矩形波発振器、電磁誘導加熱装置、及び電磁誘導加熱調理装置
【課題】 簡素な回路構成をもって、その発振周波数を遠隔操作可能な矩形波発振器を得る。
【解決手段】 第１電流調整用素子１３と第１ダイオード２７とが直列接続された第１直列回路２９と、第２電流調整用素子３１と第２ダイオード３３とが直列接続された第２直列回路３５と、を並列に接続して構成された並列回路１７を備え、電流調整指令信号が第１及び第２電流調整用素子２５，３１に入力されることを通じて、回路を流通する電流が可変調整され、第２インバータ１５の出力端子から、電流調整指令信号に従って周波数変調された矩形波発振信号出力を得る。
【解決手段】 第１電流調整用素子１３と第１ダイオード２７とが直列接続された第１直列回路２９と、第２電流調整用素子３１と第２ダイオード３３とが直列接続された第２直列回路３５と、を並列に接続して構成された並列回路１７を備え、電流調整指令信号が第１及び第２電流調整用素子２５，３１に入力されることを通じて、回路を流通する電流が可変調整され、第２インバータ１５の出力端子から、電流調整指令信号に従って周波数変調された矩形波発振信号出力を得る。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、矩形波発振信号を出力する矩形波発振器に係り、特に、この矩形波発振器を備え、電磁誘導によって調理容器などの加熱媒体を加熱する電磁誘導加熱装置、及び調理容器を備えた電磁誘導加熱調理装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
矩形波発振器とは、周期的に電圧や電流が変化する矩形波信号を発生させるように構成された発振器のことをいう。従来の矩形波発振器の一例として、例えば特許文献１に示すように、任意のデューティ比の矩形波信号を発振させることができるものが知られている。
【０００３】
このうち、従来技術に係る矩形波発振器の構成及び動作について、図面を参照して説明する。図７は、従来技術に係る矩形波発振器１０１の回路図を示す。
【０００４】
同図に示すように、矩形波発振器１０１は、一対のインバータ１０３，１０５を順方向に直列接続するとともに、その接続点Ｐ１０１に可変抵抗１０７の一端を接続し、その接続他端Ｐ１０３とインバータ１０３の入力端子１０３ｉｎ間に固定抵抗１０９を介挿する一方で、前記接続他端Ｐ１０３とインバータ１０５の出力端子１０５ｏｕｔ間にコンデンサ１１１を介挿して構成されている。なお、固定抵抗１０９の両端には、不図示の直流電源が接続されている。また、可変抵抗１０７とコンデンサ１１１とで、ＣＲ微分回路を構成している。さらに、一対のインバータ１０３，１０５は順方向に直列接続されているので、これらインバータ１０３，１０５における各出力は、一方がＨｉｇｈレベル（以下、「Ｈｉｇｈレベル」を「Ｈレベル」と省略する。）のときには他方がＬｏｗレベル（以下、「Ｌｏｗレベル」を「Ｌレベル」と省略する。）となるようになっている。
【０００５】
このように構成された従来技術に係る矩形波発振器１０１の動作について、直流電源の投入直後において、一方のインバータ１０３の出力がＨレベルであり、他方のインバータ１０５の出力がＬレベルであると仮定して説明する。この場合のインバータ１０３の出力電流は、インバータ１０３，可変抵抗１０７，コンデンサ１１１，インバータ１０５の経路を辿って順次流れる。このとき、コンデンサ１１１に電荷が充電されて、接続点Ｐ１０３の電位が徐々に上昇してゆく。すると、接続点Ｐ１０３の電位は、固定抵抗１０９を通してインバータ１０３の入力端子１０３ｉｎに印加される。これを受けて、インバータ１０３において、入力電位とスレッショルド電位の大小関係が比較される。そして、入力電位がスレッショルド電位を越えると、直前とは逆に、一方のインバータ１０３の出力がＬレベル、他方のインバータ１０５の出力がＨレベルとなる。この場合のインバータ１０５の出力電流は、インバータ１０５，コンデンサ１１１，可変抵抗１０７，インバータ１０３の経路を辿って順次流れる。このとき、コンデンサ１１１に充電されていた電荷が放電されるとともに、直前とは逆極性の電荷が充電されて、接続点Ｐ１０３の電位が徐々に下降してゆく。すると、接続点Ｐ１０３の電位は、固定抵抗１０９を通してインバータ１０３の入力端子１０３ｉｎに印加される。これを受けて、インバータ１０３において、入力電位とスレッショルド電位の大小関係が比較される。そして、入力電位がスレッショルド電位を下回るに至ると、直前とは逆に、一方のインバータ１０３の出力がＨレベル、他方のインバータ１０５の出力がＬレベルとなる。以下同様に、インバータ１０３における入力電位とスレッショルド電位の大小関係変化並びにコンデンサ１１１の充放電に係るタイミングに従う発振動作が繰り返し行われることを通じて、インバータ１０５の出力端子１０５ｏｕｔには周期的な矩形波信号が出現して、かかる発振動作が持続されることになる。
【０００６】
ところで、矩形波発振器１０１の発振周波数を、任意の値に遠隔調整したいという要望を生じる場合がある。
【０００７】
しかしながら、従来技術に係る矩形波発振器１０１では、矩形波発振器１０１の発振周波数は、同回路内に設けられたＣＲ微分回路の時定数特性、具体的には例えば同回路を流通する電流の大きさに依存して変化する。そこで、可変抵抗１０７の抵抗値を変化させることを通じて回路を流通する電流の大きさを変化させ、これをもって発振周波数を可変調整させることになる。すなわち、従来技術に係る矩形波発振器１０１において、発振周波数を遠隔調整するといった要望に応えるには、可変抵抗１０７の抵抗値を遠隔調整する必要があるが、そのための回路構成が複雑化するという問題があった。
【０００８】
【特許文献１】特開平５−２９９９８０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
解決しようとする問題点は、従来技術に係る矩形波発振器では、その発振周波数を遠隔調整しようと試みた場合に、回路構成の複雑化を招来する点である。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、簡素な回路構成をもって、その発振周波数を遠隔操作可能な矩形波発振器を得ることを目的として、順方向に直列接続された一対の第１インバータ及び第２インバータと、前記一対のインバータ間の接続点に接続される並列回路と、前記並列回路にその一端が接続される第１抵抗と、前記第１抵抗の他端点と、前記第１インバータの入力端子との間に介挿される第２抵抗と、前記第１抵抗の他端点と、前記第２インバータの出力端子との間に介挿されるコンデンサと、を備えて構成される矩形波発振器であって、前記並列回路は、第１電流調整用素子と第１ダイオードとが直列接続された第１直列回路と、第２電流調整用素子と第２ダイオードとが直列接続された第２直列回路と、を並列に接続して構成され、前記第１ダイオードは、そのカソード端子を前記一対のインバータ間の接続点に指向させて設けられる一方、前記第２ダイオードは、そのアノード端子を前記一対のインバータ間の接続点に指向させて設けられ、前記第１及び第２電流調整用素子には、電流調整指令信号が入力されており、前記第２インバータの出力端子から、前記電流調整指令信号に従って周波数変調された矩形波発振信号出力を得ることを最も主要な特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明実施例に係る矩形波発振器では、第１及び第２電流調整用素子に、電流調整指令信号が入力される構成を採用したので、従って、第１及び第２電流調整用素子において、第１抵抗とコンデンサとからなるＣＲ微分回路に供給される電流が可変調整されて、第２インバータの出力端子から、電流調整指令信号に従って周波数変調された矩形波発振信号出力を得ることが可能となる結果として、簡素な回路構成をもって、その発振周波数を遠隔操作可能な矩形波発振器を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
簡素な回路構成をもって、その発振周波数を遠隔操作可能な矩形波発振器を得るといった目的を、第１電流調整用素子と第１ダイオードとが直列接続された第１直列回路と、第２電流調整用素子と第２ダイオードとが直列接続された第２直列回路と、を並列に接続して構成された並列回路を備え、電流調整指令信号が第１及び第２電流調整用素子に入力されることを通じて、回路を流通する電流が可変調整され、第２インバータの出力端子から、電流調整指令信号に従って周波数変調された矩形波発振信号出力を得ることで実現した。
【実施例１】
【００１３】
［矩形波発振器の回路構成］
図１は、本発明実施例に係る矩形波発振器１１の回路図を示す。
【００１４】
同図に示すように、矩形波発振器１１は、順方向に直列接続された一対の第１インバータ１３及び第２インバータ１５と、一対のインバータ１３，１５間の接続点（以下、「第１接続点」という。）Ｐ１に接続される並列回路１７と、この並列回路１７にその一端が接続される第１抵抗１９と、この第１抵抗１９の他端点（以下、「第２接続点」という。）Ｐ２と第１インバータ１３の入力端子１３ｉｎとの間に介挿される第２抵抗２１と、第２接続点Ｐ２と第２インバータ１５の出力端子１５ｏｕｔとの間に介挿されるコンデンサ２３と、を備えて構成されている。なお、第２抵抗２１の両端には、不図示の直流電源が接続されている。また、第１抵抗１９とコンデンサ２３とで、ＣＲ微分回路２４を構成している。さらに、一対の第１及び第２インバータ１３，１５は順方向に直列接続されているので、第１インバータ１３及び第２インバータ１５における各出力は、一方がＨレベルのときには他方がＬレベルとなるようになっている。
【００１５】
並列回路１７は、第１電界効果トランジスタ（以下、「電界効果トランジスタ」を「ＦＥＴ」(FET：Field effect transistor) と略称する。この「第１ＦＥＴ」は、本発明の「第１電流調整用素子」に相当する。）２５と第１ダイオード２７とが直列接続された第１直列回路２９と、第２ＦＥＴ（本発明の「第２電流調整用素子」に相当する。）３１と第２ダイオード３３とが直列接続された第２直列回路３５と、を並列に接続して構成されている。また、第１ダイオード２７は、そのカソード端子２７ｋを第１接続点Ｐ１に指向させて設けられる一方、第２ダイオード３３は、そのアノード端子３３ａを第１接続点Ｐ１に指向させて設けられている。これにより、第１直列回路２９では、第２接続点Ｐ２から第１接続点Ｐ１に指向する電流の流れを許容する一方、第２直列回路３５では、第１接続点Ｐ１から第２接続点Ｐ２に指向する電流の流れを許容するように構成されている。
【００１６】
本発明で第１及び第２電流調整用素子として機能する第１及び第２ＦＥＴ２５，３１は、その電気的特性が共通のＦＥＴであり、第１及び第２ＦＥＴ２５，３１の各ゲート端子Ｇには、本発振器１１の外部から与えられる電流調整指令信号を、各ゲート端子Ｇに印加するのに適した電位態様に変換する一対の第１及び第２信号変換器３７，３９が接続されている。これにより、第１及び第２ＦＥＴ２５，３１の各ゲート端子Ｇには、第１及び第２信号変換器３７，３９をそれぞれ介して、電流調整指令信号が入力されるように構成されている。なお、外部から与えられる電流調整指令信号が、第１及び第２ＦＥＴ２５，３１の各ゲート端子Ｇに印加するのに適した電位態様で送られてくる場合には、第１及び第２信号変換器３７，３９を省略することができる。
［矩形波発振器の動作］
かかる構成を備えた本発明実施例１に係る矩形波発振器１１の動作について、直流電源の投入直後において、第１インバータ１３の出力がＨレベルであり、第２インバータ１５の出力がＬレベルであると仮定して説明する。この場合の第１インバータ１３の出力電流は、第１インバータ１３，第１接続点Ｐ１，第２ダイオード３３，第２ＦＥＴ３１，第１抵抗１９，第２接続点Ｐ２，コンデンサ２３，第２インバータ１５の経路を辿って順次流れる。このとき、コンデンサ２３に電荷が充電されて、第２接続点Ｐ２の電位が徐々に上昇してゆく。すると、第２接続点Ｐ２の電位は、第２抵抗２１を通して第１インバータ１３の入力端子１３ｉｎに印加される。これを受けて、第１インバータ１３において、入力電位とスレッショルド電位の大小関係が比較される。そして、入力電位がスレッショルド電位を越えると、直前とは逆に、第１インバータ１３の出力がＬレベル、第２インバータ１５の出力がＨレベルとなる。この場合の第２インバータ１５の出力電流は、第２インバータ１５，コンデンサ２３，第２接続点Ｐ２，第１抵抗１９，第１ダイオード２７，第１ＦＥＴ２５，第１接続点Ｐ１，第１インバータ１３の経路を辿って順次流れる。このとき、コンデンサ２３に充電されていた電荷が放電されるとともに、直前とは逆極性の電荷が充電されて、第２接続点Ｐ２の電位が徐々に下降してゆく。すると、第２接続点Ｐ２の電位は、第２抵抗２１を通して第１インバータ１３の入力端子１３ｉｎに印加される。これを受けて、第１インバータ１３において、入力電位とスレッショルド電位の大小関係が比較される。そして、入力電位がスレッショルド電位を下回るに至ると、直前とは逆に、第１インバータ１３の出力がＨレベル、第２インバータ１５の出力がＬレベルとなる。以下同様に、第１インバータ１３における入力電位とスレッショルド電位の大小関係変化、並びにコンデンサ２３の充放電に係るタイミングに従う発振動作が繰り返し行われることを通じて、第２インバータ１５の出力端子１５ｏｕｔには、周期的な矩形波信号が出現して、かかる発振動作が持続されることになる。
【００１７】
ところで、矩形波発振器１１の発振周波数を、任意の値に遠隔調整したいという要望を生じる場合がある。ここで、矩形波発振器１１の発振周波数は、同回路内に設けられたＣＲ微分回路２４の時定数特性、具体的には例えば同回路を流通する電流の大きさに依存して変化する。従って、ＣＲ微分回路２４を流通する電流の大きさを可変調整することができれば、矩形波発振器１１の発振周波数を調整することができることになる。
【００１８】
そこで、本発明実施例に係る矩形波発振器１１では、第１及び第２ＦＥＴ２５，３１の各ゲート端子Ｇに、第１及び第２信号変換器３７，３９をそれぞれ介して、電流調整指令信号が入力される構成を採用している。この電流調整指令信号は、適宜の信号伝送媒体を介して、遠隔操作信号として与えるように構成してもよい。
【００１９】
従って、第１及び第２ＦＥＴ２５，３１において、第１抵抗１９とコンデンサ２３とからなるＣＲ微分回路２４に供給される電流が可変調整されて、第２インバータ１５の出力端子１５ｏｕｔから、電流調整指令信号（遠隔操作信号）に従って周波数変調された矩形波発振信号出力を得ることが可能となる結果として、簡素な回路構成をもって、その発振周波数を遠隔操作可能な矩形波発振器を得ることができる。
【実施例２】
【００２０】
次に、実施例１に係る矩形波発振器１１を備えた電磁誘導加熱装置について、図２を参照して説明する。
［電磁誘導加熱装置の回路構成］
図２は、本発明実施例に係る電磁誘導加熱装置４１の回路図を示す。
【００２１】
同図に示すように、電磁誘導加熱装置４１は、主回路４３と、同主回路４３の制御を司る制御回路４５と、を含んで構成されている。
【００２２】
このうち、主回路４３は、三相交流電源ＡＣと、その電源ラインに設けられ、同電源より供給される電流を検知する電流センサ５１及び同電源より供給される電圧を検知する電圧センサ５３と、三相交流電源ＡＣから供給される交流電圧を整流して直流電圧に変換する三相ブリッジ回路５５と、三相ブリッジ回路５５で整流された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ５７と、コンデンサ５９と誘導加熱コイル（以下、「ワークコイル」という。）６１とを直列接続して構成される直列共振回路６３と、三相ブリッジ回路５５で整流されて平滑コンデンサ５７で平滑化された直流電圧を受けて、直列共振回路６３に高周波電流を供給する高周波インバータ回路６５と、を備えて構成されている。
【００２３】
高周波インバータ回路６５は、４つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を、いわゆるフルブリッジ形に配置して構成されている。すなわち、高周波インバータ回路６５は、一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を直列接続する一方で、これらと並列に、一対のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を直列接続して構成されている。なお、一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続点（以下、「第３接続点」という。）Ｐ３と、一対のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の接続点（以下、「第４接続点」という。）Ｐ４との間には、前述の直列共振回路６３が介挿されている。
【００２４】
４つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜形ＦＥＴ：Metal Oxide Semiconductor FET: MOSFET)や、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ：Insulated Gate Bipolar Transistor: IGBT）等を好適に用いることができる。本発明実施例２では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４として、その電気的特性が共通のＭＯＳＦＥＴを採用した例を挙げて説明を進めることとする。なお、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４における各ゲート端子には、後述するＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４駆動回路からの駆動制御信号が入力され、かかる駆動制御信号の入力を受けて、一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４、又は一対のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３が、それぞれ対になって駆動されるように構成されている。また、ダイオードＤ１〜Ｄ４は、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に内蔵された寄生ダイオードである。
【００２５】
一方、制御回路４５は、ＰＦＭ (Pulse Frequency Modulation)方式による電磁誘導加熱制御を実行する機能を有し、電力検知回路７１と、偏差増幅器７３と、加算器７５と、減算増幅器７７と、矩形波発振器１１と、反転回路７８と、一対の第１及び第２デッドタイム生成回路７９，８１と、４つのＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４駆動回路８３，８５，８７，８９と、を備えて構成されている。
【００２６】
電力検知回路７１は、電流センサ５１及び電圧センサ５３でそれぞれ検知された三相交流電源における電流値及び電圧値に基づき、時々刻々と変化する消費電力を演算し、この演算結果を電力検知電圧信号Ｅ２として出力する機能を有している。
【００２７】
偏差増幅器７３は、外部設定電圧信号Ｅ１と、電力検知回路７１から送られてきた電力検知電圧信号Ｅ２とを入力し、これらの偏差分（Ｅ１−Ｅ２）を演算するとともに、その演算結果（Ｅ１−Ｅ２）を出力する機能を有している。
【００２８】
加算器７５は、外部設定電圧信号Ｅ１と、偏差増幅器７３から送られてきた演算結果（Ｅ１−Ｅ２）とを入力し、これらを加算する演算を行うとともに、その演算結果（２Ｅ１−Ｅ２）を出力する機能を有している。
【００２９】
減算増幅器７７は、不図示の基準電源より与えられる基準電圧信号Ｅｓｔと、加算器７５から送られてきた演算結果（２Ｅ１−Ｅ２）とを入力し、これらの偏差分（Ｅｓｔ−（２Ｅ１−Ｅ２））を演算するとともに、その演算結果（Ｅｓｔ−（２Ｅ１−Ｅ２））を出力する機能を有している。
【００３０】
矩形波発振器１１は、実施例１にて詳説した通り、減算増幅器７７から送られてきた演算結果（Ｅｓｔ−（２Ｅ１−Ｅ２））を、電流調整指令信号として入力する一方で、この電流調整指令信号に従って周波数変調された矩形波発振信号を出力する機能を有している。
【００３１】
反転回路７８は、矩形波発振器１１から送られてきた矩形波発振信号を入力する一方で、同入力信号を反転して出力する機能を有している。
【００３２】
第１デッドタイム（以下、「デッドタイム」を「ＤＴ」と省略する。）生成回路７９は、矩形波発振器１１から送られてきた矩形波発振信号を直接入力するとともに、入力した矩形波信号波形の立ち上がり部分に関し、同立ち上がり時点から所定時間（Ｔｄ１）だけ遅延させることで、原信号波形と比較してオン期間を短くした信号波形を生成する機能を有している。
【００３３】
一方、第２ＤＴ生成回路８１は、矩形波発振器１１から送られてきた矩形波発振信号を反転回路７８を介して入力するとともに、入力した矩形波信号波形の立ち上がり部分に関し、同立ち上がり時点から所定時間（Ｔｄ２）だけ遅延させることで、原信号波形と比較してオン期間を長くした信号波形を生成する機能を有している。
【００３４】
４つのＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４駆動回路８３，８５，８７，８９のうち、一対のＳ１，Ｓ４駆動回路８３，８５は、第１ＤＴ生成回路７９から送られてきた矩形波信号を入力するとともに、入力した矩形波信号に基づく駆動制御信号Ｅｓ１，Ｅｓ４を、一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４にそれぞれ出力する機能を有している。
【００３５】
そして、一対のＳ２，Ｓ３駆動回路８７，８９は、第２ＤＴ生成回路８１から送られてきた矩形波信号を入力するとともに、入力した矩形波信号に基づく駆動制御信号Ｅｓ２，Ｅｓ３を、一対のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３にそれぞれ出力する機能を有している。
［電磁誘導加熱装置の動作］
かかる構成を備えた本発明実施例２に係る電磁誘導加熱装置４１の動作について、各機能部における信号の流れに着目し、各機能部毎の信号出力に係る図面を適宜参照して説明してゆく。
【００３６】
図３及び図４は、偏差増幅器及び加算器の出力信号を示す図、図５は、減算増幅器における入力信号及び出力信号を対比して示す図、図６は、直列共振回路における最終的な出力信号波形と、各機能部における出力信号波形とを対比して示すタイムチャート図である。
【００３７】
まず、電力検知回路７１は、電流センサ５１及び電圧センサ５３でそれぞれ検知された三相交流電源における電流値及び電圧値に基づき、時々刻々と変化する消費電力を演算し、この演算結果を電力検知電圧信号Ｅ２として偏差増幅器７３に出力する。
【００３８】
これを受けて偏差増幅器７３は、外部設定電圧信号Ｅ１と、電力検知回路７１から送られてきた電力検知電圧信号Ｅ２とを入力し、これらの偏差分（Ｅ１−Ｅ２）を演算するとともに、その演算結果（Ｅ１−Ｅ２）を加算器７５に出力する。
【００３９】
これを受けて加算器７５は、外部設定電圧信号Ｅ１と、偏差増幅器７３から送られてきた演算結果（Ｅ１−Ｅ２）とを入力し、これらを加算する演算を行うとともに、その演算結果（２Ｅ１−Ｅ２）を出力する。
【００４０】
ここで、外部設定電圧信号Ｅ１と電力検知電圧信号Ｅ２の偏差分（Ｅ１−Ｅ２）が正値か負値かによって、偏差増幅器７３及び加算器７５の各出力信号は変わってくる。
【００４１】
（Ｅ１−Ｅ２）が正値である、すなわち、検知電力が設定値に満たないときには、偏差増幅器７３で得られた偏差分（Ｅ１−Ｅ２）の絶対値が（図３（１）参照）、加算器７５において外部設定電圧Ｅ１に加算（２Ｅ１−Ｅ２）されて出力される（図３（２）参照）。
【００４２】
これに対し、（Ｅ１−Ｅ２）が負値である、すなわち、検知電力が設定値を越えているときには、偏差増幅器７３で得られた偏差分（Ｅ１−Ｅ２）の絶対値が（図４（１）参照）、加算器７５において外部設定電圧Ｅ１から減算（２Ｅ１−Ｅ２）されて出力される（図４（２）参照）。
【００４３】
ここで、本発明実施例に係るＰＦＭ方式による電磁誘導加熱制御では、高周波インバータ回路６５におけるスイッチング電圧信号波形と、直列共振回路６３に流れる負荷電流Ｉｗｋの信号波形との間の位相角（図６（５）参照）の大きさに応じて、直列共振回路６３における出力電力を可変調整している。すなわち、直列共振回路６３の共振点において、前記位相角がゼロのときに出力電力が最大となる一方、負荷電流Ｉｗｋの信号波形を前記スイッチング電圧の信号波形に対して遅れ位相にして、かつ、その位相角を大きくしてゆくと、逆に出力電力は小さくなってゆく。なお、実際には、前記位相角が若干の遅れ位相のときに、出力電力が最大となるように設計してある。
【００４４】
前記位相角（図６（５）参照）は、矩形波発振器１１における発振周波数を増減することで調整可能である。すなわち、発振周波数を高くすると位相角は大きくなり、このときの出力電力は小さくなってゆく。これとは逆に、発振周波数を共振周波数付近まで低くすると位相角は小さくなり、このときの出力電力は大きくなってゆく。
【００４５】
ここで、矩形波発振器１１では、第１及び第２ＦＥＴ２５，３１の各ゲート端子Ｇに印加される、電流調整指令信号に係る入力電圧が大きくなると発振周波数は高くなる一方、電流調整指令信号に係る入力電圧が小さくなると発振周波数は低くなる。
【００４６】
さて、前述した通り、加算器７５の出力信号は、外部設定電圧信号Ｅ１と電力検知電圧信号Ｅ２の偏差分（Ｅ１−Ｅ２）が正値か負値かによって、設定電圧Ｅ１に対して偏差分（Ｅ１−Ｅ２）の絶対値を加算するか減算するかが分かれることから、偏差分（Ｅ１−Ｅ２）が正値か負値かに係る切替時点付近で、矩形波発振器１１に与えられる電流調整指令信号に係る入力電圧レベルが非線形に大きく変わってくる。そのため、加算器７５の出力信号を矩形波発振器１１にそのまま入力したのでは、狙った出力電力を実現するための適正な発振周波数を得ることができない。
【００４７】
そこで、基準電源より与えられる基準電圧信号Ｅｓｔと、加算器７５から送られてきた演算結果（２Ｅ１−Ｅ２）とを入力し、これらの偏差分（Ｅｓｔ−（２Ｅ１−Ｅ２））を演算するとともに、その演算結果（Ｅｓｔ−（２Ｅ１−Ｅ２））を矩形波発振器１１に出力する減算増幅器７７を、加算器７５と矩形波発振器１１との間に設けている。
【００４８】
すなわち、外部設定電圧を所定値Ｅ１に設定した際において、電力検知電圧Ｅ２が経時的に線形に漸次減少してきたときには、基準電圧信号Ｅｓｔに対する減算増幅器７７の入力信号（２Ｅ１−Ｅ２）は、図５（１）に示すような略線形の経時特性を示す。また、このときの減算増幅器７７の出力信号（Ｅｓｔ−（２Ｅ１−Ｅ２））は、図５（２）に示すような略線形の経時特性を示す。
【００４９】
かかる減算増幅器７７の出力信号（Ｅｓｔ−（２Ｅ１−Ｅ２））を矩形波発振器１１に与えると、矩形波発振器１１は、減算増幅器７７から送られてきた演算結果（Ｅｓｔ−（２Ｅ１−Ｅ２））を、電流調整指令信号として入力する一方で、この電流調整指令信号に従って周波数変調された矩形波発振信号を出力する。具体的には、矩形波発振器１１では、偏差分（Ｅ１−Ｅ２）が正値のとき（図５（１）（２）における時間軸上の右側）には、その入力電圧が小さくなって発振周波数は低くなる一方、偏差分（Ｅ１−Ｅ２）が負値のとき（図５（１）（２）における時間軸上の左側）には、その入力電圧が大きくなって発振周波数は高くなる。このように、減算増幅器７７の出力信号を矩形波発振器１１に与えたとしても、前述したように、偏差分（Ｅ１−Ｅ２）が正値か負値かに係る切替時点付近で、矩形波発振器１１に与えられる電流調整指令信号に係る入力電圧レベルが非線形に大きく変わってくるといった不具合を招来することはない。
【００５０】
次いで、反転回路７８は、矩形波発振器１１から送られてきた矩形波発振信号（図６（１）参照）を入力する一方で、同入力信号を反転（図６（２）参照）して出力する。
【００５１】
第１ＤＴ生成回路７９は、矩形波発振器１１から送られてきた矩形波発振信号（図６（１）参照）を直接入力するとともに、入力した矩形波信号波形の立ち上がり部分に関し、同立ち上がり時点から所定時間（Ｔｄ１）だけ遅延させることで、原信号波形と比較してオン期間を短くした信号波形（図６（３）参照）を生成する。
【００５２】
一方、第２ＤＴ生成回路８１は、矩形波発振器１１から送られてきた矩形波発振信号（図６（１）参照）を反転回路７８を介して入力するとともに、入力した矩形波信号波形（図６（２）参照）の立ち上がり部分に関し、同立ち上がり時点から所定時間（Ｔｄ２）だけ遅延させることで、原信号波形と比較してオン期間を長くした信号波形（図６（４）参照）を生成する。
【００５３】
ここで、第１及び第２ＤＴ生成回路７９，８１を設けたのは、スイッチング素子Ｓ１とＳ２、又はスイッチング素子Ｓ３とＳ４が同時にオン駆動されることを回避して、同素子の焼損事故を未然に防止するためである。
【００５４】
次に、４つのＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４駆動回路８３，８５，８７，８９のうち、一対のＳ１，Ｓ４駆動回路８３，８５は、第１ＤＴ生成回路７９から送られてきた矩形波信号（図６（３）参照）を入力するとともに、入力した矩形波信号に基づく駆動制御信号Ｅｓ１，Ｅｓ４を、一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４にそれぞれ出力する。
【００５５】
一方、一対のＳ２，Ｓ３駆動回路８７，８９は、第２ＤＴ生成回路８１から送られてきた矩形波信号（図６（４）参照）を入力するとともに、入力した矩形波信号に基づく駆動制御信号Ｅｓ２，Ｅｓ３を、一対のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３にそれぞれ出力する。
【００５６】
このように、駆動制御信号Ｅｓ１，Ｅｓ４と、駆動制御信号Ｅｓ２，Ｅｓ３とが、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４にそれぞれ入力されると、直列共振回路６３におけるワークコイル６１には、所定の周波数に調整された交流電流（図６（５）参照）が流れる。すると、交番磁界が発生してワークコイル６１に対して配置された、磁性体材料で形成された調理容器６７に渦電流が発生し、調理容器６７を発熱させることができる。この発熱によって、調理容器６７内に収容されている食材を加熱調理することができる。
【００５７】
［その他］
本発明は、上述した実施例に限られるものではなく、請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨、あるいは技術思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴う矩形波発振器、この矩形波発振器を備えた電磁誘導加熱装置、及び調理容器を備えた電磁誘導加熱調理装置もまた、本発明における技術的範囲の射程に包含されるものである。
【００５８】
すなわち、本発明実施例において、電磁誘導加熱装置の一例として、調理容器を備えた電磁誘導加熱調理装置を例示して説明したが、本発明はかかる実施例に限定されるものではなく、調理装置以外の電磁誘導加熱の要請がある全ての装置に本発明を適用可能であることはいうまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明実施例に係る矩形波発振器の回路図である（実施例１）。
【図２】本発明実施例に係る電磁誘導加熱装置の回路図である（実施例２）。
【図３】偏差増幅器及び加算器の出力信号を示す図である（実施例２）。
【図４】偏差増幅器及び加算器の出力信号を示す図である（実施例２）。
【図５】減算増幅器における入力信号及び出力信号を対比して示す図である（実施例２）。
【図６】直列共振回路における最終的な出力信号波形と、各機能部における出力信号波形とを対比して示すタイムチャート図である。（実施例２）。
【図７】従来技術に係る矩形波発振器１０１の回路図である。
【符号の説明】
【００６０】
１１ 矩形波発振器
１３ 第１インバータ
１５ 第２インバータ
１７ 並列回路
１９ 第１抵抗
２１ 第２抵抗
２３ コンデンサ
２５ 第１ＦＥＴ（第１電流調整用素子）
２７ 第１ダイオード
２９ 第１直列回路
３１ 第２ＦＥＴ（第２電流調整用素子）
３３ 第２ダイオード
３５ 第２直列回路
３７ 第１信号変換器
３９ 第２信号変換器
４１ 電磁誘導加熱装置
４３ 主回路
４５ 制御回路
５９ 共振コンデンサ
６１ 誘導加熱コイル（ワークコイル）
６３ 直列共振回路
６５ 高周波インバータ回路
６７ 調理容器
７１ 電力検知回路
７３ 偏差増幅器
７５ 加算器
７７ 減算増幅器
７８ 反転回路
７９ 第１デッドタイム生成回路
８１ 第２デッドタイム生成回路
８３ Ｓ１駆動回路
８５ Ｓ２駆動回路
８７ Ｓ３駆動回路
８９ Ｓ４駆動回路
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４ スイッチング素子
【技術分野】
【０００１】
本発明は、矩形波発振信号を出力する矩形波発振器に係り、特に、この矩形波発振器を備え、電磁誘導によって調理容器などの加熱媒体を加熱する電磁誘導加熱装置、及び調理容器を備えた電磁誘導加熱調理装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
矩形波発振器とは、周期的に電圧や電流が変化する矩形波信号を発生させるように構成された発振器のことをいう。従来の矩形波発振器の一例として、例えば特許文献１に示すように、任意のデューティ比の矩形波信号を発振させることができるものが知られている。
【０００３】
このうち、従来技術に係る矩形波発振器の構成及び動作について、図面を参照して説明する。図７は、従来技術に係る矩形波発振器１０１の回路図を示す。
【０００４】
同図に示すように、矩形波発振器１０１は、一対のインバータ１０３，１０５を順方向に直列接続するとともに、その接続点Ｐ１０１に可変抵抗１０７の一端を接続し、その接続他端Ｐ１０３とインバータ１０３の入力端子１０３ｉｎ間に固定抵抗１０９を介挿する一方で、前記接続他端Ｐ１０３とインバータ１０５の出力端子１０５ｏｕｔ間にコンデンサ１１１を介挿して構成されている。なお、固定抵抗１０９の両端には、不図示の直流電源が接続されている。また、可変抵抗１０７とコンデンサ１１１とで、ＣＲ微分回路を構成している。さらに、一対のインバータ１０３，１０５は順方向に直列接続されているので、これらインバータ１０３，１０５における各出力は、一方がＨｉｇｈレベル（以下、「Ｈｉｇｈレベル」を「Ｈレベル」と省略する。）のときには他方がＬｏｗレベル（以下、「Ｌｏｗレベル」を「Ｌレベル」と省略する。）となるようになっている。
【０００５】
このように構成された従来技術に係る矩形波発振器１０１の動作について、直流電源の投入直後において、一方のインバータ１０３の出力がＨレベルであり、他方のインバータ１０５の出力がＬレベルであると仮定して説明する。この場合のインバータ１０３の出力電流は、インバータ１０３，可変抵抗１０７，コンデンサ１１１，インバータ１０５の経路を辿って順次流れる。このとき、コンデンサ１１１に電荷が充電されて、接続点Ｐ１０３の電位が徐々に上昇してゆく。すると、接続点Ｐ１０３の電位は、固定抵抗１０９を通してインバータ１０３の入力端子１０３ｉｎに印加される。これを受けて、インバータ１０３において、入力電位とスレッショルド電位の大小関係が比較される。そして、入力電位がスレッショルド電位を越えると、直前とは逆に、一方のインバータ１０３の出力がＬレベル、他方のインバータ１０５の出力がＨレベルとなる。この場合のインバータ１０５の出力電流は、インバータ１０５，コンデンサ１１１，可変抵抗１０７，インバータ１０３の経路を辿って順次流れる。このとき、コンデンサ１１１に充電されていた電荷が放電されるとともに、直前とは逆極性の電荷が充電されて、接続点Ｐ１０３の電位が徐々に下降してゆく。すると、接続点Ｐ１０３の電位は、固定抵抗１０９を通してインバータ１０３の入力端子１０３ｉｎに印加される。これを受けて、インバータ１０３において、入力電位とスレッショルド電位の大小関係が比較される。そして、入力電位がスレッショルド電位を下回るに至ると、直前とは逆に、一方のインバータ１０３の出力がＨレベル、他方のインバータ１０５の出力がＬレベルとなる。以下同様に、インバータ１０３における入力電位とスレッショルド電位の大小関係変化並びにコンデンサ１１１の充放電に係るタイミングに従う発振動作が繰り返し行われることを通じて、インバータ１０５の出力端子１０５ｏｕｔには周期的な矩形波信号が出現して、かかる発振動作が持続されることになる。
【０００６】
ところで、矩形波発振器１０１の発振周波数を、任意の値に遠隔調整したいという要望を生じる場合がある。
【０００７】
しかしながら、従来技術に係る矩形波発振器１０１では、矩形波発振器１０１の発振周波数は、同回路内に設けられたＣＲ微分回路の時定数特性、具体的には例えば同回路を流通する電流の大きさに依存して変化する。そこで、可変抵抗１０７の抵抗値を変化させることを通じて回路を流通する電流の大きさを変化させ、これをもって発振周波数を可変調整させることになる。すなわち、従来技術に係る矩形波発振器１０１において、発振周波数を遠隔調整するといった要望に応えるには、可変抵抗１０７の抵抗値を遠隔調整する必要があるが、そのための回路構成が複雑化するという問題があった。
【０００８】
【特許文献１】特開平５−２９９９８０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
解決しようとする問題点は、従来技術に係る矩形波発振器では、その発振周波数を遠隔調整しようと試みた場合に、回路構成の複雑化を招来する点である。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、簡素な回路構成をもって、その発振周波数を遠隔操作可能な矩形波発振器を得ることを目的として、順方向に直列接続された一対の第１インバータ及び第２インバータと、前記一対のインバータ間の接続点に接続される並列回路と、前記並列回路にその一端が接続される第１抵抗と、前記第１抵抗の他端点と、前記第１インバータの入力端子との間に介挿される第２抵抗と、前記第１抵抗の他端点と、前記第２インバータの出力端子との間に介挿されるコンデンサと、を備えて構成される矩形波発振器であって、前記並列回路は、第１電流調整用素子と第１ダイオードとが直列接続された第１直列回路と、第２電流調整用素子と第２ダイオードとが直列接続された第２直列回路と、を並列に接続して構成され、前記第１ダイオードは、そのカソード端子を前記一対のインバータ間の接続点に指向させて設けられる一方、前記第２ダイオードは、そのアノード端子を前記一対のインバータ間の接続点に指向させて設けられ、前記第１及び第２電流調整用素子には、電流調整指令信号が入力されており、前記第２インバータの出力端子から、前記電流調整指令信号に従って周波数変調された矩形波発振信号出力を得ることを最も主要な特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明実施例に係る矩形波発振器では、第１及び第２電流調整用素子に、電流調整指令信号が入力される構成を採用したので、従って、第１及び第２電流調整用素子において、第１抵抗とコンデンサとからなるＣＲ微分回路に供給される電流が可変調整されて、第２インバータの出力端子から、電流調整指令信号に従って周波数変調された矩形波発振信号出力を得ることが可能となる結果として、簡素な回路構成をもって、その発振周波数を遠隔操作可能な矩形波発振器を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
簡素な回路構成をもって、その発振周波数を遠隔操作可能な矩形波発振器を得るといった目的を、第１電流調整用素子と第１ダイオードとが直列接続された第１直列回路と、第２電流調整用素子と第２ダイオードとが直列接続された第２直列回路と、を並列に接続して構成された並列回路を備え、電流調整指令信号が第１及び第２電流調整用素子に入力されることを通じて、回路を流通する電流が可変調整され、第２インバータの出力端子から、電流調整指令信号に従って周波数変調された矩形波発振信号出力を得ることで実現した。
【実施例１】
【００１３】
［矩形波発振器の回路構成］
図１は、本発明実施例に係る矩形波発振器１１の回路図を示す。
【００１４】
同図に示すように、矩形波発振器１１は、順方向に直列接続された一対の第１インバータ１３及び第２インバータ１５と、一対のインバータ１３，１５間の接続点（以下、「第１接続点」という。）Ｐ１に接続される並列回路１７と、この並列回路１７にその一端が接続される第１抵抗１９と、この第１抵抗１９の他端点（以下、「第２接続点」という。）Ｐ２と第１インバータ１３の入力端子１３ｉｎとの間に介挿される第２抵抗２１と、第２接続点Ｐ２と第２インバータ１５の出力端子１５ｏｕｔとの間に介挿されるコンデンサ２３と、を備えて構成されている。なお、第２抵抗２１の両端には、不図示の直流電源が接続されている。また、第１抵抗１９とコンデンサ２３とで、ＣＲ微分回路２４を構成している。さらに、一対の第１及び第２インバータ１３，１５は順方向に直列接続されているので、第１インバータ１３及び第２インバータ１５における各出力は、一方がＨレベルのときには他方がＬレベルとなるようになっている。
【００１５】
並列回路１７は、第１電界効果トランジスタ（以下、「電界効果トランジスタ」を「ＦＥＴ」(FET：Field effect transistor) と略称する。この「第１ＦＥＴ」は、本発明の「第１電流調整用素子」に相当する。）２５と第１ダイオード２７とが直列接続された第１直列回路２９と、第２ＦＥＴ（本発明の「第２電流調整用素子」に相当する。）３１と第２ダイオード３３とが直列接続された第２直列回路３５と、を並列に接続して構成されている。また、第１ダイオード２７は、そのカソード端子２７ｋを第１接続点Ｐ１に指向させて設けられる一方、第２ダイオード３３は、そのアノード端子３３ａを第１接続点Ｐ１に指向させて設けられている。これにより、第１直列回路２９では、第２接続点Ｐ２から第１接続点Ｐ１に指向する電流の流れを許容する一方、第２直列回路３５では、第１接続点Ｐ１から第２接続点Ｐ２に指向する電流の流れを許容するように構成されている。
【００１６】
本発明で第１及び第２電流調整用素子として機能する第１及び第２ＦＥＴ２５，３１は、その電気的特性が共通のＦＥＴであり、第１及び第２ＦＥＴ２５，３１の各ゲート端子Ｇには、本発振器１１の外部から与えられる電流調整指令信号を、各ゲート端子Ｇに印加するのに適した電位態様に変換する一対の第１及び第２信号変換器３７，３９が接続されている。これにより、第１及び第２ＦＥＴ２５，３１の各ゲート端子Ｇには、第１及び第２信号変換器３７，３９をそれぞれ介して、電流調整指令信号が入力されるように構成されている。なお、外部から与えられる電流調整指令信号が、第１及び第２ＦＥＴ２５，３１の各ゲート端子Ｇに印加するのに適した電位態様で送られてくる場合には、第１及び第２信号変換器３７，３９を省略することができる。
［矩形波発振器の動作］
かかる構成を備えた本発明実施例１に係る矩形波発振器１１の動作について、直流電源の投入直後において、第１インバータ１３の出力がＨレベルであり、第２インバータ１５の出力がＬレベルであると仮定して説明する。この場合の第１インバータ１３の出力電流は、第１インバータ１３，第１接続点Ｐ１，第２ダイオード３３，第２ＦＥＴ３１，第１抵抗１９，第２接続点Ｐ２，コンデンサ２３，第２インバータ１５の経路を辿って順次流れる。このとき、コンデンサ２３に電荷が充電されて、第２接続点Ｐ２の電位が徐々に上昇してゆく。すると、第２接続点Ｐ２の電位は、第２抵抗２１を通して第１インバータ１３の入力端子１３ｉｎに印加される。これを受けて、第１インバータ１３において、入力電位とスレッショルド電位の大小関係が比較される。そして、入力電位がスレッショルド電位を越えると、直前とは逆に、第１インバータ１３の出力がＬレベル、第２インバータ１５の出力がＨレベルとなる。この場合の第２インバータ１５の出力電流は、第２インバータ１５，コンデンサ２３，第２接続点Ｐ２，第１抵抗１９，第１ダイオード２７，第１ＦＥＴ２５，第１接続点Ｐ１，第１インバータ１３の経路を辿って順次流れる。このとき、コンデンサ２３に充電されていた電荷が放電されるとともに、直前とは逆極性の電荷が充電されて、第２接続点Ｐ２の電位が徐々に下降してゆく。すると、第２接続点Ｐ２の電位は、第２抵抗２１を通して第１インバータ１３の入力端子１３ｉｎに印加される。これを受けて、第１インバータ１３において、入力電位とスレッショルド電位の大小関係が比較される。そして、入力電位がスレッショルド電位を下回るに至ると、直前とは逆に、第１インバータ１３の出力がＨレベル、第２インバータ１５の出力がＬレベルとなる。以下同様に、第１インバータ１３における入力電位とスレッショルド電位の大小関係変化、並びにコンデンサ２３の充放電に係るタイミングに従う発振動作が繰り返し行われることを通じて、第２インバータ１５の出力端子１５ｏｕｔには、周期的な矩形波信号が出現して、かかる発振動作が持続されることになる。
【００１７】
ところで、矩形波発振器１１の発振周波数を、任意の値に遠隔調整したいという要望を生じる場合がある。ここで、矩形波発振器１１の発振周波数は、同回路内に設けられたＣＲ微分回路２４の時定数特性、具体的には例えば同回路を流通する電流の大きさに依存して変化する。従って、ＣＲ微分回路２４を流通する電流の大きさを可変調整することができれば、矩形波発振器１１の発振周波数を調整することができることになる。
【００１８】
そこで、本発明実施例に係る矩形波発振器１１では、第１及び第２ＦＥＴ２５，３１の各ゲート端子Ｇに、第１及び第２信号変換器３７，３９をそれぞれ介して、電流調整指令信号が入力される構成を採用している。この電流調整指令信号は、適宜の信号伝送媒体を介して、遠隔操作信号として与えるように構成してもよい。
【００１９】
従って、第１及び第２ＦＥＴ２５，３１において、第１抵抗１９とコンデンサ２３とからなるＣＲ微分回路２４に供給される電流が可変調整されて、第２インバータ１５の出力端子１５ｏｕｔから、電流調整指令信号（遠隔操作信号）に従って周波数変調された矩形波発振信号出力を得ることが可能となる結果として、簡素な回路構成をもって、その発振周波数を遠隔操作可能な矩形波発振器を得ることができる。
【実施例２】
【００２０】
次に、実施例１に係る矩形波発振器１１を備えた電磁誘導加熱装置について、図２を参照して説明する。
［電磁誘導加熱装置の回路構成］
図２は、本発明実施例に係る電磁誘導加熱装置４１の回路図を示す。
【００２１】
同図に示すように、電磁誘導加熱装置４１は、主回路４３と、同主回路４３の制御を司る制御回路４５と、を含んで構成されている。
【００２２】
このうち、主回路４３は、三相交流電源ＡＣと、その電源ラインに設けられ、同電源より供給される電流を検知する電流センサ５１及び同電源より供給される電圧を検知する電圧センサ５３と、三相交流電源ＡＣから供給される交流電圧を整流して直流電圧に変換する三相ブリッジ回路５５と、三相ブリッジ回路５５で整流された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサ５７と、コンデンサ５９と誘導加熱コイル（以下、「ワークコイル」という。）６１とを直列接続して構成される直列共振回路６３と、三相ブリッジ回路５５で整流されて平滑コンデンサ５７で平滑化された直流電圧を受けて、直列共振回路６３に高周波電流を供給する高周波インバータ回路６５と、を備えて構成されている。
【００２３】
高周波インバータ回路６５は、４つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を、いわゆるフルブリッジ形に配置して構成されている。すなわち、高周波インバータ回路６５は、一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を直列接続する一方で、これらと並列に、一対のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を直列接続して構成されている。なお、一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続点（以下、「第３接続点」という。）Ｐ３と、一対のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の接続点（以下、「第４接続点」という。）Ｐ４との間には、前述の直列共振回路６３が介挿されている。
【００２４】
４つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜形ＦＥＴ：Metal Oxide Semiconductor FET: MOSFET)や、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ：Insulated Gate Bipolar Transistor: IGBT）等を好適に用いることができる。本発明実施例２では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４として、その電気的特性が共通のＭＯＳＦＥＴを採用した例を挙げて説明を進めることとする。なお、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４における各ゲート端子には、後述するＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４駆動回路からの駆動制御信号が入力され、かかる駆動制御信号の入力を受けて、一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４、又は一対のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３が、それぞれ対になって駆動されるように構成されている。また、ダイオードＤ１〜Ｄ４は、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に内蔵された寄生ダイオードである。
【００２５】
一方、制御回路４５は、ＰＦＭ (Pulse Frequency Modulation)方式による電磁誘導加熱制御を実行する機能を有し、電力検知回路７１と、偏差増幅器７３と、加算器７５と、減算増幅器７７と、矩形波発振器１１と、反転回路７８と、一対の第１及び第２デッドタイム生成回路７９，８１と、４つのＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４駆動回路８３，８５，８７，８９と、を備えて構成されている。
【００２６】
電力検知回路７１は、電流センサ５１及び電圧センサ５３でそれぞれ検知された三相交流電源における電流値及び電圧値に基づき、時々刻々と変化する消費電力を演算し、この演算結果を電力検知電圧信号Ｅ２として出力する機能を有している。
【００２７】
偏差増幅器７３は、外部設定電圧信号Ｅ１と、電力検知回路７１から送られてきた電力検知電圧信号Ｅ２とを入力し、これらの偏差分（Ｅ１−Ｅ２）を演算するとともに、その演算結果（Ｅ１−Ｅ２）を出力する機能を有している。
【００２８】
加算器７５は、外部設定電圧信号Ｅ１と、偏差増幅器７３から送られてきた演算結果（Ｅ１−Ｅ２）とを入力し、これらを加算する演算を行うとともに、その演算結果（２Ｅ１−Ｅ２）を出力する機能を有している。
【００２９】
減算増幅器７７は、不図示の基準電源より与えられる基準電圧信号Ｅｓｔと、加算器７５から送られてきた演算結果（２Ｅ１−Ｅ２）とを入力し、これらの偏差分（Ｅｓｔ−（２Ｅ１−Ｅ２））を演算するとともに、その演算結果（Ｅｓｔ−（２Ｅ１−Ｅ２））を出力する機能を有している。
【００３０】
矩形波発振器１１は、実施例１にて詳説した通り、減算増幅器７７から送られてきた演算結果（Ｅｓｔ−（２Ｅ１−Ｅ２））を、電流調整指令信号として入力する一方で、この電流調整指令信号に従って周波数変調された矩形波発振信号を出力する機能を有している。
【００３１】
反転回路７８は、矩形波発振器１１から送られてきた矩形波発振信号を入力する一方で、同入力信号を反転して出力する機能を有している。
【００３２】
第１デッドタイム（以下、「デッドタイム」を「ＤＴ」と省略する。）生成回路７９は、矩形波発振器１１から送られてきた矩形波発振信号を直接入力するとともに、入力した矩形波信号波形の立ち上がり部分に関し、同立ち上がり時点から所定時間（Ｔｄ１）だけ遅延させることで、原信号波形と比較してオン期間を短くした信号波形を生成する機能を有している。
【００３３】
一方、第２ＤＴ生成回路８１は、矩形波発振器１１から送られてきた矩形波発振信号を反転回路７８を介して入力するとともに、入力した矩形波信号波形の立ち上がり部分に関し、同立ち上がり時点から所定時間（Ｔｄ２）だけ遅延させることで、原信号波形と比較してオン期間を長くした信号波形を生成する機能を有している。
【００３４】
４つのＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４駆動回路８３，８５，８７，８９のうち、一対のＳ１，Ｓ４駆動回路８３，８５は、第１ＤＴ生成回路７９から送られてきた矩形波信号を入力するとともに、入力した矩形波信号に基づく駆動制御信号Ｅｓ１，Ｅｓ４を、一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４にそれぞれ出力する機能を有している。
【００３５】
そして、一対のＳ２，Ｓ３駆動回路８７，８９は、第２ＤＴ生成回路８１から送られてきた矩形波信号を入力するとともに、入力した矩形波信号に基づく駆動制御信号Ｅｓ２，Ｅｓ３を、一対のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３にそれぞれ出力する機能を有している。
［電磁誘導加熱装置の動作］
かかる構成を備えた本発明実施例２に係る電磁誘導加熱装置４１の動作について、各機能部における信号の流れに着目し、各機能部毎の信号出力に係る図面を適宜参照して説明してゆく。
【００３６】
図３及び図４は、偏差増幅器及び加算器の出力信号を示す図、図５は、減算増幅器における入力信号及び出力信号を対比して示す図、図６は、直列共振回路における最終的な出力信号波形と、各機能部における出力信号波形とを対比して示すタイムチャート図である。
【００３７】
まず、電力検知回路７１は、電流センサ５１及び電圧センサ５３でそれぞれ検知された三相交流電源における電流値及び電圧値に基づき、時々刻々と変化する消費電力を演算し、この演算結果を電力検知電圧信号Ｅ２として偏差増幅器７３に出力する。
【００３８】
これを受けて偏差増幅器７３は、外部設定電圧信号Ｅ１と、電力検知回路７１から送られてきた電力検知電圧信号Ｅ２とを入力し、これらの偏差分（Ｅ１−Ｅ２）を演算するとともに、その演算結果（Ｅ１−Ｅ２）を加算器７５に出力する。
【００３９】
これを受けて加算器７５は、外部設定電圧信号Ｅ１と、偏差増幅器７３から送られてきた演算結果（Ｅ１−Ｅ２）とを入力し、これらを加算する演算を行うとともに、その演算結果（２Ｅ１−Ｅ２）を出力する。
【００４０】
ここで、外部設定電圧信号Ｅ１と電力検知電圧信号Ｅ２の偏差分（Ｅ１−Ｅ２）が正値か負値かによって、偏差増幅器７３及び加算器７５の各出力信号は変わってくる。
【００４１】
（Ｅ１−Ｅ２）が正値である、すなわち、検知電力が設定値に満たないときには、偏差増幅器７３で得られた偏差分（Ｅ１−Ｅ２）の絶対値が（図３（１）参照）、加算器７５において外部設定電圧Ｅ１に加算（２Ｅ１−Ｅ２）されて出力される（図３（２）参照）。
【００４２】
これに対し、（Ｅ１−Ｅ２）が負値である、すなわち、検知電力が設定値を越えているときには、偏差増幅器７３で得られた偏差分（Ｅ１−Ｅ２）の絶対値が（図４（１）参照）、加算器７５において外部設定電圧Ｅ１から減算（２Ｅ１−Ｅ２）されて出力される（図４（２）参照）。
【００４３】
ここで、本発明実施例に係るＰＦＭ方式による電磁誘導加熱制御では、高周波インバータ回路６５におけるスイッチング電圧信号波形と、直列共振回路６３に流れる負荷電流Ｉｗｋの信号波形との間の位相角（図６（５）参照）の大きさに応じて、直列共振回路６３における出力電力を可変調整している。すなわち、直列共振回路６３の共振点において、前記位相角がゼロのときに出力電力が最大となる一方、負荷電流Ｉｗｋの信号波形を前記スイッチング電圧の信号波形に対して遅れ位相にして、かつ、その位相角を大きくしてゆくと、逆に出力電力は小さくなってゆく。なお、実際には、前記位相角が若干の遅れ位相のときに、出力電力が最大となるように設計してある。
【００４４】
前記位相角（図６（５）参照）は、矩形波発振器１１における発振周波数を増減することで調整可能である。すなわち、発振周波数を高くすると位相角は大きくなり、このときの出力電力は小さくなってゆく。これとは逆に、発振周波数を共振周波数付近まで低くすると位相角は小さくなり、このときの出力電力は大きくなってゆく。
【００４５】
ここで、矩形波発振器１１では、第１及び第２ＦＥＴ２５，３１の各ゲート端子Ｇに印加される、電流調整指令信号に係る入力電圧が大きくなると発振周波数は高くなる一方、電流調整指令信号に係る入力電圧が小さくなると発振周波数は低くなる。
【００４６】
さて、前述した通り、加算器７５の出力信号は、外部設定電圧信号Ｅ１と電力検知電圧信号Ｅ２の偏差分（Ｅ１−Ｅ２）が正値か負値かによって、設定電圧Ｅ１に対して偏差分（Ｅ１−Ｅ２）の絶対値を加算するか減算するかが分かれることから、偏差分（Ｅ１−Ｅ２）が正値か負値かに係る切替時点付近で、矩形波発振器１１に与えられる電流調整指令信号に係る入力電圧レベルが非線形に大きく変わってくる。そのため、加算器７５の出力信号を矩形波発振器１１にそのまま入力したのでは、狙った出力電力を実現するための適正な発振周波数を得ることができない。
【００４７】
そこで、基準電源より与えられる基準電圧信号Ｅｓｔと、加算器７５から送られてきた演算結果（２Ｅ１−Ｅ２）とを入力し、これらの偏差分（Ｅｓｔ−（２Ｅ１−Ｅ２））を演算するとともに、その演算結果（Ｅｓｔ−（２Ｅ１−Ｅ２））を矩形波発振器１１に出力する減算増幅器７７を、加算器７５と矩形波発振器１１との間に設けている。
【００４８】
すなわち、外部設定電圧を所定値Ｅ１に設定した際において、電力検知電圧Ｅ２が経時的に線形に漸次減少してきたときには、基準電圧信号Ｅｓｔに対する減算増幅器７７の入力信号（２Ｅ１−Ｅ２）は、図５（１）に示すような略線形の経時特性を示す。また、このときの減算増幅器７７の出力信号（Ｅｓｔ−（２Ｅ１−Ｅ２））は、図５（２）に示すような略線形の経時特性を示す。
【００４９】
かかる減算増幅器７７の出力信号（Ｅｓｔ−（２Ｅ１−Ｅ２））を矩形波発振器１１に与えると、矩形波発振器１１は、減算増幅器７７から送られてきた演算結果（Ｅｓｔ−（２Ｅ１−Ｅ２））を、電流調整指令信号として入力する一方で、この電流調整指令信号に従って周波数変調された矩形波発振信号を出力する。具体的には、矩形波発振器１１では、偏差分（Ｅ１−Ｅ２）が正値のとき（図５（１）（２）における時間軸上の右側）には、その入力電圧が小さくなって発振周波数は低くなる一方、偏差分（Ｅ１−Ｅ２）が負値のとき（図５（１）（２）における時間軸上の左側）には、その入力電圧が大きくなって発振周波数は高くなる。このように、減算増幅器７７の出力信号を矩形波発振器１１に与えたとしても、前述したように、偏差分（Ｅ１−Ｅ２）が正値か負値かに係る切替時点付近で、矩形波発振器１１に与えられる電流調整指令信号に係る入力電圧レベルが非線形に大きく変わってくるといった不具合を招来することはない。
【００５０】
次いで、反転回路７８は、矩形波発振器１１から送られてきた矩形波発振信号（図６（１）参照）を入力する一方で、同入力信号を反転（図６（２）参照）して出力する。
【００５１】
第１ＤＴ生成回路７９は、矩形波発振器１１から送られてきた矩形波発振信号（図６（１）参照）を直接入力するとともに、入力した矩形波信号波形の立ち上がり部分に関し、同立ち上がり時点から所定時間（Ｔｄ１）だけ遅延させることで、原信号波形と比較してオン期間を短くした信号波形（図６（３）参照）を生成する。
【００５２】
一方、第２ＤＴ生成回路８１は、矩形波発振器１１から送られてきた矩形波発振信号（図６（１）参照）を反転回路７８を介して入力するとともに、入力した矩形波信号波形（図６（２）参照）の立ち上がり部分に関し、同立ち上がり時点から所定時間（Ｔｄ２）だけ遅延させることで、原信号波形と比較してオン期間を長くした信号波形（図６（４）参照）を生成する。
【００５３】
ここで、第１及び第２ＤＴ生成回路７９，８１を設けたのは、スイッチング素子Ｓ１とＳ２、又はスイッチング素子Ｓ３とＳ４が同時にオン駆動されることを回避して、同素子の焼損事故を未然に防止するためである。
【００５４】
次に、４つのＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４駆動回路８３，８５，８７，８９のうち、一対のＳ１，Ｓ４駆動回路８３，８５は、第１ＤＴ生成回路７９から送られてきた矩形波信号（図６（３）参照）を入力するとともに、入力した矩形波信号に基づく駆動制御信号Ｅｓ１，Ｅｓ４を、一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４にそれぞれ出力する。
【００５５】
一方、一対のＳ２，Ｓ３駆動回路８７，８９は、第２ＤＴ生成回路８１から送られてきた矩形波信号（図６（４）参照）を入力するとともに、入力した矩形波信号に基づく駆動制御信号Ｅｓ２，Ｅｓ３を、一対のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３にそれぞれ出力する。
【００５６】
このように、駆動制御信号Ｅｓ１，Ｅｓ４と、駆動制御信号Ｅｓ２，Ｅｓ３とが、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４にそれぞれ入力されると、直列共振回路６３におけるワークコイル６１には、所定の周波数に調整された交流電流（図６（５）参照）が流れる。すると、交番磁界が発生してワークコイル６１に対して配置された、磁性体材料で形成された調理容器６７に渦電流が発生し、調理容器６７を発熱させることができる。この発熱によって、調理容器６７内に収容されている食材を加熱調理することができる。
【００５７】
［その他］
本発明は、上述した実施例に限られるものではなく、請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨、あるいは技術思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴う矩形波発振器、この矩形波発振器を備えた電磁誘導加熱装置、及び調理容器を備えた電磁誘導加熱調理装置もまた、本発明における技術的範囲の射程に包含されるものである。
【００５８】
すなわち、本発明実施例において、電磁誘導加熱装置の一例として、調理容器を備えた電磁誘導加熱調理装置を例示して説明したが、本発明はかかる実施例に限定されるものではなく、調理装置以外の電磁誘導加熱の要請がある全ての装置に本発明を適用可能であることはいうまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】本発明実施例に係る矩形波発振器の回路図である（実施例１）。
【図２】本発明実施例に係る電磁誘導加熱装置の回路図である（実施例２）。
【図３】偏差増幅器及び加算器の出力信号を示す図である（実施例２）。
【図４】偏差増幅器及び加算器の出力信号を示す図である（実施例２）。
【図５】減算増幅器における入力信号及び出力信号を対比して示す図である（実施例２）。
【図６】直列共振回路における最終的な出力信号波形と、各機能部における出力信号波形とを対比して示すタイムチャート図である。（実施例２）。
【図７】従来技術に係る矩形波発振器１０１の回路図である。
【符号の説明】
【００６０】
１１ 矩形波発振器
１３ 第１インバータ
１５ 第２インバータ
１７ 並列回路
１９ 第１抵抗
２１ 第２抵抗
２３ コンデンサ
２５ 第１ＦＥＴ（第１電流調整用素子）
２７ 第１ダイオード
２９ 第１直列回路
３１ 第２ＦＥＴ（第２電流調整用素子）
３３ 第２ダイオード
３５ 第２直列回路
３７ 第１信号変換器
３９ 第２信号変換器
４１ 電磁誘導加熱装置
４３ 主回路
４５ 制御回路
５９ 共振コンデンサ
６１ 誘導加熱コイル（ワークコイル）
６３ 直列共振回路
６５ 高周波インバータ回路
６７ 調理容器
７１ 電力検知回路
７３ 偏差増幅器
７５ 加算器
７７ 減算増幅器
７８ 反転回路
７９ 第１デッドタイム生成回路
８１ 第２デッドタイム生成回路
８３ Ｓ１駆動回路
８５ Ｓ２駆動回路
８７ Ｓ３駆動回路
８９ Ｓ４駆動回路
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４ スイッチング素子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
順方向に直列接続された一対の第１インバータ及び第２インバータと、
前記一対のインバータ間の接続点に接続される並列回路と、
前記並列回路にその一端が接続される第１抵抗と、
前記第１抵抗の他端点と、前記第１インバータの入力端子との間に介挿される第２抵抗と、
前記第１抵抗の他端点と、前記第２インバータの出力端子との間に介挿されるコンデンサと、
を備えて構成される矩形波発振器であって、
前記並列回路は、
第１電流調整用素子と第１ダイオードとが直列接続された第１直列回路と、
第２電流調整用素子と第２ダイオードとが直列接続された第２直列回路と、
を並列に接続して構成され、
前記第１ダイオードは、そのカソード端子を前記一対のインバータ間の接続点に指向させて設けられる一方、
前記第２ダイオードは、そのアノード端子を前記一対のインバータ間の接続点に指向させて設けられ、
前記第１及び第２電流調整用素子には、電流調整指令信号が入力されており、
前記第２インバータの出力端子から、前記電流調整指令信号に従って周波数変調された矩形波発振信号出力を得る、
ことを特徴とする矩形波発振器。
【請求項２】
請求項１記載の矩形波発振器であって、
前記第１及び第２電流調整用素子は、その電気的特性が共通のＦＥＴであり、
前記電流調整指令信号を、前記第１及び第２ＦＥＴの各ゲート端子に印加するのに適した電位態様に変換する一対の第１及び第２信号変換器をさらに備え、
前記第１及び第２ＦＥＴの各ゲート端子には、前記第１及び第２信号変換器をそれぞれ介して、前記電流調整指令信号が入力される、
ことを特徴とする矩形波発振器。
【請求項３】
請求項１又は２記載の矩形波発振器を備えた電磁誘導加熱装置であって、
共振コンデンサと共に直列共振回路を形成する誘導加熱コイルと、
前記誘導加熱コイルに高周波電流を供給する高周波インバータ回路と、
前記高周波インバータ回路に印加される電力を検知する電力検知回路と、
予め定められる電力設定値と、前記電力検知回路における検知電力との偏差を求める偏差増幅器と、
前記電力設定値に、前記偏差増幅器における演算結果を加算する加算器と、
基準電源より与えられる基準電圧と、前記加算器における演算結果との偏差を求める減算増幅器と、
前記減算増幅器における演算結果を、前記電流調整指令信号として入力する一方で、当該電流調整指令信号に従って周波数変調された矩形波発振信号を出力する前記矩形波発振器と、
前記矩形波発振器から出力される矩形波発振信号を入力する一方で、同入力信号を反転して出力する反転回路と、
前記矩形波発振器から出力される矩形波発振信号を直接入力するとともに、該入力した矩形波信号波形の立ち上がり部分に関し、同立ち上がり時点から所定時間だけ遅延させることで、原信号波形と比較してオン期間を短くした信号波形を生成する第１デッドタイム生成回路と、
前記矩形波発振器から出力される矩形波発振信号を前記反転回路を介して入力するとともに、該入力した矩形波信号波形の立ち上がり部分に関し、同立ち上がり時点から所定時間だけ遅延させることで、原信号波形と比較してオン期間を長くした信号波形を生成する第２デッドタイム生成回路と、
を備え、
前記高周波インバータ回路は、
一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を直列接続する一方で、これらと並列に、一対のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を直列接続することで、４つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をフルブリッジ形に配置して構成されており、
前記一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続点と、前記一対のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の接続点との間には、前記直列共振回路が介挿され、
前記第１デッドタイム生成回路で生成された矩形波信号は、前記一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４にそれぞれ出力される一方で、
前記第２デッドタイム生成回路で生成された矩形波信号は、前記一対のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３にそれぞれ出力される、
ことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項４】
請求項３記載の電磁誘導加熱装置であって、
前記４つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、その電気的特性が共通のＦＥＴである、
ことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項５】
請求項３又は４記載の電磁誘導加熱装置であって、
前記誘導加熱コイルで加熱される、磁性体材料で形成された調理容器を設けたことを特徴とする電磁誘導加熱調理装置。
【請求項１】
順方向に直列接続された一対の第１インバータ及び第２インバータと、
前記一対のインバータ間の接続点に接続される並列回路と、
前記並列回路にその一端が接続される第１抵抗と、
前記第１抵抗の他端点と、前記第１インバータの入力端子との間に介挿される第２抵抗と、
前記第１抵抗の他端点と、前記第２インバータの出力端子との間に介挿されるコンデンサと、
を備えて構成される矩形波発振器であって、
前記並列回路は、
第１電流調整用素子と第１ダイオードとが直列接続された第１直列回路と、
第２電流調整用素子と第２ダイオードとが直列接続された第２直列回路と、
を並列に接続して構成され、
前記第１ダイオードは、そのカソード端子を前記一対のインバータ間の接続点に指向させて設けられる一方、
前記第２ダイオードは、そのアノード端子を前記一対のインバータ間の接続点に指向させて設けられ、
前記第１及び第２電流調整用素子には、電流調整指令信号が入力されており、
前記第２インバータの出力端子から、前記電流調整指令信号に従って周波数変調された矩形波発振信号出力を得る、
ことを特徴とする矩形波発振器。
【請求項２】
請求項１記載の矩形波発振器であって、
前記第１及び第２電流調整用素子は、その電気的特性が共通のＦＥＴであり、
前記電流調整指令信号を、前記第１及び第２ＦＥＴの各ゲート端子に印加するのに適した電位態様に変換する一対の第１及び第２信号変換器をさらに備え、
前記第１及び第２ＦＥＴの各ゲート端子には、前記第１及び第２信号変換器をそれぞれ介して、前記電流調整指令信号が入力される、
ことを特徴とする矩形波発振器。
【請求項３】
請求項１又は２記載の矩形波発振器を備えた電磁誘導加熱装置であって、
共振コンデンサと共に直列共振回路を形成する誘導加熱コイルと、
前記誘導加熱コイルに高周波電流を供給する高周波インバータ回路と、
前記高周波インバータ回路に印加される電力を検知する電力検知回路と、
予め定められる電力設定値と、前記電力検知回路における検知電力との偏差を求める偏差増幅器と、
前記電力設定値に、前記偏差増幅器における演算結果を加算する加算器と、
基準電源より与えられる基準電圧と、前記加算器における演算結果との偏差を求める減算増幅器と、
前記減算増幅器における演算結果を、前記電流調整指令信号として入力する一方で、当該電流調整指令信号に従って周波数変調された矩形波発振信号を出力する前記矩形波発振器と、
前記矩形波発振器から出力される矩形波発振信号を入力する一方で、同入力信号を反転して出力する反転回路と、
前記矩形波発振器から出力される矩形波発振信号を直接入力するとともに、該入力した矩形波信号波形の立ち上がり部分に関し、同立ち上がり時点から所定時間だけ遅延させることで、原信号波形と比較してオン期間を短くした信号波形を生成する第１デッドタイム生成回路と、
前記矩形波発振器から出力される矩形波発振信号を前記反転回路を介して入力するとともに、該入力した矩形波信号波形の立ち上がり部分に関し、同立ち上がり時点から所定時間だけ遅延させることで、原信号波形と比較してオン期間を長くした信号波形を生成する第２デッドタイム生成回路と、
を備え、
前記高周波インバータ回路は、
一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を直列接続する一方で、これらと並列に、一対のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を直列接続することで、４つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をフルブリッジ形に配置して構成されており、
前記一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続点と、前記一対のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の接続点との間には、前記直列共振回路が介挿され、
前記第１デッドタイム生成回路で生成された矩形波信号は、前記一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４にそれぞれ出力される一方で、
前記第２デッドタイム生成回路で生成された矩形波信号は、前記一対のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３にそれぞれ出力される、
ことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項４】
請求項３記載の電磁誘導加熱装置であって、
前記４つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、その電気的特性が共通のＦＥＴである、
ことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項５】
請求項３又は４記載の電磁誘導加熱装置であって、
前記誘導加熱コイルで加熱される、磁性体材料で形成された調理容器を設けたことを特徴とする電磁誘導加熱調理装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００９−１１１６５９（Ｐ２００９−１１１６５９Ａ）
【公開日】平成２１年５月２１日（２００９．５．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−２８１２６３（Ｐ２００７−２８１２６３）
【出願日】平成１９年１０月３０日（２００７．１０．３０）
【出願人】（０００１２５５８７）梶原工業株式会社 (24)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年５月２１日（２００９．５．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年１０月３０日（２００７．１０．３０）
【出願人】（０００１２５５８７）梶原工業株式会社 (24)
【Ｆターム（参考）】
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