モータ制御装置
【課題】装置を追加することなく、停電が発生した場合でも、軸支持運転を比較的長時間保つことができるモータ制御装置を提供する。
【解決手段】停電検出器５５が停電を検出したとき、駆動側制御回路１１では、切替スイッチ５６によって回転角速度指令値ω*を零に切り替えることにより、ベアリングレスモータ１を減速させ且つ駆動側のインバータ１３を介してベアリングレスモータ１から直流リンク回路４６側へベアリングレスモータ１の発電電力を回生するように駆動側のインバータ１３を制御し、この回生電力が直流リンク回路４６を介して軸支持側のインバータ１４へ供給される構成とする。また、リミッタ下限値調整回路５１では、電圧検出器５４で検出される直流リンク電圧値ＶDCが直流リンク電圧設定値ＶDC*よりも低下したときに負の下限設定値を出力し、可変リミッタ５７では、この負の下限設定値を可変リミッタ５７の下限設定値として設定する構成とする。
【解決手段】停電検出器５５が停電を検出したとき、駆動側制御回路１１では、切替スイッチ５６によって回転角速度指令値ω*を零に切り替えることにより、ベアリングレスモータ１を減速させ且つ駆動側のインバータ１３を介してベアリングレスモータ１から直流リンク回路４６側へベアリングレスモータ１の発電電力を回生するように駆動側のインバータ１３を制御し、この回生電力が直流リンク回路４６を介して軸支持側のインバータ１４へ供給される構成とする。また、リミッタ下限値調整回路５１では、電圧検出器５４で検出される直流リンク電圧値ＶDCが直流リンク電圧設定値ＶDC*よりも低下したときに負の下限設定値を出力し、可変リミッタ５７では、この負の下限設定値を可変リミッタ５７の下限設定値として設定する構成とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電磁力によって軸支持を行なうモータであるベアリングレスモータ又は磁気軸受モータに適用されるモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータの軸受としては機械的な軸受が一般的である。しかし、機械的な軸受は、摩擦が発生するため潤滑剤が必要であり、また、摩耗するため定期的な交換が必要である。そのため、機械的な軸受を備えたモータは真空中や有害な気体中での使用や、医療機器用や超高速駆動用としての利用に制約があった。
【０００３】
この問題を解決するため、電磁力によって軸支持を行なうモータが開発されてきた。このようなモータには、磁気軸受モータとベアリングレスモータとがある。
【０００４】
磁気軸受モータは磁気軸受を採用したモータであり、この磁気軸受の電磁石により軸支持力（電磁力）を発生させる方式のものであり、軸と軸受が接触しないため潤滑剤が不要であり、また、摩耗しないことからメンテナンスフリーである。そのため、磁気軸受モータは腐食性の高い気体中でも使用することができ、モータの適用範囲を広げることができた。しかし、磁気軸受モータは軸支持用の電磁石を固定子とは別の位置に追加的に備える必要があり、装置の大型化やコストの増加などを招くという問題点を有している。
【０００５】
一方、ベアリングレスモータも磁気軸受モータと同様に電磁力により軸支持を行うモータである。しかし、ベアリングレスモータは、１つの固定子に電動機巻線と軸支持巻線の２種類の巻線を備えているところが磁気軸受モータとは異なっており、前記軸支持巻線に通電することよって軸支持力となる電磁力を発生させ、且つ、前記電動機巻線に通電することによって回転力となる電磁力を発生させる。
このようにベアリングレスモータでは、電動機の機能と磁気軸受の機能とを一体化したことにより、ベアリングレスモータ単体で回転子の回転と軸支持の両方を行うことができるため、磁気軸受の利点に加えて、装置の小型化やコストダウンが可能である。従って、ベアリングレスモータは、更に幅広い分野への適用に向け、研究開発が進められている。
【０００６】
ここで、ベアリングレスモータの従来の制御装置について説明する。図３は従来のベアリングレスモータ制御装置の構成を示す図、図４は前記ベアリングレスモータ制御装置に備えた駆動側のインバータの構成を示す図である。
【０００７】
図３に示すように、ベアリングレスモータ１は固定子２と回転子３を有している。固定子２には電動機巻線（図示省略）と軸支持巻線（図示省略）とが設けられている。ベアリングレスモータ１は、例えば２極電動機・４極支持構造となっている。
また、ベアリングレスモータ１には、永久磁石型同期電動機（ＰＭモータ）や誘導電動機などが採用される。ベアリングレスモータ１がＰＭモータである場合、回転子３には永久磁石が設けられる。
【０００８】
固定子２には静止座標系のα軸が交差する部分にギャップセンサ４が設けられ、静止座標系のβ軸が交差する部分にギャップセンサ５が設けられており、回転子３にはロータリーエンコーダ６が接続されている。
ロータリーエンコーダ６では回転子３の回転角度に応じた検出信号を出力し、角度検出器７ではこのロータリーエンコーダ６の検出信号を処理して回転子３の回転角度θを求める。
ギャップセンサ４では、固定子２と回転子３との間のギャップを検出して、回転子３のα軸方向の軸変位を示す検出軸変位値αを得る。
ギャップセンサ５では、固定子２と回転子３との間のギャップを検出して、回転子３のβ軸方向の軸変位を示す検出軸変位値βを得る。
【０００９】
そして、このベアリングレスモータ１の制御装置は、駆動側のインバータ１３を使用して固定子２の電動機巻線に電力を供給する駆動側制御回路１１と、軸支持側のインバータ１４を使用して固定子２の軸支持巻線に電力を供給する軸支持側制御回路１２とを有している。
駆動側制御回路１１は、トルクを出力して回転軸（回転子３）を回転させることにより、前記回転軸に接続された負荷（図示省略）を回転駆動する制御システムである。
軸支持側制御回路１２は、軸変位を検出して軸支持力を発生させることにより、回転軸（回転子３）を浮上させる制御システムである。
【００１０】
図４に示すように、インバータ１３は複数のスイッチング素子１８（図示例ではＩＧＢＴ）と、これらのスイッチング素子１８のそれぞれに並列に接続したダイオード１９とを有してなるものである。図示は省略するが、インバータ１４も、インバータ１３と同様の構成である。
【００１１】
まず、駆動側制御回路１１について詳述する。
図３に示すように、速度検出器２１では、角度検出器７で求めた回転角度θを時間で微分して回転角速度ωを求める。
偏差演算器２２では、速度検出器２１で求めた回転角速度ωと、回転角速度指令値ω*との偏差（ω*−ω）を演算して、角速度偏差Δωを求める。
ＰＩアンプ２３では、偏差演算器２２で求めた角速度偏差ΔωをＰＩ（比例・積分）演算することにより、ｑ軸のトルク電流指令値ｉmq*を得る。
一方、ｄ軸の励磁電流指令値ｉmd*は零とする。このようにしたのは、後ほど説明する軸支持変調式（（１）式）で用いる係数（ＫA，ＫB，ＫC，ＫD）が、トルク電流値ｉmqだけでなく励磁電流値ｉmdにも依存するためであり、励磁電流指令値ｉmd*＝０とすることによって制御の複雑さを防ぐのが目的である。
【００１２】
電流検出器２４では、インバータ１３から固定子２の電動機巻線へ出力されるインバータ出力電流を検出する。
ｄｑ変換器２５では電流検出器２４で検出されるインバータ出力電流をｄｑ変換することにより、実際のｑ軸のトルク電流値ｉmqとｄ軸の励磁電流値ｉmdとを求める。
偏差演算器２６では、ｄｑ変換器２５で求めた実際のトルク電流値ｉmqと、ＰＩアンプ２３で得たトルク電流指令値ｉmq*との偏差（ｉmq*−ｉmq）を演算して、トルク電流偏差Δｉmqを求める。
電流制御器（ＡＣＲアンプ）２７では、偏差演算器２６で求めたトルク電流偏差Δｉmqを基にｑ軸電圧指令値Ｖq*を得る。
偏差演算器２８では、ｄｑ変換器２５で求めた実際の励磁電流値ｉmdと、励磁電流指令値ｉmd*との偏差（ｉmd*−ｉmd）を演算して、励磁電流偏差Δｉmdを求める。
電流制御器（ＡＣＲアンプ）２９では、偏差演算器２８で求めた励磁電流偏差Δｉmdを基にｄ軸電圧指令値Ｖd*を得る。
【００１３】
ｄｑ逆変換器３０では、電流制御器２７で得たｑ軸電圧指令値Ｖq*及び電流制御器２９で得た軸電圧指令値Ｖd*をｄｑ逆変換して、三相の電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，ＶW*を求める。
ＰＷＭ変調器３１では、ｄｑ逆変換器３０で求めた三相の電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，ＶW*をＰＷＭ変調し、このＰＷＭ変調した信号をゲート制御信号Ｇmとしてインバータ１３へ送る。
【００１４】
駆動側のインバータ１３と軸支持側のインバータ１４は、共通の直流リンク回路４６を介してＡＣ／ＤＣ変換器１５に接続されている。
電源（図示せず）から電源系統４５を介して供給される三相の交流電力はＡＣ／ＤＣ変換器１５で直流電力に変換され、電解コンデンサ１６，１７で平滑化された後、インバータ１３，１４に供給される。
インバータ１３では、ＰＷＭ変調器３１で生成したゲート制御信号Ｇmに基づいて、ＡＣ／ＤＣ変換器１５から供給される直流電力を、電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，ＶW*に応じた電圧の三相交流電力に変換し、この三相交流電力を固定子２の電動機巻線に供給する。
かくして、ベアリングレスモータ１（回転子３）の回転角速度ωが、回転角速度指令値ω*に応じた回転角速度となるように制御される。
【００１５】
なお、図示は省略するが、ＡＣ／ＤＣ変換器１５で変換された直流電力は、駆動側制御回路１１及び軸支持側制御回路１２の制御回路を作動させための電力として、これらの制御回路１１，１２へも供給されるようになっている。
【００１６】
次に、軸支持側制御回路１２について詳述する。
図３に示すように、偏差演算器３２では、ギャップセンサ４で検出した検出軸変位値αと、軸変位指令値α*との偏差（α*−α）を演算して、軸変位偏差Δαを求める。
偏差演算器３３では、ギャップセンサ５で検出した軸変位指令値β*と、検出軸変位値βとの偏差（β*−β）を演算して、軸変位偏差Δβを求める。
軸変位指令値α*は、静止座標系のα軸方向に関してモータ回転軸（回転子３）がモータ中心に位置するような指令値であり、軸変位指令値β*は、静止座標系のβ軸方向に関してモータ回転軸（回転子３）がモータ中心に位置するような指令値である。
ＰＩＤアンプ３４では、偏差演算器３２で求めた軸変位偏差ΔαをＰＩＤ（比例・積分・微分）演算することにより、軸支持力指令値Ｆα*を得る。
ＰＩＤアンプ３５では、偏差演算器３３で求めた軸変位偏差ΔβをＰＩＤ（比例・積分・微分）演算することにより、軸支持力指令値Ｆβ*を得る。
【００１７】
しかし、ベアリングレスモータ１では、駆動側の磁気と軸支持側の磁気とが磁気的に干渉するため、軸支持力指令値Ｆα，Ｆβと軸支持電流値ｉα，ｉβは一対一の対応関係にならない。
【００１８】
そこで、軸支持変調式演算器３６では、ＰＩＤアンプ３４，３５で得た軸支持力指令値Ｆα*，Ｆβ*と、角度検出器７で求めた回転角度θと、ＰＩアンプ２３で得たトルク電流指令値ｉmq*とを入力とし、更に予め設定したトルク電流指令値ｉmq*と比例係数ＫA，ＫB，ＫC，ＫDとの関係を表すテーブルデータ（図示省略）から、ＰＩアンプ２３で得たトルク電流指令値ｉmq*に応じた比例係数ＫA，ＫB，ＫC，ＫDを呼び出して、下記の軸支持変調式（（１）式）を用いて演算することにより、磁気的干渉を打ち消しつつモータ回転軸（回転子３）を支持するための軸支持電流指令値ｉα*，ｉβ*を求める。これにより、駆動側と軸支持側の磁気的な干渉を打ち消すことができる。
【００１９】
【数１】
【００２０】
電流検出器３７では、インバータ１４から固定子２の軸支持巻線へ出力されるインバータ出力電流を検出する。
３相２相変換器３８では、電流検出器３７で検出されるインバータ出力電流を３相２相変換することにより、実際の軸支持電流値ｉα，ｉβを求める。
偏差演算器３９では、３相２相変換器３８で求めた実際の軸支持電流値ｉαと、軸支持変調式演算器３６で求めた軸支持電流指令値ｉα*との偏差（ｉα*−ｉα）を演算して、軸支持電流偏差Δｉαを求める。
電流制御器（ＡＣＲアンプ）４０では、偏差演算器３９で求めた軸支持電流偏差Δｉαを基にα軸電圧指令値Ｖα*を得る。
偏差演算器４１では、３相２相変換器３８で求めた実際の軸支持電流値ｉβと、軸支持変調式演算器３６で求めた軸支持電流指令値ｉβ*との偏差（ｉβ*−ｉβ）を演算して、軸支持電流偏差Δｉβを求める。
電流制御器（ＡＣＲアンプ）４２では、偏差演算器４１で求めた軸支持電流偏差Δｉβを基にβ軸電圧指令値Ｖβ*を得る。
【００２１】
２相３相変換器４３では、電流制御器４０で得たα軸電圧指令値Ｖα*及び電流制御器４２で得たβ軸電圧指令値Ｖβ*を２相３相変換して、三相の電圧指令値Ｖx*，ＶY*，ＶZ*を求める。
ＰＷＭ変調器４４では、三相の電圧指令値Ｖx*，ＶY*，ＶZ*をＰＷＭ変調し、このＰＷＭ変調した信号をゲート制御信号Ｇsとしてインバータ１４へ送る。
インバータ１４では、ＰＷＭ変調器３１で生成したゲート制御信号Ｇmに基づいて、ＡＣ／ＤＣ変換器１５から供給される直流電力を、電圧指令値Ｖx*，ＶY*，ＶZ*に応じた電圧の三相交流電力に変換し、この三相交流電力を固定子２の軸支持巻線に供給する。
かくして、ベアリングレスモータ１のモータ回転軸（回転子３）が、α軸方向及びβ軸方向に関してモータ中心に位置するように制御される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２２】
【特許文献１】特開２００４−１２０８８６号公報
【特許文献２】特開２０００−９７２３５号公報
【特許文献３】特開平９−２４２７５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
ベアリングレスモータ１の運転中に停電が発生した場合、駆動側では回転子３の回転が停止して負荷が停止してしまい、軸支持側ではモータ回転軸（回転子３）を軸支持（磁気浮上）させることができなくなってモータ回転軸（回転子３）がタッチダウンしてしまう。即ち、保護用に設けた機械的な軸受にモータ回転軸が接触してしまう。
【００２４】
しかし、ベアリングレスモータ１は、その特徴を活用するため、タッチダウン（モータ回転軸の接触）が許されない用途での使用が検討されている。例えば、タッチダウン（モータ回転軸の接触）が発生すると、腐食性のある気体中でベアリングレスモータ１を使用した場合には、その接触部分からモータ回転軸の腐蝕が始まってしまう恐れがあり、医療用や食品製造用にベアリングレスモータ１を使用した場合には、モータ回転軸の接触によって発生した塵が製品に混入してしまうことが考えられる。
このため、タッチダウン（モータ回転軸の接触）が許されない用途でベアリングレスモータ１を使用する場合、停電が発生したときでも、軸支持側の軸支持運転を優先して継続し、停電が発生してから、復電や電源の切り替えまでの間も、モータ回転軸の軸支持（磁気浮上）を保たなければならない。
なお、この対策として、瞬低補償装置やＵＰＳなどの導入が考えられるが、そのためには装置を追加しなければならず、コストが増加してしまう。
【００２５】
従って、本発明は上記の事情に鑑み、瞬低補償装置などの装置を追加することなく、停電が発生した場合でも、ベアリングレスモータなどの軸支持運転を比較的長時間保つことができるモータ制御装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
上記課題を解決する第１発明のモータ制御装置は、電磁力によって軸支持を行なうモータ（１）であるベアリングレスモータ又は磁気軸受モータに適用されるモータ制御装置であって、
電源系統（４５）を介して供給される交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換器（１５）と、
前記モータ（１）の電動機巻線に交流電力を供給する駆動側のインバータ（１３）と、
前記モータ（１）の軸支持巻線に交流電力を供給する軸支持側のインバータ（１４）と、
前記ＡＣ／ＤＣ変換器（１５）に対して前記駆動側のインバータ（１３）と前記軸支持側のインバータ（１４）とを並列に接続する共通の直流リンク回路（４６）と、
速度検出手段（６，７，２１）によって検出される前記モータ（１）の回転角速度（ω）と、回転角速度指令値（ω*）との偏差（Δω）に応じたトルク電流指令値（ｉmq*）に基づいて生成するゲート制御信号（Ｇm）により、前記駆動側のインバータ（１３）を制御する駆動側制御回路（１１）と、
軸変位検出手段（４，５）で検出される軸変位値（α，β）と、軸変位指令値（α*，β*）との偏差（Δα，Δβ）に応じた軸支持力指令値（Ｆα*，Ｆβ*）に基づいて生成するゲート制御信号（Ｇs）により、前記軸支持側のインバータ（１４）を制御する軸支持側制御回路（１２）と、
を有するモータ制御装置において、
前記電源系統（４５）の電源電圧を検出する電圧検出器（５２）と、
前記電圧検出器（５２）で検出される前記電源電圧に基づいて、停電を検出する停電検器（５５）とを設け、
且つ、前記駆動側制御回路（１１）には、前記停電検出器（５５）の停電検出信号に基づいて前記回転角速度指令値（ω*）を零に切り替える切替スイッチ（５６）を設けて、
前記停電検出器（５５）が停電を検出したとき、前記駆動側制御回路（１１）では、前記切替スイッチ（５６）によって前記回転角速度指令値（ω*）を零に切り替えることにより、前記モータ（１）を減速させ且つ前記駆動側のインバータ（１１）を介して前記モータ（１）から前記直流リンク回路（４６）側へ前記モータ（１）の発電電力を回生するように前記駆動側のインバータ（１３）を制御し、この回生電力が前記直流リンク回路（４６）を介して前記軸支持側のインバータ（１４）へ供給される構成としたことを特徴とする。
【００２７】
また、第２発明のモータ制御装置は、第１発明のモータ制御装置において、
前記直流リンク回路（４６）の直流リンク電圧値（ＶDC）を検出する他の電圧検出器（５４）を設け、
且つ、前記駆動側制御回路（１１）には、トルク電流指令値（ｉmq*）の下限値を制限する可変リミッタ（５７）と、リミッタ下限値調整回路（５１）とを設けて、
前記リミッタ下限値調整回路（５１）では、前記他の電圧検出器（５４）で検出される直流リンク電圧値（ＶDC）が直流リンク電圧設定値（ＶDC*）よりも低下したときに負の下限設定値を出力し、前記可変リミッタ（５７）では、この負の下限設定値を可変リミッタ（５７）の下限設定値として設定する構成としたことを特徴とする。
【００２８】
また、第３発明のモータ制御装置は、電磁力によって軸支持を行なうＰＭモータ（１）であるベアリングレスモータ又は磁気軸受モータに適用されるモータ制御装置であって、
電源系統（４５）を介して供給される交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換器（１５）と、
前記ＰＭモータ（１）の電動機巻線に交流電力を供給する駆動側のインバータ（１３）と、
前記ＰＭモータ（１）の軸支持巻線に交流電力を供給する軸支持側のインバータ（１４）と、
前記ＡＣ／ＤＣ変換器（１５）に対して前記駆動側のインバータ（１３）と前記軸支持側のインバータ（１４）とを並列に接続する共通の直流リンク回路（４６）と、
速度検出手段（６，７，２１）によって検出される前記ＰＭモータ（１）の回転角速度（ω）と、回転角速度指令値（ω*）との偏差（Δω）に応じたトルク電流指令値（ｉmq*）に基づいて生成するゲート制御信号（Ｇm）により、前記駆動側のインバータ（１３）を制御する駆動側制御回路（１１）と、
軸変位検出手段（４，５）で検出される軸変位値（α，β）と、軸変位指令値（α*，β*）との偏差（Δα，Δβ）に応じた軸支持力指令値（Ｆα*，Ｆβ*）に基づいて生成するゲート制御信号（Ｇs）により、前記軸支持側のインバータ（１４）を制御する軸支持側制御回路（１２）と、
を有するモータ制御装置において、
前記電源系統（４５）の電源電圧を検出する第１の電圧検出器（６２）と、
前記電圧検出器（６２）で検出される前記電源電圧に基づいて、停電を検出する停電検器（６５）と、
前記停電検出器（６５）が停電を検出したとき、前記駆動側制御回路（１１）のゲート制御信号（Ｇm）を停止するＡＮＤ回路（６８）と、
前記直流リンク回路（４６）の直流リンク電圧値（ＶDC）を検出する第２の電圧検出器（６４）と、
前記直流リンク回路（４６）において前記駆動側のインバータ（１３）の入力側に設けたコンデンサ（１６）と、
前記直流リンク回路（４６）に設けたチョッパ回路（６６）と、
前記第２の電圧検出器（６４）で検出される前記直流リンク電圧値（ＶDC）が、直流リンク電圧設定値（ＶDC*）となるように前記チョッパ回路（６６）を制御するチョッパ制御回路（６１）とを有し、
前記停電検出器（６５）が停電を検出したとき、前記ＡＮＤ回路（６８）が前記駆動側制御回路（１１）から駆動側のインバータ（１３）へのゲート制御信号（Ｇm）の供給を停止し、前記駆動側のインバータ（１３）のスイッチング素子（１８）に並列接続されたダイオード（１９）を介して前記ＰＭモータ（１）から前記直流リンク回路（４６）側へ前記ＰＭモータ（１）の発電電力が回生され、この回生電力が、前記コンデンサ（１６）に蓄積され、前記チョッパ制御回路（６１）の制御により前記直流リンク電圧値（ＶDC）が前記直流リンク電圧設定値（ＶDC*）となるように昇圧チョッパ動作をする前記チョッパ回路（６６）を介して、前記軸支持側のインバータ（１４）へ供給される構成としたことを特徴とする。
【００２９】
また、第４発明のモータ制御装置は、第３発明のモータ制御装置において、
前記停電検出器（６５）が停電を検出したとき、前記直流リンク回路（４６）から前記駆動側制御回路（１１）への電力供給を停止する構成としたこと特徴とする。
【００３０】
また、第５発明のモータ制御装置は、第３又は第４発明のモータ制御装置において、
前記停電検出器（６５）が停電を検出する前にも、前記チョッパ制御回路（６１）の制御によって、前記直流リンク電圧値（ＶDC）が前記直流リンク電圧設定値（ＶDC*）となるように前記チョッパ回路（６６）にチョッパ動作をさせる構成としたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００３１】
第１発明のモータ制御装置によれば、停電検出器（５５）が停電を検出したとき、駆動側制御回路（１１）では、切替スイッチ（５６）によって回転角速度指令値（ω*）を零に切り替えることにより、モータ（１）を減速させ且つ駆動側のインバータ（１１）を介してモータ（１）から直流リンク回路（４６）側へモータ（１）の発電電力を回生するように駆動側のインバータ（１３）を制御し、この回生電力が直流リンク回路（４６）を介して軸支持側のインバータ（１４）へ供給される構成としたことを特徴としているため、瞬低補償装置などの設備を追加することなく、停電が発生した場合でも、モータ（１）の軸支持運転を比較的長時間保つことができる。
従って、復電や電源の切り替えに時間がかかっても、タッチダウン（モータ回転軸の接触）によるモータ回転軸の腐蝕や塵の発生を防止することができるため、タッチダウン（モータ回転軸の接触）が許されない用途でのモータの使用が可能となる。
【００３２】
第２発明のモータ制御装置によれば、リミッタ下限値調整回路（５１）では、他の電圧検出器（５４）で検出される直流リンク電圧値（ＶDC）が直流リンク電圧設定値（ＶDC*）よりも低下したときに負の下限設定値を出力し、可変リミッタ（５７）では、この負の下限設定値を可変リミッタ（５７）の下限設定値として設定する構成としたことを特徴としているため、直流リンク電圧値（ＶDC）が低下した場合のみ可変リミッタ（５７）の下限設定値が零よりも下がって電力の回生が行なわれるようになり、電力の回生が過剰になって直流リンク電圧値（ＶDC）が異常上昇するのを防止することができる。
【００３３】
第３発明のモータ制御装置によれば、停電検出器（６５）が停電を検出したとき、ＡＮＤ回路（６８）が駆動側制御回路（１１）から駆動側のインバータ（１３）へのゲート制御信号（Ｇm）の供給を停止し、駆動側のインバータ（１３）のスイッチング素子（１８）に並列接続されたダイオード（１９）を介してＰＭモータ（１）から直流リンク回路（４６）側へＰＭモータ（１）の発電電力が回生され、この回生電力が、コンデンサ（１６）に蓄積され、チョッパ制御回路（６１）の制御により前記直流リンク電圧値（ＶDC）が前記直流リンク電圧設定値（ＶDC*）となるように昇圧チョッパ動作をするチョッパ回路（６６）を介して、軸支持側のインバータ（１４）へ供給される構成としたことを特徴としているため、瞬低補償装置などの設備を追加することなく、停電が発生した場合でも、モータ（１）の軸支持運転を比較的長時間保つことができる。
従って、復電や電源の切り替えに時間がかかっても、タッチダウン（モータ回転軸の接触）によるモータ回転軸の腐蝕や塵の発生を防止することができるため、タッチダウン（モータ回転軸の接触）が許されない用途でのモータの使用が可能となる。
しかも、第１発明に比べて、停電が発生した場合の特別な制御が不要となり、制御回路を簡単化することができる。
【００３４】
第４発明のモータ制御装置によれば、停電検出器（６５）が停電を検出したとき、直流リンク回路（４６）から駆動側制御回路（１１）への電力供給を停止する構成としたこと特徴としているため、その分、消費電力を抑えて軸支持運転の持続時間を更に延長することができる。
【００３５】
第５発明のモータ制御装置によれば、停電検出器（６５）が停電を検出する前にも、チョッパ制御回路（６１）の制御によって、直流リンク電圧値（ＶDC）が直流リンク電圧設定値（ＶDC*）となるようにチョッパ回路（６６）にチョッパ動作をさせる構成としたことを特徴としているため、通常時（停電発生前）の運転においても、チョッパ回路（６６）により、直流リンク電圧値（ＶDC）を一定に保つことで、瞬低発生時の軸支持側への影響を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の実施の形態例１に係るベアリングレスモータ制御装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態例２に係るベアリングレスモータ制御装置の構成を示す図である。
【図３】従来のベアリングレスモータ制御装置の構成を示す図である。
【図４】前記ベアリングレスモータ制御装置に備えた駆動側のインバータの構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３７】
以下、本発明の実施の形態例を図面に基づき詳細に説明する。
【００３８】
＜実施の形態例１＞
図１に本発明の実施の形態例１に係るベアリングレスモータ制御装置の構成を示す。なお、図１において従来のベアリングレスモータ制御装置（図３，図４）と同様の部分については、同一の符号を付し、重複する詳細な説明は省略する。
【００３９】
図１に示すように、本実施の形態例１のベアリングレスモータ制御装置は、誘導電動機などのベアリングレスモータ１に適用されるものであり、ＡＣ／ＤＣ変換器１５の入力側の電源系統４５に電圧検出器５２が設けられ、ＡＣ／ＤＣ変換器１５の出力側の直流リンク回路４６に電圧検出器５４が設けられている。電圧検出器５２には停電検出器５５が接続されている。
また、本ベアリングレスモータ制御装置では、駆動側制御回路１１に切替スイッチ５６と、可変リミッタ５７と、リミッタ下限値調整回路５１とが設けられている。リミッタ下限値調整回路５１は偏差演算器５８と、ゲイン調整器５９と有している。切替スイッチ５６は偏差演算器２２の前段（入力側）に設けられ、可変リミッタ５７はＰＩアンプ２３の次段（出力側）に設けられている。
【００４０】
電圧検出器５２では、電源系統４５を介してＡＣ／ＤＣ変換器１５に供給される三相交流電力の電圧値（電源電圧値）を検出する。
停電検出器５５では、電圧検出器５２で検出される電源電圧値と、停電検出のための電圧設定値とを比較して、停電の発生により、前記電源電圧値が低下して前記電圧設定値以下になると、停電検出信号を出力する。
【００４１】
切替スイッチ５６は、回転角速度指令値をω*（例えば定格値などの零でない値）から零に切り替えるためのスイッチである。切替スイッチ５６では、通常時（停電検出前）、回転角速度指令値ω*を選択して、偏差演算器２２へ出力する一方、停電検出器５５から停電検出信号を入力したときには回転角速度指令値をω*から零に切り替えて、偏差演算器２２へ出力する。
【００４２】
電圧検出器５４では、直流リンク回路４６における直流電圧値である直流リンク電圧値ＶDCを検出する。
偏差演算器５８では、電圧検出器５４で検出した直流リンク電圧値ＶDCと、この直流リンク電圧値ＶDCが低下したか否か（即ち可変リミッタ５７の下限設定値を零よりも下げるか否か）を判定するための直流リンク電圧設定値ＶDC*との偏差（ＶDC*−ＶDC）を演算して、直流リンク電圧偏差ΔＶDCを求める。
ゲイン調整器５９では、偏差演算器５８で求める直流リンク電圧偏差ΔＶDCに調整ゲインＧ（負の値）を掛けることにより（Ｇ×ΔＶDC）、直流リンク電圧偏差ΔＶDCに応じた可変リミッタ５７の下限設定値を得る。
従って、直流リンク電圧値ＶDCが十分大きい場合（直流リンク電圧設定値ＶDC*よりも大きい場合）、リミッタ下限値調整回路５１（ゲイン調整器５９）で得られる下限設定値は正になる一方、停電が発生して直流リンク電圧値ＶDCが低下した場合（直流リンク電圧設定値ＶDC*よりも小さくなった場合）、リミッタ下限値調整回路５１（ゲイン調整器５９）で得られる下限設定値は負になる。
【００４３】
可変リミッタ５７では、通常、その下限設定値（トルク電流指令値（ｉmq*）の下限値を制限する値）が零に設定されている。そして、可変リミッタ５７では、リミッタ下限値調整回路５１（ゲイン調整器５９）から負の下限設定値を入力したとき、この下限設定値を可変リミッタ５７の下限設定値として設定する。即ち、このときには直流リンク電圧値ＶDCの低下に応じて可変リミッタ５７の下限設定値が低下する。
【００４４】
このため、直流リンク電圧値ＶDCが低下がった場合（直流リンク電圧設定値ＶDC*よりも低下した場合）にのみ、可変リミッタ５７の下限設定値が零よりも下がって電力の回生を行なうことができる。
なお、可変リミッタ５７の上限値については、特に規定する必要はなく、駆動側制御回路１１の制御に支障のない任意の値に設定すればよい。
【００４５】
直流リンク電圧値ＶDCが十分大きい場合には、可変リミッタ５７の下限設定値が零に設定されているため、例えば回転角速度ωの上昇などにより、偏差演算器２２で求められる角速度偏差Δωが負になってＰＩアンプ２３で得られるトルク電流指令値ｉmq*が負になったとしても、可変リミッタ５７から出力されるトルク電流指令値ｉmq*は負にはならない。このため、インバータ１３を介してベアリングレスモータ１から直流リンク回路４６側へ電力の回生が行なわれることはなく、過剰な電力回生によって直流リンク電圧値ＶDCが異常上昇するのを防止することができる。
【００４６】
一方、停電の発生により、直流リンク電圧値ＶDCが直流リンク電圧設定値ＶDC*よりも下がると、可変リミッタ５７の下限設定値が零よりも下がる（負になる）。そして、このときに前記停電を検出した停電検出器５５から停電検出信号が出力され、この停電検出信号に基づき切替スイッチ５６で回転角速度指令値がω*から零に切り替えられ、偏差演算器２２で求められる角速度偏差Δωが負になってＰＩアンプ２３で得られるトルク電流指令値ｉmq*が負になると、可変リミッタ５７から出力されるトルク電流指令値ｉmq*も負になる。このため、停電発生時には、インバータ１３を介してベアリングレスモータ１から直流リンク回路４６側への発電電力の回生が行なわれるようになる。
【００４７】
従って、停電が発生すると、直流リンク電圧値ＶDCは一旦低下し、ベアリングレスモータ１の回転数も低下するが、ベアリングレスモータ１からの電力の回生によって直流リンク電圧値ＶDCは上昇する。そして、駆動側のインバータ１３と軸支持側のインバータ１４とが共通の直流リンク回路４６を介してＡＣ／ＤＣ変換器１５に並列に接続されているため、即ち、駆動側のインバータ１３と軸支持側のインバータ１４の直流リンク回路４６が共通であるため、駆動側のインバータ１３を介して回生された電力が、軸支持側のインバータ１４を介してベアリングレスモータ１（固定子２）の軸支持巻線に供給される。また、このときの回生電力は駆動側制御回路１１及び軸支持側制御回路１２の制御回路にも供給される。
このため、停電が発生しても、ベアリングレスモータ１の回転が停止するまでの間は、軸支持側制御回路１２によるベアリングレスモータ１の軸支持運転を維持することができるようになる。
つまり、本ベアリングレスモータ制御装置は、停電発生時に、回転角速度指令値をω*から零に切り替えることによって、ベアリングレスモータ１を意図的に減速させ、そのときの回生電力を利用して軸支持運転を行なうことにより、タッチダウン（モータ回転軸の接触）を防ぐように制御する方式となっている。
【００４８】
なお、本実施の形態例１のベアリングレスモータ制御装置のその他の構成については、従来のベアリングレスモータ制御装置（図３，図４）と同様である。
【００４９】
以上のように、本実施の形態例１のベアリングレスモータ制御装置によれば、電源系統４５を介して供給される交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換器１５と、ベアリングレスモータ１の電動機巻線に交流電力を供給する駆動側のインバータ１３と、ベアリングレスモータ１の軸支持巻線に交流電力を供給する軸支持側のインバータ１４と、ＡＣ／ＤＣ変換器１５に対して駆動側のインバータ１３と軸支持側のインバータ１４とを並列に接続する共通の直流リンク回路４６と、速度検出手段としてのロータリーエンコーダ６，角度検出器７及び速度検出器２１によって検出されるベアリングレスモータ１の回転角速度ωと、回転角速度指令値ω*との偏差Δωに応じたトルク電流指令値ｉmq*に基づいて生成するゲート制御信号Ｇmにより、駆動側のインバータ１３を制御する駆動側制御回路１１と、軸変位検出手段としてのギャップセンサ４，５で検出される軸変位値α，βと、軸変位指令値α*，β*との偏差Δα，Δβに応じた軸支持力指令値Ｆα*，Ｆβ*に基づいて生成するゲート制御信号Ｇsにより、軸支持側のインバータ１４を制御する軸支持側制御回路（１２）とを有するモータ制御装置において、電源系統４５の電源電圧を検出する電圧検出器５２と、電圧検出器５２で検出される電源電圧に基づいて停電を検出する停電検器５５とを設け、且つ、駆動側制御回路１１には、停電検出器５５の停電検出信号に基づいて前記回転角速度指令値ω*を零に切り替える切替スイッチ５６を設けて、停電検出器５５が停電を検出したとき、駆動側制御回路１１では、切替スイッチ５６によって回転角速度指令値ω*を零に切り替えることにより、ベアリングレスモータ１を減速させ且つ駆動側のインバータ１３を介してベアリングレスモータ１から直流リンク回路４６側へベアリングレスモータ１の発電電力を回生するように駆動側のインバータ１３を制御し、この回生電力が直流リンク回路４６を介して軸支持側のインバータ１４へ供給される構成としたことを特徴としているため、瞬低補償装置などの設備を追加することなく、停電が発生した場合でも、ベアリングレスモータ１の軸支持運転を比較的長時間保つことができる。
従って、復電や電源の切り替えに時間がかかっても、タッチダウン（モータ回転軸の接触）によるモータ回転軸の腐蝕や塵の発生を防止することができるため、タッチダウン（モータ回転軸の接触）が許されない用途でのベアリングレスモータ１の使用が可能となる。
【００５０】
また、本実施の形態例１のベアリングレスモータ制御装置によれば、直流リンク回路４６の直流リンク電圧値ＶDCを検出する電圧検出器５４を設け、且つ、駆動側制御回路１１には、トルク電流指令値ｉmq*の下限値を制限する可変リミッタ５７と、リミッタ下限値調整回路５１とを設けて、リミッタ下限値調整回路５１では、電圧検出器５４で検出される直流リンク電圧値ＶDCが直流リンク電圧設定値ＶDC*よりも低下したときに負の下限設定値を出力し、可変リミッタ５７では、この負の下限設定値を可変リミッタ５７の下限設定値として設定する構成としたことを特徴としているため、直流リンク電圧値ＶDCが低下した場合のみ可変リミッタ５７の下限設定値が零よりも下がって電力の回生が行なわれるようになり、電力の回生が過剰になって直流リンク電圧値ＶDCが異常上昇するのを防止することができる。
【００５１】
＜実施の形態例２＞
図２に本発明の実施の形態例２に係るベアリングレスモータ制御装置の構成を示す。なお、図２において従来のベアリングレスモータ制御装置（図３，図４）と同様の部分については、同一の符号を付し、重複する詳細な説明は省略する。
【００５２】
図２に示すように、本実施の形態例２のベアリングレスモータ制御装置が適用されるベアリングレスモータ１には永久磁石型同期電動機（ＰＭモータ）を採用されており、その回転子３には永久磁石（図示省略）が設けられている。
【００５３】
また、本ベアリングレスモータ制御装置では、ＡＣ／ＤＣ変換器１５の入力側の電源系統４５に電圧検出器６２が設けられ、ＡＣ／ＤＣ変換器１５の出力側の直流リンク回路４６に電圧検出器６４、チョッパ回路６６及び電圧検出器６７が設けられている。
チョッパ回路６６には、チョッパ制御回路６１が接続されている。電圧検出器６２には停電検出器６５が接続されている。
チョッパ制御回路６１は、偏差演算器６９と、電圧制御器（ＡＶＲアンプ）７０と、偏差演算器７１と、電流制御器（ＡＣＲアンプ）７２と、ＰＷＭ変調器７３と、ＮＯＴ回路７４とを有している。
更に、本ベアリングレスモータ制御装置には、正論理と負論理が混在するＡＮＤ回路６８も設けられている。
【００５４】
チョッパ回路６６は、スイッチング素子７５，７６（図示例ではＩＧＢＴ）と、コイル７７と、ダイオード７８，７９とを有してなるものである。スイッチング素子７５とコイル７７は直列に接続されている。スイッチング素子７６は、スイッチング素子７５とコイル７７の間に接続され、電解コンデンサ１６に対して並列になっている。また、ダイオード７８，７９はスイッチング素子７５，７６にそれぞれ並列に接続されている。
【００５５】
電圧検出器６４では、直流リンク回路４６における直流電圧値である直流リンク電圧値ＶDCを検出する。
電流検出器６７では、直流リンク回路４６における直流電流値である直流リンク電流値ＩDCを検出する。
【００５６】
偏差演算器６９では、電圧検出器６４で検出した直流リンク電圧値ＶDCと、所定値（例えば定格値）の直流リンク電圧設定値ＶDC*との偏差（ＶDC*−ＶDC）を演算して、直流リンク電圧偏差ΔＶDCを求める。
電圧制御器７０では、偏差演算器６９で求める直流リンク電圧偏差ΔＶDCを基に直流リンク電流指令値ＩDC*を得る。
偏差演算器７１では、電圧制御器７０で得た直流リンク電流指令値ＩDC*と、電流検出器６７で検出した直流リンク電流値ＩDCとの偏差（ＩDC*−ＩDC）を演算して、直流リンク電流偏差ΔＩDCを求める。
電流制御器７２では、偏差演算器７１で求める直流リンク電流偏差ΔＩDCを基に直流リンク電圧指令値ＶDC**を得る。
ＰＷＭ変調器７３では、電流制御器７２で得られる直流リンク電圧指令値ＶDC**をＰＷＭ変調し、このＰＷＭ変調した信号をゲート制御信号Ｇ2としてスイッチング素子７６へ送る。
また、ＮＯＴ回路７４では、ＰＷＭ変調器７３でＰＷＭ変調した信号を反転し、この反転した信号をゲート制御信号Ｇ1としてスイッチング素子７５へ送る。
【００５７】
チョッパ制御回路６１のゲート制御信号Ｇ1，Ｇ2によってチョッパ回路６６では、スイッチング素子７５，７６がＯＮ／ＯＦＦすることにより、直流リンク電圧ＶDCが直流リンク電圧設定値ＶDC*となるように降圧チョッパ動作や昇圧チョッパ動作を行う。即ち、直流リンク電圧ＶDCを一定に保つ。このため、例えば電源系統４５に瞬低が発生したときでも、軸支持側のインバータ１４に与える影響を低減することができる。
そして、詳細は後述するが、停電発生時にも、チョッパ制御回路６１の制御により、チョッパ回路６６が、直流リンク電圧ＶDCが直流リンク電圧設定値ＶDC*となるように昇圧チョッパ動作をして、直流リンク電圧ＶDCを一定に保つ。
なお、常にチョッパ回路６６にチョッパ動作をさせるのではなく、停電検出器６５が停電を検出する前には、常にゲート制御信号Ｇ1をＯＮ状態してスイッチング素子７５をＯＮ（導通）状態とし、常にゲート制御信号Ｇ2をＯＦＦ状態にしてスイッチング素子７６をＯＦＦ（非導通）状態にしておくようにしてもよい。この場合には、停電検出器６５が停電を検出したときにのみ、チョッパ制御回路６１の制御により、チョッパ回路６６が、直流リンク電圧ＶDCが直流リンク電圧設定値ＶDC*となるように昇圧チョッパ動作をして、直流リンク電圧ＶDCを一定に保つ。
【００５８】
電圧検出器６２では、電源系統４５を介してＡＣ／ＤＣ変換器１５に供給される三相交流電力の電圧値（電源電圧値）を検出する。
停電検出器６５では、電圧検出器６２で検出される電源電圧値と、停電検出のための電圧設定値とを比較して、前記電源電圧値が前記電圧設定値以下になる前（停電検出前）は“０”をＡＮＤ回路６８へ出力する一方、停電の発生により、前記電源電圧値が低下して前記電圧設定値以下になると、停電検出信号としての“１”をＡＮＤ回路６８へ出力する。
【００５９】
ＡＮＤ回路６８では、停電検出器６５から“０”を入力している間（即ち停電検出器６５による停電検出前）は、ＰＷＭ変調器３１で生成したゲート制御信号Ｇmを駆動側インバータ１３へ出力する一方、停電検出器６５から“１”を入力すると（即ち停電検出器６５が停電を検出すると）、出力が“０”となり、ゲート制御信号Ｇmを完全に停止する。即ち、ゲート制御信号Ｇmが駆動側のインバータ１３に送られるのを阻止する。
【００６０】
停電発生時にゲート制御信号Ｇmを停止しても、ベアリングレスモータ１はＰＭモータであるため発電することができ、しかも、駆動側のインバータ１３においてスイッチング素子１８に並列接続されたダイオード１９（図４参照）が整流器として動作するため、このダイオード１９を介してベアリングレスモータ１から直流リンク回路４６側へ発電電力を回生することができる。
【００６１】
この回生電力（回生エネルギー）は直流リンク回路４６の電解コンデンサ１６に蓄積され、チョッパ回路６６を介して軸支持側のインバータ１４へ供給される。このとき、ベアリングレスモータ１の回転数が低下して回生電力（回生エネルギー）が減少しても、チョッパ回路６６の昇圧チョッパ動作による直流リンク電圧ＶDCの昇圧によって、軸支持側のインバータ１４への電力供給を維持することができる。
従って、軸支持側のインバータ１４からベアリングレスモータ１（固定子２）の軸支持巻線への三相交流電力の供給を維持して、軸支持側制御回路１２によるベアリングレスモータ１の軸支持運転を維持することができる。
【００６２】
また、図示は省略するが、停電検出器６５によって停電を検出したとき、遮断器などの電力供給停止手段によって、直流リンク回路４６から駆動側制御回路１１への電力供給を停止するようになっている。即ち、停電検出器６５によって停電を検出したときには、回生電力が駆動側制御回路１１へ供給されないようにしている。
【００６３】
以上のように、本実施の形態例２のベアリングレスモータ制御装置によれば、電源系統４５を介して供給される交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換器１５と、ＰＭモータであるベアリングレスモータ１の電動機巻線に交流電力を供給する駆動側のインバータ１３と、ベアリングレスモータ１の軸支持巻線に交流電力を供給する軸支持側のインバータ１４と、ＡＣ／ＤＣ変換器１５に対して駆動側のインバータ１３と軸支持側のインバータ１４とを並列に接続する共通の直流リンク回路４６と、速度検出手段としてのロータリーエンコーダ６，角度検出器７及び速度検出器２１によって検出されるベアリングレスモータ１の回転角速度ωと、回転角速度指令値ω*との偏差Δωに応じたトルク電流指令値ｉmq*に基づいて生成するゲート制御信号Ｇmにより、駆動側のインバータ１３を制御する駆動側制御回路１１と、ギャップセンサ４，５で検出される軸変位値α，βと、軸変位指令値α*，β*との偏差Δα，Δβに応じた軸支持力指令値Ｆα*，Ｆβ*に基づいて生成するゲート制御信号Ｇsにより、軸支持側のインバータ１４を制御する軸支持側制御回路１２とを有するモータ制御装置において、電源系統４５の電源電圧を検出する電圧検出器６２と、電圧検出器６２で検出される電源電圧に基づいて停電を検出する停電検器６５と、停電検出器６５が停電を検出したとき、駆動側制御回路１１のゲート制御信号Ｇmを停止するＡＮＤ回路６８と、直流リンク回路４６の直流リンク電圧値ＶDCを検出する電圧検出器６４と、直流リンク回路４６において駆動側のインバータ１３の入力側に設けた電界コンデンサ１６と、直流リンク回路４６に設けたチョッパ回路６６と、電圧検出器６４で検出される直流リンク電圧値ＶDCが直流リンク電圧設定値ＶDC*となるようにチョッパ回路６６を制御するチョッパ制御回路６１とを有し、停電検出器６５が停電を検出したとき、ＡＮＤ回路６８が駆動側制御回路１１から駆動側のインバータ１３へのゲート制御信号Ｇmの供給を停止し、駆動側のインバータ１３のスイッチング素子１８に並列接続されたダイオード１９を介してベアリングレスモータ１から直流リンク回路４６側へベアリングレスモータ（ＰＭモータ）１の発電電力が回生され、この回生電力が、電界コンデンサ１６に蓄積され、チョッパ制御回路６１の制御により直流リンク電圧値ＶDCが直流リンク電圧設定値ＶDC*となるように昇圧チョッパ動作をするチョッパ回路６６を介して、軸支持側のインバータ１４へ供給される構成としたことを特徴としているため、瞬低補償装置などの設備を追加することなく、停電が発生した場合でも、ベアリングレスモータ１の軸支持運転を比較的長時間保つことができる。
従って、復電や電源の切り替えに時間がかかっても、タッチダウン（モータ回転軸の接触）によるモータ回転軸の腐蝕や塵の発生を防止することができるため、タッチダウン（モータ回転軸の接触）が許されない用途でのベアリングレスモータ１の使用が可能となる。
しかも、上記実施の形態例１に比べて、停電が発生した場合の特別な制御が不要となり、制御回路を簡単化することができる。
【００６４】
また、本実施の形態例２のベアリングレスモータ制御装置によれば、停電検出器６５が停電を検出したとき、直流リンク回路４６から駆動側制御回路１１への電力供給を停止する構成としたこと特徴としているため、その分、消費電力を抑えて軸支持運転の持続時間を更に延長することができる。
【００６５】
また、本実施の形態例２のベアリングレスモータ制御装置によれば、停電検出器６５が停電を検出する前にも、チョッパ制御回路６１の制御によって、直流リンク電圧値ＶDCが直流リンク電圧設定値ＶDC*となるようにチョッパ回路６６にチョッパ動作をさせる構成としたことを特徴としているため、通常時（停電発生前）の運転においても、チョッパ回路６６により、直流リンク電圧値ＶDCを一定に保つことで、瞬低発生時の軸支持側への影響を低減することができる。
【００６６】
なお、上記実施の形態例１，２では本発明のモータ制御装置をベアリングレスモータに適用した場合ついて説明したが、必ずしも、これに限定するものではなく、本発明のモータ制御装置は磁気軸受モータにも適用することができる。なお、図示は省略するが、磁気軸受モータの場合、モータの回転は、駆動側制御回路により制御される駆動側のインバータから固定子の電動機巻線へ電力を供給することによって行われる一方、軸支持運転は、軸支持側制御回路により制御される軸支持側のインバータから、固定子とは別の位置に備えた軸支持用の電磁石の巻線（軸支持巻線）へ電力が供給されることによって行われる。
【産業上の利用可能性】
【００６７】
本発明は電磁力によって軸支持を行なうモータであるベアリングレスモータ又は磁気軸受モータに適用されるモータ制御装置に関するものであり、停電が発生した場合でも、ベアリングレスモータ又は磁気軸受モータの軸支持運転を比較的長時間保つことができるようにする場合に適用して有用なものである。
【符号の説明】
【００６８】
１ ベアリングレスモータ
２ 固定子
３ 回転子
４，５ ギャップセンサ
６ ロータリーエンコーダ
７ 角度検出器
１１ 駆動側制御回路
１２ 軸支持側制御回路
１３ 駆動側のインバータ
１４ 軸支持側のインバータ
１５ ＡＣ／ＤＣ変換器
１６，１７ 電解コンデンサ
１８ スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
１９ ダイオード
２１ 速度検出器
２２ 偏差演算器
２３ ＰＩアンプ
２４ 電流検出器
２５ ｄｑ変換器
２６ 偏差演算器
２７ 電流制御器（ＡＣＲアンプ）
２８ 偏差演算器
２９ 電流制御器（ＡＣＲアンプ）
３０ ｄｑ逆変換器
３１ ＰＷＭ変調器
３２，３３ 偏差演算器
３４，３５ ＰＩＤアンプ
３６ 軸支持変調式演算器
３７ 電流検出器
３８ ３相２相変換器
３９ 偏差演算器
４０ 電流制御器（ＡＣＲアンプ）
４１ 偏差演算器
４２ 電流制御器（ＡＣＲアンプ）
４３ ２相３相変換器
４４ ＰＷＭ変調器
４５ 電源系統
４６ 直流リンク回路
５１ リミッタ下限値調整回路
５２ 電圧検出器
５４ 電圧検出器
５５ 停電検出器
５６ 切替スイッチ
５７ 可変リミッタ
５８ 偏差演算器
５９ ゲイン調整器
６１ チョッパ制御回路
６２ 電圧検出器
６４ 電圧検出器
６５ 停電検出器
６６ チョッパ回路
６７ 電流検出器
６８ ＡＮＤ回路
６９ 偏差演算器
７０ 電圧制御器（ＡＶＲアンプ）
７１ 偏差演算器
７２ 電流制御器（ＡＣＲアンプ）
７３ ＰＷＭ変調器
７４ ＮＯＴ回路
７５，７６ スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
７７ コイル
７８，７９ ダイオード
【技術分野】
【０００１】
本発明は電磁力によって軸支持を行なうモータであるベアリングレスモータ又は磁気軸受モータに適用されるモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータの軸受としては機械的な軸受が一般的である。しかし、機械的な軸受は、摩擦が発生するため潤滑剤が必要であり、また、摩耗するため定期的な交換が必要である。そのため、機械的な軸受を備えたモータは真空中や有害な気体中での使用や、医療機器用や超高速駆動用としての利用に制約があった。
【０００３】
この問題を解決するため、電磁力によって軸支持を行なうモータが開発されてきた。このようなモータには、磁気軸受モータとベアリングレスモータとがある。
【０００４】
磁気軸受モータは磁気軸受を採用したモータであり、この磁気軸受の電磁石により軸支持力（電磁力）を発生させる方式のものであり、軸と軸受が接触しないため潤滑剤が不要であり、また、摩耗しないことからメンテナンスフリーである。そのため、磁気軸受モータは腐食性の高い気体中でも使用することができ、モータの適用範囲を広げることができた。しかし、磁気軸受モータは軸支持用の電磁石を固定子とは別の位置に追加的に備える必要があり、装置の大型化やコストの増加などを招くという問題点を有している。
【０００５】
一方、ベアリングレスモータも磁気軸受モータと同様に電磁力により軸支持を行うモータである。しかし、ベアリングレスモータは、１つの固定子に電動機巻線と軸支持巻線の２種類の巻線を備えているところが磁気軸受モータとは異なっており、前記軸支持巻線に通電することよって軸支持力となる電磁力を発生させ、且つ、前記電動機巻線に通電することによって回転力となる電磁力を発生させる。
このようにベアリングレスモータでは、電動機の機能と磁気軸受の機能とを一体化したことにより、ベアリングレスモータ単体で回転子の回転と軸支持の両方を行うことができるため、磁気軸受の利点に加えて、装置の小型化やコストダウンが可能である。従って、ベアリングレスモータは、更に幅広い分野への適用に向け、研究開発が進められている。
【０００６】
ここで、ベアリングレスモータの従来の制御装置について説明する。図３は従来のベアリングレスモータ制御装置の構成を示す図、図４は前記ベアリングレスモータ制御装置に備えた駆動側のインバータの構成を示す図である。
【０００７】
図３に示すように、ベアリングレスモータ１は固定子２と回転子３を有している。固定子２には電動機巻線（図示省略）と軸支持巻線（図示省略）とが設けられている。ベアリングレスモータ１は、例えば２極電動機・４極支持構造となっている。
また、ベアリングレスモータ１には、永久磁石型同期電動機（ＰＭモータ）や誘導電動機などが採用される。ベアリングレスモータ１がＰＭモータである場合、回転子３には永久磁石が設けられる。
【０００８】
固定子２には静止座標系のα軸が交差する部分にギャップセンサ４が設けられ、静止座標系のβ軸が交差する部分にギャップセンサ５が設けられており、回転子３にはロータリーエンコーダ６が接続されている。
ロータリーエンコーダ６では回転子３の回転角度に応じた検出信号を出力し、角度検出器７ではこのロータリーエンコーダ６の検出信号を処理して回転子３の回転角度θを求める。
ギャップセンサ４では、固定子２と回転子３との間のギャップを検出して、回転子３のα軸方向の軸変位を示す検出軸変位値αを得る。
ギャップセンサ５では、固定子２と回転子３との間のギャップを検出して、回転子３のβ軸方向の軸変位を示す検出軸変位値βを得る。
【０００９】
そして、このベアリングレスモータ１の制御装置は、駆動側のインバータ１３を使用して固定子２の電動機巻線に電力を供給する駆動側制御回路１１と、軸支持側のインバータ１４を使用して固定子２の軸支持巻線に電力を供給する軸支持側制御回路１２とを有している。
駆動側制御回路１１は、トルクを出力して回転軸（回転子３）を回転させることにより、前記回転軸に接続された負荷（図示省略）を回転駆動する制御システムである。
軸支持側制御回路１２は、軸変位を検出して軸支持力を発生させることにより、回転軸（回転子３）を浮上させる制御システムである。
【００１０】
図４に示すように、インバータ１３は複数のスイッチング素子１８（図示例ではＩＧＢＴ）と、これらのスイッチング素子１８のそれぞれに並列に接続したダイオード１９とを有してなるものである。図示は省略するが、インバータ１４も、インバータ１３と同様の構成である。
【００１１】
まず、駆動側制御回路１１について詳述する。
図３に示すように、速度検出器２１では、角度検出器７で求めた回転角度θを時間で微分して回転角速度ωを求める。
偏差演算器２２では、速度検出器２１で求めた回転角速度ωと、回転角速度指令値ω*との偏差（ω*−ω）を演算して、角速度偏差Δωを求める。
ＰＩアンプ２３では、偏差演算器２２で求めた角速度偏差ΔωをＰＩ（比例・積分）演算することにより、ｑ軸のトルク電流指令値ｉmq*を得る。
一方、ｄ軸の励磁電流指令値ｉmd*は零とする。このようにしたのは、後ほど説明する軸支持変調式（（１）式）で用いる係数（ＫA，ＫB，ＫC，ＫD）が、トルク電流値ｉmqだけでなく励磁電流値ｉmdにも依存するためであり、励磁電流指令値ｉmd*＝０とすることによって制御の複雑さを防ぐのが目的である。
【００１２】
電流検出器２４では、インバータ１３から固定子２の電動機巻線へ出力されるインバータ出力電流を検出する。
ｄｑ変換器２５では電流検出器２４で検出されるインバータ出力電流をｄｑ変換することにより、実際のｑ軸のトルク電流値ｉmqとｄ軸の励磁電流値ｉmdとを求める。
偏差演算器２６では、ｄｑ変換器２５で求めた実際のトルク電流値ｉmqと、ＰＩアンプ２３で得たトルク電流指令値ｉmq*との偏差（ｉmq*−ｉmq）を演算して、トルク電流偏差Δｉmqを求める。
電流制御器（ＡＣＲアンプ）２７では、偏差演算器２６で求めたトルク電流偏差Δｉmqを基にｑ軸電圧指令値Ｖq*を得る。
偏差演算器２８では、ｄｑ変換器２５で求めた実際の励磁電流値ｉmdと、励磁電流指令値ｉmd*との偏差（ｉmd*−ｉmd）を演算して、励磁電流偏差Δｉmdを求める。
電流制御器（ＡＣＲアンプ）２９では、偏差演算器２８で求めた励磁電流偏差Δｉmdを基にｄ軸電圧指令値Ｖd*を得る。
【００１３】
ｄｑ逆変換器３０では、電流制御器２７で得たｑ軸電圧指令値Ｖq*及び電流制御器２９で得た軸電圧指令値Ｖd*をｄｑ逆変換して、三相の電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，ＶW*を求める。
ＰＷＭ変調器３１では、ｄｑ逆変換器３０で求めた三相の電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，ＶW*をＰＷＭ変調し、このＰＷＭ変調した信号をゲート制御信号Ｇmとしてインバータ１３へ送る。
【００１４】
駆動側のインバータ１３と軸支持側のインバータ１４は、共通の直流リンク回路４６を介してＡＣ／ＤＣ変換器１５に接続されている。
電源（図示せず）から電源系統４５を介して供給される三相の交流電力はＡＣ／ＤＣ変換器１５で直流電力に変換され、電解コンデンサ１６，１７で平滑化された後、インバータ１３，１４に供給される。
インバータ１３では、ＰＷＭ変調器３１で生成したゲート制御信号Ｇmに基づいて、ＡＣ／ＤＣ変換器１５から供給される直流電力を、電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，ＶW*に応じた電圧の三相交流電力に変換し、この三相交流電力を固定子２の電動機巻線に供給する。
かくして、ベアリングレスモータ１（回転子３）の回転角速度ωが、回転角速度指令値ω*に応じた回転角速度となるように制御される。
【００１５】
なお、図示は省略するが、ＡＣ／ＤＣ変換器１５で変換された直流電力は、駆動側制御回路１１及び軸支持側制御回路１２の制御回路を作動させための電力として、これらの制御回路１１，１２へも供給されるようになっている。
【００１６】
次に、軸支持側制御回路１２について詳述する。
図３に示すように、偏差演算器３２では、ギャップセンサ４で検出した検出軸変位値αと、軸変位指令値α*との偏差（α*−α）を演算して、軸変位偏差Δαを求める。
偏差演算器３３では、ギャップセンサ５で検出した軸変位指令値β*と、検出軸変位値βとの偏差（β*−β）を演算して、軸変位偏差Δβを求める。
軸変位指令値α*は、静止座標系のα軸方向に関してモータ回転軸（回転子３）がモータ中心に位置するような指令値であり、軸変位指令値β*は、静止座標系のβ軸方向に関してモータ回転軸（回転子３）がモータ中心に位置するような指令値である。
ＰＩＤアンプ３４では、偏差演算器３２で求めた軸変位偏差ΔαをＰＩＤ（比例・積分・微分）演算することにより、軸支持力指令値Ｆα*を得る。
ＰＩＤアンプ３５では、偏差演算器３３で求めた軸変位偏差ΔβをＰＩＤ（比例・積分・微分）演算することにより、軸支持力指令値Ｆβ*を得る。
【００１７】
しかし、ベアリングレスモータ１では、駆動側の磁気と軸支持側の磁気とが磁気的に干渉するため、軸支持力指令値Ｆα，Ｆβと軸支持電流値ｉα，ｉβは一対一の対応関係にならない。
【００１８】
そこで、軸支持変調式演算器３６では、ＰＩＤアンプ３４，３５で得た軸支持力指令値Ｆα*，Ｆβ*と、角度検出器７で求めた回転角度θと、ＰＩアンプ２３で得たトルク電流指令値ｉmq*とを入力とし、更に予め設定したトルク電流指令値ｉmq*と比例係数ＫA，ＫB，ＫC，ＫDとの関係を表すテーブルデータ（図示省略）から、ＰＩアンプ２３で得たトルク電流指令値ｉmq*に応じた比例係数ＫA，ＫB，ＫC，ＫDを呼び出して、下記の軸支持変調式（（１）式）を用いて演算することにより、磁気的干渉を打ち消しつつモータ回転軸（回転子３）を支持するための軸支持電流指令値ｉα*，ｉβ*を求める。これにより、駆動側と軸支持側の磁気的な干渉を打ち消すことができる。
【００１９】
【数１】
【００２０】
電流検出器３７では、インバータ１４から固定子２の軸支持巻線へ出力されるインバータ出力電流を検出する。
３相２相変換器３８では、電流検出器３７で検出されるインバータ出力電流を３相２相変換することにより、実際の軸支持電流値ｉα，ｉβを求める。
偏差演算器３９では、３相２相変換器３８で求めた実際の軸支持電流値ｉαと、軸支持変調式演算器３６で求めた軸支持電流指令値ｉα*との偏差（ｉα*−ｉα）を演算して、軸支持電流偏差Δｉαを求める。
電流制御器（ＡＣＲアンプ）４０では、偏差演算器３９で求めた軸支持電流偏差Δｉαを基にα軸電圧指令値Ｖα*を得る。
偏差演算器４１では、３相２相変換器３８で求めた実際の軸支持電流値ｉβと、軸支持変調式演算器３６で求めた軸支持電流指令値ｉβ*との偏差（ｉβ*−ｉβ）を演算して、軸支持電流偏差Δｉβを求める。
電流制御器（ＡＣＲアンプ）４２では、偏差演算器４１で求めた軸支持電流偏差Δｉβを基にβ軸電圧指令値Ｖβ*を得る。
【００２１】
２相３相変換器４３では、電流制御器４０で得たα軸電圧指令値Ｖα*及び電流制御器４２で得たβ軸電圧指令値Ｖβ*を２相３相変換して、三相の電圧指令値Ｖx*，ＶY*，ＶZ*を求める。
ＰＷＭ変調器４４では、三相の電圧指令値Ｖx*，ＶY*，ＶZ*をＰＷＭ変調し、このＰＷＭ変調した信号をゲート制御信号Ｇsとしてインバータ１４へ送る。
インバータ１４では、ＰＷＭ変調器３１で生成したゲート制御信号Ｇmに基づいて、ＡＣ／ＤＣ変換器１５から供給される直流電力を、電圧指令値Ｖx*，ＶY*，ＶZ*に応じた電圧の三相交流電力に変換し、この三相交流電力を固定子２の軸支持巻線に供給する。
かくして、ベアリングレスモータ１のモータ回転軸（回転子３）が、α軸方向及びβ軸方向に関してモータ中心に位置するように制御される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２２】
【特許文献１】特開２００４−１２０８８６号公報
【特許文献２】特開２０００−９７２３５号公報
【特許文献３】特開平９−２４２７５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
ベアリングレスモータ１の運転中に停電が発生した場合、駆動側では回転子３の回転が停止して負荷が停止してしまい、軸支持側ではモータ回転軸（回転子３）を軸支持（磁気浮上）させることができなくなってモータ回転軸（回転子３）がタッチダウンしてしまう。即ち、保護用に設けた機械的な軸受にモータ回転軸が接触してしまう。
【００２４】
しかし、ベアリングレスモータ１は、その特徴を活用するため、タッチダウン（モータ回転軸の接触）が許されない用途での使用が検討されている。例えば、タッチダウン（モータ回転軸の接触）が発生すると、腐食性のある気体中でベアリングレスモータ１を使用した場合には、その接触部分からモータ回転軸の腐蝕が始まってしまう恐れがあり、医療用や食品製造用にベアリングレスモータ１を使用した場合には、モータ回転軸の接触によって発生した塵が製品に混入してしまうことが考えられる。
このため、タッチダウン（モータ回転軸の接触）が許されない用途でベアリングレスモータ１を使用する場合、停電が発生したときでも、軸支持側の軸支持運転を優先して継続し、停電が発生してから、復電や電源の切り替えまでの間も、モータ回転軸の軸支持（磁気浮上）を保たなければならない。
なお、この対策として、瞬低補償装置やＵＰＳなどの導入が考えられるが、そのためには装置を追加しなければならず、コストが増加してしまう。
【００２５】
従って、本発明は上記の事情に鑑み、瞬低補償装置などの装置を追加することなく、停電が発生した場合でも、ベアリングレスモータなどの軸支持運転を比較的長時間保つことができるモータ制御装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
上記課題を解決する第１発明のモータ制御装置は、電磁力によって軸支持を行なうモータ（１）であるベアリングレスモータ又は磁気軸受モータに適用されるモータ制御装置であって、
電源系統（４５）を介して供給される交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換器（１５）と、
前記モータ（１）の電動機巻線に交流電力を供給する駆動側のインバータ（１３）と、
前記モータ（１）の軸支持巻線に交流電力を供給する軸支持側のインバータ（１４）と、
前記ＡＣ／ＤＣ変換器（１５）に対して前記駆動側のインバータ（１３）と前記軸支持側のインバータ（１４）とを並列に接続する共通の直流リンク回路（４６）と、
速度検出手段（６，７，２１）によって検出される前記モータ（１）の回転角速度（ω）と、回転角速度指令値（ω*）との偏差（Δω）に応じたトルク電流指令値（ｉmq*）に基づいて生成するゲート制御信号（Ｇm）により、前記駆動側のインバータ（１３）を制御する駆動側制御回路（１１）と、
軸変位検出手段（４，５）で検出される軸変位値（α，β）と、軸変位指令値（α*，β*）との偏差（Δα，Δβ）に応じた軸支持力指令値（Ｆα*，Ｆβ*）に基づいて生成するゲート制御信号（Ｇs）により、前記軸支持側のインバータ（１４）を制御する軸支持側制御回路（１２）と、
を有するモータ制御装置において、
前記電源系統（４５）の電源電圧を検出する電圧検出器（５２）と、
前記電圧検出器（５２）で検出される前記電源電圧に基づいて、停電を検出する停電検器（５５）とを設け、
且つ、前記駆動側制御回路（１１）には、前記停電検出器（５５）の停電検出信号に基づいて前記回転角速度指令値（ω*）を零に切り替える切替スイッチ（５６）を設けて、
前記停電検出器（５５）が停電を検出したとき、前記駆動側制御回路（１１）では、前記切替スイッチ（５６）によって前記回転角速度指令値（ω*）を零に切り替えることにより、前記モータ（１）を減速させ且つ前記駆動側のインバータ（１１）を介して前記モータ（１）から前記直流リンク回路（４６）側へ前記モータ（１）の発電電力を回生するように前記駆動側のインバータ（１３）を制御し、この回生電力が前記直流リンク回路（４６）を介して前記軸支持側のインバータ（１４）へ供給される構成としたことを特徴とする。
【００２７】
また、第２発明のモータ制御装置は、第１発明のモータ制御装置において、
前記直流リンク回路（４６）の直流リンク電圧値（ＶDC）を検出する他の電圧検出器（５４）を設け、
且つ、前記駆動側制御回路（１１）には、トルク電流指令値（ｉmq*）の下限値を制限する可変リミッタ（５７）と、リミッタ下限値調整回路（５１）とを設けて、
前記リミッタ下限値調整回路（５１）では、前記他の電圧検出器（５４）で検出される直流リンク電圧値（ＶDC）が直流リンク電圧設定値（ＶDC*）よりも低下したときに負の下限設定値を出力し、前記可変リミッタ（５７）では、この負の下限設定値を可変リミッタ（５７）の下限設定値として設定する構成としたことを特徴とする。
【００２８】
また、第３発明のモータ制御装置は、電磁力によって軸支持を行なうＰＭモータ（１）であるベアリングレスモータ又は磁気軸受モータに適用されるモータ制御装置であって、
電源系統（４５）を介して供給される交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換器（１５）と、
前記ＰＭモータ（１）の電動機巻線に交流電力を供給する駆動側のインバータ（１３）と、
前記ＰＭモータ（１）の軸支持巻線に交流電力を供給する軸支持側のインバータ（１４）と、
前記ＡＣ／ＤＣ変換器（１５）に対して前記駆動側のインバータ（１３）と前記軸支持側のインバータ（１４）とを並列に接続する共通の直流リンク回路（４６）と、
速度検出手段（６，７，２１）によって検出される前記ＰＭモータ（１）の回転角速度（ω）と、回転角速度指令値（ω*）との偏差（Δω）に応じたトルク電流指令値（ｉmq*）に基づいて生成するゲート制御信号（Ｇm）により、前記駆動側のインバータ（１３）を制御する駆動側制御回路（１１）と、
軸変位検出手段（４，５）で検出される軸変位値（α，β）と、軸変位指令値（α*，β*）との偏差（Δα，Δβ）に応じた軸支持力指令値（Ｆα*，Ｆβ*）に基づいて生成するゲート制御信号（Ｇs）により、前記軸支持側のインバータ（１４）を制御する軸支持側制御回路（１２）と、
を有するモータ制御装置において、
前記電源系統（４５）の電源電圧を検出する第１の電圧検出器（６２）と、
前記電圧検出器（６２）で検出される前記電源電圧に基づいて、停電を検出する停電検器（６５）と、
前記停電検出器（６５）が停電を検出したとき、前記駆動側制御回路（１１）のゲート制御信号（Ｇm）を停止するＡＮＤ回路（６８）と、
前記直流リンク回路（４６）の直流リンク電圧値（ＶDC）を検出する第２の電圧検出器（６４）と、
前記直流リンク回路（４６）において前記駆動側のインバータ（１３）の入力側に設けたコンデンサ（１６）と、
前記直流リンク回路（４６）に設けたチョッパ回路（６６）と、
前記第２の電圧検出器（６４）で検出される前記直流リンク電圧値（ＶDC）が、直流リンク電圧設定値（ＶDC*）となるように前記チョッパ回路（６６）を制御するチョッパ制御回路（６１）とを有し、
前記停電検出器（６５）が停電を検出したとき、前記ＡＮＤ回路（６８）が前記駆動側制御回路（１１）から駆動側のインバータ（１３）へのゲート制御信号（Ｇm）の供給を停止し、前記駆動側のインバータ（１３）のスイッチング素子（１８）に並列接続されたダイオード（１９）を介して前記ＰＭモータ（１）から前記直流リンク回路（４６）側へ前記ＰＭモータ（１）の発電電力が回生され、この回生電力が、前記コンデンサ（１６）に蓄積され、前記チョッパ制御回路（６１）の制御により前記直流リンク電圧値（ＶDC）が前記直流リンク電圧設定値（ＶDC*）となるように昇圧チョッパ動作をする前記チョッパ回路（６６）を介して、前記軸支持側のインバータ（１４）へ供給される構成としたことを特徴とする。
【００２９】
また、第４発明のモータ制御装置は、第３発明のモータ制御装置において、
前記停電検出器（６５）が停電を検出したとき、前記直流リンク回路（４６）から前記駆動側制御回路（１１）への電力供給を停止する構成としたこと特徴とする。
【００３０】
また、第５発明のモータ制御装置は、第３又は第４発明のモータ制御装置において、
前記停電検出器（６５）が停電を検出する前にも、前記チョッパ制御回路（６１）の制御によって、前記直流リンク電圧値（ＶDC）が前記直流リンク電圧設定値（ＶDC*）となるように前記チョッパ回路（６６）にチョッパ動作をさせる構成としたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００３１】
第１発明のモータ制御装置によれば、停電検出器（５５）が停電を検出したとき、駆動側制御回路（１１）では、切替スイッチ（５６）によって回転角速度指令値（ω*）を零に切り替えることにより、モータ（１）を減速させ且つ駆動側のインバータ（１１）を介してモータ（１）から直流リンク回路（４６）側へモータ（１）の発電電力を回生するように駆動側のインバータ（１３）を制御し、この回生電力が直流リンク回路（４６）を介して軸支持側のインバータ（１４）へ供給される構成としたことを特徴としているため、瞬低補償装置などの設備を追加することなく、停電が発生した場合でも、モータ（１）の軸支持運転を比較的長時間保つことができる。
従って、復電や電源の切り替えに時間がかかっても、タッチダウン（モータ回転軸の接触）によるモータ回転軸の腐蝕や塵の発生を防止することができるため、タッチダウン（モータ回転軸の接触）が許されない用途でのモータの使用が可能となる。
【００３２】
第２発明のモータ制御装置によれば、リミッタ下限値調整回路（５１）では、他の電圧検出器（５４）で検出される直流リンク電圧値（ＶDC）が直流リンク電圧設定値（ＶDC*）よりも低下したときに負の下限設定値を出力し、可変リミッタ（５７）では、この負の下限設定値を可変リミッタ（５７）の下限設定値として設定する構成としたことを特徴としているため、直流リンク電圧値（ＶDC）が低下した場合のみ可変リミッタ（５７）の下限設定値が零よりも下がって電力の回生が行なわれるようになり、電力の回生が過剰になって直流リンク電圧値（ＶDC）が異常上昇するのを防止することができる。
【００３３】
第３発明のモータ制御装置によれば、停電検出器（６５）が停電を検出したとき、ＡＮＤ回路（６８）が駆動側制御回路（１１）から駆動側のインバータ（１３）へのゲート制御信号（Ｇm）の供給を停止し、駆動側のインバータ（１３）のスイッチング素子（１８）に並列接続されたダイオード（１９）を介してＰＭモータ（１）から直流リンク回路（４６）側へＰＭモータ（１）の発電電力が回生され、この回生電力が、コンデンサ（１６）に蓄積され、チョッパ制御回路（６１）の制御により前記直流リンク電圧値（ＶDC）が前記直流リンク電圧設定値（ＶDC*）となるように昇圧チョッパ動作をするチョッパ回路（６６）を介して、軸支持側のインバータ（１４）へ供給される構成としたことを特徴としているため、瞬低補償装置などの設備を追加することなく、停電が発生した場合でも、モータ（１）の軸支持運転を比較的長時間保つことができる。
従って、復電や電源の切り替えに時間がかかっても、タッチダウン（モータ回転軸の接触）によるモータ回転軸の腐蝕や塵の発生を防止することができるため、タッチダウン（モータ回転軸の接触）が許されない用途でのモータの使用が可能となる。
しかも、第１発明に比べて、停電が発生した場合の特別な制御が不要となり、制御回路を簡単化することができる。
【００３４】
第４発明のモータ制御装置によれば、停電検出器（６５）が停電を検出したとき、直流リンク回路（４６）から駆動側制御回路（１１）への電力供給を停止する構成としたこと特徴としているため、その分、消費電力を抑えて軸支持運転の持続時間を更に延長することができる。
【００３５】
第５発明のモータ制御装置によれば、停電検出器（６５）が停電を検出する前にも、チョッパ制御回路（６１）の制御によって、直流リンク電圧値（ＶDC）が直流リンク電圧設定値（ＶDC*）となるようにチョッパ回路（６６）にチョッパ動作をさせる構成としたことを特徴としているため、通常時（停電発生前）の運転においても、チョッパ回路（６６）により、直流リンク電圧値（ＶDC）を一定に保つことで、瞬低発生時の軸支持側への影響を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の実施の形態例１に係るベアリングレスモータ制御装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態例２に係るベアリングレスモータ制御装置の構成を示す図である。
【図３】従来のベアリングレスモータ制御装置の構成を示す図である。
【図４】前記ベアリングレスモータ制御装置に備えた駆動側のインバータの構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３７】
以下、本発明の実施の形態例を図面に基づき詳細に説明する。
【００３８】
＜実施の形態例１＞
図１に本発明の実施の形態例１に係るベアリングレスモータ制御装置の構成を示す。なお、図１において従来のベアリングレスモータ制御装置（図３，図４）と同様の部分については、同一の符号を付し、重複する詳細な説明は省略する。
【００３９】
図１に示すように、本実施の形態例１のベアリングレスモータ制御装置は、誘導電動機などのベアリングレスモータ１に適用されるものであり、ＡＣ／ＤＣ変換器１５の入力側の電源系統４５に電圧検出器５２が設けられ、ＡＣ／ＤＣ変換器１５の出力側の直流リンク回路４６に電圧検出器５４が設けられている。電圧検出器５２には停電検出器５５が接続されている。
また、本ベアリングレスモータ制御装置では、駆動側制御回路１１に切替スイッチ５６と、可変リミッタ５７と、リミッタ下限値調整回路５１とが設けられている。リミッタ下限値調整回路５１は偏差演算器５８と、ゲイン調整器５９と有している。切替スイッチ５６は偏差演算器２２の前段（入力側）に設けられ、可変リミッタ５７はＰＩアンプ２３の次段（出力側）に設けられている。
【００４０】
電圧検出器５２では、電源系統４５を介してＡＣ／ＤＣ変換器１５に供給される三相交流電力の電圧値（電源電圧値）を検出する。
停電検出器５５では、電圧検出器５２で検出される電源電圧値と、停電検出のための電圧設定値とを比較して、停電の発生により、前記電源電圧値が低下して前記電圧設定値以下になると、停電検出信号を出力する。
【００４１】
切替スイッチ５６は、回転角速度指令値をω*（例えば定格値などの零でない値）から零に切り替えるためのスイッチである。切替スイッチ５６では、通常時（停電検出前）、回転角速度指令値ω*を選択して、偏差演算器２２へ出力する一方、停電検出器５５から停電検出信号を入力したときには回転角速度指令値をω*から零に切り替えて、偏差演算器２２へ出力する。
【００４２】
電圧検出器５４では、直流リンク回路４６における直流電圧値である直流リンク電圧値ＶDCを検出する。
偏差演算器５８では、電圧検出器５４で検出した直流リンク電圧値ＶDCと、この直流リンク電圧値ＶDCが低下したか否か（即ち可変リミッタ５７の下限設定値を零よりも下げるか否か）を判定するための直流リンク電圧設定値ＶDC*との偏差（ＶDC*−ＶDC）を演算して、直流リンク電圧偏差ΔＶDCを求める。
ゲイン調整器５９では、偏差演算器５８で求める直流リンク電圧偏差ΔＶDCに調整ゲインＧ（負の値）を掛けることにより（Ｇ×ΔＶDC）、直流リンク電圧偏差ΔＶDCに応じた可変リミッタ５７の下限設定値を得る。
従って、直流リンク電圧値ＶDCが十分大きい場合（直流リンク電圧設定値ＶDC*よりも大きい場合）、リミッタ下限値調整回路５１（ゲイン調整器５９）で得られる下限設定値は正になる一方、停電が発生して直流リンク電圧値ＶDCが低下した場合（直流リンク電圧設定値ＶDC*よりも小さくなった場合）、リミッタ下限値調整回路５１（ゲイン調整器５９）で得られる下限設定値は負になる。
【００４３】
可変リミッタ５７では、通常、その下限設定値（トルク電流指令値（ｉmq*）の下限値を制限する値）が零に設定されている。そして、可変リミッタ５７では、リミッタ下限値調整回路５１（ゲイン調整器５９）から負の下限設定値を入力したとき、この下限設定値を可変リミッタ５７の下限設定値として設定する。即ち、このときには直流リンク電圧値ＶDCの低下に応じて可変リミッタ５７の下限設定値が低下する。
【００４４】
このため、直流リンク電圧値ＶDCが低下がった場合（直流リンク電圧設定値ＶDC*よりも低下した場合）にのみ、可変リミッタ５７の下限設定値が零よりも下がって電力の回生を行なうことができる。
なお、可変リミッタ５７の上限値については、特に規定する必要はなく、駆動側制御回路１１の制御に支障のない任意の値に設定すればよい。
【００４５】
直流リンク電圧値ＶDCが十分大きい場合には、可変リミッタ５７の下限設定値が零に設定されているため、例えば回転角速度ωの上昇などにより、偏差演算器２２で求められる角速度偏差Δωが負になってＰＩアンプ２３で得られるトルク電流指令値ｉmq*が負になったとしても、可変リミッタ５７から出力されるトルク電流指令値ｉmq*は負にはならない。このため、インバータ１３を介してベアリングレスモータ１から直流リンク回路４６側へ電力の回生が行なわれることはなく、過剰な電力回生によって直流リンク電圧値ＶDCが異常上昇するのを防止することができる。
【００４６】
一方、停電の発生により、直流リンク電圧値ＶDCが直流リンク電圧設定値ＶDC*よりも下がると、可変リミッタ５７の下限設定値が零よりも下がる（負になる）。そして、このときに前記停電を検出した停電検出器５５から停電検出信号が出力され、この停電検出信号に基づき切替スイッチ５６で回転角速度指令値がω*から零に切り替えられ、偏差演算器２２で求められる角速度偏差Δωが負になってＰＩアンプ２３で得られるトルク電流指令値ｉmq*が負になると、可変リミッタ５７から出力されるトルク電流指令値ｉmq*も負になる。このため、停電発生時には、インバータ１３を介してベアリングレスモータ１から直流リンク回路４６側への発電電力の回生が行なわれるようになる。
【００４７】
従って、停電が発生すると、直流リンク電圧値ＶDCは一旦低下し、ベアリングレスモータ１の回転数も低下するが、ベアリングレスモータ１からの電力の回生によって直流リンク電圧値ＶDCは上昇する。そして、駆動側のインバータ１３と軸支持側のインバータ１４とが共通の直流リンク回路４６を介してＡＣ／ＤＣ変換器１５に並列に接続されているため、即ち、駆動側のインバータ１３と軸支持側のインバータ１４の直流リンク回路４６が共通であるため、駆動側のインバータ１３を介して回生された電力が、軸支持側のインバータ１４を介してベアリングレスモータ１（固定子２）の軸支持巻線に供給される。また、このときの回生電力は駆動側制御回路１１及び軸支持側制御回路１２の制御回路にも供給される。
このため、停電が発生しても、ベアリングレスモータ１の回転が停止するまでの間は、軸支持側制御回路１２によるベアリングレスモータ１の軸支持運転を維持することができるようになる。
つまり、本ベアリングレスモータ制御装置は、停電発生時に、回転角速度指令値をω*から零に切り替えることによって、ベアリングレスモータ１を意図的に減速させ、そのときの回生電力を利用して軸支持運転を行なうことにより、タッチダウン（モータ回転軸の接触）を防ぐように制御する方式となっている。
【００４８】
なお、本実施の形態例１のベアリングレスモータ制御装置のその他の構成については、従来のベアリングレスモータ制御装置（図３，図４）と同様である。
【００４９】
以上のように、本実施の形態例１のベアリングレスモータ制御装置によれば、電源系統４５を介して供給される交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換器１５と、ベアリングレスモータ１の電動機巻線に交流電力を供給する駆動側のインバータ１３と、ベアリングレスモータ１の軸支持巻線に交流電力を供給する軸支持側のインバータ１４と、ＡＣ／ＤＣ変換器１５に対して駆動側のインバータ１３と軸支持側のインバータ１４とを並列に接続する共通の直流リンク回路４６と、速度検出手段としてのロータリーエンコーダ６，角度検出器７及び速度検出器２１によって検出されるベアリングレスモータ１の回転角速度ωと、回転角速度指令値ω*との偏差Δωに応じたトルク電流指令値ｉmq*に基づいて生成するゲート制御信号Ｇmにより、駆動側のインバータ１３を制御する駆動側制御回路１１と、軸変位検出手段としてのギャップセンサ４，５で検出される軸変位値α，βと、軸変位指令値α*，β*との偏差Δα，Δβに応じた軸支持力指令値Ｆα*，Ｆβ*に基づいて生成するゲート制御信号Ｇsにより、軸支持側のインバータ１４を制御する軸支持側制御回路（１２）とを有するモータ制御装置において、電源系統４５の電源電圧を検出する電圧検出器５２と、電圧検出器５２で検出される電源電圧に基づいて停電を検出する停電検器５５とを設け、且つ、駆動側制御回路１１には、停電検出器５５の停電検出信号に基づいて前記回転角速度指令値ω*を零に切り替える切替スイッチ５６を設けて、停電検出器５５が停電を検出したとき、駆動側制御回路１１では、切替スイッチ５６によって回転角速度指令値ω*を零に切り替えることにより、ベアリングレスモータ１を減速させ且つ駆動側のインバータ１３を介してベアリングレスモータ１から直流リンク回路４６側へベアリングレスモータ１の発電電力を回生するように駆動側のインバータ１３を制御し、この回生電力が直流リンク回路４６を介して軸支持側のインバータ１４へ供給される構成としたことを特徴としているため、瞬低補償装置などの設備を追加することなく、停電が発生した場合でも、ベアリングレスモータ１の軸支持運転を比較的長時間保つことができる。
従って、復電や電源の切り替えに時間がかかっても、タッチダウン（モータ回転軸の接触）によるモータ回転軸の腐蝕や塵の発生を防止することができるため、タッチダウン（モータ回転軸の接触）が許されない用途でのベアリングレスモータ１の使用が可能となる。
【００５０】
また、本実施の形態例１のベアリングレスモータ制御装置によれば、直流リンク回路４６の直流リンク電圧値ＶDCを検出する電圧検出器５４を設け、且つ、駆動側制御回路１１には、トルク電流指令値ｉmq*の下限値を制限する可変リミッタ５７と、リミッタ下限値調整回路５１とを設けて、リミッタ下限値調整回路５１では、電圧検出器５４で検出される直流リンク電圧値ＶDCが直流リンク電圧設定値ＶDC*よりも低下したときに負の下限設定値を出力し、可変リミッタ５７では、この負の下限設定値を可変リミッタ５７の下限設定値として設定する構成としたことを特徴としているため、直流リンク電圧値ＶDCが低下した場合のみ可変リミッタ５７の下限設定値が零よりも下がって電力の回生が行なわれるようになり、電力の回生が過剰になって直流リンク電圧値ＶDCが異常上昇するのを防止することができる。
【００５１】
＜実施の形態例２＞
図２に本発明の実施の形態例２に係るベアリングレスモータ制御装置の構成を示す。なお、図２において従来のベアリングレスモータ制御装置（図３，図４）と同様の部分については、同一の符号を付し、重複する詳細な説明は省略する。
【００５２】
図２に示すように、本実施の形態例２のベアリングレスモータ制御装置が適用されるベアリングレスモータ１には永久磁石型同期電動機（ＰＭモータ）を採用されており、その回転子３には永久磁石（図示省略）が設けられている。
【００５３】
また、本ベアリングレスモータ制御装置では、ＡＣ／ＤＣ変換器１５の入力側の電源系統４５に電圧検出器６２が設けられ、ＡＣ／ＤＣ変換器１５の出力側の直流リンク回路４６に電圧検出器６４、チョッパ回路６６及び電圧検出器６７が設けられている。
チョッパ回路６６には、チョッパ制御回路６１が接続されている。電圧検出器６２には停電検出器６５が接続されている。
チョッパ制御回路６１は、偏差演算器６９と、電圧制御器（ＡＶＲアンプ）７０と、偏差演算器７１と、電流制御器（ＡＣＲアンプ）７２と、ＰＷＭ変調器７３と、ＮＯＴ回路７４とを有している。
更に、本ベアリングレスモータ制御装置には、正論理と負論理が混在するＡＮＤ回路６８も設けられている。
【００５４】
チョッパ回路６６は、スイッチング素子７５，７６（図示例ではＩＧＢＴ）と、コイル７７と、ダイオード７８，７９とを有してなるものである。スイッチング素子７５とコイル７７は直列に接続されている。スイッチング素子７６は、スイッチング素子７５とコイル７７の間に接続され、電解コンデンサ１６に対して並列になっている。また、ダイオード７８，７９はスイッチング素子７５，７６にそれぞれ並列に接続されている。
【００５５】
電圧検出器６４では、直流リンク回路４６における直流電圧値である直流リンク電圧値ＶDCを検出する。
電流検出器６７では、直流リンク回路４６における直流電流値である直流リンク電流値ＩDCを検出する。
【００５６】
偏差演算器６９では、電圧検出器６４で検出した直流リンク電圧値ＶDCと、所定値（例えば定格値）の直流リンク電圧設定値ＶDC*との偏差（ＶDC*−ＶDC）を演算して、直流リンク電圧偏差ΔＶDCを求める。
電圧制御器７０では、偏差演算器６９で求める直流リンク電圧偏差ΔＶDCを基に直流リンク電流指令値ＩDC*を得る。
偏差演算器７１では、電圧制御器７０で得た直流リンク電流指令値ＩDC*と、電流検出器６７で検出した直流リンク電流値ＩDCとの偏差（ＩDC*−ＩDC）を演算して、直流リンク電流偏差ΔＩDCを求める。
電流制御器７２では、偏差演算器７１で求める直流リンク電流偏差ΔＩDCを基に直流リンク電圧指令値ＶDC**を得る。
ＰＷＭ変調器７３では、電流制御器７２で得られる直流リンク電圧指令値ＶDC**をＰＷＭ変調し、このＰＷＭ変調した信号をゲート制御信号Ｇ2としてスイッチング素子７６へ送る。
また、ＮＯＴ回路７４では、ＰＷＭ変調器７３でＰＷＭ変調した信号を反転し、この反転した信号をゲート制御信号Ｇ1としてスイッチング素子７５へ送る。
【００５７】
チョッパ制御回路６１のゲート制御信号Ｇ1，Ｇ2によってチョッパ回路６６では、スイッチング素子７５，７６がＯＮ／ＯＦＦすることにより、直流リンク電圧ＶDCが直流リンク電圧設定値ＶDC*となるように降圧チョッパ動作や昇圧チョッパ動作を行う。即ち、直流リンク電圧ＶDCを一定に保つ。このため、例えば電源系統４５に瞬低が発生したときでも、軸支持側のインバータ１４に与える影響を低減することができる。
そして、詳細は後述するが、停電発生時にも、チョッパ制御回路６１の制御により、チョッパ回路６６が、直流リンク電圧ＶDCが直流リンク電圧設定値ＶDC*となるように昇圧チョッパ動作をして、直流リンク電圧ＶDCを一定に保つ。
なお、常にチョッパ回路６６にチョッパ動作をさせるのではなく、停電検出器６５が停電を検出する前には、常にゲート制御信号Ｇ1をＯＮ状態してスイッチング素子７５をＯＮ（導通）状態とし、常にゲート制御信号Ｇ2をＯＦＦ状態にしてスイッチング素子７６をＯＦＦ（非導通）状態にしておくようにしてもよい。この場合には、停電検出器６５が停電を検出したときにのみ、チョッパ制御回路６１の制御により、チョッパ回路６６が、直流リンク電圧ＶDCが直流リンク電圧設定値ＶDC*となるように昇圧チョッパ動作をして、直流リンク電圧ＶDCを一定に保つ。
【００５８】
電圧検出器６２では、電源系統４５を介してＡＣ／ＤＣ変換器１５に供給される三相交流電力の電圧値（電源電圧値）を検出する。
停電検出器６５では、電圧検出器６２で検出される電源電圧値と、停電検出のための電圧設定値とを比較して、前記電源電圧値が前記電圧設定値以下になる前（停電検出前）は“０”をＡＮＤ回路６８へ出力する一方、停電の発生により、前記電源電圧値が低下して前記電圧設定値以下になると、停電検出信号としての“１”をＡＮＤ回路６８へ出力する。
【００５９】
ＡＮＤ回路６８では、停電検出器６５から“０”を入力している間（即ち停電検出器６５による停電検出前）は、ＰＷＭ変調器３１で生成したゲート制御信号Ｇmを駆動側インバータ１３へ出力する一方、停電検出器６５から“１”を入力すると（即ち停電検出器６５が停電を検出すると）、出力が“０”となり、ゲート制御信号Ｇmを完全に停止する。即ち、ゲート制御信号Ｇmが駆動側のインバータ１３に送られるのを阻止する。
【００６０】
停電発生時にゲート制御信号Ｇmを停止しても、ベアリングレスモータ１はＰＭモータであるため発電することができ、しかも、駆動側のインバータ１３においてスイッチング素子１８に並列接続されたダイオード１９（図４参照）が整流器として動作するため、このダイオード１９を介してベアリングレスモータ１から直流リンク回路４６側へ発電電力を回生することができる。
【００６１】
この回生電力（回生エネルギー）は直流リンク回路４６の電解コンデンサ１６に蓄積され、チョッパ回路６６を介して軸支持側のインバータ１４へ供給される。このとき、ベアリングレスモータ１の回転数が低下して回生電力（回生エネルギー）が減少しても、チョッパ回路６６の昇圧チョッパ動作による直流リンク電圧ＶDCの昇圧によって、軸支持側のインバータ１４への電力供給を維持することができる。
従って、軸支持側のインバータ１４からベアリングレスモータ１（固定子２）の軸支持巻線への三相交流電力の供給を維持して、軸支持側制御回路１２によるベアリングレスモータ１の軸支持運転を維持することができる。
【００６２】
また、図示は省略するが、停電検出器６５によって停電を検出したとき、遮断器などの電力供給停止手段によって、直流リンク回路４６から駆動側制御回路１１への電力供給を停止するようになっている。即ち、停電検出器６５によって停電を検出したときには、回生電力が駆動側制御回路１１へ供給されないようにしている。
【００６３】
以上のように、本実施の形態例２のベアリングレスモータ制御装置によれば、電源系統４５を介して供給される交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換器１５と、ＰＭモータであるベアリングレスモータ１の電動機巻線に交流電力を供給する駆動側のインバータ１３と、ベアリングレスモータ１の軸支持巻線に交流電力を供給する軸支持側のインバータ１４と、ＡＣ／ＤＣ変換器１５に対して駆動側のインバータ１３と軸支持側のインバータ１４とを並列に接続する共通の直流リンク回路４６と、速度検出手段としてのロータリーエンコーダ６，角度検出器７及び速度検出器２１によって検出されるベアリングレスモータ１の回転角速度ωと、回転角速度指令値ω*との偏差Δωに応じたトルク電流指令値ｉmq*に基づいて生成するゲート制御信号Ｇmにより、駆動側のインバータ１３を制御する駆動側制御回路１１と、ギャップセンサ４，５で検出される軸変位値α，βと、軸変位指令値α*，β*との偏差Δα，Δβに応じた軸支持力指令値Ｆα*，Ｆβ*に基づいて生成するゲート制御信号Ｇsにより、軸支持側のインバータ１４を制御する軸支持側制御回路１２とを有するモータ制御装置において、電源系統４５の電源電圧を検出する電圧検出器６２と、電圧検出器６２で検出される電源電圧に基づいて停電を検出する停電検器６５と、停電検出器６５が停電を検出したとき、駆動側制御回路１１のゲート制御信号Ｇmを停止するＡＮＤ回路６８と、直流リンク回路４６の直流リンク電圧値ＶDCを検出する電圧検出器６４と、直流リンク回路４６において駆動側のインバータ１３の入力側に設けた電界コンデンサ１６と、直流リンク回路４６に設けたチョッパ回路６６と、電圧検出器６４で検出される直流リンク電圧値ＶDCが直流リンク電圧設定値ＶDC*となるようにチョッパ回路６６を制御するチョッパ制御回路６１とを有し、停電検出器６５が停電を検出したとき、ＡＮＤ回路６８が駆動側制御回路１１から駆動側のインバータ１３へのゲート制御信号Ｇmの供給を停止し、駆動側のインバータ１３のスイッチング素子１８に並列接続されたダイオード１９を介してベアリングレスモータ１から直流リンク回路４６側へベアリングレスモータ（ＰＭモータ）１の発電電力が回生され、この回生電力が、電界コンデンサ１６に蓄積され、チョッパ制御回路６１の制御により直流リンク電圧値ＶDCが直流リンク電圧設定値ＶDC*となるように昇圧チョッパ動作をするチョッパ回路６６を介して、軸支持側のインバータ１４へ供給される構成としたことを特徴としているため、瞬低補償装置などの設備を追加することなく、停電が発生した場合でも、ベアリングレスモータ１の軸支持運転を比較的長時間保つことができる。
従って、復電や電源の切り替えに時間がかかっても、タッチダウン（モータ回転軸の接触）によるモータ回転軸の腐蝕や塵の発生を防止することができるため、タッチダウン（モータ回転軸の接触）が許されない用途でのベアリングレスモータ１の使用が可能となる。
しかも、上記実施の形態例１に比べて、停電が発生した場合の特別な制御が不要となり、制御回路を簡単化することができる。
【００６４】
また、本実施の形態例２のベアリングレスモータ制御装置によれば、停電検出器６５が停電を検出したとき、直流リンク回路４６から駆動側制御回路１１への電力供給を停止する構成としたこと特徴としているため、その分、消費電力を抑えて軸支持運転の持続時間を更に延長することができる。
【００６５】
また、本実施の形態例２のベアリングレスモータ制御装置によれば、停電検出器６５が停電を検出する前にも、チョッパ制御回路６１の制御によって、直流リンク電圧値ＶDCが直流リンク電圧設定値ＶDC*となるようにチョッパ回路６６にチョッパ動作をさせる構成としたことを特徴としているため、通常時（停電発生前）の運転においても、チョッパ回路６６により、直流リンク電圧値ＶDCを一定に保つことで、瞬低発生時の軸支持側への影響を低減することができる。
【００６６】
なお、上記実施の形態例１，２では本発明のモータ制御装置をベアリングレスモータに適用した場合ついて説明したが、必ずしも、これに限定するものではなく、本発明のモータ制御装置は磁気軸受モータにも適用することができる。なお、図示は省略するが、磁気軸受モータの場合、モータの回転は、駆動側制御回路により制御される駆動側のインバータから固定子の電動機巻線へ電力を供給することによって行われる一方、軸支持運転は、軸支持側制御回路により制御される軸支持側のインバータから、固定子とは別の位置に備えた軸支持用の電磁石の巻線（軸支持巻線）へ電力が供給されることによって行われる。
【産業上の利用可能性】
【００６７】
本発明は電磁力によって軸支持を行なうモータであるベアリングレスモータ又は磁気軸受モータに適用されるモータ制御装置に関するものであり、停電が発生した場合でも、ベアリングレスモータ又は磁気軸受モータの軸支持運転を比較的長時間保つことができるようにする場合に適用して有用なものである。
【符号の説明】
【００６８】
１ ベアリングレスモータ
２ 固定子
３ 回転子
４，５ ギャップセンサ
６ ロータリーエンコーダ
７ 角度検出器
１１ 駆動側制御回路
１２ 軸支持側制御回路
１３ 駆動側のインバータ
１４ 軸支持側のインバータ
１５ ＡＣ／ＤＣ変換器
１６，１７ 電解コンデンサ
１８ スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
１９ ダイオード
２１ 速度検出器
２２ 偏差演算器
２３ ＰＩアンプ
２４ 電流検出器
２５ ｄｑ変換器
２６ 偏差演算器
２７ 電流制御器（ＡＣＲアンプ）
２８ 偏差演算器
２９ 電流制御器（ＡＣＲアンプ）
３０ ｄｑ逆変換器
３１ ＰＷＭ変調器
３２，３３ 偏差演算器
３４，３５ ＰＩＤアンプ
３６ 軸支持変調式演算器
３７ 電流検出器
３８ ３相２相変換器
３９ 偏差演算器
４０ 電流制御器（ＡＣＲアンプ）
４１ 偏差演算器
４２ 電流制御器（ＡＣＲアンプ）
４３ ２相３相変換器
４４ ＰＷＭ変調器
４５ 電源系統
４６ 直流リンク回路
５１ リミッタ下限値調整回路
５２ 電圧検出器
５４ 電圧検出器
５５ 停電検出器
５６ 切替スイッチ
５７ 可変リミッタ
５８ 偏差演算器
５９ ゲイン調整器
６１ チョッパ制御回路
６２ 電圧検出器
６４ 電圧検出器
６５ 停電検出器
６６ チョッパ回路
６７ 電流検出器
６８ ＡＮＤ回路
６９ 偏差演算器
７０ 電圧制御器（ＡＶＲアンプ）
７１ 偏差演算器
７２ 電流制御器（ＡＣＲアンプ）
７３ ＰＷＭ変調器
７４ ＮＯＴ回路
７５，７６ スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
７７ コイル
７８，７９ ダイオード
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電磁力によって軸支持を行なうモータ（１）であるベアリングレスモータ又は磁気軸受モータに適用されるモータ制御装置であって、
電源系統（４５）を介して供給される交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換器（１５）と、
前記モータ（１）の電動機巻線に交流電力を供給する駆動側のインバータ（１３）と、
前記モータ（１）の軸支持巻線に交流電力を供給する軸支持側のインバータ（１４）と、
前記ＡＣ／ＤＣ変換器（１５）に対して前記駆動側のインバータ（１３）と前記軸支持側のインバータ（１４）とを並列に接続する共通の直流リンク回路（４６）と、
速度検出手段（６，７，２１）によって検出される前記モータ（１）の回転角速度（ω）と、回転角速度指令値（ω*）との偏差（Δω）に応じたトルク電流指令値（ｉmq*）に基づいて生成するゲート制御信号（Ｇm）により、前記駆動側のインバータ（１３）を制御する駆動側制御回路（１１）と、
軸変位検出手段（４，５）で検出される軸変位値（α，β）と、軸変位指令値（α*，β*）との偏差（Δα，Δβ）に応じた軸支持力指令値（Ｆα*，Ｆβ*）に基づいて生成するゲート制御信号（Ｇs）により、前記軸支持側のインバータ（１４）を制御する軸支持側制御回路（１２）と、
を有するモータ制御装置において、
前記電源系統（４５）の電源電圧を検出する電圧検出器（５２）と、
前記電圧検出器（５２）で検出される前記電源電圧に基づいて、停電を検出する停電検器（５５）とを設け、
且つ、前記駆動側制御回路（１１）には、前記停電検出器（５５）の停電検出信号に基づいて前記回転角速度指令値（ω*）を零に切り替える切替スイッチ（５６）を設けて、
前記停電検出器（５５）が停電を検出したとき、前記駆動側制御回路（１１）では、前記切替スイッチ（５６）によって前記回転角速度指令値（ω*）を零に切り替えることにより、前記モータ（１）を減速させ且つ前記駆動側のインバータ（１１）を介して前記モータ（１）から前記直流リンク回路（４６）側へ前記モータ（１）の発電電力を回生するように前記駆動側のインバータ（１３）を制御し、この回生電力が前記直流リンク回路（４６）を介して前記軸支持側のインバータ（１４）へ供給される構成としたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記直流リンク回路（４６）の直流リンク電圧値（ＶDC）を検出する他の電圧検出器（５４）を設け、
且つ、前記駆動側制御回路（１１）には、トルク電流指令値（ｉmq*）の下限値を制限する可変リミッタ（５７）と、リミッタ下限値調整回路（５１）とを設けて、
前記リミッタ下限値調整回路（５１）では、前記他の電圧検出器で検出される直流リンク電圧値（ＶDC）が直流リンク電圧設定値（ＶDC*）よりも低下したときに負の下限設定値を出力し、前記可変リミッタ（５７）では、この負の下限設定値を可変リミッタ（５７）の下限設定値として設定する構成としたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
電磁力によって軸支持を行なうＰＭモータ（１）であるベアリングレスモータ又は磁気軸受モータに適用されるモータ制御装置であって、
電源系統（４５）を介して供給される交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換器（１５）と、
前記ＰＭモータ（１）の電動機巻線に交流電力を供給する駆動側のインバータ（１３）と、
前記ＰＭモータ（１）の軸支持巻線に交流電力を供給する軸支持側のインバータ（１４）と、
前記ＡＣ／ＤＣ変換器（１５）に対して前記駆動側のインバータ（１３）と前記軸支持側のインバータ（１４）とを並列に接続する共通の直流リンク回路（４６）と、
速度検出手段（６，７，２１）によって検出される前記ＰＭモータ（１）の回転角速度（ω）と、回転角速度指令値（ω*）との偏差（Δω）に応じたトルク電流指令値（ｉmq*）に基づいて生成するゲート制御信号（Ｇm）により、前記駆動側のインバータ（１３）を制御する駆動側制御回路（１１）と、
軸変位検出手段（４，５）で検出される軸変位値（α，β）と、軸変位指令値（α*，β*）との偏差（Δα，Δβ）に応じた軸支持力指令値（Ｆα*，Ｆβ*）に基づいて生成するゲート制御信号（Ｇs）により、前記軸支持側のインバータ（１４）を制御する軸支持側制御回路（１２）と、
を有するモータ制御装置において、
前記電源系統（４５）の電源電圧を検出する第１の電圧検出器（６２）と、
前記電圧検出器（６２）で検出される前記電源電圧に基づいて、停電を検出する停電検器（６５）と、
前記停電検出器（６５）が停電を検出したとき、前記駆動側制御回路（１１）のゲート制御信号（Ｇm）を停止するＡＮＤ回路（６８）と、
前記直流リンク回路（４６）の直流リンク電圧値（ＶDC）を検出する第２の電圧検出器（６４）と、
前記直流リンク回路（４６）において前記駆動側のインバータ（１３）の入力側に設けたコンデンサ（１６）と、
前記直流リンク回路（４６）に設けたチョッパ回路（６６）と、
前記第２の電圧検出器（６４）で検出される前記直流リンク電圧値（ＶDC）が、直流リンク電圧設定値（ＶDC*）となるように前記チョッパ回路（６６）を制御するチョッパ制御回路（６１）とを有し、
前記停電検出器（６５）が停電を検出したとき、前記ＡＮＤ回路（６８）が前記駆動側制御回路（１１）から駆動側のインバータ（１３）へのゲート制御信号（Ｇm）の供給を停止し、前記駆動側のインバータ（１３）のスイッチング素子（１８）に並列接続されたダイオード（１９）を介して前記ＰＭモータ（１）から前記直流リンク回路（４６）側へ前記ＰＭモータ（１）の発電電力が回生され、この回生電力が、前記コンデンサ（１６）に蓄積され、前記チョッパ制御回路（６１）の制御により前記直流リンク電圧値（ＶDC）が前記直流リンク電圧設定値（ＶDC*）となるように昇圧チョッパ動作をする前記チョッパ回路（６６）を介して、前記軸支持側のインバータ（１４）へ供給される構成としたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載のモータ制御装置において、
前記停電検出器（６５）が停電を検出したとき、前記直流リンク回路（４６）から前記駆動側制御回路（１１）への電力供給を停止する構成としたこと特徴とするモータ制御装置。
【請求項５】
請求項３又は４に記載のモータ制御装置において、
前記停電検出器（６５）が停電を検出する前にも、前記チョッパ制御回路（６１）の制御によって、前記直流リンク電圧値（ＶDC）が前記直流リンク電圧設定値（ＶDC*）となるように前記チョッパ回路（６６）にチョッパ動作をさせる構成としたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項１】
電磁力によって軸支持を行なうモータ（１）であるベアリングレスモータ又は磁気軸受モータに適用されるモータ制御装置であって、
電源系統（４５）を介して供給される交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換器（１５）と、
前記モータ（１）の電動機巻線に交流電力を供給する駆動側のインバータ（１３）と、
前記モータ（１）の軸支持巻線に交流電力を供給する軸支持側のインバータ（１４）と、
前記ＡＣ／ＤＣ変換器（１５）に対して前記駆動側のインバータ（１３）と前記軸支持側のインバータ（１４）とを並列に接続する共通の直流リンク回路（４６）と、
速度検出手段（６，７，２１）によって検出される前記モータ（１）の回転角速度（ω）と、回転角速度指令値（ω*）との偏差（Δω）に応じたトルク電流指令値（ｉmq*）に基づいて生成するゲート制御信号（Ｇm）により、前記駆動側のインバータ（１３）を制御する駆動側制御回路（１１）と、
軸変位検出手段（４，５）で検出される軸変位値（α，β）と、軸変位指令値（α*，β*）との偏差（Δα，Δβ）に応じた軸支持力指令値（Ｆα*，Ｆβ*）に基づいて生成するゲート制御信号（Ｇs）により、前記軸支持側のインバータ（１４）を制御する軸支持側制御回路（１２）と、
を有するモータ制御装置において、
前記電源系統（４５）の電源電圧を検出する電圧検出器（５２）と、
前記電圧検出器（５２）で検出される前記電源電圧に基づいて、停電を検出する停電検器（５５）とを設け、
且つ、前記駆動側制御回路（１１）には、前記停電検出器（５５）の停電検出信号に基づいて前記回転角速度指令値（ω*）を零に切り替える切替スイッチ（５６）を設けて、
前記停電検出器（５５）が停電を検出したとき、前記駆動側制御回路（１１）では、前記切替スイッチ（５６）によって前記回転角速度指令値（ω*）を零に切り替えることにより、前記モータ（１）を減速させ且つ前記駆動側のインバータ（１１）を介して前記モータ（１）から前記直流リンク回路（４６）側へ前記モータ（１）の発電電力を回生するように前記駆動側のインバータ（１３）を制御し、この回生電力が前記直流リンク回路（４６）を介して前記軸支持側のインバータ（１４）へ供給される構成としたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記直流リンク回路（４６）の直流リンク電圧値（ＶDC）を検出する他の電圧検出器（５４）を設け、
且つ、前記駆動側制御回路（１１）には、トルク電流指令値（ｉmq*）の下限値を制限する可変リミッタ（５７）と、リミッタ下限値調整回路（５１）とを設けて、
前記リミッタ下限値調整回路（５１）では、前記他の電圧検出器で検出される直流リンク電圧値（ＶDC）が直流リンク電圧設定値（ＶDC*）よりも低下したときに負の下限設定値を出力し、前記可変リミッタ（５７）では、この負の下限設定値を可変リミッタ（５７）の下限設定値として設定する構成としたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
電磁力によって軸支持を行なうＰＭモータ（１）であるベアリングレスモータ又は磁気軸受モータに適用されるモータ制御装置であって、
電源系統（４５）を介して供給される交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換器（１５）と、
前記ＰＭモータ（１）の電動機巻線に交流電力を供給する駆動側のインバータ（１３）と、
前記ＰＭモータ（１）の軸支持巻線に交流電力を供給する軸支持側のインバータ（１４）と、
前記ＡＣ／ＤＣ変換器（１５）に対して前記駆動側のインバータ（１３）と前記軸支持側のインバータ（１４）とを並列に接続する共通の直流リンク回路（４６）と、
速度検出手段（６，７，２１）によって検出される前記ＰＭモータ（１）の回転角速度（ω）と、回転角速度指令値（ω*）との偏差（Δω）に応じたトルク電流指令値（ｉmq*）に基づいて生成するゲート制御信号（Ｇm）により、前記駆動側のインバータ（１３）を制御する駆動側制御回路（１１）と、
軸変位検出手段（４，５）で検出される軸変位値（α，β）と、軸変位指令値（α*，β*）との偏差（Δα，Δβ）に応じた軸支持力指令値（Ｆα*，Ｆβ*）に基づいて生成するゲート制御信号（Ｇs）により、前記軸支持側のインバータ（１４）を制御する軸支持側制御回路（１２）と、
を有するモータ制御装置において、
前記電源系統（４５）の電源電圧を検出する第１の電圧検出器（６２）と、
前記電圧検出器（６２）で検出される前記電源電圧に基づいて、停電を検出する停電検器（６５）と、
前記停電検出器（６５）が停電を検出したとき、前記駆動側制御回路（１１）のゲート制御信号（Ｇm）を停止するＡＮＤ回路（６８）と、
前記直流リンク回路（４６）の直流リンク電圧値（ＶDC）を検出する第２の電圧検出器（６４）と、
前記直流リンク回路（４６）において前記駆動側のインバータ（１３）の入力側に設けたコンデンサ（１６）と、
前記直流リンク回路（４６）に設けたチョッパ回路（６６）と、
前記第２の電圧検出器（６４）で検出される前記直流リンク電圧値（ＶDC）が、直流リンク電圧設定値（ＶDC*）となるように前記チョッパ回路（６６）を制御するチョッパ制御回路（６１）とを有し、
前記停電検出器（６５）が停電を検出したとき、前記ＡＮＤ回路（６８）が前記駆動側制御回路（１１）から駆動側のインバータ（１３）へのゲート制御信号（Ｇm）の供給を停止し、前記駆動側のインバータ（１３）のスイッチング素子（１８）に並列接続されたダイオード（１９）を介して前記ＰＭモータ（１）から前記直流リンク回路（４６）側へ前記ＰＭモータ（１）の発電電力が回生され、この回生電力が、前記コンデンサ（１６）に蓄積され、前記チョッパ制御回路（６１）の制御により前記直流リンク電圧値（ＶDC）が前記直流リンク電圧設定値（ＶDC*）となるように昇圧チョッパ動作をする前記チョッパ回路（６６）を介して、前記軸支持側のインバータ（１４）へ供給される構成としたことを特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載のモータ制御装置において、
前記停電検出器（６５）が停電を検出したとき、前記直流リンク回路（４６）から前記駆動側制御回路（１１）への電力供給を停止する構成としたこと特徴とするモータ制御装置。
【請求項５】
請求項３又は４に記載のモータ制御装置において、
前記停電検出器（６５）が停電を検出する前にも、前記チョッパ制御回路（６１）の制御によって、前記直流リンク電圧値（ＶDC）が前記直流リンク電圧設定値（ＶDC*）となるように前記チョッパ回路（６６）にチョッパ動作をさせる構成としたことを特徴とするモータ制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図２】
【図３】
【図４】
【公開番号】特開２０１０−２００５２４（Ｐ２０１０−２００５２４Ａ）
【公開日】平成２２年９月９日（２０１０．９．９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−４３７３２（Ｐ２００９−４３７３２）
【出願日】平成２１年２月２６日（２００９．２．２６）
【出願人】（０００００６１０５）株式会社明電舎 (1,739)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年９月９日（２０１０．９．９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年２月２６日（２００９．２．２６）
【出願人】（０００００６１０５）株式会社明電舎 (1,739)
【Ｆターム（参考）】
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