同期モータ制御装置および制御方法
【課題】安価な構成で、モータ出力容量が大きく、かつ低振動、低騒音で同期モータを駆動する制御装置およびその制御方法を提供する。
【解決手段】同期モータを駆動するための可変電圧・可変周波数の３相交流電圧を出力する３相インバータと、それを制御するモータ制御手段と、を備えた同期モータ制御装置であって、さらに前記同期モータに含まれる５次高調波の含有率を設定する高調波設定回路を有し、前記モータ制御手段は、前記３相インバータの出力電圧演算部と、高調波含有率を検出し設定する高調波含有率設定部と、前記高調波含有率設定部で設定された高調波含有率と前記出力電圧とから５次高調波電圧指令を演算する高調波信号形成部と、前記出力電圧と前記５次高調波電圧指令とから５次高調波を重畳させた出力電圧指令を演算する信号波形成部と、前記出力電圧指令に従い前記３相インバータの駆動信号を生成する駆動信号形成部と、を備えた。
【解決手段】同期モータを駆動するための可変電圧・可変周波数の３相交流電圧を出力する３相インバータと、それを制御するモータ制御手段と、を備えた同期モータ制御装置であって、さらに前記同期モータに含まれる５次高調波の含有率を設定する高調波設定回路を有し、前記モータ制御手段は、前記３相インバータの出力電圧演算部と、高調波含有率を検出し設定する高調波含有率設定部と、前記高調波含有率設定部で設定された高調波含有率と前記出力電圧とから５次高調波電圧指令を演算する高調波信号形成部と、前記出力電圧と前記５次高調波電圧指令とから５次高調波を重畳させた出力電圧指令を演算する信号波形成部と、前記出力電圧指令に従い前記３相インバータの駆動信号を生成する駆動信号形成部と、を備えた。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、エアコンや給湯器などに用いられる同期モータの制御装置および制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、エアコンや給湯器などのファンモータは、広範囲の可変速制御や電力消費量の節約のため、同期モータが採用されており、これを低騒音、低振動駆動するために正弦波駆動することが行われている。
また、通常、ファンモータは、低騒音、低振動化のために、正弦波状の誘起電圧波形になるように設計されているが、モータ出力容量を大きくするために意図的に誘起電圧に高調波を重畳させることがある。
特許文献１において、電源電圧利用率を高めて、モータ最大出力を増やすために、モータの誘起電圧に含まれる高調波成分に関わらず、奇数の高次高調波を重畳する方法が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−２０３８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、モータを正弦波駆動のみで駆動する場合は、低騒音、低振動であるものの、モータ出力容量が不充分であるという課題がある。
また、特許文献１のようにモータの誘起電圧に含まれる高調波成分に関わらず、奇数次の高次高調波を重畳する方法は、最大出力は増加する利点はあるが、モータに見合った奇数次の高次高調波ではないため、トルク脈動が増加し、振動、騒音につながるという課題がある。
【０００５】
そこで、本発明はこのような問題点を解決するもので、その目的とするところは、モータ出力容量が大きく、かつ低振動、低騒音で同期モータを駆動する制御装置およびその制御方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
すなわち、同期モータを駆動するための可変電圧・可変周波数の３相交流電圧を出力する３相インバータと、前記３相インバータを制御するモータ制御手段と、を備えた同期モータ制御装置であって、さらに前記同期モータの誘起電圧に含まれる５次高調波の含有率を設定する高調波設定回路を有し、前記モータ制御手段は、前記３相インバータの出力電圧を演算する出力電圧演算部と、前記高調波設定回路で設定された高調波含有率を検出し設定する高調波含有率設定部と、前記高調波含有率設定部で設定された高調波含有率と前記出力電圧とから５次高調波電圧指令を演算する高調波信号形成部と、前記出力電圧と前記５次高調波電圧指令とから５次高調波を重畳させた出力電圧指令を演算する信号波形成部と、前記出力電圧指令に従い前記３相インバータの駆動信号を生成する駆動信号形成部と、を備えた。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、モータ出力容量が大きく、かつ低振動、低騒音で同期モータを駆動する制御装置およびその制御方法を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の第１実施形態である同期モータ制御装置２の構成と、この同期モータ制御装置２が備えられた同期モータ５との全体の構成を示すブロック図である。
【図２】５次高調波含有率とＡＤ入力電圧の関係を示す特性図である。
【図３】７次高調波含有率とＡＤ入力電圧の関係を示す特性図である。
【図４】各電圧指令の一例を示す波形図であり、（ａ）が各相電圧指令、（ｂ）が各線間電圧指令を示している。
【図５】Ｕ相電圧指令とＵ相５次高調波電圧指令の一例を示す波形図である。
【図６】Ｕ相電圧指令とＵ相７次高調波電圧指令の一例を示す波形図である。
【図７】高調波重畳後の各相電圧指令の一例を示す波形図である。
【図８】高調波重畳後の線間電圧指令の一例を示す波形図である。
【図９】本発明の第１実施形態の同期モータ制御装置の制御方法の処理フローを示すフローチャートである。
【図１０】ファンモータの線間電圧の誘起電圧実測波形の一例を示す波形図である。
【図１１】図１０のファンモータの周波数解析結果の一例を示す解析図である。
【図１２】Ｙ結線とΔ結線の結線を示す構成図であり、（ａ）がＹ結線、（ｂ）がΔ結線の構成を示している。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明を実施するための形態を、図面を参照して説明する。
【００１０】
(第１実施形態)
図１は、本発明の第１実施形態による同期モータの全体構成を示すブロック図である。この第１実施形態のモータ制御装置は、エアコンの室内機および室外機，給湯器、または空気清浄機などに用いられるファンモータの制御装置として、好適な構成をとっている。
【００１１】
＜同期モータ５の全体構成と直流電源１について＞
図１において、同期モータ５は、モータ制御装置（同期モータ制御装置）２とモータ巻線８を備えて構成される。
また、直流電源１は、モータ制御装置２に電力を供給する。例えば、約１４１［Ｖ］〜約４５０［Ｖ］の高圧電圧である。直流電源１の直流電力は、例えば、商用電源（不図示）からの交流電力を整流・平滑するコンバータ（不図示）や、バッテリ（不図示）から得られる。
この直流電源１の高圧電圧は、インバータ主回路３には直流正電位線１０１と直流負電位線１０２間から供給される。
【００１２】
＜モータ制御装置２の構成＞
モータ制御装置２は、インバータ主回路（３相インバータ）３とモータ制御手段４と高調波設定回路７と位置センサ９とゲート駆動回路１１を備えて構成される。
なお、モータ制御手段４と高調波設定回路７と位置センサ９とゲート駆動回路１１には、直流電源１の電力が、それぞれに適正な電圧に変換されて供給される。
【００１３】
＜インバータ主回路３について＞
インバータ主回路３は、直流電源１の直流電力を３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の交流電力に変換する。
インバータ主回路３は、直流電源１の直流正電位線１０１と直流負電位線１０２間に、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）用として、それぞれにＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）からなる２個のスイッチング素子（Ｔ１、Ｔ４）、（Ｔ２、Ｔ５）、（Ｔ３、Ｔ６）を、それぞれ直列接続して備えている。また、それらの直列接続点がそれぞれ３相交流の出力端子となっている。
【００１４】
より詳しくは、スイッチング素子Ｔ１がＵ相における上アームスイッチング素子（Ｕ相上アームスイッチング素子）であり、スイッチング素子Ｔ４がＵ相における下アームスイッチング素子（Ｕ相下アームスイッチング素子）であって、直流電源１の直流正電位線１０１と直流負電位線１０２間に直列に接続され、スイッチングアームを構成し、スイッチング素子Ｔ１とスイッチング素子Ｔ４の接続点がＵ相の交流出力端子となっている。
【００１５】
また、スイッチング素子Ｔ２がＶ相における上アームスイッチング素子（Ｖ相上アームスイッチング素子）であり、スイッチング素子Ｔ５がＶ相における下アームスイッチング素子（Ｖ相下アームスイッチング素子）であって、直流電源１の直流正電位線１０１と直流負電位線１０２間に直列に接続され、スイッチングアームを構成し、スイッチング素子Ｔ２とスイッチング素子Ｔ５の接続点がＶ相の交流出力端子となっている。
【００１６】
また、スイッチング素子Ｔ３がＷ相における上アームスイッチング素子（Ｗ相上アームスイッチング素子）であり、スイッチング素子Ｔ６がＷ相における下アームスイッチング素子（Ｗ相下アームスイッチング素子）であって、直流電源１の直流正電位線１０１と直流負電位線１０２間に直列に接続され、スイッチングアームを構成し、スイッチング素子Ｔ３とスイッチング素子Ｔ６の接続点がＷ相の交流出力端子となっている。
これらのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流出力端子がモータ巻線８にそれぞれ接続されている。
【００１７】
また、各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６は、それぞれ、逆並列に還流ダイオードＤ１〜Ｄ６を備えている。このとき、還流ダイオードＤ１〜Ｄ６は、それぞれ、Ｕ相上アーム還流ダイオードＤ１、Ｖ相上アーム還流ダイオードＤ２、Ｗ相上アーム還流ダイオードＤ３、Ｕ相下アーム還流ダイオードＤ４、Ｖ相下アーム還流ダイオードＤ５、Ｗ相下アーム還流ダイオードＤ６である。
【００１８】
このインバータ主回路３は、直流電源１から供給される電力と、ゲート駆動回路１１からのゲート駆動信号に基づき、可変電圧・可変周波数の３相交流電力（電圧）を作り、同期モータ５のモータ巻線８へ供給する。なお、図１におけるＶＵＭ、ＶＶＭ、ＶＷＭがインバータ主回路（３相インバータ）３のそれぞれＵ相インバータ出力、Ｖ相インバータ出力、Ｗ相インバータ出力となっている。
また、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のそれぞれのゲート駆動信号は、モータ制御手段４から出力された駆動信号に応じて形成される。
【００１９】
＜ゲート駆動回路１１について＞
ゲート駆動回路１１は、後記するモータ制御手段４からＰＷＭ（Pulse Width Modulation、パルス幅制御）の駆動信号を受けるが、このモータ制御手段４からの駆動信号の出力としての駆動能力は、インバータ主回路３のスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６を直接駆動するには、電圧においても出力インピーダンスにおいても不充分である。そこで、ゲート駆動回路１１で一旦、信号を受け、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６を駆動できる出力電圧と出力インピーダンスに変換してから、インバータ主回路３（スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のゲート駆動信号）にＰＷＭの駆動信号を供給する。
【００２０】
＜位置センサ９について＞
位置センサ９は磁極の位置を検出するものであり、同期モータ５のモータ巻線８に発生する誘起電圧と一定の位相関係をもつ位置センサ信号（ＶＨｕ、ＶＨｖ、ＶＨｗ）を、モータ制御手段４へ出力する。
位置センサ９には、例えば、低価格なホールＩＣなどが用いられる。また、ホールＩＣの替わりに、より低コストであるホール素子を用いる場合もある。なお、図１では、３個のホールＩＣを用いているが、位置センサは２個または１個でもよい。
【００２１】
＜高調波設定回路７について＞
高調波設定回路（高調波設定手段）７は、５次高調波設定回路７Ａと７次高調波設定回路７Ｂとを備えて構成されている。
５次高調波設定回路７Ａは、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵抗分割からなる出力信号を形成している。また、７次高調波設定回路７Ｂは、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の抵抗分割からなる出力信号を形成している。
５次高調波設定回路７Ａと７次高調波設定回路７Ｂのそれぞれの出力信号は、モータ制御手段４における高調波含有率設定部４２に供給されている。後記するように、高調波含有率設定部４２は、５次高調波設定回路７Ａと７次高調波設定回路７Ｂのそれぞれの出力信号を参照して、５次と７次の高調波の含有率を設定する。
【００２２】
＜モータ制御手段４について＞
次に、モータ制御手段４について説明する。
モータ制御手段４は、出力電圧演算部４１、高調波含有率設定部４２、高調波信号形成部４３、信号波形成部４４、駆動信号形成部４５、搬送波出力部４６と、を備えて構成されている。これらのモータ制御手段４を構成する各部（４１〜４６）の機能と動作については、後記する。
モータ制御手段４は、例えば、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと略す）、ディジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ：Digital Signal Processor）などにより実現できる。モータ制御手段４の動作については、次に、マイコンを用いた場合で説明する。
【００２３】
≪マイコンの処理内容≫
モータ制御手段４がマイコンで実現される場合において、出力電圧演算部４１は、位置センサ９から得られる位置センサ信号（ＶＨｕ〜ＶＨｗ）のデータを用いてモータの回転速度を演算する。
さらに、回転速度の演算結果から得られる速度検出値ωｒと、モータ制御手段４の外部から入力された速度指令情報Ｖｓｐから求めた速度指令値ω＊とが一致するように、速度制御に係る演算を行い、モータに出力する正弦波状の電圧および位相を演算する。
【００２４】
≪モータへの出力電圧と位相の演算≫
前記の演算式は、本発明の要部ではないため、概略のみを以下に説明する。なお、参考文献１（わかりやすい小形モータの技術、オーム社出版、株式会社日立製作所総合教育センタ技術研修所編）の内容を主として用いる。
モータへの出力電圧の大きさＶ１は、以下の数式の（１）式に与えられる。
Ｖ１＝{（Ｖｄ＊）２＋（Ｖｑ＊）２}１／２ ・・・・・・（１）
また、(１)のｄｑ軸電圧指令は、以下の数式の（２）、（３）式に与えられる。
Ｖｄ＊＝ｒ・Ｉｄ＊−ωｒ・Ｌ・Ｉｑ＊ ・・・・・・（２）
Ｖｑ＊＝ｒ・Ｉｑ＊＋ωｒ・Ｌ・Ｉｄ＊＋ωｒ・Ｋｅ ・・・・・・（３）
ここに、
Ｖｄ＊：ｄ軸電圧指令、Ｉｄ＊：ｄ軸電流指令、Ｖｑ＊：ｑ軸電圧指令、Ｉｑ＊：ｑ軸電流指令、ｒ：巻線抵抗、Ｌ：インダクタンス、Ｋｅ：発電定数、ωｒ：速度検出値、
である。
【００２５】
次に、モータへの出力電圧の位相は、下記の数式の（４）、（５）式に従い、求める。
θｕ＝δ＋π／２＋θd ・・・・・・（４）
ここに、
δ＝ｔａｎ-1（−Ｖｄ＊／Ｖｑ＊） ・・・・・・（５）
θd：ｄ軸位相
である。
次に、下記の数式の（６）、（７）、（８）式を用いて、各相電圧指令に変換する。
Ｖｕ＊＝Ｖ１×ｃｏｓθｕ ・・・・・・（６）
Ｖｖ＊＝Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ−２π／３） ・・・・・・（７）
Ｖｗ＊＝Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ＋２π／３） ・・・・・・（８）
【００２６】
なお、以上においては、モータを駆動する電圧や誘起電圧の基本波を、この分野の慣例にしたがって、「正弦（ｓｉｎ）波」と表現したが、数式の（６）、（７）、（８）式に示すように、時間や電気角の０に対して左右対称となる「余弦（ｃｏｓ）波」が、計算式においては、取り扱いが簡便である。したがって、以下の数式においても、「ｓｉｎ」ではなく「ｃｏｓ」で取り扱う。ただし、「正弦（ｓｉｎ）波」も「余弦（ｃｏｓ）波」も位相が９０度（π／２）異なるだけで、電気的、物理的には本質的な差異はない。
【００２７】
また、本実施形態では、位置センサ９から得られる速度情報に基づき、同期モータ５に出力する電圧および位相を演算したが、位置センサ９からの情報ではなく、モータの巻線電流の情報やインバータの入力電流の情報に基づき、モータへの出力電圧の大きさおよび位相を演算しても良い。
【００２８】
≪５次、７次の各相高調波電圧指令の演算≫
高調波含有率設定部４２は、図１に示す５次高調波設定回路７Ａおよび７次高調波設定回路７Ｂなどの安価な抵抗回路で設定した電圧を入力とし、モータ出力電圧の基本波に対する高調波含有率を、高調波信号形成部４３へ出力する。
なお、５次高調波設定回路７Ａは抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の直列回路を電源に挿入し、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点から抵抗分割された電圧を出力している。この出力電圧は、ＡＤ入力電圧として、高調波含有率設定部４２に入力されている。
また、７次高調波設定回路７Ｂは抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の直列回路を電源に挿入し、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の接続点から抵抗分割された電圧を出力している。この出力電圧は、ＡＤ入力電圧として、高調波含有率設定部４２に入力されている。
なお、前記したＡＤ入力電圧とは、マイコンのＡＤ端子（Ａ／Ｄ変換端子：アナログ-ディジタル変換端子）に入力する電圧である。
【００２９】
図２は、高調波含有率設定部４２の入力電圧（ＡＤ入力電圧）と、５次高調波含有率（Ｂｈ＿５）との関係の一例を示す特性図である。
図２において、横軸は高調波含有率設定部４２の入力電圧（ＡＤ入力電圧［Ｖ］）であり、０〜５Ｖの範囲である。また、縦軸は５次高調波含有率［％］のＢｈ＿５であり、±２０％の範囲である。
ＡＤ入力電圧が抵抗Ｒ１（図１）と抵抗Ｒ２（図１）の抵抗分割によって、中間の値である２．５Ｖの値をとるときは、５次高調波含有率（Ｂｈ＿５）が０％であって、５次高調波を含ませないように設定することに対応する。
【００３０】
また、抵抗Ｒ１（図１）と抵抗Ｒ２（図１）のそれぞれの抵抗値をＲ１、Ｒ２として、Ｒ２≧Ｒ１でＡＤ入力電圧がほぼ５Ｖの場合は、５次高調波含有率（Ｂｈ＿５）が約＋２０％とする。
また、Ｒ１≧Ｒ２でＡＤ入力電圧がほぼ０Ｖの場合は、５次高調波含有率（Ｂｈ＿５）が約−２０％とする。
以上によって、高調波含有率設定部４２における５次高調波含有率［％］のＢｈ＿５を調整する。
【００３１】
また、図３は、高調波含有率設定部４２の入力電圧（ＡＤ入力電圧）と、７次高調波含有率（Ｂｈ＿７）との関係の一例を示す特性図である。
図３において、横軸は高調波含有率設定部４２の入力電圧（ＡＤ入力電圧［Ｖ］）であり、０〜５Ｖの範囲である。また、縦軸は７次高調波含有率［％］のＢｈ＿７であり、±１０％の範囲である。
ＡＤ入力電圧が抵抗Ｒ３（図１）と抵抗Ｒ４（図１）の抵抗分割によって、中間の値である２．５Ｖの値をとるときは、７次高調波含有率（Ｂｈ＿７）が０％であって、７次高調波を含ませないように設定することに対応する。
【００３２】
また、抵抗Ｒ３（図１）と抵抗Ｒ４（図１）のそれぞれの抵抗値をＲ３、Ｒ４として、Ｒ４≧Ｒ３でＡＤ入力電圧がほぼ５Ｖの場合は、７次高調波含有率（Ｂｈ＿７）が約＋１０％とする。
また、Ｒ３≧Ｒ４でＡＤ入力電圧がほぼ０Ｖの場合は、７次高調波含有率（Ｂｈ＿７）が約−１０％とする。
以上によって、高調波含有率設定部４２における７次高調波含有率［％］のＢｈ＿７を調整する。
なお、図２におけるＢｈ＿５が±２０％であり、図３におけるＢｈ＿７が±１０％であることは、５次高調波の含有率よりも、さらに高次となる７次高調波の含有率が、一般的には、低下することに対応して設定している。
【００３３】
高調波信号形成部４３では、出力電圧演算部４１で算出した出力電圧の大きさＶ１とし、位相θｕと高調波含有率設定部４２で設定された５次高調波含有率（Ｂｈ＿５）と７次の高調波含有率（Ｂｈ＿７）を入力して、５次の各相高調波電圧指令（Ｖｕ＿５次＊、Ｖｖ＿５次＊、Ｖｗ＿５次＊）と、７次の各相高調波電圧指令（Ｖｕ＿７次＊、Ｖｖ＿７次＊、Ｖｗ＿７次＊）を、下記の数式の（９）〜（１４）式より算出する。
Ｖｕ＿５次＊＝Ｖ１×Ｂｈ＿５×ｃｏｓ（５×θｕ） ・・・・・・（９）
Ｖｖ＿５次＊＝Ｖ１×Ｂｈ＿５×ｃｏｓ（５×（θｕ−２π／３）） ・・（１０）
Ｖｗ＿５次＊＝Ｖ１×Ｂｈ＿５×ｃｏｓ（５×（θｕ＋２π／３）） ・・（１１）
Ｖｕ＿７次＊＝Ｖ１×Ｂｈ＿７×ｃｏｓ（７×θｕ） ・・・・・・（１２）
Ｖｖ＿７次＊＝Ｖ１×Ｂｈ＿７×ｃｏｓ（７×（θｕ−２π／３）） ・・（１３）
Ｖｗ＿７次＊＝Ｖ１×Ｂｈ＿７×ｃｏｓ（７×（θｕ＋２π／３）） ・・（１４）
【００３４】
≪高調波重畳後の各相電圧指令≫
信号波形成部４４は、出力電圧演算部４１で算出した各相電圧指令と、高調波信号形成部４３で算出した各相高調波電圧指令を入力とし、モータに出力する高調波重畳後の各相電圧指令を、下記の数式の（１５）〜（１７）式より求め、駆動信号形成部４５へ出力する。
Ｖｕ＊’＝Ｖｕ＊＋Ｖｕ＿５次＊＋Ｖｕ＿７次＊ ・・・・・・（１５）
Ｖｖ＊’＝Ｖｖ＊＋Ｖｖ＿５次＊＋Ｖｖ＿７次＊ ・・・・・・（１６）
Ｖｗ＊’＝Ｖｗ＊＋Ｖｗ＿５次＊＋Ｖｗ＿７次＊ ・・・・・・（１７）
【００３５】
ここで、一例として、図４から図８を参照して、出力電圧の大きさＶ１＝１０Ｖの場合の電圧指令を説明する。
図４は、出力電圧演算部４１の出力電圧指令の波形図であり、図４（ａ）は各相の電圧指令を示し、図４（ｂ）は各線間の電圧指令を示している。図４（ａ）、（ｂ）ともに、縦軸は電圧[Ｖ]、横軸は電気角［°］（度）を表している。
図４（ａ）において、出力電圧指令の３相の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）とも正弦波状の電圧指令（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）である。
また、図４（ｂ）において、出力電圧指令の３相の各線間(Ｕ−Ｖ、Ｖ−Ｗ、Ｗ−Ｕ)とも正弦波状の電圧指令（ＵＶ、ＶＷ、ＷＵ）である。
【００３６】
なお、図４に出力電圧指令の波形を示したときのモータの巻線は、Ｙ結線（モータ巻線８、図１、図１２（ａ））であるので、図４（ａ）における各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の電圧指令（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）の最大値が、約１０Ｖであるのに対し、図４（ｂ）における各線間(Ｕ−Ｖ、Ｖ−Ｗ、Ｗ−Ｕ)の電圧指令（ＵＶ、ＶＷ、ＷＵ）の最大値が、約１７．３Ｖとなっている。
これは、Ｙ結線の場合には、後記するように相電圧と線間電圧は異なり、線間電圧は二つの相のベクトル差となるので、最大値で比較すると（３）１／２倍（ルート３≒１．７３）の相違があることに対応している。
【００３７】
≪モータ巻線８の相電圧波形、線間電圧波形≫
次に、モータ巻線８の線間電圧に高調波を加える場合のモータ線間電圧波形を、図４〜図８を参照して説明する。
図５は、図４（ａ）の相電圧の基本波の電圧指令（Ｖｕ＊）に対し、５次高調波（Ｖｕ＿５次＊）を含有率Ｂｈ＿５として−４．６％を重畳する場合の、基本波と５次高調波の波形を示した図である。なお、重畳した後の波形は示していない。
なお、図５において、縦軸は電圧[Ｖ]、横軸は電気角［°］（度）を表している。
【００３８】
図６は、図４（ａ）の相電圧の基本波の電圧指令（Ｖｕ＊）に対し、７次高調波（Ｖｕ＿７次＊）を含有率Ｂｈ＿７として−０．３％を重畳する場合の、基本波と７次高調波の波形を示した図である。なお、重畳した後の波形は示していない。
なお、図６において、縦軸は電圧[Ｖ]、横軸は電気角［°］（度）を表している。
【００３９】
図７は、基本波の各相の電圧指令（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）と、５次および７次高調波電圧指令を加算した信号波形成部４４の出力である各相の電圧指令（Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’）を示す波形図である。なお、図７においては、５次高調波の含有率Ｂｈ＿５は−４．６％であり、７次高調波の含有率Ｂｈ＿７は−０．３％である。
なお、以上の例において、５次高調波の含有率Ｂｈ＿５と７次高調波の含有率Ｂｈ＿７は共に負（マイナス）値であったが、一般的には正値も負値も共にとりうる。
また、図５、図６ではＵ相の１相分しか示していないが、図７ではＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相分を示している。
なお、図７において、縦軸は電圧[Ｖ]、横軸は電気角［°］（度）を表している。
【００４０】
図８は、図７の各相電圧指令から線間電圧を算出した波形を示す波形図である。なお、前記したようにＹ結線における線間電圧は二つの相電圧のベクトル差となるので、図７に示された各相電圧指令（Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’）から、二つの相電圧のベクトル差として、図８の各線間電圧の電圧指令（ＵＶ’、ＶＷ’、ＷＵ’）が得られる。
図８の各線間電圧の電圧指令（ＵＶ’、ＶＷ’、ＷＵ’）は、図１０の実測のモータ線間電圧波形と略一致している。このように、モータの誘起電圧に合った電圧（相似の電圧波形）を印加することが特性上（効率、低騒音、低振動）において望ましく、本実施形態によって、可能となる。
なお、図１０については後記する。
また、図８において、縦軸は電圧[Ｖ]、横軸は電気角［°］（度）を表している。
【００４１】
≪ＰＷＭ信号形成≫
図１において、搬送波出力部４６は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を発生するための搬送波（三角波）を発生する。
駆動信号形成部４５では、各相の印加電圧指令Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’と搬送波との振幅レベルの比較を行い、インバータ主回路３（スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６）を駆動するための駆動信号（パルス幅制御信号、ＰＷＭ制御信号）を出力する。
なお、本部分（ＰＷＭ信号形成）は、本発明の要部ではないため、詳細な説明は省略する。
【００４２】
≪ソフト処理フローについて≫
モータ制御手段４を実現したマイコン内部のソフト処理のうち、本発明の実施形態の説明に必要な部分のフローをフローチャートにて説明する。
図９は、本発明の第１実施形態の同期モータ制御装置の制御方法の処理フローを示すフローチャートである。
【００４３】
まず、マイコンの電源を投入する（ステップＳ１１００）
【００４４】
次にマイコンの電源確立後、端子設定や変数初期化などの初期設定を行う（ステップＳ１１０１）。
【００４５】
次に、高調波含有率設定端子として割付られた５次と７次高調波設定用のマイコンのＡＤ端子（Ａ／Ｄ変換端子：アナログ-ディジタル変換端子）からＡＤ入力値の読込みを行う（ステップＳ１１０２）。
なお、この読込みは、１回でも構わないが、複数回読込むことが望ましい。これは読み込みの際のノイズの影響を回避するためである。
【００４６】
次に、ステップＳ１１０２で読み込んだＡＤ入力値に対し平均化処理を実施し、その値を用いて、５次と７次の高調波含有率を設定する（ステップＳ１１０３）。
【００４７】
次に、以上の電源投入後の処理（ステップＳ１１０１〜Ｓ１１０３）を終えた後、インバータ（インバータ主回路３、図１）停止状態へと移行する（ステップＳ１１０４）。
【００４８】
次に、インバータ起動条件が成立したか否かを判定する（ステップＳ１１０５）。
なお、インバータ起動条件としては、速度指令情報Ｖｓｐが規定値を超えた場合や、マイコンの特定端子の電位が条件を満たした場合などがある。ただし、このインバータ起動条件は、用途に応じて異なる。インバータ起動条件については、本発明の要部ではないため、詳細は省略する。
【００４９】
ステップＳ１１０５でインバータ起動条件が不成立（Ｎｏ）の場合は、インバータ停止処理（もしくはインバータ停止状態を継続）を実施する（ステップＳ１１０６）。
なお、ステップＳ１１０６では、スイッチング素子（Ｔ１〜Ｔ６）を全てＯＦＦ固定状態とする。また、本処理（ステップＳ１１０６）は、本発明の要部ではないため、詳細な説明は省略する。
【００５０】
また、ステップＳ１１０５でインバータ起動条件が成立（Ｙｅｓ）した場合は、ステップＳ１１０７の処理に移行する。
【００５１】
ステップＳ１１０７で出力電圧演算をする。つまり、速度指令情報Ｖｓｐや速度指令検出値などを用いて、数式で示す（１）〜（６）式の演算を行い、出力電圧の大きさＶ１、位相θｕ、各相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を算出する（ステップＳ１１０７）。
【００５２】
次に、高調波電圧指令演算を行う。つまり、ステップＳ１１０７で算出した出力電圧の大きさＶ１と、ステップＳ１１０３で設定した５次と７次の高調波含有率設定値Ｂｈ＿５、Ｂｈ＿７とを用いて、数式で示す（９）〜（１４）式の演算を行い、各相高調波電圧指令を算出する（ステップＳ１１０８）。
【００５３】
次に、高調波重畳後の出力電圧指令演算を行う。つまり、ステップＳ１１０７とステップＳ１１０８で求めた電圧指令値を加算し、高調波重畳後の各相電圧指令Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’を算出する（ステップＳ１１０９）。
【００５４】
次に、ＰＷＭ出力処理を行う。つまり、ステップＳ１１０９で算出した高調波重畳後の各相の印加電圧指令と搬送波とを比較し、インバータ主回路３を駆動する信号を形成する（ステップＳ１１１０）。
【００５５】
以降は、ステップＳ１１１０で得られた駆動信号（ＰＷＭ制御信号）によって、ゲート駆動回路１１を経て、インバータ主回路３を駆動する。
また、インバータ起動条件（用途によって異なる）を判定する必要のある状態に到ったときは、フローチャートのステップＳ１１００、もしくはステップＳ１１０５から前記ソフト処理フローにしたがって、演算処理が行われる。
【００５６】
なお、本処理フローのステップＳ１１０１〜ステップＳ１１０３において、電源投入後に１回のみ高調波含有率読込み、設定する処理フローとしているが、１回のみでなく、インバータ停止処理後に毎回読込み、設定しても良いし、またインバータ駆動中に読込み、設定しても良い。ただし、外来ノイズの影響を考慮すると、電源投入時、あるいはインバータ停止処理時に端子情報を読込み、設定することが望ましい。
【００５７】
（第１実施形態の補足）
以上、本発明の第１実施形態の高調波成分を重畳する方法について述べたが、この方法に係る事象について以下に補足して述べる。
＜ファンモータの線間電圧実測波形例＞
図１０は、ファンモータの線間電圧の誘起電圧実測波形の一例を示す波形図である。３相同期モータは３相の正弦波で動作するのが基本的な原理ではあるが、実際にはモータ（ファンモータ）の構造上の理由から、必ずしも理想的な正弦波で動作する訳ではない。構造的に不規則性や非対称性があれば、正弦波の基本波に対して、その高調波成分となって現れる。
図１０の誘起電圧実測波形例では、明らかに正確な正弦波形ではない。これは高調波成分が含まれて歪んだ波形例である。
【００５８】
＜誘起電圧実測波形例の周波数解析結果＞
図１１は、図１０に示した誘起電圧実測波形例の周波数解析（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）結果の解析図である。また、横軸は周波数［Ｈｚ］、縦軸は周波数成分の基本波に対する割合（百分率）［％］である。
図１１において、基本波は４７Ｈｚであり、この周波数で大きなピークを示しているが、それ以外の周波数も含まれていることが解る。その中で、５次高調波成分にあたる２３５Ｈｚに僅かなピークが観察され、ＦＦＴ結果で４．６％と算出されている。また、その他の高調波成分がさらに微小に含まれていることが観察されるが、７次高調波成分にあたる３２９Ｈｚは０．３％と算出されている。
なお、図１１のＦＦＴ結果では、基本波、５次高調波、７次高調波のみではなく、その他の周波数成分もある程度は含まれることが示されている。
【００５９】
以上のように、モータの線間電圧の誘起電圧波形は、それぞれのモータ固有の高調波成分を既に含んでいる。したがって、モータにさらに高調波成分を印加する場合には、それぞれのモータの特性を見極めることが重要である。
なお、前記した図７に示す基本波の各相の電圧指令（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）と、５次および７次高調波電圧指令を加算した信号波形成部４４の出力の各相電圧指令（Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’）を示す波形と、図１０のモータの線間電圧の誘起電圧実測波形とが、なるべく相似形であることが、電力効率や低騒音、低振動の観点からは望ましい。
【００６０】
＜高調波成分の望ましい重畳の仕方＞
以上、本発明の第１実施形態によれば、モータの誘起電圧波形に含まれる高調波成分をマイコン外部より設定し、モータに出力する電圧に前記高調波成分を重畳することで、モータの誘起電圧波形とモータへ出力する電圧波形が略一致し、トルク脈動の少ない、低騒音、低振動な同期モータを実現できる。
また、意図的にモータの誘起電圧に５次、７次高調波成分を重畳させ、モータ最大出力を増やしたモータに対しても、モータに見合った印加電圧波形とすることで、トルク脈動を抑えられるため、モータ出力容量を高めたモータを高電力効率、低騒音、低振動で駆動することができる。
【００６１】
(第２実施形態)
次に第２実施形態について説明する。
第２実施形態は、５次高調波と７次高調波のみならず、さらに９次、１１次などの高次の奇数次の高調波の演算を併せて備えるものである。
第１実施形態においては、モータの誘起電圧に印加する高調波成分を５次高調波と７次高調波について説明したが、高調波成分についてはこれらに限らない。
モータの最大出力を増やすという観点からは、正弦波（もしくは余弦波）よりも台形波により近い方が、大きなモータ出力が得られる。この観点からも、より台形波に近づけるために、５次、７次に加え、９次、１１次などの、高次の奇数次の高調波を重畳する方法がある。
したがって、第１実施形態の図１のモータ制御手段４における高調波含有率設定部４２、高調波信号形成部４３、信号波形成部４４においては、５次高調波と７次高調波のみ演算であったが、さらに９次、１１次などの高次の奇数次の高調波の演算を併せて備えるのが第２実施形態である。
【００６２】
また、モータの誘起電圧波形は、正弦波よりも台形波により近い方が、より大きなモータ出力が得られると述べたが、正弦波から台形波により近くなるにつれ、騒音、振動は大きくなる。
また、高調波を印加する前のモータの誘起電圧の実測波形においては、５次、７次の高調波成分のみならず、９次、１１次などの高次の奇数次の高調波も含まれているのが一般的であるので、それらのモータ特性に見合った９次、１１次などの、高次の奇数次の高調波を５次、７次に併せて重畳することにより、モータを低騒音、低振動とすることができる。
なお、以上において奇数次の高調波について述べたが、偶数次の高調波は、基本波の半周期（１８０度、π）における波形において、非対称性をもたらすこと、また、より大きな出力を得る台形波に近づかせるという目的にも合わないので、偶数次の高調波が使用されることは一般的にはない。
【００６３】
(第３実施形態)
次に第３実施形態について述べる。
第３実施形態は、モータの巻線（コイル）がΔ結線であって、その際に巻線に３次高調波を重畳させる演算と方法を備えるものである。
第１実施形態、第２実施形態においては、５次以上の奇数次の高調波を重畳される方法について述べたが、第３実施形態においては、モータの巻線がΔ結線であって、その際に巻線に３次高調波を重畳させる方法であり、以下に述べる。
【００６４】
第１実施形態において、図１に示したモータ巻線８は、３相が共通の接続点（共通接続点１２４、図１）を持つＹ結線であった。しかし、巻線の３相の各相を正三角形状に接続するΔ結線もモータには使用されることがある。このモータの巻線が３相のΔ結線をされる場合において、３次高調波を重畳させる方法について以下に示す。
【００６５】
＜Ｙ結線とΔ結線について＞
まず、簡単にＹ結線とΔ結線の構造（構成）について、図１２を参照して述べる。
図１２はＹ結線とΔ結線のそれぞれの結線を示す構成図であり、図１２（ａ）はＹ結線、図１２（ｂ）はΔ結線を示している。
図１２（ａ）は３相をＹ結線に接続した構成図である。巻線（コイル）１２５、１２６、１２７のそれぞれの一端の端子はそれぞれ端子１２１、１２２、１２３に接続され、巻線１２５、１２６、１２７のそれぞれの他端は、共通接続点１２４に共通に接続されている。巻線１２５、１２６、１２７には、それぞれ（２／３π、１２０度）ずつの位相が異なる相電圧が３相交流として印加、もしくは誘起される。
【００６６】
また、端子１２１、１２２、１２３において、端子１２１と端子１２２との間の線間電圧は巻線１２５と巻線１２６の相電圧のベクトル演算による差の電圧となる。
また、端子１２２と端子１２３との間の線間電圧は、巻線１２６と巻線１２７の相電圧のベクトル演算による差の電圧となる。
また、端子１２３と端子１２１との間の線間電圧は、巻線１２７と巻線１２５の相電圧のベクトル演算による差の電圧となる。
このように、図１２（ａ）に示したＹ結線においては、相電圧と線間電圧は異なる。
【００６７】
次に、図１２（ｂ）は３相をΔ結線に接続した構成図である。巻線１３５は端子１３１と端子１３２の間に接続されている。巻線１３６は端子１３２と端子１３３の間に接続されている。巻線１３７は端子１３３と端子１３１の間に接続されている。巻線１３５、１３６、１３７には、それぞれ（２／３π）ずつの位相が異なる相電圧が３相交流として印加、もしくは誘起される。
図１２（ｂ）におけるΔ結線では、巻線１３５、１３６、１３７のそれぞれの相電圧は、それぞれ端子１３１、１３２間、端子１３２、１３３間、端子１３３、１３１間の線間でもある。
このように、図１２（ｂ）に示したΔ結線においては、相電圧と線間電圧は等しい。
【００６８】
以上のＹ結線とΔ結線において、３次高調波を重畳させる場合の相違について以下に述べる。
まず、基本波の各相電圧をそれぞれＶｕ＃、Ｖｖ＃、Ｖｗ＃として、各相電圧を、下記の数式の（１８）〜（２０）式として、
Ｖｕ＃＝Ｖ１×ｃｏｓθｕ ・・・（１８）
Ｖｖ＃＝Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ−２π／３） ・・・（１９）
Ｖｗ＃＝Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ＋２π／３） ・・・（２０）
と表すと、それぞれに３次高調波を重畳させる場合は、次に示す通りとなる。
なお、ここではＹ結線とΔ結線の相違を示すことだけが目的であるので、基本波のＶ１、θｕは前記した定義（数式の（４）式）をそのまま準用するものとする。
【００６９】
ここで、３次高調波含有率を（Ｂｈ＿３）として、基本波の各相電圧にそれぞれ３次高調波（３θｕ）を重畳させた各相電圧を、それぞれ、Ｖｕ＃＃、Ｖｖ＃＃、Ｖｗ＃＃と表記すれば、各相電圧Ｖｕ＃＃、Ｖｖ＃＃、Ｖｗ＃＃は下記の数式の（２１Ａ）〜（２３Ａ）式となる。
Ｖｕ＃＃＝Ｖ１×ｃｏｓθｕ
＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３θｕ） ・・・（２１Ａ）
Ｖｖ＃＃＝Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ−２π／３）
＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３（θｕ−２π／３）） ・・・（２２Ａ）
Ｖｗ＃＃＝Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ＋２π／３）
＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３（θｕ＋２π／３）） ・・・（２３Ａ）
なお、ここで（２１Ａ）、（２２Ａ）、（２３Ａ）の各式は前記したように相電圧を意味する。
【００７０】
ここで、数式の（２１Ａ）、（２２Ａ）、（２３Ａ）式は次の（２１Ｂ）、（２２Ｂ）、（２３Ｂ）式のように変形できる。
Ｖｕ＃＃＝Ｖ１×ｃｏｓθｕ
＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３θｕ） ・・・（２１Ｂ）
Ｖｖ＃＃＝Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ−２π／３）
＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３θｕ） ・・・（２２Ｂ）
Ｖｗ＃＃＝Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ＋２π／３）
＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３θｕ） ・・・（２３Ｂ）
また、（２１Ｂ）、（２２Ｂ）、（２３Ｂ）式は余弦関数（ｃｏｓ）の周期性に基づいて変形しただけであるので、数式の各式（２１Ｂ）、（２２Ｂ）、（２３Ｂ）は相電圧を意味する。
【００７１】
≪Δ結線の場合≫
Δ結線の場合には相電圧と線間電圧は等しいので、数式の（２１Ｂ）、（２２Ｂ）、（２３Ｂ）式は、相電圧と同時に線間電圧でもある。そして、数式の（２１Ｂ）、（２２Ｂ）、（２３Ｂ）式は、基本波（θｕ）に３次高調波（３θｕ）が重畳していることを示している。
したがって、相電圧と線間電圧が等しいΔ結線においては、３次高調波を重畳させることは電気的にも実際の動作においても意味を持つことを示している。
【００７２】
≪Ｙ結線の場合≫
モータの巻線がＹ結線の場合には、相電圧に高調波を重畳し、線間電圧でモータは動作することになるので、数式の（２１Ｂ）、（２２Ｂ）、（２３Ｂ）式から３相の各線間電圧を導くと以下のようになる。
Ｕ−Ｖ間の線間電圧は、
Ｖｕ＃＃−Ｖｖ＃＃＝
［Ｖ１×ｃｏｓθｕ＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３θｕ）］
−［Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ−２π／３）＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３θｕ）］
＝Ｖ１×ｃｏｓθｕ−Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ−２π／３） ・・・（２４）
【００７３】
Ｖ−Ｗ間の線間電圧は、
Ｖｖ＃＃−Ｖｗ＃＃＝
［Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ−２π／３）＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３θｕ）］
−［Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ＋２π／３）＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３θｕ）］
＝Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ−２π／３）−Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ＋２π／３）
・・・（２５）
【００７４】
Ｗ−Ｕ間の線間電圧は、
Ｖｗ＃＃−Ｖｕ＃＃＝
［Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ＋２π／３）＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３θｕ）］
−［Ｖ１×ｃｏｓθｕ＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３θｕ）］
＝Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ＋２π／３）−Ｖ１×ｃｏｓθｕ ・・・（２６）
となる。
【００７５】
ここで、数式の各式（２４）、（２５）、（２６）からは３次高調波を表すｃｏｓ（３θｕ）の項が無い。これは相間で重畳した筈の３次高調波が線間では相殺されて消えてしまっていることを意味している。
これは、３相では一周期（２π、３６０度）を３等分した［０、（２／３）π、（４／３）π］、もしくは［−（２／３）π、０、（２／３）π］毎に各相を配置しており、このとき３次高調波においては、３×０＝０、３×（２／３）π＝２π、３×（４／３）π＝４π、からいずれの場合も一周期（２π）の整数倍となっている。したがって、余弦（ｃｏｓ）の性質から実質的に等しくなり、線間電圧を形成する過程で２つの相電圧を引き算した場合には、各相に印加した３次高調波が互いに相殺されてしまうからである。数式の各式（２４）、（２５）、（２６）からは３次高調波の項が無いのは、このことに起因する。
なお、５次、７次の高調波の場合には、３相の一周期（２π）の整数倍にはならないので、相殺（キャンセル）されない。
【００７６】
以上のように、第１実施形態と第２実施形態では、Ｙ結線を含むことを念頭においた方式であるので、３次高調波がＹ結線では重畳しても相殺されてしまうことを考慮して、重畳する高調波は５次以上の奇数の高調波とした。また、第１実施形態と第２実施形態のように、５次以上の奇数の高調波を重畳する方式は、Ｙ結線とΔ結線が共に使用できる方式である。
しかし、相電圧と線間電圧が等しいΔ結線においては、３次高調波も意味あるものとして使用できる。また、３の倍数であって奇数次の高調波である９次高調波や１５次高調波もΔ結線においては、有用となることがある。
【００７７】
（その他の実施形態）
以上において、第１〜第３実施形態について述べたが、以上の形態には必ずしも限定されない。
モータ制御手段４（図１）は、アナログ回路でもディジタル回路でも、またそれらが混載された回路でもよい。またハードによる手段でもソフトによる演算手段でもよい。また、前記したようにマイコン以外のＤＳＰ等による手段でもよい。
【００７８】
図１において、高調波設定回路（高調波設定手段）７が、モータ制御手段４の外部に備えられた場合を図示したが、モータ制御手段４の内部に備えられてもよい。
【００７９】
インバータ主回路３（図１）のスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６（図１）は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）で説明したが、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor、金属−酸化物−半導体電界効果型トランジスタ、絶縁ゲート電界効果型トランジスタ）や、ＢＪＴ（Bipolar Junction Transistor、バイポーラ接合型トランジスタ）、あるいは、他の適切なスイッチング素子を用いても良い。
【００８０】
また、以上において、５次以上の奇数の高調波による複数の回路による重畳について述べたが、これらは一般的には高次になるほど含有率は低くなるものの、必ずしも低次から順に使用する必要はない。また、複数の高調波を重畳する回路を用意したときにどの高調波を割り当てるかを選択する手段をハードまたはソフトの手段で備えてもよい。
【００８１】
また、第１実施形態と第２実施形態においては、３次の高調波を重畳することは前提としていなかったが、制御手段がソフトによって演算を選択できる場合には、３次の高調波についても重畳する制御手段にソフトで対応できる。
また、モータについてもΔ結線とＹ結線においては、演算過程は異なるが、ソフトでどちらにも対応、変更可能である。
このときには、Δ結線とＹ結線のモータをともに対象とし、かつ、３次以上の奇数次の高調波を重畳する複数の回路、手段を備えた同期モータ制御装置、および同期モータ制御装置となる。
【００８２】
また、以上は同期モータ制御装置として説明をしたが、同期モータ制御装置の制御方法としての説明も兼ねており、同期モータ制御装置の制御方法の実施形態でもある。
【００８３】
（本発明、本実施形態の補足）
従来から、モータの出力を高めるためにモータの高調波を重畳させる手法があったが、モータの特性に見合っていない、つまり、同期モータの誘起電圧波形に含まれる高調波成分を無視して、印加する方式であった。したがって、トルク脈動や振動、騒音が問題であった。
また、モータの誘起電圧波形は、正弦波よりも台形波により近い方が、より大きなモータ出力が得られると述べたが、正弦波から台形波により近くなるにつれ、騒音、振動は大きくなるという問題があった。
【００８４】
本実施形態においては、同期モータの誘起電圧に含まれる高調波成分を読み込み、その相似形となるように高調波を重畳する方式であるので、モータの誘起電圧波形とモータへ出力する電圧波形が略一致し、トルク脈動を抑え、低振動、低騒音でモータを駆動することが出来る。
また、意図的にモータの誘起電圧に５次、７次高調波成分を重畳させ、モータ最大出力を増やしたモータに対してもモータに見合った印加電圧波形とすることで、トルク脈動を抑えられるため、モータ出力容量を高めたモータを低騒音で駆動することができる。
また、Δ結線においては、３次以上の奇数次の高調波成分を併せて重畳させ、よりモータ出力容量を高めたモータを低騒音で駆動することができる。
また、その手法が安価かつ汎用性に優れた手法であるので適用範囲が広いという効果がある。
【符号の説明】
【００８５】
１ 直流電源
２ モータ制御装置（同期モータ制御装置）
３ インバータ主回路（３相インバータ）
４ モータ制御手段
５ 同期モータ
７ 高調波設定回路（高調波設定手段）
７Ａ ５次高調波設定回路
７Ｂ ７次高調波設定回路
８ モータ巻線
９ 位置センサ
１１ ゲート駆動回路
４１ 出力電圧演算部
４２ 高調波含有率設定部
４３ 高調波信号形成部
４４ 信号波形成部
４５ 駆動信号形成部
４６ 搬送波出力部
１０１ 直流正電位線
１０２ 直流負電位線
１２１、１２２、１２３、１３１、１３２、１３３ 端子
１２４ 共通接続点
１２５、１２６、１２７、１３５、１３６、１３７ 巻線（コイル）
Ｂｈ＿５ ５次高調波含有率
Ｂｈ＿７ ７次高調波含有率
Ｄ１ 還流ダイオード、Ｕ相上アーム還流ダイオード
Ｄ２ 還流ダイオード、Ｖ相上アーム還流ダイオード
Ｄ３ 還流ダイオード、Ｗ相上アーム還流ダイオード
Ｄ４ 還流ダイオード、Ｕ相下アーム還流ダイオード
Ｄ５ 還流ダイオード、Ｖ相下アーム還流ダイオード
Ｄ６ 還流ダイオード、Ｗ相下アーム還流ダイオード
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗、抵抗値
Ｓ１１００〜Ｓ１１１０ ステップ
Ｔ１ スイッチング素子、Ｕ相上アームスイッチング素子
Ｔ２ スイッチング素子、Ｖ相上アームスイッチング素子
Ｔ３ スイッチング素子、Ｗ相上アームスイッチング素子
Ｔ４ スイッチング素子、Ｕ相下アームスイッチング素子
Ｔ５ スイッチング素子、Ｖ相下アームスイッチング素子
Ｔ６ スイッチング素子、Ｗ相下アームスイッチング素子
ＶＨｕ Ｕ相位置センサ信号
ＶＨｖ Ｖ相位置センサ信号
ＶＨｗ Ｗ相位置センサ信号
Ｖｕ＊ Ｕ相電圧指令（基本波）
Ｖｖ＊ Ｖ相電圧指令（基本波）
Ｖｗ＊ Ｗ相電圧指令（基本波）
Ｖｕ＊’ 高調波重畳後のＵ相電圧指令
Ｖｖ＊’ 高調波重畳後のＶ相電圧指令
Ｖｗ＊’ 高調波重畳後のＷ相電圧指令
ＶＵＭ Ｕ相インバータ出力電圧
ＶＶＭ Ｖ相インバータ出力電圧
ＶＷＭ Ｗ相インバータ出力電圧
【技術分野】
【０００１】
本発明は、エアコンや給湯器などに用いられる同期モータの制御装置および制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、エアコンや給湯器などのファンモータは、広範囲の可変速制御や電力消費量の節約のため、同期モータが採用されており、これを低騒音、低振動駆動するために正弦波駆動することが行われている。
また、通常、ファンモータは、低騒音、低振動化のために、正弦波状の誘起電圧波形になるように設計されているが、モータ出力容量を大きくするために意図的に誘起電圧に高調波を重畳させることがある。
特許文献１において、電源電圧利用率を高めて、モータ最大出力を増やすために、モータの誘起電圧に含まれる高調波成分に関わらず、奇数の高次高調波を重畳する方法が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−２０３８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、モータを正弦波駆動のみで駆動する場合は、低騒音、低振動であるものの、モータ出力容量が不充分であるという課題がある。
また、特許文献１のようにモータの誘起電圧に含まれる高調波成分に関わらず、奇数次の高次高調波を重畳する方法は、最大出力は増加する利点はあるが、モータに見合った奇数次の高次高調波ではないため、トルク脈動が増加し、振動、騒音につながるという課題がある。
【０００５】
そこで、本発明はこのような問題点を解決するもので、その目的とするところは、モータ出力容量が大きく、かつ低振動、低騒音で同期モータを駆動する制御装置およびその制御方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
すなわち、同期モータを駆動するための可変電圧・可変周波数の３相交流電圧を出力する３相インバータと、前記３相インバータを制御するモータ制御手段と、を備えた同期モータ制御装置であって、さらに前記同期モータの誘起電圧に含まれる５次高調波の含有率を設定する高調波設定回路を有し、前記モータ制御手段は、前記３相インバータの出力電圧を演算する出力電圧演算部と、前記高調波設定回路で設定された高調波含有率を検出し設定する高調波含有率設定部と、前記高調波含有率設定部で設定された高調波含有率と前記出力電圧とから５次高調波電圧指令を演算する高調波信号形成部と、前記出力電圧と前記５次高調波電圧指令とから５次高調波を重畳させた出力電圧指令を演算する信号波形成部と、前記出力電圧指令に従い前記３相インバータの駆動信号を生成する駆動信号形成部と、を備えた。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、モータ出力容量が大きく、かつ低振動、低騒音で同期モータを駆動する制御装置およびその制御方法を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の第１実施形態である同期モータ制御装置２の構成と、この同期モータ制御装置２が備えられた同期モータ５との全体の構成を示すブロック図である。
【図２】５次高調波含有率とＡＤ入力電圧の関係を示す特性図である。
【図３】７次高調波含有率とＡＤ入力電圧の関係を示す特性図である。
【図４】各電圧指令の一例を示す波形図であり、（ａ）が各相電圧指令、（ｂ）が各線間電圧指令を示している。
【図５】Ｕ相電圧指令とＵ相５次高調波電圧指令の一例を示す波形図である。
【図６】Ｕ相電圧指令とＵ相７次高調波電圧指令の一例を示す波形図である。
【図７】高調波重畳後の各相電圧指令の一例を示す波形図である。
【図８】高調波重畳後の線間電圧指令の一例を示す波形図である。
【図９】本発明の第１実施形態の同期モータ制御装置の制御方法の処理フローを示すフローチャートである。
【図１０】ファンモータの線間電圧の誘起電圧実測波形の一例を示す波形図である。
【図１１】図１０のファンモータの周波数解析結果の一例を示す解析図である。
【図１２】Ｙ結線とΔ結線の結線を示す構成図であり、（ａ）がＹ結線、（ｂ）がΔ結線の構成を示している。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明を実施するための形態を、図面を参照して説明する。
【００１０】
(第１実施形態)
図１は、本発明の第１実施形態による同期モータの全体構成を示すブロック図である。この第１実施形態のモータ制御装置は、エアコンの室内機および室外機，給湯器、または空気清浄機などに用いられるファンモータの制御装置として、好適な構成をとっている。
【００１１】
＜同期モータ５の全体構成と直流電源１について＞
図１において、同期モータ５は、モータ制御装置（同期モータ制御装置）２とモータ巻線８を備えて構成される。
また、直流電源１は、モータ制御装置２に電力を供給する。例えば、約１４１［Ｖ］〜約４５０［Ｖ］の高圧電圧である。直流電源１の直流電力は、例えば、商用電源（不図示）からの交流電力を整流・平滑するコンバータ（不図示）や、バッテリ（不図示）から得られる。
この直流電源１の高圧電圧は、インバータ主回路３には直流正電位線１０１と直流負電位線１０２間から供給される。
【００１２】
＜モータ制御装置２の構成＞
モータ制御装置２は、インバータ主回路（３相インバータ）３とモータ制御手段４と高調波設定回路７と位置センサ９とゲート駆動回路１１を備えて構成される。
なお、モータ制御手段４と高調波設定回路７と位置センサ９とゲート駆動回路１１には、直流電源１の電力が、それぞれに適正な電圧に変換されて供給される。
【００１３】
＜インバータ主回路３について＞
インバータ主回路３は、直流電源１の直流電力を３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の交流電力に変換する。
インバータ主回路３は、直流電源１の直流正電位線１０１と直流負電位線１０２間に、各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）用として、それぞれにＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）からなる２個のスイッチング素子（Ｔ１、Ｔ４）、（Ｔ２、Ｔ５）、（Ｔ３、Ｔ６）を、それぞれ直列接続して備えている。また、それらの直列接続点がそれぞれ３相交流の出力端子となっている。
【００１４】
より詳しくは、スイッチング素子Ｔ１がＵ相における上アームスイッチング素子（Ｕ相上アームスイッチング素子）であり、スイッチング素子Ｔ４がＵ相における下アームスイッチング素子（Ｕ相下アームスイッチング素子）であって、直流電源１の直流正電位線１０１と直流負電位線１０２間に直列に接続され、スイッチングアームを構成し、スイッチング素子Ｔ１とスイッチング素子Ｔ４の接続点がＵ相の交流出力端子となっている。
【００１５】
また、スイッチング素子Ｔ２がＶ相における上アームスイッチング素子（Ｖ相上アームスイッチング素子）であり、スイッチング素子Ｔ５がＶ相における下アームスイッチング素子（Ｖ相下アームスイッチング素子）であって、直流電源１の直流正電位線１０１と直流負電位線１０２間に直列に接続され、スイッチングアームを構成し、スイッチング素子Ｔ２とスイッチング素子Ｔ５の接続点がＶ相の交流出力端子となっている。
【００１６】
また、スイッチング素子Ｔ３がＷ相における上アームスイッチング素子（Ｗ相上アームスイッチング素子）であり、スイッチング素子Ｔ６がＷ相における下アームスイッチング素子（Ｗ相下アームスイッチング素子）であって、直流電源１の直流正電位線１０１と直流負電位線１０２間に直列に接続され、スイッチングアームを構成し、スイッチング素子Ｔ３とスイッチング素子Ｔ６の接続点がＷ相の交流出力端子となっている。
これらのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流出力端子がモータ巻線８にそれぞれ接続されている。
【００１７】
また、各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６は、それぞれ、逆並列に還流ダイオードＤ１〜Ｄ６を備えている。このとき、還流ダイオードＤ１〜Ｄ６は、それぞれ、Ｕ相上アーム還流ダイオードＤ１、Ｖ相上アーム還流ダイオードＤ２、Ｗ相上アーム還流ダイオードＤ３、Ｕ相下アーム還流ダイオードＤ４、Ｖ相下アーム還流ダイオードＤ５、Ｗ相下アーム還流ダイオードＤ６である。
【００１８】
このインバータ主回路３は、直流電源１から供給される電力と、ゲート駆動回路１１からのゲート駆動信号に基づき、可変電圧・可変周波数の３相交流電力（電圧）を作り、同期モータ５のモータ巻線８へ供給する。なお、図１におけるＶＵＭ、ＶＶＭ、ＶＷＭがインバータ主回路（３相インバータ）３のそれぞれＵ相インバータ出力、Ｖ相インバータ出力、Ｗ相インバータ出力となっている。
また、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のそれぞれのゲート駆動信号は、モータ制御手段４から出力された駆動信号に応じて形成される。
【００１９】
＜ゲート駆動回路１１について＞
ゲート駆動回路１１は、後記するモータ制御手段４からＰＷＭ（Pulse Width Modulation、パルス幅制御）の駆動信号を受けるが、このモータ制御手段４からの駆動信号の出力としての駆動能力は、インバータ主回路３のスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６を直接駆動するには、電圧においても出力インピーダンスにおいても不充分である。そこで、ゲート駆動回路１１で一旦、信号を受け、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６を駆動できる出力電圧と出力インピーダンスに変換してから、インバータ主回路３（スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のゲート駆動信号）にＰＷＭの駆動信号を供給する。
【００２０】
＜位置センサ９について＞
位置センサ９は磁極の位置を検出するものであり、同期モータ５のモータ巻線８に発生する誘起電圧と一定の位相関係をもつ位置センサ信号（ＶＨｕ、ＶＨｖ、ＶＨｗ）を、モータ制御手段４へ出力する。
位置センサ９には、例えば、低価格なホールＩＣなどが用いられる。また、ホールＩＣの替わりに、より低コストであるホール素子を用いる場合もある。なお、図１では、３個のホールＩＣを用いているが、位置センサは２個または１個でもよい。
【００２１】
＜高調波設定回路７について＞
高調波設定回路（高調波設定手段）７は、５次高調波設定回路７Ａと７次高調波設定回路７Ｂとを備えて構成されている。
５次高調波設定回路７Ａは、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵抗分割からなる出力信号を形成している。また、７次高調波設定回路７Ｂは、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の抵抗分割からなる出力信号を形成している。
５次高調波設定回路７Ａと７次高調波設定回路７Ｂのそれぞれの出力信号は、モータ制御手段４における高調波含有率設定部４２に供給されている。後記するように、高調波含有率設定部４２は、５次高調波設定回路７Ａと７次高調波設定回路７Ｂのそれぞれの出力信号を参照して、５次と７次の高調波の含有率を設定する。
【００２２】
＜モータ制御手段４について＞
次に、モータ制御手段４について説明する。
モータ制御手段４は、出力電圧演算部４１、高調波含有率設定部４２、高調波信号形成部４３、信号波形成部４４、駆動信号形成部４５、搬送波出力部４６と、を備えて構成されている。これらのモータ制御手段４を構成する各部（４１〜４６）の機能と動作については、後記する。
モータ制御手段４は、例えば、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと略す）、ディジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ：Digital Signal Processor）などにより実現できる。モータ制御手段４の動作については、次に、マイコンを用いた場合で説明する。
【００２３】
≪マイコンの処理内容≫
モータ制御手段４がマイコンで実現される場合において、出力電圧演算部４１は、位置センサ９から得られる位置センサ信号（ＶＨｕ〜ＶＨｗ）のデータを用いてモータの回転速度を演算する。
さらに、回転速度の演算結果から得られる速度検出値ωｒと、モータ制御手段４の外部から入力された速度指令情報Ｖｓｐから求めた速度指令値ω＊とが一致するように、速度制御に係る演算を行い、モータに出力する正弦波状の電圧および位相を演算する。
【００２４】
≪モータへの出力電圧と位相の演算≫
前記の演算式は、本発明の要部ではないため、概略のみを以下に説明する。なお、参考文献１（わかりやすい小形モータの技術、オーム社出版、株式会社日立製作所総合教育センタ技術研修所編）の内容を主として用いる。
モータへの出力電圧の大きさＶ１は、以下の数式の（１）式に与えられる。
Ｖ１＝{（Ｖｄ＊）２＋（Ｖｑ＊）２}１／２ ・・・・・・（１）
また、(１)のｄｑ軸電圧指令は、以下の数式の（２）、（３）式に与えられる。
Ｖｄ＊＝ｒ・Ｉｄ＊−ωｒ・Ｌ・Ｉｑ＊ ・・・・・・（２）
Ｖｑ＊＝ｒ・Ｉｑ＊＋ωｒ・Ｌ・Ｉｄ＊＋ωｒ・Ｋｅ ・・・・・・（３）
ここに、
Ｖｄ＊：ｄ軸電圧指令、Ｉｄ＊：ｄ軸電流指令、Ｖｑ＊：ｑ軸電圧指令、Ｉｑ＊：ｑ軸電流指令、ｒ：巻線抵抗、Ｌ：インダクタンス、Ｋｅ：発電定数、ωｒ：速度検出値、
である。
【００２５】
次に、モータへの出力電圧の位相は、下記の数式の（４）、（５）式に従い、求める。
θｕ＝δ＋π／２＋θd ・・・・・・（４）
ここに、
δ＝ｔａｎ-1（−Ｖｄ＊／Ｖｑ＊） ・・・・・・（５）
θd：ｄ軸位相
である。
次に、下記の数式の（６）、（７）、（８）式を用いて、各相電圧指令に変換する。
Ｖｕ＊＝Ｖ１×ｃｏｓθｕ ・・・・・・（６）
Ｖｖ＊＝Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ−２π／３） ・・・・・・（７）
Ｖｗ＊＝Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ＋２π／３） ・・・・・・（８）
【００２６】
なお、以上においては、モータを駆動する電圧や誘起電圧の基本波を、この分野の慣例にしたがって、「正弦（ｓｉｎ）波」と表現したが、数式の（６）、（７）、（８）式に示すように、時間や電気角の０に対して左右対称となる「余弦（ｃｏｓ）波」が、計算式においては、取り扱いが簡便である。したがって、以下の数式においても、「ｓｉｎ」ではなく「ｃｏｓ」で取り扱う。ただし、「正弦（ｓｉｎ）波」も「余弦（ｃｏｓ）波」も位相が９０度（π／２）異なるだけで、電気的、物理的には本質的な差異はない。
【００２７】
また、本実施形態では、位置センサ９から得られる速度情報に基づき、同期モータ５に出力する電圧および位相を演算したが、位置センサ９からの情報ではなく、モータの巻線電流の情報やインバータの入力電流の情報に基づき、モータへの出力電圧の大きさおよび位相を演算しても良い。
【００２８】
≪５次、７次の各相高調波電圧指令の演算≫
高調波含有率設定部４２は、図１に示す５次高調波設定回路７Ａおよび７次高調波設定回路７Ｂなどの安価な抵抗回路で設定した電圧を入力とし、モータ出力電圧の基本波に対する高調波含有率を、高調波信号形成部４３へ出力する。
なお、５次高調波設定回路７Ａは抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の直列回路を電源に挿入し、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点から抵抗分割された電圧を出力している。この出力電圧は、ＡＤ入力電圧として、高調波含有率設定部４２に入力されている。
また、７次高調波設定回路７Ｂは抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の直列回路を電源に挿入し、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の接続点から抵抗分割された電圧を出力している。この出力電圧は、ＡＤ入力電圧として、高調波含有率設定部４２に入力されている。
なお、前記したＡＤ入力電圧とは、マイコンのＡＤ端子（Ａ／Ｄ変換端子：アナログ-ディジタル変換端子）に入力する電圧である。
【００２９】
図２は、高調波含有率設定部４２の入力電圧（ＡＤ入力電圧）と、５次高調波含有率（Ｂｈ＿５）との関係の一例を示す特性図である。
図２において、横軸は高調波含有率設定部４２の入力電圧（ＡＤ入力電圧［Ｖ］）であり、０〜５Ｖの範囲である。また、縦軸は５次高調波含有率［％］のＢｈ＿５であり、±２０％の範囲である。
ＡＤ入力電圧が抵抗Ｒ１（図１）と抵抗Ｒ２（図１）の抵抗分割によって、中間の値である２．５Ｖの値をとるときは、５次高調波含有率（Ｂｈ＿５）が０％であって、５次高調波を含ませないように設定することに対応する。
【００３０】
また、抵抗Ｒ１（図１）と抵抗Ｒ２（図１）のそれぞれの抵抗値をＲ１、Ｒ２として、Ｒ２≧Ｒ１でＡＤ入力電圧がほぼ５Ｖの場合は、５次高調波含有率（Ｂｈ＿５）が約＋２０％とする。
また、Ｒ１≧Ｒ２でＡＤ入力電圧がほぼ０Ｖの場合は、５次高調波含有率（Ｂｈ＿５）が約−２０％とする。
以上によって、高調波含有率設定部４２における５次高調波含有率［％］のＢｈ＿５を調整する。
【００３１】
また、図３は、高調波含有率設定部４２の入力電圧（ＡＤ入力電圧）と、７次高調波含有率（Ｂｈ＿７）との関係の一例を示す特性図である。
図３において、横軸は高調波含有率設定部４２の入力電圧（ＡＤ入力電圧［Ｖ］）であり、０〜５Ｖの範囲である。また、縦軸は７次高調波含有率［％］のＢｈ＿７であり、±１０％の範囲である。
ＡＤ入力電圧が抵抗Ｒ３（図１）と抵抗Ｒ４（図１）の抵抗分割によって、中間の値である２．５Ｖの値をとるときは、７次高調波含有率（Ｂｈ＿７）が０％であって、７次高調波を含ませないように設定することに対応する。
【００３２】
また、抵抗Ｒ３（図１）と抵抗Ｒ４（図１）のそれぞれの抵抗値をＲ３、Ｒ４として、Ｒ４≧Ｒ３でＡＤ入力電圧がほぼ５Ｖの場合は、７次高調波含有率（Ｂｈ＿７）が約＋１０％とする。
また、Ｒ３≧Ｒ４でＡＤ入力電圧がほぼ０Ｖの場合は、７次高調波含有率（Ｂｈ＿７）が約−１０％とする。
以上によって、高調波含有率設定部４２における７次高調波含有率［％］のＢｈ＿７を調整する。
なお、図２におけるＢｈ＿５が±２０％であり、図３におけるＢｈ＿７が±１０％であることは、５次高調波の含有率よりも、さらに高次となる７次高調波の含有率が、一般的には、低下することに対応して設定している。
【００３３】
高調波信号形成部４３では、出力電圧演算部４１で算出した出力電圧の大きさＶ１とし、位相θｕと高調波含有率設定部４２で設定された５次高調波含有率（Ｂｈ＿５）と７次の高調波含有率（Ｂｈ＿７）を入力して、５次の各相高調波電圧指令（Ｖｕ＿５次＊、Ｖｖ＿５次＊、Ｖｗ＿５次＊）と、７次の各相高調波電圧指令（Ｖｕ＿７次＊、Ｖｖ＿７次＊、Ｖｗ＿７次＊）を、下記の数式の（９）〜（１４）式より算出する。
Ｖｕ＿５次＊＝Ｖ１×Ｂｈ＿５×ｃｏｓ（５×θｕ） ・・・・・・（９）
Ｖｖ＿５次＊＝Ｖ１×Ｂｈ＿５×ｃｏｓ（５×（θｕ−２π／３）） ・・（１０）
Ｖｗ＿５次＊＝Ｖ１×Ｂｈ＿５×ｃｏｓ（５×（θｕ＋２π／３）） ・・（１１）
Ｖｕ＿７次＊＝Ｖ１×Ｂｈ＿７×ｃｏｓ（７×θｕ） ・・・・・・（１２）
Ｖｖ＿７次＊＝Ｖ１×Ｂｈ＿７×ｃｏｓ（７×（θｕ−２π／３）） ・・（１３）
Ｖｗ＿７次＊＝Ｖ１×Ｂｈ＿７×ｃｏｓ（７×（θｕ＋２π／３）） ・・（１４）
【００３４】
≪高調波重畳後の各相電圧指令≫
信号波形成部４４は、出力電圧演算部４１で算出した各相電圧指令と、高調波信号形成部４３で算出した各相高調波電圧指令を入力とし、モータに出力する高調波重畳後の各相電圧指令を、下記の数式の（１５）〜（１７）式より求め、駆動信号形成部４５へ出力する。
Ｖｕ＊’＝Ｖｕ＊＋Ｖｕ＿５次＊＋Ｖｕ＿７次＊ ・・・・・・（１５）
Ｖｖ＊’＝Ｖｖ＊＋Ｖｖ＿５次＊＋Ｖｖ＿７次＊ ・・・・・・（１６）
Ｖｗ＊’＝Ｖｗ＊＋Ｖｗ＿５次＊＋Ｖｗ＿７次＊ ・・・・・・（１７）
【００３５】
ここで、一例として、図４から図８を参照して、出力電圧の大きさＶ１＝１０Ｖの場合の電圧指令を説明する。
図４は、出力電圧演算部４１の出力電圧指令の波形図であり、図４（ａ）は各相の電圧指令を示し、図４（ｂ）は各線間の電圧指令を示している。図４（ａ）、（ｂ）ともに、縦軸は電圧[Ｖ]、横軸は電気角［°］（度）を表している。
図４（ａ）において、出力電圧指令の３相の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）とも正弦波状の電圧指令（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）である。
また、図４（ｂ）において、出力電圧指令の３相の各線間(Ｕ−Ｖ、Ｖ−Ｗ、Ｗ−Ｕ)とも正弦波状の電圧指令（ＵＶ、ＶＷ、ＷＵ）である。
【００３６】
なお、図４に出力電圧指令の波形を示したときのモータの巻線は、Ｙ結線（モータ巻線８、図１、図１２（ａ））であるので、図４（ａ）における各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の電圧指令（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）の最大値が、約１０Ｖであるのに対し、図４（ｂ）における各線間(Ｕ−Ｖ、Ｖ−Ｗ、Ｗ−Ｕ)の電圧指令（ＵＶ、ＶＷ、ＷＵ）の最大値が、約１７．３Ｖとなっている。
これは、Ｙ結線の場合には、後記するように相電圧と線間電圧は異なり、線間電圧は二つの相のベクトル差となるので、最大値で比較すると（３）１／２倍（ルート３≒１．７３）の相違があることに対応している。
【００３７】
≪モータ巻線８の相電圧波形、線間電圧波形≫
次に、モータ巻線８の線間電圧に高調波を加える場合のモータ線間電圧波形を、図４〜図８を参照して説明する。
図５は、図４（ａ）の相電圧の基本波の電圧指令（Ｖｕ＊）に対し、５次高調波（Ｖｕ＿５次＊）を含有率Ｂｈ＿５として−４．６％を重畳する場合の、基本波と５次高調波の波形を示した図である。なお、重畳した後の波形は示していない。
なお、図５において、縦軸は電圧[Ｖ]、横軸は電気角［°］（度）を表している。
【００３８】
図６は、図４（ａ）の相電圧の基本波の電圧指令（Ｖｕ＊）に対し、７次高調波（Ｖｕ＿７次＊）を含有率Ｂｈ＿７として−０．３％を重畳する場合の、基本波と７次高調波の波形を示した図である。なお、重畳した後の波形は示していない。
なお、図６において、縦軸は電圧[Ｖ]、横軸は電気角［°］（度）を表している。
【００３９】
図７は、基本波の各相の電圧指令（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）と、５次および７次高調波電圧指令を加算した信号波形成部４４の出力である各相の電圧指令（Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’）を示す波形図である。なお、図７においては、５次高調波の含有率Ｂｈ＿５は−４．６％であり、７次高調波の含有率Ｂｈ＿７は−０．３％である。
なお、以上の例において、５次高調波の含有率Ｂｈ＿５と７次高調波の含有率Ｂｈ＿７は共に負（マイナス）値であったが、一般的には正値も負値も共にとりうる。
また、図５、図６ではＵ相の１相分しか示していないが、図７ではＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相分を示している。
なお、図７において、縦軸は電圧[Ｖ]、横軸は電気角［°］（度）を表している。
【００４０】
図８は、図７の各相電圧指令から線間電圧を算出した波形を示す波形図である。なお、前記したようにＹ結線における線間電圧は二つの相電圧のベクトル差となるので、図７に示された各相電圧指令（Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’）から、二つの相電圧のベクトル差として、図８の各線間電圧の電圧指令（ＵＶ’、ＶＷ’、ＷＵ’）が得られる。
図８の各線間電圧の電圧指令（ＵＶ’、ＶＷ’、ＷＵ’）は、図１０の実測のモータ線間電圧波形と略一致している。このように、モータの誘起電圧に合った電圧（相似の電圧波形）を印加することが特性上（効率、低騒音、低振動）において望ましく、本実施形態によって、可能となる。
なお、図１０については後記する。
また、図８において、縦軸は電圧[Ｖ]、横軸は電気角［°］（度）を表している。
【００４１】
≪ＰＷＭ信号形成≫
図１において、搬送波出力部４６は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を発生するための搬送波（三角波）を発生する。
駆動信号形成部４５では、各相の印加電圧指令Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’と搬送波との振幅レベルの比較を行い、インバータ主回路３（スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６）を駆動するための駆動信号（パルス幅制御信号、ＰＷＭ制御信号）を出力する。
なお、本部分（ＰＷＭ信号形成）は、本発明の要部ではないため、詳細な説明は省略する。
【００４２】
≪ソフト処理フローについて≫
モータ制御手段４を実現したマイコン内部のソフト処理のうち、本発明の実施形態の説明に必要な部分のフローをフローチャートにて説明する。
図９は、本発明の第１実施形態の同期モータ制御装置の制御方法の処理フローを示すフローチャートである。
【００４３】
まず、マイコンの電源を投入する（ステップＳ１１００）
【００４４】
次にマイコンの電源確立後、端子設定や変数初期化などの初期設定を行う（ステップＳ１１０１）。
【００４５】
次に、高調波含有率設定端子として割付られた５次と７次高調波設定用のマイコンのＡＤ端子（Ａ／Ｄ変換端子：アナログ-ディジタル変換端子）からＡＤ入力値の読込みを行う（ステップＳ１１０２）。
なお、この読込みは、１回でも構わないが、複数回読込むことが望ましい。これは読み込みの際のノイズの影響を回避するためである。
【００４６】
次に、ステップＳ１１０２で読み込んだＡＤ入力値に対し平均化処理を実施し、その値を用いて、５次と７次の高調波含有率を設定する（ステップＳ１１０３）。
【００４７】
次に、以上の電源投入後の処理（ステップＳ１１０１〜Ｓ１１０３）を終えた後、インバータ（インバータ主回路３、図１）停止状態へと移行する（ステップＳ１１０４）。
【００４８】
次に、インバータ起動条件が成立したか否かを判定する（ステップＳ１１０５）。
なお、インバータ起動条件としては、速度指令情報Ｖｓｐが規定値を超えた場合や、マイコンの特定端子の電位が条件を満たした場合などがある。ただし、このインバータ起動条件は、用途に応じて異なる。インバータ起動条件については、本発明の要部ではないため、詳細は省略する。
【００４９】
ステップＳ１１０５でインバータ起動条件が不成立（Ｎｏ）の場合は、インバータ停止処理（もしくはインバータ停止状態を継続）を実施する（ステップＳ１１０６）。
なお、ステップＳ１１０６では、スイッチング素子（Ｔ１〜Ｔ６）を全てＯＦＦ固定状態とする。また、本処理（ステップＳ１１０６）は、本発明の要部ではないため、詳細な説明は省略する。
【００５０】
また、ステップＳ１１０５でインバータ起動条件が成立（Ｙｅｓ）した場合は、ステップＳ１１０７の処理に移行する。
【００５１】
ステップＳ１１０７で出力電圧演算をする。つまり、速度指令情報Ｖｓｐや速度指令検出値などを用いて、数式で示す（１）〜（６）式の演算を行い、出力電圧の大きさＶ１、位相θｕ、各相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を算出する（ステップＳ１１０７）。
【００５２】
次に、高調波電圧指令演算を行う。つまり、ステップＳ１１０７で算出した出力電圧の大きさＶ１と、ステップＳ１１０３で設定した５次と７次の高調波含有率設定値Ｂｈ＿５、Ｂｈ＿７とを用いて、数式で示す（９）〜（１４）式の演算を行い、各相高調波電圧指令を算出する（ステップＳ１１０８）。
【００５３】
次に、高調波重畳後の出力電圧指令演算を行う。つまり、ステップＳ１１０７とステップＳ１１０８で求めた電圧指令値を加算し、高調波重畳後の各相電圧指令Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’を算出する（ステップＳ１１０９）。
【００５４】
次に、ＰＷＭ出力処理を行う。つまり、ステップＳ１１０９で算出した高調波重畳後の各相の印加電圧指令と搬送波とを比較し、インバータ主回路３を駆動する信号を形成する（ステップＳ１１１０）。
【００５５】
以降は、ステップＳ１１１０で得られた駆動信号（ＰＷＭ制御信号）によって、ゲート駆動回路１１を経て、インバータ主回路３を駆動する。
また、インバータ起動条件（用途によって異なる）を判定する必要のある状態に到ったときは、フローチャートのステップＳ１１００、もしくはステップＳ１１０５から前記ソフト処理フローにしたがって、演算処理が行われる。
【００５６】
なお、本処理フローのステップＳ１１０１〜ステップＳ１１０３において、電源投入後に１回のみ高調波含有率読込み、設定する処理フローとしているが、１回のみでなく、インバータ停止処理後に毎回読込み、設定しても良いし、またインバータ駆動中に読込み、設定しても良い。ただし、外来ノイズの影響を考慮すると、電源投入時、あるいはインバータ停止処理時に端子情報を読込み、設定することが望ましい。
【００５７】
（第１実施形態の補足）
以上、本発明の第１実施形態の高調波成分を重畳する方法について述べたが、この方法に係る事象について以下に補足して述べる。
＜ファンモータの線間電圧実測波形例＞
図１０は、ファンモータの線間電圧の誘起電圧実測波形の一例を示す波形図である。３相同期モータは３相の正弦波で動作するのが基本的な原理ではあるが、実際にはモータ（ファンモータ）の構造上の理由から、必ずしも理想的な正弦波で動作する訳ではない。構造的に不規則性や非対称性があれば、正弦波の基本波に対して、その高調波成分となって現れる。
図１０の誘起電圧実測波形例では、明らかに正確な正弦波形ではない。これは高調波成分が含まれて歪んだ波形例である。
【００５８】
＜誘起電圧実測波形例の周波数解析結果＞
図１１は、図１０に示した誘起電圧実測波形例の周波数解析（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）結果の解析図である。また、横軸は周波数［Ｈｚ］、縦軸は周波数成分の基本波に対する割合（百分率）［％］である。
図１１において、基本波は４７Ｈｚであり、この周波数で大きなピークを示しているが、それ以外の周波数も含まれていることが解る。その中で、５次高調波成分にあたる２３５Ｈｚに僅かなピークが観察され、ＦＦＴ結果で４．６％と算出されている。また、その他の高調波成分がさらに微小に含まれていることが観察されるが、７次高調波成分にあたる３２９Ｈｚは０．３％と算出されている。
なお、図１１のＦＦＴ結果では、基本波、５次高調波、７次高調波のみではなく、その他の周波数成分もある程度は含まれることが示されている。
【００５９】
以上のように、モータの線間電圧の誘起電圧波形は、それぞれのモータ固有の高調波成分を既に含んでいる。したがって、モータにさらに高調波成分を印加する場合には、それぞれのモータの特性を見極めることが重要である。
なお、前記した図７に示す基本波の各相の電圧指令（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）と、５次および７次高調波電圧指令を加算した信号波形成部４４の出力の各相電圧指令（Ｖｕ＊’、Ｖｖ＊’、Ｖｗ＊’）を示す波形と、図１０のモータの線間電圧の誘起電圧実測波形とが、なるべく相似形であることが、電力効率や低騒音、低振動の観点からは望ましい。
【００６０】
＜高調波成分の望ましい重畳の仕方＞
以上、本発明の第１実施形態によれば、モータの誘起電圧波形に含まれる高調波成分をマイコン外部より設定し、モータに出力する電圧に前記高調波成分を重畳することで、モータの誘起電圧波形とモータへ出力する電圧波形が略一致し、トルク脈動の少ない、低騒音、低振動な同期モータを実現できる。
また、意図的にモータの誘起電圧に５次、７次高調波成分を重畳させ、モータ最大出力を増やしたモータに対しても、モータに見合った印加電圧波形とすることで、トルク脈動を抑えられるため、モータ出力容量を高めたモータを高電力効率、低騒音、低振動で駆動することができる。
【００６１】
(第２実施形態)
次に第２実施形態について説明する。
第２実施形態は、５次高調波と７次高調波のみならず、さらに９次、１１次などの高次の奇数次の高調波の演算を併せて備えるものである。
第１実施形態においては、モータの誘起電圧に印加する高調波成分を５次高調波と７次高調波について説明したが、高調波成分についてはこれらに限らない。
モータの最大出力を増やすという観点からは、正弦波（もしくは余弦波）よりも台形波により近い方が、大きなモータ出力が得られる。この観点からも、より台形波に近づけるために、５次、７次に加え、９次、１１次などの、高次の奇数次の高調波を重畳する方法がある。
したがって、第１実施形態の図１のモータ制御手段４における高調波含有率設定部４２、高調波信号形成部４３、信号波形成部４４においては、５次高調波と７次高調波のみ演算であったが、さらに９次、１１次などの高次の奇数次の高調波の演算を併せて備えるのが第２実施形態である。
【００６２】
また、モータの誘起電圧波形は、正弦波よりも台形波により近い方が、より大きなモータ出力が得られると述べたが、正弦波から台形波により近くなるにつれ、騒音、振動は大きくなる。
また、高調波を印加する前のモータの誘起電圧の実測波形においては、５次、７次の高調波成分のみならず、９次、１１次などの高次の奇数次の高調波も含まれているのが一般的であるので、それらのモータ特性に見合った９次、１１次などの、高次の奇数次の高調波を５次、７次に併せて重畳することにより、モータを低騒音、低振動とすることができる。
なお、以上において奇数次の高調波について述べたが、偶数次の高調波は、基本波の半周期（１８０度、π）における波形において、非対称性をもたらすこと、また、より大きな出力を得る台形波に近づかせるという目的にも合わないので、偶数次の高調波が使用されることは一般的にはない。
【００６３】
(第３実施形態)
次に第３実施形態について述べる。
第３実施形態は、モータの巻線（コイル）がΔ結線であって、その際に巻線に３次高調波を重畳させる演算と方法を備えるものである。
第１実施形態、第２実施形態においては、５次以上の奇数次の高調波を重畳される方法について述べたが、第３実施形態においては、モータの巻線がΔ結線であって、その際に巻線に３次高調波を重畳させる方法であり、以下に述べる。
【００６４】
第１実施形態において、図１に示したモータ巻線８は、３相が共通の接続点（共通接続点１２４、図１）を持つＹ結線であった。しかし、巻線の３相の各相を正三角形状に接続するΔ結線もモータには使用されることがある。このモータの巻線が３相のΔ結線をされる場合において、３次高調波を重畳させる方法について以下に示す。
【００６５】
＜Ｙ結線とΔ結線について＞
まず、簡単にＹ結線とΔ結線の構造（構成）について、図１２を参照して述べる。
図１２はＹ結線とΔ結線のそれぞれの結線を示す構成図であり、図１２（ａ）はＹ結線、図１２（ｂ）はΔ結線を示している。
図１２（ａ）は３相をＹ結線に接続した構成図である。巻線（コイル）１２５、１２６、１２７のそれぞれの一端の端子はそれぞれ端子１２１、１２２、１２３に接続され、巻線１２５、１２６、１２７のそれぞれの他端は、共通接続点１２４に共通に接続されている。巻線１２５、１２６、１２７には、それぞれ（２／３π、１２０度）ずつの位相が異なる相電圧が３相交流として印加、もしくは誘起される。
【００６６】
また、端子１２１、１２２、１２３において、端子１２１と端子１２２との間の線間電圧は巻線１２５と巻線１２６の相電圧のベクトル演算による差の電圧となる。
また、端子１２２と端子１２３との間の線間電圧は、巻線１２６と巻線１２７の相電圧のベクトル演算による差の電圧となる。
また、端子１２３と端子１２１との間の線間電圧は、巻線１２７と巻線１２５の相電圧のベクトル演算による差の電圧となる。
このように、図１２（ａ）に示したＹ結線においては、相電圧と線間電圧は異なる。
【００６７】
次に、図１２（ｂ）は３相をΔ結線に接続した構成図である。巻線１３５は端子１３１と端子１３２の間に接続されている。巻線１３６は端子１３２と端子１３３の間に接続されている。巻線１３７は端子１３３と端子１３１の間に接続されている。巻線１３５、１３６、１３７には、それぞれ（２／３π）ずつの位相が異なる相電圧が３相交流として印加、もしくは誘起される。
図１２（ｂ）におけるΔ結線では、巻線１３５、１３６、１３７のそれぞれの相電圧は、それぞれ端子１３１、１３２間、端子１３２、１３３間、端子１３３、１３１間の線間でもある。
このように、図１２（ｂ）に示したΔ結線においては、相電圧と線間電圧は等しい。
【００６８】
以上のＹ結線とΔ結線において、３次高調波を重畳させる場合の相違について以下に述べる。
まず、基本波の各相電圧をそれぞれＶｕ＃、Ｖｖ＃、Ｖｗ＃として、各相電圧を、下記の数式の（１８）〜（２０）式として、
Ｖｕ＃＝Ｖ１×ｃｏｓθｕ ・・・（１８）
Ｖｖ＃＝Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ−２π／３） ・・・（１９）
Ｖｗ＃＝Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ＋２π／３） ・・・（２０）
と表すと、それぞれに３次高調波を重畳させる場合は、次に示す通りとなる。
なお、ここではＹ結線とΔ結線の相違を示すことだけが目的であるので、基本波のＶ１、θｕは前記した定義（数式の（４）式）をそのまま準用するものとする。
【００６９】
ここで、３次高調波含有率を（Ｂｈ＿３）として、基本波の各相電圧にそれぞれ３次高調波（３θｕ）を重畳させた各相電圧を、それぞれ、Ｖｕ＃＃、Ｖｖ＃＃、Ｖｗ＃＃と表記すれば、各相電圧Ｖｕ＃＃、Ｖｖ＃＃、Ｖｗ＃＃は下記の数式の（２１Ａ）〜（２３Ａ）式となる。
Ｖｕ＃＃＝Ｖ１×ｃｏｓθｕ
＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３θｕ） ・・・（２１Ａ）
Ｖｖ＃＃＝Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ−２π／３）
＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３（θｕ−２π／３）） ・・・（２２Ａ）
Ｖｗ＃＃＝Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ＋２π／３）
＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３（θｕ＋２π／３）） ・・・（２３Ａ）
なお、ここで（２１Ａ）、（２２Ａ）、（２３Ａ）の各式は前記したように相電圧を意味する。
【００７０】
ここで、数式の（２１Ａ）、（２２Ａ）、（２３Ａ）式は次の（２１Ｂ）、（２２Ｂ）、（２３Ｂ）式のように変形できる。
Ｖｕ＃＃＝Ｖ１×ｃｏｓθｕ
＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３θｕ） ・・・（２１Ｂ）
Ｖｖ＃＃＝Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ−２π／３）
＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３θｕ） ・・・（２２Ｂ）
Ｖｗ＃＃＝Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ＋２π／３）
＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３θｕ） ・・・（２３Ｂ）
また、（２１Ｂ）、（２２Ｂ）、（２３Ｂ）式は余弦関数（ｃｏｓ）の周期性に基づいて変形しただけであるので、数式の各式（２１Ｂ）、（２２Ｂ）、（２３Ｂ）は相電圧を意味する。
【００７１】
≪Δ結線の場合≫
Δ結線の場合には相電圧と線間電圧は等しいので、数式の（２１Ｂ）、（２２Ｂ）、（２３Ｂ）式は、相電圧と同時に線間電圧でもある。そして、数式の（２１Ｂ）、（２２Ｂ）、（２３Ｂ）式は、基本波（θｕ）に３次高調波（３θｕ）が重畳していることを示している。
したがって、相電圧と線間電圧が等しいΔ結線においては、３次高調波を重畳させることは電気的にも実際の動作においても意味を持つことを示している。
【００７２】
≪Ｙ結線の場合≫
モータの巻線がＹ結線の場合には、相電圧に高調波を重畳し、線間電圧でモータは動作することになるので、数式の（２１Ｂ）、（２２Ｂ）、（２３Ｂ）式から３相の各線間電圧を導くと以下のようになる。
Ｕ−Ｖ間の線間電圧は、
Ｖｕ＃＃−Ｖｖ＃＃＝
［Ｖ１×ｃｏｓθｕ＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３θｕ）］
−［Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ−２π／３）＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３θｕ）］
＝Ｖ１×ｃｏｓθｕ−Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ−２π／３） ・・・（２４）
【００７３】
Ｖ−Ｗ間の線間電圧は、
Ｖｖ＃＃−Ｖｗ＃＃＝
［Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ−２π／３）＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３θｕ）］
−［Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ＋２π／３）＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３θｕ）］
＝Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ−２π／３）−Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ＋２π／３）
・・・（２５）
【００７４】
Ｗ−Ｕ間の線間電圧は、
Ｖｗ＃＃−Ｖｕ＃＃＝
［Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ＋２π／３）＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３θｕ）］
−［Ｖ１×ｃｏｓθｕ＋Ｖ１×Ｂｈ＿３×ｃｏｓ（３θｕ）］
＝Ｖ１×ｃｏｓ（θｕ＋２π／３）−Ｖ１×ｃｏｓθｕ ・・・（２６）
となる。
【００７５】
ここで、数式の各式（２４）、（２５）、（２６）からは３次高調波を表すｃｏｓ（３θｕ）の項が無い。これは相間で重畳した筈の３次高調波が線間では相殺されて消えてしまっていることを意味している。
これは、３相では一周期（２π、３６０度）を３等分した［０、（２／３）π、（４／３）π］、もしくは［−（２／３）π、０、（２／３）π］毎に各相を配置しており、このとき３次高調波においては、３×０＝０、３×（２／３）π＝２π、３×（４／３）π＝４π、からいずれの場合も一周期（２π）の整数倍となっている。したがって、余弦（ｃｏｓ）の性質から実質的に等しくなり、線間電圧を形成する過程で２つの相電圧を引き算した場合には、各相に印加した３次高調波が互いに相殺されてしまうからである。数式の各式（２４）、（２５）、（２６）からは３次高調波の項が無いのは、このことに起因する。
なお、５次、７次の高調波の場合には、３相の一周期（２π）の整数倍にはならないので、相殺（キャンセル）されない。
【００７６】
以上のように、第１実施形態と第２実施形態では、Ｙ結線を含むことを念頭においた方式であるので、３次高調波がＹ結線では重畳しても相殺されてしまうことを考慮して、重畳する高調波は５次以上の奇数の高調波とした。また、第１実施形態と第２実施形態のように、５次以上の奇数の高調波を重畳する方式は、Ｙ結線とΔ結線が共に使用できる方式である。
しかし、相電圧と線間電圧が等しいΔ結線においては、３次高調波も意味あるものとして使用できる。また、３の倍数であって奇数次の高調波である９次高調波や１５次高調波もΔ結線においては、有用となることがある。
【００７７】
（その他の実施形態）
以上において、第１〜第３実施形態について述べたが、以上の形態には必ずしも限定されない。
モータ制御手段４（図１）は、アナログ回路でもディジタル回路でも、またそれらが混載された回路でもよい。またハードによる手段でもソフトによる演算手段でもよい。また、前記したようにマイコン以外のＤＳＰ等による手段でもよい。
【００７８】
図１において、高調波設定回路（高調波設定手段）７が、モータ制御手段４の外部に備えられた場合を図示したが、モータ制御手段４の内部に備えられてもよい。
【００７９】
インバータ主回路３（図１）のスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６（図１）は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）で説明したが、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor、金属−酸化物−半導体電界効果型トランジスタ、絶縁ゲート電界効果型トランジスタ）や、ＢＪＴ（Bipolar Junction Transistor、バイポーラ接合型トランジスタ）、あるいは、他の適切なスイッチング素子を用いても良い。
【００８０】
また、以上において、５次以上の奇数の高調波による複数の回路による重畳について述べたが、これらは一般的には高次になるほど含有率は低くなるものの、必ずしも低次から順に使用する必要はない。また、複数の高調波を重畳する回路を用意したときにどの高調波を割り当てるかを選択する手段をハードまたはソフトの手段で備えてもよい。
【００８１】
また、第１実施形態と第２実施形態においては、３次の高調波を重畳することは前提としていなかったが、制御手段がソフトによって演算を選択できる場合には、３次の高調波についても重畳する制御手段にソフトで対応できる。
また、モータについてもΔ結線とＹ結線においては、演算過程は異なるが、ソフトでどちらにも対応、変更可能である。
このときには、Δ結線とＹ結線のモータをともに対象とし、かつ、３次以上の奇数次の高調波を重畳する複数の回路、手段を備えた同期モータ制御装置、および同期モータ制御装置となる。
【００８２】
また、以上は同期モータ制御装置として説明をしたが、同期モータ制御装置の制御方法としての説明も兼ねており、同期モータ制御装置の制御方法の実施形態でもある。
【００８３】
（本発明、本実施形態の補足）
従来から、モータの出力を高めるためにモータの高調波を重畳させる手法があったが、モータの特性に見合っていない、つまり、同期モータの誘起電圧波形に含まれる高調波成分を無視して、印加する方式であった。したがって、トルク脈動や振動、騒音が問題であった。
また、モータの誘起電圧波形は、正弦波よりも台形波により近い方が、より大きなモータ出力が得られると述べたが、正弦波から台形波により近くなるにつれ、騒音、振動は大きくなるという問題があった。
【００８４】
本実施形態においては、同期モータの誘起電圧に含まれる高調波成分を読み込み、その相似形となるように高調波を重畳する方式であるので、モータの誘起電圧波形とモータへ出力する電圧波形が略一致し、トルク脈動を抑え、低振動、低騒音でモータを駆動することが出来る。
また、意図的にモータの誘起電圧に５次、７次高調波成分を重畳させ、モータ最大出力を増やしたモータに対してもモータに見合った印加電圧波形とすることで、トルク脈動を抑えられるため、モータ出力容量を高めたモータを低騒音で駆動することができる。
また、Δ結線においては、３次以上の奇数次の高調波成分を併せて重畳させ、よりモータ出力容量を高めたモータを低騒音で駆動することができる。
また、その手法が安価かつ汎用性に優れた手法であるので適用範囲が広いという効果がある。
【符号の説明】
【００８５】
１ 直流電源
２ モータ制御装置（同期モータ制御装置）
３ インバータ主回路（３相インバータ）
４ モータ制御手段
５ 同期モータ
７ 高調波設定回路（高調波設定手段）
７Ａ ５次高調波設定回路
７Ｂ ７次高調波設定回路
８ モータ巻線
９ 位置センサ
１１ ゲート駆動回路
４１ 出力電圧演算部
４２ 高調波含有率設定部
４３ 高調波信号形成部
４４ 信号波形成部
４５ 駆動信号形成部
４６ 搬送波出力部
１０１ 直流正電位線
１０２ 直流負電位線
１２１、１２２、１２３、１３１、１３２、１３３ 端子
１２４ 共通接続点
１２５、１２６、１２７、１３５、１３６、１３７ 巻線（コイル）
Ｂｈ＿５ ５次高調波含有率
Ｂｈ＿７ ７次高調波含有率
Ｄ１ 還流ダイオード、Ｕ相上アーム還流ダイオード
Ｄ２ 還流ダイオード、Ｖ相上アーム還流ダイオード
Ｄ３ 還流ダイオード、Ｗ相上アーム還流ダイオード
Ｄ４ 還流ダイオード、Ｕ相下アーム還流ダイオード
Ｄ５ 還流ダイオード、Ｖ相下アーム還流ダイオード
Ｄ６ 還流ダイオード、Ｗ相下アーム還流ダイオード
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗、抵抗値
Ｓ１１００〜Ｓ１１１０ ステップ
Ｔ１ スイッチング素子、Ｕ相上アームスイッチング素子
Ｔ２ スイッチング素子、Ｖ相上アームスイッチング素子
Ｔ３ スイッチング素子、Ｗ相上アームスイッチング素子
Ｔ４ スイッチング素子、Ｕ相下アームスイッチング素子
Ｔ５ スイッチング素子、Ｖ相下アームスイッチング素子
Ｔ６ スイッチング素子、Ｗ相下アームスイッチング素子
ＶＨｕ Ｕ相位置センサ信号
ＶＨｖ Ｖ相位置センサ信号
ＶＨｗ Ｗ相位置センサ信号
Ｖｕ＊ Ｕ相電圧指令（基本波）
Ｖｖ＊ Ｖ相電圧指令（基本波）
Ｖｗ＊ Ｗ相電圧指令（基本波）
Ｖｕ＊’ 高調波重畳後のＵ相電圧指令
Ｖｖ＊’ 高調波重畳後のＶ相電圧指令
Ｖｗ＊’ 高調波重畳後のＷ相電圧指令
ＶＵＭ Ｕ相インバータ出力電圧
ＶＶＭ Ｖ相インバータ出力電圧
ＶＷＭ Ｗ相インバータ出力電圧
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期モータを駆動するための可変電圧・可変周波数の３相交流電圧を出力する３相インバータと、前記３相インバータを制御するモータ制御手段と、を備えた同期モータ制御装置であって、
さらに前記同期モータの誘起電圧に含まれる５次高調波の含有率を設定する高調波設定回路を有し、
前記モータ制御手段は、
前記３相インバータの出力電圧を演算する出力電圧演算部と、
前記高調波設定回路で設定された高調波含有率を検出し設定する高調波含有率設定部と、
前記高調波含有率設定部で設定された高調波含有率と前記出力電圧とから５次高調波電圧指令を演算する高調波信号形成部と、
前記出力電圧と前記５次高調波電圧指令とから５次高調波を重畳させた出力電圧指令を演算する信号波形成部と、
前記出力電圧指令に従い前記３相インバータの駆動信号を生成する駆動信号形成部と、
を備えたことを特徴とする同期モータ制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の同期モータ制御装置において、
前記高調波設定回路は、５次高調波とともに７次高調波以上の高調波の含有率を設定する回路を２回路以上備えたことを特徴とした同期モータ制御装置。
【請求項３】
Δ結線の同期モータを駆動するための可変電圧・可変周波数の３相交流電圧を出力する３相インバータと、前記３相インバータを制御するモータ制御手段と、を備えた同期モータ制御装置であって、
さらに前記同期モータの誘起電圧に含まれる３次高調波の含有率を設定する高調波設定回路を有し、
前記モータ制御手段は、
前記３相インバータの出力電圧を演算する出力電圧演算部と、
前記高調波設定回路で設定された高調波含有率を検出し設定する高調波含有率設定部と、
前記高調波含有率設定部で設定された高調波含有率と前記出力電圧とから３次高調波電圧指令を演算する高調波信号形成部と、
前記出力電圧と前記３次高調波電圧指令とから３次高調波を重畳させた出力電圧指令を演算する信号波形成部と、
前記出力電圧指令に従い前記３相インバータの駆動信号を生成する駆動信号形成部と、
を備えたことを特徴とする同期モータ制御装置。
【請求項４】
同期モータを駆動するための可変電圧・可変周波数の３相交流電圧を出力する３相インバータと、前記３相インバータを制御するモータ制御手段と、を備えた同期モータ制御装置の制御方法であって、
さらに前記同期モータの誘起電圧に含まれる５次高調波の含有率を設定する高調波設定手段を有し、
前記モータ制御手段は、
前記３相インバータの出力電圧を演算する出力電圧演算部と、
前記高調波設定手段で設定された高調波含有率を検出し設定する高調波含有率設定部と、
前記高調波含有率設定部で設定された高調波含有率と前記出力電圧とから５次高調波電圧指令を演算する高調波信号形成部と、
前記出力電圧と前記５次高調波電圧指令とから５次高調波を重畳させた出力電圧指令を演算する信号波形成部と、
前記出力電圧指令に従い前記３相インバータの駆動信号を生成する駆動信号形成部と、
を備えたことを特徴とする同期モータ制御装置の制御方法。
【請求項５】
請求項４に記載の同期モータ制御装置の制御方法において、
端子設定や変数初期化などの初期設定を行うステップと、
高調波含有率設定端子として割り付けられた５次以上の奇数次高調波設定用端子の読み込みを行うステップと、
読み込んだ入力値に対し平均化処理を実施し、その値を用いて、５次以上の奇数次高調波の高調波含有率を設定するステップと、
インバータ起動条件が成立したか否かを判定するステップと、
入力情報に基づき出力電圧の大きさ、位相、各相電圧指令の出力電圧を演算するステップと、
前記出力電圧の大きさと前記高調波含有率の設定値を用いて、各相高調波電圧指令を演算するステップと、
前記各相電圧指令と前記各相高調波電圧指令とを加算し、高調波重畳後の各相電圧指令を演算するステップと、
算出した前記高調波重畳後の各相電圧指令の印加電圧指令と搬送波を比較し、前記３相インバータ主回路を駆動する信号を形成するステップと、
を備えたことを特徴とする同期モータ制御装置の制御方法。
【請求項１】
同期モータを駆動するための可変電圧・可変周波数の３相交流電圧を出力する３相インバータと、前記３相インバータを制御するモータ制御手段と、を備えた同期モータ制御装置であって、
さらに前記同期モータの誘起電圧に含まれる５次高調波の含有率を設定する高調波設定回路を有し、
前記モータ制御手段は、
前記３相インバータの出力電圧を演算する出力電圧演算部と、
前記高調波設定回路で設定された高調波含有率を検出し設定する高調波含有率設定部と、
前記高調波含有率設定部で設定された高調波含有率と前記出力電圧とから５次高調波電圧指令を演算する高調波信号形成部と、
前記出力電圧と前記５次高調波電圧指令とから５次高調波を重畳させた出力電圧指令を演算する信号波形成部と、
前記出力電圧指令に従い前記３相インバータの駆動信号を生成する駆動信号形成部と、
を備えたことを特徴とする同期モータ制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の同期モータ制御装置において、
前記高調波設定回路は、５次高調波とともに７次高調波以上の高調波の含有率を設定する回路を２回路以上備えたことを特徴とした同期モータ制御装置。
【請求項３】
Δ結線の同期モータを駆動するための可変電圧・可変周波数の３相交流電圧を出力する３相インバータと、前記３相インバータを制御するモータ制御手段と、を備えた同期モータ制御装置であって、
さらに前記同期モータの誘起電圧に含まれる３次高調波の含有率を設定する高調波設定回路を有し、
前記モータ制御手段は、
前記３相インバータの出力電圧を演算する出力電圧演算部と、
前記高調波設定回路で設定された高調波含有率を検出し設定する高調波含有率設定部と、
前記高調波含有率設定部で設定された高調波含有率と前記出力電圧とから３次高調波電圧指令を演算する高調波信号形成部と、
前記出力電圧と前記３次高調波電圧指令とから３次高調波を重畳させた出力電圧指令を演算する信号波形成部と、
前記出力電圧指令に従い前記３相インバータの駆動信号を生成する駆動信号形成部と、
を備えたことを特徴とする同期モータ制御装置。
【請求項４】
同期モータを駆動するための可変電圧・可変周波数の３相交流電圧を出力する３相インバータと、前記３相インバータを制御するモータ制御手段と、を備えた同期モータ制御装置の制御方法であって、
さらに前記同期モータの誘起電圧に含まれる５次高調波の含有率を設定する高調波設定手段を有し、
前記モータ制御手段は、
前記３相インバータの出力電圧を演算する出力電圧演算部と、
前記高調波設定手段で設定された高調波含有率を検出し設定する高調波含有率設定部と、
前記高調波含有率設定部で設定された高調波含有率と前記出力電圧とから５次高調波電圧指令を演算する高調波信号形成部と、
前記出力電圧と前記５次高調波電圧指令とから５次高調波を重畳させた出力電圧指令を演算する信号波形成部と、
前記出力電圧指令に従い前記３相インバータの駆動信号を生成する駆動信号形成部と、
を備えたことを特徴とする同期モータ制御装置の制御方法。
【請求項５】
請求項４に記載の同期モータ制御装置の制御方法において、
端子設定や変数初期化などの初期設定を行うステップと、
高調波含有率設定端子として割り付けられた５次以上の奇数次高調波設定用端子の読み込みを行うステップと、
読み込んだ入力値に対し平均化処理を実施し、その値を用いて、５次以上の奇数次高調波の高調波含有率を設定するステップと、
インバータ起動条件が成立したか否かを判定するステップと、
入力情報に基づき出力電圧の大きさ、位相、各相電圧指令の出力電圧を演算するステップと、
前記出力電圧の大きさと前記高調波含有率の設定値を用いて、各相高調波電圧指令を演算するステップと、
前記各相電圧指令と前記各相高調波電圧指令とを加算し、高調波重畳後の各相電圧指令を演算するステップと、
算出した前記高調波重畳後の各相電圧指令の印加電圧指令と搬送波を比較し、前記３相インバータ主回路を駆動する信号を形成するステップと、
を備えたことを特徴とする同期モータ制御装置の制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１２】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１２】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１２−１３５１００（Ｐ２０１２−１３５１００Ａ）
【公開日】平成２４年７月１２日（２０１２．７．１２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２８３９９８（Ｐ２０１０−２８３９９８）
【出願日】平成２２年１２月２１日（２０１０．１２．２１）
【出願人】（０００００５１０８）株式会社日立製作所 (27,607)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年７月１２日（２０１２．７．１２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１２月２１日（２０１０．１２．２１）
【出願人】（０００００５１０８）株式会社日立製作所 (27,607)
【Ｆターム（参考）】
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