＦする動作と、（ｉｉ’）交流電源ＶＳの極Ｕの相電圧が負に転じてから逆導通型半導体スイッチＳＷ２がＯＦＦしてＳＷ１がＯＮする動作と、を併せて１サイクルとして、このサイクルを極Ｕの相電圧の周期と実質的に等しい周期でＭＥＲＳ１００ｕに繰り返し行わせればよい。
【００６８】
図６のＭＥＲＳ１００ｕにおいては、逆導通型半導体スイッチＳＷ１がＯＮしてＳＷ２がＯＦＦすることにより、コンデンサＣＭ１が極Ｕに電気的に接続される。この結果、交流電源ＶＳとコンデンサＣＭ１とは直列回路を形成することになり、極ｕには、基準電位に対する極Ｕの相電圧と、コンデンサＣＭ１の両端間の電圧との和に相当する電圧が印加される。
一方、逆導通型半導体スイッチＳＷ１がＯＦＦしてＳＷ２がＯＮすることにより、コンデンサＣＭ２が極Ｕに電気的に接続される。この結果、交流電源ＶＳとコンデンサＣＭ２とが直列回路を形成することになり、極ｕには、基準電位に対する極Ｕの相電圧と、コンデンサＣＭ２の両端間の電圧との和に相当する電圧が印加される。
【００６９】
また、ＭＥＲＳ１００ｕ，１００ｖ及び１００ｗは、いずれも横ハーフブリッジ型ＭＥＲＳより構成されていてもよい。
たとえばＭＥＲＳ１００ｕが横ハーフブリッジ型ＭＥＲＳから構成される場合、ＭＥＲＳ１００ｕは、たとえば図７に示すように、２個の逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ４と、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２とから構成されている。
【００７０】
逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ４はいずれも、図６の逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ４と実質的に同一の構成を有する。図７の構成においても、図６の構成と同様、逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２をそれぞれ構成するスイッチ部Ｓ２及びＳ４の各ゲート（順に、Ｇ２ｕ，Ｇ４ｕ）はいずれも制御部２００に接続されている。
一方、図７の構成では、スイッチ部Ｓ２のドレインはコンデンサＣＭ１の一端に接続されて交流入力端子ＡＣ１をなしており、スイッチ部Ｓ２のソースはスイッチＳ４のソースに接続されている。スイッチＳ４のドレインはコンデンサＣＭ２の一端に接続されて交流出力端子ＡＣ２をなしている。コンデンサＣＭ１及びＣＭ２の各他端は、いずれもスイッチ部Ｓ２及びＳ４のソース同士の接続点に接続されている。
【００７１】
ＭＥＲＳ１００ｕが図７に示す構成をとるとき、制御部２００は、（ｉ’’）まず逆導通型半導体スイッチＳＷ２がＯＮしてＳＷ４がＯＦＦする動作と、（ｉｉ’’）交流電源ＶＳの極Ｕの相電圧が負に転じてから逆導通型半導体スイッチＳＷ２がＯＦＦしてＳＷ４がＯＮする動作と、を併せて１サイクルとして、このサイクルを極Ｕの相電圧の周期と実質的に等しい周期でＭＥＲＳ１００ｕに繰り返し行わせればよい。
【００７２】
また、ＭＥＲＳ１００ｕ，１００ｖ及び１００ｗは、いずれもワンコンデンサ横ハーフブリッジ型ＭＥＲＳより構成されていてもよい。
たとえばＭＥＲＳ１００ｕがワンコンデンサ横ハーフブリッジ型ＭＥＲＳから構成される場合、ＭＥＲＳ１００ｕは、たとえば図８に示すように、２個の逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ４と、コンデンサＣＭとから構成されている。
【００７３】
逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ４はいずれも、図６の逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ４と実質的に同一の構成を有する。図８の構成においても、逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ４をそれぞれ構成するスイッチ部Ｓ２及びＳ４の各ゲート（順に、Ｇ２ｕ，Ｇ４ｕ）はいずれも制御部２００に接続されている。
一方、図８の構成では、スイッチ部Ｓ２のドレインはコンデンサＣＭの一端に接続されて交流入力端子ＡＣ１をなしており、スイッチ部Ｓ２のソースはスイッチＳ２のソースに接続されている。スイッチＳ４のドレインはコンデンサＣＭの他端に接続されて交流出力端子ＡＣ２をなしている。
【００７４】
ＭＥＲＳ１００ｕが図８に示す構成をとるときも、制御部２００は、図７の構成におけると同様、まず逆導通型半導体スイッチＳＷ２がＯＮしてＳＷ４がＯＦＦする動作と、交流電源ＶＳの極Ｕの相電圧が負に転じてから逆導通型半導体スイッチＳＷ２がＯＦＦしてＳＷ４がＯＮする動作と、を併せて１サイクルとして、このサイクルを極Ｕの相電圧の周期と実質的に等しい周期でＭＥＲＳ１００ｕに繰り返し行わせればよい。
【００７５】
また、ＭＥＲＳ１００ｕ，１００ｖ及び１００ｗは、いずれも、たとえば図９に示すように、双方向サイリスタであるサイリスタＺと、コンデンサＣＭとより構成されていてもよい。
図９の構成では、サイリスタＺの電流路の一端をなす第１の主電極は交流入力端子ＡＣ１をなし、当該電流路の他端をなす第２の主電極は交流出力端子ＡＣ２をなす。サイリスタＺのゲートは制御部２００に接続されており、コンデンサＣＭはサイリスタＺの電流路に並列に接続されている。
【００７６】
また、上記各実施の形態における制御部２００は、コンパレータ、フリップフロップ、タイマ等からなる専用の電子回路から構成されていてもよい。
【００７７】
一方、上記各実施の形態における制御部２００の構成は、通常のコンピュータシステムを用いても実現することができる。
例えば、制御部２００が行う上述の処理を実行させるためのプログラムを、ＣＤ−ＲＯＭ（Compact Disk Read-Only Memory）、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）あるいはその他のコンピュータ読み取り可能な記録媒体に格納して配布し、このプログラムをコンピュータにインストールすることにより、上述の制御部２００を構成することができる。
【００７８】
また、プログラムをインターネット等の通信ネットワーク上の所定のサーバ装置が有するディスク装置等に格納しておき、例えば、搬送波に重畳させて、コンピュータにダウンロード等するようにしてもよい。更に、通信ネットワークを介してプログラムを転送しながら起動実行することによっても、上述の処理を達成することができる。
また、上述の機能を、ＯＳ（Operating System）が分担して実現する場合又はＯＳとアプリケーションとの協働により実現する場合等には、ＯＳ以外の部分のみを媒体に格納して配布してもよく、また、コンピュータにダウンロード等してもよい。
【符号の説明】
【００７９】
１０ 誘導電動機駆動装置
１００ｕ，１００ｖ，１００ｗ ＭＥＲＳ
２００ 制御部
２０１ 三相二相変換部
２０２ 電流フィードフォワード制御部
２０３ 電流ローパスフィルタ
２０４ 電流偏差判定部
２０５ 電流比例積分制御部
２０６ 電圧離散フーリエ変換部
２０７ 電圧ローパスフィルタ
２０８ 電圧フィードフォワード制御部
２０９ 電圧偏差判定部
２１０ 電圧比例積分制御部
２１１ 加算部
２１２ ゲート論理生成部
ＶＭ 電圧検出部
ＧＭ 電流検出部
ＡＣ１ 交流入力端子
ＡＣ２ 交流出力端子
ＳＷ１〜ＳＷ４ 逆導通型半導体スイッチ
ＣＭ，ＣＭ１，ＣＭ２ コンデンサ
Ｓ１〜Ｓ４ スイッチ部
Ｄ１〜Ｄ４ 逆方向導通部
Ｇ１〜Ｇ４ ゲート
ＳＧＧ１ｕ〜ＳＧＧ４ｕ，ＧＧ１ｖ〜ＳＧＧ４ｖ，ＧＧ１ｗ〜ＳＧＧ４ｗ ゲート信号
ＶＳ 交流電源
Ｍ 誘導電動機
ＬＤ１〜ＬＤ３ 誘導性負荷
Ｌ１〜Ｌ３ インダクタ
Ｒ１〜Ｒ３ 抵抗
Ｚ サイリスタ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導電動機制御装置及び誘導電動機制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
誘導電動機を、起動時に過大な電流が流れないようにしつつ安定に動作するよう制御するための手法として、たとえば特許文献１に開示されているものがある。特許文献１の手法は、誘導電動機に印加される負荷電圧を、起動時以降の当該誘導電動機の回転数の増加に追随するように増加させるというものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−３３９４２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１の手法によった場合でも、誘導電動機の起動中、その回転数を所望の値に導くことができなくなり、結果として起動に失敗するということがあり得た。そこで、この問題を解決する手法として、たとえば特願２０１０−２３０９９２に開示されている手法が考えられている。ところがこの手法によっても、外乱（具体的には、たとえば誘導電動機をポンプのバルブを開閉するために用いる場合に生じる突発的な負荷変動など）の抑制は必ずしも十分に行われないという問題は残る。
【０００５】
本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたもので、より安定な起動を実現するための、あるいは運転中に外乱が加わっても誘導電動機を安定に動作するよう制御するための誘導電動機制御装置及び誘導電動機制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る誘導電動機制御装置は、
外部の交流電源が発生する入力交流電圧を取得し、当該入力交流電圧の位相を、自己に所定の制御信号が供給されるタイミングにより定まる量変動させたものに相当する補償電圧を生成して、当該入力交流電圧と当該補償電圧との和に相当する電圧を外部の誘導電動機へと印加する直列補償手段と、
前記制御信号を前記直列補償手段に供給する制御手段と、
前記直列補償手段から前記誘導電動機へと印加される負荷電圧の量を検出し、検出した当該負荷電圧の量を示す信号を生成する負荷電圧検出手段と、
前記直列補償手段と前記誘導電動機との間に流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記負荷電圧検出手段が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す負荷電圧の基本波成分の量を特定する電圧基本波成分特定手段と、
前記基本波成分の量が所定の電圧基準値へと収束するように第１の値を決定し、前記負荷電流検出手段が生成した前記信号を取得して、当該信号が示す負荷電流の量に比例する量と前記第１の値との和に基づいて、前記タイミングを決定するタイミング決定手段と、
前記制御信号を、前記タイミング決定手段が決定したタイミングで前記直列補償手段に供給する制御信号供給手段と、を備える。
【０００７】
また、本発明の第２の観点に係る誘導電動機制御装置は、
外部の交流電源が発生する入力交流電圧を取得し、当該入力交流電圧の位相を、自己に所定の制御信号が供給されるタイミングにより定まる量変動させたものに相当する補償電圧を生成して、当該入力交流電圧と当該補償電圧との和に相当する電圧を外部の誘導電動機へと印加する直列補償部と、前記直列補償部から前記誘導電動機へと印加される負荷電圧の量を検出し、検出した当該負荷電圧の量を示す信号を生成する負荷電圧検出部と、前記直列補償部と前記誘導電動機との間に流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる装置を介して前記誘導電動機を制御する誘導電動機制御装置であって、
前記負荷電圧検出部が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す負荷電圧の基本波成分の量を特定する電圧基本波成分特定手段と、
前記基本波成分の量が所定の電圧基準値へと収束するように制御値を決定し、前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得して、当該信号が示す負荷電流の量に比例する量と前記制御値との和に基づいて、前記タイミングを決定するタイミング決定手段と、
前記制御信号を、前記タイミング決定手段が決定したタイミングで前記直列補償部に供給する制御信号供給手段と、を備える。
【０００８】
また、本発明の第３の観点に係る誘導電動機制御方法は、
外部の交流電源が発生する入力交流電圧を取得し、当該入力交流電圧の位相を、自己に所定の制御信号が供給されるタイミングにより定まる量変動させたものに相当する補償電圧を生成して、当該入力交流電圧と当該補償電圧との和に相当する電圧を外部の誘導電動機へと印加する直列補償部と、前記直列補償部から前記誘導電動機へと印加される負荷電圧の量を検出し、検出した当該負荷電圧の量を示す信号を生成する負荷電圧検出部と、前記直列補償部と前記誘導電動機との間に流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる装置を介して前記誘導電動機を制御する誘導電動機制御方法であって、
前記負荷電圧検出部が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す負荷電圧の基本波成分の量を特定する電圧基本波成分特定ステップと、
前記基本波成分の量が所定の電圧基準値へと収束するように制御値を決定し、前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得して、当該信号が示す負荷電流の量に比例する量と前記制御値との和に基づいて、前記タイミングを決定するタイミング決定ステップと、
前記制御信号を、前記タイミング決定ステップで決定したタイミングで前記直列補償部に供給する制御信号供給ステップと、より構成されている。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、より安定な起動を実現するための、あるいは運転中に外乱が加わっても誘導電動機を安定に動作するよう制御するための誘導電動機制御装置及び誘導電動機制御方法が実現される。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態に係る誘導電動機駆動装置の構成を示す図である。
【図２】ＭＥＲＳの構成を示す回路図である。
【図３】図１の制御部の機能的構成を示す図である。
【図４】三相交流における各線間電圧の値から生成される、仮想の１２相交流における各相電圧に相当する１２個のベクトルを示す図である。
【図５】従来の例、及び図１の誘導電動機駆動装置による三相誘導電動機の負荷電流の推移例を示す図である。
【図６】ＭＥＲＳの変形例を示す回路図である。
【図７】ＭＥＲＳの変形例を示す回路図である。
【図８】ＭＥＲＳの変形例を示す回路図である。
【図９】ＭＥＲＳの変形例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態を、誘導電動機駆動装置を例として、図面を参照しつつ説明する。
【００１２】
本発明の実施の形態に係る誘導電動機駆動装置は、図１に示すように、３個のＭＥＲＳ（磁気エネルギー回生スイッチ：Magnetic Energy Recovery Switch）１００ｕ、１００ｖ及び１００ｗと、電圧検出部ＶＭと、電流検出部ＧＭと、制御部２００とから構成されている。
【００１３】
ＭＥＲＳ１００ｕは、たとえば図２に示すようなフルブリッジ型ＭＥＲＳからなる。図１のＭＥＲＳ１００ｕは、４個の逆導通型半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３及びＳＷ４と、コンデンサＣＭとから構成されている。
【００１４】
逆導通型半導体スイッチＳＷ１は、逆方向導通部Ｄ１及びスイッチ部Ｓ１から構成されている。同様に、逆導通型半導体スイッチＳＷ２は逆方向導通部Ｄ２及びスイッチ部Ｓ２から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷ３は逆方向導通部Ｄ３及びスイッチ部Ｓ３から構成され、逆導通型半導体スイッチＳＷ４は逆方向導通部Ｄ４及びスイッチ部Ｓ４から構成されている。
【００１５】
スイッチ部Ｓ１〜Ｓ４はいずれも、たとえばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Silicon Field Effect Transistor）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）あるいはその他の半導体スイッチング素子からなり、それぞれ電流路と制御端とを備えている。そして、各自の制御端に後述のオン信号が供給されると電流路を導通させ、オフ信号が供給されると電流路を遮断する。
【００１６】
逆方向導通部Ｄ１〜Ｄ４はいずれも、たとえばダイオード等の整流素子からなり、電流を一方向にのみ導通させる電流路を備える。このダイオードはたとえば、スイッチ部を構成する半導体スイッチの寄生ダイオードであってもよい。
【００１７】
以下の説明では、各実施形態を通じ、断りのない限り各逆方向導通部はいずれもダイオードからなり、各スイッチ部はいずれもｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるものとして説明する。この場合、このＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間がスイッチ部の電流路をなし、ゲートが制御端をなすものである。
【００１８】
それぞれの逆導通型半導体スイッチにつき、逆方向導通部のアノードはスイッチ部のソースに接続されており、逆方向導通部のカソードはスイッチ部のドレインに接続されており、スイッチ部の電流路と逆方向導通部の電流路とが、合わせて逆導通型半導体スイッチの電流路をなす。
このような接続関係をとる結果、各逆導通型半導体スイッチはいずれも、スイッチ部のドレインからソースに向かう方向（順方向）に流れる電流を、当該スイッチ部のゲートに印加される信号の値に応じてオン／オフする。一方、当該スイッチ部のソースからドレインに向かう方向（逆方向）の電流については、逆方向導通部がこの電流のバイパスを確保する結果、常にオン状態を保つ。
【００１９】
スイッチ部Ｓ１及びＳ３の各ドレインはいずれもコンデンサＣＭの一端（以下、正極と呼ぶ）に接続されている。スイッチ部Ｓ２及びＳ４の各ソースはいずれもコンデンサＣＭの他端（以下、負極と呼ぶ）に接続されている。
【００２０】
スイッチ部Ｓ１のソースは、スイッチ部Ｓ２のドレインに接続され、交流入力端子ＡＣ１をなしている。スイッチ部Ｓ３のソースはスイッチ部Ｓ４のドレインに接続されて交流出力端子ＡＣ２をなしている。
【００２１】
ＭＥＲＳ１００ｕの交流入力端子ＡＣ１は、たとえば３個の極Ｕ，Ｖ及びＷを備える三相交流電源からなる外部の交流電源ＶＳの極Ｕに接続され、ＭＥＲＳ１００ｕの交流出力端子ＡＣ２は、たとえば３個の極ｕ，ｖ及びｗを備える三相誘導電動機からなる外部の誘導電動機Ｍの極Ｕに接続される。
【００２２】
なお、交流電源ＶＳの極Ｕ，Ｖ及びＷはいずれも正弦波交流電圧を出力するものとし、極Ｖが出力する電圧の位相は極Ｕの電圧の位相に対して（２π／３）ラジアン遅れており、極Ｗが出力する電圧の位相は極Ｕの電圧の位相に対して（４π／３）ラジアン遅れているものとする。
【００２３】
なお、誘導電動機Ｍは、図示するように３個の誘導性負荷ＬＤ１、ＬＤ２及びＬＤ３からなるネットワークとして表すことができるものである。誘導性負荷ＬＤ１、ＬＤ２及びＬＤ３は、それぞれ、インダクタＬ１と抵抗Ｒ１との直列回路、インダクタＬ２と抵抗Ｒ２との直列回路、及びインダクタＬ３と抵抗Ｒ３との直列回路として表すことができ、誘導性負荷ＬＤ１、ＬＤ２及びＬＤ３の一端が、それぞれ誘導電動機Ｍの極ｕ、ｖ及びｗをなし、誘導性負荷ＬＤ１、ＬＤ２及びＬＤ３の他端同士が互いに接続されているものとして表すことができる。
【００２４】
ＭＥＲＳ１００ｕのスイッチ部Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３及びＳ４の各ゲート（順に、Ｇ１ｕ，Ｇ２ｕ，Ｇ３ｕ及びＧ４ｕ）は、ＭＥＲＳ１００ｕの制御端をなすもので、いずれも制御部２００に接続されている。
【００２５】
ＭＥＲＳ１００ｖ及び１００ｗは、いずれもＭＥＲＳ１００ｕと実質的に同一の構成を有している。
ＭＥＲＳ１００ｖの交流入力端子ＡＣ１は、交流電源ＶＳの極Ｖに接続され、ＭＥＲＳ１００ｖの交流出力端子ＡＣ２は、誘導電動機Ｍの極ｖに接続される。ＭＥＲＳ１００ｗの交流入力端子ＡＣ１は、交流電源ＶＳの極Ｗに接続され、ＭＥＲＳ１００ｗの交流出力端子ＡＣ２は、誘導電動機Ｍの極ｗに接続される。
【００２６】
なお、本明細書及び図面では、ＭＥＲＳ１００ｕを構成する各要素に付された参照符号については、末尾に更に「ｕ」を付した表記も行う場合があるものとする。たとえば、ＭＥＲＳ１００ｕの交流入力端子ＡＣ１、逆導通型半導体スイッチＳＷ１、コンデンサＣＭは、それぞれ「交流入力端子ＡＣ１ｕ」、「逆導通型半導体スイッチＳＷ１ｕ」、「コンデンサＣＭｕ」とも表記する。
同様に、本明細書及び図面では、ＭＥＲＳ１００ｖを構成する要素に付された参照符号については、末尾に更に「ｖ」を付した表記も行う場合があるものとし、ＭＥＲＳ１００ｗを構成する要素に付された参照符号については、末尾に更に「ｗ」を付した表記も行う場合があるものとする。
【００２７】
電圧検出部ＶＭは、たとえば交流電圧の瞬時値を検出可能な公知の電気回路からなっており、誘導電動機Ｍの極ｖに対する極ｕの線間電圧Ｖｕｖの値と、誘導電動機Ｍの極ｗに対する極ｖの線間電圧Ｖｖｗの値と、誘導電動機Ｍの極ｕに対する極ｗの線間電圧Ｖｗｕの値とを継続的に検出し、検出した各線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ及びＶｗｕの値をそれぞれ２次元ベクトルとして表す信号を生成し、制御部２００へと継続的に供給する。（なお、以下では、線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ及びＶｗｕの三者を総称する場合は「Ｖｌｏａｄ」と記す。）
【００２８】
電流検出部ＧＭは、たとえば交流電流の瞬時値を検出可能な公知の電気回路からなっており、極ｕに流れ込む電流ｉｕの値と、極ｖに流れ込む電流ｉｖの値と、極ｗに流れ込む電流ｉｗの値とを継続的に検出し、検出した各電流ｉｕ、ｉｖ及びｉｗの値をそれぞれ２次元ベクトルとして表す信号を生成して、制御部２００へと継続的に供給する。
【００２９】
制御部２００は、たとえば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサと、ＲＡＭ（Random Access Memory）やＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶装置とを備えたコンピュータから構成されている。
【００３０】
また、制御部２００は、たとえば電圧検出部ＶＭが供給する信号（すなわち電圧Ｖｌｏａｄの値を示す信号）及び電流検出部ＧＭが供給する信号（すなわち電流ｉｕ、ｉｖ及びｉｗの各値を示す信号）をデジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ（Analog-to-Digital）コンバータを備えている。ただし、電圧検出部ＶＭ及び電流検出部ＧＭがこれらの信号をデジタル形式で供給するものである場合、制御部２００は上述のＡ／Ｄコンバータを備えている必要はない。
【００３１】
制御部２００は、たとえば自己の記憶装置が予め記憶するプログラムを自己のプロセッサが読み出して実行することにより、後述する処理、たとえば、図３に示す三相二相変換部２０１、電流フィードフォワード制御部２０２、電流ローパスフィルタ２０３、電流偏差判定部２０４、電流比例積分制御部２０５、電圧離散フーリエ変換部２０６、電圧ローパスフィルタ２０７、電圧フィードフォワード制御部２０８、電圧偏差判定部２０９、電圧比例積分制御部２１０、加算部２１１及びゲート論理生成部２１２の機能を行う処理を実行する。
【００３２】
三相二相変換部２０１は、電流検出部ＧＭが供給する信号を取得し、この信号が表す、電流ｉｕ、ｉｖ及びｉｗの各ベクトル値の総和に相当する２次元ベクトルの値Ｉｒｍｓを、たとえばα軸及びβ軸からなる２次元直交座標系内のベクトルの各軸方向成分の値として特定し、特定した２次元ベクトルを表すデータを、電流フィードフォワード制御部２０２及び電流ローパスフィルタ２０３に供給する。
【００３３】
電流フィードフォワード制御部２０２は、三相二相変換部２０１が供給するデータを取得し、このデータが示す値にフィードフォワード用の所定の比例係数Ｋｐ＿ｆｆを乗じたものに相当する値を求め、求めたこの値を表すデータを加算部２１１へと供給する。
【００３４】
電流ローパスフィルタ２０３は、電流ｉｕ、ｉｖ及びｉｗの総和を表す上述のデータを三相二相変換部２０１より取得し、このデータから高調波成分を除去して基本波成分を抽出する。そして、抽出された基本波成分の実効値Ｉｒｍｓを示すデータを生成し、電流偏差判定部２０４へと供給する。なお、図３に示す例では、電流ローパスフィルタ２０３のカットオフ周波数は（１／２πＴ１＿ｉ）であるものとして図示している。
【００３５】
なお、制御部２００は、上述の値Ｉｒｍｓを特定するための電流ローパスフィルタ２０３の処理として、具体的には、たとえば、電流ｉｕ、ｉｖ及びｉｗの総和に相当する上述のベクトルにつき、１周期前の基本波成分方向の単位ベクトルとの内積の実効値を１周期にわたって求める処理を行えばよい。なお、「ベクトル表現し得るある物理量とその基本波成分方向の単位ベクトルとの内積の、ある期間全域内での実効値」とは、具体的には、当該物理量及び当該単位ベクトルの両者を複素表現した場合における、両者の実部の係数同士の積を当該期間全域で定積分した値と、両者の虚部の係数同士の積を当該期間全域で定積分した値との幾何平均をいうものとする。
【００３６】
電流偏差判定部２０４は、電流ローパスフィルタ２０３が供給するデータを取得し、このデータが示す実効値Ｉｒｍｓと実効値の最大許容値として電流の指令値Ｉｓｅｔとの差Ｉｅｒｒを表すデータを生成して、電流比例積分制御部２０５へと供給する。
指令値Ｉｓｅｔは、たとえば、誘導電動機Ｍの駆動を開始する時点では０、その後、電流の最大許容値Ｉｓｅｔ＿ｍａｘに至るまでランプ状に増大し、最大許容値Ｉｓｅｔ＿ｍａｘに至って以降は、最大許容値Ｉｓｅｔ＿ｍａｘに等しい値を保つ、という経時変化をなす変数であればよい。
指令値Ｉｓｅｔを示すデータは、たとえば制御部２００が自己を駆動するクロック信号を継続的に参照する等して生成してもよいし、図示しない公知のインターフェース回路を介して外部から取得してもよい。そして電流偏差判定部２０４は当該データを参照し、当該データが示す値が指令値Ｉｓｅｔであるものとして、Ｉｅｒｒを表すデータを生成すればよい。
【００３７】
電流比例積分制御部２０５は、電流偏差判定部２０４が供給するデータを取得し、このデータが示す値Ｉｅｒｒについて比例積分処理を行うことにより後述の電圧目標値Ｖｓｅｔを決定する。そして、決定した電圧目標値Ｖｓｅｔの値を示すデータを生成して、電圧偏差判定部２０９へと供給する。
【００３８】
Ｖｓｅｔの値を決定するための比例積分処理として、電流比例積分制御部２０５は、たとえば以下（ａ）〜（ｃ）として述べる処理を行えばよい。
（ａ） 電流比例積分制御部２０５は、値Ｉｅｒｒを表す最新データを供給されるたびに、当該最新のデータを参照し、当該最新のデータが示す値Ｉｅｒｒに、比例制御用の所定の比例係数Ｋｐ＿ｉを乗じたものに相当する値（以下、電流比例制御値と呼ぶ）を求めて記憶し、当該最新の電流比例制御値を含め直近の過去の所定回数にわたって求められた電流比例制御値を表すデータも、引き続き記憶する。また、Ｖｓｅｔの最新の値を決定し、当該値を示すデータを生成するたびに、このデータも記憶する。ただし、Ｖｓｅｔの値がまだ１個も決定されていない間は、たとえばＶｓｅｔの所定の初期値を示すデータを記憶する。
（ｂ） そして、電流比例積分制御部２０５は、記憶している過去の所定回数分の電流比例制御値を表す各データを参照し、これらのデータの値に基づいて、電流比例制御値を直近の所定期間積分して、積分制御用の所定の比例定数Ｔｉ＿ｉで除したものに相当する値（電流積分制御値）を求める（ここで値Ｔｉ＿ｉは、積分回路を用いてこの積分を実現するとした場合におけるこの積分回路の時定数に相当する値である）。電流比例制御値を積分する所定期間は、たとえば、電流比例制御値を表すデータとして記憶している最も古いデータの生成に用いられた電流ｉｕ、ｉｖ及びｉｗの値が測定された時点から、電流比例制御値を表す最新のデータの生成に用いられた電流ｉｕ、ｉｖ及びｉｗの値が測定された時点までの期間であればよい。
（ｃ） そして、電流比例積分制御部２０５は、過去最新のＶｓｅｔの値を示すデータとして記憶しているデータを参照し、このデータの値、上述の電流比例制御値及び電流積分制御値の三者を互いに加算し、得られた値を最新のＶｓｅｔの値として決定する。（そして上述した通り、決定したこの新たなＶｓｅｔの値を示すデータを生成して記憶する。）
【００３９】
電圧離散フーリエ変換部２０６は、電圧検出部ＶＭが供給する信号を取得し、この信号が表す、線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ及びＶｗｕの各値に基づいて、（３・２ｎ）相交流における各相電圧に相当する（３・２ｎ）個の値を表すデータを生成し（ただしｎはゼロを含む任意の自然数）、生成したデータを電圧ローパスフィルタ２０７へと供給する。
【００４０】
（３・２ｋ＋１）相交流（ｋは０以上ｎ−１以下の自然数）における各相電圧の値は、たとえば、（３・２ｋ）相交流における各相電圧の値に基づいて生成できる。また、三相交流における各線間電圧の値を用いて、当該三相交流における各相電圧の値を導くこともできる。
【００４１】
具体的にはまず、極ｕ、ｖ及びｗの各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗと、線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ及びＶｗｕとをいずれもベクトル表現した場合、Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗが互いに（２π／３）ラジアン位相を異にするとすれば、Ｖｕ、Ｖｖ及びＶｗの各値は、Ｖｕｖ、Ｖｖｗ及びＶｗｕの各値を用いて表すことができる。一方、（３・２ｋ）相交流における各相電圧は、相電圧の値をベクトル表現するとすれば、基点がいずれも座標平面の原点にあって｛２π／（３・２ｋ）｝ラジアン間隔で放射状に配置される（３・２ｋ）個のベクトルとして表すことができる。たとえば、ｋ＝１とした場合、三相交流における各相電圧の値は、たとえば図４に示すような、基点がいずれも座標平面の原点にあって（２π／３）ラジアン間隔で放射状に配置される３個のベクトルｖ１，ｖ５及びｖ９として表すことができる。ベクトルｖ１，ｖ５及びｖ９はそれぞれ、たとえば上述の相電圧Ｖｗ、Ｖｖ及びＶｕを表すものとみることができる。
そして、これら（３・２ｋ）個のベクトルにつき、座標平面上で隣り合う２個のベクトルの値同士を加算し、得られたベクトルをスカラー倍することで当該ベクトルを規格化する（すなわち、当該ベクトルの絶対値を、上述の加算に用いた各ベクトルの絶対値に等しくする）ことにより、これらのベクトルの中間に配置される（３・２ｋ）個のベクトルを生成することができる。このようにベクトルの値を生成することで、ベクトルの総数を計（３・２ｋ＋１）個へと倍増させることができる。
ベクトルを倍増させるこのような演算を、ｋの値を０からｎ−１まで１ずつ増加させつつ（ｎ−１）回繰り返して行うことにより、制御部２００は、三相交流における各相電圧の値から、（３・２ｎ）相交流における各相電圧に相当する（３・２ｎ）個の値を生成することができる。たとえばｎ＝２とすれば、図４に示すように、１２相交流における各相電圧に相当するものとして１２個のベクトルｖ１〜ｖ１２を生成することができる。このようにして生成された１２個の相電圧の波形は、互いに共通する１２分の１周期分の期間で切り出し、切り出された波形をつなぎ合わせると、図示するように１周期分の単相交流電圧に相当する波形となるという関係にある。
【００４２】
電圧ローパスフィルタ２０７は、電圧離散フーリエ変換部２０６が供給する、各相電圧を表すデータを取得し、このデータのそれぞれから高調波成分を除去して、それぞれの相電圧の基本波成分を抽出する。そして、抽出された各基本波成分の実効値の平均Ｖｒｍｓを示すデータを生成し、電圧フィードフォワード制御部２０８電圧及び電圧偏差判定部２０９へと供給する。なお、図３に示す例では、電圧ローパスフィルタ２０７のカットオフ周波数は（１／２πＴ１）であるものとして図示している。
【００４３】
制御部２００は、電圧ローパスフィルタ２０７の機能を実現するために上述のＶｒｍｓの値を特定する処理として、具体的には、たとえば、線間電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ及びＶｗｕの各値に基づいて生成した上述の（３・２ｎ）相交流の各相電圧のそれぞれの値につき、｛１／（３・２ｎ）｝周期前の基本波成分方向の単位ベクトルとの内積の実効値を｛１／（３・２ｎ）｝周期にわたって求め、これら（３・２ｎ）個の実効値の算術平均をとることにより、誘導電動機Ｍの各極の相電圧の基本波成分の実効値の平均に相当する値として値Ｖｒｍｓを特定すればよい。
【００４４】
電圧フィードフォワード制御部２０８は、電圧ローパスフィルタ２０７が供給するデータを取得し、このデータが示す値Ｖｒｍｓを微分して所定の比例係数Ｋｄ＿ｆｆを乗じたものに相当する値を求め、求めたこの値を表すデータを加算部２１１へと供給する。値Ｖｒｍｓを微分する処理は、具体的には、たとえば値Ｖｒｍｓを表すデータを新たに供給されるたびにこのデータを記憶し、記憶したデータを参照して、値Ｖｒｍｓを表す最新の２個のデータの値の差分を求めることにより行えばよい。なお、図３に示す例では、電圧フィードフォワード制御部２０８が上記微分の処理を、時定数がＴＤである１段のＣＲ（キャパシタ−抵抗）微分回路の応答に相当する結果を得る処理として行うものとして図示している。
【００４５】
電圧偏差判定部２０９は、実効値Ｖｒｍｓを表すデータを電圧ローパスフィルタ２０７より取得し、また、電圧目標値Ｖｓｅｔを表すデータを電流比例積分部２０５より取得して、これらのデータが示す実効値Ｖｒｍｓと実効値の目標値Ｖｓｅｔとの差Ｖｅｒｒを表すデータを生成して、電圧比例積分制御部２１０へと供給する。
【００４６】
電圧比例積分制御部２１０は、電圧偏差判定部２０９が供給するデータを取得し、このデータが示す値Ｖｅｒｒに基づいて、後述のゲート位相角θｓｅｔを決定する。そして、決定したゲート位相角θｓｅｔの値を示すデータを生成して、ゲート論理生成部２１２へと供給する。
【００４７】
θｓｅｔの値を決定する処理として、電圧比例積分制御部２１０は、たとえば以下（ｄ）〜（ｆ）として述べる処理を行う。
（ｄ） 電圧比例積分制御部２１０は、値Ｖｅｒｒを表す最新のデータを供給されるたびにこのデータを取得して記憶し、当該最新のデータを含め直近の過去の所定回数にわたって供給された値Ｖｅｒｒを表すデータも、引き続き記憶する。
（ｅ） 一方、電圧比例積分制御部２１０は、値Ｖｅｒｒを表す最新データを供給されるたびに、当該最新のデータを参照し、当該最新のデータが示す値Ｖｅｒｒに比例制御用の所定の比例係数Ｋｐを乗じたものに相当する値（以下、電圧比例制御値と呼ぶ）を求める。また、記憶している過去の所定回数分の値Ｖｅｒｒを表す各データを参照し、これらのデータの値に基づいて、値Ｖｅｒｒを直近の所定期間積分して、積分制御用の所定の比例定数（Ｋｉ／Ｔｉ）を乗じたものに相当する値（電圧積分制御値）を求める（ここで値Ｔｉは、値Ｖｅｒｒにつき積分回路を用いてこの積分を実現するとした場合におけるこの積分回路の時定数に相当する値である）。値Ｖｅｒｒを積分する所定期間は、たとえば、値Ｖｅｒｒを表すデータとして記憶している最も古いデータの生成に用いられた電圧Ｖｌｏａｄの値が測定された時点から、最新のデータの生成に用いられた電圧Ｖｌｏａｄの値が測定された時点までの期間であればよい。
（ｆ） そして、電圧比例積分制御部２１０は、上述の電圧比例制御値及び電圧積分制御値を互いに加算し、得られた値を表すデータ生成して加算部２１１へと供給する。
【００４８】
加算部２１１は、後述のゲート位相角θｓｅｔを決定する。そして、決定したゲート位相角θｓｅｔの値を示すデータを生成して、ゲート論理生成部２１２へと供給する。
値θｓｅｔを決定する処理として、加算部２１１は、具体的にはたとえば電圧比例積分制御部２１０より供給されたデータ、電流フィードフォワード制御部２０２より供給されたデータ、及び電圧フィードフォワード制御部２０２より供給されたデータを取得する。一方、θｓｅｔの最新の値を決定し、当該値を示すデータを生成するたびに、このデータを記憶する（ただし、θｓｅｔの値がまだ１個も決定されていない間は、たとえばθｓｅｔの所定の初期値（初期位相）を示すデータを記憶する）。そして、過去最新のθｓｅｔの値を示すデータとして記憶しているデータを参照し、このデータの値、及び取得した上記３個のデータが表す３個の値の合計４個の値を互いに加算し、得られた値を最新のθｓｅｔの値として決定する。（そして上述した通り、決定したこの新たなθｓｅｔの値を示すデータを生成して記憶する。）
【００４９】
ゲート論理生成部２１２は、加算部２１１が供給するデータを取得し、このデータが示すゲート位相角θｓｅｔの値に基づいて、ＭＥＲＳ１００ｕ〜１００ｗの各逆導通型半導体スイッチをオンするタイミングを後述のように決定し、決定結果に従って、ゲート信号ＳＧＧ１ｕ，ＳＧＧ２ｕ，ＳＧＧ３ｕ，ＳＧＧ４ｕ，ＳＧＧ１ｖ，ＳＧＧ２ｖ，ＳＧＧ３ｖ，ＳＧＧ４ｖ，ＳＧＧ１ｗ，ＳＧＧ２ｗ，ＳＧＧ３ｗ及びＳＧＧ４ｗを生成して、それぞれ、ゲートＧ１ｕ，Ｇ２ｕ，Ｇ３ｕ，Ｇ４ｕ，Ｇ１ｖ，Ｇ２ｖ，Ｇ３ｖ，Ｇ４ｖ，Ｇ１ｗ，Ｇ２ｗ，Ｇ３ｗ及びＧ４ｗへと供給する。
【００５０】
それぞれのゲート信号は、当該ゲート信号の供給先であるゲートを備える半導体スイッチのオン又はオフを指示する信号である。たとえば、オンを指示するときの当該ゲート信号（オン信号）は、当該半導体スイッチをオンさせるに足る電圧（ハイレベル電圧）をとり、オフを指示するときの当該ゲート信号（オフ信号）は、当該半導体スイッチをオフさせるに足る電圧（ローレベル電圧）をとる。
【００５１】
次に、上記構成の誘導電動機駆動装置の動作を説明する。
まず、制御部２００により制御されるＭＥＲＳ１００ｕが交流電源ＶＳの極Ｕから誘導電動機Ｍへと交流電圧を供給する動作は、たとえば上記特許文献の段落００５５〜００６６に記載されている、ＭＥＲＳが交流電源からモータへと電圧を供給する動作と実質的に同一である。
【００５２】
すなわち、制御部２００は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ３からなるペア（以下「ペアＰ１」と呼ぶ。特許文献１における逆導通型半導体スイッチ１１３及び１１１からなるペアに相当する。）と、逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ４からなるペア（以下「ペアＰ２」と呼ぶ。特許文献１における逆導通型半導体スイッチ１１４及び１１２からなるペアに相当する。）とが交互にＯＮ／ＯＦＦされるようなパターンを有するゲート信号ＳＧＧ１ｕ〜ＳＧＧ４ｕを生成し、ＭＥＲＳ１００ｕに供給する。
このようなゲート信号により制御部２００は、（ｉ）まずペアＰ１がＯＮしてペアＰ２がＯＦＦする動作と、（ｉｉ）極Ｕの電圧が負に転じてからペアＰ１がＯＦＦしてペアＰ２がＯＮする動作と、を併せて１サイクルとして、このサイクルを極Ｕの電圧の周期と実質的に等しい周期でＭＥＲＳ１００ｕに繰り返し行わせる。
【００５３】
ただし、本実施形態においては、特許文献１における「ゲート位相角α」に代わる値として、上述のゲート位相角θｓｅｔが用いられる。制御部２００のゲート論理生成部２１２は、ゲート信号ＳＧＧ１ｕ〜ＳＧＧ４ｕの各状態遷移の位相が、電圧比例積分制御部２１０が供給するデータが示す最新のゲート位相角θｓｅｔ（θｓｅｔの値がまだ１個も決定されていない状態においては、上述した初期位相）に実質的に等しい位相となるように、これらのゲート信号の生成を行うものとする。
【００５４】
なお、ゲート位相角θｓｅｔは、交流電源ＶＳの極Ｕの相電圧（図示しない基準電位に対する電圧）が負から正に転じるゼロクロスポイントを位相０とした位相角である。
制御部２００は、このゼロクロスポイントを検出するため、たとえば、極Ｕの相電圧の極性を検出して検出結果を示す信号を生成する公知の電気回路を備えていればよい。具体的には、たとえば制御部２００は単に極Ｕに接続されていればよく、あるいは極Ｕの相電圧を図示しない分圧抵抗等により分圧して得られる電圧を、極性の検出結果を示す信号として扱うこととしてもよい。
【００５５】
ペアＰ１がＯＮしてペアＰ２がＯＦＦすることにより、コンデンサＣＭの負極は極Ｕに電気的に接続され、正極は極Ｕから電気的に切り離され、誘導電動機Ｍの極ｕに電気的に接続される。この結果、交流電源ＶＳとコンデンサＣＭとは直列回路（第１の向きの直列回路）を形成することになり、極ｕには、極Ｕの相電圧と、コンデンサＣＭの負極に対する正極の電圧との和に相当する電圧が印加される。
一方、ペアＰ１がＯＦＦしてペアＰ２がＯＮすることにより、コンデンサＣＭの正極は極Ｕに電気的に接続され、負極は極Ｕから電気的に切り離され、極ｕに電気的に接続される。この結果、交流電源ＶＳとコンデンサＣＭとは、極Ｕに接続されるコンデンサＣＭの極が上記第１の向きの直列回路とは異なる第２の直列回路を形成することになる。このとき極ｕには、極Ｕの相電圧と、コンデンサＣＭの正極に対する負極の電圧との和に相当する電圧が印加される。
そして、コンデンサＣＭの両端間に発生する電圧は、極Ｕの相電圧に対してθｓｅｔだけ変動したものとなるから、交流電源ＶＳとコンデンサＣＭとの直列回路の両端間に発生する電圧は、交流電源ＶＳの電圧に位相補償が加えられたものに相当するということができる。
【００５６】
一方、ＭＥＲＳ１００ｖ及び１００ｗの動作は、以下（Ａ）〜（Ｃ）として述べる各点を除き、ＭＥＲＳ１００ｕの動作と実質的に同一である。
（Ａ） 交流電源ＶＳの極Ｖ及び極Ｗの位相は、極Ｕの相電圧の位相に対しそれぞれ（２π／３）ラジアン及び（４π／３）ラジアン遅れている。
（Ｂ） ゲート信号ＳＧＧ１ｖ，ＳＧＧ２ｖ，ＳＧＧ３ｖ及びＳＧＧ４ｖは、それぞれゲート信号ＳＧＧ１ｕ，ＳＧＧ２ｕ，ＳＧＧ３ｕ及びＳＧＧ４ｕの位相を（２π／３）ラジアン遅らせたものとなる。また、ゲート信号ＳＧＧ１ｗ，ＳＧＧ２ｗ，ＳＧＧ３ｗ及びＳＧＧ４ｗは、それぞれゲート信号ＳＧＧ１ｕ，ＳＧＧ２ｕ，ＳＧＧ３ｕ及びＳＧＧ４ｕの位相を（４π／３）ラジアン遅らせたものとなる。
（Ｃ） 交流電源ＶＳとＭＥＲＳ１００ｖとの間に流れる電流は、極Ｖ及び交流入力端子ＡＣ１ｖを介して流れ、誘導電動機ＭとＭＥＲＳ１００ｖとの間に流れる電流は、交流出力端子ＡＣ２ｖ及び極ｖを介して流れる。同様に、交流電源ＶＳとＭＥＲＳ１００ｗとの間に流れる電流は、極Ｗ及び交流入力端子ＡＣ１ｗを介して流れ、誘導電動機ＭとＭＥＲＳ１００ｗとの間に流れる電流は、交流出力端子ＡＣ２ｗ及び極ｗを介して流れる。
【００５７】
以上説明した動作を行うことにより、この誘導電動機駆動装置は、誘導電動機Ｍに三相交流電圧を供給する。一方、誘導電動機駆動装置は、この三相交流電圧の基本波成分を抽出してその量Ｖｒｍｓを特定し、当該量Ｖｒｍｓが値Ｖｓｅｔに収束するように、ゲート位相角θｓｅｔの値を比例積分制御する。一方、値Ｖｓｅｔは、誘導電動機Ｍに流れ込む三相交流電流の基本波成分を抽出してその量Ｉｒｍｓを特定し、当該量Ｉｒｍｓが指令値Ｉｓｅｔに収束するように比例積分制御することによって決定される。また、これらの三相交流電圧及び三相交流電流（負荷電圧及び負荷電流）の値は、部分的にはフィードフォワード制御によってもθｓｅｔの値へと反映される。
【００５８】
これに対し、本実施の形態とは異なり、たとえば上述の特願２０１０−２３０９９２に開示されている手法として、誘導電動機Ｍの各相の負荷電圧の基本波の実効値のみを一定値に収束させるようにＭＥＲＳ１００ｕ，１００ｖ及び１００ｗを制御する手法によった場合は、誘導電動機Ｍが加えるトルクがポンプのバルブの開閉操作等のために急激に変動する、といった外乱が生じたとき、誘導電動機Ｍの負荷電流（この電流は、誘導電動機Ｍの負荷電圧に比べて、トルクの変化をより忠実に反映する物理量であると考えられる）が長時間にわたってリンギングを起こし、動作が安定しないことがあり得る。本実施の形態に係る誘導電動機駆動装置は、この弊害を抑制して誘導電動機Ｍの安定な動作を容易にする。
【００５９】
すなわち、まず、誘導電動機Ｍの各相につき負荷電圧の基本波成分の実効値のみを一定値に収束させるような制御を行った場合、たとえば図５において「＃１」としてグラフを例示するように、誘導電動機Ｍの負荷電流のリンギングが生じることがある。グラフ＃１の例では、負荷電流のオーバーシュートの最大値は６６．５アンペアにのぼり、セトリングタイムは２．１秒にわたっている。なお、図５のグラフ＃１及び＃２は、時刻０に誘導電動機Ｍのトルクがその最大値の５０％から１００％へと変動したとした場合の負荷電流の経時変化を示すものである。
【００６０】
一方、本実施の形態に係る誘導電動機駆動装置により誘導電動機Ｍを起動した場合の負荷電流の推移は、たとえば図５のグラフ＃２に例示するようなものとなる。なお、グラフ＃２は、Ｋｐ＿ｉ＝０．０３５、Ｔｉ＿ｉ＝０．０２、Ｋｐ＿ｆｆ＝０．００５、Ｋｄ＿ｆｆ＝０．００１、ＴＤ＝０．００１とした場合の一例を示すものである。グラフ＃２の例では、負荷電流のオーバーシュートの最大値は５５．４アンペアに抑えられ、セトリングタイムは１．２秒に短縮されている。
【００６１】
なお、この誘導電動機駆動装置の構成は上述のものに限られない。
たとえば、電流ローパスフィルタ２０３は、必ずしも電流ｉｕ、ｉｖ及びｉｗの総和を表すデータから高調波成分を除去して基本波成分を抽出するものである必要はなく、誘導電動機Ｍの安定な駆動に寄与する任意の成分を抽出するものであればよい。
また、交流電源ＶＳ及び誘導電動機Ｍの相の数は３より多くてもよい。交流電源ＶＳがｐ相交流電源からなり（ｐは３以上の整数）、誘導電動機Ｍがｐ相誘導電動機からなる場合、誘導電動機起動装置１０は、それぞれＭＥＲＳ１００ｕと実質的に同一の構成を有するｐ個のＭＥＲＳを備えていればよい。この場合、これらｐ個のＭＥＲＳの計ｐ個の交流入力端子ＡＣ１は、交流電源ＶＳのｐ個の極に１対１に接続されればよい。そして、計ｐ個の交流出力端子ＡＣ２は、誘導電動機Ｍのｐ個の極に１対１に接続されればよい。
そして、たとえば交流電源ＶＳのｑ番目の極（ｑはｐ以下の自然数）の相電圧の位相が、１番目の極の相電圧に対して｛２π（ｑ−１）／ｐ｝ラジアン遅れているとすれば、制御部２００は、交流電源ＶＳの１番目の極に接続されたＭＥＲＳのスイッチ部Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３及びＳ４に供給するゲート信号の位相をそれぞれ｛２π（ｑ−１）／ｐ｝ラジアン遅らせたものを、交流電源ＶＳのｑ番目の極に接続されたＭＥＲＳのスイッチ部Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３及びＳ４に供給するものとすればよい。
【００６２】
なお、交流電源ＶＳ及び誘導電動機Ｍの相の数がｐ（ｐは３より大きい整数）である場合も同様に、制御部２００は、ｐ相交流における各線間電圧の値から、（ｐ・２ｎ）相交流における各相電圧に相当する（ｐ・２ｎ）個の値を生成し、生成したこれらの値のそれぞれにつき、｛１／（ｐ・２ｎ）｝周期前の基本波成分方向の単位ベクトルとの内積の実効値を計（ｐ・２ｎ）個求め、これらの実効値の算術平均をとることにより値Ｖｒｍｓを特定すればよい。
【００６３】
また、制御部２００が（３・２ｎ）相交流における各相電圧に相当する（３・２ｎ）個の値を表すデータを生成する手法は任意であり、たとえば上述した手法以外の手法により生成してもよい。
【００６４】
また、ＭＥＲＳ１００ｕ，１００ｖ及び１００ｗは、いずれも縦ハーフブリッジ型ＭＥＲＳより構成されていてもよい。
たとえばＭＥＲＳ１００ｕが縦ハーフブリッジ型ＭＥＲＳから構成される場合、ＭＥＲＳ１００ｕは、たとえば図６に示すように、２個の逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２と、整流部Ｄ３及びＤ４と、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２とから構成されている。
【００６５】
逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２はいずれも、図２の逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２と実質的に同一の構成を有する。
図６の構成において、逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２をそれぞれ構成するスイッチ部Ｓ１及びＳ２の各ゲート（順に、Ｇ１ｕ，Ｇ２ｕ）は、いずれも制御部２００に接続されている。
また、スイッチ部Ｓ１のドレインはコンデンサＣＭ１の一端に接続されており、スイッチ部Ｓ１のソースはスイッチＳ２のドレインに接続されている。スイッチＳ２のソースはコンデンサＣＭ２の一端に接続されている。コンデンサＣＭ１及びＣＭ２の他端同士は互いに接続されて交流出力端子ＡＣ２をなしている。
【００６６】
整流部Ｄ３及びＤ４はいずれも、たとえばダイオード等の整流素子からなる。以下、整流部Ｄ３及びＤ４はいずれもダイオードからなるものとして説明すると、整流部Ｄ３のアノード及び整流部Ｄ４のカソードは交流出力端子ＡＣ２に接続され、整流部Ｄ３のカソードはコンデンサＣＭ１の上述の一端に接続され、整流部Ｄ４のアノードはコンデンサＣＭ２の上述の一端に接続されている。
【００６７】
ＭＥＲＳ１００ｕが図６に示す構成をとるとき、制御部２００は、（ｉ’）まず逆導通型半導体スイッチＳＷ２がＯＮしてＳＷ１がＯＦＦする動作と、（ｉｉ’）交流電源ＶＳの極Ｕの相電圧が負に転じてから逆導通型半導体スイッチＳＷ２がＯＦＦしてＳＷ１がＯＮする動作と、を併せて１サイクルとして、このサイクルを極Ｕの相電圧の周期と実質的に等しい周期でＭＥＲＳ１００ｕに繰り返し行わせればよい。
【００６８】
図６のＭＥＲＳ１００ｕにおいては、逆導通型半導体スイッチＳＷ１がＯＮしてＳＷ２がＯＦＦすることにより、コンデンサＣＭ１が極Ｕに電気的に接続される。この結果、交流電源ＶＳとコンデンサＣＭ１とは直列回路を形成することになり、極ｕには、基準電位に対する極Ｕの相電圧と、コンデンサＣＭ１の両端間の電圧との和に相当する電圧が印加される。
一方、逆導通型半導体スイッチＳＷ１がＯＦＦしてＳＷ２がＯＮすることにより、コンデンサＣＭ２が極Ｕに電気的に接続される。この結果、交流電源ＶＳとコンデンサＣＭ２とが直列回路を形成することになり、極ｕには、基準電位に対する極Ｕの相電圧と、コンデンサＣＭ２の両端間の電圧との和に相当する電圧が印加される。
【００６９】
また、ＭＥＲＳ１００ｕ，１００ｖ及び１００ｗは、いずれも横ハーフブリッジ型ＭＥＲＳより構成されていてもよい。
たとえばＭＥＲＳ１００ｕが横ハーフブリッジ型ＭＥＲＳから構成される場合、ＭＥＲＳ１００ｕは、たとえば図７に示すように、２個の逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ４と、コンデンサＣＭ１及びＣＭ２とから構成されている。
【００７０】
逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ４はいずれも、図６の逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ４と実質的に同一の構成を有する。図７の構成においても、図６の構成と同様、逆導通型半導体スイッチＳＷ１及びＳＷ２をそれぞれ構成するスイッチ部Ｓ２及びＳ４の各ゲート（順に、Ｇ２ｕ，Ｇ４ｕ）はいずれも制御部２００に接続されている。
一方、図７の構成では、スイッチ部Ｓ２のドレインはコンデンサＣＭ１の一端に接続されて交流入力端子ＡＣ１をなしており、スイッチ部Ｓ２のソースはスイッチＳ４のソースに接続されている。スイッチＳ４のドレインはコンデンサＣＭ２の一端に接続されて交流出力端子ＡＣ２をなしている。コンデンサＣＭ１及びＣＭ２の各他端は、いずれもスイッチ部Ｓ２及びＳ４のソース同士の接続点に接続されている。
【００７１】
ＭＥＲＳ１００ｕが図７に示す構成をとるとき、制御部２００は、（ｉ’’）まず逆導通型半導体スイッチＳＷ２がＯＮしてＳＷ４がＯＦＦする動作と、（ｉｉ’’）交流電源ＶＳの極Ｕの相電圧が負に転じてから逆導通型半導体スイッチＳＷ２がＯＦＦしてＳＷ４がＯＮする動作と、を併せて１サイクルとして、このサイクルを極Ｕの相電圧の周期と実質的に等しい周期でＭＥＲＳ１００ｕに繰り返し行わせればよい。
【００７２】
また、ＭＥＲＳ１００ｕ，１００ｖ及び１００ｗは、いずれもワンコンデンサ横ハーフブリッジ型ＭＥＲＳより構成されていてもよい。
たとえばＭＥＲＳ１００ｕがワンコンデンサ横ハーフブリッジ型ＭＥＲＳから構成される場合、ＭＥＲＳ１００ｕは、たとえば図８に示すように、２個の逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ４と、コンデンサＣＭとから構成されている。
【００７３】
逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ４はいずれも、図６の逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ４と実質的に同一の構成を有する。図８の構成においても、逆導通型半導体スイッチＳＷ２及びＳＷ４をそれぞれ構成するスイッチ部Ｓ２及びＳ４の各ゲート（順に、Ｇ２ｕ，Ｇ４ｕ）はいずれも制御部２００に接続されている。
一方、図８の構成では、スイッチ部Ｓ２のドレインはコンデンサＣＭの一端に接続されて交流入力端子ＡＣ１をなしており、スイッチ部Ｓ２のソースはスイッチＳ２のソースに接続されている。スイッチＳ４のドレインはコンデンサＣＭの他端に接続されて交流出力端子ＡＣ２をなしている。
【００７４】
ＭＥＲＳ１００ｕが図８に示す構成をとるときも、制御部２００は、図７の構成におけると同様、まず逆導通型半導体スイッチＳＷ２がＯＮしてＳＷ４がＯＦＦする動作と、交流電源ＶＳの極Ｕの相電圧が負に転じてから逆導通型半導体スイッチＳＷ２がＯＦＦしてＳＷ４がＯＮする動作と、を併せて１サイクルとして、このサイクルを極Ｕの相電圧の周期と実質的に等しい周期でＭＥＲＳ１００ｕに繰り返し行わせればよい。
【００７５】
また、ＭＥＲＳ１００ｕ，１００ｖ及び１００ｗは、いずれも、たとえば図９に示すように、双方向サイリスタであるサイリスタＺと、コンデンサＣＭとより構成されていてもよい。
図９の構成では、サイリスタＺの電流路の一端をなす第１の主電極は交流入力端子ＡＣ１をなし、当該電流路の他端をなす第２の主電極は交流出力端子ＡＣ２をなす。サイリスタＺのゲートは制御部２００に接続されており、コンデンサＣＭはサイリスタＺの電流路に並列に接続されている。
【００７６】
また、上記各実施の形態における制御部２００は、コンパレータ、フリップフロップ、タイマ等からなる専用の電子回路から構成されていてもよい。
【００７７】
一方、上記各実施の形態における制御部２００の構成は、通常のコンピュータシステムを用いても実現することができる。
例えば、制御部２００が行う上述の処理を実行させるためのプログラムを、ＣＤ−ＲＯＭ（Compact Disk Read-Only Memory）、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）あるいはその他のコンピュータ読み取り可能な記録媒体に格納して配布し、このプログラムをコンピュータにインストールすることにより、上述の制御部２００を構成することができる。
【００７８】
また、プログラムをインターネット等の通信ネットワーク上の所定のサーバ装置が有するディスク装置等に格納しておき、例えば、搬送波に重畳させて、コンピュータにダウンロード等するようにしてもよい。更に、通信ネットワークを介してプログラムを転送しながら起動実行することによっても、上述の処理を達成することができる。
また、上述の機能を、ＯＳ（Operating System）が分担して実現する場合又はＯＳとアプリケーションとの協働により実現する場合等には、ＯＳ以外の部分のみを媒体に格納して配布してもよく、また、コンピュータにダウンロード等してもよい。
【符号の説明】
【００７９】
１０ 誘導電動機駆動装置
１００ｕ，１００ｖ，１００ｗ ＭＥＲＳ
２００ 制御部
２０１ 三相二相変換部
２０２ 電流フィードフォワード制御部
２０３ 電流ローパスフィルタ
２０４ 電流偏差判定部
２０５ 電流比例積分制御部
２０６ 電圧離散フーリエ変換部
２０７ 電圧ローパスフィルタ
２０８ 電圧フィードフォワード制御部
２０９ 電圧偏差判定部
２１０ 電圧比例積分制御部
２１１ 加算部
２１２ ゲート論理生成部
ＶＭ 電圧検出部
ＧＭ 電流検出部
ＡＣ１ 交流入力端子
ＡＣ２ 交流出力端子
ＳＷ１〜ＳＷ４ 逆導通型半導体スイッチ
ＣＭ，ＣＭ１，ＣＭ２ コンデンサ
Ｓ１〜Ｓ４ スイッチ部
Ｄ１〜Ｄ４ 逆方向導通部
Ｇ１〜Ｇ４ ゲート
ＳＧＧ１ｕ〜ＳＧＧ４ｕ，ＧＧ１ｖ〜ＳＧＧ４ｖ，ＧＧ１ｗ〜ＳＧＧ４ｗ ゲート信号
ＶＳ 交流電源
Ｍ 誘導電動機
ＬＤ１〜ＬＤ３ 誘導性負荷
Ｌ１〜Ｌ３ インダクタ
Ｒ１〜Ｒ３ 抵抗
Ｚ サイリスタ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部の交流電源が発生する入力交流電圧を取得し、当該入力交流電圧の位相を、自己に所定の制御信号が供給されるタイミングにより定まる量変動させたものに相当する補償電圧を生成して、当該入力交流電圧と当該補償電圧との和に相当する電圧を外部の誘導電動機へと印加する直列補償手段と、
前記制御信号を前記直列補償手段に供給する制御手段と、
前記直列補償手段から前記誘導電動機へと印加される負荷電圧の量を検出し、検出した当該負荷電圧の量を示す信号を生成する負荷電圧検出手段と、
前記直列補償手段と前記誘導電動機との間に流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記負荷電圧検出手段が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す負荷電圧の基本波成分の量を特定する電圧基本波成分特定手段と、
前記基本波成分の量が所定の電圧基準値へと収束するように第１の値を決定し、前記負荷電流検出手段が生成した前記信号を取得して、当該信号が示す負荷電流の量に比例する量と前記第１の値との和に基づいて、前記タイミングを決定するタイミング決定手段と、
前記制御信号を、前記タイミング決定手段が決定したタイミングで前記直列補償手段に供給する制御信号供給手段と、を備える
誘導電動機制御装置。
【請求項２】
前記制御手段は、前記基本波成分の量に比例する量を微分した結果に相当する第２の値を特定する電圧フィードフォワード手段をさらに備え、
前記タイミング決定手段は、前記負荷電流の量に比例する量と前記第１の値と前記第２の値の和に基づいて、前記タイミングを決定する、
請求項１に記載の誘導電動機制御装置。
【請求項３】
前記タイミング決定手段は、前記電圧基準値からの前記基本波成分の量の偏差につき、当該基本波成分の量が前記電圧基準値へと収束するように比例積分制御を施すことによって前記第１の値を決定する、
請求項１又は２に記載の誘導電動機制御装置。
【請求項４】
前記タイミング決定手段は、前記負荷電流検出手段が生成した前記信号が示す負荷電流の量が所定の電流基準値へと収束するように前記電圧基準値を決定する電圧基準値決定手段を備える、
請求項１、２又は３に記載の誘導電動機制御装置。
【請求項５】
前記電圧基準値決定手段は、前記電流基準値からの前記負荷電流の量の偏差につき、当該負荷電流の量が前記電流基準値へと収束するように比例積分制御を施すことによって前記電圧基準値を決定する、
請求項４に記載の誘導電動機制御装置。
【請求項６】
ｐを３以上の整数として、前記交流電源はｐ相交流電源からなり、前記誘導電動機はｐ相誘導電動機からなり、
前記誘導電動機制御装置は、ｐ個の前記直列補償手段を備えるものであって、各該直列補償手段は、前記交流電源の各相の極に１対１に接続され、かつ、前記誘導電動機の各相の極に１対１に接続されるものであって、
前記負荷電圧検出手段は、前記直列補償手段から前記誘導電動機へと印加される前記各相の負荷電圧の量を検出し、検出した当該各相の負荷電圧の量を示す信号を生成し、
前記タイミング決定手段は、
前記負荷電圧検出手段が生成した前記信号が示す前記ｐ個の相の負荷電圧の値に基づき、ｎを自然数として（ｐ・２ｎ）個の負荷電圧の値を特定する手段と、
特定された各該負荷電圧の、実質的に｛１／（ｐ・２ｎ）｝周期分の区間における基本波成分の実効値の平均量を特定して、特定された当該平均量が前記電圧基準値へと収束するように、それぞれの前記直列補償手段につき前記タイミングを決定する手段と、を備える、
請求項１乃至５のいずれか１項に記載の誘導電動機制御装置。
【請求項７】
前記直列補償手段は、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき当該電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１乃至第４のスイッチと、一端が前記第１のスイッチの電流路の前記他端及び前記第３のスイッチの電流路の前記他端に接続され、他端が前記第２のスイッチの電流路の前記一端及び前記第４のスイッチの電流路の前記一端に接続されたコンデンサと、より構成されており、前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第２のスイッチの電流路の前記他端が前記交流電源に接続され、前記第３のスイッチの電流路の前記一端及び前記第４のスイッチの電流路の前記他端が前記誘導電動機に接続されるものであり、
前記制御信号供給手段は、前記第２及び第３のスイッチの電流路をオンさせ前記第１及び第４のスイッチの電流路をオフさせる第１の前記制御信号を第１の前記タイミングで前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記第２及び第３のスイッチの電流路をオフさせ前記第１及び第４のスイッチの電流路をオンさせる第２の前記制御信号を第２の前記タイミングで前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給するものである、
請求項１乃至６のいずれか１項に記載の誘導電動機制御装置。
【請求項８】
前記直列補償手段は、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき当該電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、一端が前記第１のスイッチの電流路の前記他端及び前記第１の整流素子の電流路の前記他端に接続された第１のコンデンサと、一端が前記第２のスイッチの電流路の前記一端及び前記第２の整流素子の電流路の前記一端に接続された第２のコンデンサと、より構成されており、前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第２のスイッチの電流路の前記他端が前記交流電源に接続され、前記第１の整流素子の電流路の前記一端、前記第２の整流素子の電流路の前記他端、前記第１のコンデンサの前記他端及び前記第２のコンデンサの前記他端が互いに結合されて前記誘導電動機に接続されるものであり、
前記制御信号供給手段は、前記第２のスイッチの電流路をオンさせ前記第１のスイッチの電流路をオフさせる第１の前記制御信号を第１の前記タイミングで前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給し、前記第２のスイッチの電流路をオフさせ前記第１のスイッチの電流路をオンさせる第２の前記制御信号を第２の前記タイミングで前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給するものである、
請求項１乃至６のいずれか１項に記載の誘導電動機制御装置。
【請求項９】
外部の交流電源が発生する入力交流電圧を取得し、当該入力交流電圧の位相を、自己に所定の制御信号が供給されるタイミングにより定まる量変動させたものに相当する補償電圧を生成して、当該入力交流電圧と当該補償電圧との和に相当する電圧を外部の誘導電動機へと印加する直列補償部と、前記直列補償部から前記誘導電動機へと印加される負荷電圧の量を検出し、検出した当該負荷電圧の量を示す信号を生成する負荷電圧検出部と、前記直列補償部と前記誘導電動機との間に流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる装置を介して前記誘導電動機を制御する誘導電動機制御装置であって、
前記負荷電圧検出部が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す負荷電圧の基本波成分の量を特定する電圧基本波成分特定手段と、
前記基本波成分の量が所定の電圧基準値へと収束するように制御値を決定し、前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得して、当該信号が示す負荷電流の量に比例する量と前記制御値との和に基づいて、前記タイミングを決定するタイミング決定手段と、
前記制御信号を、前記タイミング決定手段が決定したタイミングで前記直列補償部に供給する制御信号供給手段と、を備える、
誘導電動機制御装置。
【請求項１０】
外部の交流電源が発生する入力交流電圧を取得し、当該入力交流電圧の位相を、自己に所定の制御信号が供給されるタイミングにより定まる量変動させたものに相当する補償電圧を生成して、当該入力交流電圧と当該補償電圧との和に相当する電圧を外部の誘導電動機へと印加する直列補償部と、前記直列補償部から前記誘導電動機へと印加される負荷電圧の量を検出し、検出した当該負荷電圧の量を示す信号を生成する負荷電圧検出部と、前記直列補償部と前記誘導電動機との間に流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる装置を介して前記誘導電動機を制御する誘導電動機制御方法であって、
前記負荷電圧検出部が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す負荷電圧の基本波成分の量を特定する電圧基本波成分特定ステップと、
前記基本波成分の量が所定の電圧基準値へと収束するように制御値を決定し、前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得して、当該信号が示す負荷電流の量に比例する量と前記制御値との和に基づいて、前記タイミングを決定するタイミング決定ステップと、
前記制御信号を、前記タイミング決定ステップで決定したタイミングで前記直列補償部に供給する制御信号供給ステップと、より構成されている、
誘導電動機制御方法。
【請求項１】
外部の交流電源が発生する入力交流電圧を取得し、当該入力交流電圧の位相を、自己に所定の制御信号が供給されるタイミングにより定まる量変動させたものに相当する補償電圧を生成して、当該入力交流電圧と当該補償電圧との和に相当する電圧を外部の誘導電動機へと印加する直列補償手段と、
前記制御信号を前記直列補償手段に供給する制御手段と、
前記直列補償手段から前記誘導電動機へと印加される負荷電圧の量を検出し、検出した当該負荷電圧の量を示す信号を生成する負荷電圧検出手段と、
前記直列補償手段と前記誘導電動機との間に流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記負荷電圧検出手段が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す負荷電圧の基本波成分の量を特定する電圧基本波成分特定手段と、
前記基本波成分の量が所定の電圧基準値へと収束するように第１の値を決定し、前記負荷電流検出手段が生成した前記信号を取得して、当該信号が示す負荷電流の量に比例する量と前記第１の値との和に基づいて、前記タイミングを決定するタイミング決定手段と、
前記制御信号を、前記タイミング決定手段が決定したタイミングで前記直列補償手段に供給する制御信号供給手段と、を備える
誘導電動機制御装置。
【請求項２】
前記制御手段は、前記基本波成分の量に比例する量を微分した結果に相当する第２の値を特定する電圧フィードフォワード手段をさらに備え、
前記タイミング決定手段は、前記負荷電流の量に比例する量と前記第１の値と前記第２の値の和に基づいて、前記タイミングを決定する、
請求項１に記載の誘導電動機制御装置。
【請求項３】
前記タイミング決定手段は、前記電圧基準値からの前記基本波成分の量の偏差につき、当該基本波成分の量が前記電圧基準値へと収束するように比例積分制御を施すことによって前記第１の値を決定する、
請求項１又は２に記載の誘導電動機制御装置。
【請求項４】
前記タイミング決定手段は、前記負荷電流検出手段が生成した前記信号が示す負荷電流の量が所定の電流基準値へと収束するように前記電圧基準値を決定する電圧基準値決定手段を備える、
請求項１、２又は３に記載の誘導電動機制御装置。
【請求項５】
前記電圧基準値決定手段は、前記電流基準値からの前記負荷電流の量の偏差につき、当該負荷電流の量が前記電流基準値へと収束するように比例積分制御を施すことによって前記電圧基準値を決定する、
請求項４に記載の誘導電動機制御装置。
【請求項６】
ｐを３以上の整数として、前記交流電源はｐ相交流電源からなり、前記誘導電動機はｐ相誘導電動機からなり、
前記誘導電動機制御装置は、ｐ個の前記直列補償手段を備えるものであって、各該直列補償手段は、前記交流電源の各相の極に１対１に接続され、かつ、前記誘導電動機の各相の極に１対１に接続されるものであって、
前記負荷電圧検出手段は、前記直列補償手段から前記誘導電動機へと印加される前記各相の負荷電圧の量を検出し、検出した当該各相の負荷電圧の量を示す信号を生成し、
前記タイミング決定手段は、
前記負荷電圧検出手段が生成した前記信号が示す前記ｐ個の相の負荷電圧の値に基づき、ｎを自然数として（ｐ・２ｎ）個の負荷電圧の値を特定する手段と、
特定された各該負荷電圧の、実質的に｛１／（ｐ・２ｎ）｝周期分の区間における基本波成分の実効値の平均量を特定して、特定された当該平均量が前記電圧基準値へと収束するように、それぞれの前記直列補償手段につき前記タイミングを決定する手段と、を備える、
請求項１乃至５のいずれか１項に記載の誘導電動機制御装置。
【請求項７】
前記直列補償手段は、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき当該電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１乃至第４のスイッチと、一端が前記第１のスイッチの電流路の前記他端及び前記第３のスイッチの電流路の前記他端に接続され、他端が前記第２のスイッチの電流路の前記一端及び前記第４のスイッチの電流路の前記一端に接続されたコンデンサと、より構成されており、前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第２のスイッチの電流路の前記他端が前記交流電源に接続され、前記第３のスイッチの電流路の前記一端及び前記第４のスイッチの電流路の前記他端が前記誘導電動機に接続されるものであり、
前記制御信号供給手段は、前記第２及び第３のスイッチの電流路をオンさせ前記第１及び第４のスイッチの電流路をオフさせる第１の前記制御信号を第１の前記タイミングで前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給し、前記第２及び第３のスイッチの電流路をオフさせ前記第１及び第４のスイッチの電流路をオンさせる第２の前記制御信号を第２の前記タイミングで前記第１乃至第４のスイッチの各制御端に供給するものである、
請求項１乃至６のいずれか１項に記載の誘導電動機制御装置。
【請求項８】
前記直列補償手段は、それぞれ電流路を備え、各自に供給される制御信号に応答して各自の電流路をオン及びオフするスイッチであって、各自の電流路を、オンしたとき双方向に実質的に導通させ、オフしたとき当該電流路の所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通させる第１及び第２のスイッチと、各自の電流路が所定の一端から他端の一方向にのみ実質的に導通する第１及び第２の整流素子と、一端が前記第１のスイッチの電流路の前記他端及び前記第１の整流素子の電流路の前記他端に接続された第１のコンデンサと、一端が前記第２のスイッチの電流路の前記一端及び前記第２の整流素子の電流路の前記一端に接続された第２のコンデンサと、より構成されており、前記第１のスイッチの電流路の前記一端及び前記第２のスイッチの電流路の前記他端が前記交流電源に接続され、前記第１の整流素子の電流路の前記一端、前記第２の整流素子の電流路の前記他端、前記第１のコンデンサの前記他端及び前記第２のコンデンサの前記他端が互いに結合されて前記誘導電動機に接続されるものであり、
前記制御信号供給手段は、前記第２のスイッチの電流路をオンさせ前記第１のスイッチの電流路をオフさせる第１の前記制御信号を第１の前記タイミングで前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給し、前記第２のスイッチの電流路をオフさせ前記第１のスイッチの電流路をオンさせる第２の前記制御信号を第２の前記タイミングで前記第１及び第２のスイッチの各制御端に供給するものである、
請求項１乃至６のいずれか１項に記載の誘導電動機制御装置。
【請求項９】
外部の交流電源が発生する入力交流電圧を取得し、当該入力交流電圧の位相を、自己に所定の制御信号が供給されるタイミングにより定まる量変動させたものに相当する補償電圧を生成して、当該入力交流電圧と当該補償電圧との和に相当する電圧を外部の誘導電動機へと印加する直列補償部と、前記直列補償部から前記誘導電動機へと印加される負荷電圧の量を検出し、検出した当該負荷電圧の量を示す信号を生成する負荷電圧検出部と、前記直列補償部と前記誘導電動機との間に流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる装置を介して前記誘導電動機を制御する誘導電動機制御装置であって、
前記負荷電圧検出部が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す負荷電圧の基本波成分の量を特定する電圧基本波成分特定手段と、
前記基本波成分の量が所定の電圧基準値へと収束するように制御値を決定し、前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得して、当該信号が示す負荷電流の量に比例する量と前記制御値との和に基づいて、前記タイミングを決定するタイミング決定手段と、
前記制御信号を、前記タイミング決定手段が決定したタイミングで前記直列補償部に供給する制御信号供給手段と、を備える、
誘導電動機制御装置。
【請求項１０】
外部の交流電源が発生する入力交流電圧を取得し、当該入力交流電圧の位相を、自己に所定の制御信号が供給されるタイミングにより定まる量変動させたものに相当する補償電圧を生成して、当該入力交流電圧と当該補償電圧との和に相当する電圧を外部の誘導電動機へと印加する直列補償部と、前記直列補償部から前記誘導電動機へと印加される負荷電圧の量を検出し、検出した当該負荷電圧の量を示す信号を生成する負荷電圧検出部と、前記直列補償部と前記誘導電動機との間に流れる負荷電流の量を検出し、検出した当該負荷電流の量を示す信号を生成する負荷電流検出部と、からなる装置を介して前記誘導電動機を制御する誘導電動機制御方法であって、
前記負荷電圧検出部が生成した前記信号を取得し、当該信号が示す負荷電圧の基本波成分の量を特定する電圧基本波成分特定ステップと、
前記基本波成分の量が所定の電圧基準値へと収束するように制御値を決定し、前記負荷電流検出部が生成した前記信号を取得して、当該信号が示す負荷電流の量に比例する量と前記制御値との和に基づいて、前記タイミングを決定するタイミング決定ステップと、
前記制御信号を、前記タイミング決定ステップで決定したタイミングで前記直列補償部に供給する制御信号供給ステップと、より構成されている、
誘導電動機制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１２−１１４９７９（Ｐ２０１２−１１４９７９Ａ）
【公開日】平成２４年６月１４日（２０１２．６．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２５９３００（Ｐ２０１０−２５９３００）
【出願日】平成２２年１１月１９日（２０１０．１１．１９）
【出願人】（５０７１４９６４８）株式会社ＭＥＲＳＴｅｃｈ (22)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年６月１４日（２０１２．６．１４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１１月１９日（２０１０．１１．１９）
【出願人】（５０７１４９６４８）株式会社ＭＥＲＳＴｅｃｈ (22)
【Ｆターム（参考）】
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