電圧制御発振器
【課題】ＬＣ共振器の容量を電圧制御発振器に印可される制御電圧によって自動的に変化させることにより広帯域な可変容量範囲を得え、その結果従来より広帯域な発振周波数領域を得ることができる電圧制御発振器を提供する。
【解決手段】電圧制御発振器は、電流源回路部１と、電流源回路部１に接続されたＬＣ共振器回路部２と、ＬＣ共振器回路部２に接続された増幅器回路部３とを具備している。ＬＣ共振器回路部２は、インダクタンス部Ｌ１、Ｌ２と、容量部と、制御電圧端子ｃｔｒｌとを有し、容量部は、直列接続されたバラクタ素子Ｄ１、Ｄ２及びＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１、Ｍ２）を含み、制御電圧端子ｃｔｒｌは、ＭＯＳＦＥＴの制御電極（ゲート）及びバラクタ素子のカソードに接続され、制御電圧端子ｃｔｒｌに印加される制御電圧は共振器回路を構成する容量を従来より大きく変化させることができる。
【解決手段】電圧制御発振器は、電流源回路部１と、電流源回路部１に接続されたＬＣ共振器回路部２と、ＬＣ共振器回路部２に接続された増幅器回路部３とを具備している。ＬＣ共振器回路部２は、インダクタンス部Ｌ１、Ｌ２と、容量部と、制御電圧端子ｃｔｒｌとを有し、容量部は、直列接続されたバラクタ素子Ｄ１、Ｄ２及びＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１、Ｍ２）を含み、制御電圧端子ｃｔｒｌは、ＭＯＳＦＥＴの制御電極（ゲート）及びバラクタ素子のカソードに接続され、制御電圧端子ｃｔｒｌに印加される制御電圧は共振器回路を構成する容量を従来より大きく変化させることができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、主に無線通信に用いられる局部発振器回路を構成する電圧制御発振器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の差動型ＬＣ電圧制御発振器は、その発振周波数を決定するＬＣ共振器回路部、ＬＣ共振器回路部分の損失を補填するための増幅器回路部、この増幅器部に直流電流を供給する電流源回路部から構成される。ＬＣ共振器回路部分は、外部より与えられる制御電圧によって、共振周波数を変化させることができるように、可変容量素子もしくは可変容量インダクタを用いることとなるが、通常は可変容量素子を用いて制御電圧によって容量を可変させて共振周波数を変化させる。集積回路上で用いられる可変容量素子として用いられる代表的な素子はｐｎ接合ダイオードである。ｐｎ接合ダイオードとインダクタを用いた共振器の共振周波数を式（１）に、ｐｎ接合ダイオードの容量の電圧依存性を式（２）に示す。
ｆosc （Ｖbias）＝１／２π√（ＬＣ（Ｖbias）） ・・・（１）
Ｃ（Ｖbias）＝Ｃ（０）／（１−Ｖbias／Ｖj ）MJ ・・・（２）
Ｃ（０）はｐｎ接合ダイオードに対する印加電圧が０Ｖの場合の容量値、Ｖjはｐｎ接合のビルトイン電圧であり、通常０．６〜０．７Ｖである。ＭＪは接合の傾斜係数であり、理想的なｐｎ接合においては１／２であるが、ｐｎ間の不純物密度差が小さくなるにつれ、その値は１／３に近い値をとる。ＭＪが小さい値をとる場合、電圧による容量可変比は小さくなる。
【０００３】
ここで、Ｖbiasとして０〜−３Ｖ、Ｖj ＝０．６Ｖ、ＭＪ＝０．５の場合を考えた場合、Ｖbias＝０Ｖの場合の容量Ｃ（０）に対して、Ｖbias＝−３Ｖの場合の容量Ｃ（−３）は式（３）のように示すことができる。
Ｃ（−３）＝Ｃ（０）／（１−（−３）／０．６）0.5 ＝約０．４１
・・・（３）
したがって、式（３）及び式（１）よりＶbias＝−３Ｖ時の発振周波数ｆosc （−３）とＶbias＝０Ｖ時の発振周波数ｆosc （０）の比、ｆosc （−３）／ｆosc （０）は式（４）のように示すことができる。
ｆosc （−３）／ｆosc （０）＝１／（√（０．４１））＝約１．５６
・・・（４）
【０００４】
ここでは電源電圧として３Ｖのシステムを仮定しているため、この発振器の最大発振周波数ｆmax と最小発振周波数ｆmin はそれぞれ、ｆosc （−３）とｆosc （０）となるためｆmax ／ｆmin ＝１．５６となる。しかしながら、実際の無線システムにおいては電圧制御発振器に印加される電圧は、ＰＬＬのチャージポンプ回路から供給されるため、電源電圧の上限及び下限から０．５Ｖ程度のマージンが必要となる。よって、実際に得ることができるｆmax ／ｆmin は、式（５）のように計算できる。
ｆosc （−２．５）／ｆosc （−０．５）＝（√（０．７４））／（√（０．４４））＝約１．２９ ・・・（５）
【０００５】
一方、電圧制御発振器のチューニングレンジは、式(6) で定義される。
Δｆosc ／ｆcenter＝（ｆmax −ｆmin ）／０．５（ｆmax ＋ｆmin ）＝２（（ｆmax ／ｆmin ）−１）／（（ｆmax ／ｆmin ）＋１） ・・・（６）
ここでｆmax ／ｆmin ＝１．２９の場合について式（７）に記す。
Δｆosc ／ｆcenter＝２（１．２９−１）／（１．２９＋１）＝２５．３％
・・・（７）
式（７）より、例えば、前述した従来例においては、例えｐｎ接合ダイオードの特性が理想的であったとしても、チューニングレンジは２５．３％が限界であることがわかる。
【０００６】
近年、無線通信応用においては、その送受信するデータ量を大容量化の要求から、変調方式等の改革が進んでいるが、大容量のデータを通信する最も基本的な要件は信号帯域幅の広帯域化であり、そのためには、キャリア周波数の高周波化と周波数レンジの広帯域化も必要となってくる。代表的な例として、現在計画されているＵＷＢ（Ultra Wide-Band ）システムにおける周波数プランを図５に示す。ＵＷＢでは、３１６８ＭＨｚ〜１０５６０ＭＨｚの周波数範囲を５つのバンドグループに分け、さらに各バンドグループを２〜３のバンドに分けている。例えば、バンドグループ１のバンド１は３１６８ＭＨｚ〜３６９６ＭＨｚ、バンド２は３６９６ＭＨｚ〜４２２４ＭＨｚ、バンド３は４２２４ＭＨｚ〜４７５２ＭＨｚであり、各バンドのチューニングレンジは、バンド１は１５．４％、バンド２は１３．３％、バンド３は１１．８％と現行の無線通信システムと比較してやや広いだけであるが、ＵＷＢ通信機としては、最低限一つのバンドグループをカバーすることが必要である。
【０００７】
したがって、バンドグループ１では、３１６８ＭＨｚ〜４７５２ＭＨｚをカバーする必要があり、チューニングレンジは４０％必要となる。同様に、バンドグループ２では２８．６％、バンドグループ３では２２．２％、バンドグループ４では１８．２％、バンドグループ５では１０．５％となる。したがって、先の従来例で示した電圧制御発振器では、そのチューニングレンジを満たすことができないという問題がある。
【０００８】
特許文献１に開示された従来の電圧制御発振器（ＶＣＯ）は、サイズの大きなＭＯＳを用いることなく、十分な周波数可変レンジを取れるようにし、またバンド数が多くなったとしても周波数可変レンジの劣化を少なくするものである。ＶＣＯの発振コア部分は、二つのブランチの間にインダクタ（インダクタンス：Ｌ）とバラクタ（Ｃvara1 ，Ｃvara2 ）が並列に接続されている。バラクタ（Ｃvara2 ）は、二つのバラクタからなり、それらの間には、オン時に抵抗として機能し、オフ時にキャパシタとして機能するＭＯＳが設けられている。そして、発振周波数切り替えの際にはそのＭＯＳをオン／オフ切り替え制御する。ここで用いる容量可変回路においては、少なくとも二つの可変容量素子に対して抵抗と容量の何れか一方を切替接続することにより、十分な容量の差を得ることができる。また、この容量可変回路を備えることにより、切り替え可能な発振周波数範囲を広くとることができると共に切り替え可能な発振周波数の幅を広くしたとしても周波数可変レンジが劣化することは殆ど無い。更に特許文献１に開示された無線通信端末においては発振回路を局部発振信号の生成手段として備えることにより、複数の周波数帯域を用いたマルチバンドでの無線通信が可能となる。
【特許文献１】特開２００５−２８５９３８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明は、以上のような問題を解決するためになされたものであり、ＬＣ共振器の容量を電圧制御発振器に印可される制御電圧によって自動的に変化させることにより広帯域な可変容量範囲を得るようにし、これにより従来より広帯域な発振周波数領域を得ることができる電圧制御発振器を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の電圧制御発振器の一態様は、電流源回路部と、前記電流源回路部に接続されたＬＣ共振器回路部と、前記ＬＣ共振器部に接続された増幅器回路部とを具備し、前記ＬＣ共振器回路部は、インダクタンス部、容量部及び制御電圧端子を有し、前記容量部は、直列接続されたバラクタ素子及びＭＯＳＦＥＴを含み、前記制御電圧端子は、前記ＭＯＳＦＥＴの制御電極（ゲート）及びバラクタ素子のカソードに接続され、前記制御電圧端子に印加される制御電圧は、共振器を構成する容量を変化させることを特徴としている。
【発明の効果】
【００１１】
ＬＣ共振器の電圧可変容量の接続される数を電圧制御発振器に印可される制御電圧によって自動的に変化させることにより広帯域な可変容量範囲を得るようにし、これにより広帯域な発振周波数領域を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、実施例を参照して発明の実施の形態を説明する。
【実施例１】
【００１３】
図１乃至図５を参照して実施例１を説明する。
図１は、この実施例の電圧制御発振器の回路図、図２は、この実施例の電圧制御発振器に用いるＬＣ共振器の回路図、図３は、従来の共振器に用いられるバラクタ容量の制御電圧依存性とこの実施例の共振器に用いられるバラクタ容量の制御電圧依存性を説明する特性図、図４は、この実施例の電圧制御発振器の発振周波数の制御電圧依存性を説明する特性図、図５は、現在計画されているＵＷＢシステムにおける周波数プランを示す特性図である。
【００１４】
図２に示すように、ＬＣ共振器回路部は、インダクタからなるインダクタンス部と、容量部と、制御電圧端子ｃｔｒｌと、出力部（ｏｕｔｐ、ｏｕｔｎ）とを有する。容量部は、直列接続されたバラクタ素子Ｄ１及びＭＯＳＦＥＴＭ１からなる第１の接続体と直列接続されたバラクタ素子Ｄ２及びＭＯＳＦＥＴＭ２からなる第２の接続体とを直列に接続して構成される。バラクタ素子Ｄ１とバラクタ素子Ｄ２とはカソード同士が接続されている。この実施例ではバラクタ素子にはバラクタダイオードを用いるが、例えば、ＭＯＳ型バラクタ素子のように他の素子を用いても良い。バラクタ素子（バラクタダイオード）Ｄ１のアノードとＭＯＳＦＥＴＭ１の一方の電極とが接続され、バラクタ素子（バラクタダイオード）Ｄ２のアノードとＭＯＳＦＥＴＭ２の一方の電極とが接続される。そして、バラクタ素子Ｄ１、Ｄ２とＭＯＳＦＥＴとの間にはそれぞれ一端が接地された抵抗Ｒ１、Ｒ２が接続されており、電圧を安定させている。インダクタンス部のインダクタＬは、ＭＯＳＦＥＴＭ１、Ｍ２の他方の電極とが接続され、これら他方の電極は、それぞれ出力部を構成する負出力ｏｕｔｎ及び正出力ｏｕｔｐに接続される。制御電圧端子ｃｔｒｌは、ＭＯＳＦＥＴＭ１、Ｍ２のゲート電極及びバラクタ素子Ｄ１、Ｄ２のカソードにそれぞれ接続されている。
【００１５】
図１は、図２に示すＬＣ共振器回路部を組み込んだ電圧制御発振器の回路構成を示している。電圧制御発振器は、増幅器部分に直流電流を供給する電流源回路部（Ｉ）１と、電流源回路部１に接続され、発振周波数を決めるＬＣ共振器回路部２と、ＬＣ共振器回路部２に接続され、ＬＣ共振器回路部の損失を補填する増幅器回路部３とから構成されている。
電流源回路部１の一端は、ＬＣ共振器回路部２のインダクタＬ１、Ｌ２の一端に接続され、他端は、それぞれ増幅器回路部３のバイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタに接続されている。負出力ｏｕｔｎ及び正出力ｏｕｔｐは、インダクタＬ１、Ｌ２の前記他端とバイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタとの間にそれぞれ接続されている。バイポーラトランジスタＱ１のゲート電極は、バイポーラトランジスタＱ２のコレクタ電極に接続され、バイポーラトランジスタＱ１のコレクタ電極は、バイポーラトランジスタＱ２のゲート電極に接続され、バイポーラトランジスタＱ１のエミッタ電極は、接地（ＧＮＤ）されている。また、バイポーラトランジスタＱ２のエミッタ電極は、接地（ＧＮＤ）されている。なお、図１においては、増幅器回路としてバイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２を用いたが、ＭＯＳＦＥＴを用いても同様の回路を構成することができる。
【００１６】
図２の回路構成を図１の電圧制御発振器に組み込むに際し、容量を適宜調整し、電圧を安定させるためにキャパシタ及び抵抗を付加される。即ち、負出力ｏｕｔｎとインダクタＬ１の前記他端との間にキャパシタＣ１及び抵抗Ｒ３を介してＭＯＳＦＥＴＭ１の前記他方の電極が接続されている。抵抗Ｒ３は、一端が接地され、他端がキャパシタＣ１とＭＯＳＦＥＴＭ１の前記他方の電極との間に接続されている。同じく正出力ｏｕｔｐとインダクタＬ２の前記他端との間にキャパシタＣ２及び抵抗Ｒ４を介してＭＯＳＦＥＴＭ２の前記他方の電極が接続されている。抵抗Ｒ４は、一端が接地され、他端がキャパシタＣ２とＭＯＳＦＥＴＭ２の前記他方の電極との間に接続されている。
以上説明したように、従来の電圧制御発振器に用いられている単独のｐｎ接合ダイオードをバラクタ素子として含むＬＣ共振器回路では、図５に示すように４０％を超えるチューニングレンジ（Ｔｕｎｉｎｇ Ｒａｎｇｅ）を得ることは困難であった。
【００１７】
そこで、この実施例で用いられる共振器回路においては、制御電圧端子により、付随する容量素子を順次切り替えていくことにより、その容量変化範囲を拡大させる。これにより従来では満たすことができない広帯域なチューニングレンジを有する電圧制御発振器を得る。
この実施例では、図２に示す共振器回路をを用いて説明する。以下、この共振器回路の動作の制御電圧（Ｖctrl）依存性について説明する。なお、以下の説明において用いられるＶon及びΦp は、式（８）及び式（９）によって示される。
ＶON＝ＶTH＋ｎｋＴ／ｑ ・・・（８）
Φp ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＮA ／ｎi ） ・・・（９）
ここで、ＶTHはＭＯＳＦＥＴの閾値電圧、Φp はＭＯＳＦＥＴの表面ポテンシャル、ｎはＭＯＳＦＥＴの理想係数（通常のｐｎ接合では約１、MOSFETでは約2を取るのが普通）、ｋはボルツマン係数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷（１．６×１０-19 ）、ＮA はＭＯＳＦＥＴのチャネル不純物密度、ｎi はシリコンの真性不純物密度である。
【００１８】
１） ０＜Ｖctrl＜Ｖon−２Φp
この電圧範囲においてMOSFETはオフしており、共振器のバラクタ容量は式（１０）によって示される。
Ｃ＝ＣGSO Ｗg ＋Ｃjs ・・・（１０）
ここで、Ｃgs0 はＭＯＳＦＥＴのゲート−ソース間のオーバーラップ容量、Ｗg はＭＯＳＦＥＴのゲート幅、ＣjsはＭＯＳＦＥＴのソース−基板間の寄生容量である。Ｃjsはｐｎ接合の容量であり式（２）と同じ式で示され電圧依存性を示すが、全容量に対する寄与は非常に小さく無視できうる値である。
２） Ｖon−２Φp ＜Ｖctrl＜Ｖon
この電圧範囲では式（１１）に示すように、ＭＯＳＦＥＴはオンしＭＯＳＦＥＴの容量は急峻に増加する。
Ｃ＝γＣOX（（Ｖon−ＶGS）／２Φp ＋１）＋Ｃgso Ｗg ＋Ｃjs ・・・（１１）
なお、ここでγは長チャネルＭＯＳＦＥＴの場合２／３、短チャネルＭＯＳＦＥＴの場合２／３より大きい値を示す事が知られている。
【００１９】
３） Ｖon＜Ｖctrl
この領域ではＭＯＳＦＥＴは完全にオンし、式（１２）に示すようにほぼ一定値を示す。
Ｃ＝γＣOX＋Ｃgso Ｗg ＋Ｃjs ・・・（１２）
図３に従来例の共振器に用いられるバラクタ容量の制御電圧依存性とこの実施例のバラクタ素子の制御電圧依存性を示す。図３は、縦軸が容量（Ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ ｃａｐａｉｔａｎｃｅ）を表し、横軸が制御電圧（Ｖctrl（Ｖ））を表している。特性線（Ｎｏｖｅｌ ｃａｐａｃｉｔｉｖｅ ｅｌｅｍｅｎｔ）は、この実施例のバラクタ素子の制御電圧依存性を表し、特性線（ｐｎ ｄｉｏｄｅ）は、従来のバラクタ素子の制御電圧依存性を表している。
【００２０】
図３からも分かるように、従来のバラクタ素子ではＣmax ／Ｃmin は１．７程度であるのに対して、この実施例のバラクタ素子を用いることにより、Ｃmax ／Ｃmin は５．５程度まで大きくすることが可能となる。
図４は、図２に示された共振器回路を組み込んだ電圧制御発振器（ＶＣＯ）の発振周波数の制御電圧依存性を示す特性図である。図４は、縦軸が発振周波数（Ｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎ Ｆｒｅｑ．（ＧＨｚ））を表し、横軸が制御電圧（Ｖctrl（Ｖ））を表している。特性線（Ｎｏｖｅｌ ＶＯＣ）は、この実施例の電圧制御発振器の制御電圧依存性を表し、特性線（Ｃｏｎｖ．ＶＣＯ）は、従来のの電圧制御発振器の制御電圧依存性を表している。図４から分かるように、従来の電圧制御発振器（Ｃｏｎｖ．ＶＣＯ）の周波数変化率は、１３．９％であるのに対して、この実施例の電圧制御発振器（Ｎｏｖｅｌ ＶＯＣ）の周波数変化率は、４８．８％と、従来より広帯域な発振周波数領域を得ることができる。
【実施例２】
【００２１】
次に、図６を参照して実施例２を説明する。
図６は、この実施例の電圧制御発振器の回路図である。
図２に示すＬＣ共振器回路の容量部は、１対の直列接続されたバラクタ素子とＭＯＳＦＥＴの接続体（Ａ１）から構成されている。実施例２では、この接続体Ａ１に更に同じ構造の複数の接続体を並列に接続させることに特徴がある。この実施例では２つの接続体Ａ２、Ａ３を並列接続する。そして、これら接続体Ａ２、Ａ３においてもＭＯＳＦＥＴ及びバラクタ素子に制御電圧端子ｃｔｒｌが接続されている。しかし、制御電圧端子ｃｔｒｌと接続体Ａ２又はＡ３とはスイッチＳ１、Ｓ２を介して接続されており、スイッチＳ１、Ｓ２は、ＭＯＳＦＥＴから構成されている。スイッチＳ１、Ｓ２は、ＭＯＳＦＥＴから構成され、そのサイズは、接続体のＭＯＳＦＥＴのサイズとは同じであっても、スイッチのオン抵抗を下げるためにサイズを大きくするようにしても良い。
この共振器を構成する接続体を複数個並列接続して、各々のバラクタ素子の動作開始電圧を変化させることによって、非常に大きな周波数可変範囲を得ることができる。
なお、図１においては、増幅器回路としてバイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２を用いたが、ＭＯＳＦＥＴを用いても同様の回路を構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】実施例１の電圧制御発振器の回路図。
【図２】実施例１の電圧制御発振器に用いるＬＣ共振器の回路図。
【図３】従来の共振器に用いられるバラクタ容量の制御電圧依存性と実施例１の共振器に用いられるバラクタ容量の制御電圧依存性を説明する特性図。
【図４】実施例１の電圧制御発振器の発振周波数の制御電圧依存性を説明する特性図。
【図５】現在計画されているＵＷＢシステムにおける周波数プランを示す特性図。
【図６】実施例２の電圧制御発振器の回路図。
【符号の説明】
【００２３】
１・・・電流源回路部 ２・・・ＬＣ共振器回路部
３・・・増幅器回路部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、主に無線通信に用いられる局部発振器回路を構成する電圧制御発振器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の差動型ＬＣ電圧制御発振器は、その発振周波数を決定するＬＣ共振器回路部、ＬＣ共振器回路部分の損失を補填するための増幅器回路部、この増幅器部に直流電流を供給する電流源回路部から構成される。ＬＣ共振器回路部分は、外部より与えられる制御電圧によって、共振周波数を変化させることができるように、可変容量素子もしくは可変容量インダクタを用いることとなるが、通常は可変容量素子を用いて制御電圧によって容量を可変させて共振周波数を変化させる。集積回路上で用いられる可変容量素子として用いられる代表的な素子はｐｎ接合ダイオードである。ｐｎ接合ダイオードとインダクタを用いた共振器の共振周波数を式（１）に、ｐｎ接合ダイオードの容量の電圧依存性を式（２）に示す。
ｆosc （Ｖbias）＝１／２π√（ＬＣ（Ｖbias）） ・・・（１）
Ｃ（Ｖbias）＝Ｃ（０）／（１−Ｖbias／Ｖj ）MJ ・・・（２）
Ｃ（０）はｐｎ接合ダイオードに対する印加電圧が０Ｖの場合の容量値、Ｖjはｐｎ接合のビルトイン電圧であり、通常０．６〜０．７Ｖである。ＭＪは接合の傾斜係数であり、理想的なｐｎ接合においては１／２であるが、ｐｎ間の不純物密度差が小さくなるにつれ、その値は１／３に近い値をとる。ＭＪが小さい値をとる場合、電圧による容量可変比は小さくなる。
【０００３】
ここで、Ｖbiasとして０〜−３Ｖ、Ｖj ＝０．６Ｖ、ＭＪ＝０．５の場合を考えた場合、Ｖbias＝０Ｖの場合の容量Ｃ（０）に対して、Ｖbias＝−３Ｖの場合の容量Ｃ（−３）は式（３）のように示すことができる。
Ｃ（−３）＝Ｃ（０）／（１−（−３）／０．６）0.5 ＝約０．４１
・・・（３）
したがって、式（３）及び式（１）よりＶbias＝−３Ｖ時の発振周波数ｆosc （−３）とＶbias＝０Ｖ時の発振周波数ｆosc （０）の比、ｆosc （−３）／ｆosc （０）は式（４）のように示すことができる。
ｆosc （−３）／ｆosc （０）＝１／（√（０．４１））＝約１．５６
・・・（４）
【０００４】
ここでは電源電圧として３Ｖのシステムを仮定しているため、この発振器の最大発振周波数ｆmax と最小発振周波数ｆmin はそれぞれ、ｆosc （−３）とｆosc （０）となるためｆmax ／ｆmin ＝１．５６となる。しかしながら、実際の無線システムにおいては電圧制御発振器に印加される電圧は、ＰＬＬのチャージポンプ回路から供給されるため、電源電圧の上限及び下限から０．５Ｖ程度のマージンが必要となる。よって、実際に得ることができるｆmax ／ｆmin は、式（５）のように計算できる。
ｆosc （−２．５）／ｆosc （−０．５）＝（√（０．７４））／（√（０．４４））＝約１．２９ ・・・（５）
【０００５】
一方、電圧制御発振器のチューニングレンジは、式(6) で定義される。
Δｆosc ／ｆcenter＝（ｆmax −ｆmin ）／０．５（ｆmax ＋ｆmin ）＝２（（ｆmax ／ｆmin ）−１）／（（ｆmax ／ｆmin ）＋１） ・・・（６）
ここでｆmax ／ｆmin ＝１．２９の場合について式（７）に記す。
Δｆosc ／ｆcenter＝２（１．２９−１）／（１．２９＋１）＝２５．３％
・・・（７）
式（７）より、例えば、前述した従来例においては、例えｐｎ接合ダイオードの特性が理想的であったとしても、チューニングレンジは２５．３％が限界であることがわかる。
【０００６】
近年、無線通信応用においては、その送受信するデータ量を大容量化の要求から、変調方式等の改革が進んでいるが、大容量のデータを通信する最も基本的な要件は信号帯域幅の広帯域化であり、そのためには、キャリア周波数の高周波化と周波数レンジの広帯域化も必要となってくる。代表的な例として、現在計画されているＵＷＢ（Ultra Wide-Band ）システムにおける周波数プランを図５に示す。ＵＷＢでは、３１６８ＭＨｚ〜１０５６０ＭＨｚの周波数範囲を５つのバンドグループに分け、さらに各バンドグループを２〜３のバンドに分けている。例えば、バンドグループ１のバンド１は３１６８ＭＨｚ〜３６９６ＭＨｚ、バンド２は３６９６ＭＨｚ〜４２２４ＭＨｚ、バンド３は４２２４ＭＨｚ〜４７５２ＭＨｚであり、各バンドのチューニングレンジは、バンド１は１５．４％、バンド２は１３．３％、バンド３は１１．８％と現行の無線通信システムと比較してやや広いだけであるが、ＵＷＢ通信機としては、最低限一つのバンドグループをカバーすることが必要である。
【０００７】
したがって、バンドグループ１では、３１６８ＭＨｚ〜４７５２ＭＨｚをカバーする必要があり、チューニングレンジは４０％必要となる。同様に、バンドグループ２では２８．６％、バンドグループ３では２２．２％、バンドグループ４では１８．２％、バンドグループ５では１０．５％となる。したがって、先の従来例で示した電圧制御発振器では、そのチューニングレンジを満たすことができないという問題がある。
【０００８】
特許文献１に開示された従来の電圧制御発振器（ＶＣＯ）は、サイズの大きなＭＯＳを用いることなく、十分な周波数可変レンジを取れるようにし、またバンド数が多くなったとしても周波数可変レンジの劣化を少なくするものである。ＶＣＯの発振コア部分は、二つのブランチの間にインダクタ（インダクタンス：Ｌ）とバラクタ（Ｃvara1 ，Ｃvara2 ）が並列に接続されている。バラクタ（Ｃvara2 ）は、二つのバラクタからなり、それらの間には、オン時に抵抗として機能し、オフ時にキャパシタとして機能するＭＯＳが設けられている。そして、発振周波数切り替えの際にはそのＭＯＳをオン／オフ切り替え制御する。ここで用いる容量可変回路においては、少なくとも二つの可変容量素子に対して抵抗と容量の何れか一方を切替接続することにより、十分な容量の差を得ることができる。また、この容量可変回路を備えることにより、切り替え可能な発振周波数範囲を広くとることができると共に切り替え可能な発振周波数の幅を広くしたとしても周波数可変レンジが劣化することは殆ど無い。更に特許文献１に開示された無線通信端末においては発振回路を局部発振信号の生成手段として備えることにより、複数の周波数帯域を用いたマルチバンドでの無線通信が可能となる。
【特許文献１】特開２００５−２８５９３８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明は、以上のような問題を解決するためになされたものであり、ＬＣ共振器の容量を電圧制御発振器に印可される制御電圧によって自動的に変化させることにより広帯域な可変容量範囲を得るようにし、これにより従来より広帯域な発振周波数領域を得ることができる電圧制御発振器を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の電圧制御発振器の一態様は、電流源回路部と、前記電流源回路部に接続されたＬＣ共振器回路部と、前記ＬＣ共振器部に接続された増幅器回路部とを具備し、前記ＬＣ共振器回路部は、インダクタンス部、容量部及び制御電圧端子を有し、前記容量部は、直列接続されたバラクタ素子及びＭＯＳＦＥＴを含み、前記制御電圧端子は、前記ＭＯＳＦＥＴの制御電極（ゲート）及びバラクタ素子のカソードに接続され、前記制御電圧端子に印加される制御電圧は、共振器を構成する容量を変化させることを特徴としている。
【発明の効果】
【００１１】
ＬＣ共振器の電圧可変容量の接続される数を電圧制御発振器に印可される制御電圧によって自動的に変化させることにより広帯域な可変容量範囲を得るようにし、これにより広帯域な発振周波数領域を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、実施例を参照して発明の実施の形態を説明する。
【実施例１】
【００１３】
図１乃至図５を参照して実施例１を説明する。
図１は、この実施例の電圧制御発振器の回路図、図２は、この実施例の電圧制御発振器に用いるＬＣ共振器の回路図、図３は、従来の共振器に用いられるバラクタ容量の制御電圧依存性とこの実施例の共振器に用いられるバラクタ容量の制御電圧依存性を説明する特性図、図４は、この実施例の電圧制御発振器の発振周波数の制御電圧依存性を説明する特性図、図５は、現在計画されているＵＷＢシステムにおける周波数プランを示す特性図である。
【００１４】
図２に示すように、ＬＣ共振器回路部は、インダクタからなるインダクタンス部と、容量部と、制御電圧端子ｃｔｒｌと、出力部（ｏｕｔｐ、ｏｕｔｎ）とを有する。容量部は、直列接続されたバラクタ素子Ｄ１及びＭＯＳＦＥＴＭ１からなる第１の接続体と直列接続されたバラクタ素子Ｄ２及びＭＯＳＦＥＴＭ２からなる第２の接続体とを直列に接続して構成される。バラクタ素子Ｄ１とバラクタ素子Ｄ２とはカソード同士が接続されている。この実施例ではバラクタ素子にはバラクタダイオードを用いるが、例えば、ＭＯＳ型バラクタ素子のように他の素子を用いても良い。バラクタ素子（バラクタダイオード）Ｄ１のアノードとＭＯＳＦＥＴＭ１の一方の電極とが接続され、バラクタ素子（バラクタダイオード）Ｄ２のアノードとＭＯＳＦＥＴＭ２の一方の電極とが接続される。そして、バラクタ素子Ｄ１、Ｄ２とＭＯＳＦＥＴとの間にはそれぞれ一端が接地された抵抗Ｒ１、Ｒ２が接続されており、電圧を安定させている。インダクタンス部のインダクタＬは、ＭＯＳＦＥＴＭ１、Ｍ２の他方の電極とが接続され、これら他方の電極は、それぞれ出力部を構成する負出力ｏｕｔｎ及び正出力ｏｕｔｐに接続される。制御電圧端子ｃｔｒｌは、ＭＯＳＦＥＴＭ１、Ｍ２のゲート電極及びバラクタ素子Ｄ１、Ｄ２のカソードにそれぞれ接続されている。
【００１５】
図１は、図２に示すＬＣ共振器回路部を組み込んだ電圧制御発振器の回路構成を示している。電圧制御発振器は、増幅器部分に直流電流を供給する電流源回路部（Ｉ）１と、電流源回路部１に接続され、発振周波数を決めるＬＣ共振器回路部２と、ＬＣ共振器回路部２に接続され、ＬＣ共振器回路部の損失を補填する増幅器回路部３とから構成されている。
電流源回路部１の一端は、ＬＣ共振器回路部２のインダクタＬ１、Ｌ２の一端に接続され、他端は、それぞれ増幅器回路部３のバイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタに接続されている。負出力ｏｕｔｎ及び正出力ｏｕｔｐは、インダクタＬ１、Ｌ２の前記他端とバイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタとの間にそれぞれ接続されている。バイポーラトランジスタＱ１のゲート電極は、バイポーラトランジスタＱ２のコレクタ電極に接続され、バイポーラトランジスタＱ１のコレクタ電極は、バイポーラトランジスタＱ２のゲート電極に接続され、バイポーラトランジスタＱ１のエミッタ電極は、接地（ＧＮＤ）されている。また、バイポーラトランジスタＱ２のエミッタ電極は、接地（ＧＮＤ）されている。なお、図１においては、増幅器回路としてバイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２を用いたが、ＭＯＳＦＥＴを用いても同様の回路を構成することができる。
【００１６】
図２の回路構成を図１の電圧制御発振器に組み込むに際し、容量を適宜調整し、電圧を安定させるためにキャパシタ及び抵抗を付加される。即ち、負出力ｏｕｔｎとインダクタＬ１の前記他端との間にキャパシタＣ１及び抵抗Ｒ３を介してＭＯＳＦＥＴＭ１の前記他方の電極が接続されている。抵抗Ｒ３は、一端が接地され、他端がキャパシタＣ１とＭＯＳＦＥＴＭ１の前記他方の電極との間に接続されている。同じく正出力ｏｕｔｐとインダクタＬ２の前記他端との間にキャパシタＣ２及び抵抗Ｒ４を介してＭＯＳＦＥＴＭ２の前記他方の電極が接続されている。抵抗Ｒ４は、一端が接地され、他端がキャパシタＣ２とＭＯＳＦＥＴＭ２の前記他方の電極との間に接続されている。
以上説明したように、従来の電圧制御発振器に用いられている単独のｐｎ接合ダイオードをバラクタ素子として含むＬＣ共振器回路では、図５に示すように４０％を超えるチューニングレンジ（Ｔｕｎｉｎｇ Ｒａｎｇｅ）を得ることは困難であった。
【００１７】
そこで、この実施例で用いられる共振器回路においては、制御電圧端子により、付随する容量素子を順次切り替えていくことにより、その容量変化範囲を拡大させる。これにより従来では満たすことができない広帯域なチューニングレンジを有する電圧制御発振器を得る。
この実施例では、図２に示す共振器回路をを用いて説明する。以下、この共振器回路の動作の制御電圧（Ｖctrl）依存性について説明する。なお、以下の説明において用いられるＶon及びΦp は、式（８）及び式（９）によって示される。
ＶON＝ＶTH＋ｎｋＴ／ｑ ・・・（８）
Φp ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＮA ／ｎi ） ・・・（９）
ここで、ＶTHはＭＯＳＦＥＴの閾値電圧、Φp はＭＯＳＦＥＴの表面ポテンシャル、ｎはＭＯＳＦＥＴの理想係数（通常のｐｎ接合では約１、MOSFETでは約2を取るのが普通）、ｋはボルツマン係数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷（１．６×１０-19 ）、ＮA はＭＯＳＦＥＴのチャネル不純物密度、ｎi はシリコンの真性不純物密度である。
【００１８】
１） ０＜Ｖctrl＜Ｖon−２Φp
この電圧範囲においてMOSFETはオフしており、共振器のバラクタ容量は式（１０）によって示される。
Ｃ＝ＣGSO Ｗg ＋Ｃjs ・・・（１０）
ここで、Ｃgs0 はＭＯＳＦＥＴのゲート−ソース間のオーバーラップ容量、Ｗg はＭＯＳＦＥＴのゲート幅、ＣjsはＭＯＳＦＥＴのソース−基板間の寄生容量である。Ｃjsはｐｎ接合の容量であり式（２）と同じ式で示され電圧依存性を示すが、全容量に対する寄与は非常に小さく無視できうる値である。
２） Ｖon−２Φp ＜Ｖctrl＜Ｖon
この電圧範囲では式（１１）に示すように、ＭＯＳＦＥＴはオンしＭＯＳＦＥＴの容量は急峻に増加する。
Ｃ＝γＣOX（（Ｖon−ＶGS）／２Φp ＋１）＋Ｃgso Ｗg ＋Ｃjs ・・・（１１）
なお、ここでγは長チャネルＭＯＳＦＥＴの場合２／３、短チャネルＭＯＳＦＥＴの場合２／３より大きい値を示す事が知られている。
【００１９】
３） Ｖon＜Ｖctrl
この領域ではＭＯＳＦＥＴは完全にオンし、式（１２）に示すようにほぼ一定値を示す。
Ｃ＝γＣOX＋Ｃgso Ｗg ＋Ｃjs ・・・（１２）
図３に従来例の共振器に用いられるバラクタ容量の制御電圧依存性とこの実施例のバラクタ素子の制御電圧依存性を示す。図３は、縦軸が容量（Ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ ｃａｐａｉｔａｎｃｅ）を表し、横軸が制御電圧（Ｖctrl（Ｖ））を表している。特性線（Ｎｏｖｅｌ ｃａｐａｃｉｔｉｖｅ ｅｌｅｍｅｎｔ）は、この実施例のバラクタ素子の制御電圧依存性を表し、特性線（ｐｎ ｄｉｏｄｅ）は、従来のバラクタ素子の制御電圧依存性を表している。
【００２０】
図３からも分かるように、従来のバラクタ素子ではＣmax ／Ｃmin は１．７程度であるのに対して、この実施例のバラクタ素子を用いることにより、Ｃmax ／Ｃmin は５．５程度まで大きくすることが可能となる。
図４は、図２に示された共振器回路を組み込んだ電圧制御発振器（ＶＣＯ）の発振周波数の制御電圧依存性を示す特性図である。図４は、縦軸が発振周波数（Ｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎ Ｆｒｅｑ．（ＧＨｚ））を表し、横軸が制御電圧（Ｖctrl（Ｖ））を表している。特性線（Ｎｏｖｅｌ ＶＯＣ）は、この実施例の電圧制御発振器の制御電圧依存性を表し、特性線（Ｃｏｎｖ．ＶＣＯ）は、従来のの電圧制御発振器の制御電圧依存性を表している。図４から分かるように、従来の電圧制御発振器（Ｃｏｎｖ．ＶＣＯ）の周波数変化率は、１３．９％であるのに対して、この実施例の電圧制御発振器（Ｎｏｖｅｌ ＶＯＣ）の周波数変化率は、４８．８％と、従来より広帯域な発振周波数領域を得ることができる。
【実施例２】
【００２１】
次に、図６を参照して実施例２を説明する。
図６は、この実施例の電圧制御発振器の回路図である。
図２に示すＬＣ共振器回路の容量部は、１対の直列接続されたバラクタ素子とＭＯＳＦＥＴの接続体（Ａ１）から構成されている。実施例２では、この接続体Ａ１に更に同じ構造の複数の接続体を並列に接続させることに特徴がある。この実施例では２つの接続体Ａ２、Ａ３を並列接続する。そして、これら接続体Ａ２、Ａ３においてもＭＯＳＦＥＴ及びバラクタ素子に制御電圧端子ｃｔｒｌが接続されている。しかし、制御電圧端子ｃｔｒｌと接続体Ａ２又はＡ３とはスイッチＳ１、Ｓ２を介して接続されており、スイッチＳ１、Ｓ２は、ＭＯＳＦＥＴから構成されている。スイッチＳ１、Ｓ２は、ＭＯＳＦＥＴから構成され、そのサイズは、接続体のＭＯＳＦＥＴのサイズとは同じであっても、スイッチのオン抵抗を下げるためにサイズを大きくするようにしても良い。
この共振器を構成する接続体を複数個並列接続して、各々のバラクタ素子の動作開始電圧を変化させることによって、非常に大きな周波数可変範囲を得ることができる。
なお、図１においては、増幅器回路としてバイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２を用いたが、ＭＯＳＦＥＴを用いても同様の回路を構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】実施例１の電圧制御発振器の回路図。
【図２】実施例１の電圧制御発振器に用いるＬＣ共振器の回路図。
【図３】従来の共振器に用いられるバラクタ容量の制御電圧依存性と実施例１の共振器に用いられるバラクタ容量の制御電圧依存性を説明する特性図。
【図４】実施例１の電圧制御発振器の発振周波数の制御電圧依存性を説明する特性図。
【図５】現在計画されているＵＷＢシステムにおける周波数プランを示す特性図。
【図６】実施例２の電圧制御発振器の回路図。
【符号の説明】
【００２３】
１・・・電流源回路部 ２・・・ＬＣ共振器回路部
３・・・増幅器回路部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流源回路部と、前記電流源回路部に接続されたＬＣ共振器回路部と、前記ＬＣ共振器部に接続された増幅器回路部とを具備し、
前記ＬＣ共振器回路部は、インダクタンス部、容量部及び制御電圧端子を有し、前記容量部は、直列接続されたバラクタ素子及びＭＯＳＦＥＴを含み、前記制御電圧端子は、前記ＭＯＳＦＥＴの制御電極（ゲート）及びバラクタ素子のカソードに接続され、前記制御電圧端子に印加される制御電圧は、共振器を構成する容量を変化させることを特徴とする電圧制御発振器。
【請求項２】
前記バラクタ素子のアノードと前記ＭＯＳＦＥＴのソースもしくはドレインの一方の電極とが接続され、両者間には一端が接地された第１の抵抗が接続され、前記インダクタンス部のインダクタと前記ＭＯＳＦＥＴの他方の電極とが接続され、両者間には一端が接地された第２の抵抗が接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電圧制御発振器。
【請求項３】
前記インダクタンス部の前記インダクタと前記ＭＯＳＦＥＴの前記他方の電極との間には容量が接続されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電圧制御発振器。
【請求項４】
前記直列接続されたバラクタ素子及びＭＯＳＦＥＴからなる接続体は複数有し、これら複数の接続体の少なくとも１つはスイッチによって前記ＬＣ共振器回路部の回路に接離するように構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の電圧制御発振器。
【請求項５】
前記増幅回路部には前記ＬＣ共振器回路部を介して前記電流源回路部に一方の電極が接続され、他方の電極が接地されたバイポーラトランジスタもしくはＭＯＳＦＥＴを備えていることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の電圧制御発振器。
【請求項１】
電流源回路部と、前記電流源回路部に接続されたＬＣ共振器回路部と、前記ＬＣ共振器部に接続された増幅器回路部とを具備し、
前記ＬＣ共振器回路部は、インダクタンス部、容量部及び制御電圧端子を有し、前記容量部は、直列接続されたバラクタ素子及びＭＯＳＦＥＴを含み、前記制御電圧端子は、前記ＭＯＳＦＥＴの制御電極（ゲート）及びバラクタ素子のカソードに接続され、前記制御電圧端子に印加される制御電圧は、共振器を構成する容量を変化させることを特徴とする電圧制御発振器。
【請求項２】
前記バラクタ素子のアノードと前記ＭＯＳＦＥＴのソースもしくはドレインの一方の電極とが接続され、両者間には一端が接地された第１の抵抗が接続され、前記インダクタンス部のインダクタと前記ＭＯＳＦＥＴの他方の電極とが接続され、両者間には一端が接地された第２の抵抗が接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電圧制御発振器。
【請求項３】
前記インダクタンス部の前記インダクタと前記ＭＯＳＦＥＴの前記他方の電極との間には容量が接続されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電圧制御発振器。
【請求項４】
前記直列接続されたバラクタ素子及びＭＯＳＦＥＴからなる接続体は複数有し、これら複数の接続体の少なくとも１つはスイッチによって前記ＬＣ共振器回路部の回路に接離するように構成されていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の電圧制御発振器。
【請求項５】
前記増幅回路部には前記ＬＣ共振器回路部を介して前記電流源回路部に一方の電極が接続され、他方の電極が接地されたバイポーラトランジスタもしくはＭＯＳＦＥＴを備えていることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の電圧制御発振器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２００８−１１８５５０（Ｐ２００８−１１８５５０Ａ）
【公開日】平成２０年５月２２日（２００８．５．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−３０１８８３（Ｐ２００６−３０１８８３）
【出願日】平成１８年１１月７日（２００６．１１．７）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年５月２２日（２００８．５．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年１１月７日（２００６．１１．７）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
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