無停電電源装置
【課題】交流電源や負荷に流れる漏洩電流を抑制できる無停電電源装置を得る。
【解決手段】変換器３のコンバータ４は入力側のフィルタ２を介して交流電源１に接続され交流を直流に変換し、インバータ７は直流母線６を介してコンバータ４に接続され直流を交流に変換して出力側のフィルタ８を介して負荷１５に供給する。蓄電池１２は、直流−直流コンバータ１１を介して直流母線６に接続され変換器３との間で電力を授受する。入力側及び出力側のコンデンサ２ｂ，８ｂの中性点同士を接続しバイパスコンデンサ２１を介して接地し、浮遊容量による漏洩電流の低減を図っている。蓄電池１２を循環コンデンサ２２を介して接地し、制御回路２８にてバイパスコンデンサ２１に発生するコモンモード電圧Ｖｃｏｍ及び直流母線に発生するコモンモード電圧Ｖｃを打ち消す電圧を発生させ、変換器３から交流電源１や負荷１５へ還流する漏洩電流を抑制する。
【解決手段】変換器３のコンバータ４は入力側のフィルタ２を介して交流電源１に接続され交流を直流に変換し、インバータ７は直流母線６を介してコンバータ４に接続され直流を交流に変換して出力側のフィルタ８を介して負荷１５に供給する。蓄電池１２は、直流−直流コンバータ１１を介して直流母線６に接続され変換器３との間で電力を授受する。入力側及び出力側のコンデンサ２ｂ，８ｂの中性点同士を接続しバイパスコンデンサ２１を介して接地し、浮遊容量による漏洩電流の低減を図っている。蓄電池１２を循環コンデンサ２２を介して接地し、制御回路２８にてバイパスコンデンサ２１に発生するコモンモード電圧Ｖｃｏｍ及び直流母線に発生するコモンモード電圧Ｖｃを打ち消す電圧を発生させ、変換器３から交流電源１や負荷１５へ還流する漏洩電流を抑制する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、無停電電源装置に係り、特に交流電源の交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、その直流電圧を交流電圧に変換するインバータの動作により、交流電源や負荷に流れる漏洩電流を抑制することができる無停電電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に無停電電源装置は、交流電源から受電した交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、その直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、直流母線を介して平滑コンデンサに接続され平滑コンデンサの直流電圧を所望の交流電圧に変換し負荷に出力するインバータとからなる変換器と、エネルギーを蓄積する蓄電池が蓄電池の直流電圧を所望の直流電圧に変換する直流―直流コンバータを介して平滑コンデンサに並列に接続された構成を有している。このような無停電電源装置においては、コンバータを構成する半導体開閉素子のスイッチングに伴って発生するキャリア周波数成分の影響が、交流電源に伝播しないように、コンバータの入力側にフィルタを設置する。またインバータを構成する半導体開閉素子のスイッチングに伴って発生するキャリア周波数成分が負荷側に伝播しないように、インバータの出力側にもフィルタを設置する。上記の各フィルタによってキャリア周波数成分に起因した高周波電圧の変動成分の影響は軽減される。
【０００３】
しかし、このように、コンバータの入力側とインバータの出力側にそれぞれフィルタを設置した場合には、キャリア周波数成分を軽減することが可能であるものの、接地点から見た直流電圧にはキャリア周波数成分に起因した電圧変動が発生する。このような状況に鑑みて、従来の電力変換装置において、コンバータの入力側のフィルタを構成するＹ結線されたコンデンサの中性点とインバータの出力側のフィルタを構成するＹ結線されたコンデンサの中性点とを互いに電気的に接続する電力変換装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平９−２９４３８１号公報（段落番号０００７及び図１）。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来の電力変換装置は以上のように構成され、入力側及び出力側のフィルタのコンデンサの中性点が互いに接続されているが、変換器を構成するコンバータやインバータとアースとの間には浮遊容量が必然的に存在するので、コンバータのスイッチングに伴って生じる高周波電流が浮遊容量を介してアースに漏洩し、当該高周波電流が交流電源側の接地点から入力側のフィルタを経由して再びコンバータに流入して循環したり、あるいは、浮遊容量を介してアースに漏洩した高周波電流が負荷側の接地点から出力側のフィルタを経由して再びインバータに流入して循環したりする。このように変換器から浮遊容量を介して漏洩する高周波電流は、コンバータやインバータのキャリア周波数成分の電流よりも周波数が高いために、変換器の入力側および出力側にそれぞれ設けられたフィルタのコンデンサによっては循環するのを十分に阻止することができない。
【０００６】
そして、このように循環する高周波電流が放射ノイズ源となり、交流系統である交流電源側に接続される他の機器へ誘導障害を与えたり、ラジオ周波数帯に影響を及ぼすなどの問題点がある。また、コンバータとインバータとを接続する直流母線に蓄電池が接続される無停電電源装置においても、蓄電池とアースとの間に生じる浮遊容量を介して高周波電流が流れるため、同様な問題を生じる。特に、変調波の３倍の周波数が重畳されるような低周波のコモンモード電圧が発生すると、漏電遮断器の誤動作を誘発する可能性がある。
【０００７】
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、無停電電源装置と接続される交流電源や負荷に流れる漏洩電流を抑制することができる無停電電源装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明に係る無停電電源装置においては、
入力側のフィルタと、変換器と、出力側のフィルタと、直流−直流コンバータと、蓄電池と、バイパスコンデンサと、循環コンデンサと、補償制御装置とを有する無停電電源装置であって、
入力側及び出力側のフィルタは、それぞれリアクトルとコンデンサとを有し、コンデンサは一方の端子がリアクトルに接続され他方の端子が共通に接続されたものであり、
変換器は、コンバータとインバータと直流母線とを有し、
コンバータは、入力側のフィルタを介して交流電源に接続され交流を直流に変換するものであり、
インバータは、直流母線を介してコンバータに接続され直流を交流に変換して出力側のフィルタを介して負荷に供給するものであり、
蓄電池は、直流−直流コンバータを介して直流母線に接続され変換器との間で電力のやりとりを行うものであり、
入力側及び出力側のコンデンサの共通に接続された他方の端子同士が接続線により接続されるとともにバイパスコンデンサを介して接地され、蓄電池は循環コンデンサを介して接地されたものであり、
補償制御装置は、バイパスコンデンサに流れる電流を減少させる方向の電圧を補償コモンモード電圧として循環コンデンサに発生させるものである。
【発明の効果】
【０００９】
この発明に係る無停電電源装置においては、
入力側のフィルタと、変換器と、出力側のフィルタと、直流−直流コンバータと、蓄電池と、バイパスコンデンサと、循環コンデンサと、補償制御装置とを有する無停電電源装置であって、
入力側及び出力側のフィルタは、それぞれリアクトルとコンデンサとを有し、コンデンサは一方の端子がリアクトルに接続され他方の端子が共通に接続されたものであり、
変換器は、コンバータとインバータと直流母線とを有し、
コンバータは、入力側のフィルタを介して交流電源に接続され交流を直流に変換するものであり、
インバータは、直流母線を介してコンバータに接続され直流を交流に変換して出力側のフィルタを介して負荷に供給するものであり、
蓄電池は、直流−直流コンバータを介して直流母線に接続され変換器との間で電力のやりとりを行うものであり、
入力側及び出力側のコンデンサの共通に接続された他方の端子同士が接続線により接続されるとともにバイパスコンデンサを介して接地され、蓄電池は循環コンデンサを介して接地されたものであり、
補償制御装置は、バイパスコンデンサに流れる電流を減少させる方向の電圧を補償コモンモード電圧として循環コンデンサに発生させるものであるので、
変換器から交流電源や負荷に流れる漏洩電流を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】この発明の実施の形態１である無停電電源装置の回路図である。
【図２】図１の無停電電源装置の動作原理を説明するための説明図である。
【図３】図１の直流−直流コンバータ及び循環コンデンサの変形例を示す回路図である。
【図４】図１の直流−直流コンバータ及び循環コンデンサの別の変形例を示す回路図である。
【図５】この発明の実施の形態２である無停電電源装置の回路図である。
【図６】この発明の実施の形態３である無停電電源装置の回路図である。
【図７】この発明の実施の形態４である無停電電源装置の回路図である。
【図８】この発明の実施の形態５である制御回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
図１〜図４は、この発明を実施するための実施の形態１を示すものであり、図１は無停電電源装置の回路図、図２は図１の無停電電源装置の動作原理を説明するための説明図、図３は図１の直流−直流コンバータ及び循環コンデンサの変形例を示す回路図、図４は図１の直流−直流コンバータ及び循環コンデンサの別の変形例を示す回路図である。図１において、商用周波数の三相交流の交流電源１にフィルタ２を介して変換器３が接続され、交流電源１から受電した交流電圧を直流電圧に変換する。変換器３はコンバータ４と平滑コンデンサ５と直流母線６とインバータ７とを有する。コンバータ４は、図示しないが周知の半導体開閉素子とこの半導体開閉素子に並列に接続されたダイオードとを有する６組の開閉手段が３相フルブリッジ接続された３相フルブリッジ回路を有し、上記開閉手段が図示しない制御手段によって開閉制御される。
【００１２】
インバータ７は、直流母線６を介してコンバータ４の直流出力側に接続されている。インバータ７は、平滑コンデンサ５から供給される直流電圧を安定した交流電圧に変換して、フィルタ８を介して負荷１５へ供給する。また、インバータ７は、同様の６組の開閉手段が３相フルブリッジ接続された３相フルブリッジ回路を有し、上記開閉手段が図示しない制御手段によって開閉制御される。
【００１３】
フィルタ２は、入力側の三相交流の主回路に直列に挿入されるリアクトル２ａと一方の端子がそれぞれ上記リアクトル２ａの交流電源１側の端子に接続され、他方の端子が共通接続点において共通に接続されたＹ結線のコンデンサ２ｂとを有する。同様に、フィルタ８は、インバータ７の出力側の三相交流の主回路に直列に挿入されるリアクトル８ａと一方の端子がそれぞれ上記リアクトル８ａの負荷１５側の端子に接続され、他方の端子が共通接続点において共通に接続されたＹ結線のコンデンサ８ｂとを有する。
【００１４】
入力側のフィルタ２は、コンバータ４を構成する開閉手段のスイッチングに伴って発生するキャリア周波数成分の影響が交流電源１側に伝わらないように、また、出力側のフィルタ８は、インバータ７を構成する開閉手段のスイッチングに伴って発生するキャリア周波数成分の影響が負荷１５側に伝わらないように、それぞれのキャリア周波数の影響を低減するものである。また、直流母線６に平滑コンデンサ５が接続され、コンバータ４の直流出力を平滑する。
【００１５】
直流母線６に、直流−直流コンバータ１１を介して蓄電池１２が接続されている。直流−直流コンバータ１１は、単相フルブリッジ接続された半導体開閉素子１１ａ〜１１ｄ及び直流−直流コンバータ１１の蓄電池１２側に挿入されるリアクトル１１ｆ，１１ｇを有する。直流−直流コンバータ１１は、直流母線６の直流電圧を蓄電池１２に供給するのに適した直流電圧に変換して蓄電池１２を充電するとともに、交流電源１の停電時には、蓄電池１２の直流出力を適切な直流電圧に変換して直流母線６に供給し、インバータ７が交流電力に変換して負荷１５へ供給する。これにより、無停電電源装置が実現する。
【００１６】
また、Ｙ結線されたコンデンサ２ｂの中性点である共通接続点とＹ結線されたコンデンサ８ｂの中性点である共通接続点とが互いに接続線１０にて接続されるとともに接続線１０がバイパスコンデンサ２１により接地されている。蓄電池１２のマイナス（Ｎ）側が、循環コンデンサ２２により接地されている。バイパスコンデンサ２１のコモンモード電圧Ｖｃｏｍが電圧検出器２５により検出され、制御回路２８（詳細後述）へ供給される。直流母線６のマイナス（Ｎ）側とアースとの間に電圧検出器２６が設けられ、直流母線６のマイナス（Ｎ）側の対地電圧が検出され、制御回路２８に供給される。補償制御装置としての制御回路２８は、極性反転器２８ａ、極性反転器２８ｂ、加算器２８ｃ、キャリア信号発生器２８ｄ、比較器２８ｅを有する。
【００１７】
以上のように構成された無停電電源装置は、次のような特徴を有する。
（１）コンデンサ２ｂの共通接続点とコンデンサ８ｂの共通接続点とを互いに接続するとともにバイパスコンデンサ２１を設けて接地していること。
（２）直流−直流コンバータ１１に接続された蓄電池１２の負極側を循環コンデンサ２２を設けて接地していること。
（３）制御回路２８を設けていること。
【００１８】
全体の動作の説明に先立ち、バイパスコンデンサ２１を設けた場合の作用と問題点について説明する。バイパスコンデンサ２１を設けることにより、変換器３の開閉手段のスイッチングに伴って生じた高周波電流が、変換器３とアースとの間に存在する図示しない浮遊容量を介して流れたとしても、その高周波電流は直ちにバイパスコンデンサ２１を経由して入力側のフィルタ２あるいは出力側のフィルタ８から変換器３に向けて流れる。このため、従来のように、浮遊容量を介して変換器３からアースに漏洩した高周波電流が交流電源側の接地点から入力側のフィルタ２を経由して再び変換器３に流入して循環したり、あるいは、浮遊容量を介して変換器３からアースに漏洩した高周波電流が負荷１５側の接地点から出力側のフィルタ８を経由して再び変換器３に流入して循環するといった現象が生じるのが抑制される。
【００１９】
しかし、循環コンデンサ２２を設けず、バイパスコンデンサ２１を単独で設けた場合は、次のような問題点がある。すなわち、コンデンサ２ｂとコンデンサ８ｂの中性点が互いに接続され、さらにバイパスコンデンサ２１により接地されている。このとき、変換器３の動作としてはコンバータ４の出力電圧指令とインバータ７の出力電圧指令が互いに異なるとき、例えば互いの出力周波数は同じでも互いの位相が異なるときは、互いの発生するコモンモード電圧の位相も同様に異なるため、コンデンサ２１を介して交流電源側に漏洩電流として流れ込むという問題がある。特に、コモンモード電圧が変換器３の出力電圧の周波数の３倍成分であるような低周波である場合には、交流電源側に設置する図示しない漏電ブレーカの誤動作を誘発する可能性がある。この発明においては、バイパスコンデンサ２１を設けて浮遊容量を介してアースに漏洩する漏洩電流を抑制するとともに、バイパスコンデンサ２１を単独で設けた場合の上記のような問題点を解決することができる。
【００２０】
次に動作を説明する。まず、動作原理を図２により説明する。
図２は、循環コンデンサ２２に印加する電圧指令を示す概念図である。なお、以後の説明ではバイパスコンデンサ２１のコモンモード電圧をＶｃｏｍ、循環コンデンサ２２のコモンモード電圧をＶｃａｎ、コンバータ４とインバータ７の間の直流母線６のコモンモード電圧をＶｃで示す。これらの電圧は、アースとの間の電圧である。
図２（ａ）に循環コンデンサのコモンモード電圧指令が無い場合の、電圧Ｖｃａｎと電圧Ｖｃｏｍを比較して示している。図２（ａ）の状態では電圧Ｖｃａｎはアースに対して正弦波状に変動している。これは直流−直流コンバータ１１及び蓄電池１２は平滑コンデンサ５に並列に接続されているため、コンバータ４が発生する直流母線側のコモンモード電圧の影響で、平滑コンデンサ５に電圧Ｖｃの変動が生じれば、それに同調して直流−直流コンバータ１１及び蓄電池１２も電圧Ｖｃで変動する。
【００２１】
図２（ｂ）に電圧Ｖｃを循環コンデンサ２２の電圧指令値として入力した場合の電圧Ｖｃａｎと電圧Ｖｃｏｍの関係を示す。この電圧指令値により電圧Ｖｃａｎの変動分を相殺することが可能となり、電圧Ｖｃａｎ＝０の状態を実現できる。
図２（ｃ）に、電圧Ｖｃｏｍの逆位相電圧を電圧指令値とした場合の、電圧Ｖｃａｎと電圧Ｖｃｏｍの関係を示す。電圧Ｖｃａｎと電圧Ｖｃｏｍとが逆位相の関係となり、バイパスコンデンサ２１から交流電源１側へ伝播していた漏洩電流が、循環コンデンサ２２に循環し、結果として交流電源１側へ伝播していた漏洩電流の低減が実現できる。従って、循環コンデンサ２２の電圧指令値として電圧Ｖｃｏｍと逆位相の電圧を与えれば、バイパスコンデンサ２１から交流電源１側へ伝播していた漏洩電流を低減できることになる。
【００２２】
従って、循環コンデンサ２２の電圧指令値として、バイパスコンデンサ２１のコモンモード電圧Ｖｃｏｍと、コンバータ１１の直流出力側である直流母線６のコモンモード電圧Ｖｃとの和を与えれば、変換器３における漏洩電流を確実に低減できる。この実施の形態はこのような原理に基づき動作するものであり、以下詳細に説明する。
【００２３】
循環コンデンサ２２に制御回路２８により所望の電圧Ｖｃａｎを印加する。ここで、バイパスコンデンサ２１の静電容量と循環コンデンサ２２の静電容量とが等しいとすると、バイパスコンデンサ２１に発生する電圧Ｖｃｏｍと上記電圧Ｖｃａｎとの間に、Ｖｃａｎ＝−Ｖｃｏｍの関係が成立すれば、バイパスコンデンサ２１を経由する例えば変調波の周波数ｆの３倍のような低周波のコモンモード電流が、循環コンデンサ２２に循環するため、交流電源１に伝播する漏洩電流を低減できる。さらに、直流−直流コンバータ１１において、例えば半導体開閉素子１１ｃと１１ｄの制御指令に、循環コンデンサ２２に印加したい所望のコモンモード電圧の指令（ここでは電圧Ｖｃ）を重畳させばよい。
【００２４】
図１において、制御回路２８において、電圧検出器２５で検出される電圧Ｖｃｏｍが極性反転器２８ａに入力され、逆位相に変換され、加算器２８ｃに入力される。電圧検出器２６で検出される電圧Ｖｃが極性反転器２８ｂに入力され、逆位相に変換され、加算器２８ｃに入力される。両者は加算器２８ｃにて加算され、加算器２８ｃの出力信号電圧Ｖｃａｎがコモンモード電圧指令として、キャリア信号発生器２８ｄのキャリア信号と比較器２８ｅで比較され、ＰＷＭ信号電圧Ｖｐｗｍが得られ、周知の方法により直流−直流コンバータ１１の構成する半導体開閉素子１１ｃ，１１ｄを制御して、変換器３から交流電源側及び負荷側へ流れる漏洩電流を低減するように循環コンデンサ２２に補償コモンモード電圧としての電圧−（Ｖｃｏｍ＋Ｖｃ）を発生させ、変換器からの漏洩電流を減少させる。
【００２５】
なお、循環コンデンサの設置態様は図１に示したものに限られるわけではなく、図３の変形例に示したように構成することもできる。図３において、直流−直流コンバータ１１１は、半導体開閉素子１１１ａ、１１１ｂが２個直列に接続されたアームと半導体開閉素子１１１ｃ、１１１ｄが２個直列に接続されたアームとが直列に接続され、半導体開閉素子１１１ａと１１１ｂとの接続点及び半導体開閉素子１１１ｃと１１１ｄとの接続点が蓄電池１２に接続されている。この場合は、図１に示した制御回路２８と同様の図示しない制御回路が、半導体開閉素子１１１ｃ、１１１ｄを制御して、循環コンデンサ２２に電圧−（Ｖｃｏｍ＋Ｖｃ）を発生させる。
【００２６】
また、別の変形例を図４に示す。図４において、直流−直流コンバータ１１と接続された蓄電池１２の正負両極が第１及び第２の循環コンデンサ１２２，１２３にて接地されている。
【００２７】
なお、図１の無停電電源装置においては、コンデンサ２ｂの中性点とコンデンサ８ｂの中性点とが互いに接続され、さらにバイパスコンデンサ２１により接地されている。この無停電電源装置において、上述したように、コンバータ４の電圧指令とインバータ７の電圧指令とが異なる場合、例えば互いの出力周波数は同じでも、位相が異なる場合は、コンバータ４が発生するコモンモード電圧とインバータ７が発生するコモンモード電圧の位相も、同期して異なるため、バイパスコンデンサ２１を経由してコモンモードノイズ電流が発生するという問題が生じる。特に、第３高調波の電圧Ｖ３ｆがコンバータ４の制御信号に重畳された場合などのように低周波のコモンモード電圧が発生すると、漏電遮断器の誤動作を誘発する可能性がある。この実施の形態では、この現象の発生を、循環コンデンサ２２を設け、電圧Ｖｃの逆位相に相当する電圧が蓄電池１２の負極側に発生するようにして交流電源１側に還流する漏洩電流や負荷１５側を還流する漏洩電流を低減することにより防止している。
【００２８】
また、バイパスコンデンサ２１の電圧Ｖｃｏｍは、コンバータ４が発生するコモンモード電圧と、インバータ７が発生するコモンモード電圧の両方の影響を受ける。従って、コンバータ４とインバータ７の各コモンモード電圧を正確に把握する必要があるが、コンバータ４とインバータ７のコモンモード電圧が異なる場合や、交流電源１からの入力電圧が定格を超過した場合には、コンバータ４及びインバータ７のコモンモード電圧指令からの電圧Ｖｃｏｍの算出は極めて困難である。この実施の形態においては、バイパスコンデンサ２１に電圧検出器２５を設置することで、電圧Ｖｃｏｍを確実に測定できる。
【００２９】
以上のように、この実施の形態によれば蓄電池１２の負極を接地する循環コンデンサ２２，あるいは蓄電池１２の正極及び負極を接地する循環コンデンサ１２２，１２３を設けるとともに、バイパスコンデンサ２１のコモンモード電圧Ｖｃｏｍと直流母線６に発生するコモンモード電圧Ｖｃとを検出して、直流母線６に発生するコモンモード電圧Ｖｃにより変換器１の浮遊容量を介してアースに流出する漏洩電流や、インバータ７のコモンモード電圧Ｖｃｏｍにより変換器３から交流電源１側を還流する漏洩電流や負荷１５側を還流する漏洩電流を低減するための電圧を蓄電池１２とアースとの間に発生させる。従って、変換器３からの漏洩電流を減少させることができ、また、交流電源側に設置される漏電遮断器の誤動作を防止できる。
なお、補償電圧として、直流母線６に発生するコモンモード電圧Ｖｃを省いて、インバータ７のコモンモード電圧Ｖｃｏｍの逆位相の電圧だけを循環コンデンサ２２の端子間にすなわち蓄電池１２とアースとの間に発生させるものであってもよい。以下の実施の形態においても同様である。
【００３０】
実施の形態２．
図５は、実施の形態２である無停電電源装置の回路図である。図５において、Ｙ結線された入力側のフィルタ２のコンデンサ２ｂの共通接続点（中性点）とバイパスコンデンサ２１との間に変流器１２７が設けられている。また、補償制御装置としての制御回路１２８は、演算器１２８ｂを有する。この実施の形態においては、コンバータ４とインバータ７との間の直流母線６の電圧Ｖｃを、入力側のフィルタ２のコンデンサ２ｂに設置した変流器１２７で検出した電流から求めた電圧Ｖ１に基づいて次に述べるような方法により求める。その他の構成については、図１に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。
【００３１】
図５において、電圧Ｖｃ＝電圧Ｖｃｏｍ＋電圧Ｖ１＋電圧Ｖｃｎｖで算出できる。ここで、電圧Ｖｃｏｍは電圧検出器２５にて検出するバイパスコンデンサ２１のコモンモード電圧である。電圧Ｖ１は、入力側のフィルタ２を構成するコンデンサ２ｂに発生するコモンモード電圧であり、変流器１２７により検出された電流Ｊ１から演算器１２８ｂにて一義的に求めることができる。電圧Ｖｃｎｖは、コンバータ４のコモンモード電圧指令である。なお、リアクトル２ａの両端にもコモンモード電圧が発生するが、対象とするコモンモード電圧が低周波の場合は、この電圧は小さく、無視できる。制御回路１２８は、上記のようにして求めたＶｃと電圧検出器２５にて検出したＶｃｏｍに基づき、同様に循環コンデンサ２２に補償コモンモード電圧としての電圧−（Ｖｃｏｍ＋Ｖｃ）を発生させ、変換器からの漏洩電流を減少させる。
【００３２】
一般に変流器は電圧センサと比較して安価であり、周辺の配線が簡素であり、かつ耐ノイズ性が高い特徴がある。本実施の形態によれば、安価、簡素かつ信頼性の高い無停電電源装置を得ることができる。
また、交流電源が定格を超過した電圧を出力した場合、コンバータ４が過変調モードに突入し、電圧Ｖｃとコンバータ４の制御指令値との間に相関関係が無くなった場合でも、変流器１２７にて検出した電流に基づいて電圧Ｖｃを求めるものであれば、このような制御指令では対応できない場合にも、正確に検出できる。
【００３３】
実施の形態３．
図６は、実施の形態３である無停電電源装置の回路図である。図６において、Ｙ結線された出力側のフィルタ８のコンデンサ８ｂの共通接続点とバイパスコンデンサ２１との間に変流器２２７が設けられている。また、補償制御装置としての制御回路２２８は、演算器２２８ｂを有する。この実施の形態においては、コンバータ４とインバータ７との間の直流母線６の電圧Ｖｃを、出力側のフィルタ８のコンデンサ８ｂに設置した変流器２２７で検出した電流から求めた出圧Ｖ２に基づいて求める。その他の構成については、図１に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。
【００３４】
図６において、電圧Ｖｃ＝電圧Ｖｃｏｍ＋電圧Ｖ２−電圧Ｖｉｎｖで算出できる。ここで、電圧Ｖｃｏｍは電圧検出器２５にて検出されるバイパスコンデンサ２１のコモンモード電圧、電圧Ｖ２は変流器２２７より検出される電流Ｊ２に基づいて、制御回路２２８により算出される出力側のコンデンサ８ｂに発生するコモンモード電圧、電圧Ｖｉｎｖはインバータ７のコモンモード電圧指令である。なおリアクトル８ａの両端にもコモンモード電圧が発生するが、対象とするコモンモード電圧が低周波の場合は、この電圧は小さく無視できる。制御回路２２８は、上記のようにして求めたＶｃと電圧検出器２５にて検出したＶｃｏｍに基づき、同様に循環コンデンサ２２に補償コモンモード電圧としての電圧−（Ｖｃｏｍ＋Ｖｃ）を発生させ、変換器からの漏洩電流を減少させる。
【００３５】
実施の形態４．
図７は、実施の形態４である無停電電源装置の回路図である。図７において、バイパスコンデンサ２１とアースとの間に変流器３２５が設けられている。また、補償制御装置としての制御回路３２８は、演算器３２８ａを有する。この実施の形態においては、制御回路３２８の演算器３２８ａが、変流器３２５にて検出した電流Ｊ３に基づいてコンデンサ２１の電圧Ｖｃｏｍを求める。その他の構成については、図５に示した実施の形態２と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。制御回路１２８は、変流器１２７で検出した電流に基づいて求めたＶｃと上記のようにして変流器３２５にて検出した電流Ｊ３に基づいて求めたＶｃｏｍに基づき、同様に循環コンデンサ２２に補償コモンモード電圧としての電圧−（Ｖｃｏｍ＋Ｖｃ）を発生させ、変換器からの漏洩電流を減少させる。
【００３６】
実施の形態５．
図８は、実施の形態５である無停電電源装置の制御回路を示す回路図である。図８において、補償制御装置としての制御回路４２８は、極性反転器２８ａ、加算器２８ｃ、キャリア信号発生器２８ｄ、比較器２８ｅを有する。極性反転器２８ａには図１に示した電圧検出器２５と同様の電圧検出器にて検出されたバイパスコンデンサ２１の電圧Ｖｃｏｍが入力される。加算器２８ｃには、極性反転器２８ａにて位相が反転された電圧Ｖｃｏｍとが入力される。コンバータ４の図示しない制御手段からコンバータ４の電圧指令の第３高調波の電圧Ｖ３ｆを得て、加算器２８ｃに入力する。加算器２８ｃにて、両信号が加算され、加算器２８ｃの出力信号電圧Ｖｃａｎ＊がコモンモード電圧指令として出力され、キャリア信号発生器２８ｄのキャリア信号と比較器２８ｅにて比較され、ＰＷＭ信号電圧Ｖｐｗｍが得られ、周知の方法により直流−直流コンバータ１１を構成する半導体開閉素子１１ａ〜１１ｄの制御を行う。
【００３７】
ここで、コンバータ４の電圧指令に電圧Ｖ３ｆを重畳させた場合、コンバータ４の入力側が接地された交流電源であると、電圧Ｖ３ｆは直流母線６に現れ、アースに対し直流母線６の電圧が変動することになる。すなわち、コンバータ４の電圧指令の周波数の３倍成分である電圧Ｖ３ｆ成分が電圧Ｖｃとなるため、電圧Ｖ３ｆ成分が既知であれば、その値を電圧Ｖｃとして適用できることになることに着目し、電圧Ｖｃとして電圧Ｖ３ｆを用いたものである。制御回路４２８は、上記のようにして求めたＶｃと電圧検出器２５にて検出したＶｃｏｍに基づき、同様に循環コンデンサ２２に補償コモンモード電圧としての電圧−（Ｖｃｏｍ＋Ｖｃ）を発生させ、変換器からの漏洩電流を減少させる。
【００３８】
本実施の形態では、電圧Ｖｃ検出のための電圧検出器等のセンサが不要であるため、構成が簡素となり、低コスト化を実現できる。
【００３９】
なお、上記各実施の形態においては、コンバータ４やインバータ７の詳細構成を示していないが、本発明はコンバータ、インバータの回路構成に関わらず適用可能である。例えば、コンバータ４及びインバータ７の回路構成は周知の２レベル、マルチレベル等の、いずれの方式であっても適用可能である。また、直流―直流コンバータの回路構成も図１、や図３に示したものに限定されるものではない。
【符号の説明】
【００４０】
１ 交流電源、２ フィルタ、２ｂ コンデンサ、３ 変換器、４ コンバータ、
６ 直流母線、７ インバータ、８ フィルタ、８ｂ コンデンサ、１０ 接続線、
１１ 直流−直流コンバータ、１２ 蓄電池、１５ 負荷、２１ バイパスコンデンサ、
２２ 循環コンデンサ、２５ 電圧検出器、２６ 電圧検出器、２８ 制御回路、
１１１ 直流−直流コンバータ、１２２，１２３ 循環コンデンサ、
１２７，２２７，３２５ 変流器、１２８，２２８，３２８，４２８ 制御回路。
【技術分野】
【０００１】
この発明は、無停電電源装置に係り、特に交流電源の交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、その直流電圧を交流電圧に変換するインバータの動作により、交流電源や負荷に流れる漏洩電流を抑制することができる無停電電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に無停電電源装置は、交流電源から受電した交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、その直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、直流母線を介して平滑コンデンサに接続され平滑コンデンサの直流電圧を所望の交流電圧に変換し負荷に出力するインバータとからなる変換器と、エネルギーを蓄積する蓄電池が蓄電池の直流電圧を所望の直流電圧に変換する直流―直流コンバータを介して平滑コンデンサに並列に接続された構成を有している。このような無停電電源装置においては、コンバータを構成する半導体開閉素子のスイッチングに伴って発生するキャリア周波数成分の影響が、交流電源に伝播しないように、コンバータの入力側にフィルタを設置する。またインバータを構成する半導体開閉素子のスイッチングに伴って発生するキャリア周波数成分が負荷側に伝播しないように、インバータの出力側にもフィルタを設置する。上記の各フィルタによってキャリア周波数成分に起因した高周波電圧の変動成分の影響は軽減される。
【０００３】
しかし、このように、コンバータの入力側とインバータの出力側にそれぞれフィルタを設置した場合には、キャリア周波数成分を軽減することが可能であるものの、接地点から見た直流電圧にはキャリア周波数成分に起因した電圧変動が発生する。このような状況に鑑みて、従来の電力変換装置において、コンバータの入力側のフィルタを構成するＹ結線されたコンデンサの中性点とインバータの出力側のフィルタを構成するＹ結線されたコンデンサの中性点とを互いに電気的に接続する電力変換装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平９−２９４３８１号公報（段落番号０００７及び図１）。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来の電力変換装置は以上のように構成され、入力側及び出力側のフィルタのコンデンサの中性点が互いに接続されているが、変換器を構成するコンバータやインバータとアースとの間には浮遊容量が必然的に存在するので、コンバータのスイッチングに伴って生じる高周波電流が浮遊容量を介してアースに漏洩し、当該高周波電流が交流電源側の接地点から入力側のフィルタを経由して再びコンバータに流入して循環したり、あるいは、浮遊容量を介してアースに漏洩した高周波電流が負荷側の接地点から出力側のフィルタを経由して再びインバータに流入して循環したりする。このように変換器から浮遊容量を介して漏洩する高周波電流は、コンバータやインバータのキャリア周波数成分の電流よりも周波数が高いために、変換器の入力側および出力側にそれぞれ設けられたフィルタのコンデンサによっては循環するのを十分に阻止することができない。
【０００６】
そして、このように循環する高周波電流が放射ノイズ源となり、交流系統である交流電源側に接続される他の機器へ誘導障害を与えたり、ラジオ周波数帯に影響を及ぼすなどの問題点がある。また、コンバータとインバータとを接続する直流母線に蓄電池が接続される無停電電源装置においても、蓄電池とアースとの間に生じる浮遊容量を介して高周波電流が流れるため、同様な問題を生じる。特に、変調波の３倍の周波数が重畳されるような低周波のコモンモード電圧が発生すると、漏電遮断器の誤動作を誘発する可能性がある。
【０００７】
本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、無停電電源装置と接続される交流電源や負荷に流れる漏洩電流を抑制することができる無停電電源装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
この発明に係る無停電電源装置においては、
入力側のフィルタと、変換器と、出力側のフィルタと、直流−直流コンバータと、蓄電池と、バイパスコンデンサと、循環コンデンサと、補償制御装置とを有する無停電電源装置であって、
入力側及び出力側のフィルタは、それぞれリアクトルとコンデンサとを有し、コンデンサは一方の端子がリアクトルに接続され他方の端子が共通に接続されたものであり、
変換器は、コンバータとインバータと直流母線とを有し、
コンバータは、入力側のフィルタを介して交流電源に接続され交流を直流に変換するものであり、
インバータは、直流母線を介してコンバータに接続され直流を交流に変換して出力側のフィルタを介して負荷に供給するものであり、
蓄電池は、直流−直流コンバータを介して直流母線に接続され変換器との間で電力のやりとりを行うものであり、
入力側及び出力側のコンデンサの共通に接続された他方の端子同士が接続線により接続されるとともにバイパスコンデンサを介して接地され、蓄電池は循環コンデンサを介して接地されたものであり、
補償制御装置は、バイパスコンデンサに流れる電流を減少させる方向の電圧を補償コモンモード電圧として循環コンデンサに発生させるものである。
【発明の効果】
【０００９】
この発明に係る無停電電源装置においては、
入力側のフィルタと、変換器と、出力側のフィルタと、直流−直流コンバータと、蓄電池と、バイパスコンデンサと、循環コンデンサと、補償制御装置とを有する無停電電源装置であって、
入力側及び出力側のフィルタは、それぞれリアクトルとコンデンサとを有し、コンデンサは一方の端子がリアクトルに接続され他方の端子が共通に接続されたものであり、
変換器は、コンバータとインバータと直流母線とを有し、
コンバータは、入力側のフィルタを介して交流電源に接続され交流を直流に変換するものであり、
インバータは、直流母線を介してコンバータに接続され直流を交流に変換して出力側のフィルタを介して負荷に供給するものであり、
蓄電池は、直流−直流コンバータを介して直流母線に接続され変換器との間で電力のやりとりを行うものであり、
入力側及び出力側のコンデンサの共通に接続された他方の端子同士が接続線により接続されるとともにバイパスコンデンサを介して接地され、蓄電池は循環コンデンサを介して接地されたものであり、
補償制御装置は、バイパスコンデンサに流れる電流を減少させる方向の電圧を補償コモンモード電圧として循環コンデンサに発生させるものであるので、
変換器から交流電源や負荷に流れる漏洩電流を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】この発明の実施の形態１である無停電電源装置の回路図である。
【図２】図１の無停電電源装置の動作原理を説明するための説明図である。
【図３】図１の直流−直流コンバータ及び循環コンデンサの変形例を示す回路図である。
【図４】図１の直流−直流コンバータ及び循環コンデンサの別の変形例を示す回路図である。
【図５】この発明の実施の形態２である無停電電源装置の回路図である。
【図６】この発明の実施の形態３である無停電電源装置の回路図である。
【図７】この発明の実施の形態４である無停電電源装置の回路図である。
【図８】この発明の実施の形態５である制御回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
図１〜図４は、この発明を実施するための実施の形態１を示すものであり、図１は無停電電源装置の回路図、図２は図１の無停電電源装置の動作原理を説明するための説明図、図３は図１の直流−直流コンバータ及び循環コンデンサの変形例を示す回路図、図４は図１の直流−直流コンバータ及び循環コンデンサの別の変形例を示す回路図である。図１において、商用周波数の三相交流の交流電源１にフィルタ２を介して変換器３が接続され、交流電源１から受電した交流電圧を直流電圧に変換する。変換器３はコンバータ４と平滑コンデンサ５と直流母線６とインバータ７とを有する。コンバータ４は、図示しないが周知の半導体開閉素子とこの半導体開閉素子に並列に接続されたダイオードとを有する６組の開閉手段が３相フルブリッジ接続された３相フルブリッジ回路を有し、上記開閉手段が図示しない制御手段によって開閉制御される。
【００１２】
インバータ７は、直流母線６を介してコンバータ４の直流出力側に接続されている。インバータ７は、平滑コンデンサ５から供給される直流電圧を安定した交流電圧に変換して、フィルタ８を介して負荷１５へ供給する。また、インバータ７は、同様の６組の開閉手段が３相フルブリッジ接続された３相フルブリッジ回路を有し、上記開閉手段が図示しない制御手段によって開閉制御される。
【００１３】
フィルタ２は、入力側の三相交流の主回路に直列に挿入されるリアクトル２ａと一方の端子がそれぞれ上記リアクトル２ａの交流電源１側の端子に接続され、他方の端子が共通接続点において共通に接続されたＹ結線のコンデンサ２ｂとを有する。同様に、フィルタ８は、インバータ７の出力側の三相交流の主回路に直列に挿入されるリアクトル８ａと一方の端子がそれぞれ上記リアクトル８ａの負荷１５側の端子に接続され、他方の端子が共通接続点において共通に接続されたＹ結線のコンデンサ８ｂとを有する。
【００１４】
入力側のフィルタ２は、コンバータ４を構成する開閉手段のスイッチングに伴って発生するキャリア周波数成分の影響が交流電源１側に伝わらないように、また、出力側のフィルタ８は、インバータ７を構成する開閉手段のスイッチングに伴って発生するキャリア周波数成分の影響が負荷１５側に伝わらないように、それぞれのキャリア周波数の影響を低減するものである。また、直流母線６に平滑コンデンサ５が接続され、コンバータ４の直流出力を平滑する。
【００１５】
直流母線６に、直流−直流コンバータ１１を介して蓄電池１２が接続されている。直流−直流コンバータ１１は、単相フルブリッジ接続された半導体開閉素子１１ａ〜１１ｄ及び直流−直流コンバータ１１の蓄電池１２側に挿入されるリアクトル１１ｆ，１１ｇを有する。直流−直流コンバータ１１は、直流母線６の直流電圧を蓄電池１２に供給するのに適した直流電圧に変換して蓄電池１２を充電するとともに、交流電源１の停電時には、蓄電池１２の直流出力を適切な直流電圧に変換して直流母線６に供給し、インバータ７が交流電力に変換して負荷１５へ供給する。これにより、無停電電源装置が実現する。
【００１６】
また、Ｙ結線されたコンデンサ２ｂの中性点である共通接続点とＹ結線されたコンデンサ８ｂの中性点である共通接続点とが互いに接続線１０にて接続されるとともに接続線１０がバイパスコンデンサ２１により接地されている。蓄電池１２のマイナス（Ｎ）側が、循環コンデンサ２２により接地されている。バイパスコンデンサ２１のコモンモード電圧Ｖｃｏｍが電圧検出器２５により検出され、制御回路２８（詳細後述）へ供給される。直流母線６のマイナス（Ｎ）側とアースとの間に電圧検出器２６が設けられ、直流母線６のマイナス（Ｎ）側の対地電圧が検出され、制御回路２８に供給される。補償制御装置としての制御回路２８は、極性反転器２８ａ、極性反転器２８ｂ、加算器２８ｃ、キャリア信号発生器２８ｄ、比較器２８ｅを有する。
【００１７】
以上のように構成された無停電電源装置は、次のような特徴を有する。
（１）コンデンサ２ｂの共通接続点とコンデンサ８ｂの共通接続点とを互いに接続するとともにバイパスコンデンサ２１を設けて接地していること。
（２）直流−直流コンバータ１１に接続された蓄電池１２の負極側を循環コンデンサ２２を設けて接地していること。
（３）制御回路２８を設けていること。
【００１８】
全体の動作の説明に先立ち、バイパスコンデンサ２１を設けた場合の作用と問題点について説明する。バイパスコンデンサ２１を設けることにより、変換器３の開閉手段のスイッチングに伴って生じた高周波電流が、変換器３とアースとの間に存在する図示しない浮遊容量を介して流れたとしても、その高周波電流は直ちにバイパスコンデンサ２１を経由して入力側のフィルタ２あるいは出力側のフィルタ８から変換器３に向けて流れる。このため、従来のように、浮遊容量を介して変換器３からアースに漏洩した高周波電流が交流電源側の接地点から入力側のフィルタ２を経由して再び変換器３に流入して循環したり、あるいは、浮遊容量を介して変換器３からアースに漏洩した高周波電流が負荷１５側の接地点から出力側のフィルタ８を経由して再び変換器３に流入して循環するといった現象が生じるのが抑制される。
【００１９】
しかし、循環コンデンサ２２を設けず、バイパスコンデンサ２１を単独で設けた場合は、次のような問題点がある。すなわち、コンデンサ２ｂとコンデンサ８ｂの中性点が互いに接続され、さらにバイパスコンデンサ２１により接地されている。このとき、変換器３の動作としてはコンバータ４の出力電圧指令とインバータ７の出力電圧指令が互いに異なるとき、例えば互いの出力周波数は同じでも互いの位相が異なるときは、互いの発生するコモンモード電圧の位相も同様に異なるため、コンデンサ２１を介して交流電源側に漏洩電流として流れ込むという問題がある。特に、コモンモード電圧が変換器３の出力電圧の周波数の３倍成分であるような低周波である場合には、交流電源側に設置する図示しない漏電ブレーカの誤動作を誘発する可能性がある。この発明においては、バイパスコンデンサ２１を設けて浮遊容量を介してアースに漏洩する漏洩電流を抑制するとともに、バイパスコンデンサ２１を単独で設けた場合の上記のような問題点を解決することができる。
【００２０】
次に動作を説明する。まず、動作原理を図２により説明する。
図２は、循環コンデンサ２２に印加する電圧指令を示す概念図である。なお、以後の説明ではバイパスコンデンサ２１のコモンモード電圧をＶｃｏｍ、循環コンデンサ２２のコモンモード電圧をＶｃａｎ、コンバータ４とインバータ７の間の直流母線６のコモンモード電圧をＶｃで示す。これらの電圧は、アースとの間の電圧である。
図２（ａ）に循環コンデンサのコモンモード電圧指令が無い場合の、電圧Ｖｃａｎと電圧Ｖｃｏｍを比較して示している。図２（ａ）の状態では電圧Ｖｃａｎはアースに対して正弦波状に変動している。これは直流−直流コンバータ１１及び蓄電池１２は平滑コンデンサ５に並列に接続されているため、コンバータ４が発生する直流母線側のコモンモード電圧の影響で、平滑コンデンサ５に電圧Ｖｃの変動が生じれば、それに同調して直流−直流コンバータ１１及び蓄電池１２も電圧Ｖｃで変動する。
【００２１】
図２（ｂ）に電圧Ｖｃを循環コンデンサ２２の電圧指令値として入力した場合の電圧Ｖｃａｎと電圧Ｖｃｏｍの関係を示す。この電圧指令値により電圧Ｖｃａｎの変動分を相殺することが可能となり、電圧Ｖｃａｎ＝０の状態を実現できる。
図２（ｃ）に、電圧Ｖｃｏｍの逆位相電圧を電圧指令値とした場合の、電圧Ｖｃａｎと電圧Ｖｃｏｍの関係を示す。電圧Ｖｃａｎと電圧Ｖｃｏｍとが逆位相の関係となり、バイパスコンデンサ２１から交流電源１側へ伝播していた漏洩電流が、循環コンデンサ２２に循環し、結果として交流電源１側へ伝播していた漏洩電流の低減が実現できる。従って、循環コンデンサ２２の電圧指令値として電圧Ｖｃｏｍと逆位相の電圧を与えれば、バイパスコンデンサ２１から交流電源１側へ伝播していた漏洩電流を低減できることになる。
【００２２】
従って、循環コンデンサ２２の電圧指令値として、バイパスコンデンサ２１のコモンモード電圧Ｖｃｏｍと、コンバータ１１の直流出力側である直流母線６のコモンモード電圧Ｖｃとの和を与えれば、変換器３における漏洩電流を確実に低減できる。この実施の形態はこのような原理に基づき動作するものであり、以下詳細に説明する。
【００２３】
循環コンデンサ２２に制御回路２８により所望の電圧Ｖｃａｎを印加する。ここで、バイパスコンデンサ２１の静電容量と循環コンデンサ２２の静電容量とが等しいとすると、バイパスコンデンサ２１に発生する電圧Ｖｃｏｍと上記電圧Ｖｃａｎとの間に、Ｖｃａｎ＝−Ｖｃｏｍの関係が成立すれば、バイパスコンデンサ２１を経由する例えば変調波の周波数ｆの３倍のような低周波のコモンモード電流が、循環コンデンサ２２に循環するため、交流電源１に伝播する漏洩電流を低減できる。さらに、直流−直流コンバータ１１において、例えば半導体開閉素子１１ｃと１１ｄの制御指令に、循環コンデンサ２２に印加したい所望のコモンモード電圧の指令（ここでは電圧Ｖｃ）を重畳させばよい。
【００２４】
図１において、制御回路２８において、電圧検出器２５で検出される電圧Ｖｃｏｍが極性反転器２８ａに入力され、逆位相に変換され、加算器２８ｃに入力される。電圧検出器２６で検出される電圧Ｖｃが極性反転器２８ｂに入力され、逆位相に変換され、加算器２８ｃに入力される。両者は加算器２８ｃにて加算され、加算器２８ｃの出力信号電圧Ｖｃａｎがコモンモード電圧指令として、キャリア信号発生器２８ｄのキャリア信号と比較器２８ｅで比較され、ＰＷＭ信号電圧Ｖｐｗｍが得られ、周知の方法により直流−直流コンバータ１１の構成する半導体開閉素子１１ｃ，１１ｄを制御して、変換器３から交流電源側及び負荷側へ流れる漏洩電流を低減するように循環コンデンサ２２に補償コモンモード電圧としての電圧−（Ｖｃｏｍ＋Ｖｃ）を発生させ、変換器からの漏洩電流を減少させる。
【００２５】
なお、循環コンデンサの設置態様は図１に示したものに限られるわけではなく、図３の変形例に示したように構成することもできる。図３において、直流−直流コンバータ１１１は、半導体開閉素子１１１ａ、１１１ｂが２個直列に接続されたアームと半導体開閉素子１１１ｃ、１１１ｄが２個直列に接続されたアームとが直列に接続され、半導体開閉素子１１１ａと１１１ｂとの接続点及び半導体開閉素子１１１ｃと１１１ｄとの接続点が蓄電池１２に接続されている。この場合は、図１に示した制御回路２８と同様の図示しない制御回路が、半導体開閉素子１１１ｃ、１１１ｄを制御して、循環コンデンサ２２に電圧−（Ｖｃｏｍ＋Ｖｃ）を発生させる。
【００２６】
また、別の変形例を図４に示す。図４において、直流−直流コンバータ１１と接続された蓄電池１２の正負両極が第１及び第２の循環コンデンサ１２２，１２３にて接地されている。
【００２７】
なお、図１の無停電電源装置においては、コンデンサ２ｂの中性点とコンデンサ８ｂの中性点とが互いに接続され、さらにバイパスコンデンサ２１により接地されている。この無停電電源装置において、上述したように、コンバータ４の電圧指令とインバータ７の電圧指令とが異なる場合、例えば互いの出力周波数は同じでも、位相が異なる場合は、コンバータ４が発生するコモンモード電圧とインバータ７が発生するコモンモード電圧の位相も、同期して異なるため、バイパスコンデンサ２１を経由してコモンモードノイズ電流が発生するという問題が生じる。特に、第３高調波の電圧Ｖ３ｆがコンバータ４の制御信号に重畳された場合などのように低周波のコモンモード電圧が発生すると、漏電遮断器の誤動作を誘発する可能性がある。この実施の形態では、この現象の発生を、循環コンデンサ２２を設け、電圧Ｖｃの逆位相に相当する電圧が蓄電池１２の負極側に発生するようにして交流電源１側に還流する漏洩電流や負荷１５側を還流する漏洩電流を低減することにより防止している。
【００２８】
また、バイパスコンデンサ２１の電圧Ｖｃｏｍは、コンバータ４が発生するコモンモード電圧と、インバータ７が発生するコモンモード電圧の両方の影響を受ける。従って、コンバータ４とインバータ７の各コモンモード電圧を正確に把握する必要があるが、コンバータ４とインバータ７のコモンモード電圧が異なる場合や、交流電源１からの入力電圧が定格を超過した場合には、コンバータ４及びインバータ７のコモンモード電圧指令からの電圧Ｖｃｏｍの算出は極めて困難である。この実施の形態においては、バイパスコンデンサ２１に電圧検出器２５を設置することで、電圧Ｖｃｏｍを確実に測定できる。
【００２９】
以上のように、この実施の形態によれば蓄電池１２の負極を接地する循環コンデンサ２２，あるいは蓄電池１２の正極及び負極を接地する循環コンデンサ１２２，１２３を設けるとともに、バイパスコンデンサ２１のコモンモード電圧Ｖｃｏｍと直流母線６に発生するコモンモード電圧Ｖｃとを検出して、直流母線６に発生するコモンモード電圧Ｖｃにより変換器１の浮遊容量を介してアースに流出する漏洩電流や、インバータ７のコモンモード電圧Ｖｃｏｍにより変換器３から交流電源１側を還流する漏洩電流や負荷１５側を還流する漏洩電流を低減するための電圧を蓄電池１２とアースとの間に発生させる。従って、変換器３からの漏洩電流を減少させることができ、また、交流電源側に設置される漏電遮断器の誤動作を防止できる。
なお、補償電圧として、直流母線６に発生するコモンモード電圧Ｖｃを省いて、インバータ７のコモンモード電圧Ｖｃｏｍの逆位相の電圧だけを循環コンデンサ２２の端子間にすなわち蓄電池１２とアースとの間に発生させるものであってもよい。以下の実施の形態においても同様である。
【００３０】
実施の形態２．
図５は、実施の形態２である無停電電源装置の回路図である。図５において、Ｙ結線された入力側のフィルタ２のコンデンサ２ｂの共通接続点（中性点）とバイパスコンデンサ２１との間に変流器１２７が設けられている。また、補償制御装置としての制御回路１２８は、演算器１２８ｂを有する。この実施の形態においては、コンバータ４とインバータ７との間の直流母線６の電圧Ｖｃを、入力側のフィルタ２のコンデンサ２ｂに設置した変流器１２７で検出した電流から求めた電圧Ｖ１に基づいて次に述べるような方法により求める。その他の構成については、図１に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。
【００３１】
図５において、電圧Ｖｃ＝電圧Ｖｃｏｍ＋電圧Ｖ１＋電圧Ｖｃｎｖで算出できる。ここで、電圧Ｖｃｏｍは電圧検出器２５にて検出するバイパスコンデンサ２１のコモンモード電圧である。電圧Ｖ１は、入力側のフィルタ２を構成するコンデンサ２ｂに発生するコモンモード電圧であり、変流器１２７により検出された電流Ｊ１から演算器１２８ｂにて一義的に求めることができる。電圧Ｖｃｎｖは、コンバータ４のコモンモード電圧指令である。なお、リアクトル２ａの両端にもコモンモード電圧が発生するが、対象とするコモンモード電圧が低周波の場合は、この電圧は小さく、無視できる。制御回路１２８は、上記のようにして求めたＶｃと電圧検出器２５にて検出したＶｃｏｍに基づき、同様に循環コンデンサ２２に補償コモンモード電圧としての電圧−（Ｖｃｏｍ＋Ｖｃ）を発生させ、変換器からの漏洩電流を減少させる。
【００３２】
一般に変流器は電圧センサと比較して安価であり、周辺の配線が簡素であり、かつ耐ノイズ性が高い特徴がある。本実施の形態によれば、安価、簡素かつ信頼性の高い無停電電源装置を得ることができる。
また、交流電源が定格を超過した電圧を出力した場合、コンバータ４が過変調モードに突入し、電圧Ｖｃとコンバータ４の制御指令値との間に相関関係が無くなった場合でも、変流器１２７にて検出した電流に基づいて電圧Ｖｃを求めるものであれば、このような制御指令では対応できない場合にも、正確に検出できる。
【００３３】
実施の形態３．
図６は、実施の形態３である無停電電源装置の回路図である。図６において、Ｙ結線された出力側のフィルタ８のコンデンサ８ｂの共通接続点とバイパスコンデンサ２１との間に変流器２２７が設けられている。また、補償制御装置としての制御回路２２８は、演算器２２８ｂを有する。この実施の形態においては、コンバータ４とインバータ７との間の直流母線６の電圧Ｖｃを、出力側のフィルタ８のコンデンサ８ｂに設置した変流器２２７で検出した電流から求めた出圧Ｖ２に基づいて求める。その他の構成については、図１に示した実施の形態１と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。
【００３４】
図６において、電圧Ｖｃ＝電圧Ｖｃｏｍ＋電圧Ｖ２−電圧Ｖｉｎｖで算出できる。ここで、電圧Ｖｃｏｍは電圧検出器２５にて検出されるバイパスコンデンサ２１のコモンモード電圧、電圧Ｖ２は変流器２２７より検出される電流Ｊ２に基づいて、制御回路２２８により算出される出力側のコンデンサ８ｂに発生するコモンモード電圧、電圧Ｖｉｎｖはインバータ７のコモンモード電圧指令である。なおリアクトル８ａの両端にもコモンモード電圧が発生するが、対象とするコモンモード電圧が低周波の場合は、この電圧は小さく無視できる。制御回路２２８は、上記のようにして求めたＶｃと電圧検出器２５にて検出したＶｃｏｍに基づき、同様に循環コンデンサ２２に補償コモンモード電圧としての電圧−（Ｖｃｏｍ＋Ｖｃ）を発生させ、変換器からの漏洩電流を減少させる。
【００３５】
実施の形態４．
図７は、実施の形態４である無停電電源装置の回路図である。図７において、バイパスコンデンサ２１とアースとの間に変流器３２５が設けられている。また、補償制御装置としての制御回路３２８は、演算器３２８ａを有する。この実施の形態においては、制御回路３２８の演算器３２８ａが、変流器３２５にて検出した電流Ｊ３に基づいてコンデンサ２１の電圧Ｖｃｏｍを求める。その他の構成については、図５に示した実施の形態２と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。制御回路１２８は、変流器１２７で検出した電流に基づいて求めたＶｃと上記のようにして変流器３２５にて検出した電流Ｊ３に基づいて求めたＶｃｏｍに基づき、同様に循環コンデンサ２２に補償コモンモード電圧としての電圧−（Ｖｃｏｍ＋Ｖｃ）を発生させ、変換器からの漏洩電流を減少させる。
【００３６】
実施の形態５．
図８は、実施の形態５である無停電電源装置の制御回路を示す回路図である。図８において、補償制御装置としての制御回路４２８は、極性反転器２８ａ、加算器２８ｃ、キャリア信号発生器２８ｄ、比較器２８ｅを有する。極性反転器２８ａには図１に示した電圧検出器２５と同様の電圧検出器にて検出されたバイパスコンデンサ２１の電圧Ｖｃｏｍが入力される。加算器２８ｃには、極性反転器２８ａにて位相が反転された電圧Ｖｃｏｍとが入力される。コンバータ４の図示しない制御手段からコンバータ４の電圧指令の第３高調波の電圧Ｖ３ｆを得て、加算器２８ｃに入力する。加算器２８ｃにて、両信号が加算され、加算器２８ｃの出力信号電圧Ｖｃａｎ＊がコモンモード電圧指令として出力され、キャリア信号発生器２８ｄのキャリア信号と比較器２８ｅにて比較され、ＰＷＭ信号電圧Ｖｐｗｍが得られ、周知の方法により直流−直流コンバータ１１を構成する半導体開閉素子１１ａ〜１１ｄの制御を行う。
【００３７】
ここで、コンバータ４の電圧指令に電圧Ｖ３ｆを重畳させた場合、コンバータ４の入力側が接地された交流電源であると、電圧Ｖ３ｆは直流母線６に現れ、アースに対し直流母線６の電圧が変動することになる。すなわち、コンバータ４の電圧指令の周波数の３倍成分である電圧Ｖ３ｆ成分が電圧Ｖｃとなるため、電圧Ｖ３ｆ成分が既知であれば、その値を電圧Ｖｃとして適用できることになることに着目し、電圧Ｖｃとして電圧Ｖ３ｆを用いたものである。制御回路４２８は、上記のようにして求めたＶｃと電圧検出器２５にて検出したＶｃｏｍに基づき、同様に循環コンデンサ２２に補償コモンモード電圧としての電圧−（Ｖｃｏｍ＋Ｖｃ）を発生させ、変換器からの漏洩電流を減少させる。
【００３８】
本実施の形態では、電圧Ｖｃ検出のための電圧検出器等のセンサが不要であるため、構成が簡素となり、低コスト化を実現できる。
【００３９】
なお、上記各実施の形態においては、コンバータ４やインバータ７の詳細構成を示していないが、本発明はコンバータ、インバータの回路構成に関わらず適用可能である。例えば、コンバータ４及びインバータ７の回路構成は周知の２レベル、マルチレベル等の、いずれの方式であっても適用可能である。また、直流―直流コンバータの回路構成も図１、や図３に示したものに限定されるものではない。
【符号の説明】
【００４０】
１ 交流電源、２ フィルタ、２ｂ コンデンサ、３ 変換器、４ コンバータ、
６ 直流母線、７ インバータ、８ フィルタ、８ｂ コンデンサ、１０ 接続線、
１１ 直流−直流コンバータ、１２ 蓄電池、１５ 負荷、２１ バイパスコンデンサ、
２２ 循環コンデンサ、２５ 電圧検出器、２６ 電圧検出器、２８ 制御回路、
１１１ 直流−直流コンバータ、１２２，１２３ 循環コンデンサ、
１２７，２２７，３２５ 変流器、１２８，２２８，３２８，４２８ 制御回路。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力側のフィルタと、変換器と、出力側のフィルタと、直流−直流コンバータと、蓄電池と、バイパスコンデンサと、循環コンデンサと、補償制御装置とを有する無停電電源装置であって、
上記入力側及び出力側のフィルタは、それぞれリアクトルとコンデンサとを有し、上記コンデンサは一方の端子が上記リアクトルに接続され他方の端子が共通に接続されたものであり、
上記変換器は、コンバータとインバータと直流母線とを有し、
上記コンバータは、上記入力側のフィルタを介して交流電源に接続され上記交流を直流に変換するものであり、
上記インバータは、上記直流母線を介して上記コンバータに接続され上記直流を交流に変換して上記出力側のフィルタを介して負荷に供給するものであり、
上記蓄電池は、上記直流−直流コンバータを介して上記直流母線に接続され上記変換器との間で電力のやりとりを行うものであり、
上記入力側及び出力側の上記コンデンサの上記共通に接続された他方の端子同士が接続線により接続されるとともに上記バイパスコンデンサを介して接地され、上記蓄電池は上記循環コンデンサを介して接地されたものであり、
上記補償制御装置は、上記バイパスコンデンサに流れる電流を減少させる方向の電圧を補償コモンモード電圧として上記循環コンデンサに発生させるものである
無停電電源装置。
【請求項２】
上記補償制御装置は、上記補償コモンモード電圧を、上記バイパスコンデンサに発生するコモンモード電圧と上記直流母線に発生するコモンモード電圧とに基づいて求めるものであることを特徴とする請求項１に記載の無停電電源装置。
【請求項３】
上記補償制御装置は、上記バイパスコンデンサに発生するコモンモード電圧を、上記バイパスコンデンサの電圧を検出することにより求めるものであることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の無停電電源装置。
【請求項４】
上記補償制御装置は、上記バイパスコンデンサに発生するコモンモード電圧を、上記バイパスコンデンサに流れる電流を検出することにより得るものであることを特徴とする請求項２に記載の無停電電源装置。
【請求項５】
上記補償制御装置は、上記直流母線に発生するコモンモード電圧を、上記直流母線とアースとの間の電圧を検出することにより得るものであることを特徴とする請求項２に記載の無停電電源装置。
【請求項６】
上記補償制御装置は、上記直流母線に発生するコモンモード電圧を、上記入力側のフィルタの上記コンデンサの電圧と上記バイパスコンデンサに発生するコモンモード電圧と上記コンバータが発生するコモンモード電圧とに基づいて求めるものであることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記補償制御装置は、上記直流母線に発生するコモンモード電圧を、上記出力側のフィルタの上記コンデンサの電圧と上記バイパスコンデンサに発生するコモンモード電圧と上記インバータが発生するコモンモード電圧とに基づいて求めるものであることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記補償制御装置は、上記直流母線に発生するコモンモード電圧として上記コンバータの制御指令から取得したコモンモード電圧を用いるものであることを特徴とする請求項２に記載の無停電電源装置。
【請求項１】
入力側のフィルタと、変換器と、出力側のフィルタと、直流−直流コンバータと、蓄電池と、バイパスコンデンサと、循環コンデンサと、補償制御装置とを有する無停電電源装置であって、
上記入力側及び出力側のフィルタは、それぞれリアクトルとコンデンサとを有し、上記コンデンサは一方の端子が上記リアクトルに接続され他方の端子が共通に接続されたものであり、
上記変換器は、コンバータとインバータと直流母線とを有し、
上記コンバータは、上記入力側のフィルタを介して交流電源に接続され上記交流を直流に変換するものであり、
上記インバータは、上記直流母線を介して上記コンバータに接続され上記直流を交流に変換して上記出力側のフィルタを介して負荷に供給するものであり、
上記蓄電池は、上記直流−直流コンバータを介して上記直流母線に接続され上記変換器との間で電力のやりとりを行うものであり、
上記入力側及び出力側の上記コンデンサの上記共通に接続された他方の端子同士が接続線により接続されるとともに上記バイパスコンデンサを介して接地され、上記蓄電池は上記循環コンデンサを介して接地されたものであり、
上記補償制御装置は、上記バイパスコンデンサに流れる電流を減少させる方向の電圧を補償コモンモード電圧として上記循環コンデンサに発生させるものである
無停電電源装置。
【請求項２】
上記補償制御装置は、上記補償コモンモード電圧を、上記バイパスコンデンサに発生するコモンモード電圧と上記直流母線に発生するコモンモード電圧とに基づいて求めるものであることを特徴とする請求項１に記載の無停電電源装置。
【請求項３】
上記補償制御装置は、上記バイパスコンデンサに発生するコモンモード電圧を、上記バイパスコンデンサの電圧を検出することにより求めるものであることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の無停電電源装置。
【請求項４】
上記補償制御装置は、上記バイパスコンデンサに発生するコモンモード電圧を、上記バイパスコンデンサに流れる電流を検出することにより得るものであることを特徴とする請求項２に記載の無停電電源装置。
【請求項５】
上記補償制御装置は、上記直流母線に発生するコモンモード電圧を、上記直流母線とアースとの間の電圧を検出することにより得るものであることを特徴とする請求項２に記載の無停電電源装置。
【請求項６】
上記補償制御装置は、上記直流母線に発生するコモンモード電圧を、上記入力側のフィルタの上記コンデンサの電圧と上記バイパスコンデンサに発生するコモンモード電圧と上記コンバータが発生するコモンモード電圧とに基づいて求めるものであることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記補償制御装置は、上記直流母線に発生するコモンモード電圧を、上記出力側のフィルタの上記コンデンサの電圧と上記バイパスコンデンサに発生するコモンモード電圧と上記インバータが発生するコモンモード電圧とに基づいて求めるものであることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記補償制御装置は、上記直流母線に発生するコモンモード電圧として上記コンバータの制御指令から取得したコモンモード電圧を用いるものであることを特徴とする請求項２に記載の無停電電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１１−１４７２５２（Ｐ２０１１−１４７２５２Ａ）
【公開日】平成２３年７月２８日（２０１１．７．２８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−５３９９（Ｐ２０１０−５３９９）
【出願日】平成２２年１月１４日（２０１０．１．１４）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【出願人】（５０１１３７６３６）東芝三菱電機産業システム株式会社 (904)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年７月２８日（２０１１．７．２８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１月１４日（２０１０．１．１４）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【出願人】（５０１１３７６３６）東芝三菱電機産業システム株式会社 (904)
【Ｆターム（参考）】
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