オーディオ信号処理回路およびチャージポンプ回路の制御方法
【課題】正負電源を利用したオーディオシステムにおける消費電力を低減する。
【解決手段】ボリウム回路８は、入力オーディオ信号Ｓ１をボリウム設定値Ｓ３に応じた利得で増幅する。チャージポンプ回路２は、正の電源電圧Ｖｄｄを反転し、負の電源電圧Ｖｓｓを生成する。メインアンプ４は、正の電源電圧Ｖｄｄと負の電源電圧Ｖｓｓを電源電圧として受け、ボリウム回路８から出力されるオーディオ信号Ｓ２を増幅する。チャージポンプ回路２は、負の電源電圧Ｖｓｓの電圧値をボリウム設定値Ｓ３に応じて変化させる。
【解決手段】ボリウム回路８は、入力オーディオ信号Ｓ１をボリウム設定値Ｓ３に応じた利得で増幅する。チャージポンプ回路２は、正の電源電圧Ｖｄｄを反転し、負の電源電圧Ｖｓｓを生成する。メインアンプ４は、正の電源電圧Ｖｄｄと負の電源電圧Ｖｓｓを電源電圧として受け、ボリウム回路８から出力されるオーディオ信号Ｓ２を増幅する。チャージポンプ回路２は、負の電源電圧Ｖｓｓの電圧値をボリウム設定値Ｓ３に応じて変化させる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、オーディオ信号処理回路に関し、特にオーディオ信号を増幅するアンプに対する電源供給技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
ヘッドホンやスピーカを駆動するアンプ、液晶パネルのドライバをはじめとするさまざまな回路が、その動作に正負の両極性の電源電圧を必要とする。携帯電話端末やＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ）、デジタルカメラ、携帯型オーディオプレイヤなどの小型情報端末には、電池電圧から負電圧を生成する反転型のチャージポンプ回路が利用される。
【０００３】
図１は、一般的な正負電源を利用したオーディオシステムの構成を示す回路図である。オーディオシステム３００は、ヘッドアンプやスピーカアンプ（これらは、メインアンプまたはパワーアンプとも総称される）３０２、反転型チャージポンプ回路３０４、スピーカ３０６を備える。メインアンプ３０２はたとえば反転アンプであり、入力電圧Ｖｉｎを反転増幅し、出力電圧Ｖｏｕｔをスピーカ３０６へと供給する。メインアンプ３０２は、電池電圧Ｖｄｄを正の電源電圧として受ける。反転型チャージポンプ回路３０４は、電池電圧Ｖｄｄを反転し、メインアンプ３０２の負の電源電圧Ｖｓｓを生成する。
【特許文献１】特開２００１−１８６７５４号公報
【特許文献２】特開２００７−１７４７８５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
メインアンプ３０２に入力されるオーディオ信号の振幅は、ボリウム値に応じて変化するところ、反転型チャージポンプ回路３０４の出力電圧、つまりメインアンプ３０２の負電源は固定されていた。かかる状況においてはボリウムが非常に小さく設定された場合に、メインアンプ３０２の出力信号の振幅と、電源電圧Ｖｓｓに大きな差が生じ、無駄な電力を消費することとなっていた。また電力消費は発熱を意味するため、発熱対策を施す必要がある。
【０００５】
本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、その包括的な目的のひとつは、オーディオシステムにおける消費電力の低減にある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明のある態様は、オーディオ信号処理回路に関する。オーディオ信号処理回路は、入力オーディオ信号をボリウム設定値に応じた利得で増幅するボリウム回路と、正の電源電圧を反転し、負の電源電圧を生成するチャージポンプ回路と、正の電源電圧と負の電源電圧を電源電圧として受け、ボリウム回路から出力されるオーディオ信号を増幅するメインアンプと、を備える。チャージポンプ回路は、負の電源電圧の電圧値を、ボリウム設定値に応じて変化させる。
【０００７】
メインアンプの前段のボリウム回路で設定されたボリウム値は、メインアンプで増幅されるオーディオ信号の振幅と対応している。そこでボリウム設定値が小さいほど、負の電源電圧の絶対値を小さくし、ボリウム設定値が大きいほど、負の電源電圧の絶対値を大きくすることにより、オーディオ信号の歪みを抑制しつつ、無駄な消費電力を低減できる。
【０００８】
チャージポンプ回路は、フライングキャパシタと、出力キャパシタと、フライングキャパシタを正の電源電圧で充電する第１経路に設けられた複数のスイッチと、フライングキャパシタに蓄えられた電荷を、出力キャパシタに転送する第２経路に設けられた複数の第２スイッチと、第１経路に設けられた複数のスイッチと第２経路に設けられた複数のスイッチを交互にオン、オフさせる制御回路と、を含んでもよい。制御回路は、出力キャパシタの一端に発生する出力電圧がボリウム設定値に応じた目標値と一致するように、第１経路の複数のスイッチ、第２経路の複数のスイッチの少なくともひとつのオン時間を変化させてもよい。
【０００９】
この態様によると、ボリウム設定値に応じた負の電源電圧を好適に生成することができる。
【００１０】
制御回路は、一端に出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗と、抵抗に流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換回路と、電流電圧変換回路によって生成された電圧を、ボリウム設定値に応じた基準電圧と比較するコンパレータと、を含み、コンパレータによる比較結果に応じて、オン時間を変化させてもよい。
出力電圧は負電圧であるため、そのままでは信号処理が困難である。そこで出力電圧を電流に変換することにより、オン時間の制御に必要な信号処理を行うことができる。
【００１１】
制御回路は、一端に出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗と、抵抗に流れる電流を、ボリウム設定値に応じた基準電流と比較するコンパレータと、を含んでもよい。制御回路は、コンパレータによる比較結果に応じて、オン時間を変化させてもよい。
【００１２】
本発明の別の態様は正の電源電圧を反転して負の電源電圧を生成し、オーディオ信号を増幅するメインアンプに供給するチャージポンプ回路の制御方法に関する。この制御方法は、メインアンプの前段に設けられたボリウム回路に設定されるボリウム設定値を取得するステップと、ボリウム設定値に応じてチャージポンプ回路の昇圧率を調節するステップと、を備える。
【００１３】
本発明の別の態様も、チャージポンプ回路の制御方法に関する。この制御方法は、メインアンプの前段に設けられたボリウム回路に設定されるボリウム設定値を取得するステップと、ボリウム設定値に応じた目標値と負の電源電圧とを比較するステップと、目標値と負の電源電圧の比較結果にもとづいて、チャージポンプ回路を構成する複数のスイッチの少なくともひとつのオン時間を調節するステップと、を備える。
【００１４】
これらの態様の方法によれば、メインアンプの負の電源電圧を、オーディオ信号の振幅に追従させることができ、メインアンプの消費電力を低減できる。
【００１５】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、オーディオシステムの消費電力を低減できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００１８】
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００１９】
図２は、本発明の実施の形態に係るオーディオシステム１の構成を示すブロック図である。オーディオシステム１は、チャージポンプ回路２、メインアンプ４、スピーカ６、ボリウム回路８を備える。
【００２０】
ボリウム回路８は、可変利得増幅器、あるいは可変アテネータを含んで構成され、入力オーディオ信号Ｓ１を可変利得で増幅する（または減衰させる）。ボリウム回路８の利得は、ボリウム設定値Ｓ３に応じて設定される。
【００２１】
チャージポンプ回路２は、正の電源電圧Ｖｄｄを反転し、負の電源電圧Ｖｓｓを生成する。メインアンプ４には、正の電源電圧Ｖｄｄと負の電源電圧Ｖｓｓが電源電圧として供給されている。メインアンプ４は、ボリウム回路８から出力されるオーディオ信号Ｓ２を所定の利得で増幅する。メインアンプ４によって増幅されたオーディオ信号Ｖｏｕｔは負荷であるスピーカ６へと供給される。なお、スピーカ６は、ヘッドホン、イヤホンなどであってもよい。
【００２２】
チャージポンプ回路２の昇圧率は、離散的（段階的）あるいは連続的に可変に構成されている。チャージポンプ回路２は、負の電源電圧Ｖｓｓの電圧値を、ボリウム設定値Ｓ３に応じて変化させる。より具体的には、ボリウム設定値Ｓ３が小さいほど、言い換えればメインアンプ４へ入力されるオーディオ信号Ｓ２の振幅が小さいほど、負の電源電圧Ｖｓｓの絶対値を小さくし、反対にボリウム設定値Ｓ３が大きいほど、言い換えればオーディオ信号Ｓ２の振幅が大きいほど、負の電源電圧Ｖｓｓの絶対値を大きくする。
【００２３】
以上がオーディオシステム１の全体構成である。続いてその動作を説明する。図３は、図２のオーディオシステム１の動作波形図である。図３には電源電圧Ｖｄｄと負の電源電圧Ｖｓｓの間をスイングするメインアンプ３０２の出力電圧Ｖｏｕｔが示されている。出力電圧Ｖｏｕｔの最大値と電源電圧Ｖｄｄの電位差ΔＶ１および出力電圧Ｖｏｕｔの最小値と負の電源電圧Ｖｓｓの電位差ΔＶ２は、スピーカ３０６からの出力に寄与しない成分である。図２のオーディオシステム１によれば、負の電源電圧Ｖｓｓをボリウム設定値Ｓ３（出力電圧Ｖｏｕｔの振幅）に追従させることができ、電位差ΔＶ２が小さくすることにより消費電力を低減できる。さらには発熱量を低減できるためオーディオシステム１を搭載する電子機器の設計が容易となる。また、電位差ΔＶ２としてある程度の余裕をもたせることにより、オーディオ信号の歪みも抑制することができる。
【００２４】
図４は、チャージポンプ回路２の構成例を示す回路図である。チャージポンプ回路２は、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、第３スイッチＳＷ３、第４スイッチＳＷ４、制御回路１０、フライングキャパシタＣｆ、出力キャパシタＣｏを備える。チャージポンプ回路２は、入力端子Ｐ１に印加される入力電圧Ｖｄｄの極性を反転し、負の電圧Ｖｓｓを生成する。
【００２５】
チャージポンプ回路２は、フライングキャパシタＣｆおよび出力キャパシタＣｏを除く部材が半導体基板上に集積化される。制御ＩＣ２０のキャパシタ端子Ｐ２、Ｐ３の間には、フライングキャパシタＣｆが外付けされる。出力キャパシタＣｏは、その一端が接地され、その他端がキャパシタ端子Ｐ４と接続される。
【００２６】
第１スイッチＳＷ１は、入力端子Ｐ１とフライングキャパシタＣｆの一端Ｐ２の間に設けられる。第２スイッチＳＷ２は、フライングキャパシタＣｆの一端Ｐ２と、接地端子ＧＮＤの間に設けられる。第３スイッチＳＷ３は、フライングキャパシタＣｆの他端Ｐ３と接地端子ＧＮＤの間に設けられる。第４スイッチＳＷ４は、フライングキャパシタＣｆの他端Ｐ３と、出力キャパシタＣｏの他端Ｐ４の間に設けられる。
【００２７】
第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３のペアは、入力電圧ＶｄｄによってフライングキャパシタＣｆを充電する経路（第１経路）上に設けられる。つまり、第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３が同時にオンすると、フライングキャパシタＣｆの一端Ｐ２に第１スイッチＳＷ１を介して入力電圧Ｖｄｄが印加され、その他端Ｐ３に第３スイッチＳＷ３を介して接地電圧ＧＮＤが印加される。その結果、フライングキャパシタＣｆの両端間の電圧ΔＶは、Ｖｄｄに近い値となる。第１スイッチＳＷ１、第３スイッチＳＷ３がオンの状態を第１状態φ１という。
【００２８】
第２スイッチＳＷ２および第４スイッチＳＷ４のペアは、フライングキャパシタＣｆに蓄えられた電荷を、出力キャパシタＣｏに転送する経路（第２経路）上に設けられる。つまり、第２スイッチＳＷ２および第４スイッチＳＷ４を同時にオンすると、フライングキャパシタＣｆの高電位側の端子Ｐ２が接地され、低電位側の端子Ｐ３が、第４スイッチＳＷ４を介して出力キャパシタＣｏの一端Ｐ４に接続される。その結果、フライングキャパシタＣｆに蓄えられた電荷が、出力キャパシタＣｏに転送され、出力キャパシタＣｏの一端Ｐ４には、−Ｖｄｄ付近の負電圧Ｖｓｓが発生する。第２スイッチＳＷ２、第４スイッチＳＷ４がオンの状態を第２状態φ２という。
【００２９】
制御回路１０は、第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３のペアと、第２スイッチＳＷ２および第４スイッチＳＷ４のペアと、を交互にオン、オフさせる。すなわち上述の第１状態φ１と第２状態φ２を交互に繰り返す。制御回路１０には所定の周波数のクロックＣＫが入力される。制御回路１０は、クロックＣＫがハイレベルの期間を第１状態φ１に割り当て、ローレベルの期間を第２状態φ２に割り当てる。ハイレベルとローレベルは反対に割り当てられてもよい。なお第１状態φ１から第２状態φ２への遷移の途中、および第２状態φ２から第１状態φ１への遷移の途中において、すべてのスイッチがオフとなるデッドタイムを設けてもよい。
【００３０】
制御回路１０は、出力キャパシタＣｆの一端Ｐ４に発生する出力電圧Ｖｓｓに応じて、第１経路上の複数のスイッチＳＷ１、ＳＷ３、第２経路上の複数のスイッチＳＷ２、ＳＷ４の少なくともひとつのオン時間を変化させる。より具体的には、出力電圧Ｖｓｓが、ボリウム設定値Ｓ３に応じた目標値と一致するように、第１スイッチＳＷ１〜第４スイッチＳＷ４の少なくともひとつのオン時間を変化させる。
【００３１】
以下では、第２スイッチＳＷ２のオン時間を調節する場合を説明する。ドライバＤＲＶ１は、クロックＣＫがハイレベルの期間、第１スイッチＳＷ１をオンする。同様にドライバＤＲＶ３は、クロックＣＫがハイレベルの期間、第３スイッチＳＷ３をオンする。一方、ドライバＤＲＶ２、ＤＲＶ４はそれぞれ、クロックＣＫがローレベルの期間、第２スイッチＳＷ２、第４スイッチＳＷ４をオンする。
【００３２】
なお、出力電圧Ｖｓｓは負電圧であるため、ドライバＤＲＶ１およびＤＲＶ２は、接地電圧０Ｖ〜電源電圧Ｖｄｄ間の電圧を出力し、ドライバＤＲＶ３およびＤＲＶ４は、負電源Ｖｓｓ〜ある中間電圧Ｖｂ（Ｖｂ＜Ｖｄｄ）の間の電圧を出力する必要がある。
【００３３】
ドライバＤＲＶ２には、出力電圧Ｖｓｓが入力される。ドライバＤＲＶ２は、クロックＣＫのローレベルの期間を上限として、第２スイッチＳＷ２のオン時間Ｔｏｎ２を出力電圧Ｖｓｓにもとづいて調節する。つまり、第２スイッチＳＷ２のゲート信号は、出力電圧Ｖｓｓにもとづいてパルス幅変調される。
【００３４】
第２スイッチＳＷ２のオン時間Ｔｏｎ２を調節すると、フライングキャパシタＣｆから出力キャパシタＣｏに転送される電荷量を調節することができ、負荷電流ＩＬの変動に起因する出力電圧Ｖｓｓの変動を抑制することができる。
【００３５】
なお、オン時間を変化させるスイッチは、第２スイッチＳＷ２に限定されず、別のスイッチのオン時間を調整しても同様の効果を得ることができる。
【００３６】
図５は、図４のチャージポンプ回路２の動作状態を示すタイムチャートである。タイムチャートの各波形は、ハイレベルがオンを、ローレベルがオフを示す。第２スイッチＳＷ２のオン時間が調節されることにより、電圧Ｖｓｓをボリウム設定値Ｓ３に応じた目標値付近に保つことができる。
【００３７】
図６は、図４のチャージポンプ回路２のドライバＤＲＶ２の構成例を示す回路図である。ドライバＤＲＶ２は、レジスタ３０、ＤＡＣ３２、コンパレータ３４、ＡＮＤゲート３６、バッファ３８を含む。
【００３８】
監視回路１２は、負の電源電圧Ｖｓｓを、正の監視電圧Ｖｍｏｎｉに変換する。たとえば監視回路１２は、電源電圧Ｖｓｓをｋ（ｋは負の値）倍する。
【００３９】
ドライバＤＲＶ２には、監視電圧Ｖｍｏｎｉが監視回路１２から供給される。レジスタ３０には、ボリウム設定値Ｓ３が書き込まれる。書き込まれたボリウム設定値Ｓ３は、ボリウム回路８に供給されるとともに、ＤＡＣ３２へと入力される。ＤＡＣ３２はボリウム設定値Ｓ３をデジタル／アナログ変換し、基準電圧Ｖｒｅｆを生成する。
【００４０】
コンパレータ３４は、基準電圧Ｖｒｅｆと監視電圧Ｖｍｏｎｉを比較する。コンパレータ３４は、Ｖｒｅｆ＜Ｖｍｏｎｉのときハイレベル、Ｖｒｅｆ＞Ｖｍｏｎｉのときローレベルを出力する。
【００４１】
なお監視回路１２が負の電源電圧Ｖｓｓに応じた電圧Ｖｍｏｎｉではなく、それに応じた電流を出力する場合、コンパレータ３４は、ボリウム設定値Ｓ３に応じた基準電圧Ｉｒｅｆと、負の電源電圧Ｖｓｓに応じた電流とを比較してもよい。
【００４２】
ＡＮＤゲート３６は、反転クロックＣＫ＃（＃は論理反転を示す）と、コンパレータ３４の出力信号Ｓ４の論理積を生成する。バッファ３８は、ＡＮＤゲート３６の出力信号Ｓ５にもとづいて第２スイッチＳＷ２を駆動する。
【００４３】
図６の構成によれば、負の電源電圧Ｖｓｓを、目標値（−Ｖｒｅｆ／ｋ）付近に安定化することができる。たとえば監視回路１２が負の電源電圧Ｖｓｓをｋ＝−０．５倍する場合、負の電源電圧Ｖｓｓは、−２×Ｖｒｅｆ付近に安定化される。
【００４４】
図７（ａ）、（ｂ）は、負の出力電圧Ｖｓｓをモニタする監視回路１２ａ、１２ｂの構成を示す回路図である。図７（ａ）の監視回路１２ａは、トランジスタＱ１〜Ｑ３、抵抗Ｒ１、Ｒ２を備える。
【００４５】
トランジスタＱ１はＮＰＮ型バイポーラトランジスタであり、ベースが接地される。抵抗Ｒ１は、一端に出力電圧Ｖｓｓが印加され、他端がトランジスタＱ１のエミッタと接続される。つまり抵抗Ｒ１の他端の電位は、−Ｖｂｅに固定される。つまり抵抗Ｒ１には、 Ｉｓ＝（−Ｖｓｓ−Ｖｂｅ）／Ｒ１
で与えられる電流が流れる。トランジスタＱ２、Ｑ３はカレントミラー回路を形成し、抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉｓを定数倍して折り返す。抵抗Ｒ２は、カレントミラー回路の出力電流Ｉｓ’の経路上に設けられる。抵抗Ｒ２には、
Ｖｍｏｎｉ＝Ｉｓ’×Ｒ２
で与えられる電圧降下が発生する。この電圧降下は、チャージポンプ回路２の出力電圧Ｖｓｓに応じた値をとる。図４のドライバＤＲＶ２は、監視電圧Ｖｍｏｎｉにもとづいて第２スイッチＳＷ２のオン時間Ｔｏｎ２を調節する。たとえば電圧比較器によって監視電圧Ｖｍｏｎｉを所定の基準電圧と比較してもよい。この場合、ドライバＤＲＶ２は比較結果にもとづいてオン時間Ｔｏｎ２を変化させる。あるいは、抵抗Ｒ２による電流電圧変換処理を経ずに、電流比較器によって電流ＩｓまたはＩｓ’を直接、所定の基準電流と比較してもよい。
【００４６】
図７（ｂ）の監視回路１２ｂは、トランジスタＭ１〜Ｍ４および定電流源ＣＳを含む差動増幅器１３と、トランジスタＭ５、Ｍ６および抵抗Ｒ３、Ｒ４を備える。差動増幅器１３の非反転入力端子（＋）には接地電圧（０Ｖ）が印加される。抵抗Ｒ３は、一端が反転入力端子（−）と接続され、他端には監視対象の電圧Ｖｓｓが印加される。トランジスタＭ５は電源端子と抵抗Ｒ３の間に設けられる。トランジスタＭ６は、ゲートおよびソースがそれぞれ、トランジスタＭ５のそれらと共通に接続される。抵抗Ｒ４はトランジスタＭ６と接地端子の間に設けられる。トランジスタＭ５、Ｍ６のゲートは、トランジスタＭ１とＭ３の接続点の電位でバイアスされる。
【００４７】
この構成において、差動増幅器１３の反転入力端子（−）は、非反転入力端子（＋）の電位（０Ｖ）と一致するようにフィードバックがかかる。その結果、抵抗Ｒ３には、
Ｉｓ＝Ｖｓｓ／Ｒ３
で与えられる電流が流れる。この電流ＩｓがトランジスタＭ５、Ｍ６によってコピーされ、電流Ｉｓ’として抵抗Ｒ４に供給される。抵抗Ｒ４に生ずる電圧降下が、監視電圧Ｖｍｏｎｉとして出力される。つまり、負電圧を正の監視電圧Ｖｍｏｎｉに変換してドライバＤＲＶ２へと出力することができる。
【００４８】
上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例を説明する。
【００４９】
チャージポンプ回路２やドライバＤＲＶ２、監視回路１２それぞれの構成は、上述したものに限定されるものではなく、その他の構成を用いてもよい。
【００５０】
図４のチャージポンプ回路２は、出力電圧Ｖｓｓがフィードバックされ、それを目標値としてスイッチのオン時間が調節される形式であった。しかしながらチャージポンプ回路２の形式はこれに限定されない。たとえばチャージポンプ回路２は、昇圧率が−１倍と−０．５倍（さらには−１．５倍、−２倍、…）の多段階にて切りかえ可能であり、オープンループで動作する構成であってもよい。このような昇圧率が離散的に切りかえ可能なチャージポンプ回路は公知技術を用いることができる。
【００５１】
実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】一般的な正負電源を利用したオーディオシステムの構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施の形態に係るオーディオシステムの構成を示すブロック図である。
【図３】図２のオーディオシステムの動作波形図である。
【図４】チャージポンプ回路の構成例を示す回路図である。
【図５】図４のチャージポンプ回路の動作状態を示すタイムチャートである。
【図６】図４のチャージポンプ回路のドライバの構成例を示す回路図である。
【図７】図７（ａ）、（ｂ）は、負の出力電圧をモニタする監視回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００５３】
１…オーディオシステム、２…チャージポンプ回路、４…メインアンプ、６…スピーカ、８…ボリウム回路、ＳＷ１…第１スイッチ、ＳＷ２…第２スイッチ、ＳＷ３…第３スイッチ、ＳＷ４…第４スイッチ、１０…制御回路、１２…監視回路、ＤＲＶ…ドライバ、Ｃｆ…フライングキャパシタ、Ｃｏ…出力キャパシタ、Ｓ１…入力オーディオ信号、Ｓ３…ボリウム設定値、３０…レジスタ、３２…ＤＡＣ、３４…コンパレータ、３６…ＡＮＤゲート、３８…バッファ。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、オーディオ信号処理回路に関し、特にオーディオ信号を増幅するアンプに対する電源供給技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
ヘッドホンやスピーカを駆動するアンプ、液晶パネルのドライバをはじめとするさまざまな回路が、その動作に正負の両極性の電源電圧を必要とする。携帯電話端末やＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ）、デジタルカメラ、携帯型オーディオプレイヤなどの小型情報端末には、電池電圧から負電圧を生成する反転型のチャージポンプ回路が利用される。
【０００３】
図１は、一般的な正負電源を利用したオーディオシステムの構成を示す回路図である。オーディオシステム３００は、ヘッドアンプやスピーカアンプ（これらは、メインアンプまたはパワーアンプとも総称される）３０２、反転型チャージポンプ回路３０４、スピーカ３０６を備える。メインアンプ３０２はたとえば反転アンプであり、入力電圧Ｖｉｎを反転増幅し、出力電圧Ｖｏｕｔをスピーカ３０６へと供給する。メインアンプ３０２は、電池電圧Ｖｄｄを正の電源電圧として受ける。反転型チャージポンプ回路３０４は、電池電圧Ｖｄｄを反転し、メインアンプ３０２の負の電源電圧Ｖｓｓを生成する。
【特許文献１】特開２００１−１８６７５４号公報
【特許文献２】特開２００７−１７４７８５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
メインアンプ３０２に入力されるオーディオ信号の振幅は、ボリウム値に応じて変化するところ、反転型チャージポンプ回路３０４の出力電圧、つまりメインアンプ３０２の負電源は固定されていた。かかる状況においてはボリウムが非常に小さく設定された場合に、メインアンプ３０２の出力信号の振幅と、電源電圧Ｖｓｓに大きな差が生じ、無駄な電力を消費することとなっていた。また電力消費は発熱を意味するため、発熱対策を施す必要がある。
【０００５】
本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、その包括的な目的のひとつは、オーディオシステムにおける消費電力の低減にある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明のある態様は、オーディオ信号処理回路に関する。オーディオ信号処理回路は、入力オーディオ信号をボリウム設定値に応じた利得で増幅するボリウム回路と、正の電源電圧を反転し、負の電源電圧を生成するチャージポンプ回路と、正の電源電圧と負の電源電圧を電源電圧として受け、ボリウム回路から出力されるオーディオ信号を増幅するメインアンプと、を備える。チャージポンプ回路は、負の電源電圧の電圧値を、ボリウム設定値に応じて変化させる。
【０００７】
メインアンプの前段のボリウム回路で設定されたボリウム値は、メインアンプで増幅されるオーディオ信号の振幅と対応している。そこでボリウム設定値が小さいほど、負の電源電圧の絶対値を小さくし、ボリウム設定値が大きいほど、負の電源電圧の絶対値を大きくすることにより、オーディオ信号の歪みを抑制しつつ、無駄な消費電力を低減できる。
【０００８】
チャージポンプ回路は、フライングキャパシタと、出力キャパシタと、フライングキャパシタを正の電源電圧で充電する第１経路に設けられた複数のスイッチと、フライングキャパシタに蓄えられた電荷を、出力キャパシタに転送する第２経路に設けられた複数の第２スイッチと、第１経路に設けられた複数のスイッチと第２経路に設けられた複数のスイッチを交互にオン、オフさせる制御回路と、を含んでもよい。制御回路は、出力キャパシタの一端に発生する出力電圧がボリウム設定値に応じた目標値と一致するように、第１経路の複数のスイッチ、第２経路の複数のスイッチの少なくともひとつのオン時間を変化させてもよい。
【０００９】
この態様によると、ボリウム設定値に応じた負の電源電圧を好適に生成することができる。
【００１０】
制御回路は、一端に出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗と、抵抗に流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換回路と、電流電圧変換回路によって生成された電圧を、ボリウム設定値に応じた基準電圧と比較するコンパレータと、を含み、コンパレータによる比較結果に応じて、オン時間を変化させてもよい。
出力電圧は負電圧であるため、そのままでは信号処理が困難である。そこで出力電圧を電流に変換することにより、オン時間の制御に必要な信号処理を行うことができる。
【００１１】
制御回路は、一端に出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗と、抵抗に流れる電流を、ボリウム設定値に応じた基準電流と比較するコンパレータと、を含んでもよい。制御回路は、コンパレータによる比較結果に応じて、オン時間を変化させてもよい。
【００１２】
本発明の別の態様は正の電源電圧を反転して負の電源電圧を生成し、オーディオ信号を増幅するメインアンプに供給するチャージポンプ回路の制御方法に関する。この制御方法は、メインアンプの前段に設けられたボリウム回路に設定されるボリウム設定値を取得するステップと、ボリウム設定値に応じてチャージポンプ回路の昇圧率を調節するステップと、を備える。
【００１３】
本発明の別の態様も、チャージポンプ回路の制御方法に関する。この制御方法は、メインアンプの前段に設けられたボリウム回路に設定されるボリウム設定値を取得するステップと、ボリウム設定値に応じた目標値と負の電源電圧とを比較するステップと、目標値と負の電源電圧の比較結果にもとづいて、チャージポンプ回路を構成する複数のスイッチの少なくともひとつのオン時間を調節するステップと、を備える。
【００１４】
これらの態様の方法によれば、メインアンプの負の電源電圧を、オーディオ信号の振幅に追従させることができ、メインアンプの消費電力を低減できる。
【００１５】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、オーディオシステムの消費電力を低減できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００１８】
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００１９】
図２は、本発明の実施の形態に係るオーディオシステム１の構成を示すブロック図である。オーディオシステム１は、チャージポンプ回路２、メインアンプ４、スピーカ６、ボリウム回路８を備える。
【００２０】
ボリウム回路８は、可変利得増幅器、あるいは可変アテネータを含んで構成され、入力オーディオ信号Ｓ１を可変利得で増幅する（または減衰させる）。ボリウム回路８の利得は、ボリウム設定値Ｓ３に応じて設定される。
【００２１】
チャージポンプ回路２は、正の電源電圧Ｖｄｄを反転し、負の電源電圧Ｖｓｓを生成する。メインアンプ４には、正の電源電圧Ｖｄｄと負の電源電圧Ｖｓｓが電源電圧として供給されている。メインアンプ４は、ボリウム回路８から出力されるオーディオ信号Ｓ２を所定の利得で増幅する。メインアンプ４によって増幅されたオーディオ信号Ｖｏｕｔは負荷であるスピーカ６へと供給される。なお、スピーカ６は、ヘッドホン、イヤホンなどであってもよい。
【００２２】
チャージポンプ回路２の昇圧率は、離散的（段階的）あるいは連続的に可変に構成されている。チャージポンプ回路２は、負の電源電圧Ｖｓｓの電圧値を、ボリウム設定値Ｓ３に応じて変化させる。より具体的には、ボリウム設定値Ｓ３が小さいほど、言い換えればメインアンプ４へ入力されるオーディオ信号Ｓ２の振幅が小さいほど、負の電源電圧Ｖｓｓの絶対値を小さくし、反対にボリウム設定値Ｓ３が大きいほど、言い換えればオーディオ信号Ｓ２の振幅が大きいほど、負の電源電圧Ｖｓｓの絶対値を大きくする。
【００２３】
以上がオーディオシステム１の全体構成である。続いてその動作を説明する。図３は、図２のオーディオシステム１の動作波形図である。図３には電源電圧Ｖｄｄと負の電源電圧Ｖｓｓの間をスイングするメインアンプ３０２の出力電圧Ｖｏｕｔが示されている。出力電圧Ｖｏｕｔの最大値と電源電圧Ｖｄｄの電位差ΔＶ１および出力電圧Ｖｏｕｔの最小値と負の電源電圧Ｖｓｓの電位差ΔＶ２は、スピーカ３０６からの出力に寄与しない成分である。図２のオーディオシステム１によれば、負の電源電圧Ｖｓｓをボリウム設定値Ｓ３（出力電圧Ｖｏｕｔの振幅）に追従させることができ、電位差ΔＶ２が小さくすることにより消費電力を低減できる。さらには発熱量を低減できるためオーディオシステム１を搭載する電子機器の設計が容易となる。また、電位差ΔＶ２としてある程度の余裕をもたせることにより、オーディオ信号の歪みも抑制することができる。
【００２４】
図４は、チャージポンプ回路２の構成例を示す回路図である。チャージポンプ回路２は、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、第３スイッチＳＷ３、第４スイッチＳＷ４、制御回路１０、フライングキャパシタＣｆ、出力キャパシタＣｏを備える。チャージポンプ回路２は、入力端子Ｐ１に印加される入力電圧Ｖｄｄの極性を反転し、負の電圧Ｖｓｓを生成する。
【００２５】
チャージポンプ回路２は、フライングキャパシタＣｆおよび出力キャパシタＣｏを除く部材が半導体基板上に集積化される。制御ＩＣ２０のキャパシタ端子Ｐ２、Ｐ３の間には、フライングキャパシタＣｆが外付けされる。出力キャパシタＣｏは、その一端が接地され、その他端がキャパシタ端子Ｐ４と接続される。
【００２６】
第１スイッチＳＷ１は、入力端子Ｐ１とフライングキャパシタＣｆの一端Ｐ２の間に設けられる。第２スイッチＳＷ２は、フライングキャパシタＣｆの一端Ｐ２と、接地端子ＧＮＤの間に設けられる。第３スイッチＳＷ３は、フライングキャパシタＣｆの他端Ｐ３と接地端子ＧＮＤの間に設けられる。第４スイッチＳＷ４は、フライングキャパシタＣｆの他端Ｐ３と、出力キャパシタＣｏの他端Ｐ４の間に設けられる。
【００２７】
第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３のペアは、入力電圧ＶｄｄによってフライングキャパシタＣｆを充電する経路（第１経路）上に設けられる。つまり、第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３が同時にオンすると、フライングキャパシタＣｆの一端Ｐ２に第１スイッチＳＷ１を介して入力電圧Ｖｄｄが印加され、その他端Ｐ３に第３スイッチＳＷ３を介して接地電圧ＧＮＤが印加される。その結果、フライングキャパシタＣｆの両端間の電圧ΔＶは、Ｖｄｄに近い値となる。第１スイッチＳＷ１、第３スイッチＳＷ３がオンの状態を第１状態φ１という。
【００２８】
第２スイッチＳＷ２および第４スイッチＳＷ４のペアは、フライングキャパシタＣｆに蓄えられた電荷を、出力キャパシタＣｏに転送する経路（第２経路）上に設けられる。つまり、第２スイッチＳＷ２および第４スイッチＳＷ４を同時にオンすると、フライングキャパシタＣｆの高電位側の端子Ｐ２が接地され、低電位側の端子Ｐ３が、第４スイッチＳＷ４を介して出力キャパシタＣｏの一端Ｐ４に接続される。その結果、フライングキャパシタＣｆに蓄えられた電荷が、出力キャパシタＣｏに転送され、出力キャパシタＣｏの一端Ｐ４には、−Ｖｄｄ付近の負電圧Ｖｓｓが発生する。第２スイッチＳＷ２、第４スイッチＳＷ４がオンの状態を第２状態φ２という。
【００２９】
制御回路１０は、第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３のペアと、第２スイッチＳＷ２および第４スイッチＳＷ４のペアと、を交互にオン、オフさせる。すなわち上述の第１状態φ１と第２状態φ２を交互に繰り返す。制御回路１０には所定の周波数のクロックＣＫが入力される。制御回路１０は、クロックＣＫがハイレベルの期間を第１状態φ１に割り当て、ローレベルの期間を第２状態φ２に割り当てる。ハイレベルとローレベルは反対に割り当てられてもよい。なお第１状態φ１から第２状態φ２への遷移の途中、および第２状態φ２から第１状態φ１への遷移の途中において、すべてのスイッチがオフとなるデッドタイムを設けてもよい。
【００３０】
制御回路１０は、出力キャパシタＣｆの一端Ｐ４に発生する出力電圧Ｖｓｓに応じて、第１経路上の複数のスイッチＳＷ１、ＳＷ３、第２経路上の複数のスイッチＳＷ２、ＳＷ４の少なくともひとつのオン時間を変化させる。より具体的には、出力電圧Ｖｓｓが、ボリウム設定値Ｓ３に応じた目標値と一致するように、第１スイッチＳＷ１〜第４スイッチＳＷ４の少なくともひとつのオン時間を変化させる。
【００３１】
以下では、第２スイッチＳＷ２のオン時間を調節する場合を説明する。ドライバＤＲＶ１は、クロックＣＫがハイレベルの期間、第１スイッチＳＷ１をオンする。同様にドライバＤＲＶ３は、クロックＣＫがハイレベルの期間、第３スイッチＳＷ３をオンする。一方、ドライバＤＲＶ２、ＤＲＶ４はそれぞれ、クロックＣＫがローレベルの期間、第２スイッチＳＷ２、第４スイッチＳＷ４をオンする。
【００３２】
なお、出力電圧Ｖｓｓは負電圧であるため、ドライバＤＲＶ１およびＤＲＶ２は、接地電圧０Ｖ〜電源電圧Ｖｄｄ間の電圧を出力し、ドライバＤＲＶ３およびＤＲＶ４は、負電源Ｖｓｓ〜ある中間電圧Ｖｂ（Ｖｂ＜Ｖｄｄ）の間の電圧を出力する必要がある。
【００３３】
ドライバＤＲＶ２には、出力電圧Ｖｓｓが入力される。ドライバＤＲＶ２は、クロックＣＫのローレベルの期間を上限として、第２スイッチＳＷ２のオン時間Ｔｏｎ２を出力電圧Ｖｓｓにもとづいて調節する。つまり、第２スイッチＳＷ２のゲート信号は、出力電圧Ｖｓｓにもとづいてパルス幅変調される。
【００３４】
第２スイッチＳＷ２のオン時間Ｔｏｎ２を調節すると、フライングキャパシタＣｆから出力キャパシタＣｏに転送される電荷量を調節することができ、負荷電流ＩＬの変動に起因する出力電圧Ｖｓｓの変動を抑制することができる。
【００３５】
なお、オン時間を変化させるスイッチは、第２スイッチＳＷ２に限定されず、別のスイッチのオン時間を調整しても同様の効果を得ることができる。
【００３６】
図５は、図４のチャージポンプ回路２の動作状態を示すタイムチャートである。タイムチャートの各波形は、ハイレベルがオンを、ローレベルがオフを示す。第２スイッチＳＷ２のオン時間が調節されることにより、電圧Ｖｓｓをボリウム設定値Ｓ３に応じた目標値付近に保つことができる。
【００３７】
図６は、図４のチャージポンプ回路２のドライバＤＲＶ２の構成例を示す回路図である。ドライバＤＲＶ２は、レジスタ３０、ＤＡＣ３２、コンパレータ３４、ＡＮＤゲート３６、バッファ３８を含む。
【００３８】
監視回路１２は、負の電源電圧Ｖｓｓを、正の監視電圧Ｖｍｏｎｉに変換する。たとえば監視回路１２は、電源電圧Ｖｓｓをｋ（ｋは負の値）倍する。
【００３９】
ドライバＤＲＶ２には、監視電圧Ｖｍｏｎｉが監視回路１２から供給される。レジスタ３０には、ボリウム設定値Ｓ３が書き込まれる。書き込まれたボリウム設定値Ｓ３は、ボリウム回路８に供給されるとともに、ＤＡＣ３２へと入力される。ＤＡＣ３２はボリウム設定値Ｓ３をデジタル／アナログ変換し、基準電圧Ｖｒｅｆを生成する。
【００４０】
コンパレータ３４は、基準電圧Ｖｒｅｆと監視電圧Ｖｍｏｎｉを比較する。コンパレータ３４は、Ｖｒｅｆ＜Ｖｍｏｎｉのときハイレベル、Ｖｒｅｆ＞Ｖｍｏｎｉのときローレベルを出力する。
【００４１】
なお監視回路１２が負の電源電圧Ｖｓｓに応じた電圧Ｖｍｏｎｉではなく、それに応じた電流を出力する場合、コンパレータ３４は、ボリウム設定値Ｓ３に応じた基準電圧Ｉｒｅｆと、負の電源電圧Ｖｓｓに応じた電流とを比較してもよい。
【００４２】
ＡＮＤゲート３６は、反転クロックＣＫ＃（＃は論理反転を示す）と、コンパレータ３４の出力信号Ｓ４の論理積を生成する。バッファ３８は、ＡＮＤゲート３６の出力信号Ｓ５にもとづいて第２スイッチＳＷ２を駆動する。
【００４３】
図６の構成によれば、負の電源電圧Ｖｓｓを、目標値（−Ｖｒｅｆ／ｋ）付近に安定化することができる。たとえば監視回路１２が負の電源電圧Ｖｓｓをｋ＝−０．５倍する場合、負の電源電圧Ｖｓｓは、−２×Ｖｒｅｆ付近に安定化される。
【００４４】
図７（ａ）、（ｂ）は、負の出力電圧Ｖｓｓをモニタする監視回路１２ａ、１２ｂの構成を示す回路図である。図７（ａ）の監視回路１２ａは、トランジスタＱ１〜Ｑ３、抵抗Ｒ１、Ｒ２を備える。
【００４５】
トランジスタＱ１はＮＰＮ型バイポーラトランジスタであり、ベースが接地される。抵抗Ｒ１は、一端に出力電圧Ｖｓｓが印加され、他端がトランジスタＱ１のエミッタと接続される。つまり抵抗Ｒ１の他端の電位は、−Ｖｂｅに固定される。つまり抵抗Ｒ１には、 Ｉｓ＝（−Ｖｓｓ−Ｖｂｅ）／Ｒ１
で与えられる電流が流れる。トランジスタＱ２、Ｑ３はカレントミラー回路を形成し、抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉｓを定数倍して折り返す。抵抗Ｒ２は、カレントミラー回路の出力電流Ｉｓ’の経路上に設けられる。抵抗Ｒ２には、
Ｖｍｏｎｉ＝Ｉｓ’×Ｒ２
で与えられる電圧降下が発生する。この電圧降下は、チャージポンプ回路２の出力電圧Ｖｓｓに応じた値をとる。図４のドライバＤＲＶ２は、監視電圧Ｖｍｏｎｉにもとづいて第２スイッチＳＷ２のオン時間Ｔｏｎ２を調節する。たとえば電圧比較器によって監視電圧Ｖｍｏｎｉを所定の基準電圧と比較してもよい。この場合、ドライバＤＲＶ２は比較結果にもとづいてオン時間Ｔｏｎ２を変化させる。あるいは、抵抗Ｒ２による電流電圧変換処理を経ずに、電流比較器によって電流ＩｓまたはＩｓ’を直接、所定の基準電流と比較してもよい。
【００４６】
図７（ｂ）の監視回路１２ｂは、トランジスタＭ１〜Ｍ４および定電流源ＣＳを含む差動増幅器１３と、トランジスタＭ５、Ｍ６および抵抗Ｒ３、Ｒ４を備える。差動増幅器１３の非反転入力端子（＋）には接地電圧（０Ｖ）が印加される。抵抗Ｒ３は、一端が反転入力端子（−）と接続され、他端には監視対象の電圧Ｖｓｓが印加される。トランジスタＭ５は電源端子と抵抗Ｒ３の間に設けられる。トランジスタＭ６は、ゲートおよびソースがそれぞれ、トランジスタＭ５のそれらと共通に接続される。抵抗Ｒ４はトランジスタＭ６と接地端子の間に設けられる。トランジスタＭ５、Ｍ６のゲートは、トランジスタＭ１とＭ３の接続点の電位でバイアスされる。
【００４７】
この構成において、差動増幅器１３の反転入力端子（−）は、非反転入力端子（＋）の電位（０Ｖ）と一致するようにフィードバックがかかる。その結果、抵抗Ｒ３には、
Ｉｓ＝Ｖｓｓ／Ｒ３
で与えられる電流が流れる。この電流ＩｓがトランジスタＭ５、Ｍ６によってコピーされ、電流Ｉｓ’として抵抗Ｒ４に供給される。抵抗Ｒ４に生ずる電圧降下が、監視電圧Ｖｍｏｎｉとして出力される。つまり、負電圧を正の監視電圧Ｖｍｏｎｉに変換してドライバＤＲＶ２へと出力することができる。
【００４８】
上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例を説明する。
【００４９】
チャージポンプ回路２やドライバＤＲＶ２、監視回路１２それぞれの構成は、上述したものに限定されるものではなく、その他の構成を用いてもよい。
【００５０】
図４のチャージポンプ回路２は、出力電圧Ｖｓｓがフィードバックされ、それを目標値としてスイッチのオン時間が調節される形式であった。しかしながらチャージポンプ回路２の形式はこれに限定されない。たとえばチャージポンプ回路２は、昇圧率が−１倍と−０．５倍（さらには−１．５倍、−２倍、…）の多段階にて切りかえ可能であり、オープンループで動作する構成であってもよい。このような昇圧率が離散的に切りかえ可能なチャージポンプ回路は公知技術を用いることができる。
【００５１】
実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】一般的な正負電源を利用したオーディオシステムの構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施の形態に係るオーディオシステムの構成を示すブロック図である。
【図３】図２のオーディオシステムの動作波形図である。
【図４】チャージポンプ回路の構成例を示す回路図である。
【図５】図４のチャージポンプ回路の動作状態を示すタイムチャートである。
【図６】図４のチャージポンプ回路のドライバの構成例を示す回路図である。
【図７】図７（ａ）、（ｂ）は、負の出力電圧をモニタする監視回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００５３】
１…オーディオシステム、２…チャージポンプ回路、４…メインアンプ、６…スピーカ、８…ボリウム回路、ＳＷ１…第１スイッチ、ＳＷ２…第２スイッチ、ＳＷ３…第３スイッチ、ＳＷ４…第４スイッチ、１０…制御回路、１２…監視回路、ＤＲＶ…ドライバ、Ｃｆ…フライングキャパシタ、Ｃｏ…出力キャパシタ、Ｓ１…入力オーディオ信号、Ｓ３…ボリウム設定値、３０…レジスタ、３２…ＤＡＣ、３４…コンパレータ、３６…ＡＮＤゲート、３８…バッファ。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力オーディオ信号をボリウム設定値に応じた利得で増幅するボリウム回路と、
正の電源電圧を反転し、負の電源電圧を生成するチャージポンプ回路と、
前記正の電源電圧と前記負の電源電圧を電源電圧として受け、前記ボリウム回路から出力されるオーディオ信号を増幅するメインアンプと、
を備え、
前記チャージポンプ回路は、前記負の電源電圧の電圧値を、前記ボリウム設定値に応じて変化させることを特徴とするオーディオ信号処理回路。
【請求項２】
前記チャージポンプ回路は、
フライングキャパシタと、
出力キャパシタと、
前記フライングキャパシタを前記正の電源電圧で充電する第１経路に設けられた複数のスイッチと、
前記フライングキャパシタに蓄えられた電荷を、前記出力キャパシタに転送する第２経路に設けられた複数の第２スイッチと、
前記第１経路に設けられた複数のスイッチおよび前記第２経路に設けられた複数のスイッチを交互にオン、オフさせる制御回路と、
を含み、
前記制御回路は、前記出力キャパシタの一端に発生する出力電圧が前記ボリウム設定値に応じた目標値と一致するように、前記第１経路の複数のスイッチ、前記第２経路の複数のスイッチの少なくともひとつのオン時間を変化させることを特徴とする請求項１に記載のオーディオ信号処理回路。
【請求項３】
前記制御回路は、
一端に前記出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗と、
前記抵抗に流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換回路と、
前記電流電圧変換回路によって生成された電圧を、前記ボリウム設定値に応じた基準電圧と比較するコンパレータと、
を含み、前記コンパレータによる比較結果に応じて、前記オン時間を変化させることを特徴とする請求項２に記載のオーディオ信号処理回路。
【請求項４】
前記制御回路は、
一端に前記出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗と、
前記抵抗に流れる電流を、前記ボリウム設定値に応じた基準電流と比較するコンパレータと、
を含み、前記コンパレータによる比較結果に応じて、前記オン時間を変化させることを特徴とする請求項２に記載のオーディオ信号処理回路。
【請求項５】
正の電源電圧を反転して負の電源電圧を生成し、オーディオ信号を増幅するメインアンプに供給するチャージポンプ回路の制御方法であって、
前記メインアンプの前段に設けられたボリウム回路に設定されるボリウム設定値を取得するステップと、
前記ボリウム設定値に応じて前記チャージポンプ回路の昇圧率を調節するステップと、
を備えることを特徴とする制御方法。
【請求項６】
正の電源電圧を反転して負の電源電圧を生成し、オーディオ信号を増幅するメインアンプに供給するチャージポンプ回路の制御方法であって、
前記メインアンプの前段に設けられたボリウム回路に設定されるボリウム設定値を取得するステップと、
前記ボリウム設定値に応じた目標値と、前記負の電源電圧とを比較するステップと、
前記目標値と前記負の電源電圧の比較結果にもとづいて、前記チャージポンプ回路を構成する複数のスイッチの少なくともひとつのオン時間を調節するステップと、
を備えることを特徴とする制御方法。
【請求項１】
入力オーディオ信号をボリウム設定値に応じた利得で増幅するボリウム回路と、
正の電源電圧を反転し、負の電源電圧を生成するチャージポンプ回路と、
前記正の電源電圧と前記負の電源電圧を電源電圧として受け、前記ボリウム回路から出力されるオーディオ信号を増幅するメインアンプと、
を備え、
前記チャージポンプ回路は、前記負の電源電圧の電圧値を、前記ボリウム設定値に応じて変化させることを特徴とするオーディオ信号処理回路。
【請求項２】
前記チャージポンプ回路は、
フライングキャパシタと、
出力キャパシタと、
前記フライングキャパシタを前記正の電源電圧で充電する第１経路に設けられた複数のスイッチと、
前記フライングキャパシタに蓄えられた電荷を、前記出力キャパシタに転送する第２経路に設けられた複数の第２スイッチと、
前記第１経路に設けられた複数のスイッチおよび前記第２経路に設けられた複数のスイッチを交互にオン、オフさせる制御回路と、
を含み、
前記制御回路は、前記出力キャパシタの一端に発生する出力電圧が前記ボリウム設定値に応じた目標値と一致するように、前記第１経路の複数のスイッチ、前記第２経路の複数のスイッチの少なくともひとつのオン時間を変化させることを特徴とする請求項１に記載のオーディオ信号処理回路。
【請求項３】
前記制御回路は、
一端に前記出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗と、
前記抵抗に流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換回路と、
前記電流電圧変換回路によって生成された電圧を、前記ボリウム設定値に応じた基準電圧と比較するコンパレータと、
を含み、前記コンパレータによる比較結果に応じて、前記オン時間を変化させることを特徴とする請求項２に記載のオーディオ信号処理回路。
【請求項４】
前記制御回路は、
一端に前記出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗と、
前記抵抗に流れる電流を、前記ボリウム設定値に応じた基準電流と比較するコンパレータと、
を含み、前記コンパレータによる比較結果に応じて、前記オン時間を変化させることを特徴とする請求項２に記載のオーディオ信号処理回路。
【請求項５】
正の電源電圧を反転して負の電源電圧を生成し、オーディオ信号を増幅するメインアンプに供給するチャージポンプ回路の制御方法であって、
前記メインアンプの前段に設けられたボリウム回路に設定されるボリウム設定値を取得するステップと、
前記ボリウム設定値に応じて前記チャージポンプ回路の昇圧率を調節するステップと、
を備えることを特徴とする制御方法。
【請求項６】
正の電源電圧を反転して負の電源電圧を生成し、オーディオ信号を増幅するメインアンプに供給するチャージポンプ回路の制御方法であって、
前記メインアンプの前段に設けられたボリウム回路に設定されるボリウム設定値を取得するステップと、
前記ボリウム設定値に応じた目標値と、前記負の電源電圧とを比較するステップと、
前記目標値と前記負の電源電圧の比較結果にもとづいて、前記チャージポンプ回路を構成する複数のスイッチの少なくともひとつのオン時間を調節するステップと、
を備えることを特徴とする制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１０−１３０１３５（Ｐ２０１０−１３０１３５Ａ）
【公開日】平成２２年６月１０日（２０１０．６．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−３００４５７（Ｐ２００８−３００４５７）
【出願日】平成２０年１１月２６日（２００８．１１．２６）
【出願人】（０００１１６０２４）ローム株式会社 (3,539)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年６月１０日（２０１０．６．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年１１月２６日（２００８．１１．２６）
【出願人】（０００１１６０２４）ローム株式会社 (3,539)
【Ｆターム（参考）】
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