本開示は、チョッパ安定型計装用増幅器１９を記載する。当該増幅器は、低周波数における安定した測定を非常に低い電力消費で達成するように構成される。計装用増幅器１０は、差動アーキテクチャ及びミキサ増幅器１４を使用して、増幅器によって生成される出力信号からノイズ及びオフセットを実質的になくす。低電力におけるチョッパ安定化から生じる動的な制限、すなわち、グリッチは、ミキサ増幅器１４及びフィードバック１６内の低インピーダンスノードにおけるチョッピングを組み合せることによって実質的になくなる。増幅器の信号路は、チョップ周波数又はその高調波において信号経路内に入るノイズ又は外部信号のエイリアシングを最小限に抑えることを可能にする連続時間システムとして動作する。増幅器を、埋め込み可能医療デバイスのような低電力システムにおいて使用して、安定した、低ノイズの出力信号を提供することができる。

【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、増幅器に関し、より詳細には、正確な信号測定のための計装用増幅器（instrumentation amplifier）に関する。
【背景技術】
【０００２】
計装用増幅器は、さまざまな試験信号及び測定信号を正確に測定するのに使用される。医療計装用増幅器は、たとえば、心電図信号（ＥＣＧ）、筋電図信号（ＥＭＧ）、脳電図信号（ＥＥＧ）、圧力信号、インピーダンス信号、及び運動信号のような生理学的信号を測定するように構成することができる。計装用増幅器は通常、低オフセット、低ドリフト、低ノイズ、高いコモンモード阻止、高ループ利得、及び高入力インピーダンスを呈する差動増幅器として組立てられる。計装用増幅器は、高い精度を達成するために、回路構成要素の慎重なマッチング及び調整を必要とする場合が多い。
【０００３】
計装用増幅器は、離散信号サンプルをを取得する離散時間スイッチドキャパシタアーキテクチャを用いて構成することができる。しかしながら、離散時間アーキテクチャは、測定信号の精度を損なう、ノイズ及び信号の望ましくないエイリアシングを生成する可能性がある。代替的に、計装用増幅器は、チョッパ回路が測定信号をより高い周波数帯域に上方変調してノイズ及びオフセットを除去するチョッパ安定型アーキテクチャを採用する場合がある。チョッパ安定型アーキテクチャは、制限された帯域幅を有することができるが、通過帯域において大きなリップルをもたらす。リップルは、低電力用途においてチョッパ安定型設計の実施を困難にするおそれがある。
【発明の概要】
【０００４】
本開示は、チョッパ安定型計装用増幅器を説明する。計装用増幅器は、低周波数における安定した測定を非常に低い電力で達成するように構成される。計装用増幅器は、差動アーキテクチャ及びミキサ増幅器を使用して、当該増幅器によって生成される出力信号からノイズ及びオフセットを実質的になくす。低電力におけるチョッパ安定化から生じる動的な制限、すなわちグリッチは、ミキサ増幅器及びフィードバック内の低インピーダンスノードにおけるチョッピングを組み合せることによって、実質的になくなるか又は低減される。計装用増幅器の信号路は、チョップ周波数又はその高調波において信号経路に入るノイズ又は外部信号のエイリアシングを最小限に抑えることを可能にする連続時間システムとして動作する。このようにして、計装用増幅器を、埋め込み可能医療デバイスのような低電力システムにおいて使用して、安定した、低ノイズの出力信号を提供することができる。
【０００５】
１つの実施例では、本発明は、差動入力信号の振幅を、クロック周波数で変調して、変調された信号を生成する第１の変調器と、前記変調された信号を増幅して、増幅された信号を生成し、当該増幅された信号を、クロック周波数で復調して、出力信号を生成するミキサ増幅器と、前記出力信号の振幅を、クロック周波数で変調する第２の変調器、及び、前記変調された出力信号を、差動フィードバック信号として、前記変調された入力信号に印加するフィードバック・パス（path）と、を備えるチョッパ安定化された計装用増幅器を提供する。
【０００６】
他の実施例では、本発明は、生理学的状態(physiological condition)を示す、差動入力信号を生成する生理学的センサ、並びに、前記差動入力信号の振幅を、クロック周波数で変調して、変調された信号を生成する第１の変調器と、前記変調された信号を増幅して、増幅された信号を生成し、当該増幅された信号を、クロック周波数で復調して、出力信号を生成するミキサ増幅器と、前記出力信号の振幅を、クロック周波数で変調する第２の変調器と、前記変調された出力信号を、差動フィードバック信号として、前記変調された入力信号に印加するフィードバック・パスと、を備える、チョッパ安定化された計装用増幅器、を備える、生理学的検出デバイスを提供する。
【０００７】
追加の実施例では、本発明は、差動入力信号の振幅を、クロック周波数で変調して、変調された信号を生成し、前記変調された信号をミキサ増幅器で増幅して、増幅された信号を生成し、前記増幅された信号を、ミキサ増幅器で、クロック周波数で復調して、出力信号を生成し、前記出力信号の振幅をクロック周波数で変調し、前記変調された出力信号を、差動フィードバック信号として、第１のフィードバック・パスを介して、前記変調された入力信号に印加する、ステップを含む方法を提供する。
【０００８】
本発明の１つ又は複数の実施形態の詳細を、添付の図面及び下記の説明において述べる。本発明の他の特徴、目的、及び利点は、当該説明及び図面、並びに特許請求の範囲から明らかとなろう。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】低周波数における安定した測定を非常に低い電力で達成するように構成されるチョッパ安定型計装用増幅器を示すブロック図である。
【図２】図１の計装用増幅器の信号フロー経路を示す図である。
【図３Ａ】図２の信号フロー経路内の１つのステージにおける信号の周波数成分を示すグラフである。
【図３Ｂ】図２の信号フロー経路内の１つのステージにおける信号の周波数成分を示すグラフである。
【図３Ｃ】図２の信号フロー経路内の１つのステージにおける信号の周波数成分を示すグラフである。
【図３Ｄ】図２の信号フロー経路内の１つのステージにおける信号の周波数成分を示すグラフである。
【図４Ａ】図２の信号フロー経路内の１つのステージにおける信号を示すグラフである。
【図４Ｂ】図２の信号フロー経路内の１つのステージにおける信号を示すグラフである。
【図４Ｃ】図２の信号フロー経路内の１つのステージにおける信号を示すグラフである。
【図４Ｄ】図２の信号フロー経路内の１つのステージにおける信号を示すグラフである。
【図５】チョッパ安定型計装用増幅器の例示的なノイズパフォーマンスを示すグラフである。
【図６】計装用増幅器の一部を形成するチョッパ安定型ミキサ増幅器を示す回路図である。
【図７】図１の計装用増幅器の一実施形態例をより詳細に示すブロック図である。
【図８】電圧信号を測定するための図１の計装用増幅器の一実施形態例を示す回路図である。
【図９】インピーダンスを測定するための図１の計装用増幅器の別の実施形態例を示す回路図である。
【図１０】ハイパスフィルタを構成するための負フィードバック経路を含む、本発明の一実施形態による計装用増幅器の信号路フローを示す図である。
【図１１】図１０の計装用増幅器を示す回路図である。
【図１２】入力インピーダンスを増大させるための正フィードバック経路を含む、本発明の一実施形態による計装用増幅器の信号路フローを示す図である。
【図１３】図１２の計装用増幅器を示す回路図である。
【図１４Ａ】受信テレメトリ信号を復調するのに使用される、本発明の一実施形態による計装用増幅器の信号フロー経路を示す図である。
【図１４Ｂ】図１４Ａのテレメトリ構成計装用増幅器のアンテナ入力及びフィードバック回路部を示す回路図である。
【図１５Ａ】図１４Ａのテレメトリ構成計装用増幅器を示すブロック図である。
【図１５Ｂ】図１５Ａ内のクロックシンクロナイザをより詳細に示すブロック図である。
【図１６】測定及び／又はテレメトリのための１つ又は複数の計装用増幅器を備える埋め込み可能医療デバイスを示すブロック図である。
【図１７】テレメトリのための１つ又は複数の計装用増幅器を含む医療デバイスプログラマを示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
本開示は、チョッパ安定型計装用増幅器を説明する。計装用増幅器は、低周波数における安定した測定を非常に低い電力で達成するように構成される。計装用増幅器は、差動アーキテクチャ及びミキサ増幅器を使用して増幅器によって生成される出力信号からノイズ及びオフセットを実質的になくす。低電力におけるチョッパ安定化から生じる動的な制限、すなわちグリッチは、ミキサ増幅器及びフィードバック内の低インピーダンスノードにおけるチョッピングを組み合せることによって、実質的になくなる。計装用増幅器の信号路は、チョップ周波数又はその高調波において信号経路に入るノイズ又は外部信号のエイリアシングを最小限に抑えることを可能にする連続時間システムとして動作する。このようにして、計装用増幅器を、埋め込み可能医療デバイスのような低電力システムにおいて使用して、安定した、低ノイズの出力信号を提供することができる。
【００１１】
チョッパ安定型計装用増幅器は、たとえば、心電図信号（ＥＣＧ）、筋電図信号（ＥＭＧ）、脳電図信号（ＥＥＧ）、圧力信号、インピーダンス信号、運動信号、及び他の信号のような生理学的信号を測定する医療計装用増幅器として構成することができる。いくつかの実施形態において、計装用増幅器は、低周波電圧信号を取得するようにチョップされる、キャパシタベースのフロントエンドを含むことができる。他の実施形態において、計装用増幅器は、インピーダンス測定値を取得するようにチョップされる、電流源ベースのフロントエンドを含むことができる。さらなる実施形態において、計装用増幅器は、他のデバイスからテレメトリ信号を取得する、アンテナベースのフロントエンドを含むことができる。計装用増幅器は、生物医学的測定用途だけでなく、汎用試験及び測定の用途並びに無線テレメトリ用途にも有用であり得る。
【００１２】
概して、本開示において説明される計装用増幅器は、電力の非常に低い用途向けに構成することができる。埋め込み可能医療デバイスは、たとえば、数ヶ月又は数年持続することが必要とされる有限電力資源によって特徴付けることができる。したがって、デバイス寿命を助長するために、検知回路及び治療回路は一般的に、非常に小さなレベルの電力しか消費しないように設計される。一例として、本開示において説明される計装用増幅器を組み込むセンサ回路の動作は、２．０マイクロアンペアを下回る、またより好ましくは１．０マイクロアンペアを下回る供給電流を必要とし得る。いくつかの実施形態において、このようなセンサ回路は、約１００ナノアンペア〜１．０マイクロアンペアの範囲内の供給電流を消費し得る。このようなセンサは一般的に、微小消費電力センサと呼ぶことができる。医療デバイスは例示の目的で説明されるが、微小消費電力センサは、さまざまな医療試験及び非医療試験並びに測定の用途に使用することができる。いずれの場合においても、センサは、依然として厳密で正確な測定を提供しながら非常に低い電力を引き込むことが必要とされ得る。
【００１３】
本開示のさまざまな実施形態によれば、チョッパ安定型計装用増幅器は、フロントエンドと、第１のチョッパと、ＡＣ増幅器と、第２のチョッパと、高い利得及び補償を有するベースバンド増幅器の形態の積分器と、少なくとも１つのフィードバック経路とを備えることができる。増幅器、第２のチョッパ、及び積分器は、まとめてミキサ増幅器と呼ぶことができる。計装用増幅器の信号路は、チョップ周波数又はその高調波において信号経路に入るノイズ又は他の望ましくない信号のエイリアシングを低減する連続時間システムとして動作する。フロントエンドは、ベースバンド、すなわち、試験又は測定の用途の目的の対象となる周波数帯域において差動入力信号を生成する。ベースバンドは、測定帯域と呼ぶこともできる。
【００１４】
入力信号の増幅は、増幅器欠陥又は他の要因に起因する１／ｆノイズ又はポップコーンノイズのようなＤＣオフセット及び低周波ノイズを導入する可能性がある。ＤＣオフセット及び低周波ノイズを低減するために、フロントエンド内の第１のチョッパステージは、入力信号をミキサ増幅器に印加する前に、入力信号をチョッパ周波数において変調する。入力信号が増幅された後、ミキサ増幅器内の第２のチョッパが、チョッパ周波数における入力信号を復調して、ベースバンド内の増幅出力信号を生成する。このプロセスは、増幅器によって生成されるノイズ及びオフセットをチョッパ周波数帯域に制限し、それによって、ノイズ及びオフセットが測定帯域に入ることが防止される。
【００１５】
ミキサ増幅器は、信号が低インピーダンスノードにおいてチョップされて高速変調動態（dynamics：特性）が提供される、変更折り畳みカスコード増幅器アーキテクチャを有することができる。ミキサ増幅器は、復調信号からのチョッパ周波数におけるノイズ及びオフセットを実質的に除去し、それによって、低ノイズ信号を測定帯域に通過させる。しかしながら、ミキサ増幅器が低電力において動作している場合、増幅器の帯域幅が制限される可能性がある。帯域幅が制限される結果として、出力信号においてグリッチ、すなわち、リップル又はスパイクが生じる可能性がある。本開示において説明される計装用増幅器は、ミキサ増幅器に対する入力における信号変化を比較的小さく維持する負フィードバックを提供することができる。加えて、ミキサ増幅器の双方の入力に、差動−シングル変換を提供するフィードバックを提供することができる。結果として、計装用増幅器は、電力源から非常に低い電流を引き込みながら、安定した、低ノイズの出力を達成するように構成することができる。
【００１６】
さらなるフィードバック経路を追加してパフォーマンスの増大を達成することができる。たとえば、正フィードバック経路を、計装用増幅器の入力インピーダンスの増大に使用することができる。別の例として、別の負フィードバック経路が、ハイパスフィルタの構成を可能にすることができる。各フィードバック経路は、差動フィードバック経路とすることができる。これらのさらなるフィードバック経路は、チョッパ安定型増幅器が適切に動作するためには必要でない場合があるが、パフォーマンスを向上させることができる。たとえば、これらのフィードバック経路を追加して、計装用増幅器を使用することができるさまざまな用途において有用であり得るさらなる信号処理又は調整を提供することができる。
【００１７】
さまざまな実施形態例を提示する。計装用増幅器がその入力にわたる電圧の差を検知する場合に有用である一実施形態例によれば、フロントエンドは、連続時間スイッチドキャパシタネットワークを含むことができる。スイッチドキャパシタネットワークは、チョップ周波数における入力電圧間で切り替えを行う、スイッチド入力キャパシタの差動するセットを含む。スイッチド入力キャパシタをチョップすることによって、入力差動信号がチョッパ周波数に上方変調され、ミキサ増幅器の差動入力における変調信号がもたらされる。この実施形態は、脳電図（ＥＥＧ）の用途、並びに、加速度計を用いる姿勢及び活動モニタリング、圧力センサを用いるカテーテルモニタリング、他の圧力関連生理学的モニタリング、心音のモニタリング、脳信号のモニタリング、及び、厳密なセンサ測定のための微小消費電力システムを必要とする他の生理学的モニタリングの用途のような生理学的モニタリング用途のための計装用増幅器として有用であり得る。
【００１８】
別の実施形態例によれば、計装用増幅器は、組織インピーダンスのような生理学的に重要なインピーダンスを測定するように構成することができる。そのようなインピーダンスの測定を使用して、肺水腫、（たとえば、睡眠時無呼吸のための）分時換気呼吸量（minute ventilation respiration）、心力学、及び全組織インピーダンス（general tissue impedance）のような生理学的状態を測定することができる。このようなインピーダンスを測定するときに、興奮細胞を刺激すること又は電極腐食のような他の有害な効果が起こることを回避するために、刺激電流が小さい、たとえば、約１０μＡ以下であることが重要である。この実施形態例において、フロントエンドは、すなわち患者の組織を通じてミキサ増幅器に交流結合されるＡＣ変調信号を生成する。フロントエンドは、刺激電流をチョッパ周波数において変調して、当該刺激電流に応答して組織電圧信号の振幅を変調する。この方法では、組織はＤＣ電流に曝されない。刺激電流を駆動するクロックと、ミキサ増幅器のチョップ周波数を駆動するクロックとの間の相対位相を、計装用増幅器が組織の抵抗又はリアクタンスのいずれかを測定することを可能にするように変更することができる。抵抗に関して、フロントエンド及びミキサ増幅器のチョップ周波数は通常互いに同相となる。
【００１９】
さらなる一実施形態例によれば、計装用増幅器は、テレメトリ用途において有用であるように、たとえば、受信機内のダウンミキサとして構成することができる。この実施形態例において、計装用増幅器は、患者プログラマ若しくは臨床医プログラマ、又は、無線周波数（ＲＦ）テレメトリを介して臨床医プログラマ若しくは患者プログラマと通信する、患者内に埋め込まれる埋め込み可能パルス発生器（ＩＰＧ）若しくは他の埋め込み可能医療デバイス（ＩＭＤ）内に配置することができる。フロントエンドは、この実施形態例において、遠隔送信デバイス内に配置される送信機と、送信機からテレメトリ信号を受信する、受信デバイス内の受信アンテナとを備える。テレメトリ信号は、たとえば、約１０ｋＨｚ〜１ＧＨｚの範囲内、及びいくつかの実施形態では約１７５ｋＨｚの周波数を有することができるが、他の周波数も可能である。この例において、第１のチョッパは、実際には遠隔デバイスの送信機内に存在している。フロントエンドは、チョッパ周波数において変調された信号である送信信号を、ミキサからの１／ｆノイズ及びオフセットを実質的になくしながら、信号をベースバンドに直接下方変調するミキサ増幅器に結合する。送信機（フロントエンド）と受信機（ミキサ増幅器）とを互いに同相に維持するフィードバックを提供するために、位相ロックループ、又は他のクロック同期回路を含むことができる。
【００２０】
テレメトリ信号は、データ、プログラミング命令等を含むことができる。たとえば、医療デバイスプログラマは、埋め込み式医療デバイスによって送達される治療のような、埋め込み式医療デバイスの動作態様を変更するプログラミング命令をダウンロードするためのテレメトリ信号を、埋め込み式医療デバイスに送信することができる。プログラミング命令は、新たな刺激プログラム若しくは薬剤送達プログラム又は既存のプログラムに対する調整を指定することができる。プログラミング命令は、電気刺激パルス振幅、パルス幅、パルスレート、又は持続時間、又は薬剤送達用量、薬剤送達レート、用量制限、ロックアウト間隔等のようなプログラミングパラメータに対する調整を指定することができる。同様に、埋め込み式医療デバイスは、テレメトリ信号を介して外部プログラマにデータを送信することができる。プログラマに送信することができるデータは、動作データ、診断データ、欠陥データ、センサデータ等を含むことができる。
【００２１】
生理学的信号は一般的に、低周波数、たとえば、約１００Ｈｚ以下、及び、多くの場合、約２Ｈｚ以下、又は約１Ｈｚ以下において見出される。生理学的信号の測定及び分析を使用して、慢性疾患状態又は急性疾患状態及び他の医療状態を診断することができる。生理学的信号の例は、上述のＥＥＧ信号、ＥＣＧ信号、ＥＭＧ信号、圧力信号、インピーダンス信号、及び運動信号を含む。このような信号を心虚血、肺水腫、呼吸、活動、姿勢、圧力、脳活動、胃腸活動等の検出又は測定に使用することができる。
【００２２】
このような生理学的信号の測定に使用される計装用増幅器を含む埋め込み可能医療デバイスは、低ノイズ且つ低電力で動作する必要がある場合がある。低電力消費は、数年間使用されるように設計される、長期間埋め込まれる医療デバイス、特に生理学的信号を検知すると共に治療を送達するように構成される医療デバイスにおいて特に重要である場合がある。治療用医療デバイスの例は、埋め込み可能心臓ペースメーカ、埋め込み可能カーディオバータ−ディフィブリレータ、神経刺激装置、筋刺激装置又は他の組織刺激装置のような埋め込み可能電気刺激装置、埋め込み可能薬剤送達デバイス及び他のデバイスである。
【００２３】
計装用増幅器が、ノイズが生じて感度が低減するか又は誤った若しくは誤解を招く診断情報を生じることがないような低ノイズパフォーマンスを提供することが重要である。計装用増幅器が、限られたバッテリ資源を節約し、それによって、埋め込み可能医療デバイスの動作寿命を助長するするために、低電力で動作することも重要である。本開示において説明されるチョッパ安定型計装用増幅器は、低周波数における厳密な測定を低電力で達成するように構成することができる。説明されるように、チョッパ安定型計装用増幅器は、低インピーダンスノードにおいてチョッピングを適用すると共に、フィードバックを適用して増幅器の低帯域幅から生じるリップルを低減するように構成することができる。
【００２４】
図１は、低周波数における安定した測定を非常に低い電力で達成するように構成されるチョッパ安定型計装用増幅器１０を示すブロック図である。計装用増幅器１０は、差動アーキテクチャ及びミキサ増幅器を使用して、１／ｆノイズ、ポップコーンノイズ、及びオフセットを実質的になくす。低電力におけるチョッパ安定化から生じる動的な制限、すなわち、グリッチは、フィードバック経路１６を介して、ミキサ増幅器１４及びフィードバック内の低インピーダンスノードにおけるチョッピングを組み合わせることによってなくなる。計装用増幅器の信号路は、チョップ周波数又はその高調波において信号経路に入るノイズ又は外部信号のエイリアシングを最小限に抑えることを可能にする連続時間システムとして動作する。結果として、計装用増幅器１０は、たとえば、約２．０マイクロアンペア以下の供給電流、及びより好ましくは約１．０マイクロアンペア以下の供給電流を引き込むと共に、約２．０ボルト以下の供給電圧、及びより好ましくは約１．５ボルト以下の供給電圧を必要とする微小消費電力システムの制約下で動作しながら、生理学的信号のような低周波信号、及び、約１００Ｈｚを下回る周波数、及び好ましくは約２．０Ｈｚ以下の周波数、及びより好ましくは約１．０Ｈｚ以下の周波数を有する他の信号の安定した測定を提供することができる。
【００２５】
図１に示すように、計装用増幅器１０は、フロントエンド１２と、ミキサ増幅器１４と、フィードバック経路１６とを備える。図１の例において、フロントエンド１２は、たとえば、低周波電圧振幅の測定のための、ミキサ増幅器１４に対するスイッチドインタフェース又は界面容量差動インタフェースを提供することができる。他の実施形態において、フロントエンド１２は、インピーダンス測定又はテレメトリの用途向けに構成することができる。フロントエンド１２は、対象の低周波信号を搬送波（チョッパ）周波数で搬送する差動変調（チョップされた）入力信号を結合する。換言すれば、フロントエンド１２は、ミキサ増幅器１４による低周波ノイズの導入を受ける低周波信号を、ミキサ増幅器１４が信号内に実質的にノイズを導入しない搬送波周波数にシフトする。対象の低周波信号は、たとえば、０〜約１００Ｈｚの範囲内の周波数を有することができる。いくつかの実施形態において、搬送波（チョッパ）周波数は、約４ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの周波数範囲内とすることができる。フロントエンド１２は、本来のベースバンド（低周波数）信号成分が、低周波数においてミキサ増幅器１４によって導入されるノイズ成分によって損なわれないように、低周波信号を、ミキサ増幅器１４に導入される前に変調する。
【００２６】
ノイズは一般的に、ミキサ増幅器１４を通じて計装用増幅器１０の信号路に入る。しかしながら、ミキサ増幅器１４は、搬送波周波数における変調信号にノイズを導入するべきではない。そうではなく、ノイズ成分は通常、低周波数において存在し、１／ｆノイズ又はポップコーンノイズを含む場合がある。加えて、搬送波周波数においてｄｃオフセットの形態のノイズは導入され得ない。ミキサ増幅器１４は、フロントエンド１２からの上方変調入力信号を受信及び増幅する。再び、上方変調入力信号はチョッパ周波数に上方変調されて、入力信号が低周波ノイズ及びオフセットから保護される。
【００２７】
ミキサ増幅器１４は、測定帯域外のミキサ増幅器１／ｆノイズ及びオフセットを上方変調しながら、変調入力信号を、搬送波周波数から対象のベースバンドへ復調する。したがって、ミキサ増幅器１４の低周波ノイズ及びオフセット成分がない本来の低周波数の信号成分が再びベースバンドに復調される。ミキサ増幅器１４は、ベースバンド信号、すなわち、約１００Ｈｚ以下の周波数成分を有する信号のみを出力として渡し、搬送波周波数に位置するノイズ成分を実質的に低減するか又はなくす。したがって、計装用増幅器１０の出力は、対象の低周波信号成分を含む。加えて、ミキサ増幅器１４は、入力信号を増幅する利得増幅器を提供する。このようにして、計装用増幅器１０は、低電力で動作しながら低ノイズ出力を提供する。
【００２８】
計装用増幅器１０は、微小消費電力システムの制約下で動作し、したがって、制限された帯域幅を有する。計装用増幅器１０の制限された帯域幅は、出力信号の通過帯域においてグリッチ又はリップルを引き起こす可能性がある。説明されるように、ミキサ増幅器１４は、低インピーダンスノードにおいて、たとえば、ＣＭＯＳスイッチを介してスイッチングを提供する、変更折り畳みカスコード増幅器アーキテクチャを有することができる。低インピーダンスノードにおけるスイッチングによってより高い周波数におけるチョッピングが可能となり、電荷注入残留オフセットが唯一の制限となる。
【００２９】
フィードバック経路１６は、ミキサ増幅器１４の出力とフロントエンド１２との間に結合され、リップルが低減される。フィードバック経路１６は、ミキサ増幅器１４に対する正味の入力信号をゼロに追いやることによって出力信号におけるグリッチを実質的になくす差動構成を有することができる。このようにして、フィードバック経路１６は、ミキサ増幅器１４の入力における信号変化を定常状態において比較的小さく維持する。結果として、計装用増幅器１０は、低電力で動作しながら、安定した、低ノイズの、歪みの小さい出力を達成する。
【００３０】
計装用増幅器１０は、多くの異なる用途において有用であり得る。本開示は、計装用増幅器１０のさまざまな実施形態例を提示する。しかしながら、これらの実施形態例は、本開示において広範に具体化及び説明されている計装用増幅器１０を限定するものとみなされるべきではない。そうではなく、本開示において説明されている実施形態例は、本開示の範囲内の多くの異なる実施形態例の一部であることを理解されたい。
【００３１】
いくつかの実施形態において、埋め込み可能医療デバイスのようなデバイスは、複数の計装用増幅器１０を含むことができる。たとえば、複数の計装用増幅器１０を、並列に作製して、複数の検知チャネルを提供することができる。複数の検知チャネルは、たとえば、異なる複数の位置若しくは角度において、又は異なる複数のセンサを介して同じ種類の生理学的情報を検知することができる。加えて、複数の検知チャネルは、インピーダンス、ＥＣＧ、ＥＥＧ、ＥＭＧ、圧力、運動等のような異なる種類の生理学的情報を検知することができる。
【００３２】
一実施形態例によれば、増幅器１０のフロントエンド１２は、連続時間スイッチドキャパシタネットワークを含むことができる。スイッチドキャパシタネットワークは、計装用増幅器１０の正端子における入力電圧と、計装用増幅器１０の負端子における入力電圧との間で切り替えを行うスイッチド入力キャパシタの差動セットを含む。チョッパ周波数においてスイッチド入力キャパシタの切り替えを行うことによって、差動入力信号がチョップされる。このようにして、差動入力信号は搬送波周波数に上方変調され、ミキサ増幅器１４の差動入力における変調信号がもたらされる。この例において、計装用増幅器１０は、ＥＣＧ、ＥＥＧ、ＥＭＧ、圧力、運動等のような生理学的電圧信号を測定するように実施することができる。したがって、フロントエンド１２に対する入力は、電極、又は、さまざまな加速度計、圧力センサ、ひずみゲージセンサ等のいずれかからの出力とすることができる。
【００３３】
別の実施形態例によれば、計装用増幅器１０のフロントエンド１２は、インピーダンスセンサを含むことができる。特に、計装用増幅器１０は、患者の組織、たとえば、筋組織、臓器組織、脳組織、脂肪組織、又は、複数の組織の組合せのインピーダンスを測定する生体インピーダンス検知デバイスを形成することができる。フロントエンド１２によって形成されるインピーダンスセンサは、患者の組織を通じてミキサ増幅器１４に交流結合されるＡＣ変調信号を生成する。この場合、フロントエンド１２は、刺激電流を変調して組織電圧信号の振幅を変調する。換言すれば、フロントエンド１２は、刺激電流源をチョップする。したがって、患者は直流（ＤＣ）信号に曝されない。その上、変調信号は、実質的に組織を興奮させ得ず、それによって、患者が不快感又は変調信号からの他の有害な効果を経験し得る可能性が減少する。刺激電流を駆動するクロックと、ミキサ増幅器１４のチョップ周波数を駆動するクロックとの間の相対位相を変化させて、計装用増幅器が組織の抵抗又はリアクタンスのいずれかを測定することを可能にすることができる。したがって、計装用増幅器１０を、さまざまな生理学的信号、たとえば、肺水腫、分時換気量（睡眠時無呼吸）、心力学、及び全組織インピーダンスの測定に使用することができる。たとえば、刺激電流クロックとミキサ増幅器クロックとの間の相対位相を動的に調整して、測定の進行中に異なる複数の種類の測定値、たとえば、抵抗又はリアクタンスを取得することができる。
【００３４】
さらなる一実施形態例によれば、フィードバック１６は、上述の負フィードバック経路に加えて、計装用増幅器１０の出力におけるグリッチを低減すると共に、増幅器１０の公称利得を提供する第２のフィードバック経路を含むことができる。この第２のフィードバック経路は、ハイパスフィルタの構成を可能にする負フィードバックを提供する。第２のフィードバック経路は主として低周波数、すなわち、カットオフ周波数よりも低い周波数にあり、チョッパ安定型負フィードバック経路は主として通過帯域周波数にある。ハイパスフィルタは、たとえば、約２．５Ｈｚ、又は０．５Ｈｚ、又は０．０５Ｈｚにほぼ等しいカットオフ周波数を有することができる。この場合、第１のフィードバック経路、すなわち、出力におけるグリッチをなくす「チョッパ安定化」フィードバック経路は、主として通過帯域周波数にあり、第２の「ハイパスフィルタ」フィードバック経路は、主として低周波数にある。第２のフィードバック経路内のハイパスフィルタのコーナー周波数は、第１のフィードバック経路内のフィードバックキャパシタ、及び第２のフィードバック経路内のスイッチドキャパシタ積分器の時定数をスケーリングすることによって設定することができる。一例として、このフィードバック経路によって提供されるハイパスフィルタは、心臓モニタリング用途におけるペーシング後アーティファクトの拒絶及び電極オフセットのフィルタリング除去に有用であり得る。第２のフィードバック経路は、最も低い１／ｆノイズフロアに関してチョッパ安定化されるハイパス積分器を含むことができる。
【００３５】
さらに別の実施形態によれば、フィードバック１６は、第１のフィードバック経路に加えて第３のフィードバック経路を含むことができる。第３のフィードバック経路は、計装用増幅器１０の入力インピーダンスを増大させる正フィードバックを提供する。入力インピーダンスの増大は、計装用増幅器１０の出力をサンプリングすること、及びスケーリングされた電荷をフロントエンド１２内のスイッチドキャパシタの入力に印加してセンサ入力において補償電荷を提供することによって達成される。スケーリングされた電荷は、入力信号のチョッピングの前に信号フロー内の或る点において印加することができる。注入電流は、フロントエンド１２内の入力チョッパキャパシタのサンプリング中に失われた電荷に事実上「取って代わる」。この電荷置換フィードバックは、ベース電流補償と同様とみなすことができる。正フィードバックは、計装用増幅器１０の等価低周波入力インピーダンスを１桁以上、増大させることができる。この第３のフィードバック経路はさまざまな用途において必要でない場合がある。しかしながら、増大された入力インピーダンスが所望される場合、この第３のフィードバック経路を容易に追加することができる。
【００３６】
さらなる一実施形態例によれば、計装用増幅器１０は、第１の（チョッパ安定化）フィードバック経路に加えて上述の第２のフィードバック経路及び第３のフィードバック経路を含むことができる。この場合、第３のフィードバック経路は、上述のように計装用増幅器１０の出力信号を取り出さない。そうではなく、第３の、正フィードバック経路は、第２の、ハイパスフィルタフィードバック経路によって提供される積分信号を取り出すことができる。したがって、第１のフィードバック経路、第２ののフィードバック経路、及び／又は第３のフィードバック経路のさまざまな組合せを設けてグリッチ、低周波数拒絶、及び／又は増幅器入力インピーダンスに対処することができる。
【００３７】
別の実施形態例において、計装用増幅器１０をテレメトリ用途、より具体的には、比較的低い周波数、たとえば、医療デバイスにおいて約１７５ｋＨｚ程度で、且つ低い電力で動作するテレメトリ用途において使用することができる。たとえば、計装用増幅器１０は、無線周波数（ＲＦ）テレメトリを介して、臨床医プログラマ若しくは患者プログラマ、又は他の埋め込み式医療デバイス若しくは外部医療デバイスと通信する、患者内に埋め込まれる埋め込み可能パルス発生器（ＩＰＧ）、埋め込み可能薬剤ポンプ、又は他の埋め込み可能医療デバイス（ＩＭＤ）内のテレメトリ受信機として使用することができる。計装用増幅器１０は逆に、患者内に埋め込まれるＩＰＧと通信する臨床医プログラマ又は患者プログラマ内のテレメトリ受信機として使用することもできる。テレメトリ受信機として実施される場合、フロントエンド１２は、送信機と、送信機からの送信信号を受信する受信アンテナとを備えることができる。しかしながら、フロントエンド１２の送信機部分は実際には、信号を送信する遠隔デバイス内に存在している。フロントエンド１２は、受信信号をミキサ増幅器１４に結合し、ミキサ増幅器１４は、１／ｆノイズ及びオフセットを実質的になくしながら、受信信号をベースバンドに直接ダウンミクスする（directly-down mix）。位相ロックループは、送信機におけるクロック及び受信機におけるクロックを互いに同相に維持するフィードバックを提供することができる。
【００３８】
計装用増幅器１０は、さまざまな実施形態において１つ又は複数の利点を提供することができる。たとえば、上述のように、計装用増幅器１０は、低周波数における安定した測定を低電力で達成することができる。これは、計装用増幅器１０の基本アーキテクチャの結果である。別の利点として、オンチップｐｏｌｙ−ｐｏｌｙキャパシタを使用して計装用増幅器１０内のフィードバックキャパシタを実施することができる。ｐｏｌｙ−ｐｏｌｙキャパシタによって高速スイッチング動態が可能となり、ｐｏｌｙ−ｐｏｌｙキャパシタは、他の増幅器構成要素と共にオンチップで形成することができる。ｐｏｌｙ−ｐｏｌｙキャパシタは、２つのポリシリコン電極を組み合わせて二酸化ケイ素誘電体を介在させることによって、他のデバイスと共にオンチップで形成することができる。計装用増幅器の利得は、フィードバックキャパシタと入力キャパシタとの比によって設定することができ、選択された基準電圧を中心とすることができる。さらに、フロントエンド１２における入力信号を変調することによって、コモンモード入力電圧がレールからレールへと変動することができ、ミキサ増幅器１４は、依然として差動電圧を抽出することが可能である。これらの利点は例示に過ぎず、計装用増幅器１０によって提供される潜在的な利点の一部とみなされるべきである。さらなる利点は、本開示において考察されるか、又は当業者であれば本開示を考慮すると想起することができる。その上、このような利点は、すべての実施形態において共存することはできない。
【００３９】
図２は、例示的な計装用増幅器１０の信号路フローを示すブロック図である。図２において、フロントエンド１２は、低周波入力信号３２を変調して変調入力信号２１を生成する変調器２０を備える。入力キャパシタンス（Ｃｉｎ）１３は、変調器２０の出力を加算ノード２２に結合する。差動入力信号に関して、Ｃｉｎ１３は、ミキサ増幅器１４の第１の入力に結合される第１の入力キャパシタと、ミキサ増幅器１４の第２の入力に結合される第２の入力キャパシタとを含むことができる。変調器２０は、入力信号３２の差動振幅を、クロック信号２１Ａによって提供される搬送波周波数に変調する。クロック信号２１Ａは、本開示において説明される他のクロック信号と同様に、事実上、所望のクロック周波数において信号に＋１及び−１を乗算する方形波信号とすることができる。このようにして、モジュール２０は、入力信号をミキサ増幅器１４に印加する前に入力信号３２をチョップする。変調器２０は、いくつかの実施形態において、入力信号３２を搬送波周波数に変調（チョップ）する、クロック信号２１Ａによって駆動される一対の相補型金属酸化膜半導体（ＣＭＯＳ）単極双投（ＳＰＤＴ）スイッチを含むことができる。ＣＭＯＳ ＳＰＤＴスイッチを互いに交差結合して（cross-coupled）、コモンモード信号を拒絶することができる。
【００４０】
一実施形態例において、ＣＭＯＳスイッチは、一組の差動キャパシタに結合して、ミキサ増幅器１４の入力における入力キャパシタンスＣｉｎを形成する連続時間スイッチドキャパシタネットワークを形成することができる。この場合、フロントエンド１２は、その出力において検知された生理学的パラメータに比例する入力信号３２を生成する生理学的センサに結合することができる。たとえば、入力信号３２は、一対の電極、又は加速度計、圧力センサ等からの差動出力信号とすることができる。別の実施形態例において、ＣＭＯＳスイッチは、変調入力信号２１をミキサ増幅器１４の入力に交流結合するキャパシタに結合することができる。この場合、フロントエンド１２は、患者の組織にわたって印加される刺激電流を変調するインピーダンスセンサとすることができる。さらなる一実施形態において、フロントエンド１２は、テレメトリ送信機の一部とすることができる。この場合、入力信号３２は、無線チャネルにわたって送信するためにクロック信号２１Ａによって搬送波周波数に変調される、データを符号化された電気信号である。
【００４１】
フィードバック加算ノード２２は、フィードバック経路１６に関連して下記で説明する。加算ノード２４は、ミキサ増幅器１４内へのオフセット及び１／ｆノイズの導入を表す。加算ノード２４において、入力信号３２の本来のベースバンド成分は搬送波周波数に位置している。入力信号３２のベースバンド信号成分は、０〜約１００Ｈｚの範囲内の周波数を有することができ、搬送波周波数は約４ｋＨｚ〜約１０ｋＨｚとすることができる。ノイズ２３は、加算ノード２４において信号経路に入り、ノイズの多い変調入力信号２５を生成する。ノイズ２３は、１／ｆノイズ、ポップコーンノイズ、オフセット、及び低（ベースバンド）周波数において信号経路に入るおそれがある任意の他の外部信号を含む場合がある。しかしながら、ノード２４において、本来の低周波成分は、変調器２０によってより高い周波数帯域にすでにチョップされている。したがって、低周波ノイズ２３は、本来の低周波成分から分離される。
【００４２】
ミキサ増幅器１４は、ノード２４からノイズの多い変調入力信号２５を受信する。図２の例において、ミキサ増幅器１４は、利得増幅器２６と、変調器２８と、積分器３０とを備える。増幅器２６は、ノイズの多い変調入力信号２５を増幅して増幅信号２７を生成する。変調器２８は、増幅信号２７を復調する。すなわち、変調器２８は、ノイズ２３を搬送波周波数に上方変調して、本来のベースバンド信号成分を、搬送波周波数から再びベースバンドへと復調する。変調器２８は、ミキサ増幅器１４の折り畳みカスコードアーキテクチャ内の低インピーダンスノードに配置されるスイッチ、たとえば、ＣＭＯＳ ＳＰＤＴスイッチを含むことができる。変調器２８は、クロック信号２１Ａと同じ搬送波周波数における、増幅信号２７を復調するためのクロック信号２１Ｂを供給される。そのため、クロック信号２１Ａ、２１Ｂは、互いに同期しているべきである。いくつかの実施形態において、クロック信号２１Ａ及びクロック信号２１Ｂは同じ信号とすることができる、すなわち、同じクロックによって供給される。他の実施形態において、たとえば、リアクタンスの測定のために、クロック信号２１Ａ、２１Ｂ及び２１Ｃの相対位相整合を変更することができる。
【００４３】
いくつかの実施形態において、クロック信号２１Ａ及びクロック信号２１Ｂは、異なるクロックによって供給することができる。このような実施形態において、変調器２０及び２８は、厳密に互いに同相でない場合があり、さらなる回路部を追加して、クロック信号２１Ａ及び２１Ｂが互いに同相のままであることを確実にすることができる。変調器２０を、無線チャネルにわたる送信のために信号を変調するために遠隔デバイス内の送信機によって使用することができ、一方で変調器２８を、受信信号を復調するために受信機によって使用することができるため、これは、計装用増幅器１０がテレメトリ受信機として使用される場合に当てはまる。したがって、位相ロックループのようなさらなる信号処理を使用して、変調器２０、２８を互いに同相に維持することができる。
【００４４】
積分器３０は、復調信号２９に対して動作して、ベースバンドにおける低周波信号成分を通過させ、搬送波周波数におけるノイズ成分２３を実質的になくす。このようにして、積分器３０は、補償及びフィルタリングを提供する。他の実施形態において、補償及びフィルタリングは、他の回路部によって提供することができる。しかしながら、本開示において説明される積分器３０を使用することが望ましい場合がある。図６は、ミキサ増幅器１４の一実施形態例の詳細な回路図を提供する。フィードバック経路１６は、図２に示すように、出力信号３１におけるグリッチを低減する、ミキサ増幅器１４の入力に対する負フィードバックを提供する。具体的には、フィードバック経路１６は、変調信号２５を定常状態においてゼロに追いやる。このようにして、フィードバック１６は、ミキサ増幅器１４に対する入力における信号変化を小さく維持する。フィードバック経路１６は、出力信号３１を変調して、フロントエンド１２とノード２２にあるミキサ増幅器１４との間の信号路に加えられる差動フィードバック信号３５を生成する変調器３４を含む。
【００４５】
フィードバック経路１６は、ミキサ増幅器１４の入力キャパシタンスＣｉｎに対するキャパシタのスケーリングを提供して、減衰を生成し、それによって、増幅器１０の出力における利得を生成する。したがって、フィードバック経路１６は、ミキサ増幅器１４の入力キャパシタンス（Ｃｉｎ）１３の値が与えられると、所望の利得を生成するように選択されるフィードバックキャパシタンス（Ｃｆｂ）１７を含むことができる。積分器３０は、測定帯域から上方変調オフセット及び１／ｆノイズのフィルタリング除去も行いながら、許容可能な帯域幅を有する安定したフィードバック経路１６を提供するように設計することができる。
【００４６】
クロック信号２１Ｃは、フィードバック経路１６内の変調器３４を駆動して搬送波周波数において出力信号３１を変調する。クロック信号２１Ｃは、クロック信号２１Ｂと同じクロックから導出することができる。しかしながら、出力信号３１はシングルエンドであるため、フィードバック１６は、負フィードバックをミキサ増幅器１４の正入力端子及び負入力端子に適用する２つのフィードバック経路を含む。したがって、２つのフィードバック経路には、互いに１８０度の位相のずれがあるはずであり、これらのフィードバック経路のうちの一方は、変調器２８と同期して変調している。これによって、負フィードバック経路が、半クロックサイクルのそれぞれの間に存在することが確実になる。
【００４７】
代替案として、いくつかの実施形態において、ミキサ増幅器１４は、シングルエンド出力信号ではなく、差動出力信号を生成するように構成することができる。差動出力信号は、正出力及び負出力を提供することができる。この場合、フィードバック経路１６は、正出力をミキサ増幅器１４の正入力にフィードバックして、負出力をミキサ増幅器の負入力にフィードバックすることができる。差動出力信号に関して、フィードバック経路１６は、正出力及び負出力のそれぞれを変調する。しかしながら、正出力及び負出力は、位相がずれているのではなく、同相に変調している場合がある。差動出力が可能であるが、シングルエンド出力を差動フィードバックに変換するように構成されるフィードバック経路１６を、本明細書において例示の目的で説明する。
【００４８】
図２において、上述の負フィードバック経路１６のみが示される。すなわち、入力インピーダンスを増大させてハイパスフィルタを構成する上述のフィードバック経路は、図２からは除外されている。これらのフィードバック経路は計装用増幅器１０の適切な動作のためには必要でないため、図２においては除外されている。しかしながら、フィードバック経路は、図１０及び図１２における信号フロー経路図内には含まれており、いくつかの用途において非常に望ましい場合がある。
【００４９】
図３Ａ〜図３Ｄは、図２の信号フロー経路内のさまざまなステージにおける信号の周波数成分を示すグラフである。具体的には、図３Ａは入力信号３２の周波数成分を示す。周波数成分は、図３Ａにおいてブロック４０によって表され、ベースバンドに位置する。
【００５０】
図３Ｂは、ノイズの多い変調入力信号２５の周波数成分を示す。図３Ｂにおいて、ノイズの多い変調入力信号２５の本来のベースバンド周波数成分は変調されており、奇数調波におけるブロック４２によって表される。ノイズ２３の周波数成分は点線４３によって表される。図３Ａにおいて、ノイズ２３の周波数成分のエネルギーはベースバンドに位置し、本来の低周波成分のエネルギーは搬送波（チョップ）周波数及びその奇数調波に位置することが明らかである。
【００５１】
図３Ｃは、復調信号２９の周波数成分を示す。具体的には、復調信号２９の本来の低周波成分は再びベースバンドに位置し、ブロック４４によって表される。ノイズ２３の周波数成分は変調されており、点線４５によって表される。ノイズ２３の周波数成分は図３Ｃにおいて、搬送波（チョップ）周波数奇数調波に位置する。図３Ｃは、積分器３０によって復調信号２９に適用され得るローパスフィルタの効果も示す。ローパスフィルタ効果は破線４９によって表される。
【００５２】
図３Ｄは、出力信号３１の周波数成分を示すグラフである。図３Ｄにおいて、本来の低周波成分の周波数成分はブロック４６によって表され、ノイズ２３の周波数成分は点線４７によって表される。図３Ｄは、積分器３０が図３Ｃに示されるローパスフィルタの通過帯域の外側に位置していた、ノイズ２３からの周波数成分を除去することを示す。明らかに、ノイズ２３からのエネルギーは出力信号３１から実質的になくなっているか、又は少なくとも、そうでなければ導入されることになる本来のノイズ及びオフセットと比較して大幅に低減されている。
【００５３】
図４Ａ〜図４Ｄは、計装用増幅器１０内の異なる複数のステージにおけるチョッパ安定化された信号のステップ応答時間領域挙動を示すグラフである。具体的には、図２を参照すると、図４Ａ〜図４Ｄはそれぞれ、ノイズの多い変調入力信号２５、増幅信号２７、復調信号２９、及び出力信号３１の時間領域挙動を示す。参考のために、図４Ａ〜図４Ｄのそれぞれは、信号５２、５４、５６、５８及び選択された基準電圧５０も示す。信号５２、５４、５６、及び５８はそれぞれ信号２５、２７、２９、及び３１に対応し、フィードバック経路１６を介する負フィードバックがない場合の時間領域挙動を示す。図４Ａ〜図４Ｃにおいて、信号２５、２７、及び２９は、時刻ゼロにおける基準電圧５０を中心とし、負フィードバックによって経時的に基準電圧５０に向かって抑圧される。そのため、フィードバック経路１６を介して負フィードバックを追加することによって、ａｃ信号が定常状態におけるゼロに追いやられる。
【００５４】
概して、図４Ａ〜図４Ｄは、フィードバック経路１６の使用及びミキサ増幅器１４内の低インピーダンスノードにおけるスイッチングによって、計装用増幅器１０内の過渡的なグリッチをなくすことを示す。このグリッチは、計装用増幅器１０の動的な制限の結果生じる。しかしながら、フィードバック１６は、ミキサ増幅器１４内のアクティブな信号を、定常状態におけるゼロ又は図４Ａ〜図４Ｄにおける基準電圧５０に追いやることによって、グリッチを実質的に抑制する。
【００５５】
図４Ａにおけるグラフは、ノイズの多い変調入力信号２５、及び、負フィードバックがない場合の対応する信号５２を示す。信号２５及び５２は、基準電圧５０を中心とする。ノイズの多い変調入力信号２５は、ミキサ増幅器１４によって増幅されて、増幅信号２７が生成される。
【００５６】
図４Ｂに示すように、増幅器２６の制限される帯域幅は、その有限立ち上がり時間に起因する増幅信号２７及び対応する信号５４のエッジを軟化するか又は丸くする傾向にある。図４Ｃに示すように、増幅信号２７が方形波を用いて復調されると、復調信号２９が所望の信号に重ね合わされる一連のスパイクとして現れる。したがって、図４Ｄにおいて、出力信号３１も、所望の信号に重ね合わされる一連のスパイクとして現れる。スパイクが所望の信号からエネルギーを差し引くため、出力信号３１内のスパイクは、重大な感度誤差を生じる可能性がある。加えて、非常に高次のローパスフィルタなしに、スパイクを許容可能なレベルにまで抑制することは困難である。その上、スパイクは、内因性ＥＣＧ心電位及び誘発ＥＣＧ心電位又はＥＥＧ発作活動のような、対象となり得る信号に類似する場合があるため、特に問題である。
【００５７】
計装用増幅器１０は、フィードバック１６を通じて定常状態におけるグリッチを実質的に抑制する。フィードバック１６は、出力信号３１をミキサ増幅器１４の入力に再び印加して、ノイズの多い変調信号２５を定常状態におけるゼロに追いやる。したがって、ミキサ増幅器１４には動的パフォーマンスはほとんど必要とされない。これは、信号がミキサ増幅器１４内に蓄積される前に変調プロセスを分割することによって達成され、それによって、スイッチング（変調）動態から全体のループ動態が分離される。その上、フィードバック経路を閉じることによって、計装用増幅器１０の全体の利得が、入力キャパシタ、すなわち、フロントエンド１２内のキャパシタＣｉｎと、フィードバックキャパシタ、すなわち、フィードバック経路１６内のキャパシタＣｆｂとの比によって設定される。キャパシタ比によって利得を設定することによって、感度は概してトランジスタ内のプロセス変動に影響されなくなる。このようにして、フィードバック１６は、計装用増幅器１０が低周波数における安定した（低ノイズの）測定を非常に低い電力で達成することを可能にする。
【００５８】
計装用増幅器１０の利得は、用途によって異なってもよい。ＥＣＧ検知に関して、たとえば、約５０の利得が望ましい場合がある。ＥＥＧ検知に関して、５００に近い利得が望ましい場合がある。一例として、たとえば、ＥＥＧ検知に関して約５００の利得を達成するために、Ｃｉｎを２０ピコファラッド（ｐＦ）に設定することができ、Ｃｆｂを４０フェムトファラッド（ｆＦ）に設定することができる。別の例として、約５０の利得を達成するために、Ｃｉｎを１０ｐＦに設定することができ、Ｃｆｂを２００ｆＦに設定することができる。
【００５９】
図５は、計装用増幅器１０の例示的なノイズパフォーマンスを示すボード線図である。具体的には、ボード線図内の線５８及び５９はそれぞれ、チョッピングの前の（ミキサ増幅器１４の入力の前の）ノイズ、及びノイズチョッピングの後の（ミキサ増幅器１４の出力における）ノイズを表す。線５８は、チョッピングの前のノイズ成分が主に低周波数に位置することを示している。高周波数においては、ホワイトノイズのみが存在している。好ましい一実施形態において、チョップ周波数は、１／ｆノイズのコーナー及び熱ノイズインターセプトポイントを上回る。したがって、線５９は、チョッピングの後に信号内に含まれるノイズが実質的になくなっていることを示す。チョッピングの後に信号内に含まれるノイズは、本質的に理論的なホワイトノイズ限界である。
【００６０】
図６は、計装用増幅器１０のミキサ増幅器１４の一実施形態例をより詳細に示す回路図である。上述のように、ミキサ増幅器１４は、ノイズの多い変調入力信号２５を増幅して増幅信号を生成し、当該増幅信号を復調する。ミキサ増幅器１４はまた、復調信号からのノイズを実質的になくして出力信号３１を生成する。図６の例において、ミキサ増幅器１４は、低インピーダンスノードにおけるスイッチングを有する変更折り畳みカスコード増幅器である。変更折り畳みカスコードアーキテクチャは、分割される電流がノイズ効率を最大化することを可能にする。概して、折り畳みカスコードアーキテクチャは図６において、２組のスイッチを追加することによって変更される。一方の組のスイッチは図６においてスイッチ６０Ａ及び６０Ｂ（まとめて「スイッチ６０」と呼ばれる）として示され、他方の組のスイッチはスイッチ６２Ａ及び６２Ｂ（まとめて「スイッチ６２」と呼ばれる）を含む。
【００６１】
スイッチ６０は、チョップ周波数における復調のための増幅信号のチョッピングをサポートするチョップロジックによって駆動される。具体的には、スイッチ６０は、増幅信号を復調して、フロントエンドオフセット及び１／ｆノイズを変調する。スイッチ６２は、トランジスタＭ６、Ｍ７、Ｍ８及びＭ９によって形成される自己バイアスカスコードミラー内に埋め込まれ、チョップロジックによって駆動されて、トランジスタＭ８及びＭ９からの低周波誤差が上方変調される。トランジスタＭ６及びＭ７における低周波誤差は、トランジスタＭ８及びＭ９からのソースデジェネレーションによって減衰される。増幅器２６の出力３１はベースバンドにあり、これによって、トランジスタＭ１０及びキャパシタ６３（Ｃｃｏｍｐ）によって形成される積分器がフィードバック経路１６（図６においては図示されない）及びフィルタ変調オフセットを安定化することが可能になる。
【００６２】
ミキサ増幅器１４は、３つの主要ブロック、すなわち、トランスコンダクタと、復調器と、積分器とを有する。その中心は折り畳みカスコードと同様である。トランスコンダクタ部分において、トランジスタＭ５は、入力トランジスタＭ１及びＭ２の差動対の電流源である。いくつかの実施形態において、トランジスタＭ５は、約８００ｎＡを渡すことができ、これはトランジスタＭ１とトランジスタＭ２との間で、たとえばそれぞれ４００ｎＡに分割される。トランジスタＭ１及びＭ２は、増幅器１４に対する入力である。小さな電圧差が、通常の差動対のように、差動電流をトランジスタＭ１及びＭ２のドレイン内に誘導する。トランジスタＭ３及びＭ４は、ロー側電流シンクとしての役割を果たし、それぞれ約５００ｎＡをシンクすることができ、これは一定の、一般的に変化しない電流である。トランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４及びＭ５は共に差動トランスコンダクタを形成する。
【００６３】
この例において、約１００ｎＡの電流が復調器部分の各脚部（leg：端子）を通じて引き込まれる。トランジスタＭ１及びＭ２からのチョップ周波数にあるＡＣ電流も、復調器の脚部を通じて流れる。スイッチ６０は、復調器の脚部の間で電流を前後に代わる代わる流して、測定信号を再びベースバンドに復調し、一方でトランスコンダクタからのオフセットはチョッパ周波数に上方変調される。既に考察したように、トランジスタＭ６、Ｍ７、Ｍ８及びＭ９は自己バイアスカスコードミラーを形成し、信号を、トランジスタＭ１０及びキャパシタ６３（Ｃｃｏｍｐ）によって形成される出力積分器内に通過させる前にシングルエンドにする。カスコード（Ｍ６〜Ｍ９）内に配置されるスイッチ６２は、トランジスタＭ８及びＭ９からの低周波誤差を上方変調し、一方で、トランジスタＭ６及びトランジスタＭ７の低周波誤差は、それらがトランジスタＭ８及びＭ９から見込むソースデジェネレーションによって抑圧される。ソースデジェネレーションはまた、バイアスＮ２トランジスタ６６からの誤差を抑圧したままにする。バイアスＮ２トランジスタＭ１２及びＭ１３は、チョッパスイッチングに対して低インピーダンスを提示すると共に信号電流をドレイン上の電圧とは無関係にトランジスタＭ６及びＭ７に渡す共通ゲート増幅器を形成する。
【００６４】
出力ＤＣ信号電流及び上方変調された誤差電流は、トランジスタＭ１０と、キャパシタ６３と、下部ＮＦＥＴ電流源トランジスタＭ１１とによって形成される積分器に渡る。ここでも、この積分器は、フィードバック経路の安定化及び上方変調誤差源のフィルタリング除去の双方の役割を果たす。トランジスタＭ１０のためのバイアスは約１００ｎＡとすることができ、トランジスタＭ８と比較してスケーリングされている。ロー側ＮＦＥＴ Ｍ１１のためのバイアスも約１００ｎＡ（シンク）とすることができる。結果として、積分器は信号なしで平衡される。より多くの電流駆動が所望される場合、集積末端部（integration tail）における電流を、標準的な集積回路設計技法を使用して適切に増大させることができる。図６の例におけるさまざまなトランジスタは、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）、及びより具体的にはＣＭＯＳトランジスタとすることができる。
【００６５】
図７は、計装用増幅器１０をより詳細に示すブロック図である。図７は例示に過ぎず、決して本発明を本開示において説明されるように限定するものとみなされるべきではないことを理解されたい。そうではなく、図７の目的は、計装用増幅器１０の動作のより詳細な説明に使用される概観を提供することである。この概観は、本開示において提供される詳細な回路図に関連して上述の実施形態例を説明するための枠組みとして使用される。
【００６６】
図７において、フロントエンド１２は、変調差動入力信号２５を出力する。変調差動入力信号は、搬送波周波数において対象の信号を搬送する。上述のように、フロントエンド１２は、さまざまな異なる構成要素の形態をとることができる。フロントエンド１２はたとえば、生理学的センサからの入力信号を変調（チョップ）する連続時間スイッチドキャパシタネットワーク、刺激電流を変調して、患者の組織を通じてミキサ増幅器１４に交流結合されるＡＣ変調信号を生成するインピーダンスセンサ、又は、データ符号化出力信号を無線チャネルにわたる送信のために搬送波周波数に変調するテレメトリ送信機の一部とすることができる。したがって、フロントエンド１２は、本開示において広範に説明される差動変調入力信号を生成する任意の構成要素又は構成要素の組合せとすることができることを理解されたい。
【００６７】
特に、生理学的センサに結合される連続時間スイッチドキャパシタネットワークを用いて実施される場合、連続時間スイッチドキャパシタネットワークは、生理学的センサによって出力される差動信号を搬送波周波数に変調（チョップ）する変調器として動作する。生理学的センサは、差動電圧信号を出力する一組の電極、加速度計、圧力センサ、電圧センサ又は他のセンサとすることができる。具体的には、生理学的センサはたとえば、ＥＣＧ信号、ＥＭＧ信号、ＥＥＧ信号、又は他の信号のような生理学的信号に比例する差動信号を生成することができる。センサによって生成される差動信号は低周波信号である。一例として生理学的信号を使用すると、差動信号の周波数は約０Ｈｚ〜約１００Ｈｚの範囲内である場合があり、また約２Ｈｚを下回り、また場合によっては約１Ｈｚを下回る場合がある。
【００６８】
生理学的センサ以外のセンサを使用することもできる。すなわち、センサは生理学的信号に比例する差動信号を出力する必要はない。そうではなく、センサは差動信号を出力する任意の電極、加速度計、圧力センサ、電圧センサ又は他のセンサとすることができ、差動信号は生理学的信号を表してもよいし若しくは表さなくてもよく、又は医療検知用途に役立つ場合もあれば若しくは役立たない場合もある。一方、生理学的センサの場合、搬送波周波数は、約４ｋＨｚ〜約１０ｋＨｚの範囲内とすることができるが、他の周波数も可能である。しかしながら、搬送波周波数が、対象のベースバンド信号の周波数よりも十分に高いと共に、信号内に重大なノイズを導入しない範囲内にある、すなわち、ミキサ増幅器１４が信号内にノイズを導入することなく動作する周波数であることが重要である。
【００６９】
この場合、フロントエンド１２内の変調器は、入力信号の振幅を変調（チョップ）するために、生理学的センサの出力の間で切り替えられるスイッチ、たとえば、ＣＭＯＳスイッチの差動セットを含むことができる。クロック９６は、フロントエンド１２内の変調器及びミキサ増幅器１４内の復調器８６が、搬送波（チョップ）周波数における差動入力信号を変調するために使用するクロック信号を供給する。一端において、スイッチは互いに交差結合され、センサの出力端子の間で切り替えを行ってコモンモード信号を拒絶し、連続時間プロセス、すなわち、非サンプリングプロセスとして動作する。スイッチは、他端においてミキサ増幅器１４の入力キャパシタに結合されて、連続時間スイッチドキャパシタネットワークが形成される。このようにして、フロントエンド１２は、ミキサ増幅器１４に対する入力において差動入力信号を振幅変調（チョップ）する。したがって、フロントエンド１２によって生成される変調差動入力信号は、搬送波周波数に等しい周波数を有する方形波である。この実施形態例の回路図は、図８において提供される。
【００７０】
フロントエンド１２は、インピーダンスセンサとして実施される場合、一端において基準電位に、また他端において対応する抵抗に結合される一組のＣＭＯＳ ＳＰＤＴスイッチを含むことができる。スイッチは、複数の基準電位の間で切り替えを行い、互いに交差結合されて、抵抗を通じて刺激電流を変調（チョップ）すると共にコモンモード信号を拒絶する。抵抗は、患者の組織を通じてミキサ増幅器１４に交流結合されるそれぞれのキャパシタに直列接続することができる。チョップされた刺激電流は、ミキサ増幅器１４に交流結合される搬送波周波数において変調された振幅を有する、組織に対するチョップされた電圧を生成する。この実施形態例の回路図は、図９において提供される。
【００７１】
計装用増幅器１０がテレメトリ信号を復調するために使用される場合、フロントエンド１２を、テレメトリシステム内の送信機の一部とみなすことができる。具体的には、フロントエンド１２は、テレメトリの技術分野において既知の、データ符号化信号を無線チャネルにわたる送信のための搬送波周波数に変調する任意の回路部を使用して実施することができる。たとえば、フロントエンド１２は、患者内に埋め込まれて臨床医プログラマ又は患者プログラマと通信するＩＰＧ内に配置される受信機の一部とみなすことができる。代替的に、フロントエンド１２は、患者内に埋め込まれるＩＰＧと通信する臨床医プログラマ又は患者プログラマの受信機の一部とすることができる。この実施形態例の詳細なブロック図が図１５Ａにおいて提供される。
【００７２】
いずれにせよ、フロントエンド１２は、ミキサ増幅器１４のための差動入力信号を生成する。ノイズ、たとえば、１／ｆノイズ、ポップコーンノイズ、及びオフセットは、ミキサ増幅器１４において計装用増幅器１０の信号路に入り、ノイズの多い変調入力信号２５を生成する。ノイズの多い変調入力信号２５は、搬送波周波数に上方変調されている本来の低周波成分と、ベースバンドにおけるノイズ成分とを含む。
【００７３】
上述のように、ミキサ増幅器１４は、図６において示される変更折り畳みカスコード増幅器アーキテクチャを使用して実施することができる。基準・バイアス生成器９４は、バイアス電圧及び基準電圧をミキサ増幅器１４に供給する。簡潔にするために、ミキサ増幅器１４は、図７においては増幅器８４と、復調器８６と、積分器８８とを含むものとして示されており、これらは図２における増幅器２６、復調器２８、及び積分器３０に対応する。したがって、増幅器８４はノイズの多い変調入力信号２５を増幅し、復調器８６は増幅信号２７を復調する。より具体的には、復調器８６は、増幅信号の本来の低周波信号成分を再びベースバンドに下方復調し、ノイズ２３を搬送波周波数に上方変調し、それによって、所望の信号とノイズとの間の分離を維持する。クロック９６は、復調器８６を駆動するためのクロック信号を供給する。たとえば、図６の回路図に関連して、クロック９６は、復調器８６として動作するスイッチ６０及び６２を駆動するためのクロック信号を供給する。積分器８８は、復調信号２９を基準・バイアス生成器９４によって供給される基準電圧に関して積分し、ベースバンドの外側の周波数を有する信号成分を実質的になくすローパスフィルタとして機能する。したがって、復調信号２９の搬送波周波数にあるノイズは、積分器８８の出力、すなわち、出力信号３１から実質的になくなる。
【００７４】
図７において、フィードバック１６は、負フィードバック経路９０と、負フィードバック経路９２と、正フィードバック経路９８とを含む。差動−シングル変換を提供するために、フィードバック経路９０、９２、及び９８のそれぞれは、ミキサ増幅器１４のそれぞれの正差動入力及び負差動入力にフィードバックを提供するための２つの対称フィードバック経路分岐を含むことができる。具体的には、負フィードバック経路９０は、ミキサ増幅器１４に対する入力において負フィードバックを提供して信号変化を小さく維持する。負フィードバック経路９０のフィードバック経路分岐のそれぞれは、基準・バイアス生成器９４によって提供される基準電圧を用いて出力信号３１を変調する。負フィードバック経路が負フィードバック経路９０内に常に存在することを確実にするために、フィードバック経路９０の負フィードバック経路分岐に適用されるチョップ周波数は、フロントエンド１２と同期しているフィードバック経路のうちの１つと互いに１８０度の位相のずれがあるべきである。このようにして、負フィードバック経路９０のフィードバック経路分岐のうちの１つは、半クロックサイクルのそれぞれの間に負フィードバックを適用している。結果として、ミキサ増幅器１４の入力における差動信号は小さく、基準電圧を中心としている。負フィードバック９０は、計装用増幅器１０の動的な制限、すなわち、出力信号３１におけるグリッチを実質的になくす。
【００７５】
負フィードバック経路９２はハイパスフィルタの構成を可能にする。具体的には、負フィードバック経路９２は、計装用増幅器１０の出力、すなわち、出力信号３１を、基準・バイアス生成器９４によって供給される基準電圧に関して積分し、積分信号を、キャパシタを通じてミキサ増幅器１４の入力に印加する。負フィードバック経路９２のフィードバック経路分岐のそれぞれは、積分出力信号を基準電圧を用いて変調する。上述の負フィードバック経路９０のフィードバック経路と同様に、負フィードバック経路９２のフィードバック経路分岐の相対位相整合が、負フィードバック経路が半クロックサイクルのそれぞれにわたって存在することを確実にすべきである。動作中、負フィードバック経路９２は主として低周波数にあり、計装用増幅器１０のＤＣ応答を抑制する。一方で、負フィードバック経路９０は主として通過帯域周波数にある。フィードバック経路９０内のフィードバックキャパシタのスケーリング及びフィードバック経路９２の時定数は、フィルタのハイパスコーナーを設定する。換言すれば、フィードバック経路９０及び９２内のキャパシタは、ハイパスコーナーの設定に使用される。
【００７６】
一例として、ハイパスフィルタは、計装用増幅器１０が心臓モニタリング用途に使用される場合にはペーシング後アーティファクトの拒絶に、また、計装用増幅器が脳信号のモニタリングに使用される場合には電極オフセットのフィルタリング除去に有用であり得る。一例として、フィードバック経路９２を、約２．５Ｈｚ、０．５Ｈｚ、又は０．０５Ｈｚに等しいカットオフ周波数を有するハイパスフィルタを構成するのに使用することができる。この場合、フィードバック経路９２は主として、２．５Ｈｚ、０．５Ｈｚ、又は０．０５Ｈｚのカットオフ周波数を下回る周波数にあることができ、一方でフィードバック経路９０は主として、これらのカットオフ周波数を上回る周波数にあることができる。一例では、フィードバック経路９２は、約０．５Ｈｚのカットオフ周波数を有することができ、それによって、フィードバック経路９０が主として約０．５Ｈｚを上回る、たとえば、約５Ｈｚ〜１００Ｈｚの周波数にあることが可能となる。
【００７７】
正フィードバック経路９８は、計装用増幅器１０の入力インピーダンスを増大させる。より具体的には、正フィードバック経路９８は、出力信号３１をサンプリングして、チョッパ変調が入力信号に適用される前に、フィードバックをフロントエンド１２に提供する。正フィードバックは事実上、サンプリングプロセス中に失われた、ミキサ増幅器１４に対する入力キャパシタ上の「電荷に取って代わる」。正フィードバック経路９８は、計装用増幅器１０の入力インピーダンスを１桁以上増大させることができる。正フィードバック経路９８の各フィードバック経路分岐は、補償電荷を入力キャパシタに付加するスイッチドキャパシタ構成を含むことができる。
【００７８】
図７はフィードバック経路１６を負フィードバック経路９０、負フィードバック経路９２、及び正フィードバック経路９８を含むものとして示すが、負フィードバック経路９０のみが、計装用増幅器１０が低周波数における安定した測定を非常に低い電力で達成することを可能にすることができる。したがって、フィードバック経路９２、９８は、計装用増幅器１０がさらなるパフォーマンス向上を達成することを可能とする任意選択の補助フィードバック経路とみなすことができる。したがって、本開示において説明される本発明のさまざまな実施形態例は、フィードバック経路９２、９８の一方若しくは双方を含んでもよく、又はいずれも含まなくてもよい。計装用増幅器がフィードバック経路９２及び９８を含む場合、正フィードバック経路９８は、ミキサ増幅器１４の信号をサンプリングする代わりに、負フィードバック経路９２からの積分出力信号をサンプリングすることができる。フィードバック経路９０、９２、９８の相対配置は、さらなる図面における以下の回路図からより明らかになり得る。
【００７９】
いくつかの実施形態において、クロック９６は、１つ又は複数のクロックを含むことができる。たとえば、計装用増幅器１０が単一チップに埋め込まれる場合、単一のクロックがフロントエンド１２、ミキサ増幅器１４、及びフィードバック経路１６にクロック信号を供給することができる。しかしながら、計装用増幅器１０がテレメトリ信号の復調に使用される場合のようないくつかの実施形態において、フロントエンド１２は、ミキサ増幅器１４及びフィードバック１６とは別個のチップ上で実施される場合がある。この場合、フロントエンド１２は或るクロックからクロック信号を供給されることができ、一方で異なるクロックがミキサ増幅器１４及びフィードバック１６にクロック信号を提供する。この場合、２つのクロックは互いに同相でなくてもよい。送信信号を確実に回復することができるようにするためには、クロックは互いに同相であるべきであるため、クロックを同期させるさらなる回路部が受信機において必要とされ得る。
【００８０】
基準・バイアス生成器９４は、フロントエンド１２、ミキサ増幅器１４、負フィードバック経路９０、及び負フィードバック経路９２にバイアス電圧を供給する。フロントエンド１２が生理学的センサを含む場合、基準・バイアス生成器９４は、生理学的センサを駆動する基準電圧を供給することができる。基準・バイアス生成器９４は、インピーダンスセンサの電極に基準電圧を供給することもできる。ミキサ増幅器１４に関して、基準・バイアス生成器９４は、図６に示すようにトランジスタにバイアスをかけるためのバイアス電圧を供給することができる。上述のようなフィードバック経路９０及び９２内の信号と合成される基準電圧を、基準・バイアス生成器９４によって供給することもできる。０ボルト〜１．２ボルト（バンドギャップ）又は０ボルト〜０．６ボルト（バンドギャップの半分）のバイアス電圧を、バイアス点として使用することができる。
【００８１】
図８は、計装用増幅器１００を示す回路図である。計装用増幅器１００は、本開示において上述した計装用増幅器１０の一実施形態例である。図８において、計装用増幅器１００は、その出力１０２Ａ及び１０２Ｂ（まとめて「出力１０２」と呼ばれる）にわたる差動電圧を生成するセンサ１０１を備える。出力１０２Ａ及び１０２Ｂはそれぞれ、電圧Ｖｉｎ−ｐｌｕｓ及びＶｉｎ−ｍｉｎｕｓを提供する。センサ１０１は、生物物理学的信号を出力１０２にわたる差動電圧に変換する生理学的センサとすることができる。たとえば、センサ１０１は、加速度計、圧力センサ、力センサ、ジャイロスコープ、湿度センサ、一対の電極等とすることができる。
【００８２】
入力１０２Ａ及び１０２Ｂはそれぞれ、スイッチ１０４Ａ及び１０４Ｂ（まとめて「スイッチ１０４」と呼ばれる）を通じてキャパシタ１０６Ａ及び１０６Ｂ（まとめて「キャパシタ１０６」と呼ばれる）に接続される。スイッチ１０４は、システムクロック（図示せず）によって提供されるクロック信号によって駆動され、互いに交差結合されてコモンモード信号を拒絶する。キャパシタ１０６は、一端においてスイッチ１０４のうちの対応する一方に結合され、他端においてミキサ増幅器１１６の対応する入力に結合される。具体的には、キャパシタ１０６Ａはミキサ増幅器１１６の正入力に結合され、キャパシタ１０６Ｂは増幅器１１６の負入力に結合され、それによって、差動入力が提供される。
【００８３】
図８において、センサ１０１、スイッチ１０４、及びキャパシタ１０６はフロントエンド１１０を形成する。フロントエンド１１０は概して計装用増幅器１０のフロントエンド１２に対応する。具体的には、フロントエンド１１０は、フロントエンド１２に関して上述したような連続時間スイッチドキャパシタネットワークとして動作する。スイッチ１０４は、入力１０２がクロック周波数においてキャパシタ１０６に結合されてセンサ１０１の出力が搬送波（クロック）周波数に変調（チョップ）される開状態と閉状態との間で切り替えを行う。上述のように、センサ１０１の出力は、約０Ｈｚ〜約１００Ｈｚの範囲内の低周波信号とすることができる。搬送波周波数は、約４ｋＨｚ〜約１０ｋＨｚの範囲内とすることができる。そのため、低周波数センサ出力は、より高いチョップ周波数帯域にチョップされる。
【００８４】
スイッチ１０４は、互いに同相に切り替えを行って差動入力信号をミキサ増幅器１１６に提供する。クロック信号の第１の位相の間、スイッチ１０４Ａはセンサ出力１０２Ｂをキャパシタ１０６Ａに接続し、スイッチ１０４Ｂはセンサ出力１０２Ａをキャパシタ１０６Ｂに接続する。第２の位相の間、スイッチ１０４は、スイッチ１０４Ａがポート１０２Ａをキャパシタ１０６Ａに結合し、スイッチ１０４Ｂがポート１０２Ｂをキャパシタ１０６Ｂに結合するように、状態を変更する。スイッチ１０４は、第１の位相と第２の位相との間で同期して交互に切り替えを行い、搬送波周波数において出力１０２における差動電圧を変調する。結果としてのチョップされた差動信号はキャパシタ１０６にわたって印加され、キャパシタ１０６は差動信号をミキサ増幅器１１６の入力にわたって結合する。
【００８５】
抵抗１０８Ａ及び１０８Ｂ（まとめて「抵抗１０８」と呼ばれる）は、ミキサ増幅器１１６の入力における電圧バイアスを制御するＤＣ伝導経路を提供する。換言すれば、抵抗１０８は、バイアスインピーダンスを高く維持するのに使用される等価抵抗を提供するように選択することができる。抵抗１０８はたとえば、５ＧΩの等価抵抗を提供するように選択することができるが、等価抵抗の絶対的な大きさ（absolute size：実寸）は計装用増幅器１００のパフォーマンスにとっては重要ではない。概して、インピーダンスを増大させることによって、ノイズパフォーマンス及び高調波の拒絶が改善されるが、過負荷からの回復時間が延びてしまう。基準系を提供するために、５ＧΩの等価抵抗の結果、約２５ｐＦの入力キャパシタンス（Ｃｉｎ）に関して約２０ｎＶ／ｒｔＨｚの基準−入力（ＲＴＩ）ノイズが生じる。これに鑑みて、インピーダンスを高く維持することに対するより強い動機は、半クロックサイクルのそれぞれの間のミキサ増幅器１１６の入力ノードにおけるセトリングに起因して信号チェーンにエイリアシングする可能性がある高周波数の高調波の拒絶である。
【００８６】
抵抗１０８は例示であり、ミキサ増幅器１１６に入力される信号を制御する多くの異なるバイアス方式のうちの１つを示す役割を果たすに過ぎないことに留意することが重要である。実際、結果として生じる等価抵抗の絶対値は重要でないため、バイアス方式は適応性がある。概して、抵抗１０８及び入力キャパシタ１０６の時定数は、チョッピング周波数の逆数よりも約１００倍長くなるように選択することができる。
【００８７】
ミキサ増幅器１１６は、その入力に印加される差動信号内にノイズ及びオフセットを生成するおそれがある。このため、差動入力信号は、スイッチ１０４Ａ、１０４Ｂ及びキャパシタ１０６Ａ、１０６Ｂを介してチョップされ、対象の信号がノイズ及びオフセットとは異なる周波数帯域に置かれる。ついで、ミキサ増幅器１１６は、ノイズ及びオフセットをチョップ周波数帯域に上方変調しながら、増幅信号を再びチョップして、対象の信号をベースバンドに下方復調する。このようにして、計装用増幅器１００は、ノイズ及びオフセットと対象の信号との間の十分な分離をを維持する。ミキサ増幅器１１６及びフィードバック経路１１８は低電力で動作しながら、ノイズの多い変調入力信号を処理して、センサ１０１によって出力される低周波信号の安定した測定を達成する。
【００８８】
上述のように、低電力における動作は、ミキサ増幅器１１６の帯域幅を制限する傾向にあり、出力信号内に歪み（リップル）を生じる。ミキサ増幅器１１６及びフィードバック経路１１８は上述のミキサ増幅器１４及びフィードバック経路１６に対応し、したがって、上述のミキサ増幅器１４及びフィードバック経路１６と同様に動作する。より具体的には、フィードバック経路１１８は、図７において説明される負フィードバック経路９０に対応する。ミキサ増幅器１１６及びフィードバック経路１１８はそれぞれ、低−インピーダンスノード及びＡＣフィードバックにおけるチョッピングを組み合わせることによってチョッパ安定化の動的な制限を実質的になくす。
【００８９】
図８において、ミキサ増幅器１１６は簡潔にするために、増幅器の回路記号を用いて表される。しかしながら、ミキサ増幅器１１６は、図６において提供される回路図に従って実施することができることを理解されたい。したがって、ミキサ増幅器１１６は、フロントエンド１２に対する同期復調を提供し、信号からの１／ｆノイズ、ポップコーンノイズ、及びオフセットを実質的になくし、センサ１０１によって生成される差動電圧の増幅表現である信号を出力する。
【００９０】
フィードバック経路１１８によって提供される負フィードバックが無い場合、低電力においては増幅器の帯域幅が制限されるため、ミキサ増幅器１１６の出力は所望の信号に重ね合わされるスパイクを含む。一方、フィードバック経路１１８によって提供される負フィードバックは、これらのスパイクを抑制し、それによって、定常状態における計装用増幅器１００の出力は、ノイズがごくわずかである、センサ１０１によって生成される差動電圧の増幅表現となる。
【００９１】
図８におけるフィードバック経路１１８は、差動−シングルエンドインタフェースを提供する２つのフィードバック経路を含むことができる。上方のフィードバック経路分岐は、ミキサ増幅器１１６の出力を変調してミキサ増幅器１１６の正入力端子に対する負フィードバックを提供する。このフィードバック経路分岐は、キャパシタ１１２Ａとスイッチ１１４Ａとを含む。同様に、フィードバック経路１１８の下方のフィードバック経路分岐は、ミキサ増幅器１１６の出力を変調してミキサ増幅器１１６の負入力端子に対する負フィードバックを提供するキャパシタ１１２Ｂ及びスイッチ１１４Ｂを含む。キャパシタ１１２Ａ及び１１２Ｂはそれぞれ、一端においてスイッチ１１４Ａ及び１１４Ｂに接続され、他端においてミキサ増幅器１１６の正入力端子及び負入力端子に接続される。
【００９２】
スイッチ１１４Ａ及び１１４Ｂはそれぞれ、基準電圧（Ｖｒｅｆ）とミキサ増幅器１１６の出力との間で切り替えを行ってキャパシタ１１２Ａ及び１１２Ｂ上に電荷を置く。基準電圧は、たとえば、増幅器１１６の最大レール電圧と接地との間の中間レール電圧とすることができる。たとえば、増幅器回路が０ボルト〜２ボルトの電源を用いて給電される場合、中間レールＶｒｅｆ電圧は、１ボルト程度とすることができる。重要なことには、負フィードバック経路が半クロックサイクルのそれぞれの間に存在することを確実にするために、スイッチ１１４Ａ及び１１４Ｂには互いに１８０度の位相のずれがあるべきである。スイッチ１１４のうちの一方はまた、負フィードバックがミキサ増幅器１１６に対する入力信号の振幅を抑制して定常状態における信号変化を小さく維持するように、ミキサ増幅器１１６と同期しているべきである。信号変化を小さく維持すること、及び、たとえば、図６の回路図に示すようなミキサ増幅器１１６の低インピーダンスノードにおけるスイッチングによって、スイッチングノードにおいて大きな電圧遷移のみが生じる。したがって、ミキサ増幅器１１６の出力においてグリッチ（リップル）は実質的になくなるか又は低減される。
【００９３】
スイッチ１０４及び１１４、並びにミキサ増幅器１１６の低インピーダンスノードにおけるスイッチは、ＣＭＯＳ ＳＰＤＴスイッチとすることができる。ＣＭＯＳスイッチは、スイッチングを連続プロセスとみなすことを可能にする、高速スイッチング動態を提供する。計装用増幅器１００の伝達関数を下記の式（１）において提供される伝達関数によって定義することができ、式中、Ｖｏｕｔはミキサ増幅器１１６の出力の電圧であり、Ｃｉｎは入力キャパシタ１０６のキャパシタンスであり、ΔＶｉｎはミキサ増幅器１１６に対する入力における差動電圧であり、Ｃｆｂはフィードバックキャパシタ１１２のキャパシタンスであり、Ｖｒｅｆはスイッチ１１４がミキサ増幅器１１６の出力と合成する基準電圧である。
【００９４】
Ｖｏｕｔ＝Ｃｉｎ（ΔＶｉｎ）／Ｃｆｂ＋Ｖｒｅｆ （１）
式（１）から、計装用増幅器１００の利得が入力キャパシタＣｉｎとフィードバックキャパシタＣｆｂとの比、すなわち、キャパシタ１０６とキャパシタ１１２との比によって設定されることが明らかである。Ｃｉｎ／Ｃｆｂの比は１００程度になるように選択することができる。キャパシタ１１２は、ｐｏｌｙ−ｐｏｌｙキャパシタ、オンチップキャパシタ又は他の種類のＭＯＳキャパシタとすることができ、良好にマッチしている、すなわち、対称であるべきである。
【００９５】
図８には図示されていないが、計装用増幅器１００は、増幅器１００の出力を自動的にゼロ化する並列フィードバック経路を含むことができる。並列フィードバック経路は、増幅器１００を迅速にリセットするのに使用することができる。バイアスしているノードを迂回して増幅器を迅速にリセットするのに役立つ緊急再充電スイッチを設けることもできる。入力キャパシタ１０６の機能は、センサ１０１からの低周波差動電圧を上方変調するして、コモンモード信号を拒絶することである。上記で考察したように、上方変調を達成するために、差動入力は、ＳＰＤＴスイッチ１０４を通じて検知キャパシタ１０６Ａ、１０６Ｂに接続される。スイッチの位相整合によって、ａｃ相互コンダクタンス合成増幅器１１６に対する差動入力が提供される。これらのスイッチ１０４はクロック周波数、たとえば、４ｋＨｚにおいて動作する。検知キャパシタ１０６は２つの入力の間で切り替えを行うため、差動電圧は搬送波周波数に上方変調され、一方で低周波コモンモード信号は電荷伝達関数におけるゼロによって抑圧される。より高い−帯域幅のコモン信号の拒絶は、この差動アーキテクチャ及びキャパシタの良好なマッチングに依存する。
【００９６】
図８にさらに示すように、心臓ペースメーカ、心臓ディフィブリレータ、又は神経刺激装置によって送達される刺激パルスに関して測定が行われる用途に関して、ブランキング回路部を計装用増幅器１００の、ミキサ増幅器１１６の入力及び結合キャパシタ１０６に追加して、入力信号が、ミキサ増幅器１１６をフロントエンド１１０に再接続する前に安定化することを確実にすることができる。たとえば、ブランキング回路部は、ミキサ増幅器１１６をフロントエンド１１０に選択的に結合し、フロントエンド１１０から分離するブランキングマルチプレクサ（ＭＵＸ）１１１とすることができる。このブランキング回路部は、ミキサ増幅器を差動入力信号から選択的に減結合し、第１の変調器及び第２の変調器、すなわち、スイッチ１０４、１１４を、たとえば、刺激パルスの送達中に選択的にディセーブルする。
【００９７】
ブランキングＭＵＸ１１１は任意選択であるが、望ましい場合がある。ミキサ増幅器１１６上の残留オフセット電圧は増幅器を数ミリ秒で飽和させるため、スイッチ１０４、１１４を変調器として機能するように駆動するクロック単純に遮断することはできない。このため、心臓ペースメーカ若しくはディフィブリレータによる、又は神経刺激装置による刺激の印加の間の指定時間期間及び印加に続く指定時間期間にわたって、増幅器１１６を入力信号から減結合するブランキングＭＵＸ１１１を提供することができる。
【００９８】
適切なブランキングを達成するために、ミキサ増幅器１１６が入力信号の復調を継続している間に、入力スイッチ１０４及びフィードバックスイッチ１１４はディセーブルされているべきである。これによって、変調信号は積分器の入力には存在しないため、復調器がＤＣオフセットのチョッピングを継続している間、ミキサ増幅器１１６内の積分器の状態が保持される。したがって、ブランキングＭＵＸ１１１は、回路部をさらに含むか、又はブランキング間隔の間にスイッチ１０４、１１４を選択的にディセーブルするように構成される回路部に関連付けることができる。ブランキング後、いくらかの摂動が残る場合があるため、ミキサ増幅器１１６は、再び安定化するためにさらなる時間を必要とする場合がある。したがって、総ブランキング時間は、入力スイッチ１０４及びスイッチ１１４がディセーブルされている間に入力信号を復調するための時間、及び、任意の残った摂動を安定化させるための時間を含む。刺激パルスの印加に続くブランキング時間の一例は、ミキサ増幅器１１６のための５ｍｓ及びＡＣ結合構成要素のための３ｍｓの約８ｍｓとすることができる。
【００９９】
図９は、組織負荷２１１にわたってインピーダンスを測定する計装用増幅器２００を示す回路図である。組織負荷２１１は、計装用増幅器２００によってインピーダンスが測定される患者の組織を表す。組織２１１は、心臓組織、肺組織、若しくは脳組織、筋組織、脂肪組織、又は、慢性疾患状態若しくは急性疾患状態又は他の医療状態を診断するためにインピーダンスを測定することができる他の組織のような臓器組織とすることができる。インピーダンス測定の用途のいくつかの例は、肺水腫の検出、呼吸の分時換気量測定、心力学の測定、及び脳信号の測定を含む。概して、計装用増幅器２００が組織内の興奮細胞を刺激せず、また電極腐食のような他の有害な効果を引き起こさないことが重要である。
【０１００】
計装用増幅器２００は該して、図１〜図７を参照して説明される計装用増幅器１０に一致することができる。図９の例において、計装用増幅器２００は、低い電力、固有の荷電平衡、電極電位の拒絶、及び小さな刺激電流を伴って組織負荷２１１のインピーダンスを正確に測定するための同期検出原理を適用する。計装用増幅器２００は、上述の計装用増幅器１０の一実施形態例である。計装用増幅器１０と同様に、計装用増幅器２００は、フロントエンド２１０と、ミキサ増幅器２２６と、フィードバック経路２２８とを含む。これらの特徴は概して、計装用増幅器１０のフロントエンド１２、ミキサ増幅器１４、及びフィードバック経路１６に対応することができる。
【０１０１】
図９において、フロントエンド２１０は、ポート２０２Ａ及び２０２Ｂ（まとめて「ポート２０２」と呼ばれる）における入力電圧と、スイッチ２０４Ａ及び２０４Ｂ（まとめて「スイッチ２０４」と呼ばれる）と、抵抗２０６Ａ及び２０６Ｂ（まとめて「抵抗２０６」と呼ばれる）と、キャパシタ２０８Ａ及び２０８Ｂ（まとめて「キャパシタ２０８」と呼ばれる）とを含む。概して、フロントエンド２１０は、組織負荷２１１上に電圧を生成する刺激電流を変調する。刺激電流は、１本又は複数本のリード線上に取り付けるか又は埋め込み可能医療デバイスハウジングの表面上に担持することができる２つ以上の電極を介して組織負荷２１１にわたって印加することができる。同様に、組織負荷２１１にわたる、結果として生じる電圧信号は、１本又は複数本のリード線上に又はデバイスハウジング上に配置される２つ以上の電極によって検知することができる。組織負荷２１１上の電圧はそれぞれ、キャパシタ２２２Ａ及び２２２Ｂ（まとめて「キャパシタ２２２」と呼ばれる）によってミキサ増幅器２２６の正入力及び負入力に交流結合される。したがって、組織負荷２１１によって表される組織はＤＣ電流に曝されない。その上、約１０μＡ以下とすることができる小さな変調（ＡＣ）刺激電流は、組織負荷２１１によって表される組織を実質的に興奮させ得ない。
【０１０２】
スイッチ２０４は、ポート２０２における入力電圧（Ｖｓｔｉｍ＋及びＶｓｔｉｍ−）の間で切り替えを行って、抵抗２０６Ａとキャパシタ２０８Ａとから成る抵抗−キャパシタ（ＲＣ）対、及び抵抗２０６Ｂとキャパシタ２０８Ｂとから成る抵抗−キャパシタ（ＲＣ）対を通じて刺激電流を生成する。スイッチ２０４、抵抗２０６及びキャパシタ２０８は、２１１のような負荷に印加するための、クロック周波数における交流（ａｃ）刺激電流を生成するａｃ源を形成することができる。具体的には、スイッチ２０４、抵抗２０６及びキャパシタ２０８は、クロック周波数において第１の電圧Ｖｓｔｉｍ＋及び第２の電圧Ｖｓｔｉｍ−を変調して、負荷に印加するための刺激電流を生成する変調器を形成する。しかしながら、他の種類のａｃ電流源を使用してインピーダンス測定のためのａｃ刺激電流を提供することができる。
【０１０３】
入力電圧Ｖｓｔｉｍ＋及びＶｓｔｉｍ−は、埋め込み可能医療デバイスのような、計装用増幅器２００が採用されるデバイス内の調整された電力供給装置によって提供することができる。スイッチ２０４はチョッパ周波数において開閉し、事実上、ポート２０２における入力電圧によってＲＣ対（２０６、２０８）を介して送達される、組織インピーダンスを測定するための入力刺激電流をチョップする。このようにして、フロントエンド２１０は、ミキサ増幅器２２６及びフィードバック経路２２８によって処理される変調差動入力信号を生成する。ポート２０２における刺激電流は、患者内に埋め込まれるＩＰＧに接続されるリード線上に担持される電極によって提供することができる。これは、インピーダンス測定のための刺激電流の送達の一例である。代替形態として、インピーダンス測定のための刺激電流を１つ又は複数のスイッチド電流源によって生成することができる。ポート２０２における基準電圧並びに抵抗２０６及びキャパシタ２０８のサイズは、刺激電流、測定の線形性、及びスイッチ２０４を駆動するクロック（図示せず）と比較しての計装用増幅器２００の時定数に対する制約によって決定され得る。
【０１０４】
一例として、１０μＡの刺激電流を使用して、ポート２０２Ａ及び２０２Ｂにおける電圧は、それぞれ２Ｖ及び０Ｖを提供することができ、抵抗２０６は１００ｋΩの抵抗として選択することができる。代替的に、２０００ｋΩの抵抗を使用することによって、１００ｋΩの抵抗で０．５μＡの刺激電流がもたらされる。キャパシタ２０８に１０ｎＦのキャパシタを使用する結果として、１ｍｓの時定数を有する刺激電流が生じる。これは、安定化動態からの誤差が最小であることを確実にするために、刺激電流が約５ｋＨｚの周波数を有することを必要とする。この場合、測定の非線形性は、１ｋＨｚの負荷を想定すると、０．５％未満に抑制される。
【０１０５】
ミキサ増幅器２２６に対する入力は、ハイパスフィルタ２１２及び結合キャパシタ２２２Ａ、２２２Ｂを含むことができる。いくつかの実施形態において、ハイパスフィルタ２１２は、心臓動的測定の最小値へのペーシング後回復の維持を支援する。図９において、ハイパスフィルタ２１２は、キャパシタ２１４Ａ、２１４Ｂ（まとめて「キャパシタ２１４」と呼ばれる）及び抵抗２１６Ａ、２１６Ｂ（まとめて「抵抗２１６」と呼ばれる）を含む。キャパシタ２１４及び抵抗２１６の値は、ハイパスフィルタ２１２が、任意の残留ペーシング誤差を２．５ｍｓ〜５ｍｓの時定数内で安定化させながら、最小位相誤差、たとえば、１％を下回る等価測定誤差がミキサ増幅器２２６において発生することを確実にするハイパスコーナー周波数を有するように選択することができる。心臓インピーダンス分析のようないくつかの用途に関して、ハイパスコーナー周波数は、たとえば、約３００Ｈｚ〜約８００Ｈｚの範囲内とすることができる。
【０１０６】
抵抗２２４Ａ及び２２４Ｂ（まとめて「抵抗２２４」と呼ばれる）は、ミキサ増幅器２２６の入力における電圧を制御する。したがって、抵抗２２４は、図７における抵抗１０８と同様であり、例示に過ぎない。上述のように、抵抗２２４又は異なるバイアス方式を選択して５ＧΩの等価抵抗を提供することができるが、この絶対値は重要ではない。
【０１０７】
ミキサ増幅器２２６及びフィードバック経路２２８は、ノイズの多い変調入力信号を処理して、低電力で動作しながら組織負荷２１１上の差動電圧の安定した測定を達成する。ミキサ増幅器２２６及びフィードバック経路２２８は概して、図７におけるミキサ増幅器１１６及びフィードバック経路１１８に対応する。したがって、ミキサ増幅器２２６は、フロントエンド１２に対する同期復調を提供し、増幅出力信号からのノイズ、すなわち、１／ｆノイズ、ポップコーンノイズ、及びオフセットを実質的になくす。ミキサ増幅器２２６は、たとえば、図６に実質的に示すような、低インピーダンスノードにおけるスイッチングを有する、変更折り畳みカスコードアーキテクチャを使用して実施することができる。
【０１０８】
図９に示すように、フィードバック経路２２８は、負フィードバック及びシングル−差動インタフェースを提供する上方のフィードバック経路分岐及び下方のフィードバック経路分岐を含む。上方のフィードバック経路分岐及び下方のフィードバック経路分岐はそれぞれ、スイッチ２３２Ａ及び２３２Ｂ（まとめて「スイッチ２３２」と呼ばれる）に接続されるキャパシタ２３０Ａ及び２３０Ｂ（まとめて「キャパシタ２３０」と呼ばれる）を含む。スイッチ２３２Ａ及び２３２Ｂには互いに１８０度の位相のずれがあり、ミキサ増幅器２２６の出力と基準電圧（Ｖｒｅｆ）との間で切り替えを行ってミキサ増幅器２２６の出力を変調する。したがって、フィードバック経路２１８は、本開示において上述したように、ミキサ増幅器２２６に対する入力における信号変化を小さく維持する負フィードバックを提供する。
【０１０９】
スイッチ２０６、スイッチ２３２、及びミキサ増幅器２２６内の低インピーダンスノードにおけるスイッチは、ＣＭＯＳ ＳＰＤＴスイッチ又は高速スイッチング動態を提供する他のスイッチとすることができる。計装用増幅器２００の伝達関数は上記の図７及び図８の説明において提供されている計装用増幅器１００の伝達関数と同じである。したがって、フィードバックキャパシタ、すなわち、キャパシタ２３０のキャパシタンスと、入力キャパシタ、すなわち、キャパシタ２２２のキャパシタンスとの比が、計装用増幅器２２６の利得を設定する。キャパシタ２２２及び２３０は、ｐｏｌｙ−ｐｏｌｙキャパシタ又は他の種類のＭＯＳキャパシタとすることができ、良好にマッチしている、すなわち対称であるべきである。キャパシタ２２２及び２３０は、他の計装用増幅器の構成要素と共にチップ上に配置することができる。
【０１１０】
動作中、計装用増幅器２００は、電磁干渉（ＥＭＩ）を搬送波周波数及び奇数調波における変調入力信号に折り畳む（fold）ことができる。チャネルが損なわれるか否かを判断するために、刺激電流がフロントエンド２１０に印加されていない状態で計装用増幅器２００の出力をモニタリングすることができる。代替的に、スペクトラム拡散技法を使用して、フロントエンド２１０とミキサ増幅器２２６との間の同期クロック検出を中断させることができる。スペクトラム拡散クロッキングは、相関インピーダンス測定を維持しながら、無相関ノイズを、ミキサ増幅器２２６によって実質的になくなる広帯域ノイズ信号に分解する。
【０１１１】
計装用増幅器２００の出力を、組織負荷２１１のインピーダンスを測定するためのさらなる処理を適用するアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）（図示せず）に送信することができる。さらに、計装用増幅器２００が患者内に埋め込まれる場合、組織−電極インタフェース（フロントエンド１２）を測定回路（ミキサ増幅器２２６及びフィードバック経路２２８）から直流的に絶縁することができる。絶縁は、電極分極を拒絶して電極にわたる正味の荷電平衡を確実にするのに役立つ。
【０１１２】
計装用増幅器２００は、リード線インピーダンスの測定を浮腫、分時換気量、及び心力学に関するインピーダンス測定から分離するのに使用することができる。この理由は、２つの測定に関して要件が異なることである。リード線インピーダンスは通常、ペーシング又は刺激パルスの送達の直前に、測定を必要とするいくつかのベクトルを有するサンプルを迅速に取り出すことを必要とする。刺激パルスは測定に直接には従わないため、検知チャネルの摂動は主要問題ではない。これには、大きな、速い、サンプリングされた刺激電流の印加が好ましい。しかしながら、浮腫、分時換気量及び心力学の測定は、検知チャネルに摂動及びノイズがあるべきではない低周波数において行われる。この測定、すなわち、リード線インピーダンスの測定からの大きな摂動は、検知チャネルのペーシング後の誘発電位を正確に検出する能力を損ない、結果として過剰検知してしまう可能性がある。したがって、浮腫、分時換気量及び心臓の動的測定には、連続時間方法を用いて平均化された低レベルの刺激が好ましい。計装用増幅器２００は、浮腫、分時換気量及び心臓の動的測定をリード線インピーダンスの測定から分離することを可能にする。
【０１１３】
図９には図示しないが、心臓ペースメーカ又は神経刺激装置によって送達される刺激パルスに関して測定が行われる用途に関して、図８に示されるブランキングＭＵＸ１１１のようなブランキング回路部を計装用増幅器２００に追加することができる。たとえば、ブランキングＭＵＸは、入力キャパシタ２２２をミキサ増幅器２２６の入力から接続解除することができる。加えて、入力変調器及びフィードバック変調器をブランキング期間中にディセーブルすることができる。いくつかの実施形態において、ブランキングＭＵＸをハイパスフィルタ２１２と結合キャパシタ２２２との間に配置して、ミキサ増幅器２２６をフロントエンド２１０に再接続する前に、入力信号が安定化することを確実にすることができる。そのため、ブランキング回路部は、選択的に、ミキサ増幅器２２６をフロントエンド２１０に結合し、またミキサ増幅器２２６をフロントエンド２１０から分離するマルチプレクサ（ＭＵＸ）とすることができる。図８を参照して述べたように、ミキサ増幅器２２６上の残留オフセット電圧は増幅器を数ミリ秒で飽和させるためにスイッチを駆動するクロックを単純に切ることはできないため、ブランキング回路部が望ましい場合がある。
【０１１４】
適切なブランキングを達成するために、入力スイッチ２２２及びフィードバックスイッチ２３２は、ミキサ増幅器２２６が入力信号の復調を継続している間はディセーブルされているべきである。復調器がＤＣオフセットのチョッピングを継続している間、積分器の入力に変調信号は存在しないため、これによってミキサ増幅器２２６内の積分器の状態が保持される。ブランキング後、いくらかの摂動が残存するおそれがあるため、ミキサ増幅器２２６は、再び安定化するためにさらなる時間を必要とする場合がある。したがって、総ブランキング時間は、入力スイッチ及びフィードバックスイッチがディセーブルされている間に入力信号を復調するための時間と、任意の残存する摂動を安定化させるための時間とを含む。一例のブランキング時間は、ミキサ増幅器２２６のための５ｍｓ及びＡＣ結合構成要素のための３ｍｓの約８ｍｓとすることができる。
【０１１５】
実験を通じて、計装用増幅器２００を介しての測定の線形性は、５００ｎＡの刺激電流に対しての０．０５％、及び１０μＡの刺激電流に対しての１．５％の理論的限界に適合することが分かった。最悪の場合の線形性は、ミキサ増幅器２２６の有限出力インピーダンスに起因する高インピーダンスにおけるものである。換言すれば、刺激電流が高くなれば、結果として非線形性も高くなる。実際には、観察可能な非線形性は、１ｋΩ程度の組織負荷を通る適度な刺激ベクトルに関しては小さい。
【０１１６】
実験は、計装用増幅器１００及び２００のような、ミキサ増幅器及び負フィードバックを含む計装用増幅器の測定されたノイズフロアが、約１００ｎＶ／ｒｔＨｚであることも示した。これは、１μＡの刺激電流で動作しているミキサ増幅器２２６の入力トランジスタにおけるジョンソンノイズからの理論的予想と一致する。１０μＡの刺激電流に関して、これは、０．０１ｏｈｍｓ／ｒｔＨｚの等価なノイズフロアに変換され、これは、多くの生理学的用途における要件を十分に下回っている。
【０１１７】
図１０は、ハイパスフィルタを構成するための負フィードバックを含む計装用増幅器３００のための一例の信号フローを示す図である。図２に関連して、図１０における計装用増幅器３００のアーキテクチャは計装用増幅器１０のアーキテクチャと実質的に同じものとすることができるが、負フィードバック経路９２が追加されている。したがって、図２及び図１０における類似の参照符号の構成要素は、類似の機能を共有する。簡潔にすると共に冗長性を回避する目的で、フロントエンド１０、ミキサ増幅器１４及びフィードバック経路９０を通る信号フローは詳細には説明しない。代わりに、負フィードバック経路９２を通じてミキサ増幅器１４によって生成される出力信号３１のフローを説明する。
【０１１８】
概して、負フィードバック経路９２は、出力信号３１に対して、ミキサ増幅器１４に対する入力におけるハイパスフィルタを構成するためのさらなる信号処理を実施する。ハイパスフィルタは、ハイパスフィルタのコーナー周波数を下回る周波数を有する信号成分を実質的になくす。たとえば、フィードバック経路９２は、２．５Ｈｚ、０．５Ｈｚ、又は０．０５Ｈｚにほぼ等しいコーナー周波数を設定することができる。概して、負フィードバック経路９２は、コーナー周波数とＤＣとの間の信号を抑制する。上述のように、フィードバック経路９２は、対称フィードバック経路を通じてミキサ増幅器１４のそれぞれの入力端子に差動フィードバックを提供する。クロックサイクルのうちの半サイクルのそれぞれの間に負フィードバックが適用されるように、フィードバック経路には、互いに１８０度の位相のずれがあるべきである。
【０１１９】
図１０に示すように、負フィードバック経路９２は、積分器３０２及び変調器３０４を含む。積分器３０２は、出力信号３１を基準電圧に関して積分する。この基準電圧は、変調器２０、２８、及び３４によって計装用増幅器３００内の信号を用いて変調される同じ基準電圧であるべきである。いくつかの実施形態において、スイッチドキャパシタ積分器を積分器３０２に使用することができる。他の実施形態において、標準的なＲＣ積分器を使用することができる。しかしながら、スイッチドキャパシタ積分器は、いくつかの利点を提供することができる。
【０１２０】
変調器３０４は、積分器３０２の出力を変調して、ミキサ増幅器１４内への差動電圧を提供する。変調器３０４はフィードバック経路９０と同期しているはずであるため、クロック信号２１Ｃも変調器３０４を駆動する。クロック信号２１Ｃは、図１０に示すように、積分器３０２がスイッチドキャパシタ積分器として実施される場合、積分器３０２にも供給される。図１０には、入力キャパシタンス（Ｃｉｎ）１３、フィードバック経路９０のためのフィードバックキャパシタンス（Ｃｆｂ）１７、フィードバック経路９２のためのハイパスフィルタキャパシタンス（Ｃｈｐ）１０も示される。
【０１２１】
動作中、積分器３０２は、変調器３４のスイッチドキャパシタ上の電荷に対抗する、変調器３０４のスイッチドキャパシタに対する電圧を生成する。入力ステップがミキサ増幅器１４に適用されると、信号は積分器３０によって積分される。最初、復調信号２９と積分器３０の基準電圧との間の電圧差は比較的大きい。対照的に、出力信号３１の電圧と、積分器３０２の基準電圧との間の差は比較的小さい。結果として、積分器３０は、積分器３０２が変調器３０４のスイッチドキャパシタに電荷を蓄積するよりも迅速に、変調器３４のスイッチドキャパシタに電荷を蓄積する。
【０１２２】
しかしながら、経時的に、復調信号２９と積分器３０における基準電圧との間の電圧差は減少し、積分器はその分電荷を蓄積しない。同時に、出力信号３１と積分器３０２における基準電圧との間の電圧差は増大し、積分器３０２はより多くの電荷を変調器３０４におけるスイッチドキャパシタに蓄積する。したがって、定常状態において、フィードバック経路９２はフィードバック経路９０よりも優勢であり、フィードバック対向電荷は負フィードバック経路９２を介して最も多く提供される。結果として、フィードバック経路９２は、キャパシタ１７とキャパシタ１９と（ＣｆｂとＣｈｐと）の比、並びにキャパシタ、及び積分器３０２のクロック周波数によって設定される時定数によってハイパスコーナーを設定することができる。重要なことには、計装用増幅器３００はその全体を単一チップ上に実装することができるため、オフチップキャパシタはハイパスフィルタリングには必要ない場合がある。
【０１２３】
図１１は、計装用増幅器３００を示す回路図である。図１１に示すように、計装用増幅器３００のアーキテクチャは、計装用増幅器１００のアーキテクチャと実質的に同じであるが、負フィードバック経路９２が追加されている。したがって、図７及び図１０における類似の参照符号の構成要素は、同じ機能を共有する。これらの共有される構成要素の動作は、簡潔にすると共に冗長性を回避する目的で説明されない。しかしながら、フィードバック経路９２の動作は説明される。
【０１２４】
負フィードバック経路９２はミキサ増幅器１１６の出力を取り出し、負フィードバックをミキサ増幅器１１６の入力に適用する。図１１の例において、積分器３０２は、スイッチドキャパシタ積分器である。ミキサ増幅器１１６内に設けられる積分器及び復調器に加えて、積分器３０２を設けることができる。スイッチドキャパシタ積分器は、スイッチ３１２Ａを介して増幅器１１６の出力と接地との間に、且つスイッチ３１２Ｂを介して増幅器３１６の負入力と接地との間に結合されるキャパシタ３１０を備える。スイッチ３１２Ａ及び３１２Ｂは、チョップ周波数において切り替えを行うが、互いに位相のずれがある。スイッチ３１２Ａ及び３１２Ｂのクロック周波数を調整して積分器３０２の時定数を設定することができる。増幅器３１６の正端子は基準電圧（Ｖｒｅｆ）に結合され、当該基準電圧（Ｖｒｅｆ）は、計装用増幅器３００内の他のステージにおける信号と合成される同じ基準電圧とすることができる。キャパシタ３１４は、増幅器３１６の出力を増幅器３１６の負端子に結合する。
【０１２５】
フィードバック経路９２の２つのフィードバック経路は、積分器３０２の出力を取り出して、ミキサ増幅器１１６に負フィードバックを提供する。具体的には、上方のフィードバック経路分岐が積分器３０２の出力を変調してミキサ増幅器１１６の正端子に負フィードバックを提供する。上方のフィードバック経路分岐は、キャパシタ３２０Ａと、スイッチ３２２Ａとを含む。同様に、フィードバック経路９２の下方のフィードバック経路分岐は、積分器３０２の出力を変調してミキサ増幅器１１６の負端子に負フィードバックを提供するキャパシタ３２０Ｂと、スイッチ３２２Ｂとを含む。
【０１２６】
キャパシタ３２０Ａ及び３２０Ｂはそれぞれ、一端においてスイッチ３２２Ａ及び３２２Ｂに接続され、他端においてミキサ増幅器１１６の正入力端子及び負入力端子に接続される。スイッチ３２２Ａ及び３２２Ｂはそれぞれ、基準電圧（Ｖｒｅｆ）とミキサ積分器３０２の出力との間で切り替えを行い、キャパシタ３２０Ａ及び３２０Ｂに電荷を置く。スイッチ３２２Ａ及び３２２Ｂは互いに１８０度の位相のずれがある状態で切り替えを行う。重要なことには、スイッチ３２２Ａ及び３２２Ｂはそれぞれ、スイッチ１１４Ａ及び１１４Ｂと同期しているべきである。このようにして、負フィードバック経路はクロック信号の半サイクルのそれぞれの間に存在し、負フィードバック経路と同期している。
【０１２７】
図１０において上述したように、積分器３０２は、スイッチ３２２Ａ及び３２２Ｂ（まとめて「スイッチ３２２」と呼ばれる）によってキャパシタ３２０Ａ及び３２０Ｂ（まとめて「キャパシタ３２０」と呼ばれる）上に置かれる電圧を蓄積する。キャパシタ３２０上の電荷は、定常状態においてキャパシタ１０６上の電荷に対抗する。より具体的には、キャパシタ３２０上の電荷は、低周波数に関して定常状態において、フィードバック経路において優位を占める。したがって、電流は実質的には、定常状態において負フィードバック経路９２を通じて流れ、電流は負フィードバック経路１１８を通じてはほとんど又はまったく流れない。結果として、フィードバックキャパシタ１１２とフィードバックキャパシタ３２０との比、及び積分器３０２の時定数が、負フィードバック経路９２によって提供されるハイパスフィルタのコーナー周波数を設定する。コーナー周波数は、約２．５Ｈｚ、０．５Ｈｚ、若しくは０．０５Ｈｚ、又は他の所望の周波数に等しく設定することができる。フィードバックキャパシタ１１２がオンチップである場合、ハイパスフィルタ特性は動的に変化して、過負荷又は過渡信号からの回復に役立つことができる。
【０１２８】
スイッチ３１２及び３２２は、ＣＭＯＳ ＳＰＤＴスイッチ又は高速スイッチング動態を提供する他のスイッチとすることができる。キャパシタ３１０、３１４、及び３２０は、ｐｏｌｙ−ｐｏｌｙキャパシタ又は他の種類のＭＯＳキャパシタとすることができる。
【０１２９】
フィードバック経路９２は、図１１に示すように、概して本開示において広範に説明されるような計装用増幅器に適用することができることを理解されたい。したがって、計装用増幅器３００は、決して限定とみなされるべきではない。そうではなく、計装用増幅器３００は、本開示において説明されるハイパスフィルタを構成するための負フィードバック経路を含むことができる計装用増幅器の多くの例のうちの１つである。たとえば、図１１に示すフィードバック経路９２を、図９における計装用増幅器２００に追加することができる。
【０１３０】
図１２は、計装用増幅器の入力インピーダンスを増大させるための正フィードバック経路を含む計装用増幅器４００の例示的な信号フローを示す図である。計装用増幅器４００のアーキテクチャは図２に関連して、計装用増幅器１０のアーキテクチャと実質的に同じものとすることができるが、さらなる信号処理を提供するための正フィードバック経路９８が含まれている。したがって、図１２における類似の参照符号を付された構成要素は、図２及び図１０における構成要素の同じ機能を共有する。簡潔にすると共に冗長性を回避する目的で、フロントエンド１０、ミキサ増幅器１４、及びフィードバック経路９０を通る信号フローは詳細には説明しない。代わりに、ミキサ増幅器１４によって生成される出力信号３１の、正フィードバック経路９８を通るフローを説明する。
【０１３１】
概して、正フィードバック経路９８は、ミキサ増幅器１４の出力、又は提供される場合には任意選択的にフィードバック経路９２内の積分器３０２の出力を取り出す。正フィードバック経路９８は、変調器２０の前に、すなわち、チョッピング入力信号３２が印加される前にフィードバックをフロントエンド１２に提供する。図１２に示すように、正フィードバック経路９８は、クロック信号２１Ｃによって駆動されるスイッチドキャパシタ構成４０４（Ｃｐｏｓ）を含む。具体的には、スイッチドキャパシタ４０４は、計装用増幅器４００の入力における実効抵抗に実質的に等しい抵抗を生成するのに使用される。計装用増幅器の実効入力抵抗（Ｒｅｆｆ）は下記の式（２）において与えられ、式中、クロック信号２１Ａ〜２１Ｃの周波数がＦｃｌｏｃｋであり、Ｃｉｎは変調器２０における入力キャパシタ１０６Ａ、１０６Ｂのキャパシタンスである。したがって、計装用増幅器４００を調べる（looking into）電荷引き込みは式（３）によって説明され、式中、Ｑは電荷であり、ΔＶｉｎは電圧の変化である。
【０１３２】
Ｒｅｆｆ＝１／（Ｆｃｌｏｃｋ・Ｃｉｎ） （２）
ｄＱ／ｄｆ＝Ｃｉｎ・Ｆｃｌｏｃｋ・ΔＶｉｎ （３）
正フィードバック経路９８は、再び変調器２０のスイッチド入力キャパシタ１３上に電荷を「戻す」か又は置くことによって実効抵抗を通過する電流を補償する。フィードバック経路９８がない場合の計装用増幅器４００の出力電圧は、差動入力電圧に、変調器２０の入力キャパシタ１０６Ａ、１０６ＢのキャパシタンスＣｉｎと、変調器３４のフィードバックキャパシタ１１２Ａ、１１２ＢのキャパシタンスＣｆｂとの比を乗算した値に比例するため、スイッチドキャパシタ構成４０４（Ｃｐｏｓ）は、ミキサ増幅器１４の出力をサンプリングして、正フィードバックを使用して失われた電荷を戻す。換言すれば、正フィードバック経路９８は、実効入力抵抗を通過する電流を補償する電流を注入する。正フィードバック経路９８は、等価な低周波入力インピーダンスを１桁以上上昇させることができる。
【０１３３】
正フィードバック経路９８を正フィードバック経路９２と同時に使用することもできる。この場合、正フィードバック経路９８は、正フィードバック経路９２によって出力される積分信号の出力を取り出すことができる。図１０に関連して、正フィードバック経路９８は、ミキサ増幅器１１６の出力ではなく積分器３０２の出力を取り出すことができる。
【０１３４】
図１３は、計装用増幅器４００を示す回路図である。図１３において、計装用増幅器４００のアーキテクチャは、計装用増幅器３００のアーキテクチャと実質的に同一であるが、正フィードバック経路９８はミキサ増幅器１１６の出力を取り出し、フロントエンド１１０のキャパシタ１０６に正フィードバックを提供する。図１３と図８及び図１１との間で参照符号を共有する構成要素は、同じ機能を共有する。したがって、これらの構成要素の動作は、簡潔にすると共に冗長性を回避する目的で説明しない。しかしながら、正フィードバック経路９８の動作は説明する。
【０１３５】
図１３において、正フィードバック経路９８は第１のフィードバック経路分岐及び第２のフィードバック経路分岐を通じて差動フィードバックを提供する。第１のフィードバック経路分岐（上方の分岐）は、ミキサ増幅器１１６の出力を変調してミキサ増幅器１１４の正入力端子に対する正フィードバックを提供する。第１のフィードバック経路分岐（図１３における上方の分岐）は、キャパシタ４１０Ａと、スイッチ４１２Ａと、スイッチ４１２Ｂとを含む。スイッチ４１２Ａは、キャパシタ４１０Ａの一方の側を基準電圧Ｖｒｅｆ又はミキサ増幅器１１６の出力のいずれかに選択的に結合する。スイッチ４１２Ｂは、キャパシタ４１０Ａの他方の側をＶｒｅｆ又はセンサ１０１の入力ポート１０２Ａのいずれかに選択的に結合する。第２のフィードバック経路分岐（図１３における下方の分岐）は、キャパシタ４１０Ｂと、スイッチ４１２Ｃとを含む。キャパシタ４１０Ｂの一方の側は接地に結合される。スイッチ４１２Ｃは、キャパシタ４１０Ｂの他方の側を、ミキサ増幅器１１６の出力又はセンサ１０１の入力ポート１０２Ｂのいずれかに選択的に結合する。
【０１３６】
キャパシタ４１０Ａ及び４１０Ｂは第１のクロック位相の間、双方ともにミキサ増幅器１１６の出力に結合される。したがって、第１のクロック位相の間、キャパシタ４１０Ａ及び４１０Ｂはミキサ増幅器１１６の出力をサンプリングする。キャパシタ４１０Ａの一端は第１の位相の間はＶｒｅｆに結合される。第２のクロック位相の間、キャパシタ４１０Ａ及び４１０Ｂはそれぞれ、一端において入力ポート１０２Ａ、１０２Ｂに結合される。他端において、第２のクロック位相の間、キャパシタ４１０ＡはＶｒｅｆに結合され、一方でキャパシタ４１０Ｂは接地に結合される。キャパシタ４１０Ａ及び４１０Ｂのサイズは、フロントエンド変調の間に入力キャパシタ１０６Ａ、１０６Ｂのサンプリングを補償するために必要とされる電荷に従って選択される。一例として、各キャパシタ４１０Ａ、４１０Ｂは、それぞれの各フィードバックキャパシタ１１２Ａ、１１２ＢのフィードバックキャパシタンスＣｆｂの値の約２倍であるキャパシタンス値を有することができる。キャパシタ４１０Ａ、４１０Ｂは、キャパシタ１０６Ａ、１０６Ｂ及び１１２Ａ、１１２Ｂに密接にマッチするためにオンチップで提供することができる。
【０１３７】
第２のクロック位相の間、すなわち、キャパシタ４１０Ｂがミキサ増幅器１１６の出力をサンプリングするように結合されている第１のクロック位相の後、第２のフィードバック経路分岐（下方）において、フロントエンドスイッチ１０４ｂに電荷が送達される。同様に、第２のクロック位相の間、第１のフィードバック経路分岐（上方）において、フロントエンドスイッチ１０４Ａに電荷が送達される。ミキサ増幅器１１６のシングルエンド出力から差動電荷移動を発生させるために、第１のフィードバック経路分岐（上方）において、下方のフィードバック経路分岐）とは異なるスイッチング方式が採用される。スイッチ４１２Ａ、４１２Ｂ、４１２Ｃを作動させるのに使用されるクロック周波数はチョッピング周波数と同じにすることができる。フィードバック経路９８に使用される基準電圧、及び特にキャパシタ４１０Ａが位相１及び位相２において結合される基準電圧は、フィードバック経路１１８において使用される基準電圧とマッチするべきである。
【０１３８】
スイッチ４１２Ａ、４１２Ｂ及び４１２Ｃは、ＣＭＯＳ ＳＰＤＴスイッチ又は高速スイッチング動態を提供する他のスイッチとすることができる。キャパシタ４１０Ａ及び４１０Ｂは、ｐｏｌｙ−ｐｏｌｙキャパシタ又は他の種類のＭＯＳキャパシタとすることができ、キャパシタ１１２Ａ、１１２Ｂ、１０６Ａ及び１０６Ｂと共にオンチップで形成することができる。
【０１３９】
上述のように、正フィードバック経路９８を負フィードバック経路９２と同時に使用することもできる。この場合、参照として図１１を使用して、正フィードバック経路９８は積分器３０２の出力からサンプリングすることができる。すなわち、スイッチ４１２Ａ及び４１２Ｃは、ミキサ増幅器１１６の出力ではなく積分器３０２の出力に接続することができる。
【０１４０】
図１４Ａは、テレメトリシステム内の受信機４９８の一部として使用される計装用増幅器５００の信号フローを示す図である。計装用増幅器５００は、たとえば、テレメトリを介して臨床医プログラマ又は患者プログラマのような外部プログラミングデバイスと通信する、患者内に埋め込まれる埋め込み可能パルス発生器（ＩＰＧ）、埋め込み可能薬剤送達デバイス、又は他の種類の埋め込み可能医療デバイス（ＩＭＤ）内の受信機４９８の一部として使用することができる。加えて、計装用増幅器５００を、患者内に埋め込まれるＩＰＧ又は他の種類のＩＭＤと通信する外部プログラミングデバイス内に配置することもできる。受信機４９８は、ＩＭＤ又は外部プログラマに関連付けられる送信機４９９から信号を受信することができる。受信機４９８及び送信機４９９は共に、本開示において説明される計装用増幅器５００を利用するテレメトリシステムを形成する。説明されるように、第１のチョッパステージは送信機４９９内に存在しており、一方で第２のチョッパステージ及びフィードバック経路は受信機４９８内の計装用増幅器５００内に存在している。
【０１４１】
概して、計装用増幅器５００は、ＩＭＤ又は「アームズレングステレメトリ」を使用して通信するＩＭＤのためのプログラミングデバイス内のテレメトリ回路部の一部として実施することができる。アームズレングテレメトリ（ＡＬＴ）とは約１０ｃｍ以上の距離にわたるテレメトリを指す。たとえば、ＡＬＴは、約５０ｃｍの距離又は約１メートルの距離にわたって動作することができる。したがって、ＡＬＴは、プログラミングデバイスを通信のためにＩＭＤの直上に配置するという負担をなくす。しかしながら、ＡＬＴの信号レベルは、信号レベルがプログラミングデバイスとＩＭＤとの間の距離の３乗に反比例して降下する結果として、数百マイクロボルト程度になる。したがって、ＡＬＴは、帯域攻撃者、すなわち、ノイズを抑制又は拒絶しながら送信信号を抽出する微小消費電力回路を必要とする。攻撃者は刺激ループ攻撃者及び同様の現象を含む。
【０１４２】
計装用増幅器５００は、オン−オフキーイング（ＯＯＫ）された信号の検出のための同期復調を提供するように構成することができる。一例として、このような信号は、１７５ｋＨｚの産業・科学・医療用（ＩＳＭ）帯域において送信機４９９によって送信することができる。本開示において説明されるチョッパ安定型ミキサ増幅器、すなわち、負フィードバック経路９０を有するミキサ増幅器１４を、計装用増幅器５００内に実装して、非常に低いオフセット及び安定した利得で同期復調を提供することができる。その上、計装用増幅器５００の利得を、オンチップキャパシタ比、すなわち、負フィードバック経路９０内のフィードバックキャパシタのキャパシタンスと、入力キャパシタのキャパシタンスとの比によって簡便に求めることができる。図１４Ａに示すように、計装用増幅器５００は、送信機４９９におけるクロックと受信機４９８におけるクロックとの間の位相ずれを補正するクロックシンクロナイザ５０２も含む。クロックシンクロナイザ５０２は、本開示の一実施形態による別のチョッパ安定型ミキサ増幅器を含むことができる。
【０１４３】
一実施形態例において、受信信号は、プログラミングデバイスと、計装用増幅器５００を組み込む受信機４９８がその中に存在するＩＭＤとの間でデータを送信するための１７５ｋＨｚ信号のオン−オフキーイングを使用して送信することができる。１７５ｋＨｚ信号は、ＩＳＭ帯域内に入る。データは４．４ｋｂｐｓのレートを提供する２２μｓの固定間隔でフレーム化することができる。フレーム内の信号のデューティサイクルは、データビットが１であるか又は０であるかを表す。
【０１４４】
計装用増幅器５００は上記プロトコルには限定されないことを理解されたい。そうではなく、このプロトコルは、ＡＬＴに使用することができるプロトコルの多くの例のうちの１つである。したがって、図１４Ａにおける計装用増幅器５００及び計装用増幅器５００の信号フローは、本開示において説明されるチョッパ安定型計装用増幅器５００をアームズレングステレメトリのための信号の同期復調に使用することができる方法を広範に教示するための実施例とみなすべきであり、したがって、決して限定とみなされるべきではない。
【０１４５】
図１４Ａにおける計装用増幅器５００の信号フローは、変調器５２０を備える送信機４９９から始まる。変調器５２０は、送信されるデータを含む入力データ信号５３２を受信し、入力信号をクロック信号５２１Ａによって規定されるチョッピング周波数においてチョップして、送信アンテナ５０１及び受信機アンテナ５０３を介して受信機４９８に送信するための出力信号を生成する。変調器５２０によって生成される変調信号の送信を可能にするさらなる増幅器又はフィルタ構成要素を提供することができる。本開示において説明される他の計装用増幅器の実施形態の類似物に関して、送信機４９９及び変調器５２０は、事実上、信号フローの第１のチョッピングステージを提供するフロントエンド１２を形成する。そのため、この場合、計装用増幅器５００全体のフロントエンド１２は、別個のデバイス、たとえば、ＩＭＤ又はプログラマに関連付けられる送信機４９９である。送信機４９９は、デジタルビットストリームを生成して、当該デジタルビットストリームをアナログ波形（入力信号５３２）に変換し、当該アナログ波形は変調器５２０によって搬送波周波数、たとえば、１７５ｋＨｚに変調されて、無線チャネルにわたって送信するための無線信号５３３が生成される。無線チャネルは、この場合、プログラミングデバイスと、患者内に埋め込まれるＩＭＤとの間の、無線信号５３３の経路である。
【０１４６】
無線信号５３３は、受信アンテナ５０２によって受信される。ミキサ増幅器１４は、加算ノード５２２から信号５２５を受信する。図２、図１０及び図１２に関連して上述したように、ミキサ増幅器１４は、増幅器２６と、復調器２８と、積分器３０とを備えることができる。これらの図のそれぞれにおいて類似の参照符号を有する構成要素は、同様に動作することができる。たとえば、増幅器２６は、入力信号５２５を増幅して増幅信号、すなわち、増幅信号５２７を生成する。変調器２８は、チョップ周波数における増幅信号５２７を復調して復調信号５２９を生成する。復調信号５２９は、再びベースバンドに位置する本来のデータストリーム、及び１７５ｋＨｚに上方変調されているノイズを搬送する。積分器３０は、ベースバンド成分を有する帯域の外にある信号成分を抑制し、それによって、実質的にノイズ５２３がない出力信号５３１が生成される。
【０１４７】
図１０に関連して上述したように、負フィードバック経路９０は、ミキサ増幅器１４に対する入力における信号変化を小さく維持する負フィードバックを提供する。具体的には、負フィードバック経路９０は、出力信号５３１を変調して、加算ノード５２２における信号路に加えられる差動フィードバック信号を生成する変調器３４を含む。クロック信号５２１Ｃは、チョッピング搬送波周波数における出力信号５３１をフィードバックキャパシタ１７（Ｃｆｂ）を介して変調する変調器３４を駆動する。負フィードバック経路９０は、負フィードバックを差動ミキサ増幅器１４の正入力端子及び負入力端子に適用する２つのフィードバック経路分岐を含むことができる。半クロックサイクルのそれぞれの間に負フィードバック経路が存在することを確実にするように、フィードバック経路には互いに位相のずれがある。このようにして、ミキサ増幅器１４は、低電力で動作しながら安定した、低ノイズの出力を提供する。
【０１４８】
しかしながら、図１４Ａにおいて、クロック信号５２１Ａを提供するクロック及びクロック信号５２１Ｂを提供するクロックは、同じ物理ロケーション内には配置されていない。具体的には、クロック信号５２１Ａは送信機４９８内に配置されるクロックによって提供され、クロック信号５２１Ｂは受信機４９９内の計装用増幅器５００内に配置されるクロックによって提供される。したがって、クロック信号５２１Ｂはクロック信号５２１Ａと同期していない場合がある。クロック信号５２１Ａとクロック信号５２１Ｂとの間の位相シフトの結果として、シフトが９０度である場合は復調信号５２９において信号が無効になるか、又は、不可能でない場合は、受信信号の復号を非常に困難にするうなり周波数が生じるおそれがある。クロックシンクロナイザ５０３は、クロック信号５２１Ａとクロック信号５２１Ｂとの間の位相ずれを補正する。
【０１４９】
図１４Ａに示すように、クロックシンクロナイザ５０２は受信信号、すなわち、入力信号５３３を使用してクロック信号５２１Ａとクロック信号５２１Ｂとの間の位相ずれを補正する。クロック信号５２１Ｂは、変調器５２８によって増幅信号５２７をチョップするのに使用され、またフィードバック経路９０内の変調器３４によって加算ノード５２２に対するフィードバックのための出力信号５３１のチョッピングに使用される。クロック信号５２１Ｂ及びクロック信号５２１Ａが互いに実質的に同期されている場合、復号器５０４は、出力信号５３１からデジタルビットストリームを生成することができる。復号器５０４は、アナログベースバンド信号をデジタルビットストリームに変換することができるスライサ又は類似の構成要素とすることができる。たとえば、復号器５０４は、出力信号のレベルを検出する比較器から形成されるスライサを含むことができる。比較器は、背景ノイズフロアの変動を計上する動的レベル調整を有することができる。軽度のヒステリシスをスライサに加えて、短い時間期間にわたってデジタル波形内の、小さな振幅遷移の複数のトリガを防止することができる。
【０１５０】
クロックシンクロナイザ５０２は、位相ロックループ、又は、無線周波数（ＲＦ）通信の技術分野において既知の、送信機におけるクロックと受信機におけるクロックとの間の位相ずれを補正する他の構成要素として実施することができる。一実施形態例において、クロックシンクロナイザ５０２は、本開示において説明されるチョッパ安定型ミキサ増幅器を含むことができる。チョッパ安定型ミキサ増幅器は、受信信号からのミキサクロック、すなわち、ミキサ増幅器１４にクロック信号５２１Ｂを提供するクロックを導出するのに使用することができ、それによって、直角位相を再構成する必要がなくなる。換言すれば、本開示において説明される計装用増幅器の中心となる特徴は、受信信号から導出される同期クロックを作成するクロックシンクロナイザ５０２内の重要な構成ブロックとして使用することができる。この中心となる特徴は、負フィードバック９０を有するミキサ増幅器１４に関連して詳細に説明されている。
【０１５１】
クロックシンクロナイザ５０２内のチョッパ安定型ミキサ増幅器を使用してクロック信号を導出することは、いくつかの利点を有することができる。第１に、ミキサ増幅器はチョッパ安定化され、それによってアンテナを基準とした場合の最小オフセット（minimal referred to antenna offset）（ＲＴＡＯ）が可能となる。これによって、振幅の小さい受信信号を抽出するためのクリーン信号が提供され、当該クリーン信号は、１００マイクロボルト程度とすることができる。フィードバック経路９０及び補償ネットワークを使用すことによって、受信信号に対するロックを維持しながら、ループ動態を調整して帯域外過渡信号を抑制することが可能となる。加えて、信号処理は、電力供給装置から引き込まれる電流を最小限に維持するチョッパミキサ要素を用いて達成される。たとえば、ポーリングを有しない計装用増幅器５００の正味のスタンバイ電流は、いくつかの実施形態において約５μＡ以下とすることができる。
【０１５２】
要約すると、受信機４９８は、３つの主要な構成ブロックを有することができる。アンテナ５０３におけるフロントエンドが２つのチョッパ安定型ミキサに取り付けられ、２つのチョッパ安定型ミキサのうちの一方は、基準クロックを導出する位相ロックループ５０２において使用され、他方は、帯域外攻撃者を抑制しながら、受信信号をベースバンドに変換すると共に増幅するミキサ増幅器１４において使用される。概して、１つのチョッパ安定型ミキサ増幅器は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）における位相検出器として動作する線形ミキサとしてクロックシンクロナイザ５０２内に提供され、一方で他方のチョッパ安定型ミキサ増幅器は、データを抽出するための復調、増幅、及びローパスフィルタリングを提供する線形ミキサとして動作する。同相ミキサ増幅器１４の出力は、デジタル化のために復号器５０４に渡される。図１４Ａのアーキテクチャは、帯域外攻撃者を拒絶しながら送信帯域内の受信信号に対して高感度であることが可能であり得る同期復調器を提供する。ミキサ増幅器１４及びクロックシンクロナイザ５０２において使用することができるチョッパ安定型ミキサアーキテクチャによって低電力の同期復調が可能となる。
【０１５３】
図１４Ｂは、図１４Ａのテレメトリ構成計装用増幅器の入力及びフィードバック回路部を示す回路図である。図１４Ｂに示すように、ミキサ増幅器１４は、入力キャパシタ１０６Ａ、１０６Ｂ（Ｃｉｎ）を介して変調差動入力信号を受信する。入力キャパシタ１０６Ａは、差動アンテナ信号（ＡＮＴ＋）の正端をミキサ増幅器１４の正入力に供給する。入力キャパシタ１０６Ｂは、差動アンテナ信号（ＡＮＴ−）の負端をミキサ増幅器１４の負入力に供給する。ミキサ増幅器１４の入力を設定して入力バイアスインピーダンスを設定するために、抵抗１０８Ａ、１０８Ｂを設けることができる。他の実施形態のように、ミキサ増幅器１４の正入力及び負入力を、フィードバックキャパシタ１１２Ａ、１１２Ｂ（Ｃｆｂ）及びスイッチ１１４Ａ、１１４Ｂを介して、フィードバック経路９０のフィードバック経路分岐に結合することができる。入力キャパシタ１０６（Ｃｉｎ）のキャパシタンスに関連するフィードバックキャパシタ１１２のキャパシタンス（Ｃｆｂ）は、計装用増幅器全体の公称利得を設定する。他の実施形態のように、計装用増幅器のためのハイパスカットオフを設定する負フィードバック経路９２も提供することができる。
【０１５４】
図１５Ａは、計装用増幅器５００を示すブロック図である。本開示によれば、計装用増幅器５００は図１５Ａにおいて、ミキサ増幅器１４と、フィードバック経路１６とを含むものとして示される。しかしながら、上述の実施形態とは異なり、フロントエンド１２は図１４Ａ及び１４Ｂと一致して、異なる物理ロケーションにある。具体的には、図１４Ａを参照して説明したように、フロントエンド１２は、遠隔ＩＭＤ又はプログラマ内の送信機４９９内に存在する。計装用増幅器５００の受信アンテナ５０３によって受信される信号は、遠隔ＩＭＤ又はプログラマにおいて既にチョップされている。計装用増幅器５００は、遠隔デバイス内のフロントエンド１２を駆動するクロックと、ミキサ増幅器１４を駆動するクロックとの間の位相ずれを補正するクロックシンクロナイザ５０２を備える。クロックシンクロナイザ５０２は、ミキサ増幅器１４によって提供されるデータ復調経路において使用するための位相基準を抽出する線形ミキサを提供する。
【０１５５】
図１５Ａに示すように、受信アンテナ５０３は、遠隔送信機によって出力される無線信号を受信する。計装用増幅器５００のミキサ増幅器１４は、上述のように動作し、低インピーダンスノードにおけるスイッチングを有する変更折り畳みカスコード増幅器として実施することができる。したがって、ミキサ増幅器１４は図１５Ａにおいて、増幅器２６と、復調器２８と、積分器３０とを備えるものとして示される。図１５Ａにおいて、ミキサ増幅器１４は、受信アンテナ５０３から変調入力信号５２５を受信する。増幅器２６は、変調入力信号５２５を増幅して増幅信号５２７を生成する。復調器２８は、折り畳みカスコード増幅器の低インピーダンスノードにおけるスイッチングを使用して、増幅信号５２７を復調して復調信号５２９を生成する。しかしながら、復調信号５２９は、復調器２８を駆動するクロックが送信機における変調器を駆動するクロックと同期していない限り、信号無効化（signal nulls）又はうなり周波数を受けるおそれがある。これが、計装用増幅器がクロックシンクロナイザ５０２を備える理由である。
【０１５６】
復調信号２９は、搬送波周波数（１７５ｋＨｚ）における１／ｆノイズ、ポップコーンノイズ、及びオフセット、並びにベースバンドにおける本来の信号成分を含み得る。積分器３０は、復調信号５２９を積分して出力信号５３１を生成する。具体的には、積分器３０は、受信機基準・バイアス生成器によって提供される基準電圧に関して復調信号５２９を積分し、ベースバンド外の周波数を有する信号成分を抑制するローパスフィルタとして機能する。したがって、復調信号５２９の搬送波周波数にあるノイズは実質的になくなり、安定した、低ノイズの出力信号５３１が生成される。
【０１５７】
ここでも、負フィードバック経路９０によって負フィードバックが提供されるため、出力信号５３１は安定している。負フィードバック経路９０がない場合、出力信号５３１は、所望の信号に重ね合わされる一連のスパイクを含み、これによって、信号をデジタルビットストリームにスライスしてデータを復調することが非常に困難になる。これらのスパイクは、ミキサ増幅器１４の帯域幅を制限する非常に低い電力での動作の結果である。ミキサ増幅器１４に対する入力において負フィードバックを提供することによって、信号変化が定常状態において小さく維持され、それによって、大きな電圧遷移のみがスイッチングノードにおいて発生する。負フィードバック経路９０は、ミキサ増幅器１４のそれぞれの正差動入力及び負差動入力に対する負フィードバックを提供する対称フィードバック経路分岐を含む。各フィードバック経路分岐は、受信機バイアス・基準電圧生成器によって提供される基準電圧を用いて出力信号５３１を変調する。フィードバック経路分岐には互いに１８０度の位相のずれがあり、それによって、半クロックサイクルのそれぞれの間にフィードバックが提供される。このようにして、ミキサ増幅器１４及び負フィードバック経路９０はグリッチを実質的になくして安定した、低ノイズの出力信号５３１を提供する。
【０１５８】
送信機クロックと受信機クロックとが互いに同相にない場合、出力信号５３１は、信号無効化又はうなり周波数を受けるおそれがある。送信機クロック信号は、ベースバンド信号を搬送波周波数、たとえば、１７５ｋＨｚに変調する変調器を駆動する。受信機クロックは、クロック信号をミキサ増幅器１４及び負フィードバック経路９０に供給する。より具体的には、受信機クロックは、受信増幅信号５２７を復調する復調器２８を駆動するクロック信号、及び負フィードバック経路９０内の出力信号５３１の変調を駆動する信号（複数可）を供給する。
【０１５９】
クロックシンクロナイザ５０２は、送信機クロックと受信機クロックとの間の位相ずれを補正する。具体的には、クロックシンクロナイザは、受信信号、すなわち、変調入力信号５２５から導出される同期クロックを作成して、ミキサ増幅器１４内の復調器２８及び負フィードバック経路９０内の変調器によって使用される、位相ずれを補償するための補正信号を生成する。
【０１６０】
図１５Ａにおけるクロックシンクロナイザ５０２は、受信信号からミキサクロックを導出する比較器の使用に関連する場合がある問題を回避する。比較器の使用に関連する問題は、受信信号の電力が低いために方形波を生成することが困難であることを含む場合がある。すなわち、比較器が１７５ｋＨｚのクロック周波数においてミリボルト単位の信号を直角にすることが困難である場合がある。比較器はまた、通常、フロントエンド上のＤＣオフセットを除去するための、交流結合されるプリアンプ又は他の機構を必要とし、当該ＤＣオフセットは、そうでなければミリボルト単位以下の信号に対して大きなデューティサイクル誤差及び／又はデッドゾーンをもたらす。さらに、比較器がメモリを有せず、したがって、任意の信号公差の結果として、信号がベースバンドに合成されることになる。これは、数百ミリボルトの程度の信号、より具体的には、１７５ｋＨｚのＩＳＭ帯域における感度を有する数百マイクロボルト程度の信号の場合に問題である。
【０１６１】
図１５Ａにおいて、クロックシンクロナイザ５０２は、位相ロックループとして動作し、チョッパ安定型ミキサ増幅器５６０と、補償ネットワーク５６２と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）５６４と、遅延ユニット５６６及び５６８とを備える。ミキサ増幅器５６０は、ミキサ増幅器１４と同様に又は同一に構成されるミキサ増幅器を含む。しかしながら、ミキサ増幅器５６０は、当該ミキサ増幅器の入力に対する負フィードバックを受信する代わりに、ミキサ増幅器５６０内の復調器に適用される直交位相クロックフィードバックを受信する。そのため、いくつかの実施形態において、チョッパ安定型ミキサ増幅器５６０は、本開示において説明されるミキサ増幅器１４と同様の構成要素を含み、同様に動作することができる。たとえば、チョッパ安定型ミキサ増幅器５６０は、図１５Ａに関して、ミキサ増幅器を形成する増幅器と、復調器と、積分器とを含むことができ、安定した出力を生成するためのチョッパ安定化を提供する負フィードバック経路を受けるように結合されることができる。しかしながら、上記のように、ミキサ増幅器５６０によって受信される負フィードバックは、復調器のクロック周波数を調整する直交位相フィードバックとすることができる。直交位相フィードバックには、ミキサ増幅器５６０によって受信される入力信号と位相のずれがある。したがって、チョッパ安定型ミキサ増幅器５６０は、低インピーダンスノードにおけるスイッチングを有する変更折り畳みカスコード増幅器アーキテクチャを有するミキサ増幅器を含む。このアーキテクチャは、図６に示されている。チョッパ安定型ミキサ増幅器５６０は、図１５Ａにおいては単一ブロックとして示されている。
【０１６２】
概して、クロックシンクロナイザ５０２は、その出力とミキサ増幅器１４の復調器２８との間のフィードバック経路を提供する。チョッパ安定型ミキサ増幅器５６０は、受信アンテナ５０３から変調入力信号５２５を受信し、安定した、低ノイズの信号を生成する。重要なことには、チョッパ安定型ミキサ増幅器５６０は、受信信号からオフセットを実質的に除去し、方形波を実質的に又は厳密に近似する信号を出力する。結果として、チョッパ安定型ミキサ増幅器５６０は、比較器の使用に関連する、上記で考察した問題を回避することができる。
【０１６３】
補償ネットワーク５６２は、チョッパ安定型ミキサ増幅器５６０の出力を受信し、積分器及びハイパスにゼロを適用する。補償ネットワーク５６２において積分器を使用することによって、その出力は、フィードバッククロック（ＶＣＯ５６４の出力）が受信信号と直交するように、ＶＣＯ５６４を調整する。換言すれば、定常状態におけるチョッパ安定型ミキサ増幅器５６０によってゼロである正味の信号が出力されるため、送信機クロックとＶＣＯ５６４の出力とは直交する。補償ネットワーク５６２内の積分器を使用することによって、積分器は、受信信号が「オフ状態」にある（信号がなくなるため、チョッパ安定型ミキサ増幅器５６０の出力は依然としてゼロである）間に、ＶＣＯ値を保持し、信号が再びハイになるとＶＣＯを迅速に再取得することが重要である。このように、クロックシンクロナイザ５０２は、受信信号、すなわち、変調入力信号２５に対して直交した状態でロックされる「位相ベクトルはずみ車（phasor fly wheel）」とみなすことができる。
【０１６４】
ＶＣＯ５６４は、この実施形態例の目的のために、約３５０ｋＨｚ（１７５ｋＨｚのＩＳＭ周波数×２）において動作することができる。ＶＣＯ５６４の出力は遅延ユニット５６６及び５６８によって処理されて、チョッパ安定型ミキサ増幅器５６０、復調器２８、及び負フィードバック経路９０内の復調器に直交信号が提供される。遅延ユニット５６８は、ＶＣＯ５６４の出力をチョッパ安定型ミキサ増幅器５６０の復調器にフィードバックする。遅延ユニット５６６は、ＶＣＯ５６４の逆位相に結び付けられ、復調器２８及び負フィードバック経路９０のための同相クロックが生成される。すなわち、ＶＣＯ５６４の出力は入力信号に対して直交した状態でロックされるため、遅延ユニット５６６は、半クロックサイクルの遅延を導入してミキサ増幅器１４（復調器２８）及び負フィードバック経路９０のための同相クロックを生成する。そのため、遅延ユニット５６６は、第１の位相Φを有するＶＣＯ５６４の出力をミキサ増幅器１４の復調器２８及び負フィードバック経路９０の変調器３４に供給するように構成され、一方で遅延ユニット５６８は、第２の位相Φ’を有するＶＣＯ５６４の出力をミキサ増幅器５６０内の復調器に供給するように構成される。遅延ユニット５６６及び５６８の出力には互いに９０度の位相のずれがある。送信機クロックと同相にあるクロック信号を使用する復調器２８を用いて、ミキサ増幅器１４の出力に信号処理を適用して送信ビットを回復及び復号することができる。遅延ユニット５６６及び５６８は、Ｄ型フリップフロップ、又は、信号に遅延を導入するのに使用することができる他の構成要素とすることができる。
【０１６５】
概して、クロックシンクロナイザ５０２は、ミキサ増幅器１４及び負フィードバック経路９０のデータ復調経路のための位相基準を抽出する位相ロックループとすることができる。ＶＣＯ５６４からのフィードバックは、チョッパ安定型ミキサ増幅器５６０の変調クロックを、当該変調クロックに、入力信号５２５のクロック周波数と９０度の位相のずれがあるように調整する。この場合、チョッパ安定型ミキサ増幅器５６０は、Ｖｉｎ＊ｃｏｓ（Φ）の大きさを有する（scales as）出力を有する線形位相検出器として機能することができ、ここで、Ｖｉｎは受信アンテナ５０３からの入力電圧であり、Φはチョッパ安定型ミキサ増幅器５６０と入力信号との間の位相差である。結果として生じる伝達関数は、９０度においてゼロを有する。フィードバック補償の目的で、その点を中心とする小さな変動を、直線関係として近似することができる。
【０１６６】
補償ネットワーク５６２によるＶＣＯ５６０の補償は、ループ利得が入力電圧によって大きさを変える（scales）という事実によって複雑になるおそれがある。補償ネットワーク５６２においてゼロを有する単純な積分器を使用することによって、アンテナ５０３における小さな信号に関して安定した位相ロックを取得することができる。しかしながら、大きな電圧に関して、補償ゼロは、チャネルを飽和させてＶＣＯを混乱させる可能性があるクロック周波数における大きな信号を生成する。この信号の起源は、ロックにおけるミキサ出力の、ＤＣ成分を有しない「隠れ状態」であるが、ミキサ周波数においては大きな信号である。この問題をなくすために、第２の極を、ループ交差点を越えて補償ネットワーク５６２に追加することができる。この極の目的は、ミキサ周波数における信号を抑制してＶＣＯジッタを最小化することである。ループ利得が過度に高くない限り、極の追加は問題にはならない。余分な極は補償ゼロに引き込まれ、これは、２つの積分器（１つはミキサ増幅器５６０からのもの、１つはＶＣＯ５６４の位相積分からのもの）を虚軸から左半面に引き込むように動作する。
【０１６７】
ＶＣＯ５６４が慎重に補償される場合、テレメトリリンクの動的範囲にわたってロバストなロックを達成することができる。このように、ループは、当該ループがより遅く応答し、したがって、テレメトリリンク距離が増大して信号が減衰するにしたがって、外乱をより重くフィルタリングするという点において、最適に補償されることができる。実際には、受信信号強度（ＲＳＳＩ）によって駆動されるモードスイッチを提供して、一般的なテレメトリリンク範囲にわたって幾分均一な動態を維持することができる。モードスイッチを動作させて、入力信号のレベルに基づいてクロックシンクロナイザ５０２のループ利得を調整することができる。そのため、ループ利得は、より高い入力信号レベルに対しては減少し、より低い入力信号レベルに対しては増大し得る。
【０１６８】
図１５Ｂは、図１５Ａにおけるクロックシンクロナイザ５０２をより詳細に示すブロック図である。図１５Ｂは、概して図１５Ａに示すようなクロックシンクロナイザ５０２を示すが、ミキサ増幅器５６０の構成要素例をさらに示している。具体的には、ミキサ増幅器５６０は、増幅器２６Ｂと、変調器２８Ｂと、積分器３０Ｂとを備えることができ、それらのすべてがミキサ増幅器１４の増幅器２６、変調器２８及び積分器３０と同様に機能することができる。しかしながら、図１５Ｂに示すように、遅延ユニット５６８は、入力信号５２５と直交位相にあるＶＣＯ５６４の出力を供給してミキサ増幅器５６０の変調器２８Ｂを調整する。そのため、変調器２８Ｂに対するフィードバック信号には入力信号５２５と９０度の位相のずれがあり、当該フィードバック信号は変調器２８Ｂのクロック周波数を調整するのに使用され、それによって、ミキサ増幅器５６０のチョッパ安定化が維持される。
【０１６９】
図１６は、本開示において説明される計装用増幅器を備える埋め込み可能医療デバイス（ＩＭＤ）７００のさまざまな構成要素を示すブロック図である。ＩＭＤ７００は、治療送達モジュール７０２と、プロセッサ７０４と、メモリ７０８と、テレメトリモジュール７０６と、センサ７１０と、電力源７１２と、治療要素７１４とを備える。概して、ＩＭＤ７００は、センサ７１０、テレメトリモジュール７６、又はその双方の一部としてチョッパ安定型計装用増幅器を備える。
【０１７０】
センサ７１０は、圧力センサ、加速度計、活動センサ、インピーダンスセンサ、電気信号センサ、又は、心音、脳信号、及び／若しくは他の生理学的信号をモニタリングするように構成される他のセンサとすることができる。図１６においてはＩＭＤ７００内に含まれるものとして示されているが、センサ７１０の一部はＩＭＤ７００の外側に配置されてもよい。たとえば、センサトランスデューサ又は１つ若しくは複数の電極は、患者内の目標部位に埋め込まれるリード線の遠位端上に配置して、導体を介してＩＭＤ７００に電気的に結合することができる。代替的に、センサトランスデューサ又は１つ若しくは複数の電極は、ＩＭＤ７００のハウジング上又はＩＭＤ７００のハウジング内に設けてもよい。たとえば、ＩＭＤハウジング内に又はＩＭＤから延在するリード線内に加速度計を設けることができる。電気信号を検知するために、センサ７１０は、リード線上に配列される２つの以上電極、リード線上の１つの電極及びＩＭＤハウジング上の１つの電極、ＩＭＤハウジング上に配列される２つ以上の電極、又は他の電極構成を含むことができる。センサ７１０に関連付けられるセンサ回路部は、ＩＭＤ７００のハウジング内のセンサ７１０内に設けることができる。
【０１７１】
概して、センサ７１０は、信号又はパラメータを出力電圧又は電流に変換することによって、生理学的信号又はパラメータの測定を提供する。チョッパ安定型計装用増幅器は、本開示において説明されるセンサ出力を増幅及びフィルタリングして、安定した、低ノイズの信号を非常に低い電力要件で生成する。このように、チョッパ安定型計装用増幅器は、ＩＭＤ７００が、再充電可能なバッテリ又は再充電不能なバッテリのような有限電力源７１２からの電力によって数ヶ月又は数年にわたって動作することを可能とすることができる。いずれにせよ、電力変換（power conversation）が望ましい。
【０１７２】
センサ７１０の出力、及びより具体的には、センサ７１０に関連付けられるチョッパ安定型計装用増幅器の出力をプロセッサ７０４によって受信することができる。プロセッサ７０４は、さらなる処理を適用することができ、たとえば、値をメモリ７０８内に記憶し且つ／又は値をテレメトリモジュール７０６を介して外部プログラマに送信する前に、出力を処理のためにデジタル値に変換することができる。テレメトリモジュール７０６は、チョッパ安定型計装用増幅器の少なくとも一部も含むことができる。プロセッサ７０４は、センサ７１０の出力に基づいて、患者への治療の送達を制御することもできる。
【０１７３】
ＩＭＤ７００は、治療要素７１４を介して患者に治療を送達することができる。他の実施形態において、ＩＭＤ７００は、検知専用としてもよく、治療送達モジュール７０２を含まなくてもよい。治療送達要素７１４は、１本又は複数本のリード線上に担持される電極、ＩＭＤ７００のハウジング上の電極、１つ又は複数の流体送達デバイス、又はそれらの任意の組合せとすることができる。したがって、治療送達モジュール７０２は、埋め込み可能刺激発生器、又は、プロセッサ７０４の制御下で、治療要素７１４を形成する電極のうちの少なくともいくつかを介して患者に電気信号、たとえば、パルス若しくは正弦波信号のような実質的に連続した信号を送達する他の刺激回路部を含むことができる。
【０１７４】
治療送達モジュール４０によって生成される刺激エネルギーを、さまざまな心臓疾患若しくは神経疾患、又は患者の神経学的応答に影響される疾患のいずれかの治療のための刺激エネルギーとして定式化することができる。刺激治療例は、心臓ペーシング、心臓ディフィブリレーション、深部脳刺激（ＤＢＳ）、脊髄刺激（ＳＣＳ）、末梢神経刺激（ＰＮＦＳ）、骨盤底刺激、胃腸刺激等を含む。
【０１７５】
治療送達モジュール７０２、プロセッサ７０４、テレメトリモジュール７０６、メモリ７０８、及びセンサ７１０は、電力源７１２から動作電力を受け取る。電力源７１２は、小型の、再充電可能なバッテリ若しくは再充電不能なバッテリ、又は誘導的に結合されるエネルギーを経皮的に受け取る誘導電力インタフェースの形態をとることができる。再充電可能なバッテリの場合、電力源７１２は同様に、充電電力の経皮伝達のための誘導電力インタフェースを含むことができる。
【０１７６】
１つ又は複数の流体送達デバイスが治療要素７１４の一部である実施形態において、治療送達モジュール７０２は、１つ又は複数の流体容器、及び、流体容器から流体送達デバイスを通じて目標部位へ流体を圧送する１つ又は複数のポンプユニットを含むことができる。流体容器は、薬剤又は薬剤の混合物を含むことができる。流体容器は、たとえば、自己封止注入ポートを介して流体を経皮注入することによって充填を可能にすることができる。流体送達デバイスは、たとえば、流体容器から同じ目標部位又は異なる目標部位に薬剤を送達する、すなわち、注入又は散布するカテーテルを含むことができる。
【０１７７】
プロセッサ７０４は、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、個別論理回路、又はこのような構成要素の組合せを含むことができる。プロセッサ７０４は、メモリ７０８内に記憶されている選択されたパラメータセットに従って治療の送達を制御するようにプログラムされる。具体的には、プロセッサ７０４は、治療送達モジュール７０２を、電気的刺激、薬剤治療、又はその双方の組合せを送達するように制御する。たとえば、プロセッサ７０４は、いずれの薬剤が送達されるか、及び、送達される薬剤の用量を制御することができる。
【０１７８】
プロセッサ７０４は、治療送達モジュール７０２を、選択されたパラメータセットのプログラムによって指定されるパルス振幅、パルス幅、及び周波数（すなわち、パルスレート）を有する電気的刺激を送達するように制御することもできる。プロセッサ７０４は、治療送達モジュールを、パラメータセットの、異なるプログラムに従って各パルスを送達するように制御することもできる。いくつかの実施形態において、プロセッサ７０４は、治療送達モジュール７０２を、パルス刺激ではなく実質的に連続した刺激波形を送達するように制御することができる。
【０１７９】
メモリ７０８は、患者によって電気刺激及び／又は薬剤治療の送達のために選択されるように利用可能であるパラメータセットを記憶することができる。メモリ４２は、スケジュールを記憶することもできる。メモリ７０８は、読出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、電気的消去可能プログラマブルＲＯＭ（ＥＥＰＲＯＭ）、フラッシュメモリ等のような、揮発性媒体、不揮発性媒体、取外し可能媒体、磁気媒体、光媒体、又はソリッドステート媒体の任意の組合せを含むことができる。
【０１８０】
プロセッサ７０４はまた、テレメトリモジュール７０６を、無線テレメトリによって臨床医プログラマ及び／又は患者プログラマのような外部プログラマと情報を交換するように制御する。プロセッサ７０４は、テレメトリモジュール７０６を、外部プログラマと継続的に、周期的な間隔をおいて、又はプログラマから要求されたときに通信するように制御することができる。加えて、いくつかの実施形態において、テレメトリモジュール７０６は、生理学的信号を検知すると共に当該信号をＩＭＤ７００に送信する１つ又は複数の無線センサとの無線通信をサポートすることができる。
【０１８１】
テレメトリモジュール７０６は、外部プログラマからテレメトリ信号を受信すると共に、テレメトリ信号を外部プログラマに送信する送受信機として動作することができる。いくつかの実施形態において、テレメトリモジュール７０６は、チョッパ安定型計装用増幅器を含むことができる。より具体的には、図１４及び図１５を参照して、テレメトリモジュール７０６の受信機部分は、チョッパ安定型ミキサ増幅器と呼ばれる、チョッパ安定型計装用増幅器のバックエンドと、受信テレメトリ信号からベースバンド信号を生成するフィードバック経路とを含むことができる。対応するフロントエンドがＩＭＤ７００と通信する外部プログラマの送信機部分内に配置されるため、受信機部分は本開示において、バックエンド（チョッパ安定型ミキサ増幅器）のみを備えるものとして説明される。
【０１８２】
受信機部分は、たとえば、図１５Ａを参照して説明された、別のチョッパ安定型ミキサ増幅器を含むクロックシンクロナイザも含むことができる。このチョッパ安定型ミキサ増幅器は、位相ロックループによって、テレメトリモジュール７０６の受信機部分を外部プログラマの送信機と同期するのに使用される補正信号を生成するのに使用することができる出力を生成する。
【０１８３】
テレメトリモジュール７０６は、ＩＭＤ７００から外部プログラマ又は別のＩＭＤ若しくは外部医療デバイスに信号を送信する送信機も含むことができる。送信機は、当該送信機が、外部プログラマ又は別の埋め込みまれるか若しくは外部の医療デバイスに送信するためのＲＦ周波数を用いて入力信号を変調する第１のチョッパステージを含むことができるという意味において、チョッパ安定型計装用増幅器のフロントエンドを含むことができる。
【０１８４】
重要なことには、センサ７１０及びテレメトリモジュール７０６内の計装用増幅器は、安定した、低ノイズの信号を提供する微小消費電力回路である。したがって、ＩＭＤ７００は、動作のためにより多くの電力を必要とする計装用増幅器を使用する場合に可能な時間期間よりも長い時間期間にわたって動作することができる。
【０１８５】
図１７は、患者又は臨床医がＩＭＤ７００と通信することを可能にする一例の患者プログラマ又は臨床医プログラマ７２０を示すブロック図である。患者又は臨床医は、プログラマ７２０と対話して、治療、たとえば、電気刺激、薬剤治療、又はその双方の組合せをプログラムすることができる。示されている例において、プログラマ７２０は、プロセッサ７２２と、ユーザインタフェース７２４と、入出力７２６と、テレメトリモジュール７２８と、メモリ７３０と、電力源７３２とを備える。プログラマ７２０は、テレメトリモジュール７２８の一部としてチョッパ安定型計装用増幅器を含むことができる。
【０１８６】
本明細書においてユーザと呼ばれる患者又は臨床医は、電気刺激、薬剤治療、又はその双方の組合せの送達を制御するために、ユーザインタフェース７２４を介してプロセッサ７２２と対話することができる。ユーザインタフェース７２４は上述したように、ディスプレイ及びキーパッドを含むことができ、タッチスクリーン又は周辺ポインティングデバイスも含むことができる。プロセッサ７２２は、下記でより詳細に説明する、ユーザとの対話を容易にするグラフィカルユーザインタフェース（ＧＵＩ）を提供することもできる。プロセッサ７２２は、マイクロプロセッサ、コントローラ、ＤＳＰ、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、離散ロジック回路部等を含むことができる。
【０１８７】
プログラマ７２０はメモリ７３０も備える。いくつかの実施形態において、メモリ７３０は、ユーザによって治療の送達のために選択されるように利用可能であるパラメータセットを記憶することができる。メモリ７３０は、スケジュールも記憶することができる。そのため、パラメータセット及びスケジュールを、ＩＭＤ７００、プログラマ７２０、又はその双方のうちに記憶することができる。プログラマ７２０は、プロセッサ７２２がＩＭＤ７００と通信することを可能にするテレメトリモジュール７２８、及び、任意選択的に、プロセッサ７２２が別のプログラマと通信することを可能にする入出力回路部モジュール７２６も備える。
【０１８８】
プロセッサ７２２は、ユーザによって為されたパラメータセット選択を、ユーザインタフェース７２４を介して受信することができ、当該選択又は選択されたパラメータセットをテレメトリ回路部７２８を介してＩＭＤ７００に送信して、選択されたパラメータセットに従って治療を送達することができる。プログラマ７２０がメモリ７３０内にパラメータセットを記憶する場合、プロセッサ７２２は、臨床医によるプログラミングの間に、入出力モジュール７２６を介して別のプログラマからパラメータセットを受信することができる。たとえば、患者プログラマは、臨床医プログラマからパラメータセットを受信することができる。
【０１８９】
テレメトリモジュール７２８は、無線通信のための送受信機、有線通信若しくは取外し可能電気媒体を介しての通信に適切なポート、又は取外し可能磁気媒体若しくは取外し可能光媒体を介しての通信に適切なドライブを含むことができる。無線通信が使用される場合、テレメトリモジュール７２８は、ＩＭＤ７００との無線通信及び別のプログラマとの無線通信の双方をサポートすることができる。
【０１９０】
ＩＭＤ７００のテレメトリモジュール７０６と同様に、テレメトリモジュール７２８は、ＩＭＤ７００及び場合によっては別のプログラマと信号を送受信する送受信機として動作する。テレメトリモジュール７２８の受信機部分は、主要信号路内に、送信信号を回復するように処理することができるベースバンド信号を生成するチョッパ安定型ミキサ増幅器を備えることができる。このチョッパ安定型ミキサ増幅器に対する対応するフロントエンドが、ＩＭＤ７００の送信機部分内に配置される。
【０１９１】
受信機部分は、クロックシンクロナイザ又は主要信号路の位相ロックループ内にチョッパ安定型ミキサ増幅器を含むこともできる。このチョッパ安定型ミキサ増幅器は、受信信号をベースバンドにダウンミクスして、位相ロックループによって同期クロックを導出するように処理される信号を生成する。テレメトリモジュール７２８の送信機部分は、入力信号をＲＦ周波数においてＩＭＤ７００又は他のプログラマ若しくはデバイスに送信するためにチョップする第１のチョッパステージを含むことができる。
【０１９２】
電力源７３２は、プログラマ７２０に電力を提供する。すなわち、電力源７３２は、プロセッサ７２２、ユーザインタフェース７２４、入出力モジュール７２６、テレメトリモジュール７２８、及びメモリ７３０に電力を提供する。テレメトリモジュール７２８内のチョッパ安定型ミキサ増幅器は非常に低い電力において動作するため、電力源７３２の寿命を増大させることができる。
【０１９３】
電力源７３２は、小型の、再充電可能なバッテリ若しくは再充電不能なバッテリ、又は、誘導的に結合されるエネルギーを経皮的に受け取る誘導電力インタフェースの形態をとることができる。再充電可能なバッテリの場合、電力源７３２は同様に、充電電力を経皮伝達するための誘導電力インタフェースを備えることができる。
【０１９４】
計装用増幅器及び関連回路部、デバイス、システム並びに方法を含む本発明は、さまざまな用途において有用であることができ、たとえば、本発明を適用して、心不整脈、心細動、慢性疼痛、振戦、パーキンソン病、癲癇、尿失禁又は便失禁、性的機能不全、肥満、又は胃不全麻痺のようなさまざまな症状又は状態の治療に関連する検知をサポートすることができ、患者の心臓、脳、脊髄、骨盤神経、末梢神経、又は消化管のようなさまざまな組織部位への電気刺激又は薬剤の送達を制御するのに有用である情報を提供することができる。
【０１９５】
そのため、本開示において説明される計装用増幅器は、カーディオバータ／ディフィブリレータ、脊髄刺激装置、骨盤神経刺激装置、深部脳刺激装置、胃腸刺激装置、末梢刺激装置、又は筋刺激装置のような外部医療デバイス又は埋め込み可能医療デバイスと一体化されるか、当該デバイス内に収容されるか、当該デバイスに結合されるか、又は他の様態で関連付けられることができ、埋め込み可能薬剤送達デバイス又は外部薬剤送達デバイスと併せて使用することもできる。たとえば、計装用増幅器及び／又は関連検知デバイスは、埋め込み可能医療デバイスハウジング又はこのようなデバイスに結合されるリード線若しくはカテーテル内に存在することができる。
【０１９６】
計装用増幅器は、心臓刺激、深部脳刺激（ＤＢＳ）、脊髄刺激（ＳＣＳ）、骨盤痛、失禁、若しくは性的機能不全のための骨盤刺激、胃不全麻痺、肥満、若しくは他の障害のための胃腸刺激、又は疼痛処理のための末梢神経刺激のような種々の治療用途に関連して使用することができる。刺激は、筋刺激、たとえば、筋肉の動きを促進するか又は萎縮を防止する機能的電気刺激（ＦＥＳ）に使用することもできる。
【０１９７】
本発明のさまざまな実施形態を説明してきた。これらの実施形態及び他の実施形態は、以下の特許請求項の範囲内にある。

【特許請求の範囲】
【請求項１】
差動入力信号の振幅をクロック周波数で変調して、変調された信号を生成する第１の変調器と、
前記変調された信号を増幅して、増幅された信号を生成し、当該増幅された信号を、前記クロック周波数で復調して、出力信号を生成するミキサ増幅器と、
前記出力信号の振幅を、前記クロック周波数で変調する第２の変調器と、
前記変調された出力信号を、差動フィードバック信号として、前記変調された入力信号に印加する、フィードバック・パスと、
を備える、チョッパ安定化された計装用増幅器。
【請求項２】
前記フィードバック・パスが、前記ミキサ増幅器の第１の入力に結合された（coupled）第１のフィードバック・パス・ブランチ、及び、前記ミキサ増幅器の第２の入力に結合された第２のフィードバック・パス・ブランチを含み、
前記第２の変調器が、前記第１のフィードバック・パス・ブランチ内の変調器、及び、前記第２のフィードバック・パス・ブランチ内の変調器、を含み、これらの変調器が、互いに位相がずれた(out of phase)形で、出力信号の振幅を変調するものである、
請求項１に記載の増幅器。
【請求項３】
前記第１の及び第２のフィードバック・パス・ブランチの各々が、フィードバック・キャパシタンスを含み、
前記ミキサ増幅器の前記第１の及び第２の入力の各々が、入力キャパシタンスを介して、差動入力信号を受け取るために結合され、
前記ミキサ増幅器のゲインが、少なくとも部分的に、前記フィードバック・キャパシタンスの、前記入力キャパシタンスに対する比率に依存する、
請求項２に記載の増幅器。
【請求項４】
請求項１に記載の増幅器であって、前記フィードバック・パスが、第１のフィードバック・パスであり、当該増幅器が更に、
前記出力信号を積分する積分器、
前記積分された出力信号を、前記クロック周波数で変調して、第２の差動フィードバック信号を生成する第３の変調器、及び、
前記第２の差動フィードバック信号を、前記変調された入力信号に印加する第２のフィードバック・パス、
を備える、請求項１に記載の増幅器。
【請求項５】
前記第２のフィードバック・パスが、前記ミキサ増幅器の第１の入力に結合された第１のフィードバック・パス・ブランチ、及び、前記ミキサ増幅器の第２の入力に結合された第２のフィードバック・パス・ブランチ、を含み、
前記第３の変調器が、前記第１のフィードバック・パス・ブランチ内の変調器、及び、前記第２のフィードバック・パス・ブランチ内の変調器を含み、これらの変調器が、互いに位相がずれた(out of phase)形で、前記積分された出力信号の振幅を変調するものである、
請求項４に記載の増幅器。
【請求項６】
前記第２のフィードバック・パスの前記第１の及び第２のフィードバック・パス・ブランチの各々が、フィードバック・キャパシタンスを含み、
前記第２のフィードバック・パスが、ハイパス・カットオフ周波数より低い周波数において支配的（dominant）であり、
前記第１のフィードバック・パスが、前記ハイパス・カットオフ周波数より高い周波数において支配的である、
請求項５に記載の増幅器。
【請求項７】
前記ミキサ増幅器の前記第１の及び第２の入力の各々が、入力キャパシタを介して、前記差動入力信号を受け取るために結合され、
前記増幅器が更に、
前記ミキサ増幅器の出力を、第１のスイッチト・キャパシタを介して、前記ミキサ増幅器の前記第１の入力に対応する（associated with）前記入力キャパシタに結合する第１のフィードバック・パス・ブランチと、
前記ミキサ増幅器の出力を、第２のスイッチト・キャパシタを介して、前記ミキサ増幅器の前記第２の入力に対応する（associated with）前記入力キャパシタに結合する、第２のフィードバック・パス・ブランチと、
を含む第２のフィードバック・パスを備える、
請求項１に記載の増幅器。
【請求項８】
前記第１の及び第２のスイッチト・キャパシタの各々が、スケーリングされた補償電荷（a scaled compensatory charge）を、前記入力キャパシタのそれぞれの１つに印加する
ようにされる、
請求項７に記載の増幅器。
【請求項９】
前記増幅器に電力を供給するための電源を更に備え、
前記電源が、約２．０マイクロ・アンペア（microamps）より小さい電流を、作動中の前記増幅器に供給し、約２．０ボルトより低い電圧を回路に供給する、
請求項１に記載の増幅器。
【請求項１０】
前記作動入力信号が、約１．０Ｈｚより低い又はそれと等しい周波数を有する、
請求項１に記載の増幅器。
【請求項１１】
前記ミキサ増幅器が、前記復調された信号を積分して、前記出力信号を生成する、
請求項１に記載の増幅器。
【請求項１２】
生理学的（physiological）検出デバイスであって、
生理学的状態を示す差動入力信号を生成する生理学的センサと、チョッパ安定化された計装用増幅器とを備え、
前記チョッパ安定化された計装用増幅器が、
前記差動入力信号の振幅を、クロック周波数で変調して、変調された信号を生成する第１の変調器と、
前記変調された信号を増幅して、増幅された信号を生成し、当該増幅された信号を、前記クロック周波数で復調して、出力信号を生成するミキサ増幅器と、
前記出力信号の振幅を、前記クロック周波数で変調する第２の変調器と、
前記変調された出力信号を、差動フィードバック信号として、前記変調された入力信号に印加するフィードバック・パスと、
を含む、
生理学的（physiological）検出デバイス。
【請求項１３】
前記フィードバック・パスが、
前記ミキサ増幅器の第１の入力に結合された、第１のフィードバック・パス・ブランチと、
前記ミキサ増幅器の第２の入力に結合された、第２のフィードバック・パス・ブランチと、
を含み、
前記第２の変調器が、前記第１のフィードバック・パス・ブランチ内の変調器、及び、
前記第２のフィードバック・パス・ブランチ内の変調器を含み、それらが、互いに位相がずれた(out of phase)形で、前記出力信号の振幅を変調するものである、
請求項１２に記載のデバイス。
【請求項１４】
前記第１の及び第２のフィードバック・パス・ブランチの各々が、フィードバック・キャパシタンスを含み、
前記ミキサ増幅器の前記第１の及び第２の入力の各々が、入力キャパシタンスを介して、前記差動入力信号を受け取るために結合され、
前記ミキサ増幅器のゲインが、少なくとも部分的に、前記フィードバック・キャパシタンスの、前記入力キャパシタンスに対する比率に依存する、
請求項１３に記載のデバイス。
【請求項１５】
前記フィードバック・パスが、第１のフィードバック・パスであり、前記デバイスが、更に、
前記出力信号を積分する積分器と、
前記積分された出力信号を、前記クロック周波数で変調して、第２の差動フィードバック信号を生成する第３の変調器と、
前記第２の差動フィードバック信号を、前記変調された入力信号に印加する第２のフィードバック・パスと、
を備える、
請求項１２に記載のデバイス。
【請求項１６】
前記第２のフィードバック・パスが、
前記ミキサ増幅器の前記第１の入力に結合された第１のフィードバック・パス・ブランチ、及び、
前記ミキサ増幅器の第２の入力に結合された第２のフィードバック・パス・ブランチ、
を含み、
前記第３の変調器が、前記第１のフィードバック・パス・ブランチ内の変調器、及び、前記第２のフィードバック・パス・ブランチ内の変調器を含み、これらの変調器が、互いに位相がずれた(out of phase)形で、積分された出力信号の振幅を変調するものである、
請求項１５に記載のデバイス。
【請求項１７】
前記第２のフィードバック・パスの前記第１の及び第２のフィードバック・パス・ブランチの各々が、フィードバック・キャパシタンスを含み、
前記第２のフィードバック・パスが、ハイパス・カットオフ周波数より低い周波数において支配的であり、
前記第１のフィードバック・パスが、ハイパス・カットオフ周波数より高い周波数において支配的である、
請求項１６に記載のデバイス。
【請求項１８】
前記ミキサ増幅器の前記第１の及び第２の入力の各々が、入力キャパシタを介して差動入力信号を受け取るために結合され、
前記増幅器が更に、
前記ミキサ増幅器の出力を、第１のスイッチト・キャパシタを介して、前記ミキサ増幅器の第１の入力に対応する前記入力キャパシタに結合する第１のフィードバック・パス・ブランチ、及び、
前記ミキサ増幅器の出力を、第２のスイッチト・キャパシタを介して、前記ミキサ増幅器の第２の入力に対応する前記入力キャパシタに結合する第２のフィードバック・パス・ブランチ、
を含むフィードバック・パスを備える、
請求項１２に記載のデバイス。
【請求項１９】
前記第１の及び第２のスイッチト・キャパシタの各々が、スケーリングされた補償電荷を、前記入力キャパシタのそれぞれの１つに印加するようにされる、請求項１８に記載のデバイス。
【請求項２０】
前記増幅器に電力を与える電源を更に備え、
前記電源が、約２．０マイクロ・アンペアより少ない電流を、作動中の前記増幅器に供給し、約２．０ボルトより低い電圧を、回路に供給する、
請求項１２に記載のデバイス。
【請求項２１】
前記差動入力信号が、約１．０Ｈｚより低い、又は、それと等しい周波数を有する、請求項１２に記載のデバイス。
【請求項２２】
前記センサが、加速度計、圧力センサ、及び、電圧センサの１つを含む、請求項１２に記載のデバイス。
【請求項２３】
センサが、心電図（ＥＣＧ）センサ、筋電図（ＥＭＧ）センサ、又は、脳電図（ＥＥＧ）センサの１つを含む、請求項２２に記載のデバイス。
【請求項２４】
前記生理学的検出デバイスが、埋め込み可能医療デバイス内に存在する、請求項１２に記載のデバイス。
【請求項２５】
前記埋め込み可能医療デバイスが、心臓ペースメーカ、心臓除細動器、電気的神経刺激器（electrical neurostimulator）、及び、埋め込み可能薬品供給デバイスの１つを含む、請求項２４に記載のデバイス。
【請求項２６】
前記ミキサ増幅器が、前記復調された信号を積分して、前記出力信号を生成する、請求項１２に記載のデバイス。
【請求項２７】
差動入力信号の振幅を、クロック周波数で変調して、変調された信号を生成するための手段、
前記変調された信号を増幅して、増幅された信号を生成し、当該増幅された信号を、前記クロック周波数で復調して、出力信号を生成するための手段、
前記出力信号の振幅を、前記クロック周波数で変調するための手段、及び、
前記変調された出力信号を、差動フィードバック信号として、前記変調された入力信号に印加するための手段、
を備える、チョッパ安定化された計装用増幅器。
【請求項２８】
差動入力信号の振幅を、クロック周波数で変調して、変調された信号を生成し、
ミキサ増幅器内で、前記変調された信号を増幅して、増幅された信号を生成し、
前記ミキサ増幅器内で、前記増幅された信号を前記クロック信号で復調して、出力信号を生成し、
前記出力信号の振幅を、前記クロック信号で変調し、そして、
前記変調された出力信号を、第１のフィードバック・パスを介して、差動フィードバック信号として、前記変調された入力信号に印加する、
ステップを含む方法。
【請求項２９】
前記ミキサ増幅器の第１の入力に結合された、前記第１のフィードバック・パスの第１のフィードバック・パス・ブランチ、及び、
前記ミキサ増幅器の第２の入力に結合された、前記第１のフィードバック・パスの第２のフィードバック・パス・ブランチ、
を介して、前記差動フィードバック信号を印加するステップを更に含み、
出力信号の振幅を変調するステップが、
前記第１のフィードバック・パス・ブランチ内で前記出力信号の前記振幅を変調するステップと、
前記第１のフィードバック・パス・ブランチ内での変調と位相が外れた状態で、前記第２のフィードバック・パス・ブランチ内で前記出力信号の振幅を変調するステップと、
を含む、
請求項２８に記載の方法。
【請求項３０】
前記第１の及び第２のフィードバック・パス・ブランチの各々が、フィードバック・キャパシタンスを含み、
前記ミキサ増幅器の前記第１の及び第２の入力の各々が、入力キャパシタンスを介して前記差動入力信号を受け取るために結合され、
前記ミキサ増幅器のゲインが、少なくとも部分的に、前記フィードバック・キャパシタンスの、前記入力キャパシタンスに対する比率に依存する、
請求項２８に記載の方法。
【請求項３１】
前記フィードバック・パスが、第１のフィードバック・パスであり、
前記方法が、更に、
前記出力信号を積分し、
前記積分された出力信号を、前記クロック周波数で変調して、第２の差動フィードバック信号を生成し、
前記第２の差動フィードバック信号を、第２のフィードバック・パスを介して、前記変調された入力信号に印加する、
ステップを含む、
請求項２８に記載の方法。
【請求項３２】
前記第２のフィードバック・パスが、
前記ミキサ増幅器の第１の入力に結合された、前記第２のフィードバック・パスの第１のフィードバック・パス・ブランチ、及び、
前記ミキサ増幅器の第２の入力に結合された、前記第２のフィードバック・パスの第２のフィードバック・パス・ブランチ、
を含み、
前記積分された出力信号を変調するステップが、
前記第１のフィードバック・パス・ブランチ内で前記積分された出力信号の振幅を変調し、そして、前記第２のフィードバック・パス・ブランチ内で前記積分された出力信号の振幅を、前記第１のフィードバック・パス・ブランチ内の変調とは位相が外れた状態で、変調するステップを含む、
請求項３１に記載の方法。
【請求項３３】
前記第２のフィードバック・パスの前記第１の及び第２のフィードバック・パス・ブランチの各々が、フィードバック・キャパシタンスを含み、
前記第２のフィードバック・パスが、ハイパス・カットオフ周波数より低い周波数において支配的であり、
前記第１のフィードバック・パスが、ハイパス・カットオフ周波数より高い周波数において支配的である、
請求項３２に記載の方法。
【請求項３４】
前記ミキサ増幅器の前記第１の及び第２の入力の各々が、入力キャパシタを介して、差動入力信号を受け取るために結合され、
前記方法が、更に、
前記ミキサ増幅器の出力からのフィードバックを、第１のスイッチト・キャパシタを介して、前記ミキサ増幅器の前記第１の入力に対応する（associated with）入力キャパシタに印加し、そして、
前記ミキサ増幅器の出力からのフィードバックを、第２のスイッチト・キャパシタを介して、前記ミキサ増幅器の前記第２の入力に対応する入力キャパシタに印加する、
ステップを含む、
請求項２８に記載の方法。
【請求項３５】
スケーリングされた補償電荷を、それぞれの第１の及び第２のスイッチト・キャパシタを介して、前記入力キャパシタの各々に印加するステップを更に含む、請求項３４に記載の方法。
【請求項３６】
約２．０マイクロアンペアの電流より小さい電流、及び、約２．０ボルトの電圧より低い電圧で、作動中の前記ミキサ増幅器に電力を供給するステップを更に含む、
請求項２８に記載の方法。
【請求項３７】
前記差動入力信号が、約１．０Ｈｚより低い、又は、それと等しい周波数を有する、請求項２８に記載の方法。
【請求項３８】
前記復調された信号を、ミキサ増幅器内で積分して、前記出力信号を生成するステップを更に含む、請求項２８に記載の方法。

【図１】

【図２】

【図３Ａ】

【図３Ｂ】

【図３Ｃ】

【図３Ｄ】

【図４Ａ】

【図４Ｂ】

【図４Ｃ】

【図４Ｄ】

【図５】

【図６】

【図７】

【図８】

【図９】

【図１０】

【図１１】

【図１２】

【図１３】

【図１４Ａ】

【図１４Ｂ】

【図１５Ａ】

【図１５Ｂ】

【図１６】

【図１７】

【公表番号】特表２０１０−５１７４７２（Ｐ２０１０−５１７４７２Ａ）
【公表日】平成２２年５月２０日（２０１０．５．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−５４８２３２（Ｐ２００９−５４８２３２）
【出願日】平成１９年４月１１日（２００７．４．１１）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００７／０６６３５８
【国際公開番号】ＷＯ２００８／０９４２７１
【国際公開日】平成２０年８月７日（２００８．８．７）
【出願人】（５９１００７８０４）メドトロニック，インコーポレイテッド (243)
【住所又は居所原語表記】７１０Ｍｅｄｔｒｏｎｉｃ　Ｐａｒｋｗａｙ，Ｍｉｎｎｅａｐｏｌｉｓ，Ｍｉｎｎｅｓｏｔａ　５５４３２，Ｕ．Ｓ．Ａ
【Ｆターム（参考）】