電力制御装置
【課題】インバータのスイッチングにより発生する電流リプルを抑制する。
【解決手段】電池からの直流電圧をインバータ16,18で変換した交流電力によって駆動される2つのモータ20,22を有する。この2つのモータ20,22の中性点間に、接続端26,28を介し商用電源30を接続する。インバータ16,18で零相電圧を発生させてモータの中性点間電圧を制御して、商用電源30によって電池を充電する。中性点間に接続されたフィルタコンデンサCfと、このフィルタコンデンサCfと前記接続端26,28との間に配置されるリアクトルLaと、を有する。
【解決手段】電池からの直流電圧をインバータ16,18で変換した交流電力によって駆動される2つのモータ20,22を有する。この2つのモータ20,22の中性点間に、接続端26,28を介し商用電源30を接続する。インバータ16,18で零相電圧を発生させてモータの中性点間電圧を制御して、商用電源30によって電池を充電する。中性点間に接続されたフィルタコンデンサCfと、このフィルタコンデンサCfと前記接続端26,28との間に配置されるリアクトルLaと、を有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、コイルへの電流供給を制御するインバータを用いて、商用電源から電池の充電を行う電力制御装置に関する。
【背景技術】
【0002】
従来より、電池からの直流電力をインバータで交流電流に変換して交流モータを駆動することが広く行われている。また、インバータを2つ設け、この2つの交流モータを中性点間に商用電源を接続し、商用電源と電池とで電力をやり取りする電力制御装置も知られている(特許文献1)。
【0003】
この特許文献1では、商用電源の電圧の実効値および位相を検出し、これらと電池への充電要求に基づいて、インバータの零相電圧を制御して、商用電源による電池の充電を制御する。また、2つのモータの中性点から商用電源に接続される電力ライン間には、フィルタコンデンサが接続され、商用電源へのインバータスイッチングに基づくリップルの影響を除去している。
【0004】
【特許文献1】特開2007−318970号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
特許文献1に記載の電力制御装置においては、商用電源へのリップルが十分除去できないという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【0006】
本発明は、電池からの直流電圧を2つのインバータでそれぞれ変換した交流電力によって駆動される2つのモータを有し、この2つのモータの中性点間に、接続端を介し商用電源を接続し、インバータで零相電圧を発生させてモータの中性点間電圧を制御して、商用電源と電池の間で電力を授受することが可能な電力制御装置であって、中性点間に接続されたフィルタコンデンサと、このフィルタコンデンサと前記接続端との間に配置されるリアクトルと、を有することを特徴とする。
【0007】
また、前記フィルタコンデンサとモータの中性点との間に配置されるリアクトルをさらに有することが好適である。
【0008】
また、前記フィルタコンデンサの接続端側に流れる電流を計測する電流計測手段と、を有し、この電流計測手段の計測値に応じて、前記インバータのスイッチングを制御することが好適である。
【0009】
また、本発明は、電池からの直流電圧をインバータで変換した交流電力によって駆動されるコイルを有し、このコイルを介し商用電源を接続し、インバータのスイッチングにより商用電源と電池の間で電力を授受することが可能な電力制御装置であって、インバータの一対の出力間に前記コイルと直列接続されるフィルタコンデンサと、このフィルタコンデンサと前記接続端との間に配置されるリアクトルと、を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【0010】
本発明によれば、フィルタコンデンサの商用電源側にリアクトルを追加して設けたため、商用電源におけるインダクタンスが変化しても、インバータのスイッチングに起因する電流リプル(スイッチングリプル)が商用電源側に入ることを効果的に防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0011】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【0012】
「実施形態1」
図1は、実施形態1の構成を示す図である。電池10の正極は昇圧コンバータ12に接続され、負極は負側母線に接続されている。昇圧コンバータは、コイル12a、スイッチング素子12b、12cとから構成されており、電池10の正極にコイル12aの一端が接続され、コイル12aの他端は、スイッチング素子12b,12cの接続点に接続されている。スイッチング素子12bの逆端は正側母線に接続され、スイッチング素子12cの逆側は負側母線に接続される。スイッチング素子12b,12cは、例えばIGBTなどのトランジスタから構成され、このトランジスタに並列されて負側母線側から正側母線へ電流を流すダイオードが接続されている。すなわち、正側母線と負側母線の間に2つのトランジスタが直列接続されるとともに、2つのダイオードが直列接続されている。
【0013】
正側母線と負側母線の間には、コンデンサ14が設けられている。そして、正側母線と負側母線が2つのインバータ16,18の正側母線および負側母線になっている。
【0014】
インバータ16,18は、同様の構成をしており、正側母線と負側母線の間に2つのスイッチング素子の直列接続からなるアームが3本並列して配置されている。そして、各アームの中点が出力端となり、三相の交流モータ20,22の各コイル端がそれぞれ接続されている。インバータ16に交流モータ20、インバータ18に交流モータ22が接続されている。なお、ハイブリッド車両において、交流モータ20,22の一方が主に走行用のモータとして機能し、他方がエンジンに駆動されて発電を行う発電機として機能する。
【0015】
交流モータ20,22は、それぞれコイルがスター結線されたモータであり、その中性点から引き出し線が引き出され、その引き出し線間に交流フィルタ24が接続されている。この交流フィルタ24は、引き出し線間の配置されるフィルタコンデンサCfと交流モータ20からの引き出し線とフィルタコンデンサCfの接続点に一端が接続されるリアクトルLaとから構成される。
【0016】
リアクトルLaの他端は端子26に接続され、交流モータ22の中性点からの引き出し線は、端子28に接続される。そして、この端子26,28間に商用交流電源30が接続される。なお、以下において、この商用交流電源について、系統電源と呼び、系統電源側のことを系統側と呼ぶ。ここで、系統電源30には、インダクタンスLsが含まれており、図においては端子26がインダクタンスLsを介し系統電源30に接続されるように記載してある。なお、系統電源30は、通常100Vの交流であるが、他の電圧であってもかまわない。
【0017】
このような装置において、電池10から端子26,28までの構成は車載される。そして、車両走行時は、電池10の出力をコンバータ12により昇圧し、インバータ16,18の入力電圧が制御される。これ電圧は交流モータ20,22の出力トルク指令に応じて適切なものに設定される。そして、インバータ16,18のスイッチングを制御して、交流モータ20,22の出力トルクを指令に応じたものに制御する。なお、モータ20,22の中性点電圧を制御することも可能であるが、通常は両者ともインバータ入力電圧の1/2にする。
【0018】
一方、電池10に系統電源30から充電する場合には、図に示すように端子26,28間に系統電源30を接続する。通常は、系統電源30のコンセントに端子26,28を有するプラグを差し込むことによって接続を行う。
【0019】
そして、この場合には、零相電流が充放電指令に対応した大きさになるように、インバータ16,18のスイッチングを制御する(特許文献1参照)。このために、系統電源30からの交流電流の位相を検出して同相の正弦波を生成する。また、系統電源30からの交流電圧の実効値を検出し、この実効値で充電力指令値を除算して目標比率を算出し、この目標比率を上述のようにして生成した正弦波に対し乗算して、電流指令を生成する。そして、この電流指令に基づき、インバータ16,18を制御することで、系統電源30の電力によって電池を充電することができる。なお、インバータ16,18は、電流指令に基づいて算出される零相電圧指令に基づいて制御される。
【0020】
なお、電池10からの充放電力指令を用いることで、電池10からの直流電力を交流電力に変換して、系統電源30側に供給することもできる。また、充放電の際に交流モータ20,22を駆動することも可能である。
【0021】
ここで、フィルタコンデンサCfは、系統電源30側にインバータ16,18のスイッチングなどに伴って発生する高調波のスイッチングリプルが流出するのを防止するためのものである。しかし、図1におけるリアクトルLaを除去した場合、系統電源側のインダクタンスLsの値に周波数特性が大きく依存する。
【0022】
すなわち、交流フィルタ24において、スイッチングリプルを電流源(スイッチングリプル源)と見なすと、交流フィルタの等価回路は図5のように表される。また、交流フィルタ24の伝達関数G(s)は、
G(s)=ω02/(s2+(ω0/Q)s+ω02)
ここで、ω0=1/√(Ls*Cf)、Q=(1/R)√(Ls/Cf)である。
【0023】
交流フィルタ24の周波数特性を図6に示す。ここで、図6におけるL1〜L4のLsの設定値は、L1=0.01mH,L2=0.03mH,L3=0.06mH,L4=0.2mHであり、伝達関数G(s)の横軸の周波数に対するゲイン特性(上段)と、位相特性(下段)を示している。これより、ゲイン特性、位相特性のいずれも、Lsの値によって大きく周波数特性が変化することがわかる。
【0024】
上式からわかるように交流フィルタ24の共振周波数は、系統インダクタンスLsとフィルタコンデンサCfで決まるため、交流フィルタ24の周波数特性が系統インダクタンスLsの値に大きく依存する。図7に系統インダクタンスに対する系統スイッチングリプルを示す。系統インダクタンスの値が小さいと、フィルタの共振周波数が高くなりスイッチング周波数成分の減衰率が低くなるため、系統スイッチングリプルを十分抑制できなくなる。
【0025】
これに対し、本実施形態では、図8の等価回路に示すように、フィルタコンデンサCfの他に、リアクトルLaを追加している。このリアクトルLaを0.19mHとした場合の周波数特性を図9に示す。このように、0mH〜0.2mHの系統インダクタンスの変化(これは、電機共同研究第37巻第3号の国内配電系統の線路インピーダンスと50kV低電圧配電変圧器、定圧配電変圧器から最大500Mの屋内配線の線路インピーダンスから計算して得た概略値である。)に対してのフィルタ周波数特性の変化がほとんどなくなり、図10に示すように系統インダクタンス0mHから系統リプル(系統側に侵入するスイッチングリプル)が抑制されている。上述のフィルタの伝達関数から、フィルタの減衰率は共振周波数からほぼ勾配が−40dB/dcとなるため、スイッチングリプルを1/n程度減衰させるには、共振周波数ω0をキャリア周波数の1/√n以下にする必要がある。フィルタコンデンサCf=16.8μF、リアクトルLa=0.19mHの場合には、ω0=2.8kHzでスイッチングリプル電流を約1/10にすることができる。
【0026】
「実施形態2」
実施形態2の構成を図2に示す。このように、実施形態2では、実施形態1と比べ、交流モータ20の中性点からの引き出し線とフィルタコンデンサCfとの間(モータ側)にリアクトルLbが追加されている。
【0027】
実施形態1において、インバータにはモータコイルが接続されているが、このモータの漏れインダクタンスのみでは、スイッチングリプルが大きく、系統電源側に流出する高調波電流の抑制が困難であったり、モータ騒音が発生するという問題がある。
【0028】
フィルタコンデンサCfはスイッチング周波数に対して低インピーダンスとなるため、図11に示すように、インバータとモータに流れるスイッチングリプルがモータの漏れインダクタンスの値とインバータの直流電圧の値に大きく依存している。従って、モータの漏れインダクタンスのみだけでは、十分にインバータとモータに流れるスイッチングリプルを低減できず、インバータの損失が大きくなったり、モータの騒音、漏洩電流が増大するなどの問題が生じる。
【0029】
本実施形態では、フィルタコンデンサCfとモータ中性点間にリアクトルLbを接続する。これによって、インバータとモータに流れるスイッチングリプルを低減でき、上記問題が解決される。ここで、リアクトルLbは、充電時のみ充電電流が流れるため、モータの容量に対して小容量のものでよい。
【0030】
「実施形態3」
実施形態3の構成を図3に示す。この実施形態3では、モータの中性点間に接続されたフィルタコンデンサCfの系統電流側の電力ラインに流れる電流を検出して交流側の充電流を制御する。このために、電圧検出器34を設け、これによってフィルタコンデンサCfの両端電圧、すなわち2つのモータ20,22の中性点間の電圧Vsを測定する。また、フィルタコンデンサCfとモータ22の中性点の接続点と、端子28との間のラインに流れる電流iを計測する電流センサ36を設けている。そして、これら電圧Vs、電流iに基づきインバータ16,18のスイッチングを制御して、電池10の充電を制御する。
【0031】
電圧検出器34の電圧Vsは、電流指令生成部40に供給される。この電流指令生成部40は、特許文献1と同様の手法によって、電圧Vsと、充放電量指令値とから、電圧Vsに対し力率1の電流指令i*を生成する。i*は加算器42に供給され、ここで、i*から電流センサ36で検出された電流iが減算される。得られた差分は、比例器44でゲインKpが乗算され、加算器46に供給される。また、加算器42で得られた差分は正弦波内部モデル補償器47にも供給される。この正弦波内部モデル補償器47は、i*を生成する際に用いている正弦波内部モデルについての補償量を算出し出力し、これを加算器46に供給する。
【0032】
加算器46で得られた比例器44および正弦波内部モデル補償器47からの補償量の加算結果は、加算器48に供給されて、外乱電圧補償器50からの外乱についての補償量が加算されてPWM制御器52に供給される。そして、このPWM制御器52が加算器48から供給される制御量に基づいてインバータ16,18におけるスイッチングを制御することで、検出された電流iが目標となる電流i*となるような制御が行われ、目標となる充放電量での電池10での充放電が達成される。
【0033】
ここで、このような装置における充電制御系の数学的な構成を図12に示す。ここで、この図におけるsはラプラス演算子であり、Tsはサンプリング時間である。このように、目標となる電流i*(s)と実際の電流i(s)との差が加算器42で演算される。得られる差分e(s)は、比例器44、正弦波内部モデル補償器47に入力され、両者の出力が加算器48で加算される。そして、無駄時間加算部60において、上記演算などの無駄時間(exp[−s・Ts])が考慮され、インバータ62(インバータ16,18)が制御される。インバータ62の伝達関数は、(1−exp[−s・Ts])であり、インバータ入力がこの伝達関数により変換されインバータ62の出力になる。インバータ出力は加算器64で系統電源電圧Vs(s)が加算され、モータ、フィルタ、系統インピーダンス(系統電源系におけるインピーダンス)によって変換されて、電流センサ36で検出される電流i(s)となる。なお、加算器42から出力される偏差が入力され、PWM制御器52からスイッチング制御信号を出力するまでの回路を電流制御器38と呼ぶ。
【0034】
このような閉ループデジタル制御系の制御系の一巡パルス伝達関数Glp(z)は、
Glp(z)=Z{Gc(s)}・Z{Gh(s)・Gp(s)}
で表される。なお、Z{}はz変換、Gc(s)は電流制御器38の伝達関数、Gh(s)はインバータの伝達関数、Gp(s)は交流回路側の伝達関数(モータ、フィルタ、系統インピーダンスについての伝達関数)を示す。
【0035】
この場合の特性方程式は、
1+Glp(z)=0
である。
【0036】
従って、デジタル制御系の安定条件により、図13に示すz平面の単位円内に特性方程式の根があればシステムは安定となる。
【0037】
交流回路側の伝達関数Gp(s)は、フィルタコンデンサCfがある場合とない場合、また電流検出位置で異なる。これを図14に示す。
【0038】
図14(a)のフィルタコンデンサCfがない場合の交流回路側伝達関数Gp(s)は、
Gp(s)=1/(Rm+Rs+s(Lm+Ls))
となる。ここで、Rmはモータの抵抗、Rsは系統側の抵抗、Lmはモータのインダクタンス、Lsは系統側のインダクタンスである。
【0039】
また、図14(b)のフィルタコンデンサCfがあり、電流をフィルタコンデンサCfよりモータ側で検出する場合の交流回路側伝達関数Gp(s)は、
Gp(s)=(Cf*Ls*s2+Cf*Rs*s+1)/(Lm*Ls*Cf*s3+(Rm*Ls*Cf+Lm*Rs*Cf)s2+(Rm*Rs*Cf+Lm+Ls)s+Rm+Rs)
となる。
【0040】
また、図14(c)のフィルタコンデンサCfがあり、電流をフィルタコンデンサCfより系統電源側で検出する場合の交流回路側伝達関数Gp(s)は、
Gp(s)=1/(Lm*Ls*Cf*s3+(Rm*Ls*Cf+Lm*Rs*Cf)s2+(Rm*Rs*Cf+Lm+Ls)s+Rm+Rs)
となる。
【0041】
また、インバータの伝達関数は、
Gh(s)=(1−exp[−sTs])/s
であり、電流制御器38の伝達関数Gc(s)は、
Gc(s)=(kp+(ks*s)/(s2+ω2))exp[−sTs]
である。
【0042】
これらを用いてGlp(z)を求めると、各ケースにおける系統インダクタンスLsに対する比例ゲインの安定限界を求めると図15に示すようになる。
【0043】
フィルタコンデンサCfがない場合(菱形)は、系統インダクタンスLsに対する比例ゲインの安定限界の変化が小さいが、フィルタコンデンサCfがある場合にはその変化が大きい。特に、フィルタコンデンサCfがあり、モータ側で電流検出する場合(四角)、系統インダクタンスLsがある値以上では安定限界が小さくなっていく。また、フィルタコンデンサCfがあり、フィルタコンデンサCfより系統電源側で電流検出した場合は、系統インダクタンスLsが小さい領域に安定限界の小さい領域がある。この結果からフィルタコンデンサCfの系統電源側で電流を検出し、Cfの系統電源側に予めリアクトルLaを接続することによりLsに対する安定度を確保することができることがわかる。
【0044】
すなわち、フィルタコンデンサCfがあり、これにリアクトルLaを追加し、フィルタコンデンサCfより系統電源側で電流検出する場合の回路は、図16のように表すことができる。そして、この場合の系統インダクタンスLsの変化に対する比例ゲインの安定限界は、図17に示されるようになる。なお、図17は、図15に比べ、リアクトルLaが付加された関係で、系統インダクタンスLsに対する変化が右方向にシフトしている。
【0045】
このように、本実施形態によれば、電流センサ36により検出する電流iをフィルタコンデンサより系統電源側とし、かつリアクトルLaを追加することで、比例ゲインの安定限界を大きく維持して制御系を構成することが可能になる。
【0046】
「実施形態4」
図4には、実施形態4の構成が示されている。このように、本実施形態では、インバータ70が1つだけであり、また付加としてインダクタンスLmのみが採用されている。そして、実施形態3と同様に、リアクトルLaが追加されるとともに、フィルタコンデンサCfより交流電源側に電流センサ36が配置されている。
【0047】
この構成では、インバータ70は、アームが2本であって、この2つのアームの中点から引き出しラインが引き出され、これの一方がインダクタンスLmを介し交流フィルタ24のフィルタコンデンサCfの一端に接続される。また、他方の引き出しラインがフィルタコンデンサCfの他端に接続される。
【0048】
このような構成においても、上述した伝達関数などは全く同一である。従って、リアクトルLaを追加することによって、スイッチングリプルの系統電源側への影響を効果的に排除して、電池10の充放電を制御することが可能になる。
【0049】
なお、電池10としては、無停電電源や太陽電池などを採用することができ、系統電源による無停電電源の充電や、太陽電池による系統電源側への電力供給が行える。
【0050】
上記各実施例において、追加するリアクトルLa,Lb、電流センサ36は、端子26,28の接続するラインのどちらに配置してもよい。
【図面の簡単な説明】
【0051】
【図1】実施形態1の構成を示す図である。
【図2】実施形態2の構成を示す図である。
【図3】実施形態3の構成を示す図である。
【図4】実施形態4の構成を示す図である。
【図5】リアクトルLaを追加していない場合の交流フィルタの等価回路を示す図である。
【図6】リアクトルLaを追加していない場合の交流フィルタの周波数特性を示す図である。
【図7】リアクトルLaを追加していない場合の系統インダクタンスに対する系統電流リプルの大きさを示す図である。
【図8】リアクトルLaを追加した場合の交流フィルタの等価回路を示す図である。
【図9】リアクトルLaを追加した場合の交流フィルタの周波数特性を示す図である。
【図10】リアクトルLaを追加した場合の系統インダクタンスに対する系統電流リプルの大きさを示す図である。
【図11】モータに流れるリプルの大きさとモータ漏れインダクタンスLmの関係を示す図である。
【図12】充電制御系の構成を示す図である。
【図13】z変換によるz平面を示す図である。
【図14】交流回路の等価回路を示す図である。
【図15】系統インダクタンスに対する比例ゲインの安定限界を示す図である。
【図16】リアクトルLaを追加し、電流検出を系統電源側で行う構成を示す図である。
【図17】リアクトルLaを追加し、電流検出を系統電源側で行う場合の比例ゲインの安定限界を示す図である。
【符号の説明】
【0052】
10 電池、12 昇圧コンバータ、12a コイル、12b,12c スイッチング素子、14 コンデンサ、16,18,62,70 インバータ、20,22 交流モータ、24 交流フィルタ、26,28 端子、30 系統電源、34 電圧検出器、36 電流センサ、38 電流制御器、40 電流指令生成部、42,46,48,64 加算器、44 比例器、47 正弦波内部モデル補償器、50 外乱電圧補償器、52 PWM制御器、60 無駄時間加算部、Cf フィルタコンデンサ、La,Lb リアクトル、Lm,Ls インダクタンス。
【技術分野】
【0001】
本発明は、コイルへの電流供給を制御するインバータを用いて、商用電源から電池の充電を行う電力制御装置に関する。
【背景技術】
【0002】
従来より、電池からの直流電力をインバータで交流電流に変換して交流モータを駆動することが広く行われている。また、インバータを2つ設け、この2つの交流モータを中性点間に商用電源を接続し、商用電源と電池とで電力をやり取りする電力制御装置も知られている(特許文献1)。
【0003】
この特許文献1では、商用電源の電圧の実効値および位相を検出し、これらと電池への充電要求に基づいて、インバータの零相電圧を制御して、商用電源による電池の充電を制御する。また、2つのモータの中性点から商用電源に接続される電力ライン間には、フィルタコンデンサが接続され、商用電源へのインバータスイッチングに基づくリップルの影響を除去している。
【0004】
【特許文献1】特開2007−318970号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
特許文献1に記載の電力制御装置においては、商用電源へのリップルが十分除去できないという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【0006】
本発明は、電池からの直流電圧を2つのインバータでそれぞれ変換した交流電力によって駆動される2つのモータを有し、この2つのモータの中性点間に、接続端を介し商用電源を接続し、インバータで零相電圧を発生させてモータの中性点間電圧を制御して、商用電源と電池の間で電力を授受することが可能な電力制御装置であって、中性点間に接続されたフィルタコンデンサと、このフィルタコンデンサと前記接続端との間に配置されるリアクトルと、を有することを特徴とする。
【0007】
また、前記フィルタコンデンサとモータの中性点との間に配置されるリアクトルをさらに有することが好適である。
【0008】
また、前記フィルタコンデンサの接続端側に流れる電流を計測する電流計測手段と、を有し、この電流計測手段の計測値に応じて、前記インバータのスイッチングを制御することが好適である。
【0009】
また、本発明は、電池からの直流電圧をインバータで変換した交流電力によって駆動されるコイルを有し、このコイルを介し商用電源を接続し、インバータのスイッチングにより商用電源と電池の間で電力を授受することが可能な電力制御装置であって、インバータの一対の出力間に前記コイルと直列接続されるフィルタコンデンサと、このフィルタコンデンサと前記接続端との間に配置されるリアクトルと、を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【0010】
本発明によれば、フィルタコンデンサの商用電源側にリアクトルを追加して設けたため、商用電源におけるインダクタンスが変化しても、インバータのスイッチングに起因する電流リプル(スイッチングリプル)が商用電源側に入ることを効果的に防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【0011】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【0012】
「実施形態1」
図1は、実施形態1の構成を示す図である。電池10の正極は昇圧コンバータ12に接続され、負極は負側母線に接続されている。昇圧コンバータは、コイル12a、スイッチング素子12b、12cとから構成されており、電池10の正極にコイル12aの一端が接続され、コイル12aの他端は、スイッチング素子12b,12cの接続点に接続されている。スイッチング素子12bの逆端は正側母線に接続され、スイッチング素子12cの逆側は負側母線に接続される。スイッチング素子12b,12cは、例えばIGBTなどのトランジスタから構成され、このトランジスタに並列されて負側母線側から正側母線へ電流を流すダイオードが接続されている。すなわち、正側母線と負側母線の間に2つのトランジスタが直列接続されるとともに、2つのダイオードが直列接続されている。
【0013】
正側母線と負側母線の間には、コンデンサ14が設けられている。そして、正側母線と負側母線が2つのインバータ16,18の正側母線および負側母線になっている。
【0014】
インバータ16,18は、同様の構成をしており、正側母線と負側母線の間に2つのスイッチング素子の直列接続からなるアームが3本並列して配置されている。そして、各アームの中点が出力端となり、三相の交流モータ20,22の各コイル端がそれぞれ接続されている。インバータ16に交流モータ20、インバータ18に交流モータ22が接続されている。なお、ハイブリッド車両において、交流モータ20,22の一方が主に走行用のモータとして機能し、他方がエンジンに駆動されて発電を行う発電機として機能する。
【0015】
交流モータ20,22は、それぞれコイルがスター結線されたモータであり、その中性点から引き出し線が引き出され、その引き出し線間に交流フィルタ24が接続されている。この交流フィルタ24は、引き出し線間の配置されるフィルタコンデンサCfと交流モータ20からの引き出し線とフィルタコンデンサCfの接続点に一端が接続されるリアクトルLaとから構成される。
【0016】
リアクトルLaの他端は端子26に接続され、交流モータ22の中性点からの引き出し線は、端子28に接続される。そして、この端子26,28間に商用交流電源30が接続される。なお、以下において、この商用交流電源について、系統電源と呼び、系統電源側のことを系統側と呼ぶ。ここで、系統電源30には、インダクタンスLsが含まれており、図においては端子26がインダクタンスLsを介し系統電源30に接続されるように記載してある。なお、系統電源30は、通常100Vの交流であるが、他の電圧であってもかまわない。
【0017】
このような装置において、電池10から端子26,28までの構成は車載される。そして、車両走行時は、電池10の出力をコンバータ12により昇圧し、インバータ16,18の入力電圧が制御される。これ電圧は交流モータ20,22の出力トルク指令に応じて適切なものに設定される。そして、インバータ16,18のスイッチングを制御して、交流モータ20,22の出力トルクを指令に応じたものに制御する。なお、モータ20,22の中性点電圧を制御することも可能であるが、通常は両者ともインバータ入力電圧の1/2にする。
【0018】
一方、電池10に系統電源30から充電する場合には、図に示すように端子26,28間に系統電源30を接続する。通常は、系統電源30のコンセントに端子26,28を有するプラグを差し込むことによって接続を行う。
【0019】
そして、この場合には、零相電流が充放電指令に対応した大きさになるように、インバータ16,18のスイッチングを制御する(特許文献1参照)。このために、系統電源30からの交流電流の位相を検出して同相の正弦波を生成する。また、系統電源30からの交流電圧の実効値を検出し、この実効値で充電力指令値を除算して目標比率を算出し、この目標比率を上述のようにして生成した正弦波に対し乗算して、電流指令を生成する。そして、この電流指令に基づき、インバータ16,18を制御することで、系統電源30の電力によって電池を充電することができる。なお、インバータ16,18は、電流指令に基づいて算出される零相電圧指令に基づいて制御される。
【0020】
なお、電池10からの充放電力指令を用いることで、電池10からの直流電力を交流電力に変換して、系統電源30側に供給することもできる。また、充放電の際に交流モータ20,22を駆動することも可能である。
【0021】
ここで、フィルタコンデンサCfは、系統電源30側にインバータ16,18のスイッチングなどに伴って発生する高調波のスイッチングリプルが流出するのを防止するためのものである。しかし、図1におけるリアクトルLaを除去した場合、系統電源側のインダクタンスLsの値に周波数特性が大きく依存する。
【0022】
すなわち、交流フィルタ24において、スイッチングリプルを電流源(スイッチングリプル源)と見なすと、交流フィルタの等価回路は図5のように表される。また、交流フィルタ24の伝達関数G(s)は、
G(s)=ω02/(s2+(ω0/Q)s+ω02)
ここで、ω0=1/√(Ls*Cf)、Q=(1/R)√(Ls/Cf)である。
【0023】
交流フィルタ24の周波数特性を図6に示す。ここで、図6におけるL1〜L4のLsの設定値は、L1=0.01mH,L2=0.03mH,L3=0.06mH,L4=0.2mHであり、伝達関数G(s)の横軸の周波数に対するゲイン特性(上段)と、位相特性(下段)を示している。これより、ゲイン特性、位相特性のいずれも、Lsの値によって大きく周波数特性が変化することがわかる。
【0024】
上式からわかるように交流フィルタ24の共振周波数は、系統インダクタンスLsとフィルタコンデンサCfで決まるため、交流フィルタ24の周波数特性が系統インダクタンスLsの値に大きく依存する。図7に系統インダクタンスに対する系統スイッチングリプルを示す。系統インダクタンスの値が小さいと、フィルタの共振周波数が高くなりスイッチング周波数成分の減衰率が低くなるため、系統スイッチングリプルを十分抑制できなくなる。
【0025】
これに対し、本実施形態では、図8の等価回路に示すように、フィルタコンデンサCfの他に、リアクトルLaを追加している。このリアクトルLaを0.19mHとした場合の周波数特性を図9に示す。このように、0mH〜0.2mHの系統インダクタンスの変化(これは、電機共同研究第37巻第3号の国内配電系統の線路インピーダンスと50kV低電圧配電変圧器、定圧配電変圧器から最大500Mの屋内配線の線路インピーダンスから計算して得た概略値である。)に対してのフィルタ周波数特性の変化がほとんどなくなり、図10に示すように系統インダクタンス0mHから系統リプル(系統側に侵入するスイッチングリプル)が抑制されている。上述のフィルタの伝達関数から、フィルタの減衰率は共振周波数からほぼ勾配が−40dB/dcとなるため、スイッチングリプルを1/n程度減衰させるには、共振周波数ω0をキャリア周波数の1/√n以下にする必要がある。フィルタコンデンサCf=16.8μF、リアクトルLa=0.19mHの場合には、ω0=2.8kHzでスイッチングリプル電流を約1/10にすることができる。
【0026】
「実施形態2」
実施形態2の構成を図2に示す。このように、実施形態2では、実施形態1と比べ、交流モータ20の中性点からの引き出し線とフィルタコンデンサCfとの間(モータ側)にリアクトルLbが追加されている。
【0027】
実施形態1において、インバータにはモータコイルが接続されているが、このモータの漏れインダクタンスのみでは、スイッチングリプルが大きく、系統電源側に流出する高調波電流の抑制が困難であったり、モータ騒音が発生するという問題がある。
【0028】
フィルタコンデンサCfはスイッチング周波数に対して低インピーダンスとなるため、図11に示すように、インバータとモータに流れるスイッチングリプルがモータの漏れインダクタンスの値とインバータの直流電圧の値に大きく依存している。従って、モータの漏れインダクタンスのみだけでは、十分にインバータとモータに流れるスイッチングリプルを低減できず、インバータの損失が大きくなったり、モータの騒音、漏洩電流が増大するなどの問題が生じる。
【0029】
本実施形態では、フィルタコンデンサCfとモータ中性点間にリアクトルLbを接続する。これによって、インバータとモータに流れるスイッチングリプルを低減でき、上記問題が解決される。ここで、リアクトルLbは、充電時のみ充電電流が流れるため、モータの容量に対して小容量のものでよい。
【0030】
「実施形態3」
実施形態3の構成を図3に示す。この実施形態3では、モータの中性点間に接続されたフィルタコンデンサCfの系統電流側の電力ラインに流れる電流を検出して交流側の充電流を制御する。このために、電圧検出器34を設け、これによってフィルタコンデンサCfの両端電圧、すなわち2つのモータ20,22の中性点間の電圧Vsを測定する。また、フィルタコンデンサCfとモータ22の中性点の接続点と、端子28との間のラインに流れる電流iを計測する電流センサ36を設けている。そして、これら電圧Vs、電流iに基づきインバータ16,18のスイッチングを制御して、電池10の充電を制御する。
【0031】
電圧検出器34の電圧Vsは、電流指令生成部40に供給される。この電流指令生成部40は、特許文献1と同様の手法によって、電圧Vsと、充放電量指令値とから、電圧Vsに対し力率1の電流指令i*を生成する。i*は加算器42に供給され、ここで、i*から電流センサ36で検出された電流iが減算される。得られた差分は、比例器44でゲインKpが乗算され、加算器46に供給される。また、加算器42で得られた差分は正弦波内部モデル補償器47にも供給される。この正弦波内部モデル補償器47は、i*を生成する際に用いている正弦波内部モデルについての補償量を算出し出力し、これを加算器46に供給する。
【0032】
加算器46で得られた比例器44および正弦波内部モデル補償器47からの補償量の加算結果は、加算器48に供給されて、外乱電圧補償器50からの外乱についての補償量が加算されてPWM制御器52に供給される。そして、このPWM制御器52が加算器48から供給される制御量に基づいてインバータ16,18におけるスイッチングを制御することで、検出された電流iが目標となる電流i*となるような制御が行われ、目標となる充放電量での電池10での充放電が達成される。
【0033】
ここで、このような装置における充電制御系の数学的な構成を図12に示す。ここで、この図におけるsはラプラス演算子であり、Tsはサンプリング時間である。このように、目標となる電流i*(s)と実際の電流i(s)との差が加算器42で演算される。得られる差分e(s)は、比例器44、正弦波内部モデル補償器47に入力され、両者の出力が加算器48で加算される。そして、無駄時間加算部60において、上記演算などの無駄時間(exp[−s・Ts])が考慮され、インバータ62(インバータ16,18)が制御される。インバータ62の伝達関数は、(1−exp[−s・Ts])であり、インバータ入力がこの伝達関数により変換されインバータ62の出力になる。インバータ出力は加算器64で系統電源電圧Vs(s)が加算され、モータ、フィルタ、系統インピーダンス(系統電源系におけるインピーダンス)によって変換されて、電流センサ36で検出される電流i(s)となる。なお、加算器42から出力される偏差が入力され、PWM制御器52からスイッチング制御信号を出力するまでの回路を電流制御器38と呼ぶ。
【0034】
このような閉ループデジタル制御系の制御系の一巡パルス伝達関数Glp(z)は、
Glp(z)=Z{Gc(s)}・Z{Gh(s)・Gp(s)}
で表される。なお、Z{}はz変換、Gc(s)は電流制御器38の伝達関数、Gh(s)はインバータの伝達関数、Gp(s)は交流回路側の伝達関数(モータ、フィルタ、系統インピーダンスについての伝達関数)を示す。
【0035】
この場合の特性方程式は、
1+Glp(z)=0
である。
【0036】
従って、デジタル制御系の安定条件により、図13に示すz平面の単位円内に特性方程式の根があればシステムは安定となる。
【0037】
交流回路側の伝達関数Gp(s)は、フィルタコンデンサCfがある場合とない場合、また電流検出位置で異なる。これを図14に示す。
【0038】
図14(a)のフィルタコンデンサCfがない場合の交流回路側伝達関数Gp(s)は、
Gp(s)=1/(Rm+Rs+s(Lm+Ls))
となる。ここで、Rmはモータの抵抗、Rsは系統側の抵抗、Lmはモータのインダクタンス、Lsは系統側のインダクタンスである。
【0039】
また、図14(b)のフィルタコンデンサCfがあり、電流をフィルタコンデンサCfよりモータ側で検出する場合の交流回路側伝達関数Gp(s)は、
Gp(s)=(Cf*Ls*s2+Cf*Rs*s+1)/(Lm*Ls*Cf*s3+(Rm*Ls*Cf+Lm*Rs*Cf)s2+(Rm*Rs*Cf+Lm+Ls)s+Rm+Rs)
となる。
【0040】
また、図14(c)のフィルタコンデンサCfがあり、電流をフィルタコンデンサCfより系統電源側で検出する場合の交流回路側伝達関数Gp(s)は、
Gp(s)=1/(Lm*Ls*Cf*s3+(Rm*Ls*Cf+Lm*Rs*Cf)s2+(Rm*Rs*Cf+Lm+Ls)s+Rm+Rs)
となる。
【0041】
また、インバータの伝達関数は、
Gh(s)=(1−exp[−sTs])/s
であり、電流制御器38の伝達関数Gc(s)は、
Gc(s)=(kp+(ks*s)/(s2+ω2))exp[−sTs]
である。
【0042】
これらを用いてGlp(z)を求めると、各ケースにおける系統インダクタンスLsに対する比例ゲインの安定限界を求めると図15に示すようになる。
【0043】
フィルタコンデンサCfがない場合(菱形)は、系統インダクタンスLsに対する比例ゲインの安定限界の変化が小さいが、フィルタコンデンサCfがある場合にはその変化が大きい。特に、フィルタコンデンサCfがあり、モータ側で電流検出する場合(四角)、系統インダクタンスLsがある値以上では安定限界が小さくなっていく。また、フィルタコンデンサCfがあり、フィルタコンデンサCfより系統電源側で電流検出した場合は、系統インダクタンスLsが小さい領域に安定限界の小さい領域がある。この結果からフィルタコンデンサCfの系統電源側で電流を検出し、Cfの系統電源側に予めリアクトルLaを接続することによりLsに対する安定度を確保することができることがわかる。
【0044】
すなわち、フィルタコンデンサCfがあり、これにリアクトルLaを追加し、フィルタコンデンサCfより系統電源側で電流検出する場合の回路は、図16のように表すことができる。そして、この場合の系統インダクタンスLsの変化に対する比例ゲインの安定限界は、図17に示されるようになる。なお、図17は、図15に比べ、リアクトルLaが付加された関係で、系統インダクタンスLsに対する変化が右方向にシフトしている。
【0045】
このように、本実施形態によれば、電流センサ36により検出する電流iをフィルタコンデンサより系統電源側とし、かつリアクトルLaを追加することで、比例ゲインの安定限界を大きく維持して制御系を構成することが可能になる。
【0046】
「実施形態4」
図4には、実施形態4の構成が示されている。このように、本実施形態では、インバータ70が1つだけであり、また付加としてインダクタンスLmのみが採用されている。そして、実施形態3と同様に、リアクトルLaが追加されるとともに、フィルタコンデンサCfより交流電源側に電流センサ36が配置されている。
【0047】
この構成では、インバータ70は、アームが2本であって、この2つのアームの中点から引き出しラインが引き出され、これの一方がインダクタンスLmを介し交流フィルタ24のフィルタコンデンサCfの一端に接続される。また、他方の引き出しラインがフィルタコンデンサCfの他端に接続される。
【0048】
このような構成においても、上述した伝達関数などは全く同一である。従って、リアクトルLaを追加することによって、スイッチングリプルの系統電源側への影響を効果的に排除して、電池10の充放電を制御することが可能になる。
【0049】
なお、電池10としては、無停電電源や太陽電池などを採用することができ、系統電源による無停電電源の充電や、太陽電池による系統電源側への電力供給が行える。
【0050】
上記各実施例において、追加するリアクトルLa,Lb、電流センサ36は、端子26,28の接続するラインのどちらに配置してもよい。
【図面の簡単な説明】
【0051】
【図1】実施形態1の構成を示す図である。
【図2】実施形態2の構成を示す図である。
【図3】実施形態3の構成を示す図である。
【図4】実施形態4の構成を示す図である。
【図5】リアクトルLaを追加していない場合の交流フィルタの等価回路を示す図である。
【図6】リアクトルLaを追加していない場合の交流フィルタの周波数特性を示す図である。
【図7】リアクトルLaを追加していない場合の系統インダクタンスに対する系統電流リプルの大きさを示す図である。
【図8】リアクトルLaを追加した場合の交流フィルタの等価回路を示す図である。
【図9】リアクトルLaを追加した場合の交流フィルタの周波数特性を示す図である。
【図10】リアクトルLaを追加した場合の系統インダクタンスに対する系統電流リプルの大きさを示す図である。
【図11】モータに流れるリプルの大きさとモータ漏れインダクタンスLmの関係を示す図である。
【図12】充電制御系の構成を示す図である。
【図13】z変換によるz平面を示す図である。
【図14】交流回路の等価回路を示す図である。
【図15】系統インダクタンスに対する比例ゲインの安定限界を示す図である。
【図16】リアクトルLaを追加し、電流検出を系統電源側で行う構成を示す図である。
【図17】リアクトルLaを追加し、電流検出を系統電源側で行う場合の比例ゲインの安定限界を示す図である。
【符号の説明】
【0052】
10 電池、12 昇圧コンバータ、12a コイル、12b,12c スイッチング素子、14 コンデンサ、16,18,62,70 インバータ、20,22 交流モータ、24 交流フィルタ、26,28 端子、30 系統電源、34 電圧検出器、36 電流センサ、38 電流制御器、40 電流指令生成部、42,46,48,64 加算器、44 比例器、47 正弦波内部モデル補償器、50 外乱電圧補償器、52 PWM制御器、60 無駄時間加算部、Cf フィルタコンデンサ、La,Lb リアクトル、Lm,Ls インダクタンス。
【特許請求の範囲】
【請求項1】
電池からの直流電圧を2つのインバータでそれぞれ変換した交流電力によって駆動される2つのモータを有し、この2つのモータの中性点間に、接続端を介し商用電源を接続し、インバータで零相電圧を発生させてモータの中性点間電圧を制御して、商用電源と電池の間で電力を授受することが可能な電力制御装置であって、
中性点間に接続されたフィルタコンデンサと、
このフィルタコンデンサと前記接続端との間に配置されるリアクトルと、
を有することを特徴とする電力制御装置。
【請求項2】
請求項1に記載の電力制御装置において、
前記フィルタコンデンサとモータの中性点との間に配置されるリアクトルをさらに有することを特徴とする電力制御装置。
【請求項3】
請求項1または2に記載の電力制御装置において、
前記フィルタコンデンサの接続端側に流れる電流を計測する電流計測手段と、
を有し、
この電流計測手段の計測値に応じて、前記インバータのスイッチングを制御することを特徴とする電力制御装置。
【請求項4】
電池からの直流電圧をインバータで変換した交流電力によって駆動されるコイルを有し、このコイルを介し商用電源を接続し、インバータのスイッチングにより商用電源と電池の間で電力を授受することが可能な電力制御装置であって、
インバータの一対の出力間に前記コイルと直列接続されるフィルタコンデンサと、
このフィルタコンデンサと前記接続端との間に配置されるリアクトルと、
を有することを特徴とする電力制御装置。
【請求項5】
請求項4に記載の電力制御装置において、
前記フィルタコンデンサの接続端側に流れる電流を計測する電流計測手段と、
を有し、
この電流計測手段の計測値に応じて、前記インバータのスイッチングを制御することを特徴とする電力制御装置。
【請求項1】
電池からの直流電圧を2つのインバータでそれぞれ変換した交流電力によって駆動される2つのモータを有し、この2つのモータの中性点間に、接続端を介し商用電源を接続し、インバータで零相電圧を発生させてモータの中性点間電圧を制御して、商用電源と電池の間で電力を授受することが可能な電力制御装置であって、
中性点間に接続されたフィルタコンデンサと、
このフィルタコンデンサと前記接続端との間に配置されるリアクトルと、
を有することを特徴とする電力制御装置。
【請求項2】
請求項1に記載の電力制御装置において、
前記フィルタコンデンサとモータの中性点との間に配置されるリアクトルをさらに有することを特徴とする電力制御装置。
【請求項3】
請求項1または2に記載の電力制御装置において、
前記フィルタコンデンサの接続端側に流れる電流を計測する電流計測手段と、
を有し、
この電流計測手段の計測値に応じて、前記インバータのスイッチングを制御することを特徴とする電力制御装置。
【請求項4】
電池からの直流電圧をインバータで変換した交流電力によって駆動されるコイルを有し、このコイルを介し商用電源を接続し、インバータのスイッチングにより商用電源と電池の間で電力を授受することが可能な電力制御装置であって、
インバータの一対の出力間に前記コイルと直列接続されるフィルタコンデンサと、
このフィルタコンデンサと前記接続端との間に配置されるリアクトルと、
を有することを特徴とする電力制御装置。
【請求項5】
請求項4に記載の電力制御装置において、
前記フィルタコンデンサの接続端側に流れる電流を計測する電流計測手段と、
を有し、
この電流計測手段の計測値に応じて、前記インバータのスイッチングを制御することを特徴とする電力制御装置。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【公開番号】特開2010−22152(P2010−22152A)
【公開日】平成22年1月28日(2010.1.28)
【国際特許分類】
【出願番号】特願2008−181370(P2008−181370)
【出願日】平成20年7月11日(2008.7.11)
【出願人】(000003609)株式会社豊田中央研究所 (4,200)
【出願人】(000003207)トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Fターム(参考)】
【公開日】平成22年1月28日(2010.1.28)
【国際特許分類】
【出願日】平成20年7月11日(2008.7.11)
【出願人】(000003609)株式会社豊田中央研究所 (4,200)
【出願人】(000003207)トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Fターム(参考)】
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