パワー半導体デバイスの電流検出回路
【課題】電流検出器を大型化したり損失を増大させたりすることなく、検出精度を向上できるようにする。
【解決手段】オペアンプと抵抗からなる電流−電圧変換回路21と、可変電圧出力回路22からなる電流検出回路2の、電流−電圧変換回路21の第1入力端子をセンス端子Sに接続し、第2入力端子を可変電圧出力回路22に接続し、電流−電圧変換回路21からの出力を可変電圧出力回路22の制御入力に接続し、センス端子Sに流れる電流Isに応じて可変電圧出力回路22の出力電圧を調整することにより、パワー半導体デバイスの主領域と電流検出用領域との特性の差を補正し、精度の向上を図る。
【解決手段】オペアンプと抵抗からなる電流−電圧変換回路21と、可変電圧出力回路22からなる電流検出回路2の、電流−電圧変換回路21の第1入力端子をセンス端子Sに接続し、第2入力端子を可変電圧出力回路22に接続し、電流−電圧変換回路21からの出力を可変電圧出力回路22の制御入力に接続し、センス端子Sに流れる電流Isに応じて可変電圧出力回路22の出力電圧を調整することにより、パワー半導体デバイスの主領域と電流検出用領域との特性の差を補正し、精度の向上を図る。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
この発明は、IGBT(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)等を含む、パワー半導体デバイスに流れる電流を検出する電流検出回路に関する。
【背景技術】
【0002】
IGBTとフライホイールダイオード(以下、FWDとも記す)を搭載したIGBTモジュールは、インバータやDCチョッパ等の電力変換装置に多用されている。これらの電力変換装置を制御するためには、通常その出力電流の検出を必要とすることが多い。その電流検出方法としては、
(1)カレントトランス(CT)や直流カレントトランス(DC-CT)などの電流検出器を使用する方法。
(2)電流検出用の抵抗(シャント抵抗と呼ばれる)を使用する方法。
の2つの方法が一般的である。
【0003】
図10に、例えば特許文献1に従来例として記載されている、3相インバータでDC-CTを用いる例を示す。
ここで使用されるDC-CT105は、環状のコアと磁気センサであるホール素子を利用したもので、配線をコアに貫通させ電流を通じたときに発生する磁気を検出することで、電流を検出する。こうして検出した電流値を制御回路102に入力し、その出力に基づきインバータ101を制御する。
【0004】
図11に、例えば特許文献2に従来例として記載されている、3相インバータでシャント抵抗を用いる例を示す。
ここでは、インバータ101の下アームにシャント抵抗Rsを接続している。下アームのIGBT201がオンするタイミングでは出力電流は下アームに通流するので、このときのシャント抵抗Rsでの電圧降下を検出することで、出力電流を検出する。
また、図12にチョッパ回路でシャント抵抗を用いる例を示す。
ここでは、接地ライン(GND)にシャント抵抗を接続し、抵抗の電圧降下によって出力電流を検出する。
【0005】
以上の電流検出方法には、下記のような問題がある。
DC-CTを用いる場合:ホールセンサやコアを必要とし、一般的に高価であること、温度特性が大きいため、周囲温度の変動が激しいところでは、精度が低下する。また、コアを用いることから大型化し、電力変換装置の小型化に逆行する。
シャント抵抗の場合:抵抗による電力損失が発生し、電力変換装置の変換効率が低下する。また、大きな損失を許容するため抵抗器自体のサイズが大型化し、電力変換装置の小型化に反する。
【0006】
ところで、電力変換装置を構成しているIGBTやFWDには、例えば図13に示す“センスIGBT”や“センスFWD ”などのように、電流検出機能を有するものがある。同図の203がセンスIGBT、204がセンスFWDで、そのうちのセンスIGBTについて以下に説明する。
IGBTは通常、同一構造からなる数千〜数万個のセルから構成されており、そのうちの一部を電流検出セルとして利用する(電流検出用セル領域をセンスIGBT、その他の領域を主IGBTと呼ぶ)。なお、主IGBTのセル数Nmと、センスIGBTのセル数Nsとの比(Nm/Ns)は数千倍に設定していることが多い。
【0007】
主IGBTとセンスIGBTのコレクタ端子は共通であるが、エミッタ端子は主エミッタ端子と電流検出用エミッタ端子(以下、センス端子という)に分離されている。これを示すのが図14で、同図(a)は回路記号図、同図(b)は等価回路図である。なお、センスFWDも同様に、チップの一部を電流検出用として分離し、先の図13のようにアノード端子を主アノード端子と電流検出用アノード端子(センス端子)に分離する。
【0008】
現状のIPM(インテリジェント・パワー・モジュール)では、このセンスIGBTの機能を専ら過電流検出に使用している(特許文献3参照)。すなわち、センスIGBTに流れる電流が所定値を超えたとき、主IGBTに過電流が流れているものと判断する。なお、このセンスIGBTを用いて電流検出をするというアイデアは、先の特許文献1,2に開示されており、この点について、以下に考察する。
【0009】
図13,14から、センス端子には原理的にセル数の比に応じた電流が流れるものと考えられる。つまり、次の(1)式が成立する。
Ic/Is=( Nm+Ns) / Ns≒Nm/Ns…(1)
ここに、Ic:コレクタ電流
Is:センス電流(センスIGBTに流れる電流)
Nm:主IGBTのセル数
Ns:センスIGBTのセル数
を示す。
【0010】
そこで、図13のように、センス端子にシャント抵抗を接続してセンス電流Isを検出し、これから次の(2)式に基づきコレクタ電流Icを求める。
Ic=( Nm/Ns)・Is=( Nm/Ns)・(Vs/Rs)…(2)
主電流をシャント抵抗で検出する場合には、抵抗の損失が大きくなるという問題があったが、この方法ではシャント抵抗損失は小さく、従って効率の低下や大型化の問題はなくなる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0011】
【特許文献1】特開2000−134955号公報
【特許文献2】特開2003−274667号公報
【特許文献3】特開平10−032476号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0012】
しかし、上記のような方法には下記のような問題がある。
一般に、インバータ制御では1〜2%の電流検出精度が求められるが、上記の方法は精度が悪いことから、実用に至っていないのが現状である。その理由として、次の2点が挙げられる。
(1)電流比がセル数比に比例するという考えは、主IGBTとセンスIGBTの各セルの特性が同じという前提に立っている。しかし、実際には特性のばらつきがあるため、主電流とセンス電流との電流比は一定にはならない。この関係を説明するのが図15で、主電流とセンス電流の関係は、同図に点線で示すようにリニアにはなっていない。
【0013】
(2)センス端子に接続したシャント抵抗に電流が流れるとき、電圧降下が発生する。このため、センスIGBTのコレクタ−エミッタ間の電圧が低下し、センスIGBTに流れる電流が減少する。
従って、この発明の課題は、上記2つの課題を解決すること、すなわち、電流検出器の大型化や損失の増大を招くことなく、検出精度を向上させることにある。
【課題を解決するための手段】
【0014】
上記のような課題を解決するため、請求項1の発明では、パワー半導体デバイスを主領域と電流検出用領域とに分け、電流検出用領域にセンス端子を接続したセンス機能付きパワー半導体デバイスに、前記センス端子に電流検出回路を接続したパワー半導体デバイスの電流検出回路において、
前記電流検出回路は、オペアンプと抵抗からなる電流−電圧変換回路と、可変電圧源とを備え、前記電流−電圧変換回路の第1入力端子をセンス端子に接続し、第2入力端子を前記可変電圧源に接続し、電流−電圧変換回路の出力を可変電圧源の制御入力に接続し、
前記センス端子に流れる電流に応じて可変電圧源の出力電圧を調整することにより、パワー半導体デバイスの主領域と電流検出用領域との特性の差を補正することを特徴とする。
【0015】
また、請求項2の発明では、パワー半導体デバイスを主領域と電流検出用領域とに分け、電流検出用領域にセンス端子を接続したセンス機能付きパワー半導体デバイスに、前記センス端子に電流検出回路を接続したパワー半導体デバイスの電流検出回路において、
前記電流検出回路は、オペアンプと抵抗からなる電流−電圧変換回路と、可変抵抗器とを備え、この可変抵抗器の一端を前記センス端子に接続し、他端を電流−電圧変換回路の入力端子に接続し、
前記可変抵抗器の抵抗値を調整することにより、パワー半導体デバイスの主領域と電流検出用領域との特性の差を補正することを特徴とする。
【0016】
さらに、請求項3発明では、パワー半導体デバイスを主領域と電流検出用領域とに分け、電流検出用領域にセンス端子を接続したセンス機能付きパワー半導体デバイスに、前記センス端子に電流検出回路を接続したパワー半導体デバイスの電流検出回路において、
前記電流検出回路は、オペアンプと抵抗からなる電流−電圧変換回路と、増幅率の切り替え機能を備えた増幅回路と、前記増幅率を切り替えるための信号を発生するコンパレータとからなり、
前記電流−電圧変換回路の第1の端子は前記センス端子に接続され、同じく第2の端子は前記増幅回路の出力に接続され、電流−電圧変換回路の出力は増幅回路の入力とコンパレータの入力とに接続され、
センス端子に流れた電流に前記増幅率を乗じた電圧をセンス端子に印加するとともに、センス端子に流れた電流に応じて増幅率を段階的に切り替えることにより、パワー半導体デバイスの主領域と電流検出用領域との特性の差を補正することを特徴とする。
【発明の効果】
【0017】
この発明によれば、IGBTやFWDを含む半導体デバイスのセンス特性を補正することができ、精度の良い主電流の算出が可能になる。また、センスIGBTやセンスFWDを用いて電流検出をしているため、主電流検出用としてDC-CTやシャント抵抗を用いる従来のものと比較して、電流検出器の小型化と低損失化を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【0018】
【図1】この発明の第1の原理説明図。
【図2】この発明の第2の原理説明図。
【図3】図1に対応する実施例を示す回路構成図。
【図4】図2に対応する実施例を示す回路構成図。
【図5】この発明をインバータに適用した例を示す構成図。
【図6】この発明をチョッパ回路に適用した例を示す構成図。
【図7】主IGBTおよびセンスIGBTの電流−電圧特性の相違を説明する特性図。
【図8】この発明の別の実施例を示す構成図。
【図9】この発明における電流検出誤差説明図。
【図10】DC-CTを用いるインバータ装置の従来例を示す構成図。
【図11】シャント抵抗を用いるインバータ装置の従来例を示す構成図。
【図12】シャント抵抗を用いるチョッパ回路の従来例を示す構成図。
【図13】センスIGBTを用いたインバータ例を示す構成図。
【図14】センスIGBTの回路記号および等価回路図。
【図15】主電流とセンス電流の電流比の関係を示す説明図。
【発明を実施するための形態】
【0019】
図1はこの発明の第1の原理構成図である。同図において、1はIGBT素子、2は電流−電圧変換回路21,可変電圧出力回路22,出力レベル調整器23およびゲイン調整器25などからなる電流検出回路である。
図示のように、オペアンプからなる電流−電圧変換回路21の入力を、IGBT1のセンス端子Sに接続し、可変電圧出力回路22を電流−電圧変換回路21の基準電圧端子(オペアンプの(+)端子)に接続し、電流−電圧変換回路21の出力に出力レベル調整器23を接続する。
【0020】
上記のようにすることにより、センス端子Sの電位は、可変電圧出力回路22の電圧に固定される(オペアンプの(−)端子と(+)端子が、イマジナリショートとなるため)。例えば、可変電圧出力回路22の出力が0Vであれば、流れる電流の大小によらずセンス端子Sの電位はGND(接地)電位に固定される。つまり、シャント抵抗による電圧降下の影響を排除することができる。
【0021】
また、可変電圧出力回路22の出力が検出した電流に応じて変化するように、ゲイン調整器25により設定する。こうすると、センス端子Sの電圧Vsは流れた電流に応じて、
Vs=K×Is…(3)
のように変化する。なお、Kはゲインで、擬似的な抵抗のように機能するため、Rm0を主IGBT の内部抵抗、Rs0をセンスIGBTの内部抵抗として、
Rm0≒Rs0+K…(4)
の関係を満たすように調整することにより、両IGBT の特性の差を補正することができる。なお、ゲインKは正負両極性に設定可能である。電流−電圧変換回路21の出力は、出力レベル調整器23により所定値に調整され、制御回路へと出力される。
【0022】
図2は、この発明の第2の原理構成図である。同図に示すように、電流検出回路2は、ここでは電流−電圧変換回路21,出力レベル調整器23および可変抵抗器24などから構成され、図1から可変電圧出力回路22が省略されたものとなっている。
いま、可変抵抗器24の抵抗値をRcとし、
Rm0≒Rs0+Rc …(5)
となるように調整することにより、両IGBT の特性の差を補正することができる。なお、この方法は、Rm0>Rs0の場合に限り有効である。また、電流−電圧変換回路21の出力は次式のように表わされ(R1は電流−電圧変換回路21の抵抗を示す)、
V=R1×Is…(6)
特性補正用の可変抵抗Rcの値には依存しない。
【0023】
図3は図1の具体例を示す回路図である。図示のように、可変電圧出力回路22を2つの反転増幅器およびゲインの極性切り替え用スイッチ26から構成し、出力レベル調整器23を加算回路で構成し、ゲインとオフセットを調整する以外は図1と同様である。動作原理も同じであるが、以下に補足する。
まず、主IGBT の内部抵抗Rm0とセンスIGBTの内部抵抗Rs0とを比較し、
Rm0>Rs0
のときは、スイッチ26を“1”側にする。
【0024】
このとき、可変電圧出力回路22の出力(=センス端子の電位)は、
Vs=Rc×Is…(7)
となり、電流の増加に比例してセンス端子電圧が上昇する。そこで、先の(5)式と同様の下式(5’)が成立するように、可変抵抗Rcを調整する。
Rm0≒Rs0+Rc …(5’)
【0025】
一方、Rm0<Rs0
のときは、スイッチ26を“2”側にする。
このとき、可変電圧出力回路22の出力(=センス端子の電位)は、
Vs=−Rc×Is…(8)
となり、電流の増加に比例してセンス端子電圧が上昇する。そこで、先の(5)式と同様の下式(5”)が成立するように、可変抵抗Rcを調整する。
Rm0≒Rs0−Rc …(5”)
以上により、2つのIGBT の特性差を補正することで、Ic−Is特性を図15の実線のように、ほぼリニアな関係にすることができる。
【0026】
図4は図2の具体例を示す回路図である。図示のように、出力レベル調整器23を加算回路で構成し、ゲインとオフセットを調整する以外は図2と同様である。動作原理も同じでなので、説明は省略する。
図5に、この発明を適用したインバータ装置の例を示す。ここでは、センス機能付きIGBT203およびFWD204を用いた例である。電流検出器2は図1,3または図2,4のいずれを用いても良い。これにより、3相の下アーム電流を検出でき、インバータ装置を制御することができる。
【0027】
図6に、この発明を適用したチョッパ回路の例を示す。ここでも、センス機能付きIGBT203およびFWD204を用い、電流検出器2も図1,3または図2,4のいずれかを用いている。これにより、3相の下アーム電流を検出することができ、チョッパ回路を制御することが可能となる。
【0028】
以上の実施例は、主IGBTとセンスIGBTの特性差を、その内部抵抗の差として近似した考え方に基づいている。ところが、IGBTの特性差は実際には、例えば図7に示すようにIVカーブの曲率が異なっているため、これを内部抵抗の差として近似的に補正するだけでは、十分な電流検出精度が得られない場合が多いということになる。そこで、図8に主IGBTとセンスIGBTの特性差を補正し、より精度の高い電流検出回路の例を示す
【0029】
図示のように、この場合の電流検出回路は、電流−電圧変換回路21、コンパレータ28、ゲイン切替スイッチ26を持つ反転増幅器29等から構成され、先の図1,3や図2,4と同様にIGBT1素子のセンス端子Sに接続される。なお、27は基準電圧を示す。
その動作原理は以下の通りである。
電流−電圧変換回路21はセンス電流に比例した電圧を出力するが、その出力は反転増幅器29に入力されているので、電流−電圧変換回路21の出力電圧に増幅率を乗じた電圧が出力される。この反転増幅器29の出力は、電流−電圧変換回路21のオペアンプの(+)端子に入力され(その入力電圧をここでは“補正電圧”と呼ぶ)るので、センス電流に比例した補正電圧がセンス端子に印加されることになり、等価的に抵抗を挿入したのと同等の作用をする。ここまでは、上記図1,3や図2,4の場合と同様である。
【0030】
ここで、センス電流が一定値を超えると、コンパレータ28が動作してスイッチ26の切り替えが行なわれ、これにより反転増幅器29の増幅率が切り替えられる。つまり、センス電流に応じて増幅率が切り替わることになり、精度の高い電流検出が可能となる。以上により、「補正電圧」=「センス電流」×「ゲイン」
となる補正を補正電圧を、IGBTのセンス端子に印加できることになる。
なお、切り替え動作付近でスイッチがチャタリングするのを防止するため、コンパレータにヒステリシスを設けることもできる(そのためには、コンパレータの出力を抵抗を介してコンパレータの(+)端子にフィードバックすれば良い)。
【0031】
図8のようにずれば、図15に示すIc−Is特性が、図1,3や図2,4に示すものよりもさらに直線に近付き、リニアリティが改善されることになる。
図9に、この発明における検出誤差例を示す。つまり、電流検出精度が悪化してきたら、上記のようにゲインを切り替えることにより、精度を改善できることになる。また、図8のような電流検出回路は、図5や図6に適用可能なのは言うまでも無い。
【符号の説明】
【0032】
1,201…IGBT(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)、2…電流検出回路、21…電圧−電流変換回路、22…可変電圧出力回路、23…出力レベル調整器、24…可変抵抗、25…ゲイン調整器、26…スイッチ、28…コンパレータ、29…反転増幅器、101…インバータ、102…制御回路、103…直流電源、107…チョッパ回路、108…リアクトル、109…アルミ電解コンデンサ、202…FWD、203…センス付きIGBT、204…センス付きFWD。
【技術分野】
【0001】
この発明は、IGBT(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)等を含む、パワー半導体デバイスに流れる電流を検出する電流検出回路に関する。
【背景技術】
【0002】
IGBTとフライホイールダイオード(以下、FWDとも記す)を搭載したIGBTモジュールは、インバータやDCチョッパ等の電力変換装置に多用されている。これらの電力変換装置を制御するためには、通常その出力電流の検出を必要とすることが多い。その電流検出方法としては、
(1)カレントトランス(CT)や直流カレントトランス(DC-CT)などの電流検出器を使用する方法。
(2)電流検出用の抵抗(シャント抵抗と呼ばれる)を使用する方法。
の2つの方法が一般的である。
【0003】
図10に、例えば特許文献1に従来例として記載されている、3相インバータでDC-CTを用いる例を示す。
ここで使用されるDC-CT105は、環状のコアと磁気センサであるホール素子を利用したもので、配線をコアに貫通させ電流を通じたときに発生する磁気を検出することで、電流を検出する。こうして検出した電流値を制御回路102に入力し、その出力に基づきインバータ101を制御する。
【0004】
図11に、例えば特許文献2に従来例として記載されている、3相インバータでシャント抵抗を用いる例を示す。
ここでは、インバータ101の下アームにシャント抵抗Rsを接続している。下アームのIGBT201がオンするタイミングでは出力電流は下アームに通流するので、このときのシャント抵抗Rsでの電圧降下を検出することで、出力電流を検出する。
また、図12にチョッパ回路でシャント抵抗を用いる例を示す。
ここでは、接地ライン(GND)にシャント抵抗を接続し、抵抗の電圧降下によって出力電流を検出する。
【0005】
以上の電流検出方法には、下記のような問題がある。
DC-CTを用いる場合:ホールセンサやコアを必要とし、一般的に高価であること、温度特性が大きいため、周囲温度の変動が激しいところでは、精度が低下する。また、コアを用いることから大型化し、電力変換装置の小型化に逆行する。
シャント抵抗の場合:抵抗による電力損失が発生し、電力変換装置の変換効率が低下する。また、大きな損失を許容するため抵抗器自体のサイズが大型化し、電力変換装置の小型化に反する。
【0006】
ところで、電力変換装置を構成しているIGBTやFWDには、例えば図13に示す“センスIGBT”や“センスFWD ”などのように、電流検出機能を有するものがある。同図の203がセンスIGBT、204がセンスFWDで、そのうちのセンスIGBTについて以下に説明する。
IGBTは通常、同一構造からなる数千〜数万個のセルから構成されており、そのうちの一部を電流検出セルとして利用する(電流検出用セル領域をセンスIGBT、その他の領域を主IGBTと呼ぶ)。なお、主IGBTのセル数Nmと、センスIGBTのセル数Nsとの比(Nm/Ns)は数千倍に設定していることが多い。
【0007】
主IGBTとセンスIGBTのコレクタ端子は共通であるが、エミッタ端子は主エミッタ端子と電流検出用エミッタ端子(以下、センス端子という)に分離されている。これを示すのが図14で、同図(a)は回路記号図、同図(b)は等価回路図である。なお、センスFWDも同様に、チップの一部を電流検出用として分離し、先の図13のようにアノード端子を主アノード端子と電流検出用アノード端子(センス端子)に分離する。
【0008】
現状のIPM(インテリジェント・パワー・モジュール)では、このセンスIGBTの機能を専ら過電流検出に使用している(特許文献3参照)。すなわち、センスIGBTに流れる電流が所定値を超えたとき、主IGBTに過電流が流れているものと判断する。なお、このセンスIGBTを用いて電流検出をするというアイデアは、先の特許文献1,2に開示されており、この点について、以下に考察する。
【0009】
図13,14から、センス端子には原理的にセル数の比に応じた電流が流れるものと考えられる。つまり、次の(1)式が成立する。
Ic/Is=( Nm+Ns) / Ns≒Nm/Ns…(1)
ここに、Ic:コレクタ電流
Is:センス電流(センスIGBTに流れる電流)
Nm:主IGBTのセル数
Ns:センスIGBTのセル数
を示す。
【0010】
そこで、図13のように、センス端子にシャント抵抗を接続してセンス電流Isを検出し、これから次の(2)式に基づきコレクタ電流Icを求める。
Ic=( Nm/Ns)・Is=( Nm/Ns)・(Vs/Rs)…(2)
主電流をシャント抵抗で検出する場合には、抵抗の損失が大きくなるという問題があったが、この方法ではシャント抵抗損失は小さく、従って効率の低下や大型化の問題はなくなる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0011】
【特許文献1】特開2000−134955号公報
【特許文献2】特開2003−274667号公報
【特許文献3】特開平10−032476号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0012】
しかし、上記のような方法には下記のような問題がある。
一般に、インバータ制御では1〜2%の電流検出精度が求められるが、上記の方法は精度が悪いことから、実用に至っていないのが現状である。その理由として、次の2点が挙げられる。
(1)電流比がセル数比に比例するという考えは、主IGBTとセンスIGBTの各セルの特性が同じという前提に立っている。しかし、実際には特性のばらつきがあるため、主電流とセンス電流との電流比は一定にはならない。この関係を説明するのが図15で、主電流とセンス電流の関係は、同図に点線で示すようにリニアにはなっていない。
【0013】
(2)センス端子に接続したシャント抵抗に電流が流れるとき、電圧降下が発生する。このため、センスIGBTのコレクタ−エミッタ間の電圧が低下し、センスIGBTに流れる電流が減少する。
従って、この発明の課題は、上記2つの課題を解決すること、すなわち、電流検出器の大型化や損失の増大を招くことなく、検出精度を向上させることにある。
【課題を解決するための手段】
【0014】
上記のような課題を解決するため、請求項1の発明では、パワー半導体デバイスを主領域と電流検出用領域とに分け、電流検出用領域にセンス端子を接続したセンス機能付きパワー半導体デバイスに、前記センス端子に電流検出回路を接続したパワー半導体デバイスの電流検出回路において、
前記電流検出回路は、オペアンプと抵抗からなる電流−電圧変換回路と、可変電圧源とを備え、前記電流−電圧変換回路の第1入力端子をセンス端子に接続し、第2入力端子を前記可変電圧源に接続し、電流−電圧変換回路の出力を可変電圧源の制御入力に接続し、
前記センス端子に流れる電流に応じて可変電圧源の出力電圧を調整することにより、パワー半導体デバイスの主領域と電流検出用領域との特性の差を補正することを特徴とする。
【0015】
また、請求項2の発明では、パワー半導体デバイスを主領域と電流検出用領域とに分け、電流検出用領域にセンス端子を接続したセンス機能付きパワー半導体デバイスに、前記センス端子に電流検出回路を接続したパワー半導体デバイスの電流検出回路において、
前記電流検出回路は、オペアンプと抵抗からなる電流−電圧変換回路と、可変抵抗器とを備え、この可変抵抗器の一端を前記センス端子に接続し、他端を電流−電圧変換回路の入力端子に接続し、
前記可変抵抗器の抵抗値を調整することにより、パワー半導体デバイスの主領域と電流検出用領域との特性の差を補正することを特徴とする。
【0016】
さらに、請求項3発明では、パワー半導体デバイスを主領域と電流検出用領域とに分け、電流検出用領域にセンス端子を接続したセンス機能付きパワー半導体デバイスに、前記センス端子に電流検出回路を接続したパワー半導体デバイスの電流検出回路において、
前記電流検出回路は、オペアンプと抵抗からなる電流−電圧変換回路と、増幅率の切り替え機能を備えた増幅回路と、前記増幅率を切り替えるための信号を発生するコンパレータとからなり、
前記電流−電圧変換回路の第1の端子は前記センス端子に接続され、同じく第2の端子は前記増幅回路の出力に接続され、電流−電圧変換回路の出力は増幅回路の入力とコンパレータの入力とに接続され、
センス端子に流れた電流に前記増幅率を乗じた電圧をセンス端子に印加するとともに、センス端子に流れた電流に応じて増幅率を段階的に切り替えることにより、パワー半導体デバイスの主領域と電流検出用領域との特性の差を補正することを特徴とする。
【発明の効果】
【0017】
この発明によれば、IGBTやFWDを含む半導体デバイスのセンス特性を補正することができ、精度の良い主電流の算出が可能になる。また、センスIGBTやセンスFWDを用いて電流検出をしているため、主電流検出用としてDC-CTやシャント抵抗を用いる従来のものと比較して、電流検出器の小型化と低損失化を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【0018】
【図1】この発明の第1の原理説明図。
【図2】この発明の第2の原理説明図。
【図3】図1に対応する実施例を示す回路構成図。
【図4】図2に対応する実施例を示す回路構成図。
【図5】この発明をインバータに適用した例を示す構成図。
【図6】この発明をチョッパ回路に適用した例を示す構成図。
【図7】主IGBTおよびセンスIGBTの電流−電圧特性の相違を説明する特性図。
【図8】この発明の別の実施例を示す構成図。
【図9】この発明における電流検出誤差説明図。
【図10】DC-CTを用いるインバータ装置の従来例を示す構成図。
【図11】シャント抵抗を用いるインバータ装置の従来例を示す構成図。
【図12】シャント抵抗を用いるチョッパ回路の従来例を示す構成図。
【図13】センスIGBTを用いたインバータ例を示す構成図。
【図14】センスIGBTの回路記号および等価回路図。
【図15】主電流とセンス電流の電流比の関係を示す説明図。
【発明を実施するための形態】
【0019】
図1はこの発明の第1の原理構成図である。同図において、1はIGBT素子、2は電流−電圧変換回路21,可変電圧出力回路22,出力レベル調整器23およびゲイン調整器25などからなる電流検出回路である。
図示のように、オペアンプからなる電流−電圧変換回路21の入力を、IGBT1のセンス端子Sに接続し、可変電圧出力回路22を電流−電圧変換回路21の基準電圧端子(オペアンプの(+)端子)に接続し、電流−電圧変換回路21の出力に出力レベル調整器23を接続する。
【0020】
上記のようにすることにより、センス端子Sの電位は、可変電圧出力回路22の電圧に固定される(オペアンプの(−)端子と(+)端子が、イマジナリショートとなるため)。例えば、可変電圧出力回路22の出力が0Vであれば、流れる電流の大小によらずセンス端子Sの電位はGND(接地)電位に固定される。つまり、シャント抵抗による電圧降下の影響を排除することができる。
【0021】
また、可変電圧出力回路22の出力が検出した電流に応じて変化するように、ゲイン調整器25により設定する。こうすると、センス端子Sの電圧Vsは流れた電流に応じて、
Vs=K×Is…(3)
のように変化する。なお、Kはゲインで、擬似的な抵抗のように機能するため、Rm0を主IGBT の内部抵抗、Rs0をセンスIGBTの内部抵抗として、
Rm0≒Rs0+K…(4)
の関係を満たすように調整することにより、両IGBT の特性の差を補正することができる。なお、ゲインKは正負両極性に設定可能である。電流−電圧変換回路21の出力は、出力レベル調整器23により所定値に調整され、制御回路へと出力される。
【0022】
図2は、この発明の第2の原理構成図である。同図に示すように、電流検出回路2は、ここでは電流−電圧変換回路21,出力レベル調整器23および可変抵抗器24などから構成され、図1から可変電圧出力回路22が省略されたものとなっている。
いま、可変抵抗器24の抵抗値をRcとし、
Rm0≒Rs0+Rc …(5)
となるように調整することにより、両IGBT の特性の差を補正することができる。なお、この方法は、Rm0>Rs0の場合に限り有効である。また、電流−電圧変換回路21の出力は次式のように表わされ(R1は電流−電圧変換回路21の抵抗を示す)、
V=R1×Is…(6)
特性補正用の可変抵抗Rcの値には依存しない。
【0023】
図3は図1の具体例を示す回路図である。図示のように、可変電圧出力回路22を2つの反転増幅器およびゲインの極性切り替え用スイッチ26から構成し、出力レベル調整器23を加算回路で構成し、ゲインとオフセットを調整する以外は図1と同様である。動作原理も同じであるが、以下に補足する。
まず、主IGBT の内部抵抗Rm0とセンスIGBTの内部抵抗Rs0とを比較し、
Rm0>Rs0
のときは、スイッチ26を“1”側にする。
【0024】
このとき、可変電圧出力回路22の出力(=センス端子の電位)は、
Vs=Rc×Is…(7)
となり、電流の増加に比例してセンス端子電圧が上昇する。そこで、先の(5)式と同様の下式(5’)が成立するように、可変抵抗Rcを調整する。
Rm0≒Rs0+Rc …(5’)
【0025】
一方、Rm0<Rs0
のときは、スイッチ26を“2”側にする。
このとき、可変電圧出力回路22の出力(=センス端子の電位)は、
Vs=−Rc×Is…(8)
となり、電流の増加に比例してセンス端子電圧が上昇する。そこで、先の(5)式と同様の下式(5”)が成立するように、可変抵抗Rcを調整する。
Rm0≒Rs0−Rc …(5”)
以上により、2つのIGBT の特性差を補正することで、Ic−Is特性を図15の実線のように、ほぼリニアな関係にすることができる。
【0026】
図4は図2の具体例を示す回路図である。図示のように、出力レベル調整器23を加算回路で構成し、ゲインとオフセットを調整する以外は図2と同様である。動作原理も同じでなので、説明は省略する。
図5に、この発明を適用したインバータ装置の例を示す。ここでは、センス機能付きIGBT203およびFWD204を用いた例である。電流検出器2は図1,3または図2,4のいずれを用いても良い。これにより、3相の下アーム電流を検出でき、インバータ装置を制御することができる。
【0027】
図6に、この発明を適用したチョッパ回路の例を示す。ここでも、センス機能付きIGBT203およびFWD204を用い、電流検出器2も図1,3または図2,4のいずれかを用いている。これにより、3相の下アーム電流を検出することができ、チョッパ回路を制御することが可能となる。
【0028】
以上の実施例は、主IGBTとセンスIGBTの特性差を、その内部抵抗の差として近似した考え方に基づいている。ところが、IGBTの特性差は実際には、例えば図7に示すようにIVカーブの曲率が異なっているため、これを内部抵抗の差として近似的に補正するだけでは、十分な電流検出精度が得られない場合が多いということになる。そこで、図8に主IGBTとセンスIGBTの特性差を補正し、より精度の高い電流検出回路の例を示す
【0029】
図示のように、この場合の電流検出回路は、電流−電圧変換回路21、コンパレータ28、ゲイン切替スイッチ26を持つ反転増幅器29等から構成され、先の図1,3や図2,4と同様にIGBT1素子のセンス端子Sに接続される。なお、27は基準電圧を示す。
その動作原理は以下の通りである。
電流−電圧変換回路21はセンス電流に比例した電圧を出力するが、その出力は反転増幅器29に入力されているので、電流−電圧変換回路21の出力電圧に増幅率を乗じた電圧が出力される。この反転増幅器29の出力は、電流−電圧変換回路21のオペアンプの(+)端子に入力され(その入力電圧をここでは“補正電圧”と呼ぶ)るので、センス電流に比例した補正電圧がセンス端子に印加されることになり、等価的に抵抗を挿入したのと同等の作用をする。ここまでは、上記図1,3や図2,4の場合と同様である。
【0030】
ここで、センス電流が一定値を超えると、コンパレータ28が動作してスイッチ26の切り替えが行なわれ、これにより反転増幅器29の増幅率が切り替えられる。つまり、センス電流に応じて増幅率が切り替わることになり、精度の高い電流検出が可能となる。以上により、「補正電圧」=「センス電流」×「ゲイン」
となる補正を補正電圧を、IGBTのセンス端子に印加できることになる。
なお、切り替え動作付近でスイッチがチャタリングするのを防止するため、コンパレータにヒステリシスを設けることもできる(そのためには、コンパレータの出力を抵抗を介してコンパレータの(+)端子にフィードバックすれば良い)。
【0031】
図8のようにずれば、図15に示すIc−Is特性が、図1,3や図2,4に示すものよりもさらに直線に近付き、リニアリティが改善されることになる。
図9に、この発明における検出誤差例を示す。つまり、電流検出精度が悪化してきたら、上記のようにゲインを切り替えることにより、精度を改善できることになる。また、図8のような電流検出回路は、図5や図6に適用可能なのは言うまでも無い。
【符号の説明】
【0032】
1,201…IGBT(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)、2…電流検出回路、21…電圧−電流変換回路、22…可変電圧出力回路、23…出力レベル調整器、24…可変抵抗、25…ゲイン調整器、26…スイッチ、28…コンパレータ、29…反転増幅器、101…インバータ、102…制御回路、103…直流電源、107…チョッパ回路、108…リアクトル、109…アルミ電解コンデンサ、202…FWD、203…センス付きIGBT、204…センス付きFWD。
【特許請求の範囲】
【請求項1】
パワー半導体デバイスを主領域と電流検出用領域とに分け、電流検出用領域にセンス端子を接続したセンス機能付きパワー半導体デバイスに、前記センス端子に電流検出回路を接続したパワー半導体デバイスの電流検出回路において、
前記電流検出回路は、オペアンプと抵抗からなる電流−電圧変換回路と、可変電圧出力回路とを備え、前記電流−電圧変換回路の第1入力端子をセンス端子に接続し、第2入力端子を前記可変電圧出力回路に接続し、電流−電圧変換回路の出力を可変電圧源の制御入力に接続し、
前記センス端子に流れる電流に応じて可変電圧出力回路の出力電圧を調整することにより、パワー半導体デバイスの主領域と電流検出用領域との特性の差を補正することを特徴とするパワー半導体デバイスの電流検出回路。
【請求項2】
パワー半導体デバイスを主領域と電流検出用領域とに分け、電流検出用領域にセンス端子を接続したセンス機能付きパワー半導体デバイスに、前記センス端子に電流検出回路を接続したパワー半導体デバイスの電流検出回路において、
前記電流検出回路は、オペアンプと抵抗からなる電流−電圧変換回路と、可変抵抗器とを備え、この可変抵抗器の一端を前記センス端子に接続し、他端を電流−電圧変換回路の入力端子に接続し、
前記可変抵抗器の抵抗値を調整することにより、パワー半導体デバイスの主領域と電流検出用領域との特性の差を補正することを特徴とするパワー半導体デバイスの電流検出回路。
【請求項3】
パワー半導体デバイスを主領域と電流検出用領域とに分け、電流検出用領域にセンス端子を接続したセンス機能付きパワー半導体デバイスに、前記センス端子に電流検出回路を接続したパワー半導体デバイスの電流検出回路において、
前記電流検出回路は、オペアンプと抵抗からなる電流−電圧変換回路と、増幅率の切り替え機能を備えた増幅回路と、前記増幅率を切り替えるための信号を発生するコンパレータとからなり、
前記電流−電圧変換回路の第1の端子は前記センス端子に接続され、同じく第2の端子は前記増幅回路の出力に接続され、電流−電圧変換回路の出力は増幅回路の入力とコンパレータの入力とに接続され、
センス端子に流れた電流に前記増幅率を乗じた電圧をセンス端子に印加するとともに、センス端子に流れた電流に応じて増幅率を段階的に切り替えることにより、パワー半導体デバイスの主領域と電流検出用領域との特性の差を補正することを特徴とするパワー半導体デバイスの電流検出回路。
【請求項1】
パワー半導体デバイスを主領域と電流検出用領域とに分け、電流検出用領域にセンス端子を接続したセンス機能付きパワー半導体デバイスに、前記センス端子に電流検出回路を接続したパワー半導体デバイスの電流検出回路において、
前記電流検出回路は、オペアンプと抵抗からなる電流−電圧変換回路と、可変電圧出力回路とを備え、前記電流−電圧変換回路の第1入力端子をセンス端子に接続し、第2入力端子を前記可変電圧出力回路に接続し、電流−電圧変換回路の出力を可変電圧源の制御入力に接続し、
前記センス端子に流れる電流に応じて可変電圧出力回路の出力電圧を調整することにより、パワー半導体デバイスの主領域と電流検出用領域との特性の差を補正することを特徴とするパワー半導体デバイスの電流検出回路。
【請求項2】
パワー半導体デバイスを主領域と電流検出用領域とに分け、電流検出用領域にセンス端子を接続したセンス機能付きパワー半導体デバイスに、前記センス端子に電流検出回路を接続したパワー半導体デバイスの電流検出回路において、
前記電流検出回路は、オペアンプと抵抗からなる電流−電圧変換回路と、可変抵抗器とを備え、この可変抵抗器の一端を前記センス端子に接続し、他端を電流−電圧変換回路の入力端子に接続し、
前記可変抵抗器の抵抗値を調整することにより、パワー半導体デバイスの主領域と電流検出用領域との特性の差を補正することを特徴とするパワー半導体デバイスの電流検出回路。
【請求項3】
パワー半導体デバイスを主領域と電流検出用領域とに分け、電流検出用領域にセンス端子を接続したセンス機能付きパワー半導体デバイスに、前記センス端子に電流検出回路を接続したパワー半導体デバイスの電流検出回路において、
前記電流検出回路は、オペアンプと抵抗からなる電流−電圧変換回路と、増幅率の切り替え機能を備えた増幅回路と、前記増幅率を切り替えるための信号を発生するコンパレータとからなり、
前記電流−電圧変換回路の第1の端子は前記センス端子に接続され、同じく第2の端子は前記増幅回路の出力に接続され、電流−電圧変換回路の出力は増幅回路の入力とコンパレータの入力とに接続され、
センス端子に流れた電流に前記増幅率を乗じた電圧をセンス端子に印加するとともに、センス端子に流れた電流に応じて増幅率を段階的に切り替えることにより、パワー半導体デバイスの主領域と電流検出用領域との特性の差を補正することを特徴とするパワー半導体デバイスの電流検出回路。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【公開番号】特開2011−149926(P2011−149926A)
【公開日】平成23年8月4日(2011.8.4)
【国際特許分類】
【出願番号】特願2010−254900(P2010−254900)
【出願日】平成22年11月15日(2010.11.15)
【出願人】(000005234)富士電機株式会社 (3,146)
【Fターム(参考)】
【公開日】平成23年8月4日(2011.8.4)
【国際特許分類】
【出願日】平成22年11月15日(2010.11.15)
【出願人】(000005234)富士電機株式会社 (3,146)
【Fターム(参考)】
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