変位検出装置、及び、前置増幅器
【課題】 可動部分の変位に容量が比例する変位検出用コンデンサ、及び、可動部分の変位に容量が反比例する変位検出用コンデンサのいずれを用いる場合でも、可動部分の変位に比例する検出出力を得ること。
【解決手段】 前置増幅器は、第１クロック信号とオペアンプＱ１から帰還された振幅変調信号とを増幅し、第１出力信号を出力し、第２クロック信号と振幅変調信号とを増幅し、第２出力信号を出力するクロック増幅手段３ａ、第１出力信号が供給されるコンデンサＣ１と、第２出力信号が供給されるコンデンサＣ２と、反転入力端子が第１コンデンサ及び第２コンデンサに接続され、非反転入力端子が接地電位に接続され、出力端子がクロック増幅手段の入力に接続されているオペアンプＱ１とを備える。
【解決手段】 前置増幅器は、第１クロック信号とオペアンプＱ１から帰還された振幅変調信号とを増幅し、第１出力信号を出力し、第２クロック信号と振幅変調信号とを増幅し、第２出力信号を出力するクロック増幅手段３ａ、第１出力信号が供給されるコンデンサＣ１と、第２出力信号が供給されるコンデンサＣ２と、反転入力端子が第１コンデンサ及び第２コンデンサに接続され、非反転入力端子が接地電位に接続され、出力端子がクロック増幅手段の入力に接続されているオペアンプＱ１とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変位検出用コンデンサを用いた変位検出装置、及び、前置増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
固定部分と可動部分とで構成される機械システムにおいて、その相対的位置又は変位量を検出する方法として、固定部分および可動部分にそれぞれ電極を配置し、その間の静電容量又は静電容量の変化を計測する方法がとられる。
【０００３】
図１０は、本構造の模式図を示す。図１０（ａ）においては、左右方向に移動する可動部分に可動電極Ｃが設けられ、移動しない固定部分に固定電極Ａおよび固定電極Ｂが設けられている。固定電極Ａと可動電極Ｃとによって変位検出用コンデンサＣ１が形成され、固定電極Ｂと可動電極Ｃとによって変位検出用コンデンサＣ２が形成されている。可動部分の左右方向の変位に応じて、電極Ａと電極Ｃとの対向面積、電極Ｂと電極Ｃとの対向面積が変化し、コンデンサＣ１、Ｃ２の一方の静電容量が増加し、他方の静電容量が減少するよう動作する。電極の対向面積は可動部分の変位に比例するので、コンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量の変化はそれぞれ可動部分の変位に対して直線的に変化（比例）する。
【０００４】
図１０（ｂ）においては、左右方向に移動する可動部分に可動電極Ｃが設けられ、移動しない固定部分に固定電極Ａおよび固定電極Ｂが設けられている。固定電極Ａと可動電極Ｃによって変位検出用コンデンサＣ１が形成され、固定電極Ｂと可動電極Ｃによって変位検出用コンデンサＣ２が形成されている。可動部分の左右方向の変位に応じて、電極Ａと電極Ｃとの間の距離、電極Ｂと電極Ｃとの間の距離が変化し、コンデンサＣ１、Ｃ２の一方の静電容量が増加し、他方の静電容量が減少するよう動作する。静電容量は電極間距離に反比例するので、コンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量は、可動部分の変位に対して直線的な変化とならず、双曲線的な変化となる。
【０００５】
図１０においては、可動部分が直線的に変位する場合を示しているが、可動部分が回動する回転系システムについてもその回転角を測定するために対向面積変化型あるいは距離変化型のコンデンサを生成することができる。
【０００６】
変位量又は変位角を計測するためには、一般的に、図１１に示すようなロックインアンプ形式の測定回路が使用される。本回路においては、前置増幅器は、測定すべき変位の周波数（例えば、数１００Ｈｚ以下）よりも充分に高い周波数（例えば、数１０ｋＨｚ以上）のクロック信号ｅｓ、ｅｓ（−）が供給され、これらのクロック信号から、変位に比例した振幅変調信号を生成し、出力する。乗算器は、振幅変調信号とクロック信号ｅｓとを乗算し、変位量に比例した出力電圧を生成する。
【０００７】
本回路のクロック信号には正弦波が用いられるが、アナログ回路で正弦波を生成することは、比較的困難である。また、乗算器をアナログ回路で実現することも容易ではない。
【０００８】
図１２は、図１１に適用される前置増幅器の一例を示す回路図である。この前置増幅器によると、下記式のように、コンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量の差に比例した出力を生成することができる。
【数１】
【０００９】
コンデンサＣ１、Ｃ２が図１０（ａ）に示すように、静電容量の変化が可動部分の変位に対して直線的である場合、コンデンサＣ１、Ｃ２の容量は下記式で表すことができる。
【数２】
ここで、εoは真空の誘電率、Ａは電極の面積（つまり、固定電極Ａ又はＢが、可動電極Ｃと完全に対向する際の対向面積）、doは固定電極Ａ又はＢと可動電極Ｃとの間の距離、ｙoは基準位置（中央位置）からの最大変位（つまり、固定電極Ａ又はＢが、可動電極Ｃと完全に対向する際の可動部分の変位量）、yは基準位置からの可動部分の変位量である。
【００１０】
この式を上記Ｖoの式に代入すると、以下の通りになる。
【数３】
【００１１】
従って、感度（単位変位量に対する出力電圧の変化量）Ｋoは、次式になる。
【数４】
従って、Ｋｏは変数ｙを含まず、定数のみを含むので、線形な変位出力を得ることができることが分かる。
【００１２】
一方、図１０（ｂ）においては、コンデンサＣ１、Ｃ２の容量は次式で表される。
【数５】
【００１３】
従って、Ｃ１−Ｃ２、Ｖｏは次式のようになる。
【数６】
【００１４】
従って、感度Ｋoは、次式の通りになる。
【数７】
従って、Ｋｏは変数ｙを含むので、変位量に対して出力電圧は非線形となり、図１０（ｂ）においては図１２の回路を適用できないことが分かる。
【００１５】
図１０（ａ）（ｂ）のどちらの変位検出用コンデンサも適用できる前置増幅器として図１３に示す回路が考えられる。ここで、コンデンサＣｏは、実際のコンデンサが配線されているのではなく、オペアンプの入力容量や配線の浮遊容量成分を現している。この回路における出力電圧Ｖｏは、次式の通りになる。
【数８】
【００１６】
ここで、以下の周波数領域においては、
【数９】
Ｖｏは次式に変形される。
【数１０】
【００１７】
ここでＣｏ＝０の場合を考えると、さらに次式に変形される。
【数１１】
【００１８】
従って、出力電圧は（コンデンサＣ１、Ｃ２の容量差／コンデンサＣ１、Ｃ２の容量和）に比例する。この時、上記と同様にコンデンサＣ１、Ｃ２の容量を規定すると、感度Ｋoは、図１０（ａ）（ｂ）のどちらの場合にも以下の通りとなる。
【数１２】
従って、Ｋｏは変数ｙを含まず、定数のみを含むので、線形な変位出力を得ることができることが分かる。
【００１９】
しかし、実際には容量Ｃｏが存在するので、次に通りとなる。つまり、図１０（ａ）においては、感度Ｋｏは次式の通りとなるので、感度の低下はあるものの、感度Ｋｏは変数ｙを含まずに、線形性は保たれている。
【数１３】
【００２０】
一方、図１０（ｂ）においては、次式の通りとなり、感度Ｋｏは、変数ｙを含み、非線形な応答となってしまう。
【数１４】
【００２１】
これを防止するために、Ｃｏの影響をできるだけ減らす目的で、図１４に示すように、ガードを用いた配線が行われることになる。ガードはＣｏに電流を流さないようにするための配線である。しかし、オペアンプの非反転入力端子にコンデンサＣ１、Ｃ２が接続されていることが原因となり、ガードの電位は接地電位ではなく、振幅変調された高周波信号であるので、ガードに流れる高周波信号が他の回路に飛び込み、他の回路を誤動作させる危険性がある。これを防止するためにはガードのさらに外側にシールドを設ける必要があり、特殊な配線が必要となる。また、ガードを用いたとしても増幅器として使用されるオペアンプには入力端子と内部正負電源間に保護ダイオードが設けられているのが普通であり、その接合容量の影響、さらにオペアンプでは非反転入力端子（3番ピン）と負側電源入力端子（4番ピン）とが隣接しており、その間にガードを設けることはできないので、Ｃｏの影響を完全に無しにすることはできない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２２】
【特許文献１】特開２００９−２２２６５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
本発明は上記従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的は、可動部分の変位に容量が比例する変位検出用コンデンサ、及び、可動部分の変位に容量が比例しない変位検出用コンデンサのいずれを用いる場合でも、可動部分の変位に比例する検出出力を得ることができる変位検出装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明の好ましい実施形態による変位検出装置は、第１クロック信号と、前記第１クロック信号に対して位相が反転された第２クロック信号と、第１オペアンプから出力される振幅変調信号とが供給され、前記第１クロック信号及び前記振幅変調信号に基づく信号を増幅して第１出力信号を出力し、かつ、前記第２クロック信号及び前記振幅変調信号に基づく信号を増幅して第２出力信号を出力するクロック増幅手段と、前記クロック増幅手段からの前記第１出力信号が第１電極に供給される第１コンデンサと、第２電極が前記第１コンデンサの第２電極に接続され、前記クロック増幅手段からの前記第２出力信号が第１電極に供給される第２コンデンサと、反転入力端子が前記第１コンデンサの第２電極及び前記第２コンデンサの第２電極に接続され、非反転入力端子が接地電位に接続され、出力端子が前記クロック増幅手段の入力に接続されている前記第１オペアンプとを含み、前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との差を、前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との和で除算した値に比例する前記振幅変調信号を前記第１オペアンプから出力する前置増幅回路と；前記振幅変調信号が供給され、前記第１クロック信号及び前記第２クロック信号の内の一方が所定値より大きい期間に前記振幅変調信号であり、それ以外の期間に接地電位である第３出力信号と、前記第１クロック信号及び前記第２クロック信号の内の他方が所定値より大きい期間に前記振幅変調信号であり、それ以外の期間に接地電位である第４出力信号との差を算出し、その低域成分を出力する同期検波回路と；を備える。
【００２５】
本実施形態によると、可動部分の変位に容量が比例する変位検出用コンデンサ、及び、可動部分の変位に容量が比例しない変位検出用コンデンサのいずれを用いる場合でも、可動部分の変位に比例する検出出力を得ることができる変位検出装置を提供することができる。
【００２６】
好ましい実施形態においては、前記クロック増幅手段が、第１〜第８抵抗と、第２オペアンプと、第３オペアンプとを含み、前記第２オペアンプの非反転入力端子が前記第１抵抗を介して前記第１クロック信号が供給され、かつ、前記第２抵抗を介して前記第１オペアンプの出力端子に接続され、前記第２オペアンプの反転入力端子が前記第３抵抗を介して前記第２オペアンプの出力端子に接続され、かつ、前記第４抵抗を介して前記第８抵抗に接続され、前記第２オペアンプの出力端子が前記第１コンデンサの第１電極に接続され、前記第３オペアンプの非反転入力端子が前記第５抵抗を介して前記第２クロック信号が供給され、かつ、前記第６抵抗を介して前記第１オペアンプの出力端子に接続され、前記第３オペアンプの反転入力端子が前記第７抵抗を介して前記第３オペアンプの出力端子に接続され、かつ、前記第８抵抗を介して前記第４抵抗に接続され、前記第３オペアンプの出力端子が前記第２コンデンサの第１電極に接続されている。
【００２７】
前記前置増幅器は、前記回路構成を有することによって、前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との差を、前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との和で除算した値に比例する前記振幅変調信号を前記第１オペアンプから出力することができる。
【００２８】
好ましい実施形態においては、前記クロック増幅手段が、第１抵抗と、第２抵抗と、第５抵抗と、第６抵抗と、第２オペアンプと、第３オペアンプとを含み、前記第２オペアンプの非反転入力端子が前記第１抵抗を介して前記第１クロック信号が供給され、かつ、前記第２抵抗を介して前記第１オペアンプの出力端子に接続され、前記第２オペアンプの出力端子が前記第２オペアンプの反転入力端子と、前記第１コンデンサの第１電極に接続され、前記第３オペアンプの非反転入力端子が前記第５抵抗を介して前記第２クロック信号が供給され、かつ、前記第６抵抗を介して前記第１オペアンプの出力端子に接続され、前記第３オペアンプの出力端子が前記第３オペアンプの反転入力端子と、前記第２コンデンサの第１電極に接続されている。
【００２９】
前記前置増幅器は、前記回路構成を有することによって、前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との差を、前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との和で除算した値に比例する前記振幅変調信号を前記第１オペアンプから出力することができる。
【００３０】
好ましい実施形態においては、前記第２抵抗に並列に第３コンデンサが接続されており、前記第６抵抗に並列に第４コンデンサが接続されている。
【００３１】
本実施形態では、第１クロック信号および第２クロック信号の立ち上がり応答性を改善することができる。
【００３２】
好ましい実施形態においては、前記同期検波回路が、第９〜第１２抵抗と、第５、第６コンデンサと、第４オペアンプと、第１アナログスイッチと、第２アナログスイッチとを含み、前記第４オペアンプの非反転入力端子が、前記第９抵抗を介して前記第１アナログスイッチに接続され、前記第１０抵抗を介して接地電位に接続され、前記第５コンデンサを介して接地電位に接続され、前記第４オペアンプの反転入力端子が、前記第１１抵抗を介して前記第２アナログスイッチに接続され、前記第１２抵抗を介して前記第４オペアンプの出力端子に接続され、前記第６コンデンサを介して前記第４オペアンプの出力端子に接続され、前記第１アナログスイッチが、前記第１クロック信号及び前記第２クロック信号の内の一方が所定値より大きい期間に、前記第９抵抗を前記前置増幅器の出力に接続させ、そうでない期間に前記第９抵抗を接地電位に接続させ、前記第２アナログスイッチが、前記第１クロック信号及び前記第２クロック信号の内の他方が所定値より大きい期間に、前記第１１抵抗を前記前置増幅器の出力に接続させ、そうでない期間に前記第１１抵抗を接地電位に接続させる。
【００３３】
本実施形態では、背景技術のようにアナログの乗算器を使用する必要がなく、安価なアナログスイッチを使用して、検出信号を出力することができる。
【発明の効果】
【００３４】
可動部分の変位に容量が比例する変位検出用コンデンサ、及び、可動部分の変位に容量が比例しない変位検出用コンデンサのいずれを用いる場合でも、可動部分の変位に比例する検出出力を得ることができる変位検出装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の好ましい実施形態による変位検出装置１を示す回路ブロック図である。
【図２】変位検出用コンデンサの可動部分の変位と、変位検出装置１の各部の電圧波形を示すタイミングチャートである。
【図３】本発明の好ましい実施形態による前置増幅器３の回路図である。
【図４】図３の前置増幅器３についてシールド配線を示す回路図である。
【図５】本発明の好ましい実施形態による同期検波回路４の回路図である。
【図６】本発明の別の好ましい実施形態による前置増幅器３１の回路図である。
【図７】本発明の別の好ましい実施形態による前置増幅器３２の回路図である。
【図８】変位検出装置１の各部の電圧波形を示すタイミングチャートであり、Ｖｏに生じるセトリングタイムと、セトリングタイムをマスキングするための第１、第２クロック信号を示す。
【図９】セトリングタイムをマスキングするためのクロック整形回路を示す回路図である。
【図１０】変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２の構成を示す図である。
【図１１】背景技術による変位検出装置を示す回路ブロック図である。
【図１２】背景技術による前置増幅器を示す回路ブロック図である。
【図１３】背景技術による前置増幅器を示す回路ブロック図である。
【図１４】背景技術による前置増幅器を示す回路ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３６】
以下、本発明の好ましい実施形態による変位検出装置について、図面を参照して具体的に説明するが、本発明はこれらの実施形態には限定されない。
【００３７】
図１は、本実施形態の変位検出装置１を示すブロック図である。変位検出装置１は、クロック発生回路２と、前置増幅器３と、同期検波回路４とを備える。図２は、変位検出装置１の各部の波形を示すタイミングチャートである。
【００３８】
クロック発生回路２は、図２（ｃ）に示す第１クロック信号ｅｃｌｋと、第１クロック信号ｅｃｌｋに対して位相が反転された第２クロック信号ｅｃｌｋ（−）とを生成し、前置増幅器３および同期検波回路４に供給する。なお、クロック発生回路２は、変位検出装置１の外部に設けられてもよい。
【００３９】
前置増幅器３は、図１０に示すような変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２を使用し、クロック発生回路２から供給される第１クロック信号ｅｃｌｋと第２クロック信号ｅｃｌｋ（−）とを振幅変調し、振幅変調信号を同期検波回路４に供給する。つまり、図２（ａ）に示すような変位ｙ（図１０の可動部分の基準位置からの変位）に対して、前置増幅器３は、図２（ｂ）に示すような振幅変調信号Ｖｏを出力する。
【００４０】
図３は、前置増幅器３を示す回路図である。前置増幅器３は、クロック増幅手段３ａと、変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２と、オペアンプＱ１とを含む。クロック増幅手段３ａは、第１クロック信号と、第２クロック信号とが供給され、第１クロック信号を非反転増幅してコンデンサＣ１の固定電極に供給し、第２クロック信号を非反転増幅してコンデンサＣ２の固定電極に供給する。
【００４１】
詳細には、オペアンプＱ１の出力信号である振幅変調信号Ｖｏがクロック増幅手段３ａの信号入力端に帰還されており、振幅変調信号Ｖｏに応じて、クロック増幅手段３ａに入力される信号が変化するようになっている。つまり、クロック増幅手段３ａは、第１クロック信号及び振幅変調信号に基づく信号を増幅して出力信号を出力し、かつ、第２クロック信号及び振幅変調信号に基づく信号を増幅して出力信号を出力する。詳細は後述するが、オペアンプＱ１の出力信号をクロック増幅手段３ａに帰還させることによって、オペアンプＱ１の反転入力端子にコンデンサＣ１、Ｃ２の可動電極を接続させ、オペアンプの入力容量や配線の浮遊容量成分の影響を受けないようにしているにも関わらず、可動部分の変位に容量が比例する変位検出用コンデンサ、及び、可動部分の変位に容量が比例しない変位検出用コンデンサのいずれを用いる場合でも、可動部分の変位に比例する検出出力を得ることができる。
【００４２】
クロック増幅手段３ａは、オペアンプＱ２、Ｑ３と、抵抗Ｒ１ａ、Ｒ１ｂ、Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ、Ｒ３ａ、Ｒ３ｂ、Ｒ４ａ、Ｒ４ｂを含む。Ｒ１ａとＲ１ｂとの抵抗値は共にＲ１であり、Ｒ２ａとＲ２ｂとの抵抗値は共にＲ２であり、Ｒ３ａとＲ３ｂとの抵抗値は共にＲ３であり、Ｒ４ａとＲ４ｂとの抵抗値は共にＲ４である。
【００４３】
オペアンプＱ２の非反転入力端子（＋端子）は、抵抗Ｒ１ａを介して第１クロック信号が供給され、抵抗Ｒ２ａを介して抵抗Ｒ２ｂとオペアンプＱ１の出力端子とに接続されている。オペアンプＱ２の反転入力端子（−端子）は、抵抗Ｒ３ａを介してオペアンプＱ２の出力端子に接続され、抵抗Ｒ４ａを介して抵抗Ｒ４ｂに接続されている。オペアンプＱ２の出力端子は、コンデンサＣ１の固定電極Ａに接続されている。従って、オペアンプＱ２は、非反転入力端子に第１クロック信号と、オペアンプＱ１の出力信号Ｖｏが供給され、これらの信号を非反転増幅し、コンデンサＣ１に供給する。
【００４４】
オペアンプＱ３の非反転入力端子（＋端子）は、抵抗Ｒ１ｂを介して第２クロック信号が供給され、抵抗Ｒ２ｂを介して抵抗Ｒ２ａとオペアンプＱ１の出力端子とに接続されている。オペアンプＱ３の反転入力端子（−端子）は、抵抗Ｒ３ｂを介してオペアンプＱ３の出力端子に接続され、抵抗Ｒ４ｂを介して抵抗Ｒ４ａに接続されている。オペアンプＱ３の出力端子は、コンデンサＣ２の固定電極Ｂに接続されている。従って、オペアンプＱ３は、非反転入力端子に第２クロック信号と、オペアンプＱ１の出力信号Ｖｏが供給され、これらの信号を非反転増幅し、コンデンサＣ２に供給する。
【００４５】
変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２は、図１０（ａ）または（ｂ）に記載のものが採用され、詳細な構成は上記背景技術で説明した通りである。つまり、変位検出用コンデンサは、固定部分と、固定部分に対して変位する可動部分とを有する。固定部分は、固定電極Ａ、及び、固定電極Ｂを含み、可動部分は、固定電極Ａ及び固定電極Ｂに対向する部分に可動電極Ｃを含む。固定電極Ａと可動電極ＣとによりコンデンサＣ１が構成され、固定電極Ｂと可動電極ＣとによりコンデンサＣ２が構成されている。コンデンサＣ１、Ｃ２の一方の容量が増加するときに、他方の容量が減少する。なお、固定部分と可動部分とが逆になっていてもよく、この場合、電極ＡおよびＢが可動電極となり、電極Ｃが固定電極となる。図１０（ａ）は、可動部分の変位に容量が比例する変位検出用コンデンサであり、図１０（ｂ）は、可動部分の変位に容量が比例しない変位検出用コンデンサである。
【００４６】
コンデンサＣ１の可動電極Ｃと、コンデンサＣ２の可動電極Ｃとは接続されている。オペアンプＱ１の反転入力端子（−端子）は、コンデンサＣ１、Ｃ２の可動電極Ｃに接続され、抵抗Ｒｚを介してオペアンプＱ１の出力端子に接続されている。オペアンプＱ１の非反転入力端子（＋端子）は接地電位に接続されている。オペアンプＱ１の出力端子は、抵抗Ｒ２ａを介してオペアンプＱ２の非反転入力端子に接続され、かつ、抵抗Ｒ２ｂを介してオペアンプＱ３の非反転入力端子に接続されている。この接続構成によって、コンデンサＣ１、Ｃ２、オペアンプＱ１、抵抗Ｒｚは微分回路を構成している。詳細は後述するが、オペアンプＱ１は、コンデンサＣ１の容量とコンデンサＣ２の容量との差を、コンデンサＣ１の容量とコンデンサＣ２の容量との和で除算した値に比例する振幅変調信号Ｖｏ（図２（ｂ））を出力する。
【００４７】
コンデンサＣ１の可動電極Ｃと、コンデンサＣ２の可動電極Ｃとは、オペアンプＱ１の反転入力端子に接続され、仮想接地として動作する。つまり、オペアンプＱ１の非反転入力端子が接地電位に接続され、かつ、オペアンプＱ１の反転入力端子と非反転入力端子との間の電位差が０であるので、オペアンプＱ１の反転入力端子に接続される信号ラインは実質的に接地電位に接続されていると見なせる。従って、図１３にＣｏで示したようなオペアンプの入力容量や配線の浮遊容量成分が図３の前置増幅器３に存在する場合であっても、オペアンプＱ１の反転入力端子に接続される信号ラインが仮想接地であるので、Ｃｏには電流が流れずに、以下でＶｏを計算する際にＣｏの影響を無視することができる。従って、図３の前置増幅器３によると、ガードが不要となり、図４に示すように、他回路の誤動作を防止するために単純なシールド線のみを使用して配線することができる。
【００４８】
図１に戻って、同期検波回路４は、前置増幅器３から振幅変調信号Ｖｏが供給され、クロック発生回路２から第１クロック信号および第２クロック信号が供給され、振幅変調信号Ｖｏを第１クロック信号および第２クロック信号を使用し、両波同期検波を実行する。つまり、第１クロック信号及び第２クロック信号の内の一方が所定値よりも大きい期間（電圧が正（ハイレベル）の期間）に振幅変調信号Ｖｏであり、それ以外の期間に接地電位である第１出力と、第１クロック信号及び第２クロック信号の内の他方が所定値より大きい期間（電圧が正（ハイレベル）の期間）に振幅変調信号Ｖｏであり、それ以外の期間に接地電位である第２出力との差をとることによって、両波同期検波信号が得られる。
【００４９】
同期検波回路４を使用することによって図１１のように乗算器を使用する必要がなくなる。また、同期検波回路４は、両波同期検波信号からＬＰＦによって低周波数成分のみを抽出することによって、図２（ｅ）に示すような検出信号Ｖｄを出力する。同期検波回路４が単波同期検波ではなく両波同期検波することによって、前置増幅器３で生じた１／ｆノイズが第１出力と第２出力との差をとることによって相殺されるという効果がある。
【００５０】
図５は、同期検波回路４を示す回路図である。同期検波回路４は、オペアンプＱ４と、抵抗Ｒ５ａ、Ｒ５ｂ、Ｒ６ａ、Ｒ６ｂ、コンデンサＣ３ａ、Ｃ３ｂ、スイッチＳＷ１、ＳＷ２を含む。Ｒ５ａとＲ５ｂとの抵抗値は等しく、Ｒ６ａとＲ６ｂとの抵抗値は等しく、Ｃ３ａとＣ３ｂとの容量は等しい。スイッチＳＷ１、ＳＷ２は安価なアナログスイッチを使用するができるので、コスト削減に寄与する。
【００５１】
オペアンプＱ４の非反転入力端子（＋端子）は、抵抗Ｒ５ａを介してスイッチＳＷ１に接続され、抵抗Ｒ６ａを介して接地電位に接続され、コンデンサＣ３ａを介して接地電位に接続されている。オペアンプＱ４の反転入力端子（−端子）は、抵抗Ｒ５ｂを介してスイッチＳＷ２に接続され、抵抗Ｒ６ｂを介してオペアンプＱ４の出力端子に接続され、コンデンサＣ３ｂを介してオペアンプＱ４の出力端子に接続されている。
【００５２】
スイッチＳＷ１は、第２クロック信号によって制御される。スイッチＳＷ１は、第２クロック信号が正の期間に、抵抗Ｒ５ａを前置増幅器３の出力に接続させ、振幅変調信号Ｖｏを抵抗Ｒ５ａへと供給する。一方、スイッチＳＷ１は、第２クロック信号が負の期間に、抵抗Ｒ５ａを接地電位に接続させ、振幅変調信号Ｖｏを抵抗Ｒ５ａへと供給しない。（なお、スイッチＳＷ１を第１クロック信号によって制御し、第１クロック信号が負の期間に、抵抗Ｒ５ａを前置増幅器３の出力に接続させ、第１クロック信号が正の期間に、抵抗Ｒ５ａを接地電位に接続させてもよい。）
【００５３】
スイッチＳＷ２は、第１クロック信号によって制御される。スイッチＳＷ２は、第１クロック信号が正の期間に、抵抗Ｒ５ｂを前置増幅器３の出力に接続させ、振幅変調信号Ｖｏを抵抗Ｒ５ｂへと供給する。一方、スイッチＳＷ２は、第１クロック信号が負の期間に、抵抗Ｒ５ｂを接地電位に接続させ、振幅変調信号Ｖｏを抵抗Ｒ５ｂへと供給しない。（なお、スイッチＳＷ２を第２クロック信号によって制御し、第２クロック信号が負の期間に、抵抗Ｒ５ｂを前置増幅器３の出力に接続させ、第２クロック信号が正の期間に、抵抗Ｒ５ｂを接地電位に接続させてもよい。）
【００５４】
オペアンプＱ４、抵抗Ｒ５ａ、Ｒ５ｂ、Ｒ６ａ、Ｒ６ｂ、コンデンサＣ３ａ、Ｃ３ｂによって差動型のＬＰＦ（ローパスフィルタ）が構成されており、スイッチＳＷ１を介して抵抗Ｒ５ａに供給される信号から、スイッチＳＷ２を介して抵抗Ｒ５ｂに供給される信号を減算して増幅し、低周波数成分のみを抽出することで、検出信号Ｖｄを出力する。
【００５５】
以下、本実施形態の変位検出装置１（前置増幅器３）によると、図１０（ａ）又は（ｂ）のいずれの変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２を使用する場合でも、可動部分の変位に比例した出力信号が得られることを説明する。図３の前置増幅器３の各ノードにおける電圧Ｖ１〜Ｖ４および振幅変調信号Ｖｏは次式で表される。
【数１５】
【００５６】
上式よりＶoを求めると、以下の式になる。
【数１６】
【００５７】
ここで、次式を満足するようにクロック周波数を選択する。
【数１７】
【００５８】
すると、Ｖｏは以下の式に変形される。
【数１８】
【００５９】
抵抗Ｒ１〜Ｒ４は定数であるので、Ｖoは、図１３においてＣｏ＝０と仮定して説明した場合と同様に、（コンデンサＣ１、Ｃ２の容量差／コンデンサＣ１、Ｃ２の容量和）に比例する。従って、感度Ｋ０は、変数ｙを含まない。その結果、図１０（ａ）の変位検出用コンデンサ、図１０（ｂ）の変位検出用コンデンサのどちらを使用しても、可動部分の変位に比例した出力信号を得ることができる。
【００６０】
図６は、別の実施形態による前置増幅器３１を示す回路図である。これは、上記式において、Ｒ３＝０、Ｒ４＝∞とした回路である。つまり、オペアンプＱ２の反転入力端子はオペアンプＱ２の出力端子に接続され、オペアンプＱ３の反転入力端子はオペアンプＱ３の出力端子に接続されている。ここで、Ｒ１ａ＝Ｒ１ｂ＝Ｒ２ａ＝Ｒ２ｂとすれば、Ｖ０は以下の式で表される。
【数１９】
【００６１】
上記と同様に、Ｋｏを算出すると、以下の式になる。
【数２０】
【００６２】
従って、感度Ｋ０は、変数ｙを含まない。その結果、図１０（ａ）の変位検出用コンデンサ、図１０（ｂ）の変位検出用コンデンサのどちらを使用しても、可動部分の変位に比例した出力信号を得ることができる。
【００６３】
図７は、さらに別の好ましい実施形態による前置増幅器３２を示す回路図であり、図６と比較して、第１クロック信号および第２クロック信号の立ち上がり応答性を改善した回路である。前置増幅器３２では、コンデンサＣ４ａ、Ｃ４ｂが追加されており、コンデンサＣ４ａは抵抗Ｒ２ａに並列接続され、コンデンサＣ４ｂは抵抗Ｒ２ｂに並列接続されている。コンデンサＣ４ａとコンデンサＣ４ｂとの容量は等しい。コンデンサＣ４ａ、Ｃ４ｂは、第１クロック信号および第２クロック信号に対してＬＰＦとして機能し、第１クロック信号および第２クロック信号の立ち上がりを遅らせるように機能する。また、コンデンサＣ４ａ、Ｃ４ｂは、オペアンプＱ１の出力端子から帰還される振幅変調信号Ｖｏに対してはＨＰＦ（ハイパスフィルタ）として機能し、スピードアップの役割を果たす。なお、コンデンサＣ４ａ、Ｃ４ｂを図３の前置増幅器３に設けてもよい。
【００６４】
なお、上記の各前置増幅器において、オペアンプＱ１の出力をクロック増幅手段３ａの入力に帰還させているので、矩形波応答にある程度のセトリング時間を必要とする。このセトリング時間内の電圧は最終出力に誤差を与えることになる。従って、同期検波回路４において、図８に示すように、セトリング期間をマスキングする方が精度の点で好ましい。そのためには、同期検波回路４で使用する第１クロック信号および第２クロック信号の立ち上がりをセトリング時間だけ遅延させる必要がある（ただし立下りは遅らさない）。図９は、そのためのクロック整形回路の実施例を示し、同期検波回路４の前段に設けられる。図９ではコンデンサＣｄへの充放電時定数を変えることでそれを実現しているが、同様なパルス整形が実現できる限り、図９の回路に限定されない。
【００６５】
以上のように、本実施形態によると、以下の効果が得られる。
（１）同期検波回路４を使用することで、安価なアナログスイッチを使用することができる。アナログの乗算器を使用する必要がない。
（２）オペアンプＱ１の反転入力端子に変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２を接続し、非反転入力端子は接地電位に接続される。従って、図１３のＣｏに相当する容量に電流が流れないので、Ｃｏの影響を無視できる。そして、オペアンプＱ１の出力をオペアンプＱ２、Ｑ３の入力に帰還させることにより、オペアンプＱ１の出力は（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）に比例する。従って、可動部分の変位に容量が比例する変位検出用コンデンサ、及び、可動部分の変位に容量が比例しない変位検出用コンデンサのいずれを用いる場合でも、可動部分の変位に比例する検出出力を得ることができる。
（３）Ｃｏの影響を無視できるので、図１４のようなガードや、ガードをさらに覆うシールド等の特殊で複雑な配線を設ける必要がない。
（４）上記の前置増幅器３、同期検波回路４によると、クロック信号は正弦波だけではなく矩形波を使用することができる。従って、クロック生成回路２は、矩形波のクロック信号を生成するものであればよいので、安価、かつ、容易に構成することができる。
【００６６】
以上、本発明の好ましい実施形態を説明したが、本発明はこれらの実施形態には限定されない。上記の変位検出装置に適用される前置増幅器または同期検波回路という形態で提供されてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６７】
本発明は、変位検出装置に好適に採用され得る。
【符号の説明】
【００６８】
１ 変位検出装置
２ クロック発生回路
３ 前置増幅器
３ａ クロック増幅手段
４ 同期検波回路
Ｑ１ オペアンプ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、変位検出用コンデンサを用いた変位検出装置、及び、前置増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
固定部分と可動部分とで構成される機械システムにおいて、その相対的位置又は変位量を検出する方法として、固定部分および可動部分にそれぞれ電極を配置し、その間の静電容量又は静電容量の変化を計測する方法がとられる。
【０００３】
図１０は、本構造の模式図を示す。図１０（ａ）においては、左右方向に移動する可動部分に可動電極Ｃが設けられ、移動しない固定部分に固定電極Ａおよび固定電極Ｂが設けられている。固定電極Ａと可動電極Ｃとによって変位検出用コンデンサＣ１が形成され、固定電極Ｂと可動電極Ｃとによって変位検出用コンデンサＣ２が形成されている。可動部分の左右方向の変位に応じて、電極Ａと電極Ｃとの対向面積、電極Ｂと電極Ｃとの対向面積が変化し、コンデンサＣ１、Ｃ２の一方の静電容量が増加し、他方の静電容量が減少するよう動作する。電極の対向面積は可動部分の変位に比例するので、コンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量の変化はそれぞれ可動部分の変位に対して直線的に変化（比例）する。
【０００４】
図１０（ｂ）においては、左右方向に移動する可動部分に可動電極Ｃが設けられ、移動しない固定部分に固定電極Ａおよび固定電極Ｂが設けられている。固定電極Ａと可動電極Ｃによって変位検出用コンデンサＣ１が形成され、固定電極Ｂと可動電極Ｃによって変位検出用コンデンサＣ２が形成されている。可動部分の左右方向の変位に応じて、電極Ａと電極Ｃとの間の距離、電極Ｂと電極Ｃとの間の距離が変化し、コンデンサＣ１、Ｃ２の一方の静電容量が増加し、他方の静電容量が減少するよう動作する。静電容量は電極間距離に反比例するので、コンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量は、可動部分の変位に対して直線的な変化とならず、双曲線的な変化となる。
【０００５】
図１０においては、可動部分が直線的に変位する場合を示しているが、可動部分が回動する回転系システムについてもその回転角を測定するために対向面積変化型あるいは距離変化型のコンデンサを生成することができる。
【０００６】
変位量又は変位角を計測するためには、一般的に、図１１に示すようなロックインアンプ形式の測定回路が使用される。本回路においては、前置増幅器は、測定すべき変位の周波数（例えば、数１００Ｈｚ以下）よりも充分に高い周波数（例えば、数１０ｋＨｚ以上）のクロック信号ｅｓ、ｅｓ（−）が供給され、これらのクロック信号から、変位に比例した振幅変調信号を生成し、出力する。乗算器は、振幅変調信号とクロック信号ｅｓとを乗算し、変位量に比例した出力電圧を生成する。
【０００７】
本回路のクロック信号には正弦波が用いられるが、アナログ回路で正弦波を生成することは、比較的困難である。また、乗算器をアナログ回路で実現することも容易ではない。
【０００８】
図１２は、図１１に適用される前置増幅器の一例を示す回路図である。この前置増幅器によると、下記式のように、コンデンサＣ１、Ｃ２の静電容量の差に比例した出力を生成することができる。
【数１】
【０００９】
コンデンサＣ１、Ｃ２が図１０（ａ）に示すように、静電容量の変化が可動部分の変位に対して直線的である場合、コンデンサＣ１、Ｃ２の容量は下記式で表すことができる。
【数２】
ここで、εoは真空の誘電率、Ａは電極の面積（つまり、固定電極Ａ又はＢが、可動電極Ｃと完全に対向する際の対向面積）、doは固定電極Ａ又はＢと可動電極Ｃとの間の距離、ｙoは基準位置（中央位置）からの最大変位（つまり、固定電極Ａ又はＢが、可動電極Ｃと完全に対向する際の可動部分の変位量）、yは基準位置からの可動部分の変位量である。
【００１０】
この式を上記Ｖoの式に代入すると、以下の通りになる。
【数３】
【００１１】
従って、感度（単位変位量に対する出力電圧の変化量）Ｋoは、次式になる。
【数４】
従って、Ｋｏは変数ｙを含まず、定数のみを含むので、線形な変位出力を得ることができることが分かる。
【００１２】
一方、図１０（ｂ）においては、コンデンサＣ１、Ｃ２の容量は次式で表される。
【数５】
【００１３】
従って、Ｃ１−Ｃ２、Ｖｏは次式のようになる。
【数６】
【００１４】
従って、感度Ｋoは、次式の通りになる。
【数７】
従って、Ｋｏは変数ｙを含むので、変位量に対して出力電圧は非線形となり、図１０（ｂ）においては図１２の回路を適用できないことが分かる。
【００１５】
図１０（ａ）（ｂ）のどちらの変位検出用コンデンサも適用できる前置増幅器として図１３に示す回路が考えられる。ここで、コンデンサＣｏは、実際のコンデンサが配線されているのではなく、オペアンプの入力容量や配線の浮遊容量成分を現している。この回路における出力電圧Ｖｏは、次式の通りになる。
【数８】
【００１６】
ここで、以下の周波数領域においては、
【数９】
Ｖｏは次式に変形される。
【数１０】
【００１７】
ここでＣｏ＝０の場合を考えると、さらに次式に変形される。
【数１１】
【００１８】
従って、出力電圧は（コンデンサＣ１、Ｃ２の容量差／コンデンサＣ１、Ｃ２の容量和）に比例する。この時、上記と同様にコンデンサＣ１、Ｃ２の容量を規定すると、感度Ｋoは、図１０（ａ）（ｂ）のどちらの場合にも以下の通りとなる。
【数１２】
従って、Ｋｏは変数ｙを含まず、定数のみを含むので、線形な変位出力を得ることができることが分かる。
【００１９】
しかし、実際には容量Ｃｏが存在するので、次に通りとなる。つまり、図１０（ａ）においては、感度Ｋｏは次式の通りとなるので、感度の低下はあるものの、感度Ｋｏは変数ｙを含まずに、線形性は保たれている。
【数１３】
【００２０】
一方、図１０（ｂ）においては、次式の通りとなり、感度Ｋｏは、変数ｙを含み、非線形な応答となってしまう。
【数１４】
【００２１】
これを防止するために、Ｃｏの影響をできるだけ減らす目的で、図１４に示すように、ガードを用いた配線が行われることになる。ガードはＣｏに電流を流さないようにするための配線である。しかし、オペアンプの非反転入力端子にコンデンサＣ１、Ｃ２が接続されていることが原因となり、ガードの電位は接地電位ではなく、振幅変調された高周波信号であるので、ガードに流れる高周波信号が他の回路に飛び込み、他の回路を誤動作させる危険性がある。これを防止するためにはガードのさらに外側にシールドを設ける必要があり、特殊な配線が必要となる。また、ガードを用いたとしても増幅器として使用されるオペアンプには入力端子と内部正負電源間に保護ダイオードが設けられているのが普通であり、その接合容量の影響、さらにオペアンプでは非反転入力端子（3番ピン）と負側電源入力端子（4番ピン）とが隣接しており、その間にガードを設けることはできないので、Ｃｏの影響を完全に無しにすることはできない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２２】
【特許文献１】特開２００９−２２２６５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
本発明は上記従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的は、可動部分の変位に容量が比例する変位検出用コンデンサ、及び、可動部分の変位に容量が比例しない変位検出用コンデンサのいずれを用いる場合でも、可動部分の変位に比例する検出出力を得ることができる変位検出装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明の好ましい実施形態による変位検出装置は、第１クロック信号と、前記第１クロック信号に対して位相が反転された第２クロック信号と、第１オペアンプから出力される振幅変調信号とが供給され、前記第１クロック信号及び前記振幅変調信号に基づく信号を増幅して第１出力信号を出力し、かつ、前記第２クロック信号及び前記振幅変調信号に基づく信号を増幅して第２出力信号を出力するクロック増幅手段と、前記クロック増幅手段からの前記第１出力信号が第１電極に供給される第１コンデンサと、第２電極が前記第１コンデンサの第２電極に接続され、前記クロック増幅手段からの前記第２出力信号が第１電極に供給される第２コンデンサと、反転入力端子が前記第１コンデンサの第２電極及び前記第２コンデンサの第２電極に接続され、非反転入力端子が接地電位に接続され、出力端子が前記クロック増幅手段の入力に接続されている前記第１オペアンプとを含み、前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との差を、前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との和で除算した値に比例する前記振幅変調信号を前記第１オペアンプから出力する前置増幅回路と；前記振幅変調信号が供給され、前記第１クロック信号及び前記第２クロック信号の内の一方が所定値より大きい期間に前記振幅変調信号であり、それ以外の期間に接地電位である第３出力信号と、前記第１クロック信号及び前記第２クロック信号の内の他方が所定値より大きい期間に前記振幅変調信号であり、それ以外の期間に接地電位である第４出力信号との差を算出し、その低域成分を出力する同期検波回路と；を備える。
【００２５】
本実施形態によると、可動部分の変位に容量が比例する変位検出用コンデンサ、及び、可動部分の変位に容量が比例しない変位検出用コンデンサのいずれを用いる場合でも、可動部分の変位に比例する検出出力を得ることができる変位検出装置を提供することができる。
【００２６】
好ましい実施形態においては、前記クロック増幅手段が、第１〜第８抵抗と、第２オペアンプと、第３オペアンプとを含み、前記第２オペアンプの非反転入力端子が前記第１抵抗を介して前記第１クロック信号が供給され、かつ、前記第２抵抗を介して前記第１オペアンプの出力端子に接続され、前記第２オペアンプの反転入力端子が前記第３抵抗を介して前記第２オペアンプの出力端子に接続され、かつ、前記第４抵抗を介して前記第８抵抗に接続され、前記第２オペアンプの出力端子が前記第１コンデンサの第１電極に接続され、前記第３オペアンプの非反転入力端子が前記第５抵抗を介して前記第２クロック信号が供給され、かつ、前記第６抵抗を介して前記第１オペアンプの出力端子に接続され、前記第３オペアンプの反転入力端子が前記第７抵抗を介して前記第３オペアンプの出力端子に接続され、かつ、前記第８抵抗を介して前記第４抵抗に接続され、前記第３オペアンプの出力端子が前記第２コンデンサの第１電極に接続されている。
【００２７】
前記前置増幅器は、前記回路構成を有することによって、前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との差を、前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との和で除算した値に比例する前記振幅変調信号を前記第１オペアンプから出力することができる。
【００２８】
好ましい実施形態においては、前記クロック増幅手段が、第１抵抗と、第２抵抗と、第５抵抗と、第６抵抗と、第２オペアンプと、第３オペアンプとを含み、前記第２オペアンプの非反転入力端子が前記第１抵抗を介して前記第１クロック信号が供給され、かつ、前記第２抵抗を介して前記第１オペアンプの出力端子に接続され、前記第２オペアンプの出力端子が前記第２オペアンプの反転入力端子と、前記第１コンデンサの第１電極に接続され、前記第３オペアンプの非反転入力端子が前記第５抵抗を介して前記第２クロック信号が供給され、かつ、前記第６抵抗を介して前記第１オペアンプの出力端子に接続され、前記第３オペアンプの出力端子が前記第３オペアンプの反転入力端子と、前記第２コンデンサの第１電極に接続されている。
【００２９】
前記前置増幅器は、前記回路構成を有することによって、前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との差を、前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との和で除算した値に比例する前記振幅変調信号を前記第１オペアンプから出力することができる。
【００３０】
好ましい実施形態においては、前記第２抵抗に並列に第３コンデンサが接続されており、前記第６抵抗に並列に第４コンデンサが接続されている。
【００３１】
本実施形態では、第１クロック信号および第２クロック信号の立ち上がり応答性を改善することができる。
【００３２】
好ましい実施形態においては、前記同期検波回路が、第９〜第１２抵抗と、第５、第６コンデンサと、第４オペアンプと、第１アナログスイッチと、第２アナログスイッチとを含み、前記第４オペアンプの非反転入力端子が、前記第９抵抗を介して前記第１アナログスイッチに接続され、前記第１０抵抗を介して接地電位に接続され、前記第５コンデンサを介して接地電位に接続され、前記第４オペアンプの反転入力端子が、前記第１１抵抗を介して前記第２アナログスイッチに接続され、前記第１２抵抗を介して前記第４オペアンプの出力端子に接続され、前記第６コンデンサを介して前記第４オペアンプの出力端子に接続され、前記第１アナログスイッチが、前記第１クロック信号及び前記第２クロック信号の内の一方が所定値より大きい期間に、前記第９抵抗を前記前置増幅器の出力に接続させ、そうでない期間に前記第９抵抗を接地電位に接続させ、前記第２アナログスイッチが、前記第１クロック信号及び前記第２クロック信号の内の他方が所定値より大きい期間に、前記第１１抵抗を前記前置増幅器の出力に接続させ、そうでない期間に前記第１１抵抗を接地電位に接続させる。
【００３３】
本実施形態では、背景技術のようにアナログの乗算器を使用する必要がなく、安価なアナログスイッチを使用して、検出信号を出力することができる。
【発明の効果】
【００３４】
可動部分の変位に容量が比例する変位検出用コンデンサ、及び、可動部分の変位に容量が比例しない変位検出用コンデンサのいずれを用いる場合でも、可動部分の変位に比例する検出出力を得ることができる変位検出装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明の好ましい実施形態による変位検出装置１を示す回路ブロック図である。
【図２】変位検出用コンデンサの可動部分の変位と、変位検出装置１の各部の電圧波形を示すタイミングチャートである。
【図３】本発明の好ましい実施形態による前置増幅器３の回路図である。
【図４】図３の前置増幅器３についてシールド配線を示す回路図である。
【図５】本発明の好ましい実施形態による同期検波回路４の回路図である。
【図６】本発明の別の好ましい実施形態による前置増幅器３１の回路図である。
【図７】本発明の別の好ましい実施形態による前置増幅器３２の回路図である。
【図８】変位検出装置１の各部の電圧波形を示すタイミングチャートであり、Ｖｏに生じるセトリングタイムと、セトリングタイムをマスキングするための第１、第２クロック信号を示す。
【図９】セトリングタイムをマスキングするためのクロック整形回路を示す回路図である。
【図１０】変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２の構成を示す図である。
【図１１】背景技術による変位検出装置を示す回路ブロック図である。
【図１２】背景技術による前置増幅器を示す回路ブロック図である。
【図１３】背景技術による前置増幅器を示す回路ブロック図である。
【図１４】背景技術による前置増幅器を示す回路ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３６】
以下、本発明の好ましい実施形態による変位検出装置について、図面を参照して具体的に説明するが、本発明はこれらの実施形態には限定されない。
【００３７】
図１は、本実施形態の変位検出装置１を示すブロック図である。変位検出装置１は、クロック発生回路２と、前置増幅器３と、同期検波回路４とを備える。図２は、変位検出装置１の各部の波形を示すタイミングチャートである。
【００３８】
クロック発生回路２は、図２（ｃ）に示す第１クロック信号ｅｃｌｋと、第１クロック信号ｅｃｌｋに対して位相が反転された第２クロック信号ｅｃｌｋ（−）とを生成し、前置増幅器３および同期検波回路４に供給する。なお、クロック発生回路２は、変位検出装置１の外部に設けられてもよい。
【００３９】
前置増幅器３は、図１０に示すような変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２を使用し、クロック発生回路２から供給される第１クロック信号ｅｃｌｋと第２クロック信号ｅｃｌｋ（−）とを振幅変調し、振幅変調信号を同期検波回路４に供給する。つまり、図２（ａ）に示すような変位ｙ（図１０の可動部分の基準位置からの変位）に対して、前置増幅器３は、図２（ｂ）に示すような振幅変調信号Ｖｏを出力する。
【００４０】
図３は、前置増幅器３を示す回路図である。前置増幅器３は、クロック増幅手段３ａと、変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２と、オペアンプＱ１とを含む。クロック増幅手段３ａは、第１クロック信号と、第２クロック信号とが供給され、第１クロック信号を非反転増幅してコンデンサＣ１の固定電極に供給し、第２クロック信号を非反転増幅してコンデンサＣ２の固定電極に供給する。
【００４１】
詳細には、オペアンプＱ１の出力信号である振幅変調信号Ｖｏがクロック増幅手段３ａの信号入力端に帰還されており、振幅変調信号Ｖｏに応じて、クロック増幅手段３ａに入力される信号が変化するようになっている。つまり、クロック増幅手段３ａは、第１クロック信号及び振幅変調信号に基づく信号を増幅して出力信号を出力し、かつ、第２クロック信号及び振幅変調信号に基づく信号を増幅して出力信号を出力する。詳細は後述するが、オペアンプＱ１の出力信号をクロック増幅手段３ａに帰還させることによって、オペアンプＱ１の反転入力端子にコンデンサＣ１、Ｃ２の可動電極を接続させ、オペアンプの入力容量や配線の浮遊容量成分の影響を受けないようにしているにも関わらず、可動部分の変位に容量が比例する変位検出用コンデンサ、及び、可動部分の変位に容量が比例しない変位検出用コンデンサのいずれを用いる場合でも、可動部分の変位に比例する検出出力を得ることができる。
【００４２】
クロック増幅手段３ａは、オペアンプＱ２、Ｑ３と、抵抗Ｒ１ａ、Ｒ１ｂ、Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ、Ｒ３ａ、Ｒ３ｂ、Ｒ４ａ、Ｒ４ｂを含む。Ｒ１ａとＲ１ｂとの抵抗値は共にＲ１であり、Ｒ２ａとＲ２ｂとの抵抗値は共にＲ２であり、Ｒ３ａとＲ３ｂとの抵抗値は共にＲ３であり、Ｒ４ａとＲ４ｂとの抵抗値は共にＲ４である。
【００４３】
オペアンプＱ２の非反転入力端子（＋端子）は、抵抗Ｒ１ａを介して第１クロック信号が供給され、抵抗Ｒ２ａを介して抵抗Ｒ２ｂとオペアンプＱ１の出力端子とに接続されている。オペアンプＱ２の反転入力端子（−端子）は、抵抗Ｒ３ａを介してオペアンプＱ２の出力端子に接続され、抵抗Ｒ４ａを介して抵抗Ｒ４ｂに接続されている。オペアンプＱ２の出力端子は、コンデンサＣ１の固定電極Ａに接続されている。従って、オペアンプＱ２は、非反転入力端子に第１クロック信号と、オペアンプＱ１の出力信号Ｖｏが供給され、これらの信号を非反転増幅し、コンデンサＣ１に供給する。
【００４４】
オペアンプＱ３の非反転入力端子（＋端子）は、抵抗Ｒ１ｂを介して第２クロック信号が供給され、抵抗Ｒ２ｂを介して抵抗Ｒ２ａとオペアンプＱ１の出力端子とに接続されている。オペアンプＱ３の反転入力端子（−端子）は、抵抗Ｒ３ｂを介してオペアンプＱ３の出力端子に接続され、抵抗Ｒ４ｂを介して抵抗Ｒ４ａに接続されている。オペアンプＱ３の出力端子は、コンデンサＣ２の固定電極Ｂに接続されている。従って、オペアンプＱ３は、非反転入力端子に第２クロック信号と、オペアンプＱ１の出力信号Ｖｏが供給され、これらの信号を非反転増幅し、コンデンサＣ２に供給する。
【００４５】
変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２は、図１０（ａ）または（ｂ）に記載のものが採用され、詳細な構成は上記背景技術で説明した通りである。つまり、変位検出用コンデンサは、固定部分と、固定部分に対して変位する可動部分とを有する。固定部分は、固定電極Ａ、及び、固定電極Ｂを含み、可動部分は、固定電極Ａ及び固定電極Ｂに対向する部分に可動電極Ｃを含む。固定電極Ａと可動電極ＣとによりコンデンサＣ１が構成され、固定電極Ｂと可動電極ＣとによりコンデンサＣ２が構成されている。コンデンサＣ１、Ｃ２の一方の容量が増加するときに、他方の容量が減少する。なお、固定部分と可動部分とが逆になっていてもよく、この場合、電極ＡおよびＢが可動電極となり、電極Ｃが固定電極となる。図１０（ａ）は、可動部分の変位に容量が比例する変位検出用コンデンサであり、図１０（ｂ）は、可動部分の変位に容量が比例しない変位検出用コンデンサである。
【００４６】
コンデンサＣ１の可動電極Ｃと、コンデンサＣ２の可動電極Ｃとは接続されている。オペアンプＱ１の反転入力端子（−端子）は、コンデンサＣ１、Ｃ２の可動電極Ｃに接続され、抵抗Ｒｚを介してオペアンプＱ１の出力端子に接続されている。オペアンプＱ１の非反転入力端子（＋端子）は接地電位に接続されている。オペアンプＱ１の出力端子は、抵抗Ｒ２ａを介してオペアンプＱ２の非反転入力端子に接続され、かつ、抵抗Ｒ２ｂを介してオペアンプＱ３の非反転入力端子に接続されている。この接続構成によって、コンデンサＣ１、Ｃ２、オペアンプＱ１、抵抗Ｒｚは微分回路を構成している。詳細は後述するが、オペアンプＱ１は、コンデンサＣ１の容量とコンデンサＣ２の容量との差を、コンデンサＣ１の容量とコンデンサＣ２の容量との和で除算した値に比例する振幅変調信号Ｖｏ（図２（ｂ））を出力する。
【００４７】
コンデンサＣ１の可動電極Ｃと、コンデンサＣ２の可動電極Ｃとは、オペアンプＱ１の反転入力端子に接続され、仮想接地として動作する。つまり、オペアンプＱ１の非反転入力端子が接地電位に接続され、かつ、オペアンプＱ１の反転入力端子と非反転入力端子との間の電位差が０であるので、オペアンプＱ１の反転入力端子に接続される信号ラインは実質的に接地電位に接続されていると見なせる。従って、図１３にＣｏで示したようなオペアンプの入力容量や配線の浮遊容量成分が図３の前置増幅器３に存在する場合であっても、オペアンプＱ１の反転入力端子に接続される信号ラインが仮想接地であるので、Ｃｏには電流が流れずに、以下でＶｏを計算する際にＣｏの影響を無視することができる。従って、図３の前置増幅器３によると、ガードが不要となり、図４に示すように、他回路の誤動作を防止するために単純なシールド線のみを使用して配線することができる。
【００４８】
図１に戻って、同期検波回路４は、前置増幅器３から振幅変調信号Ｖｏが供給され、クロック発生回路２から第１クロック信号および第２クロック信号が供給され、振幅変調信号Ｖｏを第１クロック信号および第２クロック信号を使用し、両波同期検波を実行する。つまり、第１クロック信号及び第２クロック信号の内の一方が所定値よりも大きい期間（電圧が正（ハイレベル）の期間）に振幅変調信号Ｖｏであり、それ以外の期間に接地電位である第１出力と、第１クロック信号及び第２クロック信号の内の他方が所定値より大きい期間（電圧が正（ハイレベル）の期間）に振幅変調信号Ｖｏであり、それ以外の期間に接地電位である第２出力との差をとることによって、両波同期検波信号が得られる。
【００４９】
同期検波回路４を使用することによって図１１のように乗算器を使用する必要がなくなる。また、同期検波回路４は、両波同期検波信号からＬＰＦによって低周波数成分のみを抽出することによって、図２（ｅ）に示すような検出信号Ｖｄを出力する。同期検波回路４が単波同期検波ではなく両波同期検波することによって、前置増幅器３で生じた１／ｆノイズが第１出力と第２出力との差をとることによって相殺されるという効果がある。
【００５０】
図５は、同期検波回路４を示す回路図である。同期検波回路４は、オペアンプＱ４と、抵抗Ｒ５ａ、Ｒ５ｂ、Ｒ６ａ、Ｒ６ｂ、コンデンサＣ３ａ、Ｃ３ｂ、スイッチＳＷ１、ＳＷ２を含む。Ｒ５ａとＲ５ｂとの抵抗値は等しく、Ｒ６ａとＲ６ｂとの抵抗値は等しく、Ｃ３ａとＣ３ｂとの容量は等しい。スイッチＳＷ１、ＳＷ２は安価なアナログスイッチを使用するができるので、コスト削減に寄与する。
【００５１】
オペアンプＱ４の非反転入力端子（＋端子）は、抵抗Ｒ５ａを介してスイッチＳＷ１に接続され、抵抗Ｒ６ａを介して接地電位に接続され、コンデンサＣ３ａを介して接地電位に接続されている。オペアンプＱ４の反転入力端子（−端子）は、抵抗Ｒ５ｂを介してスイッチＳＷ２に接続され、抵抗Ｒ６ｂを介してオペアンプＱ４の出力端子に接続され、コンデンサＣ３ｂを介してオペアンプＱ４の出力端子に接続されている。
【００５２】
スイッチＳＷ１は、第２クロック信号によって制御される。スイッチＳＷ１は、第２クロック信号が正の期間に、抵抗Ｒ５ａを前置増幅器３の出力に接続させ、振幅変調信号Ｖｏを抵抗Ｒ５ａへと供給する。一方、スイッチＳＷ１は、第２クロック信号が負の期間に、抵抗Ｒ５ａを接地電位に接続させ、振幅変調信号Ｖｏを抵抗Ｒ５ａへと供給しない。（なお、スイッチＳＷ１を第１クロック信号によって制御し、第１クロック信号が負の期間に、抵抗Ｒ５ａを前置増幅器３の出力に接続させ、第１クロック信号が正の期間に、抵抗Ｒ５ａを接地電位に接続させてもよい。）
【００５３】
スイッチＳＷ２は、第１クロック信号によって制御される。スイッチＳＷ２は、第１クロック信号が正の期間に、抵抗Ｒ５ｂを前置増幅器３の出力に接続させ、振幅変調信号Ｖｏを抵抗Ｒ５ｂへと供給する。一方、スイッチＳＷ２は、第１クロック信号が負の期間に、抵抗Ｒ５ｂを接地電位に接続させ、振幅変調信号Ｖｏを抵抗Ｒ５ｂへと供給しない。（なお、スイッチＳＷ２を第２クロック信号によって制御し、第２クロック信号が負の期間に、抵抗Ｒ５ｂを前置増幅器３の出力に接続させ、第２クロック信号が正の期間に、抵抗Ｒ５ｂを接地電位に接続させてもよい。）
【００５４】
オペアンプＱ４、抵抗Ｒ５ａ、Ｒ５ｂ、Ｒ６ａ、Ｒ６ｂ、コンデンサＣ３ａ、Ｃ３ｂによって差動型のＬＰＦ（ローパスフィルタ）が構成されており、スイッチＳＷ１を介して抵抗Ｒ５ａに供給される信号から、スイッチＳＷ２を介して抵抗Ｒ５ｂに供給される信号を減算して増幅し、低周波数成分のみを抽出することで、検出信号Ｖｄを出力する。
【００５５】
以下、本実施形態の変位検出装置１（前置増幅器３）によると、図１０（ａ）又は（ｂ）のいずれの変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２を使用する場合でも、可動部分の変位に比例した出力信号が得られることを説明する。図３の前置増幅器３の各ノードにおける電圧Ｖ１〜Ｖ４および振幅変調信号Ｖｏは次式で表される。
【数１５】
【００５６】
上式よりＶoを求めると、以下の式になる。
【数１６】
【００５７】
ここで、次式を満足するようにクロック周波数を選択する。
【数１７】
【００５８】
すると、Ｖｏは以下の式に変形される。
【数１８】
【００５９】
抵抗Ｒ１〜Ｒ４は定数であるので、Ｖoは、図１３においてＣｏ＝０と仮定して説明した場合と同様に、（コンデンサＣ１、Ｃ２の容量差／コンデンサＣ１、Ｃ２の容量和）に比例する。従って、感度Ｋ０は、変数ｙを含まない。その結果、図１０（ａ）の変位検出用コンデンサ、図１０（ｂ）の変位検出用コンデンサのどちらを使用しても、可動部分の変位に比例した出力信号を得ることができる。
【００６０】
図６は、別の実施形態による前置増幅器３１を示す回路図である。これは、上記式において、Ｒ３＝０、Ｒ４＝∞とした回路である。つまり、オペアンプＱ２の反転入力端子はオペアンプＱ２の出力端子に接続され、オペアンプＱ３の反転入力端子はオペアンプＱ３の出力端子に接続されている。ここで、Ｒ１ａ＝Ｒ１ｂ＝Ｒ２ａ＝Ｒ２ｂとすれば、Ｖ０は以下の式で表される。
【数１９】
【００６１】
上記と同様に、Ｋｏを算出すると、以下の式になる。
【数２０】
【００６２】
従って、感度Ｋ０は、変数ｙを含まない。その結果、図１０（ａ）の変位検出用コンデンサ、図１０（ｂ）の変位検出用コンデンサのどちらを使用しても、可動部分の変位に比例した出力信号を得ることができる。
【００６３】
図７は、さらに別の好ましい実施形態による前置増幅器３２を示す回路図であり、図６と比較して、第１クロック信号および第２クロック信号の立ち上がり応答性を改善した回路である。前置増幅器３２では、コンデンサＣ４ａ、Ｃ４ｂが追加されており、コンデンサＣ４ａは抵抗Ｒ２ａに並列接続され、コンデンサＣ４ｂは抵抗Ｒ２ｂに並列接続されている。コンデンサＣ４ａとコンデンサＣ４ｂとの容量は等しい。コンデンサＣ４ａ、Ｃ４ｂは、第１クロック信号および第２クロック信号に対してＬＰＦとして機能し、第１クロック信号および第２クロック信号の立ち上がりを遅らせるように機能する。また、コンデンサＣ４ａ、Ｃ４ｂは、オペアンプＱ１の出力端子から帰還される振幅変調信号Ｖｏに対してはＨＰＦ（ハイパスフィルタ）として機能し、スピードアップの役割を果たす。なお、コンデンサＣ４ａ、Ｃ４ｂを図３の前置増幅器３に設けてもよい。
【００６４】
なお、上記の各前置増幅器において、オペアンプＱ１の出力をクロック増幅手段３ａの入力に帰還させているので、矩形波応答にある程度のセトリング時間を必要とする。このセトリング時間内の電圧は最終出力に誤差を与えることになる。従って、同期検波回路４において、図８に示すように、セトリング期間をマスキングする方が精度の点で好ましい。そのためには、同期検波回路４で使用する第１クロック信号および第２クロック信号の立ち上がりをセトリング時間だけ遅延させる必要がある（ただし立下りは遅らさない）。図９は、そのためのクロック整形回路の実施例を示し、同期検波回路４の前段に設けられる。図９ではコンデンサＣｄへの充放電時定数を変えることでそれを実現しているが、同様なパルス整形が実現できる限り、図９の回路に限定されない。
【００６５】
以上のように、本実施形態によると、以下の効果が得られる。
（１）同期検波回路４を使用することで、安価なアナログスイッチを使用することができる。アナログの乗算器を使用する必要がない。
（２）オペアンプＱ１の反転入力端子に変位検出用コンデンサＣ１、Ｃ２を接続し、非反転入力端子は接地電位に接続される。従って、図１３のＣｏに相当する容量に電流が流れないので、Ｃｏの影響を無視できる。そして、オペアンプＱ１の出力をオペアンプＱ２、Ｑ３の入力に帰還させることにより、オペアンプＱ１の出力は（Ｃ１−Ｃ２）／（Ｃ１＋Ｃ２）に比例する。従って、可動部分の変位に容量が比例する変位検出用コンデンサ、及び、可動部分の変位に容量が比例しない変位検出用コンデンサのいずれを用いる場合でも、可動部分の変位に比例する検出出力を得ることができる。
（３）Ｃｏの影響を無視できるので、図１４のようなガードや、ガードをさらに覆うシールド等の特殊で複雑な配線を設ける必要がない。
（４）上記の前置増幅器３、同期検波回路４によると、クロック信号は正弦波だけではなく矩形波を使用することができる。従って、クロック生成回路２は、矩形波のクロック信号を生成するものであればよいので、安価、かつ、容易に構成することができる。
【００６６】
以上、本発明の好ましい実施形態を説明したが、本発明はこれらの実施形態には限定されない。上記の変位検出装置に適用される前置増幅器または同期検波回路という形態で提供されてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６７】
本発明は、変位検出装置に好適に採用され得る。
【符号の説明】
【００６８】
１ 変位検出装置
２ クロック発生回路
３ 前置増幅器
３ａ クロック増幅手段
４ 同期検波回路
Ｑ１ オペアンプ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１クロック信号と、前記第１クロック信号に対して位相が反転された第２クロック信号と、第１オペアンプから出力される振幅変調信号とが供給され、前記第１クロック信号及び前記振幅変調信号に基づく信号を増幅して第１出力信号を出力し、かつ、前記第２クロック信号及び前記振幅変調信号に基づく信号を増幅して第２出力信号を出力するクロック増幅手段と、
前記クロック増幅手段からの前記第１出力信号が第１電極に供給される第１コンデンサと、
第２電極が前記第１コンデンサの第２電極に接続され、前記クロック増幅手段からの前記第２出力信号が第１電極に供給される第２コンデンサと、
反転入力端子が前記第１コンデンサの第２電極及び前記第２コンデンサの第２電極に接続され、非反転入力端子が接地電位に接続され、出力端子が前記クロック増幅手段の入力に接続されている前記第１オペアンプとを含み、
前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との差を、前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との和で除算した値に比例する前記振幅変調信号を前記第１オペアンプから出力する前置増幅回路と；
前記振幅変調信号が供給され、前記第１クロック信号及び前記第２クロック信号の内の一方が所定値より大きい期間に前記振幅変調信号であり、それ以外の期間に接地電位である第３出力信号と、前記第１クロック信号及び前記第２クロック信号の内の他方が所定値より大きい期間に前記振幅変調信号であり、それ以外の期間に接地電位である第４出力信号との差を算出し、その低域成分を出力する同期検波回路と；を備える、変位検出装置。
【請求項２】
前記クロック増幅手段が、第１〜第８抵抗と、第２オペアンプと、第３オペアンプとを含み、
前記第２オペアンプの非反転入力端子が前記第１抵抗を介して前記第１クロック信号が供給され、かつ、前記第２抵抗を介して前記第１オペアンプの出力端子に接続され、前記第２オペアンプの反転入力端子が前記第３抵抗を介して前記第２オペアンプの出力端子に接続され、かつ、前記第４抵抗を介して前記第８抵抗に接続され、前記第２オペアンプの出力端子が前記第１コンデンサの第１電極に接続され、
前記第３オペアンプの非反転入力端子が前記第５抵抗を介して前記第２クロック信号が供給され、かつ、前記第６抵抗を介して前記第１オペアンプの出力端子に接続され、前記第３オペアンプの反転入力端子が前記第７抵抗を介して前記第３オペアンプの出力端子に接続され、かつ、前記第８抵抗を介して前記第４抵抗に接続され、前記第３オペアンプの出力端子が前記第２コンデンサの第１電極に接続されている、請求項１に記載の変位検出装置。
【請求項３】
前記クロック増幅手段が、第１抵抗と、第２抵抗と、第５抵抗と、第６抵抗と、第２オペアンプと、第３オペアンプとを含み、
前記第２オペアンプの非反転入力端子が前記第１抵抗を介して前記第１クロック信号が供給され、かつ、前記第２抵抗を介して前記第１オペアンプの出力端子に接続され、前記第２オペアンプの出力端子が前記第２オペアンプの反転入力端子と、前記第１コンデンサの第１電極とに接続され、
前記第３オペアンプの非反転入力端子が前記第５抵抗を介して前記第２クロック信号が供給され、かつ、前記第６抵抗を介して前記第１オペアンプの出力端子に接続され、前記第３オペアンプの出力端子が前記第３オペアンプの反転入力端子と、前記第２コンデンサの第１電極とに接続されている、請求項１に記載の変位検出装置。
【請求項４】
前記第２抵抗に並列に第３コンデンサが接続されており、
前記第６抵抗に並列に第４コンデンサが接続されている、請求項２または３に記載の変位検出装置。
【請求項５】
前記同期検波回路が、第９〜第１２抵抗と、第５、第６コンデンサと、第４オペアンプと、第１アナログスイッチと、第２アナログスイッチとを含み、
前記第４オペアンプの非反転入力端子が、前記第９抵抗を介して前記第１アナログスイッチに接続され、前記第１０抵抗を介して接地電位に接続され、前記第５コンデンサを介して接地電位に接続され、前記第４オペアンプの反転入力端子が、前記第１１抵抗を介して前記第２アナログスイッチに接続され、前記第１２抵抗を介して前記第４オペアンプの出力端子に接続され、前記第６コンデンサを介して前記第４オペアンプの出力端子に接続され、
前記第１アナログスイッチが、前記第１クロック信号及び前記第２クロック信号の内の一方が所定値より大きい期間に、前記第９抵抗を前記前置増幅器の出力に接続させ、そうでない期間に前記第９抵抗を接地電位に接続させ、
前記第２アナログスイッチが、前記第１クロック信号及び前記第２クロック信号の内の他方が所定値より大きい期間に、前記第１１抵抗を前記前置増幅器の出力に接続させ、そうでない期間に前記第１１抵抗を接地電位に接続させる、請求項１〜５のいずれかに記載の変位検出装置。
【請求項６】
第１クロック信号と、前記第１クロック信号に対して位相が反転された第２クロック信号と、第１オペアンプから出力される振幅変調信号とが供給され、前記第１クロック信号及び前記振幅変調信号に基づく信号を増幅して第１出力信号を出力し、かつ、前記第２クロック信号及び前記振幅変調信号に基づく信号を増幅して第２出力信号を出力するクロック増幅手段と、
前記クロック増幅手段からの前記第１出力信号が第１電極に供給される第１コンデンサと、
第２電極が前記第１コンデンサの第２電極に接続され、前記クロック増幅手段からの前記第２出力信号が第１電極に供給される第２コンデンサと、
反転入力端子が前記第１コンデンサの第２電極及び前記第２コンデンサの第２電極に接続され、非反転入力端子が接地電位に接続され、出力端子が前記クロック増幅手段の入力に接続されている前記第１オペアンプとを含み、
前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との差を、前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との和で除算した値に比例する前記振幅変調信号を前記第１オペアンプから出力する、前置増幅回路。
【請求項１】
第１クロック信号と、前記第１クロック信号に対して位相が反転された第２クロック信号と、第１オペアンプから出力される振幅変調信号とが供給され、前記第１クロック信号及び前記振幅変調信号に基づく信号を増幅して第１出力信号を出力し、かつ、前記第２クロック信号及び前記振幅変調信号に基づく信号を増幅して第２出力信号を出力するクロック増幅手段と、
前記クロック増幅手段からの前記第１出力信号が第１電極に供給される第１コンデンサと、
第２電極が前記第１コンデンサの第２電極に接続され、前記クロック増幅手段からの前記第２出力信号が第１電極に供給される第２コンデンサと、
反転入力端子が前記第１コンデンサの第２電極及び前記第２コンデンサの第２電極に接続され、非反転入力端子が接地電位に接続され、出力端子が前記クロック増幅手段の入力に接続されている前記第１オペアンプとを含み、
前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との差を、前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との和で除算した値に比例する前記振幅変調信号を前記第１オペアンプから出力する前置増幅回路と；
前記振幅変調信号が供給され、前記第１クロック信号及び前記第２クロック信号の内の一方が所定値より大きい期間に前記振幅変調信号であり、それ以外の期間に接地電位である第３出力信号と、前記第１クロック信号及び前記第２クロック信号の内の他方が所定値より大きい期間に前記振幅変調信号であり、それ以外の期間に接地電位である第４出力信号との差を算出し、その低域成分を出力する同期検波回路と；を備える、変位検出装置。
【請求項２】
前記クロック増幅手段が、第１〜第８抵抗と、第２オペアンプと、第３オペアンプとを含み、
前記第２オペアンプの非反転入力端子が前記第１抵抗を介して前記第１クロック信号が供給され、かつ、前記第２抵抗を介して前記第１オペアンプの出力端子に接続され、前記第２オペアンプの反転入力端子が前記第３抵抗を介して前記第２オペアンプの出力端子に接続され、かつ、前記第４抵抗を介して前記第８抵抗に接続され、前記第２オペアンプの出力端子が前記第１コンデンサの第１電極に接続され、
前記第３オペアンプの非反転入力端子が前記第５抵抗を介して前記第２クロック信号が供給され、かつ、前記第６抵抗を介して前記第１オペアンプの出力端子に接続され、前記第３オペアンプの反転入力端子が前記第７抵抗を介して前記第３オペアンプの出力端子に接続され、かつ、前記第８抵抗を介して前記第４抵抗に接続され、前記第３オペアンプの出力端子が前記第２コンデンサの第１電極に接続されている、請求項１に記載の変位検出装置。
【請求項３】
前記クロック増幅手段が、第１抵抗と、第２抵抗と、第５抵抗と、第６抵抗と、第２オペアンプと、第３オペアンプとを含み、
前記第２オペアンプの非反転入力端子が前記第１抵抗を介して前記第１クロック信号が供給され、かつ、前記第２抵抗を介して前記第１オペアンプの出力端子に接続され、前記第２オペアンプの出力端子が前記第２オペアンプの反転入力端子と、前記第１コンデンサの第１電極とに接続され、
前記第３オペアンプの非反転入力端子が前記第５抵抗を介して前記第２クロック信号が供給され、かつ、前記第６抵抗を介して前記第１オペアンプの出力端子に接続され、前記第３オペアンプの出力端子が前記第３オペアンプの反転入力端子と、前記第２コンデンサの第１電極とに接続されている、請求項１に記載の変位検出装置。
【請求項４】
前記第２抵抗に並列に第３コンデンサが接続されており、
前記第６抵抗に並列に第４コンデンサが接続されている、請求項２または３に記載の変位検出装置。
【請求項５】
前記同期検波回路が、第９〜第１２抵抗と、第５、第６コンデンサと、第４オペアンプと、第１アナログスイッチと、第２アナログスイッチとを含み、
前記第４オペアンプの非反転入力端子が、前記第９抵抗を介して前記第１アナログスイッチに接続され、前記第１０抵抗を介して接地電位に接続され、前記第５コンデンサを介して接地電位に接続され、前記第４オペアンプの反転入力端子が、前記第１１抵抗を介して前記第２アナログスイッチに接続され、前記第１２抵抗を介して前記第４オペアンプの出力端子に接続され、前記第６コンデンサを介して前記第４オペアンプの出力端子に接続され、
前記第１アナログスイッチが、前記第１クロック信号及び前記第２クロック信号の内の一方が所定値より大きい期間に、前記第９抵抗を前記前置増幅器の出力に接続させ、そうでない期間に前記第９抵抗を接地電位に接続させ、
前記第２アナログスイッチが、前記第１クロック信号及び前記第２クロック信号の内の他方が所定値より大きい期間に、前記第１１抵抗を前記前置増幅器の出力に接続させ、そうでない期間に前記第１１抵抗を接地電位に接続させる、請求項１〜５のいずれかに記載の変位検出装置。
【請求項６】
第１クロック信号と、前記第１クロック信号に対して位相が反転された第２クロック信号と、第１オペアンプから出力される振幅変調信号とが供給され、前記第１クロック信号及び前記振幅変調信号に基づく信号を増幅して第１出力信号を出力し、かつ、前記第２クロック信号及び前記振幅変調信号に基づく信号を増幅して第２出力信号を出力するクロック増幅手段と、
前記クロック増幅手段からの前記第１出力信号が第１電極に供給される第１コンデンサと、
第２電極が前記第１コンデンサの第２電極に接続され、前記クロック増幅手段からの前記第２出力信号が第１電極に供給される第２コンデンサと、
反転入力端子が前記第１コンデンサの第２電極及び前記第２コンデンサの第２電極に接続され、非反転入力端子が接地電位に接続され、出力端子が前記クロック増幅手段の入力に接続されている前記第１オペアンプとを含み、
前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との差を、前記第１コンデンサの容量と前記第２コンデンサの容量との和で除算した値に比例する前記振幅変調信号を前記第１オペアンプから出力する、前置増幅回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１１−２４７８４７（Ｐ２０１１−２４７８４７Ａ）
【公開日】平成２３年１２月８日（２０１１．１２．８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１２４０１９（Ｐ２０１０−１２４０１９）
【出願日】平成２２年５月３１日（２０１０．５．３１）
【出願人】（７１００１４３５１）オンキヨー株式会社 (226)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１２月８日（２０１１．１２．８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年５月３１日（２０１０．５．３１）
【出願人】（７１００１４３５１）オンキヨー株式会社 (226)
【Ｆターム（参考）】
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