放電灯点灯回路
【課題】直列共振回路を含む放電灯点灯回路において、放電灯のインピーダンス変化にかかわらず、点灯維持に必要な電力を放電灯へ供給する。
【解決手段】放電灯点灯回路１は、インバータ回路３と、インバータ回路３からの出力電圧を受けてトランス７を介して放電灯Ｌに交流電力を供給する直列共振回路４と、インバータ回路３を駆動するブリッジドライバ６と、ブリッジドライバ６の駆動周波数を制御する制御部１０とを備える。制御部１０は、交流電力を定常値に維持する定常点灯制御回路１１を有する。トランス７のインダクタンスは、一次巻線７ａを流れる励磁電流が所定の値より小さい場合に励磁電流の増加に応じて第１の減少率で減少し、励磁電流が所定の値より大きい場合に第２の減少率で減少するか又は略一定となる。
【解決手段】放電灯点灯回路１は、インバータ回路３と、インバータ回路３からの出力電圧を受けてトランス７を介して放電灯Ｌに交流電力を供給する直列共振回路４と、インバータ回路３を駆動するブリッジドライバ６と、ブリッジドライバ６の駆動周波数を制御する制御部１０とを備える。制御部１０は、交流電力を定常値に維持する定常点灯制御回路１１を有する。トランス７のインダクタンスは、一次巻線７ａを流れる励磁電流が所定の値より小さい場合に励磁電流の増加に応じて第１の減少率で減少し、励磁電流が所定の値より大きい場合に第２の減少率で減少するか又は略一定となる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電灯点灯回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
車両の前照灯などに用いられるメタルハライドランプ等の放電灯を点灯させるためには、電力を安定的に供給するための点灯回路（バラスト）が必要となる。例えば、特許文献１に開示された放電灯点灯回路は、直列共振回路を含む直流−交流変換回路を備えており、この直流−交流変換回路からトランスを介して放電灯へ交流電力が供給される。そして、供給電力の大きさは、直列共振回路を駆動するブリッジドライバの駆動周波数を変化させることにより制御される。
【特許文献１】特開２００５−６３８１９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
放電灯のインピーダンスは、その点灯状態によって大きく変化する。例えば、点灯直後のグロー放電時においては放電灯のインピーダンスは極めて大きく、グロー放電からアーク放電への移行に従って急激に小さくなる。また、定常点灯状態においても、直流−交流変換回路から供給される交流電力の大きさによって放電灯のインピーダンスは変化する。この放電灯のインピーダンスは直列共振回路の負荷抵抗に相当するので、直列共振回路のＱ値は、放電灯のインピーダンスが大きくなるほど、また小さくなるほど大きくなり、放電灯のインピーダンスが或る値のときに最小値となる。従来の放電灯点灯回路においては、放電灯のインピーダンスが、直列共振回路のＱ値が過度に小さくなるような値となるおそれがあり、この場合、放電灯へ十分な電力を供給することができなくなり、放電灯の点灯維持が困難となる。
【０００４】
本発明は、上記した問題点を鑑みてなされたものであり、直列共振回路を含む放電灯点灯回路において、放電灯のインピーダンス変化にかかわらず、点灯維持に必要な電力を放電灯へ供給することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記した課題を解決するために、本発明による放電灯点灯回路は、交流電力を放電灯へ供給する放電灯点灯回路であって、インバータ回路と、トランスの一次巻線及びコンデンサを含み、インバータ回路からの出力電圧を受けてトランスの二次巻線を介して放電灯に交流電力を供給する直列共振回路と、インバータ回路を駆動する駆動部と、駆動部の駆動周波数を制御するための制御信号を生成する制御部とを備え、制御部は、交流電力が定常値に維持されるように駆動周波数を制御する定常点灯制御回路を有し、トランスは、一次巻線を流れる励磁電流が所定の値より小さい場合に、励磁電流の増加に応じてインダクタンスが第１の減少率で減少し、励磁電流が所定の値より大きい場合に、励磁電流の増加に応じてインダクタンスが第１の減少率よりも絶対値が小さい第２の減少率で減少するか又は略一定であり、所定の値は、定常点灯制御回路による定常点灯状態における励磁電流の最大値よりも高いか、又は定常点灯状態における励磁電流の変動範囲に含まれることを特徴とする。
【０００６】
本発明者らの知見によれば、トランスのインダクタンスを小さくすると最大供給電力を大きくすることができるが、同時にトランスの二次側への電力伝達効率が低下して電力損失も増大してしまう。しかし、点灯直後のグロー放電状態からアーク放電状態へ至るごく僅かな期間（以下、初期点灯期間とする）であれば、トランスのインダクタンスを小さくして電力損失が増大したとしても全体的な消費電力量には殆ど影響しない。逆に、アーク成長後の定常点灯期間では、トランスのインダクタンスを小さくして電力損失が増大すると全体的な消費電力量に大きく影響するので、この期間においてはトランスのインダクタンスが大きいことが望ましい。
【０００７】
上述した初期点灯期間においては、アークが十分に成長していないため放電灯のインピーダンスは数十キロオームないし数十オームと高く、且つ放電灯のインピーダンスは急激に変化する。また、定常点灯期間においては、アークが十分に成長しているため、放電灯のインピーダンスは定格電力で点灯した場合数十オームないし数百オームと低くなり、放電灯のインピーダンス変化は緩やかである。従って、初期点灯期間においてトランスのインダクタンスを小さくし、定常点灯期間においてトランスのインダクタンスを大きくすれば、消費電力に殆ど影響することなく最大供給電力を増大させることができる。本発明者らは、放電灯のインピーダンスが大きくなるほどトランスの一次巻線を流れる励磁電流が増大するという事実に着目し、励磁電流の増加に応じてインダクタンスが減少するような特性をトランスに持たせることを考えた。
【０００８】
しかしながら、トランスのインダクタンスが減少し過ぎた場合、トランスの磁気結合が低下し過ぎて、必要な電力を放電灯へ伝達できなくなるおそれがある。特に、放電灯の点灯直後はインピーダンスが高く励磁電流も大きいが、このときに必要な電力を伝達できないとアーク放電状態へ移行できない。
【０００９】
以上の点に鑑み、上述した放電灯点灯回路においては、直列共振回路を構成するトランスに工夫がなされている。すなわち、上記放電灯点灯回路においては、励磁電流が所定の値より小さい場合には励磁電流の増加に応じてトランスのインダクタンスが第１の減少率で減少する。そして、この所定の値は、定常点灯制御回路による定常点灯状態における励磁電流の最大値よりも高いか、又は定常点灯状態における励磁電流の変動範囲に含まれる。これにより、定常点灯期間においては放電灯のインピーダンスが小さいほどトランスのインダクタンスが大きくなるので、電力損失を抑えることができる。また、励磁電流が所定の値より大きい場合には、励磁電流の増加に応じてインダクタンスが第１の減少率よりも絶対値が小さい第２の減少率で減少するか又は略一定となる。これにより、放電灯のインピーダンスが大きい初期点灯期間においてトランスのインダクタンスを小さく抑え、十分な電力を放電灯へ供給でき、且つインダクタンスの過度の減少を防止してアーク放電状態への移行を促進できる。このように、上記した放電灯点灯回路によれば、放電灯のインピーダンス変化にかかわらず、点灯維持に必要な電力を放電灯へ供給することができる。
【００１０】
また、放電灯点灯回路は、トランスのコアの微分透磁率（＝ΔＢ／ΔＨ：Ｂは磁束密度、Ｈは磁界の強さ）が、励磁電流が所定の値より小さい場合に該励磁電流の増加に応じて第１の減少率に相当する割合で減少し、励磁電流が所定の値より大きい場合に該励磁電流の増加に応じて第２の減少率に相当する割合で減少するか又は略一定であることを特徴としてもよい。これにより、励磁電流が所定の値より小さい場合に励磁電流の増加に応じてインダクタンスが第１の減少率で減少し、励磁電流が所定の値より大きい場合に励磁電流の増加に応じてインダクタンスが第２の減少率で減少するか又は略一定となるトランスを好適に実現できる。
【００１１】
また、放電灯点灯回路は、トランスが、一次巻線及び二次巻線が巻回される軸芯部、及び軸芯部の一端に磁気的に結合され軸芯部に沿って延びる二本の脚部を有する第１のコア部材と、軸芯部の他端と脚部の先端とを磁気的に結合する第２のコア部材とを有し、第１及び第２のコア部材が互いに異なる磁性材料からなり、第２のコア部材の透磁率が第１のコア部材の透磁率より小さいことを特徴としてもよい。或いは、トランスが、一次巻線及び二次巻線が巻回される軸芯部、及び軸芯部の一端に磁気的に結合され軸芯部に沿って延びる二本の脚部を有する第１のコア部材と、軸芯部の他端と脚部の先端とを磁気的に結合する第２のコア部材とを有し、第１及び第２のコア部材が同一の磁性材料からなり、第２のコア部材の最小断面積が第１のコア部材の最小断面積より小さいことを特徴としてもよい。これらのうち何れかの構成によって、励磁電流が所定の値より小さい場合に励磁電流の増加に応じてインダクタンスが第１の減少率で減少し、励磁電流が所定の値より大きい場合に励磁電流の増加に応じてインダクタンスが第２の減少率で減少するか又は略一定となるトランスを好適に実現できる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明による放電灯点灯回路によれば、直列共振回路を含む放電灯点灯回路において、放電灯のインピーダンス変化にかかわらず、点灯維持に必要な電力を放電灯へ供給できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、添付図面を参照しながら本発明による放電灯点灯回路の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００１４】
図１は、本発明による放電灯点灯回路の一実施形態の構成を示す図である。図１に示す放電灯点灯回路１は、放電灯Ｌを点灯させるための交流電力を放電灯Ｌへ供給する回路であって、直流電源Ｂからの直流電圧ＶＢを交流電圧に変換して放電灯Ｌに供給する。放電灯点灯回路１は、主に車輌用の、特に前照灯などの灯具に用いられる。なお、放電灯Ｌとしては、例えば水銀フリーのメタルハライドランプが好適に用いられるが、他の構造をもつ放電灯であってもよい。
【００１５】
放電灯点灯回路１は、電力供給部２、制御部１０、及びＶ−Ｆ変換部２４を備える。電力供給部２は、制御部１０からの制御信号Ｓｃ１に基づく大きさの電力を放電灯Ｌへ供給する。電力供給部２は、点灯操作のためのスイッチ２０を介して直流電源Ｂ（バッテリーなど）に接続されており、直流電源Ｂから直流電圧ＶＢを受けて交流変換及び昇圧を行う。本実施形態の電力供給部２は、直流電圧ＶＢを矩形波の電圧に変換するハーフブリッジインバータ回路（以下、単にインバータ回路という）３と、インバータ回路３の後段に設けられた直列共振回路４と、点灯開始時に放電灯Ｌに高圧パルスを印加して点灯を促す起動部５と、インバータ回路３を駆動する駆動部であるブリッジドライバ６とを有する。
【００１６】
インバータ回路３は、二つの出力端３ａ，３ｂを有しており、出力端３ａと出力端３ｂとの間に矩形波の電圧を出力する。インバータ回路３は、スイッチング素子である２つのトランジスタ３１及び３２が直列に接続されて構成されている。具体的には、トランジスタ３１の一方の電流端子（ドレイン端子）は直流電源Ｂのプラス側端子に接続されており、トランジスタ３１の他方の電流端子（ソース端子）はトランジスタ３２の一方の電流端子（ドレイン端子）に接続されており、トランジスタ３１の制御端子（ゲート端子）はブリッジドライバ６に接続されている。また、トランジスタ３２の他方の電流端子（ソース端子）は電位の基準となる接地電位線ＧＮＤ（すなわち直流電源Ｂのマイナス側端子）に接続されており、トランジスタ３２の制御端子（ゲート端子）はブリッジドライバ６に接続されている。そして、出力端３ａはトランジスタ３１のソース端子（トランジスタ３２のドレイン端子）に設定されており、出力端３ｂはトランジスタ３２のソース端子に設定されている。ブリッジドライバ６は、互いに逆相となる駆動信号Ｓｄｒｖ１、Ｓｄｒｖ２をトランジスタ３１、３２のゲート端子へ供給することにより、トランジスタ３１，３２を交互に導通させる。なお、トランジスタ３１，３２としては、例えば図１に示すようにＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴが好適に用いられるが、他のＦＥＴやバイポーラトランジスタでもよい。また、駆動信号Ｓｄｒｖ１、Ｓｄｒｖ２のデューティ比は各々５０％とするとよい。
【００１７】
直列共振回路４は、トランス７の一次巻線７ａ、コンデンサ８、及びインダクタ９を有する。トランス７は、放電灯Ｌへ高圧パルスを印加し、また、直列共振回路４からの交流電力を放電灯Ｌへ伝えると共に該交流電力を昇圧するために設けられる。本実施形態では、コンデンサ８と、インダクタ９と、トランス７の一次巻線７ａとが、この順で互いに直列に接続されている。そして、その直列回路のコンデンサ８側の一端はインバータ回路３の一方の出力端３ａに接続されており、一次巻線７ａ側の一端はインバータ回路３の他方の出力端３ｂに接続されている。この構成においては、トランス７の一次巻線７ａのリーケージ（漏れ）インダクタンス、及びインダクタ９のインダクタンスからなる合成リアクタンスと、コンデンサ８の容量とによって共振周波数が決定される。なお、一次巻線７ａ及びコンデンサ８のみによって直列共振回路を構成し、インダクタ９を省略してもよい。
【００１８】
インバータ回路３及び直列共振回路４においては、コンデンサ８及び誘導性要素（インダクタンス成分やインダクタ）による直列共振現象を利用し、トランジスタ３１，３２の駆動周波数をこの直列共振周波数以上の値に規定して該トランジスタ３１，３２を交互にオン／オフさせ、トランス７の一次巻線７ａに交流電力を生じさせる。この交流電力は、トランス７の二次巻線７ｂへ昇圧されて伝達され、二次巻線７ｂに接続された放電灯Ｌへ供給される。なお、トランジスタ３１，３２を駆動するブリッジドライバ６は、トランジスタ３１，３２が共に導通状態とならないように相反的に各トランジスタ３１，３２を駆動する。
【００１９】
直列共振回路４のインピーダンスは、ブリッジドライバ６によるトランジスタ３１，３２の駆動周波数によって変化する。従って、放電灯Ｌに供給される交流電力の大きさを、該駆動周波数を変化させることにより制御できる。ここで、図２は、トランジスタ３１，３２の駆動周波数と供給電力の大きさとの関係を概念的に示すグラフである。図２に示すように、放電灯Ｌに供給される電力の大きさは、駆動周波数が直列共振周波数ｆｏｎと等しいときに最大値Ｐｍａｘとなり、駆動周波数が直列共振周波数ｆｏｎよりも大きくなる（または小さくなる）に従って減少する。但し、駆動周波数が直列共振周波数ｆｏｎよりも小さい場合、スイッチング損失が大きくなり電力効率が低下したり、放電灯Ｌへ供給する電力制御が不安定になるおそれがある。従って、ブリッジドライバ６の駆動周波数は、直列共振周波数ｆｏｎよりも大きい領域（図中の領域Ｆ）においてその大きさが制御される。本実施形態においては、ブリッジドライバ６の駆動周波数は、ブリッジドライバ６に接続されたＶ−Ｆ変換部２４からの制御信号Ｓｃ２（周波数変調されたパルス列を含む信号）のパルス周波数に従って制御される。
【００２０】
起動部５は、放電灯Ｌに起動用の高圧パルスを印加するための回路であり、起動部５からトリガー電圧及び電流がトランス７に印加されると、トランス７の二次巻線７ｂにおいて生成される交流電圧に高圧パルスが畳重される。起動部５は、高圧パルスを生成するための電力を蓄える起動用コンデンサ（容量素子）５１と、スパークギャップやガスアレスタ等の自己降伏型スイッチング素子５２とを有する。起動用コンデンサ５１の一端は整流素子（ダイオード）５３及び抵抗素子５４を介してトランス７の補助巻線７ｃの一端に接続されており、起動部５への入力電圧が提供される。補助巻線７ｃ及び起動用コンデンサ５１それぞれの他端は、共にインバータ回路３の出力端３ｂ（すなわち接地電位線ＧＮＤ）に接続されている。なお、起動部５への入力電圧については、例えば、トランス７の二次巻線７ｂから得てもよく、或いはインダクタ９と共にトランスを構成する補助巻線を設けて該補助巻線から得てもよい。
【００２１】
自己降伏型スイッチング素子５２の一端は起動用コンデンサ５１の一端と接続されており、自己降伏型スイッチング素子５２の他端は一次巻線７ａの途中に接続されている。起動部５においては、起動用コンデンサ５１の両端電圧が自己降伏型スイッチング素子５２の放電開始電圧に達すると、自己降伏型スイッチング素子５２が瞬間的に導通状態となることによってトリガー電圧及び電流が出力される。
【００２２】
制御部１０は、ブリッジドライバ６の駆動周波数を制御することにより、放電灯Ｌの未点灯時には無負荷時出力電圧（ＯＣＶ）の大きさを制御し、放電灯Ｌの点灯後には放電灯Ｌへの供給電力の大きさを制御する。制御部１０は、例えばオペアンプ等によるアナログ演算回路や、或いはマイコン、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）等のディジタル演算回路によって好適に実現される。
【００２３】
制御部１０は、入力端１０ａ及び１０ｂ、並びに出力端１０ｃを有する。入力端１０ａは、放電灯Ｌのランプ電圧ＶＬの振幅を示す信号（以下、ランプ電圧相当信号という）ＶＳを入力するために、ピークホールド回路２１を介して二次巻線７ｂの中間タップに接続されている。ランプ電圧相当信号ＶＳは、ランプ電圧ＶＬのピーク値の例えば０．３５倍に設定される。入力端１０ｂは、放電灯Ｌのランプ電流ＩＬを検出するために設けられた抵抗素子２５の一端に、ピークホールド回路２２及びバッファ２３を介して接続されている。抵抗素子２５の一端は、更に放電灯点灯回路１の出力端子を介して放電灯Ｌの一方の電極に接続され、抵抗素子２５の他端は、インバータ回路３の出力端３ｂ（接地電位線ＧＮＤ）に接続されている。そして、バッファ２３からは、ランプ電流ＩＬの振幅を示す信号（以下、ランプ電流相当信号という）ＩＳが出力される。
【００２４】
制御部１０は、定常点灯制御回路１１を有する。定常点灯制御回路１１は、放電灯Ｌの点灯後において、放電灯Ｌへ供給される交流電力が定常値（例えば３５Ｗ）に維持されるようにインバータ回路３の駆動周波数を制御するための回路である。定常点灯制御回路１１は、ランプ電圧相当信号ＶＳ及びランプ電流相当信号ＩＳに基づいて制御信号Ｓｃ１を生成する。なお、定常点灯制御回路１１は、放電灯Ｌの点灯前において、放電灯Ｌに供給されるべきＯＣＶの大きさが或る値に近づくようにランプ電圧相当信号ＶＳに基づいて制御信号Ｓｃ１を生成する機能を兼ね備えても良い。また、定常点灯制御回路１１は、放電灯Ｌの点灯後において、放電灯Ｌに供給される電力の大きさが例えば定常値より大きい値（例えば７５Ｗ）から所定の時間関数及びランプ電圧ＶＬに従って定常値（３５Ｗ）に近づくように制御信号Ｓｃ１を生成する機能を兼ね備えても良い。
【００２５】
すなわち、本実施形態の制御部１０は、放電灯Ｌの点灯後、所定の時間関数に従って、まず供給電力の大きさが初期値（例えば７５Ｗ）となるように、そして、或る時刻（この時刻は、ランプ電圧の変化によって決定される）以降、供給電力の大きさが初期値から定常値（例えば３５Ｗ）へ徐々に近づくように、制御信号Ｓｃ１を生成する。
【００２６】
こうして生成された制御信号Ｓｃ１は、Ｖ−Ｆ変換部２４に入力される。Ｖ−Ｆ変換部２４は、アナログ信号である制御信号Ｓｃ１を制御部１０の出力端１０ｃから入力し、この制御信号Ｓｃ１をＶ−Ｆ変換して制御信号Ｓｃ２を生成する。Ｖ−Ｆ変換部２４は、生成した制御信号Ｓｃ２をブリッジドライバ６へ提供する。
【００２７】
ここで、本実施形態のトランス７が有するインダクタンス特性について説明する。図３は、本実施形態のトランス７が有するインダクタンス特性を示すグラフである。なお、図３において、縦軸はトランス７の一次巻線７ａのインダクタンスである一次インダクタンスＬｐを示し、横軸は一次巻線７ａを流れる励磁電流Ｉｐを示す。同図に示すように、トランス７の一次インダクタンスＬｐは、一次巻線７ａを流れる励磁電流Ｉｐが所定の値Ｉｐａより小さい場合（図中の領域Ｉ１）には、励磁電流Ｉｐの増加に応じて第１の減少率（ΔＬｐ１／ΔＩｐ）で減少し、励磁電流Ｉｐが所定の値Ｉｐａより大きい場合（図中の領域Ｉ２）には、励磁電流Ｉｐの増加に応じて第１の減少率（ΔＬｐ１／ΔＩｐ）よりも小さい第２の減少率（ΔＬｐ２／ΔＩｐ）で減少するか、又は図中に一点鎖線で示すように略一定となる。なお、一般的に、励磁電流Ｉｐが過度に大きな領域（図中の領域Ｉ３）においては、磁気飽和が起き一次インダクタンスＬｐは励磁電流Ｉｐの増加と共に大きく減少する。
【００２８】
領域Ｉ１と領域Ｉ２との境界となる励磁電流Ｉｐの所定の値Ｉｐａは、例えば車輌の前照灯に適用される放電灯点灯回路の場合、２〜６［Ａ］であり、特に３．０［Ａ］程度が好ましい。また、領域Ｉ２と領域Ｉ３との境界となる励磁電流Ｉｐの値Ｉｐｂを例示すると、例えば１００［Ａ］である。また、励磁電流Ｉｐが所定の値Ｉｐａであるときの一次インダクタンスＬｐの値Ｌｐａは例えば１００〜２００［ｎＨ］であり、特に１５０［ｎＨ］程度が好ましい。また、励磁電流Ｉｐがほぼゼロのときの一次インダクタンスＬｐの値Ｌｐｂは例えば３００〜５００［ｎＨ］であり、特に３３０［ｎＨ］程度が好ましい。なお、値Ｉｐａを３．０［Ａ］とし、値Ｌｐａを１５０［ｎＨ］とし、値Ｌｐｂを３３０［ｎＨ］とした場合、第１の減少率（ΔＬｐ１／ΔＩｐ）は、（３３０［ｎＨ］−１５０［ｎＨ］）／３．０［Ａ］＝６０［ｎＨ／Ａ］となる。なお、第２の減少率（ΔＬｐ２／ΔＩｐ）は、この第１の減少率（ΔＬｐ１／ΔＩｐ）と比べて絶対値が小さいほど好ましく、ほぼゼロ（すなわちインダクタンスＬｐが略一定）であると尚好ましい。
【００２９】
また、励磁電流Ｉｐの所定の値Ｉｐａは、定常点灯制御回路１１による定常点灯状態（すなわち、放電灯Ｌへの供給電力が定常値に維持される状態）における励磁電流Ｉｐの最大値よりも高いか、又は定常点灯状態における励磁電流Ｉｐの変動範囲に含まれる。
【００３０】
以下、トランス７のこのようなインダクタンス特性による作用及び効果について説明する。
【００３１】
図４は、直列共振回路４の共振部分のみを等価的に表現した回路図である。図４において、Ｃｒはコンデンサ８の容量、Ｌｒはインダクタ９のインダクタンス、Ｌｐはトランス７の一次インダクタンス、Ｌｓはトランス７の二次インダクタンス、ＲＬは放電灯Ｌのインピーダンス、Ｎはトランス７の一次巻線７ａと二次巻線７ｂとの巻数比、ｋはトランス７の結合係数、ＩＬはランプ電流、Ｉｐは一次巻線７ａを流れる励磁電流である。この等価回路においては、ＩｐとＩＬとの和が全体の共振電流であり、これらの関係は次の（１）式で表される。
【数１】
この（１）式は、放電灯ＬのインピーダンスＲＬが高いと励磁電流Ｉｐが増加することを表している。
【００３２】
一方、直列共振回路４が放電灯Ｌへ供給可能な最大電力値は、直列共振回路４の負荷インピーダンスすなわち放電灯ＬのインピーダンスＲＬに応じて変化する。図５は、このような最大電力値の変化を概念的に説明するための図である。同図において、縦軸は放電灯Ｌへの最大供給電力値を示し、横軸はインバータ回路３の駆動周波数を示す。同図に示すように、放電灯Ｌのインピーダンスが高い場合（グラフＧ１）や低い場合（グラフＧ２）には、直列共振回路４の共振のＱ値が大きくなり、最大供給電力値が大きくなる。これに対し、放電灯Ｌのインピーダンスが中間的な或る値のとき（グラフＧ３）に直列共振回路４の共振のＱ値が最小値をとり、最大供給電力値が最小となる。なお、従来の放電灯点灯回路においては、このようなインピーダンスのときに放電灯Ｌに十分な電力を供給できず、点灯を維持させることが難しい場合があった。
【００３３】
図６は、放電灯Ｌのインピーダンスと最大供給電力値（図５の各グラフＧ１〜Ｇ３のピーク電力に相当）との相関を概略的に示すグラフである。同図に示すとおり、最大供給電力値は放電灯Ｌのインピーダンスが高いほど、また低いほど大きく、インピーダンスが或る値ＲＬａとなる場合に最小値Ｐｍｉｎとなる。この値ＲＬａは、通常、放電灯Ｌが始動してから定常状態に至るまでのインピーダンスの変動範囲内に属する。放電灯Ｌが点灯維持可能な電力（或いは定格電力）をＰ０とすると、同図に示すように、最大供給電力値の最小値ＰｍｉｎがＰ０を下回る場合、放電灯Ｌのインピーダンスが変化して値ＲＬａ付近を通過する際に放電灯Ｌの点灯を維持することができない。従って、このような場合、最大供給電力値の最小値Ｐｍｉｎを図中の一点鎖線で示す位置まで引き上げ、最小値ＰｍｉｎがＰ０を上回るようにすればよい。
【００３４】
ここで、最大供給電力値が最小値Ｐｍｉｎとなるときの放電灯ＬのインピーダンスＲＬａは、コンデンサ８の容量Ｃｒ、インダクタ９のインダクタンスＬｒ、トランス７の巻数比Ｎなどに依存する。すなわち、これらの数値を調整することにより、インピーダンスＲＬａの大きさを調整できる。図７は、放電灯Ｌの点灯を開始してから定常点灯状態へ移行するまでの放電灯Ｌのインピーダンスの推移の典型例を示すグラフである。図７において、縦軸は放電灯Ｌのインピーダンスを示し、横軸は点灯開始からの経過時間を示す。同図に示すように、点灯開始後の放電灯Ｌのインピーダンスの推移は、放電灯Ｌの状態に応じて期間Ａ〜Ｃの３つに分けられる。
【００３５】
期間Ａは、起動部５（図１参照）により放電灯Ｌに高圧パルスが印加されてから１０ミリ秒以下という極めて短い期間である。放電灯Ｌは、この期間Ａにおいて、高圧パルスによりブレークダウンして電極間にグロー放電を生じ、更にグロー放電からアーク放電へ移行する。放電灯Ｌのインピーダンスは、この期間Ａにおいて初期の数十キロオームから数十オームへと大きく変化する。期間Ｂは、期間Ａが終了してから定常点灯状態に至るまでの過渡的な期間であり、その長さは例えば数十秒である。この期間Ｂにおいて、図１に示した制御部１０は、放電灯Ｌに供給される電力の大きさを定常値（定格電力）より大きい値（例えば７５Ｗ）に維持することにより、放電灯Ｌの発光強度を急速に立ち上げる。車輌用放電灯の場合、期間Ｂにおけるインピーダンスは数オーム程度まで低下する。期間Ｃは、定常点灯状態を維持する期間である。この期間Ｃにおいて、制御部１０の定常点灯制御回路１１は、放電灯Ｌへ供給される交流電力が定常値（例えば３５Ｗ）に維持されるようにインバータ回路３の駆動周波数を制御する。車輌用放電灯で定常値を定格電力とした場合、期間Ｃにおけるインピーダンスは数十オームないし数百オームの間で変化する。
【００３６】
図６に示した最小値ＰｍｉｎがＰ０を下回る場合、最小値Ｐｍｉｎのタイミングが図７の期間Ａに属すると、グロー放電からアーク放電への移行に電力不足が影響し、点灯始動性が低下してしまう。また、最小値Ｐｍｉｎのタイミングが期間Ｂに属すると、放電灯Ｌの発光強度の立ち上がりが遅くなる。例えば車輌用放電灯においては、規定の明るさに達するまでの時間が厳格に定められており、発光強度の立ち上がりの遅れは好ましくない。また、最小値Ｐｍｉｎのタイミングが期間Ｃに属すると、電力不足により放電灯Ｌが立ち消えるおそれがある。このように、最大供給電力が最小値Ｐｍｉｎとなるタイミングが期間Ａ〜Ｃのうちどの期間に属したとしても、最小値Ｐｍｉｎは図６に示したＰ０を上回ることが要求される。すなわち、数十キロオームから数オームといった広いインピーダンス範囲において最大供給電力値がＰ０を上回ることが要求される。
【００３７】
最大供給電力値を引き上げる最も簡易な方法は、トランス７の一次インダクタンスＬｐを小さくする方法である。すなわち、前述した（１）式より、トランス７の一次インダクタンスＬｐを小さくすれば、励磁電流Ｉｐが大きくなるので供給電力を大きくすることができ、図６に示した最小値Ｐｍｉｎを引き上げることができる。一次インダクタンスＬｐを小さくするには、例えばトランス７のコアのギャップを拡げるなどして結合係数を小さくするとよい。しかし、単に一次インダクタンスＬｐを小さくするだけでは、漏洩磁束が増して損失が大きくなり、電力効率が低下してしまう。
【００３８】
電力効率の低下による回路装置への影響としては、放熱のために装置寸法が大きくなってしまうことが挙げられる。しかし、期間Ａは極めて短期間であり、この期間に電力効率が低下したとしても発熱量は僅かである。従って、この期間Ａにおいては多少の電力効率の低下は許容され、寧ろ放電灯Ｌへの十分な電力供給が優先される。電力効率の低下が好ましくないのは期間Ｂ及びＣである。その中でも期間Ｂは一過性であり、より高い電力効率が求められるのは期間Ｃである。
【００３９】
（１）式で説明したように、放電灯ＬのインピーダンスＲＬが高くなると励磁電流Ｉｐは増加する。また、前述したように、放電灯ＬのインピーダンスＲＬは期間Ａにおいて概ね高く、期間Ｂ及びＣにおいて低い。そこで、励磁電流Ｉｐの増加に伴いインダクタンスＬｐが低下するような特性をトランス７に持たせることにより、期間ＡにおいてインダクタンスＬｐを低く、且つ期間Ｂ，ＣにおいてインダクタンスＬｐを高くできる。更に、最大供給電力値が最小値ＰｍｉｎとなるときのインピーダンスＲＬａが期間Ａに属するように、コンデンサ８の容量Ｃｒ、インダクタ９のインダクタンスＬｒ、及びトランス７の巻数比Ｎなどを予め設定しておくとよい。これにより、電力効率が最も低下するタイミングを期間Ａに含め、期間Ｂ及びＣにおいてより高い電力効率を確保できる。
【００４０】
図８は、トランス７のインダクタンスＬｐ、コンデンサ８の容量Ｃｒ、インダクタ９のインダクタンスＬｒ、及びトランス７の巻数比Ｎを上記のように設定した場合における、最大供給電力値の改善の様子を示す図である。同図において、縦軸は最大供給電力値を示し、横軸は放電灯ＬのインピーダンスＲＬを示す。また、グラフＧ４は図６に示したグラフと同一であり、グラフＧ５は改善された特性を示している。また、図８には、グラフＧ４及びＧ５を期間Ａ〜Ｃに区分する領域Ｒ１〜Ｒ３が図示されている。図８に示すように、放電灯ＬのインピーダンスＲＬが比較的高い期間ＡにおいてはインダクタンスＬｐが低くなるため、最大供給電力値の増加分（グラフＧ４からＧ５への増加分）が大きくなる。いま、最大供給電力値が最小値ＰｍｉｎとなるインピーダンスＲＬａが期間Ａのインピーダンス変動区間内に属しているので、最小値Ｐｍｉｎはこの最大供給電力値の増加分の寄与を受け、グラフＧ５に示すようにＰ０を上回ることができる。これにより、期間Ａにおける点灯始動性を確保できる。また、放電灯Ｌのインピーダンスが比較的低い期間Ｂ，ＣにおいてはインダクタンスＬｐが高くなるため、最大供給電力値の増加分は少ないが、電力損失を抑えることができる。
【００４１】
ここで、一つ問題点がある。期間Ａにおいて励磁電流Ｉｐの増加（すなわち放電灯インピーダンスＲＬの増加）に伴いインダクタンスＬｐを単調に減少させてしまうと、放電灯インピーダンスＲＬが極めて大きい場合にトランス７の磁気結合が過度に低下してしまい、一次側（直列共振回路４）で生成された電力を二次側（放電灯Ｌ）へ伝達することが困難となってしまう。従って、例えば放電灯点灯回路１への電源投入から起動部５による高圧パルス発生までの期間にトランス７が十分なエネルギーを発生できず、高圧パルス発生に関わるエネルギーが不十分となり放電灯Ｌの放電を開始できないおそれがある。また、点灯直後など放電灯ＬのインピーダンスＲＬが極めて高い状態で電力損失が大きくなり過ぎ、放電灯Ｌに十分なエネルギーを供給できずアーク放電への移行に失敗するおそれがある。
【００４２】
そこで、励磁電流Ｉｐが或る値より大きい場合には、励磁電流Ｉｐの増加に応じた一次インダクタンスＬｐの減少率の絶対値を小さくするか、又は励磁電流Ｉｐの増加に関わらずインダクタンスＬｐを略一定とするとよい。すなわち、図３に示したように、トランス７の一次インダクタンスＬｐを、励磁電流Ｉｐが所定の値Ｉｐａより小さい場合（領域Ｉ１）には、励磁電流Ｉｐの増加に応じて第１の減少率（ΔＬｐ１／ΔＩｐ）で減少させ、励磁電流Ｉｐが所定の値Ｉｐａより大きい場合（領域Ｉ２）には、励磁電流Ｉｐの増加に応じて第１の減少率（ΔＬｐ１／ΔＩｐ）よりも絶対値が小さい第２の減少率（ΔＬｐ２／ΔＩｐ）で減少させるか、又は図中に一点鎖線で示すように略一定とするとよい。そして、図３の領域Ｉ１が期間Ｂ，Ｃに該当するように、且つ領域Ｉ２が期間Ａに該当するように、所定の値Ｉｐａを設定するとよい。すなわち、この所定の値Ｉｐａを、期間Ｃにおける励磁電流Ｉｐの最大値よりも高くするか、又は期間Ｃにおける励磁電流Ｉｐの変動範囲に含むとよい。
【００４３】
また、電力効率について更に考慮すべき点がある。図９は、インバータ回路３の駆動周波数と供給電力との関係において、２つの典型的な状態を示すグラフである。同図において、グラフＧ６は最大供給電力が放電灯Ｌの定格電力（定常値）Ｐａに極めて近い状態を示しており、グラフＧ７は最大供給電力が定格電力Ｐａより十分に大きい状態を示している。グラフＧ６のように最大供給電力が定格電力Ｐａに対して余裕のない場合、駆動周波数を共振周波数ｆｏｎに近づけて直列共振回路４を動作させることとなる（図９のα点での動作）。また、グラフＧ７のように最大供給電力が定格電力Ｐａに対して余裕をもつ場合、駆動周波数を共振周波数ｆｏｎから遠ざけて直列共振回路４を動作させることとなる（図９のβ点での動作）。
【００４４】
図１０（ａ）及び（ｂ）は、スイッチング素子（トランジスタ３１）のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの時間波形と、ドレイン電流Ｉｄの時間波形との相関を示す図である。なお、図１０（ａ）は図９のグラフＧ６に示す状態において駆動周波数を共振周波数ｆｏｎとほぼ一致させた場合を示しており、図１０（ｂ）は図９のグラフＧ７において駆動周波数を共振周波数ｆｏｎから遠ざけた場合を示している。
【００４５】
図９のα点で直列共振回路４を動作させた場合、図１０（ａ）に示すようにスイッチング素子（トランジスタ３１）をターンオフする瞬間のドレイン電流Ｉｄが０［Ａ］となり、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ：スイッチング素子を流れるドレイン電流がゼロとなるタイミングに近いタイミングでスイッチング素子をオン／オフさせることにより、スイッチング損失を軽減させる方法）を実現できる。これに対し、図９のβ点で直列共振回路４を動作させた場合、図１０（ｂ）に示すようにスイッチング素子をターンオフする瞬間のドレイン電流Ｉｄが大きく、ＺＣＳとはならずにスイッチング損失が増加してしまう。電力効率を最も考慮すべき期間Ｃにおいては、このようなスイッチング損失も可能な限り低減することが望ましい。また、期間Ｃにおいては、インダクタンスＬｐの減少に伴うトランス７の磁気結合低下による損失も抑えることが望ましい。
【００４６】
図１１は、トランス７の一次インダクタンスＬｐが図３に示した特性を有する場合における、電力損失とインピーダンスＲＬ（または励磁電流Ｉｐ）との関係を示す図である。なお、同図のグラフＧ８はインダクタンスＬｐの減少に伴う電力損失を示しており、グラフＧ９は駆動周波数が共振周波数ｆｏｎから離れることによる電力損失（スイッチング損失）を示している。また、グラフＧ１０はグラフＧ８及びＧ９を合わせた電力損失を示している。期間Ｃにおいて電力効率を効果的に高めるためには、図１１に示すグラフＧ１０の最小値付近（領域Ｒ４）が期間Ｃに該当することが望ましい。このため、図１２に示すように、最大供給電力が最小値ＰｍｉｎとなるインピーダンスＲＬａが期間Ａだけでなく期間Ｃのインピーダンス変動範囲にも含まれるように、図３に示した所定の値Ｉｐａを期間Ｃにおける励磁電流Ｉｐの変動範囲に含めることが好ましい。これにより、定常点灯時における電力効率を最大限に高めることができる。
【００４７】
以上説明したように、本実施形態の放電灯点灯回路１においては、励磁電流Ｉｐが所定の値Ｉｐａより小さい場合には励磁電流Ｉｐの増加に応じてトランス７の一次インダクタンスＬｐが第１の減少率（ΔＬｐ１／ΔＩｐ）で減少する。そして、この所定の値Ｉｐａは、定常点灯制御回路１１による定常点灯状態（すなわち期間Ｃ）における励磁電流Ｉｐの最大値よりも高いか、又は期間Ｃにおける励磁電流Ｉｐの変動範囲に含まれる。これにより、定常点灯期間Ｃにおいては放電灯ＬのインピーダンスＲＬが小さいほどトランス７の一次インダクタンスＬｐが大きくなるので、電力損失を抑えることができる。また、励磁電流Ｉｐが所定の値Ｉｐａより大きい場合には、励磁電流Ｉｐの増加に応じて一次インダクタンスＬｐが第１の減少率（ΔＬｐ１／ΔＩｐ）よりも絶対値が小さい第２の減少率（ΔＬｐ２／ΔＩｐ）で減少するか又は略一定となる。これにより、放電灯ＬのインピーダンスＲＬが大きい初期点灯期間Ａにおいてトランス７の一次インダクタンスＬｐを小さく抑え、十分な電力を放電灯Ｌへ供給でき、且つ一次インダクタンスＬｐの過度の減少を防止してアーク放電状態への移行を促進できる。このように、本実施形態の放電灯点灯回路１によれば、放電灯Ｌのインピーダンス変化にかかわらず、点灯維持に必要な電力を放電灯Ｌへ供給することができる。
【００４８】
続いて、図３に示したようなインダクタンス特性を実現するためのトランスの構成について説明する。このようなトランスを実現するための一つの方法としては、コアの微分透磁率（＝ΔＢ／ΔＨ：Ｂは磁束密度、Ｈは磁界の強さ。すなわちＢ−Ｈカーブの傾き）を励磁電流Ｉｐに応じて変化させるとよい。すなわち、コアの微分透磁率を、励磁電流Ｉｐが所定の値Ｉｐａより小さい場合に励磁電流Ｉｐの増加に応じて第１の減少率（ΔＬｐ１／ΔＩｐ）に相当する割合で減少させ、励磁電流Ｉｐが所定の値Ｉｐａより大きい場合に励磁電流Ｉｐの増加に応じて第２の減少率（ΔＬｐ２／ΔＩｐ）に相当する割合で減少させるか又は略一定とするとよい。
【００４９】
図１３（ａ）は、このような特性を有するトランスのコアの構成例を示す図である。同図に示すコア６０は、いわゆるＥ−Ｉコアによって閉磁路を構成しており、第１のコア部材（Ｅ型コア）６１及び第２のコア部材（Ｉ型コア）６２を有する。具体的には、第１のコア部材６１は、一次巻線７ａ及び二次巻線７ｂが巻回される軸芯部６３と、軸芯部６３の一端６３ａに磁気的に結合され軸芯部６３に沿って延びる部分を含む二本の脚部６４，６５とを有する。また、第２のコア部材６２は、軸芯部６３の他端６３ｂと脚部６４，６５の先端６４ａ，６５ａとに亘って設けられ、これらの端部６３ｂ、６４ａ、及び６５ａを磁気的に結合する。第２のコア部材６２の長手方向の両端部は端部６４ａ，６５ａと接しており、第２のコア部材６２の中央部は隙間（ギャップ）をあけて軸芯部６３の他端６３ｂと対向している。そして、第１のコア部材６１と第２のコア部材６２とは互いに異なる磁性材料からなり、第２のコア部材６２の透磁率は、第１のコア部材６１の透磁率よりも小さい。なお、図１に示した補助巻線７ｃは、軸芯部６３とは別の支柱（例えば脚部６５）に巻回するのが好ましい。
【００５０】
図１３（ｂ）は、トランスのコアの他の構成例を示す図である。同図に示すコア７０は、第１のコア部材（Ｅ型コア）７１及び第２のコア部材（Ｉ型コア）７２を有する。第１のコア部材７１の構成は図１３（ａ）に示した第１のコア部材６１と同様であり、軸芯部７３と、二本の脚部７４，７５とを有する。また、第２のコア部材７２は、軸芯部７３の他端７３ｂと脚部７４，７５の先端７４ａ，７５ａとに亘って設けられ、これらの端部７３ｂ、７４ａ、及び７５ａを磁気的に結合する。第２のコア部材７２の長手方向の両端部は端部７４ａ，７５ａと接しており、第２のコア部材７２の中央部は隙間（ギャップ）をあけて軸芯部７３の他端７３ｂと対向している。そして、第１のコア部材７１と第２のコア部材７２とは同一の磁性材料からなり、第２のコア部材７２の最小断面積（本例では、第２のコア部材７２の断面積は長手方向に一定）が第１のコア部材７１の最小断面積（本例では脚部７４，７５の断面積）より小さい。
【００５１】
図１３（ａ）または図１３（ｂ）に示した構成により、第２のコア部材６２（７２）において磁気が飽和するので、励磁電流Ｉｐの増加に応じて一次インダクタンスＬｐを或る減少率で減少させることができる。また、第１のコア部材６１（７１）及び第２のコア部材６２（７２）それぞれの磁性材料や最小断面積を適切に選択・設定することにより、励磁電流Ｉｐが所定の値Ｉｐａを超えた場合には励磁電流Ｉｐが増加しても一次インダクタンスＬｐが殆ど減少しない（又は略一定となる）ようなトランスを好適に実現できる。
【００５２】
図１４は、トランスのコアの他の構成例を示す図である。同図に示すコア８０は、第１のコア部材（Ｅ型コア）８１及び第２のコア部材（Ｉ型コア）８２を有する。第２のコア部材８２の構成は図１３（ａ）に示した第２のコア部材６２と同様である。また、第１のコア部材８１は、軸芯部８３と、二本の脚部８４，８５とを有する。本例の軸芯部８３は、その他端８３ｂが第２のコア部材８２に向けて次第に細くなるようなテーパ状に形成されている。そして、軸芯部８３と第２のコア部材８２との間のギャップが第２のコア部材８２の長手方向に次第に縮小している。なお、本例においては、第１のコア部材８１と第２のコア部材８２とが同一の磁性材料により構成されてもよく、その場合、第２のコア部材８２の最小断面積が第１のコア部材８１の最小断面積より小さいことが好ましい。また、第１のコア部材８１と第２のコア部材８２とが互いに異なる磁性材料により構成されてもよく、その場合、第２のコア部材８２の透磁率が、第１のコア部材８１の透磁率よりも小さいことが好ましい。図１４に示した構成により、軸芯部８３と第２のコア部材８２との間のギャップにおける磁気の飽和度合いを操作できるので、励磁電流Ｉｐの増加に応じた一次インダクタンスＬｐの減少率をより適切に設定できる。
【００５３】
図１５は、図１３（ｂ）に示したコア７０の変形例として、コア９０を示す図である。図１５（ａ）はコア９０の上面図を示しており、図１５（ｂ）はコア９０の正面図を示している。同図に示すコア９０は、第１のコア部材（Ｅ型コア）９１及び第２のコア部材（Ｉ型コア）９２を有する。第１のコア部材９１の構成は図１３（ｂ）に示した第１のコア部材７１と同様であり、軸芯部９３と、二本の脚部９４，９５とを有する。また、第２のコア部材９２は、軸芯部９３の他端９３ｂと脚部９４，９５の先端９４ａ，９５ａとに亘って設けられ、これらの端部９３ｂ、９４ａ、及び９５ａを磁気的に結合する。第２のコア部材９２の長手方向の両端部９２ａ，９２ｂは端部９４ａ，９５ａとそれぞれ接しており、第２のコア部材９２の中央部９２ｃは隙間（ギャップ）をあけて軸芯部９３の他端９３ｂと対向している。そして、第１のコア部材９１と第２のコア部材９２とは同一の磁性材料からなる。
【００５４】
また、第２のコア部材９２は、その両端部９２ａ、９２ｂ及び中央部９２ｃを除く部分が、両端部９２ａ、９２ｂ及び中央部９２ｃと比べて細くくびれている（図１５（ａ）参照）。すなわち、第２のコア部材９２の最小断面積は、このくびれた部分によって規定される。そして、この最小断面積は、第１のコア部材９１の最小断面積（脚部９４，９５の断面積）よりも小さく設定されている。本例においては、第２のコア部材９２のくびれにおいて磁気が飽和するので、励磁電流Ｉｐの増加に応じて一次インダクタンスＬｐを好適に減少させることができる。なお、本例において、第２のコア部材９２の長手方向における両端部９２ａ、９２ｂ及び中央部９２ｃの断面積は、くびれた部分の断面積より大きければ特に規定しなくてよい。
【００５５】
図１６は、トランスのコアの他の構成例を示す図である。同図に示すコア１００は、第１のコア部材（Ｕ型コア）１０１及び第２のコア部材（Ｉ型コア）１０２を有する。第１のコア部材１０１は、一次巻線７ａ及び二次巻線７ｂが巻回される軸芯部１０３と、軸芯部１０３の一端１０３ａに磁気的に結合され軸芯部１０３に沿って延びる部分を含む一本の脚部１０４とを有する。また、第２のコア部材１０２は、軸芯部１０３の他端１０３ｂと脚部１０４の先端１０４ａとに亘って設けられ、これらの端部１０３ｂ及び１０４ａを磁気的に結合する。第２のコア部材１０２の長手方向の一方の端部は軸芯部１０３の先端１０３ｂと接しており、第２のコア部材１０２の他方の端部は隙間（ギャップ）をあけて脚部１０４の先端１０４ａと対向している。そして、第１のコア部材１０１と第２のコア部材１０２とは互いに異なる磁性材料からなり、第２のコア部材１０２の透磁率は、第１のコア部材１０１の透磁率よりも小さい。或いは、第１のコア部材１０１と第２のコア部材１０２とが同一の磁性材料からなり、第２のコア部材１０２の最小断面積が第１のコア部材１０１の最小断面積より小さい。このような構成により、第２のコア部材１０２において磁気が飽和するので、励磁電流Ｉｐの増加に応じて一次インダクタンスＬｐを或る減少率で減少させることができる。
【００５６】
本発明による放電灯点灯回路は、上記した実施形態に限られるものではなく、他に様々な変形が可能である。例えば、図３のインダクタンス特性を実現するトランスのコア形状は、Ｅ−Ｉ型コアやＵ−Ｉ型コア以外にも様々な形状を適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明による放電灯点灯回路の一実施形態の構成を示す図である。
【図２】トランジスタの駆動周波数と供給電力の大きさとの関係を概念的に示すグラフである。
【図３】実施形態に係るトランスが有するインダクタンス特性を示すグラフである。
【図４】直列共振回路の共振部分のみを等価的に表現した回路図である。
【図５】最大電力値の変化を概念的に説明するための図である。
【図６】放電灯のインピーダンスと最大供給電力値との相関を概略的に示すグラフである。
【図７】放電灯の点灯を開始してから定常点灯状態へ移行するまでの放電灯のインピーダンスの推移の典型例を示すグラフである。
【図８】トランスのインダクタンス、コンデンサの容量、インダクタのインダクタンス、及びトランスの巻数比を上記のように設定した場合における、最大供給電力値の改善の様子を示す図である。
【図９】インバータ回路の駆動周波数と供給電力との関係において、２つの典型的な状態を示すグラフである。
【図１０】（ａ）（ｂ）スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの時間波形と、ドレイン電流Ｉｄの時間波形との相関を示す図である。（ａ）は図９のグラフＧ６に示す状態において駆動周波数を共振周波数とほぼ一致させた場合を示しており、（ｂ）は図９のグラフＧ７において駆動周波数を共振周波数から遠ざけた場合を示している。
【図１１】トランスの一次インダクタンスが図３に示した特性を有する場合における、電力損失とインピーダンス（または励磁電流）との関係を示す図である。
【図１２】図３に示した所定の値Ｉｐａを期間Ｃにおける励磁電流の変動範囲に含めた場合の、最大供給電力値の特性を示す図である。
【図１３】（ａ）図３のインダクタンス特性を有するトランスのコアの構成例を示す図である。（ｂ）トランスのコアの他の構成例を示す図である。
【図１４】トランスのコアの他の構成例を示す図である。
【図１５】図１３（ｂ）に示したコアの変形例を示す図である。（ａ）はコアの上面図を示しており、（ｂ）はコアの正面図を示している。
【図１６】トランスのコアの他の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００５８】
１…放電灯点灯回路、２…電力供給部、３…インバータ回路、４…直列共振回路、５…起動部、６…ブリッジドライバ、７…トランス、７ａ…一次巻線、７ｂ…二次巻線、７ｃ…補助巻線、８…コンデンサ、９…インダクタ、１０…制御部、１１…定常点灯制御回路、６０，７０，８０，９０，１００…コア、６１，７１，８１，９１，１０１…第１のコア部材、６２，７２，８２，９２，１０２…第２のコア部材、Ｓｃ１，Ｓｃ２…制御信号、Ｓｄｒｖ１，Ｓｄｒｖ２…駆動信号、ＶＢ…直流電圧、ＩＬ…ランプ電流、ＶＬ…ランプ電圧。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電灯点灯回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
車両の前照灯などに用いられるメタルハライドランプ等の放電灯を点灯させるためには、電力を安定的に供給するための点灯回路（バラスト）が必要となる。例えば、特許文献１に開示された放電灯点灯回路は、直列共振回路を含む直流−交流変換回路を備えており、この直流−交流変換回路からトランスを介して放電灯へ交流電力が供給される。そして、供給電力の大きさは、直列共振回路を駆動するブリッジドライバの駆動周波数を変化させることにより制御される。
【特許文献１】特開２００５−６３８１９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
放電灯のインピーダンスは、その点灯状態によって大きく変化する。例えば、点灯直後のグロー放電時においては放電灯のインピーダンスは極めて大きく、グロー放電からアーク放電への移行に従って急激に小さくなる。また、定常点灯状態においても、直流−交流変換回路から供給される交流電力の大きさによって放電灯のインピーダンスは変化する。この放電灯のインピーダンスは直列共振回路の負荷抵抗に相当するので、直列共振回路のＱ値は、放電灯のインピーダンスが大きくなるほど、また小さくなるほど大きくなり、放電灯のインピーダンスが或る値のときに最小値となる。従来の放電灯点灯回路においては、放電灯のインピーダンスが、直列共振回路のＱ値が過度に小さくなるような値となるおそれがあり、この場合、放電灯へ十分な電力を供給することができなくなり、放電灯の点灯維持が困難となる。
【０００４】
本発明は、上記した問題点を鑑みてなされたものであり、直列共振回路を含む放電灯点灯回路において、放電灯のインピーダンス変化にかかわらず、点灯維持に必要な電力を放電灯へ供給することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記した課題を解決するために、本発明による放電灯点灯回路は、交流電力を放電灯へ供給する放電灯点灯回路であって、インバータ回路と、トランスの一次巻線及びコンデンサを含み、インバータ回路からの出力電圧を受けてトランスの二次巻線を介して放電灯に交流電力を供給する直列共振回路と、インバータ回路を駆動する駆動部と、駆動部の駆動周波数を制御するための制御信号を生成する制御部とを備え、制御部は、交流電力が定常値に維持されるように駆動周波数を制御する定常点灯制御回路を有し、トランスは、一次巻線を流れる励磁電流が所定の値より小さい場合に、励磁電流の増加に応じてインダクタンスが第１の減少率で減少し、励磁電流が所定の値より大きい場合に、励磁電流の増加に応じてインダクタンスが第１の減少率よりも絶対値が小さい第２の減少率で減少するか又は略一定であり、所定の値は、定常点灯制御回路による定常点灯状態における励磁電流の最大値よりも高いか、又は定常点灯状態における励磁電流の変動範囲に含まれることを特徴とする。
【０００６】
本発明者らの知見によれば、トランスのインダクタンスを小さくすると最大供給電力を大きくすることができるが、同時にトランスの二次側への電力伝達効率が低下して電力損失も増大してしまう。しかし、点灯直後のグロー放電状態からアーク放電状態へ至るごく僅かな期間（以下、初期点灯期間とする）であれば、トランスのインダクタンスを小さくして電力損失が増大したとしても全体的な消費電力量には殆ど影響しない。逆に、アーク成長後の定常点灯期間では、トランスのインダクタンスを小さくして電力損失が増大すると全体的な消費電力量に大きく影響するので、この期間においてはトランスのインダクタンスが大きいことが望ましい。
【０００７】
上述した初期点灯期間においては、アークが十分に成長していないため放電灯のインピーダンスは数十キロオームないし数十オームと高く、且つ放電灯のインピーダンスは急激に変化する。また、定常点灯期間においては、アークが十分に成長しているため、放電灯のインピーダンスは定格電力で点灯した場合数十オームないし数百オームと低くなり、放電灯のインピーダンス変化は緩やかである。従って、初期点灯期間においてトランスのインダクタンスを小さくし、定常点灯期間においてトランスのインダクタンスを大きくすれば、消費電力に殆ど影響することなく最大供給電力を増大させることができる。本発明者らは、放電灯のインピーダンスが大きくなるほどトランスの一次巻線を流れる励磁電流が増大するという事実に着目し、励磁電流の増加に応じてインダクタンスが減少するような特性をトランスに持たせることを考えた。
【０００８】
しかしながら、トランスのインダクタンスが減少し過ぎた場合、トランスの磁気結合が低下し過ぎて、必要な電力を放電灯へ伝達できなくなるおそれがある。特に、放電灯の点灯直後はインピーダンスが高く励磁電流も大きいが、このときに必要な電力を伝達できないとアーク放電状態へ移行できない。
【０００９】
以上の点に鑑み、上述した放電灯点灯回路においては、直列共振回路を構成するトランスに工夫がなされている。すなわち、上記放電灯点灯回路においては、励磁電流が所定の値より小さい場合には励磁電流の増加に応じてトランスのインダクタンスが第１の減少率で減少する。そして、この所定の値は、定常点灯制御回路による定常点灯状態における励磁電流の最大値よりも高いか、又は定常点灯状態における励磁電流の変動範囲に含まれる。これにより、定常点灯期間においては放電灯のインピーダンスが小さいほどトランスのインダクタンスが大きくなるので、電力損失を抑えることができる。また、励磁電流が所定の値より大きい場合には、励磁電流の増加に応じてインダクタンスが第１の減少率よりも絶対値が小さい第２の減少率で減少するか又は略一定となる。これにより、放電灯のインピーダンスが大きい初期点灯期間においてトランスのインダクタンスを小さく抑え、十分な電力を放電灯へ供給でき、且つインダクタンスの過度の減少を防止してアーク放電状態への移行を促進できる。このように、上記した放電灯点灯回路によれば、放電灯のインピーダンス変化にかかわらず、点灯維持に必要な電力を放電灯へ供給することができる。
【００１０】
また、放電灯点灯回路は、トランスのコアの微分透磁率（＝ΔＢ／ΔＨ：Ｂは磁束密度、Ｈは磁界の強さ）が、励磁電流が所定の値より小さい場合に該励磁電流の増加に応じて第１の減少率に相当する割合で減少し、励磁電流が所定の値より大きい場合に該励磁電流の増加に応じて第２の減少率に相当する割合で減少するか又は略一定であることを特徴としてもよい。これにより、励磁電流が所定の値より小さい場合に励磁電流の増加に応じてインダクタンスが第１の減少率で減少し、励磁電流が所定の値より大きい場合に励磁電流の増加に応じてインダクタンスが第２の減少率で減少するか又は略一定となるトランスを好適に実現できる。
【００１１】
また、放電灯点灯回路は、トランスが、一次巻線及び二次巻線が巻回される軸芯部、及び軸芯部の一端に磁気的に結合され軸芯部に沿って延びる二本の脚部を有する第１のコア部材と、軸芯部の他端と脚部の先端とを磁気的に結合する第２のコア部材とを有し、第１及び第２のコア部材が互いに異なる磁性材料からなり、第２のコア部材の透磁率が第１のコア部材の透磁率より小さいことを特徴としてもよい。或いは、トランスが、一次巻線及び二次巻線が巻回される軸芯部、及び軸芯部の一端に磁気的に結合され軸芯部に沿って延びる二本の脚部を有する第１のコア部材と、軸芯部の他端と脚部の先端とを磁気的に結合する第２のコア部材とを有し、第１及び第２のコア部材が同一の磁性材料からなり、第２のコア部材の最小断面積が第１のコア部材の最小断面積より小さいことを特徴としてもよい。これらのうち何れかの構成によって、励磁電流が所定の値より小さい場合に励磁電流の増加に応じてインダクタンスが第１の減少率で減少し、励磁電流が所定の値より大きい場合に励磁電流の増加に応じてインダクタンスが第２の減少率で減少するか又は略一定となるトランスを好適に実現できる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明による放電灯点灯回路によれば、直列共振回路を含む放電灯点灯回路において、放電灯のインピーダンス変化にかかわらず、点灯維持に必要な電力を放電灯へ供給できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、添付図面を参照しながら本発明による放電灯点灯回路の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００１４】
図１は、本発明による放電灯点灯回路の一実施形態の構成を示す図である。図１に示す放電灯点灯回路１は、放電灯Ｌを点灯させるための交流電力を放電灯Ｌへ供給する回路であって、直流電源Ｂからの直流電圧ＶＢを交流電圧に変換して放電灯Ｌに供給する。放電灯点灯回路１は、主に車輌用の、特に前照灯などの灯具に用いられる。なお、放電灯Ｌとしては、例えば水銀フリーのメタルハライドランプが好適に用いられるが、他の構造をもつ放電灯であってもよい。
【００１５】
放電灯点灯回路１は、電力供給部２、制御部１０、及びＶ−Ｆ変換部２４を備える。電力供給部２は、制御部１０からの制御信号Ｓｃ１に基づく大きさの電力を放電灯Ｌへ供給する。電力供給部２は、点灯操作のためのスイッチ２０を介して直流電源Ｂ（バッテリーなど）に接続されており、直流電源Ｂから直流電圧ＶＢを受けて交流変換及び昇圧を行う。本実施形態の電力供給部２は、直流電圧ＶＢを矩形波の電圧に変換するハーフブリッジインバータ回路（以下、単にインバータ回路という）３と、インバータ回路３の後段に設けられた直列共振回路４と、点灯開始時に放電灯Ｌに高圧パルスを印加して点灯を促す起動部５と、インバータ回路３を駆動する駆動部であるブリッジドライバ６とを有する。
【００１６】
インバータ回路３は、二つの出力端３ａ，３ｂを有しており、出力端３ａと出力端３ｂとの間に矩形波の電圧を出力する。インバータ回路３は、スイッチング素子である２つのトランジスタ３１及び３２が直列に接続されて構成されている。具体的には、トランジスタ３１の一方の電流端子（ドレイン端子）は直流電源Ｂのプラス側端子に接続されており、トランジスタ３１の他方の電流端子（ソース端子）はトランジスタ３２の一方の電流端子（ドレイン端子）に接続されており、トランジスタ３１の制御端子（ゲート端子）はブリッジドライバ６に接続されている。また、トランジスタ３２の他方の電流端子（ソース端子）は電位の基準となる接地電位線ＧＮＤ（すなわち直流電源Ｂのマイナス側端子）に接続されており、トランジスタ３２の制御端子（ゲート端子）はブリッジドライバ６に接続されている。そして、出力端３ａはトランジスタ３１のソース端子（トランジスタ３２のドレイン端子）に設定されており、出力端３ｂはトランジスタ３２のソース端子に設定されている。ブリッジドライバ６は、互いに逆相となる駆動信号Ｓｄｒｖ１、Ｓｄｒｖ２をトランジスタ３１、３２のゲート端子へ供給することにより、トランジスタ３１，３２を交互に導通させる。なお、トランジスタ３１，３２としては、例えば図１に示すようにＮチャネルＭＯＳ型ＦＥＴが好適に用いられるが、他のＦＥＴやバイポーラトランジスタでもよい。また、駆動信号Ｓｄｒｖ１、Ｓｄｒｖ２のデューティ比は各々５０％とするとよい。
【００１７】
直列共振回路４は、トランス７の一次巻線７ａ、コンデンサ８、及びインダクタ９を有する。トランス７は、放電灯Ｌへ高圧パルスを印加し、また、直列共振回路４からの交流電力を放電灯Ｌへ伝えると共に該交流電力を昇圧するために設けられる。本実施形態では、コンデンサ８と、インダクタ９と、トランス７の一次巻線７ａとが、この順で互いに直列に接続されている。そして、その直列回路のコンデンサ８側の一端はインバータ回路３の一方の出力端３ａに接続されており、一次巻線７ａ側の一端はインバータ回路３の他方の出力端３ｂに接続されている。この構成においては、トランス７の一次巻線７ａのリーケージ（漏れ）インダクタンス、及びインダクタ９のインダクタンスからなる合成リアクタンスと、コンデンサ８の容量とによって共振周波数が決定される。なお、一次巻線７ａ及びコンデンサ８のみによって直列共振回路を構成し、インダクタ９を省略してもよい。
【００１８】
インバータ回路３及び直列共振回路４においては、コンデンサ８及び誘導性要素（インダクタンス成分やインダクタ）による直列共振現象を利用し、トランジスタ３１，３２の駆動周波数をこの直列共振周波数以上の値に規定して該トランジスタ３１，３２を交互にオン／オフさせ、トランス７の一次巻線７ａに交流電力を生じさせる。この交流電力は、トランス７の二次巻線７ｂへ昇圧されて伝達され、二次巻線７ｂに接続された放電灯Ｌへ供給される。なお、トランジスタ３１，３２を駆動するブリッジドライバ６は、トランジスタ３１，３２が共に導通状態とならないように相反的に各トランジスタ３１，３２を駆動する。
【００１９】
直列共振回路４のインピーダンスは、ブリッジドライバ６によるトランジスタ３１，３２の駆動周波数によって変化する。従って、放電灯Ｌに供給される交流電力の大きさを、該駆動周波数を変化させることにより制御できる。ここで、図２は、トランジスタ３１，３２の駆動周波数と供給電力の大きさとの関係を概念的に示すグラフである。図２に示すように、放電灯Ｌに供給される電力の大きさは、駆動周波数が直列共振周波数ｆｏｎと等しいときに最大値Ｐｍａｘとなり、駆動周波数が直列共振周波数ｆｏｎよりも大きくなる（または小さくなる）に従って減少する。但し、駆動周波数が直列共振周波数ｆｏｎよりも小さい場合、スイッチング損失が大きくなり電力効率が低下したり、放電灯Ｌへ供給する電力制御が不安定になるおそれがある。従って、ブリッジドライバ６の駆動周波数は、直列共振周波数ｆｏｎよりも大きい領域（図中の領域Ｆ）においてその大きさが制御される。本実施形態においては、ブリッジドライバ６の駆動周波数は、ブリッジドライバ６に接続されたＶ−Ｆ変換部２４からの制御信号Ｓｃ２（周波数変調されたパルス列を含む信号）のパルス周波数に従って制御される。
【００２０】
起動部５は、放電灯Ｌに起動用の高圧パルスを印加するための回路であり、起動部５からトリガー電圧及び電流がトランス７に印加されると、トランス７の二次巻線７ｂにおいて生成される交流電圧に高圧パルスが畳重される。起動部５は、高圧パルスを生成するための電力を蓄える起動用コンデンサ（容量素子）５１と、スパークギャップやガスアレスタ等の自己降伏型スイッチング素子５２とを有する。起動用コンデンサ５１の一端は整流素子（ダイオード）５３及び抵抗素子５４を介してトランス７の補助巻線７ｃの一端に接続されており、起動部５への入力電圧が提供される。補助巻線７ｃ及び起動用コンデンサ５１それぞれの他端は、共にインバータ回路３の出力端３ｂ（すなわち接地電位線ＧＮＤ）に接続されている。なお、起動部５への入力電圧については、例えば、トランス７の二次巻線７ｂから得てもよく、或いはインダクタ９と共にトランスを構成する補助巻線を設けて該補助巻線から得てもよい。
【００２１】
自己降伏型スイッチング素子５２の一端は起動用コンデンサ５１の一端と接続されており、自己降伏型スイッチング素子５２の他端は一次巻線７ａの途中に接続されている。起動部５においては、起動用コンデンサ５１の両端電圧が自己降伏型スイッチング素子５２の放電開始電圧に達すると、自己降伏型スイッチング素子５２が瞬間的に導通状態となることによってトリガー電圧及び電流が出力される。
【００２２】
制御部１０は、ブリッジドライバ６の駆動周波数を制御することにより、放電灯Ｌの未点灯時には無負荷時出力電圧（ＯＣＶ）の大きさを制御し、放電灯Ｌの点灯後には放電灯Ｌへの供給電力の大きさを制御する。制御部１０は、例えばオペアンプ等によるアナログ演算回路や、或いはマイコン、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）等のディジタル演算回路によって好適に実現される。
【００２３】
制御部１０は、入力端１０ａ及び１０ｂ、並びに出力端１０ｃを有する。入力端１０ａは、放電灯Ｌのランプ電圧ＶＬの振幅を示す信号（以下、ランプ電圧相当信号という）ＶＳを入力するために、ピークホールド回路２１を介して二次巻線７ｂの中間タップに接続されている。ランプ電圧相当信号ＶＳは、ランプ電圧ＶＬのピーク値の例えば０．３５倍に設定される。入力端１０ｂは、放電灯Ｌのランプ電流ＩＬを検出するために設けられた抵抗素子２５の一端に、ピークホールド回路２２及びバッファ２３を介して接続されている。抵抗素子２５の一端は、更に放電灯点灯回路１の出力端子を介して放電灯Ｌの一方の電極に接続され、抵抗素子２５の他端は、インバータ回路３の出力端３ｂ（接地電位線ＧＮＤ）に接続されている。そして、バッファ２３からは、ランプ電流ＩＬの振幅を示す信号（以下、ランプ電流相当信号という）ＩＳが出力される。
【００２４】
制御部１０は、定常点灯制御回路１１を有する。定常点灯制御回路１１は、放電灯Ｌの点灯後において、放電灯Ｌへ供給される交流電力が定常値（例えば３５Ｗ）に維持されるようにインバータ回路３の駆動周波数を制御するための回路である。定常点灯制御回路１１は、ランプ電圧相当信号ＶＳ及びランプ電流相当信号ＩＳに基づいて制御信号Ｓｃ１を生成する。なお、定常点灯制御回路１１は、放電灯Ｌの点灯前において、放電灯Ｌに供給されるべきＯＣＶの大きさが或る値に近づくようにランプ電圧相当信号ＶＳに基づいて制御信号Ｓｃ１を生成する機能を兼ね備えても良い。また、定常点灯制御回路１１は、放電灯Ｌの点灯後において、放電灯Ｌに供給される電力の大きさが例えば定常値より大きい値（例えば７５Ｗ）から所定の時間関数及びランプ電圧ＶＬに従って定常値（３５Ｗ）に近づくように制御信号Ｓｃ１を生成する機能を兼ね備えても良い。
【００２５】
すなわち、本実施形態の制御部１０は、放電灯Ｌの点灯後、所定の時間関数に従って、まず供給電力の大きさが初期値（例えば７５Ｗ）となるように、そして、或る時刻（この時刻は、ランプ電圧の変化によって決定される）以降、供給電力の大きさが初期値から定常値（例えば３５Ｗ）へ徐々に近づくように、制御信号Ｓｃ１を生成する。
【００２６】
こうして生成された制御信号Ｓｃ１は、Ｖ−Ｆ変換部２４に入力される。Ｖ−Ｆ変換部２４は、アナログ信号である制御信号Ｓｃ１を制御部１０の出力端１０ｃから入力し、この制御信号Ｓｃ１をＶ−Ｆ変換して制御信号Ｓｃ２を生成する。Ｖ−Ｆ変換部２４は、生成した制御信号Ｓｃ２をブリッジドライバ６へ提供する。
【００２７】
ここで、本実施形態のトランス７が有するインダクタンス特性について説明する。図３は、本実施形態のトランス７が有するインダクタンス特性を示すグラフである。なお、図３において、縦軸はトランス７の一次巻線７ａのインダクタンスである一次インダクタンスＬｐを示し、横軸は一次巻線７ａを流れる励磁電流Ｉｐを示す。同図に示すように、トランス７の一次インダクタンスＬｐは、一次巻線７ａを流れる励磁電流Ｉｐが所定の値Ｉｐａより小さい場合（図中の領域Ｉ１）には、励磁電流Ｉｐの増加に応じて第１の減少率（ΔＬｐ１／ΔＩｐ）で減少し、励磁電流Ｉｐが所定の値Ｉｐａより大きい場合（図中の領域Ｉ２）には、励磁電流Ｉｐの増加に応じて第１の減少率（ΔＬｐ１／ΔＩｐ）よりも小さい第２の減少率（ΔＬｐ２／ΔＩｐ）で減少するか、又は図中に一点鎖線で示すように略一定となる。なお、一般的に、励磁電流Ｉｐが過度に大きな領域（図中の領域Ｉ３）においては、磁気飽和が起き一次インダクタンスＬｐは励磁電流Ｉｐの増加と共に大きく減少する。
【００２８】
領域Ｉ１と領域Ｉ２との境界となる励磁電流Ｉｐの所定の値Ｉｐａは、例えば車輌の前照灯に適用される放電灯点灯回路の場合、２〜６［Ａ］であり、特に３．０［Ａ］程度が好ましい。また、領域Ｉ２と領域Ｉ３との境界となる励磁電流Ｉｐの値Ｉｐｂを例示すると、例えば１００［Ａ］である。また、励磁電流Ｉｐが所定の値Ｉｐａであるときの一次インダクタンスＬｐの値Ｌｐａは例えば１００〜２００［ｎＨ］であり、特に１５０［ｎＨ］程度が好ましい。また、励磁電流Ｉｐがほぼゼロのときの一次インダクタンスＬｐの値Ｌｐｂは例えば３００〜５００［ｎＨ］であり、特に３３０［ｎＨ］程度が好ましい。なお、値Ｉｐａを３．０［Ａ］とし、値Ｌｐａを１５０［ｎＨ］とし、値Ｌｐｂを３３０［ｎＨ］とした場合、第１の減少率（ΔＬｐ１／ΔＩｐ）は、（３３０［ｎＨ］−１５０［ｎＨ］）／３．０［Ａ］＝６０［ｎＨ／Ａ］となる。なお、第２の減少率（ΔＬｐ２／ΔＩｐ）は、この第１の減少率（ΔＬｐ１／ΔＩｐ）と比べて絶対値が小さいほど好ましく、ほぼゼロ（すなわちインダクタンスＬｐが略一定）であると尚好ましい。
【００２９】
また、励磁電流Ｉｐの所定の値Ｉｐａは、定常点灯制御回路１１による定常点灯状態（すなわち、放電灯Ｌへの供給電力が定常値に維持される状態）における励磁電流Ｉｐの最大値よりも高いか、又は定常点灯状態における励磁電流Ｉｐの変動範囲に含まれる。
【００３０】
以下、トランス７のこのようなインダクタンス特性による作用及び効果について説明する。
【００３１】
図４は、直列共振回路４の共振部分のみを等価的に表現した回路図である。図４において、Ｃｒはコンデンサ８の容量、Ｌｒはインダクタ９のインダクタンス、Ｌｐはトランス７の一次インダクタンス、Ｌｓはトランス７の二次インダクタンス、ＲＬは放電灯Ｌのインピーダンス、Ｎはトランス７の一次巻線７ａと二次巻線７ｂとの巻数比、ｋはトランス７の結合係数、ＩＬはランプ電流、Ｉｐは一次巻線７ａを流れる励磁電流である。この等価回路においては、ＩｐとＩＬとの和が全体の共振電流であり、これらの関係は次の（１）式で表される。
【数１】
この（１）式は、放電灯ＬのインピーダンスＲＬが高いと励磁電流Ｉｐが増加することを表している。
【００３２】
一方、直列共振回路４が放電灯Ｌへ供給可能な最大電力値は、直列共振回路４の負荷インピーダンスすなわち放電灯ＬのインピーダンスＲＬに応じて変化する。図５は、このような最大電力値の変化を概念的に説明するための図である。同図において、縦軸は放電灯Ｌへの最大供給電力値を示し、横軸はインバータ回路３の駆動周波数を示す。同図に示すように、放電灯Ｌのインピーダンスが高い場合（グラフＧ１）や低い場合（グラフＧ２）には、直列共振回路４の共振のＱ値が大きくなり、最大供給電力値が大きくなる。これに対し、放電灯Ｌのインピーダンスが中間的な或る値のとき（グラフＧ３）に直列共振回路４の共振のＱ値が最小値をとり、最大供給電力値が最小となる。なお、従来の放電灯点灯回路においては、このようなインピーダンスのときに放電灯Ｌに十分な電力を供給できず、点灯を維持させることが難しい場合があった。
【００３３】
図６は、放電灯Ｌのインピーダンスと最大供給電力値（図５の各グラフＧ１〜Ｇ３のピーク電力に相当）との相関を概略的に示すグラフである。同図に示すとおり、最大供給電力値は放電灯Ｌのインピーダンスが高いほど、また低いほど大きく、インピーダンスが或る値ＲＬａとなる場合に最小値Ｐｍｉｎとなる。この値ＲＬａは、通常、放電灯Ｌが始動してから定常状態に至るまでのインピーダンスの変動範囲内に属する。放電灯Ｌが点灯維持可能な電力（或いは定格電力）をＰ０とすると、同図に示すように、最大供給電力値の最小値ＰｍｉｎがＰ０を下回る場合、放電灯Ｌのインピーダンスが変化して値ＲＬａ付近を通過する際に放電灯Ｌの点灯を維持することができない。従って、このような場合、最大供給電力値の最小値Ｐｍｉｎを図中の一点鎖線で示す位置まで引き上げ、最小値ＰｍｉｎがＰ０を上回るようにすればよい。
【００３４】
ここで、最大供給電力値が最小値Ｐｍｉｎとなるときの放電灯ＬのインピーダンスＲＬａは、コンデンサ８の容量Ｃｒ、インダクタ９のインダクタンスＬｒ、トランス７の巻数比Ｎなどに依存する。すなわち、これらの数値を調整することにより、インピーダンスＲＬａの大きさを調整できる。図７は、放電灯Ｌの点灯を開始してから定常点灯状態へ移行するまでの放電灯Ｌのインピーダンスの推移の典型例を示すグラフである。図７において、縦軸は放電灯Ｌのインピーダンスを示し、横軸は点灯開始からの経過時間を示す。同図に示すように、点灯開始後の放電灯Ｌのインピーダンスの推移は、放電灯Ｌの状態に応じて期間Ａ〜Ｃの３つに分けられる。
【００３５】
期間Ａは、起動部５（図１参照）により放電灯Ｌに高圧パルスが印加されてから１０ミリ秒以下という極めて短い期間である。放電灯Ｌは、この期間Ａにおいて、高圧パルスによりブレークダウンして電極間にグロー放電を生じ、更にグロー放電からアーク放電へ移行する。放電灯Ｌのインピーダンスは、この期間Ａにおいて初期の数十キロオームから数十オームへと大きく変化する。期間Ｂは、期間Ａが終了してから定常点灯状態に至るまでの過渡的な期間であり、その長さは例えば数十秒である。この期間Ｂにおいて、図１に示した制御部１０は、放電灯Ｌに供給される電力の大きさを定常値（定格電力）より大きい値（例えば７５Ｗ）に維持することにより、放電灯Ｌの発光強度を急速に立ち上げる。車輌用放電灯の場合、期間Ｂにおけるインピーダンスは数オーム程度まで低下する。期間Ｃは、定常点灯状態を維持する期間である。この期間Ｃにおいて、制御部１０の定常点灯制御回路１１は、放電灯Ｌへ供給される交流電力が定常値（例えば３５Ｗ）に維持されるようにインバータ回路３の駆動周波数を制御する。車輌用放電灯で定常値を定格電力とした場合、期間Ｃにおけるインピーダンスは数十オームないし数百オームの間で変化する。
【００３６】
図６に示した最小値ＰｍｉｎがＰ０を下回る場合、最小値Ｐｍｉｎのタイミングが図７の期間Ａに属すると、グロー放電からアーク放電への移行に電力不足が影響し、点灯始動性が低下してしまう。また、最小値Ｐｍｉｎのタイミングが期間Ｂに属すると、放電灯Ｌの発光強度の立ち上がりが遅くなる。例えば車輌用放電灯においては、規定の明るさに達するまでの時間が厳格に定められており、発光強度の立ち上がりの遅れは好ましくない。また、最小値Ｐｍｉｎのタイミングが期間Ｃに属すると、電力不足により放電灯Ｌが立ち消えるおそれがある。このように、最大供給電力が最小値Ｐｍｉｎとなるタイミングが期間Ａ〜Ｃのうちどの期間に属したとしても、最小値Ｐｍｉｎは図６に示したＰ０を上回ることが要求される。すなわち、数十キロオームから数オームといった広いインピーダンス範囲において最大供給電力値がＰ０を上回ることが要求される。
【００３７】
最大供給電力値を引き上げる最も簡易な方法は、トランス７の一次インダクタンスＬｐを小さくする方法である。すなわち、前述した（１）式より、トランス７の一次インダクタンスＬｐを小さくすれば、励磁電流Ｉｐが大きくなるので供給電力を大きくすることができ、図６に示した最小値Ｐｍｉｎを引き上げることができる。一次インダクタンスＬｐを小さくするには、例えばトランス７のコアのギャップを拡げるなどして結合係数を小さくするとよい。しかし、単に一次インダクタンスＬｐを小さくするだけでは、漏洩磁束が増して損失が大きくなり、電力効率が低下してしまう。
【００３８】
電力効率の低下による回路装置への影響としては、放熱のために装置寸法が大きくなってしまうことが挙げられる。しかし、期間Ａは極めて短期間であり、この期間に電力効率が低下したとしても発熱量は僅かである。従って、この期間Ａにおいては多少の電力効率の低下は許容され、寧ろ放電灯Ｌへの十分な電力供給が優先される。電力効率の低下が好ましくないのは期間Ｂ及びＣである。その中でも期間Ｂは一過性であり、より高い電力効率が求められるのは期間Ｃである。
【００３９】
（１）式で説明したように、放電灯ＬのインピーダンスＲＬが高くなると励磁電流Ｉｐは増加する。また、前述したように、放電灯ＬのインピーダンスＲＬは期間Ａにおいて概ね高く、期間Ｂ及びＣにおいて低い。そこで、励磁電流Ｉｐの増加に伴いインダクタンスＬｐが低下するような特性をトランス７に持たせることにより、期間ＡにおいてインダクタンスＬｐを低く、且つ期間Ｂ，ＣにおいてインダクタンスＬｐを高くできる。更に、最大供給電力値が最小値ＰｍｉｎとなるときのインピーダンスＲＬａが期間Ａに属するように、コンデンサ８の容量Ｃｒ、インダクタ９のインダクタンスＬｒ、及びトランス７の巻数比Ｎなどを予め設定しておくとよい。これにより、電力効率が最も低下するタイミングを期間Ａに含め、期間Ｂ及びＣにおいてより高い電力効率を確保できる。
【００４０】
図８は、トランス７のインダクタンスＬｐ、コンデンサ８の容量Ｃｒ、インダクタ９のインダクタンスＬｒ、及びトランス７の巻数比Ｎを上記のように設定した場合における、最大供給電力値の改善の様子を示す図である。同図において、縦軸は最大供給電力値を示し、横軸は放電灯ＬのインピーダンスＲＬを示す。また、グラフＧ４は図６に示したグラフと同一であり、グラフＧ５は改善された特性を示している。また、図８には、グラフＧ４及びＧ５を期間Ａ〜Ｃに区分する領域Ｒ１〜Ｒ３が図示されている。図８に示すように、放電灯ＬのインピーダンスＲＬが比較的高い期間ＡにおいてはインダクタンスＬｐが低くなるため、最大供給電力値の増加分（グラフＧ４からＧ５への増加分）が大きくなる。いま、最大供給電力値が最小値ＰｍｉｎとなるインピーダンスＲＬａが期間Ａのインピーダンス変動区間内に属しているので、最小値Ｐｍｉｎはこの最大供給電力値の増加分の寄与を受け、グラフＧ５に示すようにＰ０を上回ることができる。これにより、期間Ａにおける点灯始動性を確保できる。また、放電灯Ｌのインピーダンスが比較的低い期間Ｂ，ＣにおいてはインダクタンスＬｐが高くなるため、最大供給電力値の増加分は少ないが、電力損失を抑えることができる。
【００４１】
ここで、一つ問題点がある。期間Ａにおいて励磁電流Ｉｐの増加（すなわち放電灯インピーダンスＲＬの増加）に伴いインダクタンスＬｐを単調に減少させてしまうと、放電灯インピーダンスＲＬが極めて大きい場合にトランス７の磁気結合が過度に低下してしまい、一次側（直列共振回路４）で生成された電力を二次側（放電灯Ｌ）へ伝達することが困難となってしまう。従って、例えば放電灯点灯回路１への電源投入から起動部５による高圧パルス発生までの期間にトランス７が十分なエネルギーを発生できず、高圧パルス発生に関わるエネルギーが不十分となり放電灯Ｌの放電を開始できないおそれがある。また、点灯直後など放電灯ＬのインピーダンスＲＬが極めて高い状態で電力損失が大きくなり過ぎ、放電灯Ｌに十分なエネルギーを供給できずアーク放電への移行に失敗するおそれがある。
【００４２】
そこで、励磁電流Ｉｐが或る値より大きい場合には、励磁電流Ｉｐの増加に応じた一次インダクタンスＬｐの減少率の絶対値を小さくするか、又は励磁電流Ｉｐの増加に関わらずインダクタンスＬｐを略一定とするとよい。すなわち、図３に示したように、トランス７の一次インダクタンスＬｐを、励磁電流Ｉｐが所定の値Ｉｐａより小さい場合（領域Ｉ１）には、励磁電流Ｉｐの増加に応じて第１の減少率（ΔＬｐ１／ΔＩｐ）で減少させ、励磁電流Ｉｐが所定の値Ｉｐａより大きい場合（領域Ｉ２）には、励磁電流Ｉｐの増加に応じて第１の減少率（ΔＬｐ１／ΔＩｐ）よりも絶対値が小さい第２の減少率（ΔＬｐ２／ΔＩｐ）で減少させるか、又は図中に一点鎖線で示すように略一定とするとよい。そして、図３の領域Ｉ１が期間Ｂ，Ｃに該当するように、且つ領域Ｉ２が期間Ａに該当するように、所定の値Ｉｐａを設定するとよい。すなわち、この所定の値Ｉｐａを、期間Ｃにおける励磁電流Ｉｐの最大値よりも高くするか、又は期間Ｃにおける励磁電流Ｉｐの変動範囲に含むとよい。
【００４３】
また、電力効率について更に考慮すべき点がある。図９は、インバータ回路３の駆動周波数と供給電力との関係において、２つの典型的な状態を示すグラフである。同図において、グラフＧ６は最大供給電力が放電灯Ｌの定格電力（定常値）Ｐａに極めて近い状態を示しており、グラフＧ７は最大供給電力が定格電力Ｐａより十分に大きい状態を示している。グラフＧ６のように最大供給電力が定格電力Ｐａに対して余裕のない場合、駆動周波数を共振周波数ｆｏｎに近づけて直列共振回路４を動作させることとなる（図９のα点での動作）。また、グラフＧ７のように最大供給電力が定格電力Ｐａに対して余裕をもつ場合、駆動周波数を共振周波数ｆｏｎから遠ざけて直列共振回路４を動作させることとなる（図９のβ点での動作）。
【００４４】
図１０（ａ）及び（ｂ）は、スイッチング素子（トランジスタ３１）のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの時間波形と、ドレイン電流Ｉｄの時間波形との相関を示す図である。なお、図１０（ａ）は図９のグラフＧ６に示す状態において駆動周波数を共振周波数ｆｏｎとほぼ一致させた場合を示しており、図１０（ｂ）は図９のグラフＧ７において駆動周波数を共振周波数ｆｏｎから遠ざけた場合を示している。
【００４５】
図９のα点で直列共振回路４を動作させた場合、図１０（ａ）に示すようにスイッチング素子（トランジスタ３１）をターンオフする瞬間のドレイン電流Ｉｄが０［Ａ］となり、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ：スイッチング素子を流れるドレイン電流がゼロとなるタイミングに近いタイミングでスイッチング素子をオン／オフさせることにより、スイッチング損失を軽減させる方法）を実現できる。これに対し、図９のβ点で直列共振回路４を動作させた場合、図１０（ｂ）に示すようにスイッチング素子をターンオフする瞬間のドレイン電流Ｉｄが大きく、ＺＣＳとはならずにスイッチング損失が増加してしまう。電力効率を最も考慮すべき期間Ｃにおいては、このようなスイッチング損失も可能な限り低減することが望ましい。また、期間Ｃにおいては、インダクタンスＬｐの減少に伴うトランス７の磁気結合低下による損失も抑えることが望ましい。
【００４６】
図１１は、トランス７の一次インダクタンスＬｐが図３に示した特性を有する場合における、電力損失とインピーダンスＲＬ（または励磁電流Ｉｐ）との関係を示す図である。なお、同図のグラフＧ８はインダクタンスＬｐの減少に伴う電力損失を示しており、グラフＧ９は駆動周波数が共振周波数ｆｏｎから離れることによる電力損失（スイッチング損失）を示している。また、グラフＧ１０はグラフＧ８及びＧ９を合わせた電力損失を示している。期間Ｃにおいて電力効率を効果的に高めるためには、図１１に示すグラフＧ１０の最小値付近（領域Ｒ４）が期間Ｃに該当することが望ましい。このため、図１２に示すように、最大供給電力が最小値ＰｍｉｎとなるインピーダンスＲＬａが期間Ａだけでなく期間Ｃのインピーダンス変動範囲にも含まれるように、図３に示した所定の値Ｉｐａを期間Ｃにおける励磁電流Ｉｐの変動範囲に含めることが好ましい。これにより、定常点灯時における電力効率を最大限に高めることができる。
【００４７】
以上説明したように、本実施形態の放電灯点灯回路１においては、励磁電流Ｉｐが所定の値Ｉｐａより小さい場合には励磁電流Ｉｐの増加に応じてトランス７の一次インダクタンスＬｐが第１の減少率（ΔＬｐ１／ΔＩｐ）で減少する。そして、この所定の値Ｉｐａは、定常点灯制御回路１１による定常点灯状態（すなわち期間Ｃ）における励磁電流Ｉｐの最大値よりも高いか、又は期間Ｃにおける励磁電流Ｉｐの変動範囲に含まれる。これにより、定常点灯期間Ｃにおいては放電灯ＬのインピーダンスＲＬが小さいほどトランス７の一次インダクタンスＬｐが大きくなるので、電力損失を抑えることができる。また、励磁電流Ｉｐが所定の値Ｉｐａより大きい場合には、励磁電流Ｉｐの増加に応じて一次インダクタンスＬｐが第１の減少率（ΔＬｐ１／ΔＩｐ）よりも絶対値が小さい第２の減少率（ΔＬｐ２／ΔＩｐ）で減少するか又は略一定となる。これにより、放電灯ＬのインピーダンスＲＬが大きい初期点灯期間Ａにおいてトランス７の一次インダクタンスＬｐを小さく抑え、十分な電力を放電灯Ｌへ供給でき、且つ一次インダクタンスＬｐの過度の減少を防止してアーク放電状態への移行を促進できる。このように、本実施形態の放電灯点灯回路１によれば、放電灯Ｌのインピーダンス変化にかかわらず、点灯維持に必要な電力を放電灯Ｌへ供給することができる。
【００４８】
続いて、図３に示したようなインダクタンス特性を実現するためのトランスの構成について説明する。このようなトランスを実現するための一つの方法としては、コアの微分透磁率（＝ΔＢ／ΔＨ：Ｂは磁束密度、Ｈは磁界の強さ。すなわちＢ−Ｈカーブの傾き）を励磁電流Ｉｐに応じて変化させるとよい。すなわち、コアの微分透磁率を、励磁電流Ｉｐが所定の値Ｉｐａより小さい場合に励磁電流Ｉｐの増加に応じて第１の減少率（ΔＬｐ１／ΔＩｐ）に相当する割合で減少させ、励磁電流Ｉｐが所定の値Ｉｐａより大きい場合に励磁電流Ｉｐの増加に応じて第２の減少率（ΔＬｐ２／ΔＩｐ）に相当する割合で減少させるか又は略一定とするとよい。
【００４９】
図１３（ａ）は、このような特性を有するトランスのコアの構成例を示す図である。同図に示すコア６０は、いわゆるＥ−Ｉコアによって閉磁路を構成しており、第１のコア部材（Ｅ型コア）６１及び第２のコア部材（Ｉ型コア）６２を有する。具体的には、第１のコア部材６１は、一次巻線７ａ及び二次巻線７ｂが巻回される軸芯部６３と、軸芯部６３の一端６３ａに磁気的に結合され軸芯部６３に沿って延びる部分を含む二本の脚部６４，６５とを有する。また、第２のコア部材６２は、軸芯部６３の他端６３ｂと脚部６４，６５の先端６４ａ，６５ａとに亘って設けられ、これらの端部６３ｂ、６４ａ、及び６５ａを磁気的に結合する。第２のコア部材６２の長手方向の両端部は端部６４ａ，６５ａと接しており、第２のコア部材６２の中央部は隙間（ギャップ）をあけて軸芯部６３の他端６３ｂと対向している。そして、第１のコア部材６１と第２のコア部材６２とは互いに異なる磁性材料からなり、第２のコア部材６２の透磁率は、第１のコア部材６１の透磁率よりも小さい。なお、図１に示した補助巻線７ｃは、軸芯部６３とは別の支柱（例えば脚部６５）に巻回するのが好ましい。
【００５０】
図１３（ｂ）は、トランスのコアの他の構成例を示す図である。同図に示すコア７０は、第１のコア部材（Ｅ型コア）７１及び第２のコア部材（Ｉ型コア）７２を有する。第１のコア部材７１の構成は図１３（ａ）に示した第１のコア部材６１と同様であり、軸芯部７３と、二本の脚部７４，７５とを有する。また、第２のコア部材７２は、軸芯部７３の他端７３ｂと脚部７４，７５の先端７４ａ，７５ａとに亘って設けられ、これらの端部７３ｂ、７４ａ、及び７５ａを磁気的に結合する。第２のコア部材７２の長手方向の両端部は端部７４ａ，７５ａと接しており、第２のコア部材７２の中央部は隙間（ギャップ）をあけて軸芯部７３の他端７３ｂと対向している。そして、第１のコア部材７１と第２のコア部材７２とは同一の磁性材料からなり、第２のコア部材７２の最小断面積（本例では、第２のコア部材７２の断面積は長手方向に一定）が第１のコア部材７１の最小断面積（本例では脚部７４，７５の断面積）より小さい。
【００５１】
図１３（ａ）または図１３（ｂ）に示した構成により、第２のコア部材６２（７２）において磁気が飽和するので、励磁電流Ｉｐの増加に応じて一次インダクタンスＬｐを或る減少率で減少させることができる。また、第１のコア部材６１（７１）及び第２のコア部材６２（７２）それぞれの磁性材料や最小断面積を適切に選択・設定することにより、励磁電流Ｉｐが所定の値Ｉｐａを超えた場合には励磁電流Ｉｐが増加しても一次インダクタンスＬｐが殆ど減少しない（又は略一定となる）ようなトランスを好適に実現できる。
【００５２】
図１４は、トランスのコアの他の構成例を示す図である。同図に示すコア８０は、第１のコア部材（Ｅ型コア）８１及び第２のコア部材（Ｉ型コア）８２を有する。第２のコア部材８２の構成は図１３（ａ）に示した第２のコア部材６２と同様である。また、第１のコア部材８１は、軸芯部８３と、二本の脚部８４，８５とを有する。本例の軸芯部８３は、その他端８３ｂが第２のコア部材８２に向けて次第に細くなるようなテーパ状に形成されている。そして、軸芯部８３と第２のコア部材８２との間のギャップが第２のコア部材８２の長手方向に次第に縮小している。なお、本例においては、第１のコア部材８１と第２のコア部材８２とが同一の磁性材料により構成されてもよく、その場合、第２のコア部材８２の最小断面積が第１のコア部材８１の最小断面積より小さいことが好ましい。また、第１のコア部材８１と第２のコア部材８２とが互いに異なる磁性材料により構成されてもよく、その場合、第２のコア部材８２の透磁率が、第１のコア部材８１の透磁率よりも小さいことが好ましい。図１４に示した構成により、軸芯部８３と第２のコア部材８２との間のギャップにおける磁気の飽和度合いを操作できるので、励磁電流Ｉｐの増加に応じた一次インダクタンスＬｐの減少率をより適切に設定できる。
【００５３】
図１５は、図１３（ｂ）に示したコア７０の変形例として、コア９０を示す図である。図１５（ａ）はコア９０の上面図を示しており、図１５（ｂ）はコア９０の正面図を示している。同図に示すコア９０は、第１のコア部材（Ｅ型コア）９１及び第２のコア部材（Ｉ型コア）９２を有する。第１のコア部材９１の構成は図１３（ｂ）に示した第１のコア部材７１と同様であり、軸芯部９３と、二本の脚部９４，９５とを有する。また、第２のコア部材９２は、軸芯部９３の他端９３ｂと脚部９４，９５の先端９４ａ，９５ａとに亘って設けられ、これらの端部９３ｂ、９４ａ、及び９５ａを磁気的に結合する。第２のコア部材９２の長手方向の両端部９２ａ，９２ｂは端部９４ａ，９５ａとそれぞれ接しており、第２のコア部材９２の中央部９２ｃは隙間（ギャップ）をあけて軸芯部９３の他端９３ｂと対向している。そして、第１のコア部材９１と第２のコア部材９２とは同一の磁性材料からなる。
【００５４】
また、第２のコア部材９２は、その両端部９２ａ、９２ｂ及び中央部９２ｃを除く部分が、両端部９２ａ、９２ｂ及び中央部９２ｃと比べて細くくびれている（図１５（ａ）参照）。すなわち、第２のコア部材９２の最小断面積は、このくびれた部分によって規定される。そして、この最小断面積は、第１のコア部材９１の最小断面積（脚部９４，９５の断面積）よりも小さく設定されている。本例においては、第２のコア部材９２のくびれにおいて磁気が飽和するので、励磁電流Ｉｐの増加に応じて一次インダクタンスＬｐを好適に減少させることができる。なお、本例において、第２のコア部材９２の長手方向における両端部９２ａ、９２ｂ及び中央部９２ｃの断面積は、くびれた部分の断面積より大きければ特に規定しなくてよい。
【００５５】
図１６は、トランスのコアの他の構成例を示す図である。同図に示すコア１００は、第１のコア部材（Ｕ型コア）１０１及び第２のコア部材（Ｉ型コア）１０２を有する。第１のコア部材１０１は、一次巻線７ａ及び二次巻線７ｂが巻回される軸芯部１０３と、軸芯部１０３の一端１０３ａに磁気的に結合され軸芯部１０３に沿って延びる部分を含む一本の脚部１０４とを有する。また、第２のコア部材１０２は、軸芯部１０３の他端１０３ｂと脚部１０４の先端１０４ａとに亘って設けられ、これらの端部１０３ｂ及び１０４ａを磁気的に結合する。第２のコア部材１０２の長手方向の一方の端部は軸芯部１０３の先端１０３ｂと接しており、第２のコア部材１０２の他方の端部は隙間（ギャップ）をあけて脚部１０４の先端１０４ａと対向している。そして、第１のコア部材１０１と第２のコア部材１０２とは互いに異なる磁性材料からなり、第２のコア部材１０２の透磁率は、第１のコア部材１０１の透磁率よりも小さい。或いは、第１のコア部材１０１と第２のコア部材１０２とが同一の磁性材料からなり、第２のコア部材１０２の最小断面積が第１のコア部材１０１の最小断面積より小さい。このような構成により、第２のコア部材１０２において磁気が飽和するので、励磁電流Ｉｐの増加に応じて一次インダクタンスＬｐを或る減少率で減少させることができる。
【００５６】
本発明による放電灯点灯回路は、上記した実施形態に限られるものではなく、他に様々な変形が可能である。例えば、図３のインダクタンス特性を実現するトランスのコア形状は、Ｅ−Ｉ型コアやＵ−Ｉ型コア以外にも様々な形状を適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００５７】
【図１】本発明による放電灯点灯回路の一実施形態の構成を示す図である。
【図２】トランジスタの駆動周波数と供給電力の大きさとの関係を概念的に示すグラフである。
【図３】実施形態に係るトランスが有するインダクタンス特性を示すグラフである。
【図４】直列共振回路の共振部分のみを等価的に表現した回路図である。
【図５】最大電力値の変化を概念的に説明するための図である。
【図６】放電灯のインピーダンスと最大供給電力値との相関を概略的に示すグラフである。
【図７】放電灯の点灯を開始してから定常点灯状態へ移行するまでの放電灯のインピーダンスの推移の典型例を示すグラフである。
【図８】トランスのインダクタンス、コンデンサの容量、インダクタのインダクタンス、及びトランスの巻数比を上記のように設定した場合における、最大供給電力値の改善の様子を示す図である。
【図９】インバータ回路の駆動周波数と供給電力との関係において、２つの典型的な状態を示すグラフである。
【図１０】（ａ）（ｂ）スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの時間波形と、ドレイン電流Ｉｄの時間波形との相関を示す図である。（ａ）は図９のグラフＧ６に示す状態において駆動周波数を共振周波数とほぼ一致させた場合を示しており、（ｂ）は図９のグラフＧ７において駆動周波数を共振周波数から遠ざけた場合を示している。
【図１１】トランスの一次インダクタンスが図３に示した特性を有する場合における、電力損失とインピーダンス（または励磁電流）との関係を示す図である。
【図１２】図３に示した所定の値Ｉｐａを期間Ｃにおける励磁電流の変動範囲に含めた場合の、最大供給電力値の特性を示す図である。
【図１３】（ａ）図３のインダクタンス特性を有するトランスのコアの構成例を示す図である。（ｂ）トランスのコアの他の構成例を示す図である。
【図１４】トランスのコアの他の構成例を示す図である。
【図１５】図１３（ｂ）に示したコアの変形例を示す図である。（ａ）はコアの上面図を示しており、（ｂ）はコアの正面図を示している。
【図１６】トランスのコアの他の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００５８】
１…放電灯点灯回路、２…電力供給部、３…インバータ回路、４…直列共振回路、５…起動部、６…ブリッジドライバ、７…トランス、７ａ…一次巻線、７ｂ…二次巻線、７ｃ…補助巻線、８…コンデンサ、９…インダクタ、１０…制御部、１１…定常点灯制御回路、６０，７０，８０，９０，１００…コア、６１，７１，８１，９１，１０１…第１のコア部材、６２，７２，８２，９２，１０２…第２のコア部材、Ｓｃ１，Ｓｃ２…制御信号、Ｓｄｒｖ１，Ｓｄｒｖ２…駆動信号、ＶＢ…直流電圧、ＩＬ…ランプ電流、ＶＬ…ランプ電圧。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電力を放電灯へ供給する放電灯点灯回路であって、
インバータ回路と、
トランスの一次巻線及びコンデンサを含み、前記インバータ回路からの出力電圧を受けて前記トランスの二次巻線を介して前記放電灯に前記交流電力を供給する直列共振回路と、
前記インバータ回路を駆動する駆動部と、
前記駆動部の駆動周波数を制御するための制御信号を生成する制御部と
を備え、
前記制御部は、前記交流電力が定常値に維持されるように前記駆動周波数を制御する定常点灯制御回路を有し、
前記トランスは、前記一次巻線を流れる励磁電流が所定の値より小さい場合に、前記励磁電流の増加に応じてインダクタンスが第１の減少率で減少し、前記励磁電流が前記所定の値より大きい場合に、前記励磁電流の増加に応じてインダクタンスが前記第１の減少率よりも絶対値が小さい第２の減少率で減少するか又は略一定であり、
前記所定の値は、前記定常点灯制御回路による定常点灯状態における前記励磁電流の最大値よりも高いか、又は前記定常点灯状態における前記励磁電流の変動範囲に含まれることを特徴とする、放電灯点灯回路。
【請求項２】
前記トランスのコアの微分透磁率（＝ΔＢ／ΔＨ：Ｂは磁束密度、Ｈは磁界の強さ）は、前記励磁電流が前記所定の値より小さい場合に該励磁電流の増加に応じて前記第１の減少率に相当する割合で減少し、前記励磁電流が前記所定の値より大きい場合に該励磁電流の増加に応じて前記第２の減少率に相当する割合で減少するか又は略一定であることを特徴とする、請求項１に記載の放電灯点灯回路。
【請求項３】
前記トランスは、
前記一次巻線及び前記二次巻線が巻回される軸芯部、及び前記軸芯部の一端に磁気的に結合され前記軸芯部に沿って延びる二本の脚部を有する第１のコア部材と、
前記軸芯部の他端と前記脚部の先端とを磁気的に結合する第２のコア部材と
を有し、
前記第１及び第２のコア部材が互いに異なる磁性材料からなり、前記第２のコア部材の透磁率が前記第１のコア部材の透磁率より小さいことを特徴とする、請求項１に記載の放電灯点灯回路。
【請求項４】
前記トランスは、
前記一次巻線及び前記二次巻線が巻回される軸芯部、及び前記軸芯部の一端に磁気的に結合され前記軸芯部に沿って延びる二本の脚部を有する第１のコア部材と、
前記軸芯部の他端と前記脚部の先端とを磁気的に結合する第２のコア部材と
を有し、
前記第１及び第２のコア部材が同一の磁性材料からなり、前記第２のコア部材の最小断面積が前記第１のコア部材の最小断面積より小さいことを特徴とする、請求項１に記載の放電灯点灯回路。
【請求項１】
交流電力を放電灯へ供給する放電灯点灯回路であって、
インバータ回路と、
トランスの一次巻線及びコンデンサを含み、前記インバータ回路からの出力電圧を受けて前記トランスの二次巻線を介して前記放電灯に前記交流電力を供給する直列共振回路と、
前記インバータ回路を駆動する駆動部と、
前記駆動部の駆動周波数を制御するための制御信号を生成する制御部と
を備え、
前記制御部は、前記交流電力が定常値に維持されるように前記駆動周波数を制御する定常点灯制御回路を有し、
前記トランスは、前記一次巻線を流れる励磁電流が所定の値より小さい場合に、前記励磁電流の増加に応じてインダクタンスが第１の減少率で減少し、前記励磁電流が前記所定の値より大きい場合に、前記励磁電流の増加に応じてインダクタンスが前記第１の減少率よりも絶対値が小さい第２の減少率で減少するか又は略一定であり、
前記所定の値は、前記定常点灯制御回路による定常点灯状態における前記励磁電流の最大値よりも高いか、又は前記定常点灯状態における前記励磁電流の変動範囲に含まれることを特徴とする、放電灯点灯回路。
【請求項２】
前記トランスのコアの微分透磁率（＝ΔＢ／ΔＨ：Ｂは磁束密度、Ｈは磁界の強さ）は、前記励磁電流が前記所定の値より小さい場合に該励磁電流の増加に応じて前記第１の減少率に相当する割合で減少し、前記励磁電流が前記所定の値より大きい場合に該励磁電流の増加に応じて前記第２の減少率に相当する割合で減少するか又は略一定であることを特徴とする、請求項１に記載の放電灯点灯回路。
【請求項３】
前記トランスは、
前記一次巻線及び前記二次巻線が巻回される軸芯部、及び前記軸芯部の一端に磁気的に結合され前記軸芯部に沿って延びる二本の脚部を有する第１のコア部材と、
前記軸芯部の他端と前記脚部の先端とを磁気的に結合する第２のコア部材と
を有し、
前記第１及び第２のコア部材が互いに異なる磁性材料からなり、前記第２のコア部材の透磁率が前記第１のコア部材の透磁率より小さいことを特徴とする、請求項１に記載の放電灯点灯回路。
【請求項４】
前記トランスは、
前記一次巻線及び前記二次巻線が巻回される軸芯部、及び前記軸芯部の一端に磁気的に結合され前記軸芯部に沿って延びる二本の脚部を有する第１のコア部材と、
前記軸芯部の他端と前記脚部の先端とを磁気的に結合する第２のコア部材と
を有し、
前記第１及び第２のコア部材が同一の磁性材料からなり、前記第２のコア部材の最小断面積が前記第１のコア部材の最小断面積より小さいことを特徴とする、請求項１に記載の放電灯点灯回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【公開番号】特開２００８−１９２５６６（Ｐ２００８−１９２５６６Ａ）
【公開日】平成２０年８月２１日（２００８．８．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−２８４７９（Ｐ２００７−２８４７９）
【出願日】平成１９年２月７日（２００７．２．７）
【出願人】（０００００１１３３）株式会社小糸製作所 (1,575)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年８月２１日（２００８．８．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年２月７日（２００７．２．７）
【出願人】（０００００１１３３）株式会社小糸製作所 (1,575)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]