放電灯点灯装置、前照灯装置、及び車両
【課題】 フリッカや立ち消えや電磁ノイズを抑制しながらも、放電灯への電気的ストレスを抑制した放電灯点灯装置、該放電灯装置を備えた前照灯装置、並びに、該前照灯装置を備えた車両を提供する。
【解決手段】 直流電力を出力する直流電源部と、直流電源部が出力した直流電力の極性を所定の反転時間おきに反転させた矩形波交流電力を放電灯に供給するインバータ部とを備える。インバータ部が直流電力の極性の反転を開始する直前の反転前期間と、インバータ部が直流電力の極性の反転を終了した直後の反転後期間とには、それぞれ、反転後期間の終了時点から反転前期間の開始時点にかけての、直流電源部の出力電力が一定とされる定電力期間よりも、直流電源部の出力電力が上げられる。反転後期間ＴＩ１と、反転前期間ＴＩ２とを、それぞれインバータ部の出力の１周期の４分の１よりも短くした。
【解決手段】 直流電力を出力する直流電源部と、直流電源部が出力した直流電力の極性を所定の反転時間おきに反転させた矩形波交流電力を放電灯に供給するインバータ部とを備える。インバータ部が直流電力の極性の反転を開始する直前の反転前期間と、インバータ部が直流電力の極性の反転を終了した直後の反転後期間とには、それぞれ、反転後期間の終了時点から反転前期間の開始時点にかけての、直流電源部の出力電力が一定とされる定電力期間よりも、直流電源部の出力電力が上げられる。反転後期間ＴＩ１と、反転前期間ＴＩ２とを、それぞれインバータ部の出力の１周期の４分の１よりも短くした。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電灯点灯装置、前照灯装置、及び車両に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、メタルハライドランプなどの高輝度放電灯を点灯させる放電灯点灯装置として、音響的共鳴現象を避けるために矩形波点灯方式を採用した放電灯点灯装置が提供され、スポットライトやプロジェクタの光源や車両の前照灯などの点灯に用いられている。
【０００３】
この種の放電灯点灯装置は、直流電力を出力する直流電源部と、直流電源部が出力した直流電力の極性を所定の反転時間おきに反転させた矩形波交流電力を放電灯に供給するインバータ部とを備える。
【０００４】
上記のような放電灯点灯装置では、インバータ部の出力の極性の反転（以下、単に「反転」と呼ぶ。）時に、インバータ部から放電灯への出力電流の瞬時的な低下に伴って放電灯の電極の温度低下が発生して反転後の放電灯における放電が不安定となり、これが放電灯のちらつき（フリッカ）や立ち消えや電磁ノイズの原因となっていた。そこで、上記のようなフリッカや立ち消えや電磁ノイズを抑制するために、反転の直前や直後に、一時的にインバータ部の出力電力（以下、単に「出力電力」と呼ぶ。）を上昇させるという技術が知られている（例えば、特許文献１及び特許文献２参照）。例えば、特許文献１及び特許文献２に記載されたように反転の直前に出力電力を上昇させれば放電灯において上記の温度低下が抑制され、特許文献２に記載されたように反転の直後に出力電力を上昇させれば放電灯の電極において上記の温度低下後の温度の復帰が促進されることにより、放電灯における放電が安定し、フリッカや立ち消えや電磁ノイズが抑制される。
【特許文献１】特表１０−５０１９１９号公報
【特許文献２】特開２００２−１１０３９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、出力電力の１周期での平均値を高くしすぎると、放電灯にかかる電気的ストレスが高くなることにより、放電灯の寿命が短くなってしまう。
【０００６】
本発明は、上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、フリッカや立ち消えや電磁ノイズを抑制しながらも、放電灯への電気的ストレスを抑制した放電灯点灯装置、該放電灯装置を備えた前照灯装置、並びに、該前照灯装置を備えた車両を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１の発明は、直流電力を出力する直流電源部と、直流電源部が出力した直流電力の極性を所定の反転時間おきに反転させた矩形波交流電力を放電灯に供給するインバータ部と、直流電源部の出力電力を制御する制御部とを備え、制御部は、インバータ部が直流電力の極性の反転を開始する直前の反転前期間と、インバータ部が直流電力の極性の反転を終了した直後の反転後期間とには、それぞれ、反転後期間の終了時点から反転前期間の開始時点にかけての、直流電源部の出力電力が一定とされる定電力期間よりも、直流電源部の出力電力を上昇させるものであって、反転前期間と反転後期間とはそれぞれ反転時間の半分より短いことを特徴とする。
【０００８】
この発明によれば、反転前期間に出力電力を上昇させることにより放電灯の電極において反転時の温度低下が抑制され、反転後期間に出力電力を上昇させることにより放電灯の電極において上記の温度低下後の温度の復帰が促進されることにより、放電灯における放電が安定し、フリッカや立ち消えや電磁ノイズが抑制される。また、反転後期間と、反転前期間とを、それぞれ反転時間の半分よりも短くしていることにより、反転後期間や反転前期間を反転時間の半分以上とする場合に比べ、放電灯にかかる電気的なストレスが抑制されるから、放電灯の寿命が短くなりにくい。
【０００９】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、定電力期間の終了時から反転後期間の終了時にかけて、直流電源部の出力電圧が直線状に上昇することを特徴とする。
【００１０】
この発明によれば、定電力期間の終了時すなわち反転後期間の開始時に直流電源部の出力電力を急激に上昇させる場合に比べ、回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００１１】
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２の発明において、反転後期間の開始時から定電力期間の開始時にかけて、直流電源部の出力電圧が連続的且つ非直線状に低下することを特徴とする。
【００１２】
請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれかの発明において、各定電力期間について、それぞれ、定電力期間の直後の反転前期間での直流電源部の出力電力のピーク値は、定電力期間の直前の反転後期間での直流電源部の出力電力のピーク値以上であることを特徴とする。
【００１３】
この発明によれば、反転後期間と反転前期間とで直流電源部の出力電力のピーク値を互いに同じにする場合に比べ、反転時の放電灯の電極の温度低下がより抑制され、フリッカや立ち消えや電磁ノイズがより抑制される。
【００１４】
請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかの発明において、制御部は、放電灯の始動時、定電力期間での出力電力を所定の定常電力に維持するように直流電源部を制御する定常期間を開始する前の所定の出力上昇期間には、定電力期間での出力電力を定常電力よりも大きくするように直流電源部を制御するものであって、制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部における反転前期間及び反転後期間と定電力期間との間での直流電源部の出力電力の差を、それぞれ、定常期間中における反転前期間及び反転後期間と定電力期間との間での直流電源部の出力電力の差よりも小さくすることを特徴とする。
【００１５】
この発明によれば、定電力期間に対する反転前期間及び反転後期間での出力電力の上昇幅を、出力上昇期間でも定常期間と同程度とする場合に比べ、出力上昇期間において回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００１６】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、放電灯の温度を推定して推定された温度に応じた出力を生成する温度推定部を備え、制御部は、出力上昇期間の開始時に温度推定部によって推定された温度が高いほど、出力上昇期間を短くすることを特徴とする。
【００１７】
この発明によれば、出力上昇期間の開始時に既に放電灯の温度が高く出力上昇期間が短くてもいいような場合には出力上昇期間が短くされるから、出力上昇期間において回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００１８】
請求項７の発明は、請求項５又は請求項６の発明において、制御部は、直流電源部の出力電圧と出力電流とをそれぞれ検出し、検出された出力電圧によって所定の電力目標値を除して電流目標値を得るとともに、定電力期間においては検出された出力電流を電流目標値に一致させるように直流電源部を制御し、反転後期間においては検出された出力電流を電流目標値と所定の反転後上昇量との和に一致させるように直流電源部を制御し、反転前期間においては検出された出力電流を電流目標値と所定の反転前上昇量との和に一致させるように直流電源部を制御するものであって、出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、反転後上昇量と反転前上昇量とをそれぞれ小さくすることを特徴とする。
【００１９】
この発明によれば、反転後期間や反転前期間で回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００２０】
請求項８の発明は、請求項５又は請求項６の発明において、制御部は、直流電源部の出力電圧と出力電流とをそれぞれ検出し、検出された出力電圧によって所定の電力目標値を除して電流目標値を得るとともに、定電力期間においては検出された出力電流を電流目標値に一致させるように直流電源部を制御し、反転後期間においては検出された出力電流を電流目標値と１以上の所定の反転後上昇率との積に一致させるように直流電源部を制御し、反転前期間においては検出された出力電流を電流目標値と１以上の所定の反転前上昇率との積に一致させるように直流電源部を制御するものであって、出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、反転後上昇率と反転前上昇率とをそれぞれ小さくすることを特徴とする。
【００２１】
この発明によれば、反転後期間や反転前期間で回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００２２】
請求項９の発明は、請求項５〜８のいずれかの発明において、制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、反転後期間と反転前期間との少なくとも一方を短くすることを特徴とする。
【００２３】
この発明によれば、反転後期間や反転前期間で回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００２４】
請求項１０の発明は、請求項５〜９のいずれかの発明において、制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部には、反転後期間と反転前期間とのいずれも設けず直流電源部の出力電力を一定とすることを特徴とする。
【００２５】
この発明によれば、反転後期間や反転前期間によって回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００２６】
請求項１１の発明は、請求項５〜１０のいずれかの発明において、制御部は、出力上昇期間中に、定電力期間での直流電源部の出力電力を徐々に定常電力まで低下させるとともに、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ徐々に上昇させることを特徴とする。
【００２７】
この発明によれば、出力上昇期間の初期における反転後期間や反転前期間で回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００２８】
請求項１２の発明は、請求項５〜１１のいずれかの発明において、制御部は、直流電源部の出力電圧を検出するとともに、検出された出力電圧が低いほど、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ小さくすることを特徴とする。
【００２９】
この発明によれば、反転後期間や反転前期間で回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００３０】
請求項１３の発明は、請求項５〜１２のいずれかの発明において、制御部は、直流電源部の出力電流を検出するとともに、検出された出力電流が大きいほど、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ小さくすることを特徴とする。
【００３１】
この発明によれば、反転後期間や反転前期間で回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００３２】
請求項１４の発明は、請求項５〜１３のいずれかの発明において、制御部は、放電灯の始動時の所定時間にわたり、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ徐々に増加させることを特徴とする。
【００３３】
この発明によれば、反転後期間や反転前期間で回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００３４】
請求項１５の発明は、請求項１〜１４のいずれか一項に記載の放電灯点灯装置と、放電灯点灯装置によって点灯される放電灯とを備えることを特徴とする。
【００３５】
請求項１６の発明は、請求項１５記載の前照灯装置を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００３６】
請求項１の発明によれば、反転前期間に出力電力を上昇させることにより放電灯の電極において反転時の温度低下が抑制され、反転後期間に出力電力を上昇させることにより放電灯の電極において上記の温度低下後の温度の復帰が促進されることにより、放電灯における放電が安定し、フリッカや立ち消えや電磁ノイズが抑制される。また、反転後期間と、反転前期間とを、それぞれ反転時間の半分よりも短くしていることにより、反転後期間や反転前期間を反転時間の半分以上とする場合に比べ、放電灯にかかる電気的なストレスが抑制されるから、放電灯の寿命が短くなりにくい。
【００３７】
請求項２の発明によれば、定電力期間の終了時から反転後期間の終了時にかけて、直流電源部の出力電圧が直線状に上昇するので、定電力期間の終了時すなわち反転後期間の開始時に直流電源部の出力電力を急激に上昇させる場合に比べ、回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００３８】
請求項４の発明によれば、各定電力期間について、それぞれ、定電力期間の直後の反転前期間での直流電源部の出力電力のピーク値は、定電力期間の直前の反転後期間での直流電源部の出力電力のピーク値以上であるので、反転後期間と反転前期間とで直流電源部の出力電力のピーク値を互いに同じにする場合に比べ、反転時の放電灯の電極の温度低下がより抑制され、フリッカや立ち消えや電磁ノイズがより抑制される。
【００３９】
請求項５の発明によれば、制御部は、放電灯の始動時、定電力期間での出力電力を所定の定常電力に維持するように直流電源部を制御する定常期間を開始する前の所定の出力上昇期間には、定電力期間での出力電力を定常電力よりも大きくするように直流電源部を制御するので、出力上昇期間を設けない場合に比べてより短時間で放電灯の温度を上昇させて光束を安定させることができる。また、制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部における反転前期間及び反転後期間と定電力期間との間での直流電源部の出力電力の差を、それぞれ、定常期間中における反転前期間及び反転後期間と定電力期間との間での直流電源部の出力電力の差よりも小さくするので、定電力期間に対する反転前期間及び反転後期間での出力電力の上昇幅を、出力上昇期間でも定常期間と同程度とする場合に比べ、出力上昇期間において回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００４０】
請求項６の発明によれば、放電灯の温度を推定して推定された温度に応じた出力を生成する温度推定部を備え、制御部は、出力上昇期間の開始時に温度推定部によって推定された温度が高いほど、出力上昇期間を短くするので、出力上昇期間の開始時に既に放電灯の温度が高く出力上昇期間が短くてもいいような場合には出力上昇期間が短くされるから、出力上昇期間において回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００４１】
請求項７の発明によれば、出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、反転後上昇量と反転前上昇量とをそれぞれ小さくし、請求項８の発明によれば、出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、反転後上昇率と反転前上昇率とをそれぞれ小さくし、請求項９の発明によれば、制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、反転後期間と反転前期間との少なくとも一方を短くし、請求項１０の発明によれば、制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部には、反転後期間と反転前期間とのいずれも設けず直流電源部の出力電力を一定とし、請求項１１の発明によれば、制御部は、出力上昇期間中に、定電力期間での直流電源部の出力電力を徐々に定常電力まで低下させるとともに、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ徐々に上昇させ、請求項１２の発明によれば、制御部は、直流電源部の出力電圧を検出するとともに、検出された出力電圧が低いほど、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ小さくし、請求項１３の発明によれば、制御部は、直流電源部の出力電流を検出するとともに、検出された出力電流が大きいほど、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ小さくし、請求項１４の発明によれば、制御部は、放電灯の始動時の所定時間にわたり、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ徐々に増加させるので、それぞれ、反転後期間や反転前期間で回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００４３】
（実施形態１）
本実施形態の放電灯点灯装置１は、図２に示すように、直流電源Ｅから入力された直流電力の電圧値を変換する直流電源部としてのＤＣ−ＤＣコンバータ部２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２が出力した直流電力を交番して放電灯Ｌａへ出力するインバータ部３と、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２とインバータ部３とをそれぞれ制御する制御部４とを備える。また、インバータ部３と放電灯Ｌａとの間には、放電灯Ｌａの始動用の高電圧を生成するイグナイタ部５が設けられている。
【００４４】
詳しく説明すると、直流電源Ｅの低電圧側の出力端はグランドに接続されていて、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２は、一次巻線Ｐ１の一端が直流電源Ｅの高電圧側の出力端に接続されるとともに一次巻線Ｐ１の他端がスイッチング素子Ｑ１を介してグランドに接続されたトランスＴ１と、一端がグランドに接続された出力コンデンサＣ１と、アノードが出力コンデンサＣ１の他端に接続されるとともにカソードがトランスＴ１の二次巻線Ｓ１を介してグランドに接続されたダイオードＤ１とを備え、出力コンデンサＣ１の両端を出力端とする、周知のフライバック・コンバータである。制御部４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２のスイッチング素子Ｑ１をオンオフ駆動するＰＷＭ信号である制御信号を出力することによってＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力を制御する。
【００４５】
また、インバータ部３は、２個ずつのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の直列回路が２個、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力端間に互いに並列に接続されてなり、各直列回路のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５同士の接続点を出力端とする、フルブリッジ型のインバータ回路である。インバータ部３は、互いに直列に接続されたスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５が交互に且つ互いに対角に位置するスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５が同時にオンオフ駆動されることで、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２が出力した直流電力を矩形波交流電力に変換して出力する。
【００４６】
イグナイタ部５は、インバータ部３の出力端間に接続されたコンデンサＣｓと、一次巻線Ｐ２及び二次巻線Ｓ２のそれぞれ一端がインバータ部３の一方の出力端に接続されたトランスＴ２とを備える。このトランスＴ２の一次巻線Ｐ２の他端はスパークギャップＳＧ１を介してインバータ部３の他方の出力端に接続され、二次巻線Ｓ２の他端は放電灯Ｌａを介してインバータ部３の他方の出力端に接続される。
【００４７】
制御部４は、インバータ部３を制御する反転判断部４１と、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力（すなわちインバータ部３から放電灯Ｌａへの出力電力。以下、単に「出力電力」と呼ぶ。）の目標値である電力目標値が格納された電力目標記憶部４２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電圧を検出するとともに検出された出力電圧（以下、「電圧検出値」と呼ぶ。）と電力目標記憶部４２に格納された電力目標値とを用いてＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電流の目標値である電流目標値を演算する電流目標演算部４３と、通常は電流目標演算部４３から入力された電流目標値をそのまま出力する一方、インバータ部３が出力の極性を反転させる前後の所定期間には該電流目標値を上昇させた上で出力する電流目標上昇部４４と、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電流を検出するとともに検出された出力電流（以下、「電流検出値」と呼ぶ。）を電流目標値上昇部４４が出力した電流目標値に近づけるようにＤＣ−ＤＣコンバータ部２を制御する制御信号を生成する制御信号生成部４５とを備える。上記のような制御部４は周知技術によって実現可能であるので、詳細な説明は省略する。
【００４８】
具体的には、インバータ部３は、各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をそれぞれオンオフ駆動する駆動部（図示せず）を有する。図１に示すように、制御部４の反転判断部４１はインバータ部３に対して矩形波状の反転信号を入力するものであって、インバータ部３の駆動部は、反転信号が出力されていない期間（つまり反転判断部４１の出力がＬレベルである期間）には、互いに対角に位置する２個のスイッチング素子（以下、「第１スイッチング素子」と呼ぶ。）Ｑ２，Ｑ５の組と、やはり互いに対角に位置する残り２個のスイッチング素子（以下、「第２スイッチング素子」と呼ぶ。）Ｑ３，Ｑ４の組との一方をオン制御し他方をオフ制御する。また、駆動部は、反転信号が出力されている期間（つまり反転判断部４１の出力がＨレベルである期間）には全てのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をオフ制御するとともに、反転信号の出力が終了されたとき（つまり、次に反転判断部４１の出力がＬレベルとなったとき）には各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオンオフ状態を反転信号が入力される前の状態に対して反転させる。つまり、反転信号が制御部４からインバータ部３に入力される度にインバータ部３の出力が反転するのであって、反転信号の周波数の２倍が、インバータ部３の出力の周波数となる。
【００４９】
また、反転判断部４１は例えば電流検出値に基いて放電灯Ｌａの点灯状態を判定しており、放電灯Ｌａが消灯していると判定されている期間には反転信号をＬレベルに維持する。すなわち、電源が投入されてから、放電灯Ｌａが点灯するまでは、第１スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオンされ第２スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフされた状態に維持される。すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電圧の上昇に伴ってインバータ部３からの出力電圧の振幅が徐々に増大することで、スパークギャップＳＧ１の両端電圧が徐々に上昇する。やがて、スパークギャップＳＧ１において絶縁破壊（ブレークダウン）が発生すると、トランスＴ２の一次巻線Ｐ２に流れる電流の急激な増加に伴ってトランスＴ２の二次巻線Ｓ２に誘導起電力が発生し、この誘導起電力による電圧とインバータ部３の出力電圧とが重畳された例えば数１０ｋＶの高電圧により、放電灯Ｌａではアーク放電が開始される（すなわち、放電灯Ｌａが始動されて点灯する）。その後、放電灯Ｌａの点灯を判定した反転判断部４１によって反転信号の出力が開始されることにより、インバータ回路２による矩形波交流電力の出力が開始される。
【００５０】
本実施形態の動作を、図３を用いて説明する。まず、電源が投入されて動作が開始される（Ｓ１）と、制御部４の各部において、動作に用いられる各種の変数が初期化され（Ｓ２）、その後、反転判断部４１が反転信号を出力しないことにより、インバータ部３では始動動作が開始される（Ｓ３）。すなわち、インバータ部３において対角に位置する２個のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５のみがオンされ、イグナイタ部５によって放電灯Ｌａが始動される。その後、反転判断部４１によって放電灯Ｌａの点灯・未点灯が判断され（Ｓ４）、放電灯Ｌａが未点灯と判断されればステップＳ３の始動動作が継続される。一方、ステップＳ４において、放電灯Ｌａが点灯したと判断されれば、次のステップＳ５への移行により、インバータ部３が矩形波交流電力を放電灯Ｌａに出力する動作が開始される。ステップＳ５では、電流目標演算部４３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電圧を検出することで電圧検出値を取得する。電流目標演算部４３は、新しいものから３回分までの電圧検出値を記憶するとともに随時更新しており、新たに取得された電圧検出値と合わせて４回分までの電圧検出値を平均することで電圧平均値を得てこれを制御に用いる。このように複数回分の電圧検出値の平均値である電圧平均値を制御に用いることで、ノイズの影響が抑制される。また、制御部４は、ステップＳ４において放電灯Ｌａの点灯が判断されてからの経過時間（以下、単に「経過時間」と呼ぶ。）を計時する計時部（図示せず）を有しており、電流目標演算部４３は、計時部によって計時された経過時間に応じた電力目標値を電力目標記憶部４２から読み出す。ここで、電力目標記憶部４２には、図４に示すように、経過時間が０秒〜４秒であれば７５Ｗであって経過時間が４秒〜５０秒にかけて低下速度を徐々に下げながら徐々に３４Ｗまで低下し経過時間が５０秒以上であれば３４Ｗに維持されるという、経過時間毎の電力目標値が例えばデータテーブルの形で記憶されている。すなわち、経過時間が５０秒に達した後は、電力目標値を一定の定常電力（３４Ｗ）に維持する定常動作が行われ、定常動作が開始されるまでの期間（以下、「出力上昇期間」と呼ぶ。）には、電力目標値を上記の定常電力よりも上昇させる出力上昇動作が行われる。なお、上記のような経過時間に対する電力目標値の変化は、インバータ部３の出力の周期に対して十分に遅いため、インバータ部３の出力の１周期の間には電力目標値は略一定であるとみなすことができる。上記の出力上昇動作により、放電灯Ｌａの温度が速やかに上昇するから、出力上昇動作を行わない場合に比べて放電灯Ｌａの光出力をより短時間で安定させることができる。定常電力は例えばインバータ部３への接続が想定される放電灯Ｌａの定格電力とされる。そして、電流目標演算部４３は、経過時間に応じて電力目標記憶部４２から読み出された電力目標値を、電圧平均値で除することで、電流目標値を得、この電流目標値を電流目標上昇部４４に出力する。
【００５１】
また、反転判断部４１は、計時部が計時する経過時間に基いて、インバータ部３へ反転信号を出力すべきタイミングを判断するとともに、反転信号の出力を開始する直前の所定の反転前期間ＴＩ２の開始時から、反転信号の出力を終了した後の所定の反転後期間ＴＩ１の終了時にかけて、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力を一時的に上昇させるための出力上昇信号を電力目標上昇部４４に入力する（すなわち、出力上昇信号をオンする）。電流目標上昇部４４は、電流目標演算部４３から電流目標値を入力されると、出力上昇信号がオンか否かを判定し（Ｓ６）、出力上昇信号がオンであれば電流目標演算部４３から入力された電流目標値に所定の上昇量を加算（Ｓ７）して得られた新たな電流目標値を制御信号生成部４５に出力する一方、出力上昇信号がオフであれば電流目標演算部４３から入力された電流目標値をそのまま制御信号生成部４５に出力する。上記の上昇量は、放電灯Ｌａの定格電流値の０．１倍〜１倍程度とする。例えば、定格電流値が０．４Ａであれば上昇量は０．０４Ａ〜０．４Ａとし、定格電流値が０．８Ａであれば上昇量は０．０８Ａ〜０．８Ａとする。
【００５２】
制御信号生成部４５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電流を検出することで電流検出値を取得し、また、新しいものから３回分までの電流検出値を記憶するとともに随時更新しており、新たに取得された電流検出値と合わせて４回分までの電流検出値を平均することで電流平均値を得てこれを制御に用いる。すなわち、電流平均値を電流目標値とするような制御信号を生成してＤＣ−ＤＣコンバータ部２に入力する（Ｓ８）。具体的には例えば制御信号生成部４５は電流平均値と電流目標値との差に応じた電圧値の出力を生成する誤差アンプを有し、この誤差アンプの出力の電圧値に応じたオンデューティのＰＷＭ信号である制御信号を生成する。上記のように複数回分の電流検出値の平均値である電流平均値を制御に用いることで、ノイズの影響が抑制される。
【００５３】
ステップＳ９〜ステップ１３はそれぞれ反転判断部４１の動作である。ステップＳ９では、反転判断部４１は、反転信号を出力すべきタイミング、すなわち所定の反転時間毎のタイミングであるか否かを経過時間に基いて判断し、反転信号を出力すべきタイミングであればステップＳ１０において反転信号をインバータ部３へ出力する。インバータ部３の出力の周波数は数１００Ｈｚ〜数ｋＨｚとされる。つまり、反転時間は数百μｓ〜数ｍｓである。また、ステップＳ１１では、反転後期間ＴＩ１でも反転前期間ＴＩ２でも反転信号の出力中でもない期間（以下、「定電力期間」と呼ぶ。）中であるか否かを経過時間に基いて判断し、定電力期間中であれば出力上昇信号をオフし（Ｓ１２）、定電力期間中でなければ出力上昇信号をオンする（Ｓ１３）。
【００５４】
上記のようなステップＳ５〜ステップＳ１３の動作は、電源がオフされるまで継続される。さらに、異常検出及び保護動作や、周囲温度に応じたＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力の変更といった、周知技術を適宜組み合わせてもよい。
【００５５】
ここで、反転後期間ＴＩ１と、反転前期間ＴＩ２とは、それぞれ反転時間の半分（すなわちインバータ部３の出力の周波数の４分の１）よりも短くされている。つまり、反転時間が４００μｓより長い場合、例えば反転後期間ＴＩ１を５０μｓとして反転前期間ＴＩ２を２００μｓとすることができる。
【００５６】
上記構成によれば、反転前期間ＴＩ２に出力電力を上昇させることにより放電灯Ｌａにおいて反転時の温度低下が抑制され、反転後期間ＴＩ２に出力電力を上昇させることにより放電灯Ｌａの電極において上記の温度低下後の温度の復帰が促進されることにより、放電灯Ｌａにおける放電が安定し、フリッカや立ち消えや電磁ノイズが抑制される。また、反転後期間ＴＩ１と、反転前期間ＴＩ２とは、それぞれ反転時間の半分よりも短くしていることにより、反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２を反転時間の半分以上とする場合に比べ、放電灯Ｌａにかかる電気的なストレスが抑制されるから、放電灯Ｌａの寿命が短くなりにくい。
【００５７】
ここで、本発明者は、定電力期間における放電灯Ｌａの電極の温度の低下を十分に高く維持するためには、インバータ部３の出力電流（ランプ電流）の絶対値（すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電流。以下、単に「出力電流」と呼ぶ。）を定電力期間において放電灯Ｌａの定格電流（以下、単に「定格電流」と呼ぶ。）の５０％以上とする必要があると考えている。ここで、反転後期間ＴＩ１と反転前期間ＴＩ２とでそれぞれ出力電流を定格電流のｐ倍（ｐ＞１）とし、定電力期間で出力電流を定格電流のｓ倍（ｓ＜１）とし、１回の反転後期間ＴＩ１と１回の反転前期間ＴＩ２との合計の長さが１周期のｔ倍（ｔ＜０．５）とする。上記のｐ，ｓ，ｔを用いると、インバータ部３の出力電流の絶対値の１周期での平均値を放電灯Ｌａの定格電流とする、という条件は、次式で表される。
ｐ×２ｔ＋ｓ×（１−２ｔ）＝１
この式を変形して、
ｓ＝（１−ｐ×２ｔ）／（１−２ｔ）
つまり、インバータ部３の出力電流の絶対値の１周期での平均値を放電灯Ｌａの定格電流とし、且つ、定電力期間における出力電流を定格電流の５０％以上とする（つまりｓ≧０．５）という条件は、ｐ，ｔを用いて次式のように表される。
（１−ｐ×２ｔ）／（１−２ｔ）≧０．５
この式を変形して、次式が得られる。
ｔ≦０．２５／（ｐ−０．５）
すなわち、反転後期間ＴＩ１と反転前期間ＴＩ２との長さを互いに同じとすると、上記の条件を満たす反転後期間ＴＩ１と反転前期間ＴＩ２との個々の長さ（つまりｔ／２）の上限は、ｐ＝１．１のときには１周期の約２０．８％となり、ｐ＝１．５のときには１周期の１２．５％となり、ｐ＝２のときには１周期の約８．３％となる。反転後期間ＴＩ１と反転前期間ＴＩ２との長さが互いに同じである場合には、反転後期間ＴＩ１と反転前期間ＴＩ２との長さが１周期の数％〜２０．８％で効果が得られると、本発明者は考えている。
【００５８】
なお、図１や図５（ａ）に示すように反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２でのインバータ部３の出力電流の波形を矩形状とする代わりに、図５（ｂ）（ｄ）や図６に示すように反転前期間ＴＩ２の開始時から終了時にかけて定電力期間中の出力電流から直線状に出力電流を増加（つまり上昇量を０から直線状に増加）させたり、図５（ｃ）（ｄ）や図６に示すように反転後期間ＴＩ１の開始時から終了時にかけて定電力期間中の出力電流まで曲線状に出力電流を減少（つまり上昇量を最大値から０まで曲線状に減少）させてもよい。上記構成を採用すれば、反転前期間ＴＩ２の開始時に出力電流（上昇量）を急激に変化させる場合に比べ、回路部品や放電灯Ｌａにかかる電気的なストレスを低減することができる。
【００５９】
また、反転後期間ＴＩ１と反転前期間ＴＩ２とで出力電力を互いに同じとする代わりに、反転前期間ＴＩ２では反転後期間ＴＩ１よりも出力電力を上昇させてもよい。この構成を採用すれば、反転時の放電灯Ｌａの電極の温度低下がより抑制され、フリッカや立ち消えや電磁ノイズがより抑制される。
【００６０】
（実施形態２）
本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるので、共通する部分についての図示並びに説明は省略する。
【００６１】
実施形態１では上昇量は常に一定値とされていたのに対し、本実施形態では上昇量が可変とされている点が実施形態１と異なる。
【００６２】
上昇量の変更としては、例えば、図７や図９のように経過時間０秒から４秒までは上昇量を最小値（図７では０．２Ａ、図９では０Ａ）に維持するとともに、経過時間４秒から５０秒にかけて上昇量を前記最小値から最大値（例えば０．４Ａ）まで直線状に徐々に増大させてもよい。すなわち、電力上昇期間中には、定常期間中よりも上昇量が大きくされる。例えば、図７の例では、経過時間が４秒であるときには図８（ａ）に示すように上昇量が０．２Ａとなり、経過時間が５０秒以上であるときには図８（ｂ）に示すように上昇量が０．４Ａとなる。このように上昇量を変化させれば、定常期間におけるフリッカや立ち消えや電磁ノイズの抑制の効果を確保しつつ、電力上昇期間において放電灯Ｌａや回路部品にかかる電気的なストレスを抑えることができる。
【００６３】
または、電流目標上昇部４４がＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力を検出するとともに、図１０や図１１に示すように、前記出力電力が電力上昇期間の開始時での電力目標値（最大電力）であるときには上昇量を最小値（図１０では０．２Ａ、図１１では０Ａ）とし、前記出力電力が定常期間での電力目標値（定格）であるときには上昇量を最大値（例えば０．４Ａ）として、前記出力電力が定格と最大電力との間の所定の範囲であるときには前記出力電力が大きくなるほど上昇量を小さくしてもよい。
【００６４】
または、図１２や図１３に示すように、電圧検出値が電力上昇期間の開始時（始動時）における電圧検出値の予想値（例えば２０Ｖ）であるときには上昇量を最小値（図１２では０．２Ａ、図１３では０Ａ）とし、電圧検出値が定常期間における電圧検出値の予想値（すなわち放電灯Ｌａの定格電圧であり、例えば８５Ｖ）であるときには上昇量を最大値（例えば０．４Ａ）としてもよい。図１２の例では電圧検出値が所定範囲内であるときには電圧検出値に対して上昇量を直線的に徐々に増加させている。図１３の例では電圧検出値が３０Ｖ未満であれば上昇量を最小値とし、電圧検出値が３０Ｖ以上であれば上昇量を最大値としている。すなわち、放電灯Ｌａの負特性により、電圧検出値が低いほど出力電力が高いと推定されるので、電圧検出値が低いときには反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２で出力電力を高くしすぎないように上昇量を小さくしているのである。
【００６５】
または、図１４や図１５に示すように、電流検出値が電力上昇期間の開始時（始動時）における電流検出値の予想値（例えば２．６Ａ）であるときには上昇量を最小値（図１４では０．２Ａ、図１５では０Ａ）とし、電流検出値が定常期間における電流検出値の予想値（すなわち放電灯Ｌａの定格電流であり、例えば０．４Ａ）であるときには上昇量を最大値（例えば０．４Ａ）としてもよい。また、図１４の例や図１５の例では電流検出値が所定範囲内（図１５の例においては２．２Ａ〜２．６Ａ）であるときには電流検出値に対して上昇量を直線的に徐々に減少させている。
【００６６】
さらに、図９の例では経過時間０秒から４秒にかけての期間に、図１１の例では出力電力が６０Ｗ以上の期間に、図１３の例では電圧検出値が３０Ｖ未満の期間に、図１５の例では電流検出値が２．６Ａ以上の期間に、それぞれ、上昇量を０としており、つまり上記の各期間には実質的に反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２は設けられずＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電流は一定に維持される。これらの構成によれば、上昇量を０としない場合に比べ、放電灯Ｌａにかかる電気的なストレスが低減される。
【００６７】
（実施形態３）
本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるので、共通する部分についての図示並びに説明は省略する。
【００６８】
実施形態１では電流目標上昇部４４が反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２において電流目標演算部４３から入力された電流目標値に上昇量を加算することで電流目標値を上昇させていたのに対し、本実施形態では電流目標上昇部４４が反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２において電流目標演算部４３から入力された電流目標値に１以上の上昇率を乗じることで電流目標値を上昇させている点が実施形態１と異なる。例えば、上昇率を常に２とした場合、図１６（ａ）に示すように定電力期間での電流目標値が２．６Ａであれば反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２での電流目標値は５．２Ａとされ、図１６（ｂ）に示すように定電力期間での電流目標値が０．４Ａであれば反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２での電流目標値は０．８Ａとされる。
【００６９】
さらに、実施形態２において上昇量を可変としたのと同様に、上昇率を可変としてもよい。
【００７０】
上昇率の変更としては、例えば、図１７や図１９のように経過時間０秒から４秒までは上昇率を最小値（図１７では１．１、図１９では１）に維持するとともに、経過時間４秒から５０秒にかけて上昇率を前記最小値から最大値（例えば２）まで直線状に徐々に増大させてもよい。すなわち、電力上昇期間中には、定常期間中よりも上昇率が大きくされる。例えば、図１７の例では、経過時間が４秒であるときには図１８（ａ）に示すように上昇率が１，１となり、経過時間が５０秒以上であるときには図１８（ｂ）に示すように上昇率が２となる。このように上昇率を変化させれば、定常期間におけるフリッカや立ち消えや電磁ノイズの抑制の効果を確保しつつ、電力上昇期間において放電灯Ｌａや回路部品にかかる電気的なストレスを抑えることができる。
【００７１】
または、電流目標上昇部４４がＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力を検出するとともに、図２０や図２１に示すように、前記出力電力が電力上昇期間の開始時での電力目標値（最大電力）であるときには上昇率を最小値（図２０では１．１、図２１では１）とし、前記出力電力が定常期間での電力目標値（定格）であるときには上昇率を最大値（例えば２）としてもよい。図２０の例では前記出力電力が所定範囲内であるときには前記出力電力に対して上昇率を直線的に徐々に減少させている。図２１の例では前記出力電力が６０Ｗ未満であれば上昇率を最大値とし、前記出力電力が６０Ｗ以上であれば上昇率を最小値としている。
【００７２】
または、図２２や図２３に示すように、電圧検出値が電力上昇期間の開始時（始動時）における電圧検出値の予想値（例えば２０Ｖ）であるときには上昇率を最小値（図２２では１．１、図２３では１）とし、電圧検出値が定常期間における電圧検出値の予想値（すなわち放電灯Ｌａの定格電圧であり、例えば８５Ｖ）であるときには上昇率を最大値（例えば２）としてもよい。図２２の例では電圧検出値が所定範囲内であるときには電圧検出値に対して上昇率を直線的に徐々に増加させている。図２３の例では電圧検出値が３０Ｖ未満であれば上昇率を最小値とし、電圧検出値が３０Ｖ以上であれば上昇率を最大値としている。すなわち、放電灯Ｌａの負特性により、電圧検出値が低いほど出力電力が高いと推定されるので、電圧検出値が低いときには反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２で出力電力を高くしすぎないように上昇率を小さくしているのである。
【００７３】
または、図２４や図２５に示すように、電流検出値が電力上昇期間の開始時（始動時）における電流検出値の予想値（例えば２．６Ａ）であるときには上昇率を最小値（図２４では１．１、図２５では１）とし、電流検出値が定常期間における電流検出値の予想値（すなわち放電灯Ｌａの定格電流であり、例えば０．４Ａ）であるときには上昇率を最大値（例えば２）としてもよい。図２４の例では電流検出値が所定範囲内であるときには電流検出値に対して上昇率を直線的に徐々に減少させている。図２５の例では電流検出値が所定値以上であれば上昇率を最小値とし、電流検出値が前記所定値未満であれば上昇率を最大値としている。
【００７４】
さらに、図１９の例では経過時間０秒から４秒にかけての期間に、図２１の例では出力電力が６０Ｗ以上の期間に、図２３の例では電圧検出値が３０Ｖ未満の期間に、図２５の例では電流検出値が前記所定値以上の期間に、それぞれ、上昇率を１としており、つまり上記の各期間には実質的に反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２は設けられずＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電流は一定に維持される。これらの構成によれば、上昇率を１としない場合に比べ、放電灯Ｌａにかかる電気的なストレスが低減される。
【００７５】
（実施形態４）
本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるので、共通する部分についての図示並びに説明は省略する。
【００７６】
実施形態１では反転前期間ＴＩ２の長さが一定とされていたのに対し、本実施形態では反転前期間ＴＩ２の長さ（以下、「上昇時間」と呼ぶ。）が可変とされている点が実施形態１と異なる。
【００７７】
上昇時間の変更としては、例えば、図２６や図２８のように経過時間０秒から４秒までは上昇時間を最小値（図２６では５０μｓ、図２８では０μｓ）に維持するとともに、経過時間４秒から５０秒にかけて上昇時間を前記最小値から最大値（例えば２００μｓ）まで直線状に徐々に長くしてもよい。すなわち、電力上昇期間中には、定常期間中よりも上昇時間が長くされる。例えば、図２６の例では、経過時間が４秒であるときには図２７（ａ）に示すように上昇時間が５０μｓとなり、経過時間が５０秒以上であるときには図２７（ｂ）に示すように上昇時間が２００μｓとなる。このように上昇時間を変化させれば、定常期間におけるフリッカや立ち消えや電磁ノイズの抑制の効果を確保しつつ、電力上昇期間において放電灯Ｌａや回路部品にかかる電気的なストレスを抑えることができる。
【００７８】
または、反転判断部４１がＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力を検出するとともに、図２９や図３０に示すように、前記出力電力が電力上昇期間の開始時での電力目標値（最大電力）であるときには上昇時間を最小値（図２９では５０μｓ、図３０では０μｓ）とし、前記出力電力が定常期間での電力目標値（定格）であるときには上昇時間を最大値（例えば２００μｓ）としてもよい。図２９の例では前記出力電力が所定範囲内であるときには前記出力電力に対して上昇時間を直線的に徐々に短くしている。図３０の例では前記出力電力が６０Ｗ未満であれば上昇時間を最大値とし、前記出力電力が６０Ｗ以上であれば上昇時間を最小値としている。
【００７９】
または、図３１や図３２に示すように、電圧検出値が電力上昇期間の開始時（始動時）における電圧検出値の予想値（例えば２０Ｖ）であるときには上昇時間を最小値（図３１では５０μｓ、図３２では０μｓ）とし、電圧検出値が定常期間における電圧検出値の予想値（すなわち放電灯Ｌａの定格電圧であり、例えば８５Ｖ）であるときには上昇時間を最大値（例えば２００μｓ）としてもよい。図３１の例や図３２の例では電圧検出値が所定範囲内であるときには電圧検出値に対して上昇時間を直線的に徐々に増加させている。すなわち、放電灯Ｌａの負特性により、電圧検出値が低いほど出力電力が高いと推定されるので、電圧検出値が低いときには反転前期間ＴＩ２での電気的ストレスを抑えるように上昇時間を短くしているのである。
【００８０】
または、図３３や図３４に示すように、電流検出値が電力上昇期間の開始時（始動時）における電流検出値の予想値（例えば２．６Ａ）であるときには上昇時間を最小値（図３３では５０μｓ、図３４では０μｓ）とし、電流検出値が定常期間における電流検出値の予想値（すなわち放電灯Ｌａの定格電流であり、例えば０．４Ａ）であるときには上昇時間を最大値（例えば２００μｓ）としてもよい。図３３の例では電流検出値が所定範囲内であるときには電流検出値に対して上昇時間を直線的に徐々に短くしている。図３４の例では電流検出値が２．２Ａ以上であれば上昇時間を最小値とし、電流検出値が前記所定値未満であれば上昇時間を最大値としている。
【００８１】
さらに、図２８の例では経過時間０秒から４秒にかけての期間に、図３０の例では出力電力が６０Ｗ以上の期間に、図３２の例では電圧検出値が所定値未満の期間に、図３４の例では電流検出値が２．２Ａ以上の期間に、それぞれ、上昇時間を０μｓとしており、つまり上記の各期間には実質的に反転前期間ＴＩ２は設けられずＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電流は反転後期間ＴＩ１以外では一定に維持される。これらの構成によれば、上昇時間を０μｓとしない場合に比べ、放電灯Ｌａにかかる電気的なストレスが低減される。
【００８２】
なお、上記の例では反転前期間ＴＩ２の長さを可変としたが、反転後期間ＴＩ１の長さを可変としても効果は同様である。
【００８３】
また、本実施形態に述べた上昇時間の変更は、実施形態２に述べた上昇量の変更や、実施形態３に述べた上昇率の変更と、組み合わせて採用してもよい。
【００８４】
ここで、例えば放電灯Ｌａが消灯されてから再点灯されるまでの時間が短い場合など、電源の投入時に放電灯Ｌａの温度がある程度高い場合、放電灯Ｌａの温度が低い場合に比べて電力上昇期間は短くてもよく、また、回路部品や放電灯Ｌａへの無駄な電気的ストレスを低減するためには電力上昇期間を短くすることが望ましい。そこで、実施形態１〜４において、図３５に示すように放電灯Ｌａの温度を推定する温度推定部６を設けるとともに、経過時間の計時を開始する際に必ずしも０秒から開始させず、温度推定部６によって推定された温度が高いほど長い経過時間が既に経過しているものとして経過時間の計時を開始させてもよい。図３５の温度推定部６は、一端がグランドに接続された抵抗ＲＤとコンデンサＣＴとの並列回路と、この並列回路にスイッチＳＷを介して一端が接続され他端が５Ｖの定電圧源に接続された抵抗ＲＣとを備える。スイッチＳＷは、放電灯Ｌａの点灯中にはオンされ放電灯Ｌａの消灯中にはオフされるように、制御部４の例えば反転判断部４１によってオンオフ制御される。つまり、温度推定部６のコンデンサＣＴは、放電灯Ｌａの点灯中には抵抗ＲＣを介して充電され、放電灯Ｌａの消灯中には抵抗ＲＤを介して放電されるのであり、放電灯Ｌａの点灯直後すなわちスイッチＳＷがオンされた直後にはコンデンサＣＴの充電電圧が温度推定部６の出力電圧として制御部４に入力される。放電灯Ｌａが消灯後に再点灯されたときには、消灯されていた期間が短いほど、また、消灯前に点灯されていた時間が長いほど、温度推定部６の出力電圧が高くなるのであり、すなわち、温度推定部６の出力電圧が高いほど放電灯Ｌａの温度が高いと推定することができる。制御部４には例えば図３６のような温度推定部６の出力電圧と経過時間の初期値との関係が記憶されており、放電灯Ｌａの点灯時には温度推定部６の出力電圧が高い（つまり放電灯Ｌａの推定温度が高い）ほど経過時間の初期値を大きくする。例えば、図３６の場合において、放電灯Ｌａの点灯時に温度推定部６の出力電圧が１Ｖであれば、経過時間を３０秒から開始させるのであり、この結果、電力上昇期間は３０秒短くなる。なお、温度推定部６には放電灯Ｌａに近接配置される周知の温度センサを用いてもよく、この場合、温度センサによって検出された温度（放電灯Ｌａ付近の温度）に基いて、放電灯Ｌａの実際の温度が推定されることになる。
【００８５】
また、実施形態１〜４のそれぞれにおいて、制御部４を図３７に示す構成としてもよい。図３７の制御部４は、電力変換部２のトランスＴ１の一次巻線Ｐ１に流れる電流（以下、「一次側電流」と呼ぶ。）を検出する一次側電流検出部４６と、電力変換部２のトランスＴ１の二次巻線Ｓ１に流れる電流（以下、「二次側電流」と呼ぶ。）を検出する二次側電流検出部４７と、制御信号生成部４５が出力した制御信号（ＰＷＭ信号）をＤ／Ａ変換して制御信号のオンデューティに応じた電圧値（つまり、電力変換部２に対して指示される出力電流が高いほど高い電圧値）の出力を生成するＤ／Ａ変換回路４８と、非反転入力端子がグランドに接続されるとともに反転入力端子に二次側電流検出部４７が接続された第１コンパレータＣＰ１と、非反転入力端子に一次側電流検出部４６が接続されるとともに反転入力端子にＤ／Ａ変換回路４８が接続された第２コンパレータＣＰ２と、セット端子が第１コンパレータＣＰ１の出力端子に接続されリセット端子が第２コンパレータＣＰ２の出力端子に接続されＱ端子が電力変換部２のスイッチング素子Ｑ１に接続されたフリップフロップ回路を含む駆動回路４９とを備える。すなわち、二次側電流検出部４７によって検出される二次側電流の電流値が０となったときにスイッチング素子Ｑ１がオンされ、一次側電流検出部４６によって検出される一次側電流の電流値が制御信号生成部４５によって指示される電流値を上回ったときにスイッチング素子Ｑ１がオフされる。つまり、二次側電流が０となったときにスイッチング素子Ｑ１がオンされるように構成されていることでトランスＴ１の利用率の向上が図られるとともに、一次側電流に基いたフィードバック制御によりＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力が制御される。また、駆動回路４９は、スイッチング素子Ｑ１がオフされている時間（以下、「オフ時間」と呼ぶ。）を計時しており、オフ時間が所定の最大オフ時間に達すると、セット端子がＨレベルとなっていなくても（つまり、二次側電流が０となっていなくても）スイッチング素子Ｑ１をオンさせる。さらに、駆動回路４９は、例えば放電灯Ｌａの温度が低い状態のように、インバータ部２の出力電圧が低く二次側電流の波形の傾きが小さい場合におけるスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数低下に伴うピーク電流の上昇を防止するため、上記の最大オフ時間を状態に応じて調整する機能を有している。また、制御信号生成部３５は、制御信号の上位８ビット分のＰＷＭ信号と下位８ビット分のＰＷＭ信号とを別々の端子から出力するものであって、Ｄ／Ａ変換回路４８が上記２個のＰＷＭ信号をそれぞれＡ／Ｄ変換した後に加算することで、Ｄ／Ａ変換回路４８からは１６ビット分の分解能のアナログ信号が出力される。
【００８６】
さらに、実施形態１〜４のそれぞれにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２を、図３８に示すような周知のバックコンバータ（降圧チョッパ回路）に変更してもよい。図３８の例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２に電力を供給する直流電源Ｅとして、交流電源ＡＣから供給された交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータが用いられている。このＡＣ−ＤＣコンバータは、フィルタ回路と整流平滑回路とブーストコンバータとが組み合わされた周知の回路であるので、詳細な説明は省略する。
【００８７】
または、インバータ部３のスイッチング素子をＤＣ−ＤＣコンバータ部２のスイッチング素子に兼用する回路構成としてもよい。このような回路構成は周知技術で実現可能であるので、図示並びに詳細な説明は省略する。
【００８８】
また、実施形態１〜４では、電流目標値を上昇させることによって反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２での出力電力を増加させたが、電力目標値を上昇させる構成としてもよいし、例えば電力目標値を電流検出値で除して得られた電圧目標値に電圧検出値を近づけるように制御する構成とする場合には電圧目標値を上昇させる構成としてもよい。
【００８９】
また、図２の例のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力が、入力される制御信号（ＰＷＭ信号）のオンデューティだけでなく周波数によっても変化する場合、制御部４がＤＣ−ＤＣコンバータ部２に入力する制御信号の周波数によってＤＣ−ＤＣコンバータ部２を制御するようにしてもよい。さらに、定電力期間での制御信号の周波数を経過時間によらず一定とする一方、図４に示したような出力電力の制御を制御信号のオンデューティの変化によって行い、実施形態３のような上昇率の変化を制御信号の周波数の変化によって行うといったように、制御信号のオンデューティによる制御と周波数による制御とを使い分けてもよい。例えば、定電力期間での制御信号の周波数を経過時間によらず２８０ｋＨｚとする一方、図３９に示すように経過時間に応じて制御信号の周波数を３００ｋＨｚ〜５００ｋＨｚの間で変化させることにより反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２での出力電力を変化させる。つまり、図４０（ａ）に示すように経過時間が４秒の時点では反転前期間ＴＩ２の開始時点から反転後期間ＴＩ１の終了時点にかけての制御信号の周波数ｆ２が３００ｋＨｚとされ、図４０（ｂ）に示すように経過時間が５０秒の時点では上記期間での制御信号の周波数ｆ２が５００ｋＨｚとされ、定電力期間での制御信号の周波数ｆ１は経過時間によらず２８０ｋＨｚとされる。
【００９０】
上述した各種の放電灯点灯装置１は、車載用の前照灯として用いられる放電灯Ｌａとともに前照灯装置を構成し、図４１に示すように自動車ＣＲに搭載して用いることができる。この場合、直流電源Ｅとしては自動車ＣＲに搭載されたバッテリーが用いられる。
【図面の簡単な説明】
【００９１】
【図１】本発明の実施形態１の動作を示す説明図である。
【図２】同上を示す回路ブロック図である。
【図３】同上の動作を示す流れ図である。
【図４】経過時間と電力目標値との関係を示す説明図である。
【図５】（ａ）は同上におけるランプ電流の波形を示す説明図であり、（ｂ）〜（ｄ）はそれぞれ同上の変更例であってそれぞれ異なる変更例におけるランプ電流の波形を示す説明図である。
【図６】同上のランプ電流の実際の波形の例を示す説明図である。
【図７】本発明の実施形態２における経過時間と上昇量との関係の一例を示す説明図である。
【図８】（ａ）（ｂ）はそれぞれ同上のランプ電流の波形を示す説明図であり、（ａ）は経過時間が４秒である状態を示し、（ｂ）は経過時間が５０秒である状態を示す。
【図９】同上における経過時間と上昇量との関係の別の例を示す説明図である。
【図１０】同上における出力電力と上昇量との関係の一例を示す説明図である。
【図１１】同上における出力電力と上昇量との関係の別の例を示す説明図である。
【図１２】同上における電圧検出値と上昇量との関係の一例を示す説明図である。
【図１３】同上における電圧検出値と上昇量との関係の別の例を示す説明図である。
【図１４】同上における電流検出値と上昇量との関係の一例を示す説明図である。
【図１５】同上における電流検出値と上昇量との関係の別の例を示す説明図である。
【図１６】（ａ）（ｂ）はそれぞれ本発明の実施形態３のランプ電流の波形の一例を示す説明図であり、（ａ）は経過時間が４秒である状態を示し、（ｂ）は経過時間が５０秒である状態を示す。
【図１７】同上における経過時間と上昇率との関係の一例を示す説明図である。
【図１８】（ａ）（ｂ）はそれぞれ図１７の例におけるランプ電流の波形を示す説明図であり、（ａ）は経過時間が４秒である状態を示し、（ｂ）は経過時間が５０秒である状態を示す。
【図１９】同上における経過時間と上昇率との関係の別の例を示す説明図である。
【図２０】同上における出力電力と上昇率との関係の一例を示す説明図である。
【図２１】同上における出力電力と上昇率との関係の別の例を示す説明図である。
【図２２】同上における電圧検出値と上昇率との関係の一例を示す説明図である。
【図２３】同上における電圧検出値と上昇率との関係の別の例を示す説明図である。
【図２４】同上における電流検出値と上昇率との関係の一例を示す説明図である。
【図２５】同上における電流検出値と上昇率との関係の別の例を示す説明図である。
【図２６】本発明の実施形態４における経過時間と上昇時間との関係の一例を示す説明図である。
【図２７】（ａ）（ｂ）はそれぞれ同上のランプ電流の波形を示す説明図であり、（ａ）は経過時間が４秒である状態を示し、（ｂ）は経過時間が５０秒である状態を示す。
【図２８】同上における経過時間と上昇時間との関係の別の例を示す説明図である。
【図２９】同上における出力電力と上昇時間との関係の一例を示す説明図である。
【図３０】同上における出力電力と上昇時間との関係の別の例を示す説明図である。
【図３１】同上における電圧検出値と上昇時間との関係の一例を示す説明図である。
【図３２】同上における電圧検出値と上昇時間との関係の別の例を示す説明図である。
【図３３】同上における電流検出値と上昇時間との関係の一例を示す説明図である。
【図３４】同上における電流検出値と上昇時間との関係の別の例を示す説明図である。
【図３５】同上の変更例の要部を示す回路ブロック図である。
【図３６】図３５の変更例の動作の一例を示す説明図である。
【図３７】同上の別の変更例を示す回路ブロック図である。
【図３８】同上の更に別の変更例を示す回路ブロック図である。
【図３９】同上の別の変更例における反転後期間及び反転前期間での制御信号の周波数と経過時間との関係の一例を示す説明図である。
【図４０】（ａ）（ｂ）はそれぞれ図３９の変更例でのランプ電流の波形を示す説明図であり、（ａ）は経過時間が４秒である状態を示し、（ｂ）は経過時間が５０秒である状態を示す。
【図４１】同上の使用形態の一例を示す説明図である。
【符号の説明】
【００９２】
１ 放電灯点灯装置
２ ＤＣ−ＤＣコンバータ部（請求項における直流電源部）
３ インバータ部
４ 制御部
６ 温度推定部
Ｌａ 放電灯
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電灯点灯装置、前照灯装置、及び車両に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、メタルハライドランプなどの高輝度放電灯を点灯させる放電灯点灯装置として、音響的共鳴現象を避けるために矩形波点灯方式を採用した放電灯点灯装置が提供され、スポットライトやプロジェクタの光源や車両の前照灯などの点灯に用いられている。
【０００３】
この種の放電灯点灯装置は、直流電力を出力する直流電源部と、直流電源部が出力した直流電力の極性を所定の反転時間おきに反転させた矩形波交流電力を放電灯に供給するインバータ部とを備える。
【０００４】
上記のような放電灯点灯装置では、インバータ部の出力の極性の反転（以下、単に「反転」と呼ぶ。）時に、インバータ部から放電灯への出力電流の瞬時的な低下に伴って放電灯の電極の温度低下が発生して反転後の放電灯における放電が不安定となり、これが放電灯のちらつき（フリッカ）や立ち消えや電磁ノイズの原因となっていた。そこで、上記のようなフリッカや立ち消えや電磁ノイズを抑制するために、反転の直前や直後に、一時的にインバータ部の出力電力（以下、単に「出力電力」と呼ぶ。）を上昇させるという技術が知られている（例えば、特許文献１及び特許文献２参照）。例えば、特許文献１及び特許文献２に記載されたように反転の直前に出力電力を上昇させれば放電灯において上記の温度低下が抑制され、特許文献２に記載されたように反転の直後に出力電力を上昇させれば放電灯の電極において上記の温度低下後の温度の復帰が促進されることにより、放電灯における放電が安定し、フリッカや立ち消えや電磁ノイズが抑制される。
【特許文献１】特表１０−５０１９１９号公報
【特許文献２】特開２００２−１１０３９２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、出力電力の１周期での平均値を高くしすぎると、放電灯にかかる電気的ストレスが高くなることにより、放電灯の寿命が短くなってしまう。
【０００６】
本発明は、上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、フリッカや立ち消えや電磁ノイズを抑制しながらも、放電灯への電気的ストレスを抑制した放電灯点灯装置、該放電灯装置を備えた前照灯装置、並びに、該前照灯装置を備えた車両を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１の発明は、直流電力を出力する直流電源部と、直流電源部が出力した直流電力の極性を所定の反転時間おきに反転させた矩形波交流電力を放電灯に供給するインバータ部と、直流電源部の出力電力を制御する制御部とを備え、制御部は、インバータ部が直流電力の極性の反転を開始する直前の反転前期間と、インバータ部が直流電力の極性の反転を終了した直後の反転後期間とには、それぞれ、反転後期間の終了時点から反転前期間の開始時点にかけての、直流電源部の出力電力が一定とされる定電力期間よりも、直流電源部の出力電力を上昇させるものであって、反転前期間と反転後期間とはそれぞれ反転時間の半分より短いことを特徴とする。
【０００８】
この発明によれば、反転前期間に出力電力を上昇させることにより放電灯の電極において反転時の温度低下が抑制され、反転後期間に出力電力を上昇させることにより放電灯の電極において上記の温度低下後の温度の復帰が促進されることにより、放電灯における放電が安定し、フリッカや立ち消えや電磁ノイズが抑制される。また、反転後期間と、反転前期間とを、それぞれ反転時間の半分よりも短くしていることにより、反転後期間や反転前期間を反転時間の半分以上とする場合に比べ、放電灯にかかる電気的なストレスが抑制されるから、放電灯の寿命が短くなりにくい。
【０００９】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、定電力期間の終了時から反転後期間の終了時にかけて、直流電源部の出力電圧が直線状に上昇することを特徴とする。
【００１０】
この発明によれば、定電力期間の終了時すなわち反転後期間の開始時に直流電源部の出力電力を急激に上昇させる場合に比べ、回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００１１】
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２の発明において、反転後期間の開始時から定電力期間の開始時にかけて、直流電源部の出力電圧が連続的且つ非直線状に低下することを特徴とする。
【００１２】
請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれかの発明において、各定電力期間について、それぞれ、定電力期間の直後の反転前期間での直流電源部の出力電力のピーク値は、定電力期間の直前の反転後期間での直流電源部の出力電力のピーク値以上であることを特徴とする。
【００１３】
この発明によれば、反転後期間と反転前期間とで直流電源部の出力電力のピーク値を互いに同じにする場合に比べ、反転時の放電灯の電極の温度低下がより抑制され、フリッカや立ち消えや電磁ノイズがより抑制される。
【００１４】
請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかの発明において、制御部は、放電灯の始動時、定電力期間での出力電力を所定の定常電力に維持するように直流電源部を制御する定常期間を開始する前の所定の出力上昇期間には、定電力期間での出力電力を定常電力よりも大きくするように直流電源部を制御するものであって、制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部における反転前期間及び反転後期間と定電力期間との間での直流電源部の出力電力の差を、それぞれ、定常期間中における反転前期間及び反転後期間と定電力期間との間での直流電源部の出力電力の差よりも小さくすることを特徴とする。
【００１５】
この発明によれば、定電力期間に対する反転前期間及び反転後期間での出力電力の上昇幅を、出力上昇期間でも定常期間と同程度とする場合に比べ、出力上昇期間において回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００１６】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、放電灯の温度を推定して推定された温度に応じた出力を生成する温度推定部を備え、制御部は、出力上昇期間の開始時に温度推定部によって推定された温度が高いほど、出力上昇期間を短くすることを特徴とする。
【００１７】
この発明によれば、出力上昇期間の開始時に既に放電灯の温度が高く出力上昇期間が短くてもいいような場合には出力上昇期間が短くされるから、出力上昇期間において回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００１８】
請求項７の発明は、請求項５又は請求項６の発明において、制御部は、直流電源部の出力電圧と出力電流とをそれぞれ検出し、検出された出力電圧によって所定の電力目標値を除して電流目標値を得るとともに、定電力期間においては検出された出力電流を電流目標値に一致させるように直流電源部を制御し、反転後期間においては検出された出力電流を電流目標値と所定の反転後上昇量との和に一致させるように直流電源部を制御し、反転前期間においては検出された出力電流を電流目標値と所定の反転前上昇量との和に一致させるように直流電源部を制御するものであって、出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、反転後上昇量と反転前上昇量とをそれぞれ小さくすることを特徴とする。
【００１９】
この発明によれば、反転後期間や反転前期間で回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００２０】
請求項８の発明は、請求項５又は請求項６の発明において、制御部は、直流電源部の出力電圧と出力電流とをそれぞれ検出し、検出された出力電圧によって所定の電力目標値を除して電流目標値を得るとともに、定電力期間においては検出された出力電流を電流目標値に一致させるように直流電源部を制御し、反転後期間においては検出された出力電流を電流目標値と１以上の所定の反転後上昇率との積に一致させるように直流電源部を制御し、反転前期間においては検出された出力電流を電流目標値と１以上の所定の反転前上昇率との積に一致させるように直流電源部を制御するものであって、出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、反転後上昇率と反転前上昇率とをそれぞれ小さくすることを特徴とする。
【００２１】
この発明によれば、反転後期間や反転前期間で回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００２２】
請求項９の発明は、請求項５〜８のいずれかの発明において、制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、反転後期間と反転前期間との少なくとも一方を短くすることを特徴とする。
【００２３】
この発明によれば、反転後期間や反転前期間で回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００２４】
請求項１０の発明は、請求項５〜９のいずれかの発明において、制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部には、反転後期間と反転前期間とのいずれも設けず直流電源部の出力電力を一定とすることを特徴とする。
【００２５】
この発明によれば、反転後期間や反転前期間によって回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００２６】
請求項１１の発明は、請求項５〜１０のいずれかの発明において、制御部は、出力上昇期間中に、定電力期間での直流電源部の出力電力を徐々に定常電力まで低下させるとともに、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ徐々に上昇させることを特徴とする。
【００２７】
この発明によれば、出力上昇期間の初期における反転後期間や反転前期間で回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００２８】
請求項１２の発明は、請求項５〜１１のいずれかの発明において、制御部は、直流電源部の出力電圧を検出するとともに、検出された出力電圧が低いほど、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ小さくすることを特徴とする。
【００２９】
この発明によれば、反転後期間や反転前期間で回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００３０】
請求項１３の発明は、請求項５〜１２のいずれかの発明において、制御部は、直流電源部の出力電流を検出するとともに、検出された出力電流が大きいほど、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ小さくすることを特徴とする。
【００３１】
この発明によれば、反転後期間や反転前期間で回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００３２】
請求項１４の発明は、請求項５〜１３のいずれかの発明において、制御部は、放電灯の始動時の所定時間にわたり、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ徐々に増加させることを特徴とする。
【００３３】
この発明によれば、反転後期間や反転前期間で回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００３４】
請求項１５の発明は、請求項１〜１４のいずれか一項に記載の放電灯点灯装置と、放電灯点灯装置によって点灯される放電灯とを備えることを特徴とする。
【００３５】
請求項１６の発明は、請求項１５記載の前照灯装置を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００３６】
請求項１の発明によれば、反転前期間に出力電力を上昇させることにより放電灯の電極において反転時の温度低下が抑制され、反転後期間に出力電力を上昇させることにより放電灯の電極において上記の温度低下後の温度の復帰が促進されることにより、放電灯における放電が安定し、フリッカや立ち消えや電磁ノイズが抑制される。また、反転後期間と、反転前期間とを、それぞれ反転時間の半分よりも短くしていることにより、反転後期間や反転前期間を反転時間の半分以上とする場合に比べ、放電灯にかかる電気的なストレスが抑制されるから、放電灯の寿命が短くなりにくい。
【００３７】
請求項２の発明によれば、定電力期間の終了時から反転後期間の終了時にかけて、直流電源部の出力電圧が直線状に上昇するので、定電力期間の終了時すなわち反転後期間の開始時に直流電源部の出力電力を急激に上昇させる場合に比べ、回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００３８】
請求項４の発明によれば、各定電力期間について、それぞれ、定電力期間の直後の反転前期間での直流電源部の出力電力のピーク値は、定電力期間の直前の反転後期間での直流電源部の出力電力のピーク値以上であるので、反転後期間と反転前期間とで直流電源部の出力電力のピーク値を互いに同じにする場合に比べ、反転時の放電灯の電極の温度低下がより抑制され、フリッカや立ち消えや電磁ノイズがより抑制される。
【００３９】
請求項５の発明によれば、制御部は、放電灯の始動時、定電力期間での出力電力を所定の定常電力に維持するように直流電源部を制御する定常期間を開始する前の所定の出力上昇期間には、定電力期間での出力電力を定常電力よりも大きくするように直流電源部を制御するので、出力上昇期間を設けない場合に比べてより短時間で放電灯の温度を上昇させて光束を安定させることができる。また、制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部における反転前期間及び反転後期間と定電力期間との間での直流電源部の出力電力の差を、それぞれ、定常期間中における反転前期間及び反転後期間と定電力期間との間での直流電源部の出力電力の差よりも小さくするので、定電力期間に対する反転前期間及び反転後期間での出力電力の上昇幅を、出力上昇期間でも定常期間と同程度とする場合に比べ、出力上昇期間において回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００４０】
請求項６の発明によれば、放電灯の温度を推定して推定された温度に応じた出力を生成する温度推定部を備え、制御部は、出力上昇期間の開始時に温度推定部によって推定された温度が高いほど、出力上昇期間を短くするので、出力上昇期間の開始時に既に放電灯の温度が高く出力上昇期間が短くてもいいような場合には出力上昇期間が短くされるから、出力上昇期間において回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００４１】
請求項７の発明によれば、出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、反転後上昇量と反転前上昇量とをそれぞれ小さくし、請求項８の発明によれば、出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、反転後上昇率と反転前上昇率とをそれぞれ小さくし、請求項９の発明によれば、制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、反転後期間と反転前期間との少なくとも一方を短くし、請求項１０の発明によれば、制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部には、反転後期間と反転前期間とのいずれも設けず直流電源部の出力電力を一定とし、請求項１１の発明によれば、制御部は、出力上昇期間中に、定電力期間での直流電源部の出力電力を徐々に定常電力まで低下させるとともに、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ徐々に上昇させ、請求項１２の発明によれば、制御部は、直流電源部の出力電圧を検出するとともに、検出された出力電圧が低いほど、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ小さくし、請求項１３の発明によれば、制御部は、直流電源部の出力電流を検出するとともに、検出された出力電流が大きいほど、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ小さくし、請求項１４の発明によれば、制御部は、放電灯の始動時の所定時間にわたり、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ徐々に増加させるので、それぞれ、反転後期間や反転前期間で回路部品や放電灯にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００４３】
（実施形態１）
本実施形態の放電灯点灯装置１は、図２に示すように、直流電源Ｅから入力された直流電力の電圧値を変換する直流電源部としてのＤＣ−ＤＣコンバータ部２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２が出力した直流電力を交番して放電灯Ｌａへ出力するインバータ部３と、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２とインバータ部３とをそれぞれ制御する制御部４とを備える。また、インバータ部３と放電灯Ｌａとの間には、放電灯Ｌａの始動用の高電圧を生成するイグナイタ部５が設けられている。
【００４４】
詳しく説明すると、直流電源Ｅの低電圧側の出力端はグランドに接続されていて、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２は、一次巻線Ｐ１の一端が直流電源Ｅの高電圧側の出力端に接続されるとともに一次巻線Ｐ１の他端がスイッチング素子Ｑ１を介してグランドに接続されたトランスＴ１と、一端がグランドに接続された出力コンデンサＣ１と、アノードが出力コンデンサＣ１の他端に接続されるとともにカソードがトランスＴ１の二次巻線Ｓ１を介してグランドに接続されたダイオードＤ１とを備え、出力コンデンサＣ１の両端を出力端とする、周知のフライバック・コンバータである。制御部４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２のスイッチング素子Ｑ１をオンオフ駆動するＰＷＭ信号である制御信号を出力することによってＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力を制御する。
【００４５】
また、インバータ部３は、２個ずつのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の直列回路が２個、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力端間に互いに並列に接続されてなり、各直列回路のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５同士の接続点を出力端とする、フルブリッジ型のインバータ回路である。インバータ部３は、互いに直列に接続されたスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５が交互に且つ互いに対角に位置するスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５が同時にオンオフ駆動されることで、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２が出力した直流電力を矩形波交流電力に変換して出力する。
【００４６】
イグナイタ部５は、インバータ部３の出力端間に接続されたコンデンサＣｓと、一次巻線Ｐ２及び二次巻線Ｓ２のそれぞれ一端がインバータ部３の一方の出力端に接続されたトランスＴ２とを備える。このトランスＴ２の一次巻線Ｐ２の他端はスパークギャップＳＧ１を介してインバータ部３の他方の出力端に接続され、二次巻線Ｓ２の他端は放電灯Ｌａを介してインバータ部３の他方の出力端に接続される。
【００４７】
制御部４は、インバータ部３を制御する反転判断部４１と、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力（すなわちインバータ部３から放電灯Ｌａへの出力電力。以下、単に「出力電力」と呼ぶ。）の目標値である電力目標値が格納された電力目標記憶部４２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電圧を検出するとともに検出された出力電圧（以下、「電圧検出値」と呼ぶ。）と電力目標記憶部４２に格納された電力目標値とを用いてＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電流の目標値である電流目標値を演算する電流目標演算部４３と、通常は電流目標演算部４３から入力された電流目標値をそのまま出力する一方、インバータ部３が出力の極性を反転させる前後の所定期間には該電流目標値を上昇させた上で出力する電流目標上昇部４４と、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電流を検出するとともに検出された出力電流（以下、「電流検出値」と呼ぶ。）を電流目標値上昇部４４が出力した電流目標値に近づけるようにＤＣ−ＤＣコンバータ部２を制御する制御信号を生成する制御信号生成部４５とを備える。上記のような制御部４は周知技術によって実現可能であるので、詳細な説明は省略する。
【００４８】
具体的には、インバータ部３は、各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をそれぞれオンオフ駆動する駆動部（図示せず）を有する。図１に示すように、制御部４の反転判断部４１はインバータ部３に対して矩形波状の反転信号を入力するものであって、インバータ部３の駆動部は、反転信号が出力されていない期間（つまり反転判断部４１の出力がＬレベルである期間）には、互いに対角に位置する２個のスイッチング素子（以下、「第１スイッチング素子」と呼ぶ。）Ｑ２，Ｑ５の組と、やはり互いに対角に位置する残り２個のスイッチング素子（以下、「第２スイッチング素子」と呼ぶ。）Ｑ３，Ｑ４の組との一方をオン制御し他方をオフ制御する。また、駆動部は、反転信号が出力されている期間（つまり反転判断部４１の出力がＨレベルである期間）には全てのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をオフ制御するとともに、反転信号の出力が終了されたとき（つまり、次に反転判断部４１の出力がＬレベルとなったとき）には各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオンオフ状態を反転信号が入力される前の状態に対して反転させる。つまり、反転信号が制御部４からインバータ部３に入力される度にインバータ部３の出力が反転するのであって、反転信号の周波数の２倍が、インバータ部３の出力の周波数となる。
【００４９】
また、反転判断部４１は例えば電流検出値に基いて放電灯Ｌａの点灯状態を判定しており、放電灯Ｌａが消灯していると判定されている期間には反転信号をＬレベルに維持する。すなわち、電源が投入されてから、放電灯Ｌａが点灯するまでは、第１スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオンされ第２スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフされた状態に維持される。すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電圧の上昇に伴ってインバータ部３からの出力電圧の振幅が徐々に増大することで、スパークギャップＳＧ１の両端電圧が徐々に上昇する。やがて、スパークギャップＳＧ１において絶縁破壊（ブレークダウン）が発生すると、トランスＴ２の一次巻線Ｐ２に流れる電流の急激な増加に伴ってトランスＴ２の二次巻線Ｓ２に誘導起電力が発生し、この誘導起電力による電圧とインバータ部３の出力電圧とが重畳された例えば数１０ｋＶの高電圧により、放電灯Ｌａではアーク放電が開始される（すなわち、放電灯Ｌａが始動されて点灯する）。その後、放電灯Ｌａの点灯を判定した反転判断部４１によって反転信号の出力が開始されることにより、インバータ回路２による矩形波交流電力の出力が開始される。
【００５０】
本実施形態の動作を、図３を用いて説明する。まず、電源が投入されて動作が開始される（Ｓ１）と、制御部４の各部において、動作に用いられる各種の変数が初期化され（Ｓ２）、その後、反転判断部４１が反転信号を出力しないことにより、インバータ部３では始動動作が開始される（Ｓ３）。すなわち、インバータ部３において対角に位置する２個のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５のみがオンされ、イグナイタ部５によって放電灯Ｌａが始動される。その後、反転判断部４１によって放電灯Ｌａの点灯・未点灯が判断され（Ｓ４）、放電灯Ｌａが未点灯と判断されればステップＳ３の始動動作が継続される。一方、ステップＳ４において、放電灯Ｌａが点灯したと判断されれば、次のステップＳ５への移行により、インバータ部３が矩形波交流電力を放電灯Ｌａに出力する動作が開始される。ステップＳ５では、電流目標演算部４３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電圧を検出することで電圧検出値を取得する。電流目標演算部４３は、新しいものから３回分までの電圧検出値を記憶するとともに随時更新しており、新たに取得された電圧検出値と合わせて４回分までの電圧検出値を平均することで電圧平均値を得てこれを制御に用いる。このように複数回分の電圧検出値の平均値である電圧平均値を制御に用いることで、ノイズの影響が抑制される。また、制御部４は、ステップＳ４において放電灯Ｌａの点灯が判断されてからの経過時間（以下、単に「経過時間」と呼ぶ。）を計時する計時部（図示せず）を有しており、電流目標演算部４３は、計時部によって計時された経過時間に応じた電力目標値を電力目標記憶部４２から読み出す。ここで、電力目標記憶部４２には、図４に示すように、経過時間が０秒〜４秒であれば７５Ｗであって経過時間が４秒〜５０秒にかけて低下速度を徐々に下げながら徐々に３４Ｗまで低下し経過時間が５０秒以上であれば３４Ｗに維持されるという、経過時間毎の電力目標値が例えばデータテーブルの形で記憶されている。すなわち、経過時間が５０秒に達した後は、電力目標値を一定の定常電力（３４Ｗ）に維持する定常動作が行われ、定常動作が開始されるまでの期間（以下、「出力上昇期間」と呼ぶ。）には、電力目標値を上記の定常電力よりも上昇させる出力上昇動作が行われる。なお、上記のような経過時間に対する電力目標値の変化は、インバータ部３の出力の周期に対して十分に遅いため、インバータ部３の出力の１周期の間には電力目標値は略一定であるとみなすことができる。上記の出力上昇動作により、放電灯Ｌａの温度が速やかに上昇するから、出力上昇動作を行わない場合に比べて放電灯Ｌａの光出力をより短時間で安定させることができる。定常電力は例えばインバータ部３への接続が想定される放電灯Ｌａの定格電力とされる。そして、電流目標演算部４３は、経過時間に応じて電力目標記憶部４２から読み出された電力目標値を、電圧平均値で除することで、電流目標値を得、この電流目標値を電流目標上昇部４４に出力する。
【００５１】
また、反転判断部４１は、計時部が計時する経過時間に基いて、インバータ部３へ反転信号を出力すべきタイミングを判断するとともに、反転信号の出力を開始する直前の所定の反転前期間ＴＩ２の開始時から、反転信号の出力を終了した後の所定の反転後期間ＴＩ１の終了時にかけて、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力を一時的に上昇させるための出力上昇信号を電力目標上昇部４４に入力する（すなわち、出力上昇信号をオンする）。電流目標上昇部４４は、電流目標演算部４３から電流目標値を入力されると、出力上昇信号がオンか否かを判定し（Ｓ６）、出力上昇信号がオンであれば電流目標演算部４３から入力された電流目標値に所定の上昇量を加算（Ｓ７）して得られた新たな電流目標値を制御信号生成部４５に出力する一方、出力上昇信号がオフであれば電流目標演算部４３から入力された電流目標値をそのまま制御信号生成部４５に出力する。上記の上昇量は、放電灯Ｌａの定格電流値の０．１倍〜１倍程度とする。例えば、定格電流値が０．４Ａであれば上昇量は０．０４Ａ〜０．４Ａとし、定格電流値が０．８Ａであれば上昇量は０．０８Ａ〜０．８Ａとする。
【００５２】
制御信号生成部４５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電流を検出することで電流検出値を取得し、また、新しいものから３回分までの電流検出値を記憶するとともに随時更新しており、新たに取得された電流検出値と合わせて４回分までの電流検出値を平均することで電流平均値を得てこれを制御に用いる。すなわち、電流平均値を電流目標値とするような制御信号を生成してＤＣ−ＤＣコンバータ部２に入力する（Ｓ８）。具体的には例えば制御信号生成部４５は電流平均値と電流目標値との差に応じた電圧値の出力を生成する誤差アンプを有し、この誤差アンプの出力の電圧値に応じたオンデューティのＰＷＭ信号である制御信号を生成する。上記のように複数回分の電流検出値の平均値である電流平均値を制御に用いることで、ノイズの影響が抑制される。
【００５３】
ステップＳ９〜ステップ１３はそれぞれ反転判断部４１の動作である。ステップＳ９では、反転判断部４１は、反転信号を出力すべきタイミング、すなわち所定の反転時間毎のタイミングであるか否かを経過時間に基いて判断し、反転信号を出力すべきタイミングであればステップＳ１０において反転信号をインバータ部３へ出力する。インバータ部３の出力の周波数は数１００Ｈｚ〜数ｋＨｚとされる。つまり、反転時間は数百μｓ〜数ｍｓである。また、ステップＳ１１では、反転後期間ＴＩ１でも反転前期間ＴＩ２でも反転信号の出力中でもない期間（以下、「定電力期間」と呼ぶ。）中であるか否かを経過時間に基いて判断し、定電力期間中であれば出力上昇信号をオフし（Ｓ１２）、定電力期間中でなければ出力上昇信号をオンする（Ｓ１３）。
【００５４】
上記のようなステップＳ５〜ステップＳ１３の動作は、電源がオフされるまで継続される。さらに、異常検出及び保護動作や、周囲温度に応じたＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力の変更といった、周知技術を適宜組み合わせてもよい。
【００５５】
ここで、反転後期間ＴＩ１と、反転前期間ＴＩ２とは、それぞれ反転時間の半分（すなわちインバータ部３の出力の周波数の４分の１）よりも短くされている。つまり、反転時間が４００μｓより長い場合、例えば反転後期間ＴＩ１を５０μｓとして反転前期間ＴＩ２を２００μｓとすることができる。
【００５６】
上記構成によれば、反転前期間ＴＩ２に出力電力を上昇させることにより放電灯Ｌａにおいて反転時の温度低下が抑制され、反転後期間ＴＩ２に出力電力を上昇させることにより放電灯Ｌａの電極において上記の温度低下後の温度の復帰が促進されることにより、放電灯Ｌａにおける放電が安定し、フリッカや立ち消えや電磁ノイズが抑制される。また、反転後期間ＴＩ１と、反転前期間ＴＩ２とは、それぞれ反転時間の半分よりも短くしていることにより、反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２を反転時間の半分以上とする場合に比べ、放電灯Ｌａにかかる電気的なストレスが抑制されるから、放電灯Ｌａの寿命が短くなりにくい。
【００５７】
ここで、本発明者は、定電力期間における放電灯Ｌａの電極の温度の低下を十分に高く維持するためには、インバータ部３の出力電流（ランプ電流）の絶対値（すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電流。以下、単に「出力電流」と呼ぶ。）を定電力期間において放電灯Ｌａの定格電流（以下、単に「定格電流」と呼ぶ。）の５０％以上とする必要があると考えている。ここで、反転後期間ＴＩ１と反転前期間ＴＩ２とでそれぞれ出力電流を定格電流のｐ倍（ｐ＞１）とし、定電力期間で出力電流を定格電流のｓ倍（ｓ＜１）とし、１回の反転後期間ＴＩ１と１回の反転前期間ＴＩ２との合計の長さが１周期のｔ倍（ｔ＜０．５）とする。上記のｐ，ｓ，ｔを用いると、インバータ部３の出力電流の絶対値の１周期での平均値を放電灯Ｌａの定格電流とする、という条件は、次式で表される。
ｐ×２ｔ＋ｓ×（１−２ｔ）＝１
この式を変形して、
ｓ＝（１−ｐ×２ｔ）／（１−２ｔ）
つまり、インバータ部３の出力電流の絶対値の１周期での平均値を放電灯Ｌａの定格電流とし、且つ、定電力期間における出力電流を定格電流の５０％以上とする（つまりｓ≧０．５）という条件は、ｐ，ｔを用いて次式のように表される。
（１−ｐ×２ｔ）／（１−２ｔ）≧０．５
この式を変形して、次式が得られる。
ｔ≦０．２５／（ｐ−０．５）
すなわち、反転後期間ＴＩ１と反転前期間ＴＩ２との長さを互いに同じとすると、上記の条件を満たす反転後期間ＴＩ１と反転前期間ＴＩ２との個々の長さ（つまりｔ／２）の上限は、ｐ＝１．１のときには１周期の約２０．８％となり、ｐ＝１．５のときには１周期の１２．５％となり、ｐ＝２のときには１周期の約８．３％となる。反転後期間ＴＩ１と反転前期間ＴＩ２との長さが互いに同じである場合には、反転後期間ＴＩ１と反転前期間ＴＩ２との長さが１周期の数％〜２０．８％で効果が得られると、本発明者は考えている。
【００５８】
なお、図１や図５（ａ）に示すように反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２でのインバータ部３の出力電流の波形を矩形状とする代わりに、図５（ｂ）（ｄ）や図６に示すように反転前期間ＴＩ２の開始時から終了時にかけて定電力期間中の出力電流から直線状に出力電流を増加（つまり上昇量を０から直線状に増加）させたり、図５（ｃ）（ｄ）や図６に示すように反転後期間ＴＩ１の開始時から終了時にかけて定電力期間中の出力電流まで曲線状に出力電流を減少（つまり上昇量を最大値から０まで曲線状に減少）させてもよい。上記構成を採用すれば、反転前期間ＴＩ２の開始時に出力電流（上昇量）を急激に変化させる場合に比べ、回路部品や放電灯Ｌａにかかる電気的なストレスを低減することができる。
【００５９】
また、反転後期間ＴＩ１と反転前期間ＴＩ２とで出力電力を互いに同じとする代わりに、反転前期間ＴＩ２では反転後期間ＴＩ１よりも出力電力を上昇させてもよい。この構成を採用すれば、反転時の放電灯Ｌａの電極の温度低下がより抑制され、フリッカや立ち消えや電磁ノイズがより抑制される。
【００６０】
（実施形態２）
本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるので、共通する部分についての図示並びに説明は省略する。
【００６１】
実施形態１では上昇量は常に一定値とされていたのに対し、本実施形態では上昇量が可変とされている点が実施形態１と異なる。
【００６２】
上昇量の変更としては、例えば、図７や図９のように経過時間０秒から４秒までは上昇量を最小値（図７では０．２Ａ、図９では０Ａ）に維持するとともに、経過時間４秒から５０秒にかけて上昇量を前記最小値から最大値（例えば０．４Ａ）まで直線状に徐々に増大させてもよい。すなわち、電力上昇期間中には、定常期間中よりも上昇量が大きくされる。例えば、図７の例では、経過時間が４秒であるときには図８（ａ）に示すように上昇量が０．２Ａとなり、経過時間が５０秒以上であるときには図８（ｂ）に示すように上昇量が０．４Ａとなる。このように上昇量を変化させれば、定常期間におけるフリッカや立ち消えや電磁ノイズの抑制の効果を確保しつつ、電力上昇期間において放電灯Ｌａや回路部品にかかる電気的なストレスを抑えることができる。
【００６３】
または、電流目標上昇部４４がＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力を検出するとともに、図１０や図１１に示すように、前記出力電力が電力上昇期間の開始時での電力目標値（最大電力）であるときには上昇量を最小値（図１０では０．２Ａ、図１１では０Ａ）とし、前記出力電力が定常期間での電力目標値（定格）であるときには上昇量を最大値（例えば０．４Ａ）として、前記出力電力が定格と最大電力との間の所定の範囲であるときには前記出力電力が大きくなるほど上昇量を小さくしてもよい。
【００６４】
または、図１２や図１３に示すように、電圧検出値が電力上昇期間の開始時（始動時）における電圧検出値の予想値（例えば２０Ｖ）であるときには上昇量を最小値（図１２では０．２Ａ、図１３では０Ａ）とし、電圧検出値が定常期間における電圧検出値の予想値（すなわち放電灯Ｌａの定格電圧であり、例えば８５Ｖ）であるときには上昇量を最大値（例えば０．４Ａ）としてもよい。図１２の例では電圧検出値が所定範囲内であるときには電圧検出値に対して上昇量を直線的に徐々に増加させている。図１３の例では電圧検出値が３０Ｖ未満であれば上昇量を最小値とし、電圧検出値が３０Ｖ以上であれば上昇量を最大値としている。すなわち、放電灯Ｌａの負特性により、電圧検出値が低いほど出力電力が高いと推定されるので、電圧検出値が低いときには反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２で出力電力を高くしすぎないように上昇量を小さくしているのである。
【００６５】
または、図１４や図１５に示すように、電流検出値が電力上昇期間の開始時（始動時）における電流検出値の予想値（例えば２．６Ａ）であるときには上昇量を最小値（図１４では０．２Ａ、図１５では０Ａ）とし、電流検出値が定常期間における電流検出値の予想値（すなわち放電灯Ｌａの定格電流であり、例えば０．４Ａ）であるときには上昇量を最大値（例えば０．４Ａ）としてもよい。また、図１４の例や図１５の例では電流検出値が所定範囲内（図１５の例においては２．２Ａ〜２．６Ａ）であるときには電流検出値に対して上昇量を直線的に徐々に減少させている。
【００６６】
さらに、図９の例では経過時間０秒から４秒にかけての期間に、図１１の例では出力電力が６０Ｗ以上の期間に、図１３の例では電圧検出値が３０Ｖ未満の期間に、図１５の例では電流検出値が２．６Ａ以上の期間に、それぞれ、上昇量を０としており、つまり上記の各期間には実質的に反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２は設けられずＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電流は一定に維持される。これらの構成によれば、上昇量を０としない場合に比べ、放電灯Ｌａにかかる電気的なストレスが低減される。
【００６７】
（実施形態３）
本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるので、共通する部分についての図示並びに説明は省略する。
【００６８】
実施形態１では電流目標上昇部４４が反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２において電流目標演算部４３から入力された電流目標値に上昇量を加算することで電流目標値を上昇させていたのに対し、本実施形態では電流目標上昇部４４が反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２において電流目標演算部４３から入力された電流目標値に１以上の上昇率を乗じることで電流目標値を上昇させている点が実施形態１と異なる。例えば、上昇率を常に２とした場合、図１６（ａ）に示すように定電力期間での電流目標値が２．６Ａであれば反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２での電流目標値は５．２Ａとされ、図１６（ｂ）に示すように定電力期間での電流目標値が０．４Ａであれば反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２での電流目標値は０．８Ａとされる。
【００６９】
さらに、実施形態２において上昇量を可変としたのと同様に、上昇率を可変としてもよい。
【００７０】
上昇率の変更としては、例えば、図１７や図１９のように経過時間０秒から４秒までは上昇率を最小値（図１７では１．１、図１９では１）に維持するとともに、経過時間４秒から５０秒にかけて上昇率を前記最小値から最大値（例えば２）まで直線状に徐々に増大させてもよい。すなわち、電力上昇期間中には、定常期間中よりも上昇率が大きくされる。例えば、図１７の例では、経過時間が４秒であるときには図１８（ａ）に示すように上昇率が１，１となり、経過時間が５０秒以上であるときには図１８（ｂ）に示すように上昇率が２となる。このように上昇率を変化させれば、定常期間におけるフリッカや立ち消えや電磁ノイズの抑制の効果を確保しつつ、電力上昇期間において放電灯Ｌａや回路部品にかかる電気的なストレスを抑えることができる。
【００７１】
または、電流目標上昇部４４がＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力を検出するとともに、図２０や図２１に示すように、前記出力電力が電力上昇期間の開始時での電力目標値（最大電力）であるときには上昇率を最小値（図２０では１．１、図２１では１）とし、前記出力電力が定常期間での電力目標値（定格）であるときには上昇率を最大値（例えば２）としてもよい。図２０の例では前記出力電力が所定範囲内であるときには前記出力電力に対して上昇率を直線的に徐々に減少させている。図２１の例では前記出力電力が６０Ｗ未満であれば上昇率を最大値とし、前記出力電力が６０Ｗ以上であれば上昇率を最小値としている。
【００７２】
または、図２２や図２３に示すように、電圧検出値が電力上昇期間の開始時（始動時）における電圧検出値の予想値（例えば２０Ｖ）であるときには上昇率を最小値（図２２では１．１、図２３では１）とし、電圧検出値が定常期間における電圧検出値の予想値（すなわち放電灯Ｌａの定格電圧であり、例えば８５Ｖ）であるときには上昇率を最大値（例えば２）としてもよい。図２２の例では電圧検出値が所定範囲内であるときには電圧検出値に対して上昇率を直線的に徐々に増加させている。図２３の例では電圧検出値が３０Ｖ未満であれば上昇率を最小値とし、電圧検出値が３０Ｖ以上であれば上昇率を最大値としている。すなわち、放電灯Ｌａの負特性により、電圧検出値が低いほど出力電力が高いと推定されるので、電圧検出値が低いときには反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２で出力電力を高くしすぎないように上昇率を小さくしているのである。
【００７３】
または、図２４や図２５に示すように、電流検出値が電力上昇期間の開始時（始動時）における電流検出値の予想値（例えば２．６Ａ）であるときには上昇率を最小値（図２４では１．１、図２５では１）とし、電流検出値が定常期間における電流検出値の予想値（すなわち放電灯Ｌａの定格電流であり、例えば０．４Ａ）であるときには上昇率を最大値（例えば２）としてもよい。図２４の例では電流検出値が所定範囲内であるときには電流検出値に対して上昇率を直線的に徐々に減少させている。図２５の例では電流検出値が所定値以上であれば上昇率を最小値とし、電流検出値が前記所定値未満であれば上昇率を最大値としている。
【００７４】
さらに、図１９の例では経過時間０秒から４秒にかけての期間に、図２１の例では出力電力が６０Ｗ以上の期間に、図２３の例では電圧検出値が３０Ｖ未満の期間に、図２５の例では電流検出値が前記所定値以上の期間に、それぞれ、上昇率を１としており、つまり上記の各期間には実質的に反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２は設けられずＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電流は一定に維持される。これらの構成によれば、上昇率を１としない場合に比べ、放電灯Ｌａにかかる電気的なストレスが低減される。
【００７５】
（実施形態４）
本実施形態の基本構成は実施形態１と共通であるので、共通する部分についての図示並びに説明は省略する。
【００７６】
実施形態１では反転前期間ＴＩ２の長さが一定とされていたのに対し、本実施形態では反転前期間ＴＩ２の長さ（以下、「上昇時間」と呼ぶ。）が可変とされている点が実施形態１と異なる。
【００７７】
上昇時間の変更としては、例えば、図２６や図２８のように経過時間０秒から４秒までは上昇時間を最小値（図２６では５０μｓ、図２８では０μｓ）に維持するとともに、経過時間４秒から５０秒にかけて上昇時間を前記最小値から最大値（例えば２００μｓ）まで直線状に徐々に長くしてもよい。すなわち、電力上昇期間中には、定常期間中よりも上昇時間が長くされる。例えば、図２６の例では、経過時間が４秒であるときには図２７（ａ）に示すように上昇時間が５０μｓとなり、経過時間が５０秒以上であるときには図２７（ｂ）に示すように上昇時間が２００μｓとなる。このように上昇時間を変化させれば、定常期間におけるフリッカや立ち消えや電磁ノイズの抑制の効果を確保しつつ、電力上昇期間において放電灯Ｌａや回路部品にかかる電気的なストレスを抑えることができる。
【００７８】
または、反転判断部４１がＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力を検出するとともに、図２９や図３０に示すように、前記出力電力が電力上昇期間の開始時での電力目標値（最大電力）であるときには上昇時間を最小値（図２９では５０μｓ、図３０では０μｓ）とし、前記出力電力が定常期間での電力目標値（定格）であるときには上昇時間を最大値（例えば２００μｓ）としてもよい。図２９の例では前記出力電力が所定範囲内であるときには前記出力電力に対して上昇時間を直線的に徐々に短くしている。図３０の例では前記出力電力が６０Ｗ未満であれば上昇時間を最大値とし、前記出力電力が６０Ｗ以上であれば上昇時間を最小値としている。
【００７９】
または、図３１や図３２に示すように、電圧検出値が電力上昇期間の開始時（始動時）における電圧検出値の予想値（例えば２０Ｖ）であるときには上昇時間を最小値（図３１では５０μｓ、図３２では０μｓ）とし、電圧検出値が定常期間における電圧検出値の予想値（すなわち放電灯Ｌａの定格電圧であり、例えば８５Ｖ）であるときには上昇時間を最大値（例えば２００μｓ）としてもよい。図３１の例や図３２の例では電圧検出値が所定範囲内であるときには電圧検出値に対して上昇時間を直線的に徐々に増加させている。すなわち、放電灯Ｌａの負特性により、電圧検出値が低いほど出力電力が高いと推定されるので、電圧検出値が低いときには反転前期間ＴＩ２での電気的ストレスを抑えるように上昇時間を短くしているのである。
【００８０】
または、図３３や図３４に示すように、電流検出値が電力上昇期間の開始時（始動時）における電流検出値の予想値（例えば２．６Ａ）であるときには上昇時間を最小値（図３３では５０μｓ、図３４では０μｓ）とし、電流検出値が定常期間における電流検出値の予想値（すなわち放電灯Ｌａの定格電流であり、例えば０．４Ａ）であるときには上昇時間を最大値（例えば２００μｓ）としてもよい。図３３の例では電流検出値が所定範囲内であるときには電流検出値に対して上昇時間を直線的に徐々に短くしている。図３４の例では電流検出値が２．２Ａ以上であれば上昇時間を最小値とし、電流検出値が前記所定値未満であれば上昇時間を最大値としている。
【００８１】
さらに、図２８の例では経過時間０秒から４秒にかけての期間に、図３０の例では出力電力が６０Ｗ以上の期間に、図３２の例では電圧検出値が所定値未満の期間に、図３４の例では電流検出値が２．２Ａ以上の期間に、それぞれ、上昇時間を０μｓとしており、つまり上記の各期間には実質的に反転前期間ＴＩ２は設けられずＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電流は反転後期間ＴＩ１以外では一定に維持される。これらの構成によれば、上昇時間を０μｓとしない場合に比べ、放電灯Ｌａにかかる電気的なストレスが低減される。
【００８２】
なお、上記の例では反転前期間ＴＩ２の長さを可変としたが、反転後期間ＴＩ１の長さを可変としても効果は同様である。
【００８３】
また、本実施形態に述べた上昇時間の変更は、実施形態２に述べた上昇量の変更や、実施形態３に述べた上昇率の変更と、組み合わせて採用してもよい。
【００８４】
ここで、例えば放電灯Ｌａが消灯されてから再点灯されるまでの時間が短い場合など、電源の投入時に放電灯Ｌａの温度がある程度高い場合、放電灯Ｌａの温度が低い場合に比べて電力上昇期間は短くてもよく、また、回路部品や放電灯Ｌａへの無駄な電気的ストレスを低減するためには電力上昇期間を短くすることが望ましい。そこで、実施形態１〜４において、図３５に示すように放電灯Ｌａの温度を推定する温度推定部６を設けるとともに、経過時間の計時を開始する際に必ずしも０秒から開始させず、温度推定部６によって推定された温度が高いほど長い経過時間が既に経過しているものとして経過時間の計時を開始させてもよい。図３５の温度推定部６は、一端がグランドに接続された抵抗ＲＤとコンデンサＣＴとの並列回路と、この並列回路にスイッチＳＷを介して一端が接続され他端が５Ｖの定電圧源に接続された抵抗ＲＣとを備える。スイッチＳＷは、放電灯Ｌａの点灯中にはオンされ放電灯Ｌａの消灯中にはオフされるように、制御部４の例えば反転判断部４１によってオンオフ制御される。つまり、温度推定部６のコンデンサＣＴは、放電灯Ｌａの点灯中には抵抗ＲＣを介して充電され、放電灯Ｌａの消灯中には抵抗ＲＤを介して放電されるのであり、放電灯Ｌａの点灯直後すなわちスイッチＳＷがオンされた直後にはコンデンサＣＴの充電電圧が温度推定部６の出力電圧として制御部４に入力される。放電灯Ｌａが消灯後に再点灯されたときには、消灯されていた期間が短いほど、また、消灯前に点灯されていた時間が長いほど、温度推定部６の出力電圧が高くなるのであり、すなわち、温度推定部６の出力電圧が高いほど放電灯Ｌａの温度が高いと推定することができる。制御部４には例えば図３６のような温度推定部６の出力電圧と経過時間の初期値との関係が記憶されており、放電灯Ｌａの点灯時には温度推定部６の出力電圧が高い（つまり放電灯Ｌａの推定温度が高い）ほど経過時間の初期値を大きくする。例えば、図３６の場合において、放電灯Ｌａの点灯時に温度推定部６の出力電圧が１Ｖであれば、経過時間を３０秒から開始させるのであり、この結果、電力上昇期間は３０秒短くなる。なお、温度推定部６には放電灯Ｌａに近接配置される周知の温度センサを用いてもよく、この場合、温度センサによって検出された温度（放電灯Ｌａ付近の温度）に基いて、放電灯Ｌａの実際の温度が推定されることになる。
【００８５】
また、実施形態１〜４のそれぞれにおいて、制御部４を図３７に示す構成としてもよい。図３７の制御部４は、電力変換部２のトランスＴ１の一次巻線Ｐ１に流れる電流（以下、「一次側電流」と呼ぶ。）を検出する一次側電流検出部４６と、電力変換部２のトランスＴ１の二次巻線Ｓ１に流れる電流（以下、「二次側電流」と呼ぶ。）を検出する二次側電流検出部４７と、制御信号生成部４５が出力した制御信号（ＰＷＭ信号）をＤ／Ａ変換して制御信号のオンデューティに応じた電圧値（つまり、電力変換部２に対して指示される出力電流が高いほど高い電圧値）の出力を生成するＤ／Ａ変換回路４８と、非反転入力端子がグランドに接続されるとともに反転入力端子に二次側電流検出部４７が接続された第１コンパレータＣＰ１と、非反転入力端子に一次側電流検出部４６が接続されるとともに反転入力端子にＤ／Ａ変換回路４８が接続された第２コンパレータＣＰ２と、セット端子が第１コンパレータＣＰ１の出力端子に接続されリセット端子が第２コンパレータＣＰ２の出力端子に接続されＱ端子が電力変換部２のスイッチング素子Ｑ１に接続されたフリップフロップ回路を含む駆動回路４９とを備える。すなわち、二次側電流検出部４７によって検出される二次側電流の電流値が０となったときにスイッチング素子Ｑ１がオンされ、一次側電流検出部４６によって検出される一次側電流の電流値が制御信号生成部４５によって指示される電流値を上回ったときにスイッチング素子Ｑ１がオフされる。つまり、二次側電流が０となったときにスイッチング素子Ｑ１がオンされるように構成されていることでトランスＴ１の利用率の向上が図られるとともに、一次側電流に基いたフィードバック制御によりＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力が制御される。また、駆動回路４９は、スイッチング素子Ｑ１がオフされている時間（以下、「オフ時間」と呼ぶ。）を計時しており、オフ時間が所定の最大オフ時間に達すると、セット端子がＨレベルとなっていなくても（つまり、二次側電流が０となっていなくても）スイッチング素子Ｑ１をオンさせる。さらに、駆動回路４９は、例えば放電灯Ｌａの温度が低い状態のように、インバータ部２の出力電圧が低く二次側電流の波形の傾きが小さい場合におけるスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数低下に伴うピーク電流の上昇を防止するため、上記の最大オフ時間を状態に応じて調整する機能を有している。また、制御信号生成部３５は、制御信号の上位８ビット分のＰＷＭ信号と下位８ビット分のＰＷＭ信号とを別々の端子から出力するものであって、Ｄ／Ａ変換回路４８が上記２個のＰＷＭ信号をそれぞれＡ／Ｄ変換した後に加算することで、Ｄ／Ａ変換回路４８からは１６ビット分の分解能のアナログ信号が出力される。
【００８６】
さらに、実施形態１〜４のそれぞれにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２を、図３８に示すような周知のバックコンバータ（降圧チョッパ回路）に変更してもよい。図３８の例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２に電力を供給する直流電源Ｅとして、交流電源ＡＣから供給された交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータが用いられている。このＡＣ−ＤＣコンバータは、フィルタ回路と整流平滑回路とブーストコンバータとが組み合わされた周知の回路であるので、詳細な説明は省略する。
【００８７】
または、インバータ部３のスイッチング素子をＤＣ−ＤＣコンバータ部２のスイッチング素子に兼用する回路構成としてもよい。このような回路構成は周知技術で実現可能であるので、図示並びに詳細な説明は省略する。
【００８８】
また、実施形態１〜４では、電流目標値を上昇させることによって反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２での出力電力を増加させたが、電力目標値を上昇させる構成としてもよいし、例えば電力目標値を電流検出値で除して得られた電圧目標値に電圧検出値を近づけるように制御する構成とする場合には電圧目標値を上昇させる構成としてもよい。
【００８９】
また、図２の例のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電力が、入力される制御信号（ＰＷＭ信号）のオンデューティだけでなく周波数によっても変化する場合、制御部４がＤＣ−ＤＣコンバータ部２に入力する制御信号の周波数によってＤＣ−ＤＣコンバータ部２を制御するようにしてもよい。さらに、定電力期間での制御信号の周波数を経過時間によらず一定とする一方、図４に示したような出力電力の制御を制御信号のオンデューティの変化によって行い、実施形態３のような上昇率の変化を制御信号の周波数の変化によって行うといったように、制御信号のオンデューティによる制御と周波数による制御とを使い分けてもよい。例えば、定電力期間での制御信号の周波数を経過時間によらず２８０ｋＨｚとする一方、図３９に示すように経過時間に応じて制御信号の周波数を３００ｋＨｚ〜５００ｋＨｚの間で変化させることにより反転後期間ＴＩ１や反転前期間ＴＩ２での出力電力を変化させる。つまり、図４０（ａ）に示すように経過時間が４秒の時点では反転前期間ＴＩ２の開始時点から反転後期間ＴＩ１の終了時点にかけての制御信号の周波数ｆ２が３００ｋＨｚとされ、図４０（ｂ）に示すように経過時間が５０秒の時点では上記期間での制御信号の周波数ｆ２が５００ｋＨｚとされ、定電力期間での制御信号の周波数ｆ１は経過時間によらず２８０ｋＨｚとされる。
【００９０】
上述した各種の放電灯点灯装置１は、車載用の前照灯として用いられる放電灯Ｌａとともに前照灯装置を構成し、図４１に示すように自動車ＣＲに搭載して用いることができる。この場合、直流電源Ｅとしては自動車ＣＲに搭載されたバッテリーが用いられる。
【図面の簡単な説明】
【００９１】
【図１】本発明の実施形態１の動作を示す説明図である。
【図２】同上を示す回路ブロック図である。
【図３】同上の動作を示す流れ図である。
【図４】経過時間と電力目標値との関係を示す説明図である。
【図５】（ａ）は同上におけるランプ電流の波形を示す説明図であり、（ｂ）〜（ｄ）はそれぞれ同上の変更例であってそれぞれ異なる変更例におけるランプ電流の波形を示す説明図である。
【図６】同上のランプ電流の実際の波形の例を示す説明図である。
【図７】本発明の実施形態２における経過時間と上昇量との関係の一例を示す説明図である。
【図８】（ａ）（ｂ）はそれぞれ同上のランプ電流の波形を示す説明図であり、（ａ）は経過時間が４秒である状態を示し、（ｂ）は経過時間が５０秒である状態を示す。
【図９】同上における経過時間と上昇量との関係の別の例を示す説明図である。
【図１０】同上における出力電力と上昇量との関係の一例を示す説明図である。
【図１１】同上における出力電力と上昇量との関係の別の例を示す説明図である。
【図１２】同上における電圧検出値と上昇量との関係の一例を示す説明図である。
【図１３】同上における電圧検出値と上昇量との関係の別の例を示す説明図である。
【図１４】同上における電流検出値と上昇量との関係の一例を示す説明図である。
【図１５】同上における電流検出値と上昇量との関係の別の例を示す説明図である。
【図１６】（ａ）（ｂ）はそれぞれ本発明の実施形態３のランプ電流の波形の一例を示す説明図であり、（ａ）は経過時間が４秒である状態を示し、（ｂ）は経過時間が５０秒である状態を示す。
【図１７】同上における経過時間と上昇率との関係の一例を示す説明図である。
【図１８】（ａ）（ｂ）はそれぞれ図１７の例におけるランプ電流の波形を示す説明図であり、（ａ）は経過時間が４秒である状態を示し、（ｂ）は経過時間が５０秒である状態を示す。
【図１９】同上における経過時間と上昇率との関係の別の例を示す説明図である。
【図２０】同上における出力電力と上昇率との関係の一例を示す説明図である。
【図２１】同上における出力電力と上昇率との関係の別の例を示す説明図である。
【図２２】同上における電圧検出値と上昇率との関係の一例を示す説明図である。
【図２３】同上における電圧検出値と上昇率との関係の別の例を示す説明図である。
【図２４】同上における電流検出値と上昇率との関係の一例を示す説明図である。
【図２５】同上における電流検出値と上昇率との関係の別の例を示す説明図である。
【図２６】本発明の実施形態４における経過時間と上昇時間との関係の一例を示す説明図である。
【図２７】（ａ）（ｂ）はそれぞれ同上のランプ電流の波形を示す説明図であり、（ａ）は経過時間が４秒である状態を示し、（ｂ）は経過時間が５０秒である状態を示す。
【図２８】同上における経過時間と上昇時間との関係の別の例を示す説明図である。
【図２９】同上における出力電力と上昇時間との関係の一例を示す説明図である。
【図３０】同上における出力電力と上昇時間との関係の別の例を示す説明図である。
【図３１】同上における電圧検出値と上昇時間との関係の一例を示す説明図である。
【図３２】同上における電圧検出値と上昇時間との関係の別の例を示す説明図である。
【図３３】同上における電流検出値と上昇時間との関係の一例を示す説明図である。
【図３４】同上における電流検出値と上昇時間との関係の別の例を示す説明図である。
【図３５】同上の変更例の要部を示す回路ブロック図である。
【図３６】図３５の変更例の動作の一例を示す説明図である。
【図３７】同上の別の変更例を示す回路ブロック図である。
【図３８】同上の更に別の変更例を示す回路ブロック図である。
【図３９】同上の別の変更例における反転後期間及び反転前期間での制御信号の周波数と経過時間との関係の一例を示す説明図である。
【図４０】（ａ）（ｂ）はそれぞれ図３９の変更例でのランプ電流の波形を示す説明図であり、（ａ）は経過時間が４秒である状態を示し、（ｂ）は経過時間が５０秒である状態を示す。
【図４１】同上の使用形態の一例を示す説明図である。
【符号の説明】
【００９２】
１ 放電灯点灯装置
２ ＤＣ−ＤＣコンバータ部（請求項における直流電源部）
３ インバータ部
４ 制御部
６ 温度推定部
Ｌａ 放電灯
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を出力する直流電源部と、
直流電源部が出力した直流電力の極性を所定の反転時間おきに反転させた矩形波交流電力を放電灯に供給するインバータ部と、
直流電源部の出力電力を制御する制御部とを備え、
制御部は、インバータ部が直流電力の極性の反転を開始する直前の反転前期間と、インバータ部が直流電力の極性の反転を終了した直後の反転後期間とには、それぞれ、反転後期間の終了時点から反転前期間の開始時点にかけての、直流電源部の出力電力が一定とされる定電力期間よりも、直流電源部の出力電力を上昇させるものであって、
反転前期間と反転後期間とはそれぞれ反転時間の半分より短いことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
定電力期間の終了時から反転後期間の終了時にかけて、直流電源部の出力電圧が直線状に上昇することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
反転後期間の開始時から定電力期間の開始時にかけて、直流電源部の出力電圧が連続的且つ非直線状に低下することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】
各定電力期間について、それぞれ、定電力期間の直後の反転前期間での直流電源部の出力電力のピーク値は、定電力期間の直前の反転後期間での直流電源部の出力電力のピーク値以上であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
制御部は、放電灯の始動時、定電力期間での出力電力を所定の定常電力に維持するように直流電源部を制御する定常期間を開始する前の所定の出力上昇期間には、定電力期間での出力電力を定常電力よりも大きくするように直流電源部を制御するものであって、
制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部における反転前期間及び反転後期間と定電力期間との間での直流電源部の出力電力の差を、それぞれ、定常期間中における反転前期間及び反転後期間と定電力期間との間での直流電源部の出力電力の差よりも小さくすることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】
放電灯の温度を推定して推定された温度に応じた出力を生成する温度推定部を備え、
制御部は、出力上昇期間の開始時に温度推定部によって推定された温度が高いほど、出力上昇期間を短くすることを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】
制御部は、直流電源部の出力電圧と出力電流とをそれぞれ検出し、検出された出力電圧によって所定の電力目標値を除して電流目標値を得るとともに、定電力期間においては検出された出力電流を電流目標値に一致させるように直流電源部を制御し、反転後期間においては検出された出力電流を電流目標値と所定の反転後上昇量との和に一致させるように直流電源部を制御し、反転前期間においては検出された出力電流を電流目標値と所定の反転前上昇量との和に一致させるように直流電源部を制御するものであって、
出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、反転後上昇量と反転前上昇量とをそれぞれ小さくすることを特徴とする請求項５又は請求項６記載の放電灯点灯装置。
【請求項８】
制御部は、直流電源部の出力電圧と出力電流とをそれぞれ検出し、検出された出力電圧によって所定の電力目標値を除して電流目標値を得るとともに、定電力期間においては検出された出力電流を電流目標値に一致させるように直流電源部を制御し、反転後期間においては検出された出力電流を電流目標値と１以上の所定の反転後上昇率との積に一致させるように直流電源部を制御し、反転前期間においては検出された出力電流を電流目標値と１以上の所定の反転前上昇率との積に一致させるように直流電源部を制御するものであって、
出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、反転後上昇率と反転前上昇率とをそれぞれ小さくすることを特徴とする請求項５又は請求項６記載の放電灯点灯装置。
【請求項９】
制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、反転後期間と反転前期間との少なくとも一方を短くすることを特徴とする請求項５〜８のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項１０】
制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部には、反転後期間と反転前期間とのいずれも設けず直流電源部の出力電力を一定とすることを特徴とする請求項５〜請求項９のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項１１】
制御部は、出力上昇期間中に、定電力期間での直流電源部の出力電力を徐々に定常電力まで低下させるとともに、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ徐々に上昇させることを特徴とする請求項５〜請求項１０のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項１２】
制御部は、直流電源部の出力電圧を検出するとともに、検出された出力電圧が低いほど、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ小さくすることを特徴とする請求項５〜１１のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項１３】
制御部は、直流電源部の出力電流を検出するとともに、検出された出力電流が大きいほど、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ小さくすることを特徴とする請求項５〜１２のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項１４】
制御部は、放電灯の始動時の所定時間にわたり、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ徐々に増加させることを特徴とする請求項５〜１３のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項１５】
請求項１〜１４のいずれか一項に記載の放電灯点灯装置と、放電灯点灯装置によって点灯される放電灯とを備えることを特徴とする前照灯装置。
【請求項１６】
請求項１５記載の前照灯装置を備えることを特徴とする車両。
【請求項１】
直流電力を出力する直流電源部と、
直流電源部が出力した直流電力の極性を所定の反転時間おきに反転させた矩形波交流電力を放電灯に供給するインバータ部と、
直流電源部の出力電力を制御する制御部とを備え、
制御部は、インバータ部が直流電力の極性の反転を開始する直前の反転前期間と、インバータ部が直流電力の極性の反転を終了した直後の反転後期間とには、それぞれ、反転後期間の終了時点から反転前期間の開始時点にかけての、直流電源部の出力電力が一定とされる定電力期間よりも、直流電源部の出力電力を上昇させるものであって、
反転前期間と反転後期間とはそれぞれ反転時間の半分より短いことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
定電力期間の終了時から反転後期間の終了時にかけて、直流電源部の出力電圧が直線状に上昇することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
反転後期間の開始時から定電力期間の開始時にかけて、直流電源部の出力電圧が連続的且つ非直線状に低下することを特徴とする請求項１又は請求項２記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】
各定電力期間について、それぞれ、定電力期間の直後の反転前期間での直流電源部の出力電力のピーク値は、定電力期間の直前の反転後期間での直流電源部の出力電力のピーク値以上であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
制御部は、放電灯の始動時、定電力期間での出力電力を所定の定常電力に維持するように直流電源部を制御する定常期間を開始する前の所定の出力上昇期間には、定電力期間での出力電力を定常電力よりも大きくするように直流電源部を制御するものであって、
制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部における反転前期間及び反転後期間と定電力期間との間での直流電源部の出力電力の差を、それぞれ、定常期間中における反転前期間及び反転後期間と定電力期間との間での直流電源部の出力電力の差よりも小さくすることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】
放電灯の温度を推定して推定された温度に応じた出力を生成する温度推定部を備え、
制御部は、出力上昇期間の開始時に温度推定部によって推定された温度が高いほど、出力上昇期間を短くすることを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】
制御部は、直流電源部の出力電圧と出力電流とをそれぞれ検出し、検出された出力電圧によって所定の電力目標値を除して電流目標値を得るとともに、定電力期間においては検出された出力電流を電流目標値に一致させるように直流電源部を制御し、反転後期間においては検出された出力電流を電流目標値と所定の反転後上昇量との和に一致させるように直流電源部を制御し、反転前期間においては検出された出力電流を電流目標値と所定の反転前上昇量との和に一致させるように直流電源部を制御するものであって、
出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、反転後上昇量と反転前上昇量とをそれぞれ小さくすることを特徴とする請求項５又は請求項６記載の放電灯点灯装置。
【請求項８】
制御部は、直流電源部の出力電圧と出力電流とをそれぞれ検出し、検出された出力電圧によって所定の電力目標値を除して電流目標値を得るとともに、定電力期間においては検出された出力電流を電流目標値に一致させるように直流電源部を制御し、反転後期間においては検出された出力電流を電流目標値と１以上の所定の反転後上昇率との積に一致させるように直流電源部を制御し、反転前期間においては検出された出力電流を電流目標値と１以上の所定の反転前上昇率との積に一致させるように直流電源部を制御するものであって、
出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、反転後上昇率と反転前上昇率とをそれぞれ小さくすることを特徴とする請求項５又は請求項６記載の放電灯点灯装置。
【請求項９】
制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部には、定常期間中よりも、反転後期間と反転前期間との少なくとも一方を短くすることを特徴とする請求項５〜８のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項１０】
制御部は、出力上昇期間の少なくとも一部には、反転後期間と反転前期間とのいずれも設けず直流電源部の出力電力を一定とすることを特徴とする請求項５〜請求項９のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項１１】
制御部は、出力上昇期間中に、定電力期間での直流電源部の出力電力を徐々に定常電力まで低下させるとともに、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ徐々に上昇させることを特徴とする請求項５〜請求項１０のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項１２】
制御部は、直流電源部の出力電圧を検出するとともに、検出された出力電圧が低いほど、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ小さくすることを特徴とする請求項５〜１１のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項１３】
制御部は、直流電源部の出力電流を検出するとともに、検出された出力電流が大きいほど、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ小さくすることを特徴とする請求項５〜１２のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項１４】
制御部は、放電灯の始動時の所定時間にわたり、反転後期間と反転前期間とのそれぞれにおける直流電源部の出力電力と、定電力期間における直流電源部の出力電力との差を、それぞれ徐々に増加させることを特徴とする請求項５〜１３のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項１５】
請求項１〜１４のいずれか一項に記載の放電灯点灯装置と、放電灯点灯装置によって点灯される放電灯とを備えることを特徴とする前照灯装置。
【請求項１６】
請求項１５記載の前照灯装置を備えることを特徴とする車両。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図４０】
【図４１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図４０】
【図４１】
【公開番号】特開２０１０−５５８３４（Ｐ２０１０−５５８３４Ａ）
【公開日】平成２２年３月１１日（２０１０．３．１１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２１７４１３（Ｐ２００８−２１７４１３）
【出願日】平成２０年８月２６日（２００８．８．２６）
【出願人】（０００００５８３２）パナソニック電工株式会社 (17,916)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年３月１１日（２０１０．３．１１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年８月２６日（２００８．８．２６）
【出願人】（０００００５８３２）パナソニック電工株式会社 (17,916)
【Ｆターム（参考）】
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