マイクロ波発振器
【課題】９０度ハイブリッド回路を用いて、低周波の基本周波数から位相雑音特性に優れた高周波出力信号を効率よく取り出すことができるマイクロ波発振器を提供する。
【解決手段】第１の発振器１から基本周波数の第１の発振信号を出力し、第２の発振器２から第１の発振信号に対して逆位相となる基本周波数の第２の発振信号を出力する。９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１が、第１の発振器１から出力された第１の発振信号と第２の発振器２から出力された第２の発振信号とを同位相で合成し、出力ポートＰ５から基本周波数ｆ１の４倍周波数の高周波信号を出力する。このとき、基本周波数ｆ１、２倍の周波数ｆ２、及び３倍の周波数ｆ３の振幅はゼロとなって出力されない。よって、基本周波数ｆ１の４倍周波数の高周波信号は低位相雑音となって出力される。
【解決手段】第１の発振器１から基本周波数の第１の発振信号を出力し、第２の発振器２から第１の発振信号に対して逆位相となる基本周波数の第２の発振信号を出力する。９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１が、第１の発振器１から出力された第１の発振信号と第２の発振器２から出力された第２の発振信号とを同位相で合成し、出力ポートＰ５から基本周波数ｆ１の４倍周波数の高周波信号を出力する。このとき、基本周波数ｆ１、２倍の周波数ｆ２、及び３倍の周波数ｆ３の振幅はゼロとなって出力されない。よって、基本周波数ｆ１の４倍周波数の高周波信号は低位相雑音となって出力される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、高周波用の無線機器や通信機器等に用いられるマイクロ波発振器に係り、とくには、基本波に対して偶数倍の周波数の高周波信号を生成するマイクロ波発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
マイクロ波発振器等においては出力周波数の近傍に不要なエネルギが発生し、これが位相雑音信号となる。一方、マイクロ波通信等で用いられる局所信号は優れた位相雑音特性が必要とされる。したがって、低い位相雑音特性の高周波出力が必要なマイクロ波発振器を構成するための発振素子としては、位相雑音特性に影響する１／ｆ雑音の少ないシリコントランジスタが用いられることが多い。ところが、シリコントランジスタの素子としての発振可能周波数には限界があり、現状の製造プロセスでは、大凡１０ＧＨｚ程度の発振周波数が発振素子として使用可能な周波数の限界である。したがって、マイクロ波通信等で用いられる局所信号の周波数が１０ＧＨｚを超えるような場合には、マイクロ波発振器を逓倍器と共に使用することとなる。つまり、一般的なマイクロ波発振器は、シリコントランジスタを用いて低周波の発振回路を構成し、その発振信号を逓倍器によって逓倍して所望の高周波信号を得ている。
【０００３】
このようなマイクロ波発振器では、低周波の発振回路と逓倍器の構成以外に、逓倍器が動作する信号レベルまで発振信号を増幅させる増幅回路や、不要な高調波成分を抑圧するためのフィルタ等が必要となり、その結果、マイクロ波発振器の回路構成が複雑かつ大規模になってしまう。言い換えると、低周波の発振回路と逓倍器とを組み合わせたマイクロ波発振器の回路構成では、部品点数が多くなって回路規模が複雑になることでコスト高になると共に、構成コンポーネントの電気的特性のばらつきによって出力特性に悪影響を及ぼすおそれがある。
【０００４】
ところで、特許文献１には、２つの発信器を逆相で動作させるプッシュプッシュ発信器が開示されている。
【特許文献１】特開２０００−２２３９４４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１は、プッシュプッシュ発信器が本来目的としている２倍波を効率良く取り出す方法を提唱しているだけであり、本願が解決しようとする課題、すなわち、回路構成の簡略化と高周波出力の効率化を実現しようとする課題との関連性は低い。
【０００６】
この発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、９０度ハイブリッド回路を用いた単純な回路構成により、低周波の基本周波数から位相雑音特性に優れた高周波出力信号を効率よく取り出すことができるマイクロ波発振器を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の課題を解決するために、この発明の構成は、基本周波数の発振信号を用いて基本周波数より高い周波数の高周波信号を生成するマイクロ波発振器に係り、２系統の基本周波数の発振信号を９０度ハイブリット回路によって同位相で合成し、基本周波数の４倍周波数の高周波信号を生成するように構成されている。
【発明の効果】
【０００８】
この発明の構成によれば、９０度ハイブリッド回路の出力ポートには、第１の発振器で発振した基本周波数ｆ１の４倍の周波数成分の信号を効率よく取り出すことができる。この際、基本周波数（ｆ１）、２倍の周波数（２×ｆ１）、及び３倍の周波数（３×ｆ１）の周波数成分の信号はいずれも逆位相の合成になってキャンセルされ、９０度ハイブリッド回路の出力ポートにはそれらの成分の信号は現われない。
【０００９】
さらに、低位相雑音も実現できる。この理由は、この発明の回路構成を採ることにより、９０度ハイブリッド回路の出力ポートの出力信号は、２つの入力ポートからの信号が同位相で合成されているため、１つの発振器の出力信号に比べて電圧振幅が２倍、電力換算で６ｄＢ上昇していることになる。
【００１０】
一方、雑音電力は、入出力信号に相関をもたない熱雑音がその主原因であることから、９０度ハイブリッド回路の出力ポートの出力信号は１つの発振器の信号レベルの無相関での加算となる、つまり電力換算で３ｄＢの上昇となる。
【００１１】
したがって、信号対雑音比である位相雑音特性は、１つの発振器での出力信号にくらべて３ｄＢ改善されることになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
好適な実施形態としては、基本周波数の第１の発振信号を出力する第１の発振器と、第１の発振信号に対して逆位相となる基本周波数の第２の発振信号を出力する第２の発振器と、第１の発振器から出力された第１の発振信号と第２の発振器から出力された第２の発振信号とを同位相で合成し、基本周波数の４倍周波数の高周波信号を出力する９０度ハイブリット回路とを備えている。
【００１３】
すなわち、この実施形態のマイクロ波発振器は、基本周波数の発振信号を出力する発振回路２つを基本周波数で位相関係が逆位相となるように回路構成し、それぞれの出力信号を基本周波数の９０度ハイブリット回路で合成することにより、基本周波数及びその２倍と３倍の周波数成分の信号を抑圧し、基本周波数の４倍周波数の高周波信号を効率的に取り出すことができる。
【００１４】
前記９０度ハイブリット回路は、前記基本周波数の近傍のみにおいて、前記第１の発振信号の２系統の分配信号の位相差、及び前記第２の発振信号の２系統の分配信号の位相差が、それぞれ９０度となる狭帯域の周波数特性を有している。
【００１５】
前記９０度ハイブリット回路は、前記第１の発振信号と前記第２発振信号とを同位相で合成することにより、前記基本周波数の信号の振幅、該基本周波数の２倍周波数の信号の振幅、及び該基本周波数の３倍周波数の信号の振幅を、それぞれゼロにする。
【実施形態１】
【００１６】
以下、この発明の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、以下に説明する各実施形態において、同一の構造要素は同一の符号を付して示し、かつ重複する説明は省略する。
【００１７】
図１は、この発明の第1の実施形態に係るマイクロ波発振器の回路構成図である。このマイクロ波発振器は、第１の発振器１、第１の発振器１と逆位相で発振する第２の発振器２、及び９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１を備えて構成され、負荷抵抗Ｒ１に接続されている。
【００１８】
第１の発振器１の部分は次のように構成されている。すなわち、発振素子であるトランジスタＴＲ１のコレクタが接地され、トランジスタＴＲ１のベース−エミッタ間はコンデンサＣ１と接続されている。また、トランジスタＴＲ１のエミッタには、他方が接地されたコンデンサＣ２及び他方が発振信号の出力側のポートＰ１となるコンデンサＣ３に接続されている。さらに、トランジスタＴＲ１のベースには、他方が負荷抵抗Ｒ１に接続されるポートＰ２となるインダクタンスＬ１が接続されている。
【００１９】
また、第２の発振器２の部分の構成は第１の発振器１と同じ構成であり、その構成素子も第１の発振器１のそれぞれの素子と同じである。すなわち、トランジスタＴＲ２＝ＴＲ１、コンデンサコンデンサＣ４＝Ｃ１、コンデンサＣ５＝Ｃ２、コンデンサＣ６＝Ｃ３、インダクタンスＬ２＝Ｌ１となる素子であり、また、ポートＰ３＝Ｐ１、ポートＰ４＝Ｐ２に相当するポートである。
【００２０】
また、第１の発振器１と第２の発振器２は、ポートＰ２とポートＰ４が片側接地された負荷抵抗Ｒ１に接続され、ポートＰ１とポートＰ３は、基本周波数ｆ１での９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１へ、それぞれ、ポートＰ１が端子Ｑ１に接続され、ポートＰ４が端子Ｑ２に接続されている。さらに、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の端子Ｑ３と端子Ｑ４は、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の信号の出力ポートＰ５へ接続されている。
【００２１】
ここで、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１は周波数特性が狭いものを選ぶものとする。具体的には、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の分配信号Ｑ１→Ｑ３と分配信号Ｑ１→Ｑ４の位相差９０度が成立するのが基本周波数ｆ１の近傍のみであり、基本周波数ｆ１のＮ倍の周波数（高周波）においては、位相差がＮ×９０度というように位相差が９０度よりかなり大きくなっているものとする。
【００２２】
以上のような構成を採ることにより、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の信号の出力ポートＰ５から第１の発振器１及び第２の発振器２で発振している基本周波数ｆ１の４倍の周波数成分の信号のみを効率よく取り出すことが可能となる。その詳細な理由については以下の動作説明のところで説明する。
【００２３】
次に、図１に示すマイクロ波発振器の動作について詳細に説明する。先ず、図１に示すマイクロ波発振器の中で基本となる発振器の動作状態について説明する。図２は、図１に示すマイクロ波発振器の基本発振回路となるコルピッツ型発振器の基本回路及び等価回路の構成図である。
【００２４】
図２（ａ）は、コルピッツ型発振器における基本発振回路の構成図である。図２（ａ）に示すように、コルピッツ型発振器の基本回路は、発振素子であるトランジスタＴＲ１のベース−エミッタ間にコンデンサＣ１が接続され、コレクタ−エミッタ間にコンデンサＣ２が接続され、さらに、コレクタ−ベース間にインダクタＬ１が接続された構成となっている。
【００２５】
図２（ａ）の構成においてトランジスタＴＲ１のコレクタを接地した場合の等価回路は図２（ｂ）で表現される。このようなコレクタ接地型のコルピッツ型発振器の発振条件について説明するために、発振素子のトランジスタＴＲ１を等価回路として、入力抵抗Ｒｉと電流源Ｉｃからなる回路とした場合のモデルを図２（ｃ）に示す。
【００２６】
さらに、図２（ｄ）は、図２（ｃ）の回路を解析のために理解を容易にするために表現した等価回路である。すなわち、図２（ｄ）に示す等価回路は、発振状態でのトランジスタＴＲ１の電流増幅率ｈＦＥが回路の電流帰還係数Ｉｃ／Ｉｂと等しくなる条件にて発振を行う。
【００２７】
図２（ｄ）において、電流Ｉｂと電流Ｉｃの分流比は計算により求められ、式（１）が導かれる。
Ｉｂ＝−Ｉｃ／｛（１−ω＾２×Ｌ１×Ｃ２）＋ｊ（Ｃ１＋Ｃ２−ω＾２×Ｃ１×Ｃ２×Ｌ１）×ω×Ｒｉ｝………（式１）
ここで、コンピュータ計算式に従って、ω＾は、ωのベキ乗であり、また、ω＾２は、ω２である。
【００２８】
この（式１）を変形すると、式（２）のようになる。
Ｉｃ／Ｉｂ＝（ω＾２×Ｌ１×Ｃ２−１）−ｊ（Ｃ１＋Ｃ２−ω＾２×Ｃ１×Ｃ２×Ｌ１）×ω×Ｒｉ｝………（式２）
【００２９】
したがって、発振条件は、式（３）及び式（４）のようになる。
ω＾２×Ｌ１×Ｃ２!!１＝ｈＦＥ………（式３）
Ｃ１＋Ｃ２−ω＾２×Ｃ１×Ｃ２×Ｌ１）×ω×Ｒｉ＝０………（式４）
【００３０】
したがって、上記の（式４）より発振周波数ωが求まり、そのωにおいて（式３）が成立する場合に発振が可能となる。
【００３１】
これに対して、図１における第１の発振器１及び第２の発振器２は、ポートＰ２及びポートＰ４がそれぞれ接地状態にあると考えた場合は図２（ｂ）と等価な発振回路となる。なお、コンデンサＣ３とポートＰ１、及びコンデンサＣ６とポートＰ３は、それぞれ、発振器の信号を取り出すための結合コンデンサ及び信号出力ポートであり、発振器の発振条件に対して影響を与えないような疎な結合の構成であるものとする。
【００３２】
ここで、図１の第１の発振器１と第２の発振器２が相互に位相相関なく発振した場合は、ポートＰ２及びポートＰ４にはそれぞれ終端抵抗２×Ｒ１が接続されているように見えることとなる。
この場合において、負荷抵抗Ｒ１の値を適切な値とすることで、終端抵抗２×Ｒ１が接続された状態では、発振条件を満たさないようにすることが可能となる。
【００３３】
なお、上記の（式１）において、Ｌ１→Ｌ１!!ｊ（２×Ｒ１／ω）とした解析は可能であるが、計算が複雑になるためここでは詳細な説明は割愛する。
【００３４】
一方、図１において、第１の発振器１及び第２の発振器２が同じ周波数でかつ逆位相で動作している場合は、ポートＰ２及びポートＰ４は仮想接地されていることとなり、その場合の発振周波数は負荷抵抗Ｒ１の値に関わらず（式３）及び（式４）にて求められる周波数となる。
【００３５】
以上のような理由により、図１の構成をとったマイクロ波発振器の回路においては、第１の発振器１と第２の発振器２とが同一周波数かつ逆位相で動作していることになる。なお、このときの発振周波数を基本周波数ｆ１とする。
【００３６】
このとき、一般的に発振器の出力波形は歪を含んだパルス波形に近い形をしていることから、その出力信号のスペクトラムは基本発振周波数ｆ１の高次の成分を多く含んでいることを考慮すると、ポートＰ１とポートＰ３における出力信号の位相差について、基本発振周波数ｆ１の成分が逆位相（位相差１８０°）である場合には、２次の高調波ｆ２に関しては同位相（位相差１８０°×２＝３６０°）、以下同様に３次の高調波ｆ３は逆相、４次の高調波ｆ４は同位相の関係にあると考えることができる。
【００３７】
したがって、図１で示すマイクロ波発振器の回路において、ポートＰ１及びポートＰ３の出力信号が上述したような周波数・位相関係にあり、かつ、それぞれのポートＰ１、Ｐ３が、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の分配信号Ｑ１→Ｑ３と分配信号Ｑ２→Ｑ４の位相差９０度が成立するのが基本周波数ｆ１の近傍のみであるような９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１に接続されている場合は、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の出力端子Ｑ３、Ｑ４及びそれを合成したポートＰ５での出力信号の周波数成分ごとの位相間関係を計算すると、図３で示した図表のようになる。なお、図３は、図１のマイクロ波発振器の回路構成における、各ポートでの発振信号の周波数成分ごとの振幅・位相の関係を示す図表である。
【００３８】
図３の図表を考察すると、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１において周波数ｎ×ｆ１における各端子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の分配特性は、分配信号Ｑ１→Ｑ３と分配信号Ｑ２→Ｑ４は、それぞれ、振幅１/２で、位相＋βであるが、分配信号Ｑ１→Ｑ４と分配信号Ｑ２→Ｑ３は、それぞれ、振幅１/２で、位相＋β＋ｎ×９０°となる。
【００３９】
そこで、基本周波数ｆ１は、Ｐ１→Ｑ１の信号が振幅Ａ、位相αのとき、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の動作によって、分配信号Ｑ１→Ｑ３は振幅Ａ/２、位相α＋β、分配信号Ｑ１→Ｑ４は振幅Ａ/２、位相α＋β＋９０°となる。また、Ｐ３→Ｑ２の信号が振幅Ａ、位相α＋１８０°のとき、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の動作によって、分配信号Ｑ２→Ｑ３は振幅Ａ/２、位相α＋β＋２７０°、分配信号Ｑ２→Ｑ４は振幅Ａ/２、位相α＋β＋１８０°となる。
【００４０】
したがって、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の端子Ｑ３の信号は振幅Ａ/√２、位相α＋β−４５°、端子Ｑ４の信号は振幅Ａ/√２、位相α＋β＋１３５°となるので、端子Ｑ３の信号と端子Ｑ４の信号が合成されたポートＰ５の信号は振幅が０となる。
【００４１】
また、基本周波数ｆ１の２倍の周波数（２×ｆ１）の成分は、Ｐ１→Ｑ１の信号が振幅Ａ、位相αのとき、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の動作によって、分配信号Ｑ１→Ｑ３は振幅Ａ/２、位相α＋β、分配信号Ｑ１→Ｑ４は振幅Ａ/２、位相α＋β＋１８０°となる。一方、Ｐ３→Ｑ２の信号が振幅Ａ、位相αのとき、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の動作によって、分配信号Ｑ２→Ｑ３は振幅Ａ/２、位相α＋β＋１８０°、分配信号Ｑ２→Ｑ４は振幅Ａ/２、位相α＋βとなる。
【００４２】
したがって、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の端子Ｑ３の信号は振幅０、端子Ｑ４の信号は振幅０となるので、端子Ｑ３の信号と端子Ｑ４の信号が合成されたポートＰ５の信号は振幅が０となる。
【００４３】
また、基本周波数ｆ１の３倍の周波数（３×ｆ１）の成分は、Ｐ１→Ｑ１の信号が振幅Ａ、位相αのとき、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の動作によって、分配信号Ｑ１→Ｑ３は振幅Ａ/２、位相α＋β、分配信号Ｑ１→Ｑ４は振幅Ａ/２、位相α＋β＋２７０°となる。一方、Ｐ３→Ｑ２の信号が振幅Ａ、位相α＋１８０°のとき、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の動作によって、分配信号Ｑ２→Ｑ３は振幅Ａ/２、位相α＋β＋９０°、分配信号Ｑ２→Ｑ４は振幅Ａ/２、位相α＋β＋１８０°となる。
【００４４】
したがって、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の端子Ｑ３の信号は振幅Ａ/√２、位相α＋β＋４５°、端子Ｑ４の信号は振幅Ａ/√２、位相α＋β＋２２５°となるので、端子Ｑ３の信号と端子Ｑ４の信号が合成されたポートＰ５の信号は振幅が０となる。
【００４５】
さらに、基本周波数ｆ１の４倍の周波数（４×ｆ１）の成分は、Ｐ１→Ｑ１の信号が振幅Ａ、位相αのとき、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の動作によって、分配信号Ｑ１→Ｑ３は振幅Ａ/２、位相α＋β、分配信号Ｑ１→Ｑ４は振幅Ａ/２、位相α＋βとなる。一方、Ｐ３→Ｑ２の信号が振幅Ａ、位相αのとき、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の動作によって、分配信号Ｑ２→Ｑ３は振幅Ａ/２、位相α＋β、分配信号Ｑ２→Ｑ４は振幅Ａ/２、位相α＋βとなる。
【００４６】
したがって、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の端子Ｑ３の信号は振幅Ａ、位相α＋β、端子Ｑ４の信号は振幅Ａ、位相α＋βとなるので、端子Ｑ３の信号と端子Ｑ４の信号が合成されたポートＰ５の信号は振幅が２×Ａ、位相がα＋βとなる。
【００４７】
このような図３の図表の計算結果により、出力ポートＰ５においては基本周波数成分ｆ１とその高調波成分２×ｆ２及び３×ｆ３は、逆位相の関係で合成されることにより、信号成分がキャンセルされて出力としては現われず、基本波周波数ｆ１の４倍の周波数の高調波４×ｆ１の成分のみが効率よく取り出されていることが分かる。
【実施形態２】
【００４８】
図１に示した第1の実施形態に係るマイクロ波発振器の回路構成は、発振周波数条件の計算等の説明を簡単にするために、ＲＦ（Radio Frequency）的に影響する素子のみが記述されており、バイアス回路等の部分の素子は省略されている。そこで、第２の実施形態では、実用上の回路に合わせてバイアス回路等を含め、さらに周波数可変が可能となるように共振回路の部分に、可変容量ダイオードであるバラクタダイオードを付け加えた回路構成について説明する。
【００４９】
図４は、この発明の第２の実施形態に係るバイアス回路を含んだマイクロ波発振器の回路構成図である。このマイクロ波発振器は、第１の発振器１ａ、第２の発振器２ａ、及び９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１を備えて構成され、負荷抵抗Ｒ１に接続されている。なお、第１の発振器１ａと第２の発振器２ａは同じ構成である。
【００５０】
ここで、コンデンサＣ１１とインダクタンスＬ１１及びコンデンサＣ２１とインダクタンスＬ２１はトランジスタＴＲ１、ＴＲ２のコレクタへのバイアス供給回路であり、コンデンサＣ１２及びコンデンサＣ２２はＲＦ電圧（高周波電圧）をショートし、ＤＣ電圧をブロックする役割を果たすコンデンサである。
【００５１】
また、抵抗Ｒ１１及び抵抗Ｒ２１はトランジスタＴＲ１、ＴＲ２のベースへのバイアス供給抵抗であり、インダクタンスＬ１２及びインダクタンスＬ２２はＤＣ電圧がショートで、ＲＦ電圧がオープンとなるインダクタンスであり、コンデンサＣ３１はＲＦ電圧をショートするコンデンサである。また、Ｘ１及びＸ２はバラクタダイオード（可変容量ダイオード）となっている。
【００５２】
また、図１におけるＬ１に相当するインダクタンスは、図４におけるコンデンサＣ１３とインダクタＬ１’とバラクタダイオードＸ１とによる合成インダクタンスとなる。さらに、図１におけるＬ２に相当するインダクタンスは、図４におけるコンデンサＣ２３とインダクタＬ２’とバラクタダイオードＸ２とによる合成インダクタンスとなる。
【００５３】
さらに、マイクロ波領域でこの実施形態のマイクロ波発振回路を実現させる場合は、浮遊容量の影響や自己共振周波数の影響により実現の難しい集中定数部分を分布定数回路に置き換える必要がある。図５は、図４に示す第２の実施形態のマイクロ波発振器を分布定数回路に置き換えた回路構成図である。
【００５４】
図５において、スタブＳ１及びスタブＳ４は、それぞれ、図４のコンデンサＣ１２及びコンデンサＣ２２に相当し、スタブＳ２及びスタブＳ５は、それぞれ、図４のインダクタンスＬ１’及びインダクタンスＬ２’に相当する。また、スタブＳ３及びスタブＳ６は、それぞれ、図４のコンデンサＣ２及びコンデンサＣ５に相当し、カップラＫ１及びカップラＫ２は図４のコンデンサＣ３及びコンデンサＣ６に相当する。
【００５５】
さらに、トランジスタＴＲ１及びトランジスタＴＲ２の素子自体に内在するベース−エミッタ間の浮遊容量は図４のコンデンサＣ１及びコンデンサＣ２に相当する。図５に示すように、コルピッツ型発振器は、回路素子を分布定数に置き換えて回路を構成することができる。
【００５６】
以上、この発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があってもこの発明に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００５７】
この発明のマイクロ波発振器は、マイクロ波通信やミリ波通信における局所信号のような、高周波数かつ低位相雑音特性が必要とされる信号を発生させることができるので、コストと性能の両面で優位性をもって無線機器や高周波通信機器等に有効に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】この発明の第1の実施形態に係るマイクロ波発振器の回路構成図である。
【図２】図１に示すマイクロ波発振器の基本発振回路となるコルピッツ型発振器の基本回路及び等価回路の構成図である。
【図３】図１のマイクロ波発振器の回路構成における、各ポートでの発振信号の周波数成分ごとの振幅・位相の関係を示す図表である。
【図４】この発明の第２の実施形態に係るバイアス回路を含んだマイクロ波発振器の回路構成図である。
【図５】図４に示す第２の実施形態のマイクロ波発振器を分布定数回路に置き換えた回路構成図である。
【符号の説明】
【００５９】
１、１ａ 第１の発振器
２、２ａ 第２の発振器
ＨＹＢ１ ９０度ハイブリッド回路
ＴＲ１、ＴＲ２ トランジスタ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５、Ｃ６ コンデンサ
Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３ コンデンサ
Ｃ２１、Ｃ２２、Ｃ２３、Ｃ３１ コンデンサ
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ１’，Ｌ２’ インダクタンス
Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ２１、Ｌ２２ インダクタンス
Ｒ１、Ｒ１１、Ｒ１２ 抵抗
Ｘ１、Ｘ２ バラクタダイオード
Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４ ポート
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ 端子
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６ スタブ
Ｋ１、Ｋ２ カップラ
【技術分野】
【０００１】
この発明は、高周波用の無線機器や通信機器等に用いられるマイクロ波発振器に係り、とくには、基本波に対して偶数倍の周波数の高周波信号を生成するマイクロ波発振器に関する。
【背景技術】
【０００２】
マイクロ波発振器等においては出力周波数の近傍に不要なエネルギが発生し、これが位相雑音信号となる。一方、マイクロ波通信等で用いられる局所信号は優れた位相雑音特性が必要とされる。したがって、低い位相雑音特性の高周波出力が必要なマイクロ波発振器を構成するための発振素子としては、位相雑音特性に影響する１／ｆ雑音の少ないシリコントランジスタが用いられることが多い。ところが、シリコントランジスタの素子としての発振可能周波数には限界があり、現状の製造プロセスでは、大凡１０ＧＨｚ程度の発振周波数が発振素子として使用可能な周波数の限界である。したがって、マイクロ波通信等で用いられる局所信号の周波数が１０ＧＨｚを超えるような場合には、マイクロ波発振器を逓倍器と共に使用することとなる。つまり、一般的なマイクロ波発振器は、シリコントランジスタを用いて低周波の発振回路を構成し、その発振信号を逓倍器によって逓倍して所望の高周波信号を得ている。
【０００３】
このようなマイクロ波発振器では、低周波の発振回路と逓倍器の構成以外に、逓倍器が動作する信号レベルまで発振信号を増幅させる増幅回路や、不要な高調波成分を抑圧するためのフィルタ等が必要となり、その結果、マイクロ波発振器の回路構成が複雑かつ大規模になってしまう。言い換えると、低周波の発振回路と逓倍器とを組み合わせたマイクロ波発振器の回路構成では、部品点数が多くなって回路規模が複雑になることでコスト高になると共に、構成コンポーネントの電気的特性のばらつきによって出力特性に悪影響を及ぼすおそれがある。
【０００４】
ところで、特許文献１には、２つの発信器を逆相で動作させるプッシュプッシュ発信器が開示されている。
【特許文献１】特開２０００−２２３９４４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１は、プッシュプッシュ発信器が本来目的としている２倍波を効率良く取り出す方法を提唱しているだけであり、本願が解決しようとする課題、すなわち、回路構成の簡略化と高周波出力の効率化を実現しようとする課題との関連性は低い。
【０００６】
この発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、９０度ハイブリッド回路を用いた単純な回路構成により、低周波の基本周波数から位相雑音特性に優れた高周波出力信号を効率よく取り出すことができるマイクロ波発振器を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の課題を解決するために、この発明の構成は、基本周波数の発振信号を用いて基本周波数より高い周波数の高周波信号を生成するマイクロ波発振器に係り、２系統の基本周波数の発振信号を９０度ハイブリット回路によって同位相で合成し、基本周波数の４倍周波数の高周波信号を生成するように構成されている。
【発明の効果】
【０００８】
この発明の構成によれば、９０度ハイブリッド回路の出力ポートには、第１の発振器で発振した基本周波数ｆ１の４倍の周波数成分の信号を効率よく取り出すことができる。この際、基本周波数（ｆ１）、２倍の周波数（２×ｆ１）、及び３倍の周波数（３×ｆ１）の周波数成分の信号はいずれも逆位相の合成になってキャンセルされ、９０度ハイブリッド回路の出力ポートにはそれらの成分の信号は現われない。
【０００９】
さらに、低位相雑音も実現できる。この理由は、この発明の回路構成を採ることにより、９０度ハイブリッド回路の出力ポートの出力信号は、２つの入力ポートからの信号が同位相で合成されているため、１つの発振器の出力信号に比べて電圧振幅が２倍、電力換算で６ｄＢ上昇していることになる。
【００１０】
一方、雑音電力は、入出力信号に相関をもたない熱雑音がその主原因であることから、９０度ハイブリッド回路の出力ポートの出力信号は１つの発振器の信号レベルの無相関での加算となる、つまり電力換算で３ｄＢの上昇となる。
【００１１】
したがって、信号対雑音比である位相雑音特性は、１つの発振器での出力信号にくらべて３ｄＢ改善されることになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
好適な実施形態としては、基本周波数の第１の発振信号を出力する第１の発振器と、第１の発振信号に対して逆位相となる基本周波数の第２の発振信号を出力する第２の発振器と、第１の発振器から出力された第１の発振信号と第２の発振器から出力された第２の発振信号とを同位相で合成し、基本周波数の４倍周波数の高周波信号を出力する９０度ハイブリット回路とを備えている。
【００１３】
すなわち、この実施形態のマイクロ波発振器は、基本周波数の発振信号を出力する発振回路２つを基本周波数で位相関係が逆位相となるように回路構成し、それぞれの出力信号を基本周波数の９０度ハイブリット回路で合成することにより、基本周波数及びその２倍と３倍の周波数成分の信号を抑圧し、基本周波数の４倍周波数の高周波信号を効率的に取り出すことができる。
【００１４】
前記９０度ハイブリット回路は、前記基本周波数の近傍のみにおいて、前記第１の発振信号の２系統の分配信号の位相差、及び前記第２の発振信号の２系統の分配信号の位相差が、それぞれ９０度となる狭帯域の周波数特性を有している。
【００１５】
前記９０度ハイブリット回路は、前記第１の発振信号と前記第２発振信号とを同位相で合成することにより、前記基本周波数の信号の振幅、該基本周波数の２倍周波数の信号の振幅、及び該基本周波数の３倍周波数の信号の振幅を、それぞれゼロにする。
【実施形態１】
【００１６】
以下、この発明の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、以下に説明する各実施形態において、同一の構造要素は同一の符号を付して示し、かつ重複する説明は省略する。
【００１７】
図１は、この発明の第1の実施形態に係るマイクロ波発振器の回路構成図である。このマイクロ波発振器は、第１の発振器１、第１の発振器１と逆位相で発振する第２の発振器２、及び９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１を備えて構成され、負荷抵抗Ｒ１に接続されている。
【００１８】
第１の発振器１の部分は次のように構成されている。すなわち、発振素子であるトランジスタＴＲ１のコレクタが接地され、トランジスタＴＲ１のベース−エミッタ間はコンデンサＣ１と接続されている。また、トランジスタＴＲ１のエミッタには、他方が接地されたコンデンサＣ２及び他方が発振信号の出力側のポートＰ１となるコンデンサＣ３に接続されている。さらに、トランジスタＴＲ１のベースには、他方が負荷抵抗Ｒ１に接続されるポートＰ２となるインダクタンスＬ１が接続されている。
【００１９】
また、第２の発振器２の部分の構成は第１の発振器１と同じ構成であり、その構成素子も第１の発振器１のそれぞれの素子と同じである。すなわち、トランジスタＴＲ２＝ＴＲ１、コンデンサコンデンサＣ４＝Ｃ１、コンデンサＣ５＝Ｃ２、コンデンサＣ６＝Ｃ３、インダクタンスＬ２＝Ｌ１となる素子であり、また、ポートＰ３＝Ｐ１、ポートＰ４＝Ｐ２に相当するポートである。
【００２０】
また、第１の発振器１と第２の発振器２は、ポートＰ２とポートＰ４が片側接地された負荷抵抗Ｒ１に接続され、ポートＰ１とポートＰ３は、基本周波数ｆ１での９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１へ、それぞれ、ポートＰ１が端子Ｑ１に接続され、ポートＰ４が端子Ｑ２に接続されている。さらに、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の端子Ｑ３と端子Ｑ４は、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の信号の出力ポートＰ５へ接続されている。
【００２１】
ここで、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１は周波数特性が狭いものを選ぶものとする。具体的には、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の分配信号Ｑ１→Ｑ３と分配信号Ｑ１→Ｑ４の位相差９０度が成立するのが基本周波数ｆ１の近傍のみであり、基本周波数ｆ１のＮ倍の周波数（高周波）においては、位相差がＮ×９０度というように位相差が９０度よりかなり大きくなっているものとする。
【００２２】
以上のような構成を採ることにより、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の信号の出力ポートＰ５から第１の発振器１及び第２の発振器２で発振している基本周波数ｆ１の４倍の周波数成分の信号のみを効率よく取り出すことが可能となる。その詳細な理由については以下の動作説明のところで説明する。
【００２３】
次に、図１に示すマイクロ波発振器の動作について詳細に説明する。先ず、図１に示すマイクロ波発振器の中で基本となる発振器の動作状態について説明する。図２は、図１に示すマイクロ波発振器の基本発振回路となるコルピッツ型発振器の基本回路及び等価回路の構成図である。
【００２４】
図２（ａ）は、コルピッツ型発振器における基本発振回路の構成図である。図２（ａ）に示すように、コルピッツ型発振器の基本回路は、発振素子であるトランジスタＴＲ１のベース−エミッタ間にコンデンサＣ１が接続され、コレクタ−エミッタ間にコンデンサＣ２が接続され、さらに、コレクタ−ベース間にインダクタＬ１が接続された構成となっている。
【００２５】
図２（ａ）の構成においてトランジスタＴＲ１のコレクタを接地した場合の等価回路は図２（ｂ）で表現される。このようなコレクタ接地型のコルピッツ型発振器の発振条件について説明するために、発振素子のトランジスタＴＲ１を等価回路として、入力抵抗Ｒｉと電流源Ｉｃからなる回路とした場合のモデルを図２（ｃ）に示す。
【００２６】
さらに、図２（ｄ）は、図２（ｃ）の回路を解析のために理解を容易にするために表現した等価回路である。すなわち、図２（ｄ）に示す等価回路は、発振状態でのトランジスタＴＲ１の電流増幅率ｈＦＥが回路の電流帰還係数Ｉｃ／Ｉｂと等しくなる条件にて発振を行う。
【００２７】
図２（ｄ）において、電流Ｉｂと電流Ｉｃの分流比は計算により求められ、式（１）が導かれる。
Ｉｂ＝−Ｉｃ／｛（１−ω＾２×Ｌ１×Ｃ２）＋ｊ（Ｃ１＋Ｃ２−ω＾２×Ｃ１×Ｃ２×Ｌ１）×ω×Ｒｉ｝………（式１）
ここで、コンピュータ計算式に従って、ω＾は、ωのベキ乗であり、また、ω＾２は、ω２である。
【００２８】
この（式１）を変形すると、式（２）のようになる。
Ｉｃ／Ｉｂ＝（ω＾２×Ｌ１×Ｃ２−１）−ｊ（Ｃ１＋Ｃ２−ω＾２×Ｃ１×Ｃ２×Ｌ１）×ω×Ｒｉ｝………（式２）
【００２９】
したがって、発振条件は、式（３）及び式（４）のようになる。
ω＾２×Ｌ１×Ｃ２!!１＝ｈＦＥ………（式３）
Ｃ１＋Ｃ２−ω＾２×Ｃ１×Ｃ２×Ｌ１）×ω×Ｒｉ＝０………（式４）
【００３０】
したがって、上記の（式４）より発振周波数ωが求まり、そのωにおいて（式３）が成立する場合に発振が可能となる。
【００３１】
これに対して、図１における第１の発振器１及び第２の発振器２は、ポートＰ２及びポートＰ４がそれぞれ接地状態にあると考えた場合は図２（ｂ）と等価な発振回路となる。なお、コンデンサＣ３とポートＰ１、及びコンデンサＣ６とポートＰ３は、それぞれ、発振器の信号を取り出すための結合コンデンサ及び信号出力ポートであり、発振器の発振条件に対して影響を与えないような疎な結合の構成であるものとする。
【００３２】
ここで、図１の第１の発振器１と第２の発振器２が相互に位相相関なく発振した場合は、ポートＰ２及びポートＰ４にはそれぞれ終端抵抗２×Ｒ１が接続されているように見えることとなる。
この場合において、負荷抵抗Ｒ１の値を適切な値とすることで、終端抵抗２×Ｒ１が接続された状態では、発振条件を満たさないようにすることが可能となる。
【００３３】
なお、上記の（式１）において、Ｌ１→Ｌ１!!ｊ（２×Ｒ１／ω）とした解析は可能であるが、計算が複雑になるためここでは詳細な説明は割愛する。
【００３４】
一方、図１において、第１の発振器１及び第２の発振器２が同じ周波数でかつ逆位相で動作している場合は、ポートＰ２及びポートＰ４は仮想接地されていることとなり、その場合の発振周波数は負荷抵抗Ｒ１の値に関わらず（式３）及び（式４）にて求められる周波数となる。
【００３５】
以上のような理由により、図１の構成をとったマイクロ波発振器の回路においては、第１の発振器１と第２の発振器２とが同一周波数かつ逆位相で動作していることになる。なお、このときの発振周波数を基本周波数ｆ１とする。
【００３６】
このとき、一般的に発振器の出力波形は歪を含んだパルス波形に近い形をしていることから、その出力信号のスペクトラムは基本発振周波数ｆ１の高次の成分を多く含んでいることを考慮すると、ポートＰ１とポートＰ３における出力信号の位相差について、基本発振周波数ｆ１の成分が逆位相（位相差１８０°）である場合には、２次の高調波ｆ２に関しては同位相（位相差１８０°×２＝３６０°）、以下同様に３次の高調波ｆ３は逆相、４次の高調波ｆ４は同位相の関係にあると考えることができる。
【００３７】
したがって、図１で示すマイクロ波発振器の回路において、ポートＰ１及びポートＰ３の出力信号が上述したような周波数・位相関係にあり、かつ、それぞれのポートＰ１、Ｐ３が、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の分配信号Ｑ１→Ｑ３と分配信号Ｑ２→Ｑ４の位相差９０度が成立するのが基本周波数ｆ１の近傍のみであるような９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１に接続されている場合は、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の出力端子Ｑ３、Ｑ４及びそれを合成したポートＰ５での出力信号の周波数成分ごとの位相間関係を計算すると、図３で示した図表のようになる。なお、図３は、図１のマイクロ波発振器の回路構成における、各ポートでの発振信号の周波数成分ごとの振幅・位相の関係を示す図表である。
【００３８】
図３の図表を考察すると、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１において周波数ｎ×ｆ１における各端子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の分配特性は、分配信号Ｑ１→Ｑ３と分配信号Ｑ２→Ｑ４は、それぞれ、振幅１/２で、位相＋βであるが、分配信号Ｑ１→Ｑ４と分配信号Ｑ２→Ｑ３は、それぞれ、振幅１/２で、位相＋β＋ｎ×９０°となる。
【００３９】
そこで、基本周波数ｆ１は、Ｐ１→Ｑ１の信号が振幅Ａ、位相αのとき、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の動作によって、分配信号Ｑ１→Ｑ３は振幅Ａ/２、位相α＋β、分配信号Ｑ１→Ｑ４は振幅Ａ/２、位相α＋β＋９０°となる。また、Ｐ３→Ｑ２の信号が振幅Ａ、位相α＋１８０°のとき、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の動作によって、分配信号Ｑ２→Ｑ３は振幅Ａ/２、位相α＋β＋２７０°、分配信号Ｑ２→Ｑ４は振幅Ａ/２、位相α＋β＋１８０°となる。
【００４０】
したがって、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の端子Ｑ３の信号は振幅Ａ/√２、位相α＋β−４５°、端子Ｑ４の信号は振幅Ａ/√２、位相α＋β＋１３５°となるので、端子Ｑ３の信号と端子Ｑ４の信号が合成されたポートＰ５の信号は振幅が０となる。
【００４１】
また、基本周波数ｆ１の２倍の周波数（２×ｆ１）の成分は、Ｐ１→Ｑ１の信号が振幅Ａ、位相αのとき、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の動作によって、分配信号Ｑ１→Ｑ３は振幅Ａ/２、位相α＋β、分配信号Ｑ１→Ｑ４は振幅Ａ/２、位相α＋β＋１８０°となる。一方、Ｐ３→Ｑ２の信号が振幅Ａ、位相αのとき、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の動作によって、分配信号Ｑ２→Ｑ３は振幅Ａ/２、位相α＋β＋１８０°、分配信号Ｑ２→Ｑ４は振幅Ａ/２、位相α＋βとなる。
【００４２】
したがって、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の端子Ｑ３の信号は振幅０、端子Ｑ４の信号は振幅０となるので、端子Ｑ３の信号と端子Ｑ４の信号が合成されたポートＰ５の信号は振幅が０となる。
【００４３】
また、基本周波数ｆ１の３倍の周波数（３×ｆ１）の成分は、Ｐ１→Ｑ１の信号が振幅Ａ、位相αのとき、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の動作によって、分配信号Ｑ１→Ｑ３は振幅Ａ/２、位相α＋β、分配信号Ｑ１→Ｑ４は振幅Ａ/２、位相α＋β＋２７０°となる。一方、Ｐ３→Ｑ２の信号が振幅Ａ、位相α＋１８０°のとき、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の動作によって、分配信号Ｑ２→Ｑ３は振幅Ａ/２、位相α＋β＋９０°、分配信号Ｑ２→Ｑ４は振幅Ａ/２、位相α＋β＋１８０°となる。
【００４４】
したがって、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の端子Ｑ３の信号は振幅Ａ/√２、位相α＋β＋４５°、端子Ｑ４の信号は振幅Ａ/√２、位相α＋β＋２２５°となるので、端子Ｑ３の信号と端子Ｑ４の信号が合成されたポートＰ５の信号は振幅が０となる。
【００４５】
さらに、基本周波数ｆ１の４倍の周波数（４×ｆ１）の成分は、Ｐ１→Ｑ１の信号が振幅Ａ、位相αのとき、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の動作によって、分配信号Ｑ１→Ｑ３は振幅Ａ/２、位相α＋β、分配信号Ｑ１→Ｑ４は振幅Ａ/２、位相α＋βとなる。一方、Ｐ３→Ｑ２の信号が振幅Ａ、位相αのとき、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の動作によって、分配信号Ｑ２→Ｑ３は振幅Ａ/２、位相α＋β、分配信号Ｑ２→Ｑ４は振幅Ａ/２、位相α＋βとなる。
【００４６】
したがって、９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１の端子Ｑ３の信号は振幅Ａ、位相α＋β、端子Ｑ４の信号は振幅Ａ、位相α＋βとなるので、端子Ｑ３の信号と端子Ｑ４の信号が合成されたポートＰ５の信号は振幅が２×Ａ、位相がα＋βとなる。
【００４７】
このような図３の図表の計算結果により、出力ポートＰ５においては基本周波数成分ｆ１とその高調波成分２×ｆ２及び３×ｆ３は、逆位相の関係で合成されることにより、信号成分がキャンセルされて出力としては現われず、基本波周波数ｆ１の４倍の周波数の高調波４×ｆ１の成分のみが効率よく取り出されていることが分かる。
【実施形態２】
【００４８】
図１に示した第1の実施形態に係るマイクロ波発振器の回路構成は、発振周波数条件の計算等の説明を簡単にするために、ＲＦ（Radio Frequency）的に影響する素子のみが記述されており、バイアス回路等の部分の素子は省略されている。そこで、第２の実施形態では、実用上の回路に合わせてバイアス回路等を含め、さらに周波数可変が可能となるように共振回路の部分に、可変容量ダイオードであるバラクタダイオードを付け加えた回路構成について説明する。
【００４９】
図４は、この発明の第２の実施形態に係るバイアス回路を含んだマイクロ波発振器の回路構成図である。このマイクロ波発振器は、第１の発振器１ａ、第２の発振器２ａ、及び９０度ハイブリット回路ＨＹＢ１を備えて構成され、負荷抵抗Ｒ１に接続されている。なお、第１の発振器１ａと第２の発振器２ａは同じ構成である。
【００５０】
ここで、コンデンサＣ１１とインダクタンスＬ１１及びコンデンサＣ２１とインダクタンスＬ２１はトランジスタＴＲ１、ＴＲ２のコレクタへのバイアス供給回路であり、コンデンサＣ１２及びコンデンサＣ２２はＲＦ電圧（高周波電圧）をショートし、ＤＣ電圧をブロックする役割を果たすコンデンサである。
【００５１】
また、抵抗Ｒ１１及び抵抗Ｒ２１はトランジスタＴＲ１、ＴＲ２のベースへのバイアス供給抵抗であり、インダクタンスＬ１２及びインダクタンスＬ２２はＤＣ電圧がショートで、ＲＦ電圧がオープンとなるインダクタンスであり、コンデンサＣ３１はＲＦ電圧をショートするコンデンサである。また、Ｘ１及びＸ２はバラクタダイオード（可変容量ダイオード）となっている。
【００５２】
また、図１におけるＬ１に相当するインダクタンスは、図４におけるコンデンサＣ１３とインダクタＬ１’とバラクタダイオードＸ１とによる合成インダクタンスとなる。さらに、図１におけるＬ２に相当するインダクタンスは、図４におけるコンデンサＣ２３とインダクタＬ２’とバラクタダイオードＸ２とによる合成インダクタンスとなる。
【００５３】
さらに、マイクロ波領域でこの実施形態のマイクロ波発振回路を実現させる場合は、浮遊容量の影響や自己共振周波数の影響により実現の難しい集中定数部分を分布定数回路に置き換える必要がある。図５は、図４に示す第２の実施形態のマイクロ波発振器を分布定数回路に置き換えた回路構成図である。
【００５４】
図５において、スタブＳ１及びスタブＳ４は、それぞれ、図４のコンデンサＣ１２及びコンデンサＣ２２に相当し、スタブＳ２及びスタブＳ５は、それぞれ、図４のインダクタンスＬ１’及びインダクタンスＬ２’に相当する。また、スタブＳ３及びスタブＳ６は、それぞれ、図４のコンデンサＣ２及びコンデンサＣ５に相当し、カップラＫ１及びカップラＫ２は図４のコンデンサＣ３及びコンデンサＣ６に相当する。
【００５５】
さらに、トランジスタＴＲ１及びトランジスタＴＲ２の素子自体に内在するベース−エミッタ間の浮遊容量は図４のコンデンサＣ１及びコンデンサＣ２に相当する。図５に示すように、コルピッツ型発振器は、回路素子を分布定数に置き換えて回路を構成することができる。
【００５６】
以上、この発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があってもこの発明に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００５７】
この発明のマイクロ波発振器は、マイクロ波通信やミリ波通信における局所信号のような、高周波数かつ低位相雑音特性が必要とされる信号を発生させることができるので、コストと性能の両面で優位性をもって無線機器や高周波通信機器等に有効に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】この発明の第1の実施形態に係るマイクロ波発振器の回路構成図である。
【図２】図１に示すマイクロ波発振器の基本発振回路となるコルピッツ型発振器の基本回路及び等価回路の構成図である。
【図３】図１のマイクロ波発振器の回路構成における、各ポートでの発振信号の周波数成分ごとの振幅・位相の関係を示す図表である。
【図４】この発明の第２の実施形態に係るバイアス回路を含んだマイクロ波発振器の回路構成図である。
【図５】図４に示す第２の実施形態のマイクロ波発振器を分布定数回路に置き換えた回路構成図である。
【符号の説明】
【００５９】
１、１ａ 第１の発振器
２、２ａ 第２の発振器
ＨＹＢ１ ９０度ハイブリッド回路
ＴＲ１、ＴＲ２ トランジスタ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５、Ｃ６ コンデンサ
Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３ コンデンサ
Ｃ２１、Ｃ２２、Ｃ２３、Ｃ３１ コンデンサ
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ１’，Ｌ２’ インダクタンス
Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ２１、Ｌ２２ インダクタンス
Ｒ１、Ｒ１１、Ｒ１２ 抵抗
Ｘ１、Ｘ２ バラクタダイオード
Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４ ポート
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ 端子
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６ スタブ
Ｋ１、Ｋ２ カップラ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基本周波数の発振信号を用いて該基本周波数より高い周波数の高周波信号を生成するマイクロ波発振器であって、
２系統の前記基本周波数の発振信号を９０度ハイブリット回路によって同位相で合成し、該基本周波数の４倍周波数の高周波信号を生成する
ことを特徴とするマイクロ波発振器。
【請求項２】
基本周波数の発振信号を用いて該基本周波数より高い周波数の高周波信号を生成するマイクロ波発振器であって、
前記基本周波数の第１の発振信号を出力する第１の発振器と、
前記第１の発振信号に対して逆位相となる前記基本周波数の第２の発振信号を出力する第２の発振器と、
前記第１の発振器から出力された第１の発振信号と前記第２の発振器から出力された第２の発振信号とを同位相で合成し、前記基本周波数の４倍周波数の高周波信号を出力する９０度ハイブリット回路と
を備えてなることを特徴とするマイクロ波発振器。
【請求項３】
前記９０度ハイブリット回路は、前記基本周波数の近傍のみにおいて、前記第１の発振信号の２系統の分配信号の位相差、及び前記第２の発振信号の２系統の分配信号の位相差が、それぞれ９０度となる狭帯域の周波数特性を有していることを特徴とする請求項２記載のマイクロ波発振器。
【請求項４】
前記９０度ハイブリット回路は、前記第１の発振信号と前記第２発振信号とを同位相で合成することで、前記基本周波数の信号の振幅、該基本周波数の２倍周波数の信号の振幅、及び該基本周波数の３倍周波数の信号の振幅が、それぞれゼロに設定されることを特徴とする請求項２又は３記載のマイクロ波発振器。
【請求項５】
前記第１の発振器及び前記第２の発振器は、それぞれコルピッツ型発振器からなることを特徴とする請求項２、３又は４記載のマイクロ波発振器。
【請求項６】
前記コルピッツ型発振器は、バイアス回路と共振周波数を可変させるための可変容量ダイオードとからなることを特徴とする請求項５記載のマイクロ波発振器。
【請求項１】
基本周波数の発振信号を用いて該基本周波数より高い周波数の高周波信号を生成するマイクロ波発振器であって、
２系統の前記基本周波数の発振信号を９０度ハイブリット回路によって同位相で合成し、該基本周波数の４倍周波数の高周波信号を生成する
ことを特徴とするマイクロ波発振器。
【請求項２】
基本周波数の発振信号を用いて該基本周波数より高い周波数の高周波信号を生成するマイクロ波発振器であって、
前記基本周波数の第１の発振信号を出力する第１の発振器と、
前記第１の発振信号に対して逆位相となる前記基本周波数の第２の発振信号を出力する第２の発振器と、
前記第１の発振器から出力された第１の発振信号と前記第２の発振器から出力された第２の発振信号とを同位相で合成し、前記基本周波数の４倍周波数の高周波信号を出力する９０度ハイブリット回路と
を備えてなることを特徴とするマイクロ波発振器。
【請求項３】
前記９０度ハイブリット回路は、前記基本周波数の近傍のみにおいて、前記第１の発振信号の２系統の分配信号の位相差、及び前記第２の発振信号の２系統の分配信号の位相差が、それぞれ９０度となる狭帯域の周波数特性を有していることを特徴とする請求項２記載のマイクロ波発振器。
【請求項４】
前記９０度ハイブリット回路は、前記第１の発振信号と前記第２発振信号とを同位相で合成することで、前記基本周波数の信号の振幅、該基本周波数の２倍周波数の信号の振幅、及び該基本周波数の３倍周波数の信号の振幅が、それぞれゼロに設定されることを特徴とする請求項２又は３記載のマイクロ波発振器。
【請求項５】
前記第１の発振器及び前記第２の発振器は、それぞれコルピッツ型発振器からなることを特徴とする請求項２、３又は４記載のマイクロ波発振器。
【請求項６】
前記コルピッツ型発振器は、バイアス回路と共振周波数を可変させるための可変容量ダイオードとからなることを特徴とする請求項５記載のマイクロ波発振器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００９−２４６５６７（Ｐ２００９−２４６５６７Ａ）
【公開日】平成２１年１０月２２日（２００９．１０．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−８８８４３（Ｐ２００８−８８８４３）
【出願日】平成２０年３月２８日（２００８．３．２８）
【出願人】（０００００４２３７）日本電気株式会社 (19,353)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１０月２２日（２００９．１０．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年３月２８日（２００８．３．２８）
【出願人】（０００００４２３７）日本電気株式会社 (19,353)
【Ｆターム（参考）】
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