直流プラズマ用逆極性パルス発生回路及び直流プラズマ電源装置
【課題】サージ電圧を抑制し、スイッチング素子に印加される電圧を低減する。
【解決手段】直流電圧が入力される直流電圧端子間にコンデンサが接続され、コンデンサの一端と負荷端子の一方との間にインダクタンス手段が接続され、コンデンサに並列に単位スイッチング回路が接続される。単位スイッチング回路は、第１、第２のスイッチ素子、第１の巻線の直列回路と、第１、第２の帰還用整流素子と、電圧バランス用抵抗とを有する。直流電圧が設定値を越える場合は、コンデンサの両端電圧を非導通の第１、第２のスイッチ素子に分担させ、直流電圧が設定値よりも低い場合は、周期的又は随時に第１、第２のスイッチ素子を導通させて逆極性電圧を負荷端子間に出力させ、第１、２のスイッチ素子をターンオフさせる場合は、第１、第２の帰還用整流素子が導通する期間に、第１、第２のスイッチ素子の両端電圧がコンデンサの両端電圧で制限される。
【解決手段】直流電圧が入力される直流電圧端子間にコンデンサが接続され、コンデンサの一端と負荷端子の一方との間にインダクタンス手段が接続され、コンデンサに並列に単位スイッチング回路が接続される。単位スイッチング回路は、第１、第２のスイッチ素子、第１の巻線の直列回路と、第１、第２の帰還用整流素子と、電圧バランス用抵抗とを有する。直流電圧が設定値を越える場合は、コンデンサの両端電圧を非導通の第１、第２のスイッチ素子に分担させ、直流電圧が設定値よりも低い場合は、周期的又は随時に第１、第２のスイッチ素子を導通させて逆極性電圧を負荷端子間に出力させ、第１、２のスイッチ素子をターンオフさせる場合は、第１、第２の帰還用整流素子が導通する期間に、第１、第２のスイッチ素子の両端電圧がコンデンサの両端電圧で制限される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流プラズマ装置におけるアーク放電のような異常放電の発生を抑制又は予防するのに有効な逆極性電圧パルスを発生する直流プラズマ用逆極性パルス発生回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、真空中で発生させたプラズマ放電を利用するスパッタ装置、ＰＶＤ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｖａｐｏｒ Ｄｅｐｏｓｉｔｉｏｎ）装置、ＣＶＤ（Ｃｈｅｍｉｃａｌ Ｖａｐｏｒ Ｄｅｐｏｓｉｔｉｏｎ）装置、エッチング装置などのような直流プラズマ装置においては、プラズマ負荷の電極間インピーダンスが低下したり、あるいは導電性のゴミなどの異物が電極間を短絡したりすることがある。このような場合には、プラズマ負荷の真空中に発生しているプラズマ放電が一時的にアーク放電のような異常放電になることがある。特に、スパッタ装置ではこのような異常放電が発生すると、ターゲットが溶融してスパッタリング中の液晶パネルなどの基板材料に欠陥を与えるために、あるいはＣＤやＤＶＤにおける金属膜に欠陥を与えるために、製品の歩留まりを低下させるという問題がある。
【０００３】
したがって、このような異常放電の発生をできるだけ抑制しなければならない。直流プラズマ装置における従来の異常放電対策方法の一つとして、異常放電の発生を検出したときに、プラズマ負荷に逆極性電圧パルスを印加することによって、異常放電を短時間で消滅させることが行われている。また、別の異常放電対策方法としては、周期的に上述のように逆極性電圧をプラズマ負荷に印加することによって、異常放電の発生を未然に防いでいるものもある（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
また、他の異常放電対策方法として、異常放電が発生する直前の現象を異常放電の発生の予兆として検知し、異常放電の発生直前に前述のようにプラズマ負荷に逆極性電圧を印加することによって、異常放電の発生を未然に防いでいるものもある（例えば、特許文献２参照）。前述の異常放電対策方法は、発生した異常放電を速やかに消滅させ、あるいは異常放電が発生するのを予防することができるといった面から効果的である。
【０００５】
このように、異常放電対策方法を実現するための構成が既にいろいろ提案されている。その中の一つの構成として、プラズマ負荷に流れる電流を安定化させるためのインダクタンス手段に磁気的に結合される付加的な巻線とその巻線に直列に逆極性電圧印加用スイッチ素子とを接続した回路が用いられている。この回路は、プラズマ負荷に異常放電が発生したときに、前記逆極性電圧印加用スイッチ素子を導通させて、インダクタンス手段に生じる負極性の電圧に比べて電圧値が大きくかつ逆極性の正の電圧パルスを前記インダクタンス手段に生じ、その逆極性の正の電圧を利用してプラズマ負荷に逆極性電圧パルスを印加することによって、異常放電を速やかに消滅させている（例えば、特許文献３参照）。
【０００６】
直流プラズマ用電源の場合、プラズマ放電状態にあるときに直流プラズマ用電源が出力する直流電圧をＶｏとすると、プラズマ放電が生じる前（プラズマ着火前）はほぼ無負荷状態であり、プラズマ放電を発生させるのに必要な１．５〜１．８Ｖｏの直流高電圧を出力する。したがって、前掲の特許文献３の発明に限らず、異常放電対策方法に用いられる前記逆極性電圧印加用スイッチ素子は、最低でも１．５〜１．８Ｖｏの直流高電圧に耐える耐圧を有しなければならない。
【０００７】
前掲の特許文献３の発明では、特別な逆極性電圧を与える電源を必要としないものの、前記インダクタンス手段をリセットするのに必要なリセット電圧に、そのインダクタンス手段の巻線間の漏れインダクタンスや配線インダクタンスに起因するサージ電圧が重畳される。このサージ電圧の影響を低減するためには、前記逆極性電圧印加用スイッチ素子に、十分な電流容量をもつ抵抗とコンデンサなどからなる電圧サージ吸収回路を並列に接続しなければならず、その電圧サージ吸収回路の電力損失が大きくなり、特に周期的に前記逆極性電圧印加用スイッチ素子をスイッチングさせる場合には、電圧サージ吸収回路の電力損失と発熱が増大するという問題がある。このような電圧サージ吸収回路を備えても、直流電圧Ｖｏの２．５〜３倍程度の直流高電圧を定格とする逆極性電圧印加用スイッチ素子が必要となる。
【０００８】
一例として具体的な数値を挙げて説明すると、直流電圧Ｖｏが８００Ｖの直流プラズマ装置の場合には、前述から２０００〜２４００Ｖの定格の逆極性電圧印加用スイッチ素子が必要となる。逆極性電圧印加用スイッチ素子としてＩＧＢＴを用い、市販の低価格で入手可能な定格電圧が１２００ＶのＩＧＢＴを２個直列に接続して用いれば、全体として２４００Ｖの耐圧を有する逆極性電圧印加用スイッチ素子が得られる。この２４００Ｖの耐圧を有する逆極性電圧印加用スイッチ素子は、前述した１．５〜１．８Ｖｏの電圧に相当する１２００〜１５００Ｖ程度のプラズマ着火前の直流高電圧にも当然に耐えることができる。
【０００９】
このようなＩＧＢＴを直列接続した構成の逆極性電圧印加用スイッチ素子は、経済的には優れているが、ＦＥＴなどの高速の半導体スイッチ素子に比べて、スイッチング速度が遅い。したがって、ＩＧＢＴを直列接続した構成の逆極性電圧印加用スイッチ素子は高周波の逆極性電圧パルスをプラズマ負荷に印加して異常放電の発生を予防する異常放電対策に用いるのは適さないという問題がある。他方、一般的にＦＥＴはＩＧＢＴに比べてスイッチング速度は高速であり、オン抵抗も小さいが、ＩＧＢＴに比べて耐圧の低いものが多い。例えば、ＦＥＴでも１２００Ｖが定格電圧のものも市販されているが、このような高耐圧のＦＥＴは汎用の５００〜６００Ｖの耐圧のＦＥＴに比べてオン抵抗が高く、このような高耐圧のＦＥＴを２個直列接続することは、高いオン抵抗による電力損失が増大し、発熱も大きくなる。また、このような高耐圧のＦＥＴは汎用の５００〜６００Ｖの耐圧のＦＥＴに比べて、スイッチング速度が劣るなどの理由で、直流プラズマ用の逆極性電圧パルスを発生する用途には適さない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００５−３４７２１２号公報
【特許文献２】特開２００６−２７４３９３号公報
【特許文献３】特開平１０−２９８７５５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
直流プラズマ装置のプラズマ負荷に逆極性の電圧を与える前述のような従来の回路構成にあっては、逆極性電圧印加用のスイッチ素子がターンオフする際に発生する高いサージ電圧を考慮して、高定格電圧の逆極性電圧印加用のスイッチ素子が必要であり、また、前述サージ電圧を吸収する大きな電圧サージ吸収回路が必要であった。さらに、電圧サージ吸収回路に吸収されるサージ電力は無駄に消費され、電圧サージ吸収回路の発熱を増大させるので、環境上、経済上から好ましくないものとなっていた。
【００１２】
本発明は上述の課題に鑑み、逆極性電圧印加用のスイッチ素子のターンオフ時に発生するサージ電圧を小さくし、また、従来の回路構成の場合よりも逆極性電圧印加用のスイッチ素子に印加される電圧を低減することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
前述の課題を解決するために、本発明に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、プラズマ用の直流電源からの直流電圧が印加される一対の直流電圧端子と、前記プラズマに接続される一対の負荷端子と、前記一対の直流電圧端子間に接続されるコンデンサと、前記コンデンサの一端と前記負荷端子の一方との間に接続されるインダクタンス手段と、前記コンデンサに並列に接続される単位スイッチング回路と、前記一対の直流電圧端子の直流電圧が入力され、単位スイッチング回路内の第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子の導通を制御する制御回路と、を備え、前記単位スイッチング回路は、前記コンデンサに並列に接続される前記第１のスイッチ素子と前記インダクタンス手段の巻線又は前記インダクタンス手段に並列に接続される第２の巻線に対して磁気的に結合される第１の巻線と前記第２のスイッチ素子とを有する直列回路と、直列に接続される前記第１のスイッチ素子と前記第１の巻線とに並列に接続される第１の帰還用整流素子と、直列に接続される前記第２のスイッチ素子と前記第１の巻線とに並列に接続される第２の帰還用整流素子と、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とに又は前記第１の帰還用整流素子と前記第２の帰還用整流素子とにそれぞれ並列に接続される電圧バランス用抵抗とを有し、前記一対の直流電圧端子間の直流電圧が設定値を越える場合は、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを導通させずに、前記コンデンサの両端電圧を前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とに分担させ、前記一対の直流電圧端子間の直流電圧が前記設定値よりも低い場合は、周期的に、又は異常放電の発生もしくは異常放電の発生の予知が検出されるときに前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを導通させ、プラズマ発生状態における前記直流電圧端子間の直流電圧よりも大きな逆極性の電圧を前記インダクタンス手段に印加させて、前記プラズマ発生状態における直流電圧端子間の直流電圧と前記逆極性の電圧との差に相当する大きさの逆極性電圧を前記負荷端子間に出力させ、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とをターンオフさせる場合は、前記第１の帰還用整流素子と前記第２の帰還用整流素子とが導通する期間に、前記第１のスイッチ素子の両端と前記第２のスイッチ素子の両端とに印加される電圧が、前記コンデンサの両端電圧で制限される。
【００１４】
このような構成を採ることで、プラズマ着火前には、コンデンサの両端電圧が、逆極性電圧印加用のスイッチ素子のそれぞれに並列接続された前記電圧バランス用抵抗によって２分割されるので、それぞれの逆極性電圧印加用のスイッチ素子にはコンデンサの両端電圧のほぼ１／２の電圧が印加されるだけである。また、逆極性パルスを発生するために導通していた逆極性電圧印加用のスイッチ素子がターンオフするときには、帰還用ダイオードが導通して前記インダクタンス手段に蓄えられたエネルギーを前記コンデンサに帰還すると共に、逆極性電圧印加用のスイッチ素子の両端電圧が前記コンデンサの電圧に制限される。したがって、本発明では従来に比べてサージ電圧を大幅に小さくでき、逆極性電圧印加用のスイッチ素子のターンオフ時にその両端に印加される電圧も小さくできる。また、サージ電圧によるノイズも小さくできる。
【００１５】
さらに、本発明によれば、定格電圧の低いスイッチング素子を用いることができることから、オン抵抗が小さく、かつスイッチング速度が優れているＦＥＴ（電界効果トランジスタ）などの半導体スイッチを前記逆極性電圧印加用のスイッチ素子として用いることを可能にし、また、逆極性電圧パルスをプラズマ負荷に印加する周期を高周波化することができる。このことによって、従来に比べてプラズマ負荷への影響を極力小さくすると共に、アーク放電などの異常放電の発生をより確実に予防することができる。
【００１６】
本発明に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、前記インダクタンス手段と前記第１の巻線とは、同一の鉄心に巻かれるチョークトランスを構成する、又は、前記第１の巻線と前記第２の巻線とは、同一の鉄心に巻かれるパルストランスを構成してもよい。
【００１７】
このような構成を採ることで、インダクタンス手段の鉄心に第１の巻線を巻きつけることによってチョークトランスとし、その第１の巻線をインダクタンス手段の巻線に磁気的に結合することにより、第１の巻線に誘起される電圧パルスでインダクタンス手段に逆極性電圧パルスを生じさせることができる。又は、パルストランスの２次巻線に生じる逆極性電圧パルスをインダクタ手段の両端に印加することができる。
【００１８】
また、本発明に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、複数のコンデンサが前記一対の直流電圧端子間に互いに直列に接続され、前記複数のコンデンサのそれぞれに、複数の前記単位スイッチング回路がそれぞれ接続され、前記単位スイッチング回路のそれぞれの前記第１の巻線は、前記インダクタンス手段が有する鉄心に巻かれて磁気的に結合される、又は、前記インダクタンス手段に対して並列に接続されるそれぞれの前記第２の巻線と同一の鉄心に巻かれるパルストランスをそれぞれ構成してもよい。
【００１９】
このような構成を採ることで、さらに、逆極性電圧印加用のスイッチング素子の耐圧を低くすることができ、また、サージ電圧を低減でき、ノイズも低減できるだけでなく、電力損失も低減できる。
【００２０】
本発明に係る直流プラズマ電源装置は、上述したいずれかの直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を備える。このような構成を採ることで、上述の直流プラズマ用逆極性パルス発生回路と同様に、逆極性電圧印加用のスイッチング素子の耐圧を低くすることができ、また、サージ電圧を低減でき、ノイズも低減できるだけでなく、電力損失も低減できる。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、逆極性電圧印加用のスイッチ素子がターンオフするときには、逆極性電圧印加用スイッチ素子の両端の電圧をコンデンサの電圧にクランプするので、サージ電圧を小さくすることができ、サージ電圧によって生じる損失を低減できる。また、プラズマ放電の発生前であるプラズマ着火前には、コンデンサの電圧を逆極性電圧印加用のスイッチ素子のそれぞれに並列接続される電圧バランス用抵抗によって分担させるので、従来の回路構成の場合よりも、逆極性電圧印加用のスイッチ素子に印加される電圧を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明に係る第１の実施形態である直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を示す図である。
【図２】本発明に係る第１の実施形態である直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を説明するための波形図である。
【図３】本発明に係る第２の実施形態である直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を示す図である。
【図４】本発明の第３の実施形態である直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を示す図である。
【図５】本発明の第４の実施形態である直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、図面を用いて本発明のそれぞれの実施形態に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路について説明する。なお、本発明は、以下に示す実施形態に限定されるものではない。また、各図面において、同一の記号は同じ名称の部材を示すものとする。
【００２４】
［実施形態１］
図１、図２によって、本発明の第１の実施形態に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路について説明する。図１は、本発明に係る第１の実施形態である直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を示す図である。本発明に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、プラズマ負荷４がプラズマ発生状態にあるときにプラズマ用の直流電源１が直流電圧端子２、３間に出力する直流出力電圧（以下、直流電圧Ｖｏと言う。）に比べて電圧値が大きく、かつ逆極性の電圧パルスをインダクタンス手段９に、周期的に又は随時に発生するためのものであり、直流電圧端子２、３と負荷端子７、８との間に備えられる。
【００２５】
図１に記載される直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、主にコンデンサ１０、インダクタンス手段９、単位スイッチング回路１７及び制御回路１８で構成される。具体的には、図１に記載される直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、プラズマ用の直流電源からの直流電圧が印加される一対の直流電圧端子２、３と、プラズマ４に接続される一対の負荷端子７、８と、直流電圧端子２、３間に接続されるコンデンサ１０と、コンデンサ１０の一端と負荷端子の一方の端子８との間に接続されるインダクタンス手段９と、コンデンサ１０に並列に接続される単位スイッチング回路１７とを備える。さらに、一対の直流電圧端子２、３の直流電圧が入力され、単位スイッチング回路１７内の第１のスイッチ素子１１及び第２のスイッチ素子１２の導通を制御する制御回路１８を備える。単位スイッチング回路１７は、コンデンサ１０に並列に接続される第１のスイッチ素子１１とインダクタンス手段９の巻線９Ｂに対して磁気的に結合される第１の巻線９Ｃと第２のスイッチ素子１２とを有する直列回路を有する。また、直列に接続される第１のスイッチ素子１１と第１の巻線９Ｃとに並列に接続される第１の帰還用整流素子１３と、直列に接続される第２のスイッチ素子１２と第１の巻線９Ｃとに並列に接続される第２の帰還用整流素子１４とを有する。さらに、第１のスイッチ素子１１と第２のスイッチ素子１２とに又は第１の帰還用整流素子１３と第２の帰還用整流素子１４とにそれぞれ並列に接続される電圧バランス用抵抗１５、１６とを有する。
【００２６】
直流電源１は、商用電源のような交流電源からの交流電力を所望の直流電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータなどからなる直流電源であって、真空中でプラズマを発生させるのに適した電力を供給するプラズマ用の直流電源である。直流電源１は、正側の直流電圧端子２、負側の直流電圧端子３の両端に外付けで接続されるのであり、本発明に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路の必須の構成要素ではない。直流電源１は、例えばプラズマ着荷前の無負荷電圧１５００Ｖ、定格プラズマ電圧の上限を８００Ｖとする一般的な電圧仕様のものとする。直流電源１は、プラズマ着荷前は無負荷電圧を例えば１５００Ｖに定電圧制御する。プラズマ着火後は、定電力制御又は定電流制御され、プラズマ負荷４に印加される負荷端子７、８間の電圧は、プラズマ負荷の条件によって決まることになる。よって、プラズマ負荷４がプラズマ発生状態にあるときに直流電圧端子２、３間に出力する直流電圧Ｖｏもプラズマ負荷の条件によって決まることになる。正側の直流電圧端子２、負側の直流電圧端子３は直流電源１からの直流電圧を受電する端子であり、直流電源１の直流出力端子であってもよい。
【００２７】
真空中で発生させたプラズマを利用するプラズマ負荷４はチャンバー電極５とターゲット電極６などを有し、ここではスパッタ装置の一部分であるものとする。プラズマ負荷４のチャンバー電極５、ターゲット電極６はそれぞれ直流電圧や直流電圧とは逆極性の電圧を受電する負荷端子７、８に接続される。チャンバー電極５が接続される負荷端子７は、一般的に接地される。なお、このパルス発生回路を、直流電源１内の図示しない平滑コンデンサまたはインダクタンスを利用して直流電源１内に組み込むことができる。
【００２８】
コンデンサ１０は、一対の直流電圧端子２、３間に並列に接続される。一般的なプラズマ用の直流電源１では、図１のプラズマ用の直流電源１内の直流出力側、すなわち、一対の直流電圧端子２、３間に接続される側に、図示しない直流出力電圧を平滑化する平滑用のコンデンサを備える。その平滑用コンデンサを利用して、図１のコンデンサ１０の場合と同様に、プラズマ用の直流電源１に備えられる図示しないコンデンサに並列に単位スイッチ回路１７を接続して、図１のコンデンサ１０と代替することができる。また、逆にコンデンサ１０を前記平滑用コンデンサに代替することもできる。
【００２９】
大きなインダクタンスを有するインダクタンス手段９は、プラズマ電流を安定化させるために、コンデンサ１０の直流電圧端子３側の端子と負荷端子８との間に直列に接続される。実施形態１のインダクタンス手段９の鉄心９Ａと鉄心９Ａに巻かれた巻線９Ｂと第１の巻線９Ｃとでチョークトランスを構成する。インダクタンス手段９の巻線９Ｂ、第１の巻線９Ｃのそれぞれの一端に付された黒点は電圧極性を示す。第１の巻線９Ｃの巻数をｎ１、巻線９Ｂの巻数をｎ２とするとき、巻数比ｎ２／ｎ１は１より大きく（ｎ２／ｎ１＞１）設定する。一般的にプラズマ用の直流電源１の場合、図１のプラズマ用の直流電源１内に、図示しない鉄心と鉄心に巻かれた一つの巻線とからなる一般的な構造のインダクタンス手段を備える。そのインダクタンス手段を利用して、図１のインダクタンス手段９の場合と同様に、プラズマ用の直流電源１に備えられる図示しないインダクタンス手段の鉄心に第１の巻線９Ｃを巻き付けて付加して、磁気的に結合したチョークトランス構造とし、図１のインダクタンス手段９と代替することができる。
【００３０】
ここでは、単位スイッチング回路１７は、図１において破線で示すように、インダクタンス手段９の鉄心９Ａに巻かれた第１の巻線９Ｃ、第１、第２のスイッチ素子１１、１２、第１、第２の帰還用ダイオード１３、１４、及び第１、第２の電圧バランス用抵抗１５、１６で構成される。単位スイッチング回路１７は、第１、第２のスイッチ素子１１、１２が導通するときに第１の巻線９Ｃにパルス状電流を流し、このパルス電流によって第１の巻線９Ｃに磁気的に結合されているインダクタンス手段９の巻線９Ｂに逆極性電圧パルスを発生する。
【００３１】
第１、第２のスイッチ素子１１、１２は、図１では、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を用いて説明する。第１のスイッチ素子１１と第１の巻線９Ｃと第２のスイッチ素子１２とが直列に接続された直列回路が、コンデンサ１０に並列に接続される。第１、第２のスイッチ素子１１、１２が導通すると、コンデンサ１０の直流電圧端子２側の端子から第１のスイッチ素子１１、第１の巻線９Ｃ、第２のスイッチ素子１２、コンデンサ１０の直流電圧端子３側の端子をつなぐ経路が形成され、第１の巻線９Ｃに図示黒点側を正とするコンデンサ１０電圧が加わる。この電圧印加により巻線９Ｃにインダクタンス手段９の励電流が図示の矢印の方向に流れる。なお、第１、第２のスイッチ素子１１、１２は前述した逆極性電圧印加用スイッチ素子に相当するものであり、ＦＥＴのようにスイッチング速度が大きく、オン抵抗の小さなものが好ましいが、ＩＧＢＴなどのような他のスイッチ素子を用いることもできる。
【００３２】
第１の帰還用整流素子である第１の帰還用ダイオード１３は、互いに直列接続された第１のスイッチ素子１１と第１の巻線９Ｃとに跨るよう並列接続され、第１の帰還用ダイオード１３のアノードは第１の巻線９Ｃの非黒点側に接続される。第２の帰還用整流素子である第２の帰還用ダイオード１４は、互いに直列接続された第２のスイッチ素子１２と第１の巻線９Ｃとに跨るよう並列接続され、第２の帰還用ダイオード１４のカソードは第１の巻線９Ｃの黒点側に接続される。第１、第２のスイッチ素子１１、１２がオフした後、第１の巻線９Ｃに図示の矢印の方向に流れていた励磁電流、または第１の巻線９Ｃ、インダクタンス手段９の巻線９Ｂ間のもれインダクタンスによるサージ電流により第１の帰還用ダイオード１３と第２の帰還用ダイオード１４とが導通すると、第１の巻線９Ｃ、第１の帰還用ダイオード１３、コンデンサ１０、第２の帰還用ダイオード１４、第１の巻線９Ｃをつなぐ経路が形成され、第１、第２のスイッチ素子１１、１２のターンオフ電圧をコンデンサ１０の電圧に制限する。
【００３３】
第１のスイッチ素子１１の両端、第２のスイッチ素子１２の両端には、高抵抗値を有する第１の電圧バランス用抵抗１５、第２の電圧バランス用抵抗１６が並列に接続される。第１、第２の電圧バランス用抵抗１５、１６は実質的に同一の抵抗値であり、例えば数十ｋΩ〜数ＭΩの抵抗値を有する。第１の電圧バランス用抵抗１５と第１の巻線９Ｃと第２の電圧バランス用抵抗１６との直列回路にコンデンサ１０の両端電圧が印加される場合に、第１の巻線９Ｃの直流抵抗がゼロであれば、第１、第２の電圧バランス用抵抗１５、１６にコンデンサ１０の両端電圧が印加される。よって、第１のスイッチ素子１１の両端及び第２のスイッチ素子１２の両端に、コンデンサ１０の両端電圧が１／２ずつほぼ均一に分担されることになる。なお、第１、第２の電圧バランス用抵抗１５、１６は、第１の帰還用ダイオード１３と第２の帰還用ダイオード１４とにそれぞれ並列に接続されてもよい。つまり、第１、第２の電圧バランス用抵抗１５、１６は、第１のスイッチ素子１１、第２のスイッチ素子１２又は第１、第２の帰還用ダイオード１３、１４の少なくともどちらかにそれぞれ並列に接続される。
【００３４】
制御回路１８は、直流電圧端子２、３間の電圧を検出する入力電圧検出線１９、２０と、負荷端子７、８間の電圧を検出する出力電圧検出線２１、２２とが入力され、第１の信号線２３、第２の信号線２４が、第１、第２のスイッチ素子１１、１２それぞれの制御端子に出力され、第１、第２のスイッチ素子１１、１２の導通を制御する。制御回路１８は従来と同様の各種の制御機能を有するもので足り、例えば周期的にオン駆動信号を第１、第２のスイッチ素子１１、１２に同時に供給する機能を有するもの、あるいは異常放電の発生を検出したとき、又は異常放電の発生を予知したときに随時にオン駆動信号を第１、第２のスイッチ素子１１、１２に同時に供給するもの、又はこれら機能の双方を備えるものなどである。
【００３５】
ただし、入力電圧検出線１９、２０によって検出される直流電圧端子２、３間の直流電圧が設定値を超える電圧になるとき、制御回路１８はオン駆動信号を第１、第２の信号線２３、２４に供給するのを禁止する機能を有する。したがって、直流電圧端子２、３間の直流電圧が前記設定値を超える電圧のときには、第１、第２のスイッチ素子１１、１２は導通しない。なお、図１では、便宜上、第１の信号線２３、第２の信号線２４によって制御回路１８を第１、第２のスイッチ素子１１、１２に直接接続しているが、実際には、制御回路１８と第１、第２のスイッチ素子１１、１２との間には電位の差異があるので、図示しないパルストランス又はホトカプラなどのような信号絶縁手段が第１の信号線２３、第２の信号線２４の途中に設けられる。なお、第１、第２の信号線２３、２４に対応する固定電位側の信号線については図示するのを省略している。
【００３６】
本発明に係る第１の実施形態である直流プラズマ用逆極性パルス発生回路の動作の概要について説明する。一対の直流電圧端子２、３間の直流電圧が設定値を越える場合は、第１のスイッチ素子１１と第２のスイッチ素子１２とを導通させずに、コンデンサ１０の両端電圧を第１のスイッチ素子１１と第２のスイッチ素子１２とに分担させる。また、一対の直流電圧端子２、３間の直流電圧が設定値よりも低い場合は、周期的に、又は異常放電の発生もしくは異常放電の発生の予知が検出されるときに第１のスイッチ素子１１と第２のスイッチ素子１２とを導通させる。そして、プラズマ発生状態における直流電圧端子間の直流電圧よりも大きな逆極性の電圧をインダクタンス手段９に印加させて、プラズマ発生状態における直流電圧端子２、３間の直流電圧と逆極性の電圧との差に相当する大きさの逆極性電圧を負荷端子７、８間に出力させる。さらに、第１のスイッチ素子１１と第２のスイッチ素子１２とをターンオフさせる場合は、第１の帰還用整流素子１３と第２の帰還用整流素子１４とが導通する期間に、第１のスイッチ素子１１の両端と第２のスイッチ素子１２の両端とに印加される電圧が、コンデンサ１０の両端電圧で制限される。
【００３７】
次に、図２に示す波形図を用いて、実施形態１に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路の動作を説明する。図２を用いた説明において、図１を適宜参酌する。図２（Ａ）は第１のスイッチ素子１１と第２のスイッチ素子１２のオン駆動信号Ｓ（Ｓ１、Ｓ２・・・・）を示す。図２（Ｂ）はインダクタンス手段９の第１の巻線９Ｃの黒点側を正とする電圧を示し、図２（Ｃ）はプラズマ負荷４の電圧、つまり負荷端子７、８間に現出する電圧を示す。
【００３８】
＜プラズマ着火前＞
プラズマ用の直流電源１は、時刻ｔ０以前のプラズマ着火前には直流電圧Ｖｏよりも電圧値が大きい着火用の直流高電圧Ｖ１を出力する。一例を挙げると、この直流高電圧Ｖ１は１５００Ｖであり、直流電圧Ｖｏの最大値は８００Ｖである。したがって、プラズマ着火前の直流電圧端子２、３間の電圧は直流高電圧Ｖ１となり、コンデンサ１０の両端の電圧も直流高電圧Ｖ１となる。制御回路１８では、直流電圧端子２、３間の電圧が入力電圧検出線１９、２０によって検出される。検出された直流電圧端子２、３間の電圧が、設定値を越える電圧、例えば、上記の直流高電圧Ｖ１の場合、制御回路１８は、オン駆動信号を第１、第２の信号線２３、２４に供給するのを禁止する。なお、設定値を越える電圧とは、プラズマ発生状態における直流電圧端子２、３間の直流電圧Ｖｏよりも大きく、着火用の直流高電圧Ｖ１以下の値とする。上記のような場合は、第１、第２のスイッチ素子１１、１２が導通させないので、第１の巻線９Ｃに電流は流れない。したがって、直流電圧端子２、３間の直流高電圧Ｖ１は、第１の電圧バランス用抵抗１５、第１の巻線９Ｃ、第２の電圧バランス用抵抗１６の経路に印加されるが、第１の巻線９Ｃの直流抵抗がゼロであれば、第１、第２の電圧バランス用抵抗１５、１６によってほぼ等しく分割されるので、第１、第２のスイッチ素子１１、１２の両端に印加される電圧もほぼ等しく分割される。直流電圧端子２、３間の電圧、すなわちコンデンサ１０の両端電圧がＶ１とすると、第１、第２のスイッチ素子１１、１２の両端に印加される電圧は、それぞれＶ１／２に等しい電圧となる。前述の一例では、Ｖ１／２に等しい電圧の７５０Ｖとなる。
【００３９】
＜プラズマ着火後＞
直流電圧端子２、３を通して負荷端子７、８間に着火用の直流高電圧Ｖ１が印加され、時刻ｔ０でプラズマ負荷４は着火して、プラズマ放電状態になるものとする。この状態では、インダクタ手段９の巻線９Ｂを直流電流が流れ、インダクタンス手段９は通常のインダクタンスとして働き、プラズマ電流を安定化させる。なお、時刻ｔ０前では、第１、第２のスイッチ素子１１、１２は非導通であるので、第１の巻線９Ｃには電流が流れない。プラズマ用の直流電源１は、プラズマ負荷４がプラズマ着火すると、出力電圧を降下させ、直流電圧Ｖｏを出力するので、時刻ｔ０では、図２（Ｃ）のプラズマ負荷４の電圧は直流電圧Ｖｏとなる。プラズマ着火後は、上述のとおり、直流電圧端子２、３間に出力する直流電圧Ｖｏはプラズマ負荷の条件によって決まることになる。制御回路１８は、時刻ｔ０〜ｔ１の間に、直流電圧端子２、３間の直流電圧が設定値、例えば直流電圧Ｖｏの最大値の８００Ｖよりも低い電圧を検出すると、オン駆動信号Ｓの発生の禁止を解除し、オン駆動信号Ｓを第１、第２の信号線２３、２４にいつでも供給できる状態で待機する。
【００４０】
制御回路１８は、図２（Ａ）に示すパルス幅Ｔｏのオン駆動信号Ｓを周期的に繰り返し出力する機能を有するものとする。制御回路１８は、直流電圧端子２、３間の直流電圧が設定値よりも低い電圧を検出してから、１周期以内の時刻ｔ１で一つ目のオン駆動信号Ｓ１を第１、第２の信号線２３、２４を通して第１、第２のスイッチ素子１１、１２の制御端子に同時に与える。これに伴い、第１、第２のスイッチ素子１１、１２がほぼ同時にターンオンして導通し、第１の巻線９Ｃに黒点側が正となる極性で電圧を印加し、図２（Ｂ）に示すように、時刻ｔ１で、コンデンサ１０の両端電圧が第１の巻線９Ｃにその黒点側を正とする極性で印加される。
【００４１】
前述したように、第１の巻線９Ｃの巻数ｎ１を１とした場合に、インダクタンス手段９の巻線９Ｂの巻数ｎ２は、１よりも大きくなるように、ｎ２／ｎ１＞１とするので、インダクタンス手段９の巻線９Ｂには負の直流電圧よりも大きな値の電圧パルスが図１に示される巻線９Ｂの黒点側を正とする極性で誘起される。つまり、実施形態１のインダクタンス手段９は、第１の巻線９Ｃが１次巻線、インダクタンス手段９の巻線９Ｂが２次巻線となるチョークトランスとして働く。例えば、直流電圧Ｖｏ、前述した第１の巻線９Ｃとインダクタンス手段９の巻線９Ｂとの巻数比ｎ２／ｎ１が１．２であるとすれば、第１、第２のスイッチ素子１１、１２が導通するとき、インダクタンス手段９の巻線９Ｂには正極性の１．２Ｖｏに等しい電圧パルスが誘起される。
【００４２】
インダクタンス手段９の巻線９Ｂの１．２Ｖｏに等しい正の電圧パルスから負の直流電圧Ｖｏが減算されて、図（Ｃ）に示すように、負荷端子７、８間には０．２Ｖｏに等しい正の電圧パルスが印加される。この電圧パルスは負の直流電圧Ｖｏとは逆極性の正の極性であるので、逆極性電圧パルスという。このように、プラズマ発生状態における直流電圧端子２、３間の直流電圧Ｖｏよりも大きな逆極性の電圧をインダクタンス手段９の巻線９Ｂに発生させて、プラズマ発生状態における直流電圧端子２、３間の直流電圧Ｖｏと逆極性の電圧１．２Ｖｏとの差に相当する大きさの逆極性電圧０．２Ｖｏを負荷端子７、８間に出力させている。
【００４３】
次に、オン駆動信号Ｓ１が第１、第２の信号線２３、２４から消失する時刻ｔ２、つまり、時刻ｔ１からパルス幅Ｔｏにほぼ等しい時間の経過後に、第１、第２のスイッチ素子１１、１２がターンオフして非導通となる。これに伴い、第１、第２の帰還用ダイオード１３、１４が導通して第１の巻線９Ｃに励磁電流として蓄えられた磁気エネルギーをコンデンサ１０に帰還する。第１、第２の帰還用ダイオード１３、１４が同時に導通することによって、第１の帰還用ダイオード１３のカソードと第２の帰還用ダイオード１４のアノードとの間の電圧は、コンデンサ１０の両端の電圧、つまり直流電圧端子２、３間の直流電圧Ｖｏにほぼ等しい電圧に制限される。
【００４４】
第１のスイッチ素子１１の直流電圧端子２側の端子と第２のスイッチ素子１２の直流電圧端子３側の端子との間の電圧も、直流電圧端子２、３間の直流電圧Ｖｏにほぼ等しい電圧値に制限される。よって、第１のスイッチ素子１１の両端及び第２のスイッチ素子１２の両端は、コンデンサ１０の両端電圧、ここでは、直流電圧端子２、３間の直流電圧Ｖｏで制限されることになる。なお、インダクタンス手段９の巻線９Ｂを流れるプラズマ電流によってインダクタンス手段９に蓄えられる磁気エネルギーは、第１、第２のスイッチ素子１１、１２が導通している期間、第１の巻線９Ｃ側に転流されて、第１、第２のスイッチ素子１１、１２を流れ、インダクタンス手段９に流れる電流はほぼゼロになる。逆極性電圧パルスがプラズマ負荷４のチャンバー電極５とターゲット電極６との間に印加される期間（Ｔｏ）、この電圧は逆極性であるので、プラズマ負荷４で放電は起こらず、いずれの方向にも電流はほとんど流れない。
【００４５】
次の周期の開始時刻ｔ４で、制御回路１８は、二つ目の前述したようなオン駆動信号Ｓ２を発生する。したがって、前述の例では、逆極性電圧パルスが１周期ごとにプラズマ負荷４のチャンバー電極５とターゲット電極６との間に印加される。前述したように、本発明の直流プラズマ用逆極性パルス発生回路にあっては、インダクタンス手段９がチョークトランスとして働くときに蓄えられる磁気エネルギーを直流電圧端子２、３側に帰還するので、大きな電圧サージが生じることは無く、特別な電圧サージ吸収回路が不要であり、電力損失が小さく、発熱も小さい。
【００４６】
その好ましい耐圧は、最大の直流電圧Ｖｏの１２０％〜１５０％である。前述した一例では、プラズマ着火前は第１、第２のスイッチ素子１１、１２に印加される電圧はほぼ等しい７５０Ｖであり、また、最大の直流電圧Ｖｏが８００Ｖであるので、この場合、第１、第２のスイッチ素子１１、１２は９００〜１０００Ｖの耐圧を有すれば十分であり、前掲の特許文献３に記載された従来の回路に比べて、逆極性電圧印加用のスイッチ素子の耐圧は半分よりも小さくて済む。したがって、逆極性電圧印加用のスイッチ素子としてオン抵抗が比較的低く、かつスイッチング速度が高速のＦＥＴを用いることが可能になってくる。このような、逆極性電圧印加用のスイッチング素子として耐圧が低く、スイッチング速度の大きなＭＯＳＦＥＴ又は接合型ＦＥＴを用いることで、より高周波で繰り返す逆極性電圧パルスを発生することが可能になる。また、サージ電圧を低減でき、ノイズも低減できるだけでなく、電力損失も低減できる。
【００４７】
なお、図２（Ｂ）に示すＶｒはチョークトランスとして働くインダクタンス手段９のリセット電圧を示す。一般にインダクタンス手段９の巻線９Ｂのリセット電圧はプラズマ非線形負荷４の特性によって決まり、第１の巻線９Ｃに現れるリセット電圧が直流電源電圧Ｖ１に達しなければ、帰還ダイオード１３，１４が導通しない。インダクタンス手段９をリセットするには、直流電圧Ｖｏ×パルス幅Ｔｏに等しい電圧・時間積が必要であるが、リセット電圧Ｖｒが直流電圧Ｖｏよりも低いので、リセット時間Ｔｒは逆極性電圧パルスのパルス幅Ｔｏよりも長くなる。したがって、第１、第２のスイッチ素子１１、１２を１／２のデューティサイクルで動作させることはできないが、一般的に１／２のデューティよりもかなり小さなオンデューティの逆極性電圧パルスをプラズマ負荷４に印加しているので、全く問題は無い。
【００４８】
本発明の実施形態１に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路では、前述したように、オン抵抗が比較的低く、かつスイッチング速度が高速のＦＥＴを用いることができるようになるので、周期的、例えば１０μｓ（１００ｋＨｚ）の周期で１／１０のオンデューティ（１μｓ）の高周波オン駆動信号によって、第１、第２のスイッチ素子１１、１２を動作させることも可能である。このようにパルス幅の小さい逆極性電圧パルスを短い周期でプラズマ負荷４に供給すれば、スパッタリングに影響を与えることなく、アーク放電などの異常放電が発生するのをより確実に予防することが可能である。
【００４９】
以上の説明では、制御回路１８が周期的にオン駆動信号を第１、第２のスイッチ素子１１、１２に供給してスイッチング動作させ、周期的に逆極性電圧パルスをプラズマ負荷４に印加する好ましい例を述べた。しかし、制御回路１８は異常放電の発生を検出、又は異常放電の発生の予知を検出した段階で、オン駆動信号を第１、第２のスイッチ素子１１、１２に供給する機能を有していてもよい。この場合、制御回路１８は出力電圧検出線２１、２２を通して負荷端子７、８間の電圧の大きさを検出してその電圧値が設定値よりも降下したとき、あるいは負荷端子７、８間の電圧の変化を検出し、その検出値が設定値よりも大きくなるとき、オン駆動信号を発生する機能を有する。制御回路１８が、以上述べた機能を組み合わせたものでも勿論よい。
【００５０】
以上で述べたように、この直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、逆極性電圧パルスをプラズマ負荷４のターゲット電極６を正、チャンバー電極５を負としてそれら電極間に印加する。したがって、このような逆極性電圧パルスが周期的にプラズマ負荷４に印加されれば、アーク放電などの異常放電が発生しにくくなるので、異常放電の発生の予防ができる。また、前記逆極性電圧パルスが異常放電の発生時に生じたものであるならば、速やかに異常放電を消滅させることができる。また、前記逆極性電圧パルスが異常放電の発生を予知したときに生じたものであれば、異常放電に至る前にその原因を消滅させることができる。特に、第１、第２のスイッチ素子１１、１２のサージ電圧を、第１、第２の帰還ダイオード１３、１４を通じてコンデンサ１０の両端電圧、つまり、ここでは、直流電圧端子２、３間に印加される直流電源１の電圧程度の大きさに制限することができる。
【００５１】
［実施形態２］
図３に示す本発明の実施形態２に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、主にコンデンサ１０Ａ、１０Ｂ、インダクタンス手段９、第１の単位スイッチング回路１７Ａ、第２の単位スイッチング回路１７Ｂ及び制御回路１８が直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を構成する。図３に示す本発明の実施形態２に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、図１に示した単位スイッチング回路１７と回路構成が同じ２個の単位スイッチング回路１７Ａ、１７Ｂを備えるところに特徴がある。具体的には、実施形態２に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、２個のコンデンサ１０Ａ、１０Ｂが一対の直流電圧端子２、３間に互いに直列に接続され、２個のコンデンサ１０Ａ、１０Ｂのそれぞれに、複数の単位スイッチング回路１７Ａ、１７Ｂがそれぞれ接続され、単位スイッチング回路１７Ａ、１７Ｂのそれぞれの第１の巻線９Ｃ１、９Ｃ２は、インダクタンス手段９が有する鉄心９Ａに巻かれて磁気的に結合される。なお、図１の実施形態１と同様の構成、動作については説明を省略する。
【００５２】
第１の単位スイッチング回路１７Ａは、図１に示した単位スイッチング回路１７を構成する部材である第１の巻線９Ｃ、第１、第２のスイッチ素子１１、１２、第１、第２の帰還用ダイオード１３、１４、及び第１、第２の電圧バランス用抵抗１５、１６にそれぞれ相当する第１の巻線９Ｃ１、第１、第２のスイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、第１、第２の帰還用ダイオード１３Ａ、１４Ａ、及び第１、第２の電圧バランス用抵抗１５Ａ、１６Ａで構成される。単位スイッチング回路１７と同様に、第１の単位スイッチング回路１７Ａは、第１、第２のスイッチ素子１１Ａ、１２Ａが導通して第１の巻線９Ｃ１にパルス状電流を流し、このパルス状電流によって第１の巻線９Ｃ１に磁気的に結合されているインダクタンス手段９の巻線９Ｂに逆極性の電圧パルスを発生する。
【００５３】
同様に、第２の単位スイッチング回路１７Ｂは、図１に示した単位スイッチング回路１７を構成する部材である第１の巻線９Ｃ、第１、第２のスイッチ素子１１、１２、第１、第２の帰還用ダイオード１３、１４、及び第１、第２の電圧バランス用抵抗１５、１６にそれぞれ相当する第１の巻線９Ｃ２、第１、第２のスイッチ素子１１Ｂ、１２Ｂ、第１、第２の帰還用ダイオード１３Ｂ、１４Ｂ、及び第１、第２の電圧バランス用抵抗１５Ｂ、１６Ｂで構成される。単位スイッチング回路１７と同様に、第２の単位スイッチング回路１７Ｂは、第１、第２のスイッチ素子１１Ｂ、１２Ｂが導通して第１の巻線９Ｃ２にパルス状電流を流し、このパルス状電流によって第２の巻線９Ｃ２に磁気的に結合されているインダクタンス手段９の巻線９Ｂに逆極性の電圧パルスを発生する。
【００５４】
第１、第２の単位スイッチング回路１７Ａ、１７Ｂにおける第１、第２のスイッチ素子１１Ａ、１２Ａ及び第１、第２のスイッチ素子１１Ｂ、１２Ｂが同時にスイッチング動作をするとき、第１の巻線９Ｃ１、第１の巻線９Ｃ２にほぼ等しいパルス状電流が同時に流れる。インダクタンス手段９は第１の巻線９Ｃ１、第１の巻線９Ｃ２を１次巻線とし、インダクタンス手段９の巻線９Ｂを２次巻線とするチョークトランスとして働くので、インダクタンス手段９の巻線９Ｂに逆極性の電圧パルスを生じる。この実施形態２では、第１の巻線９Ｃ１と第１の巻線９Ｃ２の巻数は同じであり、第１の巻線９Ｃ１と第１の巻線９Ｃ２にはほぼ等しい電圧が誘起される。この電圧に巻数比で対応する電圧がインダクタンス手段９の巻線９Ｂに誘起される。ここで、第１の巻線９Ｃ１と第１の巻線９Ｃ２との巻数をｎ１とし、インダクタンス手段９の巻線９Ｂの巻数をｎ２とする。コンデンサ１０Ａ、１０Ｂの両端電圧は直流電圧端子２、３間の直流電圧の約１／２となるので、実施形態１のように０．２Ｖｏの正の逆極性電圧パルスをプラズマ負荷４に印加させる場合には、第１の巻線９Ｃ１と第１の巻線９Ｃ２との巻数ｎ１を１とするとインダクタンス手段９の巻線９Ｂの巻数ｎ２は２．４、つまり巻数比ｎ２／ｎ１を２．４とする。
【００５５】
コンデンサ１０Ａとコンデンサ１０Ｂとはキャパシタンスなどの特性はほぼ同一であるので、直流電圧端子２、３間の直流電圧はコンデンサ１０Ａとコンデンサ１０Ｂとに等しく分担される。したがって、プラズマ着火前における直流電圧端子２、３間の直流高電圧Ｖ１の１／２の電圧がそれぞれコンデンサ１０Ａとコンデンサ１０Ｂとに印加される。プラズマ着火後の直流電圧Ｖｏも、同様にＶｏ／２の電圧がそれぞれコンデンサ１０Ａとコンデンサ１０Ｂとに印加される。つまり、コンデンサ１０Ａ、１０Ｂのそれぞれに充電される電圧は、図１の回路構成に比べて約１／２となる。
【００５６】
制御回路１８は、信号線２３Ａ、２４Ａを介して単位スイッチング回路１７Ａの第１、第２のスイッチ素子１１Ａ、１２Ａの制御端子に接続されると共に、信号線２３Ｂ、２４Ｂを介して単位スイッチング回路１７Ｂの第１、第２のスイッチ素子１１Ｂ、１２Ｂの制御端子に接続される。また、実施形態１で述べたように、制御回路１８とスイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂとは電位が異なるので、信号線２３Ａ、２４Ａ、２３Ｂ、２４Ｂの途中に不図示の信号絶縁手段が備えられる。
【００５７】
制御回路１８は、前述した実施形態１の制御回路と同様な機能を有するが、第１、第２の単位スイッチング回路１７Ａ、１７Ｂにおける逆極性電圧印加用のスイッチ素子として働く４個のスイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂの制御端子に同時に四つのオン駆動信号を与えることができるところが、実施形態１の制御回路とは異なる。実施形態２の直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は実施形態１のものとほぼ同様に動作するので、異なる部分についてだけ説明する。
【００５８】
直流電圧端子２、３間の直流電圧が設定値を越える場合、例えば直流電圧Ｖｏよりも高い電圧Ｖ１が１５００Ｖであるとき、制御回路１８はオン駆動信号を４個のスイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂの制御端子に供給することはないから、これらスイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂはすべて非導通状態である。この場合、前述したように、それぞれのコンデンサ１０Ａ、１０Ｂに印加される電圧は直流電圧端子２、３間の直流電圧の約１／２であるから、前述の一例ではほぼ７５０Ｖである。単位スイッチング回路１７Ａでは、コンデンサ１０Ａの電圧、例えば７５０Ｖを電圧バランス用抵抗１５Ａ、１６Ａがほぼ等しく分割するので、スイッチ素子１１Ａ、１２Ａの両端に印加される電圧は、コンデンサ１０Ａの電圧である７５０Ｖの１／２の電圧の３７５Ｖとなる。同様に、単位スイッチング回路１７Ｂでは、コンデンサ１０Ｂの電圧、例えば７５０Ｖを電圧バランス用抵抗１５Ｂ、１６Ｂがほぼ等しく分割するので、スイッチ素子１１Ｂ、１２Ｂの両端に印加される電圧は、コンデンサ１０Ｂの電圧である７５０Ｖの１／２の電圧の３７５Ｖとなる。
【００５９】
次に、プラズマ負荷４がプラズマ着火され、制御回路１８が、周期的にオン駆動信号を出力し、又は異常放電の発生を検出、又は異常放電の発生の予知を検出した段階でオン駆動信号を出力する。これらオン駆動信号は、４個のスイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂの制御端子に同時に供給され、スイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂを同時に導通させる。プラズマ負荷４がプラズマを発生した状態では、前述したように直流電圧端子２、３間の電圧は直流電圧Ｖｏ（例えば、８００Ｖ）になる。コンデンサ１０Ａ、１０Ｂの電圧はその電圧のおよそ半分（例えば４００Ｖ）になるので、スイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂの両端にかかる電圧は最大で直流電圧Ｖｏのおよそ半分の電圧（例えば４００Ｖ）になる。
【００６０】
したがって、４個のスイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂの両端に印加される電圧は、プラズマ着火前は着火用の高電圧Ｖ１（例えば１５００Ｖ）の１／４に相当する電圧（３７５Ｖ）になり、プラズマ発生後には直流電圧Ｖｏ（最大で８００Ｖ）には最大で４００Ｖとなる。このことから、スイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂの耐圧は、余裕を見て、直流電圧Ｖｏの１２０％〜１５０％、前記一例では５００〜６００Ｖ程度にすることができ、低オン抵抗かつ高速スイッチング速度の汎用のＦＥＴを選定することが可能になる。このことは、スイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂの電力損失を低減できると共に、逆極性電圧パルスのパルス幅をより小さくでき、繰り返し周波数をより高周波化することができる。
【００６１】
ここで、電圧バランス用抵抗１５Ａ、１６Ａ及び電圧バランス用抵抗１５Ｂ、１６Ｂは、例えば数十ｋΩ〜数ＭΩの高い抵抗値を有する。したがって、コンデンサ１０Ａと電圧バランス用抵抗１５Ａ、１６Ａ及びコンデンサ１０Ｂと電圧バランス用抵抗１５Ｂ、１６Ｂとの時定数は大きくなるが、実施形態２では、短い周期でスイッチ素子１１Ａと１２Ａ、１１Ｂと１２Ｂとが導通と非導通を繰り返しても、コンデンサ１０Ａとコンデンサ１０Ｂの充電電圧は次の理由からバランスし、ほぼ等しくなる。実施形態２のインダクタンス手段９では、等しい巻数を有する第１の巻線９Ｃ１、第１の巻線９Ｃ２が同一の鉄心９Ａに巻かれているので、前述したように、第１の巻線９Ｃ１と第１の巻線９Ｃ２は等価的に並列接続され、コンデンサ１０Ａとコンデンサ１０Ｂの充電電圧がほぼ等しくなる。
【００６２】
例えば、コンデンサ１０Ａとコンデンサ１０Ｂの充電電圧がアンバランスになって、一方のコンデンサの電圧が高く、他方のコンデンサの電圧が低くなったとしても、４個のスイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂはほぼ同時に導通するので、電圧の高いコンデンサを有する単位スイッチング回路から電圧の低いコンデンサを有する単位スイッチング回路へ電流が流れ込む。結果として、電圧の高いコンデンサから電圧の低いコンデンサへ電荷が移動し、周期的に前述の動作を繰り返すことにより、コンデンサ１０Ａとコンデンサ１０Ｂの電圧はバランスし、ほぼ等しくなる。なお、異常放電の発生を検出したとき、又は異常放電の発生を予知したときに、逆極性電圧パルスを随時に発生する場合には、一般的に前の逆極性電圧パルスその後の逆極性電圧パルスとの時間間隔が長い場合が多いので、コンデンサ１０Ａとコンデンサ１０Ｂの充電電圧が不均等になることは少ない。
【００６３】
［実施形態３］
上記で説明した本発明の実施形態１に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路では、直流電流が流れるインダクタンス手段９の鉄心９Ａに巻かれた巻線９Ｂに、単位スイッチング回路１７の第１の巻線９Ｃを磁気結合し、第２の巻線にパルス状電流を流すことによって、逆極性の電圧パルスをインダクタンス手段９に発生させた。しかし、直流プラズマ装置におけるインダクタンス手段は直流プラズマ電流を安定化することに主目的があるので、当然にインダクタンス手段９には直流電流が流れる。その直流電流によって、インダクタンス手段９の鉄心９Ａは直流バイアスされるので、鉄心９Ａは大型化する。また、プラズマ電流が大きい場合には、インダクタンス手段９を流れる直流電流が大きくなるので、インダクタンス手段９の巻線９Ｂを太い線材を用いて形成しなくてはならない。これら理由から、インダクタンス手段９は大型化する。
【００６４】
他方、第１の巻線９Ｃにはオンデューティの小さい電流が流れるだけであるので、一般的にインダクタンス手段９の巻線９Ｂを流れる電流の平均値に比べて第１の巻線９Ｃを流れる電流の平均値は大幅に小さくなる。したがって、第１の巻線９Ｃの線材の太さはインダクタンス手段９の巻線９Ｂよりも数分の一と小さくてもよい。このようにオンデューティの小さい電流が流れる第１の巻線を大型化したインダクタンス手段９の鉄心９Ａに巻きつけるのは、実際上、得策でない面がある。したがって、実施形態３では、図４に示すように、単位スイッチング回路２７の第１の巻線Ｎ１と第２の巻線Ｎ２とを有するパルストランスを構成し、このパルストランス２５の２次巻線Ｎ２をダイオード２６とを介してインダクタンス手段９に接続する。このような構成を採ることで、パルストランス２５の２次巻線Ｎ２に発生する逆極性の電圧パルスとほぼ同じ電圧をインダクタンス手段９の両端に印加するようにした。
【００６５】
図４に示す実施形態３に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、主にコンデンサ１０、インダクタンス手段９、パルストランス２５の２次巻線Ｎ２、単位スイッチング回路２７及び制御回路１８で構成される。前述の実施形態１、２に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路と同一の構成及び動作については省略する。具体的には、図４に示す実施形態３に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路では、単位スイッチング回路２７は、コンデンサ１０に並列に接続される第１のスイッチ素子１１とインダクタンス手段９に並列に接続される第２の巻線であるパルストランス２５の２次巻線Ｎ２に対して磁気的に結合される第１の巻線であるパルストランス２５の２次巻線Ｎ１と第２のスイッチ素子１２とを有する直列回路を有する。また、直列に接続される第１のスイッチ素子１１と第１の巻線Ｎ１とに並列に接続される第１の帰還用整流素子１３と、直列に接続される第２のスイッチ素子１２と第１の巻線Ｎ１とに並列に接続される第２の帰還用整流素子１４を有する。さらに、第１のスイッチ素子１１と第２のスイッチ素子１２とにそれぞれ並列に接続される電圧バランス用抵抗１５、１６とを有する。
【００６６】
つまり、実施形態３に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路では、実施形態１のインダクタンス手段９の鉄心９Ａに巻き付けた第１の巻線９Ｃに代えて、鉄心Ｃとこの鉄心Ｃに巻き付けられた１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とからなるパルストランス２５を用いるところに特徴がある。なお、図４では、パルストランス２５の２次巻線Ｎ２の両端はダイオード２６を介してインダクタンス手段９の両端に接続されるが、ダイオード２６は、後述するように省略することができる場合があるので必須の構成要素ではない。ただし、ダイオード２６でパルストランス２５のリセット電圧がブロックされるので、パルストランス２５のリセットは直流電圧Ｖｏで単独に行うことができる。この場合、スイッチ素子１１、１２がオフすると励磁電流により帰還ダイオード１３、１４が必ず導通する。
【００６７】
この実施形態３に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、実施形態１のものとほぼ同様に動作する部分が多いので、動作の異なる部分についてだけ動作を説明する。制御回路１８からのオン駆動信号で、第１のスイッチ素子１１と第２のスイッチ素子１２とが同時にターンオンして導通すると、電流がコンデンサ１０の直流電圧端子２側から第１のスイッチ素子１１、１次巻線Ｎ１、第２のスイッチ素子１２を通してコンデンサ１０の直流電圧端子３側に流れる。これに伴い、パルストランス２５の１次巻線Ｎ１に印加される電圧が１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との巻数比に対応する電圧で２次巻線Ｎ２に誘起される。２次巻線Ｎ２に誘起されたこの電圧が逆極性の電圧パルスであり、この逆極性の電圧パルスがインダクタンス手段９の両端に印加される。
【００６８】
前述の一例では、負のプラズマ電圧Ｖｏの１．２倍の電圧に相当する正の１．２Ｖｏの電圧パルスが２次巻線Ｎ２に誘起される。したがって、正の１．２Ｖｏから負の直流電圧Ｖｏを減算して得られる０．２Ｖｏの逆極性電圧パルスが負荷端子７、８を介してプラズマ負荷４のターゲット電極６を正、チャンバー電極５を負としてそれら電極間に印加される。なお、ダイオード２６はパルストランス２５の２次巻線Ｎ２に直流電流が流れるのを防ぐためのものである。流れる直流電流が小さく、パルストランス２５の直流励磁がほとんど問題にならない場合には、ダイオード２６を省略することができる。
【００６９】
［実施形態４］
図５に示す本発明の実施形態に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、図４に示した単位スイッチング回路２７と同一の回路構成の２個の単位スイッチング回路２７Ａ、２７Ｂを備えるところに特徴がある。なお、図５の単位スイッチング回路２７Ａ、２７Ｂは、上述した実施形態４の単位スイッチング回路２７と同様の構造であるので、詳細については図示しない。
【００７０】
双方の単位スイッチング回路２７Ａ、２７Ｂは、図４に示した単位スイッチング回路２７を構成する部材であるパルストランス２５の１次巻線Ｎ１、１次巻線Ｎ１に直列接続される第１のスイッチ素子１１、１次巻線Ｎ１を介して第１のスイッチ素子１１に直列接続される第２のスイッチ素子１２、第１のスイッチ素子１１と１次巻線Ｎ１とに跨って並列に接続される第１の帰還用ダイオード１３、１次巻線Ｎ１と第２のスイッチ素子１２とに跨って並列に接続される第２の帰還用ダイオード１４、電圧バランス用抵抗１５、１６から構成される回路と構成が全く同じであるので、前記部材の符号を用いて説明する。
【００７１】
図５に示すように、２個のコンデンサ１０Ａ、１０Ｂが一対の直流電圧端子２、３間に互いに直列に接続され、２個のコンデンサ１０Ａ、１０Ｂのそれぞれに、２個の単位スイッチング回路２７Ａ、２７Ｂがそれぞれ接続される。単位スイッチング回路２７Ａ、２７Ｂのそれぞれの第１の巻線である１次巻線Ｎ１は、インダクタンス手段９に対して並列に接続されるそれぞれの第２の巻線である２次巻線Ｎ２Ａ、Ｎ２Ｂと同一の鉄心に巻かれるパルストランス２５Ａ、２５Ｂをそれぞれ構成する。パルストランス２５Ａの２次巻線Ｎ２Ａとパルストランス２５Ｂの２次巻線Ｎ２Ｂとは互いに並列接続され、それぞれダイオード２６Ａ、２６Ｂを介してインダクタンス手段９の両端に並列に接続され、２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂは、ダイオード２６Ａ、２６ＢによってＯＲ接続される。なお、実施形態３と同様に、ダイオード２６Ａ、２６Ｂは、省略することができる場合があるので必須の構成要素ではない。
【００７２】
制御回路１８からのオン駆動信号Ｓによって、第１、第２の単位スイッチング回路２７Ａ、２７Ｂにおける第１、第２のスイッチ素子が同時にスイッチング動作をするとき、４個の第１、第２のスイッチ素子を通してパルストランス２５Ａ、２５Ｂのそれぞれの１次巻線Ｎ１にパルス状電流が流れ、パルストランス２５Ａ、２５Ｂの２次巻線Ｎ２Ａ、２次巻線Ｎ２Ｂにほぼ等しい逆極性電圧パルスをそれぞれ同時に生じる。これら逆極性電圧パルスがダイオード２６Ａ，２６Ｂを通して、インダクタンス手段９の両端に印加される。
【００７３】
この実施形態４でも実施形態２と同様に、各コンデンサ１０Ａ、１０Ｂに印加される電圧は直流電圧端子２、３間の直流電圧の１／２である。第１、第２の単位スイッチング回路２７Ａ、２７Ｂにおける各スイッチング素子１１、１２にはコンデンサ１０Ａ、１０Ｂの１／２に等しい電圧、つまり直流電圧端子２，３間の直流電圧の１／４にほぼ等しい電圧が印加される。また、定常のプラズマ状態では、前述したように、最大の直流電圧Ｖｏの１／２程度の電圧がスイッチング素子１１、１２の両端に印加されるだけであるので、スイッチング素子１１、１２は最大の直流電圧Ｖｏの１／２の１２０％〜１５０％の耐圧をもてばよい。したがって、最大の直流電圧Ｖｏが８００Ｖの場合には、スイッチング素子は５００〜６００Ｖの耐圧をもてば十分であり、オン抵抗が比較的低く、かつスイッチング速度が高速の汎用のＦＥＴを用いることができる。
【００７４】
なお、第１、第２の単位スイッチング回路２７Ａ、２７Ｂにおける各コンデンサ１０Ａ、１０Ｂの電圧がアンバランスになることはない。この実施形態４では、２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂとを、ダイオード２６Ａ、２６Ｂによってインダクタンス手段９の両端にＯＲ接続している。したがって、コンデンサ１０Ａ、１０Ｂの一方の電圧が他方より高くなると、２次巻線Ｎ２Ａ、Ｎ２Ｂの電圧差で、電圧の高い一方のコンデンサ１０Ａ又は１０Ｂから電流が流れ、電圧の低いコンデンサ１０Ｂ又は１０Ａからは電流が流れ出す。このような動作を繰り返すことにより、第１、第２の単位スイッチング回路２７Ａ、２７Ｂのコンデンサ１０Ａ、１０Ｂの電圧は自動的にバランスして等しくなる。このように、２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２ＢとをＯＲ接続することは、別途、コンデンサ１０Ａ、１０Ｂの電圧をバランスさせるための抵抗をそれぞれのコンデンサ１０Ａ、１０Ｂに接続する必要が無いので、電力損失やコストの面から有利である。
【００７５】
図３を用いて説明した実施形態２及び図５を用いて説明した実施形態４では、単位スイッチング回路を２個接続したが、直流電圧Ｖｏが更に高い場合等、必要に応じて３個以上の前記単位スイッチング回路を接続してもよい。また、周期的に逆極性電圧パルスを発生せずに、異常放電が発生したとき、又は異常放電の発生を予知したとき、逆極性電圧パルスを発生する異常放電対策の場合には、電圧バランス用抵抗１５、１６などが直列接続されたコンデンサ１０の電圧をバランスさせるように常に働くので、２個以上のパルストランス２５の２次巻線Ｎ２を直列接続してもよい。この場合には、２個以上の２次巻線Ｎ２の抵抗が直列となって、抵抗が増えるので、ダイオード２６が無くとも、流れる直流電流は僅かになるので、ダイオード２６を省略することも可能である。
【００７６】
なお、実施形態１と同様に、実施形態２、３、４では、第１の電圧バランス用抵抗１５、１５Ａ、１５Ｂと第２の電圧バランス用抵抗１６、１６Ａ、１６Ｂとは、第１の帰還用ダイオード１３、１３Ａ、１３Ｂと第２の帰還用ダイオード１４、１４Ａ、１４Ｂとにそれぞれ並列に接続されてもよい。第１の電圧バランス用抵抗１５、１５Ａ、１５Ｂと第２の電圧バランス用抵抗１６、１６Ａ、１６Ｂとは、第１のスイッチ素子１１、１１Ａ、１１Ｂと第２のスイッチ素子１２、１２Ａ、１２Ｂ、又は第１の帰還用ダイオード１３、１３Ａ、１３Ｂと第２の帰還用ダイオード１４、１４Ａ、１４Ｂの少なくともどちらかにそれぞれ並列に接続されることになる。
【００７７】
前述したように、プラズマ用の直流電源１は、一般的には不図示の平滑用のコンデンサやインダクタンス手段を出力側に備えているので、実施形態１〜４に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路では、プラズマ用の直流電源１が備えるコンデンサやインダクタンス手段を、コンデンサ１０やインダクタンス手段９として用いることができる。この場合には、負荷端子７、８が直流電源１の直流出力端子となる。したがって、プラズマ用の直流電源１が直流出力側に備えるインダクタンス手段を利用する場合は、このインダクタンス手段に対して第１の巻線９Ｃ又は９Ｃ１、９Ｃ２を磁気的に結合させ、又は、このインダクタンス手段に並列にパルストランス２５の２次巻線Ｎ２を接続することになる。また、プラズマ用の直流電源１が直流出力側に備えるコンデンサを利用する場合は、このコンデンサに単位スイッチング回路１７又は１７Ａ、１７Ｂや２７又は２７Ａ、２７Ｂを接続することになる。このように、プラズマ用の直流電源の出力側に備えられる平滑用のコンデンサやインダクタンス手段を利用することで、本発明に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路内の単位スイッチング回路を独立した製品として取り扱うことができる。このため、従来のプラズマ用の直流電源に本発明に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路の単位スイッチング回路を接続するだけで、本発明に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を実現でき、異常放電の発生を予防し、又は異常放電を速やかに消滅させることが可能なプラズマ用の直流電源とすることができる。
【００７８】
また、上記で記載した本発明に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を備える直流プラズマ電源装置は、本発明に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路の有する効果を奏することができる。
【産業上の利用可能性】
【００７９】
スパッタ装置、ＰＶＤ装置、ＣＶＤ装置、エッチング装置などのような直流プラズマ装置のプラズマ負荷に、プラズマ電圧とは逆極性の電圧パルスを印加して、異常放電の発生の予防や異常放電の消去などに用いることができる。
【符号の説明】
【００８０】
１・・・直流プラズマ用の直流電源
２、３・・・直流電圧端子
４・・・プラズマ負荷
５・・・プラズマ負荷４のチャンバー電極
６・・・プラズマ負荷４のターゲット電極
７、８・・・負荷端子
９・・・インダクタンス手段
９Ａ・・・インダクタンス手段９の鉄心
９Ｂ・・・インダクタンス手段９の巻線
９Ｃ、９Ｃ１、９Ｃ２・・・インダクタンス手段９の第１の巻線
１０、１０Ａ、１０Ｂ・・・コンデンサ
１１、１１Ａ、１１Ｂ、１２、１２Ａ、１２Ｂ・・・スイッチング素子
１３、１３Ａ、１３Ｂ、１４、１４Ａ、１４Ｂ・・・帰還用ダイオード
１５、１５Ａ、１５Ｂ、１６、１６Ａ、１６Ｂ・・・電圧バランス用抵抗
１７、１７Ａ、１７Ｂ、２７、２７Ａ、２７Ｂ・・・単位スイッチング回路
１８・・・制御回路
１９、２０・・・入力電圧検出線
２１、２２・・・出力電圧検出線
２３、２３Ａ、２３Ｂ、２４、２４Ａ、２４Ｂ・・・信号線
２５・・・パルストランス
Ｎ１・・・パルストランス２５の１次巻線
Ｎ２、Ｎ２Ａ、Ｎ２Ｂ、パルストランス２５の２次巻線Ｎ２
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流プラズマ装置におけるアーク放電のような異常放電の発生を抑制又は予防するのに有効な逆極性電圧パルスを発生する直流プラズマ用逆極性パルス発生回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、真空中で発生させたプラズマ放電を利用するスパッタ装置、ＰＶＤ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｖａｐｏｒ Ｄｅｐｏｓｉｔｉｏｎ）装置、ＣＶＤ（Ｃｈｅｍｉｃａｌ Ｖａｐｏｒ Ｄｅｐｏｓｉｔｉｏｎ）装置、エッチング装置などのような直流プラズマ装置においては、プラズマ負荷の電極間インピーダンスが低下したり、あるいは導電性のゴミなどの異物が電極間を短絡したりすることがある。このような場合には、プラズマ負荷の真空中に発生しているプラズマ放電が一時的にアーク放電のような異常放電になることがある。特に、スパッタ装置ではこのような異常放電が発生すると、ターゲットが溶融してスパッタリング中の液晶パネルなどの基板材料に欠陥を与えるために、あるいはＣＤやＤＶＤにおける金属膜に欠陥を与えるために、製品の歩留まりを低下させるという問題がある。
【０００３】
したがって、このような異常放電の発生をできるだけ抑制しなければならない。直流プラズマ装置における従来の異常放電対策方法の一つとして、異常放電の発生を検出したときに、プラズマ負荷に逆極性電圧パルスを印加することによって、異常放電を短時間で消滅させることが行われている。また、別の異常放電対策方法としては、周期的に上述のように逆極性電圧をプラズマ負荷に印加することによって、異常放電の発生を未然に防いでいるものもある（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
また、他の異常放電対策方法として、異常放電が発生する直前の現象を異常放電の発生の予兆として検知し、異常放電の発生直前に前述のようにプラズマ負荷に逆極性電圧を印加することによって、異常放電の発生を未然に防いでいるものもある（例えば、特許文献２参照）。前述の異常放電対策方法は、発生した異常放電を速やかに消滅させ、あるいは異常放電が発生するのを予防することができるといった面から効果的である。
【０００５】
このように、異常放電対策方法を実現するための構成が既にいろいろ提案されている。その中の一つの構成として、プラズマ負荷に流れる電流を安定化させるためのインダクタンス手段に磁気的に結合される付加的な巻線とその巻線に直列に逆極性電圧印加用スイッチ素子とを接続した回路が用いられている。この回路は、プラズマ負荷に異常放電が発生したときに、前記逆極性電圧印加用スイッチ素子を導通させて、インダクタンス手段に生じる負極性の電圧に比べて電圧値が大きくかつ逆極性の正の電圧パルスを前記インダクタンス手段に生じ、その逆極性の正の電圧を利用してプラズマ負荷に逆極性電圧パルスを印加することによって、異常放電を速やかに消滅させている（例えば、特許文献３参照）。
【０００６】
直流プラズマ用電源の場合、プラズマ放電状態にあるときに直流プラズマ用電源が出力する直流電圧をＶｏとすると、プラズマ放電が生じる前（プラズマ着火前）はほぼ無負荷状態であり、プラズマ放電を発生させるのに必要な１．５〜１．８Ｖｏの直流高電圧を出力する。したがって、前掲の特許文献３の発明に限らず、異常放電対策方法に用いられる前記逆極性電圧印加用スイッチ素子は、最低でも１．５〜１．８Ｖｏの直流高電圧に耐える耐圧を有しなければならない。
【０００７】
前掲の特許文献３の発明では、特別な逆極性電圧を与える電源を必要としないものの、前記インダクタンス手段をリセットするのに必要なリセット電圧に、そのインダクタンス手段の巻線間の漏れインダクタンスや配線インダクタンスに起因するサージ電圧が重畳される。このサージ電圧の影響を低減するためには、前記逆極性電圧印加用スイッチ素子に、十分な電流容量をもつ抵抗とコンデンサなどからなる電圧サージ吸収回路を並列に接続しなければならず、その電圧サージ吸収回路の電力損失が大きくなり、特に周期的に前記逆極性電圧印加用スイッチ素子をスイッチングさせる場合には、電圧サージ吸収回路の電力損失と発熱が増大するという問題がある。このような電圧サージ吸収回路を備えても、直流電圧Ｖｏの２．５〜３倍程度の直流高電圧を定格とする逆極性電圧印加用スイッチ素子が必要となる。
【０００８】
一例として具体的な数値を挙げて説明すると、直流電圧Ｖｏが８００Ｖの直流プラズマ装置の場合には、前述から２０００〜２４００Ｖの定格の逆極性電圧印加用スイッチ素子が必要となる。逆極性電圧印加用スイッチ素子としてＩＧＢＴを用い、市販の低価格で入手可能な定格電圧が１２００ＶのＩＧＢＴを２個直列に接続して用いれば、全体として２４００Ｖの耐圧を有する逆極性電圧印加用スイッチ素子が得られる。この２４００Ｖの耐圧を有する逆極性電圧印加用スイッチ素子は、前述した１．５〜１．８Ｖｏの電圧に相当する１２００〜１５００Ｖ程度のプラズマ着火前の直流高電圧にも当然に耐えることができる。
【０００９】
このようなＩＧＢＴを直列接続した構成の逆極性電圧印加用スイッチ素子は、経済的には優れているが、ＦＥＴなどの高速の半導体スイッチ素子に比べて、スイッチング速度が遅い。したがって、ＩＧＢＴを直列接続した構成の逆極性電圧印加用スイッチ素子は高周波の逆極性電圧パルスをプラズマ負荷に印加して異常放電の発生を予防する異常放電対策に用いるのは適さないという問題がある。他方、一般的にＦＥＴはＩＧＢＴに比べてスイッチング速度は高速であり、オン抵抗も小さいが、ＩＧＢＴに比べて耐圧の低いものが多い。例えば、ＦＥＴでも１２００Ｖが定格電圧のものも市販されているが、このような高耐圧のＦＥＴは汎用の５００〜６００Ｖの耐圧のＦＥＴに比べてオン抵抗が高く、このような高耐圧のＦＥＴを２個直列接続することは、高いオン抵抗による電力損失が増大し、発熱も大きくなる。また、このような高耐圧のＦＥＴは汎用の５００〜６００Ｖの耐圧のＦＥＴに比べて、スイッチング速度が劣るなどの理由で、直流プラズマ用の逆極性電圧パルスを発生する用途には適さない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００５−３４７２１２号公報
【特許文献２】特開２００６−２７４３９３号公報
【特許文献３】特開平１０−２９８７５５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
直流プラズマ装置のプラズマ負荷に逆極性の電圧を与える前述のような従来の回路構成にあっては、逆極性電圧印加用のスイッチ素子がターンオフする際に発生する高いサージ電圧を考慮して、高定格電圧の逆極性電圧印加用のスイッチ素子が必要であり、また、前述サージ電圧を吸収する大きな電圧サージ吸収回路が必要であった。さらに、電圧サージ吸収回路に吸収されるサージ電力は無駄に消費され、電圧サージ吸収回路の発熱を増大させるので、環境上、経済上から好ましくないものとなっていた。
【００１２】
本発明は上述の課題に鑑み、逆極性電圧印加用のスイッチ素子のターンオフ時に発生するサージ電圧を小さくし、また、従来の回路構成の場合よりも逆極性電圧印加用のスイッチ素子に印加される電圧を低減することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
前述の課題を解決するために、本発明に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、プラズマ用の直流電源からの直流電圧が印加される一対の直流電圧端子と、前記プラズマに接続される一対の負荷端子と、前記一対の直流電圧端子間に接続されるコンデンサと、前記コンデンサの一端と前記負荷端子の一方との間に接続されるインダクタンス手段と、前記コンデンサに並列に接続される単位スイッチング回路と、前記一対の直流電圧端子の直流電圧が入力され、単位スイッチング回路内の第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子の導通を制御する制御回路と、を備え、前記単位スイッチング回路は、前記コンデンサに並列に接続される前記第１のスイッチ素子と前記インダクタンス手段の巻線又は前記インダクタンス手段に並列に接続される第２の巻線に対して磁気的に結合される第１の巻線と前記第２のスイッチ素子とを有する直列回路と、直列に接続される前記第１のスイッチ素子と前記第１の巻線とに並列に接続される第１の帰還用整流素子と、直列に接続される前記第２のスイッチ素子と前記第１の巻線とに並列に接続される第２の帰還用整流素子と、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とに又は前記第１の帰還用整流素子と前記第２の帰還用整流素子とにそれぞれ並列に接続される電圧バランス用抵抗とを有し、前記一対の直流電圧端子間の直流電圧が設定値を越える場合は、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを導通させずに、前記コンデンサの両端電圧を前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とに分担させ、前記一対の直流電圧端子間の直流電圧が前記設定値よりも低い場合は、周期的に、又は異常放電の発生もしくは異常放電の発生の予知が検出されるときに前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを導通させ、プラズマ発生状態における前記直流電圧端子間の直流電圧よりも大きな逆極性の電圧を前記インダクタンス手段に印加させて、前記プラズマ発生状態における直流電圧端子間の直流電圧と前記逆極性の電圧との差に相当する大きさの逆極性電圧を前記負荷端子間に出力させ、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とをターンオフさせる場合は、前記第１の帰還用整流素子と前記第２の帰還用整流素子とが導通する期間に、前記第１のスイッチ素子の両端と前記第２のスイッチ素子の両端とに印加される電圧が、前記コンデンサの両端電圧で制限される。
【００１４】
このような構成を採ることで、プラズマ着火前には、コンデンサの両端電圧が、逆極性電圧印加用のスイッチ素子のそれぞれに並列接続された前記電圧バランス用抵抗によって２分割されるので、それぞれの逆極性電圧印加用のスイッチ素子にはコンデンサの両端電圧のほぼ１／２の電圧が印加されるだけである。また、逆極性パルスを発生するために導通していた逆極性電圧印加用のスイッチ素子がターンオフするときには、帰還用ダイオードが導通して前記インダクタンス手段に蓄えられたエネルギーを前記コンデンサに帰還すると共に、逆極性電圧印加用のスイッチ素子の両端電圧が前記コンデンサの電圧に制限される。したがって、本発明では従来に比べてサージ電圧を大幅に小さくでき、逆極性電圧印加用のスイッチ素子のターンオフ時にその両端に印加される電圧も小さくできる。また、サージ電圧によるノイズも小さくできる。
【００１５】
さらに、本発明によれば、定格電圧の低いスイッチング素子を用いることができることから、オン抵抗が小さく、かつスイッチング速度が優れているＦＥＴ（電界効果トランジスタ）などの半導体スイッチを前記逆極性電圧印加用のスイッチ素子として用いることを可能にし、また、逆極性電圧パルスをプラズマ負荷に印加する周期を高周波化することができる。このことによって、従来に比べてプラズマ負荷への影響を極力小さくすると共に、アーク放電などの異常放電の発生をより確実に予防することができる。
【００１６】
本発明に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、前記インダクタンス手段と前記第１の巻線とは、同一の鉄心に巻かれるチョークトランスを構成する、又は、前記第１の巻線と前記第２の巻線とは、同一の鉄心に巻かれるパルストランスを構成してもよい。
【００１７】
このような構成を採ることで、インダクタンス手段の鉄心に第１の巻線を巻きつけることによってチョークトランスとし、その第１の巻線をインダクタンス手段の巻線に磁気的に結合することにより、第１の巻線に誘起される電圧パルスでインダクタンス手段に逆極性電圧パルスを生じさせることができる。又は、パルストランスの２次巻線に生じる逆極性電圧パルスをインダクタ手段の両端に印加することができる。
【００１８】
また、本発明に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、複数のコンデンサが前記一対の直流電圧端子間に互いに直列に接続され、前記複数のコンデンサのそれぞれに、複数の前記単位スイッチング回路がそれぞれ接続され、前記単位スイッチング回路のそれぞれの前記第１の巻線は、前記インダクタンス手段が有する鉄心に巻かれて磁気的に結合される、又は、前記インダクタンス手段に対して並列に接続されるそれぞれの前記第２の巻線と同一の鉄心に巻かれるパルストランスをそれぞれ構成してもよい。
【００１９】
このような構成を採ることで、さらに、逆極性電圧印加用のスイッチング素子の耐圧を低くすることができ、また、サージ電圧を低減でき、ノイズも低減できるだけでなく、電力損失も低減できる。
【００２０】
本発明に係る直流プラズマ電源装置は、上述したいずれかの直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を備える。このような構成を採ることで、上述の直流プラズマ用逆極性パルス発生回路と同様に、逆極性電圧印加用のスイッチング素子の耐圧を低くすることができ、また、サージ電圧を低減でき、ノイズも低減できるだけでなく、電力損失も低減できる。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、逆極性電圧印加用のスイッチ素子がターンオフするときには、逆極性電圧印加用スイッチ素子の両端の電圧をコンデンサの電圧にクランプするので、サージ電圧を小さくすることができ、サージ電圧によって生じる損失を低減できる。また、プラズマ放電の発生前であるプラズマ着火前には、コンデンサの電圧を逆極性電圧印加用のスイッチ素子のそれぞれに並列接続される電圧バランス用抵抗によって分担させるので、従来の回路構成の場合よりも、逆極性電圧印加用のスイッチ素子に印加される電圧を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明に係る第１の実施形態である直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を示す図である。
【図２】本発明に係る第１の実施形態である直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を説明するための波形図である。
【図３】本発明に係る第２の実施形態である直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を示す図である。
【図４】本発明の第３の実施形態である直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を示す図である。
【図５】本発明の第４の実施形態である直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
以下、図面を用いて本発明のそれぞれの実施形態に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路について説明する。なお、本発明は、以下に示す実施形態に限定されるものではない。また、各図面において、同一の記号は同じ名称の部材を示すものとする。
【００２４】
［実施形態１］
図１、図２によって、本発明の第１の実施形態に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路について説明する。図１は、本発明に係る第１の実施形態である直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を示す図である。本発明に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、プラズマ負荷４がプラズマ発生状態にあるときにプラズマ用の直流電源１が直流電圧端子２、３間に出力する直流出力電圧（以下、直流電圧Ｖｏと言う。）に比べて電圧値が大きく、かつ逆極性の電圧パルスをインダクタンス手段９に、周期的に又は随時に発生するためのものであり、直流電圧端子２、３と負荷端子７、８との間に備えられる。
【００２５】
図１に記載される直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、主にコンデンサ１０、インダクタンス手段９、単位スイッチング回路１７及び制御回路１８で構成される。具体的には、図１に記載される直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、プラズマ用の直流電源からの直流電圧が印加される一対の直流電圧端子２、３と、プラズマ４に接続される一対の負荷端子７、８と、直流電圧端子２、３間に接続されるコンデンサ１０と、コンデンサ１０の一端と負荷端子の一方の端子８との間に接続されるインダクタンス手段９と、コンデンサ１０に並列に接続される単位スイッチング回路１７とを備える。さらに、一対の直流電圧端子２、３の直流電圧が入力され、単位スイッチング回路１７内の第１のスイッチ素子１１及び第２のスイッチ素子１２の導通を制御する制御回路１８を備える。単位スイッチング回路１７は、コンデンサ１０に並列に接続される第１のスイッチ素子１１とインダクタンス手段９の巻線９Ｂに対して磁気的に結合される第１の巻線９Ｃと第２のスイッチ素子１２とを有する直列回路を有する。また、直列に接続される第１のスイッチ素子１１と第１の巻線９Ｃとに並列に接続される第１の帰還用整流素子１３と、直列に接続される第２のスイッチ素子１２と第１の巻線９Ｃとに並列に接続される第２の帰還用整流素子１４とを有する。さらに、第１のスイッチ素子１１と第２のスイッチ素子１２とに又は第１の帰還用整流素子１３と第２の帰還用整流素子１４とにそれぞれ並列に接続される電圧バランス用抵抗１５、１６とを有する。
【００２６】
直流電源１は、商用電源のような交流電源からの交流電力を所望の直流電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータなどからなる直流電源であって、真空中でプラズマを発生させるのに適した電力を供給するプラズマ用の直流電源である。直流電源１は、正側の直流電圧端子２、負側の直流電圧端子３の両端に外付けで接続されるのであり、本発明に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路の必須の構成要素ではない。直流電源１は、例えばプラズマ着荷前の無負荷電圧１５００Ｖ、定格プラズマ電圧の上限を８００Ｖとする一般的な電圧仕様のものとする。直流電源１は、プラズマ着荷前は無負荷電圧を例えば１５００Ｖに定電圧制御する。プラズマ着火後は、定電力制御又は定電流制御され、プラズマ負荷４に印加される負荷端子７、８間の電圧は、プラズマ負荷の条件によって決まることになる。よって、プラズマ負荷４がプラズマ発生状態にあるときに直流電圧端子２、３間に出力する直流電圧Ｖｏもプラズマ負荷の条件によって決まることになる。正側の直流電圧端子２、負側の直流電圧端子３は直流電源１からの直流電圧を受電する端子であり、直流電源１の直流出力端子であってもよい。
【００２７】
真空中で発生させたプラズマを利用するプラズマ負荷４はチャンバー電極５とターゲット電極６などを有し、ここではスパッタ装置の一部分であるものとする。プラズマ負荷４のチャンバー電極５、ターゲット電極６はそれぞれ直流電圧や直流電圧とは逆極性の電圧を受電する負荷端子７、８に接続される。チャンバー電極５が接続される負荷端子７は、一般的に接地される。なお、このパルス発生回路を、直流電源１内の図示しない平滑コンデンサまたはインダクタンスを利用して直流電源１内に組み込むことができる。
【００２８】
コンデンサ１０は、一対の直流電圧端子２、３間に並列に接続される。一般的なプラズマ用の直流電源１では、図１のプラズマ用の直流電源１内の直流出力側、すなわち、一対の直流電圧端子２、３間に接続される側に、図示しない直流出力電圧を平滑化する平滑用のコンデンサを備える。その平滑用コンデンサを利用して、図１のコンデンサ１０の場合と同様に、プラズマ用の直流電源１に備えられる図示しないコンデンサに並列に単位スイッチ回路１７を接続して、図１のコンデンサ１０と代替することができる。また、逆にコンデンサ１０を前記平滑用コンデンサに代替することもできる。
【００２９】
大きなインダクタンスを有するインダクタンス手段９は、プラズマ電流を安定化させるために、コンデンサ１０の直流電圧端子３側の端子と負荷端子８との間に直列に接続される。実施形態１のインダクタンス手段９の鉄心９Ａと鉄心９Ａに巻かれた巻線９Ｂと第１の巻線９Ｃとでチョークトランスを構成する。インダクタンス手段９の巻線９Ｂ、第１の巻線９Ｃのそれぞれの一端に付された黒点は電圧極性を示す。第１の巻線９Ｃの巻数をｎ１、巻線９Ｂの巻数をｎ２とするとき、巻数比ｎ２／ｎ１は１より大きく（ｎ２／ｎ１＞１）設定する。一般的にプラズマ用の直流電源１の場合、図１のプラズマ用の直流電源１内に、図示しない鉄心と鉄心に巻かれた一つの巻線とからなる一般的な構造のインダクタンス手段を備える。そのインダクタンス手段を利用して、図１のインダクタンス手段９の場合と同様に、プラズマ用の直流電源１に備えられる図示しないインダクタンス手段の鉄心に第１の巻線９Ｃを巻き付けて付加して、磁気的に結合したチョークトランス構造とし、図１のインダクタンス手段９と代替することができる。
【００３０】
ここでは、単位スイッチング回路１７は、図１において破線で示すように、インダクタンス手段９の鉄心９Ａに巻かれた第１の巻線９Ｃ、第１、第２のスイッチ素子１１、１２、第１、第２の帰還用ダイオード１３、１４、及び第１、第２の電圧バランス用抵抗１５、１６で構成される。単位スイッチング回路１７は、第１、第２のスイッチ素子１１、１２が導通するときに第１の巻線９Ｃにパルス状電流を流し、このパルス電流によって第１の巻線９Ｃに磁気的に結合されているインダクタンス手段９の巻線９Ｂに逆極性電圧パルスを発生する。
【００３１】
第１、第２のスイッチ素子１１、１２は、図１では、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を用いて説明する。第１のスイッチ素子１１と第１の巻線９Ｃと第２のスイッチ素子１２とが直列に接続された直列回路が、コンデンサ１０に並列に接続される。第１、第２のスイッチ素子１１、１２が導通すると、コンデンサ１０の直流電圧端子２側の端子から第１のスイッチ素子１１、第１の巻線９Ｃ、第２のスイッチ素子１２、コンデンサ１０の直流電圧端子３側の端子をつなぐ経路が形成され、第１の巻線９Ｃに図示黒点側を正とするコンデンサ１０電圧が加わる。この電圧印加により巻線９Ｃにインダクタンス手段９の励電流が図示の矢印の方向に流れる。なお、第１、第２のスイッチ素子１１、１２は前述した逆極性電圧印加用スイッチ素子に相当するものであり、ＦＥＴのようにスイッチング速度が大きく、オン抵抗の小さなものが好ましいが、ＩＧＢＴなどのような他のスイッチ素子を用いることもできる。
【００３２】
第１の帰還用整流素子である第１の帰還用ダイオード１３は、互いに直列接続された第１のスイッチ素子１１と第１の巻線９Ｃとに跨るよう並列接続され、第１の帰還用ダイオード１３のアノードは第１の巻線９Ｃの非黒点側に接続される。第２の帰還用整流素子である第２の帰還用ダイオード１４は、互いに直列接続された第２のスイッチ素子１２と第１の巻線９Ｃとに跨るよう並列接続され、第２の帰還用ダイオード１４のカソードは第１の巻線９Ｃの黒点側に接続される。第１、第２のスイッチ素子１１、１２がオフした後、第１の巻線９Ｃに図示の矢印の方向に流れていた励磁電流、または第１の巻線９Ｃ、インダクタンス手段９の巻線９Ｂ間のもれインダクタンスによるサージ電流により第１の帰還用ダイオード１３と第２の帰還用ダイオード１４とが導通すると、第１の巻線９Ｃ、第１の帰還用ダイオード１３、コンデンサ１０、第２の帰還用ダイオード１４、第１の巻線９Ｃをつなぐ経路が形成され、第１、第２のスイッチ素子１１、１２のターンオフ電圧をコンデンサ１０の電圧に制限する。
【００３３】
第１のスイッチ素子１１の両端、第２のスイッチ素子１２の両端には、高抵抗値を有する第１の電圧バランス用抵抗１５、第２の電圧バランス用抵抗１６が並列に接続される。第１、第２の電圧バランス用抵抗１５、１６は実質的に同一の抵抗値であり、例えば数十ｋΩ〜数ＭΩの抵抗値を有する。第１の電圧バランス用抵抗１５と第１の巻線９Ｃと第２の電圧バランス用抵抗１６との直列回路にコンデンサ１０の両端電圧が印加される場合に、第１の巻線９Ｃの直流抵抗がゼロであれば、第１、第２の電圧バランス用抵抗１５、１６にコンデンサ１０の両端電圧が印加される。よって、第１のスイッチ素子１１の両端及び第２のスイッチ素子１２の両端に、コンデンサ１０の両端電圧が１／２ずつほぼ均一に分担されることになる。なお、第１、第２の電圧バランス用抵抗１５、１６は、第１の帰還用ダイオード１３と第２の帰還用ダイオード１４とにそれぞれ並列に接続されてもよい。つまり、第１、第２の電圧バランス用抵抗１５、１６は、第１のスイッチ素子１１、第２のスイッチ素子１２又は第１、第２の帰還用ダイオード１３、１４の少なくともどちらかにそれぞれ並列に接続される。
【００３４】
制御回路１８は、直流電圧端子２、３間の電圧を検出する入力電圧検出線１９、２０と、負荷端子７、８間の電圧を検出する出力電圧検出線２１、２２とが入力され、第１の信号線２３、第２の信号線２４が、第１、第２のスイッチ素子１１、１２それぞれの制御端子に出力され、第１、第２のスイッチ素子１１、１２の導通を制御する。制御回路１８は従来と同様の各種の制御機能を有するもので足り、例えば周期的にオン駆動信号を第１、第２のスイッチ素子１１、１２に同時に供給する機能を有するもの、あるいは異常放電の発生を検出したとき、又は異常放電の発生を予知したときに随時にオン駆動信号を第１、第２のスイッチ素子１１、１２に同時に供給するもの、又はこれら機能の双方を備えるものなどである。
【００３５】
ただし、入力電圧検出線１９、２０によって検出される直流電圧端子２、３間の直流電圧が設定値を超える電圧になるとき、制御回路１８はオン駆動信号を第１、第２の信号線２３、２４に供給するのを禁止する機能を有する。したがって、直流電圧端子２、３間の直流電圧が前記設定値を超える電圧のときには、第１、第２のスイッチ素子１１、１２は導通しない。なお、図１では、便宜上、第１の信号線２３、第２の信号線２４によって制御回路１８を第１、第２のスイッチ素子１１、１２に直接接続しているが、実際には、制御回路１８と第１、第２のスイッチ素子１１、１２との間には電位の差異があるので、図示しないパルストランス又はホトカプラなどのような信号絶縁手段が第１の信号線２３、第２の信号線２４の途中に設けられる。なお、第１、第２の信号線２３、２４に対応する固定電位側の信号線については図示するのを省略している。
【００３６】
本発明に係る第１の実施形態である直流プラズマ用逆極性パルス発生回路の動作の概要について説明する。一対の直流電圧端子２、３間の直流電圧が設定値を越える場合は、第１のスイッチ素子１１と第２のスイッチ素子１２とを導通させずに、コンデンサ１０の両端電圧を第１のスイッチ素子１１と第２のスイッチ素子１２とに分担させる。また、一対の直流電圧端子２、３間の直流電圧が設定値よりも低い場合は、周期的に、又は異常放電の発生もしくは異常放電の発生の予知が検出されるときに第１のスイッチ素子１１と第２のスイッチ素子１２とを導通させる。そして、プラズマ発生状態における直流電圧端子間の直流電圧よりも大きな逆極性の電圧をインダクタンス手段９に印加させて、プラズマ発生状態における直流電圧端子２、３間の直流電圧と逆極性の電圧との差に相当する大きさの逆極性電圧を負荷端子７、８間に出力させる。さらに、第１のスイッチ素子１１と第２のスイッチ素子１２とをターンオフさせる場合は、第１の帰還用整流素子１３と第２の帰還用整流素子１４とが導通する期間に、第１のスイッチ素子１１の両端と第２のスイッチ素子１２の両端とに印加される電圧が、コンデンサ１０の両端電圧で制限される。
【００３７】
次に、図２に示す波形図を用いて、実施形態１に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路の動作を説明する。図２を用いた説明において、図１を適宜参酌する。図２（Ａ）は第１のスイッチ素子１１と第２のスイッチ素子１２のオン駆動信号Ｓ（Ｓ１、Ｓ２・・・・）を示す。図２（Ｂ）はインダクタンス手段９の第１の巻線９Ｃの黒点側を正とする電圧を示し、図２（Ｃ）はプラズマ負荷４の電圧、つまり負荷端子７、８間に現出する電圧を示す。
【００３８】
＜プラズマ着火前＞
プラズマ用の直流電源１は、時刻ｔ０以前のプラズマ着火前には直流電圧Ｖｏよりも電圧値が大きい着火用の直流高電圧Ｖ１を出力する。一例を挙げると、この直流高電圧Ｖ１は１５００Ｖであり、直流電圧Ｖｏの最大値は８００Ｖである。したがって、プラズマ着火前の直流電圧端子２、３間の電圧は直流高電圧Ｖ１となり、コンデンサ１０の両端の電圧も直流高電圧Ｖ１となる。制御回路１８では、直流電圧端子２、３間の電圧が入力電圧検出線１９、２０によって検出される。検出された直流電圧端子２、３間の電圧が、設定値を越える電圧、例えば、上記の直流高電圧Ｖ１の場合、制御回路１８は、オン駆動信号を第１、第２の信号線２３、２４に供給するのを禁止する。なお、設定値を越える電圧とは、プラズマ発生状態における直流電圧端子２、３間の直流電圧Ｖｏよりも大きく、着火用の直流高電圧Ｖ１以下の値とする。上記のような場合は、第１、第２のスイッチ素子１１、１２が導通させないので、第１の巻線９Ｃに電流は流れない。したがって、直流電圧端子２、３間の直流高電圧Ｖ１は、第１の電圧バランス用抵抗１５、第１の巻線９Ｃ、第２の電圧バランス用抵抗１６の経路に印加されるが、第１の巻線９Ｃの直流抵抗がゼロであれば、第１、第２の電圧バランス用抵抗１５、１６によってほぼ等しく分割されるので、第１、第２のスイッチ素子１１、１２の両端に印加される電圧もほぼ等しく分割される。直流電圧端子２、３間の電圧、すなわちコンデンサ１０の両端電圧がＶ１とすると、第１、第２のスイッチ素子１１、１２の両端に印加される電圧は、それぞれＶ１／２に等しい電圧となる。前述の一例では、Ｖ１／２に等しい電圧の７５０Ｖとなる。
【００３９】
＜プラズマ着火後＞
直流電圧端子２、３を通して負荷端子７、８間に着火用の直流高電圧Ｖ１が印加され、時刻ｔ０でプラズマ負荷４は着火して、プラズマ放電状態になるものとする。この状態では、インダクタ手段９の巻線９Ｂを直流電流が流れ、インダクタンス手段９は通常のインダクタンスとして働き、プラズマ電流を安定化させる。なお、時刻ｔ０前では、第１、第２のスイッチ素子１１、１２は非導通であるので、第１の巻線９Ｃには電流が流れない。プラズマ用の直流電源１は、プラズマ負荷４がプラズマ着火すると、出力電圧を降下させ、直流電圧Ｖｏを出力するので、時刻ｔ０では、図２（Ｃ）のプラズマ負荷４の電圧は直流電圧Ｖｏとなる。プラズマ着火後は、上述のとおり、直流電圧端子２、３間に出力する直流電圧Ｖｏはプラズマ負荷の条件によって決まることになる。制御回路１８は、時刻ｔ０〜ｔ１の間に、直流電圧端子２、３間の直流電圧が設定値、例えば直流電圧Ｖｏの最大値の８００Ｖよりも低い電圧を検出すると、オン駆動信号Ｓの発生の禁止を解除し、オン駆動信号Ｓを第１、第２の信号線２３、２４にいつでも供給できる状態で待機する。
【００４０】
制御回路１８は、図２（Ａ）に示すパルス幅Ｔｏのオン駆動信号Ｓを周期的に繰り返し出力する機能を有するものとする。制御回路１８は、直流電圧端子２、３間の直流電圧が設定値よりも低い電圧を検出してから、１周期以内の時刻ｔ１で一つ目のオン駆動信号Ｓ１を第１、第２の信号線２３、２４を通して第１、第２のスイッチ素子１１、１２の制御端子に同時に与える。これに伴い、第１、第２のスイッチ素子１１、１２がほぼ同時にターンオンして導通し、第１の巻線９Ｃに黒点側が正となる極性で電圧を印加し、図２（Ｂ）に示すように、時刻ｔ１で、コンデンサ１０の両端電圧が第１の巻線９Ｃにその黒点側を正とする極性で印加される。
【００４１】
前述したように、第１の巻線９Ｃの巻数ｎ１を１とした場合に、インダクタンス手段９の巻線９Ｂの巻数ｎ２は、１よりも大きくなるように、ｎ２／ｎ１＞１とするので、インダクタンス手段９の巻線９Ｂには負の直流電圧よりも大きな値の電圧パルスが図１に示される巻線９Ｂの黒点側を正とする極性で誘起される。つまり、実施形態１のインダクタンス手段９は、第１の巻線９Ｃが１次巻線、インダクタンス手段９の巻線９Ｂが２次巻線となるチョークトランスとして働く。例えば、直流電圧Ｖｏ、前述した第１の巻線９Ｃとインダクタンス手段９の巻線９Ｂとの巻数比ｎ２／ｎ１が１．２であるとすれば、第１、第２のスイッチ素子１１、１２が導通するとき、インダクタンス手段９の巻線９Ｂには正極性の１．２Ｖｏに等しい電圧パルスが誘起される。
【００４２】
インダクタンス手段９の巻線９Ｂの１．２Ｖｏに等しい正の電圧パルスから負の直流電圧Ｖｏが減算されて、図（Ｃ）に示すように、負荷端子７、８間には０．２Ｖｏに等しい正の電圧パルスが印加される。この電圧パルスは負の直流電圧Ｖｏとは逆極性の正の極性であるので、逆極性電圧パルスという。このように、プラズマ発生状態における直流電圧端子２、３間の直流電圧Ｖｏよりも大きな逆極性の電圧をインダクタンス手段９の巻線９Ｂに発生させて、プラズマ発生状態における直流電圧端子２、３間の直流電圧Ｖｏと逆極性の電圧１．２Ｖｏとの差に相当する大きさの逆極性電圧０．２Ｖｏを負荷端子７、８間に出力させている。
【００４３】
次に、オン駆動信号Ｓ１が第１、第２の信号線２３、２４から消失する時刻ｔ２、つまり、時刻ｔ１からパルス幅Ｔｏにほぼ等しい時間の経過後に、第１、第２のスイッチ素子１１、１２がターンオフして非導通となる。これに伴い、第１、第２の帰還用ダイオード１３、１４が導通して第１の巻線９Ｃに励磁電流として蓄えられた磁気エネルギーをコンデンサ１０に帰還する。第１、第２の帰還用ダイオード１３、１４が同時に導通することによって、第１の帰還用ダイオード１３のカソードと第２の帰還用ダイオード１４のアノードとの間の電圧は、コンデンサ１０の両端の電圧、つまり直流電圧端子２、３間の直流電圧Ｖｏにほぼ等しい電圧に制限される。
【００４４】
第１のスイッチ素子１１の直流電圧端子２側の端子と第２のスイッチ素子１２の直流電圧端子３側の端子との間の電圧も、直流電圧端子２、３間の直流電圧Ｖｏにほぼ等しい電圧値に制限される。よって、第１のスイッチ素子１１の両端及び第２のスイッチ素子１２の両端は、コンデンサ１０の両端電圧、ここでは、直流電圧端子２、３間の直流電圧Ｖｏで制限されることになる。なお、インダクタンス手段９の巻線９Ｂを流れるプラズマ電流によってインダクタンス手段９に蓄えられる磁気エネルギーは、第１、第２のスイッチ素子１１、１２が導通している期間、第１の巻線９Ｃ側に転流されて、第１、第２のスイッチ素子１１、１２を流れ、インダクタンス手段９に流れる電流はほぼゼロになる。逆極性電圧パルスがプラズマ負荷４のチャンバー電極５とターゲット電極６との間に印加される期間（Ｔｏ）、この電圧は逆極性であるので、プラズマ負荷４で放電は起こらず、いずれの方向にも電流はほとんど流れない。
【００４５】
次の周期の開始時刻ｔ４で、制御回路１８は、二つ目の前述したようなオン駆動信号Ｓ２を発生する。したがって、前述の例では、逆極性電圧パルスが１周期ごとにプラズマ負荷４のチャンバー電極５とターゲット電極６との間に印加される。前述したように、本発明の直流プラズマ用逆極性パルス発生回路にあっては、インダクタンス手段９がチョークトランスとして働くときに蓄えられる磁気エネルギーを直流電圧端子２、３側に帰還するので、大きな電圧サージが生じることは無く、特別な電圧サージ吸収回路が不要であり、電力損失が小さく、発熱も小さい。
【００４６】
その好ましい耐圧は、最大の直流電圧Ｖｏの１２０％〜１５０％である。前述した一例では、プラズマ着火前は第１、第２のスイッチ素子１１、１２に印加される電圧はほぼ等しい７５０Ｖであり、また、最大の直流電圧Ｖｏが８００Ｖであるので、この場合、第１、第２のスイッチ素子１１、１２は９００〜１０００Ｖの耐圧を有すれば十分であり、前掲の特許文献３に記載された従来の回路に比べて、逆極性電圧印加用のスイッチ素子の耐圧は半分よりも小さくて済む。したがって、逆極性電圧印加用のスイッチ素子としてオン抵抗が比較的低く、かつスイッチング速度が高速のＦＥＴを用いることが可能になってくる。このような、逆極性電圧印加用のスイッチング素子として耐圧が低く、スイッチング速度の大きなＭＯＳＦＥＴ又は接合型ＦＥＴを用いることで、より高周波で繰り返す逆極性電圧パルスを発生することが可能になる。また、サージ電圧を低減でき、ノイズも低減できるだけでなく、電力損失も低減できる。
【００４７】
なお、図２（Ｂ）に示すＶｒはチョークトランスとして働くインダクタンス手段９のリセット電圧を示す。一般にインダクタンス手段９の巻線９Ｂのリセット電圧はプラズマ非線形負荷４の特性によって決まり、第１の巻線９Ｃに現れるリセット電圧が直流電源電圧Ｖ１に達しなければ、帰還ダイオード１３，１４が導通しない。インダクタンス手段９をリセットするには、直流電圧Ｖｏ×パルス幅Ｔｏに等しい電圧・時間積が必要であるが、リセット電圧Ｖｒが直流電圧Ｖｏよりも低いので、リセット時間Ｔｒは逆極性電圧パルスのパルス幅Ｔｏよりも長くなる。したがって、第１、第２のスイッチ素子１１、１２を１／２のデューティサイクルで動作させることはできないが、一般的に１／２のデューティよりもかなり小さなオンデューティの逆極性電圧パルスをプラズマ負荷４に印加しているので、全く問題は無い。
【００４８】
本発明の実施形態１に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路では、前述したように、オン抵抗が比較的低く、かつスイッチング速度が高速のＦＥＴを用いることができるようになるので、周期的、例えば１０μｓ（１００ｋＨｚ）の周期で１／１０のオンデューティ（１μｓ）の高周波オン駆動信号によって、第１、第２のスイッチ素子１１、１２を動作させることも可能である。このようにパルス幅の小さい逆極性電圧パルスを短い周期でプラズマ負荷４に供給すれば、スパッタリングに影響を与えることなく、アーク放電などの異常放電が発生するのをより確実に予防することが可能である。
【００４９】
以上の説明では、制御回路１８が周期的にオン駆動信号を第１、第２のスイッチ素子１１、１２に供給してスイッチング動作させ、周期的に逆極性電圧パルスをプラズマ負荷４に印加する好ましい例を述べた。しかし、制御回路１８は異常放電の発生を検出、又は異常放電の発生の予知を検出した段階で、オン駆動信号を第１、第２のスイッチ素子１１、１２に供給する機能を有していてもよい。この場合、制御回路１８は出力電圧検出線２１、２２を通して負荷端子７、８間の電圧の大きさを検出してその電圧値が設定値よりも降下したとき、あるいは負荷端子７、８間の電圧の変化を検出し、その検出値が設定値よりも大きくなるとき、オン駆動信号を発生する機能を有する。制御回路１８が、以上述べた機能を組み合わせたものでも勿論よい。
【００５０】
以上で述べたように、この直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、逆極性電圧パルスをプラズマ負荷４のターゲット電極６を正、チャンバー電極５を負としてそれら電極間に印加する。したがって、このような逆極性電圧パルスが周期的にプラズマ負荷４に印加されれば、アーク放電などの異常放電が発生しにくくなるので、異常放電の発生の予防ができる。また、前記逆極性電圧パルスが異常放電の発生時に生じたものであるならば、速やかに異常放電を消滅させることができる。また、前記逆極性電圧パルスが異常放電の発生を予知したときに生じたものであれば、異常放電に至る前にその原因を消滅させることができる。特に、第１、第２のスイッチ素子１１、１２のサージ電圧を、第１、第２の帰還ダイオード１３、１４を通じてコンデンサ１０の両端電圧、つまり、ここでは、直流電圧端子２、３間に印加される直流電源１の電圧程度の大きさに制限することができる。
【００５１】
［実施形態２］
図３に示す本発明の実施形態２に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、主にコンデンサ１０Ａ、１０Ｂ、インダクタンス手段９、第１の単位スイッチング回路１７Ａ、第２の単位スイッチング回路１７Ｂ及び制御回路１８が直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を構成する。図３に示す本発明の実施形態２に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、図１に示した単位スイッチング回路１７と回路構成が同じ２個の単位スイッチング回路１７Ａ、１７Ｂを備えるところに特徴がある。具体的には、実施形態２に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、２個のコンデンサ１０Ａ、１０Ｂが一対の直流電圧端子２、３間に互いに直列に接続され、２個のコンデンサ１０Ａ、１０Ｂのそれぞれに、複数の単位スイッチング回路１７Ａ、１７Ｂがそれぞれ接続され、単位スイッチング回路１７Ａ、１７Ｂのそれぞれの第１の巻線９Ｃ１、９Ｃ２は、インダクタンス手段９が有する鉄心９Ａに巻かれて磁気的に結合される。なお、図１の実施形態１と同様の構成、動作については説明を省略する。
【００５２】
第１の単位スイッチング回路１７Ａは、図１に示した単位スイッチング回路１７を構成する部材である第１の巻線９Ｃ、第１、第２のスイッチ素子１１、１２、第１、第２の帰還用ダイオード１３、１４、及び第１、第２の電圧バランス用抵抗１５、１６にそれぞれ相当する第１の巻線９Ｃ１、第１、第２のスイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、第１、第２の帰還用ダイオード１３Ａ、１４Ａ、及び第１、第２の電圧バランス用抵抗１５Ａ、１６Ａで構成される。単位スイッチング回路１７と同様に、第１の単位スイッチング回路１７Ａは、第１、第２のスイッチ素子１１Ａ、１２Ａが導通して第１の巻線９Ｃ１にパルス状電流を流し、このパルス状電流によって第１の巻線９Ｃ１に磁気的に結合されているインダクタンス手段９の巻線９Ｂに逆極性の電圧パルスを発生する。
【００５３】
同様に、第２の単位スイッチング回路１７Ｂは、図１に示した単位スイッチング回路１７を構成する部材である第１の巻線９Ｃ、第１、第２のスイッチ素子１１、１２、第１、第２の帰還用ダイオード１３、１４、及び第１、第２の電圧バランス用抵抗１５、１６にそれぞれ相当する第１の巻線９Ｃ２、第１、第２のスイッチ素子１１Ｂ、１２Ｂ、第１、第２の帰還用ダイオード１３Ｂ、１４Ｂ、及び第１、第２の電圧バランス用抵抗１５Ｂ、１６Ｂで構成される。単位スイッチング回路１７と同様に、第２の単位スイッチング回路１７Ｂは、第１、第２のスイッチ素子１１Ｂ、１２Ｂが導通して第１の巻線９Ｃ２にパルス状電流を流し、このパルス状電流によって第２の巻線９Ｃ２に磁気的に結合されているインダクタンス手段９の巻線９Ｂに逆極性の電圧パルスを発生する。
【００５４】
第１、第２の単位スイッチング回路１７Ａ、１７Ｂにおける第１、第２のスイッチ素子１１Ａ、１２Ａ及び第１、第２のスイッチ素子１１Ｂ、１２Ｂが同時にスイッチング動作をするとき、第１の巻線９Ｃ１、第１の巻線９Ｃ２にほぼ等しいパルス状電流が同時に流れる。インダクタンス手段９は第１の巻線９Ｃ１、第１の巻線９Ｃ２を１次巻線とし、インダクタンス手段９の巻線９Ｂを２次巻線とするチョークトランスとして働くので、インダクタンス手段９の巻線９Ｂに逆極性の電圧パルスを生じる。この実施形態２では、第１の巻線９Ｃ１と第１の巻線９Ｃ２の巻数は同じであり、第１の巻線９Ｃ１と第１の巻線９Ｃ２にはほぼ等しい電圧が誘起される。この電圧に巻数比で対応する電圧がインダクタンス手段９の巻線９Ｂに誘起される。ここで、第１の巻線９Ｃ１と第１の巻線９Ｃ２との巻数をｎ１とし、インダクタンス手段９の巻線９Ｂの巻数をｎ２とする。コンデンサ１０Ａ、１０Ｂの両端電圧は直流電圧端子２、３間の直流電圧の約１／２となるので、実施形態１のように０．２Ｖｏの正の逆極性電圧パルスをプラズマ負荷４に印加させる場合には、第１の巻線９Ｃ１と第１の巻線９Ｃ２との巻数ｎ１を１とするとインダクタンス手段９の巻線９Ｂの巻数ｎ２は２．４、つまり巻数比ｎ２／ｎ１を２．４とする。
【００５５】
コンデンサ１０Ａとコンデンサ１０Ｂとはキャパシタンスなどの特性はほぼ同一であるので、直流電圧端子２、３間の直流電圧はコンデンサ１０Ａとコンデンサ１０Ｂとに等しく分担される。したがって、プラズマ着火前における直流電圧端子２、３間の直流高電圧Ｖ１の１／２の電圧がそれぞれコンデンサ１０Ａとコンデンサ１０Ｂとに印加される。プラズマ着火後の直流電圧Ｖｏも、同様にＶｏ／２の電圧がそれぞれコンデンサ１０Ａとコンデンサ１０Ｂとに印加される。つまり、コンデンサ１０Ａ、１０Ｂのそれぞれに充電される電圧は、図１の回路構成に比べて約１／２となる。
【００５６】
制御回路１８は、信号線２３Ａ、２４Ａを介して単位スイッチング回路１７Ａの第１、第２のスイッチ素子１１Ａ、１２Ａの制御端子に接続されると共に、信号線２３Ｂ、２４Ｂを介して単位スイッチング回路１７Ｂの第１、第２のスイッチ素子１１Ｂ、１２Ｂの制御端子に接続される。また、実施形態１で述べたように、制御回路１８とスイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂとは電位が異なるので、信号線２３Ａ、２４Ａ、２３Ｂ、２４Ｂの途中に不図示の信号絶縁手段が備えられる。
【００５７】
制御回路１８は、前述した実施形態１の制御回路と同様な機能を有するが、第１、第２の単位スイッチング回路１７Ａ、１７Ｂにおける逆極性電圧印加用のスイッチ素子として働く４個のスイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂの制御端子に同時に四つのオン駆動信号を与えることができるところが、実施形態１の制御回路とは異なる。実施形態２の直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は実施形態１のものとほぼ同様に動作するので、異なる部分についてだけ説明する。
【００５８】
直流電圧端子２、３間の直流電圧が設定値を越える場合、例えば直流電圧Ｖｏよりも高い電圧Ｖ１が１５００Ｖであるとき、制御回路１８はオン駆動信号を４個のスイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂの制御端子に供給することはないから、これらスイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂはすべて非導通状態である。この場合、前述したように、それぞれのコンデンサ１０Ａ、１０Ｂに印加される電圧は直流電圧端子２、３間の直流電圧の約１／２であるから、前述の一例ではほぼ７５０Ｖである。単位スイッチング回路１７Ａでは、コンデンサ１０Ａの電圧、例えば７５０Ｖを電圧バランス用抵抗１５Ａ、１６Ａがほぼ等しく分割するので、スイッチ素子１１Ａ、１２Ａの両端に印加される電圧は、コンデンサ１０Ａの電圧である７５０Ｖの１／２の電圧の３７５Ｖとなる。同様に、単位スイッチング回路１７Ｂでは、コンデンサ１０Ｂの電圧、例えば７５０Ｖを電圧バランス用抵抗１５Ｂ、１６Ｂがほぼ等しく分割するので、スイッチ素子１１Ｂ、１２Ｂの両端に印加される電圧は、コンデンサ１０Ｂの電圧である７５０Ｖの１／２の電圧の３７５Ｖとなる。
【００５９】
次に、プラズマ負荷４がプラズマ着火され、制御回路１８が、周期的にオン駆動信号を出力し、又は異常放電の発生を検出、又は異常放電の発生の予知を検出した段階でオン駆動信号を出力する。これらオン駆動信号は、４個のスイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂの制御端子に同時に供給され、スイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂを同時に導通させる。プラズマ負荷４がプラズマを発生した状態では、前述したように直流電圧端子２、３間の電圧は直流電圧Ｖｏ（例えば、８００Ｖ）になる。コンデンサ１０Ａ、１０Ｂの電圧はその電圧のおよそ半分（例えば４００Ｖ）になるので、スイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂの両端にかかる電圧は最大で直流電圧Ｖｏのおよそ半分の電圧（例えば４００Ｖ）になる。
【００６０】
したがって、４個のスイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂの両端に印加される電圧は、プラズマ着火前は着火用の高電圧Ｖ１（例えば１５００Ｖ）の１／４に相当する電圧（３７５Ｖ）になり、プラズマ発生後には直流電圧Ｖｏ（最大で８００Ｖ）には最大で４００Ｖとなる。このことから、スイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂの耐圧は、余裕を見て、直流電圧Ｖｏの１２０％〜１５０％、前記一例では５００〜６００Ｖ程度にすることができ、低オン抵抗かつ高速スイッチング速度の汎用のＦＥＴを選定することが可能になる。このことは、スイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂの電力損失を低減できると共に、逆極性電圧パルスのパルス幅をより小さくでき、繰り返し周波数をより高周波化することができる。
【００６１】
ここで、電圧バランス用抵抗１５Ａ、１６Ａ及び電圧バランス用抵抗１５Ｂ、１６Ｂは、例えば数十ｋΩ〜数ＭΩの高い抵抗値を有する。したがって、コンデンサ１０Ａと電圧バランス用抵抗１５Ａ、１６Ａ及びコンデンサ１０Ｂと電圧バランス用抵抗１５Ｂ、１６Ｂとの時定数は大きくなるが、実施形態２では、短い周期でスイッチ素子１１Ａと１２Ａ、１１Ｂと１２Ｂとが導通と非導通を繰り返しても、コンデンサ１０Ａとコンデンサ１０Ｂの充電電圧は次の理由からバランスし、ほぼ等しくなる。実施形態２のインダクタンス手段９では、等しい巻数を有する第１の巻線９Ｃ１、第１の巻線９Ｃ２が同一の鉄心９Ａに巻かれているので、前述したように、第１の巻線９Ｃ１と第１の巻線９Ｃ２は等価的に並列接続され、コンデンサ１０Ａとコンデンサ１０Ｂの充電電圧がほぼ等しくなる。
【００６２】
例えば、コンデンサ１０Ａとコンデンサ１０Ｂの充電電圧がアンバランスになって、一方のコンデンサの電圧が高く、他方のコンデンサの電圧が低くなったとしても、４個のスイッチ素子１１Ａ、１２Ａ、１１Ｂ、１２Ｂはほぼ同時に導通するので、電圧の高いコンデンサを有する単位スイッチング回路から電圧の低いコンデンサを有する単位スイッチング回路へ電流が流れ込む。結果として、電圧の高いコンデンサから電圧の低いコンデンサへ電荷が移動し、周期的に前述の動作を繰り返すことにより、コンデンサ１０Ａとコンデンサ１０Ｂの電圧はバランスし、ほぼ等しくなる。なお、異常放電の発生を検出したとき、又は異常放電の発生を予知したときに、逆極性電圧パルスを随時に発生する場合には、一般的に前の逆極性電圧パルスその後の逆極性電圧パルスとの時間間隔が長い場合が多いので、コンデンサ１０Ａとコンデンサ１０Ｂの充電電圧が不均等になることは少ない。
【００６３】
［実施形態３］
上記で説明した本発明の実施形態１に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路では、直流電流が流れるインダクタンス手段９の鉄心９Ａに巻かれた巻線９Ｂに、単位スイッチング回路１７の第１の巻線９Ｃを磁気結合し、第２の巻線にパルス状電流を流すことによって、逆極性の電圧パルスをインダクタンス手段９に発生させた。しかし、直流プラズマ装置におけるインダクタンス手段は直流プラズマ電流を安定化することに主目的があるので、当然にインダクタンス手段９には直流電流が流れる。その直流電流によって、インダクタンス手段９の鉄心９Ａは直流バイアスされるので、鉄心９Ａは大型化する。また、プラズマ電流が大きい場合には、インダクタンス手段９を流れる直流電流が大きくなるので、インダクタンス手段９の巻線９Ｂを太い線材を用いて形成しなくてはならない。これら理由から、インダクタンス手段９は大型化する。
【００６４】
他方、第１の巻線９Ｃにはオンデューティの小さい電流が流れるだけであるので、一般的にインダクタンス手段９の巻線９Ｂを流れる電流の平均値に比べて第１の巻線９Ｃを流れる電流の平均値は大幅に小さくなる。したがって、第１の巻線９Ｃの線材の太さはインダクタンス手段９の巻線９Ｂよりも数分の一と小さくてもよい。このようにオンデューティの小さい電流が流れる第１の巻線を大型化したインダクタンス手段９の鉄心９Ａに巻きつけるのは、実際上、得策でない面がある。したがって、実施形態３では、図４に示すように、単位スイッチング回路２７の第１の巻線Ｎ１と第２の巻線Ｎ２とを有するパルストランスを構成し、このパルストランス２５の２次巻線Ｎ２をダイオード２６とを介してインダクタンス手段９に接続する。このような構成を採ることで、パルストランス２５の２次巻線Ｎ２に発生する逆極性の電圧パルスとほぼ同じ電圧をインダクタンス手段９の両端に印加するようにした。
【００６５】
図４に示す実施形態３に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、主にコンデンサ１０、インダクタンス手段９、パルストランス２５の２次巻線Ｎ２、単位スイッチング回路２７及び制御回路１８で構成される。前述の実施形態１、２に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路と同一の構成及び動作については省略する。具体的には、図４に示す実施形態３に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路では、単位スイッチング回路２７は、コンデンサ１０に並列に接続される第１のスイッチ素子１１とインダクタンス手段９に並列に接続される第２の巻線であるパルストランス２５の２次巻線Ｎ２に対して磁気的に結合される第１の巻線であるパルストランス２５の２次巻線Ｎ１と第２のスイッチ素子１２とを有する直列回路を有する。また、直列に接続される第１のスイッチ素子１１と第１の巻線Ｎ１とに並列に接続される第１の帰還用整流素子１３と、直列に接続される第２のスイッチ素子１２と第１の巻線Ｎ１とに並列に接続される第２の帰還用整流素子１４を有する。さらに、第１のスイッチ素子１１と第２のスイッチ素子１２とにそれぞれ並列に接続される電圧バランス用抵抗１５、１６とを有する。
【００６６】
つまり、実施形態３に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路では、実施形態１のインダクタンス手段９の鉄心９Ａに巻き付けた第１の巻線９Ｃに代えて、鉄心Ｃとこの鉄心Ｃに巻き付けられた１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２とからなるパルストランス２５を用いるところに特徴がある。なお、図４では、パルストランス２５の２次巻線Ｎ２の両端はダイオード２６を介してインダクタンス手段９の両端に接続されるが、ダイオード２６は、後述するように省略することができる場合があるので必須の構成要素ではない。ただし、ダイオード２６でパルストランス２５のリセット電圧がブロックされるので、パルストランス２５のリセットは直流電圧Ｖｏで単独に行うことができる。この場合、スイッチ素子１１、１２がオフすると励磁電流により帰還ダイオード１３、１４が必ず導通する。
【００６７】
この実施形態３に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、実施形態１のものとほぼ同様に動作する部分が多いので、動作の異なる部分についてだけ動作を説明する。制御回路１８からのオン駆動信号で、第１のスイッチ素子１１と第２のスイッチ素子１２とが同時にターンオンして導通すると、電流がコンデンサ１０の直流電圧端子２側から第１のスイッチ素子１１、１次巻線Ｎ１、第２のスイッチ素子１２を通してコンデンサ１０の直流電圧端子３側に流れる。これに伴い、パルストランス２５の１次巻線Ｎ１に印加される電圧が１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２との巻数比に対応する電圧で２次巻線Ｎ２に誘起される。２次巻線Ｎ２に誘起されたこの電圧が逆極性の電圧パルスであり、この逆極性の電圧パルスがインダクタンス手段９の両端に印加される。
【００６８】
前述の一例では、負のプラズマ電圧Ｖｏの１．２倍の電圧に相当する正の１．２Ｖｏの電圧パルスが２次巻線Ｎ２に誘起される。したがって、正の１．２Ｖｏから負の直流電圧Ｖｏを減算して得られる０．２Ｖｏの逆極性電圧パルスが負荷端子７、８を介してプラズマ負荷４のターゲット電極６を正、チャンバー電極５を負としてそれら電極間に印加される。なお、ダイオード２６はパルストランス２５の２次巻線Ｎ２に直流電流が流れるのを防ぐためのものである。流れる直流電流が小さく、パルストランス２５の直流励磁がほとんど問題にならない場合には、ダイオード２６を省略することができる。
【００６９】
［実施形態４］
図５に示す本発明の実施形態に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路は、図４に示した単位スイッチング回路２７と同一の回路構成の２個の単位スイッチング回路２７Ａ、２７Ｂを備えるところに特徴がある。なお、図５の単位スイッチング回路２７Ａ、２７Ｂは、上述した実施形態４の単位スイッチング回路２７と同様の構造であるので、詳細については図示しない。
【００７０】
双方の単位スイッチング回路２７Ａ、２７Ｂは、図４に示した単位スイッチング回路２７を構成する部材であるパルストランス２５の１次巻線Ｎ１、１次巻線Ｎ１に直列接続される第１のスイッチ素子１１、１次巻線Ｎ１を介して第１のスイッチ素子１１に直列接続される第２のスイッチ素子１２、第１のスイッチ素子１１と１次巻線Ｎ１とに跨って並列に接続される第１の帰還用ダイオード１３、１次巻線Ｎ１と第２のスイッチ素子１２とに跨って並列に接続される第２の帰還用ダイオード１４、電圧バランス用抵抗１５、１６から構成される回路と構成が全く同じであるので、前記部材の符号を用いて説明する。
【００７１】
図５に示すように、２個のコンデンサ１０Ａ、１０Ｂが一対の直流電圧端子２、３間に互いに直列に接続され、２個のコンデンサ１０Ａ、１０Ｂのそれぞれに、２個の単位スイッチング回路２７Ａ、２７Ｂがそれぞれ接続される。単位スイッチング回路２７Ａ、２７Ｂのそれぞれの第１の巻線である１次巻線Ｎ１は、インダクタンス手段９に対して並列に接続されるそれぞれの第２の巻線である２次巻線Ｎ２Ａ、Ｎ２Ｂと同一の鉄心に巻かれるパルストランス２５Ａ、２５Ｂをそれぞれ構成する。パルストランス２５Ａの２次巻線Ｎ２Ａとパルストランス２５Ｂの２次巻線Ｎ２Ｂとは互いに並列接続され、それぞれダイオード２６Ａ、２６Ｂを介してインダクタンス手段９の両端に並列に接続され、２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂは、ダイオード２６Ａ、２６ＢによってＯＲ接続される。なお、実施形態３と同様に、ダイオード２６Ａ、２６Ｂは、省略することができる場合があるので必須の構成要素ではない。
【００７２】
制御回路１８からのオン駆動信号Ｓによって、第１、第２の単位スイッチング回路２７Ａ、２７Ｂにおける第１、第２のスイッチ素子が同時にスイッチング動作をするとき、４個の第１、第２のスイッチ素子を通してパルストランス２５Ａ、２５Ｂのそれぞれの１次巻線Ｎ１にパルス状電流が流れ、パルストランス２５Ａ、２５Ｂの２次巻線Ｎ２Ａ、２次巻線Ｎ２Ｂにほぼ等しい逆極性電圧パルスをそれぞれ同時に生じる。これら逆極性電圧パルスがダイオード２６Ａ，２６Ｂを通して、インダクタンス手段９の両端に印加される。
【００７３】
この実施形態４でも実施形態２と同様に、各コンデンサ１０Ａ、１０Ｂに印加される電圧は直流電圧端子２、３間の直流電圧の１／２である。第１、第２の単位スイッチング回路２７Ａ、２７Ｂにおける各スイッチング素子１１、１２にはコンデンサ１０Ａ、１０Ｂの１／２に等しい電圧、つまり直流電圧端子２，３間の直流電圧の１／４にほぼ等しい電圧が印加される。また、定常のプラズマ状態では、前述したように、最大の直流電圧Ｖｏの１／２程度の電圧がスイッチング素子１１、１２の両端に印加されるだけであるので、スイッチング素子１１、１２は最大の直流電圧Ｖｏの１／２の１２０％〜１５０％の耐圧をもてばよい。したがって、最大の直流電圧Ｖｏが８００Ｖの場合には、スイッチング素子は５００〜６００Ｖの耐圧をもてば十分であり、オン抵抗が比較的低く、かつスイッチング速度が高速の汎用のＦＥＴを用いることができる。
【００７４】
なお、第１、第２の単位スイッチング回路２７Ａ、２７Ｂにおける各コンデンサ１０Ａ、１０Ｂの電圧がアンバランスになることはない。この実施形態４では、２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２Ｂとを、ダイオード２６Ａ、２６Ｂによってインダクタンス手段９の両端にＯＲ接続している。したがって、コンデンサ１０Ａ、１０Ｂの一方の電圧が他方より高くなると、２次巻線Ｎ２Ａ、Ｎ２Ｂの電圧差で、電圧の高い一方のコンデンサ１０Ａ又は１０Ｂから電流が流れ、電圧の低いコンデンサ１０Ｂ又は１０Ａからは電流が流れ出す。このような動作を繰り返すことにより、第１、第２の単位スイッチング回路２７Ａ、２７Ｂのコンデンサ１０Ａ、１０Ｂの電圧は自動的にバランスして等しくなる。このように、２次巻線Ｎ２Ａと２次巻線Ｎ２ＢとをＯＲ接続することは、別途、コンデンサ１０Ａ、１０Ｂの電圧をバランスさせるための抵抗をそれぞれのコンデンサ１０Ａ、１０Ｂに接続する必要が無いので、電力損失やコストの面から有利である。
【００７５】
図３を用いて説明した実施形態２及び図５を用いて説明した実施形態４では、単位スイッチング回路を２個接続したが、直流電圧Ｖｏが更に高い場合等、必要に応じて３個以上の前記単位スイッチング回路を接続してもよい。また、周期的に逆極性電圧パルスを発生せずに、異常放電が発生したとき、又は異常放電の発生を予知したとき、逆極性電圧パルスを発生する異常放電対策の場合には、電圧バランス用抵抗１５、１６などが直列接続されたコンデンサ１０の電圧をバランスさせるように常に働くので、２個以上のパルストランス２５の２次巻線Ｎ２を直列接続してもよい。この場合には、２個以上の２次巻線Ｎ２の抵抗が直列となって、抵抗が増えるので、ダイオード２６が無くとも、流れる直流電流は僅かになるので、ダイオード２６を省略することも可能である。
【００７６】
なお、実施形態１と同様に、実施形態２、３、４では、第１の電圧バランス用抵抗１５、１５Ａ、１５Ｂと第２の電圧バランス用抵抗１６、１６Ａ、１６Ｂとは、第１の帰還用ダイオード１３、１３Ａ、１３Ｂと第２の帰還用ダイオード１４、１４Ａ、１４Ｂとにそれぞれ並列に接続されてもよい。第１の電圧バランス用抵抗１５、１５Ａ、１５Ｂと第２の電圧バランス用抵抗１６、１６Ａ、１６Ｂとは、第１のスイッチ素子１１、１１Ａ、１１Ｂと第２のスイッチ素子１２、１２Ａ、１２Ｂ、又は第１の帰還用ダイオード１３、１３Ａ、１３Ｂと第２の帰還用ダイオード１４、１４Ａ、１４Ｂの少なくともどちらかにそれぞれ並列に接続されることになる。
【００７７】
前述したように、プラズマ用の直流電源１は、一般的には不図示の平滑用のコンデンサやインダクタンス手段を出力側に備えているので、実施形態１〜４に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路では、プラズマ用の直流電源１が備えるコンデンサやインダクタンス手段を、コンデンサ１０やインダクタンス手段９として用いることができる。この場合には、負荷端子７、８が直流電源１の直流出力端子となる。したがって、プラズマ用の直流電源１が直流出力側に備えるインダクタンス手段を利用する場合は、このインダクタンス手段に対して第１の巻線９Ｃ又は９Ｃ１、９Ｃ２を磁気的に結合させ、又は、このインダクタンス手段に並列にパルストランス２５の２次巻線Ｎ２を接続することになる。また、プラズマ用の直流電源１が直流出力側に備えるコンデンサを利用する場合は、このコンデンサに単位スイッチング回路１７又は１７Ａ、１７Ｂや２７又は２７Ａ、２７Ｂを接続することになる。このように、プラズマ用の直流電源の出力側に備えられる平滑用のコンデンサやインダクタンス手段を利用することで、本発明に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路内の単位スイッチング回路を独立した製品として取り扱うことができる。このため、従来のプラズマ用の直流電源に本発明に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路の単位スイッチング回路を接続するだけで、本発明に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を実現でき、異常放電の発生を予防し、又は異常放電を速やかに消滅させることが可能なプラズマ用の直流電源とすることができる。
【００７８】
また、上記で記載した本発明に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を備える直流プラズマ電源装置は、本発明に係る直流プラズマ用逆極性パルス発生回路の有する効果を奏することができる。
【産業上の利用可能性】
【００７９】
スパッタ装置、ＰＶＤ装置、ＣＶＤ装置、エッチング装置などのような直流プラズマ装置のプラズマ負荷に、プラズマ電圧とは逆極性の電圧パルスを印加して、異常放電の発生の予防や異常放電の消去などに用いることができる。
【符号の説明】
【００８０】
１・・・直流プラズマ用の直流電源
２、３・・・直流電圧端子
４・・・プラズマ負荷
５・・・プラズマ負荷４のチャンバー電極
６・・・プラズマ負荷４のターゲット電極
７、８・・・負荷端子
９・・・インダクタンス手段
９Ａ・・・インダクタンス手段９の鉄心
９Ｂ・・・インダクタンス手段９の巻線
９Ｃ、９Ｃ１、９Ｃ２・・・インダクタンス手段９の第１の巻線
１０、１０Ａ、１０Ｂ・・・コンデンサ
１１、１１Ａ、１１Ｂ、１２、１２Ａ、１２Ｂ・・・スイッチング素子
１３、１３Ａ、１３Ｂ、１４、１４Ａ、１４Ｂ・・・帰還用ダイオード
１５、１５Ａ、１５Ｂ、１６、１６Ａ、１６Ｂ・・・電圧バランス用抵抗
１７、１７Ａ、１７Ｂ、２７、２７Ａ、２７Ｂ・・・単位スイッチング回路
１８・・・制御回路
１９、２０・・・入力電圧検出線
２１、２２・・・出力電圧検出線
２３、２３Ａ、２３Ｂ、２４、２４Ａ、２４Ｂ・・・信号線
２５・・・パルストランス
Ｎ１・・・パルストランス２５の１次巻線
Ｎ２、Ｎ２Ａ、Ｎ２Ｂ、パルストランス２５の２次巻線Ｎ２
【特許請求の範囲】
【請求項１】
プラズマ用の直流電源からの直流電圧が印加される一対の直流電圧端子と、
前記プラズマに接続される一対の負荷端子と、
前記一対の直流電圧端子間に接続されるコンデンサと、
前記コンデンサの一端と前記負荷端子の一方との間に接続されるインダクタンス手段と、
前記コンデンサに並列に接続される単位スイッチング回路と、
前記一対の直流電圧端子の直流電圧が入力され、単位スイッチング回路内の第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子の導通を制御する制御回路と、を備え、
前記単位スイッチ回路は、前記コンデンサに並列に接続される前記第１のスイッチ素子と前記インダクタンス手段の巻線又は前記インダクタンス手段に並列に接続される第２の巻線に対して磁気的に結合される第１の巻線と前記第２のスイッチ素子とを有する直列回路と、
直列に接続される前記第１のスイッチ素子と前記第１の巻線とに並列に接続される第１の帰還用整流素子と、
直列に接続される前記第２のスイッチ素子と前記第１の巻線とに並列に接続される第２の帰還用整流素子と、
前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とに又は前記第１の帰還用整流素子と前記第２の帰還用整流素子とにそれぞれ並列に接続される電圧バランス用抵抗とを有し、
前記一対の直流電圧端子間の直流電圧が設定値を越える場合は、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを導通させずに、前記コンデンサの両端電圧を前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とに分担させ、
前記一対の直流電圧端子間の直流電圧が前記設定値よりも低い場合は、周期的に、又は異常放電の発生もしくは異常放電の発生の予知が検出されるときに前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを導通させ、プラズマ発生状態における前記直流電圧端子間の直流電圧よりも大きな逆極性の電圧を前記インダクタンス手段に印加させて、前記プラズマ発生状態における直流電圧端子間の直流電圧と前記逆極性の電圧との差に相当する大きさの逆極性電圧を前記負荷端子間に出力させ、
前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とをターンオフさせる場合は、前記第１の帰還用整流素子と前記第２の帰還用整流素子とが導通する期間に、前記第１のスイッチ素子の両端と前記第２のスイッチ素子の両端とに印加される電圧が、前記コンデンサの両端電圧で制限されることを特徴とする直流プラズマ用逆極性パルス発生回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記インダクタンス手段と前記第１の巻線とは、同一の鉄心に巻かれるチョークトランスを構成する、又は、前記第１の巻線と前記第２の巻線とは、同一の鉄心に巻かれるパルストランスを構成することを特徴とする直流プラズマ用逆極性パルス発生回路。
【請求項３】
請求項１又は請求項２において、
複数のコンデンサが前記一対の直流電圧端子間に互いに直列に接続され、
前記複数のコンデンサのそれぞれに、複数の前記単位スイッチング回路がそれぞれ接続され、
前記単位スイッチング回路のそれぞれの前記第１の巻線は、前記インダクタンス手段が有する鉄心に巻かれて磁気的に結合される、又は、前記インダクタンス手段に対して並列に接続されるそれぞれの前記第２の巻線と同一の鉄心に巻かれるパルストランスをそれぞれ構成することを特徴とする直流プラズマ用逆極性パルス発生回路。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれかに記載された直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を備えることを特徴とする直流プラズマ電源装置。
【請求項１】
プラズマ用の直流電源からの直流電圧が印加される一対の直流電圧端子と、
前記プラズマに接続される一対の負荷端子と、
前記一対の直流電圧端子間に接続されるコンデンサと、
前記コンデンサの一端と前記負荷端子の一方との間に接続されるインダクタンス手段と、
前記コンデンサに並列に接続される単位スイッチング回路と、
前記一対の直流電圧端子の直流電圧が入力され、単位スイッチング回路内の第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子の導通を制御する制御回路と、を備え、
前記単位スイッチ回路は、前記コンデンサに並列に接続される前記第１のスイッチ素子と前記インダクタンス手段の巻線又は前記インダクタンス手段に並列に接続される第２の巻線に対して磁気的に結合される第１の巻線と前記第２のスイッチ素子とを有する直列回路と、
直列に接続される前記第１のスイッチ素子と前記第１の巻線とに並列に接続される第１の帰還用整流素子と、
直列に接続される前記第２のスイッチ素子と前記第１の巻線とに並列に接続される第２の帰還用整流素子と、
前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とに又は前記第１の帰還用整流素子と前記第２の帰還用整流素子とにそれぞれ並列に接続される電圧バランス用抵抗とを有し、
前記一対の直流電圧端子間の直流電圧が設定値を越える場合は、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを導通させずに、前記コンデンサの両端電圧を前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とに分担させ、
前記一対の直流電圧端子間の直流電圧が前記設定値よりも低い場合は、周期的に、又は異常放電の発生もしくは異常放電の発生の予知が検出されるときに前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを導通させ、プラズマ発生状態における前記直流電圧端子間の直流電圧よりも大きな逆極性の電圧を前記インダクタンス手段に印加させて、前記プラズマ発生状態における直流電圧端子間の直流電圧と前記逆極性の電圧との差に相当する大きさの逆極性電圧を前記負荷端子間に出力させ、
前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とをターンオフさせる場合は、前記第１の帰還用整流素子と前記第２の帰還用整流素子とが導通する期間に、前記第１のスイッチ素子の両端と前記第２のスイッチ素子の両端とに印加される電圧が、前記コンデンサの両端電圧で制限されることを特徴とする直流プラズマ用逆極性パルス発生回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記インダクタンス手段と前記第１の巻線とは、同一の鉄心に巻かれるチョークトランスを構成する、又は、前記第１の巻線と前記第２の巻線とは、同一の鉄心に巻かれるパルストランスを構成することを特徴とする直流プラズマ用逆極性パルス発生回路。
【請求項３】
請求項１又は請求項２において、
複数のコンデンサが前記一対の直流電圧端子間に互いに直列に接続され、
前記複数のコンデンサのそれぞれに、複数の前記単位スイッチング回路がそれぞれ接続され、
前記単位スイッチング回路のそれぞれの前記第１の巻線は、前記インダクタンス手段が有する鉄心に巻かれて磁気的に結合される、又は、前記インダクタンス手段に対して並列に接続されるそれぞれの前記第２の巻線と同一の鉄心に巻かれるパルストランスをそれぞれ構成することを特徴とする直流プラズマ用逆極性パルス発生回路。
【請求項４】
請求項１から請求項３のいずれかに記載された直流プラズマ用逆極性パルス発生回路を備えることを特徴とする直流プラズマ電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１２−３３４０９（Ｐ２０１２−３３４０９Ａ）
【公開日】平成２４年２月１６日（２０１２．２．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１７２６５２（Ｐ２０１０−１７２６５２）
【出願日】平成２２年７月３０日（２０１０．７．３０）
【出願人】（０００１０３９７６）オリジン電気株式会社 (223)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年２月１６日（２０１２．２．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年７月３０日（２０１０．７．３０）
【出願人】（０００１０３９７６）オリジン電気株式会社 (223)
【Ｆターム（参考）】
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