スイッチング制御回路
【課題】発熱がダイオードに集中することを抑制できるスイッチング制御回路を提供する。
【解決手段】スイッチング素子の順方向導通時に流れる電流の向きと逆方向で、スイッチング素子に並列接続されるダイオードと、スイッチング素子又はダイオードの少なくとも一方の温度を検出する温度検出手段と、温度検出手段の検出温度に応じて、スイッチング素子の逆方向導通時に流れる電流を制御する制御手段を有する。
【解決手段】スイッチング素子の順方向導通時に流れる電流の向きと逆方向で、スイッチング素子に並列接続されるダイオードと、スイッチング素子又はダイオードの少なくとも一方の温度を検出する温度検出手段と、温度検出手段の検出温度に応じて、スイッチング素子の逆方向導通時に流れる電流を制御する制御手段を有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＭＯＳＦＥＴとダイオードを並列に接続するスイッチング回路において、ダイオードの順方向降下値をＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの順方向電圧降下値より小さくするスイッチング回路が知られている（特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−１１５５５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、従来のスイッチング回路及びモータを含むインバータ回路において、例えばモータがロックした状態で高トルクを発生させる動作をした場合、ダイオードに高い還流電流が流れてしまい、ダイオードの発熱が大きくなるという問題があった。
【０００５】
そこで、本発明において、発熱がダイオードに集中することを抑制できるスイッチング制御回路を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、ダイオードに並列接続されるスイッチング手段の逆方向導通時の電流を制御するスイッチング制御回路によって上記課題を解決する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、ダイオードとスイッチング素子とを並列接続し、当該スイッチング素子の逆方向導通時の電流を制御するため、前記ダイオードに高い電流が流れることを防ぎ、その結果、発熱がダイオードに集中することを抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】発明の実施形態に係るスイッチング回路を示す回路図である。
【図２】図１のＭＯＳＦＥＴのプラスのドレイン電圧に対するドレイン電流の特性図を示す。
【図３】図１のＭＯＳＦＥＴのマイナスのドレイン電圧に対するドレイン電流の特性図を示す。
【図４】図１のスイッチング制御回路を用いた三相同期インバータ回路
【図５】図１のＭＯＳＦＥＴ及び還流ダイオードにおける時間に対する電流の特性図である。
【図６】発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路を示す回路図である。
【図７】発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路を示す回路図である。
【図８】発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路を示す回路図である。
【図９】発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路において、ＭＯＳＦＥＴ及び還流ダイオードにおける時間に対する電流の特性図である。
【図１０】発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路において、ＭＯＳＦＥＴ及び還流ダイオードにおける時間に対する電流の特性図である。
【図１１】発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路において、ＭＯＳＦＥＴ及び還流ダイオードの電圧に対する電流の特性図である。
【図１２】発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路において、ＭＯＳＦＥＴ及び還流ダイオードの実装形態を示す平面図である。
【図１３】発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路において、ＭＯＳＦＥＴ及び還流ダイオードの実装形態を示す平面図である。
【図１４】発明の他の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
【００１０】
《第１実施形態》
図１は、発明の実施形態に係るスイッチング制御回路を示す回路図である。図２はＭＯＳＦＥＴ１のプラスのドレイン電圧に対するドレイン電流を、図３はＭＯＳＦＥＴ１のマイナスのドレイン電圧に対するドレイン電流を示す。
【００１１】
図１に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１は、還流ダイオード２と並列に接続され、ＭＯＳＦＥＴ１のドレイン端子は還流ダイオード２のカソード端子と、ＭＯＳＦＥＴ１のソース端子は還流ダイオード２のアノード端子と接続される。なお、本例はＭＯＳＦＥＴ１にＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴを用いる。
【００１２】
ＭＯＳＦＥＴ１は、寄生ダイオードを有し、還流ダイオード２は、当該寄生ダイオードと同方向に接続されている。またＭＯＳＦＥＴ１にゲート電圧を加え順方向に導通させると、ドレイン−ソース間で順方向の電流が流れる。そのため、還流ダイオード２は、ＭＯＳＦＥＴを順方向に導通させて流す電流に対して、逆向きに接続される。
【００１３】
制御回路３は、ゲート信号発生部４、ゲート駆動回路部５及び温度制御部６を有し、ＭＯＳＦＥＴ１のゲート端子に対して制御信号を送り、ＭＯＳＦＥＴ１を制御する。ゲート信号発生部４は例えばＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調のための制御信号をＭＯＳＦＥＴ１に送信し、ゲート駆動回路部５は、ＭＯＳＦＥＴ１のゲート容量を充放電するための電流、電圧を供給する。温度制御部６は、温度センサ２０１の検出温度に応じて、ＭＯＳＦＥＴ１に流れる電流を制御する。
【００１４】
温度センサ２０１は、ＭＯＳＦＥＴ１と還流ダイオード２の半導体チップ上に設けられ、ＭＯＳＦＥＴ１の温度と還流ダイオード２の温度をそれぞれ検出し、それぞれの検出温度を温度制御部６へ送信する。温度センサ２０１として、例えばポリシリコンで形成したＰＮダイオードや、熱電対等を用いることができる。ＰＮダイオードは温度によって、順方向立ち上がり電圧が変化する。そのため、ＰＮダイオードに定電流源を接続し、電圧降下を測定することで、温度センサ２０１として用いることができる。
【００１５】
なお、温度センサ２０１は、ＭＯＳＦＥＴ１のみに設定してもよく、還流ダイオード２のみに設定してもよい。また、制御回路２００と温度センサ２０１による制御内容は、後述する。
【００１６】
次に、図２及び３を用いて、本例のＭＯＳＦＥＴ１の電流−電圧特性を説明する。
【００１７】
図２は、ＭＯＳＦＥＴ１において、ソースを基準としてプラスの電圧をドレインに印加する場合を示す。ゲートがオン状態で、ドレインに数ボルトの電圧が印加されると、ドレインからソースへ低抵抗で導通され、順方向の電流が流れる。一方、ゲートがオフ状態の場合、高電圧を印加しても、電流はドレイン−ソース間でほとんど流れない。さらにドレイン耐圧を超える電圧をドレインに印加すると、ブレイクダウンし、電流が急激に流れ始める。なお、通常、ドレイン耐圧は数十から数百ボルトである。
【００１８】
図３は、ＭＯＳＦＥＴ１において、ソースを基準としてマイナスの電圧をドレインに印加する場合を示す。ゲートがオン状態で、ドレインに数ボルトの負の電圧が印加されると、ソースからドレインへ低抵抗で導通され、逆方向の電流が流れる。また、ゲートがオフ状態で、ドレインに負の電圧が印加されると、ＭＯＳＦＥＴ１の寄生ダイオードであるＰＮダイオードが導通され、電流が流れる。なお、本例は、図２及び図３に示すように、上記の特性を逆導通可能と称す。
【００１９】
次に、本例のスイッチング制御回路を三相インバータの電力変換装置に用いる例を、図４及び図５を用いて、説明する。
【００２０】
図４に示す三相インバータ回路は、本例のＭＯＳＥＥＴ１１と還流ダイオード１２との並列回路と、本例のＭＯＳＦＥＴ１４と還流ダイオード１５との並列回路とを直列接続した上下アーム回路４０１〜４０３、直流電源９、負荷として誘導性負荷である三相同期モータ８及び平滑用コンデンサ１０を有する。三個の上記アーム回路４０１〜４０３は並列に接続され、当該三並列させた上記アーム回路４０１〜４０３と平滑用コンデンサ１０は、直流電源９の正極端子と負極端子の間に接続され、三相同期モータ８の三相端子が、三並列された上下アーム回路４０１〜４０３の中間接続点にそれぞれ接続される。これにより本例のＭＯＳＦＥＴ１１、１４及び還流ダイオード１２、１５は、ＰＷＭ回路を形成し、三相同期モータ８の回転数やトルクを調整する。還流ダイオード１２及び還流ダイオード１５は、一般的な還流ダイオードと同様に、誘導性負荷に流れる電流が急激に遮断されることを防ぐ役割を持つ。還流ダイオード１２、１５はシリコンのＰＮダイオードや炭化珪素ショットキーバリアダイオード等を用いる。また還流ダイオード１２、１５はＭＯＳＦＦＥＴ１１、１４とほぼ同等の耐圧を持つよう設計されている。
【００２１】
本例のインバータ回路において、例えば、上下アーム回路４０２の上アームのＭＯＳＦＥＴ１１及び上下アーム回路４０１の下アームのＭＯＳＦＥＴ１４がオン状態になると、直流電源９より電流が、Ｖ−Ｕ相で流れ出す。次に当該ＭＯＳＦＥＴ１４がオフ状態になると、三相同期モータが有するインダクタンス成分により、還流電流が、上下アーム回路４０１の還流ダイオード１２及びＭＯＳＦＥＴ１１に流れる。
【００２２】
次に、Ｕ相に着目し、本例のスイッチング制御回路の制御を説明する。図４に示すようにＵ相の電流の向きは、三相同期モータ８からインバータ回路に向かって流れる電流の向きをＡと、インバータ回路から三相同期モータ８に向かって流れる電流の向きをＢとする。
【００２３】
まずＵ相を流れる電流の向きがＡの場合、下アームのＭＯＳＦＥＴ１４がオフであると、上アームの還流ダイオード１２に順方向電流が流れる。上アームの還流ダイオード１２に順方向電流が流れると、還流ダイオード１２の温度が上昇する。本例は、温度センサ２０１ａにより、還流ダイオード１２の温度とＭＯＳＦＥＴ１１の温度を検出し、検出温度を制御回路１３へ送信する。制御回路１３は、当該検出温度に応じて、ＭＯＳＦＥＴ１１に印加するゲート電圧を制御する。
【００２４】
具体的に、制御回路１３は、還流ダイオード１２に順方向電流が流れている時、還流ダイオード１２の検出温度とＭＯＳＦＥＴ１１の検出温度とを比較する。還流ダイオード１２の検出温度がＭＯＳＦＥＴ１１の検出温度より高い場合、制御回路１３は、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート電圧を上昇させ、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流を大きくし、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる電流の割合を大きくする。これにより、還流ダイオード１２に流れる順方向電流が低下し、還流ダイオード１２の温度を下げることができる。
【００２５】
また、還流ダイオード１２の検出温度がＭＯＳＦＥＴ１１の検出温度より低い場合、制御回路１３は、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート電圧を低下させ、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流を小さくし、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる電流の割合を小さくする。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流が低下し、ＭＯＳＦＥＴ１１の温度を下げることができる。
【００２６】
次にＵ相を流れる電流の向きがＢの場合、上アームのＭＯＳＦＥＴ１１がオフであると、下アームの還流ダイオード１５に順方向電流が流れる。下アームの還流ダイオード１５に順方向電流が流れると、還流ダイオード１５の温度が上昇する。本例は、温度センサ２０１ｂにより、還流ダイオード１５の温度とＭＯＳＦＥＴ１４の温度を検出し、検出温度を制御回路１６へ送信する。制御回路１６は、当該検出温度に応じて、ＭＯＳＦＥＴ１４に印加するゲート電圧を制御する。
【００２７】
具体的に、制御回路１６は、還流ダイオード１５に順方向電流が流れている時、還流ダイオード１５の検出温度とＭＯＳＦＥＴ１４の検出温度とを比較する。還流ダイオード１５の検出温度がＭＯＳＦＥＴ１４の検出温度より高い場合、制御回路１６は、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート電圧を上昇させ、ＭＯＳＦＥＴ１４に流れる逆方向の電流を大きくし、ＭＯＳＦＥＴ１４に流れる電流の割合を大きくする。これにより、還流ダイオード１５に流れる順方向電流が低下し、還流ダイオード１５の温度を下げることができる。
【００２８】
また、還流ダイオード１５の検出温度がＭＯＳＦＥＴ１４の検出温度より低い場合、制御回路１６は、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート電圧を低下させ、ＭＯＳＦＥＴ１４に流れる逆方向の電流を小さくし、ＭＯＳＦＥＴ１４に流れる電流の割合を小さくする。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１４に流れる逆方向の電流が低下し、ＭＯＳＦＥＴ１４の温度を下げることができる。
【００２９】
なお、上記では、Ｕ相の例について説明するが、Ｖ相及びＷ相についても同様である。
【００３０】
次に、Ｕ相を流れる電流の向きがＡの場合、ＭＯＳＦＥＴ１１及び還流ダイオード１２に流れる電流の時間的な変化を、図５を用いて説明する。
【００３１】
図５を参照し、ＭＯＳＦＥＴ１１の逆方向に電流が、還流ダイオードに順方向電流が流れている期間を、還流動作期間１０１、１０２、１０３とする。還流動作期間の周期１０４は、ＰＷＭの制御信号のキャリア周波数に依存し、例えばキャリア周波数が数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚの場合、当該周期１０４は数十μ秒〜数百μ秒である。還流動作期間１０１は、第１デッドタイム期間１０５、温度制御期間１０６及び第２デッドタイム期間１０７を有する。第１デットタイム期間１０５と第２デッドタイム期間１０７は、上下アーム回路４０１〜４０３のＭＯＳＦＥＴ１１とＭＯＳＦＥＴ１４が同時にオンされることを防ぐために設けられ、温度制御期間１０６の前後の期間に設けられる。第１デットタイム期間１０５と第２デッドタイム期間１０７において、還流電流は、還流ダイオード１２とＭＯＳＦＥＴ１１の寄生ダイオードに流れ、還流ダイオード１２の順方向電流は、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流より大きい。
【００３２】
温度制御期間１０６は、温度センサ２０１の検出温度に応じて、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流又は還流ダイオード１２の順方向電流を制御回路１３により制御する期間を示す。また、制御回路１３において、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流と還流ダイオード１２に流れる順方向電流の割合は、上述の通り、ＭＯＳＦＥＴ１１をオンにして、ゲート電圧を制御する。
【００３３】
そして、図５に示すように、温度制御期間１０６において、還流ダイオード１２の検出温度がＭＯＳＦＥＴ１１の検出温度より高い場合、制御回路１３は、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流の割合を時系列的に徐々に大きくし、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向に導通する電流を徐々に増加させる。その分、還流ダイオード１２に流れる順方向電流の割合は時系列的に徐々に小さくなり、還流ダイオード１２に流れる順方向電流が徐々に減少する。これにより、本例は、還流ダイオード１２の温度が上昇することを抑制することができる。
【００３４】
また、温度制御期間１０６において、ＭＯＳＦＥＴ１１の検出温度が還流ダイオード１２の検出温度より高い場合、制御回路３は、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流の割合を時系列的に徐々に小さくし、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向に導通する電流を徐々に減少させる。その分、還流ダイオード１２に流れる順方向電流の割合は時系列的に徐々に大きくなり、還流ダイオード１２に流れる順方向電流が徐々に増加する。これにより、本例は、ＭＯＳＦＥＴ１１の温度が上昇することを抑制することができる。
【００３５】
ここで、図５に示す、それぞれの温度制御期間１０６において、制御回路３は、ゲート電圧を一定にする制御信号をＭＯＳＦＥＴ１１に送信する。これにより、制御回路３による制御の際、他の機器からの影響を受けにくく、本例のスイッチング回路は、安定した制御を行うことができる。
【００３６】
また、本例は、ＭＯＳＦＥＴ１１の検出温度と還流ダイオード１２の検出温度とを比較し、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流と還流ダイオード１２に流れる順方向電流の割合を制御するが、以下のように制御することも可能である。
【００３７】
制御回路１３は、予め設定される所定値と還流ダイオードの１２の検出温度を比較し、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流と還流ダイオード１２に流れる順方向電流の割合を制御する。当該所定値は、例えば、本例のスイッチング制御回路に組み込まれる還流ダイオード１２、１５又はＭＯＳＦＥＴ１１，１４の設計上、還流ダイオード１２、１５又はＭＯＳＦＥＴ１１，１４の制御動作を保証できる温度を測定し、当該保証できる温度に対応する値を所定値として設定する。
【００３８】
そして、還流ダイオード１２の検出温度が当該所定値より低い場合、制御回路１３は、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流と還流ダイオード１２に流れる順方向電流の割合は変化させず、還流ダイオード１２の検出温度が当該所定値より高くなる場合、制御回路１３は、還流ダイオード１２に流れる順方向電流の割合を減少させ、還流ダイオード１２に流れる順方向電流を少なくする。これにより、本例において、還流ダイオード１２の温度は、動作保証される温度の範囲内をとることができる。
【００３９】
またＭＯＳＦＥＴ１１についても同様に、予め設定される所定値とＭＯＳＦＥＴ１１の検出温度を比較し、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流と還流ダイオード１２に流れる順方向電流の割合を制御すればよい。
【００４０】
上記のように、本例において、制御回路３は、温度センサ２０１の検出温度に応じて、ＭＯＳＦＥＴ１の逆方向導通時に流れる電流を制御する。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１と還流ダイオード２に流れる電流によって、ＭＯＳＦＥＴ１又は還流ダイオード２のいずれかの素子に熱が集中することを抑制することができ、その結果として、高温度による破壊を防ぐための還流ダイオード２のチップ面積を増大化せず、信頼性の高いスイッチング制御回路を得ることができる。
【００４１】
また本例は、温度センサ２０１の検出温度に応じて、ＭＯＳＦＥＴ１に流れる逆方向の電流と還流ダイオード２に流れる順方向電流の割合を制御する。これにより、還流ダイオード２の温度が高い場合、還流ダイオード２に流れる順方向電流の割合を減少させて、当該順方向電流を少なくすることができるため、本例は、還流ダイオード２の温度の上昇を抑制できる。またＭＯＳＦＥＴ１の温度が高い場合、ＭＯＳＦＥＴ１に流れる逆方向の電流の割合を減少させて、当該電流を少なくすることができるため、本例は、ＭＯＳＦＥＴ１の温度の上昇を抑制できる。
【００４２】
また本例は、制御回路３において、還流ダイオード２の検出温度が所定値より高い場合、還流ダイオード２の順方向電流の割合を減少させる。これにより、還流ダイオード２の温度上昇に上限が設けられることになるため、還流ダイオード２の動作を保証し、スイッチング制御回路としての信頼性を高めることができる。
【００４３】
また本例は、制御回路３において、ＭＯＳＦＥＴ１の検出温度が所定値より高い場合、ＭＯＳＦＥＴ１の逆方向の電流の割合を減少させる。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１の温度上昇に上限が設けられることになるため、ＭＯＳＦＥＴ１の動作を保証し、スイッチング制御回路としての信頼性を高めることができる。
【００４４】
また本例は、還流ダイオード２の検出温度がＭＯＳＦＥＴ１の検出温度より高い場合、還流ダイオード２に流れる順方向電流の割合を減少させる。これにより、還流ダイオード２に流れる順方向電流又はＭＯＳＦＥＴ１の逆方向の電流を起因として発生する熱量を、より温度の低い素子で消費させることができるため、還流ダイオード２又はＭＯＳＦＥＴ１の温度が集中的に上昇することを抑制することができる。
【００４５】
また本例は、ＭＯＳＦＥＴ１の検出温度が還流ダイオード２の検出温度より高い場合、ＭＯＳＦＥＴ１に流れる逆方向の電流の割合を減少させる。これにより、還流ダイオード２に流れる順方向電流又はＭＯＳＦＥＴ１の逆方向の電流を起因として発生する熱量を、より温度の低い素子で消費させることができるため、還流ダイオード２又はＭＯＳＦＥＴ１の温度が集中的に上昇することを抑制することができる。
【００４６】
また本例は、上記制御により、ＭＯＳＦＥＴ１と還流ダイオード２と温度を等しくなるよう制御できるため、還流ダイオード２又はＭＯＳＦＥＴ１の温度が集中的に上昇することを抑制することができる。
【００４７】
また本例は、温度センサ２０１で検出されるＭＯＳＦＥＴ１と還流ダイオード２の各チップの温度を、制御回路３にフィードバック回路構成をとる。これにより、本例は、より精密な温度制御が可能になり、信頼性の高いスイッチング回路を得ることができる。
【００４８】
また本例は、スイッチング制御回路をインバータ回路に用いて、誘導負荷により発生する還流電流をＭＯＳＦＥＴ１に流し、当該還流電流を制御する。例えば、誘導負荷たるモータの回転部分がロックした状態で高いトルクを出そうとすると、特定の相のいずれかのアームに、還流電流が流れる場合がある。本例において、かかる場合、還流電流がＭＯＳＦＥＴ１又は還流ダイオード２のいずれかに集中的に流れることを防ぐことができるため、より信頼性の高い電力変換装置を得ることができる。
【００４９】
なお、本例のＭＯＳＦＥＴ１は本発明の「スイッチング素子」に相当し、還流ダイオード２は「ダイオード」に、温度センサ２０１は「温度検出手段」に、制御回路３は、「制御手段」に相当する。
【００５０】
《第２実施形態》
図６は、発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路を示す。本例では上述した第１実施形態に対して、ＭＯＳＦＥＴ１に電流センサ１７を還流ダイオード２に電流センサ１８を接続する。その他の構成については、第１実施形態の記載を適宜、援用する。
【００５１】
図６に示すスイッチング制御回路は、ＭＯＳＦＥＴ１のドレイン端子側に電流センサ１７を設置し、還流ダイオード２のカソード端子側に電流センサ１８を設置してある。演算回路１９は、電流センサ１７、１８で測定される電流の測定値からＭＯＳＦＥＴ１と還流ダイオード２の消費電力をそれぞれ演算し、さらにチップ温度をそれぞれ演算し、演算結果を温度制御部６へ送信する。そして、温度制御部６は、演算回路１９のそれぞれの演算結果をＭＯＳＦＥＴ１の検出温度、還流ダイオード２の検出温度として、ＭＯＳＦＥＴ１及び還流ダイオード２の電流を制御する。
【００５２】
これにより、本例は、ＭＯＳＦＥＴ１と還流ダイオード２の各チップの温度を検出する構成として、温度センサ２０１の代わりに、電流センサ１７、１８及び演算回路１９を用いて、当該温度を把握することできる。また、ＭＯＳＦＥＴ１と還流ダイオード２の電流を測定することにより、当該電流が、制御回路３により制御されているか否かを確認することができる。そして、信頼性の高いスイッチング回路を得ることができる。
【００５３】
なお、電流センサ１７、１８は、ＭＯＳＦＥＴ１のみ又は還流ダイオード２のみに設けてもよい。また、図６ではＭＯＳＦＥＴ１のドレイン側、還流ダイオード２のカソード側に設置した場合を示したが、ＭＯＳＦＥＴ１のソース側、還流ダイオード２のアノード側に設置されていても良い。電流センサ１７、１８は、ＭＯＳＦＥＴ１又は還流ダイオード２に接続される配線に発生する磁化を測定する、又は、ＭＯＳＦＥＴ１又は還流ダイオード２の半導体チップ内に電流の一部を分岐する構造を持たせて、分岐される電流を測定することにより、演算回路１９により演算される当該測定値をえるよう構成してもよい。
【００５４】
なお、本例の電流センサ１７，１８及び演算回路１９が、本発明の「温度検出手段」に相当する。
【００５５】
《第３実施形態》
図７は、発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路を示す。本例では上述した第１実施形態に対して、逆導通可能なスイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴ１の代わりに、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）とダイオードを組み合わせる双方向スイッチ３１を接続する。その他の構成については、第１実施形態の記載を適宜、援用する。
【００５６】
図７に示す、スイッチング制御回路は、ＩＧＢＴ２９ａのコレクタ端子とダイオード３０ａのカソード端子を接続し、それぞれＩＧＢＴ２９ｂとダイオード３０ｂの直列回路３１１、３１２を逆並列に接続する。双方向スイッチ３１において、直列回路３１１に流れる電流が、順方向に導通する時に流れる電流となり、直列回路３１２に流れる電流が、逆方向に導通する時に流れる電流となる。ダイオード２は、直列回路３１２に流れる電流の向きと、同じ向きで、双方向スイッチ３１に並列接続される。そのため、ダイオード２の順方向電流の向きは、直列回路３１２に流れる、双方向スイッチ３１の逆方向に導通する電流の向きと同じになる。
【００５７】
制御回路３は、ＩＧＢＴ２９ａとＩＧＢＴ２９ｂに、ゲート信号を送信し、ＩＧＢＴ２９ａ及びＩＧＢＴ２９ｂに流れる電流を制御する。制御回路３は、還流ダイオード２の検出温度が高くなった場合、図示しない温度センサ２０１の検出温度に応じて、ゲート信号をＩＧＢＴ２９ｂに入力し、ＩＧＢＴ２９ｂに流れる電流の割合を多くすることで、還流ダイオード２に流れる順方向電流を小さくする。
【００５８】
また、シリコンのＩＧＢＴ２９ａ、２９ｂは、バイポーラデバイスであり、伝導度変調を用いるため、数百ボルト以上の高耐圧クラスにおいて、シリコンのＭＯＳＦＥＴより低抵抗である。これにより、本例は、高耐圧で低抵抗なスイッチング制御回路を提供することができる。
【００５９】
なお、本例は、ＩＧＢＴ２９ａ、２９ｂのコレクタ端子とダイオード３０ａ、３０ｂのカソード端子を接続するが、ＩＧＢＴ２９ａ、２９ｂのエミッタ端子とダイオード３０ａ、３０ｂのアノード端子を接続してもよい。そして、信頼性の高いスイッチング回路を得ることができる。
【００６０】
《第４実施形態》
図８は、発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路を示す。本例では上述した第１実施形態に対して、逆導通可能なスイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴ１の代わりに、逆阻止ＩＧＢＴ３２ａと逆阻止ＩＧＢＴ３２ｂとを逆並列に接続する双方向スイッチ３３を用いる。その他の構成については、第１実施形態の記載を適宜、援用する。
【００６１】
双方向スイッチ３３において、逆阻止ＩＧＢＴ３２ａに流れる電流が、順方向に導通する時に流れる電流となり、逆阻止ＩＧＢＴ３２ｂに流れる電流が、逆方向に導通する時に流れる電流となる。ダイオード２は、逆阻止ＩＧＢＴ３２ｂに流れる電流の向きと、同じ向きで双方向スイッチ３３に並列接続される。そのため、ダイオード２の順方向電流の向きは、逆阻止ＩＧＢＴ３２ｂに流れる、双方向スイッチ３３の逆方向に導通する電流の向きと同じになる。
【００６２】
制御回路３は、逆阻止ＩＧＢＴ３２ａと逆阻止ＩＧＢＴ３２ｂに、ゲート信号を送信し、逆阻止ＩＧＢＴ３２ａ及び逆阻止ＩＧＢＴ３２ｂに流れる電流を制御する。制御回路３は、還流ダイオード２の検出温度が高くなった場合、図示しない温度センサ２０１の検出温度に応じて、ゲート信号を逆阻止ＩＧＢＴ３２ｂに入力し、逆阻止ＩＧＢＴ３２ｂに流れる電流の割合を多くすることで、還流ダイオード２に流れる順方向電流を小さくする。
【００６３】
通常のＩＧＢＴはエミッタを基準にしてコレクタにマイナスの電圧を印加した場合、高い耐圧を保持できないが、逆阻止ＩＧＢＴ３２ａ、３２ｂは、そのような場合でも耐圧を保持できる。逆阻止ＩＧＢＴ３２ａ、３２ｂの構造は、ＩＧＢＴチップのダイシングラインの破砕層領域をＰ型領域で覆う構造である。これにより、通常のＩＧＢＴとダイオードを組み合わせた双方向スイッチに比べて、ダイオードの電圧降下が無い分、低抵抗で低損失なスイッチング回路を提供することができる。また、信頼性の高いスイッチング回路を得ることができる。
【００６４】
《第５実施形態》
図９は、発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路において、ＭＯＳＦＥＴ１１及び還流ダイオード１２に流れる電流の時間的な変化を示す。本例は上述した第１実施形態に対して、温度制御期間１０８において、ＭＯＳＦＥＴ１及び還流ダイオード２に流れる電流の割合を連続的に変化させている点で異なる。基本的な回路構成及び回路動作は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を援用する。
【００６５】
図９に示す、それぞれの温度制御期間１０８において、制御回路３は、ゲート電圧を連続的変化する制御信号をＭＯＳＦＥＴ１に送信する。そのため、温度制御期間１０８において、還流ダイオード２に流れる順方向電流とＭＯＳＦＥＴ１の逆方向に導通する電流との割合は連続的に変化し、還流ダイオード２に流れる順方向電流は連続的に小さく、ＭＯＳＦＥＴ１の逆方向に導通する電流は連続的に大きくなる。これにより、本例において、温度変化に対して応答性の高い制御を行うことができるため、ＭＯＳＦＥＴ１又は還流ダイオード２のどちらの素子の温度が極端に上昇することを防ぐことができ、より信頼性の高いスイッチング制御回路を提供することができる。
【００６６】
《第６実施形態》
図１０は、発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路において、ＭＯＳＦＥＴ１１及び還流ダイオード１２に流れる電流の時間的な変化を示す。本例は上述した第１実施形態に対して、温度制御期間１０９において、ＭＯＳＦＥＴ１及び還流ダイオード２に流れる電流の割合をパルスにより変化させている点で異なる。基本的な回路構成及び回路動作は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を援用する。
【００６７】
図１０に示す、それぞれの温度制御期間１０９において、制御回路３は、制御信号としてパルス信号をＭＯＳＦＥＴ１１に送信し、ＭＯＳＦＥＴ１１をオンオフする制御を行う。そのため、温度制御期間１０９において、還流ダイオード２に流れる順方向電流は間欠的に流れ、ＭＯＳＦＥＴ１の逆方向に導通する電流は間欠的に流れる。これにより、本例において、温度変化に対して応答性の高い制御を行うことができるため、ＭＯＳＦＥＴ１又は還流ダイオード２のどちらの素子の温度が極端に上昇することを防ぐことができ、より信頼性の高いスイッチング制御回路を提供することができる。
【００６８】
また、ＭＯＳＦＥＴ１に逆方向の電流を流す際、任意のゲート電圧を発生する必要がないため、ゲート電圧発生回路を単純化することができ、低コストで小型のスイッチング制御回路を提供することができる。
【００６９】
なお、上記のパルス制御信号による制御は、パルスの回数を変化させたり、パルスのデューティー比を変えたりすることで、ＭＯＳＦＥＴ１又は還流ダイオード２への温度の集中を抑制することができる。
【００７０】
《第７実施形態》
図１１は、発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路において、ＭＯＳＦＥＴ１及び還流ダイオード２の電流−電圧特性を示す。基本的な回路構成及び回路動作は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を援用する。
【００７１】
図１１は、ＭＯＳＦＥＴ１及び還流ダイオード２において、ソースを基準としてマイナスの電圧をドレインに、アノードを基準としてマイナスの電圧をカソードに印加する場合を示す。ＭＯＳＦＥＴ１のゲートをオンした場合、還流ダイオード２より低抵抗になり、ＭＯＳＦＥＴ１のゲートをオフした場合には還流ダイオード２より高抵抗になる。このような電流電圧特性を持つ素子を用いて図１に示すスイッチング制御回路を構成した場合、制御回路３はＭＯＳＦＥＴ１をオンすることで、ＭＯＳＦＥＴ１を導通する逆方向の電流が多くなり、また、制御回路３はＭＯＳＦＥＴ１をオフすることで、ＭＯＳＦＥＴ１に流れる逆方向の電流が少なくなる。これにより、本例のスイッチング制御回路は、ＭＯＳＦＥＴ１をオンオフさせる制御を行うことで、ＭＯＳＦＥＴ１に流れる逆方向の電流を制御し、還流ダイオード２に流れる順方向電流とＭＯＳＦＥＴ１に流れる逆方向の電流との割合を制御できる。
【００７２】
これにより、ＭＯＳＦＥＴ１と還流ダイオード２の素子の温度を、それぞれ広い範囲で制御することができ、信頼性の高いスイッチング制御回路を提供することができる。
【００７３】
《第８実施形態》
図１２及び図１３は、発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路において、ＭＯＳＦＥＴ１及び還流ダイオード２の実装形態を示す。基本的な回路構成及び回路動作は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を援用する。
【００７４】
図４及び５に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１及び還流ダイオード２は、実装基板７上で、別領域にそれぞれ形成される。図４は、ＭＯＳＦＥＴ１及び還流ダイオード２が、別々のチップで形成され、実装基板７上に実装される。図５は、ＭＯＳＦＥＴ１及び還流ダイオード２が同一のチップで形成されるが、それぞれの領域は分けられて、実装基板７上に実装される。
【００７５】
このように実装することにより、ＭＯＳＦＥＴ１及び還流ダイオード２が、熱的に分離できるため、それぞれの素子の温度を制御することができる。
【００７６】
なお、図５に示す実装形態において、例えば、チップ内部にＭＯＳＦＥＴ１が形成され、チップ外周部に還流ダイオード２が形成される場合や、またその逆により形成されてもよい。
【００７７】
《第９実施形態》
図１４は、発明の他の実施形態に係る電力変換装置として、上記のスイッチング制御回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータを示す。
【００７８】
図１４に示すように、図１のスイッチング回路と同様に、ＭＯＳＦＥＴ２０と還流ダイオード２１を並列に接続し、ＭＯＳＦＥＴ２３と還流ダイオード２４を並列に接続する。そして、ＭＯＳＦＥＴ２０及び還流ダイオード２１の並列回路と、ＭＯＳＦＥＴ２３及び還流ダイオード２４の並列回路とが直列に接続され、当該直列の両端子がＤ側からの入力又は出力端子となる。そして、当該直列の端子の間に、平滑コンデンサ２７が接続される。そして、Ｃ側からの入力又は出力端子の間に、平滑コンデンサ２６が接続され、コイル２８を介して、ＭＯＳＦＥＴ２３及び還流ダイオード２４の並列回路が接続される。温度センサ２０１ａは、ＭＯＳＦＥＴ２０及び還流ダイオード２１の温度を、温度センサ２０１ｂは、ＭＯＳＦＥＴ２３及び還流ダイオード２４の温度を検出する。制御回路２２及び２５は、ＭＯＳＦＥＴ２０及びＭＯＳＦＥＴ２３にそれぞれゲート信号を送信し、電流を制御する。
【００７９】
図１４のＣ側を入力、Ｄ側を出力とした場合、ＭＯＳＦＥＴ２３、還流ダイオード２１、制御回路２５、平滑コンデンサ２７、コイル２８によって、昇圧チョッパ回路が形成される。また、Ｄ側を入力、Ｃ側を出力とすると、ＭＯＳＦＥＴ２０、還流ダイオード２４、制御回路２２、平滑コンデンサ２６、コイル２８によって降圧チョッパ回路が形成される。
【００８０】
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路内で還流電流が発生し、例えば還流ダイオード２１に還流電流が流れる場合、制御回路２２は、温度２０１ａの検出温度に応じて、ＭＯＳＦＥＴ２０のゲート電圧を大きくし、還流電流をＭＯＳＦＥＴ２０へ流す。これにより、還流ダイオード２１に流れる順方向電流を小さくすることができ、還流ダイオード２１の温度上昇を抑えることができる。また還流ダイオード２４についても、同様の電流制御をすることができる。
【００８１】
これにより、例えば、Ｃ側を入力、Ｄ側を出力とした昇圧チョッパ回路として連続して動作させた場合、ＭＯＳＦＥＴ２０および還流ダイオード２１に断続的に還流電流が流れ、ＭＯＳＦＥＴ２０および還流ダイオード２１が発熱しやすくなるが、ＭＯＳＦＥＴ２０および還流ダイオード２１に流れる電流の割合を制御することによって、発熱がＭＯＳＦＥＴ２０又は還流ダイオード２１に集中されることを防ぐことができ、ＤＣ−ＤＣコンバータとして、高い信頼性を得ることができる。
【符号の説明】
【００８２】
１…ＭＯＳＦＥＴ
２…還流ダイオード
３…制御回路
４…ゲート信号発生部
５…ゲート駆動回路部
６…温度制御部
７…実装基板
８…三相同期モータ
９…直流電源
１０…平滑用コンデンサ
１１…上アームＭＯＳＦＥＴ
１２…上アーム還流ダイオード
１３ 上アーム制御回路
１４ 下アームＭＯＳＦＥＴ
１５ 下アーム還流ダイオード
１６ 下アーム制御回路
１７…電流センサー
１８…電流センサー
１９…演算回路
２０…ＭＯＳＦＥＴ
２１…還流ダイオード
２２…制御回路
２３…ＭＯＳＦＥＴ
２４…還流ダイオード
２５…制御回路
２６…平滑コンデンサ
２７…平滑コンデンサ
２８…コイル
２９ａ、２９ｂ…ＩＧＢＴ
３０ａ、３０ｂ…ダイオード
３１…双方向スイッチ
３２ａ、３２ｂ…逆阻止ＩＧＢＴ
３３ａ、３３ｂ 双方向スイッチ
１０１…還流動作期間
１０２ 還流動作期間
１０３ 還流動作期間
１０４…期間
１０５…第一デッドタイム期間
１０６…温度制御期間
１０７…第二デッドタイム期間
１０８…温度制御期間
１０９…温度制御期間
２０１、２０１ａ、２０１ｂ…温度センサ
３１１…直列回路
３１２…直列回路
４０１…上下アーム回路
４０２…上下アーム回路
４０３…上下アーム回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＭＯＳＦＥＴとダイオードを並列に接続するスイッチング回路において、ダイオードの順方向降下値をＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの順方向電圧降下値より小さくするスイッチング回路が知られている（特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−１１５５５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、従来のスイッチング回路及びモータを含むインバータ回路において、例えばモータがロックした状態で高トルクを発生させる動作をした場合、ダイオードに高い還流電流が流れてしまい、ダイオードの発熱が大きくなるという問題があった。
【０００５】
そこで、本発明において、発熱がダイオードに集中することを抑制できるスイッチング制御回路を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、ダイオードに並列接続されるスイッチング手段の逆方向導通時の電流を制御するスイッチング制御回路によって上記課題を解決する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、ダイオードとスイッチング素子とを並列接続し、当該スイッチング素子の逆方向導通時の電流を制御するため、前記ダイオードに高い電流が流れることを防ぎ、その結果、発熱がダイオードに集中することを抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】発明の実施形態に係るスイッチング回路を示す回路図である。
【図２】図１のＭＯＳＦＥＴのプラスのドレイン電圧に対するドレイン電流の特性図を示す。
【図３】図１のＭＯＳＦＥＴのマイナスのドレイン電圧に対するドレイン電流の特性図を示す。
【図４】図１のスイッチング制御回路を用いた三相同期インバータ回路
【図５】図１のＭＯＳＦＥＴ及び還流ダイオードにおける時間に対する電流の特性図である。
【図６】発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路を示す回路図である。
【図７】発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路を示す回路図である。
【図８】発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路を示す回路図である。
【図９】発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路において、ＭＯＳＦＥＴ及び還流ダイオードにおける時間に対する電流の特性図である。
【図１０】発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路において、ＭＯＳＦＥＴ及び還流ダイオードにおける時間に対する電流の特性図である。
【図１１】発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路において、ＭＯＳＦＥＴ及び還流ダイオードの電圧に対する電流の特性図である。
【図１２】発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路において、ＭＯＳＦＥＴ及び還流ダイオードの実装形態を示す平面図である。
【図１３】発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路において、ＭＯＳＦＥＴ及び還流ダイオードの実装形態を示す平面図である。
【図１４】発明の他の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
【００１０】
《第１実施形態》
図１は、発明の実施形態に係るスイッチング制御回路を示す回路図である。図２はＭＯＳＦＥＴ１のプラスのドレイン電圧に対するドレイン電流を、図３はＭＯＳＦＥＴ１のマイナスのドレイン電圧に対するドレイン電流を示す。
【００１１】
図１に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１は、還流ダイオード２と並列に接続され、ＭＯＳＦＥＴ１のドレイン端子は還流ダイオード２のカソード端子と、ＭＯＳＦＥＴ１のソース端子は還流ダイオード２のアノード端子と接続される。なお、本例はＭＯＳＦＥＴ１にＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴを用いる。
【００１２】
ＭＯＳＦＥＴ１は、寄生ダイオードを有し、還流ダイオード２は、当該寄生ダイオードと同方向に接続されている。またＭＯＳＦＥＴ１にゲート電圧を加え順方向に導通させると、ドレイン−ソース間で順方向の電流が流れる。そのため、還流ダイオード２は、ＭＯＳＦＥＴを順方向に導通させて流す電流に対して、逆向きに接続される。
【００１３】
制御回路３は、ゲート信号発生部４、ゲート駆動回路部５及び温度制御部６を有し、ＭＯＳＦＥＴ１のゲート端子に対して制御信号を送り、ＭＯＳＦＥＴ１を制御する。ゲート信号発生部４は例えばＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調のための制御信号をＭＯＳＦＥＴ１に送信し、ゲート駆動回路部５は、ＭＯＳＦＥＴ１のゲート容量を充放電するための電流、電圧を供給する。温度制御部６は、温度センサ２０１の検出温度に応じて、ＭＯＳＦＥＴ１に流れる電流を制御する。
【００１４】
温度センサ２０１は、ＭＯＳＦＥＴ１と還流ダイオード２の半導体チップ上に設けられ、ＭＯＳＦＥＴ１の温度と還流ダイオード２の温度をそれぞれ検出し、それぞれの検出温度を温度制御部６へ送信する。温度センサ２０１として、例えばポリシリコンで形成したＰＮダイオードや、熱電対等を用いることができる。ＰＮダイオードは温度によって、順方向立ち上がり電圧が変化する。そのため、ＰＮダイオードに定電流源を接続し、電圧降下を測定することで、温度センサ２０１として用いることができる。
【００１５】
なお、温度センサ２０１は、ＭＯＳＦＥＴ１のみに設定してもよく、還流ダイオード２のみに設定してもよい。また、制御回路２００と温度センサ２０１による制御内容は、後述する。
【００１６】
次に、図２及び３を用いて、本例のＭＯＳＦＥＴ１の電流−電圧特性を説明する。
【００１７】
図２は、ＭＯＳＦＥＴ１において、ソースを基準としてプラスの電圧をドレインに印加する場合を示す。ゲートがオン状態で、ドレインに数ボルトの電圧が印加されると、ドレインからソースへ低抵抗で導通され、順方向の電流が流れる。一方、ゲートがオフ状態の場合、高電圧を印加しても、電流はドレイン−ソース間でほとんど流れない。さらにドレイン耐圧を超える電圧をドレインに印加すると、ブレイクダウンし、電流が急激に流れ始める。なお、通常、ドレイン耐圧は数十から数百ボルトである。
【００１８】
図３は、ＭＯＳＦＥＴ１において、ソースを基準としてマイナスの電圧をドレインに印加する場合を示す。ゲートがオン状態で、ドレインに数ボルトの負の電圧が印加されると、ソースからドレインへ低抵抗で導通され、逆方向の電流が流れる。また、ゲートがオフ状態で、ドレインに負の電圧が印加されると、ＭＯＳＦＥＴ１の寄生ダイオードであるＰＮダイオードが導通され、電流が流れる。なお、本例は、図２及び図３に示すように、上記の特性を逆導通可能と称す。
【００１９】
次に、本例のスイッチング制御回路を三相インバータの電力変換装置に用いる例を、図４及び図５を用いて、説明する。
【００２０】
図４に示す三相インバータ回路は、本例のＭＯＳＥＥＴ１１と還流ダイオード１２との並列回路と、本例のＭＯＳＦＥＴ１４と還流ダイオード１５との並列回路とを直列接続した上下アーム回路４０１〜４０３、直流電源９、負荷として誘導性負荷である三相同期モータ８及び平滑用コンデンサ１０を有する。三個の上記アーム回路４０１〜４０３は並列に接続され、当該三並列させた上記アーム回路４０１〜４０３と平滑用コンデンサ１０は、直流電源９の正極端子と負極端子の間に接続され、三相同期モータ８の三相端子が、三並列された上下アーム回路４０１〜４０３の中間接続点にそれぞれ接続される。これにより本例のＭＯＳＦＥＴ１１、１４及び還流ダイオード１２、１５は、ＰＷＭ回路を形成し、三相同期モータ８の回転数やトルクを調整する。還流ダイオード１２及び還流ダイオード１５は、一般的な還流ダイオードと同様に、誘導性負荷に流れる電流が急激に遮断されることを防ぐ役割を持つ。還流ダイオード１２、１５はシリコンのＰＮダイオードや炭化珪素ショットキーバリアダイオード等を用いる。また還流ダイオード１２、１５はＭＯＳＦＦＥＴ１１、１４とほぼ同等の耐圧を持つよう設計されている。
【００２１】
本例のインバータ回路において、例えば、上下アーム回路４０２の上アームのＭＯＳＦＥＴ１１及び上下アーム回路４０１の下アームのＭＯＳＦＥＴ１４がオン状態になると、直流電源９より電流が、Ｖ−Ｕ相で流れ出す。次に当該ＭＯＳＦＥＴ１４がオフ状態になると、三相同期モータが有するインダクタンス成分により、還流電流が、上下アーム回路４０１の還流ダイオード１２及びＭＯＳＦＥＴ１１に流れる。
【００２２】
次に、Ｕ相に着目し、本例のスイッチング制御回路の制御を説明する。図４に示すようにＵ相の電流の向きは、三相同期モータ８からインバータ回路に向かって流れる電流の向きをＡと、インバータ回路から三相同期モータ８に向かって流れる電流の向きをＢとする。
【００２３】
まずＵ相を流れる電流の向きがＡの場合、下アームのＭＯＳＦＥＴ１４がオフであると、上アームの還流ダイオード１２に順方向電流が流れる。上アームの還流ダイオード１２に順方向電流が流れると、還流ダイオード１２の温度が上昇する。本例は、温度センサ２０１ａにより、還流ダイオード１２の温度とＭＯＳＦＥＴ１１の温度を検出し、検出温度を制御回路１３へ送信する。制御回路１３は、当該検出温度に応じて、ＭＯＳＦＥＴ１１に印加するゲート電圧を制御する。
【００２４】
具体的に、制御回路１３は、還流ダイオード１２に順方向電流が流れている時、還流ダイオード１２の検出温度とＭＯＳＦＥＴ１１の検出温度とを比較する。還流ダイオード１２の検出温度がＭＯＳＦＥＴ１１の検出温度より高い場合、制御回路１３は、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート電圧を上昇させ、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流を大きくし、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる電流の割合を大きくする。これにより、還流ダイオード１２に流れる順方向電流が低下し、還流ダイオード１２の温度を下げることができる。
【００２５】
また、還流ダイオード１２の検出温度がＭＯＳＦＥＴ１１の検出温度より低い場合、制御回路１３は、ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート電圧を低下させ、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流を小さくし、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる電流の割合を小さくする。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流が低下し、ＭＯＳＦＥＴ１１の温度を下げることができる。
【００２６】
次にＵ相を流れる電流の向きがＢの場合、上アームのＭＯＳＦＥＴ１１がオフであると、下アームの還流ダイオード１５に順方向電流が流れる。下アームの還流ダイオード１５に順方向電流が流れると、還流ダイオード１５の温度が上昇する。本例は、温度センサ２０１ｂにより、還流ダイオード１５の温度とＭＯＳＦＥＴ１４の温度を検出し、検出温度を制御回路１６へ送信する。制御回路１６は、当該検出温度に応じて、ＭＯＳＦＥＴ１４に印加するゲート電圧を制御する。
【００２７】
具体的に、制御回路１６は、還流ダイオード１５に順方向電流が流れている時、還流ダイオード１５の検出温度とＭＯＳＦＥＴ１４の検出温度とを比較する。還流ダイオード１５の検出温度がＭＯＳＦＥＴ１４の検出温度より高い場合、制御回路１６は、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート電圧を上昇させ、ＭＯＳＦＥＴ１４に流れる逆方向の電流を大きくし、ＭＯＳＦＥＴ１４に流れる電流の割合を大きくする。これにより、還流ダイオード１５に流れる順方向電流が低下し、還流ダイオード１５の温度を下げることができる。
【００２８】
また、還流ダイオード１５の検出温度がＭＯＳＦＥＴ１４の検出温度より低い場合、制御回路１６は、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート電圧を低下させ、ＭＯＳＦＥＴ１４に流れる逆方向の電流を小さくし、ＭＯＳＦＥＴ１４に流れる電流の割合を小さくする。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１４に流れる逆方向の電流が低下し、ＭＯＳＦＥＴ１４の温度を下げることができる。
【００２９】
なお、上記では、Ｕ相の例について説明するが、Ｖ相及びＷ相についても同様である。
【００３０】
次に、Ｕ相を流れる電流の向きがＡの場合、ＭＯＳＦＥＴ１１及び還流ダイオード１２に流れる電流の時間的な変化を、図５を用いて説明する。
【００３１】
図５を参照し、ＭＯＳＦＥＴ１１の逆方向に電流が、還流ダイオードに順方向電流が流れている期間を、還流動作期間１０１、１０２、１０３とする。還流動作期間の周期１０４は、ＰＷＭの制御信号のキャリア周波数に依存し、例えばキャリア周波数が数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚの場合、当該周期１０４は数十μ秒〜数百μ秒である。還流動作期間１０１は、第１デッドタイム期間１０５、温度制御期間１０６及び第２デッドタイム期間１０７を有する。第１デットタイム期間１０５と第２デッドタイム期間１０７は、上下アーム回路４０１〜４０３のＭＯＳＦＥＴ１１とＭＯＳＦＥＴ１４が同時にオンされることを防ぐために設けられ、温度制御期間１０６の前後の期間に設けられる。第１デットタイム期間１０５と第２デッドタイム期間１０７において、還流電流は、還流ダイオード１２とＭＯＳＦＥＴ１１の寄生ダイオードに流れ、還流ダイオード１２の順方向電流は、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流より大きい。
【００３２】
温度制御期間１０６は、温度センサ２０１の検出温度に応じて、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流又は還流ダイオード１２の順方向電流を制御回路１３により制御する期間を示す。また、制御回路１３において、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流と還流ダイオード１２に流れる順方向電流の割合は、上述の通り、ＭＯＳＦＥＴ１１をオンにして、ゲート電圧を制御する。
【００３３】
そして、図５に示すように、温度制御期間１０６において、還流ダイオード１２の検出温度がＭＯＳＦＥＴ１１の検出温度より高い場合、制御回路１３は、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流の割合を時系列的に徐々に大きくし、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向に導通する電流を徐々に増加させる。その分、還流ダイオード１２に流れる順方向電流の割合は時系列的に徐々に小さくなり、還流ダイオード１２に流れる順方向電流が徐々に減少する。これにより、本例は、還流ダイオード１２の温度が上昇することを抑制することができる。
【００３４】
また、温度制御期間１０６において、ＭＯＳＦＥＴ１１の検出温度が還流ダイオード１２の検出温度より高い場合、制御回路３は、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流の割合を時系列的に徐々に小さくし、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向に導通する電流を徐々に減少させる。その分、還流ダイオード１２に流れる順方向電流の割合は時系列的に徐々に大きくなり、還流ダイオード１２に流れる順方向電流が徐々に増加する。これにより、本例は、ＭＯＳＦＥＴ１１の温度が上昇することを抑制することができる。
【００３５】
ここで、図５に示す、それぞれの温度制御期間１０６において、制御回路３は、ゲート電圧を一定にする制御信号をＭＯＳＦＥＴ１１に送信する。これにより、制御回路３による制御の際、他の機器からの影響を受けにくく、本例のスイッチング回路は、安定した制御を行うことができる。
【００３６】
また、本例は、ＭＯＳＦＥＴ１１の検出温度と還流ダイオード１２の検出温度とを比較し、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流と還流ダイオード１２に流れる順方向電流の割合を制御するが、以下のように制御することも可能である。
【００３７】
制御回路１３は、予め設定される所定値と還流ダイオードの１２の検出温度を比較し、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流と還流ダイオード１２に流れる順方向電流の割合を制御する。当該所定値は、例えば、本例のスイッチング制御回路に組み込まれる還流ダイオード１２、１５又はＭＯＳＦＥＴ１１，１４の設計上、還流ダイオード１２、１５又はＭＯＳＦＥＴ１１，１４の制御動作を保証できる温度を測定し、当該保証できる温度に対応する値を所定値として設定する。
【００３８】
そして、還流ダイオード１２の検出温度が当該所定値より低い場合、制御回路１３は、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流と還流ダイオード１２に流れる順方向電流の割合は変化させず、還流ダイオード１２の検出温度が当該所定値より高くなる場合、制御回路１３は、還流ダイオード１２に流れる順方向電流の割合を減少させ、還流ダイオード１２に流れる順方向電流を少なくする。これにより、本例において、還流ダイオード１２の温度は、動作保証される温度の範囲内をとることができる。
【００３９】
またＭＯＳＦＥＴ１１についても同様に、予め設定される所定値とＭＯＳＦＥＴ１１の検出温度を比較し、ＭＯＳＦＥＴ１１に流れる逆方向の電流と還流ダイオード１２に流れる順方向電流の割合を制御すればよい。
【００４０】
上記のように、本例において、制御回路３は、温度センサ２０１の検出温度に応じて、ＭＯＳＦＥＴ１の逆方向導通時に流れる電流を制御する。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１と還流ダイオード２に流れる電流によって、ＭＯＳＦＥＴ１又は還流ダイオード２のいずれかの素子に熱が集中することを抑制することができ、その結果として、高温度による破壊を防ぐための還流ダイオード２のチップ面積を増大化せず、信頼性の高いスイッチング制御回路を得ることができる。
【００４１】
また本例は、温度センサ２０１の検出温度に応じて、ＭＯＳＦＥＴ１に流れる逆方向の電流と還流ダイオード２に流れる順方向電流の割合を制御する。これにより、還流ダイオード２の温度が高い場合、還流ダイオード２に流れる順方向電流の割合を減少させて、当該順方向電流を少なくすることができるため、本例は、還流ダイオード２の温度の上昇を抑制できる。またＭＯＳＦＥＴ１の温度が高い場合、ＭＯＳＦＥＴ１に流れる逆方向の電流の割合を減少させて、当該電流を少なくすることができるため、本例は、ＭＯＳＦＥＴ１の温度の上昇を抑制できる。
【００４２】
また本例は、制御回路３において、還流ダイオード２の検出温度が所定値より高い場合、還流ダイオード２の順方向電流の割合を減少させる。これにより、還流ダイオード２の温度上昇に上限が設けられることになるため、還流ダイオード２の動作を保証し、スイッチング制御回路としての信頼性を高めることができる。
【００４３】
また本例は、制御回路３において、ＭＯＳＦＥＴ１の検出温度が所定値より高い場合、ＭＯＳＦＥＴ１の逆方向の電流の割合を減少させる。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１の温度上昇に上限が設けられることになるため、ＭＯＳＦＥＴ１の動作を保証し、スイッチング制御回路としての信頼性を高めることができる。
【００４４】
また本例は、還流ダイオード２の検出温度がＭＯＳＦＥＴ１の検出温度より高い場合、還流ダイオード２に流れる順方向電流の割合を減少させる。これにより、還流ダイオード２に流れる順方向電流又はＭＯＳＦＥＴ１の逆方向の電流を起因として発生する熱量を、より温度の低い素子で消費させることができるため、還流ダイオード２又はＭＯＳＦＥＴ１の温度が集中的に上昇することを抑制することができる。
【００４５】
また本例は、ＭＯＳＦＥＴ１の検出温度が還流ダイオード２の検出温度より高い場合、ＭＯＳＦＥＴ１に流れる逆方向の電流の割合を減少させる。これにより、還流ダイオード２に流れる順方向電流又はＭＯＳＦＥＴ１の逆方向の電流を起因として発生する熱量を、より温度の低い素子で消費させることができるため、還流ダイオード２又はＭＯＳＦＥＴ１の温度が集中的に上昇することを抑制することができる。
【００４６】
また本例は、上記制御により、ＭＯＳＦＥＴ１と還流ダイオード２と温度を等しくなるよう制御できるため、還流ダイオード２又はＭＯＳＦＥＴ１の温度が集中的に上昇することを抑制することができる。
【００４７】
また本例は、温度センサ２０１で検出されるＭＯＳＦＥＴ１と還流ダイオード２の各チップの温度を、制御回路３にフィードバック回路構成をとる。これにより、本例は、より精密な温度制御が可能になり、信頼性の高いスイッチング回路を得ることができる。
【００４８】
また本例は、スイッチング制御回路をインバータ回路に用いて、誘導負荷により発生する還流電流をＭＯＳＦＥＴ１に流し、当該還流電流を制御する。例えば、誘導負荷たるモータの回転部分がロックした状態で高いトルクを出そうとすると、特定の相のいずれかのアームに、還流電流が流れる場合がある。本例において、かかる場合、還流電流がＭＯＳＦＥＴ１又は還流ダイオード２のいずれかに集中的に流れることを防ぐことができるため、より信頼性の高い電力変換装置を得ることができる。
【００４９】
なお、本例のＭＯＳＦＥＴ１は本発明の「スイッチング素子」に相当し、還流ダイオード２は「ダイオード」に、温度センサ２０１は「温度検出手段」に、制御回路３は、「制御手段」に相当する。
【００５０】
《第２実施形態》
図６は、発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路を示す。本例では上述した第１実施形態に対して、ＭＯＳＦＥＴ１に電流センサ１７を還流ダイオード２に電流センサ１８を接続する。その他の構成については、第１実施形態の記載を適宜、援用する。
【００５１】
図６に示すスイッチング制御回路は、ＭＯＳＦＥＴ１のドレイン端子側に電流センサ１７を設置し、還流ダイオード２のカソード端子側に電流センサ１８を設置してある。演算回路１９は、電流センサ１７、１８で測定される電流の測定値からＭＯＳＦＥＴ１と還流ダイオード２の消費電力をそれぞれ演算し、さらにチップ温度をそれぞれ演算し、演算結果を温度制御部６へ送信する。そして、温度制御部６は、演算回路１９のそれぞれの演算結果をＭＯＳＦＥＴ１の検出温度、還流ダイオード２の検出温度として、ＭＯＳＦＥＴ１及び還流ダイオード２の電流を制御する。
【００５２】
これにより、本例は、ＭＯＳＦＥＴ１と還流ダイオード２の各チップの温度を検出する構成として、温度センサ２０１の代わりに、電流センサ１７、１８及び演算回路１９を用いて、当該温度を把握することできる。また、ＭＯＳＦＥＴ１と還流ダイオード２の電流を測定することにより、当該電流が、制御回路３により制御されているか否かを確認することができる。そして、信頼性の高いスイッチング回路を得ることができる。
【００５３】
なお、電流センサ１７、１８は、ＭＯＳＦＥＴ１のみ又は還流ダイオード２のみに設けてもよい。また、図６ではＭＯＳＦＥＴ１のドレイン側、還流ダイオード２のカソード側に設置した場合を示したが、ＭＯＳＦＥＴ１のソース側、還流ダイオード２のアノード側に設置されていても良い。電流センサ１７、１８は、ＭＯＳＦＥＴ１又は還流ダイオード２に接続される配線に発生する磁化を測定する、又は、ＭＯＳＦＥＴ１又は還流ダイオード２の半導体チップ内に電流の一部を分岐する構造を持たせて、分岐される電流を測定することにより、演算回路１９により演算される当該測定値をえるよう構成してもよい。
【００５４】
なお、本例の電流センサ１７，１８及び演算回路１９が、本発明の「温度検出手段」に相当する。
【００５５】
《第３実施形態》
図７は、発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路を示す。本例では上述した第１実施形態に対して、逆導通可能なスイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴ１の代わりに、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）とダイオードを組み合わせる双方向スイッチ３１を接続する。その他の構成については、第１実施形態の記載を適宜、援用する。
【００５６】
図７に示す、スイッチング制御回路は、ＩＧＢＴ２９ａのコレクタ端子とダイオード３０ａのカソード端子を接続し、それぞれＩＧＢＴ２９ｂとダイオード３０ｂの直列回路３１１、３１２を逆並列に接続する。双方向スイッチ３１において、直列回路３１１に流れる電流が、順方向に導通する時に流れる電流となり、直列回路３１２に流れる電流が、逆方向に導通する時に流れる電流となる。ダイオード２は、直列回路３１２に流れる電流の向きと、同じ向きで、双方向スイッチ３１に並列接続される。そのため、ダイオード２の順方向電流の向きは、直列回路３１２に流れる、双方向スイッチ３１の逆方向に導通する電流の向きと同じになる。
【００５７】
制御回路３は、ＩＧＢＴ２９ａとＩＧＢＴ２９ｂに、ゲート信号を送信し、ＩＧＢＴ２９ａ及びＩＧＢＴ２９ｂに流れる電流を制御する。制御回路３は、還流ダイオード２の検出温度が高くなった場合、図示しない温度センサ２０１の検出温度に応じて、ゲート信号をＩＧＢＴ２９ｂに入力し、ＩＧＢＴ２９ｂに流れる電流の割合を多くすることで、還流ダイオード２に流れる順方向電流を小さくする。
【００５８】
また、シリコンのＩＧＢＴ２９ａ、２９ｂは、バイポーラデバイスであり、伝導度変調を用いるため、数百ボルト以上の高耐圧クラスにおいて、シリコンのＭＯＳＦＥＴより低抵抗である。これにより、本例は、高耐圧で低抵抗なスイッチング制御回路を提供することができる。
【００５９】
なお、本例は、ＩＧＢＴ２９ａ、２９ｂのコレクタ端子とダイオード３０ａ、３０ｂのカソード端子を接続するが、ＩＧＢＴ２９ａ、２９ｂのエミッタ端子とダイオード３０ａ、３０ｂのアノード端子を接続してもよい。そして、信頼性の高いスイッチング回路を得ることができる。
【００６０】
《第４実施形態》
図８は、発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路を示す。本例では上述した第１実施形態に対して、逆導通可能なスイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴ１の代わりに、逆阻止ＩＧＢＴ３２ａと逆阻止ＩＧＢＴ３２ｂとを逆並列に接続する双方向スイッチ３３を用いる。その他の構成については、第１実施形態の記載を適宜、援用する。
【００６１】
双方向スイッチ３３において、逆阻止ＩＧＢＴ３２ａに流れる電流が、順方向に導通する時に流れる電流となり、逆阻止ＩＧＢＴ３２ｂに流れる電流が、逆方向に導通する時に流れる電流となる。ダイオード２は、逆阻止ＩＧＢＴ３２ｂに流れる電流の向きと、同じ向きで双方向スイッチ３３に並列接続される。そのため、ダイオード２の順方向電流の向きは、逆阻止ＩＧＢＴ３２ｂに流れる、双方向スイッチ３３の逆方向に導通する電流の向きと同じになる。
【００６２】
制御回路３は、逆阻止ＩＧＢＴ３２ａと逆阻止ＩＧＢＴ３２ｂに、ゲート信号を送信し、逆阻止ＩＧＢＴ３２ａ及び逆阻止ＩＧＢＴ３２ｂに流れる電流を制御する。制御回路３は、還流ダイオード２の検出温度が高くなった場合、図示しない温度センサ２０１の検出温度に応じて、ゲート信号を逆阻止ＩＧＢＴ３２ｂに入力し、逆阻止ＩＧＢＴ３２ｂに流れる電流の割合を多くすることで、還流ダイオード２に流れる順方向電流を小さくする。
【００６３】
通常のＩＧＢＴはエミッタを基準にしてコレクタにマイナスの電圧を印加した場合、高い耐圧を保持できないが、逆阻止ＩＧＢＴ３２ａ、３２ｂは、そのような場合でも耐圧を保持できる。逆阻止ＩＧＢＴ３２ａ、３２ｂの構造は、ＩＧＢＴチップのダイシングラインの破砕層領域をＰ型領域で覆う構造である。これにより、通常のＩＧＢＴとダイオードを組み合わせた双方向スイッチに比べて、ダイオードの電圧降下が無い分、低抵抗で低損失なスイッチング回路を提供することができる。また、信頼性の高いスイッチング回路を得ることができる。
【００６４】
《第５実施形態》
図９は、発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路において、ＭＯＳＦＥＴ１１及び還流ダイオード１２に流れる電流の時間的な変化を示す。本例は上述した第１実施形態に対して、温度制御期間１０８において、ＭＯＳＦＥＴ１及び還流ダイオード２に流れる電流の割合を連続的に変化させている点で異なる。基本的な回路構成及び回路動作は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を援用する。
【００６５】
図９に示す、それぞれの温度制御期間１０８において、制御回路３は、ゲート電圧を連続的変化する制御信号をＭＯＳＦＥＴ１に送信する。そのため、温度制御期間１０８において、還流ダイオード２に流れる順方向電流とＭＯＳＦＥＴ１の逆方向に導通する電流との割合は連続的に変化し、還流ダイオード２に流れる順方向電流は連続的に小さく、ＭＯＳＦＥＴ１の逆方向に導通する電流は連続的に大きくなる。これにより、本例において、温度変化に対して応答性の高い制御を行うことができるため、ＭＯＳＦＥＴ１又は還流ダイオード２のどちらの素子の温度が極端に上昇することを防ぐことができ、より信頼性の高いスイッチング制御回路を提供することができる。
【００６６】
《第６実施形態》
図１０は、発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路において、ＭＯＳＦＥＴ１１及び還流ダイオード１２に流れる電流の時間的な変化を示す。本例は上述した第１実施形態に対して、温度制御期間１０９において、ＭＯＳＦＥＴ１及び還流ダイオード２に流れる電流の割合をパルスにより変化させている点で異なる。基本的な回路構成及び回路動作は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を援用する。
【００６７】
図１０に示す、それぞれの温度制御期間１０９において、制御回路３は、制御信号としてパルス信号をＭＯＳＦＥＴ１１に送信し、ＭＯＳＦＥＴ１１をオンオフする制御を行う。そのため、温度制御期間１０９において、還流ダイオード２に流れる順方向電流は間欠的に流れ、ＭＯＳＦＥＴ１の逆方向に導通する電流は間欠的に流れる。これにより、本例において、温度変化に対して応答性の高い制御を行うことができるため、ＭＯＳＦＥＴ１又は還流ダイオード２のどちらの素子の温度が極端に上昇することを防ぐことができ、より信頼性の高いスイッチング制御回路を提供することができる。
【００６８】
また、ＭＯＳＦＥＴ１に逆方向の電流を流す際、任意のゲート電圧を発生する必要がないため、ゲート電圧発生回路を単純化することができ、低コストで小型のスイッチング制御回路を提供することができる。
【００６９】
なお、上記のパルス制御信号による制御は、パルスの回数を変化させたり、パルスのデューティー比を変えたりすることで、ＭＯＳＦＥＴ１又は還流ダイオード２への温度の集中を抑制することができる。
【００７０】
《第７実施形態》
図１１は、発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路において、ＭＯＳＦＥＴ１及び還流ダイオード２の電流−電圧特性を示す。基本的な回路構成及び回路動作は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を援用する。
【００７１】
図１１は、ＭＯＳＦＥＴ１及び還流ダイオード２において、ソースを基準としてマイナスの電圧をドレインに、アノードを基準としてマイナスの電圧をカソードに印加する場合を示す。ＭＯＳＦＥＴ１のゲートをオンした場合、還流ダイオード２より低抵抗になり、ＭＯＳＦＥＴ１のゲートをオフした場合には還流ダイオード２より高抵抗になる。このような電流電圧特性を持つ素子を用いて図１に示すスイッチング制御回路を構成した場合、制御回路３はＭＯＳＦＥＴ１をオンすることで、ＭＯＳＦＥＴ１を導通する逆方向の電流が多くなり、また、制御回路３はＭＯＳＦＥＴ１をオフすることで、ＭＯＳＦＥＴ１に流れる逆方向の電流が少なくなる。これにより、本例のスイッチング制御回路は、ＭＯＳＦＥＴ１をオンオフさせる制御を行うことで、ＭＯＳＦＥＴ１に流れる逆方向の電流を制御し、還流ダイオード２に流れる順方向電流とＭＯＳＦＥＴ１に流れる逆方向の電流との割合を制御できる。
【００７２】
これにより、ＭＯＳＦＥＴ１と還流ダイオード２の素子の温度を、それぞれ広い範囲で制御することができ、信頼性の高いスイッチング制御回路を提供することができる。
【００７３】
《第８実施形態》
図１２及び図１３は、発明の他の実施形態に係るスイッチング制御回路において、ＭＯＳＦＥＴ１及び還流ダイオード２の実装形態を示す。基本的な回路構成及び回路動作は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を援用する。
【００７４】
図４及び５に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１及び還流ダイオード２は、実装基板７上で、別領域にそれぞれ形成される。図４は、ＭＯＳＦＥＴ１及び還流ダイオード２が、別々のチップで形成され、実装基板７上に実装される。図５は、ＭＯＳＦＥＴ１及び還流ダイオード２が同一のチップで形成されるが、それぞれの領域は分けられて、実装基板７上に実装される。
【００７５】
このように実装することにより、ＭＯＳＦＥＴ１及び還流ダイオード２が、熱的に分離できるため、それぞれの素子の温度を制御することができる。
【００７６】
なお、図５に示す実装形態において、例えば、チップ内部にＭＯＳＦＥＴ１が形成され、チップ外周部に還流ダイオード２が形成される場合や、またその逆により形成されてもよい。
【００７７】
《第９実施形態》
図１４は、発明の他の実施形態に係る電力変換装置として、上記のスイッチング制御回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータを示す。
【００７８】
図１４に示すように、図１のスイッチング回路と同様に、ＭＯＳＦＥＴ２０と還流ダイオード２１を並列に接続し、ＭＯＳＦＥＴ２３と還流ダイオード２４を並列に接続する。そして、ＭＯＳＦＥＴ２０及び還流ダイオード２１の並列回路と、ＭＯＳＦＥＴ２３及び還流ダイオード２４の並列回路とが直列に接続され、当該直列の両端子がＤ側からの入力又は出力端子となる。そして、当該直列の端子の間に、平滑コンデンサ２７が接続される。そして、Ｃ側からの入力又は出力端子の間に、平滑コンデンサ２６が接続され、コイル２８を介して、ＭＯＳＦＥＴ２３及び還流ダイオード２４の並列回路が接続される。温度センサ２０１ａは、ＭＯＳＦＥＴ２０及び還流ダイオード２１の温度を、温度センサ２０１ｂは、ＭＯＳＦＥＴ２３及び還流ダイオード２４の温度を検出する。制御回路２２及び２５は、ＭＯＳＦＥＴ２０及びＭＯＳＦＥＴ２３にそれぞれゲート信号を送信し、電流を制御する。
【００７９】
図１４のＣ側を入力、Ｄ側を出力とした場合、ＭＯＳＦＥＴ２３、還流ダイオード２１、制御回路２５、平滑コンデンサ２７、コイル２８によって、昇圧チョッパ回路が形成される。また、Ｄ側を入力、Ｃ側を出力とすると、ＭＯＳＦＥＴ２０、還流ダイオード２４、制御回路２２、平滑コンデンサ２６、コイル２８によって降圧チョッパ回路が形成される。
【００８０】
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路内で還流電流が発生し、例えば還流ダイオード２１に還流電流が流れる場合、制御回路２２は、温度２０１ａの検出温度に応じて、ＭＯＳＦＥＴ２０のゲート電圧を大きくし、還流電流をＭＯＳＦＥＴ２０へ流す。これにより、還流ダイオード２１に流れる順方向電流を小さくすることができ、還流ダイオード２１の温度上昇を抑えることができる。また還流ダイオード２４についても、同様の電流制御をすることができる。
【００８１】
これにより、例えば、Ｃ側を入力、Ｄ側を出力とした昇圧チョッパ回路として連続して動作させた場合、ＭＯＳＦＥＴ２０および還流ダイオード２１に断続的に還流電流が流れ、ＭＯＳＦＥＴ２０および還流ダイオード２１が発熱しやすくなるが、ＭＯＳＦＥＴ２０および還流ダイオード２１に流れる電流の割合を制御することによって、発熱がＭＯＳＦＥＴ２０又は還流ダイオード２１に集中されることを防ぐことができ、ＤＣ−ＤＣコンバータとして、高い信頼性を得ることができる。
【符号の説明】
【００８２】
１…ＭＯＳＦＥＴ
２…還流ダイオード
３…制御回路
４…ゲート信号発生部
５…ゲート駆動回路部
６…温度制御部
７…実装基板
８…三相同期モータ
９…直流電源
１０…平滑用コンデンサ
１１…上アームＭＯＳＦＥＴ
１２…上アーム還流ダイオード
１３ 上アーム制御回路
１４ 下アームＭＯＳＦＥＴ
１５ 下アーム還流ダイオード
１６ 下アーム制御回路
１７…電流センサー
１８…電流センサー
１９…演算回路
２０…ＭＯＳＦＥＴ
２１…還流ダイオード
２２…制御回路
２３…ＭＯＳＦＥＴ
２４…還流ダイオード
２５…制御回路
２６…平滑コンデンサ
２７…平滑コンデンサ
２８…コイル
２９ａ、２９ｂ…ＩＧＢＴ
３０ａ、３０ｂ…ダイオード
３１…双方向スイッチ
３２ａ、３２ｂ…逆阻止ＩＧＢＴ
３３ａ、３３ｂ 双方向スイッチ
１０１…還流動作期間
１０２ 還流動作期間
１０３ 還流動作期間
１０４…期間
１０５…第一デッドタイム期間
１０６…温度制御期間
１０７…第二デッドタイム期間
１０８…温度制御期間
１０９…温度制御期間
２０１、２０１ａ、２０１ｂ…温度センサ
３１１…直列回路
３１２…直列回路
４０１…上下アーム回路
４０２…上下アーム回路
４０３…上下アーム回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子の順方向導通時に流れる電流の向きと逆方向で、前記スイッチング素子に並列接続されるダイオードと、
前記スイッチング素子又は前記ダイオードの少なくとも一方の温度を検出する温度検出手段と、
前記温度検出手段の検出温度に応じて、前記スイッチング素子の逆方向導通時に流れる電流を制御する制御手段を有する
スイッチング制御回路。
【請求項２】
前記制御手段は、
前記温度検出手段の検出温度に応じて、前記スイッチング素子の逆方向導通時に流れる電流と前記ダイオードの順方向電流との割合を制御することを特徴とする
請求項１記載のスイッチング制御回路。
【請求項３】
前記制御手段は、
前記ダイオードの検出温度が所定値より高い場合、前記ダイオードの順方向電流の割合を減少させることを特徴とする
請求項２記載のスイッチング制御回路。
【請求項４】
前記制御手段は、
前記スイッチング素子の検出温度が所定値より高い場合、前記スイッチング素子に逆方向導通時に流れる電流を減少させることを特徴とする
請求項１〜３のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項５】
前記制御手段は、
前記ダイオードの検出温度が前記スイッチング素子の検出温度より高い場合、前記ダイオードの順方向電流の割合を減少させることを特徴とする
請求項２記載のスイッチング制御回路。
【請求項６】
前記制御手段は、
前記スイッチング素子の検出温度が前記ダイオードの検出温度より高い場合、前記スイッチング素子の逆方向導通時に流れる電流の割合を減少させることを特徴とする
請求項２記載のスイッチング制御回路。
【請求項７】
前記制御手段は、
前記スイッチング素子の逆方向導通時に流れる電流と前記ダイオードの順方向電流の割合を制御し、前記スイッチング素子の温度と前記ダイオードの温度を等しくすることを特徴とする
請求項１〜６のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項８】
前記温度検出手段の検出温度が前記制御手段にフィードバックされるフィードバック回路を有することを特徴とする
請求項１〜７のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項９】
前記温度検出手段は、
前記スイッチング素子又は前記還流ダイオードの少なくとも一方に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段の検出電流から前記検出温度を演算する演算手段を有する
請求項１〜８のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項１０】
前記スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする
請求項１〜９のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項１１】
前記スイッチング素子は、
ＩＧＢＴのコレクタ端子とダイオードのカソード端子を接続する第１の直列回路と、
ＩＧＢＴのコレクタ端子とダイオードのカソード端子を接続する第２の直列回路とを有し、
前記第１の直列回路と前記第２の直列回路とを逆並列に接続した双方向スイッチであることを特徴とする
請求項１〜１０のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項１２】
前記スイッチング素子は、
ＩＧＢＴのエミッタ端子とダイオードのアノード端子を接続する第１の直列回路と、
ＩＧＢＴのエミッタ端子とダイオードのアノード端子を接続する第２の直列回路とを有し、
前記第１の直列回路と前記第２の直列回路とを逆並列に接続した双方向スイッチであることを特徴とする
請求項１〜１０のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項１３】
前記スイッチング素子は、逆阻止ＩＧＢＴを逆並列に接続した双方向スイッチであることを特徴とする
請求項１〜１０のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項１４】
前記制御手段は、
前記ダイオードが順バイアスされる期間において、前記スイッチング素子の逆方向導通時に流れる電流を制御する期間の前後で、前記スイッチング素子をオフすることを特徴とする
請求項１〜１３のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項１５】
前記制御手段は、前記スイッチング素子の逆方向導通時に流れる電流を制御する期間において、前記スイッチング素子に送信する制御信号を一定にすることを特徴とする
請求項１〜１４のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項１６】
前記制御手段は、前記スイッチング素子の逆方向導通時に流れる電流を制御する期間において、前記スイッチング素子に送信する制御信号を連続的に変化させることを特徴とする
請求項１〜１４のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項１７】
前記制御手段は、
所定のデューティー比を有する制御信号をスイッチング素子に送信し、前記スイッチング素子をオンオフすることにより前記スイッチング素子の逆方向導通時に流れる電流を制御することを特徴とする
請求項１〜１６のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項１８】
前記スイッチング素子がオンする場合に前記スイッチング素子の逆方向導通時に流れる電流は、前記ダイオードの順方向電流より多く、
前記スイッチング素子がオフする場合に前記スイッチング素子に流れる電流は、前記ダイオードの電流より小さいことを特徴とする
請求項１〜１７のいずれか一項に載のスイッチング制御回路。
【請求項１９】
請求項１〜１８のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路を有することを特徴とする
インバータ。
【請求項２０】
請求項１〜１８のいずれか一項に記載するスイッチング回路を有することを特徴とする
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１】
スイッチング素子の順方向導通時に流れる電流の向きと逆方向で、前記スイッチング素子に並列接続されるダイオードと、
前記スイッチング素子又は前記ダイオードの少なくとも一方の温度を検出する温度検出手段と、
前記温度検出手段の検出温度に応じて、前記スイッチング素子の逆方向導通時に流れる電流を制御する制御手段を有する
スイッチング制御回路。
【請求項２】
前記制御手段は、
前記温度検出手段の検出温度に応じて、前記スイッチング素子の逆方向導通時に流れる電流と前記ダイオードの順方向電流との割合を制御することを特徴とする
請求項１記載のスイッチング制御回路。
【請求項３】
前記制御手段は、
前記ダイオードの検出温度が所定値より高い場合、前記ダイオードの順方向電流の割合を減少させることを特徴とする
請求項２記載のスイッチング制御回路。
【請求項４】
前記制御手段は、
前記スイッチング素子の検出温度が所定値より高い場合、前記スイッチング素子に逆方向導通時に流れる電流を減少させることを特徴とする
請求項１〜３のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項５】
前記制御手段は、
前記ダイオードの検出温度が前記スイッチング素子の検出温度より高い場合、前記ダイオードの順方向電流の割合を減少させることを特徴とする
請求項２記載のスイッチング制御回路。
【請求項６】
前記制御手段は、
前記スイッチング素子の検出温度が前記ダイオードの検出温度より高い場合、前記スイッチング素子の逆方向導通時に流れる電流の割合を減少させることを特徴とする
請求項２記載のスイッチング制御回路。
【請求項７】
前記制御手段は、
前記スイッチング素子の逆方向導通時に流れる電流と前記ダイオードの順方向電流の割合を制御し、前記スイッチング素子の温度と前記ダイオードの温度を等しくすることを特徴とする
請求項１〜６のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項８】
前記温度検出手段の検出温度が前記制御手段にフィードバックされるフィードバック回路を有することを特徴とする
請求項１〜７のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項９】
前記温度検出手段は、
前記スイッチング素子又は前記還流ダイオードの少なくとも一方に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段の検出電流から前記検出温度を演算する演算手段を有する
請求項１〜８のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項１０】
前記スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする
請求項１〜９のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項１１】
前記スイッチング素子は、
ＩＧＢＴのコレクタ端子とダイオードのカソード端子を接続する第１の直列回路と、
ＩＧＢＴのコレクタ端子とダイオードのカソード端子を接続する第２の直列回路とを有し、
前記第１の直列回路と前記第２の直列回路とを逆並列に接続した双方向スイッチであることを特徴とする
請求項１〜１０のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項１２】
前記スイッチング素子は、
ＩＧＢＴのエミッタ端子とダイオードのアノード端子を接続する第１の直列回路と、
ＩＧＢＴのエミッタ端子とダイオードのアノード端子を接続する第２の直列回路とを有し、
前記第１の直列回路と前記第２の直列回路とを逆並列に接続した双方向スイッチであることを特徴とする
請求項１〜１０のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項１３】
前記スイッチング素子は、逆阻止ＩＧＢＴを逆並列に接続した双方向スイッチであることを特徴とする
請求項１〜１０のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項１４】
前記制御手段は、
前記ダイオードが順バイアスされる期間において、前記スイッチング素子の逆方向導通時に流れる電流を制御する期間の前後で、前記スイッチング素子をオフすることを特徴とする
請求項１〜１３のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項１５】
前記制御手段は、前記スイッチング素子の逆方向導通時に流れる電流を制御する期間において、前記スイッチング素子に送信する制御信号を一定にすることを特徴とする
請求項１〜１４のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項１６】
前記制御手段は、前記スイッチング素子の逆方向導通時に流れる電流を制御する期間において、前記スイッチング素子に送信する制御信号を連続的に変化させることを特徴とする
請求項１〜１４のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項１７】
前記制御手段は、
所定のデューティー比を有する制御信号をスイッチング素子に送信し、前記スイッチング素子をオンオフすることにより前記スイッチング素子の逆方向導通時に流れる電流を制御することを特徴とする
請求項１〜１６のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
【請求項１８】
前記スイッチング素子がオンする場合に前記スイッチング素子の逆方向導通時に流れる電流は、前記ダイオードの順方向電流より多く、
前記スイッチング素子がオフする場合に前記スイッチング素子に流れる電流は、前記ダイオードの電流より小さいことを特徴とする
請求項１〜１７のいずれか一項に載のスイッチング制御回路。
【請求項１９】
請求項１〜１８のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路を有することを特徴とする
インバータ。
【請求項２０】
請求項１〜１８のいずれか一項に記載するスイッチング回路を有することを特徴とする
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１０−２５９２４１（Ｐ２０１０−２５９２４１Ａ）
【公開日】平成２２年１１月１１日（２０１０．１１．１１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１０７４４１（Ｐ２００９−１０７４４１）
【出願日】平成２１年４月２７日（２００９．４．２７）
【出願人】（０００００３９９７）日産自動車株式会社 (16,386)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１１月１１日（２０１０．１１．１１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年４月２７日（２００９．４．２７）
【出願人】（０００００３９９７）日産自動車株式会社 (16,386)
【Ｆターム（参考）】
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