トランスインピーダンスアンプ
【課題】広帯域かつ平坦性の高い利得周波数特性を有するトランスインピーダンスアンプを提供する。
【解決手段】トランスインピーダンスアンプは、コア回路６と、コア回路６の出力信号振幅を検出する出力信号モニタ回路７と、振幅検出値に基づいてコア回路６の利得および周波数ピーキング量を制御する制御回路８を備える。制御回路８は、出力信号モニタ回路７の第一の帯域通過フィルタの通過帯域におけるコア回路６の出力信号振幅が所望の値になるように、出力信号モニタ回路７の第一の振幅検出回路が検出した検出値に基づいて帰還抵抗ＲFの値を変化させ、出力信号モニタ回路７の第二の帯域通過フィルタの通過帯域におけるコア回路６の出力信号振幅が所望の値になるように、出力信号モニタ回路７の第二の振幅検出回路が検出した検出値に基づいて周波数ピーキング量を変化させる。
【解決手段】トランスインピーダンスアンプは、コア回路６と、コア回路６の出力信号振幅を検出する出力信号モニタ回路７と、振幅検出値に基づいてコア回路６の利得および周波数ピーキング量を制御する制御回路８を備える。制御回路８は、出力信号モニタ回路７の第一の帯域通過フィルタの通過帯域におけるコア回路６の出力信号振幅が所望の値になるように、出力信号モニタ回路７の第一の振幅検出回路が検出した検出値に基づいて帰還抵抗ＲFの値を変化させ、出力信号モニタ回路７の第二の帯域通過フィルタの通過帯域におけるコア回路６の出力信号振幅が所望の値になるように、出力信号モニタ回路７の第二の振幅検出回路が検出した検出値に基づいて周波数ピーキング量を変化させる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光伝送方式の光／電気変換を行う光受信回路において、信号等化を行うトランスインピーダンスアンプに関するものである。特に本発明は、高速動作可能な広帯域な利得周波数特性をもつトランスインピーダンスアンプに関するものである。
具体的には、光基幹伝送システム、光アクセスシステム、光インターコネクション等の各種光伝送システムに用いられる光受信用ＩＣ、ならびにこれを用いた高速光受信モジュール、光送受信トランシーバなどに光受信回路として適用されるものである。本発明は、光通信技術の進展とともに、高速化が求めらる上記光受信回路において、広帯域な利得周波数特性を実現することにより、高速動作可能なトランスインピーダンスアンプを提供するものである。
【背景技術】
【０００２】
光通信技術の進展とともに、伝送されるデータ量が飛躍的に増大しており、伝送装置の大容量化が求められている。この伝送装置の大容量化を実現するために、光受信器の高速化が求められている。光通信において一般的な光／電気変換を行う光受信器の構成を、図１１に示す。図中、１０１はトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）、１０２は増幅回路、１０３は光受光素子（フォトディテクタ）、１０４は入力寄生容量、ＲFは帰還抵抗である。
【０００３】
フォトディテクタ１０３は、光信号を受信して電流信号Ｉinに変換する。トランスインピーダンスアンプ１０１は、この電流信号Ｉinを受信して増幅し、後段の回路が受信可能な振幅の電圧信号Ｖoutに変換するものである。トランスインピーダンスアンプ１０１において受信可能なデータの高速化を実現するためには、利得周波数特性の広帯域化が必須である。トランスインピーダンスアンプ１０１の帯域を制限する主な要因は、フォトディテクタ１０３や搭載基板等の入力の寄生容量と、トランスインピーダンスアンプ１０１の入力インピーダンスに起因する入力時定数である。上記入力回路の時定数による帯域制限について以下に詳述する。
【０００４】
トランスインピーダンスアンプ１０１のインピーダンス変換利得Ｚtは、以下のように与えられる。
【０００５】
【数１】
【０００６】
ここで、ＲFは帰還抵抗、Ｃinはフォトディテクタ１０３等によって生じる入力の寄生容量、Ａoは増幅回路１０２の開ループ利得（オープンループ利得）である。式（１）から、インピーダンス変換利得Ｚtが１／√２になる３ｄＢ帯域ｆ3dBは、以下のように求められる。
【０００７】
【数２】
【０００８】
一方、受信する光信号の強度は、伝送距離や、光送信器の出力強度によって変化する。このため、受信信号強度に対応したトランスインピーダンス利得の可変制御機能が必要になる。利得制御は、式（１）から分かるように、帰還抵抗ＲFを可変とすることで実現できる。
【０００９】
図１２に一般的な利得制御機能を備えたトランスインピーダンスアンプの回路構成図を示す。図中、１０６はトランスインピーダンスアンプ・コア回路、１０７は出力信号モニタ回路、１０８は利得制御回路である。利得制御機能を備えたトランスインピーダンスアンプについては例えば特許文献１に開示されている。トランスインピーダンスアンプは、トランスインピーダンスアンプ・コア回路１０６と、出力信号モニタ回路１０７と、利得制御回路１０８とからなり、モニタ信号に応じて可変帰還抵抗ＲFの値を変化させて利得制御を行う。出力信号モニタ回路１０７は、トランスインピーダンスアンプ・コア回路１０６の出力信号振幅を検出・モニタする。利得制御回路１０８は、可変帰還抵抗ＲFの値を制御し、あらかじめ設定された出力振幅が得られるようにトランスインピーダンスアンプの利得を最適値に設定する。
【００１０】
トランスインピーダンスアンプ・コア回路１０６の具体的な構成を図１３に示す。トランスインピーダンスアンプ・コア回路１０６は、トランジスタＱ1，Ｑ2と、コレクタ抵抗ＲLと、可変帰還抵抗ＲFと、電流源ＩＳと、周波数ピーキング回路１０９とから構成される。このような周波数ピーキング回路を備えたトランスインピーダンスアンプ・コア回路については、例えば非特許文献１に開示されている。トランスインピーダンスアンプの利得を決定する可変帰還抵抗ＲFは、利得制御電圧ＶCONT(AGC)により制御される。さらに、トランスインピーダンスアンプの利得周波数特性を改善するためにエミッタ直列帰還抵抗ＲEとピーキング容量ＣEとからなる周波数ピーキング回路１０９が用いられる。周波数ピーキング回路１０９において、例えばピーキング容量ＣEをバラクターなどの可変容量とすることで、周波数ピーキング量を調整することができ、トランスインピーダンスアンプの帯域を改善することができる。該可変容量は、周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)により制御される。
【００１１】
周波数ピーキング制御と利得制御を行う場合のトランスインピーダンスアンプの従来の構成を図１４に示す。周波数ピーキング制御と利得制御を行う制御回路１０８ａは、出力信号モニタ回路１０７の単一の検出信号に応じて、利得制御電圧ＶCONT(AGC)と周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)を出力する。制御電圧ＶCONT(AGC)，ＶCONT(Peak)は、出力信号モニタ回路１０７から出力される検出信号に対して係数や関数を乗じて与えられるものである。
【００１２】
トランスインピーダンスアンプの利得をモニタする従来の出力信号モニタ回路１０７の例を図１５（Ａ）、図１６（Ａ）に示す。図１５（Ａ）は、平均値検出型の出力信号モニタ回路１０７の例を示す図、図１６（Ａ）は、ピーク検出型の出力信号モニタ回路１０７の例を示す図である。平均値検出型およびピーク検出型の出力信号モニタ回路については、例えば非特許文献２に開示されている。
【００１３】
図１５（Ａ）に示す平均値検出型の出力信号モニタ回路１０７は、リファレンス電圧Ｖrefに対し、トランスインピーダンスアンプの出力信号Ｖoutの振幅の平均値Ｖaveを検出するものである。この出力信号モニタ回路１０７は、例えば図１５（Ａ）に示すように抵抗Ｒ1とホールド容量Ｃ1とから構成される。図１５（Ｂ）は平均値検出型の出力信号モニタ回路１０７の動作概要を示す図であり、トランスインピーダンスアンプの出力信号Ｖoutの波形を示す図である。抵抗Ｒ1とホールド容量Ｃ1とからなるＲＣローパスフィルタ（ＬＰＦ）は、トランスインピーダンスアンプの出力信号Ｖoutを平滑化し、出力信号Ｖoutの振幅に応じた平均値信号Ｖaveを検出する。
【００１４】
一方、図１６（Ａ）に示すピーク検出型の出力信号モニタ回路１０７は、リファレンス電圧Ｖrefに対し、トランスインピーダンスアンプの出力信号Ｖoutの振幅のピーク値Ｖpeakを検出する。この出力信号モニタ回路１０７は、例えば図１６（Ａ）に示すようにダイオード素子Ｄ1とホールド容量Ｃ2とから構成される。図１６（Ｂ）はピーク検出型の出力信号モニタ回路１０７の動作概要を示す図であり、トランスインピーダンスアンプの出力信号Ｖoutの波形を示す図である。ダイオード素子Ｄ1とホールド容量Ｃ2とからなるダイオード検波回路は、トランスインピーダンスアンプの出力信号Ｖoutを検波して、出力信号Ｖoutの振幅ピークに対応したピーク値信号Ｖpeakを検出する。
従来のトランスインピーダンスアンプでは、式（３）に示すように、その利得周波数特性は、入力容量Ｃin、帰還抵抗ＲFの影響を大きく受ける。
【００１５】
【数３】
【００１６】
式（３）において、Ｚtはトランスインピーダンス利得（電流−電圧変換利得）、Ａoはトランスインピーダンスアンプ・コア回路１０６の開ループ利得である。
図１７に、フォトディテクタ１０３等の入力容量Ｃinが変化した場合のトランスインピーダンスアンプの利得周波数特性の変化の例を示す。図１７において、１５０はトランスインピーダンスアンプの適正な周波数特性を示し、１５１は適正な周波数特性の場合の入力容量ＣinよりもＣinが小さい場合の周波数特性を示し、１５２は適正な周波数特性の場合の入力容量ＣinよりもＣinが大きい場合の周波数特性を示している。フォトディテクタ１０３等による入力容量Ｃinは、トランスインピーダンスアンプと接続するフォトディテクタ１０３の個体ばらつきや、モジュール実装条件等によって変化する。このため、図１７に示すように、帯域不足や過剰ピーキングが生じ、トランスインピーダンスアンプの特性劣化の要因となる。
【００１７】
また、入力信号強度によって利得Ｚtを変化させ最適な出力振幅を得るような可変利得とする場合、トランスインピーダンスアンプにおいては、帰還抵抗ＲFを可変とすることが一般に用いられる。しかしながら、帰還抵抗ＲFを変化させた場合も入力容量Ｃinが変化した場合と同様に、トランスインピーダンスアンプの周波数特性は大きく影響を受ける。図１８に、帰還抵抗ＲFを可変とし利得Ｚtを変化させた場合のトランスインピーダンスアンプの利得周波数特性の変化の例を示す。図１８において、１６０はトランスインピーダンスアンプの適正な周波数特性を示し、１６１は適正な周波数特性の場合の利得ＺtよりもＺtが大きい場合の周波数特性を示し、１６２は適正な周波数特性の場合の利得ＺtよりもＺtが小さい場合の周波数特性を示している。図１８に示すように、利得Ｚtの変化に伴い帯域不足や過剰ピーキングが生じるので、トランスインピーダンスアンプの特性劣化の要因となる。
【００１８】
すなわち、トランスインピーダンスアンプにおいて、ピーク検出型あるいは平均値検出型の出力信号モニタ回路１０７を用いた従来のモニタ技術では、可変利得ならびに可変周波数ピーキング制御機構を有するトランスインピーダンスアンプ・コア回路の周波数特性の平坦化が難しいという問題があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特開２００９−２３２３８０号公報
【非特許文献】
【００２０】
【非特許文献１】Chih-Fan Liao，and Shen-Luan Liu，“A 40Gb/s Transimpedance-AGC Amplifier with 19dB DR in 90nm CMOS”，IEEE International Solid-State Circuits Conference，Tech.Dig.，pp.54-55，2007
【非特許文献２】Ethan Crain，and Michael Perrott，“A 3.125Gb/s Limit Amplifier with 42dB Gain and 1 s Offset Compensation in 0.18μm CMOS”，IEEE International Solid-State Circuits Conference，Tech.Dig.，pp.232-233，2005
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
上記のように、従来のトランスインピーダンスアンプでは、利得の変化や入力容量の変化に対して、利得周波数特性の広帯域性と平坦性を両立させることが難しいという問題があった。
【００２２】
本発明の目的は上記の問題を解決し、広帯域かつ平坦性の高い利得周波数特性を有するトランスインピーダンスアンプを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明のトランスインピーダンスアンプは、電流信号を帰還抵抗の値に比例するトランスインピーダンス利得によって増幅すると同時に電圧信号に変換するコア回路と、このコア回路の出力信号振幅を検出する出力信号モニタ回路と、この出力信号モニタ回路が検出した振幅検出値に基づいて前記コア回路の利得および周波数ピーキング量を制御する制御回路とを備え、前記コア回路は、前記帰還抵抗の値を変化させる帰還抵抗可変回路と、前記周波数ピーキング量を変化させる周波数ピーキング回路とを備え、前記出力信号モニタ回路は、前記コア回路の出力信号を入力とする第一の帯域通過フィルタと、この第一の帯域通過フィルタの出力信号振幅を検出する第一の振幅検出回路と、前記コア回路の出力信号を入力とする第二の帯域通過フィルタと、この第二の帯域通過フィルタの出力信号振幅を検出する第二の振幅検出回路とから構成され、前記制御回路は、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値に基づいて前記帰還抵抗の値を変化させると共に、前記第二の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように、前記第二の振幅検出回路が検出した振幅検出値に基づいて前記周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするものである。
【００２４】
また、本発明のトランスインピーダンスアンプの１構成例において、前記出力信号モニタ回路の第二の帯域通過フィルタの通過帯域は、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域よりも高い周波数帯域であることを特徴とするものである。
また、本発明のトランスインピーダンスアンプの１構成例において、前記出力信号モニタ回路の第一の帯域通過フィルタは、前記コア回路の出力信号のうち低周波信号を通す低域通過フィルタであり、前記第二の帯域通過フィルタは、前記コア回路の出力信号のうち高周波信号を通す高域通過フィルタであることを特徴とするものである。
また、本発明のトランスインピーダンスアンプの１構成例において、前記制御回路は、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値に応じた利得制御電圧を前記帰還抵抗可変回路に出力して、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように前記帰還抵抗の値を変化させると共に、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値と前記第二の振幅検出回路が検出した振幅検出値との差分に応じた周波数ピーキング制御電圧を前記周波数ピーキング回路に出力して、前記第二の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように前記周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするものである。
【００２５】
また、本発明のトランスインピーダンスアンプの１構成例において、前記コア回路は、信号入力端子から入力される電流信号を増幅し電圧信号に変換して出力するエミッタ接地回路と、このエミッタ接地回路からの電圧信号を電力増幅して信号出力端子に出力するエミッタフォロア回路と、一端が前記信号出力端子に接続され、他端が前記信号入力端子に接続された前記帰還抵抗と、前記帰還抵抗可変回路と、前記周波数ピーキング回路とを備えることを特徴とするものである。
また、本発明のトランスインピーダンスアンプの１構成例において、前記エミッタ接地回路は、ベースが前記信号入力端子に接続された増幅用トランジスタと、一端に第１の電源電圧が供給され、他端が前記増幅用トランジスタのコレクタに接続されたコレクタ抵抗と、一端が前記増幅用トランジスタのエミッタに接続され、他端に第２の電源電圧が供給されるエミッタ抵抗とから構成され、前記エミッタフォロア回路は、ベースが前記増幅用トランジスタのコレクタに接続され、コレクタに第１の電源電圧が供給され、エミッタが前記信号出力端子に接続された出力用トランジスタと、この出力用トランジスタに一定の電流を供給する電流源とから構成され、前記周波数ピーキング回路は、前記エミッタ抵抗のインピーダンス値を変化させることにより、周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、光信号に対応した電流信号を電圧信号に変換増幅するトランスインピーダンスアンプにおいて、従来技術では困難であった利得周波数特性の広帯域化と平坦化の両立が可能となる。本発明では、利得周波数特性の広帯域化により動作速度に対し必要な帯域が得られるため、符号間干渉による信号伝送特性劣化を抑えることができる。さらに、利得周波数特性の平坦化により過剰ピーキングが抑えられるので、高周波の信号成分が過剰になることによるリンギングや、郡遅延偏差の悪化による波形劣化を改善できるので、信号伝送特性劣化を抑えることができる。本発明では、特に、伝送距離等に応じて変更が必要になる利得の可変時や、受光素子や実装等によって生じる入力容量の変化に対し、安定して利得周波数特性の広帯域性と平坦性の改善が可能となる。すなわち、受信強度変化や入力容量等の外部要因に対して、トランスインピーダンスアンプの最適な利得周波数制御を提供することができる。本発明により、トランスインピーダンスアンプの広帯域かつ平坦な利得周波数特性が得られるので、良好な信号伝送特性が得られ、伝送距離の長延化に有効である。さらに、本発明による制御機能により実装等の外部要因に対し、容易に特性改善ができるため、コストを抑えることができ、高速動作化に有効である。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプの構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける可変帰還抵抗の構成を示す回路図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおけるピーキング容量の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける出力信号モニタ回路の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける制御回路の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける出力信号モニタ回路のフィルタ特性例を示す図である。
【図７】本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける出力信号モニタ回路の動作概要を示す図である。
【図８】本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプの利得帯域制御特性を示す図である。
【図９】本発明の第２の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける出力信号モニタ回路の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第２の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける出力信号モニタ回路のフィルタ特性例を示す図である。
【図１１】従来の光受信器の構成を示すブロック図である。
【図１２】利得制御機能を備えた従来のトランスインピーダンスアンプの構成を示すブロック図である。
【図１３】利得制御機能および周波数ピーキング制御機能を備えた従来のトランスインピーダンスアンプ・コア回路の構成を示す回路図である。
【図１４】利得制御機能および周波数ピーキング制御機能を備えた従来のトランスインピーダンスアンプの構成を示すブロック図である。
【図１５】従来の平均値検出型の出力信号モニタ回路の構成を示す回路図および動作概要を示す図である。
【図１６】従来のピーク検出型の出力信号モニタ回路の構成を示す回路図および動作概要を示す図である。
【図１７】従来のトランスインピーダンスアンプの周波数特性の入力容量依存性の例を示す図である。
【図１８】従来のトランスインピーダンスアンプの周波数特性の利得依存性の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
［第１の実施の形態］
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプの構成を示すブロック図である。
電流信号Ｉinを受信し電圧信号Ｖoutを出力するトランスインピーダンスアンプは、利得制御機能および周波数ピーキング制御機能を備えたトランスインピーダンスアンプ・コア回路６と、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の出力信号振幅を検出する出力信号モニタ回路７と、出力信号モニタ回路７が検出した振幅検出値に基づいてトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得および周波数ピーキング量を制御する制御回路８とを備えている。
【００２９】
トランスインピーダンスアンプ・コア回路６は、増幅回路２と、増幅回路２の入出力端子間に設けられた可変帰還抵抗ＲFとから構成される。トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の構成は図１３に示した構成と同一である。すなわち、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６は、ベースがコア回路６の信号入力端子に接続されたトランジスタＱ1と、ベースがトランジスタＱ1のコレクタに接続され、コレクタに電源電圧が供給され、エミッタがコア回路６の信号出力端子に接続されたトランジスタＱ2と、一端がトランジスタＱ1のコレクタに接続され、他端に電源電圧が供給されるコレクタ抵抗ＲLと、一端が信号入力端子に接続され、他端が信号出力端子に接続された可変帰還抵抗ＲFと、一端が信号出力端子に接続され、他端が接地された電流源ＩＳと、一端がトランジスタＱ1のエミッタに接続され、他端が接地された周波数ピーキング回路１０９とから構成される。
【００３０】
トランジスタＱ1とコレクタ抵抗ＲLとエミッタ直列帰還抵抗ＲEとは、エミッタ接地回路を構成し、トランジスタＱ2と電流源ＩＳとは、エミッタフォロア回路を構成している。エミッタ接地回路とエミッタフォロア回路とは、図１に示した増幅回路２を構成している。トランスインピーダンスアンプ・コア回路６は、信号入力端子からトランジスタＱ1のベースに入力される電流信号Ｉinを、可変帰還抵抗ＲFの値に応じて増幅して、電圧信号に変換し、しかる後、トランジスタＱ2のエミッタから、電力増幅した出力信号Ｖout（電圧信号）として低インピーダンスで出力する。
【００３１】
図２は可変帰還抵抗ＲFの構成を示す回路図である。図２に示すように、可変帰還抵抗ＲFは、ゲートに制御回路８からの利得制御電圧ＶCONT(AGC)が入力され、ソースがトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の信号出力端子に接続され、ドレインがトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の信号入力端子に接続されたＭＯＳトランジスタＱ3と、一端がトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の信号出力端子に接続され、他端がトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の信号入力端子に接続された帰還抵抗ＲF1とから構成される。ＭＯＳトランジスタＱ3は、帰還抵抗可変回路を構成しており、利得制御電圧ＶCONT(AGC)に応じてドレイン−ソース間の抵抗値が連続的に変化する連続可変抵抗となる。
【００３２】
周波数ピーキング回路１０９は、一端がトランジスタＱ1のエミッタに接続され、他端が接地されたエミッタ直列帰還抵抗ＲEと、エミッタ直列帰還抵抗ＲEと並列に設けられたピーキング容量ＣEとからなる。ピーキング容量ＣEは、ＭＩＭ容量、ＭＯＳ容量やバラクタ容量などの可変容量を用いることにより実現できる。
【００３３】
図３はＭＯＳトランジスタを可変抵抗として用いる場合のピーキング回路ＣEの構成を示す回路図である。図３に示すように、ピーキング回路ＣEは、ゲートに周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)が入力され、ドレインがトランジスタＱ1のエミッタに接続されたＭＯＳトランジスタＱ4と、一端がＭＯＳトランジスタＱ4のソースに接続され、他端が接地されたエミッタ抵抗Ｒe1と、一端がＭＯＳトランジスタＱ4のソースに接続された容量Ｃe1と、一端が容量Ｃe1の他端に接続され、他端が接地されたエミッタ抵抗Ｒe2とから構成される。ＭＯＳトランジスタＱ4は、周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)に応じてドレイン−ソース間の抵抗値が連続的に変化する連続可変抵抗となる。このＭＯＳトランジスタＱ4およびエミッタ抵抗Ｒe1，Ｒe2は、エミッタ直列帰還抵抗ＲEに対して並列に接続されていることから明らかなように、エミッタ直列帰還抵抗ＲEの抵抗値を連続的に変化させる役割を果たす。さらに、エミッタ抵抗Ｒe2と直列に挿入されている容量Ｃe1は、エミッタ直列帰還抵抗ＲEの高周波帯におけるインピーダンスを変化させる役割を果たす。従って、上記回路はＭＯＳトランジスタＱ4のゲート電位を制御することにより、高周波帯におけるインピーダンスを制御でき、ピーキング回路として機能する。
【００３４】
図４は出力信号モニタ回路７の構成を示すブロック図である。図４に示すように、出力信号モニタ回路７は、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の出力信号Ｖoutのうち低周波信号のみを通す第一の帯域通過フィルタである低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１０と、出力信号Ｖoutのうち高周波信号のみを通す第二の帯域通過フィルタである帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１１と、ＬＰＦ１０から出力される出力信号の振幅を検出する第一の振幅検出回路１２と、ＢＰＦ１１から出力される出力信号の振幅を検出する第二の振幅検出回路１３とから構成される。
【００３５】
図５は制御回路８の構成を示すブロック図である。制御回路８には、第一の振幅検出回路１２が検出した振幅検出値ＶLと第二の振幅検出回路１３が検出した振幅検出値ＶHとが入力される。制御回路８は、低周波信号の振幅検出値ＶLに応じた利得制御電圧ＶCONT(AGC)を出力する出力バッファ１４と、低周波信号の振幅検出値ＶLと高周波信号の振幅検出値ＶHとの差分（ＶL−ＶH）を算出する減算器１５と、減算器１５が算出した差分（ＶL−ＶH）に応じた周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)を出力する出力バッファ１６とから構成される。
【００３６】
本実施の形態では、異なる周波数帯の出力信号振幅を検出する２つの振幅検出回路を出力信号モニタ回路７に設けることにより、トランスインピーダンスアンプの利得周波数特性の広帯域性と平坦性の両立を可能とした。すなわち、本実施の形態では、出力信号モニタ回路７の第二の帯域通過フィルタであるＢＰＦ１１の通過帯域を、第一の帯域通過フィルタであるＬＰＦ１０の通過帯域よりも高い周波数帯域とすることにより、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の出力信号Ｖoutに含まれる低周波信号の振幅検出値ＶLと出力信号Ｖoutに含まれる高周波信号の振幅検出値ＶHとをモニタできるので、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得情報を検出できるだけでなく、低周波信号の振幅検出値ＶLと高周波信号の振幅検出値ＶHとの差分からトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得特性の周波数特性をも検出できるため、トランスインピーダンスアンプの利得周波数特性の平坦性制御が可能となる。
【００３７】
前述の式（３）に示すように、トランスインピーダンス利得Ｚtは、その周波数帯域の決定要因である入力時定数として帰還抵抗ＲFと開ループ利得Ａoがあるので、周波数ピーキング回路１０９のみでなく開ループ利得も制御することにより、トランスインピーダンスアンプの利得周波数特性の広帯域化と平坦性の改善がより可能となる。
【００３８】
図４に示した出力信号モニタ回路７のフィルタ特性例を図６に示す。図６において、６０はトランスインピーダンスアンプの適正な利得周波数特性を示し、６１はＬＰＦ１０の通過帯域特性を示し、６２はＢＰＦ１１の通過帯域特性を示している。
図７（Ａ）、図７（Ｂ）、図７（Ｃ）は出力信号モニタ回路７による出力信号振幅検出の動作概要を示す図であり、ＬＰＦ１０が抽出する低周波信号とＢＰＦ１１が抽出する高周波信号の波形例を示す図である。図７（Ａ）は高周波信号の振幅ＶaHと低周波信号の振幅ＶaLが同じ場合の波形例を示し、図７（Ｂ）は高周波信号の振幅ＶaHが低周波信号の振幅ＶaLよりも小さい場合の波形例を示し、図７（Ｃ）は高周波信号の振幅ＶaHが低周波信号の振幅ＶaLよりも大きい場合の波形例を示している。
【００３９】
出力信号モニタ回路７の第一の振幅検出回路１２は、ＬＰＦ１０が抽出した低周波信号の振幅ＶaLに応じた振幅検出値ＶLを出力し、第二の振幅検出回路１３は、ＢＰＦ１１が抽出した高周波信号の振幅ＶaHに応じた振幅検出値ＶHを出力する。
【００４０】
制御回路８は、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得については低周波信号の振幅検出値ＶLに応じて制御する。低周波信号の振幅検出値ＶLが大きくなると、利得制御電圧ＶCONT(AGC)が上昇するので、ＭＯＳトランジスタＱ3のドレイン−ソース間の抵抗値が小さくなる。これにより、可変帰還抵抗ＲFの抵抗値（ＭＯＳトランジスタＱ3と帰還抵抗ＲF1の合成の抵抗値）が小さくなるので、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得が小さくなる。
【００４１】
反対に、低周波信号の振幅検出値ＶLが小さくなると、利得制御電圧ＶCONT(AGC)が低下するので、ＭＯＳトランジスタＱ3のドレイン−ソース間の抵抗値が大きくなる。これにより、可変帰還抵抗ＲFの抵抗値が大きくなるので、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得が大きくなる。こうして、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の低周波帯の出力信号振幅が所望の値になるように利得制御を行うことができる。
【００４２】
また、制御回路８は、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の周波数ピーキング量については高周波信号の振幅検出値ＶHに応じて制御する。さらに、制御回路８は、低周波信号の振幅検出値ＶLを基準値とし、高周波信号の振幅検出値ＶHとの差分信号に応じて高周波信号振幅を制御する。
【００４３】
すなわち、図７（Ｂ）の場合のようにトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の出力信号Ｖoutの高周波成分が不足している場合は、ＶaL＞ＶaHとなり、ＶL＞ＶHとなるので、周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)が上昇し、ＭＯＳトランジスタＱ4のドレイン−ソース間の抵抗値が小さくなる。これにより、エミッタ直列帰還抵抗ＲEとピーキング容量ＣEの合成の抵抗値が小さくなるので、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得が大きくなる。このとき、低周波帯においてはＭＯＳトランジスタＱ4とエミッタ抵抗Ｒe1とからなる回路がエミッタ直列帰還抵抗ＲEに並列に接続されている状態と等価であるのに対して、高周波帯においては更に容量Ｃe1とエミッタ抵抗Ｒe2とからなる回路がエミッタ直列帰還抵抗ＲEに並列に接続されている状態となるので、エミッタ直列帰還抵抗ＲEとピーキング容量ＣEの合成のインピーダンス値は低周波帯に比べて高周波帯でより小さくなる。こうして、周波数ピーキング回路１０９のピーキング量を増やすことにより、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の高周波帯の出力信号振幅が大きくなるように制御する。
【００４４】
一方、図７（Ｃ）の場合のようにトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の出力信号Ｖoutの高周波成分が大きく過剰ピーキングになっている場合は、ＶaL＜ＶaHとなり、ＶL＜ＶHとなるので、周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)が低下し、ＭＯＳトランジスタＱ4のドレイン−ソース間の抵抗値が大きくなる。これにより、エミッタ直列帰還抵抗ＲEとピーキング容量ＣEの合成の抵抗値が大きくなるので、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得が小さくなる。ＭＯＳトランジスタＱ4のドレイン−ソース間の抵抗値が大きくなると、キャパシタＣe1によるインピーダンス低減効果が弱くなるので、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の高周波帯の利得を増大させる高周波ピーキング効果も弱くなる。こうして、周波数ピーキング回路１０９のピーキング量を減らすことにより、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の高周波帯の出力信号振幅が小さくなるように制御する。以上により、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の高周波帯の出力信号振幅が所望の値になるように周波数ピーキング制御を行うことができる。
【００４５】
図８は本実施の形態のトランスインピーダンスアンプの利得帯域制御特性を示す図である。図８において、８０はトランスインピーダンスアンプの適正な利得周波数特性を示し、８１は帯域不足の場合の利得周波数特性を示し、８２は過剰ピーキングの場合の利得周波数特性を示している。上記の図７（Ｂ）に示した低周波信号と高周波信号の関係は図８の８１の場合に対応し、図７（Ｃ）に示した低周波信号と高周波信号の関係は図８の８２の場合に対応している。
【００４６】
ＬＰＦ１０と第一の振幅検出回路１２とからなる回路は、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の低周波帯ｆWLの利得ＺtLに対応する出力信号振幅ＶaLを検出するのに対し、ＢＰＦ１１と第二の振幅検出回路１３とからなる回路は、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の高周波帯ｆWHの利得ＺtHに対応する出力信号振幅ＶaHを検出する。この周波数帯域に応じた振幅検出値により、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得制御と周波数ピーキング量制御を行う。
【００４７】
特に、高速受信用トランスインピーダンスアンプなどの広帯域受信増幅回路においては、広帯域特性を得るために増幅回路内の周波数極（ポール）を周波数帯域（ｆ3dB）付近に設定する。このため、広帯域受信増幅回路の利得周波数特性は図８に示すように低周波帯で平坦で、高周波帯で周波数極が集中し帯域不足もしくは過剰ピーキングになりやすいため、本実施の形態による利得制御およびピーキング制御は広帯域受信増幅回路の広帯域化に有効である。
【００４８】
したがって、本実施の形態では、上記の手段により、トランスインピーダンスアンプにおいて、従来技術では困難であった利得周波数特性の広帯域性と平坦性の両立を大きく改善することができる。特に、伝送距離等に応じて変更が必要になる利得の可変時や、フォトディテクタや実装等によって生じる入力容量の変化に対して、安定して利得周波数特性の広帯域性と平坦性の改善が可能となる。すなわち、受信強度変化や入力容量等の外部要因に対して、トランスインピーダンスアンプの最適な利得周波数制御を提供することができる。
【００４９】
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。第１の実施の形態では、出力信号モニタ回路７の第二の帯域通過フィルタとしてＢＰＦ１１を用いたが、高域通過フィルタ（ＨＰＦ）を用いてもよい。
図９は本実施の形態の出力信号モニタ回路７の構成を示すブロック図である。本実施の形態においても、トランスインピーダンスアンプ全体の構成は第１の実施の形態と同様であるので、図１〜図３、図５の符号を用いて説明する。
【００５０】
図９に示すように、本実施の形態の出力信号モニタ回路７は、ＬＰＦ１０と、第一の振幅検出回路１２と、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の出力信号Ｖoutのうち高周波信号のみを通す第二の帯域通過フィルタであるＨＰＦ１７と、ＨＰＦ１７から出力される出力信号の振幅を検出する第二の振幅検出回路１８とから構成される。第二の振幅検出回路１８は、ＨＰＦ１７が抽出した高周波信号の振幅に応じた振幅検出値ＶHを出力する。
【００５１】
図９に示した出力信号モニタ回路７のフィルタ特性例を図１０に示す。図１０において、６０はトランスインピーダンスアンプの適正な利得周波数特性を示し、６１はＬＰＦ１０の通過帯域特性を示し、６３はＨＰＦ１７の通過帯域特性を示している。
その他の構成は、第１の実施の形態と同じである。
【００５２】
以上のように、本実施の形態では、出力信号モニタ回路７の第二の帯域通過フィルタとしてＢＰＦ１１の代わりに、ＨＰＦ１７を用いることにより、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【産業上の利用可能性】
【００５３】
本発明は、光受信回路において信号等化を行うトランスインピーダンスアンプに適用することができる。
【符号の説明】
【００５４】
２…増幅回路、６…トランスインピーダンスアンプ・コア回路、７…出力信号モニタ回路、８…制御回路、１０…低域通過フィルタ、１１…帯域通過フィルタ、１２，１３，１８…振幅検出回路、１４，１６…出力バッファ、１５…減算器、１７…高域通過フィルタ、Ｑ1〜Ｑ4…トランジスタ、ＲL，ＲE，Ｒe1，Ｒe2…抵抗、ＲF，ＲF1…帰還抵抗、ＣE，Ｃe1…容量、ＩＳ…電流源。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光伝送方式の光／電気変換を行う光受信回路において、信号等化を行うトランスインピーダンスアンプに関するものである。特に本発明は、高速動作可能な広帯域な利得周波数特性をもつトランスインピーダンスアンプに関するものである。
具体的には、光基幹伝送システム、光アクセスシステム、光インターコネクション等の各種光伝送システムに用いられる光受信用ＩＣ、ならびにこれを用いた高速光受信モジュール、光送受信トランシーバなどに光受信回路として適用されるものである。本発明は、光通信技術の進展とともに、高速化が求めらる上記光受信回路において、広帯域な利得周波数特性を実現することにより、高速動作可能なトランスインピーダンスアンプを提供するものである。
【背景技術】
【０００２】
光通信技術の進展とともに、伝送されるデータ量が飛躍的に増大しており、伝送装置の大容量化が求められている。この伝送装置の大容量化を実現するために、光受信器の高速化が求められている。光通信において一般的な光／電気変換を行う光受信器の構成を、図１１に示す。図中、１０１はトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）、１０２は増幅回路、１０３は光受光素子（フォトディテクタ）、１０４は入力寄生容量、ＲFは帰還抵抗である。
【０００３】
フォトディテクタ１０３は、光信号を受信して電流信号Ｉinに変換する。トランスインピーダンスアンプ１０１は、この電流信号Ｉinを受信して増幅し、後段の回路が受信可能な振幅の電圧信号Ｖoutに変換するものである。トランスインピーダンスアンプ１０１において受信可能なデータの高速化を実現するためには、利得周波数特性の広帯域化が必須である。トランスインピーダンスアンプ１０１の帯域を制限する主な要因は、フォトディテクタ１０３や搭載基板等の入力の寄生容量と、トランスインピーダンスアンプ１０１の入力インピーダンスに起因する入力時定数である。上記入力回路の時定数による帯域制限について以下に詳述する。
【０００４】
トランスインピーダンスアンプ１０１のインピーダンス変換利得Ｚtは、以下のように与えられる。
【０００５】
【数１】
【０００６】
ここで、ＲFは帰還抵抗、Ｃinはフォトディテクタ１０３等によって生じる入力の寄生容量、Ａoは増幅回路１０２の開ループ利得（オープンループ利得）である。式（１）から、インピーダンス変換利得Ｚtが１／√２になる３ｄＢ帯域ｆ3dBは、以下のように求められる。
【０００７】
【数２】
【０００８】
一方、受信する光信号の強度は、伝送距離や、光送信器の出力強度によって変化する。このため、受信信号強度に対応したトランスインピーダンス利得の可変制御機能が必要になる。利得制御は、式（１）から分かるように、帰還抵抗ＲFを可変とすることで実現できる。
【０００９】
図１２に一般的な利得制御機能を備えたトランスインピーダンスアンプの回路構成図を示す。図中、１０６はトランスインピーダンスアンプ・コア回路、１０７は出力信号モニタ回路、１０８は利得制御回路である。利得制御機能を備えたトランスインピーダンスアンプについては例えば特許文献１に開示されている。トランスインピーダンスアンプは、トランスインピーダンスアンプ・コア回路１０６と、出力信号モニタ回路１０７と、利得制御回路１０８とからなり、モニタ信号に応じて可変帰還抵抗ＲFの値を変化させて利得制御を行う。出力信号モニタ回路１０７は、トランスインピーダンスアンプ・コア回路１０６の出力信号振幅を検出・モニタする。利得制御回路１０８は、可変帰還抵抗ＲFの値を制御し、あらかじめ設定された出力振幅が得られるようにトランスインピーダンスアンプの利得を最適値に設定する。
【００１０】
トランスインピーダンスアンプ・コア回路１０６の具体的な構成を図１３に示す。トランスインピーダンスアンプ・コア回路１０６は、トランジスタＱ1，Ｑ2と、コレクタ抵抗ＲLと、可変帰還抵抗ＲFと、電流源ＩＳと、周波数ピーキング回路１０９とから構成される。このような周波数ピーキング回路を備えたトランスインピーダンスアンプ・コア回路については、例えば非特許文献１に開示されている。トランスインピーダンスアンプの利得を決定する可変帰還抵抗ＲFは、利得制御電圧ＶCONT(AGC)により制御される。さらに、トランスインピーダンスアンプの利得周波数特性を改善するためにエミッタ直列帰還抵抗ＲEとピーキング容量ＣEとからなる周波数ピーキング回路１０９が用いられる。周波数ピーキング回路１０９において、例えばピーキング容量ＣEをバラクターなどの可変容量とすることで、周波数ピーキング量を調整することができ、トランスインピーダンスアンプの帯域を改善することができる。該可変容量は、周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)により制御される。
【００１１】
周波数ピーキング制御と利得制御を行う場合のトランスインピーダンスアンプの従来の構成を図１４に示す。周波数ピーキング制御と利得制御を行う制御回路１０８ａは、出力信号モニタ回路１０７の単一の検出信号に応じて、利得制御電圧ＶCONT(AGC)と周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)を出力する。制御電圧ＶCONT(AGC)，ＶCONT(Peak)は、出力信号モニタ回路１０７から出力される検出信号に対して係数や関数を乗じて与えられるものである。
【００１２】
トランスインピーダンスアンプの利得をモニタする従来の出力信号モニタ回路１０７の例を図１５（Ａ）、図１６（Ａ）に示す。図１５（Ａ）は、平均値検出型の出力信号モニタ回路１０７の例を示す図、図１６（Ａ）は、ピーク検出型の出力信号モニタ回路１０７の例を示す図である。平均値検出型およびピーク検出型の出力信号モニタ回路については、例えば非特許文献２に開示されている。
【００１３】
図１５（Ａ）に示す平均値検出型の出力信号モニタ回路１０７は、リファレンス電圧Ｖrefに対し、トランスインピーダンスアンプの出力信号Ｖoutの振幅の平均値Ｖaveを検出するものである。この出力信号モニタ回路１０７は、例えば図１５（Ａ）に示すように抵抗Ｒ1とホールド容量Ｃ1とから構成される。図１５（Ｂ）は平均値検出型の出力信号モニタ回路１０７の動作概要を示す図であり、トランスインピーダンスアンプの出力信号Ｖoutの波形を示す図である。抵抗Ｒ1とホールド容量Ｃ1とからなるＲＣローパスフィルタ（ＬＰＦ）は、トランスインピーダンスアンプの出力信号Ｖoutを平滑化し、出力信号Ｖoutの振幅に応じた平均値信号Ｖaveを検出する。
【００１４】
一方、図１６（Ａ）に示すピーク検出型の出力信号モニタ回路１０７は、リファレンス電圧Ｖrefに対し、トランスインピーダンスアンプの出力信号Ｖoutの振幅のピーク値Ｖpeakを検出する。この出力信号モニタ回路１０７は、例えば図１６（Ａ）に示すようにダイオード素子Ｄ1とホールド容量Ｃ2とから構成される。図１６（Ｂ）はピーク検出型の出力信号モニタ回路１０７の動作概要を示す図であり、トランスインピーダンスアンプの出力信号Ｖoutの波形を示す図である。ダイオード素子Ｄ1とホールド容量Ｃ2とからなるダイオード検波回路は、トランスインピーダンスアンプの出力信号Ｖoutを検波して、出力信号Ｖoutの振幅ピークに対応したピーク値信号Ｖpeakを検出する。
従来のトランスインピーダンスアンプでは、式（３）に示すように、その利得周波数特性は、入力容量Ｃin、帰還抵抗ＲFの影響を大きく受ける。
【００１５】
【数３】
【００１６】
式（３）において、Ｚtはトランスインピーダンス利得（電流−電圧変換利得）、Ａoはトランスインピーダンスアンプ・コア回路１０６の開ループ利得である。
図１７に、フォトディテクタ１０３等の入力容量Ｃinが変化した場合のトランスインピーダンスアンプの利得周波数特性の変化の例を示す。図１７において、１５０はトランスインピーダンスアンプの適正な周波数特性を示し、１５１は適正な周波数特性の場合の入力容量ＣinよりもＣinが小さい場合の周波数特性を示し、１５２は適正な周波数特性の場合の入力容量ＣinよりもＣinが大きい場合の周波数特性を示している。フォトディテクタ１０３等による入力容量Ｃinは、トランスインピーダンスアンプと接続するフォトディテクタ１０３の個体ばらつきや、モジュール実装条件等によって変化する。このため、図１７に示すように、帯域不足や過剰ピーキングが生じ、トランスインピーダンスアンプの特性劣化の要因となる。
【００１７】
また、入力信号強度によって利得Ｚtを変化させ最適な出力振幅を得るような可変利得とする場合、トランスインピーダンスアンプにおいては、帰還抵抗ＲFを可変とすることが一般に用いられる。しかしながら、帰還抵抗ＲFを変化させた場合も入力容量Ｃinが変化した場合と同様に、トランスインピーダンスアンプの周波数特性は大きく影響を受ける。図１８に、帰還抵抗ＲFを可変とし利得Ｚtを変化させた場合のトランスインピーダンスアンプの利得周波数特性の変化の例を示す。図１８において、１６０はトランスインピーダンスアンプの適正な周波数特性を示し、１６１は適正な周波数特性の場合の利得ＺtよりもＺtが大きい場合の周波数特性を示し、１６２は適正な周波数特性の場合の利得ＺtよりもＺtが小さい場合の周波数特性を示している。図１８に示すように、利得Ｚtの変化に伴い帯域不足や過剰ピーキングが生じるので、トランスインピーダンスアンプの特性劣化の要因となる。
【００１８】
すなわち、トランスインピーダンスアンプにおいて、ピーク検出型あるいは平均値検出型の出力信号モニタ回路１０７を用いた従来のモニタ技術では、可変利得ならびに可変周波数ピーキング制御機構を有するトランスインピーダンスアンプ・コア回路の周波数特性の平坦化が難しいという問題があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特開２００９−２３２３８０号公報
【非特許文献】
【００２０】
【非特許文献１】Chih-Fan Liao，and Shen-Luan Liu，“A 40Gb/s Transimpedance-AGC Amplifier with 19dB DR in 90nm CMOS”，IEEE International Solid-State Circuits Conference，Tech.Dig.，pp.54-55，2007
【非特許文献２】Ethan Crain，and Michael Perrott，“A 3.125Gb/s Limit Amplifier with 42dB Gain and 1 s Offset Compensation in 0.18μm CMOS”，IEEE International Solid-State Circuits Conference，Tech.Dig.，pp.232-233，2005
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
上記のように、従来のトランスインピーダンスアンプでは、利得の変化や入力容量の変化に対して、利得周波数特性の広帯域性と平坦性を両立させることが難しいという問題があった。
【００２２】
本発明の目的は上記の問題を解決し、広帯域かつ平坦性の高い利得周波数特性を有するトランスインピーダンスアンプを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明のトランスインピーダンスアンプは、電流信号を帰還抵抗の値に比例するトランスインピーダンス利得によって増幅すると同時に電圧信号に変換するコア回路と、このコア回路の出力信号振幅を検出する出力信号モニタ回路と、この出力信号モニタ回路が検出した振幅検出値に基づいて前記コア回路の利得および周波数ピーキング量を制御する制御回路とを備え、前記コア回路は、前記帰還抵抗の値を変化させる帰還抵抗可変回路と、前記周波数ピーキング量を変化させる周波数ピーキング回路とを備え、前記出力信号モニタ回路は、前記コア回路の出力信号を入力とする第一の帯域通過フィルタと、この第一の帯域通過フィルタの出力信号振幅を検出する第一の振幅検出回路と、前記コア回路の出力信号を入力とする第二の帯域通過フィルタと、この第二の帯域通過フィルタの出力信号振幅を検出する第二の振幅検出回路とから構成され、前記制御回路は、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値に基づいて前記帰還抵抗の値を変化させると共に、前記第二の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように、前記第二の振幅検出回路が検出した振幅検出値に基づいて前記周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするものである。
【００２４】
また、本発明のトランスインピーダンスアンプの１構成例において、前記出力信号モニタ回路の第二の帯域通過フィルタの通過帯域は、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域よりも高い周波数帯域であることを特徴とするものである。
また、本発明のトランスインピーダンスアンプの１構成例において、前記出力信号モニタ回路の第一の帯域通過フィルタは、前記コア回路の出力信号のうち低周波信号を通す低域通過フィルタであり、前記第二の帯域通過フィルタは、前記コア回路の出力信号のうち高周波信号を通す高域通過フィルタであることを特徴とするものである。
また、本発明のトランスインピーダンスアンプの１構成例において、前記制御回路は、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値に応じた利得制御電圧を前記帰還抵抗可変回路に出力して、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように前記帰還抵抗の値を変化させると共に、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値と前記第二の振幅検出回路が検出した振幅検出値との差分に応じた周波数ピーキング制御電圧を前記周波数ピーキング回路に出力して、前記第二の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように前記周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするものである。
【００２５】
また、本発明のトランスインピーダンスアンプの１構成例において、前記コア回路は、信号入力端子から入力される電流信号を増幅し電圧信号に変換して出力するエミッタ接地回路と、このエミッタ接地回路からの電圧信号を電力増幅して信号出力端子に出力するエミッタフォロア回路と、一端が前記信号出力端子に接続され、他端が前記信号入力端子に接続された前記帰還抵抗と、前記帰還抵抗可変回路と、前記周波数ピーキング回路とを備えることを特徴とするものである。
また、本発明のトランスインピーダンスアンプの１構成例において、前記エミッタ接地回路は、ベースが前記信号入力端子に接続された増幅用トランジスタと、一端に第１の電源電圧が供給され、他端が前記増幅用トランジスタのコレクタに接続されたコレクタ抵抗と、一端が前記増幅用トランジスタのエミッタに接続され、他端に第２の電源電圧が供給されるエミッタ抵抗とから構成され、前記エミッタフォロア回路は、ベースが前記増幅用トランジスタのコレクタに接続され、コレクタに第１の電源電圧が供給され、エミッタが前記信号出力端子に接続された出力用トランジスタと、この出力用トランジスタに一定の電流を供給する電流源とから構成され、前記周波数ピーキング回路は、前記エミッタ抵抗のインピーダンス値を変化させることにより、周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００２６】
本発明によれば、光信号に対応した電流信号を電圧信号に変換増幅するトランスインピーダンスアンプにおいて、従来技術では困難であった利得周波数特性の広帯域化と平坦化の両立が可能となる。本発明では、利得周波数特性の広帯域化により動作速度に対し必要な帯域が得られるため、符号間干渉による信号伝送特性劣化を抑えることができる。さらに、利得周波数特性の平坦化により過剰ピーキングが抑えられるので、高周波の信号成分が過剰になることによるリンギングや、郡遅延偏差の悪化による波形劣化を改善できるので、信号伝送特性劣化を抑えることができる。本発明では、特に、伝送距離等に応じて変更が必要になる利得の可変時や、受光素子や実装等によって生じる入力容量の変化に対し、安定して利得周波数特性の広帯域性と平坦性の改善が可能となる。すなわち、受信強度変化や入力容量等の外部要因に対して、トランスインピーダンスアンプの最適な利得周波数制御を提供することができる。本発明により、トランスインピーダンスアンプの広帯域かつ平坦な利得周波数特性が得られるので、良好な信号伝送特性が得られ、伝送距離の長延化に有効である。さらに、本発明による制御機能により実装等の外部要因に対し、容易に特性改善ができるため、コストを抑えることができ、高速動作化に有効である。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプの構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける可変帰還抵抗の構成を示す回路図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおけるピーキング容量の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける出力信号モニタ回路の構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける制御回路の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける出力信号モニタ回路のフィルタ特性例を示す図である。
【図７】本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける出力信号モニタ回路の動作概要を示す図である。
【図８】本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプの利得帯域制御特性を示す図である。
【図９】本発明の第２の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける出力信号モニタ回路の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第２の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプにおける出力信号モニタ回路のフィルタ特性例を示す図である。
【図１１】従来の光受信器の構成を示すブロック図である。
【図１２】利得制御機能を備えた従来のトランスインピーダンスアンプの構成を示すブロック図である。
【図１３】利得制御機能および周波数ピーキング制御機能を備えた従来のトランスインピーダンスアンプ・コア回路の構成を示す回路図である。
【図１４】利得制御機能および周波数ピーキング制御機能を備えた従来のトランスインピーダンスアンプの構成を示すブロック図である。
【図１５】従来の平均値検出型の出力信号モニタ回路の構成を示す回路図および動作概要を示す図である。
【図１６】従来のピーク検出型の出力信号モニタ回路の構成を示す回路図および動作概要を示す図である。
【図１７】従来のトランスインピーダンスアンプの周波数特性の入力容量依存性の例を示す図である。
【図１８】従来のトランスインピーダンスアンプの周波数特性の利得依存性の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
［第１の実施の形態］
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプの構成を示すブロック図である。
電流信号Ｉinを受信し電圧信号Ｖoutを出力するトランスインピーダンスアンプは、利得制御機能および周波数ピーキング制御機能を備えたトランスインピーダンスアンプ・コア回路６と、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の出力信号振幅を検出する出力信号モニタ回路７と、出力信号モニタ回路７が検出した振幅検出値に基づいてトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得および周波数ピーキング量を制御する制御回路８とを備えている。
【００２９】
トランスインピーダンスアンプ・コア回路６は、増幅回路２と、増幅回路２の入出力端子間に設けられた可変帰還抵抗ＲFとから構成される。トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の構成は図１３に示した構成と同一である。すなわち、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６は、ベースがコア回路６の信号入力端子に接続されたトランジスタＱ1と、ベースがトランジスタＱ1のコレクタに接続され、コレクタに電源電圧が供給され、エミッタがコア回路６の信号出力端子に接続されたトランジスタＱ2と、一端がトランジスタＱ1のコレクタに接続され、他端に電源電圧が供給されるコレクタ抵抗ＲLと、一端が信号入力端子に接続され、他端が信号出力端子に接続された可変帰還抵抗ＲFと、一端が信号出力端子に接続され、他端が接地された電流源ＩＳと、一端がトランジスタＱ1のエミッタに接続され、他端が接地された周波数ピーキング回路１０９とから構成される。
【００３０】
トランジスタＱ1とコレクタ抵抗ＲLとエミッタ直列帰還抵抗ＲEとは、エミッタ接地回路を構成し、トランジスタＱ2と電流源ＩＳとは、エミッタフォロア回路を構成している。エミッタ接地回路とエミッタフォロア回路とは、図１に示した増幅回路２を構成している。トランスインピーダンスアンプ・コア回路６は、信号入力端子からトランジスタＱ1のベースに入力される電流信号Ｉinを、可変帰還抵抗ＲFの値に応じて増幅して、電圧信号に変換し、しかる後、トランジスタＱ2のエミッタから、電力増幅した出力信号Ｖout（電圧信号）として低インピーダンスで出力する。
【００３１】
図２は可変帰還抵抗ＲFの構成を示す回路図である。図２に示すように、可変帰還抵抗ＲFは、ゲートに制御回路８からの利得制御電圧ＶCONT(AGC)が入力され、ソースがトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の信号出力端子に接続され、ドレインがトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の信号入力端子に接続されたＭＯＳトランジスタＱ3と、一端がトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の信号出力端子に接続され、他端がトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の信号入力端子に接続された帰還抵抗ＲF1とから構成される。ＭＯＳトランジスタＱ3は、帰還抵抗可変回路を構成しており、利得制御電圧ＶCONT(AGC)に応じてドレイン−ソース間の抵抗値が連続的に変化する連続可変抵抗となる。
【００３２】
周波数ピーキング回路１０９は、一端がトランジスタＱ1のエミッタに接続され、他端が接地されたエミッタ直列帰還抵抗ＲEと、エミッタ直列帰還抵抗ＲEと並列に設けられたピーキング容量ＣEとからなる。ピーキング容量ＣEは、ＭＩＭ容量、ＭＯＳ容量やバラクタ容量などの可変容量を用いることにより実現できる。
【００３３】
図３はＭＯＳトランジスタを可変抵抗として用いる場合のピーキング回路ＣEの構成を示す回路図である。図３に示すように、ピーキング回路ＣEは、ゲートに周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)が入力され、ドレインがトランジスタＱ1のエミッタに接続されたＭＯＳトランジスタＱ4と、一端がＭＯＳトランジスタＱ4のソースに接続され、他端が接地されたエミッタ抵抗Ｒe1と、一端がＭＯＳトランジスタＱ4のソースに接続された容量Ｃe1と、一端が容量Ｃe1の他端に接続され、他端が接地されたエミッタ抵抗Ｒe2とから構成される。ＭＯＳトランジスタＱ4は、周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)に応じてドレイン−ソース間の抵抗値が連続的に変化する連続可変抵抗となる。このＭＯＳトランジスタＱ4およびエミッタ抵抗Ｒe1，Ｒe2は、エミッタ直列帰還抵抗ＲEに対して並列に接続されていることから明らかなように、エミッタ直列帰還抵抗ＲEの抵抗値を連続的に変化させる役割を果たす。さらに、エミッタ抵抗Ｒe2と直列に挿入されている容量Ｃe1は、エミッタ直列帰還抵抗ＲEの高周波帯におけるインピーダンスを変化させる役割を果たす。従って、上記回路はＭＯＳトランジスタＱ4のゲート電位を制御することにより、高周波帯におけるインピーダンスを制御でき、ピーキング回路として機能する。
【００３４】
図４は出力信号モニタ回路７の構成を示すブロック図である。図４に示すように、出力信号モニタ回路７は、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の出力信号Ｖoutのうち低周波信号のみを通す第一の帯域通過フィルタである低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１０と、出力信号Ｖoutのうち高周波信号のみを通す第二の帯域通過フィルタである帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１１と、ＬＰＦ１０から出力される出力信号の振幅を検出する第一の振幅検出回路１２と、ＢＰＦ１１から出力される出力信号の振幅を検出する第二の振幅検出回路１３とから構成される。
【００３５】
図５は制御回路８の構成を示すブロック図である。制御回路８には、第一の振幅検出回路１２が検出した振幅検出値ＶLと第二の振幅検出回路１３が検出した振幅検出値ＶHとが入力される。制御回路８は、低周波信号の振幅検出値ＶLに応じた利得制御電圧ＶCONT(AGC)を出力する出力バッファ１４と、低周波信号の振幅検出値ＶLと高周波信号の振幅検出値ＶHとの差分（ＶL−ＶH）を算出する減算器１５と、減算器１５が算出した差分（ＶL−ＶH）に応じた周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)を出力する出力バッファ１６とから構成される。
【００３６】
本実施の形態では、異なる周波数帯の出力信号振幅を検出する２つの振幅検出回路を出力信号モニタ回路７に設けることにより、トランスインピーダンスアンプの利得周波数特性の広帯域性と平坦性の両立を可能とした。すなわち、本実施の形態では、出力信号モニタ回路７の第二の帯域通過フィルタであるＢＰＦ１１の通過帯域を、第一の帯域通過フィルタであるＬＰＦ１０の通過帯域よりも高い周波数帯域とすることにより、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の出力信号Ｖoutに含まれる低周波信号の振幅検出値ＶLと出力信号Ｖoutに含まれる高周波信号の振幅検出値ＶHとをモニタできるので、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得情報を検出できるだけでなく、低周波信号の振幅検出値ＶLと高周波信号の振幅検出値ＶHとの差分からトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得特性の周波数特性をも検出できるため、トランスインピーダンスアンプの利得周波数特性の平坦性制御が可能となる。
【００３７】
前述の式（３）に示すように、トランスインピーダンス利得Ｚtは、その周波数帯域の決定要因である入力時定数として帰還抵抗ＲFと開ループ利得Ａoがあるので、周波数ピーキング回路１０９のみでなく開ループ利得も制御することにより、トランスインピーダンスアンプの利得周波数特性の広帯域化と平坦性の改善がより可能となる。
【００３８】
図４に示した出力信号モニタ回路７のフィルタ特性例を図６に示す。図６において、６０はトランスインピーダンスアンプの適正な利得周波数特性を示し、６１はＬＰＦ１０の通過帯域特性を示し、６２はＢＰＦ１１の通過帯域特性を示している。
図７（Ａ）、図７（Ｂ）、図７（Ｃ）は出力信号モニタ回路７による出力信号振幅検出の動作概要を示す図であり、ＬＰＦ１０が抽出する低周波信号とＢＰＦ１１が抽出する高周波信号の波形例を示す図である。図７（Ａ）は高周波信号の振幅ＶaHと低周波信号の振幅ＶaLが同じ場合の波形例を示し、図７（Ｂ）は高周波信号の振幅ＶaHが低周波信号の振幅ＶaLよりも小さい場合の波形例を示し、図７（Ｃ）は高周波信号の振幅ＶaHが低周波信号の振幅ＶaLよりも大きい場合の波形例を示している。
【００３９】
出力信号モニタ回路７の第一の振幅検出回路１２は、ＬＰＦ１０が抽出した低周波信号の振幅ＶaLに応じた振幅検出値ＶLを出力し、第二の振幅検出回路１３は、ＢＰＦ１１が抽出した高周波信号の振幅ＶaHに応じた振幅検出値ＶHを出力する。
【００４０】
制御回路８は、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得については低周波信号の振幅検出値ＶLに応じて制御する。低周波信号の振幅検出値ＶLが大きくなると、利得制御電圧ＶCONT(AGC)が上昇するので、ＭＯＳトランジスタＱ3のドレイン−ソース間の抵抗値が小さくなる。これにより、可変帰還抵抗ＲFの抵抗値（ＭＯＳトランジスタＱ3と帰還抵抗ＲF1の合成の抵抗値）が小さくなるので、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得が小さくなる。
【００４１】
反対に、低周波信号の振幅検出値ＶLが小さくなると、利得制御電圧ＶCONT(AGC)が低下するので、ＭＯＳトランジスタＱ3のドレイン−ソース間の抵抗値が大きくなる。これにより、可変帰還抵抗ＲFの抵抗値が大きくなるので、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得が大きくなる。こうして、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の低周波帯の出力信号振幅が所望の値になるように利得制御を行うことができる。
【００４２】
また、制御回路８は、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の周波数ピーキング量については高周波信号の振幅検出値ＶHに応じて制御する。さらに、制御回路８は、低周波信号の振幅検出値ＶLを基準値とし、高周波信号の振幅検出値ＶHとの差分信号に応じて高周波信号振幅を制御する。
【００４３】
すなわち、図７（Ｂ）の場合のようにトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の出力信号Ｖoutの高周波成分が不足している場合は、ＶaL＞ＶaHとなり、ＶL＞ＶHとなるので、周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)が上昇し、ＭＯＳトランジスタＱ4のドレイン−ソース間の抵抗値が小さくなる。これにより、エミッタ直列帰還抵抗ＲEとピーキング容量ＣEの合成の抵抗値が小さくなるので、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得が大きくなる。このとき、低周波帯においてはＭＯＳトランジスタＱ4とエミッタ抵抗Ｒe1とからなる回路がエミッタ直列帰還抵抗ＲEに並列に接続されている状態と等価であるのに対して、高周波帯においては更に容量Ｃe1とエミッタ抵抗Ｒe2とからなる回路がエミッタ直列帰還抵抗ＲEに並列に接続されている状態となるので、エミッタ直列帰還抵抗ＲEとピーキング容量ＣEの合成のインピーダンス値は低周波帯に比べて高周波帯でより小さくなる。こうして、周波数ピーキング回路１０９のピーキング量を増やすことにより、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の高周波帯の出力信号振幅が大きくなるように制御する。
【００４４】
一方、図７（Ｃ）の場合のようにトランスインピーダンスアンプ・コア回路６の出力信号Ｖoutの高周波成分が大きく過剰ピーキングになっている場合は、ＶaL＜ＶaHとなり、ＶL＜ＶHとなるので、周波数ピーキング制御電圧ＶCONT(Peak)が低下し、ＭＯＳトランジスタＱ4のドレイン−ソース間の抵抗値が大きくなる。これにより、エミッタ直列帰還抵抗ＲEとピーキング容量ＣEの合成の抵抗値が大きくなるので、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得が小さくなる。ＭＯＳトランジスタＱ4のドレイン−ソース間の抵抗値が大きくなると、キャパシタＣe1によるインピーダンス低減効果が弱くなるので、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の高周波帯の利得を増大させる高周波ピーキング効果も弱くなる。こうして、周波数ピーキング回路１０９のピーキング量を減らすことにより、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の高周波帯の出力信号振幅が小さくなるように制御する。以上により、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の高周波帯の出力信号振幅が所望の値になるように周波数ピーキング制御を行うことができる。
【００４５】
図８は本実施の形態のトランスインピーダンスアンプの利得帯域制御特性を示す図である。図８において、８０はトランスインピーダンスアンプの適正な利得周波数特性を示し、８１は帯域不足の場合の利得周波数特性を示し、８２は過剰ピーキングの場合の利得周波数特性を示している。上記の図７（Ｂ）に示した低周波信号と高周波信号の関係は図８の８１の場合に対応し、図７（Ｃ）に示した低周波信号と高周波信号の関係は図８の８２の場合に対応している。
【００４６】
ＬＰＦ１０と第一の振幅検出回路１２とからなる回路は、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の低周波帯ｆWLの利得ＺtLに対応する出力信号振幅ＶaLを検出するのに対し、ＢＰＦ１１と第二の振幅検出回路１３とからなる回路は、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の高周波帯ｆWHの利得ＺtHに対応する出力信号振幅ＶaHを検出する。この周波数帯域に応じた振幅検出値により、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の利得制御と周波数ピーキング量制御を行う。
【００４７】
特に、高速受信用トランスインピーダンスアンプなどの広帯域受信増幅回路においては、広帯域特性を得るために増幅回路内の周波数極（ポール）を周波数帯域（ｆ3dB）付近に設定する。このため、広帯域受信増幅回路の利得周波数特性は図８に示すように低周波帯で平坦で、高周波帯で周波数極が集中し帯域不足もしくは過剰ピーキングになりやすいため、本実施の形態による利得制御およびピーキング制御は広帯域受信増幅回路の広帯域化に有効である。
【００４８】
したがって、本実施の形態では、上記の手段により、トランスインピーダンスアンプにおいて、従来技術では困難であった利得周波数特性の広帯域性と平坦性の両立を大きく改善することができる。特に、伝送距離等に応じて変更が必要になる利得の可変時や、フォトディテクタや実装等によって生じる入力容量の変化に対して、安定して利得周波数特性の広帯域性と平坦性の改善が可能となる。すなわち、受信強度変化や入力容量等の外部要因に対して、トランスインピーダンスアンプの最適な利得周波数制御を提供することができる。
【００４９】
［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。第１の実施の形態では、出力信号モニタ回路７の第二の帯域通過フィルタとしてＢＰＦ１１を用いたが、高域通過フィルタ（ＨＰＦ）を用いてもよい。
図９は本実施の形態の出力信号モニタ回路７の構成を示すブロック図である。本実施の形態においても、トランスインピーダンスアンプ全体の構成は第１の実施の形態と同様であるので、図１〜図３、図５の符号を用いて説明する。
【００５０】
図９に示すように、本実施の形態の出力信号モニタ回路７は、ＬＰＦ１０と、第一の振幅検出回路１２と、トランスインピーダンスアンプ・コア回路６の出力信号Ｖoutのうち高周波信号のみを通す第二の帯域通過フィルタであるＨＰＦ１７と、ＨＰＦ１７から出力される出力信号の振幅を検出する第二の振幅検出回路１８とから構成される。第二の振幅検出回路１８は、ＨＰＦ１７が抽出した高周波信号の振幅に応じた振幅検出値ＶHを出力する。
【００５１】
図９に示した出力信号モニタ回路７のフィルタ特性例を図１０に示す。図１０において、６０はトランスインピーダンスアンプの適正な利得周波数特性を示し、６１はＬＰＦ１０の通過帯域特性を示し、６３はＨＰＦ１７の通過帯域特性を示している。
その他の構成は、第１の実施の形態と同じである。
【００５２】
以上のように、本実施の形態では、出力信号モニタ回路７の第二の帯域通過フィルタとしてＢＰＦ１１の代わりに、ＨＰＦ１７を用いることにより、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【産業上の利用可能性】
【００５３】
本発明は、光受信回路において信号等化を行うトランスインピーダンスアンプに適用することができる。
【符号の説明】
【００５４】
２…増幅回路、６…トランスインピーダンスアンプ・コア回路、７…出力信号モニタ回路、８…制御回路、１０…低域通過フィルタ、１１…帯域通過フィルタ、１２，１３，１８…振幅検出回路、１４，１６…出力バッファ、１５…減算器、１７…高域通過フィルタ、Ｑ1〜Ｑ4…トランジスタ、ＲL，ＲE，Ｒe1，Ｒe2…抵抗、ＲF，ＲF1…帰還抵抗、ＣE，Ｃe1…容量、ＩＳ…電流源。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流信号を帰還抵抗の値に比例するトランスインピーダンス利得によって増幅すると同時に電圧信号に変換するコア回路と、
このコア回路の出力信号振幅を検出する出力信号モニタ回路と、
この出力信号モニタ回路が検出した振幅検出値に基づいて前記コア回路の利得および周波数ピーキング量を制御する制御回路とを備え、
前記コア回路は、
前記帰還抵抗の値を変化させる帰還抵抗可変回路と、
前記周波数ピーキング量を変化させる周波数ピーキング回路とを備え、
前記出力信号モニタ回路は、
前記コア回路の出力信号を入力とする第一の帯域通過フィルタと、
この第一の帯域通過フィルタの出力信号振幅を検出する第一の振幅検出回路と、
前記コア回路の出力信号を入力とする第二の帯域通過フィルタと、
この第二の帯域通過フィルタの出力信号振幅を検出する第二の振幅検出回路とから構成され、
前記制御回路は、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値に基づいて前記帰還抵抗の値を変化させると共に、前記第二の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように、前記第二の振幅検出回路が検出した振幅検出値に基づいて前記周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
【請求項２】
請求項１に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
前記出力信号モニタ回路の第二の帯域通過フィルタの通過帯域は、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域よりも高い周波数帯域であることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
【請求項３】
請求項１または２に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
前記出力信号モニタ回路の第一の帯域通過フィルタは、前記コア回路の出力信号のうち低周波信号を通す低域通過フィルタであり、前記第二の帯域通過フィルタは、前記コア回路の出力信号のうち高周波信号を通す高域通過フィルタであることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
【請求項４】
請求項１乃至３の何れか１項に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
前記制御回路は、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値に応じた利得制御電圧を前記帰還抵抗可変回路に出力して、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように前記帰還抵抗の値を変化させると共に、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値と前記第二の振幅検出回路が検出した振幅検出値との差分に応じた周波数ピーキング制御電圧を前記周波数ピーキング回路に出力して、前記第二の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように前記周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
【請求項５】
請求項１乃至４の何れか１項に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
前記コア回路は、
信号入力端子から入力される電流信号を増幅し電圧信号に変換して出力するエミッタ接地回路と、
このエミッタ接地回路からの電圧信号を電力増幅して信号出力端子に出力するエミッタフォロア回路と、
一端が前記信号出力端子に接続され、他端が前記信号入力端子に接続された前記帰還抵抗と、
前記帰還抵抗可変回路と、
前記周波数ピーキング回路とを備えることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
【請求項６】
請求項５に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
前記エミッタ接地回路は、ベースが前記信号入力端子に接続された増幅用トランジスタと、一端に第１の電源電圧が供給され、他端が前記増幅用トランジスタのコレクタに接続されたコレクタ抵抗と、一端が前記増幅用トランジスタのエミッタに接続され、他端に第２の電源電圧が供給されるエミッタ抵抗とから構成され、
前記エミッタフォロア回路は、ベースが前記増幅用トランジスタのコレクタに接続され、コレクタに第１の電源電圧が供給され、エミッタが前記信号出力端子に接続された出力用トランジスタと、この出力用トランジスタに一定の電流を供給する電流源とから構成され、
前記周波数ピーキング回路は、前記エミッタ抵抗のインピーダンス値を変化させることにより、周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
【請求項１】
電流信号を帰還抵抗の値に比例するトランスインピーダンス利得によって増幅すると同時に電圧信号に変換するコア回路と、
このコア回路の出力信号振幅を検出する出力信号モニタ回路と、
この出力信号モニタ回路が検出した振幅検出値に基づいて前記コア回路の利得および周波数ピーキング量を制御する制御回路とを備え、
前記コア回路は、
前記帰還抵抗の値を変化させる帰還抵抗可変回路と、
前記周波数ピーキング量を変化させる周波数ピーキング回路とを備え、
前記出力信号モニタ回路は、
前記コア回路の出力信号を入力とする第一の帯域通過フィルタと、
この第一の帯域通過フィルタの出力信号振幅を検出する第一の振幅検出回路と、
前記コア回路の出力信号を入力とする第二の帯域通過フィルタと、
この第二の帯域通過フィルタの出力信号振幅を検出する第二の振幅検出回路とから構成され、
前記制御回路は、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値に基づいて前記帰還抵抗の値を変化させると共に、前記第二の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように、前記第二の振幅検出回路が検出した振幅検出値に基づいて前記周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
【請求項２】
請求項１に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
前記出力信号モニタ回路の第二の帯域通過フィルタの通過帯域は、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域よりも高い周波数帯域であることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
【請求項３】
請求項１または２に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
前記出力信号モニタ回路の第一の帯域通過フィルタは、前記コア回路の出力信号のうち低周波信号を通す低域通過フィルタであり、前記第二の帯域通過フィルタは、前記コア回路の出力信号のうち高周波信号を通す高域通過フィルタであることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
【請求項４】
請求項１乃至３の何れか１項に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
前記制御回路は、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値に応じた利得制御電圧を前記帰還抵抗可変回路に出力して、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように前記帰還抵抗の値を変化させると共に、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値と前記第二の振幅検出回路が検出した振幅検出値との差分に応じた周波数ピーキング制御電圧を前記周波数ピーキング回路に出力して、前記第二の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように前記周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
【請求項５】
請求項１乃至４の何れか１項に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
前記コア回路は、
信号入力端子から入力される電流信号を増幅し電圧信号に変換して出力するエミッタ接地回路と、
このエミッタ接地回路からの電圧信号を電力増幅して信号出力端子に出力するエミッタフォロア回路と、
一端が前記信号出力端子に接続され、他端が前記信号入力端子に接続された前記帰還抵抗と、
前記帰還抵抗可変回路と、
前記周波数ピーキング回路とを備えることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
【請求項６】
請求項５に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、
前記エミッタ接地回路は、ベースが前記信号入力端子に接続された増幅用トランジスタと、一端に第１の電源電圧が供給され、他端が前記増幅用トランジスタのコレクタに接続されたコレクタ抵抗と、一端が前記増幅用トランジスタのエミッタに接続され、他端に第２の電源電圧が供給されるエミッタ抵抗とから構成され、
前記エミッタフォロア回路は、ベースが前記増幅用トランジスタのコレクタに接続され、コレクタに第１の電源電圧が供給され、エミッタが前記信号出力端子に接続された出力用トランジスタと、この出力用トランジスタに一定の電流を供給する電流源とから構成され、
前記周波数ピーキング回路は、前記エミッタ抵抗のインピーダンス値を変化させることにより、周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【公開番号】特開２０１３−９０１２８（Ｐ２０１３−９０１２８Ａ）
【公開日】平成２５年５月１３日（２０１３．５．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２２８６９２（Ｐ２０１１−２２８６９２）
【出願日】平成２３年１０月１８日（２０１１．１０．１８）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月１３日（２０１３．５．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１０月１８日（２０１１．１０．１８）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
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