抵抗に対する温度補償のためのアレンジメント及び方法
【解決手段】本発明は、抵抗（１）に対する温度補償のためのアレンジメント及び方法を特定する。制御可能な抵抗値を有する電気抵抗（１）は、スイッチドキャパシタの形態を取る基準電気抵抗（２）と比較される。比較器（３）は、二つの抵抗値を互いに比較する。比較器（３）は、制御可能な電気抵抗（１）を動作させるための基礎として誤り信号を取り出す。このことは、温度的に安定した電気抵抗を作成する。この原理は、好ましくは、トランスインピーダンス増幅器において応用されうる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、抵抗に対する温度補償のためのアレンジメント、及び抵抗に対する温度補償のための方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
半導体に集積化された電気抵抗は、通常、比較的高いレベルの温度依存性を有する。しかしながら、温度に依存しないように、又は、温度を補償するように集積された電気抵抗を提供することが望ましい。温度に対して反応しにくい、そのような電気抵抗は、とりわけ、高精度の相互コンダクタンス増幅器と、高精度のトランスインピーダンス増幅器と、例えば、血糖値の計測機器のような医療工学技術における装置とにおいて使用される。
【０００３】
非特許文献１は、温度的に安定するようなチップ上の電気抵抗を提供する方法を示している。この文書において、集積化されていない分離した構成物として高精度な温度的に安定した外部の電気抵抗があるために、演算増幅器の相互コンダクタンスは安定する。
【０００４】
非特許文献２は、上記の外部基準電気抵抗の代わりにチップ上にある電気抵抗が使用されるような方法の開発を提案している。この電気抵抗をキャリブレーションするために、複雑なアナログ回路が備えられる。また、図５中に示すように、２進法と温度計コードで等級がつけられ、且つ、多数の並列接続の基本電気抵抗に分けられた可変的なバイアス抵抗を必要とする。
【０００５】
摂氏約６０°の温度変化での、この原理による相互コンダクタンスの散乱は、それでもやはり約２．２％もある。このことに加えて、そのような回路の収束は、比較的遅い。
【非特許文献１】D.A.Johns, K.Martin, "Analog Integrated Circuit Design", Toronto, Ontario, Canada, Willey 1997, chapter 5.2, pp. 248~250
【非特許文献２】A. McLaren, K. Martin, "Generation of Accurate On-Chip Time Constants And Stable Transconductances", IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 36, No.4, April 2001
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の目的は、集積回路を使用して実施でき、且つ、回路の複雑性を減少させ、且つ、正確なキャリブレーションを行うことができる、抵抗に対する温度補償のためのアレンジメントと方法を特定することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
制御可能な抵抗値を持つ電気抵抗と、
スイッチドキャパシタの形態を取る基準電気抵抗と、
前記制御可能な電気抵抗と前記基準電気抵抗とに入力側が接続され、且つ、誤り信号を出力するための出力を備える比較器と、
前記抵抗値を制御するために前記比較器の前記出力に接続された前記制御可能な電気抵抗上の制御入力と、
を備える、抵抗に対する温度補償のためのアレンジメントを用いることによって本発明は上記目的を達成する。
【０００８】
制御可能な電気抵抗を提供するステップと、
スイッチドキャパシタとして基準電気抵抗を提供し、動作させるステップと、
前記制御可能な電気抵抗の抵抗値と前記基準電気抵抗の抵抗値とを比較するステップと、
前記比較するステップで比較した結果に基づいて、前記制御可能な電気抵抗の前記抵抗値を制御するステップと、
を備える、抵抗に対する温度補償のための方法によって上記目的は達成される。
【０００９】
提案された原理の有益な応用と改良とは、各従属項の主題である。
【００１０】
提案された原理に従うと、上記基準電気抵抗は、上記電気抵抗の形態のスイッチドキャパシタによって提供される。抵抗に対する温度補償は、制御可能な電気抵抗と、スイッチドキャパシタが等価抵抗値として持つ基準電気抵抗との抵抗値に基づいて制御される電気抵抗によって成し遂げられる。
【００１１】
スイッチドキャパシタの基準電気抵抗は、好ましくは、集積化された設計からなり、実際に温度独立性を有する。スイッチドキャパシタの温度依存性は、１００［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］以下である。
【００１２】
提案された原理の一つの応用例に沿って、制御可能な電気抵抗は、直列回路を含む。その直列回路は、好ましくは、固定値の電気抵抗と、制御可能な電気抵抗とを備える。
【００１３】
上記固定値の電気抵抗は、好ましくは、集積化され、連結した電気抵抗の形態を取る。制御可能な電気抵抗は、好ましくは、制御可能な経路として使用される電気抵抗と、下記のトランジスタのゲート端子として使用される制御入力とを備える金属酸化膜半導体トランジスタ、所謂、ＭＯＳトランジスタの形態を取る。
【００１４】
この場合、直列回路の全体の電気抵抗は基準電気抵抗と比較され、その何らかの相違、又は、その比較結果に基づいて制御可能な電気抵抗は制御され、直列回路の全体の電気抵抗は、それ自身によって温度を独立的に一定を保つ。
【００１５】
提案された原理に従うと、制御可能な電気抵抗は、直列回路の全体の電気抵抗が一定に留まるような制御ループで制御される。
【００１６】
スイッチドキャパシタの形態を取る基準電気抵抗は、好ましくは、コンデンサと、周期的な切り替えのための少なくとも一つのスイッチとから構成される。そのようなスイッチドキャパシタは、スイッチドキャパシタンスとも呼ばれる。
【００１７】
スイッチドキャパシタンスの場合、基準電気抵抗は、スイッチドキャパシタによってシミュレートされる。変換スイッチがスイッチドキャパシタンスＣｓを入力電圧Ｕに接続するならば、コンデンサは、容量値と入力電圧との積に一致する電荷Ｑを受け取る。もう一つのスイッチ位置において、コンデンサは、再びその電荷を出力する。その結果、それぞれスイッチする周期Ｔｓで回路の入力から出力へこの電荷を移動させる。このことは、平均して、以下の数式で表わされる電流Ｉを作り出す。
【００１８】
［数１］
Ｉ＝Ｃｓ・Ｕ／Ｔｓ＝Ｃｓ・Ｕ・ｆｓ
【００１９】
従って、スイッチドキャパシタンスと反応しない電気抵抗との基本的な等値は、次式で表わされる。
【００２０】
［数２］
Ｒ＝１／（Ｃｓ・ｆｓ）
【００２１】
ただし、Ｒは、等価抵抗である。スイッチング周波数ｆｓと等価アドミタンスとの間の線形性に注目すべきである。
【００２２】
スイッチドキャパシタの基準電気抵抗におけるコンデンサは、例えば、重合の、又は、金属−金属結合の構造体として知られているものの形態を取っても良い。
【００２３】
結果として、スイッチドキャパシタの基準電気抵抗の値は、スイッチング周波数と容量値にだけ依存する。容量値の温度係数は、比較的低く、例えば、３０［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］程度である。
【００２４】
そのような回路の実際の実施は、比較的簡単である。その原理は、とても早く収束し、実施するために少しの構成材だけを必要とする。加えて、費用効率の高い実施のために有用な、キャリブレーションパラメータの選択の上での高いレベルの柔軟性を提供する。
【００２５】
スイッチドキャパシタの形態の基準電気抵抗を作動させるための基準クロックは、好ましくは、基準クロック発生器によって提供される。基準クロック発生器は、好ましくは周期的な切換のためのスイッチを作動させる。
【００２６】
提案された原理の一つの応用例において、制御可能な電気抵抗は、増幅器の帰還経路に配置される。高い温度の不変性を有する電気抵抗だけでなく、温度独立的な相互コンダクタンスか、又は、トランスインピーダンスを有する増幅器をも提供できることを意味する。
【００２７】
制御可能な電気抵抗が直列回路の形態を取る場合に、固定値の電気抵抗は、好ましくは、集積化された形でのポリシリコン抵抗の形態を取る。この直列回路における制御可能な電気抵抗は、好ましくは線形の範囲で動作する調節可能な金属酸化膜半導体トランジスタ、所謂、ＭＯＳトランジスタである。
【００２８】
提案された原理の最良の応用例に従うと、共通の電流源は、第１の電流経路か、第２の電流経路のどちらかに切換可能に接続されて提供される。第１の電流経路は、制御可能な電気抵抗を備える。第２の電流経路は、スイッチドキャパシタの形態の基準電気抵抗を備える。比較器は、第１と第２の電流経路にそれぞれ接続される入力を備える。従って、両方の電流経路は、同規模の電流を運び、制御可能な電気抵抗に対する温度補償の高い正確性さえももたらす。
【００２９】
さらに好ましくは、温度補償は、チョッピングの原理に基づいたキャリブレーション電流信号を使用することによりなされる。このチョッピング・キャリブレーション信号は、例えば、小規模な電流源とスイッチとを使用して生成される。この場合、そのクロック速度は、キャリブレーション信号の周波数が処理のための有効信号の有効周波数帯域から十分離れているように選択される。この場合、制御可能な電気抵抗は、好ましくは有効信号経路に配置される。有効信号経路は、有効周波数帯域における有効信号の信号処理のために設置される。有効周波数帯域は、基準クロックの周波数とは異なっている。裁断されたキャリブレーション信号は、従って、有効信号上に重ねられる。
【００３０】
より良い形態を想定すると、電流源が両方の電流経路に一緒に提供されていれば、同じ電流が制御可能な電気抵抗と基準電気抵抗との両方を介して流れるので、処理と温度ドリフトは、温度補償の実行に影響し得ない。
【００３１】
基準クロックに基づいたキャリブレーション電流のレベルは、好ましくは、有効信号経路のダイナミックレンジを抑えるのを防ぐために低い。
【００３２】
好ましくは、両方の電流経路からの出力信号は、チョッピング信号について復調され、適正なフィルタリングの後に、お互いに比較される。そのフィルタリングは、好ましくは、その時点でチョッピング周波数に変換された有効信号を取り除くために適正である。この場合、比較器は、好ましくは、その出力が制御可能な電気抵抗を制御するために使用可能である一段式の増幅器である。制御可能な電気抵抗の抵抗値が正確に基準電気抵抗を追随することを確実にする。
【００３３】
チョッピングのために有効信号が含む、有効周波数帯域外にある低振幅のキャリブレーション信号は、容易に除去できる。これは、例えば、アナログフィルタ、又は、デジタルフィルタを使用してなされる。その後の更なる処理のために有効信号が何らかのデジタル化を施されている場合に、デジタルフィルタは特に効果的に使用されうる。
【００３４】
提案された原理の他の最良の応用例においては、制御可能な電気抵抗に加えて、制御可能な抵抗値を持つ追加的な制御可能な電気抵抗が提供され、有効信号経路上に配置される。従って、制御可能な抵抗値を持つ追加的な制御可能な電気抵抗は、実際の有効信号の処理のために使用され、それに対して、基準電気抵抗と比較される制御可能な電気抵抗は、補助経路上で形成される。この制御可能な電気抵抗は、又、ダミー構成材であると理解されうる。これは、チョッピング信号に重ねられる有効信号と共に実施される。このダミー電気抵抗は、等価基準電流と比較される出力電流を生成するために使用される。等価基準電流は、スイッチドキャパシタの電気抵抗において生成される。その二つの電流は、誤り増幅器を使用して比較される。誤り増幅器は、制御可能な電気抵抗と追加的な制御可能な電気抵抗とを制御するために使用される制御信号を生成する。この制御信号は、比較器によって比較された二つの電流が等しくなるまで制御可能な抵抗値を変更するために使用される。好ましくは、制御ループの安定性を保証する制御信号は、ループフィルタによって運ばれる。何れか残存することになる温度ドリフトは、基準電圧の正確性と、スイッチドキャパシタ基準電気抵抗の容量性基準要素における温度ドリフトと、クロック源の温度ドリフトと、好ましくは備えられるカレントミラー回路の温度ドリフトとに依存する。安定した基準電圧を生成するために、例えば、バンドギャップの生成アレンジメントを備えてもよい。そのようなバンドギャップは、例えば、１５［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］以下の温度係数を有する。水晶クロック発生器は、例えば、１［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］よりはるかに低い温度係数を有している。従って、そのスイッチドキャパシタ基準電気抵抗の基準コンデンサは、例えば、４３［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］で残存する温度ドリフトという第１の貢献をする。温度ドリフトの全ての原因を有する最悪のケースの査定をもってしても、後者は、大きく全面的に１００［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］より低く残存し、加えて、それは、特に簡単な回路の実施に伴う著しい改良である。この応用例において提案されたような制御可能な電気抵抗のコピーの使用は、スイッチドキャパシタ回路から有効信号経路への電荷注入の結果として生じるかもしれない何らかの誤動作を妨げることを意味する。
【００３５】
この応用例においても、制御可能な電気抵抗は、好ましくは、固定値電気抵抗と制御可能な電気抵抗とを備える直列回路において形成される。
【００３６】
さらに好ましくは、誤り増幅器、すなわち、比較器は、スイッチドキャパシタ技術を使用して設計される。
【００３７】
比較器によって出力される制御信号をフィルタリングするループフィルタも又、好ましくは、スイッチドキャパシタ技術を使用して設計される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３８】
本発明は、以下において図面を参照しながら複数の実施形態を使用してより詳細に説明される。
【００３９】
図１は、提案された原理に基づいた、抵抗に対する温度補償のための模範的なアレンジメントを図示する。そのアレンジメントは、制御可能な抵抗値を有する電気抵抗１を備える。加えて、そのアレンジメントは、スイッチドキャパシタの形態の基準電気抵抗２を備える。比較器３は、二つの入力を備える。第１の入力は、制御可能な電気抵抗１の抵抗値か、又は、そこから来る信号を伝達するために制御可能な電気抵抗１に接続される。比較器３の第２の入力は、基準電気抵抗値か、又は、そこから来る値を伝達するために基準電気抵抗２に接続される。比較器の出力は、誤り信号を出力するように設計される。その誤り信号は、制御可能な電気抵抗の抵抗値と基準電気抵抗の抵抗値との間の相違に依存する。比較器３の出力は、制御可能な電気抵抗１の制御入力に接続される。
【００４０】
スイッチドキャパシタの形態の基準電気抵抗２は、基準コンデンサ５とスイッチ６とから構成される。スイッチ６は、基準クロックのクロック周波数ｆｓで動作させられる。このスイッチドキャパシタ基準電気抵抗の等価電気抵抗は、その仕様に基づいて、コンデンサ５の容量値Ｃｓと、スイッチ６を動作させる基準クロックのクロック周波数ｆｓとの逆数の積から計算される。
【００４１】
その比較器は、制御可能な電気抵抗の抵抗値と、基準電気抵抗の抵抗値とを比較する。制御可能な電気抵抗１の抵抗値において温度に関係する相違が検出されるとすぐに、その比較器は、制御可能な電気抵抗１の抵抗値が温度的に安定している基準電気抵抗の抵抗値を追随するように誤り信号を出力する。
【００４２】
このことは、制御可能な電気抵抗１に対する、非常に高い正確な温度補償を成し遂げる。制御可能な電気抵抗１の抵抗値における温度依存性は、実際に十分に修正される。
【００４３】
図２は、図１の回路の応用例を図示する。これらの図は、使用される構成要素と、それらが動作する方法と、その結果成し遂げられる利点とにおいて、大幅に一致する。図１における制御可能な電気抵抗１の代わりに、図２では、固定値の電気抵抗４と制御可能な電気抵抗１’とから構成される直列回路を備える。図２の回路の場合では、固定値の電気抵抗４と制御可能な電気抵抗１’とから構成される直列回路の抵抗値は、基準電気抵抗２と比較される。固定値の電気抵抗４は、ポリシリコン抵抗の形態を取るようにして、従って、制御可能な電気抵抗１’と、説明した制御ループとを使用するために補償される比較的高い温度依存性を有するようにしてもよい。従って、固定値の電気抵抗４と制御可能な電気抵抗１’との抵抗値の合計は、周辺温度において深刻な変化が生じた場合においてさえも常に一定に保たれる。
【００４４】
図３は、チョッピングの原理に基づいた、図２の回路の応用例を図示する。この場合には、キャリブレーション信号が、処理のための有効信号上に重ねられる。特に、この実施形態において、固定値の電気抵抗４と制御可能な電気抵抗１’とから構成される直列回路は、演算増幅器７の出力と、演算増幅器７の反転入力との間に接続される。演算増幅器７は、トランスインピーダンス増幅器の形態を取る。制御可能な電気抵抗１’は、金属酸化膜半導体トランジスタ、所謂、ＭＯＳトランジスタの形態を取る。演算増幅器７は、有効信号源８が接続された反転入力を備える有効信号経路上に配置される。その有効信号源は、入力電流ＩＩＮを出力する。演算増幅器７の出力は、ローパスフィルタ９を介して有効信号経路の出力１０に接続される。
【００４５】
共通の電流源１１は、切換スイッチ１２を用いて切換可能に、演算増幅器７の反転入力と、第２の電流経路１３とのどちらかに接続される。この場合、共通の電流源１１は、キャリブレーション電流ＩＣＡＬを出力する。演算増幅器７の非反転入力は、基準電位端子に接続される。第２の電流経路１３は、順にコンデンサ５と切換スイッチ６とから構成されるスイッチドキャパシタ２の形態の基準電気抵抗を備える。その静電容量のもう一方の端子は、基準電位端子１４に接続される。共通の電流源１１のための切換スイッチ１２と、スイッチドキャパシタ基準電気抵抗２のための切換スイッチ６との両方は、基準周波数ｆｓの基準クロックによって制御される。演算増幅器７の出力は、第１の電流経路を形成するようにバンドパスフィルタ１５を介して比較器１６の入力に接続される。同様に、基準電気抵抗２を備える第２の電流経路１３は、バンドパスフィルタ１５を介して比較器１６の第２の入力に接続される。比較器１６の出力は、制御ループを形成するように、トランジスタの形態の制御可能な電気抵抗１’のゲート端子に接続される。
【００４６】
集積化され、連結している固定値の電気抵抗における温度の変動は、キャリブレーション部において自動的に補償される。ＭＯＳトランジスタ１’は、その線形性の範囲で動作する。この直列回路４，１’の全ての電気抵抗は、基準電気抵抗２、スイッチドキャパシタ５の等価電気抵抗と比較される。
【００４７】
基準コンデンサ５は、重合の、又は、金属−金属結合の構造体の形態を取る。基準電気抵抗２の等価基準電気抵抗は、スイッチング周波数ｆｓと、温度係数が例えば約３０［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］と比較的低いコンデンサ５の容量値とだけに依存する。
【００４８】
小さいキャリブレーション電流は、コミュテーションを使用したキャリブレーション電流源１１を用いて生成される。このキャリブレーション電流は、電気抵抗４，１’と基準電気抵抗２とを計測するためと、それらを比較するために使用される。この目的を達成するために、スイッチング周波数ｆｓでの周期的な切り替えがなされる。フィルタリング部１５と比較部１６とは、制御信号を生成するために使用される。制御信号は、ＭＯＳトランジスタ１’のゲート−ソース間の電圧を制御して、従って比較部１６の制御される経路の電気抵抗を変化させる。
【００４９】
本原理の実際の実施は、非常に単純であり、発生器８と有効信号経路の出力１０との間の有効信号の処理を妨害しないでバックグラウンドにおいて、キャリブレーションを連続的に行うことができる。この原理は、非常に迅速に動作し、非常に少ない構成要素のみを必要とする。さらに、高いレベルの柔軟性を提供する。
【００５０】
この場合において、キャリブレーションは、裁断されたキャリブレーション電流信号を使用して適宜に行われる。このチョッピング信号は、キャリブレーション電流源１１とスイッチ１２とを用いて簡単に生成される。スイッチ１２のためのクロックレートｆｓは、有効信号源８によって供給され、且つ、トランスインピーダンス増幅器７が動作する有効周波数帯域からキャリブレーション信号が十分に離れているように選択される。同じキャリブレーション電流ＩＣＡＬが、第２の電流経路１３の基準電気抵抗と、固定値の電気抵抗４と制御可能な電気抵抗１’とから構成される第１の電流経路との両方を介して流れるため、電源１１からのキャリブレーション電流における処理と温度ドリフトとは、キャリブレーションの動作の特性と質とに影響を与えない。キャリブレーション電流の振幅は、有効信号処理のダイナミックレンジが低下するのを防止するために低くてもよい。
【００５１】
バンドパスフィルタ１５は、簡単なチョッパーとダウンストリームフィルタリングとを使用してチョッピング信号を復調する手段を備える。そのフィルタリングは、その時点でチョッピング周波数に変換された有効信号を除去するために使用される。比較器１６での比較は、出力が電気抵抗１’を調節するように使用される一段式の増幅器を使用してなされる。このことは、目標電気抵抗１’，４が直列回路のように基準電気抵抗２を追随することを確実にする。
【００５２】
増幅器７の出力において有効信号は、有効周波数帯域外に低比率でキャリブレーション信号を含んでいるので、キャリブレーション信号は、ローパスフィルタ９を使用することによって簡単に除去されうる。アナログ／デジタル変換後のデジタル領域の有効信号におけるキャリブレーション構成要素の除去は、さらに簡単である。
【００５３】
この場合において、キャリブレーションの原理は、トランスインピーダンス増幅器７を用いて示される。この原理は、また、技術的作用の範囲内の変更を加えた他の回路配置に本発明の文脈内で適用できることは言うまでもない。一例として、キャリブレーション信号は、電圧であってもよいし、電流であってもよい。比較とキャリブレーションとの種類は、電流比較であってもよいし、電圧比較であってもよいし、それらと類似のものであってもよい。キャリブレーション信号のレベルと周波数とは、適宜にそれらの応用例に適合させてもよい。この場合において、キャリブレーション信号の周波数は、有効信号周波数帯域から十分に離れていること、つまり、有効信号周波数帯域より高い周波数であるか、より低い周波数であることが望ましい。このことは、振幅において非常に小さいキャリブレーション信号を使用できるということを意味する。簡素化されたフィルタの設計が可能である。そのフィルタは、ＲＣフィルタであってもよいし、ＧｍＣフィルタであってもよいし、ＳＣフィルタであってもよい。
【００５４】
図４（ａ）は、一例として、下位周波数ｆＬと上位周波数ｆＨとの間の、有効信号の周波数帯域を図示する。キャリブレーション信号のクロック周波数ｆｓは、説明したフィルタの動作のために有効信号帯域から十分に離れていることが理解できる。
【００５５】
図４（ｂ）は、チョッピングの後であるが、図４（ａ）と同様の信号スペクトラムを図示する。この場合において、チョッピング周波数は、正確にはクロック周波数ｆｓである。破線は、フィルタの特性と一致する。有効信号帯域は、チョッピング周波数で復調される。
【００５６】
図５は、図３の回路の応用例であり、使用される構成要素と有益なその相互接続回路との点において大幅に一致する回路を図示する。図３における切換スイッチ１２，６の代わりに、この場合においては、単一スイッチを備える。コンデンサ５は、直列経路のコンデンサ１７によって置き換えられる。入力ＩＮと出力ＯＵＴとの間で、有効信号経路は、帰還経路１’，４と共に演算増幅器７を備える第１の電流経路として接続される。
【００５７】
図６は、図中で表示するように、スイッチφ１，φ２を動作させるための模範的な信号を図示する。両方の制御信号は、同じチョッピング周波数ｆｓで作動し、必ず重なる時間がないことが理解できる。
【００５８】
図７は、複数の有効信号を処理するための複数のチャンネルを有する、図５の回路の模範的な応用例を図示する。これらは、図５を参照した例として説明されたように提案された原理に基づいてキャリブレーションされる。この場合において、そのキャリブレーションの経路は、一度に限り存在する。個々のチャンネルは、時分割多重化モードにおいて連続してキャリブレーションされる。この場合において、一つのチャンネルがキャリブレーションされ、それに対して、他の個々のチャンネルは、有効信号の処理のためだけに使用される。特に、三つのチャンネル４６，４７，４８は、各有効信号を処理するために設置され、且つ、入力ＩＮと出力ＯＵＴとの間に形成された例として提供される。入力ＩＮと出力ＯＵＴとは、それぞれ、それらを接続するスイッチ５２〜５７を備える。入力側のスイッチ５２，５４，５６は、各有効信号経路に対するキャリブレーションモードにおけるキャリブレーション信号ＣＡＬＳＩＧを供給するために、それぞれ使用される。キャリブレーション信号ＣＡＬＳＩＧは、電流源１１によって供給される。各有効信号経路に対するキャリブレーションモードにおいて、出力側のスイッチ５４，５５，５７は、サンプリング信号ＣＡＬＳＥＮＳＥを出力するためと、例えば、図５に図示されるようなものであってもよいキャリブレーション装置５８にその信号を供給するためとに使用される。キャリブレーション装置５８は、キャリブレーションされる各有効信号経路４６，４７，４８に対して制御信号ＣＮＴＲを供給するために使用される。それらの有効信号経路４６，４７，４８は、制御可能な電気抵抗１’を設置するための基礎として、順々に配置される。各制御信号ＣＮＴＲを保存するために、有効信号経路の各制御接続は、一方がその制御接続に接続され、且つ、片方が地面に接続されたコンデンサ４９，５０，５１を備える。この様に、各チャンネル４６，４７，４８は短いクロック周期でキャリブレーションされることが可能である。結果として得られた制御信号ＣＮＴＲは、コンデンサ４９，５０，５１に保存され、制御可能な電気抵抗１’の抵抗値を定めるために使用される。続いて、次のチャンネル４７，４８，４６がキャリブレーションされる。集積化されたコンデンサにおける比較的小さいリーク電流と、温度変化に対する比較的長い時定数とが、チャンネル４６，４７，４８に同時のキャリブレーションなしに比較的長い期間動作させることを可能にする。従って、一つのキャリブレーション経路のみが複数の有効信号経路のために必要とされるので、精密さに関する障害が全くない場合、実際にチップ面積と電力との点において有益な節約を達成することを可能にする。さらに述べると、分離したキャリブレーション信号がそれぞれのチャンネルに対して必要であるならば、そのような正確さで提供されなかったであろう、一つの非常に正確なキャリブレーション信号で十分である。上述したように、キャリブレーション信号と有効信号とは、異なる周波数帯域を使用するので、中断せずに有効信号を処理するためにその時点でキャリブレーションされているチャンネルを使用することもまた可能である。
【００５９】
図８は、図７のスイッチを動作させるための模範的なクロック信号を図示する。これらの制御信号ＣＡＬ１，ＣＡＬ２，…，ＣＡＬ（Ｎ）は、時分割多重化モードを実現するために連続して周期的に図７のそれぞれ関連するスイッチを動作させる。従って、提案された原理に基づくキャリブレーションは、有効信号経路４６，４７，４８のそれぞれ一つにおいてなされ、それに対して、有効信号には、残ったそれぞれのチャンネルにおけるキャリブレーション信号によって重ねられるため、特に決まった引き当てがある訳ではない。
【００６０】
図９は、その出力が直列回路１９を介してその反転入力に接続されるトランスインピーダンス増幅器１８を備える、提案された原理の模範的な形態を図示する。その反転入力は、逆バイアスのフォトダイオード２０が接続されたトランスインピーダンス増幅器の入力を形成する。帰還経路は、固定値電気抵抗２０と制御可能な電気抵抗２１とを含む直列回路１９を備える。さらに制御可能な電気抵抗２１は、制御入力と制御された経路とを有する金属酸化膜半導体トランジスタ、所謂、ＭＯＳトランジスタを備える。制御可能な電気抵抗２１のための制御電圧は、以下で説明される、図１０において図示される回路によって供給される。図９に示されるような受光器は、特に、温度独立的な、とても精密なトランスインピーダンスを必要とする。電気抵抗２０は、前述した多結晶シリコンのような、ドープされた多結晶半導体材料で作成された半導体電気抵抗で設計されていれば、一般的に６００［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］程度の温度ドリフトを有する。図９に図示されるトランスインピーダンス増幅器は、フォトダイオード電流を、さらなる処理がなされる出力電圧に変換する。そのような回路の利得は、フィードバック電気抵抗１９によって決定される。高精度の利得は、例えば、血糖値を測定するためのグルコース計測装置のように、高精度のセンサの用途のために必要とされる。温度補償は、従って、温度ドリフトがほとんどない電気抵抗を作成するために必要である。特に、その温度ドリフトは、約２００［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］以下でなければならない。
【００６１】
提案された原理に基づき、以下で説明され、図１０に示された回路は、直列回路の電気抵抗を温度ドリフトがほとんどない状態で維持するために、増幅器のトランスインピーダンスに対しても同様にするために使用されうる。
【００６２】
図１０は、温度を補償する方法で図９におけるトランジスタ２１を調節するために使用される回路であって、出力２２において調節電圧ＶＣＴＲＬを生成するための回路を図示する。このために、図１０の回路は、直列回路１９’と称される、図９の直列回路１９のコピーを備える。この直列回路１９’は、図９の直列回路１９の関連構成物２０，２１のそれぞれに対応する、固定値電気抵抗２０’と制御可能な電気抵抗２１’とを備える。制御可能な電気抵抗２１’は、同様に出力２２に接続される。カレントミラー回路２２の入力は、トランジスタ２３の制御される経路を介して、一端が基準電位端子に接続される直列回路１９’の他端に接続される。トランジスタ２３は、増幅器２４の出力に接続されるゲート端子を備える。増幅器２４の非反転入力は、基準電圧源２５に接続され、それに対して、増幅器２４の反転入力は、トランジスタ２３を直列回路１９’に接続させる電圧ノードに接続される。１：Ｎの変圧率を有するカレントミラー回路２２の出力は、第２のクロック位相φ２でスイッチ２６を介して比較器２７の反転入力に接続される。加えて、カレントミラー回路２２の出力は、第１、第３、第４のクロック位相φ１、φ３、φ４でスイッチ２８を介して基準電位端子に接続される。スイッチドキャパシタ基準電気抵抗２９は、同様に比較器２７の反転入力に接続される。スイッチドキャパシタ基準電気抵抗２９が備えるコンデンサ３０の各端子は、第１のクロック位相φ１で、それぞれスイッチ３１，３２を用いて基準電位に接続されうる。さらに、スイッチ３３，３４は、第２のクロック位相φ２で、比較器２７の反転入力と基準電位端子との間でコンデンサ３０を接続するように配置される。
【００６３】
比較器２７自体は、スイッチドキャパシタの増幅器の形態を取る。このために、帰還経路は、三本の平行に接続された経路を備える。比較器２７の出力と反転入力との間の第１の経路は、第１のクロック位相φ１で動作するスイッチ３５を備える。第２の経路は、クロック位相φ２で動作するスイッチ３７と直列に接続されるコンデンサ３６を備える。第２のコンデンサ３８は、同様に、第３の帰還経路においてスイッチ３９と直列回路を形成する。スイッチ３９は、第２〜４のクロック位相φ２、φ３、φ４で閉じる。さらにスイッチ４０，４１は、第１と第２のコンデンサ３６，３８と、連結したスイッチ３７，３９との間のノードを基準電位端子４２に接続させるために使用される。
【００６４】
この場合、さらに、第１のコンデンサ３６と連結しているスイッチ４０は、第１と第３のクロック位相φ１、φ３で閉じる。さらに、第２のコンデンサ３８に連結されているスイッチ４１は、第１のクロック位相φ１で閉じる。誤り増幅器を実現する比較器２７の出力は、ループフィルタを介して出力２２に接続される。ループフィルタは、増幅器２７の出力とさらなる増幅器４４の反転入力との間のスイッチドキャパシタとして接続されたスイッチドキャパシタ４３を備える。スイッチドキャパシタ４３上の四つのスイッチは、第３のクロック位相φ３で増幅器２７からの出力信号を用いてキャパシタに充電し、第４のクロック位相φ４で増幅器４４の入力に放電するために使用される。さらに増幅器４４は、出力２２に接続された増幅器４４の出力と、増幅器４４の反転入力との間の帰還経路上にコンデンサ４５を備える。増幅器４４の非反転入力は、接地電位に接続される。コンデンサ４３，４５は、制御ループを安定させるために使用される。誤り増幅器の帰還経路上のコンデンサ３６，３８は、残差を決定する。
【００６５】
図１０に従うと、バンドギャップ電圧源２５と基準電気抵抗２９とは、基準構成物として使用される。使用する回路の実施と共に、このことは、非常に低い温度依存性を有する電気抵抗１９を提供するために役に立つ。図１０に示される回路は、出力２２で制御ループを使用して温度依存性制御電圧を生成する。その制御電圧は、基準発生器を使用して生成される。ＭＯＳトランジスタ２１又は２１’は、さらなる電気抵抗を、温度ドリフトを補償するフィードバック電気抵抗１９，１９’に追加する。図１０に示される制御ループにおけるこの直列回路１９’の型は、出力電流ＩＯＵＴを生成するために使用される。その出力電流は、スイッチドキャパシタ２９によって生成された等価基準電流と比較される。二つの電流は、フィルタ４３，４４，４５の下流で制御電圧を生成する誤り増幅器２７を使用して比較される。出力電流ＩＯＵＴとスイッチドキャパシタ２９によって生成された基準電流とが同じになるまで、この制御電圧は、順に電気抵抗２１’の抵抗値を変化させる。ループフィルタ４３〜４５は、制御ループを安定させ、それ自体がスイッチドキャパシタ技術を使用して設計される。残存する温度ドリフトは、従って、基準源２５の精度と、基準コンデンサ３０における温度ドリフトと、図１０のスイッチを動作させる基準クロック源における温度ドリフトと、カレントミラー回路２２における温度ドリフトとによって定まる。バンドギャップ電圧発生器２５は、１５［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］以下の温度係数を有する。スイッチを動作させるために、１［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］より大幅に小さい優れた温度ドリフトを有する結晶基準が使用される。主な貢献は、このように、例えば、４３［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］という一般的な温度ドリフトを有する基準コンデンサ３０によってなされる。全体的に、しかしながら、最も悪い場合の評価をもってしても、アレンジメントの全ての温度ドリフトは、１００［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］より大幅に下回って残存し、それは意味のある改良である。図９の直列回路１９における直列電気抵抗回路１９’のコピーの使用は、スイッチドキャパシタ回路による有効信号経路への電荷放出の結果として生じるかもしれない、どのような誤作動も防ぐ。
【００６６】
図１１は、一例として四つの与えられたクロック位相φ１〜φ４におけるスイッチの制御信号の時間プロフィールを図示する。この場合において、図１０における各スイッチに対するラベルは、そのスイッチが、各クロック位相で動作すること、つまり、閉じると呼ばれることを意味する。これに関連して、第１のクロック位相φ１は再設定に一致し、第２は積分に一致し、第３は増幅に一致し、第４は充電に一致する。
【００６７】
詳細に、基準電気抵抗と誤り増幅器の帰還経路とにおける回路のコンデンサ３０，３６，３８は、第１のクロック位相φ１で再設定される。演算増幅器２７の出力は、アナログ接地電圧ＶＡＧＮＤに配置される。増幅器４４の出力において、制御電圧は荷電されないままである。
【００６８】
第２のクロック位相φ２で、誤り増幅器の帰還経路上のコンデンサ３６，３８は、平行に接続される。このクロック位相の始まりにおいて、コンデンサ３０を備える基準電気抵抗は、アナログ基準電圧ＶＡＧＮＤに荷電され、この電荷は、二つのコンデンサ３６，３８へ移動させられる。第２のクロック位相の間に、コンデンサ３６，３８は、積分サイクルにおける出力電流ＩＯＵＴによって放電する。第２のクロック位相の終わりには、基準コンデンサ３０によって増加させられた基準電圧ＶＡＧＮＤと、第２のクロック位相φ２のクロック周期によって増加させられた出力電流ＩＯＵＴとの電荷の違いは、コンデンサ３６，３８上に蓄えられる。
【００６９】
第３のクロック位相φ３においては、説明された電荷の違いは、コンデンサ３６からコンデンサ３８へ電荷を移動させることによって増幅される。このために、コンデンサ３６は、アナログ基準電圧ＶＡＧＮＤへ短絡する。誤り増幅器２７の出力は、スイッチドキャパシタ４３にサンプリングされる。
【００７０】
第４、最後のクロック位相φ４において、その電荷は、コンデンサ４３からループフィルタのコンデンサ４５に移動し、図９と図１０とにおけるトランジスタ２１’とトランジスタ２１とのゲートをある値へ調節する。この値は、電気抵抗２１’と従って直列回路１９’が引き続くサイクルのために有する新しい抵抗値を定める。
【００７１】
図１２は、誤り信号ＶＡＧＮＤ、つまり、電荷の違いとしての基準信号の模範的なプロフィールを図示する。図１２から理解できるように、引き続くクロックサイクルＴｎ＋１における電荷の違いは、前のサイクルＴｎにおけるゲート電圧Ｖｃｔｒｌのマッチングのためにより小さくなる。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】図１は、提案された原理に基づくアレンジメントの第１の実施形態を図示する。
【図２】図２は、提案された原理に基づくアレンジメントの第２の実施形態を図示する。
【図３】図３は、チョッピングの原理を用いた、図２の回路の模範的な応用例を図示する。
【図４】図４Ａと図４Ｂは、図３の回路におけるクロック周波数と有効周波数帯域との間の関係を図示する。
【図５】図５は、チョッピングの原理を用いた、図２の回路の他の模範的な応用例を図示する。
【図６】図６は、図３と図５とのスイッチを動作させるための模範的なクロック信号を図示する。
【図７】図７は、複数の経路のための、図５の回路の模範的な応用例を図示する。
【図８】図８は、図７のスイッチを動作させるための模範的なクロック信号を図示する。
【図９】図９は、制御可能なフィードバック電気抵抗を用いた、有効信号増幅器の実施形態を図示する。
【図１０】図１０は、図９の電気抵抗を動作させるための、提案された原理に基づいた回路の実施形態を図示する。
【図１１】図１１は、四つのクロック位相における図１０のスイッチを動作させるための模範的な信号を図示する。
【図１２】図１２は、図１０に図示される比較信号に対する模範的な信号の統計データを図示する。
【符号の説明】
【００７３】
１ 制御可能な電気抵抗
１’ 制御可能な電気抵抗
２ 基準電気抵抗
３ 比較器
４ 固定値電気抵抗
５ コンデンサ
６ スイッチ
７ 増幅器
８ 有効信号源
９ ローパスフィルタ
１０ 出力
１１ 共通の電流源
１２ 切換スイッチ
１３ 信号経路
１４ 基準電位端子
１５ バンドパスフィルタ
１６ 比較器
１７ スイッチドキャパシタ
１８ トランスインピーダンス増幅器
１９ 直列回路
２０ 固定値電気抵抗
２０ フォトダイオード
２１ 制御可能な電気抵抗
２２ カレントミラー回路
２３ トランジスタ
２４ 増幅器
２５ バンドギャップ
２６ スイッチ
２７ 誤り増幅器
２８ スイッチ
２９ スイッチドキャパシタ
３０ コンデンサ
３１ スイッチ
３２ スイッチ
３３ スイッチ
３４ スイッチ
３５ スイッチ
３６ コンデンサ
３７ スイッチ
３８ コンデンサ
３９ スイッチ
４０ スイッチ
４１ スイッチ
４２ スイッチ
４３ スイッチドキャパシタ
４４ 増幅器
４５ コンデンサ
４６ チャンネル
４７ チャンネル
４８ チャンネル
４９ コンデンサ
５０ コンデンサ
５１ コンデンサ
５２ スイッチ
５３ スイッチ
５４ スイッチ
５５ スイッチ
５６ スイッチ
５７ スイッチ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、抵抗に対する温度補償のためのアレンジメント、及び抵抗に対する温度補償のための方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
半導体に集積化された電気抵抗は、通常、比較的高いレベルの温度依存性を有する。しかしながら、温度に依存しないように、又は、温度を補償するように集積された電気抵抗を提供することが望ましい。温度に対して反応しにくい、そのような電気抵抗は、とりわけ、高精度の相互コンダクタンス増幅器と、高精度のトランスインピーダンス増幅器と、例えば、血糖値の計測機器のような医療工学技術における装置とにおいて使用される。
【０００３】
非特許文献１は、温度的に安定するようなチップ上の電気抵抗を提供する方法を示している。この文書において、集積化されていない分離した構成物として高精度な温度的に安定した外部の電気抵抗があるために、演算増幅器の相互コンダクタンスは安定する。
【０００４】
非特許文献２は、上記の外部基準電気抵抗の代わりにチップ上にある電気抵抗が使用されるような方法の開発を提案している。この電気抵抗をキャリブレーションするために、複雑なアナログ回路が備えられる。また、図５中に示すように、２進法と温度計コードで等級がつけられ、且つ、多数の並列接続の基本電気抵抗に分けられた可変的なバイアス抵抗を必要とする。
【０００５】
摂氏約６０°の温度変化での、この原理による相互コンダクタンスの散乱は、それでもやはり約２．２％もある。このことに加えて、そのような回路の収束は、比較的遅い。
【非特許文献１】D.A.Johns, K.Martin, "Analog Integrated Circuit Design", Toronto, Ontario, Canada, Willey 1997, chapter 5.2, pp. 248~250
【非特許文献２】A. McLaren, K. Martin, "Generation of Accurate On-Chip Time Constants And Stable Transconductances", IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 36, No.4, April 2001
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の目的は、集積回路を使用して実施でき、且つ、回路の複雑性を減少させ、且つ、正確なキャリブレーションを行うことができる、抵抗に対する温度補償のためのアレンジメントと方法を特定することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
制御可能な抵抗値を持つ電気抵抗と、
スイッチドキャパシタの形態を取る基準電気抵抗と、
前記制御可能な電気抵抗と前記基準電気抵抗とに入力側が接続され、且つ、誤り信号を出力するための出力を備える比較器と、
前記抵抗値を制御するために前記比較器の前記出力に接続された前記制御可能な電気抵抗上の制御入力と、
を備える、抵抗に対する温度補償のためのアレンジメントを用いることによって本発明は上記目的を達成する。
【０００８】
制御可能な電気抵抗を提供するステップと、
スイッチドキャパシタとして基準電気抵抗を提供し、動作させるステップと、
前記制御可能な電気抵抗の抵抗値と前記基準電気抵抗の抵抗値とを比較するステップと、
前記比較するステップで比較した結果に基づいて、前記制御可能な電気抵抗の前記抵抗値を制御するステップと、
を備える、抵抗に対する温度補償のための方法によって上記目的は達成される。
【０００９】
提案された原理の有益な応用と改良とは、各従属項の主題である。
【００１０】
提案された原理に従うと、上記基準電気抵抗は、上記電気抵抗の形態のスイッチドキャパシタによって提供される。抵抗に対する温度補償は、制御可能な電気抵抗と、スイッチドキャパシタが等価抵抗値として持つ基準電気抵抗との抵抗値に基づいて制御される電気抵抗によって成し遂げられる。
【００１１】
スイッチドキャパシタの基準電気抵抗は、好ましくは、集積化された設計からなり、実際に温度独立性を有する。スイッチドキャパシタの温度依存性は、１００［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］以下である。
【００１２】
提案された原理の一つの応用例に沿って、制御可能な電気抵抗は、直列回路を含む。その直列回路は、好ましくは、固定値の電気抵抗と、制御可能な電気抵抗とを備える。
【００１３】
上記固定値の電気抵抗は、好ましくは、集積化され、連結した電気抵抗の形態を取る。制御可能な電気抵抗は、好ましくは、制御可能な経路として使用される電気抵抗と、下記のトランジスタのゲート端子として使用される制御入力とを備える金属酸化膜半導体トランジスタ、所謂、ＭＯＳトランジスタの形態を取る。
【００１４】
この場合、直列回路の全体の電気抵抗は基準電気抵抗と比較され、その何らかの相違、又は、その比較結果に基づいて制御可能な電気抵抗は制御され、直列回路の全体の電気抵抗は、それ自身によって温度を独立的に一定を保つ。
【００１５】
提案された原理に従うと、制御可能な電気抵抗は、直列回路の全体の電気抵抗が一定に留まるような制御ループで制御される。
【００１６】
スイッチドキャパシタの形態を取る基準電気抵抗は、好ましくは、コンデンサと、周期的な切り替えのための少なくとも一つのスイッチとから構成される。そのようなスイッチドキャパシタは、スイッチドキャパシタンスとも呼ばれる。
【００１７】
スイッチドキャパシタンスの場合、基準電気抵抗は、スイッチドキャパシタによってシミュレートされる。変換スイッチがスイッチドキャパシタンスＣｓを入力電圧Ｕに接続するならば、コンデンサは、容量値と入力電圧との積に一致する電荷Ｑを受け取る。もう一つのスイッチ位置において、コンデンサは、再びその電荷を出力する。その結果、それぞれスイッチする周期Ｔｓで回路の入力から出力へこの電荷を移動させる。このことは、平均して、以下の数式で表わされる電流Ｉを作り出す。
【００１８】
［数１］
Ｉ＝Ｃｓ・Ｕ／Ｔｓ＝Ｃｓ・Ｕ・ｆｓ
【００１９】
従って、スイッチドキャパシタンスと反応しない電気抵抗との基本的な等値は、次式で表わされる。
【００２０】
［数２］
Ｒ＝１／（Ｃｓ・ｆｓ）
【００２１】
ただし、Ｒは、等価抵抗である。スイッチング周波数ｆｓと等価アドミタンスとの間の線形性に注目すべきである。
【００２２】
スイッチドキャパシタの基準電気抵抗におけるコンデンサは、例えば、重合の、又は、金属−金属結合の構造体として知られているものの形態を取っても良い。
【００２３】
結果として、スイッチドキャパシタの基準電気抵抗の値は、スイッチング周波数と容量値にだけ依存する。容量値の温度係数は、比較的低く、例えば、３０［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］程度である。
【００２４】
そのような回路の実際の実施は、比較的簡単である。その原理は、とても早く収束し、実施するために少しの構成材だけを必要とする。加えて、費用効率の高い実施のために有用な、キャリブレーションパラメータの選択の上での高いレベルの柔軟性を提供する。
【００２５】
スイッチドキャパシタの形態の基準電気抵抗を作動させるための基準クロックは、好ましくは、基準クロック発生器によって提供される。基準クロック発生器は、好ましくは周期的な切換のためのスイッチを作動させる。
【００２６】
提案された原理の一つの応用例において、制御可能な電気抵抗は、増幅器の帰還経路に配置される。高い温度の不変性を有する電気抵抗だけでなく、温度独立的な相互コンダクタンスか、又は、トランスインピーダンスを有する増幅器をも提供できることを意味する。
【００２７】
制御可能な電気抵抗が直列回路の形態を取る場合に、固定値の電気抵抗は、好ましくは、集積化された形でのポリシリコン抵抗の形態を取る。この直列回路における制御可能な電気抵抗は、好ましくは線形の範囲で動作する調節可能な金属酸化膜半導体トランジスタ、所謂、ＭＯＳトランジスタである。
【００２８】
提案された原理の最良の応用例に従うと、共通の電流源は、第１の電流経路か、第２の電流経路のどちらかに切換可能に接続されて提供される。第１の電流経路は、制御可能な電気抵抗を備える。第２の電流経路は、スイッチドキャパシタの形態の基準電気抵抗を備える。比較器は、第１と第２の電流経路にそれぞれ接続される入力を備える。従って、両方の電流経路は、同規模の電流を運び、制御可能な電気抵抗に対する温度補償の高い正確性さえももたらす。
【００２９】
さらに好ましくは、温度補償は、チョッピングの原理に基づいたキャリブレーション電流信号を使用することによりなされる。このチョッピング・キャリブレーション信号は、例えば、小規模な電流源とスイッチとを使用して生成される。この場合、そのクロック速度は、キャリブレーション信号の周波数が処理のための有効信号の有効周波数帯域から十分離れているように選択される。この場合、制御可能な電気抵抗は、好ましくは有効信号経路に配置される。有効信号経路は、有効周波数帯域における有効信号の信号処理のために設置される。有効周波数帯域は、基準クロックの周波数とは異なっている。裁断されたキャリブレーション信号は、従って、有効信号上に重ねられる。
【００３０】
より良い形態を想定すると、電流源が両方の電流経路に一緒に提供されていれば、同じ電流が制御可能な電気抵抗と基準電気抵抗との両方を介して流れるので、処理と温度ドリフトは、温度補償の実行に影響し得ない。
【００３１】
基準クロックに基づいたキャリブレーション電流のレベルは、好ましくは、有効信号経路のダイナミックレンジを抑えるのを防ぐために低い。
【００３２】
好ましくは、両方の電流経路からの出力信号は、チョッピング信号について復調され、適正なフィルタリングの後に、お互いに比較される。そのフィルタリングは、好ましくは、その時点でチョッピング周波数に変換された有効信号を取り除くために適正である。この場合、比較器は、好ましくは、その出力が制御可能な電気抵抗を制御するために使用可能である一段式の増幅器である。制御可能な電気抵抗の抵抗値が正確に基準電気抵抗を追随することを確実にする。
【００３３】
チョッピングのために有効信号が含む、有効周波数帯域外にある低振幅のキャリブレーション信号は、容易に除去できる。これは、例えば、アナログフィルタ、又は、デジタルフィルタを使用してなされる。その後の更なる処理のために有効信号が何らかのデジタル化を施されている場合に、デジタルフィルタは特に効果的に使用されうる。
【００３４】
提案された原理の他の最良の応用例においては、制御可能な電気抵抗に加えて、制御可能な抵抗値を持つ追加的な制御可能な電気抵抗が提供され、有効信号経路上に配置される。従って、制御可能な抵抗値を持つ追加的な制御可能な電気抵抗は、実際の有効信号の処理のために使用され、それに対して、基準電気抵抗と比較される制御可能な電気抵抗は、補助経路上で形成される。この制御可能な電気抵抗は、又、ダミー構成材であると理解されうる。これは、チョッピング信号に重ねられる有効信号と共に実施される。このダミー電気抵抗は、等価基準電流と比較される出力電流を生成するために使用される。等価基準電流は、スイッチドキャパシタの電気抵抗において生成される。その二つの電流は、誤り増幅器を使用して比較される。誤り増幅器は、制御可能な電気抵抗と追加的な制御可能な電気抵抗とを制御するために使用される制御信号を生成する。この制御信号は、比較器によって比較された二つの電流が等しくなるまで制御可能な抵抗値を変更するために使用される。好ましくは、制御ループの安定性を保証する制御信号は、ループフィルタによって運ばれる。何れか残存することになる温度ドリフトは、基準電圧の正確性と、スイッチドキャパシタ基準電気抵抗の容量性基準要素における温度ドリフトと、クロック源の温度ドリフトと、好ましくは備えられるカレントミラー回路の温度ドリフトとに依存する。安定した基準電圧を生成するために、例えば、バンドギャップの生成アレンジメントを備えてもよい。そのようなバンドギャップは、例えば、１５［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］以下の温度係数を有する。水晶クロック発生器は、例えば、１［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］よりはるかに低い温度係数を有している。従って、そのスイッチドキャパシタ基準電気抵抗の基準コンデンサは、例えば、４３［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］で残存する温度ドリフトという第１の貢献をする。温度ドリフトの全ての原因を有する最悪のケースの査定をもってしても、後者は、大きく全面的に１００［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］より低く残存し、加えて、それは、特に簡単な回路の実施に伴う著しい改良である。この応用例において提案されたような制御可能な電気抵抗のコピーの使用は、スイッチドキャパシタ回路から有効信号経路への電荷注入の結果として生じるかもしれない何らかの誤動作を妨げることを意味する。
【００３５】
この応用例においても、制御可能な電気抵抗は、好ましくは、固定値電気抵抗と制御可能な電気抵抗とを備える直列回路において形成される。
【００３６】
さらに好ましくは、誤り増幅器、すなわち、比較器は、スイッチドキャパシタ技術を使用して設計される。
【００３７】
比較器によって出力される制御信号をフィルタリングするループフィルタも又、好ましくは、スイッチドキャパシタ技術を使用して設計される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３８】
本発明は、以下において図面を参照しながら複数の実施形態を使用してより詳細に説明される。
【００３９】
図１は、提案された原理に基づいた、抵抗に対する温度補償のための模範的なアレンジメントを図示する。そのアレンジメントは、制御可能な抵抗値を有する電気抵抗１を備える。加えて、そのアレンジメントは、スイッチドキャパシタの形態の基準電気抵抗２を備える。比較器３は、二つの入力を備える。第１の入力は、制御可能な電気抵抗１の抵抗値か、又は、そこから来る信号を伝達するために制御可能な電気抵抗１に接続される。比較器３の第２の入力は、基準電気抵抗値か、又は、そこから来る値を伝達するために基準電気抵抗２に接続される。比較器の出力は、誤り信号を出力するように設計される。その誤り信号は、制御可能な電気抵抗の抵抗値と基準電気抵抗の抵抗値との間の相違に依存する。比較器３の出力は、制御可能な電気抵抗１の制御入力に接続される。
【００４０】
スイッチドキャパシタの形態の基準電気抵抗２は、基準コンデンサ５とスイッチ６とから構成される。スイッチ６は、基準クロックのクロック周波数ｆｓで動作させられる。このスイッチドキャパシタ基準電気抵抗の等価電気抵抗は、その仕様に基づいて、コンデンサ５の容量値Ｃｓと、スイッチ６を動作させる基準クロックのクロック周波数ｆｓとの逆数の積から計算される。
【００４１】
その比較器は、制御可能な電気抵抗の抵抗値と、基準電気抵抗の抵抗値とを比較する。制御可能な電気抵抗１の抵抗値において温度に関係する相違が検出されるとすぐに、その比較器は、制御可能な電気抵抗１の抵抗値が温度的に安定している基準電気抵抗の抵抗値を追随するように誤り信号を出力する。
【００４２】
このことは、制御可能な電気抵抗１に対する、非常に高い正確な温度補償を成し遂げる。制御可能な電気抵抗１の抵抗値における温度依存性は、実際に十分に修正される。
【００４３】
図２は、図１の回路の応用例を図示する。これらの図は、使用される構成要素と、それらが動作する方法と、その結果成し遂げられる利点とにおいて、大幅に一致する。図１における制御可能な電気抵抗１の代わりに、図２では、固定値の電気抵抗４と制御可能な電気抵抗１’とから構成される直列回路を備える。図２の回路の場合では、固定値の電気抵抗４と制御可能な電気抵抗１’とから構成される直列回路の抵抗値は、基準電気抵抗２と比較される。固定値の電気抵抗４は、ポリシリコン抵抗の形態を取るようにして、従って、制御可能な電気抵抗１’と、説明した制御ループとを使用するために補償される比較的高い温度依存性を有するようにしてもよい。従って、固定値の電気抵抗４と制御可能な電気抵抗１’との抵抗値の合計は、周辺温度において深刻な変化が生じた場合においてさえも常に一定に保たれる。
【００４４】
図３は、チョッピングの原理に基づいた、図２の回路の応用例を図示する。この場合には、キャリブレーション信号が、処理のための有効信号上に重ねられる。特に、この実施形態において、固定値の電気抵抗４と制御可能な電気抵抗１’とから構成される直列回路は、演算増幅器７の出力と、演算増幅器７の反転入力との間に接続される。演算増幅器７は、トランスインピーダンス増幅器の形態を取る。制御可能な電気抵抗１’は、金属酸化膜半導体トランジスタ、所謂、ＭＯＳトランジスタの形態を取る。演算増幅器７は、有効信号源８が接続された反転入力を備える有効信号経路上に配置される。その有効信号源は、入力電流ＩＩＮを出力する。演算増幅器７の出力は、ローパスフィルタ９を介して有効信号経路の出力１０に接続される。
【００４５】
共通の電流源１１は、切換スイッチ１２を用いて切換可能に、演算増幅器７の反転入力と、第２の電流経路１３とのどちらかに接続される。この場合、共通の電流源１１は、キャリブレーション電流ＩＣＡＬを出力する。演算増幅器７の非反転入力は、基準電位端子に接続される。第２の電流経路１３は、順にコンデンサ５と切換スイッチ６とから構成されるスイッチドキャパシタ２の形態の基準電気抵抗を備える。その静電容量のもう一方の端子は、基準電位端子１４に接続される。共通の電流源１１のための切換スイッチ１２と、スイッチドキャパシタ基準電気抵抗２のための切換スイッチ６との両方は、基準周波数ｆｓの基準クロックによって制御される。演算増幅器７の出力は、第１の電流経路を形成するようにバンドパスフィルタ１５を介して比較器１６の入力に接続される。同様に、基準電気抵抗２を備える第２の電流経路１３は、バンドパスフィルタ１５を介して比較器１６の第２の入力に接続される。比較器１６の出力は、制御ループを形成するように、トランジスタの形態の制御可能な電気抵抗１’のゲート端子に接続される。
【００４６】
集積化され、連結している固定値の電気抵抗における温度の変動は、キャリブレーション部において自動的に補償される。ＭＯＳトランジスタ１’は、その線形性の範囲で動作する。この直列回路４，１’の全ての電気抵抗は、基準電気抵抗２、スイッチドキャパシタ５の等価電気抵抗と比較される。
【００４７】
基準コンデンサ５は、重合の、又は、金属−金属結合の構造体の形態を取る。基準電気抵抗２の等価基準電気抵抗は、スイッチング周波数ｆｓと、温度係数が例えば約３０［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］と比較的低いコンデンサ５の容量値とだけに依存する。
【００４８】
小さいキャリブレーション電流は、コミュテーションを使用したキャリブレーション電流源１１を用いて生成される。このキャリブレーション電流は、電気抵抗４，１’と基準電気抵抗２とを計測するためと、それらを比較するために使用される。この目的を達成するために、スイッチング周波数ｆｓでの周期的な切り替えがなされる。フィルタリング部１５と比較部１６とは、制御信号を生成するために使用される。制御信号は、ＭＯＳトランジスタ１’のゲート−ソース間の電圧を制御して、従って比較部１６の制御される経路の電気抵抗を変化させる。
【００４９】
本原理の実際の実施は、非常に単純であり、発生器８と有効信号経路の出力１０との間の有効信号の処理を妨害しないでバックグラウンドにおいて、キャリブレーションを連続的に行うことができる。この原理は、非常に迅速に動作し、非常に少ない構成要素のみを必要とする。さらに、高いレベルの柔軟性を提供する。
【００５０】
この場合において、キャリブレーションは、裁断されたキャリブレーション電流信号を使用して適宜に行われる。このチョッピング信号は、キャリブレーション電流源１１とスイッチ１２とを用いて簡単に生成される。スイッチ１２のためのクロックレートｆｓは、有効信号源８によって供給され、且つ、トランスインピーダンス増幅器７が動作する有効周波数帯域からキャリブレーション信号が十分に離れているように選択される。同じキャリブレーション電流ＩＣＡＬが、第２の電流経路１３の基準電気抵抗と、固定値の電気抵抗４と制御可能な電気抵抗１’とから構成される第１の電流経路との両方を介して流れるため、電源１１からのキャリブレーション電流における処理と温度ドリフトとは、キャリブレーションの動作の特性と質とに影響を与えない。キャリブレーション電流の振幅は、有効信号処理のダイナミックレンジが低下するのを防止するために低くてもよい。
【００５１】
バンドパスフィルタ１５は、簡単なチョッパーとダウンストリームフィルタリングとを使用してチョッピング信号を復調する手段を備える。そのフィルタリングは、その時点でチョッピング周波数に変換された有効信号を除去するために使用される。比較器１６での比較は、出力が電気抵抗１’を調節するように使用される一段式の増幅器を使用してなされる。このことは、目標電気抵抗１’，４が直列回路のように基準電気抵抗２を追随することを確実にする。
【００５２】
増幅器７の出力において有効信号は、有効周波数帯域外に低比率でキャリブレーション信号を含んでいるので、キャリブレーション信号は、ローパスフィルタ９を使用することによって簡単に除去されうる。アナログ／デジタル変換後のデジタル領域の有効信号におけるキャリブレーション構成要素の除去は、さらに簡単である。
【００５３】
この場合において、キャリブレーションの原理は、トランスインピーダンス増幅器７を用いて示される。この原理は、また、技術的作用の範囲内の変更を加えた他の回路配置に本発明の文脈内で適用できることは言うまでもない。一例として、キャリブレーション信号は、電圧であってもよいし、電流であってもよい。比較とキャリブレーションとの種類は、電流比較であってもよいし、電圧比較であってもよいし、それらと類似のものであってもよい。キャリブレーション信号のレベルと周波数とは、適宜にそれらの応用例に適合させてもよい。この場合において、キャリブレーション信号の周波数は、有効信号周波数帯域から十分に離れていること、つまり、有効信号周波数帯域より高い周波数であるか、より低い周波数であることが望ましい。このことは、振幅において非常に小さいキャリブレーション信号を使用できるということを意味する。簡素化されたフィルタの設計が可能である。そのフィルタは、ＲＣフィルタであってもよいし、ＧｍＣフィルタであってもよいし、ＳＣフィルタであってもよい。
【００５４】
図４（ａ）は、一例として、下位周波数ｆＬと上位周波数ｆＨとの間の、有効信号の周波数帯域を図示する。キャリブレーション信号のクロック周波数ｆｓは、説明したフィルタの動作のために有効信号帯域から十分に離れていることが理解できる。
【００５５】
図４（ｂ）は、チョッピングの後であるが、図４（ａ）と同様の信号スペクトラムを図示する。この場合において、チョッピング周波数は、正確にはクロック周波数ｆｓである。破線は、フィルタの特性と一致する。有効信号帯域は、チョッピング周波数で復調される。
【００５６】
図５は、図３の回路の応用例であり、使用される構成要素と有益なその相互接続回路との点において大幅に一致する回路を図示する。図３における切換スイッチ１２，６の代わりに、この場合においては、単一スイッチを備える。コンデンサ５は、直列経路のコンデンサ１７によって置き換えられる。入力ＩＮと出力ＯＵＴとの間で、有効信号経路は、帰還経路１’，４と共に演算増幅器７を備える第１の電流経路として接続される。
【００５７】
図６は、図中で表示するように、スイッチφ１，φ２を動作させるための模範的な信号を図示する。両方の制御信号は、同じチョッピング周波数ｆｓで作動し、必ず重なる時間がないことが理解できる。
【００５８】
図７は、複数の有効信号を処理するための複数のチャンネルを有する、図５の回路の模範的な応用例を図示する。これらは、図５を参照した例として説明されたように提案された原理に基づいてキャリブレーションされる。この場合において、そのキャリブレーションの経路は、一度に限り存在する。個々のチャンネルは、時分割多重化モードにおいて連続してキャリブレーションされる。この場合において、一つのチャンネルがキャリブレーションされ、それに対して、他の個々のチャンネルは、有効信号の処理のためだけに使用される。特に、三つのチャンネル４６，４７，４８は、各有効信号を処理するために設置され、且つ、入力ＩＮと出力ＯＵＴとの間に形成された例として提供される。入力ＩＮと出力ＯＵＴとは、それぞれ、それらを接続するスイッチ５２〜５７を備える。入力側のスイッチ５２，５４，５６は、各有効信号経路に対するキャリブレーションモードにおけるキャリブレーション信号ＣＡＬＳＩＧを供給するために、それぞれ使用される。キャリブレーション信号ＣＡＬＳＩＧは、電流源１１によって供給される。各有効信号経路に対するキャリブレーションモードにおいて、出力側のスイッチ５４，５５，５７は、サンプリング信号ＣＡＬＳＥＮＳＥを出力するためと、例えば、図５に図示されるようなものであってもよいキャリブレーション装置５８にその信号を供給するためとに使用される。キャリブレーション装置５８は、キャリブレーションされる各有効信号経路４６，４７，４８に対して制御信号ＣＮＴＲを供給するために使用される。それらの有効信号経路４６，４７，４８は、制御可能な電気抵抗１’を設置するための基礎として、順々に配置される。各制御信号ＣＮＴＲを保存するために、有効信号経路の各制御接続は、一方がその制御接続に接続され、且つ、片方が地面に接続されたコンデンサ４９，５０，５１を備える。この様に、各チャンネル４６，４７，４８は短いクロック周期でキャリブレーションされることが可能である。結果として得られた制御信号ＣＮＴＲは、コンデンサ４９，５０，５１に保存され、制御可能な電気抵抗１’の抵抗値を定めるために使用される。続いて、次のチャンネル４７，４８，４６がキャリブレーションされる。集積化されたコンデンサにおける比較的小さいリーク電流と、温度変化に対する比較的長い時定数とが、チャンネル４６，４７，４８に同時のキャリブレーションなしに比較的長い期間動作させることを可能にする。従って、一つのキャリブレーション経路のみが複数の有効信号経路のために必要とされるので、精密さに関する障害が全くない場合、実際にチップ面積と電力との点において有益な節約を達成することを可能にする。さらに述べると、分離したキャリブレーション信号がそれぞれのチャンネルに対して必要であるならば、そのような正確さで提供されなかったであろう、一つの非常に正確なキャリブレーション信号で十分である。上述したように、キャリブレーション信号と有効信号とは、異なる周波数帯域を使用するので、中断せずに有効信号を処理するためにその時点でキャリブレーションされているチャンネルを使用することもまた可能である。
【００５９】
図８は、図７のスイッチを動作させるための模範的なクロック信号を図示する。これらの制御信号ＣＡＬ１，ＣＡＬ２，…，ＣＡＬ（Ｎ）は、時分割多重化モードを実現するために連続して周期的に図７のそれぞれ関連するスイッチを動作させる。従って、提案された原理に基づくキャリブレーションは、有効信号経路４６，４７，４８のそれぞれ一つにおいてなされ、それに対して、有効信号には、残ったそれぞれのチャンネルにおけるキャリブレーション信号によって重ねられるため、特に決まった引き当てがある訳ではない。
【００６０】
図９は、その出力が直列回路１９を介してその反転入力に接続されるトランスインピーダンス増幅器１８を備える、提案された原理の模範的な形態を図示する。その反転入力は、逆バイアスのフォトダイオード２０が接続されたトランスインピーダンス増幅器の入力を形成する。帰還経路は、固定値電気抵抗２０と制御可能な電気抵抗２１とを含む直列回路１９を備える。さらに制御可能な電気抵抗２１は、制御入力と制御された経路とを有する金属酸化膜半導体トランジスタ、所謂、ＭＯＳトランジスタを備える。制御可能な電気抵抗２１のための制御電圧は、以下で説明される、図１０において図示される回路によって供給される。図９に示されるような受光器は、特に、温度独立的な、とても精密なトランスインピーダンスを必要とする。電気抵抗２０は、前述した多結晶シリコンのような、ドープされた多結晶半導体材料で作成された半導体電気抵抗で設計されていれば、一般的に６００［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］程度の温度ドリフトを有する。図９に図示されるトランスインピーダンス増幅器は、フォトダイオード電流を、さらなる処理がなされる出力電圧に変換する。そのような回路の利得は、フィードバック電気抵抗１９によって決定される。高精度の利得は、例えば、血糖値を測定するためのグルコース計測装置のように、高精度のセンサの用途のために必要とされる。温度補償は、従って、温度ドリフトがほとんどない電気抵抗を作成するために必要である。特に、その温度ドリフトは、約２００［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］以下でなければならない。
【００６１】
提案された原理に基づき、以下で説明され、図１０に示された回路は、直列回路の電気抵抗を温度ドリフトがほとんどない状態で維持するために、増幅器のトランスインピーダンスに対しても同様にするために使用されうる。
【００６２】
図１０は、温度を補償する方法で図９におけるトランジスタ２１を調節するために使用される回路であって、出力２２において調節電圧ＶＣＴＲＬを生成するための回路を図示する。このために、図１０の回路は、直列回路１９’と称される、図９の直列回路１９のコピーを備える。この直列回路１９’は、図９の直列回路１９の関連構成物２０，２１のそれぞれに対応する、固定値電気抵抗２０’と制御可能な電気抵抗２１’とを備える。制御可能な電気抵抗２１’は、同様に出力２２に接続される。カレントミラー回路２２の入力は、トランジスタ２３の制御される経路を介して、一端が基準電位端子に接続される直列回路１９’の他端に接続される。トランジスタ２３は、増幅器２４の出力に接続されるゲート端子を備える。増幅器２４の非反転入力は、基準電圧源２５に接続され、それに対して、増幅器２４の反転入力は、トランジスタ２３を直列回路１９’に接続させる電圧ノードに接続される。１：Ｎの変圧率を有するカレントミラー回路２２の出力は、第２のクロック位相φ２でスイッチ２６を介して比較器２７の反転入力に接続される。加えて、カレントミラー回路２２の出力は、第１、第３、第４のクロック位相φ１、φ３、φ４でスイッチ２８を介して基準電位端子に接続される。スイッチドキャパシタ基準電気抵抗２９は、同様に比較器２７の反転入力に接続される。スイッチドキャパシタ基準電気抵抗２９が備えるコンデンサ３０の各端子は、第１のクロック位相φ１で、それぞれスイッチ３１，３２を用いて基準電位に接続されうる。さらに、スイッチ３３，３４は、第２のクロック位相φ２で、比較器２７の反転入力と基準電位端子との間でコンデンサ３０を接続するように配置される。
【００６３】
比較器２７自体は、スイッチドキャパシタの増幅器の形態を取る。このために、帰還経路は、三本の平行に接続された経路を備える。比較器２７の出力と反転入力との間の第１の経路は、第１のクロック位相φ１で動作するスイッチ３５を備える。第２の経路は、クロック位相φ２で動作するスイッチ３７と直列に接続されるコンデンサ３６を備える。第２のコンデンサ３８は、同様に、第３の帰還経路においてスイッチ３９と直列回路を形成する。スイッチ３９は、第２〜４のクロック位相φ２、φ３、φ４で閉じる。さらにスイッチ４０，４１は、第１と第２のコンデンサ３６，３８と、連結したスイッチ３７，３９との間のノードを基準電位端子４２に接続させるために使用される。
【００６４】
この場合、さらに、第１のコンデンサ３６と連結しているスイッチ４０は、第１と第３のクロック位相φ１、φ３で閉じる。さらに、第２のコンデンサ３８に連結されているスイッチ４１は、第１のクロック位相φ１で閉じる。誤り増幅器を実現する比較器２７の出力は、ループフィルタを介して出力２２に接続される。ループフィルタは、増幅器２７の出力とさらなる増幅器４４の反転入力との間のスイッチドキャパシタとして接続されたスイッチドキャパシタ４３を備える。スイッチドキャパシタ４３上の四つのスイッチは、第３のクロック位相φ３で増幅器２７からの出力信号を用いてキャパシタに充電し、第４のクロック位相φ４で増幅器４４の入力に放電するために使用される。さらに増幅器４４は、出力２２に接続された増幅器４４の出力と、増幅器４４の反転入力との間の帰還経路上にコンデンサ４５を備える。増幅器４４の非反転入力は、接地電位に接続される。コンデンサ４３，４５は、制御ループを安定させるために使用される。誤り増幅器の帰還経路上のコンデンサ３６，３８は、残差を決定する。
【００６５】
図１０に従うと、バンドギャップ電圧源２５と基準電気抵抗２９とは、基準構成物として使用される。使用する回路の実施と共に、このことは、非常に低い温度依存性を有する電気抵抗１９を提供するために役に立つ。図１０に示される回路は、出力２２で制御ループを使用して温度依存性制御電圧を生成する。その制御電圧は、基準発生器を使用して生成される。ＭＯＳトランジスタ２１又は２１’は、さらなる電気抵抗を、温度ドリフトを補償するフィードバック電気抵抗１９，１９’に追加する。図１０に示される制御ループにおけるこの直列回路１９’の型は、出力電流ＩＯＵＴを生成するために使用される。その出力電流は、スイッチドキャパシタ２９によって生成された等価基準電流と比較される。二つの電流は、フィルタ４３，４４，４５の下流で制御電圧を生成する誤り増幅器２７を使用して比較される。出力電流ＩＯＵＴとスイッチドキャパシタ２９によって生成された基準電流とが同じになるまで、この制御電圧は、順に電気抵抗２１’の抵抗値を変化させる。ループフィルタ４３〜４５は、制御ループを安定させ、それ自体がスイッチドキャパシタ技術を使用して設計される。残存する温度ドリフトは、従って、基準源２５の精度と、基準コンデンサ３０における温度ドリフトと、図１０のスイッチを動作させる基準クロック源における温度ドリフトと、カレントミラー回路２２における温度ドリフトとによって定まる。バンドギャップ電圧発生器２５は、１５［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］以下の温度係数を有する。スイッチを動作させるために、１［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］より大幅に小さい優れた温度ドリフトを有する結晶基準が使用される。主な貢献は、このように、例えば、４３［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］という一般的な温度ドリフトを有する基準コンデンサ３０によってなされる。全体的に、しかしながら、最も悪い場合の評価をもってしても、アレンジメントの全ての温度ドリフトは、１００［ｐｐｍ／Ｋｅｌｖｉｎ］より大幅に下回って残存し、それは意味のある改良である。図９の直列回路１９における直列電気抵抗回路１９’のコピーの使用は、スイッチドキャパシタ回路による有効信号経路への電荷放出の結果として生じるかもしれない、どのような誤作動も防ぐ。
【００６６】
図１１は、一例として四つの与えられたクロック位相φ１〜φ４におけるスイッチの制御信号の時間プロフィールを図示する。この場合において、図１０における各スイッチに対するラベルは、そのスイッチが、各クロック位相で動作すること、つまり、閉じると呼ばれることを意味する。これに関連して、第１のクロック位相φ１は再設定に一致し、第２は積分に一致し、第３は増幅に一致し、第４は充電に一致する。
【００６７】
詳細に、基準電気抵抗と誤り増幅器の帰還経路とにおける回路のコンデンサ３０，３６，３８は、第１のクロック位相φ１で再設定される。演算増幅器２７の出力は、アナログ接地電圧ＶＡＧＮＤに配置される。増幅器４４の出力において、制御電圧は荷電されないままである。
【００６８】
第２のクロック位相φ２で、誤り増幅器の帰還経路上のコンデンサ３６，３８は、平行に接続される。このクロック位相の始まりにおいて、コンデンサ３０を備える基準電気抵抗は、アナログ基準電圧ＶＡＧＮＤに荷電され、この電荷は、二つのコンデンサ３６，３８へ移動させられる。第２のクロック位相の間に、コンデンサ３６，３８は、積分サイクルにおける出力電流ＩＯＵＴによって放電する。第２のクロック位相の終わりには、基準コンデンサ３０によって増加させられた基準電圧ＶＡＧＮＤと、第２のクロック位相φ２のクロック周期によって増加させられた出力電流ＩＯＵＴとの電荷の違いは、コンデンサ３６，３８上に蓄えられる。
【００６９】
第３のクロック位相φ３においては、説明された電荷の違いは、コンデンサ３６からコンデンサ３８へ電荷を移動させることによって増幅される。このために、コンデンサ３６は、アナログ基準電圧ＶＡＧＮＤへ短絡する。誤り増幅器２７の出力は、スイッチドキャパシタ４３にサンプリングされる。
【００７０】
第４、最後のクロック位相φ４において、その電荷は、コンデンサ４３からループフィルタのコンデンサ４５に移動し、図９と図１０とにおけるトランジスタ２１’とトランジスタ２１とのゲートをある値へ調節する。この値は、電気抵抗２１’と従って直列回路１９’が引き続くサイクルのために有する新しい抵抗値を定める。
【００７１】
図１２は、誤り信号ＶＡＧＮＤ、つまり、電荷の違いとしての基準信号の模範的なプロフィールを図示する。図１２から理解できるように、引き続くクロックサイクルＴｎ＋１における電荷の違いは、前のサイクルＴｎにおけるゲート電圧Ｖｃｔｒｌのマッチングのためにより小さくなる。
【図面の簡単な説明】
【００７２】
【図１】図１は、提案された原理に基づくアレンジメントの第１の実施形態を図示する。
【図２】図２は、提案された原理に基づくアレンジメントの第２の実施形態を図示する。
【図３】図３は、チョッピングの原理を用いた、図２の回路の模範的な応用例を図示する。
【図４】図４Ａと図４Ｂは、図３の回路におけるクロック周波数と有効周波数帯域との間の関係を図示する。
【図５】図５は、チョッピングの原理を用いた、図２の回路の他の模範的な応用例を図示する。
【図６】図６は、図３と図５とのスイッチを動作させるための模範的なクロック信号を図示する。
【図７】図７は、複数の経路のための、図５の回路の模範的な応用例を図示する。
【図８】図８は、図７のスイッチを動作させるための模範的なクロック信号を図示する。
【図９】図９は、制御可能なフィードバック電気抵抗を用いた、有効信号増幅器の実施形態を図示する。
【図１０】図１０は、図９の電気抵抗を動作させるための、提案された原理に基づいた回路の実施形態を図示する。
【図１１】図１１は、四つのクロック位相における図１０のスイッチを動作させるための模範的な信号を図示する。
【図１２】図１２は、図１０に図示される比較信号に対する模範的な信号の統計データを図示する。
【符号の説明】
【００７３】
１ 制御可能な電気抵抗
１’ 制御可能な電気抵抗
２ 基準電気抵抗
３ 比較器
４ 固定値電気抵抗
５ コンデンサ
６ スイッチ
７ 増幅器
８ 有効信号源
９ ローパスフィルタ
１０ 出力
１１ 共通の電流源
１２ 切換スイッチ
１３ 信号経路
１４ 基準電位端子
１５ バンドパスフィルタ
１６ 比較器
１７ スイッチドキャパシタ
１８ トランスインピーダンス増幅器
１９ 直列回路
２０ 固定値電気抵抗
２０ フォトダイオード
２１ 制御可能な電気抵抗
２２ カレントミラー回路
２３ トランジスタ
２４ 増幅器
２５ バンドギャップ
２６ スイッチ
２７ 誤り増幅器
２８ スイッチ
２９ スイッチドキャパシタ
３０ コンデンサ
３１ スイッチ
３２ スイッチ
３３ スイッチ
３４ スイッチ
３５ スイッチ
３６ コンデンサ
３７ スイッチ
３８ コンデンサ
３９ スイッチ
４０ スイッチ
４１ スイッチ
４２ スイッチ
４３ スイッチドキャパシタ
４４ 増幅器
４５ コンデンサ
４６ チャンネル
４７ チャンネル
４８ チャンネル
４９ コンデンサ
５０ コンデンサ
５１ コンデンサ
５２ スイッチ
５３ スイッチ
５４ スイッチ
５５ スイッチ
５６ スイッチ
５７ スイッチ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御可能な抵抗値を持つ電気抵抗（１）と、
スイッチドキャパシタの形態を取る基準電気抵抗（２）と、
前記制御可能な電気抵抗（１）と前記基準電気抵抗（２）とに入力側が接続され、且つ、誤り信号を出力するための出力を備える比較器（３）と、
前記抵抗値を制御するために前記比較器（３）の前記出力に接続された前記制御可能な電気抵抗（１）上の制御入力と、
を備える、抵抗に対する温度補償のためのアレンジメント。
【請求項２】
前記制御可能な電気抵抗（１）は、固定値電気抵抗（４）と当該制御可能な電気抵抗（１’）とから構成される直列回路の形態を取る、請求項１に記載のアレンジメント。
【請求項３】
スイッチドキャパシタの形態の前記基準電気抵抗（２）は、コンデンサ（５）と、基準クロック周波数（ｆｓ）での周期的な切り替えのための少なくとも一つのスイッチ（６）とから構成される、請求項１又は２に記載のアレンジメント。
【請求項４】
スイッチドキャパシタの形態の前記基準電気抵抗（２）に接続される基準クロック発生器をさらに備える、請求項１乃至３の何れか１項に記載のアレンジメント。
【請求項５】
前記制御可能な電気抵抗（１’）は、増幅器（７）の帰還経路上に配置される、請求項１乃至４の何れか１項に記載のアレンジメント。
【請求項６】
前記制御可能な電気抵抗（１’）を含む第１の電流経路と、スイッチドキャパシタの形態の前記基準電気抵抗（２）を含む第２の電流経路との二つの電流経路に切り替え可能に接続される共通の電流源（１１）をさらに備える、請求項１乃至５の何れか１項に記載のアレンジメント。
【請求項７】
前記制御可能な電気抵抗（１’）は、有効な周波数帯域の有効信号の信号処理のために設けられる有効信号経路に配置され、
前記有効な周波数帯域は、前記基準クロック周波数（ｆｓ）とは異なる、
請求項３又は６に記載のアレンジメント。
【請求項８】
前記有効信号経路は、トランスインピーダンス増幅器（７）を含み、
前記制御可能な電気抵抗（１’）は、前記トランスインピーダンス増幅器のフィードバック経路に配置され、
前記比較器（１６）は、前記トランスインピーダンス増幅器（７）の出力に接続される第１の入力と、前記第２の電流経路に接続される第２の入力とを備える、
請求項７に記載のアレンジメント。
【請求項９】
時分割多重化モードにおけるキャリブレーションのためにそれぞれスイッチ（５２，５３；５４，５５；５６，５７）を介して共通の第２の電流経路に接続される複数の有効信号経路（４６，４７，４８）を備える、請求項７又は８に記載のアレンジメント。
【請求項１０】
制御可能な抵抗値を持ち、且つ、有効信号経路に配置された、追加的な制御可能電気抵抗（２１）を備え、
前記比較器（２７）の前記出力は、前記追加的な制御可能電気抵抗（２１）の抵抗値を制御するために、前記追加的な制御可能電気抵抗（２１）にさらに接続される、
請求項１乃至４の何れか１項に記載のアレンジメント。
【請求項１１】
前記比較器は、誤り増幅器としてスイッチドキャパシタ技術を使用して接続される増幅器（２７）を含む、請求項１０に記載のアレンジメント。
【請求項１２】
集積回路技術を使用して設計される、
ことを特徴とする請求項１乃至１１の何れか１項に記載のアレンジメント。
【請求項１３】
制御可能な電気抵抗（１）を提供するステップと、
スイッチドキャパシタとして基準電気抵抗（２）を提供し、動作させるステップと、
前記制御可能な電気抵抗（１）の抵抗値と前記基準電気抵抗（２）の抵抗値とを比較するステップと、
前記比較するステップで比較した結果に基づいて、前記制御可能な電気抵抗（１）の前記抵抗値を制御するステップと、
を備える、抵抗に対する温度補償のための方法。
【請求項１４】
固定抵抗値と制御可能な抵抗値との合計として、前記制御可能な電気抵抗の前記抵抗値を提供する、
ことを特徴とする請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
基準クロック（ｆｓ）の制御下で、切換可能なコンデンサ（５）の周期的な切り替えを通して前記基準電気抵抗（２）を提供する、
ことを特徴とする請求項１３又は１４に記載の方法。
【請求項１６】
増幅器（７）の帰還経路に前記制御可能な電気抵抗（１’）を提供する、
ことを特徴とする請求項１３乃至１５の何れか１項に記載の方法。
【請求項１７】
前記制御可能な電気抵抗（１’）を含む第１の電流経路と、前記基準電気抵抗（２）を含む第２の電流経路とへ共通の電流（ＩＣＡＬ）を交互に供給する、
ことを特徴とする請求項１３乃至１６の何れか１項に記載の方法。
【請求項１８】
前記制御可能な電気抵抗（１’）を使用して有効な周波数帯域（ｆＬ，ｆＨ）における有効信号（ＩＩＮ）を処理し、
前記有効な周波数帯域（ｆＬ，ｆＨ）とは異なる周波数（ｆｓ）の前記基準クロックを使用して前記切換可能なコンデンサ（５）を制御する、
ことを特徴とする請求項１５と１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記制御可能な電気抵抗（１’）の前記抵抗値に基づいて、トランスインピーダンス増幅器（７）を使用して前記有効信号を増幅し、
増幅した前記有効信号（ＩＩＮ）と、前記基準電気抵抗（２）から得た信号とを比較する、
ことを特徴とする請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
共通の基準電気抵抗に基づいて共通のキャリブレーション信号を使用した時分割多重化モードにおける複数の有効信号経路（４６，４７，４８）に対して交互にキャリブレーションを行う、
ことを特徴とする請求項１８又は１９に記載の方法。
【請求項２１】
有効信号経路に追加的な制御可能電気抵抗（２１）を提供し、
前記比較するステップにおける比較の結果に基づいて、前記追加的な制御可能電気抵抗（２１）の前記抵抗値を制御する、
ことを特徴とする請求項１３乃至１５の何れか１項に記載の方法。
【請求項２２】
スイッチドキャパシタ誤り増幅器（２７）を使用して、前記制御可能な電気抵抗（２１’）の前記抵抗値と、前記基準電気抵抗（２９）の前記抵抗値とを比較する、
ことを特徴とする請求項２１に記載の方法。
【請求項１】
制御可能な抵抗値を持つ電気抵抗（１）と、
スイッチドキャパシタの形態を取る基準電気抵抗（２）と、
前記制御可能な電気抵抗（１）と前記基準電気抵抗（２）とに入力側が接続され、且つ、誤り信号を出力するための出力を備える比較器（３）と、
前記抵抗値を制御するために前記比較器（３）の前記出力に接続された前記制御可能な電気抵抗（１）上の制御入力と、
を備える、抵抗に対する温度補償のためのアレンジメント。
【請求項２】
前記制御可能な電気抵抗（１）は、固定値電気抵抗（４）と当該制御可能な電気抵抗（１’）とから構成される直列回路の形態を取る、請求項１に記載のアレンジメント。
【請求項３】
スイッチドキャパシタの形態の前記基準電気抵抗（２）は、コンデンサ（５）と、基準クロック周波数（ｆｓ）での周期的な切り替えのための少なくとも一つのスイッチ（６）とから構成される、請求項１又は２に記載のアレンジメント。
【請求項４】
スイッチドキャパシタの形態の前記基準電気抵抗（２）に接続される基準クロック発生器をさらに備える、請求項１乃至３の何れか１項に記載のアレンジメント。
【請求項５】
前記制御可能な電気抵抗（１’）は、増幅器（７）の帰還経路上に配置される、請求項１乃至４の何れか１項に記載のアレンジメント。
【請求項６】
前記制御可能な電気抵抗（１’）を含む第１の電流経路と、スイッチドキャパシタの形態の前記基準電気抵抗（２）を含む第２の電流経路との二つの電流経路に切り替え可能に接続される共通の電流源（１１）をさらに備える、請求項１乃至５の何れか１項に記載のアレンジメント。
【請求項７】
前記制御可能な電気抵抗（１’）は、有効な周波数帯域の有効信号の信号処理のために設けられる有効信号経路に配置され、
前記有効な周波数帯域は、前記基準クロック周波数（ｆｓ）とは異なる、
請求項３又は６に記載のアレンジメント。
【請求項８】
前記有効信号経路は、トランスインピーダンス増幅器（７）を含み、
前記制御可能な電気抵抗（１’）は、前記トランスインピーダンス増幅器のフィードバック経路に配置され、
前記比較器（１６）は、前記トランスインピーダンス増幅器（７）の出力に接続される第１の入力と、前記第２の電流経路に接続される第２の入力とを備える、
請求項７に記載のアレンジメント。
【請求項９】
時分割多重化モードにおけるキャリブレーションのためにそれぞれスイッチ（５２，５３；５４，５５；５６，５７）を介して共通の第２の電流経路に接続される複数の有効信号経路（４６，４７，４８）を備える、請求項７又は８に記載のアレンジメント。
【請求項１０】
制御可能な抵抗値を持ち、且つ、有効信号経路に配置された、追加的な制御可能電気抵抗（２１）を備え、
前記比較器（２７）の前記出力は、前記追加的な制御可能電気抵抗（２１）の抵抗値を制御するために、前記追加的な制御可能電気抵抗（２１）にさらに接続される、
請求項１乃至４の何れか１項に記載のアレンジメント。
【請求項１１】
前記比較器は、誤り増幅器としてスイッチドキャパシタ技術を使用して接続される増幅器（２７）を含む、請求項１０に記載のアレンジメント。
【請求項１２】
集積回路技術を使用して設計される、
ことを特徴とする請求項１乃至１１の何れか１項に記載のアレンジメント。
【請求項１３】
制御可能な電気抵抗（１）を提供するステップと、
スイッチドキャパシタとして基準電気抵抗（２）を提供し、動作させるステップと、
前記制御可能な電気抵抗（１）の抵抗値と前記基準電気抵抗（２）の抵抗値とを比較するステップと、
前記比較するステップで比較した結果に基づいて、前記制御可能な電気抵抗（１）の前記抵抗値を制御するステップと、
を備える、抵抗に対する温度補償のための方法。
【請求項１４】
固定抵抗値と制御可能な抵抗値との合計として、前記制御可能な電気抵抗の前記抵抗値を提供する、
ことを特徴とする請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
基準クロック（ｆｓ）の制御下で、切換可能なコンデンサ（５）の周期的な切り替えを通して前記基準電気抵抗（２）を提供する、
ことを特徴とする請求項１３又は１４に記載の方法。
【請求項１６】
増幅器（７）の帰還経路に前記制御可能な電気抵抗（１’）を提供する、
ことを特徴とする請求項１３乃至１５の何れか１項に記載の方法。
【請求項１７】
前記制御可能な電気抵抗（１’）を含む第１の電流経路と、前記基準電気抵抗（２）を含む第２の電流経路とへ共通の電流（ＩＣＡＬ）を交互に供給する、
ことを特徴とする請求項１３乃至１６の何れか１項に記載の方法。
【請求項１８】
前記制御可能な電気抵抗（１’）を使用して有効な周波数帯域（ｆＬ，ｆＨ）における有効信号（ＩＩＮ）を処理し、
前記有効な周波数帯域（ｆＬ，ｆＨ）とは異なる周波数（ｆｓ）の前記基準クロックを使用して前記切換可能なコンデンサ（５）を制御する、
ことを特徴とする請求項１５と１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記制御可能な電気抵抗（１’）の前記抵抗値に基づいて、トランスインピーダンス増幅器（７）を使用して前記有効信号を増幅し、
増幅した前記有効信号（ＩＩＮ）と、前記基準電気抵抗（２）から得た信号とを比較する、
ことを特徴とする請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
共通の基準電気抵抗に基づいて共通のキャリブレーション信号を使用した時分割多重化モードにおける複数の有効信号経路（４６，４７，４８）に対して交互にキャリブレーションを行う、
ことを特徴とする請求項１８又は１９に記載の方法。
【請求項２１】
有効信号経路に追加的な制御可能電気抵抗（２１）を提供し、
前記比較するステップにおける比較の結果に基づいて、前記追加的な制御可能電気抵抗（２１）の前記抵抗値を制御する、
ことを特徴とする請求項１３乃至１５の何れか１項に記載の方法。
【請求項２２】
スイッチドキャパシタ誤り増幅器（２７）を使用して、前記制御可能な電気抵抗（２１’）の前記抵抗値と、前記基準電気抵抗（２９）の前記抵抗値とを比較する、
ことを特徴とする請求項２１に記載の方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公表番号】特表２００８−５３７６６８（Ｐ２００８−５３７６６８Ａ）
【公表日】平成２０年９月１８日（２００８．９．１８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−５０４６９９（Ｐ２００８−５０４６９９）
【出願日】平成１８年４月７日（２００６．４．７）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＥＰ２００６／００３２０６
【国際公開番号】ＷＯ２００６／１０８５７５
【国際公開日】平成１８年１０月１９日（２００６．１０．１９）
【出願人】（５０５３９５９２８）オーストリアマイクロシステムス アーゲー (20)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２０年９月１８日（２００８．９．１８）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年４月７日（２００６．４．７）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＥＰ２００６／００３２０６
【国際公開番号】ＷＯ２００６／１０８５７５
【国際公開日】平成１８年１０月１９日（２００６．１０．１９）
【出願人】（５０５３９５９２８）オーストリアマイクロシステムス アーゲー (20)
【Ｆターム（参考）】
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