磁気計測装置、及びＡＤ変換装置
【課題】複数の磁気センサを有した磁気計測装置におけるΔΣ型ＡＤＣの回路規模を抑制する。
【解決手段】ΔΣ変調器２２は、複数の磁気センサ８のうち所定の入力切換周期で切り換えて選択される１つからのセンサ信号を入力されΔΣ変調する。デジタルフィルタ２４は、ΔΣ変調器２２にて周期Ｔでオーバーサンプリングされたデータに基づいて計測データを生成する。デジタルフィルタ２４はカウンタ３４を有する。カウンタ３４は、選択された磁気センサ８について、周期Ｔ毎に入力されるデータを累積加算して計測データを生成して出力し、次に選択される磁気センサ８に対しては前回の磁気センサ８についての計数値をリセットして新たな累積加算を開始する。
【解決手段】ΔΣ変調器２２は、複数の磁気センサ８のうち所定の入力切換周期で切り換えて選択される１つからのセンサ信号を入力されΔΣ変調する。デジタルフィルタ２４は、ΔΣ変調器２２にて周期Ｔでオーバーサンプリングされたデータに基づいて計測データを生成する。デジタルフィルタ２４はカウンタ３４を有する。カウンタ３４は、選択された磁気センサ８について、周期Ｔ毎に入力されるデータを累積加算して計測データを生成して出力し、次に選択される磁気センサ８に対しては前回の磁気センサ８についての計数値をリセットして新たな累積加算を開始する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁気計測装置、及び磁気センサにより得られるセンサ信号を計測データに変換するＡＤ変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＡＤ変換器（Analog-to-Digital Convertor：ＡＤＣ）として、ΔΣ変調型のものが知られている。ΔΣ型ＡＤＣは、互いに直列に接続されたΔΣ変調器とデジタルフィルタとを有する。ΔΣ変調器は入力されたアナログ信号を目的のサンプリング周波数ｆＳより十分に高い周波数ｆＯＳでサンプリング (オーバーサンプリング) し、例えば、１ビットのデータ列を生成する。その際に生じる量子化誤差は、ΔΣ変調器のノイズシェーピング機能により高周波帯域へシフトされる。この高周波帯域への量子化雑音のシフトにより、入力アナログ信号の帯域が包含される低周波帯域では量子化雑音が少なくなる。
【０００３】
デジタルフィルタは、ローパスフィルタとしての機能を有し、高周波帯域を除去することで量子化雑音を低減する。例えば、このローパスフィルタの機能は移動平均処理によって行われる。また、デジタルフィルタは、データレートをオーバーサンプリング周波数ｆＯＳから目的のサンプリング周波数ｆＳまで落とす処理を行う。
【０００４】
例えば、入力アナログ信号がオーディオ信号である場合、ナイキスト周波数を可聴帯域の上限に応じて設定するため、周波数ｆＳは３２〜４８ｋＨｚ程度となる。そのため、周波数ｆＳに対応する周期ξが、ローパスフィルタリングに要するデータ変換期間より短くなり得る。図８は、この場合を説明する図であり、周期ξ毎に設定されるデータ変換期間の相互関係の一例を示す模式図である。この例では、データ変換期間１１０は周期ξの１６倍である。例えば、時刻ｔ０に対応する出力データを得るためのデータ変換期間１１０-1は周期ξ毎の期間Ｐ１〜Ｐ１６に位置し、時刻ｔ０＋ξに対応する出力データを得るためのデータ変換期間１１０-2は期間Ｐ２〜Ｐ１７に位置し、両データ変換期間１１０は重複部分を有する。このように、時刻ｔ０〜ｔ０＋１５ξに対応する１６個のデータ変換期間１１０は重複する部分を有する。
【０００５】
この場合に、周期ξずつずれた１６個の各データ変換期間１１０についての移動平均値を求めるには、単純には、並列に動作する１６個の加算器等の移動平均手段を設ければよい。しかし、当該構成は回路規模が大きくなる。より回路規模が小さい構成は、長さξの期間Ｐｋ（例えば、図８に示す期間Ｐ１〜Ｐ１８）内のデータレートｆＯＳのデータを加算して１つのデータとするデシメーション（間引き）フィルタを用いるものであり、図８の例においては、１６個のデシメーションフィルタを設ければ、周期ξずつシフトする各データ変換期間１１０についての移動平均処理を実現することができる。具体的には、データ変換期間１１０-1に対しては、１６個の期間Ｐ１〜Ｐ１６それぞれでのデータ加算をデシメーションフィルタで行い、デシメーションフィルタの１６個の出力をさらに加算、平均することで、時刻ｔ０に対応する出力データが得られる。次のデータ変換期間１１０-2に対しては、期間Ｐ１に用いたデシメーショフィルタをリセットし、これを用いて期間Ｐ１７のデータ加算を実行する。この新たに得られる期間Ｐ１７のデシメーションフィルタの出力値と、データ変換期間１１０-1での処理で既に得られている期間Ｐ２〜Ｐ１６に対応するデシメーションフィルタの出力値とを用いて、時刻ｔ０＋ξに対応する出力データを得ることができる。以下、同様の処理を繰り返すことで、データレートｆＳでデータが得られる。
【特許文献１】特開２００５−３１８２０４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上述のデシメーションフィルタはＤＳＰ（Digital Signal Processor：ＤＳＰ）やマイコンを用いて構成される。これらＤＳＰやマイコンで構成したデシメーションフィルタは構成が比較的複雑であり、１つの入力データ当たりの処理に複数クロックを要する。そのため、駆動クロックの周波数が高くなるという問題がある。また、ＤＳＰにおいて乗算器を用いて構成されるデジタルフィルタは、減衰量を大きくすると回路規模も大きくなるという問題点があった。ΔΣ型ＡＤＣは磁気センサの出力信号に対しても用いられる。磁気センサを備えた電子コンパス等の磁気計測装置は、例えば、携帯電話などにも搭載され、小型化が求められている。
【０００７】
本発明は上記問題点を解決するためになされたものであり、一層簡単な構成で、回路規模の縮小が図られるＡＤ変換装置を提供し、ひいてはより小型の磁気計測装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係る磁気計測装置及びＡＤ変換装置は、複数の磁気センサのうち所定の入力切換周期で切り換えて選択される１つからのセンサ信号をΔΣ変調するΔΣ変調器と、前記ΔΣ変調器にてオーバーサンプリングされたデータに基づいて前記計測データを生成するデジタルフィルタと、を有し、前記デジタルフィルタは、前記入力切換周期に同期して、前記ΔΣ変調器でのサンプリング周期毎に入力されるデータを累積加算し前記計測データを出力するカウンタを有するものである。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、カウンタが有するローパスフィルタとしての機能に着目し、カウンタをΔΣ型ＡＤＣにおけるデジタルフィルタとして用いる。カウンタを用いたフィルタは、ＦＩＲフィルタなどの乗算器を用いたものに比べて構成が簡単であり、例えば、１つの入力データ当たりの処理に要するクロック数を１クロックにすることが可能である。また、例えば、同等の減衰率が得られるフィルタをより小さな回路規模で実現することができる。すなわち、ＡＤ変換装置及びそれを用いた磁気計測装置の構成をより簡単とし、回路規模の縮小を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。
【００１１】
図１は、実施形態に係る磁気計測装置２の概略の回路構成図である。磁気計測装置２は、磁気センサユニット４と磁気センサ制御回路６とからなる。
【００１２】
磁気センサユニット４は、直交座標系（ＸＹＺ座標系）の３軸に対応して、３つの磁気センサ８（磁気センサ８ｘ，８ｙ，８ｚ）を有する。磁気センサ８ｘ，８ｙ，８ｚはそれぞれ、外部磁界のＸ軸方向、Ｙ軸方向、Ｚ軸方向の成分を検出する。
【００１３】
各磁気センサ８は、抵抗素子Ｒa，Ｒb，Ｒc，Ｒdからなるブリッジ回路である。抵抗Ｒa，Ｒdは端子ＶＩＮ１，ＶＩＮ２の間に直列接続され、また、抵抗Ｒb，Ｒcも端子ＶＩＮ１，ＶＩＮ２の間に直列接続される。そして、抵抗Ｒa，Ｒdの接続点が出力端子ＶＯＵＴ１であり、抵抗Ｒb，Ｒcの接続点が出力端子ＶＯＵＴ２である。抵抗素子Ｒa，Ｒb，Ｒc，Ｒdのうち、磁気抵抗変化を示す素子はＲa，Ｒcである。一方、Ｒb，Ｒdは固定抵抗である。このブリッジ回路の一対の入力端子ＶＩＮ１，ＶＩＮ２に電圧を印加すると、抵抗Ｒa，Ｒdで分圧された電圧が出力端子ＶＯＵＴ１に得られ、抵抗Ｒb，Ｒcで分圧された電圧が出力端子ＶＯＵＴ２に得られる。抵抗Ｒa，Ｒcは外部磁界により抵抗が変化するので、外部磁界に応じた電圧信号が、出力端子ＶＯＵＴ１，ＶＯＵＴ２から差動形式で出力される。また、Ｒb，Ｒdを磁気抵抗素子、Ｒa，Ｒcを固定抵抗素子としても、ブリッジ回路の差動出力であるため同様に動作する。
【００１４】
磁気抵抗素子としては、磁界に対して対称性のある変化を示すものを用いる。このような磁気抵抗素子としては、ＭＲ（Magneto Resistance）素子、ＧＩＧ（Granular In Gap）素子などが知られている。磁気計測装置２では例えば、ＭＲ素子の一種であるＧＭＲ（Giant Magneto Resistance）素子を抵抗Ｒa，Ｒcに用いる。
【００１５】
磁気センサ８には、コイル１０が併設される。コイル１０は供給される電流に応じた強度のバイアス磁界を抵抗Ｒa，Ｒcに及ぼし、それらの抵抗を変化させることができる。
【００１６】
スイッチＳＷＸ１，ＳＷＹ１，ＳＷＺ１は、３つの磁気センサ８のいずれか１つの端子ＶＩＮ１，ＶＩＮ２に電圧印加を行うために設けられている。
【００１７】
磁気センサ８の端子ＶＩＮ１，ＶＩＮ２の一方には正電圧ＶＣＣが印加され、他方には接地電位ＧＮＤが印加される。この印加電圧の極性は、極性反転部１２のスイッチＳＷＳ１〜ＳＷＳ４により切り換えることができる。
【００１８】
また、磁気センサ８ｘの出力端子ＶＯＵＴ１，ＶＯＵＴ２から磁気センサ制御回路６への信号線にはスイッチＳＷＸ２，ＳＷＸ３が設けられ、同様に、磁気センサ８ｙの出力端子ＶＯＵＴ１，ＶＯＵＴ２にはスイッチＳＷＹ２，ＳＷＹ３が設けられ、磁気センサ８ｚにはスイッチＳＷＺ２，ＳＷＺ３が設けられる。これら出力端子に設けられたスイッチを切り換えて、３つの磁気センサ８のいずれか１つの出力信号を磁気センサ制御回路６へ入力させることができる。
【００１９】
さらに、各磁気センサ８に併設されるコイル１０への電流供給を選択的に行うために、スイッチＳＷＸ４，ＳＷＹ４，ＳＷＺ４が設けられている。
【００２０】
磁気センサ制御回路６は、差動プリアンプ２０、ΔΣ変調器２２、デジタルフィルタ２４、出力インターフェース２６、電流ＤＡＣ２８及び制御部３０を有する。
【００２１】
差動プリアンプ２０は、磁気センサ８の出力端子ＶＯＵＴ１，ＶＯＵＴ２から出力される差動形式の磁界計測信号ＳＭを増幅する。
【００２２】
ΔΣ変調器２２とデジタルフィルタ２４とはΔΣ型ＡＤＣを構成し、アナログ信号である磁界計測信号ＳＭをデジタルデータに変換し磁界計測データＤＭを生成する。差動プリアンプ２０にて増幅された磁界計測信号ＳＭはΔΣ変調器２２に入力される。ΔΣ変調器２２は、１ビットのＡＤ変換機能を有し、磁界計測信号ＳＭを磁界計測データＤＭのサンプルレート（サンプリング周波数ｆＳ）よりも十分に高い周波数ｆＯＳでオーバーサンプリングして、パルス密度変調（Pulse Density Modulation：ＰＤＭ）されたパルス列を生成する。このように、少ないビットで粗く量子化された出力には量子化ノイズが多く含まれる。この量子化ノイズは、ΔΣ変調器２２内部のノイズシェーピング回路で、高周波領域にシフトされる。
【００２３】
ΔΣ変調器２２の出力は、デジタルフィルタ２４に入力される。デジタルフィルタ２４は、プリフィルタ３２，３３とカウンタ３４とを備える。デジタルフィルタ２４はローパスフィルタ (Low-Pass Filter：ＬＰＦ)であり、ノイズシェーピング回路にて高周波領域に移された量子化ノイズを減衰させる一方、磁界計測データを表す信号成分が存在する低周波領域を通過させる。
【００２４】
カウンタ３４は入力されるデータを累積加算する。これは積分処理に相当し、カウンタ３４を周波数フィルタとしてみれば一次のＬＰＦの機能を有している。そこで、デジタルフィルタ２４は、上述の量子化ノイズを除去するためのメインフィルタとしてカウンタ３４を用いている。さらに、デジタルフィルタ２４は、カウンタ３４の前段にプリフィルタ３２，３３を備え、高周波領域の減衰率を高めている。
【００２５】
また、デジタルフィルタ２４の出力データのデータレートは、カウンタ３４からのカウント値の読み出しタイミングに応じて制御できる。すなわち、カウンタ３４は、データレートをオーバーサンプリング周波数ｆＯＳから目的のサンプリング周波数ｆＳに落とすことができる。
【００２６】
このように、デジタルフィルタ２４は、カウンタ３４を用いて、ΔΣ変調器２２からの高速の１ビットデータにフィルタリングとダウンサンプリングを施し、相対的に低速で多ビットのデータとする。これが、磁界計測データＤＭとして出力される。
【００２７】
デジタルフィルタ２４にて生成された磁界計測データＤＭは、半導体集積回路等で構成された磁気センサ制御回路６からバス等を介してマイコン等へ伝送される。出力インターフェース２６は時分割で順次得られるＸ，Ｙ，Ｚ各軸方向の磁界計測データＤＭをこのデータ伝送に適した形式に変換し、バス等へ送出する。
【００２８】
電流ＤＡＣ２８は、バイアス磁界発生手段であるコイル１０に供給する駆動電流ＩＢを生成する。電流ＤＡＣ２８は、制御部３０から目的バイアス磁界データＤＢを入力され、当該データを、アナログの駆動信号である駆動電流ＩＢに変換する。
【００２９】
制御部３０は、スイッチＳＷＸ１〜ＳＷＸ３，ＳＷＹ１〜ＳＷＹ３，ＳＷＺ１〜ＳＷＺ３を切り換えて、磁気センサ８ｘ，８ｙ，８ｚのうち、電圧を印加し、その出力を差動プリアンプ２０へ取り出すものを順番に選択し、また、選択した磁気センサ８に対応して、スイッチＳＷＸ４，ＳＷＹ４，ＳＷＺ４を切り換えて、当該磁気センサ８に併設されたコイル１０へ電流ＤＡＣ２８から選択的に駆動電流ＩＢを供給させる。さらに、制御部３０は、選択した磁気センサ８での１回の磁界計測において、極性反転部１２を制御して印加電圧の極性を反転させる動作を行う。また、制御部３０は、磁気センサ８の切り換えや印加電圧の極性の切り換えに連動してデジタルフィルタ２４の動作を制御する。さらに、制御部３０は、磁気センサ８の切り換えなどに対応して出力インターフェース２６の動作を制御する。
【００３０】
図２は、プリフィルタ３２の構成を示す模式的なブロック図である。プリフィルタ３２は、それぞれα個の遅延器４０及び加算器４２からなる。各遅延器４０の遅延時間は、オーバーサンプリングの周期Ｔ（≡１/ｆＯＳ）である。遅延器４０-1〜４０-αは直列接続され、ΔΣ変調器２２から初段の遅延器４０-1に入力されるデータは順次、後段の遅延器４０へ伝達される。初段の加算器４２-1は、プリフィルタ３２に入力されるデータと、遅延器４０-1から出力されるデータとを加算する。２段目以降の加算器４２-j（ｊは２≦ｊ≦αなる自然数）は、前段の加算器４２-(j-1)の出力と、遅延器４０-jから出力されるデータとを加算する。最終段の加算器４２-αの出力には、直近にプリフィルタ３２に入力された（α＋１）個のデータの合計値が得られる。例えば、α＝３１とした場合、加算器４２-αから出力されるデータは５ビットのバイナリデータで表される。
【００３１】
図３は、プリフィルタ３３の構成を示す模式的なブロック図である。プリフィルタ３３は、それぞれ４個の遅延器５０及び加算器５２からなる。各遅延器５０の遅延時間は、サンプリング周期Ｔである。遅延器５０-1はプリフィルタ３２から入力されるデータを遅延して、加算器５２-1に入力する。加算器５２-1はプリフィルタ３２から入力されるデータと、遅延器５０-1から出力されるデータとを加算する。２段目以降の遅延器５０-j及び加算器５２-j（ここではｊ＝２，３，４）は、加算器５２-(j-1)からデータを入力される。加算器５２-jは加算器５２-(j-1)から入力されるデータと、遅延器５０-jから出力されるデータとを加算する。例えば、プリフィルタ３２にてα＝３１とした場合、加算器５２-4から出力されるデータは９ビットのバイナリデータで表される。
【００３２】
図４は、カウンタ３４の構成を示す模式的なブロック図である。カウンタ３４は、全加算器６０及びＤフリップフロップ６２の対を、計数可能な桁数（カウンタ長）分接続した構造を有する。カウンタ３４は、下位ｍビットの全加算器６０のデータ入力端子“Ａ”に計数対象データのビット値ＳＯj（ここではｊは１≦ｊ≦ｍなる自然数）を入力される。残りの上位側のビットの全加算器６０のデータ入力端子“Ａ”には、信号ＲＥＶが入力される。一方、各全加算器６０のデータ入力端子“Ｂ”には対をなすＤフリップフロップ６２の出力端子“Ｑ”の値が入力される。データ信号ＲＥＶは最下位ビットの全加算器６０のキャリー入力端子“ＣＩ”にも入力される。
【００３３】
全加算器６０は、端子“Ａ”，“Ｂ”，“ＣＩ”の値に基づいて加算出力端子“Ｓ”及びキャリー出力端子“ＣＯ”を設定する。加算出力端子“Ｓ”の値は、対をなすＤフリップフロップ６２の入力端子“Ｄ”に入力される。Ｄフリップフロップ６２はクロック信号ＣＬＫに同期して、入力データをラッチする。一方、キャリー出力端子“ＣＯ”の値はそれぞれ１つ上のビットの全加算器６０のキャリー入力端子“ＣＩ”に入力される。
【００３４】
制御部３０は、極性反転部１２から磁気センサ８への印加電圧が正極性の場合には信号ＲＥＶを“０”に設定して、カウンタ３４にて現在の計数値に、負極性の場合には“１”に設定する。これにより、正極性の場合には、カウンタ３４は、現在の計数値とｍビットの計数対象データが表す値とを加算した値を新たな計数値とする。一方、負極性の場合には、カウンタ３４は、現在の計数値から計数対象データが表す値を減算した値を新たな計数値とする。
【００３５】
カウンタ３４の計数値のビット値はＤフリップフロップ６２の出力端子“Ｑ”から読み出される。ここで、最上位ビットから所望のビット数だけ読み出せば、読み出さない下位ビット数分の除算をしたのと同様の結果を得ることができる。すなわち、除算器を用いずに平均処理を行うことができる。図４では、カウンタ３４は、上位ｎビットを計数結果のビット値ＡＤj（ここではｊは１≦ｊ≦ｎなる自然数）として出力する。
【００３６】
なお、カウンタ３４の計数値は、リセット信号ＲＳＴによりリセットすることができる。プリフィルタ３２，３３及びカウンタ３４は共通のクロック信号ＣＬＫで駆動される。クロック信号ＣＬＫの周波数は基本的に、プリフィルタ３２への入力データのデータレートｆＯＳに等しく設定される。
【００３７】
例えば、カウンタ３４はカウンタ長を２４ビットとすることができる。図４では、入力のＳＯmの桁と出力のＡＤ1の桁とが同じであるが、これは必須ではなく、ＡＤ1の桁はより下位にも、上位にも設定することができる。
【００３８】
図５は、デジタルフィルタ２４での処理を説明するためのタイミング図である。センサセレクトとして示す波形は、Ｘ，Ｙ，Ｚ軸方向のいずれについて磁界計測が行われるかを示している。例えば、Ｘ軸の磁気センサ８ｘは、Ｘ軸のセンサセレクトがＨ(High)レベルの期間７０ｘに選択的に、電圧及びバイアス磁界を印加され、磁界計測信号ＳＭが差動プリアンプ２０に入力される。Ｙ軸、Ｚ軸のセンサセレクトも同様のことを示している。Ｘ軸、Ｙ軸、Ｚ軸のセンサセレクトは基本的に同じ長さずつ順番に設定される。
【００３９】
センサ極性は、極性反転部１２の状態を示しており、例えば、Ｌ(Low）レベルの期間７２が、磁気センサ８への印加電圧が正極性であり、一方、Ｈレベルの期間７４が、印加電圧が正極性とは反転した負極性であるとする。各磁気センサ８の１回の磁界計測期間にて正極性の期間７２と負極性の期間７４とが同じ長さずつ設定される。図５に示す動作では、各軸のセンサセレクトの期間７０ｘ，７０ｙ，７０ｚがそれぞれ２等分され、前半が正極性、後半が負極性に設定される。
【００４０】
デジタルフィルタ２４は、ΔΣ変調器２２から出力されるパルスの数を例えば、プリフィルタ３２，３３での前処理の後、カウンタ３４で累積加算し、これにより、ΔΣ変調器２２の出力スペクトルの高周波領域に対する帯域制限を行う。カウンタ３４の累積加算は期間７０ｘ，７０ｙ，７０ｚのそれぞれにおいて行われ、カウンタ３４は各期間７０毎に１つの計数結果を出力する。
【００４１】
制御部３０は正極性の期間７２及び負極性の期間７４それぞれの期間内に、デジタルフィルタ２４を動作させる期間７６，７８を設定する。期間７６と期間７８とは同じ長さに設定される。また制御部３０は、上述のように信号ＲＥＶを切り換え、正極性の期間７２ではカウンタ３４での入力データに対する動作を加算動作とし、負極性の期間７４では減算動作とする。このデータ合成を行うことで、後述するように、電流ＤＡＣ２８の出力電流に含まれるフリッカノイズなどに起因して生じる磁界計測信号ＳＭのオフセットノイズを低減し、磁界計測データの高精度化を図ることができる。
【００４２】
期間７８が終了すると、デジタルフィルタ２４ではデータ合成処理が完了して１つの磁界計測データＤＭが得られる。制御部３０は、得られた磁界計測データＤＭを、次の磁界計測を開始する前の期間８０に、加算結果を保持するカウンタ３４から読み出し、出力インターフェース２６によるデータ転送動作を行う。また、磁界計測データＤＭのデータ転送動作を行うと、続く期間８２にて制御部３０はカウンタ３４をリセットし、次の磁界計測の開始に備える。
【００４３】
次に、データ合成処理によるオフセットノイズの低減について説明する。或る外部磁界強度Ｂでの正極性電圧印加時の磁界計測信号ＳＭの値をｓ＋、負極性電圧印加時の磁界計測信号ＳＭの値をｓ−とする。ｓ＋のうち外部磁界の強度に対応する成分をｓＯとすると、オフセットノイズｓＮが０でない状態でのｓ＋は次式で表される。
ｓ＋＝ｓＯ＋ｓＮ ・・・（１）
【００４４】
一方、同じ外部磁界強度Ｂにてｓ−は次式で表される。
ｓ−＝−ｓＯ＋ｓＮ ・・・（２）
【００４５】
ｓ＋は、正極性の動作期間７６でのΔΣ変調器２２の出力の加算結果に相当し、一方、ｓ−は、負極性の動作期間７８での加算結果に相当する。（１）式から（２）式を減じると、次式に示されるように、オフセットノイズｓＮが相殺され、外部磁界強度ｓＯを求めることができる。
ｓ＋−ｓ−＝２ｓＯ ・・・（３）
【００４６】
カウンタ３４を期間７６では加算動作とし、期間７８では減算動作とするデジタルフィルタ２４の動作は、（１），（２）式から（３）式を得る演算に対応しており、この原理により、デジタルフィルタ２４にてオフセットノイズが低減される。
【００４７】
図６は、プリフィルタ３２，３３及びカウンタ３４それぞれのフィルタ特性の模式図であり、図７はそれらの合成特性の模式図である。図６，図７において横軸は対数スケールで表した周波数であり、縦軸はデシベル表示の減衰率である。これらの図は、ｆＯＳ及びクロック信号ＣＬＫが６ＭＨｚである場合を示している。図６において特性曲線９０は、α＝３１とした場合のプリフィルタ３２のフィルタ特性の包絡線を表し、特性曲線９２は、プリフィルタ３３のフィルタ特性の包絡線を表し、また、特性曲線９４は、カウンタ３４での加算回数が２１４回である場合のカウンタ３４のフィルタ特性の包絡線を表している。特性曲線９０，９２，９４のいずれも低周波領域では減衰せず、高周波領域にｆＯＳへ向けて減衰率が増加する減衰域を有する。
【００４８】
図７の特性曲線１００がプリフィルタ３２，３３及びカウンタ３４の合成したフィルタ特性の包絡線である。カウンタ３４の前段にプリフィルタ３２，３３を設けることで、カウンタ３４単独の場合（特性曲線９４）よりも好適に高周波領域を減衰することができる。なお、プリフィルタの段数及び構成は、上述の実施形態に限定されない。
【００４９】
一方、カウンタ３４単独のフィルタ特性自体に関しても、加算回数を大きくすることにより減衰率を向上させることができる。なお、加算回数の増加にはカウンタ長を大きくする必要が生じ得るが、カウンタ長は、上述の全加算器６０及びＤフリップフロップ６２の対の追加で容易に増加し、加算回数の上限はカウンタ長を１つ増やす毎に２倍ずつ指数的に増えるので、加算回数の増加が回路規模へ与える影響は少ない。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の実施形態に係る磁気計測装置の概略の回路構成図である。
【図２】第１のプリフィルタの構成を示す模式的なブロック図である。
【図３】第２のプリフィルタの構成を示す模式的なブロック図である。
【図４】カウンタの構成を示す模式的なブロック図である。
【図５】磁気センサ制御回路のデジタルフィルタでの処理を説明するためのタイミング図である。
【図６】２つのプリフィルタ及びカウンタそれぞれのフィルタ特性の模式図である。
【図７】２つのプリフィルタ及びカウンタを合成したフィルタ特性の模式図である。
【図８】オーディオ信号をサンプリングする従来技術において、連続するサンプリングタイミングに対するデータ変換期間を示す模式図である。
【符号の説明】
【００５１】
２ 磁気計測装置、４ 磁気センサユニット、６ 磁気センサ制御回路、８ 磁気センサ、１０ コイル、１２ 極性反転部、２０ 差動プリアンプ、２２ ΔΣ変調器、２４ デジタルフィルタ、２６ 出力インターフェース、２８ 電流ＤＡＣ、３０ 制御部、３２，３３ プリフィルタ、３４ カウンタ、４０，５０ 遅延器、４２，５２ 加算器、６０ 全加算器、６２ Ｄフリップフロップ。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁気計測装置、及び磁気センサにより得られるセンサ信号を計測データに変換するＡＤ変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＡＤ変換器（Analog-to-Digital Convertor：ＡＤＣ）として、ΔΣ変調型のものが知られている。ΔΣ型ＡＤＣは、互いに直列に接続されたΔΣ変調器とデジタルフィルタとを有する。ΔΣ変調器は入力されたアナログ信号を目的のサンプリング周波数ｆＳより十分に高い周波数ｆＯＳでサンプリング (オーバーサンプリング) し、例えば、１ビットのデータ列を生成する。その際に生じる量子化誤差は、ΔΣ変調器のノイズシェーピング機能により高周波帯域へシフトされる。この高周波帯域への量子化雑音のシフトにより、入力アナログ信号の帯域が包含される低周波帯域では量子化雑音が少なくなる。
【０００３】
デジタルフィルタは、ローパスフィルタとしての機能を有し、高周波帯域を除去することで量子化雑音を低減する。例えば、このローパスフィルタの機能は移動平均処理によって行われる。また、デジタルフィルタは、データレートをオーバーサンプリング周波数ｆＯＳから目的のサンプリング周波数ｆＳまで落とす処理を行う。
【０００４】
例えば、入力アナログ信号がオーディオ信号である場合、ナイキスト周波数を可聴帯域の上限に応じて設定するため、周波数ｆＳは３２〜４８ｋＨｚ程度となる。そのため、周波数ｆＳに対応する周期ξが、ローパスフィルタリングに要するデータ変換期間より短くなり得る。図８は、この場合を説明する図であり、周期ξ毎に設定されるデータ変換期間の相互関係の一例を示す模式図である。この例では、データ変換期間１１０は周期ξの１６倍である。例えば、時刻ｔ０に対応する出力データを得るためのデータ変換期間１１０-1は周期ξ毎の期間Ｐ１〜Ｐ１６に位置し、時刻ｔ０＋ξに対応する出力データを得るためのデータ変換期間１１０-2は期間Ｐ２〜Ｐ１７に位置し、両データ変換期間１１０は重複部分を有する。このように、時刻ｔ０〜ｔ０＋１５ξに対応する１６個のデータ変換期間１１０は重複する部分を有する。
【０００５】
この場合に、周期ξずつずれた１６個の各データ変換期間１１０についての移動平均値を求めるには、単純には、並列に動作する１６個の加算器等の移動平均手段を設ければよい。しかし、当該構成は回路規模が大きくなる。より回路規模が小さい構成は、長さξの期間Ｐｋ（例えば、図８に示す期間Ｐ１〜Ｐ１８）内のデータレートｆＯＳのデータを加算して１つのデータとするデシメーション（間引き）フィルタを用いるものであり、図８の例においては、１６個のデシメーションフィルタを設ければ、周期ξずつシフトする各データ変換期間１１０についての移動平均処理を実現することができる。具体的には、データ変換期間１１０-1に対しては、１６個の期間Ｐ１〜Ｐ１６それぞれでのデータ加算をデシメーションフィルタで行い、デシメーションフィルタの１６個の出力をさらに加算、平均することで、時刻ｔ０に対応する出力データが得られる。次のデータ変換期間１１０-2に対しては、期間Ｐ１に用いたデシメーショフィルタをリセットし、これを用いて期間Ｐ１７のデータ加算を実行する。この新たに得られる期間Ｐ１７のデシメーションフィルタの出力値と、データ変換期間１１０-1での処理で既に得られている期間Ｐ２〜Ｐ１６に対応するデシメーションフィルタの出力値とを用いて、時刻ｔ０＋ξに対応する出力データを得ることができる。以下、同様の処理を繰り返すことで、データレートｆＳでデータが得られる。
【特許文献１】特開２００５−３１８２０４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上述のデシメーションフィルタはＤＳＰ（Digital Signal Processor：ＤＳＰ）やマイコンを用いて構成される。これらＤＳＰやマイコンで構成したデシメーションフィルタは構成が比較的複雑であり、１つの入力データ当たりの処理に複数クロックを要する。そのため、駆動クロックの周波数が高くなるという問題がある。また、ＤＳＰにおいて乗算器を用いて構成されるデジタルフィルタは、減衰量を大きくすると回路規模も大きくなるという問題点があった。ΔΣ型ＡＤＣは磁気センサの出力信号に対しても用いられる。磁気センサを備えた電子コンパス等の磁気計測装置は、例えば、携帯電話などにも搭載され、小型化が求められている。
【０００７】
本発明は上記問題点を解決するためになされたものであり、一層簡単な構成で、回路規模の縮小が図られるＡＤ変換装置を提供し、ひいてはより小型の磁気計測装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係る磁気計測装置及びＡＤ変換装置は、複数の磁気センサのうち所定の入力切換周期で切り換えて選択される１つからのセンサ信号をΔΣ変調するΔΣ変調器と、前記ΔΣ変調器にてオーバーサンプリングされたデータに基づいて前記計測データを生成するデジタルフィルタと、を有し、前記デジタルフィルタは、前記入力切換周期に同期して、前記ΔΣ変調器でのサンプリング周期毎に入力されるデータを累積加算し前記計測データを出力するカウンタを有するものである。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、カウンタが有するローパスフィルタとしての機能に着目し、カウンタをΔΣ型ＡＤＣにおけるデジタルフィルタとして用いる。カウンタを用いたフィルタは、ＦＩＲフィルタなどの乗算器を用いたものに比べて構成が簡単であり、例えば、１つの入力データ当たりの処理に要するクロック数を１クロックにすることが可能である。また、例えば、同等の減衰率が得られるフィルタをより小さな回路規模で実現することができる。すなわち、ＡＤ変換装置及びそれを用いた磁気計測装置の構成をより簡単とし、回路規模の縮小を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。
【００１１】
図１は、実施形態に係る磁気計測装置２の概略の回路構成図である。磁気計測装置２は、磁気センサユニット４と磁気センサ制御回路６とからなる。
【００１２】
磁気センサユニット４は、直交座標系（ＸＹＺ座標系）の３軸に対応して、３つの磁気センサ８（磁気センサ８ｘ，８ｙ，８ｚ）を有する。磁気センサ８ｘ，８ｙ，８ｚはそれぞれ、外部磁界のＸ軸方向、Ｙ軸方向、Ｚ軸方向の成分を検出する。
【００１３】
各磁気センサ８は、抵抗素子Ｒa，Ｒb，Ｒc，Ｒdからなるブリッジ回路である。抵抗Ｒa，Ｒdは端子ＶＩＮ１，ＶＩＮ２の間に直列接続され、また、抵抗Ｒb，Ｒcも端子ＶＩＮ１，ＶＩＮ２の間に直列接続される。そして、抵抗Ｒa，Ｒdの接続点が出力端子ＶＯＵＴ１であり、抵抗Ｒb，Ｒcの接続点が出力端子ＶＯＵＴ２である。抵抗素子Ｒa，Ｒb，Ｒc，Ｒdのうち、磁気抵抗変化を示す素子はＲa，Ｒcである。一方、Ｒb，Ｒdは固定抵抗である。このブリッジ回路の一対の入力端子ＶＩＮ１，ＶＩＮ２に電圧を印加すると、抵抗Ｒa，Ｒdで分圧された電圧が出力端子ＶＯＵＴ１に得られ、抵抗Ｒb，Ｒcで分圧された電圧が出力端子ＶＯＵＴ２に得られる。抵抗Ｒa，Ｒcは外部磁界により抵抗が変化するので、外部磁界に応じた電圧信号が、出力端子ＶＯＵＴ１，ＶＯＵＴ２から差動形式で出力される。また、Ｒb，Ｒdを磁気抵抗素子、Ｒa，Ｒcを固定抵抗素子としても、ブリッジ回路の差動出力であるため同様に動作する。
【００１４】
磁気抵抗素子としては、磁界に対して対称性のある変化を示すものを用いる。このような磁気抵抗素子としては、ＭＲ（Magneto Resistance）素子、ＧＩＧ（Granular In Gap）素子などが知られている。磁気計測装置２では例えば、ＭＲ素子の一種であるＧＭＲ（Giant Magneto Resistance）素子を抵抗Ｒa，Ｒcに用いる。
【００１５】
磁気センサ８には、コイル１０が併設される。コイル１０は供給される電流に応じた強度のバイアス磁界を抵抗Ｒa，Ｒcに及ぼし、それらの抵抗を変化させることができる。
【００１６】
スイッチＳＷＸ１，ＳＷＹ１，ＳＷＺ１は、３つの磁気センサ８のいずれか１つの端子ＶＩＮ１，ＶＩＮ２に電圧印加を行うために設けられている。
【００１７】
磁気センサ８の端子ＶＩＮ１，ＶＩＮ２の一方には正電圧ＶＣＣが印加され、他方には接地電位ＧＮＤが印加される。この印加電圧の極性は、極性反転部１２のスイッチＳＷＳ１〜ＳＷＳ４により切り換えることができる。
【００１８】
また、磁気センサ８ｘの出力端子ＶＯＵＴ１，ＶＯＵＴ２から磁気センサ制御回路６への信号線にはスイッチＳＷＸ２，ＳＷＸ３が設けられ、同様に、磁気センサ８ｙの出力端子ＶＯＵＴ１，ＶＯＵＴ２にはスイッチＳＷＹ２，ＳＷＹ３が設けられ、磁気センサ８ｚにはスイッチＳＷＺ２，ＳＷＺ３が設けられる。これら出力端子に設けられたスイッチを切り換えて、３つの磁気センサ８のいずれか１つの出力信号を磁気センサ制御回路６へ入力させることができる。
【００１９】
さらに、各磁気センサ８に併設されるコイル１０への電流供給を選択的に行うために、スイッチＳＷＸ４，ＳＷＹ４，ＳＷＺ４が設けられている。
【００２０】
磁気センサ制御回路６は、差動プリアンプ２０、ΔΣ変調器２２、デジタルフィルタ２４、出力インターフェース２６、電流ＤＡＣ２８及び制御部３０を有する。
【００２１】
差動プリアンプ２０は、磁気センサ８の出力端子ＶＯＵＴ１，ＶＯＵＴ２から出力される差動形式の磁界計測信号ＳＭを増幅する。
【００２２】
ΔΣ変調器２２とデジタルフィルタ２４とはΔΣ型ＡＤＣを構成し、アナログ信号である磁界計測信号ＳＭをデジタルデータに変換し磁界計測データＤＭを生成する。差動プリアンプ２０にて増幅された磁界計測信号ＳＭはΔΣ変調器２２に入力される。ΔΣ変調器２２は、１ビットのＡＤ変換機能を有し、磁界計測信号ＳＭを磁界計測データＤＭのサンプルレート（サンプリング周波数ｆＳ）よりも十分に高い周波数ｆＯＳでオーバーサンプリングして、パルス密度変調（Pulse Density Modulation：ＰＤＭ）されたパルス列を生成する。このように、少ないビットで粗く量子化された出力には量子化ノイズが多く含まれる。この量子化ノイズは、ΔΣ変調器２２内部のノイズシェーピング回路で、高周波領域にシフトされる。
【００２３】
ΔΣ変調器２２の出力は、デジタルフィルタ２４に入力される。デジタルフィルタ２４は、プリフィルタ３２，３３とカウンタ３４とを備える。デジタルフィルタ２４はローパスフィルタ (Low-Pass Filter：ＬＰＦ)であり、ノイズシェーピング回路にて高周波領域に移された量子化ノイズを減衰させる一方、磁界計測データを表す信号成分が存在する低周波領域を通過させる。
【００２４】
カウンタ３４は入力されるデータを累積加算する。これは積分処理に相当し、カウンタ３４を周波数フィルタとしてみれば一次のＬＰＦの機能を有している。そこで、デジタルフィルタ２４は、上述の量子化ノイズを除去するためのメインフィルタとしてカウンタ３４を用いている。さらに、デジタルフィルタ２４は、カウンタ３４の前段にプリフィルタ３２，３３を備え、高周波領域の減衰率を高めている。
【００２５】
また、デジタルフィルタ２４の出力データのデータレートは、カウンタ３４からのカウント値の読み出しタイミングに応じて制御できる。すなわち、カウンタ３４は、データレートをオーバーサンプリング周波数ｆＯＳから目的のサンプリング周波数ｆＳに落とすことができる。
【００２６】
このように、デジタルフィルタ２４は、カウンタ３４を用いて、ΔΣ変調器２２からの高速の１ビットデータにフィルタリングとダウンサンプリングを施し、相対的に低速で多ビットのデータとする。これが、磁界計測データＤＭとして出力される。
【００２７】
デジタルフィルタ２４にて生成された磁界計測データＤＭは、半導体集積回路等で構成された磁気センサ制御回路６からバス等を介してマイコン等へ伝送される。出力インターフェース２６は時分割で順次得られるＸ，Ｙ，Ｚ各軸方向の磁界計測データＤＭをこのデータ伝送に適した形式に変換し、バス等へ送出する。
【００２８】
電流ＤＡＣ２８は、バイアス磁界発生手段であるコイル１０に供給する駆動電流ＩＢを生成する。電流ＤＡＣ２８は、制御部３０から目的バイアス磁界データＤＢを入力され、当該データを、アナログの駆動信号である駆動電流ＩＢに変換する。
【００２９】
制御部３０は、スイッチＳＷＸ１〜ＳＷＸ３，ＳＷＹ１〜ＳＷＹ３，ＳＷＺ１〜ＳＷＺ３を切り換えて、磁気センサ８ｘ，８ｙ，８ｚのうち、電圧を印加し、その出力を差動プリアンプ２０へ取り出すものを順番に選択し、また、選択した磁気センサ８に対応して、スイッチＳＷＸ４，ＳＷＹ４，ＳＷＺ４を切り換えて、当該磁気センサ８に併設されたコイル１０へ電流ＤＡＣ２８から選択的に駆動電流ＩＢを供給させる。さらに、制御部３０は、選択した磁気センサ８での１回の磁界計測において、極性反転部１２を制御して印加電圧の極性を反転させる動作を行う。また、制御部３０は、磁気センサ８の切り換えや印加電圧の極性の切り換えに連動してデジタルフィルタ２４の動作を制御する。さらに、制御部３０は、磁気センサ８の切り換えなどに対応して出力インターフェース２６の動作を制御する。
【００３０】
図２は、プリフィルタ３２の構成を示す模式的なブロック図である。プリフィルタ３２は、それぞれα個の遅延器４０及び加算器４２からなる。各遅延器４０の遅延時間は、オーバーサンプリングの周期Ｔ（≡１/ｆＯＳ）である。遅延器４０-1〜４０-αは直列接続され、ΔΣ変調器２２から初段の遅延器４０-1に入力されるデータは順次、後段の遅延器４０へ伝達される。初段の加算器４２-1は、プリフィルタ３２に入力されるデータと、遅延器４０-1から出力されるデータとを加算する。２段目以降の加算器４２-j（ｊは２≦ｊ≦αなる自然数）は、前段の加算器４２-(j-1)の出力と、遅延器４０-jから出力されるデータとを加算する。最終段の加算器４２-αの出力には、直近にプリフィルタ３２に入力された（α＋１）個のデータの合計値が得られる。例えば、α＝３１とした場合、加算器４２-αから出力されるデータは５ビットのバイナリデータで表される。
【００３１】
図３は、プリフィルタ３３の構成を示す模式的なブロック図である。プリフィルタ３３は、それぞれ４個の遅延器５０及び加算器５２からなる。各遅延器５０の遅延時間は、サンプリング周期Ｔである。遅延器５０-1はプリフィルタ３２から入力されるデータを遅延して、加算器５２-1に入力する。加算器５２-1はプリフィルタ３２から入力されるデータと、遅延器５０-1から出力されるデータとを加算する。２段目以降の遅延器５０-j及び加算器５２-j（ここではｊ＝２，３，４）は、加算器５２-(j-1)からデータを入力される。加算器５２-jは加算器５２-(j-1)から入力されるデータと、遅延器５０-jから出力されるデータとを加算する。例えば、プリフィルタ３２にてα＝３１とした場合、加算器５２-4から出力されるデータは９ビットのバイナリデータで表される。
【００３２】
図４は、カウンタ３４の構成を示す模式的なブロック図である。カウンタ３４は、全加算器６０及びＤフリップフロップ６２の対を、計数可能な桁数（カウンタ長）分接続した構造を有する。カウンタ３４は、下位ｍビットの全加算器６０のデータ入力端子“Ａ”に計数対象データのビット値ＳＯj（ここではｊは１≦ｊ≦ｍなる自然数）を入力される。残りの上位側のビットの全加算器６０のデータ入力端子“Ａ”には、信号ＲＥＶが入力される。一方、各全加算器６０のデータ入力端子“Ｂ”には対をなすＤフリップフロップ６２の出力端子“Ｑ”の値が入力される。データ信号ＲＥＶは最下位ビットの全加算器６０のキャリー入力端子“ＣＩ”にも入力される。
【００３３】
全加算器６０は、端子“Ａ”，“Ｂ”，“ＣＩ”の値に基づいて加算出力端子“Ｓ”及びキャリー出力端子“ＣＯ”を設定する。加算出力端子“Ｓ”の値は、対をなすＤフリップフロップ６２の入力端子“Ｄ”に入力される。Ｄフリップフロップ６２はクロック信号ＣＬＫに同期して、入力データをラッチする。一方、キャリー出力端子“ＣＯ”の値はそれぞれ１つ上のビットの全加算器６０のキャリー入力端子“ＣＩ”に入力される。
【００３４】
制御部３０は、極性反転部１２から磁気センサ８への印加電圧が正極性の場合には信号ＲＥＶを“０”に設定して、カウンタ３４にて現在の計数値に、負極性の場合には“１”に設定する。これにより、正極性の場合には、カウンタ３４は、現在の計数値とｍビットの計数対象データが表す値とを加算した値を新たな計数値とする。一方、負極性の場合には、カウンタ３４は、現在の計数値から計数対象データが表す値を減算した値を新たな計数値とする。
【００３５】
カウンタ３４の計数値のビット値はＤフリップフロップ６２の出力端子“Ｑ”から読み出される。ここで、最上位ビットから所望のビット数だけ読み出せば、読み出さない下位ビット数分の除算をしたのと同様の結果を得ることができる。すなわち、除算器を用いずに平均処理を行うことができる。図４では、カウンタ３４は、上位ｎビットを計数結果のビット値ＡＤj（ここではｊは１≦ｊ≦ｎなる自然数）として出力する。
【００３６】
なお、カウンタ３４の計数値は、リセット信号ＲＳＴによりリセットすることができる。プリフィルタ３２，３３及びカウンタ３４は共通のクロック信号ＣＬＫで駆動される。クロック信号ＣＬＫの周波数は基本的に、プリフィルタ３２への入力データのデータレートｆＯＳに等しく設定される。
【００３７】
例えば、カウンタ３４はカウンタ長を２４ビットとすることができる。図４では、入力のＳＯmの桁と出力のＡＤ1の桁とが同じであるが、これは必須ではなく、ＡＤ1の桁はより下位にも、上位にも設定することができる。
【００３８】
図５は、デジタルフィルタ２４での処理を説明するためのタイミング図である。センサセレクトとして示す波形は、Ｘ，Ｙ，Ｚ軸方向のいずれについて磁界計測が行われるかを示している。例えば、Ｘ軸の磁気センサ８ｘは、Ｘ軸のセンサセレクトがＨ(High)レベルの期間７０ｘに選択的に、電圧及びバイアス磁界を印加され、磁界計測信号ＳＭが差動プリアンプ２０に入力される。Ｙ軸、Ｚ軸のセンサセレクトも同様のことを示している。Ｘ軸、Ｙ軸、Ｚ軸のセンサセレクトは基本的に同じ長さずつ順番に設定される。
【００３９】
センサ極性は、極性反転部１２の状態を示しており、例えば、Ｌ(Low）レベルの期間７２が、磁気センサ８への印加電圧が正極性であり、一方、Ｈレベルの期間７４が、印加電圧が正極性とは反転した負極性であるとする。各磁気センサ８の１回の磁界計測期間にて正極性の期間７２と負極性の期間７４とが同じ長さずつ設定される。図５に示す動作では、各軸のセンサセレクトの期間７０ｘ，７０ｙ，７０ｚがそれぞれ２等分され、前半が正極性、後半が負極性に設定される。
【００４０】
デジタルフィルタ２４は、ΔΣ変調器２２から出力されるパルスの数を例えば、プリフィルタ３２，３３での前処理の後、カウンタ３４で累積加算し、これにより、ΔΣ変調器２２の出力スペクトルの高周波領域に対する帯域制限を行う。カウンタ３４の累積加算は期間７０ｘ，７０ｙ，７０ｚのそれぞれにおいて行われ、カウンタ３４は各期間７０毎に１つの計数結果を出力する。
【００４１】
制御部３０は正極性の期間７２及び負極性の期間７４それぞれの期間内に、デジタルフィルタ２４を動作させる期間７６，７８を設定する。期間７６と期間７８とは同じ長さに設定される。また制御部３０は、上述のように信号ＲＥＶを切り換え、正極性の期間７２ではカウンタ３４での入力データに対する動作を加算動作とし、負極性の期間７４では減算動作とする。このデータ合成を行うことで、後述するように、電流ＤＡＣ２８の出力電流に含まれるフリッカノイズなどに起因して生じる磁界計測信号ＳＭのオフセットノイズを低減し、磁界計測データの高精度化を図ることができる。
【００４２】
期間７８が終了すると、デジタルフィルタ２４ではデータ合成処理が完了して１つの磁界計測データＤＭが得られる。制御部３０は、得られた磁界計測データＤＭを、次の磁界計測を開始する前の期間８０に、加算結果を保持するカウンタ３４から読み出し、出力インターフェース２６によるデータ転送動作を行う。また、磁界計測データＤＭのデータ転送動作を行うと、続く期間８２にて制御部３０はカウンタ３４をリセットし、次の磁界計測の開始に備える。
【００４３】
次に、データ合成処理によるオフセットノイズの低減について説明する。或る外部磁界強度Ｂでの正極性電圧印加時の磁界計測信号ＳＭの値をｓ＋、負極性電圧印加時の磁界計測信号ＳＭの値をｓ−とする。ｓ＋のうち外部磁界の強度に対応する成分をｓＯとすると、オフセットノイズｓＮが０でない状態でのｓ＋は次式で表される。
ｓ＋＝ｓＯ＋ｓＮ ・・・（１）
【００４４】
一方、同じ外部磁界強度Ｂにてｓ−は次式で表される。
ｓ−＝−ｓＯ＋ｓＮ ・・・（２）
【００４５】
ｓ＋は、正極性の動作期間７６でのΔΣ変調器２２の出力の加算結果に相当し、一方、ｓ−は、負極性の動作期間７８での加算結果に相当する。（１）式から（２）式を減じると、次式に示されるように、オフセットノイズｓＮが相殺され、外部磁界強度ｓＯを求めることができる。
ｓ＋−ｓ−＝２ｓＯ ・・・（３）
【００４６】
カウンタ３４を期間７６では加算動作とし、期間７８では減算動作とするデジタルフィルタ２４の動作は、（１），（２）式から（３）式を得る演算に対応しており、この原理により、デジタルフィルタ２４にてオフセットノイズが低減される。
【００４７】
図６は、プリフィルタ３２，３３及びカウンタ３４それぞれのフィルタ特性の模式図であり、図７はそれらの合成特性の模式図である。図６，図７において横軸は対数スケールで表した周波数であり、縦軸はデシベル表示の減衰率である。これらの図は、ｆＯＳ及びクロック信号ＣＬＫが６ＭＨｚである場合を示している。図６において特性曲線９０は、α＝３１とした場合のプリフィルタ３２のフィルタ特性の包絡線を表し、特性曲線９２は、プリフィルタ３３のフィルタ特性の包絡線を表し、また、特性曲線９４は、カウンタ３４での加算回数が２１４回である場合のカウンタ３４のフィルタ特性の包絡線を表している。特性曲線９０，９２，９４のいずれも低周波領域では減衰せず、高周波領域にｆＯＳへ向けて減衰率が増加する減衰域を有する。
【００４８】
図７の特性曲線１００がプリフィルタ３２，３３及びカウンタ３４の合成したフィルタ特性の包絡線である。カウンタ３４の前段にプリフィルタ３２，３３を設けることで、カウンタ３４単独の場合（特性曲線９４）よりも好適に高周波領域を減衰することができる。なお、プリフィルタの段数及び構成は、上述の実施形態に限定されない。
【００４９】
一方、カウンタ３４単独のフィルタ特性自体に関しても、加算回数を大きくすることにより減衰率を向上させることができる。なお、加算回数の増加にはカウンタ長を大きくする必要が生じ得るが、カウンタ長は、上述の全加算器６０及びＤフリップフロップ６２の対の追加で容易に増加し、加算回数の上限はカウンタ長を１つ増やす毎に２倍ずつ指数的に増えるので、加算回数の増加が回路規模へ与える影響は少ない。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の実施形態に係る磁気計測装置の概略の回路構成図である。
【図２】第１のプリフィルタの構成を示す模式的なブロック図である。
【図３】第２のプリフィルタの構成を示す模式的なブロック図である。
【図４】カウンタの構成を示す模式的なブロック図である。
【図５】磁気センサ制御回路のデジタルフィルタでの処理を説明するためのタイミング図である。
【図６】２つのプリフィルタ及びカウンタそれぞれのフィルタ特性の模式図である。
【図７】２つのプリフィルタ及びカウンタを合成したフィルタ特性の模式図である。
【図８】オーディオ信号をサンプリングする従来技術において、連続するサンプリングタイミングに対するデータ変換期間を示す模式図である。
【符号の説明】
【００５１】
２ 磁気計測装置、４ 磁気センサユニット、６ 磁気センサ制御回路、８ 磁気センサ、１０ コイル、１２ 極性反転部、２０ 差動プリアンプ、２２ ΔΣ変調器、２４ デジタルフィルタ、２６ 出力インターフェース、２８ 電流ＤＡＣ、３０ 制御部、３２，３３ プリフィルタ、３４ カウンタ、４０，５０ 遅延器、４２，５２ 加算器、６０ 全加算器、６２ Ｄフリップフロップ。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の磁気センサと、
所定の切換周期で切り換えられ、前記複数の磁気センサのいずれか１つのセンサ信号を選択的に取り出す切換器と、
前記切換器から出力される前記センサ信号をΔΣ変調するΔΣ変調器、及び前記ΔΣ変調器にてオーバーサンプリングされたデータに基づいて計測データを生成するデジタルフィルタを備えたＡＤ変換回路と、
を有し、
前記デジタルフィルタは、前記切換周期に同期して、前記ΔΣ変調器でのサンプリング周期毎に入力されるデータを累積加算し前記計測データを出力するカウンタを有すること、
を特徴とする磁気計測装置。
【請求項２】
請求項１に記載の磁気計測装置において、
前記デジタルフィルタは、前記サンプリング周期毎に入力されるデータを直近の所定個数について加算し、加算結果のデータを後段へ出力する加算器を、前記カウンタの前段に１段又は複数段、直列に接続されること、
を特徴とする磁気計測装置。
【請求項３】
複数の磁気センサのうち所定の入力切換周期で切り換えて選択される１つからのセンサ信号を計測データに変換するＡＤ変換装置であって、
入力される前記センサ信号をΔΣ変調するΔΣ変調器と、
前記ΔΣ変調器にてオーバーサンプリングされたデータに基づいて前記計測データを生成するデジタルフィルタと、
を有し、
前記デジタルフィルタは、前記入力切換周期に同期して、前記ΔΣ変調器でのサンプリング周期毎に入力されるデータを累積加算し前記計測データを出力するカウンタを有すること、
を特徴とするＡＤ変換装置。
【請求項４】
請求項３に記載のＡＤ変換装置において、
前記デジタルフィルタは、前記サンプリング周期毎に入力されるデータを直近の所定個数について加算し、加算結果のデータを後段へ出力する加算器を、前記カウンタの前段に１段又は複数段、直列に接続されること、
を特徴とするＡＤ変換装置。
【請求項１】
複数の磁気センサと、
所定の切換周期で切り換えられ、前記複数の磁気センサのいずれか１つのセンサ信号を選択的に取り出す切換器と、
前記切換器から出力される前記センサ信号をΔΣ変調するΔΣ変調器、及び前記ΔΣ変調器にてオーバーサンプリングされたデータに基づいて計測データを生成するデジタルフィルタを備えたＡＤ変換回路と、
を有し、
前記デジタルフィルタは、前記切換周期に同期して、前記ΔΣ変調器でのサンプリング周期毎に入力されるデータを累積加算し前記計測データを出力するカウンタを有すること、
を特徴とする磁気計測装置。
【請求項２】
請求項１に記載の磁気計測装置において、
前記デジタルフィルタは、前記サンプリング周期毎に入力されるデータを直近の所定個数について加算し、加算結果のデータを後段へ出力する加算器を、前記カウンタの前段に１段又は複数段、直列に接続されること、
を特徴とする磁気計測装置。
【請求項３】
複数の磁気センサのうち所定の入力切換周期で切り換えて選択される１つからのセンサ信号を計測データに変換するＡＤ変換装置であって、
入力される前記センサ信号をΔΣ変調するΔΣ変調器と、
前記ΔΣ変調器にてオーバーサンプリングされたデータに基づいて前記計測データを生成するデジタルフィルタと、
を有し、
前記デジタルフィルタは、前記入力切換周期に同期して、前記ΔΣ変調器でのサンプリング周期毎に入力されるデータを累積加算し前記計測データを出力するカウンタを有すること、
を特徴とするＡＤ変換装置。
【請求項４】
請求項３に記載のＡＤ変換装置において、
前記デジタルフィルタは、前記サンプリング周期毎に入力されるデータを直近の所定個数について加算し、加算結果のデータを後段へ出力する加算器を、前記カウンタの前段に１段又は複数段、直列に接続されること、
を特徴とするＡＤ変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１０−１２２１９１（Ｐ２０１０−１２２１９１Ａ）
【公開日】平成２２年６月３日（２０１０．６．３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２９８６２３（Ｐ２００８−２９８６２３）
【出願日】平成２０年１１月２１日（２００８．１１．２１）
【出願人】（０００００１８８９）三洋電機株式会社 (18,308)
【出願人】（５０６２２７８８４）三洋半導体株式会社 (1,155)
【出願人】（００００１００９８）アルプス電気株式会社 (4,263)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年６月３日（２０１０．６．３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年１１月２１日（２００８．１１．２１）
【出願人】（０００００１８８９）三洋電機株式会社 (18,308)
【出願人】（５０６２２７８８４）三洋半導体株式会社 (1,155)
【出願人】（００００１００９８）アルプス電気株式会社 (4,263)
【Ｆターム（参考）】
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