モータ制御装置
【課題】安定性を確保した位置センサレスの正弦波通電が可能なモータ制御装置を提供する。
【解決手段】モータ制御装置は、単相交流電源を入力とする整流回路と、整流回路と接続され、整流回路で得られた直流電力を三相交流電力に変換し、接続されるモータを駆動するインバータと、小容量のコンデンサと、インバータを制御する制御装置と、単相交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出回路とを備え、制御装置は、モータの回転数を設定する回転数設定手段と、モータの回転数を補正する第１の回転数補正手段と、第１の回転数補正手段とは異なる方式でモータの回転数を補正する第２の回転数補正手段と、ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて第１および第２の回転数補正手段の一方を選択する回転数補正選択手段とを含む。
【解決手段】モータ制御装置は、単相交流電源を入力とする整流回路と、整流回路と接続され、整流回路で得られた直流電力を三相交流電力に変換し、接続されるモータを駆動するインバータと、小容量のコンデンサと、インバータを制御する制御装置と、単相交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出回路とを備え、制御装置は、モータの回転数を設定する回転数設定手段と、モータの回転数を補正する第１の回転数補正手段と、第１の回転数補正手段とは異なる方式でモータの回転数を補正する第２の回転数補正手段と、ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて第１および第２の回転数補正手段の一方を選択する回転数補正選択手段とを含む。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明はモータ制御装置に関し、例えば複数相のコイルを備えた同期モータに対してセンサを用いることなく駆動できるようなモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、複数相のコイルを備えた同期モータを駆動する場合、モータロータに対して適切なタイミングでモータ電流を流すことおよびコイル端子に電圧を印加することのいわゆる通電タイミングの最適化が重要となっていた。この通電タイミングの基準を検出するために、逆起電圧を検出する方式や、ゼロクロス電流位相を検出する方式等、種々の方式が存在する。
【０００３】
例えば、モータロータ位置センサを用いずにモータを制御・駆動するいわゆるセンサレス駆動においては、モータコイルへの通電を行なう際に、モータの回転によってモータコイルに発生する逆起電圧をモータコイル端子から検出する方式がある。
【０００４】
また、本願出願人による、特開２００１−１１２２８７号公報（特許文献１）には、２ヶ所の交流電圧の位相期間ごとに各交流電流検出値を積算して交流電流信号面積とし、両交流電流信号面積の面積比を交流電圧／電流位相差情報として検出することにより、ゼロクロス時における電圧位相を検出する場合よりも精度の高い位相制御が可能な方式が示されている。
【０００５】
図４は、従来の一般的なモータ制御装置の構成である。
図４を参照して、ステータに複数相（３相）のコイル、モータロータに永久磁石を備えた同期モータ１００を駆動するために、モータ制御装置は、インバータ１５０と、コンバータ回路１３０と、ＡＣ電源１６０と、コイル１７０と、電流センサ１８０と、コントローラ１１０とから構成されている。
【０００６】
同期モータ１００は、インバータ１５０によって駆動され、インバータ１５０にはコンバータ回路１３０からＡＣ電源１６０を直流に変換して与えられる。
【０００７】
具体的には、コンバータ回路１３０は、ダイオード全波整流回路１２０と、母線間に接続された平滑コンデンサ１４０とを含み、平滑コンデンサの容量は直流電圧波形のリップルを改善できる程度に十分大きいものとする。
【０００８】
このコンバータ回路１３０により、ＡＣ電源１６０の交流電圧が直流電圧に変換されてインバータ１５０に供給される。
【０００９】
コイル１７０は、コンバータ回路１３０に供給される交流電源の力率を改善する目的で設けられたものである。
【００１０】
一方で、上記のような従来の構成においては、入力電流波形の改善と、高力率化が得にくいという問題があるため、特開２００２−５１５８９号公報（特許文献２）においては、コイル１７０を用いず、また、インバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１／１００程度の小容量のコンデンサを用いることで意図的に直流電圧に電源の２倍の周波数のリプルを発生させ、簡易な方式で入力電流波形の改善と、高力率化を実現する方式が提案されている。
【００１１】
特許文献２のようにインバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１／１００程度の小容量のコンデンサを用いて、特許文献１の方式でモータを駆動した場合、直流電圧に大きなリプルが発生する。これにより、インバータ出力側のモータ電流に大きな脈動が発生し、モータの回転が不安定となるため、振動、騒音が増大し、効率が悪化するとともに、最悪の場合は脱調停止に至る。
【００１２】
このようは直流電圧に大きなリプルが発生する場合においてもモータ駆動の安定化を図る方式として、特開平１−２０２１６８号公報（特許文献３）および特開２０１１−７８１５３公報（特許文献４）が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００１−１１２２８７号公報
【特許文献２】特開２００２−５１５８９号公報
【特許文献３】特開平１−２０２１６８号公報
【特許文献４】特開２０１１−７８１５３公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
図５および図６を用いて、直流電圧に大きな脈動が発生する場合において、直流電圧のリプルに応じてモータの回転数を補正することでモータ駆動の安定化を図る特許文献３の方式の課題について説明する。
【００１５】
図５は、特許文献２のようにインバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１／１００程度の小容量のコンデンサを用いて、特許文献１の方式でモータを駆動した場合の動作結果を示す図であり、交流電圧に対する直流電圧と直流電流との関係が示されている。
【００１６】
図５に示されるように、平滑コンデンサの容量が小さいため、直流電圧は電源電圧周波数の２倍の周期で大きなリプルが発生する。ここで、直流電流が負となる状態は、モータからの電気エネルギーがコンバータ回路のコンデンサに戻される回生状態であり、コンデンサの容量が極めて小さいと直流電圧はゼロ付近に落ち込まず跳ね上がる。
【００１７】
図６は、特許文献２のようにインバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１／１００程度の小容量のコンデンサを用いて、特許文献１の方式でモータを駆動し、特許文献３の方式で回転数補正を行った場合の動作結果を示す図であり、交流電圧に対する直流電圧と補正前回転数と補正後回転数との関係が示している。
【００１８】
図６に示されるように、特許文献３の方式を用いて回転数の補正を行なうと回生エネルギーにより跳ね上がった直流電圧検出値により回転数の補正を行なうことになり、補正後回転数は補正前回転数よりも大きくなる。しかしながら、この直流電圧が跳ね上がる期間（図６中の期間ＴＡ）に関しては、交流電源の電源電圧はゼロクロス付近であり、交流電源から入力可能な電力は小さくなるためモータを安定に駆動するためには、補正後回転数は補正前回転数よりも小さくしなければならない。このように特許文献３の方式では、回生エネルギーにより直流電圧が跳ね上がった場合に適切なモータの回転数の補正ができず、充分なモータ駆動の安定化が図れないという課題が発生する。
【００１９】
次に、図７を用いて、単相交流電源のゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて、モータの回転数を補正することでモータ駆動の安定化を図る特許文献４の方式の課題について説明する。
【００２０】
図７は、特許文献２のようにインバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１／１００程度の小容量のコンデンサを用いて、特許文献１の方式でモータを駆動し、特許文献４の方式で回転数補正を行った場合の動作結果を示す図であり、交流電圧に対するゼロクロス点検出信号と直流電圧と補正前回転数と補正後回転数との関係が示されている。
【００２１】
図７に示されるように、通常の直流電圧のピーク値が２８０Ｖの場合に、単相交流電源の交流電圧に変動が生じた場合、たとえば、図７の期間ＴＢから期間ＴＣへの変化のように直流電圧のピーク値が２８０Ｖから２００Ｖに低下した場合について説明する。特許文献４の方式では、ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて、直流電圧のピーク値が２８０Ｖであることを想定して予め設定された補正値を用いて回転数を補正する。期間ＴＢでは問題はないが、直流電圧のピーク値が小さくなる期間ＴＣではモータを安定に駆動するためには、補正後回転数を期間ＴＢの場合よりもより小さくする必要があるが、ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じた補正であるため期間ＴＢと同じ値となってしまう。このように特許文献４の方式を用いると電源電圧の変動が発生した場合に、適切なモータの回転数の補正ができず、充分なモータ駆動の安定化が図れないという課題が発生する。
【００２２】
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、直流電圧のリプルが大きく、かつ、モータからの回生が発生し直流電圧はゼロ付近に落ち込まず跳ね上がるような期間や単相交流電源に変動がある場合においても、安定性を確保した位置センサレスの正弦波通電が可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明のある局面に従うモータ制御装置は、単相交流電源を入力とする整流回路と、整流回路と接続され、整流回路で得られた直流電力を三相交流電力に変換し、接続されるモータを駆動するインバータと、インバータの母線間に接続される小容量のコンデンサと、インバータを制御する制御装置と、単相交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出回路とを備え、制御装置は、モータの回転数を設定する回転数設定手段と、モータの回転数を補正する第１の回転数補正手段と、第１の回転数補正手段とは異なる方式でモータの回転数を補正する第２の回転数補正手段と、ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて第１および第２の回転数補正手段の一方を選択する回転数補正選択手段とを含む。
【００２４】
好ましくは、第１の回転数補正手段は、ゼロクロス点検出回路のゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて、回転数設定手段により設定されるモータの回転数を補正する。
【００２５】
好ましくは、インバータに入力される直流電圧を検出する直流電圧検出回路を備え、第２の回転数補正手段は、直流電圧検出回路により検出された直流電圧に応じて、回転数設定手段により設定されるモータの回転数を補正する。
【００２６】
好ましくは、回転数補正選択手段は、モータの回生が発生し、直流電圧が跳ね上がると想定される期間において第１の回転数補正手段を選択する。
【００２７】
好ましくは、回転数補正選択手段は、前期第１の回転数補正手段を選択する期間よりも長い期間、第２の回転数補正手段を選択する。
【発明の効果】
【００２８】
単相交流電源の高力率化と、回路の小型軽量化を図れ、かつ、安定にモータを駆動でき、振動、騒音を低減し、効率の悪化も抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の実施の形態に従うモータ制御装置のブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態に従う交流電圧と回転数等との関係について説明する図である。
【図３】回転数補正率データテーブル１７の具体的な値を説明する図である。
【図４】従来の一般的なモータ制御装置の構成である。
【図５】特許文献２のようにインバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１/１００程度の小容量のコンデンサを用いて、特許文献１の方式でモータを駆動した場合の動作結果を示す図である。
【図６】特許文献２のようにインバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１/１００程度の小容量のコンデンサを用いて、特許文献１の方式でモータを駆動し、特許文献３の方式で回転数補正を行った場合の動作結果を示す図である。
【図７】特許文献２のようにインバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１/１００程度の小容量のコンデンサを用いて、特許文献１の方式でモータを駆動し、特許文献４の方式で回転数補正を行った場合の動作結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。以下の説明では、同一の部品には同一の符号を附してある。それらの名称および機能も同じである。したがって、それらについての詳細な説明は繰返さない。
【００３１】
図１は、本発明の実施の形態に従うモータ制御装置のブロック図である。
図１を参照して、本発明の実施の形態に従うモータ制御装置は、ステータに複数相（３相）のコイルとロータに永久磁石とを備えた同期モータ１と、インバータ２と、コンバータ回路３と、交流電源４と、電流センサ５と、モータ電流検出アンプ部６と、ゼロクロス点検出部３０と、第１の電圧センサ３１と、第２の電圧センサ３２とマイクロコンピュータであるコントローラ７とから構成されている。
【００３２】
同期モータ１は、インバータ２によって駆動され、インバータ２にはコンバータ回路３から交流電源４の交流電圧を直流に変換して与えられる。
【００３３】
具体的には、コンバータ回路３は、ダイオード全波整流回路３３と、母線間のコンデンサ３４を含む。このコンバータ回路３により、交流電源４の交流電圧が直流電圧に変換されてインバータ２に供給される。
【００３４】
電流センサ５は、モータコイル端子Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の中で特定相（図１ではＵ相）に流れるモータ電流ａを検出する。電流センサ５で検出されたモータ電流は、モータ電流検出アンプ部６に与えられる。
【００３５】
そして、モータ電流検出アンプ部６において、所定量増幅し、そして、オフセット加算したモータ電流信号ｂがコントローラ７に与えられる。
【００３６】
また、第１の電圧センサ３１は、交流電源４の電圧を検出する。第１の電圧センサ３１で検出された交流電圧は、ゼロクロス点検出部３０に与えられる。
【００３７】
そして、ゼロクロス点検出部３０は、第１の電圧センサ３１で検出された交流電圧をモニタリングして０Ｖを跨ぐ際にゼロクロス点信号を生成してコントローラ７に与える。
【００３８】
さらに、第２の電圧センサ３２は、コンバータ回路３からインバータ２に供給される直流電源の直流電圧を検出する。第２の電圧センサ３２で検出された直流電圧は、コントローラ７の直流電圧検出部１８に与えられる。
【００３９】
コントローラ７は、位相差検出部８と、目標位相差情報格納部９と、加算部１０と、ＰＩ演算部１１と、回転数設定部１２と、正弦波データテーブル１３と、正弦波データ作成部１４と、ＰＷＭ作成部１５と、第１の回転数補正部１６と、回転数補正率データテーブル１７と、直流電圧検出部１８と、第２の回転数補正部１９と、回転数補正選択部２０との各処理をソフト的に行なう。
【００４０】
位相差検出部８は、モータ電流検出アンプ部６から与えられたモータ電流信号を所定のタイミングでＡ／Ｄ変換して取り込み、２個所のモータ駆動電圧位相期間ごとにサンプリングした各電流サンプリングデータを積算してモータ電流信号面積とし、両モータ電流信号面積の面積比を位相差情報として出力する。
【００４１】
目標とする位相差情報は目標位相差情報格納部９に格納される。目標位相差情報と位相差情報との誤差データは加算部１０によって算出される。ＰＩ演算部１１は算出された誤差データに対して 比例誤差データおよび積分誤差データを算出してデューティ基準値を出力する。なお、加算部１０とＰＩ演算部１１とによって位相差制御部が構成される。
【００４２】
回転数設定部１２は、同期モータ１の目標とする回転数指令を設定し、正弦波データテーブル１３は所定のデータ個数のテーブルを含む。
【００４３】
回転数補正選択部２０は、ゼロクロス点検出部３０により生成されたゼロクロス点信号の立ち上がりエッジが発生した時点を０として、経過時間を計測し、回転数補正選択部２０により、ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて第１の回転数補正部１６あるいは第２の回転数補正部１９の一方を選択する。
【００４４】
回転数補正率データテーブル１７は、ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じた目標とする回転数に対する補正率データを格納したものである。回転数補正選択部２０により、第１の回転数補正部１６が選択されている場合、第１の回転数補正部１６は、回転数補正率データテーブル１７からゼロクロス点検出部３０により生成されたゼロクロス点信号の経過時間に応じた補正率データを抽出して、これを用いて回転数設定部１２により設定された回転数を補正して、補正後回転数を正弦波データ作成部１４に出力する。
【００４５】
回転数補正選択部２０により、第２の回転数補正部１９が選択されている場合、第２の回転数補正部１９は、直流電圧検出部１８でＡ／Ｄ変換により検出した直流電圧検出値に応じて回転数設定部１２により設定された補正前回転数を補正して、補正後回転数を正弦波データ作成部１４に出力する。
【００４６】
正弦波データ作成部１４は、第１の回転数補正部１６あるいは第２の回転数補正部１９から出力された補正後回転数と時間経過に従って正弦波データテーブル１３からモータコイル端子Ｕ，Ｖ，Ｗ各相に対応した正弦波データを読出すとともに、Ｕ相の正弦波データからＵ相のモータ駆動電圧位相情報ｃを出力する。
【００４７】
ＰＷＭ作成部１５は正弦波データとデューティ基準値とから各相ごとにインバータ２の駆動素子にＰＷＭ波形を出力する。
【００４８】
なお、電流センサ５はコイルとホール素子で構成されたいわゆる電流センサでもよく、カレントトランスでもよい。
【００４９】
また、本例においては、Ｕ相について検出する場合について説明するが、Ｖ相、あるいはＷ相でも良い。また、１相だけでなく各相のモータ電流を検出するとさらに高精度にすることができる。さらに、正弦波データの作成は正弦波データテーブル１３をもとに作成せずに、演算によって作成してもかまわない。
【００５０】
さらに、各構成要素８〜２０の構成要素はコントローラ７でソフト的に処理されるようにしたが、特にこれに限ることなく同様の処理をしていればハード構成で構成してもよい。
【００５１】
なお、モータの駆動波形は正弦波とした場合についての構成であるが、正弦波形にすることで滑らかなモータ電流の供給が可能となるために振動、騒音が少なくできる。しかしながら、これに限らず、モータロータの磁束に合せたモータ電流が得られるような駆動波形を通電すれば、より高効率な駆動が可能となる。
【００５２】
２個所のモータ駆動電圧位相期間で検出された２つのモータ電流信号面積は、位相差検出部８で面積比が計算され、この結果が位相差情報とされる。この位相差情報と目標位相差情報との誤差量に対してＰＩ演算部１１でＰＩ演算が行なわれ、ＰＷＭ作成部１５はその出力であるデューティ基準値と別途回転指令から求まる正弦波データとから、その都度の出力デューティ比を計算してＰＷＭ信号を作成し、インバータ２を介してモータコイルに印加することで同期モータ１が駆動される。
【００５３】
すなわち、モータ駆動電圧（出力デューティ）に対するモータ電流位相差を一定に制御するための位相差制御フィードバックループによって駆動電圧の大きさ（ＰＷＭデューティのデューティ幅）を決定し、同期モータ１を所望の回転数で回転させるために所望の周波数で出力される正弦波データによって回転数を決定する。これによって、所望の位相差，所望の回転数でモータを駆動・制御することができる。
【００５４】
なお、モータ起動時は各相に強制的に通電し、回転磁界を与えていき、強制励磁で行ない、通常駆動時に上記方式で制御を行なえばよい。
【００５５】
ここで、この発明の位相差制御によって同期モータが駆動・制御できることは特開２００１−１１２２８７号公報（特許文献１）に記載される通りである。
【００５６】
次に、図２及び図３を用いて、本実施の形態における回転数を補正する方式について説明する。
【００５７】
図２は、本発明の実施の形態に従う交流電圧と回転数等との関係について説明する図である。
【００５８】
図２（ａ）を参照して、ここでは、交流電圧波形が示されている。なお、交流電源４は２００Ｖ、周波数は５０Ｈｚである。モータの回転数指令値（補正前回転数）は２８００ｒｐｍとしている。
【００５９】
図２（ｂ）には、図２（ａ）の交流電圧波形に対するゼロクロス点信号が示されている。具体的には、ゼロクロス点検出部３０が交流電源４をモニタリングして交流電圧波形において、交流電圧が０を跨ぐゼロクロス点信号を出力する。
【００６０】
図２（ｃ）には、図２（ａ）の直流電圧波形が示されている。本例においてはコンデンサ３４の容量が極めて小さいため、直流電圧波形には交流電源の２倍の周波数１００Ｈｚのリプルが発生する。また、回生エネルギーにより直流電圧が跳ね上がる現象が発生している。
【００６１】
図２（ｄ）には、以下で説明する方式により第１の回転数補正部１６および第２の回転数補正部１９に従って回転数を補正した場合が実線で示されている。補正前回転数は、基準となる２８００ｒｐｍとして破線で示されている。
【００６２】
本実施の形態においては、回転数補正選択部２０は、このゼロクロス点信号の立ち上がりエッジが発生した時点を０（図２中の時間Ｔ０）として、この時点からの経過時間を計測する。さらに、回転数補正選択部２０は、この経過時間に応じて、時間Ｔ０から時間Ｔ１までの期間は第１の回転数補正部１６を選択し、時間Ｔ１から時間Ｔ２までの期間は第２の回転数補正部１９を選択し、さらに時間Ｔ２から次のゼロクロス点の検出までの期間は第１の回転数補正部１６を選択する。
【００６３】
図２では、第１の回転数補正部１６を選択する期間を実線矢印、第２の回転数補正部１９を選択する期間を破線矢印で示している。
【００６４】
まず、第１の回転数補正部１６での回転数補正方式について説明する。
図３は、回転数補正率データテーブル１７の具体的な値を説明する図である。
【００６５】
第１の回転数補正部１６は、回転数補正率データテーブル１７からゼロクロス点検出部３０により生成されたゼロクロス点信号の経過時間に応じた補正率データを抽出して、これを用いて回転数設定部１２により設定された回転数を補正して、補正後回転数を正弦波データ作成部１４に出力する。
【００６６】
なお、回転数補正率データテーブルの値は、モータが安定して駆動できる値を予め実験を行ない決定する。なお、当該値は一例であり、モータ特性および目標回転数等に応じて適宜変更することが可能である。以下の値等についても同様である。
【００６７】
例えば、補正前回転数が２８００ｒｐｍで、経過時間１．０ｍｓの場合は、図３より回転数補正率が−１６．３８％であるため、回転数補正値は、２８００ｒｐｍ×（−１６．３８％）≒−４５９ｒｐｍとなり、補正後回転数は、２８００ｒｐｍ−４５９ｒｐｍ＝２３４１ｒｐｍとなる。
【００６８】
次に、第２の回転数補正部１９での回転数補正方式について説明する。
第２の回転数補正部１９は、直流電圧検出部１８でＡ／Ｄ変換により検出した直流電圧検出値と基準直流電圧とにより、式（１）を用いて、回転数設定部１２により設定された補正前回転数を補正して、補正後回転数を正弦波データ作成部１４に出力する。
【００６９】
補正後回転数＝補正前回転数＋補正前回転数×（直流電圧検出値−基準直流電圧）／基準直流電圧×係数Ｋ・・・式（１）
例えば、補正前回転数が２８００ｒｐｍで、直流電圧検出値が２８０Ｖ、基準直流電圧が１７７Ｖ、係数Ｋが０．３１の場合は、２８００ｒｐｍ＋２８００ｒｐｍ×（２８０Ｖ−１７７Ｖ）／１７７Ｖ×０．３１≒３３０５ｒｐｍとなり、補正後回転数は３３０５ｒｐｍとなる。
【００７０】
なお、第１の回転数補正部１６を選択する期間は、モータの回生が発生し、直流電圧が跳ね上がると想定される期間であり、予め実験により確認し、時間Ｔ１及びＴ２を決定するものとする。モータの回生が発生し直流電圧が跳ね上がると想定される期間は、第１の回転数補正部１６を選択するため、補正後回転数は補正前回転数よりも小さくなり、適切なモータの回転数の補正ができ、充分なモータ駆動の安定化が図れる。
【００７１】
また、第１の回転数補正部１６を選択する期間は、特許文献４の方式と同様の交流電圧変動時の課題が残るが、第２の回転数補正部を選択する期間は交流電圧変動に対して適切な回転数の補正が可能である。そのため、第２の回転数補正部１９を選択する期間は、第１の回転数補正部１６を選択する期間よりも長い時間とすることで、よりモータ駆動の安定化が図れる。
【００７２】
上述の如く、本実施の形態に方式では、直流電圧のリプルが大きく、かつ、モータからの回生が発生し直流電圧はゼロ付近に落ち込まず跳ね上がるような期間や単相交流電源に変動がある場合においても、安定性を確保した位置センサレスの正弦波通電が可能であり、振動、騒音を低減し、効率の悪化も抑制できる。
【００７３】
また、インバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１／１００程度の小容量のコンデンサを用いることが可能となり、簡易な方式で、入力電流波形の改善と高力率化を実現することが可能である。
【００７４】
また、インバータの母線間に従来の平滑コンデンサの１／１００程度の小容量のコンデンサを用いることで、小型、軽量、低コストなモータ制御装置を実現することが可能である。
【００７５】
また、このモータ制御装置は、同期モータについて、ロータ位置センサを用いることなく駆動できるため、空気調和機や冷蔵庫などに搭載される圧縮機のモータ制御装置として使用することか可能である。
【００７６】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００７７】
１ モータ、２ インバータ、３ コンバータ回路、４ 交流電源、５ 電流センサ、６ モータ電流検出アンプ部、７ コントローラ、８ 位相差検出部、９ 目標位相差情報格納部、１０ 加算部、１１ ＰＩ演算部、１２ 回転数設定部、１３ 正弦波データテーブル、１４ 正弦波データ作成部、１５ ＰＷＭ作成部、１６ 第１の回転数補正部、１７ 回転数補正率データテーブル、１８ 直流電圧検出部、１９ 第２の回転数補正部、２０ 回転数補正選択部、３０ ゼロクロス点検出部、３１ 第１の電圧検出部、３２ 第２の電圧検出部、３３ 全波整流回路、３４ 小容量コンデンサ。
【技術分野】
【０００１】
この発明はモータ制御装置に関し、例えば複数相のコイルを備えた同期モータに対してセンサを用いることなく駆動できるようなモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、複数相のコイルを備えた同期モータを駆動する場合、モータロータに対して適切なタイミングでモータ電流を流すことおよびコイル端子に電圧を印加することのいわゆる通電タイミングの最適化が重要となっていた。この通電タイミングの基準を検出するために、逆起電圧を検出する方式や、ゼロクロス電流位相を検出する方式等、種々の方式が存在する。
【０００３】
例えば、モータロータ位置センサを用いずにモータを制御・駆動するいわゆるセンサレス駆動においては、モータコイルへの通電を行なう際に、モータの回転によってモータコイルに発生する逆起電圧をモータコイル端子から検出する方式がある。
【０００４】
また、本願出願人による、特開２００１−１１２２８７号公報（特許文献１）には、２ヶ所の交流電圧の位相期間ごとに各交流電流検出値を積算して交流電流信号面積とし、両交流電流信号面積の面積比を交流電圧／電流位相差情報として検出することにより、ゼロクロス時における電圧位相を検出する場合よりも精度の高い位相制御が可能な方式が示されている。
【０００５】
図４は、従来の一般的なモータ制御装置の構成である。
図４を参照して、ステータに複数相（３相）のコイル、モータロータに永久磁石を備えた同期モータ１００を駆動するために、モータ制御装置は、インバータ１５０と、コンバータ回路１３０と、ＡＣ電源１６０と、コイル１７０と、電流センサ１８０と、コントローラ１１０とから構成されている。
【０００６】
同期モータ１００は、インバータ１５０によって駆動され、インバータ１５０にはコンバータ回路１３０からＡＣ電源１６０を直流に変換して与えられる。
【０００７】
具体的には、コンバータ回路１３０は、ダイオード全波整流回路１２０と、母線間に接続された平滑コンデンサ１４０とを含み、平滑コンデンサの容量は直流電圧波形のリップルを改善できる程度に十分大きいものとする。
【０００８】
このコンバータ回路１３０により、ＡＣ電源１６０の交流電圧が直流電圧に変換されてインバータ１５０に供給される。
【０００９】
コイル１７０は、コンバータ回路１３０に供給される交流電源の力率を改善する目的で設けられたものである。
【００１０】
一方で、上記のような従来の構成においては、入力電流波形の改善と、高力率化が得にくいという問題があるため、特開２００２−５１５８９号公報（特許文献２）においては、コイル１７０を用いず、また、インバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１／１００程度の小容量のコンデンサを用いることで意図的に直流電圧に電源の２倍の周波数のリプルを発生させ、簡易な方式で入力電流波形の改善と、高力率化を実現する方式が提案されている。
【００１１】
特許文献２のようにインバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１／１００程度の小容量のコンデンサを用いて、特許文献１の方式でモータを駆動した場合、直流電圧に大きなリプルが発生する。これにより、インバータ出力側のモータ電流に大きな脈動が発生し、モータの回転が不安定となるため、振動、騒音が増大し、効率が悪化するとともに、最悪の場合は脱調停止に至る。
【００１２】
このようは直流電圧に大きなリプルが発生する場合においてもモータ駆動の安定化を図る方式として、特開平１−２０２１６８号公報（特許文献３）および特開２０１１−７８１５３公報（特許文献４）が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００１−１１２２８７号公報
【特許文献２】特開２００２−５１５８９号公報
【特許文献３】特開平１−２０２１６８号公報
【特許文献４】特開２０１１−７８１５３公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
図５および図６を用いて、直流電圧に大きな脈動が発生する場合において、直流電圧のリプルに応じてモータの回転数を補正することでモータ駆動の安定化を図る特許文献３の方式の課題について説明する。
【００１５】
図５は、特許文献２のようにインバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１／１００程度の小容量のコンデンサを用いて、特許文献１の方式でモータを駆動した場合の動作結果を示す図であり、交流電圧に対する直流電圧と直流電流との関係が示されている。
【００１６】
図５に示されるように、平滑コンデンサの容量が小さいため、直流電圧は電源電圧周波数の２倍の周期で大きなリプルが発生する。ここで、直流電流が負となる状態は、モータからの電気エネルギーがコンバータ回路のコンデンサに戻される回生状態であり、コンデンサの容量が極めて小さいと直流電圧はゼロ付近に落ち込まず跳ね上がる。
【００１７】
図６は、特許文献２のようにインバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１／１００程度の小容量のコンデンサを用いて、特許文献１の方式でモータを駆動し、特許文献３の方式で回転数補正を行った場合の動作結果を示す図であり、交流電圧に対する直流電圧と補正前回転数と補正後回転数との関係が示している。
【００１８】
図６に示されるように、特許文献３の方式を用いて回転数の補正を行なうと回生エネルギーにより跳ね上がった直流電圧検出値により回転数の補正を行なうことになり、補正後回転数は補正前回転数よりも大きくなる。しかしながら、この直流電圧が跳ね上がる期間（図６中の期間ＴＡ）に関しては、交流電源の電源電圧はゼロクロス付近であり、交流電源から入力可能な電力は小さくなるためモータを安定に駆動するためには、補正後回転数は補正前回転数よりも小さくしなければならない。このように特許文献３の方式では、回生エネルギーにより直流電圧が跳ね上がった場合に適切なモータの回転数の補正ができず、充分なモータ駆動の安定化が図れないという課題が発生する。
【００１９】
次に、図７を用いて、単相交流電源のゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて、モータの回転数を補正することでモータ駆動の安定化を図る特許文献４の方式の課題について説明する。
【００２０】
図７は、特許文献２のようにインバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１／１００程度の小容量のコンデンサを用いて、特許文献１の方式でモータを駆動し、特許文献４の方式で回転数補正を行った場合の動作結果を示す図であり、交流電圧に対するゼロクロス点検出信号と直流電圧と補正前回転数と補正後回転数との関係が示されている。
【００２１】
図７に示されるように、通常の直流電圧のピーク値が２８０Ｖの場合に、単相交流電源の交流電圧に変動が生じた場合、たとえば、図７の期間ＴＢから期間ＴＣへの変化のように直流電圧のピーク値が２８０Ｖから２００Ｖに低下した場合について説明する。特許文献４の方式では、ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて、直流電圧のピーク値が２８０Ｖであることを想定して予め設定された補正値を用いて回転数を補正する。期間ＴＢでは問題はないが、直流電圧のピーク値が小さくなる期間ＴＣではモータを安定に駆動するためには、補正後回転数を期間ＴＢの場合よりもより小さくする必要があるが、ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じた補正であるため期間ＴＢと同じ値となってしまう。このように特許文献４の方式を用いると電源電圧の変動が発生した場合に、適切なモータの回転数の補正ができず、充分なモータ駆動の安定化が図れないという課題が発生する。
【００２２】
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、直流電圧のリプルが大きく、かつ、モータからの回生が発生し直流電圧はゼロ付近に落ち込まず跳ね上がるような期間や単相交流電源に変動がある場合においても、安定性を確保した位置センサレスの正弦波通電が可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明のある局面に従うモータ制御装置は、単相交流電源を入力とする整流回路と、整流回路と接続され、整流回路で得られた直流電力を三相交流電力に変換し、接続されるモータを駆動するインバータと、インバータの母線間に接続される小容量のコンデンサと、インバータを制御する制御装置と、単相交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出回路とを備え、制御装置は、モータの回転数を設定する回転数設定手段と、モータの回転数を補正する第１の回転数補正手段と、第１の回転数補正手段とは異なる方式でモータの回転数を補正する第２の回転数補正手段と、ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて第１および第２の回転数補正手段の一方を選択する回転数補正選択手段とを含む。
【００２４】
好ましくは、第１の回転数補正手段は、ゼロクロス点検出回路のゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて、回転数設定手段により設定されるモータの回転数を補正する。
【００２５】
好ましくは、インバータに入力される直流電圧を検出する直流電圧検出回路を備え、第２の回転数補正手段は、直流電圧検出回路により検出された直流電圧に応じて、回転数設定手段により設定されるモータの回転数を補正する。
【００２６】
好ましくは、回転数補正選択手段は、モータの回生が発生し、直流電圧が跳ね上がると想定される期間において第１の回転数補正手段を選択する。
【００２７】
好ましくは、回転数補正選択手段は、前期第１の回転数補正手段を選択する期間よりも長い期間、第２の回転数補正手段を選択する。
【発明の効果】
【００２８】
単相交流電源の高力率化と、回路の小型軽量化を図れ、かつ、安定にモータを駆動でき、振動、騒音を低減し、効率の悪化も抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の実施の形態に従うモータ制御装置のブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態に従う交流電圧と回転数等との関係について説明する図である。
【図３】回転数補正率データテーブル１７の具体的な値を説明する図である。
【図４】従来の一般的なモータ制御装置の構成である。
【図５】特許文献２のようにインバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１/１００程度の小容量のコンデンサを用いて、特許文献１の方式でモータを駆動した場合の動作結果を示す図である。
【図６】特許文献２のようにインバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１/１００程度の小容量のコンデンサを用いて、特許文献１の方式でモータを駆動し、特許文献３の方式で回転数補正を行った場合の動作結果を示す図である。
【図７】特許文献２のようにインバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１/１００程度の小容量のコンデンサを用いて、特許文献１の方式でモータを駆動し、特許文献４の方式で回転数補正を行った場合の動作結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。以下の説明では、同一の部品には同一の符号を附してある。それらの名称および機能も同じである。したがって、それらについての詳細な説明は繰返さない。
【００３１】
図１は、本発明の実施の形態に従うモータ制御装置のブロック図である。
図１を参照して、本発明の実施の形態に従うモータ制御装置は、ステータに複数相（３相）のコイルとロータに永久磁石とを備えた同期モータ１と、インバータ２と、コンバータ回路３と、交流電源４と、電流センサ５と、モータ電流検出アンプ部６と、ゼロクロス点検出部３０と、第１の電圧センサ３１と、第２の電圧センサ３２とマイクロコンピュータであるコントローラ７とから構成されている。
【００３２】
同期モータ１は、インバータ２によって駆動され、インバータ２にはコンバータ回路３から交流電源４の交流電圧を直流に変換して与えられる。
【００３３】
具体的には、コンバータ回路３は、ダイオード全波整流回路３３と、母線間のコンデンサ３４を含む。このコンバータ回路３により、交流電源４の交流電圧が直流電圧に変換されてインバータ２に供給される。
【００３４】
電流センサ５は、モータコイル端子Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の中で特定相（図１ではＵ相）に流れるモータ電流ａを検出する。電流センサ５で検出されたモータ電流は、モータ電流検出アンプ部６に与えられる。
【００３５】
そして、モータ電流検出アンプ部６において、所定量増幅し、そして、オフセット加算したモータ電流信号ｂがコントローラ７に与えられる。
【００３６】
また、第１の電圧センサ３１は、交流電源４の電圧を検出する。第１の電圧センサ３１で検出された交流電圧は、ゼロクロス点検出部３０に与えられる。
【００３７】
そして、ゼロクロス点検出部３０は、第１の電圧センサ３１で検出された交流電圧をモニタリングして０Ｖを跨ぐ際にゼロクロス点信号を生成してコントローラ７に与える。
【００３８】
さらに、第２の電圧センサ３２は、コンバータ回路３からインバータ２に供給される直流電源の直流電圧を検出する。第２の電圧センサ３２で検出された直流電圧は、コントローラ７の直流電圧検出部１８に与えられる。
【００３９】
コントローラ７は、位相差検出部８と、目標位相差情報格納部９と、加算部１０と、ＰＩ演算部１１と、回転数設定部１２と、正弦波データテーブル１３と、正弦波データ作成部１４と、ＰＷＭ作成部１５と、第１の回転数補正部１６と、回転数補正率データテーブル１７と、直流電圧検出部１８と、第２の回転数補正部１９と、回転数補正選択部２０との各処理をソフト的に行なう。
【００４０】
位相差検出部８は、モータ電流検出アンプ部６から与えられたモータ電流信号を所定のタイミングでＡ／Ｄ変換して取り込み、２個所のモータ駆動電圧位相期間ごとにサンプリングした各電流サンプリングデータを積算してモータ電流信号面積とし、両モータ電流信号面積の面積比を位相差情報として出力する。
【００４１】
目標とする位相差情報は目標位相差情報格納部９に格納される。目標位相差情報と位相差情報との誤差データは加算部１０によって算出される。ＰＩ演算部１１は算出された誤差データに対して 比例誤差データおよび積分誤差データを算出してデューティ基準値を出力する。なお、加算部１０とＰＩ演算部１１とによって位相差制御部が構成される。
【００４２】
回転数設定部１２は、同期モータ１の目標とする回転数指令を設定し、正弦波データテーブル１３は所定のデータ個数のテーブルを含む。
【００４３】
回転数補正選択部２０は、ゼロクロス点検出部３０により生成されたゼロクロス点信号の立ち上がりエッジが発生した時点を０として、経過時間を計測し、回転数補正選択部２０により、ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて第１の回転数補正部１６あるいは第２の回転数補正部１９の一方を選択する。
【００４４】
回転数補正率データテーブル１７は、ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じた目標とする回転数に対する補正率データを格納したものである。回転数補正選択部２０により、第１の回転数補正部１６が選択されている場合、第１の回転数補正部１６は、回転数補正率データテーブル１７からゼロクロス点検出部３０により生成されたゼロクロス点信号の経過時間に応じた補正率データを抽出して、これを用いて回転数設定部１２により設定された回転数を補正して、補正後回転数を正弦波データ作成部１４に出力する。
【００４５】
回転数補正選択部２０により、第２の回転数補正部１９が選択されている場合、第２の回転数補正部１９は、直流電圧検出部１８でＡ／Ｄ変換により検出した直流電圧検出値に応じて回転数設定部１２により設定された補正前回転数を補正して、補正後回転数を正弦波データ作成部１４に出力する。
【００４６】
正弦波データ作成部１４は、第１の回転数補正部１６あるいは第２の回転数補正部１９から出力された補正後回転数と時間経過に従って正弦波データテーブル１３からモータコイル端子Ｕ，Ｖ，Ｗ各相に対応した正弦波データを読出すとともに、Ｕ相の正弦波データからＵ相のモータ駆動電圧位相情報ｃを出力する。
【００４７】
ＰＷＭ作成部１５は正弦波データとデューティ基準値とから各相ごとにインバータ２の駆動素子にＰＷＭ波形を出力する。
【００４８】
なお、電流センサ５はコイルとホール素子で構成されたいわゆる電流センサでもよく、カレントトランスでもよい。
【００４９】
また、本例においては、Ｕ相について検出する場合について説明するが、Ｖ相、あるいはＷ相でも良い。また、１相だけでなく各相のモータ電流を検出するとさらに高精度にすることができる。さらに、正弦波データの作成は正弦波データテーブル１３をもとに作成せずに、演算によって作成してもかまわない。
【００５０】
さらに、各構成要素８〜２０の構成要素はコントローラ７でソフト的に処理されるようにしたが、特にこれに限ることなく同様の処理をしていればハード構成で構成してもよい。
【００５１】
なお、モータの駆動波形は正弦波とした場合についての構成であるが、正弦波形にすることで滑らかなモータ電流の供給が可能となるために振動、騒音が少なくできる。しかしながら、これに限らず、モータロータの磁束に合せたモータ電流が得られるような駆動波形を通電すれば、より高効率な駆動が可能となる。
【００５２】
２個所のモータ駆動電圧位相期間で検出された２つのモータ電流信号面積は、位相差検出部８で面積比が計算され、この結果が位相差情報とされる。この位相差情報と目標位相差情報との誤差量に対してＰＩ演算部１１でＰＩ演算が行なわれ、ＰＷＭ作成部１５はその出力であるデューティ基準値と別途回転指令から求まる正弦波データとから、その都度の出力デューティ比を計算してＰＷＭ信号を作成し、インバータ２を介してモータコイルに印加することで同期モータ１が駆動される。
【００５３】
すなわち、モータ駆動電圧（出力デューティ）に対するモータ電流位相差を一定に制御するための位相差制御フィードバックループによって駆動電圧の大きさ（ＰＷＭデューティのデューティ幅）を決定し、同期モータ１を所望の回転数で回転させるために所望の周波数で出力される正弦波データによって回転数を決定する。これによって、所望の位相差，所望の回転数でモータを駆動・制御することができる。
【００５４】
なお、モータ起動時は各相に強制的に通電し、回転磁界を与えていき、強制励磁で行ない、通常駆動時に上記方式で制御を行なえばよい。
【００５５】
ここで、この発明の位相差制御によって同期モータが駆動・制御できることは特開２００１−１１２２８７号公報（特許文献１）に記載される通りである。
【００５６】
次に、図２及び図３を用いて、本実施の形態における回転数を補正する方式について説明する。
【００５７】
図２は、本発明の実施の形態に従う交流電圧と回転数等との関係について説明する図である。
【００５８】
図２（ａ）を参照して、ここでは、交流電圧波形が示されている。なお、交流電源４は２００Ｖ、周波数は５０Ｈｚである。モータの回転数指令値（補正前回転数）は２８００ｒｐｍとしている。
【００５９】
図２（ｂ）には、図２（ａ）の交流電圧波形に対するゼロクロス点信号が示されている。具体的には、ゼロクロス点検出部３０が交流電源４をモニタリングして交流電圧波形において、交流電圧が０を跨ぐゼロクロス点信号を出力する。
【００６０】
図２（ｃ）には、図２（ａ）の直流電圧波形が示されている。本例においてはコンデンサ３４の容量が極めて小さいため、直流電圧波形には交流電源の２倍の周波数１００Ｈｚのリプルが発生する。また、回生エネルギーにより直流電圧が跳ね上がる現象が発生している。
【００６１】
図２（ｄ）には、以下で説明する方式により第１の回転数補正部１６および第２の回転数補正部１９に従って回転数を補正した場合が実線で示されている。補正前回転数は、基準となる２８００ｒｐｍとして破線で示されている。
【００６２】
本実施の形態においては、回転数補正選択部２０は、このゼロクロス点信号の立ち上がりエッジが発生した時点を０（図２中の時間Ｔ０）として、この時点からの経過時間を計測する。さらに、回転数補正選択部２０は、この経過時間に応じて、時間Ｔ０から時間Ｔ１までの期間は第１の回転数補正部１６を選択し、時間Ｔ１から時間Ｔ２までの期間は第２の回転数補正部１９を選択し、さらに時間Ｔ２から次のゼロクロス点の検出までの期間は第１の回転数補正部１６を選択する。
【００６３】
図２では、第１の回転数補正部１６を選択する期間を実線矢印、第２の回転数補正部１９を選択する期間を破線矢印で示している。
【００６４】
まず、第１の回転数補正部１６での回転数補正方式について説明する。
図３は、回転数補正率データテーブル１７の具体的な値を説明する図である。
【００６５】
第１の回転数補正部１６は、回転数補正率データテーブル１７からゼロクロス点検出部３０により生成されたゼロクロス点信号の経過時間に応じた補正率データを抽出して、これを用いて回転数設定部１２により設定された回転数を補正して、補正後回転数を正弦波データ作成部１４に出力する。
【００６６】
なお、回転数補正率データテーブルの値は、モータが安定して駆動できる値を予め実験を行ない決定する。なお、当該値は一例であり、モータ特性および目標回転数等に応じて適宜変更することが可能である。以下の値等についても同様である。
【００６７】
例えば、補正前回転数が２８００ｒｐｍで、経過時間１．０ｍｓの場合は、図３より回転数補正率が−１６．３８％であるため、回転数補正値は、２８００ｒｐｍ×（−１６．３８％）≒−４５９ｒｐｍとなり、補正後回転数は、２８００ｒｐｍ−４５９ｒｐｍ＝２３４１ｒｐｍとなる。
【００６８】
次に、第２の回転数補正部１９での回転数補正方式について説明する。
第２の回転数補正部１９は、直流電圧検出部１８でＡ／Ｄ変換により検出した直流電圧検出値と基準直流電圧とにより、式（１）を用いて、回転数設定部１２により設定された補正前回転数を補正して、補正後回転数を正弦波データ作成部１４に出力する。
【００６９】
補正後回転数＝補正前回転数＋補正前回転数×（直流電圧検出値−基準直流電圧）／基準直流電圧×係数Ｋ・・・式（１）
例えば、補正前回転数が２８００ｒｐｍで、直流電圧検出値が２８０Ｖ、基準直流電圧が１７７Ｖ、係数Ｋが０．３１の場合は、２８００ｒｐｍ＋２８００ｒｐｍ×（２８０Ｖ−１７７Ｖ）／１７７Ｖ×０．３１≒３３０５ｒｐｍとなり、補正後回転数は３３０５ｒｐｍとなる。
【００７０】
なお、第１の回転数補正部１６を選択する期間は、モータの回生が発生し、直流電圧が跳ね上がると想定される期間であり、予め実験により確認し、時間Ｔ１及びＴ２を決定するものとする。モータの回生が発生し直流電圧が跳ね上がると想定される期間は、第１の回転数補正部１６を選択するため、補正後回転数は補正前回転数よりも小さくなり、適切なモータの回転数の補正ができ、充分なモータ駆動の安定化が図れる。
【００７１】
また、第１の回転数補正部１６を選択する期間は、特許文献４の方式と同様の交流電圧変動時の課題が残るが、第２の回転数補正部を選択する期間は交流電圧変動に対して適切な回転数の補正が可能である。そのため、第２の回転数補正部１９を選択する期間は、第１の回転数補正部１６を選択する期間よりも長い時間とすることで、よりモータ駆動の安定化が図れる。
【００７２】
上述の如く、本実施の形態に方式では、直流電圧のリプルが大きく、かつ、モータからの回生が発生し直流電圧はゼロ付近に落ち込まず跳ね上がるような期間や単相交流電源に変動がある場合においても、安定性を確保した位置センサレスの正弦波通電が可能であり、振動、騒音を低減し、効率の悪化も抑制できる。
【００７３】
また、インバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１／１００程度の小容量のコンデンサを用いることが可能となり、簡易な方式で、入力電流波形の改善と高力率化を実現することが可能である。
【００７４】
また、インバータの母線間に従来の平滑コンデンサの１／１００程度の小容量のコンデンサを用いることで、小型、軽量、低コストなモータ制御装置を実現することが可能である。
【００７５】
また、このモータ制御装置は、同期モータについて、ロータ位置センサを用いることなく駆動できるため、空気調和機や冷蔵庫などに搭載される圧縮機のモータ制御装置として使用することか可能である。
【００７６】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００７７】
１ モータ、２ インバータ、３ コンバータ回路、４ 交流電源、５ 電流センサ、６ モータ電流検出アンプ部、７ コントローラ、８ 位相差検出部、９ 目標位相差情報格納部、１０ 加算部、１１ ＰＩ演算部、１２ 回転数設定部、１３ 正弦波データテーブル、１４ 正弦波データ作成部、１５ ＰＷＭ作成部、１６ 第１の回転数補正部、１７ 回転数補正率データテーブル、１８ 直流電圧検出部、１９ 第２の回転数補正部、２０ 回転数補正選択部、３０ ゼロクロス点検出部、３１ 第１の電圧検出部、３２ 第２の電圧検出部、３３ 全波整流回路、３４ 小容量コンデンサ。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相交流電源を入力とする整流回路と、
前記整流回路と接続され、前記整流回路で得られた直流電力を三相交流電力に変換し、接続されるモータを駆動するインバータと、
前記インバータの母線間に接続される小容量のコンデンサと、
前記インバータを制御する制御装置と、
前記単相交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出回路とを備え、
前記制御装置は、
前記モータの回転数を設定する回転数設定手段と、
前記モータの回転数を補正する第１の回転数補正手段と、
前記第１の回転数補正手段とは異なる方式で前記モータの回転数を補正する第２の回転数補正手段と、
前記ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて前記第１および第２の回転数補正手段の一方を選択する回転数補正選択手段とを含む、モータ制御装置。
【請求項２】
前記第１の回転数補正手段は、前記ゼロクロス点検出回路の前記ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて、前記回転数設定手段により設定される前記モータの回転数を補正する、請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記インバータに入力される直流電圧を検出する直流電圧検出回路を備え、
前記第２の回転数補正手段は、前記直流電圧検出回路により検出された直流電圧に応じて、前記回転数設定手段により設定される前記モータの回転数を補正する、請求項１または２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記回転数補正選択手段は、前記モータの回生が発生し、直流電圧が跳ね上がると想定される期間において前記第１の回転数補正手段を選択する、請求項１〜３のいずれかに記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記回転数補正選択手段は、前期第１の回転数補正手段を選択する期間よりも長い期間、前記第２の回転数補正手段を選択する、請求項１〜４のいずれかに記載のモータ制御装置。
【請求項１】
単相交流電源を入力とする整流回路と、
前記整流回路と接続され、前記整流回路で得られた直流電力を三相交流電力に変換し、接続されるモータを駆動するインバータと、
前記インバータの母線間に接続される小容量のコンデンサと、
前記インバータを制御する制御装置と、
前記単相交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出回路とを備え、
前記制御装置は、
前記モータの回転数を設定する回転数設定手段と、
前記モータの回転数を補正する第１の回転数補正手段と、
前記第１の回転数補正手段とは異なる方式で前記モータの回転数を補正する第２の回転数補正手段と、
前記ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて前記第１および第２の回転数補正手段の一方を選択する回転数補正選択手段とを含む、モータ制御装置。
【請求項２】
前記第１の回転数補正手段は、前記ゼロクロス点検出回路の前記ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて、前記回転数設定手段により設定される前記モータの回転数を補正する、請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記インバータに入力される直流電圧を検出する直流電圧検出回路を備え、
前記第２の回転数補正手段は、前記直流電圧検出回路により検出された直流電圧に応じて、前記回転数設定手段により設定される前記モータの回転数を補正する、請求項１または２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記回転数補正選択手段は、前記モータの回生が発生し、直流電圧が跳ね上がると想定される期間において前記第１の回転数補正手段を選択する、請求項１〜３のいずれかに記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記回転数補正選択手段は、前期第１の回転数補正手段を選択する期間よりも長い期間、前記第２の回転数補正手段を選択する、請求項１〜４のいずれかに記載のモータ制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１３−７８２２１（Ｐ２０１３−７８２２１Ａ）
【公開日】平成２５年４月２５日（２０１３．４．２５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２１７２０８（Ｐ２０１１−２１７２０８）
【出願日】平成２３年９月３０日（２０１１．９．３０）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年４月２５日（２０１３．４．２５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年９月３０日（２０１１．９．３０）
【出願人】（０００００５０４９）シャープ株式会社 (33,933)
【Ｆターム（参考）】
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