センサ信号処理回路
【課題】大きな入出力ダイナミックレンジを確保しなくても十分な利得を確保し、かつ十分な周波数帯域によりセンサの出力信号を増幅できるようにする。
【解決手段】センサ信号処理回路１１より交流結合容量を削除すると共に、出力信号Ｖｏｕｔからローパスフィルタ（Ｒ２、Ｃ１）により直流成分を分離し、この直流成分と基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧に応じた直流電流を入力側に電流帰還する。
【解決手段】センサ信号処理回路１１より交流結合容量を削除すると共に、出力信号Ｖｏｕｔからローパスフィルタ（Ｒ２、Ｃ１）により直流成分を分離し、この直流成分と基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧に応じた直流電流を入力側に電流帰還する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、エレクトリック・コンデンサ・マイクロフォン、圧力センサ、セキュリティセンサ、高低差センサ、加速度センサ、生体信号センサなどの出力信号を増幅するセンサ信号処理回路に関する。本発明は、交流結合容量を削除すると共に、センサ信号処理回路の出力信号から直流成分を分離し、この直流成分と基準電圧との差電圧に応じた直流電流を入力側に電流帰還することにより、大きな入出力ダイナミックレンジを確保しなくても十分な利得を確保し、かつ十分な周波数帯域によりセンサの出力信号を増幅できるようにする。
【背景技術】
【０００２】
従来、電流出力型センサでは、例えば演算増幅回路を用いたセンサ信号処理回路で出力信号を増幅している。
【０００３】
ここで図９及び図１０は、この演算増幅回路を用いたセンサ信号処理回路の従来構成を示す接続図である。図９のセンサ信号処理回路１は、入力抵抗Ｒ１及び帰還抵抗Ｒ２を反転入力端に接続した非反転増幅回路により演算増幅回路２が構成され、圧力センサの出力信号Ｖｉｎを演算増幅回路２で増幅して出力する。また図１０のセンサ信号処理回路３は、帰還抵抗Ｒ２を反転入力端に接続した反転増幅回路により演算増幅回路２が構成され、同様に圧力センサの出力信号Ｖｉｎを演算増幅回路２で増幅して出力する。なお図９との対比により図１１に示すように、従来、センサ信号処理回路５は、カップリングコンデンサＣ１を介して、センサの出力信号Ｖｉｎを演算増幅回路２に入力する場合もある。
【０００４】
この種のセンサ信号処理回路の利用に関して、例えば特開２００２−２２４０９２号公報には生体監視に利用する方法が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】２００２−２２４０９２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところでこの種の電流出力型センサは、バイアス電流が流れることから、このバイアス電流の分だけ出力信号Ｖｉｎの直流レベルがオフセットして出力される。またさらにこの種の電流出力型センサは、温度により特性が変化し、さらにこの特性にばらつきを避け得ない等から、出力信号Ｖｉｎの直流レベルが種々に変動する。その結果、図９及び図１０のセンサ信号処理回路では、大きな入出力ダイナミックレンジを確保しなければ、センサの出力信号Ｖｉｎを十分な利得で増幅できない問題がある。
【０００７】
これに対して図１１のセンサ信号処理回路５では、カップリングコンデンサＣ１を介してセンサの出力信号Ｖｉｎを入力していることから、直流レベルの影響を回避することができ、これにより大きな入出力ダイナミックレンジを確保しなくても、十分な利得で出力信号Ｖｉｎを増幅することができる。
【０００８】
しかしながら図１１のセンサ信号処理回路５では、カップリングコンデンサＣ１を設けたことにより、低域側に十分な周波数特性を確保することが困難になり、その結果、生体検出等には適用できない問題がある。
【０００９】
すなわち図１２は、図１１のセンサ信号処理回路５の等価回路を示す図であり、図１２（Ａ）は、センサを電流出力型モデルで表した場合であり、図１２（Ｂ）は、センサを電圧出力型モデルで表した場合ある。なおこの図１２において、ＲＬは、センサの負荷抵抗である。ここでセンサ信号処理回路５の周波数伝達関数Ｈ（ω）の振幅及び位相特性は、それぞれ次式により示すように、ハイパスフィルタの特性を示す。
【００１０】
【数１】
【００１１】
【数２】
【００１２】
これに対して生体に特有の信号成分（生体信号）を検出する場合には、周波数０．１〔Ｈｚ〕〜１００〔Ｈｚ〕の周波数帯域を増幅することが必要であり、またセキュリティーに適用して各種の異常を検出する場合には、数〔Ｈｚ〕〜数１０〔Ｈｚ〕の周波数帯域を増幅することが必要である。これにより図１１のセンサ信号処理回路５は、カップリングコンデンサＣ１の容量を極めて大きな容量に設定しなければ、生体検出等には適用できないことになる。なお図１３は、この周波数伝達関数Ｈ（ω）の振幅特性を示す特性曲線図である。
【００１３】
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、大きな入出力ダイナミックレンジを確保しなくても十分な利得を確保し、十分な周波数帯域によりセンサの出力信号を増幅することができるセンサ信号処理回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
（１）本発明に係るセンサ信号処理回路は、上記の課題を解決するために、電流出力型のセンサからのセンサ出力信号と基準電圧との差電圧を増幅する第１の増幅回路と、前記第１の増幅回路の出力信号から直流成分を抽出するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力信号と前記基準電圧との差電圧に応じた直流電流を前記第１の増幅回路の入力端に帰還する第２の増幅回路とを有することを特徴とする。
【００１５】
（２）本発明では、（１）のセンサ信号処理回路において、前記第１又は第２の増幅回路が、反転増幅回路であり、前記第２又は第１の増幅回路が、非反転増幅回路であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、大きな入出力ダイナミックレンジを確保しなくても十分な利得を確保し、かつ十分な周波数帯域を確保してセンサの出力信号を増幅することができる。また従来のカップリングコンデンサを使用する場合（図１１）との対比では、カップリングコンデンサ（図１１のＣ１）が省略され、その代わりにローパスフィルタにコンデンサ(図１ではＣ１)を設けることになる。ここでカップリングコンデンサには無極性コンデンサを使用することが必要であるのに対し、ローパスフィルタのコンデンサには、直流電圧の高低が確定するために通常の有極性コンデンサを使用することができ、これにより従来に比してコストを低減し、小型化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るセンサ信号処理回路を示す接続図である。
【図２】図１のセンサ信号処理回路との対比により従来構成のセンサ信号処理回路における直流レベルの説明に供する特性曲線図である。
【図３】図１のセンサ信号処理回路における直流レベルの説明に供する特性曲線図である。
【図４】図１のセンサ信号処理回路の周波数特性の説明に供する特性曲線図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係るセンサ信号処理回路を示す接続図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態に係るセンサ信号処理回路を示す接続図である。
【図７】本発明の第４の実施の形態に係るセンサ信号処理回路を示す接続図である。
【図８】図７のセンサ信号処理回路における増幅回路の詳細構成を示す接続図である。
【図９】演算増幅回路を非反転増幅回路により構成した場合のセンサ信号処理回路の従来構成を示す接続図である。
【図１０】演算増幅回路を反転増幅回路により構成した場合のセンサ信号処理回路の従来構成を示す接続図である。
【図１１】カップリングコンデンサを使用したセンサ信号処理回路の従来構成を示す接続図である。
【図１２】図１１のセンサ信号処理回路の等価回路である。
【図１３】図１２の等価回路による周波数特性を示す特性曲線図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明に係る実施形態の一例について説明する。
〔第１の実施の形態〕
【００１９】
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るセンサ信号処理回路を示す接続図である。このセンサ信号処理回路１１は、例えば各種のセキュリティーシステム、生体信号を処理する各種装置等に適用され、センサＳ１の出力信号Ｉｉｎを増幅して出力信号Ｖｏｕｔを出力する。なおこの図１のセンサ信号処理回路１１では、センサＳ１に電流吐き出し型センサ又は吸い込み型センサが適用され、このセンサを電流源の符号により示す。
【００２０】
センサ信号処理回路１１は、加算回路１２を介して、センサＳ１の出力信号Ｉｉｎを演算増幅回路（ＡＭＰ１）２の反転入力端に入力する。ここで演算増幅回路２は、帰還抵抗Ｒ１を有する反転増幅回路により構成され、非反転入力端が基準電圧Ｖｒｅｆに接続される。センサ信号処理回路１１は、この演算増幅回路２でセンサＳ１の出力信号Ｉｉｎと基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧を増幅して出力信号Ｖｏｕｔを出力する。なおここで基準電圧Ｖｒｅｆは、演算増幅回路２の電源電圧Ｖｃｃのほぼ１／２の電圧である。従って電源電圧Ｖｃｃが５〔Ｖ〕の場合、基準電圧Ｖｒｅｆは、２．５〔Ｖ〕である。
【００２１】
またセンサ信号処理回路１１は、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ１の直列回路によるローパスフィルタにより、出力信号Ｖｏｕｔから直流成分を抽出して増幅回路（ＡＭＰ２）１３の非反転入力端に入力する。ここで増幅回路１３は、差動電圧入力及びシングル電流出力のトランスコンダクタンス型増幅器であり、反転入力端に基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。
【００２２】
センサ信号処理回路１１は、この増幅回路１３の出力信号を加算回路１２に入力する。なおセンサに電流吐き出し型センサ又は吸い込み型センサが適用され、増幅回路１３が電流出力であることから、加算回路１２は単純に配線パターンの接続により構成される。
【００２３】
これによりセンサ信号処理回路１１は、フィードバックループを形成して出力信号Ｖｏｕｔの直流レベルを入力側に負帰還し、センサＳ１から出力される出力信号Ｖｉｎの直流レベルを基準電圧Ｖｒｅｆに保持する。これによりセンサ信号処理回路１１は、大きな入出力ダイナミックレンジを確保しなくても十分な利得を確保し、かつ十分な周波数帯域を確保してセンサの出力信号Ｖｉｎを増幅する。
〔第１の実施の形態の動作〕
【００２４】
このセンサ信号処理回路１１では、測定対象である物理量の変化によりセンサＳ１に流れるバイアス電流が変化し、このバイアス電流によるセンサＳ１の出力信号Ｖｉｎが加算回路１２を介して演算増幅回路２に入力される。このセンサＳ１の出力信号Ｖｉｎは、演算増幅回路２において帰還抵抗Ｒ１で決まる増幅率でセンサＳ１の出力信号Ｖｉｎと基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧が反転増幅されて出力信号Ｖｏｕｔにより出力される。従って何ら対応策を講じていない場合にあって、基準電圧Ｖｒｅｆに対して出力信号Ｖｉｎの直流レベルが大きく異なっている場合には、結局、出力信号Ｖｉｎの増幅に利用可能な入出力ダイナミックレンジが演算増幅回路２で減少することになり、十分に高い利得で出力信号Ｖｉｎを増幅できなくなる。
【００２５】
またさらにこの出力信号Ｖｉｎの直流レベル自体、種々の要因で変動することから、この直流レベルの変動によっても、出力信号Ｖｉｎの増幅に利用可能な入出力ダイナミックレンジが演算増幅回路２で減少することになる。このため結局、演算増幅回路２には、入出力ダイナミックレンジを過大に確保することが必要になる。
【００２６】
具体的に図２は、従来構成（図１０）のセンサ信号処理回路３の直流特性を示す特性曲線図である。センサ信号処理回路３において、センサの出力信号Ｖｉｎの直流レベルが変動すると、この直流レベルの変動分ΔＶｉｎが演算増幅回路２の増幅率で増幅され、出力信号Ｖｏｕｔの直流成分がΔＶｏｕｔ変動することになる。なお入力電圧Ｖｉｎと出力信号Ｖｏｕｔの変動方向が逆になる理由は、演算増幅回路２が反転増幅回路により構成されているからである。センサの出力信号Ｖｉｎは、この直流成分に交流成分が重畳されることから、直流レベルの変動等は、演算増幅回路２のダイナミックレンジを縮小させることになる。
【００２７】
そこでこの実施の形態のセンサ信号処理回路１１では、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ１によるローパスフィルタにより、演算増幅回路２の出力信号Ｖｏｕｔから直流成分が抽出されて増幅回路１３に入力され、ここで基準電圧Ｖｒｅｆに対する差電圧が増幅されてセンサＳ１の出力信号Ｖｉｎに加算される。これによりセンサ信号処理回路１１では、フィードバックループにより、センサＳ１の出力信号Ｖｉｎの直流レベルを基準電圧Ｖｒｅｆに保持するように出力信号Ｖｉｎの直流レベルを制御し、直流レベルの偏り、温度特性、初期漂動等の種々の要因による直流レベルの変動をキャンセルして出力信号Ｖｉｎを演算増幅回路２に入力する。
【００２８】
具体的に図３は、図２との対比によりセンサ信号処理回路１１の直流特性を示す特性曲線図である。このセンサ信号処理回路１１では、演算増幅回路２の反転入力端の直流レベルを電源電圧Ｖｃｃの１／２の電圧Ｖｃｃ／２（Ｖｒｅｆ）に保持することができる。従ってセンサ信号処理回路１１では、出力信号Ｖｉｎの直流レベルの変動、偏りによるダイナミックレンジの縮小を有効に回避することができ、大きな入出力ダイナミックレンジを確保しなくても十分な利得を確保してセンサＳ１の出力信号Ｖｉｎを増幅することができる。
【００２９】
またこれにより電源電圧Ｖｃｃを低電圧化した場合でも、十分な入出力ダイナミックレンジ、利得を確保してセンサの出力信号を増幅することができる。
【００３０】
またローパスフィルタを用いて演算増幅回路２の出力信号Ｖｏｕｔから直流成分を抽出し、フィードバック制御により出力信号Ｖｉｎの直流レベルを基準電圧Ｖｒｅｆに保持していることから、センサＳ１のバイアス電流とは無関係に、演算増幅回路２の増幅率を自由に設定することができる。従って設計の自由度を従来に比して格段的に向上することができる。
【００３１】
またさらにローパスフィルタの特性を種々に設定して低域周波数特性を向上することができ、これにより十分な周波数帯域によりセンサの出力信号を増幅することができる。
【００３２】
すなわち増幅回路１３の相互コンダクタンスをｇｍとおくと、次式の関係式を得ることができる。なお次式におけるＩｏｕｔ及びＶｉｎは、増幅回路１３の出力電流及び入力電圧である。
【００３３】
【数３】
【００３４】
また抵抗Ｒ２、コンデンサＣ１によるローパスフィルタの時定数をＴとすると、次式の関係式を得ることができる。
【００３５】
【数４】
【００３６】
ここでセンサ信号処理回路１１において、フィードバックループの一巡電圧方程式は、相互コンダクタンスgmと時定数Ｔとを用いて、次式により表すことができる。なおこの（５）式におけるIsigは、センサＳ１の出力信号Ｖｉｎである。
【００３７】
【数５】
【００３８】
この式を整理すれば、次式の関係式を得ることができ、図４は、この次式の関係式による特性曲線である。
【００３９】
【数６】
【００４０】
この図４の特性から、センサ信号処理回路１１は、周波数特性がリードラグ特性を示し、所望する周波数帯域が通過域となるようにローパスフィルタの時定数Ｔを選定すれば、遮断周波数以下では十分な帰還量により直流成分を負帰還するように機能し、遮断周波数以上の帯域では、カップリングコンデンサを使用する場合（図１１）と同様の特性を得ることができる。
【００４１】
また従来のカップリングコンデンサを使用する場合（図１１）との対比では、カップリングコンデンサ（図１１のＣ１）が省略され、その代わりにローパスフィルタにコンデンサ(図１ではＣ１)を設けることになる。しかしながらカップリングコンデンサには無極性コンデンサを使用することが必要であるのに対し、ローパスフィルタのコンデンサには、直流電圧の高低が確定するために通常の有極性コンデンサを使用することができ、これにより従来に比してコストを低減し、小型化することができる。
〔第１の実施の形態の効果〕
【００４２】
以上の構成によれば、交流結合容量を削除すると共に、センサ信号処理回路の出力信号から直流成分を抽出して入力側に帰還し、センサの出力信号の直流レベルを一定値に保持することにより、大きな入出力ダイナミックレンジを確保しなくても十分な利得を確保し、十分な周波数帯域によりセンサの出力信号を増幅することができる。また従来に比してコストを低減し、形状を小型化することができる。
【００４３】
またこのフィードバック制御に係る増幅回路に電流出力型の増幅回路を適用することにより、電流出力型センサの出力信号を処理するセンサ信号処理回路に適用して、大きな入出力ダイナミックレンジを確保しなくても十分な利得を確保し、かつ十分な周波数帯域を確保してセンサの出力信号を増幅することができる。
〔第２の実施の形態〕
【００４４】
図５は、本発明の第２の実施の形態に係るセンサ信号処理回路を示す接続図である。このセンサ信号処理回路２１は、センサＳ１に電流吸い込み型センサが適用され、さらに演算増幅回路２が非反転増幅回路により構成される。またこの演算増幅回路２の構成に対応して増幅回路１３の反転入力端に、抵抗Ｒ３、コンデンサＣ１によるローパスフィルタの出力信号が入力され、増幅回路１３の非反転入力端が基準電圧Ｖｒｅｆに接続される。このセンサ信号処理回路２１は、これらの点を除いて、第１の実施の形態のセンサ信号処理回路１１と同一に構成される。
【００４５】
この実施の形態によれば、電流吸い込み型センサを使用して演算増幅回路２を非反転増幅回路により構成する場合でも、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
〔第３の実施の形態〕
【００４６】
図６は、本発明の第３の実施の形態に係るセンサ信号処理回路を示す接続図である。このセンサ信号処理回路２３は、センサＳ１に電流吐き出し型センサが適用され、これに対応して負荷抵抗ＲＬによりセンサＳ１の出力端が終端される。このセンサ信号処理回路２３は、これらの点を除いて、第２の実施の形態のセンサ信号処理回路２１と同一に構成される。
【００４７】
この実施の形態によれば、電流吐き出し型センサを使用して演算増幅回路２を非反転増幅回路により構成する場合でも、第２の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
〔第４の実施の形態〕
【００４８】
図７は、図１との対比により本発明の第４の実施の形態に係るセンサ信号処理回路を示す接続図である。このセンサ信号処理回路２５は、電流吸い込み型センサの１例であるＥＣＭ（エレクトリック・コンデンサ・マイクロフォン）がセンサＳ１に適用され、また増幅回路１３に図８の構成が適用される。このセンサ信号処理回路２５は、これらの点を除いて、第１の実施の形態のセンサ信号処理回路１１と同一に構成される。
【００４９】
ここでセンサＳ１は、ＥＣＭエレメントを抵抗Ｒｇ、ダイオードＤｓにより終端し、Ｎチャンネル型のＦＥＴＱｓを介して出力信号Ｖｉｎを出力する。
【００５０】
また増幅回路１３（図８）は、トランジスタＱ１及びＱ２による差動対により入力段が構成され、それぞれエミッタを電源Ｖｃｃ及びアースに接続したＰＮＰトランジスタＱ７及びＮＰＮトランジスタＱ８のコレクタを接続して出力段が形成される。増幅回路１３は、トランジスタＱ１のコレクタに設けられたトランジスタＱ３と出力段のトランジスタＱ７とによりカレントミラー回路が構成される。またトランジスタＱ４とトランジスタＱ５とによりトランジスタＱ２のコレクタ電流を折り返してトランジスタＱ６に入力し、このトランジスタＱ６と出力段のトランジスタＱ８とによりカレントミラー回路が構成される。これにより増幅回路１３は、差動電圧入力及びシングル電流出力のトランスコンダクタンス型増幅器を構成する。
【００５１】
ここで図７において、出力信号Ｖｉｎの直流成分及び交流成分をそれぞれＩｂｉａｓ及びＩｓｉｇとすると、センサＳ１の出力信号Ｖｉｎは、次式により表すことができる。
【００５２】
【数７】
【００５３】
従って演算増幅回路２の出力信号Ｖｏｕｔは、次式により表される。
【００５４】
【数８】
【００５５】
しかしながらローパスフィルタ、増幅回路１３の帰還路により、ローパスフィルタの時定数Ｔだけ時間経過すると、増幅回路１３の出力電流は、（８）式における交流成分Ｉｓｉｇ×Ｒ１が除去され、電圧Ｖｒｅｆ−Ｉｂｉａｓ×Ｒ１と基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧が増幅回路１３で増幅、電流変換される。その結果、次式により示すように、増幅回路１３の出力電流Ｉｂｉａｓ（ｔ）は、出力信号Ｖｉｎの直流成分Ｉｂｉａｓに限りなく近づくことになる。
【００５６】
【数９】
【００５７】
その結果、次式により示すように、センサＳ１の出力端子では直流成分がキャンセルされて、交流信号成分のみが出力される。
【００５８】
【数１０】
【００５９】
【数１１】
【００６０】
この図７の構成によっても、第１の実施の形態について上述したと同様の効果を得ることができる。
【符号の説明】
【００６１】
１、３、５、１１、２１、２３、２５ センサ信号処理回路
２ 演算増幅回路
１２ 加算回路
１３ 増幅回路
Ｓ１ センサ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、エレクトリック・コンデンサ・マイクロフォン、圧力センサ、セキュリティセンサ、高低差センサ、加速度センサ、生体信号センサなどの出力信号を増幅するセンサ信号処理回路に関する。本発明は、交流結合容量を削除すると共に、センサ信号処理回路の出力信号から直流成分を分離し、この直流成分と基準電圧との差電圧に応じた直流電流を入力側に電流帰還することにより、大きな入出力ダイナミックレンジを確保しなくても十分な利得を確保し、かつ十分な周波数帯域によりセンサの出力信号を増幅できるようにする。
【背景技術】
【０００２】
従来、電流出力型センサでは、例えば演算増幅回路を用いたセンサ信号処理回路で出力信号を増幅している。
【０００３】
ここで図９及び図１０は、この演算増幅回路を用いたセンサ信号処理回路の従来構成を示す接続図である。図９のセンサ信号処理回路１は、入力抵抗Ｒ１及び帰還抵抗Ｒ２を反転入力端に接続した非反転増幅回路により演算増幅回路２が構成され、圧力センサの出力信号Ｖｉｎを演算増幅回路２で増幅して出力する。また図１０のセンサ信号処理回路３は、帰還抵抗Ｒ２を反転入力端に接続した反転増幅回路により演算増幅回路２が構成され、同様に圧力センサの出力信号Ｖｉｎを演算増幅回路２で増幅して出力する。なお図９との対比により図１１に示すように、従来、センサ信号処理回路５は、カップリングコンデンサＣ１を介して、センサの出力信号Ｖｉｎを演算増幅回路２に入力する場合もある。
【０００４】
この種のセンサ信号処理回路の利用に関して、例えば特開２００２−２２４０９２号公報には生体監視に利用する方法が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】２００２−２２４０９２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところでこの種の電流出力型センサは、バイアス電流が流れることから、このバイアス電流の分だけ出力信号Ｖｉｎの直流レベルがオフセットして出力される。またさらにこの種の電流出力型センサは、温度により特性が変化し、さらにこの特性にばらつきを避け得ない等から、出力信号Ｖｉｎの直流レベルが種々に変動する。その結果、図９及び図１０のセンサ信号処理回路では、大きな入出力ダイナミックレンジを確保しなければ、センサの出力信号Ｖｉｎを十分な利得で増幅できない問題がある。
【０００７】
これに対して図１１のセンサ信号処理回路５では、カップリングコンデンサＣ１を介してセンサの出力信号Ｖｉｎを入力していることから、直流レベルの影響を回避することができ、これにより大きな入出力ダイナミックレンジを確保しなくても、十分な利得で出力信号Ｖｉｎを増幅することができる。
【０００８】
しかしながら図１１のセンサ信号処理回路５では、カップリングコンデンサＣ１を設けたことにより、低域側に十分な周波数特性を確保することが困難になり、その結果、生体検出等には適用できない問題がある。
【０００９】
すなわち図１２は、図１１のセンサ信号処理回路５の等価回路を示す図であり、図１２（Ａ）は、センサを電流出力型モデルで表した場合であり、図１２（Ｂ）は、センサを電圧出力型モデルで表した場合ある。なおこの図１２において、ＲＬは、センサの負荷抵抗である。ここでセンサ信号処理回路５の周波数伝達関数Ｈ（ω）の振幅及び位相特性は、それぞれ次式により示すように、ハイパスフィルタの特性を示す。
【００１０】
【数１】
【００１１】
【数２】
【００１２】
これに対して生体に特有の信号成分（生体信号）を検出する場合には、周波数０．１〔Ｈｚ〕〜１００〔Ｈｚ〕の周波数帯域を増幅することが必要であり、またセキュリティーに適用して各種の異常を検出する場合には、数〔Ｈｚ〕〜数１０〔Ｈｚ〕の周波数帯域を増幅することが必要である。これにより図１１のセンサ信号処理回路５は、カップリングコンデンサＣ１の容量を極めて大きな容量に設定しなければ、生体検出等には適用できないことになる。なお図１３は、この周波数伝達関数Ｈ（ω）の振幅特性を示す特性曲線図である。
【００１３】
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、大きな入出力ダイナミックレンジを確保しなくても十分な利得を確保し、十分な周波数帯域によりセンサの出力信号を増幅することができるセンサ信号処理回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
（１）本発明に係るセンサ信号処理回路は、上記の課題を解決するために、電流出力型のセンサからのセンサ出力信号と基準電圧との差電圧を増幅する第１の増幅回路と、前記第１の増幅回路の出力信号から直流成分を抽出するローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力信号と前記基準電圧との差電圧に応じた直流電流を前記第１の増幅回路の入力端に帰還する第２の増幅回路とを有することを特徴とする。
【００１５】
（２）本発明では、（１）のセンサ信号処理回路において、前記第１又は第２の増幅回路が、反転増幅回路であり、前記第２又は第１の増幅回路が、非反転増幅回路であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、大きな入出力ダイナミックレンジを確保しなくても十分な利得を確保し、かつ十分な周波数帯域を確保してセンサの出力信号を増幅することができる。また従来のカップリングコンデンサを使用する場合（図１１）との対比では、カップリングコンデンサ（図１１のＣ１）が省略され、その代わりにローパスフィルタにコンデンサ(図１ではＣ１)を設けることになる。ここでカップリングコンデンサには無極性コンデンサを使用することが必要であるのに対し、ローパスフィルタのコンデンサには、直流電圧の高低が確定するために通常の有極性コンデンサを使用することができ、これにより従来に比してコストを低減し、小型化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るセンサ信号処理回路を示す接続図である。
【図２】図１のセンサ信号処理回路との対比により従来構成のセンサ信号処理回路における直流レベルの説明に供する特性曲線図である。
【図３】図１のセンサ信号処理回路における直流レベルの説明に供する特性曲線図である。
【図４】図１のセンサ信号処理回路の周波数特性の説明に供する特性曲線図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係るセンサ信号処理回路を示す接続図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態に係るセンサ信号処理回路を示す接続図である。
【図７】本発明の第４の実施の形態に係るセンサ信号処理回路を示す接続図である。
【図８】図７のセンサ信号処理回路における増幅回路の詳細構成を示す接続図である。
【図９】演算増幅回路を非反転増幅回路により構成した場合のセンサ信号処理回路の従来構成を示す接続図である。
【図１０】演算増幅回路を反転増幅回路により構成した場合のセンサ信号処理回路の従来構成を示す接続図である。
【図１１】カップリングコンデンサを使用したセンサ信号処理回路の従来構成を示す接続図である。
【図１２】図１１のセンサ信号処理回路の等価回路である。
【図１３】図１２の等価回路による周波数特性を示す特性曲線図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明に係る実施形態の一例について説明する。
〔第１の実施の形態〕
【００１９】
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るセンサ信号処理回路を示す接続図である。このセンサ信号処理回路１１は、例えば各種のセキュリティーシステム、生体信号を処理する各種装置等に適用され、センサＳ１の出力信号Ｉｉｎを増幅して出力信号Ｖｏｕｔを出力する。なおこの図１のセンサ信号処理回路１１では、センサＳ１に電流吐き出し型センサ又は吸い込み型センサが適用され、このセンサを電流源の符号により示す。
【００２０】
センサ信号処理回路１１は、加算回路１２を介して、センサＳ１の出力信号Ｉｉｎを演算増幅回路（ＡＭＰ１）２の反転入力端に入力する。ここで演算増幅回路２は、帰還抵抗Ｒ１を有する反転増幅回路により構成され、非反転入力端が基準電圧Ｖｒｅｆに接続される。センサ信号処理回路１１は、この演算増幅回路２でセンサＳ１の出力信号Ｉｉｎと基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧を増幅して出力信号Ｖｏｕｔを出力する。なおここで基準電圧Ｖｒｅｆは、演算増幅回路２の電源電圧Ｖｃｃのほぼ１／２の電圧である。従って電源電圧Ｖｃｃが５〔Ｖ〕の場合、基準電圧Ｖｒｅｆは、２．５〔Ｖ〕である。
【００２１】
またセンサ信号処理回路１１は、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ１の直列回路によるローパスフィルタにより、出力信号Ｖｏｕｔから直流成分を抽出して増幅回路（ＡＭＰ２）１３の非反転入力端に入力する。ここで増幅回路１３は、差動電圧入力及びシングル電流出力のトランスコンダクタンス型増幅器であり、反転入力端に基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。
【００２２】
センサ信号処理回路１１は、この増幅回路１３の出力信号を加算回路１２に入力する。なおセンサに電流吐き出し型センサ又は吸い込み型センサが適用され、増幅回路１３が電流出力であることから、加算回路１２は単純に配線パターンの接続により構成される。
【００２３】
これによりセンサ信号処理回路１１は、フィードバックループを形成して出力信号Ｖｏｕｔの直流レベルを入力側に負帰還し、センサＳ１から出力される出力信号Ｖｉｎの直流レベルを基準電圧Ｖｒｅｆに保持する。これによりセンサ信号処理回路１１は、大きな入出力ダイナミックレンジを確保しなくても十分な利得を確保し、かつ十分な周波数帯域を確保してセンサの出力信号Ｖｉｎを増幅する。
〔第１の実施の形態の動作〕
【００２４】
このセンサ信号処理回路１１では、測定対象である物理量の変化によりセンサＳ１に流れるバイアス電流が変化し、このバイアス電流によるセンサＳ１の出力信号Ｖｉｎが加算回路１２を介して演算増幅回路２に入力される。このセンサＳ１の出力信号Ｖｉｎは、演算増幅回路２において帰還抵抗Ｒ１で決まる増幅率でセンサＳ１の出力信号Ｖｉｎと基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧が反転増幅されて出力信号Ｖｏｕｔにより出力される。従って何ら対応策を講じていない場合にあって、基準電圧Ｖｒｅｆに対して出力信号Ｖｉｎの直流レベルが大きく異なっている場合には、結局、出力信号Ｖｉｎの増幅に利用可能な入出力ダイナミックレンジが演算増幅回路２で減少することになり、十分に高い利得で出力信号Ｖｉｎを増幅できなくなる。
【００２５】
またさらにこの出力信号Ｖｉｎの直流レベル自体、種々の要因で変動することから、この直流レベルの変動によっても、出力信号Ｖｉｎの増幅に利用可能な入出力ダイナミックレンジが演算増幅回路２で減少することになる。このため結局、演算増幅回路２には、入出力ダイナミックレンジを過大に確保することが必要になる。
【００２６】
具体的に図２は、従来構成（図１０）のセンサ信号処理回路３の直流特性を示す特性曲線図である。センサ信号処理回路３において、センサの出力信号Ｖｉｎの直流レベルが変動すると、この直流レベルの変動分ΔＶｉｎが演算増幅回路２の増幅率で増幅され、出力信号Ｖｏｕｔの直流成分がΔＶｏｕｔ変動することになる。なお入力電圧Ｖｉｎと出力信号Ｖｏｕｔの変動方向が逆になる理由は、演算増幅回路２が反転増幅回路により構成されているからである。センサの出力信号Ｖｉｎは、この直流成分に交流成分が重畳されることから、直流レベルの変動等は、演算増幅回路２のダイナミックレンジを縮小させることになる。
【００２７】
そこでこの実施の形態のセンサ信号処理回路１１では、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ１によるローパスフィルタにより、演算増幅回路２の出力信号Ｖｏｕｔから直流成分が抽出されて増幅回路１３に入力され、ここで基準電圧Ｖｒｅｆに対する差電圧が増幅されてセンサＳ１の出力信号Ｖｉｎに加算される。これによりセンサ信号処理回路１１では、フィードバックループにより、センサＳ１の出力信号Ｖｉｎの直流レベルを基準電圧Ｖｒｅｆに保持するように出力信号Ｖｉｎの直流レベルを制御し、直流レベルの偏り、温度特性、初期漂動等の種々の要因による直流レベルの変動をキャンセルして出力信号Ｖｉｎを演算増幅回路２に入力する。
【００２８】
具体的に図３は、図２との対比によりセンサ信号処理回路１１の直流特性を示す特性曲線図である。このセンサ信号処理回路１１では、演算増幅回路２の反転入力端の直流レベルを電源電圧Ｖｃｃの１／２の電圧Ｖｃｃ／２（Ｖｒｅｆ）に保持することができる。従ってセンサ信号処理回路１１では、出力信号Ｖｉｎの直流レベルの変動、偏りによるダイナミックレンジの縮小を有効に回避することができ、大きな入出力ダイナミックレンジを確保しなくても十分な利得を確保してセンサＳ１の出力信号Ｖｉｎを増幅することができる。
【００２９】
またこれにより電源電圧Ｖｃｃを低電圧化した場合でも、十分な入出力ダイナミックレンジ、利得を確保してセンサの出力信号を増幅することができる。
【００３０】
またローパスフィルタを用いて演算増幅回路２の出力信号Ｖｏｕｔから直流成分を抽出し、フィードバック制御により出力信号Ｖｉｎの直流レベルを基準電圧Ｖｒｅｆに保持していることから、センサＳ１のバイアス電流とは無関係に、演算増幅回路２の増幅率を自由に設定することができる。従って設計の自由度を従来に比して格段的に向上することができる。
【００３１】
またさらにローパスフィルタの特性を種々に設定して低域周波数特性を向上することができ、これにより十分な周波数帯域によりセンサの出力信号を増幅することができる。
【００３２】
すなわち増幅回路１３の相互コンダクタンスをｇｍとおくと、次式の関係式を得ることができる。なお次式におけるＩｏｕｔ及びＶｉｎは、増幅回路１３の出力電流及び入力電圧である。
【００３３】
【数３】
【００３４】
また抵抗Ｒ２、コンデンサＣ１によるローパスフィルタの時定数をＴとすると、次式の関係式を得ることができる。
【００３５】
【数４】
【００３６】
ここでセンサ信号処理回路１１において、フィードバックループの一巡電圧方程式は、相互コンダクタンスgmと時定数Ｔとを用いて、次式により表すことができる。なおこの（５）式におけるIsigは、センサＳ１の出力信号Ｖｉｎである。
【００３７】
【数５】
【００３８】
この式を整理すれば、次式の関係式を得ることができ、図４は、この次式の関係式による特性曲線である。
【００３９】
【数６】
【００４０】
この図４の特性から、センサ信号処理回路１１は、周波数特性がリードラグ特性を示し、所望する周波数帯域が通過域となるようにローパスフィルタの時定数Ｔを選定すれば、遮断周波数以下では十分な帰還量により直流成分を負帰還するように機能し、遮断周波数以上の帯域では、カップリングコンデンサを使用する場合（図１１）と同様の特性を得ることができる。
【００４１】
また従来のカップリングコンデンサを使用する場合（図１１）との対比では、カップリングコンデンサ（図１１のＣ１）が省略され、その代わりにローパスフィルタにコンデンサ(図１ではＣ１)を設けることになる。しかしながらカップリングコンデンサには無極性コンデンサを使用することが必要であるのに対し、ローパスフィルタのコンデンサには、直流電圧の高低が確定するために通常の有極性コンデンサを使用することができ、これにより従来に比してコストを低減し、小型化することができる。
〔第１の実施の形態の効果〕
【００４２】
以上の構成によれば、交流結合容量を削除すると共に、センサ信号処理回路の出力信号から直流成分を抽出して入力側に帰還し、センサの出力信号の直流レベルを一定値に保持することにより、大きな入出力ダイナミックレンジを確保しなくても十分な利得を確保し、十分な周波数帯域によりセンサの出力信号を増幅することができる。また従来に比してコストを低減し、形状を小型化することができる。
【００４３】
またこのフィードバック制御に係る増幅回路に電流出力型の増幅回路を適用することにより、電流出力型センサの出力信号を処理するセンサ信号処理回路に適用して、大きな入出力ダイナミックレンジを確保しなくても十分な利得を確保し、かつ十分な周波数帯域を確保してセンサの出力信号を増幅することができる。
〔第２の実施の形態〕
【００４４】
図５は、本発明の第２の実施の形態に係るセンサ信号処理回路を示す接続図である。このセンサ信号処理回路２１は、センサＳ１に電流吸い込み型センサが適用され、さらに演算増幅回路２が非反転増幅回路により構成される。またこの演算増幅回路２の構成に対応して増幅回路１３の反転入力端に、抵抗Ｒ３、コンデンサＣ１によるローパスフィルタの出力信号が入力され、増幅回路１３の非反転入力端が基準電圧Ｖｒｅｆに接続される。このセンサ信号処理回路２１は、これらの点を除いて、第１の実施の形態のセンサ信号処理回路１１と同一に構成される。
【００４５】
この実施の形態によれば、電流吸い込み型センサを使用して演算増幅回路２を非反転増幅回路により構成する場合でも、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
〔第３の実施の形態〕
【００４６】
図６は、本発明の第３の実施の形態に係るセンサ信号処理回路を示す接続図である。このセンサ信号処理回路２３は、センサＳ１に電流吐き出し型センサが適用され、これに対応して負荷抵抗ＲＬによりセンサＳ１の出力端が終端される。このセンサ信号処理回路２３は、これらの点を除いて、第２の実施の形態のセンサ信号処理回路２１と同一に構成される。
【００４７】
この実施の形態によれば、電流吐き出し型センサを使用して演算増幅回路２を非反転増幅回路により構成する場合でも、第２の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
〔第４の実施の形態〕
【００４８】
図７は、図１との対比により本発明の第４の実施の形態に係るセンサ信号処理回路を示す接続図である。このセンサ信号処理回路２５は、電流吸い込み型センサの１例であるＥＣＭ（エレクトリック・コンデンサ・マイクロフォン）がセンサＳ１に適用され、また増幅回路１３に図８の構成が適用される。このセンサ信号処理回路２５は、これらの点を除いて、第１の実施の形態のセンサ信号処理回路１１と同一に構成される。
【００４９】
ここでセンサＳ１は、ＥＣＭエレメントを抵抗Ｒｇ、ダイオードＤｓにより終端し、Ｎチャンネル型のＦＥＴＱｓを介して出力信号Ｖｉｎを出力する。
【００５０】
また増幅回路１３（図８）は、トランジスタＱ１及びＱ２による差動対により入力段が構成され、それぞれエミッタを電源Ｖｃｃ及びアースに接続したＰＮＰトランジスタＱ７及びＮＰＮトランジスタＱ８のコレクタを接続して出力段が形成される。増幅回路１３は、トランジスタＱ１のコレクタに設けられたトランジスタＱ３と出力段のトランジスタＱ７とによりカレントミラー回路が構成される。またトランジスタＱ４とトランジスタＱ５とによりトランジスタＱ２のコレクタ電流を折り返してトランジスタＱ６に入力し、このトランジスタＱ６と出力段のトランジスタＱ８とによりカレントミラー回路が構成される。これにより増幅回路１３は、差動電圧入力及びシングル電流出力のトランスコンダクタンス型増幅器を構成する。
【００５１】
ここで図７において、出力信号Ｖｉｎの直流成分及び交流成分をそれぞれＩｂｉａｓ及びＩｓｉｇとすると、センサＳ１の出力信号Ｖｉｎは、次式により表すことができる。
【００５２】
【数７】
【００５３】
従って演算増幅回路２の出力信号Ｖｏｕｔは、次式により表される。
【００５４】
【数８】
【００５５】
しかしながらローパスフィルタ、増幅回路１３の帰還路により、ローパスフィルタの時定数Ｔだけ時間経過すると、増幅回路１３の出力電流は、（８）式における交流成分Ｉｓｉｇ×Ｒ１が除去され、電圧Ｖｒｅｆ−Ｉｂｉａｓ×Ｒ１と基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧が増幅回路１３で増幅、電流変換される。その結果、次式により示すように、増幅回路１３の出力電流Ｉｂｉａｓ（ｔ）は、出力信号Ｖｉｎの直流成分Ｉｂｉａｓに限りなく近づくことになる。
【００５６】
【数９】
【００５７】
その結果、次式により示すように、センサＳ１の出力端子では直流成分がキャンセルされて、交流信号成分のみが出力される。
【００５８】
【数１０】
【００５９】
【数１１】
【００６０】
この図７の構成によっても、第１の実施の形態について上述したと同様の効果を得ることができる。
【符号の説明】
【００６１】
１、３、５、１１、２１、２３、２５ センサ信号処理回路
２ 演算増幅回路
１２ 加算回路
１３ 増幅回路
Ｓ１ センサ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流出力型のセンサからのセンサ出力信号を入力し、前記センサ出力信号と基準電圧との差電圧を増幅する第１の増幅回路と、
前記第１の増幅回路の出力信号から直流成分を抽出するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力信号と前記基準電圧との差電圧に応じた直流電流を前記第１の増幅回路の入力端に帰還する第２の増幅回路とを有する
ことを特徴とするセンサ信号処理回路。
【請求項２】
前記第１又は第２の増幅回路が、反転増幅回路であり、
前記第２又は第１の増幅回路が、非反転増幅回路である
ことを特徴とする請求項１に記載のセンサ信号処理回路。
【請求項１】
電流出力型のセンサからのセンサ出力信号を入力し、前記センサ出力信号と基準電圧との差電圧を増幅する第１の増幅回路と、
前記第１の増幅回路の出力信号から直流成分を抽出するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力信号と前記基準電圧との差電圧に応じた直流電流を前記第１の増幅回路の入力端に帰還する第２の増幅回路とを有する
ことを特徴とするセンサ信号処理回路。
【請求項２】
前記第１又は第２の増幅回路が、反転増幅回路であり、
前記第２又は第１の増幅回路が、非反転増幅回路である
ことを特徴とする請求項１に記載のセンサ信号処理回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１０−２４９７８６（Ｐ２０１０−２４９７８６Ａ）
【公開日】平成２２年１１月４日（２０１０．１１．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１０２４９４（Ｐ２００９−１０２４９４）
【出願日】平成２１年４月２０日（２００９．４．２０）
【出願人】（５００３０４１３２）株式会社ジェピコ (7)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１１月４日（２０１０．１１．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年４月２０日（２００９．４．２０）
【出願人】（５００３０４１３２）株式会社ジェピコ (7)
【Ｆターム（参考）】
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