車載用電源装置
【課題】マイコン電圧配線に接続されるコンデンサを小型化する。
【解決手段】車載用電源装置は、車載電源であるバッテリ２００と、リレー２０１と、入力側コンデンサ２０３と、シリーズレギュレータ回路１０と、出力側コンデンサ３００とを備え、マイコン９００に接続されている。シリーズレギュレータ回路１０は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００と、ＦＥＴの出力制御回路であるゲート電圧調整回路１０１と、ゲート電圧保持コンデンサ１０２を備え、ゲート電圧調整回路１０１によりコンデンサ−ＧＮＤ電圧（ゲート電圧）１０２Ｂを調整することにより、入力側コンデンサ電圧２０３Ｂを出力側コンデンサ電圧３００Ｂに変換し、マイコンにマイコン電流９００Ａを供給する。
【解決手段】車載用電源装置は、車載電源であるバッテリ２００と、リレー２０１と、入力側コンデンサ２０３と、シリーズレギュレータ回路１０と、出力側コンデンサ３００とを備え、マイコン９００に接続されている。シリーズレギュレータ回路１０は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００と、ＦＥＴの出力制御回路であるゲート電圧調整回路１０１と、ゲート電圧保持コンデンサ１０２を備え、ゲート電圧調整回路１０１によりコンデンサ−ＧＮＤ電圧（ゲート電圧）１０２Ｂを調整することにより、入力側コンデンサ電圧２０３Ｂを出力側コンデンサ電圧３００Ｂに変換し、マイコンにマイコン電流９００Ａを供給する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、車載用電源装置および、それを搭載する車載用電子制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、車載用電源装置では、車載電源（バッテリ等）による電力供給が遮断された後に、車載用機器を制御するためのＦｌａｓｈ−ＲＯＭ搭載マイコン（マイクロコンピュータ）が次の起動の際に必要とする情報をＦｌａｓｈ−ＲＯＭに書き込む期間マイコンへ電力を供給するために、大容量の電解コンデンサが必要であった。ここで、車載電源による電力供給が遮断される事象は、消費電力が大きい負荷の起動などによる車載電源の電圧の急低下や、断線、あるいはイグニッションスイッチ等の動作に応じて制御されるリレーが何らかの原因でオフする場合などに発生する。
【０００３】
リレー遮断や断線等によりマイコンの動作電圧が低下したことを検出すると、マイコンはＦｌａｓｈ−ＲＯＭ書込みに要する期間の後、スタンバイ状態に移行する。そして、スタンバイ状態に移行するまでの期間、マイコンに所定の動作電圧にて所定の電流を供給し続ける必要がある。このため、マイコンの入力端子に接続されるコンデンサの容量を大きくすることで対策がとられてきた。
【０００４】
マイコンの通常動作電圧３.３［Ｖ］からマイコンの動作電圧下限３.０［Ｖ］の電圧変化（ΔＶ＝０.３［Ｖ］）で、マイコンの動作電流４００［ｍＡ］を、スタンバイ状態に移行するまでの１４０［ｕｓ］期間、供給するには、Ｃ＝４００［ｍＡ］÷０.３［Ｖ］×４０［ｕｓ］＝１８０［ｕＦ］以上の大容量が必要であった。この実現には、大型の電解コンデンサや、二次電池が必要であった。前者は小型化には不向きであり、後者はコストの増加が問題となる。
【０００５】
この問題を解決する方法として提案されているものとしては、例えば特開２００８−２８９２５４号公報に記載されたものがある。この公報に記載の方法は、外部電圧をモニタし電圧低下を検出することにより、マイコン電圧をモニタした場合に比較して、マイコンのリセット応答性を向上させ、コンデンサの容量増加を伴わずに、マイコンの不定動作を回避するようにしたものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００８−２８９２５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら低い外部電圧までマイコン動作の保証が必要とされる場合には、上記のように外部電圧をモニタしてリセット信号を出力する構成であっても、リセット信号出力の判定値を低く設定せざるを得ずリセット応答性の向上は困難となる。このため、結局はマイコンの入力端子に接続されるコンデンサの容量を大きくする必要があり、実装面積の増加やコストの増加を避けられず、課題である。
【０００８】
本発明は、こうした課題を解決するため、マイコンに動作電力を供給する車載用電源装置において、バッテリ等の車載電源から供給される電圧がリレー遮断や断線等により低下した場合に、マイコンの入力端子に接続されるコンデンサの容量が小さい構成においてもマイコンが正常にスタンバイ状態に移行できるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するため本発明は、車載電源と接続され、マイコンの電圧を供給するための車載用電源装置において、前記車載用電源装置は、一方の端が前記車載電源の正極に接続され、他方の端が前記車載電源の負極に接続される第一のコンデンサと、一方の端が前記マイコンの入力端子に接続され、他方の端が前記車載電源の負極に接続される第二のコンデンサと、入力端子が前記第一のコンデンサの一方の端に接続され、出力端子が前記マイコンの入力端子に接続されるトランジスタと、一方の端が前記トランジスタの出力制御用端子に接続された抵抗素子と、一方の端が前記抵抗素子の他方の端に接続され、他方の端が前記車載電源の負極に接続された第三のコンデンサと、出力が前記トランジスタの出力制御用端子と前記抵抗素子との間に接続され、前記トランジスタの駆動を制御する出力制御回路と、を備え、前記マイコンは前記第一のコンデンサの両端にかかる電圧が所定の電圧を下回ったときに、次回起動時に必要な情報を記憶する停止処理手段を有することを特徴とする車載用電源装置を提供する。
【００１０】
また、前記トランジスタはＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであり、入力端子がドレイン端子、出力端子がソース端子、出力制御用端子がゲート端子となるように接続されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、バッテリ等の車載電源から供給される電圧がリレー遮断や断線等により低下した場合に、マイコンの入力端子に接続されるコンデンサの容量が小さい構成においてもマイコンが正常にスタンバイ状態に移行できるため、車載用電子制御装置の小型化、コスト削減を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】第一の実施形態の車載用電源装置を示した図である。
【図２】第一の実施形態の電流・電圧波形を示した図である。
【図３】第二の実施形態の車載用電源装置を示した図である。
【図４】第二の実施形態の電流・電圧波形を示した図である。
【図５】第三の実施形態の車載用電源装置を示した図である。
【図６】第三の実施形態の電流・電圧波形を示した図である。
【図７】第四の実施形態の車載用電源装置を示した図である。
【図８】第四の実施形態の電流・電圧波形を示した図である。
【図９】第五の実施形態の車載用電源装置を示した図である。
【図１０】第五の実施形態の電流・電圧波形を示した図である。
【図１１】第六の実施形態の車載用電源装置を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
本発明の車載用電源装置は、車載電源と、第一のコンデンサと、第二のコンデンサと、トランジスタと、マイコンと、前記トランジスタの駆動を制御する出力制御回路を備え、前記第一のコンデンサの一方の端を前記車載電源の正極に接続し、前記第一のコンデンサの他方の端を前記車載電源の負極に接続し、前記第二のコンデンサの一方の端を前記マイコンの入力端子に接続し、前記第二のコンデンサの他方の端を前記車載電源の負極に接続し、前記トランジスタの入力端子と前記車載電源の正極を接続し、前記トランジスタの出力端子を前記マイコンの入力端子に接続し、前記トランジスタの出力制御用端子と第三のコンデンサを接続し、前記第三のコンデンサの他方の端を前記車載電源の負極に接続し、前記出力制御回路の出力を前記トランジスタの前記出力制御用端子に接続することにより、前記車載電源遮断後も前記トランジスタの出力制御用端子の電圧および制御用の電流は長時間保持されることから、前記車載電源遮断後においても前記トランジスタは前記第一のコンデンサに蓄積された電圧をマイコン電圧に変換して供給し続けることが可能となり、マイコンの入力端子に接続された前記第二のコンデンサの容量を低減可能となる。
【００１４】
また、前記車載電源の正極と前記第一のコンデンサの一方の端の間に直列に第一のダイオードを備え、前記第一のダイオードのアノードを前記車載電源の正極に接続し、前記第一のダイオードのカソードを前記第一のコンデンサの正極に接続することによって、車載電源がショートした場合や外部負荷による負電圧サージが発生した場合においても、マイコンを安定にスタンバイ状態に移行可能となる。
【００１５】
また、前記トランジスタの出力制御用端子と前記第三のコンデンサの間に直列に第一の抵抗素子を備え、前記第一の抵抗素子の一方の端を前記トランジスタの出力制御用端子に接続し、前記抵抗素子の他方の端を前記第三のコンデンサの正極に接続することによって、前記出力制御回路の出力する電流・電圧が変化する際に前記第三のコンデンサに充放電される電流を抑制することが可能となり、前記トランジスタの出力制御用端子に流れる電流及びかかる電圧の応答性を向上させることが可能となる。
【００１６】
また、前記第一の抵抗素子に並列に第四のコンデンサを備え、前記第四のコンデンサの正極を前記第一の抵抗素子の一方の端に接続し、前記第四のコンデンサの負極を前記第一の抵抗素子の他方の端に接続することにより、前記出力制御回路の出力信号にサージが印加されても前記第四のコンデンサが吸収し、前記トランジスタの不要な動作を防止することが可能となる。
【００１７】
また、電流制限用信号出力回路を備え、前記電流制限用信号出力回路の出力を前記トランジスタの出力制御用端子に接続することにより、マイコン側の配線がショートするなどして過大な電流が流れて、故障することを防止可能となる。
【００１８】
また、前記車載電源はバッテリとリレースイッチからなり、前記車載電源と前記第一のコンデンサの間にスイッチングレギュレータを備え、前記リレースイッチを前記バッテリの正極に接続し、前記スイッチングレギュレータの入力端を前記車載電源の正極と接続し、前記スイッチングレギュレータの出力端を前記第一のコンデンサの正極と接続し、前記スイッチングレギュレータは、前記バッテリの出力する第一の電圧を第二の電圧に変換することにより、前記トランジスタの発熱を低減可能となるとともに、効率向上が可能となる。
【００１９】
また、前記トランジスタとしてＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用い、前記入力端子として前記Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子を、前記出力端子として前記Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴのソース端子を、前記出力制御用端子として前記Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴのゲート端子を備えることにより、前記Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴの入力端子にサージが印加された場合においても、ゲート端子とソース端子間の電圧変動は発生しないため、前記Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴはターンオン等不要な動作をすることなく、マイコンへのサージ電圧印加を防止可能となる。また、ＭＯＳＦＥＴは電圧駆動型の半導体素子であるため、駆動時に電流を流し続ける必要が無く、ゲートドライブ損失を抑制可能である。
【００２０】
また、少なくとも一部の回路を半導体集積回路に内蔵することにより、小型化が可能となる。
【００２１】
また、本発明では、以下に説明する車載用電源装置を具備することにより、前記第二のコンデンサの容量を低減可能であり、小型な車載用電子制御装置を提供できる。
【００２２】
また、車載用電子制御装置の少なくとも一部の部品を樹脂により封止することにより、車載用電子制御装置の高密度実装が可能となる。
【００２３】
以下、具体的な本発明の実施形態について説明する。
【実施例１】
【００２４】
以下に、図面により本発明の車載用電源装置の第１の実施形態について図１、図２を用いて詳細に説明する。図１は、第一の実施形態の車載用電源装置の回路構成図であり、一つの負荷に対する電源回路分を示している。
【００２５】
車載用電源装置は、車載電源であるバッテリ２００と、リレー２０１と、入力側コンデンサ２０３と、シリーズレギュレータ回路１０と、出力側コンデンサ３００とを備え、マイコン９００に接続されている。
【００２６】
シリーズレギュレータ回路１０は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００と、ＦＥＴの出力制御回路であるゲート電圧調整回路１０１と、ゲート電圧保持コンデンサ１０２を備え、ゲート電圧調整回路１０１によりコンデンサ−ＧＮＤ電圧（ゲート電圧）１０２Ｂを調整することにより、入力側コンデンサ電圧２０３Ｂを出力側コンデンサ電圧３００Ｂに変換し、マイコンにマイコン電流９００Ａを供給する。
【００２７】
なお、本実施例におけるマイコン９００は、動作電圧をＶｍｖ、その動作可能電圧範囲をΔＶｍｖ、動作電流をＩｍ、次回の起動に備えた停止処理を開始してからスタンバイ状態に移行するまでの期間をＴｓｂｙとする。また、バッテリ２００の電圧はＶＢ、入力側コンデンサ２０３の容量はＣｉｎ、出力側コンデンサ３００の容量はＣｏｕｔ、ゲート電圧保持コンデンサ１０２の容量はＣｇｇとする。
【００２８】
以下、第一の実施形態における動作を、図２に示す入力側コンデンサ電圧２０３Ｂ、出力側コンデンサ電圧３００Ｂ、コンデンサ−ＧＮＤ間電圧１０２Ｂ、マイコン電流９００Ａの波形を用いて説明する。
【００２９】
図２の時刻ｔ１においてリレー２０１がオンし、入力側コンデンサ電圧２０３Ｂが増加を開始する。入力側コンデンサ電圧２０３Ｂが所定の電圧値Ｖth_regを超えた時刻ｔ２から、ゲート電圧調整回路は動作を開始し、コンデンサ−ＧＮＤ電圧１０２Ｂが増加を開始する。出力側コンデンサ電圧３００Ｂと、コンデンサ−ＧＮＤ電圧１０２Ｂの電圧差が、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００のゲートしきい電圧Ｖth_sw以上となる時刻ｔ３から、出力側コンデンサ電圧３００Ｂは増加を開始する。なお、入力側コンデンサ電圧２０３Ｂがバッテリ電圧ＶＢに到達した後、入力側コンデンサ電圧２０３ＢはＶＢを保持する。
【００３０】
時刻ｔ４に出力側コンデンサ電圧３００Ｂがマイコンの動作電圧Ｖｍｖに到達すると、マイコン電流９００Ａは通電を開始し、ゲート電圧調整回路はコンデンサ−ＧＮＤ電圧が一定になるよう動作する。このときの出力側コンデンサ電圧３００Ｂは、およそマイコンの動作電圧Ｖｍｖとゲートしきい電圧Ｖth_swの和となる。これにより、マイコンは所望の電流を得ながら、Ｖｍｖは一定に保持される。
【００３１】
時刻ｔ５にリレー２０１がオフし、入力側コンデンサ電圧２０３Ｂが低下を開始する。このとき、入力側コンデンサ２０３に蓄えられた電荷により、入力側コンデンサ電圧２０３Ｂは緩やかに減少し、所定の期間マイコンの動作電圧Ｖｍｖ以上の電圧を出力できる。
【００３２】
時刻ｔ６に入力側コンデンサ２０３Ｂが所定の電圧値Ｖth_reg以下になると、ゲート電圧調整回路は動作を停止し、マイコン９００は次回の起動に備えた停止処理を開始する。コンデンサ−ＧＮＤ電圧１０２Ｂは、ゲート電圧保持コンデンサ１０２に電荷が蓄えられているため、ゲート電圧保持コンデンサ１０２の容量Ｃｇｇと、正極−ＧＮＤ間の絶縁抵抗成分Ｒｃｇｇにより決まる時定数（τ＝Ｃｇｇ×Ｒｃｇｇ）で緩やかに減少することとなる。このとき、時定数τは、適当なコンデンサ容量を選定することで、Ｔｓｂｙに対して充分に大きい値であるものとする。ゲート電圧保持コンデンサ１０２により、バッテリ電圧ＶＢが遮断した時にも、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００を継続動作させることができる。
【００３３】
時刻ｔ６′にマイコンは次回の起動に備えた停止処理、具体的には次の起動の際に必要とする情報をＦｌａｓｈ−ＲＯＭに書き込む処理を完了し、スタンバイ状態となり、マイコン電流９００Ａは０［Ａ］に向けて低下する。マイコンがスタンバイ状態になると、入力側コンデンサ２０３からの放電は微小なリーク電流が主となるため、入力側コンデンサ電圧２０３Ｂの電圧降下は緩やかになる。
【００３４】
時刻ｔ７に、入力側コンデンサ電圧２０３Ｂが出力側コンデンサ電圧３００Ｂと等しくなり、その後出力側コンデンサ電圧３００Ｂは入力側コンデンサ電圧２０３Ｂと同じ傾斜で電圧降下を開始する。
【００３５】
以下に、Ｖｍｖ＝３.３［Ｖ］、ΔＶｍｖ＝０.３［Ｖ］、Ｉｍ＝４００［ｍＡ］、Ｔｓｂｙ＝１４０［ｕｓ］、ＶＢ＝１４［Ｖ］、Ｃｉｎ＝２０［ｕＦ］、Ｃｏｕｔ＝２０［ｕＦ］、Ｃｇｇ＝１［ｕＦ］、Ｒｃｇｇ＝１［ＭΩ］、Ｖth_reg＝６［Ｖ］とした場合の計算例を示す。
【００３６】
時定数τは、τ＝Ｃｇｇ（１［ｕＦ］）×Ｒｃｇｇ（１［ＭΩ］）＝１［ｓ］となる。Ｔｓｂｙ＝１４０［ｕｓ］であるので、時定数τはＴｓｂｙに対して充分に長い時間とみなすことができ、Ｔｓｂｙ経過後のコンデンサ−ＧＮＤ間電圧１０２Ｂの減少は無視できる。このためＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００は、時刻ｔ６以降のゲート電圧調整回路の動作停止後も出力側コンデンサ電圧３００ＢをＶｍｖとするように動作する。
【００３７】
時刻ｔ６からマイコンがスタンバイ状態に移行するまでの期間Ｔｓｂｙに必要とする電荷量Ｑm_sby＝Ｉｍ（４００［ｍＡ］）×Ｔｓｂｙ（１４０［ｕｓ］）＝５６［ｕＣ］に対し、入力側コンデンサ電圧２０３ＢがＶth_reg（６［Ｖ］）からマイコンの動作電圧下限Ｖmv_min＝Ｖｍｖ（３.３［Ｖ］）−ΔＶｍｖ（０.３［Ｖ］）＝３.０［Ｖ］に移行する間に供給可能な電荷量Ｑcin_sply＝Ｃｉｎ（２０［ｕＦ］）×（Ｖth_reg（６.０［Ｖ］）−Ｖmv_min（３.０［Ｖ］））＝６０［ｕＣ］であり、Ｑcin_sply≧Ｑm_sbyとなるので、Ｃｉｎ＝２０［ｕＦ］で供給可能であることがわかる。
【００３８】
本実施例ではゲート電圧調整回路１０１の電源配線の記載は省略しているが、入力側コンデンサ２０３の正極、出力側コンデンサ３００の正極のどちらか一方、または、両方から供給するように接続してもよい。
【００３９】
また、バッテリ電圧ＶＢ到達後の時刻ｔ８に、入力側コンデンサ電圧にサージ電圧が印加され、ゲート電圧調整回路１０１の電流経路や、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００のドレイン−ゲート容量等の経路を経由してゲート端子に電流が流入した場合においても、ゲート電圧保持コンデンサ１０２により、ゲート端子の電圧増加は抑制される。これにより、出力側コンデンサ電圧の変動は極めて小さく抑えられる。
【００４０】
本実施例ではトランジスタとしてＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００を例示したが、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴや、ＮＰＮトランジスタ、ＰＮＰトランジスタ或いはその他の半導体スイッチ素子であっても、トランジスタの出力制御回路であるゲート電圧調整回路１０１の出力する電圧値やゲート電圧保持コンデンサ１０２の容量設定を調整することにより、実施例１と同様の効果を得ることができる。
【００４１】
また、本実施例の車載電源装置において、半導体部品を含む一部の部品をカスタムＩＣ等の集積回路に内蔵してもよいものとする。
【００４２】
また、本実施例の車載用電源装置は、電源装置として単独の使用に限るものではなく、エンジンコントロールユニット（ＥＣＵ）やオートマチックトランスミッション用コントロールユニット（ＡＴＣＵ）等の車載用電子制御装置に搭載されてもよいものとする。
【００４３】
以上説明したように、本実施形態によれば、次のような効果を得ることができる。マイコンを次回の起動に備えた停止処理開始からスタンバイ状態に移行するまでの期間、マイコンに電力を供給するために従来必要であった出力側コンデンサ容量を、大幅に低減することが可能である。入力側コンデンサにサージ電圧が印加され、ゲート端子に電流が流入した場合においても、ゲート電圧の増加を抑制でき、マイコン電圧の変動を抑制可能である。
【実施例２】
【００４４】
以下に、図面により本発明の車載用電源装置の第２の実施形態について図３、図４を用いて詳細に説明する。図３は実施例１における図１相当図であり、また、図４は実施例１における図２相当図であり、第一の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。
【００４５】
図３に示すシリーズレギュレータ回路１０は、図１に示すシリーズレギュレータ回路１０に対し、抵抗１０３が付与されている点が異なっている。抵抗１０３が付与されることにより、ゲート電圧保持コンデンサ１０２の容量充放電にかかる時間を短縮できる。また、逆流防止用ダイオード２０２が付与されている点が異なっている。また、図４に図３の抵抗１０３−ＧＮＤ電圧１０３Ｂの波形を追加している。
【００４６】
図４の時刻ｔ１においてリレー２０１がオンし、入力側コンデンサ電圧２０３Ｂが増加を開始する。入力側コンデンサ電圧２０３Ｂが所定の電圧値Ｖth_regを超えた時刻ｔ２から、ゲート電圧調整回路は動作を開始し、コンデンサ−ＧＮＤ電圧１０２Ｂおよび抵抗−ＧＮＤ電圧１０３Ｂが増加を開始する。ゲート電圧保持コンデンサ１０２を充電する電流が抵抗１０３を流れる際、抵抗１０３の両端にはゲート端子側を正とする電圧が発生する。このため、抵抗−ＧＮＤ電圧１０３Ｂの方が、コンデンサ−ＧＮＤ電圧１０２Ｂに比し、短時間でＶｔｈおよびＶｍｖ＋Ｖth_swに到達する。本実施例における図４の時刻ｔ４′に、抵抗−ＧＮＤ電圧１０３Ｂは（Ｖｍｖ＋Ｖth_sw）に到達、出力側コンデンサ電圧３００ＢはＶｍｖに到達し、マイコン電流９００Ａは通電を開始することができる。即ち、マイコンの立上り時間を、実施例１における図２の時刻ｔ４に比べ、本実施例における図４の時刻ｔ４′に短縮可能となる。
【００４７】
また、上述のようなマイコン立上げ時のみならず、ゲート電圧調整回路の指令に対する抵抗−ＧＮＤ電圧１０３Ｂの応答性およびそれに伴う出力側コンデンサ電圧３００Ｂの応答性も高めることが可能となる。
【００４８】
時刻ｔ５以降に関しては、実施例１と同様の効果を得られる。
【００４９】
また、バッテリ電圧ＶＢ到達後の時刻ｔ８に、入力側コンデンサ電圧にサージ電圧が印加され、ゲート電圧調整回路１０１の電流経路や、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００のドレイン−ゲート容量等の経路を経由してゲート端子に電流が流入した場合、抵抗１０３に発生する電圧により、抵抗−ＧＮＤ電圧１０３Ｂは、実施例１のコンデンサＧＮＤ電圧に比べ増加が懸念される。しかし、出力側コンデンサ電圧がマイコン動作電圧の上限である３.６［Ｖ］以下であれば問題はなく、抵抗１０３の抵抗値の選択で調整可能である。さらに、ゲート電圧調整回路内にフィルタ等を設けることによってサージに対する応答性を緩和でき、サージ耐性を高めることができるため、この懸念に対しては容易に対策が可能である。
【００５０】
また、逆流防止用ダイオード２０２が付与されていることにより、リレー２０１がオン状態においてバッテリ２００がショートした場合や外部負荷による負電圧サージが発生した場合においても、入力側コンデンサ２０３の電流がバッテリ２００側に放電されることは無いため、シリーズレギュレータ回路１０は安定動作可能であり、バッテリ電圧ＶＢが遮断した時にもマイコンに電力を供給することができる。
【実施例３】
【００５１】
以下に、図面により本発明の車載用電源装置の第三の実施形態について図５、図６を用いて詳細に説明する。図５は実施例２における図３相当図であり、また、図６は実施例２における図４相当図であり、第二の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。
【００５２】
図５に示すシリーズレギュレータ回路１０は、図３に示すシリーズレギュレータ回路１０に対し、電流検出抵抗１０４と、電流制限用信号出力回路１０５が付与されている点が異なっている。図５の電流制限用信号出力回路１０５は、電流検出抵抗１０４の両端に発生する電圧により電流値をモニタする。所定の電流上限値Ｉm_lim（本実施例では４３０［ｍＡ］）を検出すると、電流を制限するための信号をゲート電圧調整回路１０１に発信し、ゲート電圧調整回路１０１は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００に流れる電流を制限するべくゲート−ＧＮＤ電圧を調整する。
【００５３】
図６の時刻ｔ９にＩm_limを検出すると、マイコン電流９００Ａを低減するために、電流制限用信号出力回路の信号に基づいて生成されるゲート電圧調整回路の出力電圧により抵抗−ＧＮＤ電圧１０３Ｂは、（Ｖｍｖ＋Ｖth_sw）より低下する。その後、マイコン電流９００Ａが所定の動作電流Ｉｍに戻ると、ゲート電圧は（Ｖｍｖ＋Ｖth_sw）となるよう制御され、Ｉm_lim通電以前の動作状態となる。
【００５４】
第三の実施形態によれば、マイコン側に異常などが発生し過電流が流れることを防止することができ、より信頼性の高い車載用電源装置を提供することが可能となる。
【実施例４】
【００５５】
以下に、図面により本発明の車載用電源装置の第四の実施形態について図７、図８を用いて詳細に説明する。図７は実施例３における図５相当図であり、また、図８は実施例３における図６相当図であり、第三の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。
【００５６】
図７に示すシリーズレギュレータ回路１０は、図５に示すシリーズレギュレータ回路１０に対し、コンデンサ１０６が付与されている点が異なっている。本実施例において、コンデンサ１０６は１０［ｎＦ］程度の容量であるとする。
【００５７】
また、バッテリ電圧ＶＢ到達後の時刻ｔ８に、入力側コンデンサ電圧にサージ電圧が印加され、ゲート電圧調整回路１０１の電流経路や、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００のドレイン−ゲート容量等の経路を経由してゲート端子に電流が流入した場合においても、この電流による電荷量を吸収できる容量を持つコンデンサ１０６が付与されているため、抵抗１０３両端に発生する電圧は実施例３の図５抵抗１０３両端に発生する電圧より小さい。このため、サージに対する耐性を高めることが可能となる。
【００５８】
本実施例のコンデンサ１０６の付与は、実施例３における抵抗１０３の抵抗値の調整およびゲート電圧調整回路内にフィルタ等を設ける対策によってもサージ対策が不十分であった場合などに、特に有効である。
【００５９】
第四の実施形態によれば、入力側コンデンサへのサージ電圧に対する動作信頼性の高い車載用電源装置を提供することが可能となる。
【実施例５】
【００６０】
以下に、図面により本発明の車載用電源装置の第五の実施形態について図９、図１０を用いて詳細に説明する。図９は実施例４における図７相当図であり、また、図１０は実施例４における図８相当図であり、第四の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。
【００６１】
図７の回路構成に対し、図９では降圧電源５０と、降圧電源入力側コンデンサ６００が付与されている点が異なっている。降圧電源５０は、メインＦＥＴ５０１、インダクタ５０２、同期ＦＥＴ５０３、スイッチング降圧電源制御回路５００を備え、降圧電源入力電圧６００Ｂ（本実施例では１４［Ｖ］）から、入力側コンデンサ電圧２０３Ｂ（本実施例では６［Ｖ］）に降圧する。本実施例では、同期ＦＥＴ５０３を設け同期整流を行う回路を記載しているが、同期ＦＥＴ５０３の代わりにダイオードを設けたダイオード整流の場合でも、同様の効果を得られるものである。
【００６２】
また、図１０に示す降圧電源入力電圧６００Ｂの波形が付与されている点が異なっている。
【００６３】
図１０の時刻ｔ１において、リレー２０１がオンし、降圧電源入力電圧６００Ｂおよび入力コンデンサ電圧２０３Ｂが増加を開始する。入力側コンデンサ電圧２０３Ｂが６.１５［Ｖ］に到達した時点から降圧電源５０は動作を開始し、降圧電源入力電圧６００Ｂが６.１５［Ｖ］以上になった場合においても、入力側コンデンサ電圧２０５Ｂを６［Ｖ］に維持する。
【００６４】
これにより、マイコン動作期間におけるシリーズレギュレータ回路１０のＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００にかかる電圧降下は２.８５［Ｖ］（＝６.１５−３.３［Ｖ］）となる。第四の実施の形態における図８のＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００にかかる電圧降下１０.７［Ｖ］（＝１４−３.３［Ｖ］）と比較して約７３％電圧降下が小さい。このため、マイコン電流が等しいとするとＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００の損失を約７３％低減可能である。即ち、高効率化が可能となる。
【実施例６】
【００６５】
以下に、図面により本発明の車載用電源装置の第六の実施形態について図１１を用いて詳細に説明する。一般的に電解コンデンサは温度上昇時の破裂を防止するため防爆弁を備えている。樹脂封止する実装形態とする場合には防爆弁を塞いでしまい、安全性の確保が困難となるため、電解コンデンサを使用することはできなかった。
【００６６】
実施例１〜５によると、シリーズレギュレータの出力側コンデンサとして従来使用されていた電解コンデンサをセラミックコンデンサに置き換え可能である。このため、樹脂により封止する形態の実装が可能となる。樹脂による封止が可能になると、半導体部品をベアチップ実装でき小型化が可能となる。
【００６７】
図１１は、実施例１〜４の実装例を示したものである。配線パターンが形成された金属ベース基板１０００に半導体部品１００２と、面実装インダクタ１００３、セラミックコンデンサ１００４、チップ抵抗１００５とコネクタ１００１を搭載し、樹脂１００６で封止されている。コネクタ１００１を介して、バッテリ、センサ類、他の電子制御機器などに接続する。
【００６８】
図１１では、実施例１〜５に記載の各々の回路部品のうち抵抗素子、コンデンサ部品、インダクタ部品、半導体部品各々の代表として１部品ずつを記載しており、実際には複数の部品が実装されていても良い。
【００６９】
また、セラミックコンデンサ１００４は、防爆弁が不要なコンデンサであれば、置き換えてもよい。金属ベース基板１０００はセラミック基板や多層プリント配線板等の基板であってもよい。
【００７０】
このような実装構造とすることで、小型の車載用電源装置及び車載用電子制御装置を提供することが可能となる。
【００７１】
以上、本発明によれば、下記のような効果が期待できる。
【００７２】
（１）バッテリ遮断後のマイコン電圧保持可能
（２）マイコン電圧配線に接続されたコンデンサ容量を低減可能
（３）バッテリーショート時でもマイコン電圧保持可能
（４）マイコン立上げ時間や応答性を向上可能
（５）過電流保護を高速に実行可能
（６）サージ耐性を向上可能
（７）電解コンデンサ削減により車載電子制御装置を小型化可能
（８）車載用電源及び車載用電子制御装置を樹脂封止実装により小型化可能
【符号の説明】
【００７３】
１０ シリーズレギュレータ回路
５０ 降圧電源
１００ Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（トランジスタ）
１０１ ゲート電圧調整回路（トランジスタの出力制御回路）
１０２ ゲート電圧保持コンデンサ
１０２Ｂ コンデンサ−ＧＮＤ電圧
１０３ 抵抗
１０３Ｂ 抵抗−ＧＮＤ電圧
１０４ 電流検出抵抗
１０５ 電流制限用信号出力回路
１０６ コンデンサ
２００ バッテリ（車載電源）
２０１ リレー
２０２ 逆流防止用ダイオード
２０３ 入力側コンデンサ
２０３Ｂ 入力側コンデンサ電圧
３００ 出力側コンデンサ
３００Ｂ 出力側コンデンサ電圧
５００ スイッチング降圧電源制御回路
５０１ メインＦＥＴ
５０２ インダクタ
５０３ 同期ＦＥＴ
６００ 降圧電源入力側コンデンサ
６００Ｂ 降圧電源入力電圧
９００ マイコン
９００Ａ マイコン電流
１０００ 金属ベース基板
１００１ コネクタ
１００２ 半導体部品
１００３ 面実装インダクタ
１００４ セラミックコンデンサ
１００５ チップ抵抗
【技術分野】
【０００１】
本発明は、車載用電源装置および、それを搭載する車載用電子制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、車載用電源装置では、車載電源（バッテリ等）による電力供給が遮断された後に、車載用機器を制御するためのＦｌａｓｈ−ＲＯＭ搭載マイコン（マイクロコンピュータ）が次の起動の際に必要とする情報をＦｌａｓｈ−ＲＯＭに書き込む期間マイコンへ電力を供給するために、大容量の電解コンデンサが必要であった。ここで、車載電源による電力供給が遮断される事象は、消費電力が大きい負荷の起動などによる車載電源の電圧の急低下や、断線、あるいはイグニッションスイッチ等の動作に応じて制御されるリレーが何らかの原因でオフする場合などに発生する。
【０００３】
リレー遮断や断線等によりマイコンの動作電圧が低下したことを検出すると、マイコンはＦｌａｓｈ−ＲＯＭ書込みに要する期間の後、スタンバイ状態に移行する。そして、スタンバイ状態に移行するまでの期間、マイコンに所定の動作電圧にて所定の電流を供給し続ける必要がある。このため、マイコンの入力端子に接続されるコンデンサの容量を大きくすることで対策がとられてきた。
【０００４】
マイコンの通常動作電圧３.３［Ｖ］からマイコンの動作電圧下限３.０［Ｖ］の電圧変化（ΔＶ＝０.３［Ｖ］）で、マイコンの動作電流４００［ｍＡ］を、スタンバイ状態に移行するまでの１４０［ｕｓ］期間、供給するには、Ｃ＝４００［ｍＡ］÷０.３［Ｖ］×４０［ｕｓ］＝１８０［ｕＦ］以上の大容量が必要であった。この実現には、大型の電解コンデンサや、二次電池が必要であった。前者は小型化には不向きであり、後者はコストの増加が問題となる。
【０００５】
この問題を解決する方法として提案されているものとしては、例えば特開２００８−２８９２５４号公報に記載されたものがある。この公報に記載の方法は、外部電圧をモニタし電圧低下を検出することにより、マイコン電圧をモニタした場合に比較して、マイコンのリセット応答性を向上させ、コンデンサの容量増加を伴わずに、マイコンの不定動作を回避するようにしたものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００８−２８９２５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら低い外部電圧までマイコン動作の保証が必要とされる場合には、上記のように外部電圧をモニタしてリセット信号を出力する構成であっても、リセット信号出力の判定値を低く設定せざるを得ずリセット応答性の向上は困難となる。このため、結局はマイコンの入力端子に接続されるコンデンサの容量を大きくする必要があり、実装面積の増加やコストの増加を避けられず、課題である。
【０００８】
本発明は、こうした課題を解決するため、マイコンに動作電力を供給する車載用電源装置において、バッテリ等の車載電源から供給される電圧がリレー遮断や断線等により低下した場合に、マイコンの入力端子に接続されるコンデンサの容量が小さい構成においてもマイコンが正常にスタンバイ状態に移行できるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するため本発明は、車載電源と接続され、マイコンの電圧を供給するための車載用電源装置において、前記車載用電源装置は、一方の端が前記車載電源の正極に接続され、他方の端が前記車載電源の負極に接続される第一のコンデンサと、一方の端が前記マイコンの入力端子に接続され、他方の端が前記車載電源の負極に接続される第二のコンデンサと、入力端子が前記第一のコンデンサの一方の端に接続され、出力端子が前記マイコンの入力端子に接続されるトランジスタと、一方の端が前記トランジスタの出力制御用端子に接続された抵抗素子と、一方の端が前記抵抗素子の他方の端に接続され、他方の端が前記車載電源の負極に接続された第三のコンデンサと、出力が前記トランジスタの出力制御用端子と前記抵抗素子との間に接続され、前記トランジスタの駆動を制御する出力制御回路と、を備え、前記マイコンは前記第一のコンデンサの両端にかかる電圧が所定の電圧を下回ったときに、次回起動時に必要な情報を記憶する停止処理手段を有することを特徴とする車載用電源装置を提供する。
【００１０】
また、前記トランジスタはＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであり、入力端子がドレイン端子、出力端子がソース端子、出力制御用端子がゲート端子となるように接続されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、バッテリ等の車載電源から供給される電圧がリレー遮断や断線等により低下した場合に、マイコンの入力端子に接続されるコンデンサの容量が小さい構成においてもマイコンが正常にスタンバイ状態に移行できるため、車載用電子制御装置の小型化、コスト削減を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】第一の実施形態の車載用電源装置を示した図である。
【図２】第一の実施形態の電流・電圧波形を示した図である。
【図３】第二の実施形態の車載用電源装置を示した図である。
【図４】第二の実施形態の電流・電圧波形を示した図である。
【図５】第三の実施形態の車載用電源装置を示した図である。
【図６】第三の実施形態の電流・電圧波形を示した図である。
【図７】第四の実施形態の車載用電源装置を示した図である。
【図８】第四の実施形態の電流・電圧波形を示した図である。
【図９】第五の実施形態の車載用電源装置を示した図である。
【図１０】第五の実施形態の電流・電圧波形を示した図である。
【図１１】第六の実施形態の車載用電源装置を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
本発明の車載用電源装置は、車載電源と、第一のコンデンサと、第二のコンデンサと、トランジスタと、マイコンと、前記トランジスタの駆動を制御する出力制御回路を備え、前記第一のコンデンサの一方の端を前記車載電源の正極に接続し、前記第一のコンデンサの他方の端を前記車載電源の負極に接続し、前記第二のコンデンサの一方の端を前記マイコンの入力端子に接続し、前記第二のコンデンサの他方の端を前記車載電源の負極に接続し、前記トランジスタの入力端子と前記車載電源の正極を接続し、前記トランジスタの出力端子を前記マイコンの入力端子に接続し、前記トランジスタの出力制御用端子と第三のコンデンサを接続し、前記第三のコンデンサの他方の端を前記車載電源の負極に接続し、前記出力制御回路の出力を前記トランジスタの前記出力制御用端子に接続することにより、前記車載電源遮断後も前記トランジスタの出力制御用端子の電圧および制御用の電流は長時間保持されることから、前記車載電源遮断後においても前記トランジスタは前記第一のコンデンサに蓄積された電圧をマイコン電圧に変換して供給し続けることが可能となり、マイコンの入力端子に接続された前記第二のコンデンサの容量を低減可能となる。
【００１４】
また、前記車載電源の正極と前記第一のコンデンサの一方の端の間に直列に第一のダイオードを備え、前記第一のダイオードのアノードを前記車載電源の正極に接続し、前記第一のダイオードのカソードを前記第一のコンデンサの正極に接続することによって、車載電源がショートした場合や外部負荷による負電圧サージが発生した場合においても、マイコンを安定にスタンバイ状態に移行可能となる。
【００１５】
また、前記トランジスタの出力制御用端子と前記第三のコンデンサの間に直列に第一の抵抗素子を備え、前記第一の抵抗素子の一方の端を前記トランジスタの出力制御用端子に接続し、前記抵抗素子の他方の端を前記第三のコンデンサの正極に接続することによって、前記出力制御回路の出力する電流・電圧が変化する際に前記第三のコンデンサに充放電される電流を抑制することが可能となり、前記トランジスタの出力制御用端子に流れる電流及びかかる電圧の応答性を向上させることが可能となる。
【００１６】
また、前記第一の抵抗素子に並列に第四のコンデンサを備え、前記第四のコンデンサの正極を前記第一の抵抗素子の一方の端に接続し、前記第四のコンデンサの負極を前記第一の抵抗素子の他方の端に接続することにより、前記出力制御回路の出力信号にサージが印加されても前記第四のコンデンサが吸収し、前記トランジスタの不要な動作を防止することが可能となる。
【００１７】
また、電流制限用信号出力回路を備え、前記電流制限用信号出力回路の出力を前記トランジスタの出力制御用端子に接続することにより、マイコン側の配線がショートするなどして過大な電流が流れて、故障することを防止可能となる。
【００１８】
また、前記車載電源はバッテリとリレースイッチからなり、前記車載電源と前記第一のコンデンサの間にスイッチングレギュレータを備え、前記リレースイッチを前記バッテリの正極に接続し、前記スイッチングレギュレータの入力端を前記車載電源の正極と接続し、前記スイッチングレギュレータの出力端を前記第一のコンデンサの正極と接続し、前記スイッチングレギュレータは、前記バッテリの出力する第一の電圧を第二の電圧に変換することにより、前記トランジスタの発熱を低減可能となるとともに、効率向上が可能となる。
【００１９】
また、前記トランジスタとしてＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用い、前記入力端子として前記Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子を、前記出力端子として前記Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴのソース端子を、前記出力制御用端子として前記Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴのゲート端子を備えることにより、前記Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴの入力端子にサージが印加された場合においても、ゲート端子とソース端子間の電圧変動は発生しないため、前記Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴはターンオン等不要な動作をすることなく、マイコンへのサージ電圧印加を防止可能となる。また、ＭＯＳＦＥＴは電圧駆動型の半導体素子であるため、駆動時に電流を流し続ける必要が無く、ゲートドライブ損失を抑制可能である。
【００２０】
また、少なくとも一部の回路を半導体集積回路に内蔵することにより、小型化が可能となる。
【００２１】
また、本発明では、以下に説明する車載用電源装置を具備することにより、前記第二のコンデンサの容量を低減可能であり、小型な車載用電子制御装置を提供できる。
【００２２】
また、車載用電子制御装置の少なくとも一部の部品を樹脂により封止することにより、車載用電子制御装置の高密度実装が可能となる。
【００２３】
以下、具体的な本発明の実施形態について説明する。
【実施例１】
【００２４】
以下に、図面により本発明の車載用電源装置の第１の実施形態について図１、図２を用いて詳細に説明する。図１は、第一の実施形態の車載用電源装置の回路構成図であり、一つの負荷に対する電源回路分を示している。
【００２５】
車載用電源装置は、車載電源であるバッテリ２００と、リレー２０１と、入力側コンデンサ２０３と、シリーズレギュレータ回路１０と、出力側コンデンサ３００とを備え、マイコン９００に接続されている。
【００２６】
シリーズレギュレータ回路１０は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００と、ＦＥＴの出力制御回路であるゲート電圧調整回路１０１と、ゲート電圧保持コンデンサ１０２を備え、ゲート電圧調整回路１０１によりコンデンサ−ＧＮＤ電圧（ゲート電圧）１０２Ｂを調整することにより、入力側コンデンサ電圧２０３Ｂを出力側コンデンサ電圧３００Ｂに変換し、マイコンにマイコン電流９００Ａを供給する。
【００２７】
なお、本実施例におけるマイコン９００は、動作電圧をＶｍｖ、その動作可能電圧範囲をΔＶｍｖ、動作電流をＩｍ、次回の起動に備えた停止処理を開始してからスタンバイ状態に移行するまでの期間をＴｓｂｙとする。また、バッテリ２００の電圧はＶＢ、入力側コンデンサ２０３の容量はＣｉｎ、出力側コンデンサ３００の容量はＣｏｕｔ、ゲート電圧保持コンデンサ１０２の容量はＣｇｇとする。
【００２８】
以下、第一の実施形態における動作を、図２に示す入力側コンデンサ電圧２０３Ｂ、出力側コンデンサ電圧３００Ｂ、コンデンサ−ＧＮＤ間電圧１０２Ｂ、マイコン電流９００Ａの波形を用いて説明する。
【００２９】
図２の時刻ｔ１においてリレー２０１がオンし、入力側コンデンサ電圧２０３Ｂが増加を開始する。入力側コンデンサ電圧２０３Ｂが所定の電圧値Ｖth_regを超えた時刻ｔ２から、ゲート電圧調整回路は動作を開始し、コンデンサ−ＧＮＤ電圧１０２Ｂが増加を開始する。出力側コンデンサ電圧３００Ｂと、コンデンサ−ＧＮＤ電圧１０２Ｂの電圧差が、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００のゲートしきい電圧Ｖth_sw以上となる時刻ｔ３から、出力側コンデンサ電圧３００Ｂは増加を開始する。なお、入力側コンデンサ電圧２０３Ｂがバッテリ電圧ＶＢに到達した後、入力側コンデンサ電圧２０３ＢはＶＢを保持する。
【００３０】
時刻ｔ４に出力側コンデンサ電圧３００Ｂがマイコンの動作電圧Ｖｍｖに到達すると、マイコン電流９００Ａは通電を開始し、ゲート電圧調整回路はコンデンサ−ＧＮＤ電圧が一定になるよう動作する。このときの出力側コンデンサ電圧３００Ｂは、およそマイコンの動作電圧Ｖｍｖとゲートしきい電圧Ｖth_swの和となる。これにより、マイコンは所望の電流を得ながら、Ｖｍｖは一定に保持される。
【００３１】
時刻ｔ５にリレー２０１がオフし、入力側コンデンサ電圧２０３Ｂが低下を開始する。このとき、入力側コンデンサ２０３に蓄えられた電荷により、入力側コンデンサ電圧２０３Ｂは緩やかに減少し、所定の期間マイコンの動作電圧Ｖｍｖ以上の電圧を出力できる。
【００３２】
時刻ｔ６に入力側コンデンサ２０３Ｂが所定の電圧値Ｖth_reg以下になると、ゲート電圧調整回路は動作を停止し、マイコン９００は次回の起動に備えた停止処理を開始する。コンデンサ−ＧＮＤ電圧１０２Ｂは、ゲート電圧保持コンデンサ１０２に電荷が蓄えられているため、ゲート電圧保持コンデンサ１０２の容量Ｃｇｇと、正極−ＧＮＤ間の絶縁抵抗成分Ｒｃｇｇにより決まる時定数（τ＝Ｃｇｇ×Ｒｃｇｇ）で緩やかに減少することとなる。このとき、時定数τは、適当なコンデンサ容量を選定することで、Ｔｓｂｙに対して充分に大きい値であるものとする。ゲート電圧保持コンデンサ１０２により、バッテリ電圧ＶＢが遮断した時にも、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００を継続動作させることができる。
【００３３】
時刻ｔ６′にマイコンは次回の起動に備えた停止処理、具体的には次の起動の際に必要とする情報をＦｌａｓｈ−ＲＯＭに書き込む処理を完了し、スタンバイ状態となり、マイコン電流９００Ａは０［Ａ］に向けて低下する。マイコンがスタンバイ状態になると、入力側コンデンサ２０３からの放電は微小なリーク電流が主となるため、入力側コンデンサ電圧２０３Ｂの電圧降下は緩やかになる。
【００３４】
時刻ｔ７に、入力側コンデンサ電圧２０３Ｂが出力側コンデンサ電圧３００Ｂと等しくなり、その後出力側コンデンサ電圧３００Ｂは入力側コンデンサ電圧２０３Ｂと同じ傾斜で電圧降下を開始する。
【００３５】
以下に、Ｖｍｖ＝３.３［Ｖ］、ΔＶｍｖ＝０.３［Ｖ］、Ｉｍ＝４００［ｍＡ］、Ｔｓｂｙ＝１４０［ｕｓ］、ＶＢ＝１４［Ｖ］、Ｃｉｎ＝２０［ｕＦ］、Ｃｏｕｔ＝２０［ｕＦ］、Ｃｇｇ＝１［ｕＦ］、Ｒｃｇｇ＝１［ＭΩ］、Ｖth_reg＝６［Ｖ］とした場合の計算例を示す。
【００３６】
時定数τは、τ＝Ｃｇｇ（１［ｕＦ］）×Ｒｃｇｇ（１［ＭΩ］）＝１［ｓ］となる。Ｔｓｂｙ＝１４０［ｕｓ］であるので、時定数τはＴｓｂｙに対して充分に長い時間とみなすことができ、Ｔｓｂｙ経過後のコンデンサ−ＧＮＤ間電圧１０２Ｂの減少は無視できる。このためＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００は、時刻ｔ６以降のゲート電圧調整回路の動作停止後も出力側コンデンサ電圧３００ＢをＶｍｖとするように動作する。
【００３７】
時刻ｔ６からマイコンがスタンバイ状態に移行するまでの期間Ｔｓｂｙに必要とする電荷量Ｑm_sby＝Ｉｍ（４００［ｍＡ］）×Ｔｓｂｙ（１４０［ｕｓ］）＝５６［ｕＣ］に対し、入力側コンデンサ電圧２０３ＢがＶth_reg（６［Ｖ］）からマイコンの動作電圧下限Ｖmv_min＝Ｖｍｖ（３.３［Ｖ］）−ΔＶｍｖ（０.３［Ｖ］）＝３.０［Ｖ］に移行する間に供給可能な電荷量Ｑcin_sply＝Ｃｉｎ（２０［ｕＦ］）×（Ｖth_reg（６.０［Ｖ］）−Ｖmv_min（３.０［Ｖ］））＝６０［ｕＣ］であり、Ｑcin_sply≧Ｑm_sbyとなるので、Ｃｉｎ＝２０［ｕＦ］で供給可能であることがわかる。
【００３８】
本実施例ではゲート電圧調整回路１０１の電源配線の記載は省略しているが、入力側コンデンサ２０３の正極、出力側コンデンサ３００の正極のどちらか一方、または、両方から供給するように接続してもよい。
【００３９】
また、バッテリ電圧ＶＢ到達後の時刻ｔ８に、入力側コンデンサ電圧にサージ電圧が印加され、ゲート電圧調整回路１０１の電流経路や、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００のドレイン−ゲート容量等の経路を経由してゲート端子に電流が流入した場合においても、ゲート電圧保持コンデンサ１０２により、ゲート端子の電圧増加は抑制される。これにより、出力側コンデンサ電圧の変動は極めて小さく抑えられる。
【００４０】
本実施例ではトランジスタとしてＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００を例示したが、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴや、ＮＰＮトランジスタ、ＰＮＰトランジスタ或いはその他の半導体スイッチ素子であっても、トランジスタの出力制御回路であるゲート電圧調整回路１０１の出力する電圧値やゲート電圧保持コンデンサ１０２の容量設定を調整することにより、実施例１と同様の効果を得ることができる。
【００４１】
また、本実施例の車載電源装置において、半導体部品を含む一部の部品をカスタムＩＣ等の集積回路に内蔵してもよいものとする。
【００４２】
また、本実施例の車載用電源装置は、電源装置として単独の使用に限るものではなく、エンジンコントロールユニット（ＥＣＵ）やオートマチックトランスミッション用コントロールユニット（ＡＴＣＵ）等の車載用電子制御装置に搭載されてもよいものとする。
【００４３】
以上説明したように、本実施形態によれば、次のような効果を得ることができる。マイコンを次回の起動に備えた停止処理開始からスタンバイ状態に移行するまでの期間、マイコンに電力を供給するために従来必要であった出力側コンデンサ容量を、大幅に低減することが可能である。入力側コンデンサにサージ電圧が印加され、ゲート端子に電流が流入した場合においても、ゲート電圧の増加を抑制でき、マイコン電圧の変動を抑制可能である。
【実施例２】
【００４４】
以下に、図面により本発明の車載用電源装置の第２の実施形態について図３、図４を用いて詳細に説明する。図３は実施例１における図１相当図であり、また、図４は実施例１における図２相当図であり、第一の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。
【００４５】
図３に示すシリーズレギュレータ回路１０は、図１に示すシリーズレギュレータ回路１０に対し、抵抗１０３が付与されている点が異なっている。抵抗１０３が付与されることにより、ゲート電圧保持コンデンサ１０２の容量充放電にかかる時間を短縮できる。また、逆流防止用ダイオード２０２が付与されている点が異なっている。また、図４に図３の抵抗１０３−ＧＮＤ電圧１０３Ｂの波形を追加している。
【００４６】
図４の時刻ｔ１においてリレー２０１がオンし、入力側コンデンサ電圧２０３Ｂが増加を開始する。入力側コンデンサ電圧２０３Ｂが所定の電圧値Ｖth_regを超えた時刻ｔ２から、ゲート電圧調整回路は動作を開始し、コンデンサ−ＧＮＤ電圧１０２Ｂおよび抵抗−ＧＮＤ電圧１０３Ｂが増加を開始する。ゲート電圧保持コンデンサ１０２を充電する電流が抵抗１０３を流れる際、抵抗１０３の両端にはゲート端子側を正とする電圧が発生する。このため、抵抗−ＧＮＤ電圧１０３Ｂの方が、コンデンサ−ＧＮＤ電圧１０２Ｂに比し、短時間でＶｔｈおよびＶｍｖ＋Ｖth_swに到達する。本実施例における図４の時刻ｔ４′に、抵抗−ＧＮＤ電圧１０３Ｂは（Ｖｍｖ＋Ｖth_sw）に到達、出力側コンデンサ電圧３００ＢはＶｍｖに到達し、マイコン電流９００Ａは通電を開始することができる。即ち、マイコンの立上り時間を、実施例１における図２の時刻ｔ４に比べ、本実施例における図４の時刻ｔ４′に短縮可能となる。
【００４７】
また、上述のようなマイコン立上げ時のみならず、ゲート電圧調整回路の指令に対する抵抗−ＧＮＤ電圧１０３Ｂの応答性およびそれに伴う出力側コンデンサ電圧３００Ｂの応答性も高めることが可能となる。
【００４８】
時刻ｔ５以降に関しては、実施例１と同様の効果を得られる。
【００４９】
また、バッテリ電圧ＶＢ到達後の時刻ｔ８に、入力側コンデンサ電圧にサージ電圧が印加され、ゲート電圧調整回路１０１の電流経路や、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００のドレイン−ゲート容量等の経路を経由してゲート端子に電流が流入した場合、抵抗１０３に発生する電圧により、抵抗−ＧＮＤ電圧１０３Ｂは、実施例１のコンデンサＧＮＤ電圧に比べ増加が懸念される。しかし、出力側コンデンサ電圧がマイコン動作電圧の上限である３.６［Ｖ］以下であれば問題はなく、抵抗１０３の抵抗値の選択で調整可能である。さらに、ゲート電圧調整回路内にフィルタ等を設けることによってサージに対する応答性を緩和でき、サージ耐性を高めることができるため、この懸念に対しては容易に対策が可能である。
【００５０】
また、逆流防止用ダイオード２０２が付与されていることにより、リレー２０１がオン状態においてバッテリ２００がショートした場合や外部負荷による負電圧サージが発生した場合においても、入力側コンデンサ２０３の電流がバッテリ２００側に放電されることは無いため、シリーズレギュレータ回路１０は安定動作可能であり、バッテリ電圧ＶＢが遮断した時にもマイコンに電力を供給することができる。
【実施例３】
【００５１】
以下に、図面により本発明の車載用電源装置の第三の実施形態について図５、図６を用いて詳細に説明する。図５は実施例２における図３相当図であり、また、図６は実施例２における図４相当図であり、第二の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。
【００５２】
図５に示すシリーズレギュレータ回路１０は、図３に示すシリーズレギュレータ回路１０に対し、電流検出抵抗１０４と、電流制限用信号出力回路１０５が付与されている点が異なっている。図５の電流制限用信号出力回路１０５は、電流検出抵抗１０４の両端に発生する電圧により電流値をモニタする。所定の電流上限値Ｉm_lim（本実施例では４３０［ｍＡ］）を検出すると、電流を制限するための信号をゲート電圧調整回路１０１に発信し、ゲート電圧調整回路１０１は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００に流れる電流を制限するべくゲート−ＧＮＤ電圧を調整する。
【００５３】
図６の時刻ｔ９にＩm_limを検出すると、マイコン電流９００Ａを低減するために、電流制限用信号出力回路の信号に基づいて生成されるゲート電圧調整回路の出力電圧により抵抗−ＧＮＤ電圧１０３Ｂは、（Ｖｍｖ＋Ｖth_sw）より低下する。その後、マイコン電流９００Ａが所定の動作電流Ｉｍに戻ると、ゲート電圧は（Ｖｍｖ＋Ｖth_sw）となるよう制御され、Ｉm_lim通電以前の動作状態となる。
【００５４】
第三の実施形態によれば、マイコン側に異常などが発生し過電流が流れることを防止することができ、より信頼性の高い車載用電源装置を提供することが可能となる。
【実施例４】
【００５５】
以下に、図面により本発明の車載用電源装置の第四の実施形態について図７、図８を用いて詳細に説明する。図７は実施例３における図５相当図であり、また、図８は実施例３における図６相当図であり、第三の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。
【００５６】
図７に示すシリーズレギュレータ回路１０は、図５に示すシリーズレギュレータ回路１０に対し、コンデンサ１０６が付与されている点が異なっている。本実施例において、コンデンサ１０６は１０［ｎＦ］程度の容量であるとする。
【００５７】
また、バッテリ電圧ＶＢ到達後の時刻ｔ８に、入力側コンデンサ電圧にサージ電圧が印加され、ゲート電圧調整回路１０１の電流経路や、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００のドレイン−ゲート容量等の経路を経由してゲート端子に電流が流入した場合においても、この電流による電荷量を吸収できる容量を持つコンデンサ１０６が付与されているため、抵抗１０３両端に発生する電圧は実施例３の図５抵抗１０３両端に発生する電圧より小さい。このため、サージに対する耐性を高めることが可能となる。
【００５８】
本実施例のコンデンサ１０６の付与は、実施例３における抵抗１０３の抵抗値の調整およびゲート電圧調整回路内にフィルタ等を設ける対策によってもサージ対策が不十分であった場合などに、特に有効である。
【００５９】
第四の実施形態によれば、入力側コンデンサへのサージ電圧に対する動作信頼性の高い車載用電源装置を提供することが可能となる。
【実施例５】
【００６０】
以下に、図面により本発明の車載用電源装置の第五の実施形態について図９、図１０を用いて詳細に説明する。図９は実施例４における図７相当図であり、また、図１０は実施例４における図８相当図であり、第四の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。
【００６１】
図７の回路構成に対し、図９では降圧電源５０と、降圧電源入力側コンデンサ６００が付与されている点が異なっている。降圧電源５０は、メインＦＥＴ５０１、インダクタ５０２、同期ＦＥＴ５０３、スイッチング降圧電源制御回路５００を備え、降圧電源入力電圧６００Ｂ（本実施例では１４［Ｖ］）から、入力側コンデンサ電圧２０３Ｂ（本実施例では６［Ｖ］）に降圧する。本実施例では、同期ＦＥＴ５０３を設け同期整流を行う回路を記載しているが、同期ＦＥＴ５０３の代わりにダイオードを設けたダイオード整流の場合でも、同様の効果を得られるものである。
【００６２】
また、図１０に示す降圧電源入力電圧６００Ｂの波形が付与されている点が異なっている。
【００６３】
図１０の時刻ｔ１において、リレー２０１がオンし、降圧電源入力電圧６００Ｂおよび入力コンデンサ電圧２０３Ｂが増加を開始する。入力側コンデンサ電圧２０３Ｂが６.１５［Ｖ］に到達した時点から降圧電源５０は動作を開始し、降圧電源入力電圧６００Ｂが６.１５［Ｖ］以上になった場合においても、入力側コンデンサ電圧２０５Ｂを６［Ｖ］に維持する。
【００６４】
これにより、マイコン動作期間におけるシリーズレギュレータ回路１０のＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００にかかる電圧降下は２.８５［Ｖ］（＝６.１５−３.３［Ｖ］）となる。第四の実施の形態における図８のＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００にかかる電圧降下１０.７［Ｖ］（＝１４−３.３［Ｖ］）と比較して約７３％電圧降下が小さい。このため、マイコン電流が等しいとするとＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ１００の損失を約７３％低減可能である。即ち、高効率化が可能となる。
【実施例６】
【００６５】
以下に、図面により本発明の車載用電源装置の第六の実施形態について図１１を用いて詳細に説明する。一般的に電解コンデンサは温度上昇時の破裂を防止するため防爆弁を備えている。樹脂封止する実装形態とする場合には防爆弁を塞いでしまい、安全性の確保が困難となるため、電解コンデンサを使用することはできなかった。
【００６６】
実施例１〜５によると、シリーズレギュレータの出力側コンデンサとして従来使用されていた電解コンデンサをセラミックコンデンサに置き換え可能である。このため、樹脂により封止する形態の実装が可能となる。樹脂による封止が可能になると、半導体部品をベアチップ実装でき小型化が可能となる。
【００６７】
図１１は、実施例１〜４の実装例を示したものである。配線パターンが形成された金属ベース基板１０００に半導体部品１００２と、面実装インダクタ１００３、セラミックコンデンサ１００４、チップ抵抗１００５とコネクタ１００１を搭載し、樹脂１００６で封止されている。コネクタ１００１を介して、バッテリ、センサ類、他の電子制御機器などに接続する。
【００６８】
図１１では、実施例１〜５に記載の各々の回路部品のうち抵抗素子、コンデンサ部品、インダクタ部品、半導体部品各々の代表として１部品ずつを記載しており、実際には複数の部品が実装されていても良い。
【００６９】
また、セラミックコンデンサ１００４は、防爆弁が不要なコンデンサであれば、置き換えてもよい。金属ベース基板１０００はセラミック基板や多層プリント配線板等の基板であってもよい。
【００７０】
このような実装構造とすることで、小型の車載用電源装置及び車載用電子制御装置を提供することが可能となる。
【００７１】
以上、本発明によれば、下記のような効果が期待できる。
【００７２】
（１）バッテリ遮断後のマイコン電圧保持可能
（２）マイコン電圧配線に接続されたコンデンサ容量を低減可能
（３）バッテリーショート時でもマイコン電圧保持可能
（４）マイコン立上げ時間や応答性を向上可能
（５）過電流保護を高速に実行可能
（６）サージ耐性を向上可能
（７）電解コンデンサ削減により車載電子制御装置を小型化可能
（８）車載用電源及び車載用電子制御装置を樹脂封止実装により小型化可能
【符号の説明】
【００７３】
１０ シリーズレギュレータ回路
５０ 降圧電源
１００ Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（トランジスタ）
１０１ ゲート電圧調整回路（トランジスタの出力制御回路）
１０２ ゲート電圧保持コンデンサ
１０２Ｂ コンデンサ−ＧＮＤ電圧
１０３ 抵抗
１０３Ｂ 抵抗−ＧＮＤ電圧
１０４ 電流検出抵抗
１０５ 電流制限用信号出力回路
１０６ コンデンサ
２００ バッテリ（車載電源）
２０１ リレー
２０２ 逆流防止用ダイオード
２０３ 入力側コンデンサ
２０３Ｂ 入力側コンデンサ電圧
３００ 出力側コンデンサ
３００Ｂ 出力側コンデンサ電圧
５００ スイッチング降圧電源制御回路
５０１ メインＦＥＴ
５０２ インダクタ
５０３ 同期ＦＥＴ
６００ 降圧電源入力側コンデンサ
６００Ｂ 降圧電源入力電圧
９００ マイコン
９００Ａ マイコン電流
１０００ 金属ベース基板
１００１ コネクタ
１００２ 半導体部品
１００３ 面実装インダクタ
１００４ セラミックコンデンサ
１００５ チップ抵抗
【特許請求の範囲】
【請求項１】
車載電源と接続され、マイコンの電圧を供給するための車載用電源装置において、
前記車載用電源装置は、一方の端が前記車載電源の正極に接続され、他方の端が前記車載電源の負極に接続される第一のコンデンサと、
一方の端が前記マイコンの入力端子に接続され、他方の端が前記車載電源の負極に接続される第二のコンデンサと、
入力端子が前記第一のコンデンサの一方の端に接続され、出力端子が前記マイコンの入力端子に接続されるトランジスタと、
一方の端が前記トランジスタの出力制御用端子に接続された抵抗素子と、
一方の端が前記抵抗素子の他方の端に接続され、他方の端が前記車載電源の負極に接続された第三のコンデンサと、
出力が前記トランジスタの出力制御用端子と前記抵抗素子との間に接続され、前記トランジスタの駆動を制御する出力制御回路と、を備え、
前記マイコンは前記第一のコンデンサの両端にかかる電圧が所定の電圧を下回ったときに、次回起動時に必要な情報を記憶する停止処理手段を有することを特徴とする車載用電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の車載用電源装置であって、前記トランジスタはＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであり、入力端子がドレイン端子、出力端子がソース端子、出力制御用端子がゲート端子となるように接続されることを特徴とする車載用電源装置。
【請求項３】
請求項１、２に記載の車載用電源装置において、前記車載電源の正極と前記第一のコンデンサの一方の端の間に直列にダイオードを備え、前記ダイオードのアノードを前記車載電源の正極に接続し、前記ダイオードのカソードを前記第一のコンデンサの正極に接続することを特徴とする車載用電源装置。
【請求項４】
請求項１から３いずれか一項に記載の車載用電源装置において、前記抵抗素子に並列に第四のコンデンサを備え、前記第四のコンデンサの正極を前記抵抗素子の一方の端に接続し、前記第四のコンデンサの負極を前記抵抗素子の他方の端に接続することを特徴とする車載用電源装置。
【請求項５】
請求項１から４いずれか一項に記載の車載用電源装置において、電流制限用信号出力回路を備え、前記電流制限用信号出力回路の出力を前記トランジスタの出力制御用端子に接続することを特徴とする車載用電源装置。
【請求項６】
請求項１から５いずれか一項に記載の車載用電源装置において、前記車載電源はバッテリとリレースイッチからなり、前記車載電源と前記第一のコンデンサの間にスイッチングレギュレータを備え、前記リレースイッチを前記バッテリの正極に接続し、前記スイッチングレギュレータの入力端を前記車載電源の正極と接続し、前記スイッチングレギュレータの出力端を前記第一のコンデンサの正極と接続し、前記スイッチングレギュレータは、前記バッテリの出力するバッテリ電圧を降下して中間電圧に変換することを特徴とする車載用電源装置。
【請求項７】
請求項１から６いずれか一項に記載の車載用電源装置において、少なくとも一部の回路を半導体集積回路に内蔵することを特徴とする車載用電源装置。
【請求項８】
請求項１から７いずれか一項に記載の車載用電源装置と、前記マイコンとを具備することを特徴とする車載用電子制御装置。
【請求項９】
請求項８に記載の車載用電子制御装置において、少なくとも一部の部品を樹脂により封止することを特徴とする車載用電子制御装置。
【請求項１】
車載電源と接続され、マイコンの電圧を供給するための車載用電源装置において、
前記車載用電源装置は、一方の端が前記車載電源の正極に接続され、他方の端が前記車載電源の負極に接続される第一のコンデンサと、
一方の端が前記マイコンの入力端子に接続され、他方の端が前記車載電源の負極に接続される第二のコンデンサと、
入力端子が前記第一のコンデンサの一方の端に接続され、出力端子が前記マイコンの入力端子に接続されるトランジスタと、
一方の端が前記トランジスタの出力制御用端子に接続された抵抗素子と、
一方の端が前記抵抗素子の他方の端に接続され、他方の端が前記車載電源の負極に接続された第三のコンデンサと、
出力が前記トランジスタの出力制御用端子と前記抵抗素子との間に接続され、前記トランジスタの駆動を制御する出力制御回路と、を備え、
前記マイコンは前記第一のコンデンサの両端にかかる電圧が所定の電圧を下回ったときに、次回起動時に必要な情報を記憶する停止処理手段を有することを特徴とする車載用電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の車載用電源装置であって、前記トランジスタはＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであり、入力端子がドレイン端子、出力端子がソース端子、出力制御用端子がゲート端子となるように接続されることを特徴とする車載用電源装置。
【請求項３】
請求項１、２に記載の車載用電源装置において、前記車載電源の正極と前記第一のコンデンサの一方の端の間に直列にダイオードを備え、前記ダイオードのアノードを前記車載電源の正極に接続し、前記ダイオードのカソードを前記第一のコンデンサの正極に接続することを特徴とする車載用電源装置。
【請求項４】
請求項１から３いずれか一項に記載の車載用電源装置において、前記抵抗素子に並列に第四のコンデンサを備え、前記第四のコンデンサの正極を前記抵抗素子の一方の端に接続し、前記第四のコンデンサの負極を前記抵抗素子の他方の端に接続することを特徴とする車載用電源装置。
【請求項５】
請求項１から４いずれか一項に記載の車載用電源装置において、電流制限用信号出力回路を備え、前記電流制限用信号出力回路の出力を前記トランジスタの出力制御用端子に接続することを特徴とする車載用電源装置。
【請求項６】
請求項１から５いずれか一項に記載の車載用電源装置において、前記車載電源はバッテリとリレースイッチからなり、前記車載電源と前記第一のコンデンサの間にスイッチングレギュレータを備え、前記リレースイッチを前記バッテリの正極に接続し、前記スイッチングレギュレータの入力端を前記車載電源の正極と接続し、前記スイッチングレギュレータの出力端を前記第一のコンデンサの正極と接続し、前記スイッチングレギュレータは、前記バッテリの出力するバッテリ電圧を降下して中間電圧に変換することを特徴とする車載用電源装置。
【請求項７】
請求項１から６いずれか一項に記載の車載用電源装置において、少なくとも一部の回路を半導体集積回路に内蔵することを特徴とする車載用電源装置。
【請求項８】
請求項１から７いずれか一項に記載の車載用電源装置と、前記マイコンとを具備することを特徴とする車載用電子制御装置。
【請求項９】
請求項８に記載の車載用電子制御装置において、少なくとも一部の部品を樹脂により封止することを特徴とする車載用電子制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１３−５０７４８（Ｐ２０１３−５０７４８Ａ）
【公開日】平成２５年３月１４日（２０１３．３．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１８６７２２（Ｐ２０１１−１８６７２２）
【出願日】平成２３年８月３０日（２０１１．８．３０）
【出願人】（５０９１８６５７９）日立オートモティブシステムズ株式会社 (2,205)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年３月１４日（２０１３．３．１４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月３０日（２０１１．８．３０）
【出願人】（５０９１８６５７９）日立オートモティブシステムズ株式会社 (2,205)
【Ｆターム（参考）】
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