パルス密度変復調回路及び該変復調回路を用いたインバータ制御装置
【課題】伝送路の電気的な絶縁手段としてフォトカプラ等を用いる場合であれ、パルス密度変調信号をより高精度に復調することのできるパルス密度変復調回路、及び該パルス密度変復調回路を用いたインバータ制御装置を提供する。
【解決手段】アナログ信号として抽出される温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦをパルス密度変調信号Ｖｏｕｔに変調する。こうして変調されたパルス密度変調信号Ｖｏｕｔに対してストップビットを付与し、このストップビットの付与された信号ＳＶｏｕｔを高圧回路側から低圧回路側に伝送する。そして、この伝送された信号ＳＶｏｕｔを受信して一定時間Ｔｃ中のパルス数ｎｘをカウントするとともに、この一定時間Ｔｃ中に受信し得る最大パルス数ｎ１００をパルス密度１００％として、最大パルス数ｎ１００に対するカウントしたパルス数ｎｘの割合として抽出される温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦを復調する。
【解決手段】アナログ信号として抽出される温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦをパルス密度変調信号Ｖｏｕｔに変調する。こうして変調されたパルス密度変調信号Ｖｏｕｔに対してストップビットを付与し、このストップビットの付与された信号ＳＶｏｕｔを高圧回路側から低圧回路側に伝送する。そして、この伝送された信号ＳＶｏｕｔを受信して一定時間Ｔｃ中のパルス数ｎｘをカウントするとともに、この一定時間Ｔｃ中に受信し得る最大パルス数ｎ１００をパルス密度１００％として、最大パルス数ｎ１００に対するカウントしたパルス数ｎｘの割合として抽出される温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦを復調する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば温度情報等、物理量情報の伝送に用いられるパルス密度変復調回路、及び該変復調回路を用いて例えば電気自動車やハイブリッド車等の車両内での電力変換を行うインバータの駆動を制御するパルス密度変復調回路を用いたインバータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
上記インバータ制御装置としては、例えば電気自動車やハイブリッド車などにあって、車載バッテリから供給される直流電力をモータ駆動用の三相交流等に変換するなどの電力変換を行うインバータを対象としてその駆動を制御する装置が知られている。このようなインバータ制御装置は通常、駆動対象であるモータに数Ｋｗから数十ｋｗ程度の電力を供給するために数十Ｖ〜数百Ｖ程度の範囲の電圧を必要とする高圧回路と、十数Ｖ以下の電圧範囲で動作してモータの駆動を制御する低圧回路（制御部）とを有して構成される。そして、高圧回路から低圧回路に伝送される物理量、例えばインバータに用いられるＩＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ）等の温度検出用のダイオードの順方向電圧に対応した温度情報に基づいてインバータの駆動態様、ひいてはモータの駆動態様に関する制御が実行される。一方、高圧回路と低圧回路とでは、必要とされる電圧の範囲が大幅に異なるために、これら高圧回路と低圧回路とが電気的に絶縁されていないような場合には、低圧回路側にある制御部に過電圧が印加される虞がある。そこで、例えばフォトカプラ等を介して高圧回路と低圧回路とを電気的に絶縁して、上記温度検出用のダイオードの温度情報（電圧情報）を高圧回路側から低圧回路側に伝送するようにしている。図９に、このフォトカプラを用いて高圧回路と低圧回路とを電気的に絶縁して上記インバータの制御を行うインバータ制御装置の一例についてその構成の概要を示す。
【０００３】
図９に示すように、このインバータ制御装置では、まず、高圧回路側のインバータ１１０を構成するＩＧＢＴ１１１に内蔵された温度検出用のダイオード１１２の順方向電圧ＶＦが検出される。次いで、こうして検出されたダイオード１１２の順方向電圧ＶＦがパルス密度変調回路１２０によってパルス密度変調（ＰＤＭ）信号に変換されることにより、アナログ信号がパルス（２値化）信号に一旦変換される。すなわちここでは、温度検出用のダイオード１１２の順方向電圧ＶＦが高い、すなわちＩＧＢＴ１１１の温度が低いときはオン密度の高いパルス密度変調信号に変調されるとともに、温度検出用のダイオード１１２の順方向電圧ＶＦが低い、すなわちＩＧＢＴ１１１の温度が高いときはオン密度の低いパルス密度変調信号に変調される。
【０００４】
図１０は、こうしたパルス密度変調信号についてその一例を示したものである。同図１０に示されるように、ここでは７段階のパルス密度に変調する場合について示しており、例えばＩＧＢＴ１１１の温度が「１５℃」のときはパルス密度変調信号のオン密度（パルス密度）が「９０％」となっており、ＩＧＢＴ１１１の温度が上昇するにつれてパルス密度変調信号のオン密度が次第に低下するようになる。そして、ＩＧＢＴ１１１の温度が「１５０℃」のときには、オン密度が「１０％」となる。
【０００５】
こうして上記電圧ＶＦ（温度情報）がパルス密度変調信号としてパルス密度変調回路１２０から出力されると、そのパルス密度（パルス幅）に応じてスイッチング素子ＳＷ１がオン／オフされ、そのオン／オフ情報がフォトカプラＩＳ１を介して高圧回路側から低圧回路側に伝送される。こうして低圧回路側にパルス密度変調信号が伝送されると、低圧回路では復調回路２１０により、上記変調されたパルス密度（オン／オフ密度）に応じて電圧値が推移する、すなわち上記電圧ＶＦの推移に対応したアナログ信号として同パルス密
度変調信号が復調される。そして、この復調されたアナログ信号がＩＧＢＴ１１１の温度情報としてインバータ制御マイコン２２０に取り込まれるとともにその内部でＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換され、その温度情報に基づいて同マイコン２２０によるＩＧＢＴ１１１の駆動指令が生成される。他方、この生成された駆動指令はスイッチング素子ＳＷ２を通じてオン／オフ情報に変換され、このオン／オフ情報に変換された駆動指令がフォトカプラＩＳ２を介して低圧回路から高圧回路に伝送（フィードバック）される。そして、高圧回路では、ＩＧＢＴ駆動回路１４０を通じて、このフィードバックされた駆動指令に基づくＩＧＢＴ１１１、ひいてはインバータ１１０の駆動を実行する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００７−３０６７０９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
このように、フォトカプラを用いて高圧回路側から低圧回路側に電圧情報（温度情報）を伝送することとすれば、これら高圧回路と低圧回路とを電気的に絶縁した状態で、高圧回路側にあるＩＧＢＴの温度を低圧回路側にあるマイコンにより監視することができるようにはなる。
【０００８】
しかし、上記パルス密度変調信号を復調する復調回路２１０は、図９にその構成を併せて示すように、トランジスタＱ１をはじめ、分圧回路（Ｒ４〜Ｒ６）やフィルタ回路（Ｒ７、Ｃ７）等からなるアナログ回路によって構成されている。このため、同復調回路２１０を通じてパルス密度変調信号をアナログ信号に復調する際、上記トランジスタＱ１がオン状態となるたびにそのコレクタ−エミッタ間に飽和電圧が発生し、この飽和電圧がばらつきを持つために、抵抗Ｒ４に印加される電圧も電源電圧からこの飽和電圧のばらつきを引いた誤差を持つ値となってしまう。しかも、抵抗Ｒ４及びＲ５による分圧値、及び抵抗Ｒ５及びＲ６による分圧値も、それら抵抗自身のばらつきに起因するばらつきを持つようになるために、結局は、その入力信号たる抵抗Ｒ３に印加される電圧も誤差を持った値となってしまう。
【０００９】
このように、上記復調回路２１０によってパルス密度変調信号をアナログ信号に変換する際には、こうした各種の誤差が無視できないものとなり、その復調されたアナログ信号自体が信頼性の低いものとなっている。
【００１０】
一方、このような信頼性の低下は、上記フォトカプラにおいても生じる。すなわちフォトカプラには通常、そのスイッチングに伴い、（イ）オン動作に入るまでの時間、（ロ）オン状態になるまでの時間、（ハ）オフ動作に入るまでの時間、（ニ）オフ状態になるまでの時間、といった４種類の遅延が生じる。このうち、（イ）と（ハ）の遅延時間、及び（ロ）と（ニ）の遅延時間がそれぞれ同等であればパルス歪みによるデューティの誤差は生じないが、実際には数十から数百μｓｅｃのパルス遅延やパルス歪みが発生し、このことも復調精度の悪化の一因となっている。
【００１１】
なお従来、例えば特許文献１に見られるように、デルタシグマ変復調回路を用いて電圧値等の物理量をモニタする装置も知られてはいる。しかしこのような装置であれ、信号伝送路を電気的に絶縁する手段として簡易かつ安易なフォトカプラを利用しようとすれば、上述した復調精度の悪化が避けられず、変復調回路としての複雑さとも併せて、なお改良の余地を残すものとなっている。
【００１２】
本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、伝送路の電気的な絶縁手段としてフ
ォトカプラ等を用いる場合であれ、パルス密度変調信号をより高精度に復調することのできるパルス密度変復調回路、及び該パルス密度変復調回路を用いたインバータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
以下、上記課題を解決するための手段及びその作用効果について記載する。
請求項１に記載の発明は、アナログ信号として抽出される物理量情報をその都度の信号の大きさに対応したパルス密度を有するとともに基本クロックに同期した信号であるパルス密度変調信号に変調するパルス密度変調回路と、この変調されたパルス密度変調信号の分解能に対応してその末尾を前記基本クロックの１周期の時間からなる論理「０」レベルのストップビットとするストップビット付与回路と、このストップビットの付与されたパルス密度変調信号を伝送する伝送路と、この伝送されたストップビットの付与されたパルス密度変調信号を受信して一定時間中のパルス数をカウントするとともに、この一定時間中に受信し得る最大パルス数をパルス密度１００％として、前記最大パルス数に対する前記カウントしたパルス数の割合として前記抽出される物理量情報を復調する復調回路と、を備えることを要旨とする。
【００１４】
上記構成によれば、パルス密度変調回路によって変調されたパルス密度変調信号のパルス密度が上記ストップビットの付与によってパルス数に変換され、この変換されたパルス数の割合として上記パルス密度変調された物理量情報を抽出することができるようになる。すなわち、伝送路を介して受信されたパルス密度変調信号を復調する上で、そのパルス幅に影響を受けることなく、単なるパルス数として上記物理量情報を復調することができるようになる。これにより、伝送路に電気的な絶縁を図る手段としてフォトカプラ等が設けられたとしても、このフォトカプラ等に起因するパルス遅延、パルス歪等の誤差がパルス密度変調信号に変調された物理量情報に影響を与えることがなく、高い精度のもとにパルス密度変調信号を復調することができるようになる。
【００１５】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のパルス密度変復調回路において、前記ストップビット付与回路は、前記基本クロックを前記パルス密度変調信号の分解能を決定する所定の比率で分周した信号と前記パルス密度変調信号との論理積によって当該パルス密度変調信号に前記ストップビットを付与するものであることを要旨とする。
【００１６】
上記構成によれば、パルス密度変調信号に対するストップビットの付与が、基本クロックが所定の比率で分周された信号とパルス密度変調信号との論理積によって行われる。これにより、ストップビットの付与されたパルス密度変調信号のパルス数と上記最大パルス数との割合の抽出としての復調を行う上で、その復調にかかる精度もより高められるようになる。なお、パルス密度変調信号の分解能を決定する比率としては、パルス密度変調信号の最小パルス幅（最小パルス密度）よりも小さいものが望ましく、これにより、パルス数と最大パルス数との割合の抽出としての復調をより高精度に行うことができるようになる。
【００１７】
請求項３に記載の発明は、請求項２に記載のパルス密度変復調回路において、前記パルス密度変調信号の分解能を決定する前記基本クロックの所定の分周の比率が「７：１」であることを要旨とする。
【００１８】
上記構成によるように、パルス密度変調信号の分解能を決定する基本クロックの所定の分周の比率を「７：１」とすれば、従来から汎用されている先の図１０に例示したような７段階での物理量表現も容易となる。すなわち、高い実用性を得ることができるようになる。
【００１９】
請求項４に記載の発明は、請求項３に記載のパルス密度変復調回路において、前記復調回路は前記カウントするパルスのパルス幅を併せて測定するものであり、この測定したパルス幅をＴｗとして、そのパルス周期Ｔｔを
Ｔｔ＝Ｔｗ×（８／７）
として求めるとともに、前記パルス数をカウントする一定時間をＴｃとして、前記パルス密度１００％とする前記一定時間中に受信し得る最大パルス数ｎ１００を
ｎ１００＝Ｔｃ／Ｔｔ
として定めることを要旨とする。
【００２０】
上記構成によるように、ストップビットの付与されたパルス密度変調信号の復調に際し、上記測定されたパルス幅Ｔｗに基づきそのパルス周期Ｔｔを求め、このパルス周期Ｔｔに基づいて同パルス数をカウントした一定時間Ｔｃ内で受信し得る最大パルス数ｎ１００を求めることとすれば、これら最大パルス数ｎ１００に対する上記カウントされたパルス数との割合の抽出による復調をより望ましいかたちで行うことができるようになる。
【００２１】
請求項５に記載の発明は、請求項４に記載のパルス密度変復調回路において、前記パルス密度変調回路が前記パルス密度変調信号に変調する物理量情報の最大値をＰｍａｘ、同物理量情報の最小値をＰｍｉｎとするとき、前記復調回路は、前記一定時間中にカウントしたパルス数をｎｘとして、前記復調するその都度の物理量Ｐｘを、前記最大パルス数ｎ１００に対する前記カウントしたパルス数ｎｘの割合に基づき
Ｐｘ＝Ｐｍａｘ−（Ｐｍａｘ−Ｐｍｉｎ）×（ｎｘ／ｎ１００）
として求めることを要旨とする。
【００２２】
上記構成によるように、ストップビットの付与されたパルス密度変調信号から物理量情報への復調を、この物理量情報の最大値Ｐｍａｘ及び最小値Ｐｍｉｎに基づくその都度の物理量の算出として行うこととすれば、一定時間中にカウントされたパルス数の割合の抽出による復調をより高い精度のもとに行うことができるようになる。
【００２３】
請求項６に記載の発明は、車載バッテリから供給される直流電力を電力変換するインバータの駆動制御に必要とされる物理量情報をパルス密度変復調回路を介してモニタしつつ同インバータの駆動を制御するパルス密度変復調回路を用いたインバータ制御装置において、前記パルス密度変復調回路として請求項１〜５のいずれか一項に記載のパルス密度変復調回路を用いることを要旨とする。
【００２４】
上記パルス密度変復調回路は、請求項６にかかる発明のように、車載バッテリから供給される直流電力を電力変換するインバータの駆動制御に必要とされる物理量情報をパルス密度変復調回路を介してモニタするインバータ制御装置に適用して特に有効であり、このインバータ制御装置を構成する低圧回路と高圧回路とがフォトカプラ等によって電気的に絶縁されたとしても、精度の高い物理量情報のモニタを行うことができるようになる。
【００２５】
請求項７に記載の発明は、請求項６に記載のパルス密度変復調回路を用いたインバータ制御装置において、前記インバータの駆動制御に必要とされる物理量情報が、当該インバータの温度を検出する温度検出用ダイオードの順方向電圧であることを要旨とする。
【００２６】
通常、上記インバータ制御装置は、温度検出対象となるＩＧＢＴ及び温度検出用ダイオード等を有する高圧回路と、この高圧回路から電気的に絶縁されて上記温度検出用ダイオードにより検出された温度情報に基づいて上記インバータの駆動を制御する低圧回路とによって構成される。この点、上記構成によれば、パルス密度変調信号に変調された物理量情報としての順方向電圧を、フォトカプラ等を介して高圧回路から低圧回路に伝送する場合であれ、この順方向電圧を高い精度のもとに復調し、モニタすることできるようになる。
【００２７】
請求項８に記載の発明は、請求項６に記載のパルス密度変復調回路を用いたインバータ制御装置において、前記インバータの駆動制御に必要とされる物理量情報が、当該インバータの駆動電圧を生成する昇圧回路の昇圧電圧であることを要旨とする。
【００２８】
上記パルス密度変復調回路は、請求項８にかかる発明のように、インバータの駆動制御に必要とされる物理量情報として、このインバータの駆動電圧を生成する昇圧回路の昇圧回路を用いるインバータ制御装置に適用しても有効であり、フォトカプラ等を介して物理量情報としての昇圧電圧を伝送する場合であれ、この昇圧電圧を高い精度のもとに復調し、モニタすることできるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明にかかるインバータ制御装置の第１の実施の形態について、その構成を模式的に示すブロック図。
【図２】同実施の形態のパルス密度変復調回路で生成されるパルス密度変調信号の推移例を示すタイムチャート。
【図３】同実施の形態のクロック分周回路についてその構成例を示すブロック図。
【図４】同実施の形態のクロック分周回路による分周態様を示すタイムチャート。
【図５】（ａ）〜（ｄ）は、同実施の形態にかかるパルス密度変調信号に対するストップビットの付与態様を示すタイムチャート。
【図６】同実施の形態のインバータ制御マイコンにおいてカウントの対象とされるストップビットの付与されたパルス密度変調信号を拡大して示すタイムチャート。
【図７】（ａ）〜（ｃ）は、同実施の形態のインバータ制御マイコンにおいて実行されるストップビットの付与されたパルス密度変調信号の復調態様を示すタイムチャート。
【図８】本発明にかかるインバータ制御装置の第２の実施の形態について、その構成を模式的に示すブロック図。
【図９】従来のインバータ制御装置についてその構成を模式的に示すブロック図。
【図１０】従来のパルス密度変復調回路で生成されるパルス密度変調信号のパルス密度と温度検出用ダイオードの検出に基づく温度情報との関係を示すタイムチャート。
【図１１】本発明にかかるパルス密度変復調回路で生成されるストップビットの付与されたパルス密度変調信号と温度検出用のダイオードの検出に基づく温度情報との関係を示すタイムチャート。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
（第１の実施の形態）
図１に、本発明にかかるインバータ制御装置を具体化した第１の実施の形態についてその構成を示す。
【００３１】
図１に示されるように、このインバータ制御装置は、例えば駆動対象とするモータに数Ｋｗから数十ｋｗ程度の電力を供給するために数十Ｖ〜数百Ｖ程度の範囲の電圧を必要とする高圧回路と、十数Ｖ以下の電圧範囲で動作してインバータ１１０の駆動を制御する低圧回路（制御部）とを有して構成されている。
【００３２】
はじめに、本実施の形態にかかるインバータ制御装置としての全体の構成について説明する。
このインバータ制御装置では、まず、高圧回路側のインバータ１１０を構成するＩＧＢＴ１１１に内蔵された温度検出用のダイオード１１２の順方向電圧ＶＦが物理量情報として検出される。次いで、こうして検出されたダイオード１１２の順方向電圧ＶＦがパルス密度変調回路１２０によってパルス密度変調（ＰＤＭ）信号に変換されることにより、アナログ信号がパルス（２値化）信号に変換される。そしてここでは、先の図１０に示されるように、温度検出用のダイオード１１２の順方向電圧ＶＦが高い、すなわちＩＧＢＴ１１１の温度が低いときにはオン密度（パルス密度）の高いパルス密度変調信号に変調されるとともに、温度検出用のダイオード１１２の順方向電圧ＶＦが低い、すなわちＩＧＢＴ１１１の温度が高いときにはオン密度の低いパルス密度変調信号に変調される。
【００３３】
こうして上記電圧ＶＦ（温度情報）がパルス密度変調信号としてパルス密度変調回路１２０から出力されると、このパルス密度変調信号がクロック分周回路１３１とＡＮＤ回路１３２によって構成されるストップビット付与回路１３０に入力され、ここで先の図１０に対応して図１１に例示するようなストップビット付きのパルス密度変調信号に変換される。次いで、このストップビット付与回路１３０からこうしたストップビット付きのパルス密度変調信号が出力されると、そのパルス信号に応じてスイッチング素子ＳＷ１がオン／オフされ、そのオン／オフ情報がフォトカプラＩＳ１を介して高圧回路側から低圧回路側に伝送される。こうして低圧回路側にストップビット付きパルス密度変調信号が伝送されると、低圧回路ではこの変調信号がトランジスタＴｒ１によりパルス電圧が調整されてインバータ制御マイコン３００に取り込まれる。そして、インバータ制御マイコン３００では、この取り込まれた変調信号を温度情報に復調して上記ＩＧＢＴ１１１の温度をモニタし、これが過熱もしくは低温であることが検知された場合には、駆動制限や駆動を停止するなどのフエールセーフを実行しつつ、ＩＧＢＴ１１１を駆動する上でのＰＷＭ（パルス幅変調）指令を生成する。
【００３４】
ちなみに、ＩＧＢＴ１１１は駆動に伴う発熱が大きく、過熱に起因する性能劣化を招く虞がある。このため、インバータ制御マイコン３００では、ＩＧＢＴ１１１の温度をモニタし、このＩＧＢＴ１１１の温度が規定の温度を超える前に予めＩＧＢＴ１１１の駆動制限や駆動停止を行うことによってＩＧＢＴ１１１の性能劣化を抑制するようにしている。また、ＩＧＢＴ１１１の耐圧は、ＩＧＢＴ１１１の低温時に低下するために、低温時において常温時あるいは高温時と同等の電圧が印加されるような場合には、ＩＧＢＴ１１１の性能劣化を招く虞がある。このため、インバータ制御マイコン３００では、ＩＧＢＴ１１１の温度をモニタし、このＩＧＢＴ１１１の温度が規定の温度に達していない場合には、ＩＧＢＴ１１１に対する印加電圧を制限することによってＩＧＢＴ１１１の性能劣化を抑制するようにしている。
【００３５】
こうして生成されたＩＧＢＴ駆動指令は、スイッチング素子ＳＷ２を通じてオン／オフ情報に変換され、このオン／オフ情報に変換された駆動指令がフォトカプラＩＳ２を介して低圧回路から高圧回路に伝送（フィードバック）される。そして、高圧回路では、ＩＧＢＴ駆動回路１４０を通じて、このフィードバックされたＩＧＢＴ駆動指令に基づくＩＧＢＴ１１１の駆動、ひいてはインバータ１１０の駆動を実行することとなる。
【００３６】
次に、本実施の形態によるパルス密度変調態様、並びにストップビットの付与態様、すなわち上記パルス密度変調回路１２０、並びにストップビット付与回路１３０の構成及び動作について詳述する。
【００３７】
まず、上記パルス密度変調回路１２０によるパルス密度変調態様について、図２を参照して説明する。なお、この図２において、電圧ＶＦは温度検出用ダイオード１１２の順方
向電圧ＶＦの推移を、電圧ＶＨは上記パルス密度変調回路１２０のスイッチ１２５がＶＨ側に切り換えられたときの分圧値を、電圧ＶＬはパルス密度変調回路１２０のスイッチ１２５がＶＬ側に切り換えられたときの分圧値をそれぞれ示している。ここで、電圧ＶＨは、温度検出用ダイオード１１２の温度が「１５℃」のときの順方向電圧ＶＦに相当する値となっており、また電圧ＶＬは、温度検出用ダイオード１１２の温度が「１５０℃」のときの順方向電圧ＶＦに相当する値となっている。
【００３８】
このような前提のもと、上記パルス密度変調回路１２０において、温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦが同パルス密度変調回路１２０を構成するコンパレータ１２１の反転入力端子に入力されると、この順方向電圧ＶＦと同コンパレータ１２１の非反転入力端子に入力されるコンデンサ１２６の充電電圧ＶＣとの比較が行われる。そして、例えばいま、スイッチ１２５がＶＨ側にあり、コンデンサ１２６の充電電圧ＶＣが順方向電圧ＶＦよりも低い場合には、図２に示すように、コンパレータ１２１の出力が論理「１（ハイ）」レベルとなり、Ｄ型フリップフロップ１２２の出力もクロック発振器１２３から発振される基本クロックＣＬＫに同期して論理「１」レベルとなる（ｔ０）。こうしてＤ型フリップフロップ１２２の出力が論理「１」レベルとなると、この出力信号がＮＯＴ回路１２４によって反転され、この反転された論理「０（ロー）」レベルの信号によりスイッチ１２５がＶＨ側に維持される。これにより、コンデンサ１２６も充電状態に維持される（ｔ０−ｔ１）。
【００３９】
こうしてコンデンサ１２６が充電されることによって、温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦよりもコンデンサ１２６の電圧ＶＣが高くなった場合には、コンパレータ１２１の出力が論理「１」レベルから論理「０」レベルに反転し、Ｄ型フリップフロップ１２２の出力も上記クロックＣＬＫに同期して論理「０」レベルとなる。こうしてＤ型フリップフロップ１２２の出力が論理「０」レベルとなると、この出力信号がＮＯＴ回路１２４によって反転され、この反転された論理「１」レベルの信号によりスイッチ１２５がＶＨ側からＶＬ側に切り換えられる。こうしてスイッチ１２５が切り換えられると、コンデンサ１２６は、電圧ＶＬ側の分圧抵抗の小さな時定数に基づき急速に放電し、その充電電圧ＶＣも急速に低下するようになる。（ｔ１−ｔ２）。このコンデンサ１２６の放電に伴ってその電圧ＶＣが温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦよりも低下すると、コンパレータ１２１の出力が再び論理「１」レベルとなり、Ｄ型フリップフロップ１２２の出力もクロックＣＬＫに同期して再び論理「１」レベルとなる。そしてこのときには、電圧ＶＨ側の分圧抵抗の大きな時定数に基づきコンデンサ１２６が緩やかに充電されるようになる（ｔ２−ｔ３）。
【００４０】
このようにパルス密度変調回路１２０では、温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦとコンデンサ１２６の電圧ＶＣとの電位差、並びにＣＲ回路としての時定数の変化に基づきコンデンサ１２６の充電時間及び放電時間が変化することによって、先の図１０に例示したように、温度検出用ダイオード１１２の温度（電圧ＶＦ）に応じたパルス密度を有するパルス密度変調信号が生成されるようになる。
【００４１】
次に、こうしてパルス密度変調回路１２０で生成されたパルス密度変調信号が入力されるストップビット付与回路１３０のうち、クロック分周回路１３１で行われるクロック分周態様について図３及び図４を参照しつつ説明する。
【００４２】
図３に示すように、上記クロック分周回路１３１は、４つのＤ型フリップフロップ１３１ａ〜１３１ｄと、１つのＯＲ回路１３１ｅとによって構成されている。このクロック分周回路１３１では、まず、先のクロック発振器１２３から発振される基本クロックＣＬＫに基づきＤ型フリップフロップ１３１ａから出力される信号Ｑａが、Ｄ型フリップフロップ１３１ｂのクロック端子及びＯＲ回路１３１ｅの入力端子にそれぞれ入力されている。
また、こうしたＤ型フリップフロップ１３１ａから出力された信号ＱａをクロックとしてＤ型フリップフロップ１３１ｂから出力される信号Ｑｂが、Ｄ型フリップフロップ１３１ｃのクロック端子及びＯＲ回路１３１ｅの入力端子にそれぞれ入力されている。一方、こうしたＤ型フリップフロップ１３１ｂから出力される信号ＱｂをクロックとしてＤ型フリップフロップ１３１ｃから出力される信号Ｑｃも、ＯＲ回路１３１ｅの入力端子に入力されている。他方、ＯＲ回路１３１ｅでは、これら各信号Ｑａ〜Ｑｃの論理和信号を生成し、その論理和信号ＱＯをＤ型フリップフロップ１３１ｄのデータ端子Ｄに入力する。そして、このＤ型フリップフロップ１３１ｄには、上記基本クロックＣＬＫがそのクロック端子に入力されており、このクロックＣＬＫに同期して上記ＯＲ回路１３１ｅによる論理和信号が当該クロック分周回路１３１の出力Ｑｏｕｔとして出力される。
【００４３】
次に、こうしたクロック分周回路１３１内で生成される各信号Ｑａ〜Ｑｃ、ＱＯ、Ｑｏｕｔの各推移を図４を参照して説明する。
この図４に示すように、まず、クロック発振器１２３から発振される基本クロックＣＬＫに基づきＤ型フリップフロップ１３１ａから出力される信号Ｑａは、この基本クロックＣＬＫが「２：２」に分周された信号となる。また、こうした信号ＱａをクロックとしてＤ型フリップフロップ１３１ｂから出力される信号Ｑｂは、上記信号Ｑａがさらに「２：２」に分周された信号、すなわち、上記基本クロックＣＬＫが「４：４」に分周された信号となる。さらに、こうした出力信号ＱｂをクロックとしてＤ型フリップフロップ１３１ｃから出力される信号Ｑｃは、上記信号Ｑｂがさらに「２：２」に分周された信号、すなわち、上記基本クロックＣＬＫが「８：８」に分周された信号となる。そして、こうしてクロック信号が各々の分周率によって分周された各信号Ｑａ〜Ｑｃの論理和が行われるＯＲ回路１３１ｅの出力信号ＱＯは、この図４に示すように、上記基本クロックＣＬＫが「７：１」に分周された信号となる。そして、この基本クロックＣＬＫが「７：１」に分周された信号ＱＯと同クロックＣＬＫとに基づいてＤ型フリップフロップ１３１ｄから出力される信号、すなわちクロック分周回路１３１の出力信号Ｑｏｕｔも、同じく基本クロックＣＬＫが「７：１」に分周された信号となる。
【００４４】
このように、このクロック分周回路１３１では、上記基本クロックＣＬＫを「７：１」の比率で分周し、この分周した出力信号Ｑｏｕｔによって、上記ストップビット付与回路１３０としてパルス密度変調信号にストップビットを付与する際の分解能を決定する。
【００４５】
次に、このような前提のもとに、ストップビット付与回路１３０で行われるパルス密度変調信号に対するストップビットの付与態様について、図５を参照しつつ説明する。なお、この図５において、図５（ａ）は、上記基本クロックＣＬＫの推移を、図５（ｂ）は、この基本クロックＣＬＫが上記クロック分周回路１３１によって「７：１」の比率で分周された出力信号Ｑｏｕｔの推移をそれぞれ示している。また、図５（ｃ）は、パルス密度変調回路１２０によって生成（変調）されたパルス密度変調信号Ｖｏｕｔの推移を示しており、そして図５（ｄ）は、このパルス密度変調信号にストップビットが付与された信号ＳＶｏｕｔの推移を示している。
【００４６】
まず、先の図１に示したように、ストップビット付与回路１３０では、クロック分周回路１３１にて生成された「７：１」の比率のもとに分周された出力信号Ｑｏｕｔと、パルス密度変調回路１２０にて生成されたパルス密度変調信号ＶｏｕｔとがＡＮＤ回路１３２に入力されることによって、パルス密度変調信号に対するストップビットの付与が行われる。すなわち、図５（ｄ）に示すように、同図５（ｂ）に示す基本クロックＣＬＫが「７：１」の比率のもとに分周された信号Ｑｏｕｔと同図５（ｃ）に示すパルス密度変調回路１２０にて生成されたパルス密度変調信号Ｖｏｕｔとの論理積、すなわちパルス密度変調信号Ｖｏｕｔにストップビットの付与された信号ＳＶｏｕｔが生成される。ちなみにこの生成された信号ＳＶｏｕｔとは、上記変調されたパルス密度変調信号の分解能に対応して
その末尾が上記基本クロックＣＬＫの１周期からなる論理「０」レベルのストップビットが付与された信号となっている。
【００４７】
次に、インバータ制御マイコン３００によって行われる上記ストップビットの付与されたパルス密度変調信号ＳＶｏｕｔの復調態様を図６及び図７を参照して説明する。
まず、温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦに基づく温度情報が例えば「１９．２℃」であったとすると、この順方向電圧ＶＦがパルス密度変調されたパルス密度変調信号Ｖｏｕｔのパルス密度は、図７（ａ）に示すように「７５％」となっている。そして、このパルス密度変調信号Ｖｏｕｔにストップビットが付与されると、同図７（ｂ）に示すように、パルス密度変調信号Ｖｏｕｔのパルス幅（パルス密度）が７分割された信号ＳＶｏｕｔに変換される。こうしてストップビットの付与されたパルス密度変調信号ＳＶｏｕｔが前記フォトカプラＩＳ１を介してインバータ制御マイコン３００に取り込まれる。そして前述のように、このインバータ制御マイコン３００により、ストップビットの付与されたパルス密度変調信号ＳＶｏｕｔから物理量情報への復調、すなわち温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦへの復調が実行される。
【００４８】
この復調に際しては、まず、図７（ｃ）に示すように、一定時間Ｔｃ中にインバータ制御マイコン３００に取り込まれた信号ＳＶｏｕｔのパルス数ｎｘがカウントされるとともに（図７（ｃ）の例ではパルス数「２１」）、図６に拡大して示すように、このカウントされるパルスの幅Ｔｗが測定される。そして、こうして測定されたパルス幅Ｔｗに基づいて、同図６に示すカウント対象とされたパルスのうちの一つのパルスの周期Ｔｔが、次式（１）によって求められる。
【００４９】
Ｔｔ＝Ｔｗ×（８／７） …（１）
また、上記パルス密度変調信号のパルス密度を「１００％」としたときに上記一定時間Ｔｃ中にインバータ制御マイコン３００に取り込まれ得る最大パルス数ｎ１００（図７（ｃ））が、次式（２）によって求められる。
【００５０】
ｎ１００＝Ｔｃ／Ｔｔ …（２）
こうして一定時間Ｔｃ中の上記パルス数ｎｘと上記最大パルス数ｎ１００（ここでの例では「２８」）とが求められると、温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦの最大値をＶＦｍａｘ、同順方向電圧ＶＦの最小値をＶＦｍｉｎとするとき、復調するその都度の温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦｘが、次式（３）によって求められる。
【００５１】
ＶＦｘ＝ＶＦｍａｘ−（ＶＦｍａｘ−ＶＦｍｉｎ）×（ｎｘ／ｎ１００）…（３）
なお、上記最大パルス数ｎ１００に対する上記カウントされたパルス数ｎｘの割合は、図７（ｃ）からも明らかなように約「７５％」となっており、ストップビットが付与される以前のパルス密度変調信号Ｖｏｕｔのパルス密度と等しい割合となっていることが確認できる。そしてこれにより、パルス密度変調信号のパルス密度（ここでの例では「７５％」）に代えて、上記最大パルス数ｎ１００に対する上記カウントされたパルス数ｎｘの割合に基づくパルス密度変調信号の復調が行われるようになる。
【００５２】
以上説明したように、本実施の形態にかかるインバータ制御装置によれば、そのパルス密度変復調回路も含めて、以下の効果が得られるようになる。
（１）物理量情報としての温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦをパルス密度変調回路１２０によりパルス密度変調信号Ｖｏｕｔに変調するとともに、これにストップビットを付与することとした。そして、このストップビットを付与したパルス密度変調信号ＳＶｏｕｔの一定時間Ｔｃ中の最大パルス数に対する同時間Ｔｃ中にカウントされたパルス数ｎｘの割合に基づきその復調を行うこととした。これにより、インバータ制御装置を構成する高圧回路側と低圧回路側との伝送路にこれらを電気的に絶縁するフォトカプラＩＳ１を用いる場合であれ、このフォトカプラＩＳ１に起因するパルス遅延、パルス歪等の誤差が生じたとしてもその影響を受けることなく、高い精度のもとにその復調を行うことができるようになる。
【００５３】
（２）パルス密度変調信号Ｖｏｕｔの分解能を決定する基本クロックの所定の分周の比率を「７：１」とすることとした。これにより、ストップビットの付与されたパルス密度変調信号ＳＶｏｕｔのパルス数ｎｘと最大パルス数ｎ１００との割合の抽出としての復調を実情に即したより望ましいかたちで行うことができるようになる。
【００５４】
（３）ストップビットの付与されたパルス密度変調信号ＳＶｏｕｔの一定時間Ｔｃ中の最大パルス数に対する同時間Ｔｃ中にカウントされたパルス数ｎｘの割合を、同時間Ｔｃ中にカウント対象とされたパルスのパルス幅Ｔｗとその周期Ｔｔを用いて算出することとした。これにより、上記インバータ制御マイコン３００によるストップビットの付与されたパルス密度変調信号ＳＶｏｕｔの復調をより容易かつ高精度に行うことができるようになる。
【００５５】
（４）上記態様のもとに変復調される物理量情報、すなわち温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦを用いてインバータ制御マイコン３００によるインバータの駆動制御を行うこととした。これにより、高圧回路と低圧回路とをフォトカプラＩＳ１によって絶縁しつつも、高い精度のもとに信頼性の高いインバータの駆動制御を行うことができるようになる。
【００５６】
（第２の実施の形態）
以下、本発明にかかるインバータ制御装置を具体化した第２の実施の形態を図８を参照して説明する。なお、この第２の実施の形態は、インバータの駆動制御に必要とされる物理量情報として、同インバータの駆動電圧（高圧電源電圧）を生成する昇圧回路の昇圧電圧を用いたものである。
【００５７】
図８は、先の図１に対応する図として、この第２の実施の形態にかかるインバータ制御装置の構成を示したものである。なお、この図８において、先の図１に示した各要素と同一の要素についてはそれぞれ同一の符号を付して示しており、それら要素についての重複する説明は割愛する。
【００５８】
通常、車両に搭載されるインバータ制御装置では、インバータの駆動に必要十分な電圧を同インバータに印加するために、バッテリ電圧である例えば「２００Ｖ」の電圧を昇圧回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ）によって例えば「６５０Ｖ」程度まで昇圧することによって、インバータ用の高圧電源電圧を確保するようにしている。このため、バッテリの電圧をインバータ用の高圧電源電圧まで正確に昇圧すべく、この高圧電源電圧の監視に基づき昇圧回路の駆動を制御することが望ましい。そこで、本実施の形態では、こうしたインバータ用の高圧電源電圧を、インバータの駆動制御に必要とされる物理量情報として高圧回路側で検出し、この検出値を低圧回路側のインバータ制御マイコン３００に伝送することとする。
【００５９】
すなわち、図８に示すように、このインバータ制御装置では、まず、高圧回路側のバッ
テリＢＴの電圧が昇圧回路１５０によって例えば「５００Ｖ」の高圧電源電圧Ｖ１まで昇圧される。そして、この昇圧された電圧Ｖ１をインバータ１１０に印加するとともに、分圧抵抗Ｒｄによってこの電圧Ｖ１を例えば２００分の１に分圧し、この分圧電圧Ｖ２（２．５Ｖ）を物理量情報として抽出する。次いで、こうして抽出した電圧Ｖ２をパルス密度変調回路１２０によってパルス密度変調（ＰＤＭ）信号に変調する。ここで、本実施の形態においては、パルス密度変調回路１２０を構成するスイッチ１２５によって切り換えられる電圧値がＶＨ側で「５Ｖ」、ＶＬ側で「０Ｖ」となるように設定される。そしてここでは、パルス密度変調回路１２０に取り込まれた「２．５Ｖ」の電圧が、デューティ「５０％」となるパルス密度変調信号Ｖｏｕｔに変調される。こうして変調されたパルス密度変調信号Ｖｏｕｔがパルス密度変調回路１２０から出力されると、この信号Ｖｏｕｔに対して先の第１の実施の形態に準じる態様でストップビットが付与され、このストップビットの付与されたパルス密度変調信号ＳＶｏｕｔがフォトカプラＩＳ１を介してインバータ制御マイコン３００に取り込まれる。そして、インバータ制御マイコン３００では、先の第１の実施の形態に準じる態様で、ストップビットの付与されたパルス密度変調信号ＳＶｏｕｔから物量量情報としての電圧Ｖ２への復調が行われ、この復調された電圧Ｖ２に基づきインバータ１１０に印加される高圧電源電圧Ｖ１が求められる。
【００６０】
こうして高圧電源電圧Ｖ１が求められると、この高圧電源電圧Ｖ１に基づいてインバータ制御マイコン３００による昇圧用ＩＧＢＴ（図示省略）の駆動指令が生成される。他方、この生成された駆動指令は、スイッチング素子ＳＷ２を通じてオン／オフ情報に変換され、このオン／オフ情報に変換された駆動指令がフォトカプラＩＳ２を介して低圧回路から高圧回路に伝送（フィードバック）される。そして、高圧回路では、昇圧用ＩＧＢＴ駆動回路１６０を通じて、このフィードバックされた駆動指令に基づくＩＧＢＴ、ひいては昇圧回路の駆動を実行することとなる。
【００６１】
以上説明したように、この第２の実施の形態にかかるインバータ制御装置によっても、第１の実施の形態による前記（１）〜（３）の効果に準じた効果が得られるとともに、前記（４）の効果に代えて以下のような効果が得られるようになる。
【００６２】
（５）上記態様のもとに変復調される物理量情報、すなわち高圧回路側に設けられた昇圧回路１５０からインバータ１１０に印加される高圧電源情報を用いてインバータ制御マイコン３００によるインバータの駆動制御を行うこととした。これにより、高圧回路と低圧回路とをフォトカプラＩＳ１によって絶縁しつつも、高い精度のもとに信頼性の高いインバータの駆動制御を行うことができるようになる。
【００６３】
（他の実施の形態）
なお、上記実施の形態は、以下のような形態をもって実施することもできる。
・上記各実施の形態では、パルス密度変調信号Ｖｏｕｔの分解能を決定するクロック発振器１２３による基本クロックの所定の分周の比率を「７：１」として設定した。上記クロック分周回路１３１によって生成される基本クロックに対する分周の比率としては、パルス密度変調信号Ｖｏｕｔとの論理積によって、このパルス密度変調信号Ｖｏｕｔを所定の間隔毎に分割することが可能な範囲であればよく、基本クロックに対する分周の比率は何段階のパルス密度に変調するかに応じて任意である。
【００６４】
・上記第１の実施の形態では、上記変復調の対象とされる物理量情報として温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦを採用することとし、また、上記第２の実施の形態では、変復調の対象とされる物理量情報を分圧抵抗Ｒｄによって分圧された電圧Ｖ２を採用することとした。上記変復調の対象とされる物理量情報としては、インバータの駆動制御に必要とされる物理量情報であればよく、これらに限定されるものではない。
【００６５】
・上記各実施の形態では、本発明に係るパルス密度変復調回路を、上記インバータ制御装置に適用する場合について例示したが、こうしたインバータ制御装置に限られず、アナログ信号として抽出される物理量情報をフォトカプラ等の絶縁手段を介して変復調するものであれば、本発明の適用は可能である。
【符号の説明】
【００６６】
１１０…インバータ、１１１…ＩＧＢＴ、１１２…温度検出用ダイオード、１２０…パルス密度変調回路、１２１…コンパレータ、１２２…Ｄ型フリップフロップ、１２３…クロック発振器、１２４…ＮＯＴ回路、１２５…スイッチ、１２６…コンデンサ、１３０…ストップビット付与回路、１３１…クロック分周回路、１３１ａ〜１３１ｄ…Ｄ型フリップフロップ、１３１ｅ…ＯＲ回路、１３２…ＡＮＤ回路、１４０…ＩＧＢＴ駆動回路、１５０…昇圧回路、１６０…昇圧用ＩＧＢＴ駆動回路、３００…インバータ制御マイコン、ＢＴ…バッテリ、Ｔｒ１…トランジスタ、Ｒｄ…分圧抵抗、ＩＳ１、ＩＳ２…フォトカプラ、ＳＷ１、ＳＷ２…スイッチング素子。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば温度情報等、物理量情報の伝送に用いられるパルス密度変復調回路、及び該変復調回路を用いて例えば電気自動車やハイブリッド車等の車両内での電力変換を行うインバータの駆動を制御するパルス密度変復調回路を用いたインバータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
上記インバータ制御装置としては、例えば電気自動車やハイブリッド車などにあって、車載バッテリから供給される直流電力をモータ駆動用の三相交流等に変換するなどの電力変換を行うインバータを対象としてその駆動を制御する装置が知られている。このようなインバータ制御装置は通常、駆動対象であるモータに数Ｋｗから数十ｋｗ程度の電力を供給するために数十Ｖ〜数百Ｖ程度の範囲の電圧を必要とする高圧回路と、十数Ｖ以下の電圧範囲で動作してモータの駆動を制御する低圧回路（制御部）とを有して構成される。そして、高圧回路から低圧回路に伝送される物理量、例えばインバータに用いられるＩＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ）等の温度検出用のダイオードの順方向電圧に対応した温度情報に基づいてインバータの駆動態様、ひいてはモータの駆動態様に関する制御が実行される。一方、高圧回路と低圧回路とでは、必要とされる電圧の範囲が大幅に異なるために、これら高圧回路と低圧回路とが電気的に絶縁されていないような場合には、低圧回路側にある制御部に過電圧が印加される虞がある。そこで、例えばフォトカプラ等を介して高圧回路と低圧回路とを電気的に絶縁して、上記温度検出用のダイオードの温度情報（電圧情報）を高圧回路側から低圧回路側に伝送するようにしている。図９に、このフォトカプラを用いて高圧回路と低圧回路とを電気的に絶縁して上記インバータの制御を行うインバータ制御装置の一例についてその構成の概要を示す。
【０００３】
図９に示すように、このインバータ制御装置では、まず、高圧回路側のインバータ１１０を構成するＩＧＢＴ１１１に内蔵された温度検出用のダイオード１１２の順方向電圧ＶＦが検出される。次いで、こうして検出されたダイオード１１２の順方向電圧ＶＦがパルス密度変調回路１２０によってパルス密度変調（ＰＤＭ）信号に変換されることにより、アナログ信号がパルス（２値化）信号に一旦変換される。すなわちここでは、温度検出用のダイオード１１２の順方向電圧ＶＦが高い、すなわちＩＧＢＴ１１１の温度が低いときはオン密度の高いパルス密度変調信号に変調されるとともに、温度検出用のダイオード１１２の順方向電圧ＶＦが低い、すなわちＩＧＢＴ１１１の温度が高いときはオン密度の低いパルス密度変調信号に変調される。
【０００４】
図１０は、こうしたパルス密度変調信号についてその一例を示したものである。同図１０に示されるように、ここでは７段階のパルス密度に変調する場合について示しており、例えばＩＧＢＴ１１１の温度が「１５℃」のときはパルス密度変調信号のオン密度（パルス密度）が「９０％」となっており、ＩＧＢＴ１１１の温度が上昇するにつれてパルス密度変調信号のオン密度が次第に低下するようになる。そして、ＩＧＢＴ１１１の温度が「１５０℃」のときには、オン密度が「１０％」となる。
【０００５】
こうして上記電圧ＶＦ（温度情報）がパルス密度変調信号としてパルス密度変調回路１２０から出力されると、そのパルス密度（パルス幅）に応じてスイッチング素子ＳＷ１がオン／オフされ、そのオン／オフ情報がフォトカプラＩＳ１を介して高圧回路側から低圧回路側に伝送される。こうして低圧回路側にパルス密度変調信号が伝送されると、低圧回路では復調回路２１０により、上記変調されたパルス密度（オン／オフ密度）に応じて電圧値が推移する、すなわち上記電圧ＶＦの推移に対応したアナログ信号として同パルス密
度変調信号が復調される。そして、この復調されたアナログ信号がＩＧＢＴ１１１の温度情報としてインバータ制御マイコン２２０に取り込まれるとともにその内部でＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換され、その温度情報に基づいて同マイコン２２０によるＩＧＢＴ１１１の駆動指令が生成される。他方、この生成された駆動指令はスイッチング素子ＳＷ２を通じてオン／オフ情報に変換され、このオン／オフ情報に変換された駆動指令がフォトカプラＩＳ２を介して低圧回路から高圧回路に伝送（フィードバック）される。そして、高圧回路では、ＩＧＢＴ駆動回路１４０を通じて、このフィードバックされた駆動指令に基づくＩＧＢＴ１１１、ひいてはインバータ１１０の駆動を実行する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００７−３０６７０９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
このように、フォトカプラを用いて高圧回路側から低圧回路側に電圧情報（温度情報）を伝送することとすれば、これら高圧回路と低圧回路とを電気的に絶縁した状態で、高圧回路側にあるＩＧＢＴの温度を低圧回路側にあるマイコンにより監視することができるようにはなる。
【０００８】
しかし、上記パルス密度変調信号を復調する復調回路２１０は、図９にその構成を併せて示すように、トランジスタＱ１をはじめ、分圧回路（Ｒ４〜Ｒ６）やフィルタ回路（Ｒ７、Ｃ７）等からなるアナログ回路によって構成されている。このため、同復調回路２１０を通じてパルス密度変調信号をアナログ信号に復調する際、上記トランジスタＱ１がオン状態となるたびにそのコレクタ−エミッタ間に飽和電圧が発生し、この飽和電圧がばらつきを持つために、抵抗Ｒ４に印加される電圧も電源電圧からこの飽和電圧のばらつきを引いた誤差を持つ値となってしまう。しかも、抵抗Ｒ４及びＲ５による分圧値、及び抵抗Ｒ５及びＲ６による分圧値も、それら抵抗自身のばらつきに起因するばらつきを持つようになるために、結局は、その入力信号たる抵抗Ｒ３に印加される電圧も誤差を持った値となってしまう。
【０００９】
このように、上記復調回路２１０によってパルス密度変調信号をアナログ信号に変換する際には、こうした各種の誤差が無視できないものとなり、その復調されたアナログ信号自体が信頼性の低いものとなっている。
【００１０】
一方、このような信頼性の低下は、上記フォトカプラにおいても生じる。すなわちフォトカプラには通常、そのスイッチングに伴い、（イ）オン動作に入るまでの時間、（ロ）オン状態になるまでの時間、（ハ）オフ動作に入るまでの時間、（ニ）オフ状態になるまでの時間、といった４種類の遅延が生じる。このうち、（イ）と（ハ）の遅延時間、及び（ロ）と（ニ）の遅延時間がそれぞれ同等であればパルス歪みによるデューティの誤差は生じないが、実際には数十から数百μｓｅｃのパルス遅延やパルス歪みが発生し、このことも復調精度の悪化の一因となっている。
【００１１】
なお従来、例えば特許文献１に見られるように、デルタシグマ変復調回路を用いて電圧値等の物理量をモニタする装置も知られてはいる。しかしこのような装置であれ、信号伝送路を電気的に絶縁する手段として簡易かつ安易なフォトカプラを利用しようとすれば、上述した復調精度の悪化が避けられず、変復調回路としての複雑さとも併せて、なお改良の余地を残すものとなっている。
【００１２】
本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、伝送路の電気的な絶縁手段としてフ
ォトカプラ等を用いる場合であれ、パルス密度変調信号をより高精度に復調することのできるパルス密度変復調回路、及び該パルス密度変復調回路を用いたインバータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
以下、上記課題を解決するための手段及びその作用効果について記載する。
請求項１に記載の発明は、アナログ信号として抽出される物理量情報をその都度の信号の大きさに対応したパルス密度を有するとともに基本クロックに同期した信号であるパルス密度変調信号に変調するパルス密度変調回路と、この変調されたパルス密度変調信号の分解能に対応してその末尾を前記基本クロックの１周期の時間からなる論理「０」レベルのストップビットとするストップビット付与回路と、このストップビットの付与されたパルス密度変調信号を伝送する伝送路と、この伝送されたストップビットの付与されたパルス密度変調信号を受信して一定時間中のパルス数をカウントするとともに、この一定時間中に受信し得る最大パルス数をパルス密度１００％として、前記最大パルス数に対する前記カウントしたパルス数の割合として前記抽出される物理量情報を復調する復調回路と、を備えることを要旨とする。
【００１４】
上記構成によれば、パルス密度変調回路によって変調されたパルス密度変調信号のパルス密度が上記ストップビットの付与によってパルス数に変換され、この変換されたパルス数の割合として上記パルス密度変調された物理量情報を抽出することができるようになる。すなわち、伝送路を介して受信されたパルス密度変調信号を復調する上で、そのパルス幅に影響を受けることなく、単なるパルス数として上記物理量情報を復調することができるようになる。これにより、伝送路に電気的な絶縁を図る手段としてフォトカプラ等が設けられたとしても、このフォトカプラ等に起因するパルス遅延、パルス歪等の誤差がパルス密度変調信号に変調された物理量情報に影響を与えることがなく、高い精度のもとにパルス密度変調信号を復調することができるようになる。
【００１５】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のパルス密度変復調回路において、前記ストップビット付与回路は、前記基本クロックを前記パルス密度変調信号の分解能を決定する所定の比率で分周した信号と前記パルス密度変調信号との論理積によって当該パルス密度変調信号に前記ストップビットを付与するものであることを要旨とする。
【００１６】
上記構成によれば、パルス密度変調信号に対するストップビットの付与が、基本クロックが所定の比率で分周された信号とパルス密度変調信号との論理積によって行われる。これにより、ストップビットの付与されたパルス密度変調信号のパルス数と上記最大パルス数との割合の抽出としての復調を行う上で、その復調にかかる精度もより高められるようになる。なお、パルス密度変調信号の分解能を決定する比率としては、パルス密度変調信号の最小パルス幅（最小パルス密度）よりも小さいものが望ましく、これにより、パルス数と最大パルス数との割合の抽出としての復調をより高精度に行うことができるようになる。
【００１７】
請求項３に記載の発明は、請求項２に記載のパルス密度変復調回路において、前記パルス密度変調信号の分解能を決定する前記基本クロックの所定の分周の比率が「７：１」であることを要旨とする。
【００１８】
上記構成によるように、パルス密度変調信号の分解能を決定する基本クロックの所定の分周の比率を「７：１」とすれば、従来から汎用されている先の図１０に例示したような７段階での物理量表現も容易となる。すなわち、高い実用性を得ることができるようになる。
【００１９】
請求項４に記載の発明は、請求項３に記載のパルス密度変復調回路において、前記復調回路は前記カウントするパルスのパルス幅を併せて測定するものであり、この測定したパルス幅をＴｗとして、そのパルス周期Ｔｔを
Ｔｔ＝Ｔｗ×（８／７）
として求めるとともに、前記パルス数をカウントする一定時間をＴｃとして、前記パルス密度１００％とする前記一定時間中に受信し得る最大パルス数ｎ１００を
ｎ１００＝Ｔｃ／Ｔｔ
として定めることを要旨とする。
【００２０】
上記構成によるように、ストップビットの付与されたパルス密度変調信号の復調に際し、上記測定されたパルス幅Ｔｗに基づきそのパルス周期Ｔｔを求め、このパルス周期Ｔｔに基づいて同パルス数をカウントした一定時間Ｔｃ内で受信し得る最大パルス数ｎ１００を求めることとすれば、これら最大パルス数ｎ１００に対する上記カウントされたパルス数との割合の抽出による復調をより望ましいかたちで行うことができるようになる。
【００２１】
請求項５に記載の発明は、請求項４に記載のパルス密度変復調回路において、前記パルス密度変調回路が前記パルス密度変調信号に変調する物理量情報の最大値をＰｍａｘ、同物理量情報の最小値をＰｍｉｎとするとき、前記復調回路は、前記一定時間中にカウントしたパルス数をｎｘとして、前記復調するその都度の物理量Ｐｘを、前記最大パルス数ｎ１００に対する前記カウントしたパルス数ｎｘの割合に基づき
Ｐｘ＝Ｐｍａｘ−（Ｐｍａｘ−Ｐｍｉｎ）×（ｎｘ／ｎ１００）
として求めることを要旨とする。
【００２２】
上記構成によるように、ストップビットの付与されたパルス密度変調信号から物理量情報への復調を、この物理量情報の最大値Ｐｍａｘ及び最小値Ｐｍｉｎに基づくその都度の物理量の算出として行うこととすれば、一定時間中にカウントされたパルス数の割合の抽出による復調をより高い精度のもとに行うことができるようになる。
【００２３】
請求項６に記載の発明は、車載バッテリから供給される直流電力を電力変換するインバータの駆動制御に必要とされる物理量情報をパルス密度変復調回路を介してモニタしつつ同インバータの駆動を制御するパルス密度変復調回路を用いたインバータ制御装置において、前記パルス密度変復調回路として請求項１〜５のいずれか一項に記載のパルス密度変復調回路を用いることを要旨とする。
【００２４】
上記パルス密度変復調回路は、請求項６にかかる発明のように、車載バッテリから供給される直流電力を電力変換するインバータの駆動制御に必要とされる物理量情報をパルス密度変復調回路を介してモニタするインバータ制御装置に適用して特に有効であり、このインバータ制御装置を構成する低圧回路と高圧回路とがフォトカプラ等によって電気的に絶縁されたとしても、精度の高い物理量情報のモニタを行うことができるようになる。
【００２５】
請求項７に記載の発明は、請求項６に記載のパルス密度変復調回路を用いたインバータ制御装置において、前記インバータの駆動制御に必要とされる物理量情報が、当該インバータの温度を検出する温度検出用ダイオードの順方向電圧であることを要旨とする。
【００２６】
通常、上記インバータ制御装置は、温度検出対象となるＩＧＢＴ及び温度検出用ダイオード等を有する高圧回路と、この高圧回路から電気的に絶縁されて上記温度検出用ダイオードにより検出された温度情報に基づいて上記インバータの駆動を制御する低圧回路とによって構成される。この点、上記構成によれば、パルス密度変調信号に変調された物理量情報としての順方向電圧を、フォトカプラ等を介して高圧回路から低圧回路に伝送する場合であれ、この順方向電圧を高い精度のもとに復調し、モニタすることできるようになる。
【００２７】
請求項８に記載の発明は、請求項６に記載のパルス密度変復調回路を用いたインバータ制御装置において、前記インバータの駆動制御に必要とされる物理量情報が、当該インバータの駆動電圧を生成する昇圧回路の昇圧電圧であることを要旨とする。
【００２８】
上記パルス密度変復調回路は、請求項８にかかる発明のように、インバータの駆動制御に必要とされる物理量情報として、このインバータの駆動電圧を生成する昇圧回路の昇圧回路を用いるインバータ制御装置に適用しても有効であり、フォトカプラ等を介して物理量情報としての昇圧電圧を伝送する場合であれ、この昇圧電圧を高い精度のもとに復調し、モニタすることできるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明にかかるインバータ制御装置の第１の実施の形態について、その構成を模式的に示すブロック図。
【図２】同実施の形態のパルス密度変復調回路で生成されるパルス密度変調信号の推移例を示すタイムチャート。
【図３】同実施の形態のクロック分周回路についてその構成例を示すブロック図。
【図４】同実施の形態のクロック分周回路による分周態様を示すタイムチャート。
【図５】（ａ）〜（ｄ）は、同実施の形態にかかるパルス密度変調信号に対するストップビットの付与態様を示すタイムチャート。
【図６】同実施の形態のインバータ制御マイコンにおいてカウントの対象とされるストップビットの付与されたパルス密度変調信号を拡大して示すタイムチャート。
【図７】（ａ）〜（ｃ）は、同実施の形態のインバータ制御マイコンにおいて実行されるストップビットの付与されたパルス密度変調信号の復調態様を示すタイムチャート。
【図８】本発明にかかるインバータ制御装置の第２の実施の形態について、その構成を模式的に示すブロック図。
【図９】従来のインバータ制御装置についてその構成を模式的に示すブロック図。
【図１０】従来のパルス密度変復調回路で生成されるパルス密度変調信号のパルス密度と温度検出用ダイオードの検出に基づく温度情報との関係を示すタイムチャート。
【図１１】本発明にかかるパルス密度変復調回路で生成されるストップビットの付与されたパルス密度変調信号と温度検出用のダイオードの検出に基づく温度情報との関係を示すタイムチャート。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
（第１の実施の形態）
図１に、本発明にかかるインバータ制御装置を具体化した第１の実施の形態についてその構成を示す。
【００３１】
図１に示されるように、このインバータ制御装置は、例えば駆動対象とするモータに数Ｋｗから数十ｋｗ程度の電力を供給するために数十Ｖ〜数百Ｖ程度の範囲の電圧を必要とする高圧回路と、十数Ｖ以下の電圧範囲で動作してインバータ１１０の駆動を制御する低圧回路（制御部）とを有して構成されている。
【００３２】
はじめに、本実施の形態にかかるインバータ制御装置としての全体の構成について説明する。
このインバータ制御装置では、まず、高圧回路側のインバータ１１０を構成するＩＧＢＴ１１１に内蔵された温度検出用のダイオード１１２の順方向電圧ＶＦが物理量情報として検出される。次いで、こうして検出されたダイオード１１２の順方向電圧ＶＦがパルス密度変調回路１２０によってパルス密度変調（ＰＤＭ）信号に変換されることにより、アナログ信号がパルス（２値化）信号に変換される。そしてここでは、先の図１０に示されるように、温度検出用のダイオード１１２の順方向電圧ＶＦが高い、すなわちＩＧＢＴ１１１の温度が低いときにはオン密度（パルス密度）の高いパルス密度変調信号に変調されるとともに、温度検出用のダイオード１１２の順方向電圧ＶＦが低い、すなわちＩＧＢＴ１１１の温度が高いときにはオン密度の低いパルス密度変調信号に変調される。
【００３３】
こうして上記電圧ＶＦ（温度情報）がパルス密度変調信号としてパルス密度変調回路１２０から出力されると、このパルス密度変調信号がクロック分周回路１３１とＡＮＤ回路１３２によって構成されるストップビット付与回路１３０に入力され、ここで先の図１０に対応して図１１に例示するようなストップビット付きのパルス密度変調信号に変換される。次いで、このストップビット付与回路１３０からこうしたストップビット付きのパルス密度変調信号が出力されると、そのパルス信号に応じてスイッチング素子ＳＷ１がオン／オフされ、そのオン／オフ情報がフォトカプラＩＳ１を介して高圧回路側から低圧回路側に伝送される。こうして低圧回路側にストップビット付きパルス密度変調信号が伝送されると、低圧回路ではこの変調信号がトランジスタＴｒ１によりパルス電圧が調整されてインバータ制御マイコン３００に取り込まれる。そして、インバータ制御マイコン３００では、この取り込まれた変調信号を温度情報に復調して上記ＩＧＢＴ１１１の温度をモニタし、これが過熱もしくは低温であることが検知された場合には、駆動制限や駆動を停止するなどのフエールセーフを実行しつつ、ＩＧＢＴ１１１を駆動する上でのＰＷＭ（パルス幅変調）指令を生成する。
【００３４】
ちなみに、ＩＧＢＴ１１１は駆動に伴う発熱が大きく、過熱に起因する性能劣化を招く虞がある。このため、インバータ制御マイコン３００では、ＩＧＢＴ１１１の温度をモニタし、このＩＧＢＴ１１１の温度が規定の温度を超える前に予めＩＧＢＴ１１１の駆動制限や駆動停止を行うことによってＩＧＢＴ１１１の性能劣化を抑制するようにしている。また、ＩＧＢＴ１１１の耐圧は、ＩＧＢＴ１１１の低温時に低下するために、低温時において常温時あるいは高温時と同等の電圧が印加されるような場合には、ＩＧＢＴ１１１の性能劣化を招く虞がある。このため、インバータ制御マイコン３００では、ＩＧＢＴ１１１の温度をモニタし、このＩＧＢＴ１１１の温度が規定の温度に達していない場合には、ＩＧＢＴ１１１に対する印加電圧を制限することによってＩＧＢＴ１１１の性能劣化を抑制するようにしている。
【００３５】
こうして生成されたＩＧＢＴ駆動指令は、スイッチング素子ＳＷ２を通じてオン／オフ情報に変換され、このオン／オフ情報に変換された駆動指令がフォトカプラＩＳ２を介して低圧回路から高圧回路に伝送（フィードバック）される。そして、高圧回路では、ＩＧＢＴ駆動回路１４０を通じて、このフィードバックされたＩＧＢＴ駆動指令に基づくＩＧＢＴ１１１の駆動、ひいてはインバータ１１０の駆動を実行することとなる。
【００３６】
次に、本実施の形態によるパルス密度変調態様、並びにストップビットの付与態様、すなわち上記パルス密度変調回路１２０、並びにストップビット付与回路１３０の構成及び動作について詳述する。
【００３７】
まず、上記パルス密度変調回路１２０によるパルス密度変調態様について、図２を参照して説明する。なお、この図２において、電圧ＶＦは温度検出用ダイオード１１２の順方
向電圧ＶＦの推移を、電圧ＶＨは上記パルス密度変調回路１２０のスイッチ１２５がＶＨ側に切り換えられたときの分圧値を、電圧ＶＬはパルス密度変調回路１２０のスイッチ１２５がＶＬ側に切り換えられたときの分圧値をそれぞれ示している。ここで、電圧ＶＨは、温度検出用ダイオード１１２の温度が「１５℃」のときの順方向電圧ＶＦに相当する値となっており、また電圧ＶＬは、温度検出用ダイオード１１２の温度が「１５０℃」のときの順方向電圧ＶＦに相当する値となっている。
【００３８】
このような前提のもと、上記パルス密度変調回路１２０において、温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦが同パルス密度変調回路１２０を構成するコンパレータ１２１の反転入力端子に入力されると、この順方向電圧ＶＦと同コンパレータ１２１の非反転入力端子に入力されるコンデンサ１２６の充電電圧ＶＣとの比較が行われる。そして、例えばいま、スイッチ１２５がＶＨ側にあり、コンデンサ１２６の充電電圧ＶＣが順方向電圧ＶＦよりも低い場合には、図２に示すように、コンパレータ１２１の出力が論理「１（ハイ）」レベルとなり、Ｄ型フリップフロップ１２２の出力もクロック発振器１２３から発振される基本クロックＣＬＫに同期して論理「１」レベルとなる（ｔ０）。こうしてＤ型フリップフロップ１２２の出力が論理「１」レベルとなると、この出力信号がＮＯＴ回路１２４によって反転され、この反転された論理「０（ロー）」レベルの信号によりスイッチ１２５がＶＨ側に維持される。これにより、コンデンサ１２６も充電状態に維持される（ｔ０−ｔ１）。
【００３９】
こうしてコンデンサ１２６が充電されることによって、温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦよりもコンデンサ１２６の電圧ＶＣが高くなった場合には、コンパレータ１２１の出力が論理「１」レベルから論理「０」レベルに反転し、Ｄ型フリップフロップ１２２の出力も上記クロックＣＬＫに同期して論理「０」レベルとなる。こうしてＤ型フリップフロップ１２２の出力が論理「０」レベルとなると、この出力信号がＮＯＴ回路１２４によって反転され、この反転された論理「１」レベルの信号によりスイッチ１２５がＶＨ側からＶＬ側に切り換えられる。こうしてスイッチ１２５が切り換えられると、コンデンサ１２６は、電圧ＶＬ側の分圧抵抗の小さな時定数に基づき急速に放電し、その充電電圧ＶＣも急速に低下するようになる。（ｔ１−ｔ２）。このコンデンサ１２６の放電に伴ってその電圧ＶＣが温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦよりも低下すると、コンパレータ１２１の出力が再び論理「１」レベルとなり、Ｄ型フリップフロップ１２２の出力もクロックＣＬＫに同期して再び論理「１」レベルとなる。そしてこのときには、電圧ＶＨ側の分圧抵抗の大きな時定数に基づきコンデンサ１２６が緩やかに充電されるようになる（ｔ２−ｔ３）。
【００４０】
このようにパルス密度変調回路１２０では、温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦとコンデンサ１２６の電圧ＶＣとの電位差、並びにＣＲ回路としての時定数の変化に基づきコンデンサ１２６の充電時間及び放電時間が変化することによって、先の図１０に例示したように、温度検出用ダイオード１１２の温度（電圧ＶＦ）に応じたパルス密度を有するパルス密度変調信号が生成されるようになる。
【００４１】
次に、こうしてパルス密度変調回路１２０で生成されたパルス密度変調信号が入力されるストップビット付与回路１３０のうち、クロック分周回路１３１で行われるクロック分周態様について図３及び図４を参照しつつ説明する。
【００４２】
図３に示すように、上記クロック分周回路１３１は、４つのＤ型フリップフロップ１３１ａ〜１３１ｄと、１つのＯＲ回路１３１ｅとによって構成されている。このクロック分周回路１３１では、まず、先のクロック発振器１２３から発振される基本クロックＣＬＫに基づきＤ型フリップフロップ１３１ａから出力される信号Ｑａが、Ｄ型フリップフロップ１３１ｂのクロック端子及びＯＲ回路１３１ｅの入力端子にそれぞれ入力されている。
また、こうしたＤ型フリップフロップ１３１ａから出力された信号ＱａをクロックとしてＤ型フリップフロップ１３１ｂから出力される信号Ｑｂが、Ｄ型フリップフロップ１３１ｃのクロック端子及びＯＲ回路１３１ｅの入力端子にそれぞれ入力されている。一方、こうしたＤ型フリップフロップ１３１ｂから出力される信号ＱｂをクロックとしてＤ型フリップフロップ１３１ｃから出力される信号Ｑｃも、ＯＲ回路１３１ｅの入力端子に入力されている。他方、ＯＲ回路１３１ｅでは、これら各信号Ｑａ〜Ｑｃの論理和信号を生成し、その論理和信号ＱＯをＤ型フリップフロップ１３１ｄのデータ端子Ｄに入力する。そして、このＤ型フリップフロップ１３１ｄには、上記基本クロックＣＬＫがそのクロック端子に入力されており、このクロックＣＬＫに同期して上記ＯＲ回路１３１ｅによる論理和信号が当該クロック分周回路１３１の出力Ｑｏｕｔとして出力される。
【００４３】
次に、こうしたクロック分周回路１３１内で生成される各信号Ｑａ〜Ｑｃ、ＱＯ、Ｑｏｕｔの各推移を図４を参照して説明する。
この図４に示すように、まず、クロック発振器１２３から発振される基本クロックＣＬＫに基づきＤ型フリップフロップ１３１ａから出力される信号Ｑａは、この基本クロックＣＬＫが「２：２」に分周された信号となる。また、こうした信号ＱａをクロックとしてＤ型フリップフロップ１３１ｂから出力される信号Ｑｂは、上記信号Ｑａがさらに「２：２」に分周された信号、すなわち、上記基本クロックＣＬＫが「４：４」に分周された信号となる。さらに、こうした出力信号ＱｂをクロックとしてＤ型フリップフロップ１３１ｃから出力される信号Ｑｃは、上記信号Ｑｂがさらに「２：２」に分周された信号、すなわち、上記基本クロックＣＬＫが「８：８」に分周された信号となる。そして、こうしてクロック信号が各々の分周率によって分周された各信号Ｑａ〜Ｑｃの論理和が行われるＯＲ回路１３１ｅの出力信号ＱＯは、この図４に示すように、上記基本クロックＣＬＫが「７：１」に分周された信号となる。そして、この基本クロックＣＬＫが「７：１」に分周された信号ＱＯと同クロックＣＬＫとに基づいてＤ型フリップフロップ１３１ｄから出力される信号、すなわちクロック分周回路１３１の出力信号Ｑｏｕｔも、同じく基本クロックＣＬＫが「７：１」に分周された信号となる。
【００４４】
このように、このクロック分周回路１３１では、上記基本クロックＣＬＫを「７：１」の比率で分周し、この分周した出力信号Ｑｏｕｔによって、上記ストップビット付与回路１３０としてパルス密度変調信号にストップビットを付与する際の分解能を決定する。
【００４５】
次に、このような前提のもとに、ストップビット付与回路１３０で行われるパルス密度変調信号に対するストップビットの付与態様について、図５を参照しつつ説明する。なお、この図５において、図５（ａ）は、上記基本クロックＣＬＫの推移を、図５（ｂ）は、この基本クロックＣＬＫが上記クロック分周回路１３１によって「７：１」の比率で分周された出力信号Ｑｏｕｔの推移をそれぞれ示している。また、図５（ｃ）は、パルス密度変調回路１２０によって生成（変調）されたパルス密度変調信号Ｖｏｕｔの推移を示しており、そして図５（ｄ）は、このパルス密度変調信号にストップビットが付与された信号ＳＶｏｕｔの推移を示している。
【００４６】
まず、先の図１に示したように、ストップビット付与回路１３０では、クロック分周回路１３１にて生成された「７：１」の比率のもとに分周された出力信号Ｑｏｕｔと、パルス密度変調回路１２０にて生成されたパルス密度変調信号ＶｏｕｔとがＡＮＤ回路１３２に入力されることによって、パルス密度変調信号に対するストップビットの付与が行われる。すなわち、図５（ｄ）に示すように、同図５（ｂ）に示す基本クロックＣＬＫが「７：１」の比率のもとに分周された信号Ｑｏｕｔと同図５（ｃ）に示すパルス密度変調回路１２０にて生成されたパルス密度変調信号Ｖｏｕｔとの論理積、すなわちパルス密度変調信号Ｖｏｕｔにストップビットの付与された信号ＳＶｏｕｔが生成される。ちなみにこの生成された信号ＳＶｏｕｔとは、上記変調されたパルス密度変調信号の分解能に対応して
その末尾が上記基本クロックＣＬＫの１周期からなる論理「０」レベルのストップビットが付与された信号となっている。
【００４７】
次に、インバータ制御マイコン３００によって行われる上記ストップビットの付与されたパルス密度変調信号ＳＶｏｕｔの復調態様を図６及び図７を参照して説明する。
まず、温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦに基づく温度情報が例えば「１９．２℃」であったとすると、この順方向電圧ＶＦがパルス密度変調されたパルス密度変調信号Ｖｏｕｔのパルス密度は、図７（ａ）に示すように「７５％」となっている。そして、このパルス密度変調信号Ｖｏｕｔにストップビットが付与されると、同図７（ｂ）に示すように、パルス密度変調信号Ｖｏｕｔのパルス幅（パルス密度）が７分割された信号ＳＶｏｕｔに変換される。こうしてストップビットの付与されたパルス密度変調信号ＳＶｏｕｔが前記フォトカプラＩＳ１を介してインバータ制御マイコン３００に取り込まれる。そして前述のように、このインバータ制御マイコン３００により、ストップビットの付与されたパルス密度変調信号ＳＶｏｕｔから物理量情報への復調、すなわち温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦへの復調が実行される。
【００４８】
この復調に際しては、まず、図７（ｃ）に示すように、一定時間Ｔｃ中にインバータ制御マイコン３００に取り込まれた信号ＳＶｏｕｔのパルス数ｎｘがカウントされるとともに（図７（ｃ）の例ではパルス数「２１」）、図６に拡大して示すように、このカウントされるパルスの幅Ｔｗが測定される。そして、こうして測定されたパルス幅Ｔｗに基づいて、同図６に示すカウント対象とされたパルスのうちの一つのパルスの周期Ｔｔが、次式（１）によって求められる。
【００４９】
Ｔｔ＝Ｔｗ×（８／７） …（１）
また、上記パルス密度変調信号のパルス密度を「１００％」としたときに上記一定時間Ｔｃ中にインバータ制御マイコン３００に取り込まれ得る最大パルス数ｎ１００（図７（ｃ））が、次式（２）によって求められる。
【００５０】
ｎ１００＝Ｔｃ／Ｔｔ …（２）
こうして一定時間Ｔｃ中の上記パルス数ｎｘと上記最大パルス数ｎ１００（ここでの例では「２８」）とが求められると、温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦの最大値をＶＦｍａｘ、同順方向電圧ＶＦの最小値をＶＦｍｉｎとするとき、復調するその都度の温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦｘが、次式（３）によって求められる。
【００５１】
ＶＦｘ＝ＶＦｍａｘ−（ＶＦｍａｘ−ＶＦｍｉｎ）×（ｎｘ／ｎ１００）…（３）
なお、上記最大パルス数ｎ１００に対する上記カウントされたパルス数ｎｘの割合は、図７（ｃ）からも明らかなように約「７５％」となっており、ストップビットが付与される以前のパルス密度変調信号Ｖｏｕｔのパルス密度と等しい割合となっていることが確認できる。そしてこれにより、パルス密度変調信号のパルス密度（ここでの例では「７５％」）に代えて、上記最大パルス数ｎ１００に対する上記カウントされたパルス数ｎｘの割合に基づくパルス密度変調信号の復調が行われるようになる。
【００５２】
以上説明したように、本実施の形態にかかるインバータ制御装置によれば、そのパルス密度変復調回路も含めて、以下の効果が得られるようになる。
（１）物理量情報としての温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦをパルス密度変調回路１２０によりパルス密度変調信号Ｖｏｕｔに変調するとともに、これにストップビットを付与することとした。そして、このストップビットを付与したパルス密度変調信号ＳＶｏｕｔの一定時間Ｔｃ中の最大パルス数に対する同時間Ｔｃ中にカウントされたパルス数ｎｘの割合に基づきその復調を行うこととした。これにより、インバータ制御装置を構成する高圧回路側と低圧回路側との伝送路にこれらを電気的に絶縁するフォトカプラＩＳ１を用いる場合であれ、このフォトカプラＩＳ１に起因するパルス遅延、パルス歪等の誤差が生じたとしてもその影響を受けることなく、高い精度のもとにその復調を行うことができるようになる。
【００５３】
（２）パルス密度変調信号Ｖｏｕｔの分解能を決定する基本クロックの所定の分周の比率を「７：１」とすることとした。これにより、ストップビットの付与されたパルス密度変調信号ＳＶｏｕｔのパルス数ｎｘと最大パルス数ｎ１００との割合の抽出としての復調を実情に即したより望ましいかたちで行うことができるようになる。
【００５４】
（３）ストップビットの付与されたパルス密度変調信号ＳＶｏｕｔの一定時間Ｔｃ中の最大パルス数に対する同時間Ｔｃ中にカウントされたパルス数ｎｘの割合を、同時間Ｔｃ中にカウント対象とされたパルスのパルス幅Ｔｗとその周期Ｔｔを用いて算出することとした。これにより、上記インバータ制御マイコン３００によるストップビットの付与されたパルス密度変調信号ＳＶｏｕｔの復調をより容易かつ高精度に行うことができるようになる。
【００５５】
（４）上記態様のもとに変復調される物理量情報、すなわち温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦを用いてインバータ制御マイコン３００によるインバータの駆動制御を行うこととした。これにより、高圧回路と低圧回路とをフォトカプラＩＳ１によって絶縁しつつも、高い精度のもとに信頼性の高いインバータの駆動制御を行うことができるようになる。
【００５６】
（第２の実施の形態）
以下、本発明にかかるインバータ制御装置を具体化した第２の実施の形態を図８を参照して説明する。なお、この第２の実施の形態は、インバータの駆動制御に必要とされる物理量情報として、同インバータの駆動電圧（高圧電源電圧）を生成する昇圧回路の昇圧電圧を用いたものである。
【００５７】
図８は、先の図１に対応する図として、この第２の実施の形態にかかるインバータ制御装置の構成を示したものである。なお、この図８において、先の図１に示した各要素と同一の要素についてはそれぞれ同一の符号を付して示しており、それら要素についての重複する説明は割愛する。
【００５８】
通常、車両に搭載されるインバータ制御装置では、インバータの駆動に必要十分な電圧を同インバータに印加するために、バッテリ電圧である例えば「２００Ｖ」の電圧を昇圧回路（ＤＣ−ＤＣコンバータ）によって例えば「６５０Ｖ」程度まで昇圧することによって、インバータ用の高圧電源電圧を確保するようにしている。このため、バッテリの電圧をインバータ用の高圧電源電圧まで正確に昇圧すべく、この高圧電源電圧の監視に基づき昇圧回路の駆動を制御することが望ましい。そこで、本実施の形態では、こうしたインバータ用の高圧電源電圧を、インバータの駆動制御に必要とされる物理量情報として高圧回路側で検出し、この検出値を低圧回路側のインバータ制御マイコン３００に伝送することとする。
【００５９】
すなわち、図８に示すように、このインバータ制御装置では、まず、高圧回路側のバッ
テリＢＴの電圧が昇圧回路１５０によって例えば「５００Ｖ」の高圧電源電圧Ｖ１まで昇圧される。そして、この昇圧された電圧Ｖ１をインバータ１１０に印加するとともに、分圧抵抗Ｒｄによってこの電圧Ｖ１を例えば２００分の１に分圧し、この分圧電圧Ｖ２（２．５Ｖ）を物理量情報として抽出する。次いで、こうして抽出した電圧Ｖ２をパルス密度変調回路１２０によってパルス密度変調（ＰＤＭ）信号に変調する。ここで、本実施の形態においては、パルス密度変調回路１２０を構成するスイッチ１２５によって切り換えられる電圧値がＶＨ側で「５Ｖ」、ＶＬ側で「０Ｖ」となるように設定される。そしてここでは、パルス密度変調回路１２０に取り込まれた「２．５Ｖ」の電圧が、デューティ「５０％」となるパルス密度変調信号Ｖｏｕｔに変調される。こうして変調されたパルス密度変調信号Ｖｏｕｔがパルス密度変調回路１２０から出力されると、この信号Ｖｏｕｔに対して先の第１の実施の形態に準じる態様でストップビットが付与され、このストップビットの付与されたパルス密度変調信号ＳＶｏｕｔがフォトカプラＩＳ１を介してインバータ制御マイコン３００に取り込まれる。そして、インバータ制御マイコン３００では、先の第１の実施の形態に準じる態様で、ストップビットの付与されたパルス密度変調信号ＳＶｏｕｔから物量量情報としての電圧Ｖ２への復調が行われ、この復調された電圧Ｖ２に基づきインバータ１１０に印加される高圧電源電圧Ｖ１が求められる。
【００６０】
こうして高圧電源電圧Ｖ１が求められると、この高圧電源電圧Ｖ１に基づいてインバータ制御マイコン３００による昇圧用ＩＧＢＴ（図示省略）の駆動指令が生成される。他方、この生成された駆動指令は、スイッチング素子ＳＷ２を通じてオン／オフ情報に変換され、このオン／オフ情報に変換された駆動指令がフォトカプラＩＳ２を介して低圧回路から高圧回路に伝送（フィードバック）される。そして、高圧回路では、昇圧用ＩＧＢＴ駆動回路１６０を通じて、このフィードバックされた駆動指令に基づくＩＧＢＴ、ひいては昇圧回路の駆動を実行することとなる。
【００６１】
以上説明したように、この第２の実施の形態にかかるインバータ制御装置によっても、第１の実施の形態による前記（１）〜（３）の効果に準じた効果が得られるとともに、前記（４）の効果に代えて以下のような効果が得られるようになる。
【００６２】
（５）上記態様のもとに変復調される物理量情報、すなわち高圧回路側に設けられた昇圧回路１５０からインバータ１１０に印加される高圧電源情報を用いてインバータ制御マイコン３００によるインバータの駆動制御を行うこととした。これにより、高圧回路と低圧回路とをフォトカプラＩＳ１によって絶縁しつつも、高い精度のもとに信頼性の高いインバータの駆動制御を行うことができるようになる。
【００６３】
（他の実施の形態）
なお、上記実施の形態は、以下のような形態をもって実施することもできる。
・上記各実施の形態では、パルス密度変調信号Ｖｏｕｔの分解能を決定するクロック発振器１２３による基本クロックの所定の分周の比率を「７：１」として設定した。上記クロック分周回路１３１によって生成される基本クロックに対する分周の比率としては、パルス密度変調信号Ｖｏｕｔとの論理積によって、このパルス密度変調信号Ｖｏｕｔを所定の間隔毎に分割することが可能な範囲であればよく、基本クロックに対する分周の比率は何段階のパルス密度に変調するかに応じて任意である。
【００６４】
・上記第１の実施の形態では、上記変復調の対象とされる物理量情報として温度検出用ダイオード１１２の順方向電圧ＶＦを採用することとし、また、上記第２の実施の形態では、変復調の対象とされる物理量情報を分圧抵抗Ｒｄによって分圧された電圧Ｖ２を採用することとした。上記変復調の対象とされる物理量情報としては、インバータの駆動制御に必要とされる物理量情報であればよく、これらに限定されるものではない。
【００６５】
・上記各実施の形態では、本発明に係るパルス密度変復調回路を、上記インバータ制御装置に適用する場合について例示したが、こうしたインバータ制御装置に限られず、アナログ信号として抽出される物理量情報をフォトカプラ等の絶縁手段を介して変復調するものであれば、本発明の適用は可能である。
【符号の説明】
【００６６】
１１０…インバータ、１１１…ＩＧＢＴ、１１２…温度検出用ダイオード、１２０…パルス密度変調回路、１２１…コンパレータ、１２２…Ｄ型フリップフロップ、１２３…クロック発振器、１２４…ＮＯＴ回路、１２５…スイッチ、１２６…コンデンサ、１３０…ストップビット付与回路、１３１…クロック分周回路、１３１ａ〜１３１ｄ…Ｄ型フリップフロップ、１３１ｅ…ＯＲ回路、１３２…ＡＮＤ回路、１４０…ＩＧＢＴ駆動回路、１５０…昇圧回路、１６０…昇圧用ＩＧＢＴ駆動回路、３００…インバータ制御マイコン、ＢＴ…バッテリ、Ｔｒ１…トランジスタ、Ｒｄ…分圧抵抗、ＩＳ１、ＩＳ２…フォトカプラ、ＳＷ１、ＳＷ２…スイッチング素子。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログ信号として抽出される物理量情報をその都度の信号の大きさに対応したパルス密度を有するとともに基本クロックに同期した信号であるパルス密度変調信号に変調するパルス密度変調回路と、
この変調されたパルス密度変調信号の分解能に対応してその末尾を前記基本クロックの１周期の時間からなる論理「０」レベルのストップビットとするストップビット付与回路と、
このストップビットの付与されたパルス密度変調信号を伝送する伝送路と、
この伝送されたストップビットの付与されたパルス密度変調信号を受信して一定時間中のパルス数をカウントするとともに、この一定時間中に受信し得る最大パルス数をパルス密度１００％として、前記最大パルス数に対する前記カウントしたパルス数の割合として前記抽出される物理量情報を復調する復調回路と、
を備えるパルス密度変復調回路。
【請求項２】
前記ストップビット付与回路は、前記基本クロックを前記パルス密度変調信号の分解能を決定する所定の比率で分周した信号と前記パルス密度変調信号との論理積によって当該パルス密度変調信号に前記ストップビットを付与するものである
請求項１に記載のパルス密度変復調回路。
【請求項３】
前記パルス密度変調信号の分解能を決定する前記基本クロックの所定の分周の比率が「７：１」である
請求項２に記載のパルス密度変復調回路。
【請求項４】
前記復調回路は前記カウントするパルスのパルス幅を併せて測定するものであり、この測定したパルス幅をＴｗとして、そのパルス周期Ｔｔを
Ｔｔ＝Ｔｗ×（８／７）
として求めるとともに、前記パルス数をカウントする一定時間をＴｃとして、前記パルス密度１００％とする前記一定時間中に受信し得る最大パルス数ｎ１００を
ｎ１００＝Ｔｃ／Ｔｔ
として定める
請求項３に記載のパルス密度変復調回路。
【請求項５】
前記パルス密度変調回路が前記パルス密度変調信号に変調する物理量情報の最大値をＰｍａｘ、同物理量情報の最小値をＰｍｉｎとするとき、前記復調回路は、前記一定時間中にカウントしたパルス数をｎｘとして、前記復調するその都度の物理量Ｐｘを、前記最大パルス数ｎ１００に対する前記カウントしたパルス数ｎｘの割合に基づき
Ｐｘ＝Ｐｍａｘ−（Ｐｍａｘ−Ｐｍｉｎ）×（ｎｘ／ｎ１００）
として求める
請求項４に記載のパルス密度変復調回路。
【請求項６】
車載バッテリから供給される直流電力を電力変換するインバータの駆動制御に必要とされる物理量情報をパルス密度変復調回路を介してモニタしつつ同インバータの駆動を制御するパルス密度変復調回路を用いたインバータ制御装置において、
前記パルス密度変復調回路として請求項１〜５のいずれか一項に記載のパルス密度変復調回路を用いる
ことを特徴とするパルス密度変復調回路を用いたインバータ制御装置。
【請求項７】
前記インバータの駆動制御に必要とされる物理量情報が、当該インバータの温度を検出する温度検出用ダイオードの順方向電圧である
請求項６に記載のパルス密度変復調回路を用いたインバータ制御装置。
【請求項８】
前記インバータの駆動制御に必要とされる物理量情報が、当該インバータの駆動電圧を生成する昇圧回路の昇圧電圧である
請求項６に記載のパルス密度変復調回路を用いたインバータ制御装置。
【請求項１】
アナログ信号として抽出される物理量情報をその都度の信号の大きさに対応したパルス密度を有するとともに基本クロックに同期した信号であるパルス密度変調信号に変調するパルス密度変調回路と、
この変調されたパルス密度変調信号の分解能に対応してその末尾を前記基本クロックの１周期の時間からなる論理「０」レベルのストップビットとするストップビット付与回路と、
このストップビットの付与されたパルス密度変調信号を伝送する伝送路と、
この伝送されたストップビットの付与されたパルス密度変調信号を受信して一定時間中のパルス数をカウントするとともに、この一定時間中に受信し得る最大パルス数をパルス密度１００％として、前記最大パルス数に対する前記カウントしたパルス数の割合として前記抽出される物理量情報を復調する復調回路と、
を備えるパルス密度変復調回路。
【請求項２】
前記ストップビット付与回路は、前記基本クロックを前記パルス密度変調信号の分解能を決定する所定の比率で分周した信号と前記パルス密度変調信号との論理積によって当該パルス密度変調信号に前記ストップビットを付与するものである
請求項１に記載のパルス密度変復調回路。
【請求項３】
前記パルス密度変調信号の分解能を決定する前記基本クロックの所定の分周の比率が「７：１」である
請求項２に記載のパルス密度変復調回路。
【請求項４】
前記復調回路は前記カウントするパルスのパルス幅を併せて測定するものであり、この測定したパルス幅をＴｗとして、そのパルス周期Ｔｔを
Ｔｔ＝Ｔｗ×（８／７）
として求めるとともに、前記パルス数をカウントする一定時間をＴｃとして、前記パルス密度１００％とする前記一定時間中に受信し得る最大パルス数ｎ１００を
ｎ１００＝Ｔｃ／Ｔｔ
として定める
請求項３に記載のパルス密度変復調回路。
【請求項５】
前記パルス密度変調回路が前記パルス密度変調信号に変調する物理量情報の最大値をＰｍａｘ、同物理量情報の最小値をＰｍｉｎとするとき、前記復調回路は、前記一定時間中にカウントしたパルス数をｎｘとして、前記復調するその都度の物理量Ｐｘを、前記最大パルス数ｎ１００に対する前記カウントしたパルス数ｎｘの割合に基づき
Ｐｘ＝Ｐｍａｘ−（Ｐｍａｘ−Ｐｍｉｎ）×（ｎｘ／ｎ１００）
として求める
請求項４に記載のパルス密度変復調回路。
【請求項６】
車載バッテリから供給される直流電力を電力変換するインバータの駆動制御に必要とされる物理量情報をパルス密度変復調回路を介してモニタしつつ同インバータの駆動を制御するパルス密度変復調回路を用いたインバータ制御装置において、
前記パルス密度変復調回路として請求項１〜５のいずれか一項に記載のパルス密度変復調回路を用いる
ことを特徴とするパルス密度変復調回路を用いたインバータ制御装置。
【請求項７】
前記インバータの駆動制御に必要とされる物理量情報が、当該インバータの温度を検出する温度検出用ダイオードの順方向電圧である
請求項６に記載のパルス密度変復調回路を用いたインバータ制御装置。
【請求項８】
前記インバータの駆動制御に必要とされる物理量情報が、当該インバータの駆動電圧を生成する昇圧回路の昇圧電圧である
請求項６に記載のパルス密度変復調回路を用いたインバータ制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１０−２７３０４２（Ｐ２０１０−２７３０４２Ａ）
【公開日】平成２２年１２月２日（２０１０．１２．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１２２３０１（Ｐ２００９−１２２３０１）
【出願日】平成２１年５月２０日（２００９．５．２０）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１２月２日（２０１０．１２．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年５月２０日（２００９．５．２０）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
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