ＲＦパワーモジュール
【課題】多段増幅段を含むＲＦ電力増幅回路の低パワーおよび中間パワー時における電力付加効率(ＰＡＥ)の低下を軽減する。
【解決手段】ＲＦ電力増幅回路313は、前段増幅器310、後段増幅器311、制御部312を具備する。前段増幅器310はＲＦ送信入力信号Ｐinに応答して、前段増幅器310の出力の増幅信号に後段増幅器311が応答する。制御部312は、出力電力制御電圧Ｖapcに応答して、前段増幅器310と前記後段増幅器311のアイドリング電流を制御して前段増幅器310と前記後段増幅器311の利得を制御する。出力電力制御電圧Ｖapcに応答して、前段増幅器310のアイドリング電流と利得とは第１の連続関数2ndAmpに従って連続的に変化して、後段増幅器311のアイドリング電流と利得とは第２の連続関数3rdAmpに従って連続的に変化する。第２の連続関数3rdAmpは、第１の連続関数2ndAmpよりも１次以上高次の関数である。
【解決手段】ＲＦ電力増幅回路313は、前段増幅器310、後段増幅器311、制御部312を具備する。前段増幅器310はＲＦ送信入力信号Ｐinに応答して、前段増幅器310の出力の増幅信号に後段増幅器311が応答する。制御部312は、出力電力制御電圧Ｖapcに応答して、前段増幅器310と前記後段増幅器311のアイドリング電流を制御して前段増幅器310と前記後段増幅器311の利得を制御する。出力電力制御電圧Ｖapcに応答して、前段増幅器310のアイドリング電流と利得とは第１の連続関数2ndAmpに従って連続的に変化して、後段増幅器311のアイドリング電流と利得とは第２の連続関数3rdAmpに従って連続的に変化する。第２の連続関数3rdAmpは、第１の連続関数2ndAmpよりも１次以上高次の関数である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＲＦ電力増幅回路およびそれを使用したＲＦパワーモジュールに関し、特に多段増幅段を含むＲＦ電力増幅回路の低パワーおよび中間パワー時における電力付加効率(ＰＡＥ)の低下を軽減するのに有効な技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＧＳＭ(Global System for Mobile Communications)やＧＰＲＳ(General Packet Radio Service)等に代表される移動体通信システムは略全世界で使用されており、今後も利用され続けると予測されている。ＧＳＭやＧＰＲＳ等の移動体通信システムでは、基地局と携帯端末機器との間の通信距離に応じて、携帯端末機器の送信出力電力を制御することが要求される。この送信出力の電力制御は、携帯端末機器に搭載されるＲＦ電力増幅器の電力利得を制御電圧で制御することによって実現されている。
【０００３】
下記特許文献１には、無線通信システムのＲＦ電力増幅回路の多段増幅段の各段のトランジスタのゲート・バイアス電圧を出力電力制御電圧に応答して変化させることが記載されている。
【０００４】
下記特許文献２には、下記特許文献１と同様に無線通信システムのＲＦ電力増幅回路の多段増幅段の各段のトランジスタのゲート・バイアス電圧を出力電力制御電圧に応答して変化させることが記載されている。多段増幅段の各段のＮチャンネルＭＯＳトランジスタのゲート・バイアス電圧を発生するバイアス回路は、各ＮチャンネルＭＯＳトランジスタとカレントミラー接続されるバイアス用トランジスタを含む。バイアス用トランジスタのゲートとドレインが接続されることによって、バイアス用トランジスタはダイオード接続されている。各バイアス用トランジスタには、ＰチャンネルＭＯＳトランジスのドレインからバイアス電流が供給される。ＰチャンネルＭＯＳトランジスのソースは電源電圧に接続される一方、ＰチャンネルＭＯＳトランジスのゲートは演算増幅器の出力端子の電圧によって制御される。ＰチャンネルＭＯＳトランジスのバイアス電流は、演算増幅器の非反転入力端子に接続された抵抗の電圧降下によって制御される。この抵抗の電圧降下は、演算増幅器の反転入力端子に供給される出力電力制御電圧によって制御される。
【０００５】
下記特許文献３には、ローパワー時における電力効率を向上するために、出力レベル制御信号に応答して制御される電源電圧が供給されるＲＦ電力増幅器の多段増幅器の最終増幅段のトランジスタのゲート・バイアス電圧を出力レベル制御信号に応じて段階的に切り換えて、ローパワー時のバイアス電圧をハイパワー時のバイアス電圧よりも低くすることが記載されている。
【０００６】
また、下記特許文献２に記載のＲＦ電力増幅回路では、バイアス電流設定用のＰチャンネルＭＯＳトランジスのドレイン電流は２乗根回路の入力端子に供給され、この２乗根回路の出力端子から生成される２乗根変換された出力電流がバイアス電流設定用の抵抗に供給される。従って、ＲＦ電力増幅回路の多段増幅段の各段のトランジスタのバイアス電流は出力電力制御電圧の２乗に比例した値となるので、出力電力制御電圧の変化に応答する送信出力電力の急峻な変化を緩和することが可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００４−１９３８４６号 公報
【特許文献２】特開２００６−２７０６７０号 公報
【特許文献３】特開２００５−２１７５５８号 公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ＧＳＭやＧＰＲＳ等の移動体通信システムでは、ディジタル変調方式にはＧＭＳＫ(Gaussian filtered Minimum Shift Keying)が使用され、多重化方式にはＴＤＭＡ(Time Division Multiple Access：時分割多重アクセス)が使用されている。従って、ディジタル変調された信号は、所定の周期の矩形状パルスとして携帯端末機器に搭載されるＲＦ電力増幅器から基地局へ送出される必要がある。また、ＲＦ電力増幅器が送信信号を送出する際のパルスの形状およびパルスの立ち上り／立ち下り時の変調スペクトルの形状は、その許容値が移動体通信システムの規格によって規格化されている。制御電圧に対する電力利得の変化率に不連続点が存在すると、この規格を逸脱するようなパルス形状となることや、変調スペクトルに不要信号が発生することが知られている。これを避けるためには、ＲＦ電力増幅器の電力利得を制御電圧の増加に対して連続的に単調増加させることが有効である。上記特許文献３に記載されたＲＦ電力増幅器によればローパワー時の電力効率を向上することが可能であるが、最終増幅段のトランジスタのバイアス電圧が不連続的に段階的に切り換えられる。その結果、上記特許文献３に記載のＲＦ電力増幅器では、ランプアップ時およびランプダウン時にスプリアスが発生すると言う問題が本発明者等の検討によって明らかとされた。
【０００９】
本発明者等は本発明に先立って、携帯端末機器に搭載されるＲＦ電力増幅回路の研究・開発に従事した。
【００１０】
図２は、本発明に先立って本発明者等によって検討された３段増幅段のＲＦ電力増幅回路の構成を示す図である。
【００１１】
図２に示すＲＦ電力増幅回路では、入力端子103に供給されるＲＦ送信入力信号Ｐinは各段増幅器105、106、107で増幅され、出力端子104からＲＦ送信出力信号Ｐoutが生成される。各段増幅器105、106、107の入出力インピーダンスの変換を行ってインピーダンス不整合による送信信号の反射損失を低減させるために、各増幅トランジスタ105、106、107には受動素子で構成された整合回路(ＭＮ)108、109、110が接続されている。電源電圧Ｖddは、電源電圧供給端子101、101A、101B、101Cから供給される。多段増幅段のＲＦ電力増幅器の電力利得は、端子102に供給される出力電力制御電圧Ｖapcを線形電圧電流変換器118が電流に変換して、この変換電流をダイオード接続されたバイアストランジスタ112、113、114に供給して、増幅トランジスタ105、106、107にアイドリング電流(バイアス電流)の値を設定することによって行われる。また低インピーダンスのダイオード接続のバイアストランジスタ112、113、114に高レベルのＲＦ増幅信号が流入するのを軽減するため、ダイオード接続のバイアストランジスタ112、113、114に抵抗115、116、117が接続されている。
【００１２】
次に、図２に示した３段増幅段のＲＦ電力増幅回路におけるＲＦ送信出力電力の制御機能について、説明する。
【００１３】
ＲＦ送信出力電力の制御は、各増幅トランジスタ105、106、107の増幅利得が各アイドリング電流(バイアス電流)の値に依存する性質を利用して次に説明する機構で実行されるものである。
【００１４】
まず出力電力制御電圧Ｖapcが電圧電流変換器118の入力端子102に印加されると、分圧抵抗129、130によって生成される分圧電圧が演算増幅器128の反転入力端子に供給される。すると、演算増幅器128と、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ126と、抵抗127とで構成された回路は、分圧電圧に比例した電流をＰチャンネルＭＯＳトランジスタ126と抵抗127との直列回路に流入するように動作する。ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ126、122とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ124、125とＰチャンネルＭＯＳトランジスタ123、119、120、121とはそれぞれカレントミラー回路を構成しており、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ126に流れる電流のミラー比倍された電流がダイオード接続されたバイアストランジスタ112、113、114に流れるものとなる。各バイアストランジスタ112、113、114と各増幅トランジスタ105、106、107もまた、カレントミラー回路を構成しており、各ミラー比倍の電流が各増幅トランジスタ105、106、107に流れて、アイドリング電流(バイアス電流)の値が設定される。
【００１５】
上述した複数のカレントミラー回路の各々のミラー比は、通常、出力電力制御電圧Ｖapcが最大となった際に、移動体通信システムの規格の最大出力電力Ｐout(max)が図２に示した３段増幅段のＲＦ電力増幅回路によって得られるような各アイドリング電流(バイアス電流)となるように選定される。
【００１６】
図３は、図２に示した本発明に先立って本発明者等によって検討されたＲＦ電力増幅回路の３段増幅段の各増幅段の各増幅トランジスタ105、106、107に流れるアイドリング電流(バイアス電流)の電流密度Jqの出力電力制御電圧Ｖapcに応答する依存性を示す図である。尚、図３にて、縦軸は各増幅トランジスタに流れるアイドリング電流(バイアス電流)の電流密度Jqの値を示し、横軸は出力電力制御電圧Ｖapcの値を示し、出力電力制御電圧Ｖapcの最大値Ｖapc(max)に対応してアイドリング電流(バイアス電流)の電流密度の最大値Jq_maxが各増幅トランジスタに流れるものである。
【００１７】
この図３に示すように、同一の出力電力制御電圧Ｖapcの値に応答して第１段目の増幅トランジスタ105と第２段目の増幅トランジスタ106と第３段目の増幅トランジスタ107にそれぞれ流れるアイドリング電流(バイアス電流)の電流密度Jqの値は同一の値となっている。
【００１８】
一方、多段増幅段によって構成されたＲＦ電力増幅回路においては、第１段目の増幅トランジスタ105は比較的小さなデバイス・サイズとされ、第２段目の増幅トランジスタ106は中間のデバイス・サイズとされ、最終段の第３段目の増幅トランジスタ107は比較的大きなデバイス・サイズとされている。すなわち、ＲＦ電力増幅回路では、初段増幅段から中間増幅段を介して最終増幅段まで各ＲＦ入力信号の信号レベルの増加に対応して各増幅段の増幅トランジスタのデバイス・サイズが増加され、ＲＦ電力増幅回路の電力付加効率(ＰＡＥ：Power Added Efficiency)が改善される。もしも初段増幅段および中間増幅段の増幅トランジスタが最終増幅段の増幅トランジスタのような大きなデバイス・サイズを有していたとすると、各ＲＦ入力信号の小さな信号レベルと比較して必要以上に大きなアイドリング電流(バイアス電流)が初段増幅段および中間増幅段の増幅トランジスタに流れ、ＲＦ電力増幅回路の電力付加効率(ＰＡＥ)が低下するものとなる。また、ＲＦ電力増幅回路の第１段目の増幅トランジスタ105と第２段目の増幅トランジスタ106と第３段目の増幅トランジスタ107の各デバイス・サイズは、ＲＦ電力増幅回路が規格の最大出力電力Ｐout(max)を生成する際に各増幅段の電力効率が最大となるように設定される。ＲＦ電力増幅回路の各増幅段の増幅トランジスタの各デバイス・サイズと各アイドリング電流(バイアス電流)の電流密度Jqの値を適切に設定することよって、最大出力電力Ｐout(max)を生成する際の各増幅段のインピーダンス不整合による信号損失が最小化されて、各増幅段の電力効率が最大化される。
【００１９】
このようにＲＦ電力増幅回路の初段、中間段、最終段の順序で各増幅段の増幅トランジスタのデバイス・サイズを増加させて最適化することによって、最大出力電力Ｐout(max)を生成する際のＲＦ電力増幅回路の電力付加効率(ＰＡＥ)を改善することができる。
【００２０】
しかし、最大出力電力Ｐout(max)よりも低い出力電力ＰoutをＲＦ電力増幅回路が生成する際に電力付加効率(ＰＡＥ)の低下が発生することが、本発明者等の検討によって明らかとされた。この低パワー時および中間パワー時の電力付加効率(ＰＡＥ)の低下の原因は、下記のように説明される。
【００２１】
すなわち、ＲＦ電力増幅回路から生成される出力電力Ｐoutが最大出力電力Ｐout(max)よりも低下すると、第１段目と第２段目との前段増幅段のインピーダンス不整合による信号損失が増加するので第３段目の最終増幅段の入力電圧振幅Ｖminが低下する。この時には、第３段目の最終増幅段のアイドリング電流(バイアス電流)の値も低下しているが、それ以上に第３段目の最終増幅段の入力電圧振幅Ｖminの低下が顕著となっている。従って、低パワー時および中間パワー時には第３段目の最終増幅段の電力効率が低下するので、ＲＦ電力増幅回路の電力付加効率(ＰＡＥ)が低下するものである。このメカニズムは、更に下記のように詳細に説明される。
【００２２】
ＲＦ電力増幅回路の第１段目と第２段目と第３段目の各増幅トランジスタがアイドリング電流(バイアス電流)の電流密度Jqにおいて正のサイクルと負のサイクルの出力信号振幅の電流密度Ｊcmを生成するＡ級動作を行っている際の各増幅トランジスタの電力効率ηは、下記(１)式によって与えられることができる。
【００２３】
【数１】
【００２４】
一方、各増幅トランジスタの相互コンダクタンスと入力電圧振幅とをそれぞれｇmとＶminとすると、各増幅トランジスタの出力信号振幅の電流密度Ｊcmは、下記(２)式によって与えられることができる。
【００２５】
【数２】
【００２６】
上記(２)式を上記(１)式に代入することによって、下記(３)式を得ることができる。
【００２７】
【数３】
【００２８】
上記(３)式から、第３段目の最終増幅段のアイドリング(バイアス)電流密度Jqの低下よりもその入力電圧振幅Ｖminの低下が顕著となると、第３段目の最終増幅段の増幅トランジスタの電力効率ηが低下することが理解される。
【００２９】
本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等の検討の結果、なされたものである。
【００３０】
従って、本発明の目的とするところは、多段増幅段を含むＲＦ電力増幅回路の低パワーおよび中間パワー時における電力付加効率(ＰＡＥ)の低下を軽減することにある。
【００３１】
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。
【００３３】
すなわち、本発明の代表的なＲＦ電力増幅回路(313)は、前段増幅器(310)と、後段増幅器(311)と、制御部(312)とを具備する。
【００３４】
前記前段増幅器(310)の入力端子はＲＦ送信入力信号(Ｐin)に応答可能とされ、前記前段増幅器(310)の出力端子に生成される増幅信号に前記後段増幅器(311)の入力端子が応答可能とされる。
【００３５】
前記制御部(312)は、電力制御電圧(Ｖapc)に応答して、前記前段増幅器(310)のアイドリング電流と前記後段増幅器(311)のアイドリング電流とを制御することによって前記前段増幅器(310)の利得と前記後段増幅器(311)の利得とを制御可能とされる(図１参照)。
【００３６】
前記電力制御電圧(Ｖapc)に応答して、前記前段増幅器(310)の前記アイドリング電流と前記利得とは第１の連続関数(2ndAmp)に従って連続的に変化して、前記後段増幅器(311)の前記アイドリング電流と前記利得とは第２の連続関数(3rdAmp)に従って連続的に変化する。
【００３７】
前記第２の連続関数(3rdAmp)は、前記第１の連続関数(2ndAmp)よりも１次以上高次の関数であることを特徴とする(図４参照)。
【発明の効果】
【００３８】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。すなわち、多段増幅段を含むＲＦ電力増幅回路の低パワーおよび中間パワー時における電力付加効率(ＰＡＥ)の低下を軽減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】図１は、本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅回路の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、本発明に先立って本発明者等によって検討された３段増幅段のＲＦ電力増幅回路の構成を示す図である。
【図３】図３は、図２に示した本発明に先立って本発明者等によって検討されたＲＦ電力増幅回路の３段増幅段の各増幅段の各増幅トランジスタに流れるアイドリング電流の電流密度の出力電力制御電圧に応答する依存性を示す図である。
【図４】図４は、図１に示したＲＦ電力増幅回路の第１段増幅器と第２段増幅器と第３段増幅器の各アイドリング電流の電流密度の出力電力制御電圧に対する特性を示す図である。
【図５】図５は、変形の実施の形態である本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅回路の構成を示すブロック図である。
【図６】図６は、具体的な実施の形態である本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅回路の構成を示すブロック図である。
【図７】図７は、図６に示した本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅回路の電流-電流連続関数生成回路に含まれる電流２乗回路の構成を示す図である。
【図８】図８は、図６に示した本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅回路の電流-電流連続関数生成回路に含まれる電流３乗回路の構成を示す図である。
【図９】図９は、本発明の実施の形態４によるＲＦパワーモジュールの構成を示すブロック図である。
【図１０】図１０は、図１に示す本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路と図２に示す本発明に先立って本発明者等によって検討されたＲＦ電力増幅回路の出力電力制御電圧対ＲＦ送信出力信号の特性を示す図である。
【図１１】図１１は、図１に示す本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路と図２に示す本発明に先立って本発明者等によって検討されたＲＦ電力増幅回路のＲＦ送信出力信号対電力付加効率の特性を示す図である。
【図１２】図１２は、図6に示した実施の形態ではＲＦ電力増幅回路に含まれた増幅トランジスタとバイアス用トランジスタとしてのＮチャンネルＭＯＳトランジスタをＨＢＴ等のＮＰＮ型バイポーラ・トランジスタに置換した場合の本発明の他の実施の形態によるＲＦ電力増幅回路の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００４０】
１．実施の形態の概要
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
【００４１】
〔１〕本発明の代表的な実施の形態によるＲＦ電力増幅回路(313)は、前段増幅器(310)と、後段増幅器(311)と、制御部(312)とを具備する。
【００４２】
前記前段増幅器(310)の入力端子はＲＦ送信入力信号(Ｐin)に応答可能とされ、前記前段増幅器(310)の出力端子に生成される増幅信号に前記後段増幅器(311)の入力端子が応答可能とされている。
【００４３】
前記制御部(312)は、制御入力端子に供給される電力制御電圧(Ｖapc)に応答して、前記前段増幅器(310)のアイドリング電流と前記後段増幅器(311)のアイドリング電流とを制御することによって前記前段増幅器(310)の利得と前記後段増幅器(311)の利得とを制御可能とされている(図１参照)。
【００４４】
前記電力制御電圧(Ｖapc)に応答して、前記前段増幅器(310)の前記アイドリング電流と前記利得とは第１の連続関数(2ndAmp)に従って連続的に変化して、前記後段増幅器(311)の前記アイドリング電流と前記利得とは第２の連続関数(3rdAmp)に従って連続的に変化するものである。
【００４５】
前記第２の連続関数(3rdAmp)は、前記第１の連続関数(2ndAmp)よりも１次以上高次の関数であることを特徴とする(図４参照)。
【００４６】
前記実施の形態によれば、多段増幅段を含むＲＦ電力増幅回路の低パワーおよび中間パワー時における電力付加効率(ＰＡＥ)の低下を軽減することができる。
【００４７】
好適な実施の形態では、前記前段増幅器(310)の増幅トランジスタのデバイス・サイズよりも前記後段増幅器(311)の増幅トランジスタのデバイス・サイズが大きく設定されている。
【００４８】
所定のレベルの前記電力制御電圧(Ｖapc)に応答して、前記前段増幅器(310)の前記アイドリング電流の電流密度よりも前記後段増幅器(311)の前記アイドリング電流の電流密度が低く設定されることを特徴とする(図４参照)。
【００４９】
前記好適な実施の形態によれば、ＲＦ電力増幅回路が低パワーおよび中間パワーのＲＦ送信出力信号を生成する際に、前段増幅段のインピーダンス不整合による信号損失増大によって後段増幅段の入力電圧振幅の低下が後段増幅段のアイドリング電流密度の低下よりも顕著となることが軽減されることができる。
【００５０】
他の好適な実施の形態では、前記電力制御電圧(Ｖapc)に応答して、前記前段増幅器(309)の前記アイドリング電流と前記利得とは第１の連続関数(1stAmp)としての線形特性に従って連続的に変化するものであり、
前記電力制御電圧(Ｖapc)に応答して、前記後段増幅器(310、311)の前記アイドリング電流と前記利得とは第２の連続関数(2ndAmp、3rdAmp)としての２乗特性または３乗特性に従って連続的に変化することを特徴とする(図４参照)。
【００５１】
更に他の好適な実施の形態では、前記制御部(610、620、630)は、前記電力制御電圧(Ｖapc)に応答して前記線形特性に従って連続的に変化する第１のバイアス電流と前記２乗特性または前記３乗特性に従って連続的に変化する第２のバイアス電流とを生成するものである。
【００５２】
前記ＲＦ電力増幅回路(313)は、第１のバイアス用トランジスタ(631)と第２のバイアス用トランジスタ(632、633)とを更に具備する。
【００５３】
前記第１のバイアス用トランジスタ(631)は前記前段増幅器の前記増幅トランジスタ(641)とカレントミラー接続されており、前記第２のバイアス用トランジスタ(632、633)は前記後段増幅器の前記増幅トランジスタ(642、643)とカレントミラー接続されている。
【００５４】
前記制御部(610、620、630)から生成される前記第１のバイアス電流と前記第２のバイアス電流は、前記第１のバイアス用トランジスタ(631)と前記第２のバイアス用トランジスタ(632、633)とにそれぞれ供給されることを特徴とする(図６参照)。
【００５５】
より好適な実施の形態では、前記制御部(610、620)はＣＭＯＳトランジスタを含むモノリシック集積回路で構成されたことを特徴とする(図６参照)。
【００５６】
更により好適な実施の形態では、前記前段増幅器の前記増幅トランジスタ(641)と前記後段増幅器の前記増幅トランジスタ(642、643)と前記第１のバイアス用トランジスタ(631)と前記第２のバイアス用トランジスタ(632、633)とは、ＭＯＳトランジスタで構成されたことを特徴とする(図６参照)。
【００５７】
具体的な一つの実施の形態では、前記前段増幅器の前記増幅トランジスタ(641)と前記後段増幅器の前記増幅トランジスタ(642、643)と前記第１のバイアス用トランジスタ(631)と前記第２のバイアス用トランジスタ(632、633)とは、バイポーラ・トランジスタで構成されたことを特徴とする(図１２参照)。
【００５８】
より具体的な一つの実施の形態は、前記ＭＯＳトランジスタはＬＤＭＯＳトランジスタであることを特徴とする。
【００５９】
更により具体的な一つの実施の形態は、前記バイポーラ・トランジスタはヘテロ接合バイポーラ・トランジスタであることを特徴とする。
【００６０】
〔２〕本発明の別の観点の代表的な実施の形態によるＲＦパワーモジュールは、第１の周波数帯域のＲＦ送信入力信号(Ｐin_GSM)を増幅する第１のＲＦ電力増幅回路(911)と、第２の周波数帯域のＲＦ送信入力信号(Ｐin_DCS)を増幅する第２のＲＦ電力増幅回路(921)と、出力電力制御部(930、915)とを具備する。
【００６１】
前記出力電力制御部(930、915)は、第１の電力検波器(932)と、第２の電力検波器(933)と、誤差増幅器(934)とを含むものである。
【００６２】
前記第１の電力検波器(932)は、前記第１のＲＦ電力増幅回路(911)の出力端子から生成される第１のＲＦ送信信号のレベルを検出する。
【００６３】
前記第２の電力検波器(933)は、前記第２のＲＦ電力増幅回路(921)の出力端子から生成される第２のＲＦ送信信号のレベルを検出する。
【００６４】
前記誤差増幅器(934)は、外部制御電圧(Ｖramp)と前記第１の電力検波器(932)および前記第２の電力検波器(933)の検波出力電圧(Ｖdet)との差に応答して電力制御電圧(Ｖapc)を生成する(図９参照)。
【００６５】
前記第１のＲＦ電力増幅回路(911)と前記第２のＲＦ電力増幅回路(921)の各ＲＦ電力増幅回路(313)は、前段増幅器(310)と、後段増幅器(311)と、制御部(312)とを有する。
【００６６】
前記前段増幅器(310)の入力端子はＲＦ送信入力信号(Ｐin)に応答可能とされ、前記前段増幅器(310)の出力端子に生成される増幅信号に前記後段増幅器(311)の入力端子が応答可能とされている。
【００６７】
前記制御部(312)は、制御入力端子に供給される前記電力制御電圧(Ｖapc)に応答して、前記前段増幅器(310)のアイドリング電流と前記後段増幅器(311)のアイドリング電流とを制御することによって前記前段増幅器(310)の利得と前記後段増幅器(311)の利得とを制御可能とされている(図１参照)。
【００６８】
前記電力制御電圧(Ｖapc)に応答して、前記前段増幅器(310)の前記アイドリング電流と前記利得とは第１の連続関数(2ndAmp)に従って連続的に変化して、前記後段増幅器(311)の前記アイドリング電流と前記利得とは第２の連続関数(3rdAmp)に従って連続的に変化するものである。
【００６９】
前記第２の連続関数(3rdAmp)は、前記第１の連続関数(2ndAmp)よりも１次以上高次の関数であることを特徴とする(図４参照)。
【００７０】
前記実施の形態によれば、多段増幅段を含むＲＦ電力増幅回路の低パワーおよび中間パワー時における電力付加効率(ＰＡＥ)の低下を軽減することができる。
【００７１】
２．実施の形態の詳細
次に、実施の形態について更に詳述する。尚、発明を実施するための最良の形態を説明するための全図において、前記の図と同一の機能を有する部品には同一の符号を付して、その繰り返しの説明は省略する。
【００７２】
［実施の形態１］
《ＲＦ電力増幅回路の構成》
図１は、本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅回路の構成を示すブロック図である。
【００７３】
図１に示すＲＦ電力増幅回路313には、アイドリング電流制御部312が接続されている。まず、ＲＦ電力増幅回路313は、多段接続された第１段増幅器309と第２段増幅器310と第３段増幅器311を含んでいる。第１段増幅器309の入力端子にＲＦ送信入力信号Ｐinが供給され、第１段増幅器309の出力端子のＲＦ増幅信号は第２段増幅器310の入力端子に供給され、第２段増幅器310の出力端子のＲＦ増幅信号は第３段増幅器311の入力端子に供給され、第３段増幅器311の出力端子からはＲＦ送信出力信号Ｐoutが生成される。このＲＦ電力増幅回路313でも初段の第１段増幅器309、中間段の第２段増幅器310、最終段の第３段増幅器311の順序で、各増幅段の増幅トランジスタのデバイス・サイズが増加されている。増幅トランジスタが電界効果トランジスタであればデバイス・サイズはチャンネル幅(Ｗ)とチャンネル長(Ｌ)の比(Ｗ／Ｌ)で決定される一方、増幅トランジスタがバイポーラ・トランジスタであればデバイス・サイズはエミッタ面積(ＡE)で決定される。
【００７４】
アイドリング電流制御部312には出力電力制御電圧Ｖapcが供給され、アイドリング電流制御部312から生成される第１バイアス電圧と第２バイアス電圧と第３バイアス電圧とが第１段増幅器309と第２段増幅器310と第３段増幅器311とにそれぞれ供給される。アイドリング電流制御部312は、電圧-電流線形変換部301と、電圧-電流変換係数設定部302、303、304と、電流-電流２乗変換部305と、電流-電流３乗変換部306と、電流-電流２乗変換係数設定部307と、電流-電流３乗変換係数設定部308とで構成されている。
【００７５】
《ＲＦ電力増幅回路の動作》
上述した構成を有する図１に示したＲＦ電力増幅回路313は、下記のように動作する。
【００７６】
第１段増幅器309の入力端子に供給されたＲＦ送信入力信号Ｐinは第１段増幅器309によって増幅されて、その出力端子に第１ＲＦ増幅信号が生成される。第１ＲＦ増幅信号は第２段増幅器310によって増幅されて、その出力端子に第２ＲＦ増幅信号が生成される。第２ＲＦ増幅信号は第３段増幅器311によって増幅されて、その出力端子にＲＦ送信出力信号Ｐoutが生成される。
【００７７】
また、出力電力制御電圧Ｖapcが供給されるアイドリング電流制御部312は下記のように動作することによって、３段従属接続されたＲＦ電力増幅器313の第１段増幅器309と第２段増幅器310と第３段増幅器311の各段のアイドリング電流を制御する。
【００７８】
出力電力制御電圧Ｖapcがアイドリング電流制御部312に供給されると、電圧-電流線形変換部301は出力電力制御電圧Ｖapcに比例した変換出力電流を生成する。
【００７９】
電圧-電流線形変換部301の変換出力電流に応答して第１段増幅器309のアイドリング電流が所望の値に設定されるように、電圧-電流変換係数設定部302で変換係数が設定される。電圧-電流変換係数設定部302は、この変換係数に応答して、電圧-電流線形変換部301の変換出力電流を線形特性で倍増する。電圧-電流変換係数設定部302の線形特性の倍増出力電流は第１段増幅器309に供給され、第１段増幅器309の内部で線形特性の倍増出力電流は第１バイアス用トランジスタにより第１バイアス電圧に変換される。第１段増幅器309の内部で第１バイアス用トランジスタと第１段増幅トランジスタとはカレントミラー接続されているので、第１段増幅トランジスタのアイドリング電流は出力電力制御電圧Ｖapcに応答して線形特性で制御される。
【００８０】
電圧-電流線形変換部301の変換出力電流に応答して第２段増幅器310のアイドリング電流が所望の値に設定されるように、電圧-電流変換係数設定部303で変換係数が設定される。電圧-電流変換係数設定部303は、この変換係数に応答して、電圧-電流線形変換部301の変換出力電流を線形特性で倍増する。電圧-電流変換係数設定部303の線形特性の倍増出力電流は電流-電流２乗変換部305に供給され、電流-電流２乗変換部305では電圧-電流線形変換部301からの変換出力電流は電流-電流２乗変換部305の２乗特性で倍増される。電流-電流２乗変換係数設定部307では、電流-電流２乗変換部305での２乗特性の変換係数が設定される。電流-電流２乗変換部305と電流-電流２乗変換係数設定部307の２乗特性の倍増出力電流は第２段増幅器310に供給され、第２段増幅器310の内部では２乗特性の倍増出力電流は第２バイアス用トランジスタにより第２バイアス電圧に変換される。第２段増幅器310の内部では第２バイアス用トランジスタと第２段増幅トランジスタはカレントミラー接続されているので、第２段増幅トランジスタのアイドリング電流は出力電力制御電圧Ｖapcに応答して２乗特性で制御される。
【００８１】
電圧-電流線形変換部301の変換出力電流に応答して第３段増幅器311のアイドリング電流が所望の値に設定されるように、電圧-電流変換係数設定部304で変換係数が設定される。電圧-電流変換係数設定部304は、この変換係数に応答して、電圧-電流線形変換部301の変換出力電流を線形特性で倍増する。電圧-電流変換係数設定部304の線形特性の倍増出力電流は電流-電流３乗変換部306供給されて、電流-電流３乗変換部306では電圧-電流線形変換部301からの変換出力電流は電流-電流３乗変換部306の３乗特性で倍増される。電流-電流３乗変換係数設定部308では、電流-電流３乗変換部306での３乗特性の変換係数が設定される。電流-電流３乗変換部306と電流-電流３乗変換係数設定部308の３乗特性の倍増出力電流は第３段増幅器311に供給され、第３段増幅器311の内部では３乗特性の倍増出力電流は第３バイアス用トランジスタにより第３バイアス電圧に変換される。第３段増幅器311の内部では第３バイアス用トランジスタと第３段増幅トランジスタはカレントミラー接続されているので、第３段増幅トランジスタのアイドリング電流は出力電力制御電圧Ｖapcに応答して３乗特性で制御される。
【００８２】
図４は、図１に示したＲＦ電力増幅回路313の第１段増幅器309と第２段増幅器310と第３段増幅器311の各アイドリング電流の電流密度Ｊqの出力電力制御電圧Ｖapcに対する特性を示す図である。
【００８３】
図４にて、縦軸は各増幅トランジスタに流れるアイドリング電流(バイアス電流)の電流密度Jqの値を示し、横軸は出力電力制御電圧Ｖapcの値を示している。図４で、実線1stAmpは初段の第１段増幅器309のアイドリング電流密度Ｊqを示し、粗い破線2ndAmpは中間段の第２段増幅器310のアイドリング電流密度Ｊqを示し、細かい破線3rdAmpは最終段の第３段増幅器311のアイドリング電流密度Ｊqを示している。
【００８４】
図４に示すように低パワーおよび中間パワーのＲＦ送信出力信号Ｐoutを生成する際の同一レベルの出力電力制御電圧Ｖapcに応答して、初段の第１段増幅器309のアイドリング電流密度Ｊq(＝1stAmp)が最大値を、中間段の第２段増幅器310のアイドリング電流密度Ｊq(＝2ndAmp)が中間値を、最終段の第３段増幅器311のアイドリング電流密度Ｊq(＝3rdAmp)が最小値を、それぞれ有するように設定されている。尚、図４の例では、最大出力電力Ｐout(max)を生成する際の最大レベルの出力電力制御電圧Ｖapc_maxに応答して、初段の第１段増幅器309のアイドリング電流密度Ｊq(＝1stAmp)と、中間段の第２段増幅器310のアイドリング電流密度Ｊq(＝2ndAmp)と、最終段の第３段増幅器311のアイドリング電流密度Ｊq(＝3rdAmp)とは、略等しい最大値Ｊq_maxとされている。
【００８５】
図４に示した図１のＲＦ電力増幅回路313の各段のアイドリング電流密度の制御方法では、同一レベルの出力電力制御電圧Ｖapcに応答して、初段よりも中間段、中間段よりも最終段と、後段になるにつれてアイドリング電流密度の値が低くなるよう設定されている。従って、低パワーおよび中間パワーのＲＦ送信出力信号Ｐoutを生成する際に、前段増幅段のインピーダンス不整合による信号損失増大によって後段増幅段の入力電圧振幅の低下が後段増幅段のアイドリング電流密度の低下よりも顕著となることが軽減されることができる。このようにして、図１に示した本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路によれば、多段増幅段を含むＲＦ電力増幅回路の低パワーおよび中間パワー時での電力付加効率(ＰＡＥ)の低下を軽減することが可能となる。
【００８６】
また、図１に示した本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路のアイドリング電流制御部312に含まれた電流-電流２乗変換部305と電流-電流３乗変換部306とは、入力電流に応答して２乗および３乗に比例して連続関数となる特性の電流をそれぞれ出力する機能を持てば良く、その回路構成は問題とされない。
【００８７】
図１０は、図１に示す本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路と図２に示す本発明に先立って本発明者等によって検討されたＲＦ電力増幅回路の出力電力制御電圧Ｖapc対ＲＦ送信出力信号Ｐoutの特性を示す図である。
【００８８】
図１０において、特性Ｌ1は図２の本発明に先立って本発明者等によって検討されたＲＦ電力増幅回路の出力電力制御電圧Ｖapc対ＲＦ送信出力信号Ｐoutの特性であり、特性Ｌ2は図１の本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路の出力電力制御電圧Ｖapc対ＲＦ送信出力信号Ｐoutの特性である。
【００８９】
図１０の特性Ｌ2に示した図１の本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路の出力電力制御電圧Ｖapc対ＲＦ送信出力信号Ｐoutの特性では、その変化特性で不連続点が存在しないことがまず理解される。次に、図１０の特性Ｌ2は、図１０の特性Ｌ1と比較して、出力電力制御電圧Ｖapcの変化に応答するＲＦ送信出力信号Ｐoutの急峻な変化を緩和できることが理解される。
【００９０】
図１１は、図１に示す本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路と図２に示す本発明に先立って本発明者等によって検討されたＲＦ電力増幅回路のＲＦ送信出力信号Ｐout対電力付加効率(ＰＡＥ)の特性を示す図である。
【００９１】
図１１において、特性Ｌ1は図２の本発明に先立って本発明者等によって検討されたＲＦ電力増幅回路のＲＦ送信出力信号Ｐout対電力付加効率(ＰＡＥ)の特性であるのに対して、特性Ｌ2は図１の本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路のＲＦ送信出力信号Ｐout対電力付加効率(ＰＡＥ)の特性である。
【００９２】
図１１の特性Ｌ2は、図１１の特性Ｌ1と比較してＲＦ送信出力信号Ｐoutが略３０ｄＢｍ以下の低パワーおよび中間パワー時の電力付加効率(ＰＡＥ)が改善されることが理解される。
【００９３】
［実施の形態２］
《ＲＦ電力増幅回路の他の構成》
図５は、変形の実施の形態である本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅回路の構成を示すブロック図である。
【００９４】
図５に示した本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅回路が図１に示した本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路と相違するのは、図１のアイドリング電流制御部312の電圧-電流変換係数設定部303の出力とＲＦ電力増幅回路313の第２段増幅器310との間に接続された電流-電流２乗変換部305と電流-電流２乗変換係数設定部307とが、図５のアイドリング電流制御部312では省略されていることである。
【００９５】
従って、図５に示す本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅回路では、第１段増幅器309の第１段増幅トランジスタのアイドリング電流と第２段増幅器310の第２段増幅トランジスタのアイドリング電流は出力電力制御電圧Ｖapcに応答して線形特性で制御される。しかし、低パワーおよび中間パワーのＲＦ送信出力信号Ｐoutを生成する際の同一レベルの出力電力制御電圧Ｖapcに応答して、第１段増幅器309に含まれる第１段増幅トランジスタのアイドリング電流の電流密度Ｊqと比較して第２段増幅器310に含まれる第２段増幅トランジスタのアイドリング電流の電流密度Ｊqは小さな値に設定される。
【００９６】
次に、図５に示した本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅回路が図１に示した本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路と相違するのは、図１に示すアイドリング電流制御部312の電流-電流２乗変換部305と電流-電流２乗変換係数設定部307とが、図５に示したアイドリング電流制御部312では電圧-電流変換係数設定部304の出力とＲＦ電力増幅回路313の第３段増幅器311との間に接続されていることである。
【００９７】
従って、図５に示す本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅回路では、第３段増幅器311の第３段増幅トランジスタのアイドリング電流は出力電力制御電圧Ｖapcに応答して２乗特性で制御される。しかし、低パワーおよび中間パワーのＲＦ送信出力信号Ｐoutを生成する際の同一レベルの出力電力制御電圧Ｖapcに応答して、第１段増幅器309の第１段増幅トランジスタのアイドリング電流の電流密度Ｊqや第２段増幅器310の第２段増幅トランジスタのアイドリング電流の電流密度Ｊqと比較して、第３段増幅器311の第３段増幅トランジスタのアイドリング電流の電流密度Ｊqは小さな値に設定される。
【００９８】
図５に示す本発明の実施の形態２でも、図１に示した本発明の実施の形態１と同様に低パワーおよび中間パワーのＲＦ送信出力信号を生成する際に前段増幅段のインピーダンス不整合による信号損失増大によって後段増幅段の入力電圧振幅の低下が後段増幅段のアイドリング電流密度の低下よりも顕著となることが軽減されることができる。また、図５に示す本発明の実施の形態２は、図１に示す本発明の実施の形態１と比較して、回路が簡略化されて、回路の小型化が達成されると言う効果を有するものである。
【００９９】
［実施の形態３］
《ＲＦ電力増幅回路の具体的な構成》
図６は、具体的な実施の形態である本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅回路の構成を示すブロック図である。
【０１００】
図１に示すＲＦ電力増幅回路と同様に、図６に示すＲＦ電力増幅回路640には、アイドリング電流制御部610、620、630が接続されている。まず、ＲＦ電力増幅回路640は、多段接続された第１段増幅器641と第２段増幅器642と第３段増幅器643を含んでいる。ＲＦ電力増幅回路640の入力端子604にはＲＦ送信入力信号Ｐinが供給され、ＲＦ電力増幅回路640の出力端子605からＲＦ送信出力信号Ｐoutが生成され、ＲＦ電力増幅回路640の電源電圧供給端子600A、600B、600Cには電源電圧Ｖddが供給される。
【０１０１】
第１段増幅器641の入力端子には入力段入力整合回路(ＭＮ)を介してＲＦ送信入力信号Ｐinが供給され、第１段増幅器641の出力端子のＲＦ増幅信号は中間段入力整合回路(ＭＮ)を介して第２段増幅器642の入力端子に供給され、第２段増幅器642の出力端子のＲＦ増幅信号は出力段入力整合回路(ＭＮ)を介して第３段増幅器643の入力端子に供給され、第３段増幅器643の出力端子からＲＦ送信出力信号Ｐoutが生成される。このＲＦ電力増幅回路640でも初段の第１段増幅器641、中間段の第２段増幅器642、最終段の第３段増幅器643の順序で、各増幅段の増幅トランジスタのデバイス・サイズが増加されている。
【０１０２】
図６に示したアイドリング電流制御部610、620、630は、電圧-電流線形変換回路610と、電圧-電流線形変換係数設定回路620と、電流-電流連続関数生成回路630とによって構成されている。特に、図６の電流-電流-連続関数生成回路630は、図１のアイドリング電流制御部312の電流-電流２乗変換部305、電流-電流３乗変換部306、電流-電流２乗変換係数設定部307、電流-電流３乗変換係数設定部308と同等の動作機能を有するものである。
【０１０３】
図６の電圧-電流線形変換回路610は抵抗611、612、614、618、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ613、615、617、カレントミラー回路619、演算増幅器616によって構成され、図１のアイドリング電流制御部312の電圧-電流線形変換部301と同等の動作機能を有するものである。
【０１０４】
図６の電圧-電流線形変換回路610では、入力端子602から供給される出力電力制御電圧Ｖapcが分圧抵抗611、612によって分圧され、この分圧電圧はＰチャンネルＭＯＳトランジスタ613を介して演算増幅器616の反転入力端子に供給され、演算増幅器616の出力電圧はＰチャンネルＭＯＳトランジスタ617に供給され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ617には出力電力制御電流Iapcが流れる。また、更に、カレントミラー回路619と、同一デバイス・サイズのＰチャンネルＭＯＳトランジスタ613、615と、オフセット抵抗614とによって、演算増幅器616の反転入力端子にオフセット電圧Ｖoffsetが生成される。このオフセット電圧Ｖoffsetは、抵抗614の抵抗値Ｒoffsetとカレントミラー回路619に流れる参照電流Ｉrefとの積となる。
【０１０５】
また、電圧-電流線形変換回路610の出力電力制御電流Ｉapcは、以下のようにして求めることができる。カレントミラー回路619の入力端子601に流れる参照入力電流Ｉrefに応答して、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ613、615、抵抗614にそれぞれ参照出力電流Ｉrefを流れるので、演算増幅器616の非反転入力端子の電位Ｖ+と、反転入力端子の電位Ｖ-とはそれぞれ、下記の式(４)と式(５)とで与えられる。
【０１０６】
【数４】
【０１０７】
【数５】
【０１０８】
式(４)と式(５)とで、R3は抵抗618の抵抗値、Iapcは抵抗618およびＰチャンネルＭＯＳトランジスタ617に流れる電流、ＶSGはＰチャンネルＭＯＳトランジスタ613、615のソース-ゲート間電圧、Ｒoffsetは抵抗614の抵抗値、Ｉrefはカレントミラー回路619の参照出力電流、Ｒ1、Ｒ2はそれぞれ抵抗611、612の抵抗値、Ｖapcは入力端子602の出力電力制御電圧Ｖapcである。演算増幅器616は、両入力端子の電位Ｖ+、電位Ｖ-とが相互に等しくなるような出力電圧をＰチャンネルＭＯＳトランジスタ617に供給するので、式(４)と式(５)とから出力電力制御電流Iapcは次式(６)のように求められるようになり、出力電力制御電流Iapcは出力電力制御電圧Ｖapcに対して1次の連続関数となる。
【０１０９】
【数６】
【０１１０】
式(６)から、オフセット電圧Ｖoffset(＝Ｒoffset・Ｉref)に比例した式(６)の第２項の絶対値よりも出力電力制御電圧Ｖapcに比例した式(６)の第１項の絶対値が大きくなる動作領域でのみ、出力電力制御電流Iapcと出力電力制御電圧Ｖapcが線形特性(1次の連続関数)となることが理解される。これによって、出力電力制御電圧Ｖapcに含まれる微弱な雑音成分によって、ＲＦ電力増幅回路から生成されるＲＦ送信出力信号Ｐoutが変動することが解消されるものとなる。
【０１１１】
電圧-電流線形変換係数設定回路620は複数のカレントミラー回路を含んでおり、ＲＦ電力増幅回路640の初段の第１段増幅器641のアイドリング電流はＰチャンネルＭＯＳトランジスタ617、624のミラー比と、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ625、626のミラー比と、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ627、621のミラー比との乗算で決定される。
【０１１２】
まず電圧-電流線形変換係数設定回路620のＰチャンネルＭＯＳトランジスタ621の出力電流は電流-電流連続関数生成回路630に含まれるゲート・ドレイン接続のバイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ631に供給される。バイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ631とＲＦ電力増幅回路640の初段の第１段増幅器641のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタはカレントミラー接続されているので、初段の第１段増幅器641のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのアイドリング電流はＰチャンネルＭＯＳトランジスタ621からの出力電流によって設定される。従って、初段の第１段増幅器641のアイドリング電流は、出力電力制御電圧Ｖapcの線形の連続関数となる。
【０１１３】
次に電圧-電流線形変換係数設定回路620の他のＰチャンネルＭＯＳトランジスタ623の出力電流は電流-電流連続関数生成回路630に含まれる電流２乗回路636の電流入力端子Ｉinに供給され、電流２乗回路636の電流出力端子Ｉoutから生成される入力電流の２乗に比例する出力電流は電流-電流連続関数生成回路630に含まれるゲート・ドレイン接続のバイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ632に供給される。バイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ632とＲＦ電力増幅回路640の中間段の第２段増幅器642のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタとはカレントミラー接続されているので、中間段の第２段増幅器642のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのアイドリング電流はＰチャンネルＭＯＳトランジスタ621の出力電流によって設定される。従って、中間段の第２段増幅器642のアイドリング電流は、出力電力制御電圧Ｖapcの２乗の連続関数となる。
【０１１４】
更に電圧-電流線形変換係数設定回路620の別のＰチャンネルＭＯＳトランジスタ622の出力電流は電流-電流連続関数生成回路630に含まれる電流３乗回路635の電流入力端子Ｉinに供給され、電流３乗回路635の電流出力端子Ｉoutから生成される入力電流の３乗に比例する出力電流は電流-電流連続関数生成回路630に含まれるゲート・ドレイン接続のバイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ633に供給される。バイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ633とＲＦ電力増幅回路640の最終段の第３段増幅器643のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタとはカレントミラー接続されているので、最終段の第３段増幅器643のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのアイドリング電流はＰチャンネルＭＯＳトランジスタ622の出力電流によって設定される。従って、最終段の第３段増幅器643のアイドリング電流は、出力電力制御電圧Ｖapcの３乗の連続関数となる。
【０１１５】
《電流２乗回路の構成》
図７は、図６に示した本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅回路の電流-電流連続関数生成回路630に含まれる電流２乗回路636の構成を示す図である。
【０１１６】
図７に示す電流２乗回路636は、電流２乗基本回路710、誤差補正回路720、電流減算回路730によって構成されている。電流２乗回路636は、入力端子702から供給される電流Iinの２乗に比例する出力電流Ioutを出力端子703から生成する機能を有している。
【０１１７】
電流２乗基本回路710は、略等しいチャンネル長Ｌpと略等しいチャンネル幅Ｗpとを持つ５個のPチャネルＭＯＳトランジスタ713、714、715、716、717と略等しいチャンネル長Ｌnを持つ２個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ711、712で構成されている。ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ712のチャンネル幅Ｗn712は、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ711のチャンネル幅Ｗn711の略２倍に設定されている。
【０１１８】
従って、バイアス供給端子701に供給されるバイアス電圧Ｖbiasに応答して、バイアス電流Ｉ0とその２倍のバイアス電流２Ｉ0とがＮチャンネルＭＯＳトランジスタ711とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ712とにそれぞれ流れるものである。更に、カレントミラー接続された２個のPチャネルＭＯＳトランジスタ716、717には等しい電流Ｉ1が流れ、またゲートとドレインとがダイオード接続されたPチャネルＭＯＳトランジスタ716に接続されたPチャネルＭＯＳトランジスタ718には電流入力端子702に供給される入力電流Ｉinに応答して電流Ｉ2が流れるものである。
【０１１９】
ダイオード接続のPチャネルＭＯＳトランジスタ716の両端間電圧をＶ1として、PチャネルＭＯＳトランジスタ718のソース・ドレイン間電圧をＶ2として、PチャネルＭＯＳトランジスタ717のソース・ドレイン間電圧をＶ3として、５個のPチャネルＭＯＳトランジスタ713〜717と２個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ711、712のしきい値電圧とチャンネル・コンダクタンスとをそれぞれＶTHとβとして、電流２乗回路636の電流２乗基本回路710の出力電流をＩSQRとすると、次の関係が得られる。
【０１２０】
【数７】
【０１２１】
【数８】
【０１２２】
【数９】
【０１２３】
【数１０】
【０１２４】
【数１１】
【０１２５】
式(９)と式(１１)とから、電流２乗回路636の電流２乗基本回路710の出力電流ＩSQRは次式(１２)のように求められる。
【０１２６】
【数１２】
【０１２７】
式(８)と式(９)とから、電流Ｉ1と電流Ｉ2との和は次式(１２)のように求められる。
【０１２８】
【数１３】
【０１２９】
式(１０)と式(１３)とから、電流Ｉ1と電流Ｉ2との和は次式(１４)のように求められる。
【０１３０】
【数１４】
【０１３１】
式(８)と式(９)とから、電流Ｉ2と電流Ｉ1との差である入力端子702の電流Iinは、次式(１５)のように求められる。
【０１３２】
【数１５】
【０１３３】
式(１０)と式(１５)とから、次式(１６)が求められる。
【０１３４】
【数１６】
【０１３５】
式(１６)から、次式(１７)が求められる。
【０１３６】
【数１７】
【０１３７】
式(７)から、次式(１８)が求められる。
【０１３８】
【数１８】
【０１３９】
式(１７)と式(１８)とを式(１４)に代入することによって、次式(１９)が求められる。
【０１４０】
【数１９】
【０１４１】
式(１１)と式(１９)から、電流２乗回路636の電流２乗基本回路710の出力電流ＩSQRは次式(２０)のように求められる。
【０１４２】
【数２０】
【０１４３】
この式(２０)から、電流２乗基本回路710の出力電流ＩSQRの値はバイアス電流Ｉ0の値に反比例する一方、電流入力端子702の入力電流Ｉinの値の２乗に比例して連続的に変化するものであることが理解される。
【０１４４】
しかし、電流入力端子702の入力電流Ｉinが極めて小さな値となって略ゼロとなると、電流２乗基本回路710の出力電流ＩSQRも極めて小さな値となって略ゼロとなると、回路接続ノード718の電位が低下する。この回路接続ノード718の電位の低下によってＮチャンネルＭＯＳトランジスタ712がバイアス電流２Ｉ0を流すことが不可能となり、電流２乗基本回路710の出力電流ＩSQRに誤差電流成分が含まれるようになる。この誤差電流成分は、電源電圧変動依存性および温度変動依存性を含むものである。
【０１４５】
電流２乗回路636の誤差補正回路720および電流減算回路730は、電流２乗回路636の出力電流ＩSQRに含まれる誤差電流成分を補償するように動作するものである。誤差補正回路720は電流２乗基本回路710と同様に５個のPチャネルＭＯＳトランジスタと２個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタとによって構成されている。しかし、電流２乗基本回路710と異なり、誤差補正回路720には電流入力端子702の入力電流Ｉinに供給されない。
【０１４６】
電流減算回路730のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ732、734によって構成されたカレントミラーに誤差補正回路720の出力の誤差補償電流が供給され、減算回路730のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ731、733によって構成されたカレントミラーに電流２乗基本回路710の出力電流ＩSQRが供給される。またカレントミラーのＮチャンネルＭＯＳトランジスタ733のドレインの回路接続ノード737には、カレントミラー736とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ732、734によって構成されたカレントミラーとを介して誤差補正回路720の出力の誤差補償電流が供給される。従って、電流２乗基本回路710の電流入力端子702の入力電流Ｉinが極めて小さな値となった場合の出力電流ＩSQRに含まれる誤差電流成分は、カレントミラーのＮチャンネルＭＯＳトランジスタ733のドレインの回路接続ノード737において誤差補正回路720の出力の誤差補償電流によってキャンセルされることができる。また、電流２乗基本回路710の電流入力端子702の入力電流Ｉinが大きな値となると、上記の式(２０)に従った値を持つ電流２乗基本回路710の出力電流ＩSQRは減算回路730のカレントミラーのＮチャンネルＭＯＳトランジスタ731、733と２個のＰチャネルＭＯＳトランジスタによって構成されたカレントミラー735とを介して電流２乗回路636の出力端子703から電流２乗回路636の出力電流Ｉoutとして出力される。
【０１４７】
尚、下記参考文献１には、アナログＣＭＯＳ回路を使用して上記の式(２０)に従って入力電流の値の２乗に比例する出力電流を生成することが記載されている。
【０１４８】
［参考文献１］ ＫＬＡＡＳ． ＢＵＬＴ ｅｔ ａｌ，“Ａ ＣＬＡＳＳ ｏｆ Ａｎａｌｏｇ ＣＭＯＳ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｂａｓｅｄ ｏｎ ｔｈｅ Ｓｑｕａｒｅ−Ｌａｗ Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ ｏｆ ａｎ ＭＯＳ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ ｉｎ Ｓａｔｕｒａｔｉｏｎ”， ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ， ＶＯＬ．ＳＣ−２２， ＮＯ．３， ＪＵＮＥ １９８７， ＰＰ．３５７−３６５．
【０１４９】
《電流３乗回路の構成》
図８は、図６に示した本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅回路の電流-電流連続関数生成回路630に含まれる電流３乗回路635の構成を示す図である。
【０１５０】
図８に示す電流３乗回路635は、電流２乗回路870と電流加減算回路840と電流乗算回路860とで構成されている。まず、電流３乗回路635の電流２乗回路870は、電流２乗基本回路810、誤差補正回路820、電流減算回路830によって構成されている。
【０１５１】
図８の電流２乗基本回路810は図７の電流２乗基本回路710と同様に、上記の式(２０)に従って電流２乗基本回路810の出力電流ＩSQRの値はバイアス電流Ｉ0の値に反比例する一方、電流入力端子802の入力電流Ｉinの値の２乗に比例して連続的に変化するものとなる。尚、図８の電流２乗基本回路810のバイアス電流Ｉ0の値は、図７の電流２乗基本回路710と同様に、バイアス供給端子801に供給されるバイアス電圧Ｖbiasに応答して、図８の電流２乗基本回路810のＮチャンネルＭＯＳトランジスタに流れるものである。
【０１５２】
図８の誤差補正回路820と電流減算回路830とは図７の誤差補正回路720と電流減算回路730と同様に、電流２乗基本回路810の出力電流ＩSQRに含まれる誤差電流成分を補償するように動作するものである。
【０１５３】
図８の電流加減算回路840のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ851、845により構成されたカレントミラーに電流２乗回路870の電流減算回路830の出力電流ＩSQRが供給されているので、図８の電流加減算回路840のＰチャネルＭＯＳトランジスタ846、847、848により構成されたカレントミラーにも電流ＩSQRが流れる。
【０１５４】
図８の電流３乗回路635の入力端子802から供給される入力電流Iinは、２個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタと２個のＰチャネルＭＯＳトランジスタとを含むカレントミラー806に供給される。カレントミラー806に接続された電流加減算回路840のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ841、842に電流Iinが流れ、電流加減算回路840のＰチャネルＭＯＳトランジスタ843、844にも電流Iinが流れる。その結果、電流加減算回路840で、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ841、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ847の両ドレインが接続された回路接続ノード849から電流乗算回路860の入力端子805に、減算電流ＩSQR−Iinが流入する。また、電流加減算回路840でＰチャネルＭＯＳトランジスタ848、844の両ドレインが接続された回路接続ノード850から電流乗算回路860の入力端子804に、加算電流ＩSQR＋Iinが流入する。
【０１５５】
図８の電流３乗回路635の電流乗算回路860は、６個のＰチャネルＭＯＳトランジスタ861〜863、865〜867と２個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ864、868とを含んでいる。この電流乗算回路860の２個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ864、868の両ゲートは、電流２乗基本回路810の内部でバイアス電流Ｉ0が流入するＮチャンネルＭＯＳトランジスタのゲート電圧によってバイアスされる。またこの電流乗算回路860は、上記参考文献１に記載されたアナログ電流マルチプライヤーと同様に、減算電流ＩSQR−Iinと加算電流ＩSQR＋Iinとに応答して、下記の電流乗算出力電流Ｉcubicを生成する。
【０１５６】
【数２１】
【０１５７】
式(２０)を式(２１)に代入することによって、次式(２２)が求められる。
【０１５８】
【数２２】
【０１５９】
この式(２２)から、図８に示した電流３乗回路635の出力電流Ｉcubic(Ｉout)の値はバイアス電流Ｉ0の２乗に反比例する一方、電流入力端子802の入力電流Ｉinの３乗に比例して連続的に変化するものであることが理解される。
【０１６０】
図8で説明した電流３乗回路635は、電流２乗回路870の使用により一度２乗特性を生成して、その後、電流加減算回路840の使用により入力電流Ｉinの１乗(線形)特性の電流と電流２乗回路870の出力電流ＩSQRとの減算電流と加算電流とを生成して、電流乗算回路860の使用により減算電流と加算電流とから電流乗算出力電流Ｉcubicを生成することで３乗特性を生成している。従って、入力電流Ｉinの３乗特性を生成する際に、回路構成が簡略化され回路の小型化が可能となると言う効果を有するものである。
【０１６１】
［実施の形態４］
《ＲＦパワーモジュールの構成》
図９は、本発明の実施の形態４によるＲＦパワーモジュールの構成を示すブロック図である。
【０１６２】
図９に示すＲＦパワーモジュールは、ＧＳＭ方式のローバンドとハイバンドとの２つの周波数帯域(ＧＳＭ９００：８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚとＤＣＳ１８００：１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚ)に対応するものである。従って、図９に示すＲＦパワーモジュールは、ローバンドのＧＳＭ９００の周波数帯域に対応するＲＦ電力送信回路910と、ハイバンドのＤＣＳ１８００の周波数帯域に対応するＲＦ電力送信回路920と、送信出力電力フィードバック回路930と、信号経路切換回路940と、出力電力制御回路915とによって構成されている。このＲＦパワーモジュールには、例えば、送信信号入力端子900、904にＲＦ送信信号Ｐin_GSM、Ｐin_DCSを供給する変調回路が接続され、受信信号出力端子905、907のＲＦ受信信号Rx_DCS、Rx_GSMを復調する復調回路が接続され、制御端子901、902、903に制御信号を生成するベースバンド信号処理半導体集積回路が接続されて、アンテナ端子906に送受信アンテナが接続されることによって、携帯電話端末が構成されるものである。
【０１６３】
ローバンドのＧＳＭ９００の周波数帯域に対応するＲＦ電力送信回路910はＲＦ電力増幅器911と出力整合回路912と電力結合器913と低域通過フィルタ914と出力電力制御回路915とによって構成される一方、ハイバンドのＤＣＳ１８００の周波数帯域に対応するＲＦ電力送信回路920はＲＦ電力増幅器921と出力整合回路922と電力結合器923と低域通過フィルタ924と出力電力制御回路915とによって構成されている。
【０１６４】
また、ローバンド対応のＲＦ電力送信回路910とハイバンド対応のＲＦ電力送信回路920とに接続された送信出力電力フィードバック回路930は、電力検波回路932、933と誤差増幅器934と回路切換器931とによって構成されている。更に、ローバンド対応のＲＦ電力送信回路910とハイバンド対応のＲＦ電力送信回路920とに接続された信号経路切換回路940は、アンテナスイッチ941と静電放電フィルタ942、943、944とによって構成されている。
【０１６５】
図９に示したＲＦパワーモジュールでは、ＧＳＭ９００の周波数帯域に対応するＲＦ電力送信回路910に含まれるＲＦ電力増幅器911の送信出力電力レベルとＤＣＳ１８００の周波数帯域に対応するＲＦ電力送信回路920に含まれるＲＦ電力増幅器921の送信出力電力レベルとは、送信出力電力フィードバック回路930の誤差増幅器934に接続された出力電力制御回路915により制御される。すなわち、送信出力電力フィードバック回路930の誤差増幅器934の出力端子916の出力電力制御電圧Ｖapcが出力電力制御回路915の制御入力端子に供給されることにより、ローバンド対応のＲＦ電力増幅器911およびハイバンド対応のＲＦ電力増幅器921の送信出力電力レベルが制御されるものである。
【０１６６】
ローバンド対応のＲＦ電力増幅器911およびハイバンド対応のＲＦ電力増幅器921の各ＲＦ電力増幅器は、図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅回路、または図５に示した本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅回路、または図６に示した本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅回路のいずれかによって構成されることが可能である。送信出力電力フィードバック回路930と出力電力制御回路915とは、ローバンド対応のＲＦ電力送信回路910とハイバンド対応のＲＦ電力送信回路920によって共用されることが可能であるので、ＲＦパワーモジュールの小型化が可能となるものである。
【０１６７】
ＲＦ電力増幅器911、921の出力端子に接続された出力整合回路912、922は、送受信アンテナにおける負荷インピーダンス不整合によるＲＦ送信信号の反射損失を最小化する機能を有している。電力結合器913、923は、出力整合回路912、922から供給されるＲＦ送信信号の一部を送信出力電力フィードバック回路930へ供給する一方、残りの大部分のＲＦ送信信号を低域通過フィルタ914、924へ供給する機能を有している。低域通過フィルタ914、924は、ＲＦ電力増幅器911、921によるＲＦ送信信号の増幅の際に生じる高調波信号を減衰する機能を有している。電力検波回路932、933は、電力結合器913、923から供給されるＲＦ信号電力に対応する検波出力電圧Ｖdetを誤差増幅器934へ供給する機能を有している。誤差増幅器934は、制御端子903から供給される外部制御電圧Ｖrampと電力検波回路932、933の検波出力電圧Ｖdetとの差を増幅して、その差が最小化されるような出力電力制御電圧Ｖapcを生成する機能を有している。更に、静電放電フィルタ942、943、944は、外部端子907、906、905の静電気によるＲＦパワーモジュールの破壊を防止して不要信号の減衰を行う機能を有している。アンテナスイッチ941は、送信動作と受信動作とを行い、更にＧＳＭ９００周波数帯域の送受信動作とＤＣＳ１８００周波数帯域の送受信動作とに応答してアンテナ端子906から生成あるいは供給されるＲＦ信号の信号伝達経路を切り換える機能を有している。すなわち、ＧＳＭ９００周波数帯域の送信時にはＲＦ電力送信回路910から出力されるＲＦ信号がアンテナ端子906へ伝達され、ＧＳＭ９００周波数帯域の受信時にはアンテナ端子906から供給されるＲＦ信号が受信信号出力端子907へ伝達され、ＤＣＳ１８００周波数帯域の送信時にはＲＦ電力送信回路920の出力から生成されるＲＦ信号がアンテナ端子906へ伝達され、ＤＣＳ１８００周波数帯域の受信時はアンテナ端子906から供給される信号が受信信号出力端子905へ伝達される機能を有している。回路切換器931は、制御端子901、902に供給される送受信動作切換信号とローバンド／ハイバンド送信周波数帯選択信号とに応答して、出力電力制御回路915と電力検波回路932、933と誤差増幅器934とアンテナスイッチ941のそれぞれの動作を切り換える機能を有している。
【０１６８】
この実施の形態によるＲＦパワーモジュールは、送信動作時には、送信信号入力端子900、904から供給されるローバンド／ハイバンドの周波数帯域のＲＦ送信信号をＲＦ電力送信回路910、920にて所望の出力電力レベルまで電力増幅した後に、信号経路切換回路940を介して、アンテナ端子906からＲＦ送信信号を生成する。また送信動作時の出力電力のレベル制御は、制御端子903から供給される外部制御電圧Ｖrampによって誤差増幅器934の出力端子916の出力電力制御電圧Ｖapcを間接的に変化させることによって実行される。更に、受信動作時には、アンテナ端子906から供給されるローバンド／ハイバンドの周波数帯域のＲＦ受信信号は、受信信号出力端子907、905へ伝達される。
【０１６９】
ローバンド側のＧＳＭ９００の周波数帯域のＲＦ送信信号の送信動作時には、ローバンド対応のＲＦ電力送信回路910と送信出力電力フィードバック回路930と出力電力制御回路915とはフィードバックループを構成する。従って、制御端子903の外部制御電圧Ｖrampと電力検波回路932の検波出力電圧Ｖdetとの差が最小化されるように、出力電力制御電圧Ｖapcに応答して出力電力制御回路915はローバンド対応のＲＦ電力送信回路910に含まれるＲＦ電力増幅器911の送信出力電力レベルが制御される。その結果、電源電圧や温度変動や送受信アンテナの負荷の変動等の外部環境の変化によるローバンド対応のＲＦ電力送信回路910の送信出力レベルの変動が軽減されることが可能となる。
【０１７０】
ハイバンド側ＤＣＳ１８００の周波数帯域のＲＦ送信信号の送信動作時には、ハイバンド対応のＲＦ電力送信回路920と送信出力電力フィードバック回路930と出力電力制御回路915とはフィードバックループを構成する。従って、制御端子903の外部制御電圧Ｖrampと電力検波回路933の検波出力電圧Ｖdetとの差が最小化されるように、出力電力制御電圧Ｖapcに応答して出力電力制御回路915はハイバンド対応のＲＦ電力送信回路920に含まれるＲＦ電力増幅器921の送信出力電力レベルが制御される。その結果、電源電圧や温度変動や送受信アンテナの負荷の変動等の外部環境の変化によるハイバンド対応のＲＦ電力送信回路920の送信出力レベルの変動が軽減されることが可能となる。
【０１７１】
尚、図９に示したＲＦパワーモジュールのＲＦ電力送信回路910、920に含まれる出力整合回路912、922と電力結合器913、923と低域通過フィルタ914、924と、送信出力電力フィードバック回路930と、信号経路切換回路940の具体的な回路構成は多種多様な構成を採用することが可能であるので、ここでは説明を省略する。
【０１７２】
以上、本発明者によってなされた発明を種々の実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
【０１７３】
［他の実施の形態］
例えば、図１の実施の形態では、３段構成のＲＦ電力増幅回路にて本発明を適用した例を説明したが、本発明は前段増幅器の利得制御に対して後段増幅器の利得制御が1次以上高次の連続関数で制御されれば良いものである。また、本発明の多段構成のＲＦ電力増幅回路は、任意の段数のＲＦ電力増幅器を含むことができる。
【０１７４】
また、本発明の多段構成のＲＦ電力増幅回路を構成する多段増幅器では、初段の第１段増幅器、中間段の第２段増幅器、最終段の第３段増幅器の順序で、出力電力制御電圧Ｖapcに応答して線形特性(１乗特性)、２乗特性、３乗特性および更なる高次の連続関数でそのアイドリング電流が制御されれば良いものであって、各段の増幅器の回路形式や増幅器の種類は問題とされることはない。
【０１７５】
例えば、図７に示した電流２乗回路736の電流２乗基本回路710のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ712のチャンネル幅をＮチャンネルＭＯＳトランジスタ711のチャンネル幅の２倍よりも小さな比率に設定することによって、電流減算回路730のカレントミラーのＮチャンネルＭＯＳトランジスタ731、732に流れる電流にオフセット差を生成することも可能である。例えば、２倍よりも小さな比率を１．７５倍とした場合には、上記式(１９)の右辺第１項の２Ｉ0の１．７５Ｉ0がＮチャンネルＭＯＳトランジスタ712に流れて、残りの０．２５Ｉ0が電流減算回路730のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ731に流れるものとなる。
【０１７６】
一方、誤差補正回路720において、電流２乗基本回路710のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ712に対応するＮチャンネルＭＯＳトランジスタのチャンネル幅を電流２乗基本回路710のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ711に対応するＮチャンネルＭＯＳトランジスタのチャンネル幅の２倍よりも小さな比率に設定する。その結果、上記式(１９)の右辺第１項の２Ｉ0の１．７５Ｉ0が電流２乗基本回路710のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ712に対応する誤差補正回路720のＮチャンネルＭＯＳトランジスタに流れ、残りの０．２５Ｉ0が電流減算回路730のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ732に流れるものとなる。
【０１７７】
従って、電流減算回路730のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ731に流入する０．２５Ｉ0のオフセット電流とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ732に流入する０．２５Ｉ0のオフセット電流とは、電流減算回路730の回路接続ノード735においてキャンセルされることができる。その結果、この場合にも、上記式(２０)に従った値を持つ出力電流が、図７の電流２乗回路636の出力端子703から生成されることが可能となる。
【０１７８】
更に、入力電流Ｉinの３乗よりも大きな入力電流Ｉinの4乗およびそれ以上の高次の連続関数に比例する出力電流を生成する場合には、下記の実施の形態を採用することが可能である。
【０１７９】
高次の連続関数が偶数の次数(２ｎ乗、ｎ ＝１、２、３…)の場合には、図８の本発明の実施の形態で説明した電流２乗回路870をｎ段縦続接続した連続関数生成回路を使用するものである。この連続関数生成回路のｎ段縦続接続の各段間ノードから偶数の次数の連続関数を生成することができる。
【０１８０】
また、高次の連続関数が奇数の次数((２ｎ＋１)乗、ｎ ＝１、２、３…)の場合には、図８の本発明の実施の形態で説明した電流２乗回路870に図８の電流加減算回路840と電流乗算回路860とを接続した電流３乗回路635を使用することによって、まず３乗の連続関数を生成する。次にこの３乗の連続関数の信号を２番目の電流２乗回路870の入力端子に供給することによって、２番目の電流２乗回路870の出力端子から５乗の連続関数を生成する。次にこの５乗の連続関数の信号を３番目の電流２乗回路870の入力端子に供給することによって、３番目の電流２乗回路870の出力端子から７乗の連続関数を生成する。以下同様にして、任意の奇数の次数の連続関数を生成することができる。
【０１８１】
また例えば、図６や図７や図８に示した実施の形態ではＲＦ電力増幅回路としてＣＭＯＳＦＥＴ(Complementally MOSFET)を使用したモノリシック集積回路で構成されることが可能であるが、本発明はこれに限定されるものではない。
【０１８２】
すなわち、図6に示した実施の形態ではＲＦ電力増幅回路の増幅トランジスタ641、642、643、バイアス用トランジスタ631、632、633はＭＯＳトランジスタ(MOSFET)を使用したが、それ以外にもＬＤＭＯＳＦＥＴ(Laterally Diffused MOSFET)、ＢＪＴ(Bipolar Junction Transistor)、ＨＢＴ(Hetero-junction Bipolar Transistor)、ＭＥＳＦＥＴ(Metal Semiconductor Field Effect Transistor)、ＨＥＭＴ(High Electron Mobility Transistor)等の他の種類のトランジスタを使用することが可能である。
【０１８３】
その際には、ＲＦ電力増幅回路の増幅トランジスタ641、642、643、バイアス用トランジスタ631、632、633をＧａＡｓ等の化合物半導体チップに構成する一方、ＲＦ電力増幅回路の出力電力制御回路をＣＭＯＳシリコン半導体チップに構成することによってＲＦパワーモジュールが形成されることが可能である。
【０１８４】
図１２は、図6に示した実施の形態ではＲＦ電力増幅回路に含まれた増幅トランジスタ641、642、643とバイアス用トランジスタ631、632、633としてのＮチャンネルＭＯＳトランジスタをＨＢＴ等のＮＰＮ型ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ(ＨＢＴ)に置換した場合の本発明の他の実施の形態によるＲＦ電力増幅回路の構成を示すブロック図である。
【０１８５】
図１２に示すＲＦ電力増幅回路では、図6に示した実施の形態によるはＲＦ電力増幅回路と同様に電圧-電流線形変換回路610の出力電力制御電流Ｉapcは、上記(６)式に示されるように出力電力制御電圧Ｖapcに対して１次の連続関数となる。従って、図１２に示すＲＦ電力増幅回路の電圧-電流線形変換係数設定回路620のＰチャンネルＭＯＳトランジスタ621の出力電流も、図6に示した実施の形態と同様に出力電力制御電圧Ｖapcに対して１次の連続関数となる。このＰチャンネルＭＯＳトランジスタ621の出力電流は電流-電流連続関数生成回路660の直列接続された３個のバイポーラ・トランジスタ661、662、663に入力電流として供給され、電流-電流連続関数生成回路630は従属接続された３個のバイポーラ・トランジスタ664、665、666を含んでいる。１個目のトランジスタ664のコレクタ電流は入力電流の１乗に比例するもので、２個目のトランジスタ665のコレクタ電流は入力電流の２乗に比例するもので、３個目のトランジスタ665のコレクタ電流は入力電流の３乗に比例するものである。１個目のトランジスタ664のコレクタ電流と２個目のトランジスタ665のコレクタ電流と３個目のトランジスタ665のコレクタ電流とはカレントミラーCMを介して、バイアス電圧発生回路650のベース・コレクタ接続のバイアス用トランジスタ631、632、633にそれぞれ供給される。
【０１８６】
従って、ＲＦ電力増幅回路640の初段の第１段増幅器の増幅トランジスタ641のアイドリング電流は出力電力制御電圧Ｖapcの１次(１乗)の連続関数となって、中間段の第２段増幅器の増幅トランジスタ642のアイドリング電流は出力電力制御電圧Ｖapcの２乗の連続関数となって、最終段の第３段増幅器の増幅トランジスタ643のアイドリング電流は出力電力制御電圧Ｖapcの３乗の連続関数となるものである。
【０１８７】
以上の実施の形態をでは主としてローバンドのＧＳＭ９００、ハイバンドのＤＣＳ１８００の周波数帯域に関して適用した例を説明したが、本発明はこれらに限定して適用した場合に効果が得られるものではない。すなわち、ローバンド側のＧＳＭ８５０やハイバンド側のＰＣＳ１９０などのＧＳＭの別の周波数帯域に、本発明を適用することが可能である。
【０１８８】
また、本発明は、ＧＳＭ以外にも、ＷＣＤＭＡ(Wide-band Code Division Multiple Access)、ＷｉＭＡＸ(Worldwide Interoperability for Microwave Access)、ＬＴＥ(long Term Evolution)等の他の通信方式や他の周波数帯域に使用されるＲＦ電力増幅回路に広く採用することが可能である。
【符号の説明】
【０１８９】
301…電流-電圧線形変換部
302〜304…電圧-電流変換係数設定部
305…電流-電流２乗変換部
306…電流-電流3乗変換部
307…電流-電流２乗変換係数設定部
308…電流-電流３乗変換係数設定部
309…第1段増幅器
310…第２段増幅器
311…第3段増幅器
312…アイドリング電流制御部
313…電力増幅器
Ｐin…ＲＦ送信入力信号
Ｐout…ＲＦ送信出力信号
Ｖapc…出力電力制御電圧
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＲＦ電力増幅回路およびそれを使用したＲＦパワーモジュールに関し、特に多段増幅段を含むＲＦ電力増幅回路の低パワーおよび中間パワー時における電力付加効率(ＰＡＥ)の低下を軽減するのに有効な技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＧＳＭ(Global System for Mobile Communications)やＧＰＲＳ(General Packet Radio Service)等に代表される移動体通信システムは略全世界で使用されており、今後も利用され続けると予測されている。ＧＳＭやＧＰＲＳ等の移動体通信システムでは、基地局と携帯端末機器との間の通信距離に応じて、携帯端末機器の送信出力電力を制御することが要求される。この送信出力の電力制御は、携帯端末機器に搭載されるＲＦ電力増幅器の電力利得を制御電圧で制御することによって実現されている。
【０００３】
下記特許文献１には、無線通信システムのＲＦ電力増幅回路の多段増幅段の各段のトランジスタのゲート・バイアス電圧を出力電力制御電圧に応答して変化させることが記載されている。
【０００４】
下記特許文献２には、下記特許文献１と同様に無線通信システムのＲＦ電力増幅回路の多段増幅段の各段のトランジスタのゲート・バイアス電圧を出力電力制御電圧に応答して変化させることが記載されている。多段増幅段の各段のＮチャンネルＭＯＳトランジスタのゲート・バイアス電圧を発生するバイアス回路は、各ＮチャンネルＭＯＳトランジスタとカレントミラー接続されるバイアス用トランジスタを含む。バイアス用トランジスタのゲートとドレインが接続されることによって、バイアス用トランジスタはダイオード接続されている。各バイアス用トランジスタには、ＰチャンネルＭＯＳトランジスのドレインからバイアス電流が供給される。ＰチャンネルＭＯＳトランジスのソースは電源電圧に接続される一方、ＰチャンネルＭＯＳトランジスのゲートは演算増幅器の出力端子の電圧によって制御される。ＰチャンネルＭＯＳトランジスのバイアス電流は、演算増幅器の非反転入力端子に接続された抵抗の電圧降下によって制御される。この抵抗の電圧降下は、演算増幅器の反転入力端子に供給される出力電力制御電圧によって制御される。
【０００５】
下記特許文献３には、ローパワー時における電力効率を向上するために、出力レベル制御信号に応答して制御される電源電圧が供給されるＲＦ電力増幅器の多段増幅器の最終増幅段のトランジスタのゲート・バイアス電圧を出力レベル制御信号に応じて段階的に切り換えて、ローパワー時のバイアス電圧をハイパワー時のバイアス電圧よりも低くすることが記載されている。
【０００６】
また、下記特許文献２に記載のＲＦ電力増幅回路では、バイアス電流設定用のＰチャンネルＭＯＳトランジスのドレイン電流は２乗根回路の入力端子に供給され、この２乗根回路の出力端子から生成される２乗根変換された出力電流がバイアス電流設定用の抵抗に供給される。従って、ＲＦ電力増幅回路の多段増幅段の各段のトランジスタのバイアス電流は出力電力制御電圧の２乗に比例した値となるので、出力電力制御電圧の変化に応答する送信出力電力の急峻な変化を緩和することが可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００４−１９３８４６号 公報
【特許文献２】特開２００６−２７０６７０号 公報
【特許文献３】特開２００５−２１７５５８号 公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ＧＳＭやＧＰＲＳ等の移動体通信システムでは、ディジタル変調方式にはＧＭＳＫ(Gaussian filtered Minimum Shift Keying)が使用され、多重化方式にはＴＤＭＡ(Time Division Multiple Access：時分割多重アクセス)が使用されている。従って、ディジタル変調された信号は、所定の周期の矩形状パルスとして携帯端末機器に搭載されるＲＦ電力増幅器から基地局へ送出される必要がある。また、ＲＦ電力増幅器が送信信号を送出する際のパルスの形状およびパルスの立ち上り／立ち下り時の変調スペクトルの形状は、その許容値が移動体通信システムの規格によって規格化されている。制御電圧に対する電力利得の変化率に不連続点が存在すると、この規格を逸脱するようなパルス形状となることや、変調スペクトルに不要信号が発生することが知られている。これを避けるためには、ＲＦ電力増幅器の電力利得を制御電圧の増加に対して連続的に単調増加させることが有効である。上記特許文献３に記載されたＲＦ電力増幅器によればローパワー時の電力効率を向上することが可能であるが、最終増幅段のトランジスタのバイアス電圧が不連続的に段階的に切り換えられる。その結果、上記特許文献３に記載のＲＦ電力増幅器では、ランプアップ時およびランプダウン時にスプリアスが発生すると言う問題が本発明者等の検討によって明らかとされた。
【０００９】
本発明者等は本発明に先立って、携帯端末機器に搭載されるＲＦ電力増幅回路の研究・開発に従事した。
【００１０】
図２は、本発明に先立って本発明者等によって検討された３段増幅段のＲＦ電力増幅回路の構成を示す図である。
【００１１】
図２に示すＲＦ電力増幅回路では、入力端子103に供給されるＲＦ送信入力信号Ｐinは各段増幅器105、106、107で増幅され、出力端子104からＲＦ送信出力信号Ｐoutが生成される。各段増幅器105、106、107の入出力インピーダンスの変換を行ってインピーダンス不整合による送信信号の反射損失を低減させるために、各増幅トランジスタ105、106、107には受動素子で構成された整合回路(ＭＮ)108、109、110が接続されている。電源電圧Ｖddは、電源電圧供給端子101、101A、101B、101Cから供給される。多段増幅段のＲＦ電力増幅器の電力利得は、端子102に供給される出力電力制御電圧Ｖapcを線形電圧電流変換器118が電流に変換して、この変換電流をダイオード接続されたバイアストランジスタ112、113、114に供給して、増幅トランジスタ105、106、107にアイドリング電流(バイアス電流)の値を設定することによって行われる。また低インピーダンスのダイオード接続のバイアストランジスタ112、113、114に高レベルのＲＦ増幅信号が流入するのを軽減するため、ダイオード接続のバイアストランジスタ112、113、114に抵抗115、116、117が接続されている。
【００１２】
次に、図２に示した３段増幅段のＲＦ電力増幅回路におけるＲＦ送信出力電力の制御機能について、説明する。
【００１３】
ＲＦ送信出力電力の制御は、各増幅トランジスタ105、106、107の増幅利得が各アイドリング電流(バイアス電流)の値に依存する性質を利用して次に説明する機構で実行されるものである。
【００１４】
まず出力電力制御電圧Ｖapcが電圧電流変換器118の入力端子102に印加されると、分圧抵抗129、130によって生成される分圧電圧が演算増幅器128の反転入力端子に供給される。すると、演算増幅器128と、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ126と、抵抗127とで構成された回路は、分圧電圧に比例した電流をＰチャンネルＭＯＳトランジスタ126と抵抗127との直列回路に流入するように動作する。ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ126、122とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ124、125とＰチャンネルＭＯＳトランジスタ123、119、120、121とはそれぞれカレントミラー回路を構成しており、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ126に流れる電流のミラー比倍された電流がダイオード接続されたバイアストランジスタ112、113、114に流れるものとなる。各バイアストランジスタ112、113、114と各増幅トランジスタ105、106、107もまた、カレントミラー回路を構成しており、各ミラー比倍の電流が各増幅トランジスタ105、106、107に流れて、アイドリング電流(バイアス電流)の値が設定される。
【００１５】
上述した複数のカレントミラー回路の各々のミラー比は、通常、出力電力制御電圧Ｖapcが最大となった際に、移動体通信システムの規格の最大出力電力Ｐout(max)が図２に示した３段増幅段のＲＦ電力増幅回路によって得られるような各アイドリング電流(バイアス電流)となるように選定される。
【００１６】
図３は、図２に示した本発明に先立って本発明者等によって検討されたＲＦ電力増幅回路の３段増幅段の各増幅段の各増幅トランジスタ105、106、107に流れるアイドリング電流(バイアス電流)の電流密度Jqの出力電力制御電圧Ｖapcに応答する依存性を示す図である。尚、図３にて、縦軸は各増幅トランジスタに流れるアイドリング電流(バイアス電流)の電流密度Jqの値を示し、横軸は出力電力制御電圧Ｖapcの値を示し、出力電力制御電圧Ｖapcの最大値Ｖapc(max)に対応してアイドリング電流(バイアス電流)の電流密度の最大値Jq_maxが各増幅トランジスタに流れるものである。
【００１７】
この図３に示すように、同一の出力電力制御電圧Ｖapcの値に応答して第１段目の増幅トランジスタ105と第２段目の増幅トランジスタ106と第３段目の増幅トランジスタ107にそれぞれ流れるアイドリング電流(バイアス電流)の電流密度Jqの値は同一の値となっている。
【００１８】
一方、多段増幅段によって構成されたＲＦ電力増幅回路においては、第１段目の増幅トランジスタ105は比較的小さなデバイス・サイズとされ、第２段目の増幅トランジスタ106は中間のデバイス・サイズとされ、最終段の第３段目の増幅トランジスタ107は比較的大きなデバイス・サイズとされている。すなわち、ＲＦ電力増幅回路では、初段増幅段から中間増幅段を介して最終増幅段まで各ＲＦ入力信号の信号レベルの増加に対応して各増幅段の増幅トランジスタのデバイス・サイズが増加され、ＲＦ電力増幅回路の電力付加効率(ＰＡＥ：Power Added Efficiency)が改善される。もしも初段増幅段および中間増幅段の増幅トランジスタが最終増幅段の増幅トランジスタのような大きなデバイス・サイズを有していたとすると、各ＲＦ入力信号の小さな信号レベルと比較して必要以上に大きなアイドリング電流(バイアス電流)が初段増幅段および中間増幅段の増幅トランジスタに流れ、ＲＦ電力増幅回路の電力付加効率(ＰＡＥ)が低下するものとなる。また、ＲＦ電力増幅回路の第１段目の増幅トランジスタ105と第２段目の増幅トランジスタ106と第３段目の増幅トランジスタ107の各デバイス・サイズは、ＲＦ電力増幅回路が規格の最大出力電力Ｐout(max)を生成する際に各増幅段の電力効率が最大となるように設定される。ＲＦ電力増幅回路の各増幅段の増幅トランジスタの各デバイス・サイズと各アイドリング電流(バイアス電流)の電流密度Jqの値を適切に設定することよって、最大出力電力Ｐout(max)を生成する際の各増幅段のインピーダンス不整合による信号損失が最小化されて、各増幅段の電力効率が最大化される。
【００１９】
このようにＲＦ電力増幅回路の初段、中間段、最終段の順序で各増幅段の増幅トランジスタのデバイス・サイズを増加させて最適化することによって、最大出力電力Ｐout(max)を生成する際のＲＦ電力増幅回路の電力付加効率(ＰＡＥ)を改善することができる。
【００２０】
しかし、最大出力電力Ｐout(max)よりも低い出力電力ＰoutをＲＦ電力増幅回路が生成する際に電力付加効率(ＰＡＥ)の低下が発生することが、本発明者等の検討によって明らかとされた。この低パワー時および中間パワー時の電力付加効率(ＰＡＥ)の低下の原因は、下記のように説明される。
【００２１】
すなわち、ＲＦ電力増幅回路から生成される出力電力Ｐoutが最大出力電力Ｐout(max)よりも低下すると、第１段目と第２段目との前段増幅段のインピーダンス不整合による信号損失が増加するので第３段目の最終増幅段の入力電圧振幅Ｖminが低下する。この時には、第３段目の最終増幅段のアイドリング電流(バイアス電流)の値も低下しているが、それ以上に第３段目の最終増幅段の入力電圧振幅Ｖminの低下が顕著となっている。従って、低パワー時および中間パワー時には第３段目の最終増幅段の電力効率が低下するので、ＲＦ電力増幅回路の電力付加効率(ＰＡＥ)が低下するものである。このメカニズムは、更に下記のように詳細に説明される。
【００２２】
ＲＦ電力増幅回路の第１段目と第２段目と第３段目の各増幅トランジスタがアイドリング電流(バイアス電流)の電流密度Jqにおいて正のサイクルと負のサイクルの出力信号振幅の電流密度Ｊcmを生成するＡ級動作を行っている際の各増幅トランジスタの電力効率ηは、下記(１)式によって与えられることができる。
【００２３】
【数１】
【００２４】
一方、各増幅トランジスタの相互コンダクタンスと入力電圧振幅とをそれぞれｇmとＶminとすると、各増幅トランジスタの出力信号振幅の電流密度Ｊcmは、下記(２)式によって与えられることができる。
【００２５】
【数２】
【００２６】
上記(２)式を上記(１)式に代入することによって、下記(３)式を得ることができる。
【００２７】
【数３】
【００２８】
上記(３)式から、第３段目の最終増幅段のアイドリング(バイアス)電流密度Jqの低下よりもその入力電圧振幅Ｖminの低下が顕著となると、第３段目の最終増幅段の増幅トランジスタの電力効率ηが低下することが理解される。
【００２９】
本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等の検討の結果、なされたものである。
【００３０】
従って、本発明の目的とするところは、多段増幅段を含むＲＦ電力増幅回路の低パワーおよび中間パワー時における電力付加効率(ＰＡＥ)の低下を軽減することにある。
【００３１】
本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。
【００３３】
すなわち、本発明の代表的なＲＦ電力増幅回路(313)は、前段増幅器(310)と、後段増幅器(311)と、制御部(312)とを具備する。
【００３４】
前記前段増幅器(310)の入力端子はＲＦ送信入力信号(Ｐin)に応答可能とされ、前記前段増幅器(310)の出力端子に生成される増幅信号に前記後段増幅器(311)の入力端子が応答可能とされる。
【００３５】
前記制御部(312)は、電力制御電圧(Ｖapc)に応答して、前記前段増幅器(310)のアイドリング電流と前記後段増幅器(311)のアイドリング電流とを制御することによって前記前段増幅器(310)の利得と前記後段増幅器(311)の利得とを制御可能とされる(図１参照)。
【００３６】
前記電力制御電圧(Ｖapc)に応答して、前記前段増幅器(310)の前記アイドリング電流と前記利得とは第１の連続関数(2ndAmp)に従って連続的に変化して、前記後段増幅器(311)の前記アイドリング電流と前記利得とは第２の連続関数(3rdAmp)に従って連続的に変化する。
【００３７】
前記第２の連続関数(3rdAmp)は、前記第１の連続関数(2ndAmp)よりも１次以上高次の関数であることを特徴とする(図４参照)。
【発明の効果】
【００３８】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。すなわち、多段増幅段を含むＲＦ電力増幅回路の低パワーおよび中間パワー時における電力付加効率(ＰＡＥ)の低下を軽減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】図１は、本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅回路の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、本発明に先立って本発明者等によって検討された３段増幅段のＲＦ電力増幅回路の構成を示す図である。
【図３】図３は、図２に示した本発明に先立って本発明者等によって検討されたＲＦ電力増幅回路の３段増幅段の各増幅段の各増幅トランジスタに流れるアイドリング電流の電流密度の出力電力制御電圧に応答する依存性を示す図である。
【図４】図４は、図１に示したＲＦ電力増幅回路の第１段増幅器と第２段増幅器と第３段増幅器の各アイドリング電流の電流密度の出力電力制御電圧に対する特性を示す図である。
【図５】図５は、変形の実施の形態である本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅回路の構成を示すブロック図である。
【図６】図６は、具体的な実施の形態である本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅回路の構成を示すブロック図である。
【図７】図７は、図６に示した本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅回路の電流-電流連続関数生成回路に含まれる電流２乗回路の構成を示す図である。
【図８】図８は、図６に示した本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅回路の電流-電流連続関数生成回路に含まれる電流３乗回路の構成を示す図である。
【図９】図９は、本発明の実施の形態４によるＲＦパワーモジュールの構成を示すブロック図である。
【図１０】図１０は、図１に示す本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路と図２に示す本発明に先立って本発明者等によって検討されたＲＦ電力増幅回路の出力電力制御電圧対ＲＦ送信出力信号の特性を示す図である。
【図１１】図１１は、図１に示す本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路と図２に示す本発明に先立って本発明者等によって検討されたＲＦ電力増幅回路のＲＦ送信出力信号対電力付加効率の特性を示す図である。
【図１２】図１２は、図6に示した実施の形態ではＲＦ電力増幅回路に含まれた増幅トランジスタとバイアス用トランジスタとしてのＮチャンネルＭＯＳトランジスタをＨＢＴ等のＮＰＮ型バイポーラ・トランジスタに置換した場合の本発明の他の実施の形態によるＲＦ電力増幅回路の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００４０】
１．実施の形態の概要
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
【００４１】
〔１〕本発明の代表的な実施の形態によるＲＦ電力増幅回路(313)は、前段増幅器(310)と、後段増幅器(311)と、制御部(312)とを具備する。
【００４２】
前記前段増幅器(310)の入力端子はＲＦ送信入力信号(Ｐin)に応答可能とされ、前記前段増幅器(310)の出力端子に生成される増幅信号に前記後段増幅器(311)の入力端子が応答可能とされている。
【００４３】
前記制御部(312)は、制御入力端子に供給される電力制御電圧(Ｖapc)に応答して、前記前段増幅器(310)のアイドリング電流と前記後段増幅器(311)のアイドリング電流とを制御することによって前記前段増幅器(310)の利得と前記後段増幅器(311)の利得とを制御可能とされている(図１参照)。
【００４４】
前記電力制御電圧(Ｖapc)に応答して、前記前段増幅器(310)の前記アイドリング電流と前記利得とは第１の連続関数(2ndAmp)に従って連続的に変化して、前記後段増幅器(311)の前記アイドリング電流と前記利得とは第２の連続関数(3rdAmp)に従って連続的に変化するものである。
【００４５】
前記第２の連続関数(3rdAmp)は、前記第１の連続関数(2ndAmp)よりも１次以上高次の関数であることを特徴とする(図４参照)。
【００４６】
前記実施の形態によれば、多段増幅段を含むＲＦ電力増幅回路の低パワーおよび中間パワー時における電力付加効率(ＰＡＥ)の低下を軽減することができる。
【００４７】
好適な実施の形態では、前記前段増幅器(310)の増幅トランジスタのデバイス・サイズよりも前記後段増幅器(311)の増幅トランジスタのデバイス・サイズが大きく設定されている。
【００４８】
所定のレベルの前記電力制御電圧(Ｖapc)に応答して、前記前段増幅器(310)の前記アイドリング電流の電流密度よりも前記後段増幅器(311)の前記アイドリング電流の電流密度が低く設定されることを特徴とする(図４参照)。
【００４９】
前記好適な実施の形態によれば、ＲＦ電力増幅回路が低パワーおよび中間パワーのＲＦ送信出力信号を生成する際に、前段増幅段のインピーダンス不整合による信号損失増大によって後段増幅段の入力電圧振幅の低下が後段増幅段のアイドリング電流密度の低下よりも顕著となることが軽減されることができる。
【００５０】
他の好適な実施の形態では、前記電力制御電圧(Ｖapc)に応答して、前記前段増幅器(309)の前記アイドリング電流と前記利得とは第１の連続関数(1stAmp)としての線形特性に従って連続的に変化するものであり、
前記電力制御電圧(Ｖapc)に応答して、前記後段増幅器(310、311)の前記アイドリング電流と前記利得とは第２の連続関数(2ndAmp、3rdAmp)としての２乗特性または３乗特性に従って連続的に変化することを特徴とする(図４参照)。
【００５１】
更に他の好適な実施の形態では、前記制御部(610、620、630)は、前記電力制御電圧(Ｖapc)に応答して前記線形特性に従って連続的に変化する第１のバイアス電流と前記２乗特性または前記３乗特性に従って連続的に変化する第２のバイアス電流とを生成するものである。
【００５２】
前記ＲＦ電力増幅回路(313)は、第１のバイアス用トランジスタ(631)と第２のバイアス用トランジスタ(632、633)とを更に具備する。
【００５３】
前記第１のバイアス用トランジスタ(631)は前記前段増幅器の前記増幅トランジスタ(641)とカレントミラー接続されており、前記第２のバイアス用トランジスタ(632、633)は前記後段増幅器の前記増幅トランジスタ(642、643)とカレントミラー接続されている。
【００５４】
前記制御部(610、620、630)から生成される前記第１のバイアス電流と前記第２のバイアス電流は、前記第１のバイアス用トランジスタ(631)と前記第２のバイアス用トランジスタ(632、633)とにそれぞれ供給されることを特徴とする(図６参照)。
【００５５】
より好適な実施の形態では、前記制御部(610、620)はＣＭＯＳトランジスタを含むモノリシック集積回路で構成されたことを特徴とする(図６参照)。
【００５６】
更により好適な実施の形態では、前記前段増幅器の前記増幅トランジスタ(641)と前記後段増幅器の前記増幅トランジスタ(642、643)と前記第１のバイアス用トランジスタ(631)と前記第２のバイアス用トランジスタ(632、633)とは、ＭＯＳトランジスタで構成されたことを特徴とする(図６参照)。
【００５７】
具体的な一つの実施の形態では、前記前段増幅器の前記増幅トランジスタ(641)と前記後段増幅器の前記増幅トランジスタ(642、643)と前記第１のバイアス用トランジスタ(631)と前記第２のバイアス用トランジスタ(632、633)とは、バイポーラ・トランジスタで構成されたことを特徴とする(図１２参照)。
【００５８】
より具体的な一つの実施の形態は、前記ＭＯＳトランジスタはＬＤＭＯＳトランジスタであることを特徴とする。
【００５９】
更により具体的な一つの実施の形態は、前記バイポーラ・トランジスタはヘテロ接合バイポーラ・トランジスタであることを特徴とする。
【００６０】
〔２〕本発明の別の観点の代表的な実施の形態によるＲＦパワーモジュールは、第１の周波数帯域のＲＦ送信入力信号(Ｐin_GSM)を増幅する第１のＲＦ電力増幅回路(911)と、第２の周波数帯域のＲＦ送信入力信号(Ｐin_DCS)を増幅する第２のＲＦ電力増幅回路(921)と、出力電力制御部(930、915)とを具備する。
【００６１】
前記出力電力制御部(930、915)は、第１の電力検波器(932)と、第２の電力検波器(933)と、誤差増幅器(934)とを含むものである。
【００６２】
前記第１の電力検波器(932)は、前記第１のＲＦ電力増幅回路(911)の出力端子から生成される第１のＲＦ送信信号のレベルを検出する。
【００６３】
前記第２の電力検波器(933)は、前記第２のＲＦ電力増幅回路(921)の出力端子から生成される第２のＲＦ送信信号のレベルを検出する。
【００６４】
前記誤差増幅器(934)は、外部制御電圧(Ｖramp)と前記第１の電力検波器(932)および前記第２の電力検波器(933)の検波出力電圧(Ｖdet)との差に応答して電力制御電圧(Ｖapc)を生成する(図９参照)。
【００６５】
前記第１のＲＦ電力増幅回路(911)と前記第２のＲＦ電力増幅回路(921)の各ＲＦ電力増幅回路(313)は、前段増幅器(310)と、後段増幅器(311)と、制御部(312)とを有する。
【００６６】
前記前段増幅器(310)の入力端子はＲＦ送信入力信号(Ｐin)に応答可能とされ、前記前段増幅器(310)の出力端子に生成される増幅信号に前記後段増幅器(311)の入力端子が応答可能とされている。
【００６７】
前記制御部(312)は、制御入力端子に供給される前記電力制御電圧(Ｖapc)に応答して、前記前段増幅器(310)のアイドリング電流と前記後段増幅器(311)のアイドリング電流とを制御することによって前記前段増幅器(310)の利得と前記後段増幅器(311)の利得とを制御可能とされている(図１参照)。
【００６８】
前記電力制御電圧(Ｖapc)に応答して、前記前段増幅器(310)の前記アイドリング電流と前記利得とは第１の連続関数(2ndAmp)に従って連続的に変化して、前記後段増幅器(311)の前記アイドリング電流と前記利得とは第２の連続関数(3rdAmp)に従って連続的に変化するものである。
【００６９】
前記第２の連続関数(3rdAmp)は、前記第１の連続関数(2ndAmp)よりも１次以上高次の関数であることを特徴とする(図４参照)。
【００７０】
前記実施の形態によれば、多段増幅段を含むＲＦ電力増幅回路の低パワーおよび中間パワー時における電力付加効率(ＰＡＥ)の低下を軽減することができる。
【００７１】
２．実施の形態の詳細
次に、実施の形態について更に詳述する。尚、発明を実施するための最良の形態を説明するための全図において、前記の図と同一の機能を有する部品には同一の符号を付して、その繰り返しの説明は省略する。
【００７２】
［実施の形態１］
《ＲＦ電力増幅回路の構成》
図１は、本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅回路の構成を示すブロック図である。
【００７３】
図１に示すＲＦ電力増幅回路313には、アイドリング電流制御部312が接続されている。まず、ＲＦ電力増幅回路313は、多段接続された第１段増幅器309と第２段増幅器310と第３段増幅器311を含んでいる。第１段増幅器309の入力端子にＲＦ送信入力信号Ｐinが供給され、第１段増幅器309の出力端子のＲＦ増幅信号は第２段増幅器310の入力端子に供給され、第２段増幅器310の出力端子のＲＦ増幅信号は第３段増幅器311の入力端子に供給され、第３段増幅器311の出力端子からはＲＦ送信出力信号Ｐoutが生成される。このＲＦ電力増幅回路313でも初段の第１段増幅器309、中間段の第２段増幅器310、最終段の第３段増幅器311の順序で、各増幅段の増幅トランジスタのデバイス・サイズが増加されている。増幅トランジスタが電界効果トランジスタであればデバイス・サイズはチャンネル幅(Ｗ)とチャンネル長(Ｌ)の比(Ｗ／Ｌ)で決定される一方、増幅トランジスタがバイポーラ・トランジスタであればデバイス・サイズはエミッタ面積(ＡE)で決定される。
【００７４】
アイドリング電流制御部312には出力電力制御電圧Ｖapcが供給され、アイドリング電流制御部312から生成される第１バイアス電圧と第２バイアス電圧と第３バイアス電圧とが第１段増幅器309と第２段増幅器310と第３段増幅器311とにそれぞれ供給される。アイドリング電流制御部312は、電圧-電流線形変換部301と、電圧-電流変換係数設定部302、303、304と、電流-電流２乗変換部305と、電流-電流３乗変換部306と、電流-電流２乗変換係数設定部307と、電流-電流３乗変換係数設定部308とで構成されている。
【００７５】
《ＲＦ電力増幅回路の動作》
上述した構成を有する図１に示したＲＦ電力増幅回路313は、下記のように動作する。
【００７６】
第１段増幅器309の入力端子に供給されたＲＦ送信入力信号Ｐinは第１段増幅器309によって増幅されて、その出力端子に第１ＲＦ増幅信号が生成される。第１ＲＦ増幅信号は第２段増幅器310によって増幅されて、その出力端子に第２ＲＦ増幅信号が生成される。第２ＲＦ増幅信号は第３段増幅器311によって増幅されて、その出力端子にＲＦ送信出力信号Ｐoutが生成される。
【００７７】
また、出力電力制御電圧Ｖapcが供給されるアイドリング電流制御部312は下記のように動作することによって、３段従属接続されたＲＦ電力増幅器313の第１段増幅器309と第２段増幅器310と第３段増幅器311の各段のアイドリング電流を制御する。
【００７８】
出力電力制御電圧Ｖapcがアイドリング電流制御部312に供給されると、電圧-電流線形変換部301は出力電力制御電圧Ｖapcに比例した変換出力電流を生成する。
【００７９】
電圧-電流線形変換部301の変換出力電流に応答して第１段増幅器309のアイドリング電流が所望の値に設定されるように、電圧-電流変換係数設定部302で変換係数が設定される。電圧-電流変換係数設定部302は、この変換係数に応答して、電圧-電流線形変換部301の変換出力電流を線形特性で倍増する。電圧-電流変換係数設定部302の線形特性の倍増出力電流は第１段増幅器309に供給され、第１段増幅器309の内部で線形特性の倍増出力電流は第１バイアス用トランジスタにより第１バイアス電圧に変換される。第１段増幅器309の内部で第１バイアス用トランジスタと第１段増幅トランジスタとはカレントミラー接続されているので、第１段増幅トランジスタのアイドリング電流は出力電力制御電圧Ｖapcに応答して線形特性で制御される。
【００８０】
電圧-電流線形変換部301の変換出力電流に応答して第２段増幅器310のアイドリング電流が所望の値に設定されるように、電圧-電流変換係数設定部303で変換係数が設定される。電圧-電流変換係数設定部303は、この変換係数に応答して、電圧-電流線形変換部301の変換出力電流を線形特性で倍増する。電圧-電流変換係数設定部303の線形特性の倍増出力電流は電流-電流２乗変換部305に供給され、電流-電流２乗変換部305では電圧-電流線形変換部301からの変換出力電流は電流-電流２乗変換部305の２乗特性で倍増される。電流-電流２乗変換係数設定部307では、電流-電流２乗変換部305での２乗特性の変換係数が設定される。電流-電流２乗変換部305と電流-電流２乗変換係数設定部307の２乗特性の倍増出力電流は第２段増幅器310に供給され、第２段増幅器310の内部では２乗特性の倍増出力電流は第２バイアス用トランジスタにより第２バイアス電圧に変換される。第２段増幅器310の内部では第２バイアス用トランジスタと第２段増幅トランジスタはカレントミラー接続されているので、第２段増幅トランジスタのアイドリング電流は出力電力制御電圧Ｖapcに応答して２乗特性で制御される。
【００８１】
電圧-電流線形変換部301の変換出力電流に応答して第３段増幅器311のアイドリング電流が所望の値に設定されるように、電圧-電流変換係数設定部304で変換係数が設定される。電圧-電流変換係数設定部304は、この変換係数に応答して、電圧-電流線形変換部301の変換出力電流を線形特性で倍増する。電圧-電流変換係数設定部304の線形特性の倍増出力電流は電流-電流３乗変換部306供給されて、電流-電流３乗変換部306では電圧-電流線形変換部301からの変換出力電流は電流-電流３乗変換部306の３乗特性で倍増される。電流-電流３乗変換係数設定部308では、電流-電流３乗変換部306での３乗特性の変換係数が設定される。電流-電流３乗変換部306と電流-電流３乗変換係数設定部308の３乗特性の倍増出力電流は第３段増幅器311に供給され、第３段増幅器311の内部では３乗特性の倍増出力電流は第３バイアス用トランジスタにより第３バイアス電圧に変換される。第３段増幅器311の内部では第３バイアス用トランジスタと第３段増幅トランジスタはカレントミラー接続されているので、第３段増幅トランジスタのアイドリング電流は出力電力制御電圧Ｖapcに応答して３乗特性で制御される。
【００８２】
図４は、図１に示したＲＦ電力増幅回路313の第１段増幅器309と第２段増幅器310と第３段増幅器311の各アイドリング電流の電流密度Ｊqの出力電力制御電圧Ｖapcに対する特性を示す図である。
【００８３】
図４にて、縦軸は各増幅トランジスタに流れるアイドリング電流(バイアス電流)の電流密度Jqの値を示し、横軸は出力電力制御電圧Ｖapcの値を示している。図４で、実線1stAmpは初段の第１段増幅器309のアイドリング電流密度Ｊqを示し、粗い破線2ndAmpは中間段の第２段増幅器310のアイドリング電流密度Ｊqを示し、細かい破線3rdAmpは最終段の第３段増幅器311のアイドリング電流密度Ｊqを示している。
【００８４】
図４に示すように低パワーおよび中間パワーのＲＦ送信出力信号Ｐoutを生成する際の同一レベルの出力電力制御電圧Ｖapcに応答して、初段の第１段増幅器309のアイドリング電流密度Ｊq(＝1stAmp)が最大値を、中間段の第２段増幅器310のアイドリング電流密度Ｊq(＝2ndAmp)が中間値を、最終段の第３段増幅器311のアイドリング電流密度Ｊq(＝3rdAmp)が最小値を、それぞれ有するように設定されている。尚、図４の例では、最大出力電力Ｐout(max)を生成する際の最大レベルの出力電力制御電圧Ｖapc_maxに応答して、初段の第１段増幅器309のアイドリング電流密度Ｊq(＝1stAmp)と、中間段の第２段増幅器310のアイドリング電流密度Ｊq(＝2ndAmp)と、最終段の第３段増幅器311のアイドリング電流密度Ｊq(＝3rdAmp)とは、略等しい最大値Ｊq_maxとされている。
【００８５】
図４に示した図１のＲＦ電力増幅回路313の各段のアイドリング電流密度の制御方法では、同一レベルの出力電力制御電圧Ｖapcに応答して、初段よりも中間段、中間段よりも最終段と、後段になるにつれてアイドリング電流密度の値が低くなるよう設定されている。従って、低パワーおよび中間パワーのＲＦ送信出力信号Ｐoutを生成する際に、前段増幅段のインピーダンス不整合による信号損失増大によって後段増幅段の入力電圧振幅の低下が後段増幅段のアイドリング電流密度の低下よりも顕著となることが軽減されることができる。このようにして、図１に示した本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路によれば、多段増幅段を含むＲＦ電力増幅回路の低パワーおよび中間パワー時での電力付加効率(ＰＡＥ)の低下を軽減することが可能となる。
【００８６】
また、図１に示した本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路のアイドリング電流制御部312に含まれた電流-電流２乗変換部305と電流-電流３乗変換部306とは、入力電流に応答して２乗および３乗に比例して連続関数となる特性の電流をそれぞれ出力する機能を持てば良く、その回路構成は問題とされない。
【００８７】
図１０は、図１に示す本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路と図２に示す本発明に先立って本発明者等によって検討されたＲＦ電力増幅回路の出力電力制御電圧Ｖapc対ＲＦ送信出力信号Ｐoutの特性を示す図である。
【００８８】
図１０において、特性Ｌ1は図２の本発明に先立って本発明者等によって検討されたＲＦ電力増幅回路の出力電力制御電圧Ｖapc対ＲＦ送信出力信号Ｐoutの特性であり、特性Ｌ2は図１の本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路の出力電力制御電圧Ｖapc対ＲＦ送信出力信号Ｐoutの特性である。
【００８９】
図１０の特性Ｌ2に示した図１の本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路の出力電力制御電圧Ｖapc対ＲＦ送信出力信号Ｐoutの特性では、その変化特性で不連続点が存在しないことがまず理解される。次に、図１０の特性Ｌ2は、図１０の特性Ｌ1と比較して、出力電力制御電圧Ｖapcの変化に応答するＲＦ送信出力信号Ｐoutの急峻な変化を緩和できることが理解される。
【００９０】
図１１は、図１に示す本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路と図２に示す本発明に先立って本発明者等によって検討されたＲＦ電力増幅回路のＲＦ送信出力信号Ｐout対電力付加効率(ＰＡＥ)の特性を示す図である。
【００９１】
図１１において、特性Ｌ1は図２の本発明に先立って本発明者等によって検討されたＲＦ電力増幅回路のＲＦ送信出力信号Ｐout対電力付加効率(ＰＡＥ)の特性であるのに対して、特性Ｌ2は図１の本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路のＲＦ送信出力信号Ｐout対電力付加効率(ＰＡＥ)の特性である。
【００９２】
図１１の特性Ｌ2は、図１１の特性Ｌ1と比較してＲＦ送信出力信号Ｐoutが略３０ｄＢｍ以下の低パワーおよび中間パワー時の電力付加効率(ＰＡＥ)が改善されることが理解される。
【００９３】
［実施の形態２］
《ＲＦ電力増幅回路の他の構成》
図５は、変形の実施の形態である本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅回路の構成を示すブロック図である。
【００９４】
図５に示した本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅回路が図１に示した本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路と相違するのは、図１のアイドリング電流制御部312の電圧-電流変換係数設定部303の出力とＲＦ電力増幅回路313の第２段増幅器310との間に接続された電流-電流２乗変換部305と電流-電流２乗変換係数設定部307とが、図５のアイドリング電流制御部312では省略されていることである。
【００９５】
従って、図５に示す本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅回路では、第１段増幅器309の第１段増幅トランジスタのアイドリング電流と第２段増幅器310の第２段増幅トランジスタのアイドリング電流は出力電力制御電圧Ｖapcに応答して線形特性で制御される。しかし、低パワーおよび中間パワーのＲＦ送信出力信号Ｐoutを生成する際の同一レベルの出力電力制御電圧Ｖapcに応答して、第１段増幅器309に含まれる第１段増幅トランジスタのアイドリング電流の電流密度Ｊqと比較して第２段増幅器310に含まれる第２段増幅トランジスタのアイドリング電流の電流密度Ｊqは小さな値に設定される。
【００９６】
次に、図５に示した本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅回路が図１に示した本発明の実施の形態１のＲＦ電力増幅回路と相違するのは、図１に示すアイドリング電流制御部312の電流-電流２乗変換部305と電流-電流２乗変換係数設定部307とが、図５に示したアイドリング電流制御部312では電圧-電流変換係数設定部304の出力とＲＦ電力増幅回路313の第３段増幅器311との間に接続されていることである。
【００９７】
従って、図５に示す本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅回路では、第３段増幅器311の第３段増幅トランジスタのアイドリング電流は出力電力制御電圧Ｖapcに応答して２乗特性で制御される。しかし、低パワーおよび中間パワーのＲＦ送信出力信号Ｐoutを生成する際の同一レベルの出力電力制御電圧Ｖapcに応答して、第１段増幅器309の第１段増幅トランジスタのアイドリング電流の電流密度Ｊqや第２段増幅器310の第２段増幅トランジスタのアイドリング電流の電流密度Ｊqと比較して、第３段増幅器311の第３段増幅トランジスタのアイドリング電流の電流密度Ｊqは小さな値に設定される。
【００９８】
図５に示す本発明の実施の形態２でも、図１に示した本発明の実施の形態１と同様に低パワーおよび中間パワーのＲＦ送信出力信号を生成する際に前段増幅段のインピーダンス不整合による信号損失増大によって後段増幅段の入力電圧振幅の低下が後段増幅段のアイドリング電流密度の低下よりも顕著となることが軽減されることができる。また、図５に示す本発明の実施の形態２は、図１に示す本発明の実施の形態１と比較して、回路が簡略化されて、回路の小型化が達成されると言う効果を有するものである。
【００９９】
［実施の形態３］
《ＲＦ電力増幅回路の具体的な構成》
図６は、具体的な実施の形態である本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅回路の構成を示すブロック図である。
【０１００】
図１に示すＲＦ電力増幅回路と同様に、図６に示すＲＦ電力増幅回路640には、アイドリング電流制御部610、620、630が接続されている。まず、ＲＦ電力増幅回路640は、多段接続された第１段増幅器641と第２段増幅器642と第３段増幅器643を含んでいる。ＲＦ電力増幅回路640の入力端子604にはＲＦ送信入力信号Ｐinが供給され、ＲＦ電力増幅回路640の出力端子605からＲＦ送信出力信号Ｐoutが生成され、ＲＦ電力増幅回路640の電源電圧供給端子600A、600B、600Cには電源電圧Ｖddが供給される。
【０１０１】
第１段増幅器641の入力端子には入力段入力整合回路(ＭＮ)を介してＲＦ送信入力信号Ｐinが供給され、第１段増幅器641の出力端子のＲＦ増幅信号は中間段入力整合回路(ＭＮ)を介して第２段増幅器642の入力端子に供給され、第２段増幅器642の出力端子のＲＦ増幅信号は出力段入力整合回路(ＭＮ)を介して第３段増幅器643の入力端子に供給され、第３段増幅器643の出力端子からＲＦ送信出力信号Ｐoutが生成される。このＲＦ電力増幅回路640でも初段の第１段増幅器641、中間段の第２段増幅器642、最終段の第３段増幅器643の順序で、各増幅段の増幅トランジスタのデバイス・サイズが増加されている。
【０１０２】
図６に示したアイドリング電流制御部610、620、630は、電圧-電流線形変換回路610と、電圧-電流線形変換係数設定回路620と、電流-電流連続関数生成回路630とによって構成されている。特に、図６の電流-電流-連続関数生成回路630は、図１のアイドリング電流制御部312の電流-電流２乗変換部305、電流-電流３乗変換部306、電流-電流２乗変換係数設定部307、電流-電流３乗変換係数設定部308と同等の動作機能を有するものである。
【０１０３】
図６の電圧-電流線形変換回路610は抵抗611、612、614、618、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ613、615、617、カレントミラー回路619、演算増幅器616によって構成され、図１のアイドリング電流制御部312の電圧-電流線形変換部301と同等の動作機能を有するものである。
【０１０４】
図６の電圧-電流線形変換回路610では、入力端子602から供給される出力電力制御電圧Ｖapcが分圧抵抗611、612によって分圧され、この分圧電圧はＰチャンネルＭＯＳトランジスタ613を介して演算増幅器616の反転入力端子に供給され、演算増幅器616の出力電圧はＰチャンネルＭＯＳトランジスタ617に供給され、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ617には出力電力制御電流Iapcが流れる。また、更に、カレントミラー回路619と、同一デバイス・サイズのＰチャンネルＭＯＳトランジスタ613、615と、オフセット抵抗614とによって、演算増幅器616の反転入力端子にオフセット電圧Ｖoffsetが生成される。このオフセット電圧Ｖoffsetは、抵抗614の抵抗値Ｒoffsetとカレントミラー回路619に流れる参照電流Ｉrefとの積となる。
【０１０５】
また、電圧-電流線形変換回路610の出力電力制御電流Ｉapcは、以下のようにして求めることができる。カレントミラー回路619の入力端子601に流れる参照入力電流Ｉrefに応答して、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ613、615、抵抗614にそれぞれ参照出力電流Ｉrefを流れるので、演算増幅器616の非反転入力端子の電位Ｖ+と、反転入力端子の電位Ｖ-とはそれぞれ、下記の式(４)と式(５)とで与えられる。
【０１０６】
【数４】
【０１０７】
【数５】
【０１０８】
式(４)と式(５)とで、R3は抵抗618の抵抗値、Iapcは抵抗618およびＰチャンネルＭＯＳトランジスタ617に流れる電流、ＶSGはＰチャンネルＭＯＳトランジスタ613、615のソース-ゲート間電圧、Ｒoffsetは抵抗614の抵抗値、Ｉrefはカレントミラー回路619の参照出力電流、Ｒ1、Ｒ2はそれぞれ抵抗611、612の抵抗値、Ｖapcは入力端子602の出力電力制御電圧Ｖapcである。演算増幅器616は、両入力端子の電位Ｖ+、電位Ｖ-とが相互に等しくなるような出力電圧をＰチャンネルＭＯＳトランジスタ617に供給するので、式(４)と式(５)とから出力電力制御電流Iapcは次式(６)のように求められるようになり、出力電力制御電流Iapcは出力電力制御電圧Ｖapcに対して1次の連続関数となる。
【０１０９】
【数６】
【０１１０】
式(６)から、オフセット電圧Ｖoffset(＝Ｒoffset・Ｉref)に比例した式(６)の第２項の絶対値よりも出力電力制御電圧Ｖapcに比例した式(６)の第１項の絶対値が大きくなる動作領域でのみ、出力電力制御電流Iapcと出力電力制御電圧Ｖapcが線形特性(1次の連続関数)となることが理解される。これによって、出力電力制御電圧Ｖapcに含まれる微弱な雑音成分によって、ＲＦ電力増幅回路から生成されるＲＦ送信出力信号Ｐoutが変動することが解消されるものとなる。
【０１１１】
電圧-電流線形変換係数設定回路620は複数のカレントミラー回路を含んでおり、ＲＦ電力増幅回路640の初段の第１段増幅器641のアイドリング電流はＰチャンネルＭＯＳトランジスタ617、624のミラー比と、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ625、626のミラー比と、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ627、621のミラー比との乗算で決定される。
【０１１２】
まず電圧-電流線形変換係数設定回路620のＰチャンネルＭＯＳトランジスタ621の出力電流は電流-電流連続関数生成回路630に含まれるゲート・ドレイン接続のバイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ631に供給される。バイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ631とＲＦ電力増幅回路640の初段の第１段増幅器641のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタはカレントミラー接続されているので、初段の第１段増幅器641のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのアイドリング電流はＰチャンネルＭＯＳトランジスタ621からの出力電流によって設定される。従って、初段の第１段増幅器641のアイドリング電流は、出力電力制御電圧Ｖapcの線形の連続関数となる。
【０１１３】
次に電圧-電流線形変換係数設定回路620の他のＰチャンネルＭＯＳトランジスタ623の出力電流は電流-電流連続関数生成回路630に含まれる電流２乗回路636の電流入力端子Ｉinに供給され、電流２乗回路636の電流出力端子Ｉoutから生成される入力電流の２乗に比例する出力電流は電流-電流連続関数生成回路630に含まれるゲート・ドレイン接続のバイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ632に供給される。バイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ632とＲＦ電力増幅回路640の中間段の第２段増幅器642のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタとはカレントミラー接続されているので、中間段の第２段増幅器642のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのアイドリング電流はＰチャンネルＭＯＳトランジスタ621の出力電流によって設定される。従って、中間段の第２段増幅器642のアイドリング電流は、出力電力制御電圧Ｖapcの２乗の連続関数となる。
【０１１４】
更に電圧-電流線形変換係数設定回路620の別のＰチャンネルＭＯＳトランジスタ622の出力電流は電流-電流連続関数生成回路630に含まれる電流３乗回路635の電流入力端子Ｉinに供給され、電流３乗回路635の電流出力端子Ｉoutから生成される入力電流の３乗に比例する出力電流は電流-電流連続関数生成回路630に含まれるゲート・ドレイン接続のバイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ633に供給される。バイアス用ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ633とＲＦ電力増幅回路640の最終段の第３段増幅器643のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタとはカレントミラー接続されているので、最終段の第３段増幅器643のソース接地ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのアイドリング電流はＰチャンネルＭＯＳトランジスタ622の出力電流によって設定される。従って、最終段の第３段増幅器643のアイドリング電流は、出力電力制御電圧Ｖapcの３乗の連続関数となる。
【０１１５】
《電流２乗回路の構成》
図７は、図６に示した本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅回路の電流-電流連続関数生成回路630に含まれる電流２乗回路636の構成を示す図である。
【０１１６】
図７に示す電流２乗回路636は、電流２乗基本回路710、誤差補正回路720、電流減算回路730によって構成されている。電流２乗回路636は、入力端子702から供給される電流Iinの２乗に比例する出力電流Ioutを出力端子703から生成する機能を有している。
【０１１７】
電流２乗基本回路710は、略等しいチャンネル長Ｌpと略等しいチャンネル幅Ｗpとを持つ５個のPチャネルＭＯＳトランジスタ713、714、715、716、717と略等しいチャンネル長Ｌnを持つ２個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ711、712で構成されている。ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ712のチャンネル幅Ｗn712は、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ711のチャンネル幅Ｗn711の略２倍に設定されている。
【０１１８】
従って、バイアス供給端子701に供給されるバイアス電圧Ｖbiasに応答して、バイアス電流Ｉ0とその２倍のバイアス電流２Ｉ0とがＮチャンネルＭＯＳトランジスタ711とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ712とにそれぞれ流れるものである。更に、カレントミラー接続された２個のPチャネルＭＯＳトランジスタ716、717には等しい電流Ｉ1が流れ、またゲートとドレインとがダイオード接続されたPチャネルＭＯＳトランジスタ716に接続されたPチャネルＭＯＳトランジスタ718には電流入力端子702に供給される入力電流Ｉinに応答して電流Ｉ2が流れるものである。
【０１１９】
ダイオード接続のPチャネルＭＯＳトランジスタ716の両端間電圧をＶ1として、PチャネルＭＯＳトランジスタ718のソース・ドレイン間電圧をＶ2として、PチャネルＭＯＳトランジスタ717のソース・ドレイン間電圧をＶ3として、５個のPチャネルＭＯＳトランジスタ713〜717と２個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ711、712のしきい値電圧とチャンネル・コンダクタンスとをそれぞれＶTHとβとして、電流２乗回路636の電流２乗基本回路710の出力電流をＩSQRとすると、次の関係が得られる。
【０１２０】
【数７】
【０１２１】
【数８】
【０１２２】
【数９】
【０１２３】
【数１０】
【０１２４】
【数１１】
【０１２５】
式(９)と式(１１)とから、電流２乗回路636の電流２乗基本回路710の出力電流ＩSQRは次式(１２)のように求められる。
【０１２６】
【数１２】
【０１２７】
式(８)と式(９)とから、電流Ｉ1と電流Ｉ2との和は次式(１２)のように求められる。
【０１２８】
【数１３】
【０１２９】
式(１０)と式(１３)とから、電流Ｉ1と電流Ｉ2との和は次式(１４)のように求められる。
【０１３０】
【数１４】
【０１３１】
式(８)と式(９)とから、電流Ｉ2と電流Ｉ1との差である入力端子702の電流Iinは、次式(１５)のように求められる。
【０１３２】
【数１５】
【０１３３】
式(１０)と式(１５)とから、次式(１６)が求められる。
【０１３４】
【数１６】
【０１３５】
式(１６)から、次式(１７)が求められる。
【０１３６】
【数１７】
【０１３７】
式(７)から、次式(１８)が求められる。
【０１３８】
【数１８】
【０１３９】
式(１７)と式(１８)とを式(１４)に代入することによって、次式(１９)が求められる。
【０１４０】
【数１９】
【０１４１】
式(１１)と式(１９)から、電流２乗回路636の電流２乗基本回路710の出力電流ＩSQRは次式(２０)のように求められる。
【０１４２】
【数２０】
【０１４３】
この式(２０)から、電流２乗基本回路710の出力電流ＩSQRの値はバイアス電流Ｉ0の値に反比例する一方、電流入力端子702の入力電流Ｉinの値の２乗に比例して連続的に変化するものであることが理解される。
【０１４４】
しかし、電流入力端子702の入力電流Ｉinが極めて小さな値となって略ゼロとなると、電流２乗基本回路710の出力電流ＩSQRも極めて小さな値となって略ゼロとなると、回路接続ノード718の電位が低下する。この回路接続ノード718の電位の低下によってＮチャンネルＭＯＳトランジスタ712がバイアス電流２Ｉ0を流すことが不可能となり、電流２乗基本回路710の出力電流ＩSQRに誤差電流成分が含まれるようになる。この誤差電流成分は、電源電圧変動依存性および温度変動依存性を含むものである。
【０１４５】
電流２乗回路636の誤差補正回路720および電流減算回路730は、電流２乗回路636の出力電流ＩSQRに含まれる誤差電流成分を補償するように動作するものである。誤差補正回路720は電流２乗基本回路710と同様に５個のPチャネルＭＯＳトランジスタと２個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタとによって構成されている。しかし、電流２乗基本回路710と異なり、誤差補正回路720には電流入力端子702の入力電流Ｉinに供給されない。
【０１４６】
電流減算回路730のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ732、734によって構成されたカレントミラーに誤差補正回路720の出力の誤差補償電流が供給され、減算回路730のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ731、733によって構成されたカレントミラーに電流２乗基本回路710の出力電流ＩSQRが供給される。またカレントミラーのＮチャンネルＭＯＳトランジスタ733のドレインの回路接続ノード737には、カレントミラー736とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ732、734によって構成されたカレントミラーとを介して誤差補正回路720の出力の誤差補償電流が供給される。従って、電流２乗基本回路710の電流入力端子702の入力電流Ｉinが極めて小さな値となった場合の出力電流ＩSQRに含まれる誤差電流成分は、カレントミラーのＮチャンネルＭＯＳトランジスタ733のドレインの回路接続ノード737において誤差補正回路720の出力の誤差補償電流によってキャンセルされることができる。また、電流２乗基本回路710の電流入力端子702の入力電流Ｉinが大きな値となると、上記の式(２０)に従った値を持つ電流２乗基本回路710の出力電流ＩSQRは減算回路730のカレントミラーのＮチャンネルＭＯＳトランジスタ731、733と２個のＰチャネルＭＯＳトランジスタによって構成されたカレントミラー735とを介して電流２乗回路636の出力端子703から電流２乗回路636の出力電流Ｉoutとして出力される。
【０１４７】
尚、下記参考文献１には、アナログＣＭＯＳ回路を使用して上記の式(２０)に従って入力電流の値の２乗に比例する出力電流を生成することが記載されている。
【０１４８】
［参考文献１］ ＫＬＡＡＳ． ＢＵＬＴ ｅｔ ａｌ，“Ａ ＣＬＡＳＳ ｏｆ Ａｎａｌｏｇ ＣＭＯＳ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｂａｓｅｄ ｏｎ ｔｈｅ Ｓｑｕａｒｅ−Ｌａｗ Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ ｏｆ ａｎ ＭＯＳ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ ｉｎ Ｓａｔｕｒａｔｉｏｎ”， ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ， ＶＯＬ．ＳＣ−２２， ＮＯ．３， ＪＵＮＥ １９８７， ＰＰ．３５７−３６５．
【０１４９】
《電流３乗回路の構成》
図８は、図６に示した本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅回路の電流-電流連続関数生成回路630に含まれる電流３乗回路635の構成を示す図である。
【０１５０】
図８に示す電流３乗回路635は、電流２乗回路870と電流加減算回路840と電流乗算回路860とで構成されている。まず、電流３乗回路635の電流２乗回路870は、電流２乗基本回路810、誤差補正回路820、電流減算回路830によって構成されている。
【０１５１】
図８の電流２乗基本回路810は図７の電流２乗基本回路710と同様に、上記の式(２０)に従って電流２乗基本回路810の出力電流ＩSQRの値はバイアス電流Ｉ0の値に反比例する一方、電流入力端子802の入力電流Ｉinの値の２乗に比例して連続的に変化するものとなる。尚、図８の電流２乗基本回路810のバイアス電流Ｉ0の値は、図７の電流２乗基本回路710と同様に、バイアス供給端子801に供給されるバイアス電圧Ｖbiasに応答して、図８の電流２乗基本回路810のＮチャンネルＭＯＳトランジスタに流れるものである。
【０１５２】
図８の誤差補正回路820と電流減算回路830とは図７の誤差補正回路720と電流減算回路730と同様に、電流２乗基本回路810の出力電流ＩSQRに含まれる誤差電流成分を補償するように動作するものである。
【０１５３】
図８の電流加減算回路840のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ851、845により構成されたカレントミラーに電流２乗回路870の電流減算回路830の出力電流ＩSQRが供給されているので、図８の電流加減算回路840のＰチャネルＭＯＳトランジスタ846、847、848により構成されたカレントミラーにも電流ＩSQRが流れる。
【０１５４】
図８の電流３乗回路635の入力端子802から供給される入力電流Iinは、２個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタと２個のＰチャネルＭＯＳトランジスタとを含むカレントミラー806に供給される。カレントミラー806に接続された電流加減算回路840のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ841、842に電流Iinが流れ、電流加減算回路840のＰチャネルＭＯＳトランジスタ843、844にも電流Iinが流れる。その結果、電流加減算回路840で、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ841、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ847の両ドレインが接続された回路接続ノード849から電流乗算回路860の入力端子805に、減算電流ＩSQR−Iinが流入する。また、電流加減算回路840でＰチャネルＭＯＳトランジスタ848、844の両ドレインが接続された回路接続ノード850から電流乗算回路860の入力端子804に、加算電流ＩSQR＋Iinが流入する。
【０１５５】
図８の電流３乗回路635の電流乗算回路860は、６個のＰチャネルＭＯＳトランジスタ861〜863、865〜867と２個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ864、868とを含んでいる。この電流乗算回路860の２個のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ864、868の両ゲートは、電流２乗基本回路810の内部でバイアス電流Ｉ0が流入するＮチャンネルＭＯＳトランジスタのゲート電圧によってバイアスされる。またこの電流乗算回路860は、上記参考文献１に記載されたアナログ電流マルチプライヤーと同様に、減算電流ＩSQR−Iinと加算電流ＩSQR＋Iinとに応答して、下記の電流乗算出力電流Ｉcubicを生成する。
【０１５６】
【数２１】
【０１５７】
式(２０)を式(２１)に代入することによって、次式(２２)が求められる。
【０１５８】
【数２２】
【０１５９】
この式(２２)から、図８に示した電流３乗回路635の出力電流Ｉcubic(Ｉout)の値はバイアス電流Ｉ0の２乗に反比例する一方、電流入力端子802の入力電流Ｉinの３乗に比例して連続的に変化するものであることが理解される。
【０１６０】
図8で説明した電流３乗回路635は、電流２乗回路870の使用により一度２乗特性を生成して、その後、電流加減算回路840の使用により入力電流Ｉinの１乗(線形)特性の電流と電流２乗回路870の出力電流ＩSQRとの減算電流と加算電流とを生成して、電流乗算回路860の使用により減算電流と加算電流とから電流乗算出力電流Ｉcubicを生成することで３乗特性を生成している。従って、入力電流Ｉinの３乗特性を生成する際に、回路構成が簡略化され回路の小型化が可能となると言う効果を有するものである。
【０１６１】
［実施の形態４］
《ＲＦパワーモジュールの構成》
図９は、本発明の実施の形態４によるＲＦパワーモジュールの構成を示すブロック図である。
【０１６２】
図９に示すＲＦパワーモジュールは、ＧＳＭ方式のローバンドとハイバンドとの２つの周波数帯域(ＧＳＭ９００：８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚとＤＣＳ１８００：１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚ)に対応するものである。従って、図９に示すＲＦパワーモジュールは、ローバンドのＧＳＭ９００の周波数帯域に対応するＲＦ電力送信回路910と、ハイバンドのＤＣＳ１８００の周波数帯域に対応するＲＦ電力送信回路920と、送信出力電力フィードバック回路930と、信号経路切換回路940と、出力電力制御回路915とによって構成されている。このＲＦパワーモジュールには、例えば、送信信号入力端子900、904にＲＦ送信信号Ｐin_GSM、Ｐin_DCSを供給する変調回路が接続され、受信信号出力端子905、907のＲＦ受信信号Rx_DCS、Rx_GSMを復調する復調回路が接続され、制御端子901、902、903に制御信号を生成するベースバンド信号処理半導体集積回路が接続されて、アンテナ端子906に送受信アンテナが接続されることによって、携帯電話端末が構成されるものである。
【０１６３】
ローバンドのＧＳＭ９００の周波数帯域に対応するＲＦ電力送信回路910はＲＦ電力増幅器911と出力整合回路912と電力結合器913と低域通過フィルタ914と出力電力制御回路915とによって構成される一方、ハイバンドのＤＣＳ１８００の周波数帯域に対応するＲＦ電力送信回路920はＲＦ電力増幅器921と出力整合回路922と電力結合器923と低域通過フィルタ924と出力電力制御回路915とによって構成されている。
【０１６４】
また、ローバンド対応のＲＦ電力送信回路910とハイバンド対応のＲＦ電力送信回路920とに接続された送信出力電力フィードバック回路930は、電力検波回路932、933と誤差増幅器934と回路切換器931とによって構成されている。更に、ローバンド対応のＲＦ電力送信回路910とハイバンド対応のＲＦ電力送信回路920とに接続された信号経路切換回路940は、アンテナスイッチ941と静電放電フィルタ942、943、944とによって構成されている。
【０１６５】
図９に示したＲＦパワーモジュールでは、ＧＳＭ９００の周波数帯域に対応するＲＦ電力送信回路910に含まれるＲＦ電力増幅器911の送信出力電力レベルとＤＣＳ１８００の周波数帯域に対応するＲＦ電力送信回路920に含まれるＲＦ電力増幅器921の送信出力電力レベルとは、送信出力電力フィードバック回路930の誤差増幅器934に接続された出力電力制御回路915により制御される。すなわち、送信出力電力フィードバック回路930の誤差増幅器934の出力端子916の出力電力制御電圧Ｖapcが出力電力制御回路915の制御入力端子に供給されることにより、ローバンド対応のＲＦ電力増幅器911およびハイバンド対応のＲＦ電力増幅器921の送信出力電力レベルが制御されるものである。
【０１６６】
ローバンド対応のＲＦ電力増幅器911およびハイバンド対応のＲＦ電力増幅器921の各ＲＦ電力増幅器は、図１に示した本発明の実施の形態１によるＲＦ電力増幅回路、または図５に示した本発明の実施の形態２によるＲＦ電力増幅回路、または図６に示した本発明の実施の形態３によるＲＦ電力増幅回路のいずれかによって構成されることが可能である。送信出力電力フィードバック回路930と出力電力制御回路915とは、ローバンド対応のＲＦ電力送信回路910とハイバンド対応のＲＦ電力送信回路920によって共用されることが可能であるので、ＲＦパワーモジュールの小型化が可能となるものである。
【０１６７】
ＲＦ電力増幅器911、921の出力端子に接続された出力整合回路912、922は、送受信アンテナにおける負荷インピーダンス不整合によるＲＦ送信信号の反射損失を最小化する機能を有している。電力結合器913、923は、出力整合回路912、922から供給されるＲＦ送信信号の一部を送信出力電力フィードバック回路930へ供給する一方、残りの大部分のＲＦ送信信号を低域通過フィルタ914、924へ供給する機能を有している。低域通過フィルタ914、924は、ＲＦ電力増幅器911、921によるＲＦ送信信号の増幅の際に生じる高調波信号を減衰する機能を有している。電力検波回路932、933は、電力結合器913、923から供給されるＲＦ信号電力に対応する検波出力電圧Ｖdetを誤差増幅器934へ供給する機能を有している。誤差増幅器934は、制御端子903から供給される外部制御電圧Ｖrampと電力検波回路932、933の検波出力電圧Ｖdetとの差を増幅して、その差が最小化されるような出力電力制御電圧Ｖapcを生成する機能を有している。更に、静電放電フィルタ942、943、944は、外部端子907、906、905の静電気によるＲＦパワーモジュールの破壊を防止して不要信号の減衰を行う機能を有している。アンテナスイッチ941は、送信動作と受信動作とを行い、更にＧＳＭ９００周波数帯域の送受信動作とＤＣＳ１８００周波数帯域の送受信動作とに応答してアンテナ端子906から生成あるいは供給されるＲＦ信号の信号伝達経路を切り換える機能を有している。すなわち、ＧＳＭ９００周波数帯域の送信時にはＲＦ電力送信回路910から出力されるＲＦ信号がアンテナ端子906へ伝達され、ＧＳＭ９００周波数帯域の受信時にはアンテナ端子906から供給されるＲＦ信号が受信信号出力端子907へ伝達され、ＤＣＳ１８００周波数帯域の送信時にはＲＦ電力送信回路920の出力から生成されるＲＦ信号がアンテナ端子906へ伝達され、ＤＣＳ１８００周波数帯域の受信時はアンテナ端子906から供給される信号が受信信号出力端子905へ伝達される機能を有している。回路切換器931は、制御端子901、902に供給される送受信動作切換信号とローバンド／ハイバンド送信周波数帯選択信号とに応答して、出力電力制御回路915と電力検波回路932、933と誤差増幅器934とアンテナスイッチ941のそれぞれの動作を切り換える機能を有している。
【０１６８】
この実施の形態によるＲＦパワーモジュールは、送信動作時には、送信信号入力端子900、904から供給されるローバンド／ハイバンドの周波数帯域のＲＦ送信信号をＲＦ電力送信回路910、920にて所望の出力電力レベルまで電力増幅した後に、信号経路切換回路940を介して、アンテナ端子906からＲＦ送信信号を生成する。また送信動作時の出力電力のレベル制御は、制御端子903から供給される外部制御電圧Ｖrampによって誤差増幅器934の出力端子916の出力電力制御電圧Ｖapcを間接的に変化させることによって実行される。更に、受信動作時には、アンテナ端子906から供給されるローバンド／ハイバンドの周波数帯域のＲＦ受信信号は、受信信号出力端子907、905へ伝達される。
【０１６９】
ローバンド側のＧＳＭ９００の周波数帯域のＲＦ送信信号の送信動作時には、ローバンド対応のＲＦ電力送信回路910と送信出力電力フィードバック回路930と出力電力制御回路915とはフィードバックループを構成する。従って、制御端子903の外部制御電圧Ｖrampと電力検波回路932の検波出力電圧Ｖdetとの差が最小化されるように、出力電力制御電圧Ｖapcに応答して出力電力制御回路915はローバンド対応のＲＦ電力送信回路910に含まれるＲＦ電力増幅器911の送信出力電力レベルが制御される。その結果、電源電圧や温度変動や送受信アンテナの負荷の変動等の外部環境の変化によるローバンド対応のＲＦ電力送信回路910の送信出力レベルの変動が軽減されることが可能となる。
【０１７０】
ハイバンド側ＤＣＳ１８００の周波数帯域のＲＦ送信信号の送信動作時には、ハイバンド対応のＲＦ電力送信回路920と送信出力電力フィードバック回路930と出力電力制御回路915とはフィードバックループを構成する。従って、制御端子903の外部制御電圧Ｖrampと電力検波回路933の検波出力電圧Ｖdetとの差が最小化されるように、出力電力制御電圧Ｖapcに応答して出力電力制御回路915はハイバンド対応のＲＦ電力送信回路920に含まれるＲＦ電力増幅器921の送信出力電力レベルが制御される。その結果、電源電圧や温度変動や送受信アンテナの負荷の変動等の外部環境の変化によるハイバンド対応のＲＦ電力送信回路920の送信出力レベルの変動が軽減されることが可能となる。
【０１７１】
尚、図９に示したＲＦパワーモジュールのＲＦ電力送信回路910、920に含まれる出力整合回路912、922と電力結合器913、923と低域通過フィルタ914、924と、送信出力電力フィードバック回路930と、信号経路切換回路940の具体的な回路構成は多種多様な構成を採用することが可能であるので、ここでは説明を省略する。
【０１７２】
以上、本発明者によってなされた発明を種々の実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
【０１７３】
［他の実施の形態］
例えば、図１の実施の形態では、３段構成のＲＦ電力増幅回路にて本発明を適用した例を説明したが、本発明は前段増幅器の利得制御に対して後段増幅器の利得制御が1次以上高次の連続関数で制御されれば良いものである。また、本発明の多段構成のＲＦ電力増幅回路は、任意の段数のＲＦ電力増幅器を含むことができる。
【０１７４】
また、本発明の多段構成のＲＦ電力増幅回路を構成する多段増幅器では、初段の第１段増幅器、中間段の第２段増幅器、最終段の第３段増幅器の順序で、出力電力制御電圧Ｖapcに応答して線形特性(１乗特性)、２乗特性、３乗特性および更なる高次の連続関数でそのアイドリング電流が制御されれば良いものであって、各段の増幅器の回路形式や増幅器の種類は問題とされることはない。
【０１７５】
例えば、図７に示した電流２乗回路736の電流２乗基本回路710のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ712のチャンネル幅をＮチャンネルＭＯＳトランジスタ711のチャンネル幅の２倍よりも小さな比率に設定することによって、電流減算回路730のカレントミラーのＮチャンネルＭＯＳトランジスタ731、732に流れる電流にオフセット差を生成することも可能である。例えば、２倍よりも小さな比率を１．７５倍とした場合には、上記式(１９)の右辺第１項の２Ｉ0の１．７５Ｉ0がＮチャンネルＭＯＳトランジスタ712に流れて、残りの０．２５Ｉ0が電流減算回路730のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ731に流れるものとなる。
【０１７６】
一方、誤差補正回路720において、電流２乗基本回路710のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ712に対応するＮチャンネルＭＯＳトランジスタのチャンネル幅を電流２乗基本回路710のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ711に対応するＮチャンネルＭＯＳトランジスタのチャンネル幅の２倍よりも小さな比率に設定する。その結果、上記式(１９)の右辺第１項の２Ｉ0の１．７５Ｉ0が電流２乗基本回路710のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ712に対応する誤差補正回路720のＮチャンネルＭＯＳトランジスタに流れ、残りの０．２５Ｉ0が電流減算回路730のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ732に流れるものとなる。
【０１７７】
従って、電流減算回路730のＮチャンネルＭＯＳトランジスタ731に流入する０．２５Ｉ0のオフセット電流とＮチャンネルＭＯＳトランジスタ732に流入する０．２５Ｉ0のオフセット電流とは、電流減算回路730の回路接続ノード735においてキャンセルされることができる。その結果、この場合にも、上記式(２０)に従った値を持つ出力電流が、図７の電流２乗回路636の出力端子703から生成されることが可能となる。
【０１７８】
更に、入力電流Ｉinの３乗よりも大きな入力電流Ｉinの4乗およびそれ以上の高次の連続関数に比例する出力電流を生成する場合には、下記の実施の形態を採用することが可能である。
【０１７９】
高次の連続関数が偶数の次数(２ｎ乗、ｎ ＝１、２、３…)の場合には、図８の本発明の実施の形態で説明した電流２乗回路870をｎ段縦続接続した連続関数生成回路を使用するものである。この連続関数生成回路のｎ段縦続接続の各段間ノードから偶数の次数の連続関数を生成することができる。
【０１８０】
また、高次の連続関数が奇数の次数((２ｎ＋１)乗、ｎ ＝１、２、３…)の場合には、図８の本発明の実施の形態で説明した電流２乗回路870に図８の電流加減算回路840と電流乗算回路860とを接続した電流３乗回路635を使用することによって、まず３乗の連続関数を生成する。次にこの３乗の連続関数の信号を２番目の電流２乗回路870の入力端子に供給することによって、２番目の電流２乗回路870の出力端子から５乗の連続関数を生成する。次にこの５乗の連続関数の信号を３番目の電流２乗回路870の入力端子に供給することによって、３番目の電流２乗回路870の出力端子から７乗の連続関数を生成する。以下同様にして、任意の奇数の次数の連続関数を生成することができる。
【０１８１】
また例えば、図６や図７や図８に示した実施の形態ではＲＦ電力増幅回路としてＣＭＯＳＦＥＴ(Complementally MOSFET)を使用したモノリシック集積回路で構成されることが可能であるが、本発明はこれに限定されるものではない。
【０１８２】
すなわち、図6に示した実施の形態ではＲＦ電力増幅回路の増幅トランジスタ641、642、643、バイアス用トランジスタ631、632、633はＭＯＳトランジスタ(MOSFET)を使用したが、それ以外にもＬＤＭＯＳＦＥＴ(Laterally Diffused MOSFET)、ＢＪＴ(Bipolar Junction Transistor)、ＨＢＴ(Hetero-junction Bipolar Transistor)、ＭＥＳＦＥＴ(Metal Semiconductor Field Effect Transistor)、ＨＥＭＴ(High Electron Mobility Transistor)等の他の種類のトランジスタを使用することが可能である。
【０１８３】
その際には、ＲＦ電力増幅回路の増幅トランジスタ641、642、643、バイアス用トランジスタ631、632、633をＧａＡｓ等の化合物半導体チップに構成する一方、ＲＦ電力増幅回路の出力電力制御回路をＣＭＯＳシリコン半導体チップに構成することによってＲＦパワーモジュールが形成されることが可能である。
【０１８４】
図１２は、図6に示した実施の形態ではＲＦ電力増幅回路に含まれた増幅トランジスタ641、642、643とバイアス用トランジスタ631、632、633としてのＮチャンネルＭＯＳトランジスタをＨＢＴ等のＮＰＮ型ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ(ＨＢＴ)に置換した場合の本発明の他の実施の形態によるＲＦ電力増幅回路の構成を示すブロック図である。
【０１８５】
図１２に示すＲＦ電力増幅回路では、図6に示した実施の形態によるはＲＦ電力増幅回路と同様に電圧-電流線形変換回路610の出力電力制御電流Ｉapcは、上記(６)式に示されるように出力電力制御電圧Ｖapcに対して１次の連続関数となる。従って、図１２に示すＲＦ電力増幅回路の電圧-電流線形変換係数設定回路620のＰチャンネルＭＯＳトランジスタ621の出力電流も、図6に示した実施の形態と同様に出力電力制御電圧Ｖapcに対して１次の連続関数となる。このＰチャンネルＭＯＳトランジスタ621の出力電流は電流-電流連続関数生成回路660の直列接続された３個のバイポーラ・トランジスタ661、662、663に入力電流として供給され、電流-電流連続関数生成回路630は従属接続された３個のバイポーラ・トランジスタ664、665、666を含んでいる。１個目のトランジスタ664のコレクタ電流は入力電流の１乗に比例するもので、２個目のトランジスタ665のコレクタ電流は入力電流の２乗に比例するもので、３個目のトランジスタ665のコレクタ電流は入力電流の３乗に比例するものである。１個目のトランジスタ664のコレクタ電流と２個目のトランジスタ665のコレクタ電流と３個目のトランジスタ665のコレクタ電流とはカレントミラーCMを介して、バイアス電圧発生回路650のベース・コレクタ接続のバイアス用トランジスタ631、632、633にそれぞれ供給される。
【０１８６】
従って、ＲＦ電力増幅回路640の初段の第１段増幅器の増幅トランジスタ641のアイドリング電流は出力電力制御電圧Ｖapcの１次(１乗)の連続関数となって、中間段の第２段増幅器の増幅トランジスタ642のアイドリング電流は出力電力制御電圧Ｖapcの２乗の連続関数となって、最終段の第３段増幅器の増幅トランジスタ643のアイドリング電流は出力電力制御電圧Ｖapcの３乗の連続関数となるものである。
【０１８７】
以上の実施の形態をでは主としてローバンドのＧＳＭ９００、ハイバンドのＤＣＳ１８００の周波数帯域に関して適用した例を説明したが、本発明はこれらに限定して適用した場合に効果が得られるものではない。すなわち、ローバンド側のＧＳＭ８５０やハイバンド側のＰＣＳ１９０などのＧＳＭの別の周波数帯域に、本発明を適用することが可能である。
【０１８８】
また、本発明は、ＧＳＭ以外にも、ＷＣＤＭＡ(Wide-band Code Division Multiple Access)、ＷｉＭＡＸ(Worldwide Interoperability for Microwave Access)、ＬＴＥ(long Term Evolution)等の他の通信方式や他の周波数帯域に使用されるＲＦ電力増幅回路に広く採用することが可能である。
【符号の説明】
【０１８９】
301…電流-電圧線形変換部
302〜304…電圧-電流変換係数設定部
305…電流-電流２乗変換部
306…電流-電流3乗変換部
307…電流-電流２乗変換係数設定部
308…電流-電流３乗変換係数設定部
309…第1段増幅器
310…第２段増幅器
311…第3段増幅器
312…アイドリング電流制御部
313…電力増幅器
Ｐin…ＲＦ送信入力信号
Ｐout…ＲＦ送信出力信号
Ｖapc…出力電力制御電圧
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の周波数帯域のＲＦ送信入力信号を増幅する第１のＲＦ電力増幅回路と、第２の周波数帯域のＲＦ送信入力信号を増幅する第２のＲＦ電力増幅回路と、出力電力制御部とを具備して、
前記出力電力制御部は、第１の電力検波器と、第２の電力検波器と、誤差増幅器とを含むものであり、
前記第１の電力検波器は、前記第１のＲＦ電力増幅回路の出力端子から生成される第１のＲＦ送信信号のレベルを検出して、
前記第２の電力検波器は、前記第２のＲＦ電力増幅回路の出力端子から生成される第２のＲＦ送信信号のレベルを検出して、
前記誤差増幅器は、外部制御電圧と前記第１の電力検波器および前記第２の電力検波器の検波出力電圧との差に応答して電力制御電圧を生成して、
前記第１のＲＦ電力増幅回路と前記第２のＲＦ電力増幅回路の各ＲＦ電力増幅回路は、前段増幅器と、後段増幅器と、制御部とを有して、
前記前段増幅器の入力端子はＲＦ送信入力信号に応答可能とされ、前記前段増幅器の出力端子に生成される増幅信号に前記後段増幅器の入力端子が応答可能とされており、
前記制御部は、制御入力端子に供給される前記電力制御電圧に応答して、前記前段増幅器のアイドリング電流と前記後段増幅器のアイドリング電流とを制御することによって前記前段増幅器の利得と前記後段増幅器の利得とを制御可能とされており、
前記電力制御電圧に応答して、前記前段増幅器の前記アイドリング電流と前記利得とは第１の連続関数に従って連続的に変化して、前記後段増幅器の前記アイドリング電流と前記利得とは第２の連続関数に従って連続的に変化するものであり、
前記第２の連続関数は、前記第１の連続関数よりも１次以上高次の関数である
ことを特徴とするＲＦパワーモジュール。
【請求項２】
請求項１に記載のＲＦパワーモジュールであって、
前記前段増幅器の増幅トランジスタのデバイス・サイズよりも前記後段増幅器の増幅トランジスタのデバイス・サイズが大きく設定されており、
所定のレベルの前記電力制御電圧に応答して、前記前段増幅器の前記アイドリング電流の電流密度よりも前記後段増幅器の前記アイドリング電流の電流密度が低く設定される
ことを特徴とするＲＦパワーモジュール。
【請求項３】
請求項２に記載のＲＦパワーモジュールであって、
前記前記電力制御電圧に応答して、前記前段増幅器の前記アイドリング電流と前記利得とは第１の連続関数としての線形特性に従って連続的に変化するものであり、
前記電力制御電圧に応答して、前記後段増幅器の前記アイドリング電流と前記利得とは第２の連続関数としての２乗特性または３乗特性に従って連続的に変化する
ことを特徴とするＲＦパワーモジュール。
【請求項４】
請求項３に記載のＲＦパワーモジュールであって、
前記制御部は、前記電力制御電圧に応答して前記線形特性に従って連続的に変化する第１のバイアス電流と前記２乗特性または前記３乗特性に従って連続的に変化する第２のバイアス電流とを生成するものであり、
前記ＲＦ電力増幅回路は、第１のバイアス用トランジスタと第２のバイアス用トランジスタとを更に具備して、
前記第１のバイアス用トランジスタは前記前段増幅器の前記増幅トランジスタとカレントミラー接続されており、前記第２のバイアス用トランジスタは前記後段増幅器の前記増幅トランジスタとカレントミラー接続されており、
前記制御部から生成される前記第１のバイアス電流と前記第２のバイアス電流は、前記第１のバイアス用トランジスタと前記第２のバイアス用トランジスタとにそれぞれ供給される
ことを特徴とするＲＦパワーモジュール。
【請求項５】
請求項４に記載のＲＦパワーモジュールであって、
前記制御部はＣＭＯＳトランジスタを含むモノリシック集積回路で構成される
ことを特徴とするＲＦパワーモジュール。
【請求項６】
請求項５に記載のＲＦパワーモジュールであって、
前記前段増幅器の前記増幅トランジスタと前記後段増幅器の前記増幅トランジスタと前記第１のバイアス用トランジスタと前記第２のバイアス用トランジスタとは、ＭＯＳトランジスタで構成される
ことを特徴とするＲＦパワーモジュール。
【請求項７】
請求項５に記載のＲＦパワーモジュールであって、
前記前段増幅器の前記増幅トランジスタと前記後段増幅器の前記増幅トランジスタと前記第１のバイアス用トランジスタと前記第２のバイアス用トランジスタとは、バイポーラ・トランジスタで構成される
ことを特徴とするＲＦパワーモジュール。
【請求項８】
請求項６に記載のＲＦパワーモジュールであって、
前記ＭＯＳトランジスタはＬＤＭＯＳトランジスタである
ことを特徴とするＲＦパワーモジュール。
【請求項９】
請求項７に記載のＲＦパワーモジュールであって、
前記バイポーラ・トランジスタはヘテロ接合バイポーラ・トランジスタである
ことを特徴とするＲＦパワーモジュール。
【請求項１】
第１の周波数帯域のＲＦ送信入力信号を増幅する第１のＲＦ電力増幅回路と、第２の周波数帯域のＲＦ送信入力信号を増幅する第２のＲＦ電力増幅回路と、出力電力制御部とを具備して、
前記出力電力制御部は、第１の電力検波器と、第２の電力検波器と、誤差増幅器とを含むものであり、
前記第１の電力検波器は、前記第１のＲＦ電力増幅回路の出力端子から生成される第１のＲＦ送信信号のレベルを検出して、
前記第２の電力検波器は、前記第２のＲＦ電力増幅回路の出力端子から生成される第２のＲＦ送信信号のレベルを検出して、
前記誤差増幅器は、外部制御電圧と前記第１の電力検波器および前記第２の電力検波器の検波出力電圧との差に応答して電力制御電圧を生成して、
前記第１のＲＦ電力増幅回路と前記第２のＲＦ電力増幅回路の各ＲＦ電力増幅回路は、前段増幅器と、後段増幅器と、制御部とを有して、
前記前段増幅器の入力端子はＲＦ送信入力信号に応答可能とされ、前記前段増幅器の出力端子に生成される増幅信号に前記後段増幅器の入力端子が応答可能とされており、
前記制御部は、制御入力端子に供給される前記電力制御電圧に応答して、前記前段増幅器のアイドリング電流と前記後段増幅器のアイドリング電流とを制御することによって前記前段増幅器の利得と前記後段増幅器の利得とを制御可能とされており、
前記電力制御電圧に応答して、前記前段増幅器の前記アイドリング電流と前記利得とは第１の連続関数に従って連続的に変化して、前記後段増幅器の前記アイドリング電流と前記利得とは第２の連続関数に従って連続的に変化するものであり、
前記第２の連続関数は、前記第１の連続関数よりも１次以上高次の関数である
ことを特徴とするＲＦパワーモジュール。
【請求項２】
請求項１に記載のＲＦパワーモジュールであって、
前記前段増幅器の増幅トランジスタのデバイス・サイズよりも前記後段増幅器の増幅トランジスタのデバイス・サイズが大きく設定されており、
所定のレベルの前記電力制御電圧に応答して、前記前段増幅器の前記アイドリング電流の電流密度よりも前記後段増幅器の前記アイドリング電流の電流密度が低く設定される
ことを特徴とするＲＦパワーモジュール。
【請求項３】
請求項２に記載のＲＦパワーモジュールであって、
前記前記電力制御電圧に応答して、前記前段増幅器の前記アイドリング電流と前記利得とは第１の連続関数としての線形特性に従って連続的に変化するものであり、
前記電力制御電圧に応答して、前記後段増幅器の前記アイドリング電流と前記利得とは第２の連続関数としての２乗特性または３乗特性に従って連続的に変化する
ことを特徴とするＲＦパワーモジュール。
【請求項４】
請求項３に記載のＲＦパワーモジュールであって、
前記制御部は、前記電力制御電圧に応答して前記線形特性に従って連続的に変化する第１のバイアス電流と前記２乗特性または前記３乗特性に従って連続的に変化する第２のバイアス電流とを生成するものであり、
前記ＲＦ電力増幅回路は、第１のバイアス用トランジスタと第２のバイアス用トランジスタとを更に具備して、
前記第１のバイアス用トランジスタは前記前段増幅器の前記増幅トランジスタとカレントミラー接続されており、前記第２のバイアス用トランジスタは前記後段増幅器の前記増幅トランジスタとカレントミラー接続されており、
前記制御部から生成される前記第１のバイアス電流と前記第２のバイアス電流は、前記第１のバイアス用トランジスタと前記第２のバイアス用トランジスタとにそれぞれ供給される
ことを特徴とするＲＦパワーモジュール。
【請求項５】
請求項４に記載のＲＦパワーモジュールであって、
前記制御部はＣＭＯＳトランジスタを含むモノリシック集積回路で構成される
ことを特徴とするＲＦパワーモジュール。
【請求項６】
請求項５に記載のＲＦパワーモジュールであって、
前記前段増幅器の前記増幅トランジスタと前記後段増幅器の前記増幅トランジスタと前記第１のバイアス用トランジスタと前記第２のバイアス用トランジスタとは、ＭＯＳトランジスタで構成される
ことを特徴とするＲＦパワーモジュール。
【請求項７】
請求項５に記載のＲＦパワーモジュールであって、
前記前段増幅器の前記増幅トランジスタと前記後段増幅器の前記増幅トランジスタと前記第１のバイアス用トランジスタと前記第２のバイアス用トランジスタとは、バイポーラ・トランジスタで構成される
ことを特徴とするＲＦパワーモジュール。
【請求項８】
請求項６に記載のＲＦパワーモジュールであって、
前記ＭＯＳトランジスタはＬＤＭＯＳトランジスタである
ことを特徴とするＲＦパワーモジュール。
【請求項９】
請求項７に記載のＲＦパワーモジュールであって、
前記バイポーラ・トランジスタはヘテロ接合バイポーラ・トランジスタである
ことを特徴とするＲＦパワーモジュール。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１３−７０４２６（Ｐ２０１３−７０４２６Ａ）
【公開日】平成２５年４月１８日（２０１３．４．１８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−２７６８１７（Ｐ２０１２−２７６８１７）
【出願日】平成２４年１２月１９日（２０１２．１２．１９）
【分割の表示】特願２００９−２２２６６（Ｐ２００９−２２２６６）の分割
【原出願日】平成２１年２月３日（２００９．２．３）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．ＧＳＭ
２．ＷＣＤＭＡ
３．ＬＴＥ
【出願人】（３０２０６２９３１）ルネサスエレクトロニクス株式会社 (8,021)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年４月１８日（２０１３．４．１８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２４年１２月１９日（２０１２．１２．１９）
【分割の表示】特願２００９−２２２６６（Ｐ２００９−２２２６６）の分割
【原出願日】平成２１年２月３日（２００９．２．３）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．ＧＳＭ
２．ＷＣＤＭＡ
３．ＬＴＥ
【出願人】（３０２０６２９３１）ルネサスエレクトロニクス株式会社 (8,021)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]