高周波発振器
【課題】 位相雑音を劣化させずに２倍波の出力電力を増加できる高周波発振器を得る。
【解決手段】 第１から第３の端子を有する能動素子と、前記第１と第２の端子にそれぞれ接続され、所要の周波数において誘導性となる第１と第２のリアクタンス回路と、前記第３の端子に接続され、前記所要の周波数において容量性となる第３のリアクタンス回路と、前記能動素子の前記第３の端子と前記第３のリアクタンス回路の間に並列に接続され、前記所要の周波数の２倍の周波数においてインピーダンスがショートとなる第４のリアクタンス回路と、前記能動素子の前記第３の端子と前記第３のリアクタンス回路の間に並列に接続され、前記所要の周波数におけるリアクタンスが、前記所要の周波数における前記第４のリアクタンス回路のリアクタンスと絶対値が等しく符号が逆となる第５のリアクタンス回路と、を備える。
【解決手段】 第１から第３の端子を有する能動素子と、前記第１と第２の端子にそれぞれ接続され、所要の周波数において誘導性となる第１と第２のリアクタンス回路と、前記第３の端子に接続され、前記所要の周波数において容量性となる第３のリアクタンス回路と、前記能動素子の前記第３の端子と前記第３のリアクタンス回路の間に並列に接続され、前記所要の周波数の２倍の周波数においてインピーダンスがショートとなる第４のリアクタンス回路と、前記能動素子の前記第３の端子と前記第３のリアクタンス回路の間に並列に接続され、前記所要の周波数におけるリアクタンスが、前記所要の周波数における前記第４のリアクタンス回路のリアクタンスと絶対値が等しく符号が逆となる第５のリアクタンス回路と、を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、主にマイクロ波やミリ波領域で動作する高周波発振器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の高周波発振器には、例えば非特許文献１に示されるように、第１の直列共振回路と第２の直列共振回路を並列接続した並列共振回路と、並列共振回路と発振出力端子の間に挿入されて負性抵抗を有する能動素子とを備えたものがある。第１の直列共振回路は直列に接続されたインダクタとキャパシタにより構成され、第２の直列共振回路は直列に接続されたインダクタ、キャパシタおよびバラクタダイオードにより構成される。このバラクタダイオードに印加されるＤＣ電圧の大きさを変えると、これに応じてバラクタダイオードの静電容量が変化し、第２の直列共振回路の直列共振周波数を可変できる。
【０００３】
第１の直列共振回路の直列共振周波数を発振周波数よりも高く設定し、第２の直列共振回路の直列共振周波数を発振周波数よりも低く設定して、並列共振回路の並列共振周波数が発振周波数となるようにする。これにより、発振周波数近傍での並列共振回路の反射位相の傾きを、２つの直列共振周波数の差に応じて大きな傾きとすることができる。したがって発振周波数近傍での並列共振回路の外部Ｑを増大させることができ、低位相雑音の出力を得ることができる。
【０００４】
また、特にミリ波帯などの高い周波数では、能動素子の性能が低下するなどの理由から、直接基本波発振により所望波を得る構成よりも、高調波を取り出す構成の方が低位相雑音化に有利である場合がある。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】川上 他、「低位相雑音発振器に用いる２周波共振回路のＱ値解析」、電子情報通信学会、信学技報、ＭＷ２００６―１１７、２００６年１０月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来の高周波発振器は以上のように構成されており、共振器の外部Ｑを高めることおよび高調波を取り出す構成とすることで低位相雑音の高周波出力を得ることができる。しかしながら、高調波の出力電力は基本波の出力電力に比べて低く、発振出力端子から取り出される２倍波出力電力は低くなる。
【０００７】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、位相雑音特性を劣化させずに２倍波等の出力電力が増大する高周波発振器を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明に係る高周波発振器は、
第１の端子、第２の端子、および第３の端子を有する能動素子と、
前記能動素子の前記第１の端子に接続され、所要の周波数において誘導性のインピーダンスとなる第１のリアクタンス回路と、
前記能動素子の前記第２の端子に接続され、前記所要の周波数において誘導性のインピーダンスとなる第２のリアクタンス回路と、
前記能動素子の前記第３の端子に接続され、前記所要の周波数において容量性のインピーダンスとなる第３のリアクタンス回路と、
前記能動素子の前記第３の端子と前記第３のリアクタンス回路の間に並列に接続され、前記所要の周波数の２倍の周波数においてインピーダンスがショートとなる第４のリアクタンス回路と、
前記能動素子の前記第３の端子と前記第３のリアクタンス回路の間に並列に接続され、前記所要の周波数におけるリアクタンスが、前記所要の周波数における前記第４のリアクタンス回路のリアクタンスと絶対値が等しく符号が逆となる第５のリアクタンス回路と、
を備えたことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００９】
この発明によれば、位相雑音特性を劣化させずに２倍波の出力電力を増加することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】この発明の実施の形態１による高周波発振器を示す回路図である。
【図２】直列帰還型発振器を示す等価回路図である。
【図３】この発明の実施の形態２による高周波発振器の動作を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態２による高周波発振器を示す回路図である。
【図５】この発明の実施の形態２による高周波発振器を示す回路図である。
【図６】この発明の実施の形態３による高周波発振器を示す回路図である。
【図７】この発明の実施の形態３による可変リアクタンス回路の構成例を示す回路図である。
【図８】並列接続したショートスタブと可変リアクタンス回路の反射位相の周波数特性の説明図である。
【図９】この発明の実施の形態４による高周波発振器を示す回路図である。
【図１０】並列接続した可変リアクタンス回路の反射位相の周波数特性の説明図である。
【図１１】この発明の実施の形態５による高周波発振器を示す回路図である。
【図１２】この発明の実施の形態５による直列共振回路の構成例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による高周波発振器を示す回路構成図である。なお、各図において、同一符号は同一または相当部分を示す。図１において、１は能動素子であるバイポーラトランジスタ、２は第３のリアクタンス回路であるキャパシタ、３は第１のリアクタンス回路であるインダクタ、４は第２のリアクタンス回路であるインダクタ、７は第５のリアクタンス回路であるショートスタブ、８は第４のリアクタンス回路であるオープンスタブである。
【００１２】
次に動作について説明する。
図１において、能動素子であるバイポーラトランジスタ１の第１の端子であるコレクタ端子（Ｃ）には、誘導性のインピーダンスを有するインダクタ３が接続されている。バイポーラトランジスタ１の第２の端子であるベース端子（Ｂ）には、誘導性のインピーダンスを有するインダクタ４が接続されている。そして、バイポーラトランジスタ１の第３の端子であるエミッタ端子（Ｅ）には、容量性のインピーダンスを有するキャパシタ２が接続されている。このため、図１に示す高周波発振器は、直列帰還型発振器の構成を有しており、周波数ｆ０の基本波発振周波数で発振する。このとき、主にバイポーラトランジスタ１の非線形特性により、発振器の出力周波数には、基本波発振周波数ｆ０の高調波であるｍｆ０（ｍは２以上の整数）の周波数成分も含まれている。
【００１３】
図１の高周波発振器では、このうち発振周波数の２倍高調波である２ｆ０の周波数を取り出す構成としている。
【００１４】
ショートスタブ７とオープンスタブ８の長さは、発振周波数の２倍高調波である２ｆ０の周波数において、λ／４になるように設定されている。ここで、λは当該周波数における、ショートスタブ７およびオープンスタブ８を伝搬する２倍高周波の波長である。
【００１５】
図２は図１に示した直列帰還型発振器の等価回路である。図１のバイポーラトランジスタ１は、電圧制御電流源５とベース・エミッタ間キャパシタ６とに置き換えることができる。バイポーラトランジスタ１のベース端子に印加される電圧は、図２のベース・エミッタ間キャパシタ６とキャパシタ２に分圧される。このため、キャパシタ２のインピーダンスが小さいほど、ベース・エミッタ間キャパシタ６に印加されるベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅは大きくなる。電圧制御電流源５を流れる電流はベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅに比例するので、Ｖｂｅが大きくなるほど、コレクタ端子から出力される電力は大きくなる。このことは、基本波周波数ｆ０、高調波周波数ｍｆ０、それぞれについて成り立っている。
【００１６】
図１のオープンスタブ８の長さは、発振周波数の２倍高調波である２ｆ０の周波数において、λ／４になるように設定されている。したがって、周波数２ｆ０において、エミッタ端子との接続点におけるオープンスタブ８のインピーダンスはショートになる。このため、周波数２ｆ０において、図２のキャパシタ２（静電容量Ｃｅ）は短絡されたように見え、バイポーラトランジスタ１のベース端子に印加される電圧は、ほとんどベース・エミッタ間キャパシタ６のみに印加される。したがって、キャパシタ２が短絡されない場合に比べてＶｂｅが大きくなり、コレクタ端子から出力される周波数２ｆ０の電力は大きくなる。
【００１７】
エミッタ端子からキャパシタ２（静電容量Ｃｅ）側を見たアドミタンスＹｉｎは次式で表される。
【００１８】
【数１】
【００１９】
式（１）において、ｆは周波数、Ｚ０はショートスタブ７およびオープンスタブ８の特性インピーダンスである。この式において、右辺第一項はキャパシタ２のアドミタンス、第二項はショートスタブ７のアドミタンス、第三項はオープンスタブ８のアドミタンスを、それぞれ表している。ショートスタブ７およびオープンスタブ８は無損失と仮定しているが、損失があったとしても式（１）は近似的に成り立つ。
【００２０】
発振周波数の２倍高調波である２ｆ０の周波数において、式（１）は右辺第三項が発散する。すなわち、上述したように、アドミタンスＹｉｎは無限大になり、回路はショートとなる。
【００２１】
一方、基本波の周波数である周波数ｆ０について考えてみる。
周波数ｆ０では、式（１）の右辺第二項のショートスタブ７のアドミタンスと第三項のオープンスタブ８のアドミタンスは打ち消しあう。これは、ショートスタブ７のアドミタンス（サセプタンスあるいはリアクタンス）とオープンスタブ８のアドミタンス（サセプタンスあるいはリアクタンス）が、絶対値は等しく、符号が正負逆になるためである。したがって、式（１）の右辺は第一項のキャパシタ２のアドミタンスのみが残り、ショートスタブ７およびオープンスタブ８のアドミタンスは見えなくなる。すなわち、バイポーラトランジスタ１のエミッタ端子の位置で並列接続したオープンスタブ８とショートスタブ７は、基本波の発振条件には影響を与えない。
【００２２】
さらに、基本波発振周波数ｆ０において、バイポーラトランジスタ１のエミッタ端子から見た反射特性は、キャパシタ２のアドミタンスによる反射特性の位相特性に加え、並列接続したオープンスタブ８とショートスタブ７のアドミタンスによる反射特性の位相特性が加え合わされた位相特性を有するものとなる。このため、周波数ｆ０においてＹｉｎによる反射特性の位相特性は周波数の変化に対して急峻になる。このことにより、高周波発振器の発振器内のループ位相は周波数の変化に対して傾きが大きくなる。発振器内のループ位相の傾きが大きいほど、周波数選択性が強くなり、発振出力信号の位相雑音特性が向上する。このため、並列接続したオープンスタブ８とショートスタブ７により位相雑音特性が向上し、あるいは位相雑音特性の劣化が抑えられる。
【００２３】
以上のように、この発明の実施の形態１による高周波発振器によれば、位相雑音特性を劣化させずに２倍波出力電力が増大するという効果がある。
【００２４】
なお、本実施の形態では、ショートスタブ７とオープンスタブ８の長さを、２ｆ０の周波数において、共にλ／４になるようにしたが、本発明はこれに限らず、ショートスタブ７とオープンスタブ８の長さを、２ｆ０の周波数において、共に（２ｎ＋１）λ／４になるようにしてもよい。ここでｎは０以上の整数である。この場合も、ショートスタブ７とオープンスタブ８を並列接続した回路のアドミタンスは周波数２ｆ０では発散し、周波数ｆ０では０となる。このため、本実施の形態と同様の効果が得られる。
【００２５】
さらに、第４のリアクタンス回路を、オープンスタブ８の代わりに、周波数２ｆ０においてアドミタンスが発散する任意のリアクタンス回路とし、第５のリアクタンス回路を、ショートスタブ７の代わりに、周波数ｆ０においてアドミタンスが第４のリアクタンス回路と絶対値が等しく符号が逆になる任意のリアクタンス回路とすることもできる。このときも、第４のリアクタンス回路と第５のリアクタンス回路との並列回路は、周波数２ｆ０においてアドミタンスが発散し、周波数ｆ０においてアドミタンスが０となるため、本実施の形態と同様の効果が得られる。
【００２６】
なお、インピーダンスやアドミタンス（サセプタンスあるいはリアクタンス）がオープンやショートになり、あるいは発散や０になること、また、絶対値が等しく符号が正負逆になることでアドミタンス等が打ち消しあうこと、リアクタンス回路の抵抗成分（コンダクタンス成分）が０であること、スタブ等の長さがλ／４等になること、等々の諸条件は、接続される回路のインピーダンス等の値から考えて十分に想定値に近い値と言えるものであればよく、当然に許容範囲を有するものである。したがって、この許容範囲内にインピーダンス等やスタブ長等が設定されればよく、本実施の形態と同様の効果が得られるものである。
【００２７】
また、上記実施例では能動素子としてバイポーラトランジスタ１を使用したが、能動素子として電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を使用しても良い。このときは、図１において、能動素子の第１の端子をドレイン端子に、第２の端子をゲート端子に、第３の端子をソース端子に、それぞれ置き換えればよい。このときも、図２の等価回路で表されるような直列帰還型発振器を同様に構成することができるので、本実施の形態と同様の効果が得られる。
【００２８】
実施の形態２．
図３は、この発明の実施の形態２による高周波発振器を示す回路構成図である。図中、図１、図２と同一符号は同一又は相当部分を示し説明を省略する。図３において、９は第１のリアクタンス回路である反射回路、１０は第２のリアクタンス回路である共振回路である。
【００２９】
図３において、反射回路９は基本波発振周波数ｆ０において誘導性のインピーダンスを有している。また、共振回路１０は基本波発振周波数ｆ０の近傍に共振周波数を有しているが、基本波発振周波数ｆ０においては誘導性のインピーダンスを有している。したがって、図３の高周波発振器も、図１と同様に直列帰還型発振器の構成を有しており、基本波発振周波数ｆ０において基本波発振する。
【００３０】
実施の形態１と同様に、図３において、ショートスタブ７とオープンスタブ８の長さは、基本波発振周波数の２倍高調波である２ｆ０の周波数において、λ／４になるように設定されている。したがって、図３の高周波発振器では、実施の形態１と同様に、位相雑音特性を劣化させずに２倍波出力電力を増大することができるという効果が得られる。
【００３１】
図４は、図３に示した高周波発振器の反射回路９と共振回路１０を、それぞれ伝送線路１１ｂ、１１ｃで構成し、第３のリアクタンス回路であるキャパシタ２を伝送線路１１ａで構成した回路図である。また、図５は、能動素子であるバイポーラトランジスタ１のコレクタ端子と反射回路９である伝送線路１１ｂの間に、さらに伝送線路１１ｄを備えたものである。
【００３２】
このように実施の形態２では、第１、第２、および第３のリアクタンス回路をそれぞれ伝送線路で構成できるので、小型に構成できるとともに、実装性に優れるという効果がある。また、第２のリアクタンス回路が共振回路１０として動作するので、高周波発振器の発振器内のループ位相が、周波数の変化に対して急峻になり周波数選択性が強くなる。このため、発振ループのＱ値が高くなり、発振出力信号の位相雑音特性が向上するという効果がある。なお、第１、第２、および第３のリアクタンス回路を必ずしも全て伝送線路で構成する必要はない。また、本実施の形態では、第２のリアクタンス回路を共振回路１０としているが、第１、および第３のリアクタンス回路に共振回路を用いることもでき、この場合も位相雑音特性が向上させることができる。
【００３３】
さらに、図５に示したようにバイポーラトランジスタ１のコレクタ端子と反射回路９である伝送線路１１ｂの間に、さらに伝送線路１１ｄを備えたとき、高周波発振器の発振器内のループ位相を調整することができ、発振条件を調整することができるとともに、所要の周波数において発振させることができるという効果がある。
【００３４】
なお、反射回路９である伝送線路１１ｂは、基本波発振周波数ｆ０において、ほぼλ／４の長さを有するオープンスタブで構成してもよい。このオープンスタブは基本波発振周波数ｆ０の近傍で共振する共振回路としても動作するため、発振ループのＱ値を高くすることができる。また、伝送線路１１ａも特性インピーダンスや線路長を適当な値とすることにより基本波発振周波数ｆ０の近傍で共振する共振回路とすることができ、やはり発振ループのＱ値を高くすることができる。また、第１から第３のリアクタンス回路は、可変リアクタンス素子を含んでもよい。このとき可変リアクタンス素子のリアクタンスを変化することにより、周波数による発振条件を変化させることができ、高周波発振器の発振周波数を可変とすることができる。
【００３５】
実施の形態３．
図６はこの発明の実施の形態３による高周波発振器を示す回路構成図である。図中、図１から図５と同一符号は同一又は相当部分を示し説明を省略する。図６において、１２は第４のリアクタンス回路である可変リアクタンス回路である。
【００３６】
図６の高周波発振器は、反射回路９または共振回路１０等の少なくとも一部を、可変リアクタンス素子を含む回路で構成しており、発振周波数を可変できる可変周波数発振器としている。
【００３７】
また、図６の高周波発振器では、第４のリアクタンス回路として可変リアクタンス回路１２を用いている。可変リアクタンス回路１２の具体的な回路は、図７に示すような回路を用いることができる。
【００３８】
図７（ａ）から（ｅ）は、可変リアクタンス回路１２の具体的な回路構成の一例を示した図であり、図中、２０ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅは伝送線路、２１ａ、ｂは結合線路、２２ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅは可変容量ダイオード、２３は入力端子である。ここに示した結合線路２１ａ、ｂは、２つの伝送線路を近接して配置した構成としたものである。可変容量ダイオード２２ａ〜２２ｅは静電容量を可変してリアクタンスを可変することができる可変リアクタンス素子である。
【００３９】
図７（ａ）では、伝送線路２０ａに接続した可変容量ダイオード２２ａに図示していないバイアス端子から直流電圧を印加し、この印加する電圧を変化させることで、可変容量ダイオード２２ａの静電容量を変化させ、可変容量ダイオード２２ａのリアクタンスを可変としている。これにより、入力端子２３から見た回路のリアクタンスを変化させることができる。したがって、この入力端子２３を図６のエミッタ端子との接続点として、可変リアクタンス回路１２を構成すればよい。また、図７（ｂ）や（ｃ）に示すように、伝送線路２０ａは結合線路２１ａ、２１ｂとしてもよい。また、図７（ｄ）や（ｅ）に示すように可変容量ダイオード２２ｄ、ｅを伝送線路２０ｂ、ｃ、ｄ、ｅの間に接続する構成としてもよい。なお、可変リアクタンス回路１２に図７（ａ）から（ｅ）に示した回路以外のもの、例えば集中定数素子のみを用いた回路等を用いてもよい。
【００４０】
図８は並列接続したショートスタブ７と可変リアクタンス回路１２の反射位相を示す。反射位相が０°のとき、回路のインピーダンス（アドミタンス）はオープンであることを表している。また、反射位相が１８０°（あるいは−１８０°）のとき、回路のインピーダンス（アドミタンス）はショートであることを表している。
【００４１】
図８（ａ）において基本波発振周波数がｆ０であるとき、２倍波周波数２ｆ０では反射位相が１８０°となり、インピーダンスはショートになる。
いま、図６に示す高周波発振器の発振周波数を変化させ、基本波発振周波数をｆ０から図８に示すｆ１に変化したとする。このとき図８（ａ）のように、２倍波周波数２ｆ１において反射位相はもはや１８０°とならず、インピーダンスはショートにならない。しかし、図６に示す高周波発振器では、第４のリアクタンス回路に可変リアクタンス回路１２を用いている。このため、このリアクタンスを変化させ、図８（ｂ）に示すように周波数２ｆ１において反射位相を１８０°とすることができ、インピーダンスをショートにすることができる。このとき、基本波発振周波数ｆ１では反射位相は概略０°となり、インピーダンスが概略オープンとなる。したがって、基本波の発振条件に与える影響は少ないまま、発振周波数を変化させても２倍波を高出力化することができる。
【００４２】
実施の形態４．
図９はこの発明の実施の形態４による高周波発振器を示す回路構成図である。図中、図１から図６と同一符号は同一又は相当部分を示し説明を省略する。図９において、１３は第５のリアクタンス回路である可変リアクタンス回路である。
【００４３】
図９の高周波発振器は、反射回路９または共振回路１０等の少なくとも一部を、可変リアクタンス素子を含む回路で構成しており、発振周波数を可変できる可変周波数発振器としている。
【００４４】
また、図９の高周波発振器では、第４のリアクタンス回路として可変リアクタンス回路１２を用い、さらに第５のリアクタンス回路として可変リアクタンス回路１３を用いている。また、可変リアクタンス回路１２と可変リアクタンス回路１３を並列に接続している。可変リアクタンス回路１３の具体的な回路は、図７に示したような回路を用いることができる。
【００４５】
図１０は並列接続した可変リアクタンス回路１２と可変リアクタンス回路１３の反射位相を示す。実施の形態３ではショートスタブ７と可変リアクタンス回路１２を用いていた。このため、基本波発振周波数をｆ０にからｆ１に変化させたとき、可変リアクタンス回路１２のリアクタンスを調整することにより、図８（ｂ）や図１０の点線に示すように、周波数２ｆ１においてはインピーダンスをショートとすることができるが、周波数ｆ１においてはインピーダンスを正確にオープンとすることはできなかった。
【００４６】
図９の構成では可変リアクタンス回路１２と可変リアクタンス回路１３を並列接続していることにより、発振周波数を変化した場合、可変リアクタンス回路１２と可変リアクタンス回路１３の両方のリアクタンスを調整することができる。このため、図１０の実線に示すように、周波数２ｆ１においてインピーダンスを正確にショートとしたうえで、さらに周波数ｆ１においてもインピーダンスを正確にオープンとすることができる。したがって、可変リアクタンス回路１２と可変リアクタンス回路１３を並列に接続することで、基本波の発振条件に与える影響はより少なくでき、発振周波数の変化に追従して２倍波を高出力化することができる。可変リアクタンス回路１２、１３は例えば、図７に示す可変リアクタンス素子を含む回路とすればよいし、他の回路を用いることもできる。
【００４７】
実施の形態５．
図１１はこの発明の実施の形態５による高周波発振器を示す回路構成図である。図中、図１から図９と同一符号は同一又は相当部分を示し説明を省略する。図１１において、１４は直列共振回路である。
【００４８】
図１１に示す実施の形態５による高周波発振器は、バイポーラトランジスタ１のエミッタ端子と、並列接続した可変リアクタンス回路１２、可変リアクタンス回路１３の接続部との間に、共振周波数が２倍の発振周波数と等しい直列共振回路１４を直列に接続した構成である。
【００４９】
高周波発振器の基本波発振周波数をｆ０とすると、２倍波周波数２ｆ０では可変リアクタンス回路１２がショートとなるよう調節されているため、可変リアクタンス回路１２と可変リアクタンス回路１３の接続部のインピーダンスはやはりショートになっている。また、直列共振回路１４は２倍波周波数２ｆ０で共振周波数となるよう設定されている。このため、バイポーラトランジスタ１のエミッタ端子から共振回路１４側を見たインピーダンスも２倍波周波数２ｆ０でショートになる。したがって、２倍波を高出力化することができる。
【００５０】
一方で、並列接続した可変リアクタンス回路１２、可変リアクタンス回路１３のインピーダンスは基本波発振周波数ｆ０ではオープンになっている。したがって、直列共振回路１４を直列に接続しても、インピーダンスの変化は少なく、基本波の発振条件に与える影響は少ない。
【００５１】
図１２（ａ）から（ｃ）は、直列共振回路１４の具体的な回路構成の一例を示したものであり、図中、１５はインダクタ、１６はキャパシタ、１７は伝送線路、１８は可変容量ダイオードである。直列共振回路１４は例えば図１２（ａ）〜（ｃ）に示すようにインダクタ１５とキャパシタ１６が直列に接続された構成であり、キャパシタ１６の代わりに伝送線路１７または可変容量ダイオード１８を用いてもよい。
【００５２】
インダクタ１５は能動素子であるバイポーラトランジスタ１の寄生インダクタを含んだものでもよい。特に、能動素子の第３の端子であるエミッタ端子に寄生インダクタが含まれる場合、第４のリアクタンス回路である可変リアクタンス回路１２を２倍波周波数２ｆ０でショートにしても、エミッタ端子から見たインピーダンスは寄生インダクタによって正確にはショートにならない。しかし、直列共振回路１４のインダクタ１５をエミッタ端子の寄生インダクタを含んだものとすることにより、エミッタ端子から見たインピーダンスを２倍波周波数２ｆ０で正確にショートにすることができ、２倍波出力をさらに高出力化できるという効果が得られる。
【００５３】
なお、本実施の形態において、第４のリアクタンス回路と第５のリアクタンス回路を、それぞれ、可変リアクタンス回路１２と可変リアクタンス回路１３で構成したが、これに限らず、第４のリアクタンス回路と第５のリアクタンス回路の片方、もしくは両方を、リアクタンスの値が固定されたリアクタンス回路としても良い。また反射回路９、共振回路１０は他のリアクタンス回路で構成しても良い。これらの場合でも本実施の形態と同様の効果が得られる。
【符号の説明】
【００５４】
１ バイポーラトランジスタ、２ キャパシタ、３、４ インダクタ、５ 電圧制御電流源、６ ベース−エミッタ間キャパシタ、７ ショートスタブ、８ オープンスタブ、９ 反射回路、１０ 共振回路、１１ａ〜１１ｄ 伝送線路、１２ 可変リアクタンス回路、１３ 可変リアクタンス回路、１４ 直列共振回路、１５ インダクタ、１６ キャパシタ、１７ 伝送線路、１８ 可変容量ダイオード、２０ａ〜２０ｅ 伝送線路、２１ａ、２１ｂ 結合線路、２２ａ〜２２ｅ 可変容量ダイオード、２３ 入力端子
【技術分野】
【０００１】
この発明は、主にマイクロ波やミリ波領域で動作する高周波発振器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の高周波発振器には、例えば非特許文献１に示されるように、第１の直列共振回路と第２の直列共振回路を並列接続した並列共振回路と、並列共振回路と発振出力端子の間に挿入されて負性抵抗を有する能動素子とを備えたものがある。第１の直列共振回路は直列に接続されたインダクタとキャパシタにより構成され、第２の直列共振回路は直列に接続されたインダクタ、キャパシタおよびバラクタダイオードにより構成される。このバラクタダイオードに印加されるＤＣ電圧の大きさを変えると、これに応じてバラクタダイオードの静電容量が変化し、第２の直列共振回路の直列共振周波数を可変できる。
【０００３】
第１の直列共振回路の直列共振周波数を発振周波数よりも高く設定し、第２の直列共振回路の直列共振周波数を発振周波数よりも低く設定して、並列共振回路の並列共振周波数が発振周波数となるようにする。これにより、発振周波数近傍での並列共振回路の反射位相の傾きを、２つの直列共振周波数の差に応じて大きな傾きとすることができる。したがって発振周波数近傍での並列共振回路の外部Ｑを増大させることができ、低位相雑音の出力を得ることができる。
【０００４】
また、特にミリ波帯などの高い周波数では、能動素子の性能が低下するなどの理由から、直接基本波発振により所望波を得る構成よりも、高調波を取り出す構成の方が低位相雑音化に有利である場合がある。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】川上 他、「低位相雑音発振器に用いる２周波共振回路のＱ値解析」、電子情報通信学会、信学技報、ＭＷ２００６―１１７、２００６年１０月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来の高周波発振器は以上のように構成されており、共振器の外部Ｑを高めることおよび高調波を取り出す構成とすることで低位相雑音の高周波出力を得ることができる。しかしながら、高調波の出力電力は基本波の出力電力に比べて低く、発振出力端子から取り出される２倍波出力電力は低くなる。
【０００７】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、位相雑音特性を劣化させずに２倍波等の出力電力が増大する高周波発振器を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明に係る高周波発振器は、
第１の端子、第２の端子、および第３の端子を有する能動素子と、
前記能動素子の前記第１の端子に接続され、所要の周波数において誘導性のインピーダンスとなる第１のリアクタンス回路と、
前記能動素子の前記第２の端子に接続され、前記所要の周波数において誘導性のインピーダンスとなる第２のリアクタンス回路と、
前記能動素子の前記第３の端子に接続され、前記所要の周波数において容量性のインピーダンスとなる第３のリアクタンス回路と、
前記能動素子の前記第３の端子と前記第３のリアクタンス回路の間に並列に接続され、前記所要の周波数の２倍の周波数においてインピーダンスがショートとなる第４のリアクタンス回路と、
前記能動素子の前記第３の端子と前記第３のリアクタンス回路の間に並列に接続され、前記所要の周波数におけるリアクタンスが、前記所要の周波数における前記第４のリアクタンス回路のリアクタンスと絶対値が等しく符号が逆となる第５のリアクタンス回路と、
を備えたことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００９】
この発明によれば、位相雑音特性を劣化させずに２倍波の出力電力を増加することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】この発明の実施の形態１による高周波発振器を示す回路図である。
【図２】直列帰還型発振器を示す等価回路図である。
【図３】この発明の実施の形態２による高周波発振器の動作を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態２による高周波発振器を示す回路図である。
【図５】この発明の実施の形態２による高周波発振器を示す回路図である。
【図６】この発明の実施の形態３による高周波発振器を示す回路図である。
【図７】この発明の実施の形態３による可変リアクタンス回路の構成例を示す回路図である。
【図８】並列接続したショートスタブと可変リアクタンス回路の反射位相の周波数特性の説明図である。
【図９】この発明の実施の形態４による高周波発振器を示す回路図である。
【図１０】並列接続した可変リアクタンス回路の反射位相の周波数特性の説明図である。
【図１１】この発明の実施の形態５による高周波発振器を示す回路図である。
【図１２】この発明の実施の形態５による直列共振回路の構成例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による高周波発振器を示す回路構成図である。なお、各図において、同一符号は同一または相当部分を示す。図１において、１は能動素子であるバイポーラトランジスタ、２は第３のリアクタンス回路であるキャパシタ、３は第１のリアクタンス回路であるインダクタ、４は第２のリアクタンス回路であるインダクタ、７は第５のリアクタンス回路であるショートスタブ、８は第４のリアクタンス回路であるオープンスタブである。
【００１２】
次に動作について説明する。
図１において、能動素子であるバイポーラトランジスタ１の第１の端子であるコレクタ端子（Ｃ）には、誘導性のインピーダンスを有するインダクタ３が接続されている。バイポーラトランジスタ１の第２の端子であるベース端子（Ｂ）には、誘導性のインピーダンスを有するインダクタ４が接続されている。そして、バイポーラトランジスタ１の第３の端子であるエミッタ端子（Ｅ）には、容量性のインピーダンスを有するキャパシタ２が接続されている。このため、図１に示す高周波発振器は、直列帰還型発振器の構成を有しており、周波数ｆ０の基本波発振周波数で発振する。このとき、主にバイポーラトランジスタ１の非線形特性により、発振器の出力周波数には、基本波発振周波数ｆ０の高調波であるｍｆ０（ｍは２以上の整数）の周波数成分も含まれている。
【００１３】
図１の高周波発振器では、このうち発振周波数の２倍高調波である２ｆ０の周波数を取り出す構成としている。
【００１４】
ショートスタブ７とオープンスタブ８の長さは、発振周波数の２倍高調波である２ｆ０の周波数において、λ／４になるように設定されている。ここで、λは当該周波数における、ショートスタブ７およびオープンスタブ８を伝搬する２倍高周波の波長である。
【００１５】
図２は図１に示した直列帰還型発振器の等価回路である。図１のバイポーラトランジスタ１は、電圧制御電流源５とベース・エミッタ間キャパシタ６とに置き換えることができる。バイポーラトランジスタ１のベース端子に印加される電圧は、図２のベース・エミッタ間キャパシタ６とキャパシタ２に分圧される。このため、キャパシタ２のインピーダンスが小さいほど、ベース・エミッタ間キャパシタ６に印加されるベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅは大きくなる。電圧制御電流源５を流れる電流はベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅに比例するので、Ｖｂｅが大きくなるほど、コレクタ端子から出力される電力は大きくなる。このことは、基本波周波数ｆ０、高調波周波数ｍｆ０、それぞれについて成り立っている。
【００１６】
図１のオープンスタブ８の長さは、発振周波数の２倍高調波である２ｆ０の周波数において、λ／４になるように設定されている。したがって、周波数２ｆ０において、エミッタ端子との接続点におけるオープンスタブ８のインピーダンスはショートになる。このため、周波数２ｆ０において、図２のキャパシタ２（静電容量Ｃｅ）は短絡されたように見え、バイポーラトランジスタ１のベース端子に印加される電圧は、ほとんどベース・エミッタ間キャパシタ６のみに印加される。したがって、キャパシタ２が短絡されない場合に比べてＶｂｅが大きくなり、コレクタ端子から出力される周波数２ｆ０の電力は大きくなる。
【００１７】
エミッタ端子からキャパシタ２（静電容量Ｃｅ）側を見たアドミタンスＹｉｎは次式で表される。
【００１８】
【数１】
【００１９】
式（１）において、ｆは周波数、Ｚ０はショートスタブ７およびオープンスタブ８の特性インピーダンスである。この式において、右辺第一項はキャパシタ２のアドミタンス、第二項はショートスタブ７のアドミタンス、第三項はオープンスタブ８のアドミタンスを、それぞれ表している。ショートスタブ７およびオープンスタブ８は無損失と仮定しているが、損失があったとしても式（１）は近似的に成り立つ。
【００２０】
発振周波数の２倍高調波である２ｆ０の周波数において、式（１）は右辺第三項が発散する。すなわち、上述したように、アドミタンスＹｉｎは無限大になり、回路はショートとなる。
【００２１】
一方、基本波の周波数である周波数ｆ０について考えてみる。
周波数ｆ０では、式（１）の右辺第二項のショートスタブ７のアドミタンスと第三項のオープンスタブ８のアドミタンスは打ち消しあう。これは、ショートスタブ７のアドミタンス（サセプタンスあるいはリアクタンス）とオープンスタブ８のアドミタンス（サセプタンスあるいはリアクタンス）が、絶対値は等しく、符号が正負逆になるためである。したがって、式（１）の右辺は第一項のキャパシタ２のアドミタンスのみが残り、ショートスタブ７およびオープンスタブ８のアドミタンスは見えなくなる。すなわち、バイポーラトランジスタ１のエミッタ端子の位置で並列接続したオープンスタブ８とショートスタブ７は、基本波の発振条件には影響を与えない。
【００２２】
さらに、基本波発振周波数ｆ０において、バイポーラトランジスタ１のエミッタ端子から見た反射特性は、キャパシタ２のアドミタンスによる反射特性の位相特性に加え、並列接続したオープンスタブ８とショートスタブ７のアドミタンスによる反射特性の位相特性が加え合わされた位相特性を有するものとなる。このため、周波数ｆ０においてＹｉｎによる反射特性の位相特性は周波数の変化に対して急峻になる。このことにより、高周波発振器の発振器内のループ位相は周波数の変化に対して傾きが大きくなる。発振器内のループ位相の傾きが大きいほど、周波数選択性が強くなり、発振出力信号の位相雑音特性が向上する。このため、並列接続したオープンスタブ８とショートスタブ７により位相雑音特性が向上し、あるいは位相雑音特性の劣化が抑えられる。
【００２３】
以上のように、この発明の実施の形態１による高周波発振器によれば、位相雑音特性を劣化させずに２倍波出力電力が増大するという効果がある。
【００２４】
なお、本実施の形態では、ショートスタブ７とオープンスタブ８の長さを、２ｆ０の周波数において、共にλ／４になるようにしたが、本発明はこれに限らず、ショートスタブ７とオープンスタブ８の長さを、２ｆ０の周波数において、共に（２ｎ＋１）λ／４になるようにしてもよい。ここでｎは０以上の整数である。この場合も、ショートスタブ７とオープンスタブ８を並列接続した回路のアドミタンスは周波数２ｆ０では発散し、周波数ｆ０では０となる。このため、本実施の形態と同様の効果が得られる。
【００２５】
さらに、第４のリアクタンス回路を、オープンスタブ８の代わりに、周波数２ｆ０においてアドミタンスが発散する任意のリアクタンス回路とし、第５のリアクタンス回路を、ショートスタブ７の代わりに、周波数ｆ０においてアドミタンスが第４のリアクタンス回路と絶対値が等しく符号が逆になる任意のリアクタンス回路とすることもできる。このときも、第４のリアクタンス回路と第５のリアクタンス回路との並列回路は、周波数２ｆ０においてアドミタンスが発散し、周波数ｆ０においてアドミタンスが０となるため、本実施の形態と同様の効果が得られる。
【００２６】
なお、インピーダンスやアドミタンス（サセプタンスあるいはリアクタンス）がオープンやショートになり、あるいは発散や０になること、また、絶対値が等しく符号が正負逆になることでアドミタンス等が打ち消しあうこと、リアクタンス回路の抵抗成分（コンダクタンス成分）が０であること、スタブ等の長さがλ／４等になること、等々の諸条件は、接続される回路のインピーダンス等の値から考えて十分に想定値に近い値と言えるものであればよく、当然に許容範囲を有するものである。したがって、この許容範囲内にインピーダンス等やスタブ長等が設定されればよく、本実施の形態と同様の効果が得られるものである。
【００２７】
また、上記実施例では能動素子としてバイポーラトランジスタ１を使用したが、能動素子として電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を使用しても良い。このときは、図１において、能動素子の第１の端子をドレイン端子に、第２の端子をゲート端子に、第３の端子をソース端子に、それぞれ置き換えればよい。このときも、図２の等価回路で表されるような直列帰還型発振器を同様に構成することができるので、本実施の形態と同様の効果が得られる。
【００２８】
実施の形態２．
図３は、この発明の実施の形態２による高周波発振器を示す回路構成図である。図中、図１、図２と同一符号は同一又は相当部分を示し説明を省略する。図３において、９は第１のリアクタンス回路である反射回路、１０は第２のリアクタンス回路である共振回路である。
【００２９】
図３において、反射回路９は基本波発振周波数ｆ０において誘導性のインピーダンスを有している。また、共振回路１０は基本波発振周波数ｆ０の近傍に共振周波数を有しているが、基本波発振周波数ｆ０においては誘導性のインピーダンスを有している。したがって、図３の高周波発振器も、図１と同様に直列帰還型発振器の構成を有しており、基本波発振周波数ｆ０において基本波発振する。
【００３０】
実施の形態１と同様に、図３において、ショートスタブ７とオープンスタブ８の長さは、基本波発振周波数の２倍高調波である２ｆ０の周波数において、λ／４になるように設定されている。したがって、図３の高周波発振器では、実施の形態１と同様に、位相雑音特性を劣化させずに２倍波出力電力を増大することができるという効果が得られる。
【００３１】
図４は、図３に示した高周波発振器の反射回路９と共振回路１０を、それぞれ伝送線路１１ｂ、１１ｃで構成し、第３のリアクタンス回路であるキャパシタ２を伝送線路１１ａで構成した回路図である。また、図５は、能動素子であるバイポーラトランジスタ１のコレクタ端子と反射回路９である伝送線路１１ｂの間に、さらに伝送線路１１ｄを備えたものである。
【００３２】
このように実施の形態２では、第１、第２、および第３のリアクタンス回路をそれぞれ伝送線路で構成できるので、小型に構成できるとともに、実装性に優れるという効果がある。また、第２のリアクタンス回路が共振回路１０として動作するので、高周波発振器の発振器内のループ位相が、周波数の変化に対して急峻になり周波数選択性が強くなる。このため、発振ループのＱ値が高くなり、発振出力信号の位相雑音特性が向上するという効果がある。なお、第１、第２、および第３のリアクタンス回路を必ずしも全て伝送線路で構成する必要はない。また、本実施の形態では、第２のリアクタンス回路を共振回路１０としているが、第１、および第３のリアクタンス回路に共振回路を用いることもでき、この場合も位相雑音特性が向上させることができる。
【００３３】
さらに、図５に示したようにバイポーラトランジスタ１のコレクタ端子と反射回路９である伝送線路１１ｂの間に、さらに伝送線路１１ｄを備えたとき、高周波発振器の発振器内のループ位相を調整することができ、発振条件を調整することができるとともに、所要の周波数において発振させることができるという効果がある。
【００３４】
なお、反射回路９である伝送線路１１ｂは、基本波発振周波数ｆ０において、ほぼλ／４の長さを有するオープンスタブで構成してもよい。このオープンスタブは基本波発振周波数ｆ０の近傍で共振する共振回路としても動作するため、発振ループのＱ値を高くすることができる。また、伝送線路１１ａも特性インピーダンスや線路長を適当な値とすることにより基本波発振周波数ｆ０の近傍で共振する共振回路とすることができ、やはり発振ループのＱ値を高くすることができる。また、第１から第３のリアクタンス回路は、可変リアクタンス素子を含んでもよい。このとき可変リアクタンス素子のリアクタンスを変化することにより、周波数による発振条件を変化させることができ、高周波発振器の発振周波数を可変とすることができる。
【００３５】
実施の形態３．
図６はこの発明の実施の形態３による高周波発振器を示す回路構成図である。図中、図１から図５と同一符号は同一又は相当部分を示し説明を省略する。図６において、１２は第４のリアクタンス回路である可変リアクタンス回路である。
【００３６】
図６の高周波発振器は、反射回路９または共振回路１０等の少なくとも一部を、可変リアクタンス素子を含む回路で構成しており、発振周波数を可変できる可変周波数発振器としている。
【００３７】
また、図６の高周波発振器では、第４のリアクタンス回路として可変リアクタンス回路１２を用いている。可変リアクタンス回路１２の具体的な回路は、図７に示すような回路を用いることができる。
【００３８】
図７（ａ）から（ｅ）は、可変リアクタンス回路１２の具体的な回路構成の一例を示した図であり、図中、２０ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅは伝送線路、２１ａ、ｂは結合線路、２２ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅは可変容量ダイオード、２３は入力端子である。ここに示した結合線路２１ａ、ｂは、２つの伝送線路を近接して配置した構成としたものである。可変容量ダイオード２２ａ〜２２ｅは静電容量を可変してリアクタンスを可変することができる可変リアクタンス素子である。
【００３９】
図７（ａ）では、伝送線路２０ａに接続した可変容量ダイオード２２ａに図示していないバイアス端子から直流電圧を印加し、この印加する電圧を変化させることで、可変容量ダイオード２２ａの静電容量を変化させ、可変容量ダイオード２２ａのリアクタンスを可変としている。これにより、入力端子２３から見た回路のリアクタンスを変化させることができる。したがって、この入力端子２３を図６のエミッタ端子との接続点として、可変リアクタンス回路１２を構成すればよい。また、図７（ｂ）や（ｃ）に示すように、伝送線路２０ａは結合線路２１ａ、２１ｂとしてもよい。また、図７（ｄ）や（ｅ）に示すように可変容量ダイオード２２ｄ、ｅを伝送線路２０ｂ、ｃ、ｄ、ｅの間に接続する構成としてもよい。なお、可変リアクタンス回路１２に図７（ａ）から（ｅ）に示した回路以外のもの、例えば集中定数素子のみを用いた回路等を用いてもよい。
【００４０】
図８は並列接続したショートスタブ７と可変リアクタンス回路１２の反射位相を示す。反射位相が０°のとき、回路のインピーダンス（アドミタンス）はオープンであることを表している。また、反射位相が１８０°（あるいは−１８０°）のとき、回路のインピーダンス（アドミタンス）はショートであることを表している。
【００４１】
図８（ａ）において基本波発振周波数がｆ０であるとき、２倍波周波数２ｆ０では反射位相が１８０°となり、インピーダンスはショートになる。
いま、図６に示す高周波発振器の発振周波数を変化させ、基本波発振周波数をｆ０から図８に示すｆ１に変化したとする。このとき図８（ａ）のように、２倍波周波数２ｆ１において反射位相はもはや１８０°とならず、インピーダンスはショートにならない。しかし、図６に示す高周波発振器では、第４のリアクタンス回路に可変リアクタンス回路１２を用いている。このため、このリアクタンスを変化させ、図８（ｂ）に示すように周波数２ｆ１において反射位相を１８０°とすることができ、インピーダンスをショートにすることができる。このとき、基本波発振周波数ｆ１では反射位相は概略０°となり、インピーダンスが概略オープンとなる。したがって、基本波の発振条件に与える影響は少ないまま、発振周波数を変化させても２倍波を高出力化することができる。
【００４２】
実施の形態４．
図９はこの発明の実施の形態４による高周波発振器を示す回路構成図である。図中、図１から図６と同一符号は同一又は相当部分を示し説明を省略する。図９において、１３は第５のリアクタンス回路である可変リアクタンス回路である。
【００４３】
図９の高周波発振器は、反射回路９または共振回路１０等の少なくとも一部を、可変リアクタンス素子を含む回路で構成しており、発振周波数を可変できる可変周波数発振器としている。
【００４４】
また、図９の高周波発振器では、第４のリアクタンス回路として可変リアクタンス回路１２を用い、さらに第５のリアクタンス回路として可変リアクタンス回路１３を用いている。また、可変リアクタンス回路１２と可変リアクタンス回路１３を並列に接続している。可変リアクタンス回路１３の具体的な回路は、図７に示したような回路を用いることができる。
【００４５】
図１０は並列接続した可変リアクタンス回路１２と可変リアクタンス回路１３の反射位相を示す。実施の形態３ではショートスタブ７と可変リアクタンス回路１２を用いていた。このため、基本波発振周波数をｆ０にからｆ１に変化させたとき、可変リアクタンス回路１２のリアクタンスを調整することにより、図８（ｂ）や図１０の点線に示すように、周波数２ｆ１においてはインピーダンスをショートとすることができるが、周波数ｆ１においてはインピーダンスを正確にオープンとすることはできなかった。
【００４６】
図９の構成では可変リアクタンス回路１２と可変リアクタンス回路１３を並列接続していることにより、発振周波数を変化した場合、可変リアクタンス回路１２と可変リアクタンス回路１３の両方のリアクタンスを調整することができる。このため、図１０の実線に示すように、周波数２ｆ１においてインピーダンスを正確にショートとしたうえで、さらに周波数ｆ１においてもインピーダンスを正確にオープンとすることができる。したがって、可変リアクタンス回路１２と可変リアクタンス回路１３を並列に接続することで、基本波の発振条件に与える影響はより少なくでき、発振周波数の変化に追従して２倍波を高出力化することができる。可変リアクタンス回路１２、１３は例えば、図７に示す可変リアクタンス素子を含む回路とすればよいし、他の回路を用いることもできる。
【００４７】
実施の形態５．
図１１はこの発明の実施の形態５による高周波発振器を示す回路構成図である。図中、図１から図９と同一符号は同一又は相当部分を示し説明を省略する。図１１において、１４は直列共振回路である。
【００４８】
図１１に示す実施の形態５による高周波発振器は、バイポーラトランジスタ１のエミッタ端子と、並列接続した可変リアクタンス回路１２、可変リアクタンス回路１３の接続部との間に、共振周波数が２倍の発振周波数と等しい直列共振回路１４を直列に接続した構成である。
【００４９】
高周波発振器の基本波発振周波数をｆ０とすると、２倍波周波数２ｆ０では可変リアクタンス回路１２がショートとなるよう調節されているため、可変リアクタンス回路１２と可変リアクタンス回路１３の接続部のインピーダンスはやはりショートになっている。また、直列共振回路１４は２倍波周波数２ｆ０で共振周波数となるよう設定されている。このため、バイポーラトランジスタ１のエミッタ端子から共振回路１４側を見たインピーダンスも２倍波周波数２ｆ０でショートになる。したがって、２倍波を高出力化することができる。
【００５０】
一方で、並列接続した可変リアクタンス回路１２、可変リアクタンス回路１３のインピーダンスは基本波発振周波数ｆ０ではオープンになっている。したがって、直列共振回路１４を直列に接続しても、インピーダンスの変化は少なく、基本波の発振条件に与える影響は少ない。
【００５１】
図１２（ａ）から（ｃ）は、直列共振回路１４の具体的な回路構成の一例を示したものであり、図中、１５はインダクタ、１６はキャパシタ、１７は伝送線路、１８は可変容量ダイオードである。直列共振回路１４は例えば図１２（ａ）〜（ｃ）に示すようにインダクタ１５とキャパシタ１６が直列に接続された構成であり、キャパシタ１６の代わりに伝送線路１７または可変容量ダイオード１８を用いてもよい。
【００５２】
インダクタ１５は能動素子であるバイポーラトランジスタ１の寄生インダクタを含んだものでもよい。特に、能動素子の第３の端子であるエミッタ端子に寄生インダクタが含まれる場合、第４のリアクタンス回路である可変リアクタンス回路１２を２倍波周波数２ｆ０でショートにしても、エミッタ端子から見たインピーダンスは寄生インダクタによって正確にはショートにならない。しかし、直列共振回路１４のインダクタ１５をエミッタ端子の寄生インダクタを含んだものとすることにより、エミッタ端子から見たインピーダンスを２倍波周波数２ｆ０で正確にショートにすることができ、２倍波出力をさらに高出力化できるという効果が得られる。
【００５３】
なお、本実施の形態において、第４のリアクタンス回路と第５のリアクタンス回路を、それぞれ、可変リアクタンス回路１２と可変リアクタンス回路１３で構成したが、これに限らず、第４のリアクタンス回路と第５のリアクタンス回路の片方、もしくは両方を、リアクタンスの値が固定されたリアクタンス回路としても良い。また反射回路９、共振回路１０は他のリアクタンス回路で構成しても良い。これらの場合でも本実施の形態と同様の効果が得られる。
【符号の説明】
【００５４】
１ バイポーラトランジスタ、２ キャパシタ、３、４ インダクタ、５ 電圧制御電流源、６ ベース−エミッタ間キャパシタ、７ ショートスタブ、８ オープンスタブ、９ 反射回路、１０ 共振回路、１１ａ〜１１ｄ 伝送線路、１２ 可変リアクタンス回路、１３ 可変リアクタンス回路、１４ 直列共振回路、１５ インダクタ、１６ キャパシタ、１７ 伝送線路、１８ 可変容量ダイオード、２０ａ〜２０ｅ 伝送線路、２１ａ、２１ｂ 結合線路、２２ａ〜２２ｅ 可変容量ダイオード、２３ 入力端子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の端子、第２の端子、および第３の端子を有する能動素子と、
前記能動素子の前記第１の端子に接続され、所要の周波数において誘導性のインピーダンスとなる第１のリアクタンス回路と、
前記能動素子の前記第２の端子に接続され、前記所要の周波数において誘導性のインピーダンスとなる第２のリアクタンス回路と、
前記能動素子の前記第３の端子に接続され、前記所要の周波数において容量性のインピーダンスとなる第３のリアクタンス回路と、
前記能動素子の前記第３の端子と前記第３のリアクタンス回路の間に並列に接続され、前記所要の周波数の２倍の周波数においてインピーダンスがショートとなる第４のリアクタンス回路と、
前記能動素子の前記第３の端子と前記第３のリアクタンス回路の間に並列に接続され、前記所要の周波数におけるリアクタンスが、前記所要の周波数における前記第４のリアクタンス回路のリアクタンスと絶対値が等しく符号が逆となる第５のリアクタンス回路と、
を備えたことを特徴とする高周波発振器。
【請求項２】
前記第４のリアクタンス回路はオープンスタブであり、前記第５のリアクタンス回路はショートスタブであり、
前記オープンスタブおよび前記ショートスタブを伝搬する高周波の、前記所要の周波数の２倍の周波数における波長をλとし、ｎを０以上の整数としたとき、前記オープンスタブと前記ショートスタブの長さが、共に（２ｎ＋１）λ／４であることを特徴とする請求項１に記載の高周波発振器。
【請求項３】
前記第１から第３のリアクタンス回路の少なくとも１つを伝送線路で構成したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の高周波発振器。
【請求項４】
前記第１から第３のリアクタンス回路の少なくとも１つに可変リアクタンス素子を有し前記所要の周波数を可変とするとともに、前記第４のリアクタンス回路は可変リアクタンス素子を有することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の高周波発振器。
【請求項５】
前記第５のリアクタンス回路は可変リアクタンス素子を有することを特徴とする請求項４に記載の高周波発振器。
【請求項６】
前記第３の端子と前記第３のリアクタンス回路との間に、共振周波数が前記所要の周波数の２倍の周波数である直列共振回路を直列に接続したことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載の高周波発振器。
【請求項７】
前記第１から第３のリアクタンス回路の少なくとも１つに、前記所要の周波数の近傍に共振周波数を有する共振回路を含むことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の高周波発振器。
【請求項１】
第１の端子、第２の端子、および第３の端子を有する能動素子と、
前記能動素子の前記第１の端子に接続され、所要の周波数において誘導性のインピーダンスとなる第１のリアクタンス回路と、
前記能動素子の前記第２の端子に接続され、前記所要の周波数において誘導性のインピーダンスとなる第２のリアクタンス回路と、
前記能動素子の前記第３の端子に接続され、前記所要の周波数において容量性のインピーダンスとなる第３のリアクタンス回路と、
前記能動素子の前記第３の端子と前記第３のリアクタンス回路の間に並列に接続され、前記所要の周波数の２倍の周波数においてインピーダンスがショートとなる第４のリアクタンス回路と、
前記能動素子の前記第３の端子と前記第３のリアクタンス回路の間に並列に接続され、前記所要の周波数におけるリアクタンスが、前記所要の周波数における前記第４のリアクタンス回路のリアクタンスと絶対値が等しく符号が逆となる第５のリアクタンス回路と、
を備えたことを特徴とする高周波発振器。
【請求項２】
前記第４のリアクタンス回路はオープンスタブであり、前記第５のリアクタンス回路はショートスタブであり、
前記オープンスタブおよび前記ショートスタブを伝搬する高周波の、前記所要の周波数の２倍の周波数における波長をλとし、ｎを０以上の整数としたとき、前記オープンスタブと前記ショートスタブの長さが、共に（２ｎ＋１）λ／４であることを特徴とする請求項１に記載の高周波発振器。
【請求項３】
前記第１から第３のリアクタンス回路の少なくとも１つを伝送線路で構成したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の高周波発振器。
【請求項４】
前記第１から第３のリアクタンス回路の少なくとも１つに可変リアクタンス素子を有し前記所要の周波数を可変とするとともに、前記第４のリアクタンス回路は可変リアクタンス素子を有することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の高周波発振器。
【請求項５】
前記第５のリアクタンス回路は可変リアクタンス素子を有することを特徴とする請求項４に記載の高周波発振器。
【請求項６】
前記第３の端子と前記第３のリアクタンス回路との間に、共振周波数が前記所要の周波数の２倍の周波数である直列共振回路を直列に接続したことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載の高周波発振器。
【請求項７】
前記第１から第３のリアクタンス回路の少なくとも１つに、前記所要の周波数の近傍に共振周波数を有する共振回路を含むことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の高周波発振器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１２−１７５６３０（Ｐ２０１２−１７５６３０Ａ）
【公開日】平成２４年９月１０日（２０１２．９．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−３８３５８（Ｐ２０１１−３８３５８）
【出願日】平成２３年２月２４日（２０１１．２．２４）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年９月１０日（２０１２．９．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年２月２４日（２０１１．２．２４）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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