通信装置
【課題】ＤＣキャリアリークを抑制することができる通信装置を提供することを課題とする。
【解決手段】通信装置は、無線信号を送信する送信回路（３２）と、無線信号を受信する受信回路（３３）と、ＤＣキャリアリーク量を制御する制御部（３１）とを有する。前記受信回路は、前記送信回路の出力信号を入力する場合には、受信信号を入力する場合に対して、周波数がシフトしたＩ信号及びＱ信号を出力する。前記制御部は、前記受信回路が前記送信回路の出力信号を入力する場合には、前記受信回路により出力されるＩ信号及びＱ信号を基にＤＣキャリアリーク量を検出し、前記検出されたＤＣキャリアリーク量に応じて前記送信回路が送信する信号のＤＣキャリアリーク量を制御する。
【解決手段】通信装置は、無線信号を送信する送信回路（３２）と、無線信号を受信する受信回路（３３）と、ＤＣキャリアリーク量を制御する制御部（３１）とを有する。前記受信回路は、前記送信回路の出力信号を入力する場合には、受信信号を入力する場合に対して、周波数がシフトしたＩ信号及びＱ信号を出力する。前記制御部は、前記受信回路が前記送信回路の出力信号を入力する場合には、前記受信回路により出力されるＩ信号及びＱ信号を基にＤＣキャリアリーク量を検出し、前記検出されたＤＣキャリアリーク量に応じて前記送信回路が送信する信号のＤＣキャリアリーク量を制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
通信方式として、直交周波数分割多重変調（ＯＦＤＭ；Orthogonal Frequency Division Multiplex）方式がある。ＯＦＤＭ方式を用いた移動体通信では、アナログ送受信機の直交変調に使用される局部発振器信号が、ＲＦの送信信号中にリークすることがある。このリークは、主にアナログ素子の固体差及び経時変化等による不整合のために、アナログ送信機の乗算器の段において発生する。
【０００３】
送信信号中にキャリアリークを有すると、無線通信システムにおいて、一般的に規定されている最大許容放射エネルギー（送信スペクトラムマスク）を満足しない可能性がある。この規定を満足しない場合は、他の送信信号及び受信信号又は他の無線通信システムを妨害する可能性がある。
【０００４】
また、規定内であっても、特表２００６−５２７５３０号公報に記載されているような送信信号を検波し、キャリアリークを抑制する機能へフィードバックする方法や、特開平９−８３５８７号公報に記載されているような送信信号が送信されていない時間にキャリアリークを検出し、キャリアリークを抑制する機能へフィードバックする方法が開示されている。
【０００５】
また、特開２０００−１９６５６１号公報には、周波数オフセットが生じている直交周波数分割多重変調された信号から、簡単な構成で精度よく周波数オフセットを推定する方法及び受信機が開示されている。
【０００６】
また、特開平１０−３２２３０３号公報には、受信側と送信側の受信時の周波数ずれを補正する受信機が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特表２００６−５２７５３０号公報
【特許文献２】特開平９−８３５８７号公報
【特許文献３】特開２０００−１９６５６１号公報
【特許文献４】特開平１０−３２２３０３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
特表２００６−５２７５３０号公報に記載されている方法は、マルチキャリア信号中のキャリアリーク以外の成分もまとめて検出するため、キャリアリーク量を正確に検出することはできない。また、特開平９−８３５８７号公報に記載されている方法は、動作時において送信信号中に含まれるキャリアリーク成分を検出することはできない。
【０００９】
本発明の目的は、ＤＣ（直流）キャリアリークを抑制することができる通信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の一観点によれば、無線信号を送信する送信回路と、無線信号を受信する受信回路と、ＤＣキャリアリーク量を制御する制御部とを有し、前記送信回路は、Ｉ信号に対して第１の搬送波信号を乗算する第１の乗算器と、Ｑ信号に対して前記第１の搬送波信号を９０度位相シフトした信号を乗算する第２の乗算器と、前記第１の乗算器及び前記第２の乗算器の出力信号を合成した信号を増幅して出力する送信アンプとを有し、前記受信回路は、前記送信回路の出力信号又は受信信号を入力し、前記入力した信号を増幅する受信アンプと、前記受信アンプにより増幅された信号に対して第２の搬送波信号を乗算することによりＩ信号を出力する第３の乗算器と、前記受信アンプにより増幅された信号に対して前記第２の搬送波信号を９０度位相シフトした信号を乗算することによりＱ信号を出力する第４の乗算器とを有し、前記受信回路は、前記送信回路の出力信号を入力する場合には、前記受信信号を入力する場合に対して、周波数がシフトしたＩ信号及びＱ信号を出力し、前記制御部は、前記受信回路が前記送信回路の出力信号を入力する場合には、前記受信回路により出力されるＩ信号及びＱ信号を基にＤＣキャリアリーク量を検出し、前記検出されたＤＣキャリアリーク量に応じて前記送信回路が送信する信号のＤＣキャリアリーク量を制御することを特徴とする通信装置が提供される。
【発明の効果】
【００１１】
受信回路が送信回路の出力信号を入力する場合には、周波数がシフトしたＩ信号及びＱ信号を出力するので、送信回路の出力信号のＤＣキャリアリーク量を検出することができ、そのＤＣキャリアリーク量を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の第１の実施形態による通信装置の構成例を示す図である。
【図２】図２（Ａ）〜（Ｃ）は送信信号を中心周波数からずらしてダウンコンバートし、ベースバンド周波数スペクトラムに復調した図である。
【図３】図３（Ａ）〜（Ｄ）は図１の通信装置における信号の周波数スペクトラムの変化を表した図である。
【図４】アナログ送信回路の一部の詳細な構成例を示す回路図である。
【図５】ベースバンドのＩ信号及びＤＣオフセットの関係を表した図である。
【図６】本発明の第２の実施形態による通信装置の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態による通信装置の構成例を示す図である。通信装置は、ＯＦＤＭ方式の移動体通信装置であり、制御部３１、デジタルアナログ変換器２，５、アナログ送信回路３２、送信アンテナ３６、第５の乗算器１１、受信アンテナ３７、アナログ受信回路３３、アナログデジタル変換器１８，１９、ハイパスフィルタ２０，２１、及び発振器２７を有する。制御部３１は、送信回路１、復調回路２２、ＤＣ（直流）キャリアリーク制御回路２３、シフト周波数信号生成部２４及びＮ倍逓倍器２５を有する。復調回路２２は、ローパスフィルタ３８及び高速フーリエ変換部３９を有する。アナログ送信回路３２は、ローパスフィルタ３，６、直交変調部３４、送信用可変アンプ９及び送信用パワーアンプ１０を有する。直交変調部３４は、局部発振器２６、９０度シフタ７、第１の乗算器４及び第２の乗算器８を有する。アナログ受信回路３３は、受信用低雑音アンプ１２、受信用可変アンプ１３、直交変調部３５及びローパスフィルタ１６，１７を有する。直交変調部３５は、第３の乗算器１４及び第４の乗算器１５を有する。
【００１４】
制御部３１は、送受信データを符号化及び変復調を行う。アナログ送信回路３２は、ベースバンド帯域からＲＦ帯へアップコンバートする。アナログ受信回路３３は、ＲＦ帯からベースバンド帯域にダウンコンバートする。
【００１５】
送信回路１は、デジタルのＩ信号及びＱ信号を生成し、Ｉ信号をデジタルアナログ変換器２に出力し、Ｑ信号をデジタルアナログ変換器５に出力する。デジタルアナログ変換器２は、Ｉ信号をデジタルからアナログに変換し、Ｉ信号の差動信号を出力する。デジタルアナログ変換器５は、Ｑ信号をデジタルからアナログに変換し、Ｑ信号の差動信号を出力する。
【００１６】
ローパスフィルタ３は、Ｉ信号の差動信号の低域成分のみを通過させる。ローパスフィルタ６は、Ｑ信号の差動信号の低域成分のみを通過させる。ローパスフィルタ３及び６は、シンボル間不連続等による高調波ノイズを除去する。
【００１７】
局部発振器２６は、送信回路１から指示された周波数ｆｃの搬送波信号を生成する。９０度シフタ７は、局部発振器２６により生成された搬送波信号を９０度シフトした信号を出力する。第１の乗算器４は、ローパスフィルタ３が出力するＩ信号に対して局部発振器２６の搬送波信号を乗算する。第２の乗算器８は、ローパスフィルタ６が出力するＱ信号に対して９０度シフタ７によりシフトされた信号を乗算する。直交変調部３４は、直交変調によりＩ信号及びＱ信号をベースバンド帯域からＲＦ帯へアップコンバートする。図３（Ａ）に示すように、直交変調部３４は、中心周波数ｆｃの送信信号を出力する。中心周波数ｆｃには、ＤＣキャリアリーク３０１が存在する。
【００１８】
可変アンプ９は、乗算器４及び８の出力信号の合成信号を増幅する。パワーアンプ１０は、可変アンプ９の出力信号を増幅する。送信信号は、可変アンプ９及びパワーアンプ１０により所望の電力に制御される。パワーアンプ１０の出力信号は、送信アンテナ３６を介して送信信号として無線送信される。
【００１９】
このとき、デジタルアナログ変換器２及び５等によるアナログ素子の不整合又は局部発振器２６の漏洩電力によって、送信信号の中にＤＣキャリアリーク３０１が含まれる。そこで、第５の乗算器１１を設ける。第５の乗算器１１は、パワーアンプ１０の出力信号に対してシフト周波数ｆｓｕｂの信号を乗算し、アナログ受信回路３３内の低雑音アンプ１２に入力される。発振器２７は、所定周波数の信号を生成する。シフト周波数信号生成部２４は、発振器２７により生成された信号を基にサブキャリア周波数ｆ０の信号を生成する。逓倍器２５は、サブキャリア周波数ｆ０の信号を入力し、Ｎ×ｆ０の周波数ｆｓｕｂの信号を第５の乗算器１１に出力する。ＤＣキャリアリーク制御回路２３は、逓倍器２５のＮ（正の整数）の値を制御することができる。シフト周波数ｆｓｕｂの信号は、サブキャリア信号ｆ０のＮ（整数）倍の周波数を有する。図３（Ｂ）に示すように、第５の乗算器１１は、送信信号に対してシフト周波数ｆｓｕｂ（Ｎ×ｆ０）の信号を乗算し、周波数スペクトラムを±ｆｓｕｂだけシフトさせる。
【００２０】
低雑音アンプ１２は、受信アンテナ３７を介して無線の受信信号を入力、又は乗算器１１から送信信号を入力し、増幅する。可変アンプ１３は、低雑音アンプ１２の出力信号を増幅する。低雑音アンプ１２及び可変アンプ１３は、入力信号を直交変調部３５に対して適切な電力に調整する。
【００２１】
第３の乗算器１４は、可変アンプ１３の出力信号に対して局部発振器２６の搬送波信号を乗算することにより、Ｉ信号を出力する。第４の乗算器１５は、可変アンプ１３の出力信号に対して９０度シフタ７によりシフトされた信号を乗算することにより、Ｑ信号を出力する。直交変調部３５は、直交変調によりＩ信号及びＱ信号をＲＦ帯からベースバンド帯域へダウンコンバートする。
【００２２】
ローパスフィルタ１６は、乗算器１４が出力するＩ信号の低域成分のみを通過させることにより、Ｉ信号を整形する。ローパスフィルタ１７は、乗算器１５が出力するＱ信号の低域成分のみを通過させることにより、Ｑ信号を整形する。アナログデジタル変換器１８は、ローパスフィルタ１６が出力するＩ信号をアナログからデジタルに変換する。アナログデジタル変換器１９は、ローパスフィルタ１７が出力するＱ信号をアナログからデジタルに変換する。ハイパスフィルタ２０は、アナログデジタル変換器１８が出力するＩ信号の高域成分のみを通過させることにより、Ｉ信号の直流成分を除去する。ハイパスフィルタ２１は、アナログデジタル変換器１９が出力するＱ信号の高域成分のみを通過させることにより、Ｑ信号の直流成分を除去する。
【００２３】
アナログ受信回路３３がアンテナ３７から受信信号（図２（Ａ））を入力すると、直交変調部３５は図２（Ｂ）の信号をｆ０だけ左にシフトした信号を出力し、ローパスフィルタ１６及び１７は図２（Ｃ）の信号をｆ０だけ左にシフトした信号を出力する。すなわち、ＤＣキャリアリーク３０１が０の周波数に存在する。ハイパスフィルタ２０及び２１は、受信信号のＤＣキャリアリーク３０１を除去することができる。
【００２４】
また、アナログ受信回路３３が第５の乗算器１１から送信信号（図３（Ｂ））を入力すると、直交変調部３５は図３（Ｃ）の信号を出力し、ローパスフィルタ１６及び１７は図３（Ｄ）の信号を出力する。ＤＣキャリアリーク３０１は、シフト周波数ｆｓｕｂ（＝Ｎ×ｆ０）に存在するので、ハイパスフィルタ２０及び２１により除去されない。
【００２５】
復調回路２２は、ローパスフィルタ３８及び高速フーリエ変換部３９を有する。ローパスフィルタ３８は、ハイパスフィルタ２０及び２１が出力するＩ信号及びＱ信号の高域成分を遮断し、低域成分のみを通過させる。高速フーリエ変換部３９は、ローパスフィルタ３８の出力信号を高速フーリエ変換し、Ｉ信号及びＱ信号の周波数スペクトラムを生成する。復調回路２２は、高速フーリエ変換された信号を基にローパスフィルタ３８の遮断周波数を制御する。例えば、周波数スペクトラムを基に遮断周波数近傍の信号が不必要に遮断されている場合には、遮断周波数が低すぎると判断し、ローパスフィルタ３８の遮断周波数が高くなるように制御する。
【００２６】
ＤＣキャリアリーク制御回路２３は、復調回路２２が出力するＩ信号及びＱ信号の周波数スペクトラムを基に図３（Ｄ）のＤＣキャリアリーク３０１の量を検出し、その検出されたＤＣキャリアリーク３０１の量に応じてアナログ送信回路３２が送信する信号のＤＣキャリアリーク量を制御する。アナログ送信回路３２が出力する送信信号は、第５の乗算器１１により周波数ｆｓｕｂだけシフトされているため、ＤＣキャリアリーク３０１は周波数スペクトラム上の周波数ｆｓｕｂの振幅となる。ＤＣキャリアリーク制御回路２３は、ＤＣキャリアリーク３０１の振幅の大きさを検出し、送信回路１に対してＤＣキャリアリークの抑制信号を出力する。
【００２７】
なお、仮に第５の乗算器１１が存在しない場合には、アナログ送信回路３２の出力信号が直接、アナログ受信回路３３に入力される。その場合、周波数ｆｓｕｂのシフトが行われないので、ＤＣキャリアリーク３０１は０の周波数上に存在し、受信信号と同様に、ハイパスフィルタ２０及び２１により除去されてしまい、ＤＣキャリアリーク３０１の量を検出することができなくなってしまう。本実施形態は、第５の乗算器１１により周波数ｆｓｕｂだけシフトすることにより、ＤＣキャリアリーク３０１の検出が可能になる。
【００２８】
図２（Ａ）〜（Ｃ）は、送信信号を中心周波数ｆｃからｆ０だけずらしてダウンコンバートし、ベースバンド周波数スペクトラムに復調した図である。定量的な表現を以下に示す。
【００２９】
図２（Ａ）は、アナログ送信回路３２が出力する送信信号又はアナログ受信回路３３がアンテナ３７を介して入力する受信信号を示す。搬送帯域の直交周波数分割多重ベースバンド信号ｓ（ｔ）は、次式（１）で表わされる。ここで、ｆｃは搬送波信号の中心周波数、ｆ０はサブキャリアの周波数である。
【００３０】
【数１】
【００３１】
図２（Ｂ）に示すように、搬送波信号の中心周波数ｆｃからｆ０だけずらして信号ｓ（ｔ）を乗算器１４によりダウンコンバートすると、次式（２）が成立する。
【００３２】
【数２】
【００３３】
図２（Ｃ）に示すように、ダウンコンバート後、ローパスフィルタ１６を介して高周波成分を除去すると、次式（３）の所望のベースバンドＩ信号Ｉ（ｔ）を得ることができる。
【００３４】
【数３】
【００３５】
同様に、ベースバンドＱ信号について、信号ｓ（ｔ）を乗算器１５によりダウンコンバートすると、次式（４）が成立する。
【００３６】
【数４】
【００３７】
ダウンコンバート後、ローパスフィルタ１７を介して高周波成分を除去すると、次式（５）の所望のベースバンドＱ信号Ｑ（ｔ）を得ることができる。
【００３８】
【数５】
【００３９】
上記Ｉ信号及びＱ信号は、本来受信するベースバンド周波数スペクトラムに比べて、周波数がｆ０シフトした周波数スペクトラムである。
【００４０】
ＤＣキャリアリーク３０１は、ｎ＝０の成分（周波数ｆ０の振幅）であるため、次式（６）のＩ成分Ｉｄｃ及びＱ成分Ｑｄｃを有する。
【００４１】
【数６】
【００４２】
したがって、送信信号のＤＣキャリアリーク３０１は、次式（７）で表わされる。
【００４３】
【数７】
【００４４】
図３（Ａ）〜（Ｄ）は、図１の通信装置における信号の周波数スペクトラムの変化を表した図である。図３（Ａ）はアナログ送信回路３２が出力する送信信号又はアナログ受信回路３３がアンテナ３７を介して入力する受信信号の周波数スペクトラムである。図３（Ｂ）は、第５の乗算器１１によりサブキャリア周波数ｆ０の整数倍の周波数ｆｓｕｂ（Ｎ×ｆ０）だけシフトされた周波数スペクトラムである。図３（Ｃ）は、直交変調部３５によりダウンコンバートされた後の周波数スペクトラムである。図３（Ｄ）は、ローパスフィルタ１６及び１７により高域成分が除去された信号の周波数スペクトラムであり、高速フーリエ変換部３９により高速フーリエ変換された後の周波数スペクトラムも同様である。この周波数スペクトラム上にてサブキャリア周波数ｆ０の整数倍の周波数ｆｓｕｂ（Ｎ×ｆ０）の成分が送信信号におけるキャリアリーク３０１に相当する。キャリアリーク３０１は、ベースバンドのＩ信号及びＱ信号のオフセットの誤差やＩ信号及びＱ信号の振幅の誤差によって発生する。
【００４５】
図４は、アナログ送信回路３２の一部の詳細な構成例を示す回路図であり、ベースバンドのＩ信号及びＱ信号からＲＦの送信信号へ変換する機能を示す。デジタルアナログ変換器２は、Ｉ信号をデジタルからアナログに変換し、Ｉ信号のアナログ差動信号を出力する。デジタルアナログ変換器５は、Ｑ信号をデジタルからアナログに変換し、Ｑ信号のアナログ差動信号を出力する。アンプ４０１は、デジタルアナログ変換器２が出力するＩ信号の差動信号を増幅する。アンプ４０２は、デジタルアナログ変換器５が出力するＱ信号の差動信号を増幅する。ローパスフィルタ３は、アンプ４０１が出力するＩ信号の差動信号の低域成分のみを通過させる。ローパスフィルタ６は、アンプ４０２が出力するＱ信号の差動信号の低域成分のみを通過させる。第１の乗算器３は、ローパスフィルタ３が出力するＩ信号の差動信号に対して局部発振器２６の周波数ｆｃの搬送波信号を乗算する。第２の乗算器８は、ローパスフィルタ６が出力するＱ信号の差動信号に対して９０度シフタ７の出力信号を乗算する。
【００４６】
ＤＣキャリアリーク３０１の発生する箇所は、主に、デジタルアナログ変換器２及び５の出力とアナログ送信回路３２の入力との間の不整合や、搬送波信号の周波帯へアップコンバートする乗算器４及び８における位相のずれ及び局部発振器２６からの漏れ電力等である。ＤＣキャリアリーク制御回路２３は、これらを制御することにより、ＤＣキャリアリーク量を抑制することができる。
【００４７】
図５は、ベースバンドのＩ信号Ｉ＋，Ｉ−及びＤＣオフセットＶｐ，Ｖｎの関係を表した図である。Ｉ差動信号Ｉ＋及びＩ−は、相互に符号が反転した信号である。ＤＣオフセットＶｐは、Ｉ信号Ｉ＋のＤＣオフセットである。ＤＣオフセットＶｎは、Ｉ信号Ｉ−のＤＣオフセットである。ＤＣオフセットＶｐ及びＶｎは、一致していることが望ましい。ＤＣオフセットＶｐ及びＶｎのずれが、ＤＣキャリアリーク３０１の発生原因になる。例えば、ＤＣオフセットＶｎは電圧Ｉｃｍであり、ＤＣオフセットＶｐは電圧Ｉｃｍ＋ΔＩ
ｃｍである。制御部３１は、デジタルアナログ変換器２又は５により変換されるアナログのＤＣオフセットＶｐ又はＶｎ等を制御することにより、ＤＣキャリアリーク３０１の量を制御することができる。
【００４８】
簡易的に、ベースバンドのＩ信号及びＱ信号のＤＣオフセットの誤差ΔＩｃｍ及びΔＱｃｍによるＤＣキャリアリーク３０１の発生を以下に示す。ベースバンドの信号Ｉ＋，Ｉ−，Ｑ＋，Ｑ−は、次式（８）で表される。ここで、ΔＩｃｍはベースバンド信号Ｉ＋及びＩ−間のＤＣオフセット、ΔＱｃｍはベースバンド信号Ｑ＋及びＱ−間のＤＣオフセットである。信号Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）は、それぞれベースバンド信号であり、上式（３）及び（５）で表わされる。
【００４９】
【数８】
【００５０】
したがって、ＤＣオフセットを含むベースバンドのＩ信号及びＱ信号は、次式（９）で表わされる。
【００５１】
【数９】
【００５２】
このＩ信号及びＱ信号は、直交変調部３４により、ＲＦ送信信号の周波数帯へアップコンバートされ、次式（１０）で表わされる。
【００５３】
【数１０】
【００５４】
式（１０）の右辺第一項は、搬送波帯域のベースバンド信号である。右辺第二項は、ベースバンドのＩ信号及びＱ信号のＤＣオフセットによるＤＣキャリアリーク３０１である。式（１０）から明らかなように、ＤＣキャリアリーク３０１を減らすためには、ベースバンドのＩ信号及びＱ信号のＤＣオフセットΔＩｃｍ及びΔＱｃｍを極力減らせばよいことが分かる。
【００５５】
したがって、演算部３１は、送信信号のＤＣキャリアリーク３０１を検出し、デジタルアナログ変換器２及び５のＤＣオフセットＩｃｍ及びＱｃｍの電圧制御部へフィードバックし、ベースバンドのＩ信号及びＱ信号のＤＣオフセットΔＩｃｍ及びΔＱｃｍを減らすことにより、送信信号のＤＣキャリアリーク３０１を減らすことができる。
【００５６】
（第２の実施形態）
図６は、本発明の第２の実施形態による通信装置の構成例を示す図である。図６の通信装置は、図１の通信装置に対して、送信回路１、第５の乗算器１１、ＤＣキャリアリーク制御回路２３及び逓倍器２５を削除し、局部発振器６０１、９０度シフタ６０２、送信データ出力部６１１、キャリアリーク制御部６１２、エラーレート検出部６１３、ＤＣキャリアリーク検出部６１４、周波数オフセット制御部６１５を追加したものである。以下、本実施形態が第１の実施形態と異なる点を説明する。
【００５７】
低雑音アンプ１２は、パワーアンプ１０が出力する送信信号を直接、入力する。その場合、周波数オフセット制御部６１５は、シフト周波数信号生成部２４が生成するシフト周波数ｆｓｕｂの信号を基に周波数ｆｃ−ｆｓｕｂの信号の発振を局部発振器６０１に指示する。周波数ｆｃは、局部発振器２６が生成する搬送波信号の周波数である。局部発振器６０１は、周波数ｆｃ−ｆｓｕｂの搬送波信号を生成する。９０度シフタ６０２は、局部発振器６０１が生成する信号の位相を９０度シフトする。第３の乗算器１４は、可変アンプ１３の出力信号に対して局部発振器６０１が生成する搬送波信号を乗算することにより、図３（Ｃ）のようにシフト周波数ｆｓｕｂだけシフトしたＩ信号を出力する。第４の乗算器１５は、可変アンプ１３の出力信号に対して９０度シフタ６０２によりシフトされた信号を乗算することにより、図３（Ｃ）のようにシフト周波数ｆｓｕｂだけシフトしたＱ信号を出力する。これ以降は、第１の実施形態と同様の処理を行うことができる。
【００５８】
また、低雑音アンプ１２は、アンテナ３７を介して受信信号を入力する。その場合、周波数オフセット制御部６１５は、発振器２７が生成する信号を基に周波数ｆｃの発振を局部発振器６０１に指示する。局部発振器６０１は、周波数ｆｃの搬送波信号を生成する。９０度シフタ６０２は、局部発振器６０１が生成する信号の位相を９０度シフトする。第３の乗算器１４は、可変アンプ１３の出力信号に対して局部発振器６０１が生成する搬送波信号を乗算することにより、シフト周波数ｆｓｕｂのシフトがないＩ信号を出力する。第４の乗算器１５は、可変アンプ１３の出力信号に対して９０度シフタ６０２によりシフトされた信号を乗算することにより、シフト周波数ｆｓｕｂのシフトがないＱ信号を出力する。すなわち、乗算器１４及び１５は、図３（Ｃ）の信号を左に周波数ｆｓｕｂだけシフトした信号を出力する。この場合の処理は、第１の実施形態と同じである。
【００５９】
ＤＣキャリアリーク検出部６１４は、第１の実施形態と同様に、復調回路２２の出力信号を基にＤＣキャリアリーク３０１の量を検出する。キャリアリーク制御部６１２は、ＤＣキャリアリーク検出部６１４により検出されたＤＣキャリアリーク３０１の量に応じて、第１の実施形態と同様に、アナログ送信回路３２が送信する信号のＤＣキャリアリーク３０１の量を制御する。
【００６０】
送信データ出力部６１１は、送信すべきＩ信号及びＱ信号のデジタル信号をキャリアリーク制御部６１２を介してデジタルアナログ変換器２及び５に出力する。アナログ送信回路３２は、送信データ出力部６１１が出力するＩ信号及びＱ信号を基に送信信号を生成する。その送信信号は、アナログ受信回路３３に入力され、復調回路２２で復調される。エラーレート検出部６１３は、送信データ出力部６１１が出力したＩ信号及びＱ信号ＤＴと、復調回路２２により復調されたＩ信号及びＱ信号との間のエラーレートを検出する。ＤＣキャリアリーク３０１がなければ、エラーレートが０になる。これに対して、ＤＣキャリアリーク３０１の量が多ければ、エラーレートが高くなる。キャリアリーク制御部６１２は、ＤＣキャリアリーク検出部６１４により検出されたＤＣキャリアリーク３０１の量及びエラーレート検出部６１３により検出されたエラーレートに応じて、第１の実施形態と同様に、アナログ送信回路３２が送信する信号のＤＣキャリアリーク３０１の量を制御する。
【００６１】
第１の実施形態では、第５の乗算器１１により送信信号をシフト周波数ｆｓｕｂだけシフトさせているに対して、第２の実施形態では、アナログ受信回路３３において、搬送波周波数ｆｃからシフト周波数ｆｓｕｂ（＝Ｎ×ｆ０）だけシフトさせた局部発振周波数ｆｃ−ｆｓｕｂにてダウンコンバートさせている。
【００６２】
以上のように、第１及び第２の実施形態によれば、送信信号をアナログ受信回路３３においてベースバンド周波数にダウンコンバートする際、送信信号の中心周波数ｆｃからシフト周波数ｆｓｕｂだけずらした周波数でダウンコンバートさせ、ベースバンド周波数スペクトラムをシフト周波数ｆｓｕｂだけシフトさせる。そうすることにより、ＤＣキャリアリーク３０１は、制御部３１内の復調回路２２において、ベースバンド周波数スペクトラムにおける周波数ｆｓｕｂの振幅値で復調することができるため、アナログ受信回路３３にて除去されない。したがって、制御部３１は、送信信号に含まれるＤＣキャリアリーク３０１の量を動作時に検出することが可能になる。
【００６３】
第１及び第２の実施形態は、送信時間においてアナログ受信回路３３をシフト周波数ｆｓｕｂだけずらして受信動作させることで実施可能なため、製品コストの削減に大きく寄与する。また、運営時に実施することが可能なため、連続稼動が求められる通信装置に対して、メンテナンスが容易になり、すなわち品質向上及びコスト削減に大きく寄与する。
【００６４】
また、第１及び第２の実施形態は、受信信号を中心周波数（搬送波周波数）ｆｃから占有帯域幅の半分の周波数だけ離れた周波数でダウンコンバートさせることにより、アナログ受信回路３３にて受信信号に含まれるＤＣキャリアリーク３０１を除去することができ、アナログ受信回路３３が持っているキャリアリーク除去機能（ハイパスフィルタ２０，２１）の削減に大きく寄与する。
【００６５】
第１及び第２の実施形態の通信装置は、無線信号を送信する送信回路３２と、無線信号を受信する受信回路３３と、ＤＣキャリアリーク量を制御する制御部３１とを有する。送信回路３２は、Ｉ信号に対して第１の搬送波信号を乗算する第１の乗算器４と、Ｑ信号に対して第１の搬送波信号を９０度位相シフトした信号を乗算する第２の乗算器８と、第１の乗算器４及び第２の乗算器８の出力信号を合成した信号を増幅して出力する送信アンプ９，１０とを有する。受信回路３３は、送信回路３２の出力信号又は受信信号を入力し、その入力した信号を増幅する受信アンプ１２，１３と、受信アンプ１２，１３により増幅された信号に対して第２の搬送波信号を乗算することによりＩ信号を出力する第３の乗算器１４と、受信アンプ１２，１３により増幅された信号に対して第２の搬送波信号を９０度位相シフトした信号を乗算することによりＱ信号を出力する第４の乗算器１５とを有する。第１の実施形態では第１及び第２の搬送波信号は同じ信号であり、第２の実施形態では第１及び第２の搬送波信号は異なる信号である。受信回路３３は、送信回路３２の出力信号を入力する場合には、前記受信信号を入力する場合に対して、周波数がシフトしたＩ信号及びＱ信号を出力する。制御部３１は、受信回路３３が送信回路３２の出力信号を入力する場合には、受信回路３３により出力されるＩ信号及びＱ信号を基にＤＣキャリアリーク量を検出し、その検出されたＤＣキャリアリーク量に応じて送信回路３２が送信する信号のＤＣキャリアリーク量を制御する。
【００６６】
デジタルアナログ変換器２及び５は、Ｉ信号及びＱ信号をデジタルからアナログに変換し、送信回路３２に出力する。制御部３１は、デジタルアナログ変換器２及び５により変換されるアナログのＤＣオフセットを制御することにより、ＤＣキャリアリーク量を制御する。
【００６７】
フィルタ２０及び２１は、受信回路３３が受信信号を入力したときに出力するＩ信号及びＱ信号のＤＣキャリアリーク３０１を除去し、制御部３１に出力する。
【００６８】
制御部３１は、Ｉ信号及びＱ信号をフーリエ変換するフーリエ変換部３９を有し、そのフーリエ変換された信号を基にＤＣキャリアリーク量を検出する。
【００６９】
また、制御部３１は、Ｉ信号及びＱ信号の低域成分のみを通過させるローパスフィルタ３８と、ローパスフィルタ３８の出力信号をフーリエ変換するフーリエ変換部３９とを有し、フーリエ変換された信号を基にローパスフィルタ３８の遮断周波数を制御する。
【００７０】
第１の実施形態では、第５の乗算器１１は、送信回路３２の出力信号に対して周波数シフト量の周波数ｆｓｕｂの信号を乗算し、受信回路３３に入力させる。その場合、第１の搬送波信号及び第２の搬送波信号は、同じ信号である。
【００７１】
第２の実施形態では、受信回路３３が受信信号を入力する場合には、第２の搬送波信号の周波数は第１の搬送波信号の周波数と同じである。また、受信回路３３が送信回路３２の出力信号を入力する場合には、第２の搬送波信号の周波数は第１の搬送波信号の周波数と異なる。
【００７２】
第２の実施形態では、制御部３１は、送信回路３２が送信すべきＩ信号及びＱ信号と、受信回路３３が送信回路３２の出力信号を入力したときに出力するＩ信号及びＱ信号との間のエラーレートを検出し、その検出されたＤＣキャリアリーク量及びエラーレートに応じて送信回路３２が送信する信号のＤＣキャリアリーク量を制御する。
【００７３】
以上のように、第１及び第２の実施形態によれば、受信回路３３が送信回路３２の出力信号を入力する場合には、周波数がシフトしたＩ信号及びＱ信号を出力するので、送信回路３２の出力信号のＤＣキャリアリーク量を検出することができ、そのＤＣキャリアリーク量を抑制することができる。
【００７４】
ハイパスフィルタ２０及び２１は、ＤＣキャリアリークを除去することができるが、完全に除去することができずに一部のＤＣキャリアリークを残して出力することがある。復調回路２２は、残っているＤＣキャリアリークが多い場合には、正しい復調を行うことができず、Ｉ信号及びＱ信号の値が誤って復調されてしまう。第１及び第２の実施形態は、送信信号中のＤＣキャリアリークを抑制することにより、誤った復調を防止することができる。
【００７５】
なお、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
【符号の説明】
【００７６】
１ 送信回路
２，５ デジタルアナログ変換器
３，６，１６，１７ ローパスフィルタ
４，８，１１，１４，１５ 乗算器
７ ９０度シフタ
９，１３ 可変アンプ
１０ パワーアンプ
１２ 低雑音アンプ
１８，１９ アナログデジタル変換器
２０，２１ ハイパスフィルタ
２２ 復調回路
２３ ＤＣキャリアリーク制御回路
２４ シフト周波数信号生成部
２５ 逓倍器
２６ 局部発振器
２７ 発振器
３１ 制御部
３２ アナログ送信回路
３３ アナログ受信回路
３４，３５ 直交変調部
３６，３７ アンテナ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
通信方式として、直交周波数分割多重変調（ＯＦＤＭ；Orthogonal Frequency Division Multiplex）方式がある。ＯＦＤＭ方式を用いた移動体通信では、アナログ送受信機の直交変調に使用される局部発振器信号が、ＲＦの送信信号中にリークすることがある。このリークは、主にアナログ素子の固体差及び経時変化等による不整合のために、アナログ送信機の乗算器の段において発生する。
【０００３】
送信信号中にキャリアリークを有すると、無線通信システムにおいて、一般的に規定されている最大許容放射エネルギー（送信スペクトラムマスク）を満足しない可能性がある。この規定を満足しない場合は、他の送信信号及び受信信号又は他の無線通信システムを妨害する可能性がある。
【０００４】
また、規定内であっても、特表２００６−５２７５３０号公報に記載されているような送信信号を検波し、キャリアリークを抑制する機能へフィードバックする方法や、特開平９−８３５８７号公報に記載されているような送信信号が送信されていない時間にキャリアリークを検出し、キャリアリークを抑制する機能へフィードバックする方法が開示されている。
【０００５】
また、特開２０００−１９６５６１号公報には、周波数オフセットが生じている直交周波数分割多重変調された信号から、簡単な構成で精度よく周波数オフセットを推定する方法及び受信機が開示されている。
【０００６】
また、特開平１０−３２２３０３号公報には、受信側と送信側の受信時の周波数ずれを補正する受信機が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特表２００６−５２７５３０号公報
【特許文献２】特開平９−８３５８７号公報
【特許文献３】特開２０００−１９６５６１号公報
【特許文献４】特開平１０−３２２３０３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
特表２００６−５２７５３０号公報に記載されている方法は、マルチキャリア信号中のキャリアリーク以外の成分もまとめて検出するため、キャリアリーク量を正確に検出することはできない。また、特開平９−８３５８７号公報に記載されている方法は、動作時において送信信号中に含まれるキャリアリーク成分を検出することはできない。
【０００９】
本発明の目的は、ＤＣ（直流）キャリアリークを抑制することができる通信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の一観点によれば、無線信号を送信する送信回路と、無線信号を受信する受信回路と、ＤＣキャリアリーク量を制御する制御部とを有し、前記送信回路は、Ｉ信号に対して第１の搬送波信号を乗算する第１の乗算器と、Ｑ信号に対して前記第１の搬送波信号を９０度位相シフトした信号を乗算する第２の乗算器と、前記第１の乗算器及び前記第２の乗算器の出力信号を合成した信号を増幅して出力する送信アンプとを有し、前記受信回路は、前記送信回路の出力信号又は受信信号を入力し、前記入力した信号を増幅する受信アンプと、前記受信アンプにより増幅された信号に対して第２の搬送波信号を乗算することによりＩ信号を出力する第３の乗算器と、前記受信アンプにより増幅された信号に対して前記第２の搬送波信号を９０度位相シフトした信号を乗算することによりＱ信号を出力する第４の乗算器とを有し、前記受信回路は、前記送信回路の出力信号を入力する場合には、前記受信信号を入力する場合に対して、周波数がシフトしたＩ信号及びＱ信号を出力し、前記制御部は、前記受信回路が前記送信回路の出力信号を入力する場合には、前記受信回路により出力されるＩ信号及びＱ信号を基にＤＣキャリアリーク量を検出し、前記検出されたＤＣキャリアリーク量に応じて前記送信回路が送信する信号のＤＣキャリアリーク量を制御することを特徴とする通信装置が提供される。
【発明の効果】
【００１１】
受信回路が送信回路の出力信号を入力する場合には、周波数がシフトしたＩ信号及びＱ信号を出力するので、送信回路の出力信号のＤＣキャリアリーク量を検出することができ、そのＤＣキャリアリーク量を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の第１の実施形態による通信装置の構成例を示す図である。
【図２】図２（Ａ）〜（Ｃ）は送信信号を中心周波数からずらしてダウンコンバートし、ベースバンド周波数スペクトラムに復調した図である。
【図３】図３（Ａ）〜（Ｄ）は図１の通信装置における信号の周波数スペクトラムの変化を表した図である。
【図４】アナログ送信回路の一部の詳細な構成例を示す回路図である。
【図５】ベースバンドのＩ信号及びＤＣオフセットの関係を表した図である。
【図６】本発明の第２の実施形態による通信装置の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態による通信装置の構成例を示す図である。通信装置は、ＯＦＤＭ方式の移動体通信装置であり、制御部３１、デジタルアナログ変換器２，５、アナログ送信回路３２、送信アンテナ３６、第５の乗算器１１、受信アンテナ３７、アナログ受信回路３３、アナログデジタル変換器１８，１９、ハイパスフィルタ２０，２１、及び発振器２７を有する。制御部３１は、送信回路１、復調回路２２、ＤＣ（直流）キャリアリーク制御回路２３、シフト周波数信号生成部２４及びＮ倍逓倍器２５を有する。復調回路２２は、ローパスフィルタ３８及び高速フーリエ変換部３９を有する。アナログ送信回路３２は、ローパスフィルタ３，６、直交変調部３４、送信用可変アンプ９及び送信用パワーアンプ１０を有する。直交変調部３４は、局部発振器２６、９０度シフタ７、第１の乗算器４及び第２の乗算器８を有する。アナログ受信回路３３は、受信用低雑音アンプ１２、受信用可変アンプ１３、直交変調部３５及びローパスフィルタ１６，１７を有する。直交変調部３５は、第３の乗算器１４及び第４の乗算器１５を有する。
【００１４】
制御部３１は、送受信データを符号化及び変復調を行う。アナログ送信回路３２は、ベースバンド帯域からＲＦ帯へアップコンバートする。アナログ受信回路３３は、ＲＦ帯からベースバンド帯域にダウンコンバートする。
【００１５】
送信回路１は、デジタルのＩ信号及びＱ信号を生成し、Ｉ信号をデジタルアナログ変換器２に出力し、Ｑ信号をデジタルアナログ変換器５に出力する。デジタルアナログ変換器２は、Ｉ信号をデジタルからアナログに変換し、Ｉ信号の差動信号を出力する。デジタルアナログ変換器５は、Ｑ信号をデジタルからアナログに変換し、Ｑ信号の差動信号を出力する。
【００１６】
ローパスフィルタ３は、Ｉ信号の差動信号の低域成分のみを通過させる。ローパスフィルタ６は、Ｑ信号の差動信号の低域成分のみを通過させる。ローパスフィルタ３及び６は、シンボル間不連続等による高調波ノイズを除去する。
【００１７】
局部発振器２６は、送信回路１から指示された周波数ｆｃの搬送波信号を生成する。９０度シフタ７は、局部発振器２６により生成された搬送波信号を９０度シフトした信号を出力する。第１の乗算器４は、ローパスフィルタ３が出力するＩ信号に対して局部発振器２６の搬送波信号を乗算する。第２の乗算器８は、ローパスフィルタ６が出力するＱ信号に対して９０度シフタ７によりシフトされた信号を乗算する。直交変調部３４は、直交変調によりＩ信号及びＱ信号をベースバンド帯域からＲＦ帯へアップコンバートする。図３（Ａ）に示すように、直交変調部３４は、中心周波数ｆｃの送信信号を出力する。中心周波数ｆｃには、ＤＣキャリアリーク３０１が存在する。
【００１８】
可変アンプ９は、乗算器４及び８の出力信号の合成信号を増幅する。パワーアンプ１０は、可変アンプ９の出力信号を増幅する。送信信号は、可変アンプ９及びパワーアンプ１０により所望の電力に制御される。パワーアンプ１０の出力信号は、送信アンテナ３６を介して送信信号として無線送信される。
【００１９】
このとき、デジタルアナログ変換器２及び５等によるアナログ素子の不整合又は局部発振器２６の漏洩電力によって、送信信号の中にＤＣキャリアリーク３０１が含まれる。そこで、第５の乗算器１１を設ける。第５の乗算器１１は、パワーアンプ１０の出力信号に対してシフト周波数ｆｓｕｂの信号を乗算し、アナログ受信回路３３内の低雑音アンプ１２に入力される。発振器２７は、所定周波数の信号を生成する。シフト周波数信号生成部２４は、発振器２７により生成された信号を基にサブキャリア周波数ｆ０の信号を生成する。逓倍器２５は、サブキャリア周波数ｆ０の信号を入力し、Ｎ×ｆ０の周波数ｆｓｕｂの信号を第５の乗算器１１に出力する。ＤＣキャリアリーク制御回路２３は、逓倍器２５のＮ（正の整数）の値を制御することができる。シフト周波数ｆｓｕｂの信号は、サブキャリア信号ｆ０のＮ（整数）倍の周波数を有する。図３（Ｂ）に示すように、第５の乗算器１１は、送信信号に対してシフト周波数ｆｓｕｂ（Ｎ×ｆ０）の信号を乗算し、周波数スペクトラムを±ｆｓｕｂだけシフトさせる。
【００２０】
低雑音アンプ１２は、受信アンテナ３７を介して無線の受信信号を入力、又は乗算器１１から送信信号を入力し、増幅する。可変アンプ１３は、低雑音アンプ１２の出力信号を増幅する。低雑音アンプ１２及び可変アンプ１３は、入力信号を直交変調部３５に対して適切な電力に調整する。
【００２１】
第３の乗算器１４は、可変アンプ１３の出力信号に対して局部発振器２６の搬送波信号を乗算することにより、Ｉ信号を出力する。第４の乗算器１５は、可変アンプ１３の出力信号に対して９０度シフタ７によりシフトされた信号を乗算することにより、Ｑ信号を出力する。直交変調部３５は、直交変調によりＩ信号及びＱ信号をＲＦ帯からベースバンド帯域へダウンコンバートする。
【００２２】
ローパスフィルタ１６は、乗算器１４が出力するＩ信号の低域成分のみを通過させることにより、Ｉ信号を整形する。ローパスフィルタ１７は、乗算器１５が出力するＱ信号の低域成分のみを通過させることにより、Ｑ信号を整形する。アナログデジタル変換器１８は、ローパスフィルタ１６が出力するＩ信号をアナログからデジタルに変換する。アナログデジタル変換器１９は、ローパスフィルタ１７が出力するＱ信号をアナログからデジタルに変換する。ハイパスフィルタ２０は、アナログデジタル変換器１８が出力するＩ信号の高域成分のみを通過させることにより、Ｉ信号の直流成分を除去する。ハイパスフィルタ２１は、アナログデジタル変換器１９が出力するＱ信号の高域成分のみを通過させることにより、Ｑ信号の直流成分を除去する。
【００２３】
アナログ受信回路３３がアンテナ３７から受信信号（図２（Ａ））を入力すると、直交変調部３５は図２（Ｂ）の信号をｆ０だけ左にシフトした信号を出力し、ローパスフィルタ１６及び１７は図２（Ｃ）の信号をｆ０だけ左にシフトした信号を出力する。すなわち、ＤＣキャリアリーク３０１が０の周波数に存在する。ハイパスフィルタ２０及び２１は、受信信号のＤＣキャリアリーク３０１を除去することができる。
【００２４】
また、アナログ受信回路３３が第５の乗算器１１から送信信号（図３（Ｂ））を入力すると、直交変調部３５は図３（Ｃ）の信号を出力し、ローパスフィルタ１６及び１７は図３（Ｄ）の信号を出力する。ＤＣキャリアリーク３０１は、シフト周波数ｆｓｕｂ（＝Ｎ×ｆ０）に存在するので、ハイパスフィルタ２０及び２１により除去されない。
【００２５】
復調回路２２は、ローパスフィルタ３８及び高速フーリエ変換部３９を有する。ローパスフィルタ３８は、ハイパスフィルタ２０及び２１が出力するＩ信号及びＱ信号の高域成分を遮断し、低域成分のみを通過させる。高速フーリエ変換部３９は、ローパスフィルタ３８の出力信号を高速フーリエ変換し、Ｉ信号及びＱ信号の周波数スペクトラムを生成する。復調回路２２は、高速フーリエ変換された信号を基にローパスフィルタ３８の遮断周波数を制御する。例えば、周波数スペクトラムを基に遮断周波数近傍の信号が不必要に遮断されている場合には、遮断周波数が低すぎると判断し、ローパスフィルタ３８の遮断周波数が高くなるように制御する。
【００２６】
ＤＣキャリアリーク制御回路２３は、復調回路２２が出力するＩ信号及びＱ信号の周波数スペクトラムを基に図３（Ｄ）のＤＣキャリアリーク３０１の量を検出し、その検出されたＤＣキャリアリーク３０１の量に応じてアナログ送信回路３２が送信する信号のＤＣキャリアリーク量を制御する。アナログ送信回路３２が出力する送信信号は、第５の乗算器１１により周波数ｆｓｕｂだけシフトされているため、ＤＣキャリアリーク３０１は周波数スペクトラム上の周波数ｆｓｕｂの振幅となる。ＤＣキャリアリーク制御回路２３は、ＤＣキャリアリーク３０１の振幅の大きさを検出し、送信回路１に対してＤＣキャリアリークの抑制信号を出力する。
【００２７】
なお、仮に第５の乗算器１１が存在しない場合には、アナログ送信回路３２の出力信号が直接、アナログ受信回路３３に入力される。その場合、周波数ｆｓｕｂのシフトが行われないので、ＤＣキャリアリーク３０１は０の周波数上に存在し、受信信号と同様に、ハイパスフィルタ２０及び２１により除去されてしまい、ＤＣキャリアリーク３０１の量を検出することができなくなってしまう。本実施形態は、第５の乗算器１１により周波数ｆｓｕｂだけシフトすることにより、ＤＣキャリアリーク３０１の検出が可能になる。
【００２８】
図２（Ａ）〜（Ｃ）は、送信信号を中心周波数ｆｃからｆ０だけずらしてダウンコンバートし、ベースバンド周波数スペクトラムに復調した図である。定量的な表現を以下に示す。
【００２９】
図２（Ａ）は、アナログ送信回路３２が出力する送信信号又はアナログ受信回路３３がアンテナ３７を介して入力する受信信号を示す。搬送帯域の直交周波数分割多重ベースバンド信号ｓ（ｔ）は、次式（１）で表わされる。ここで、ｆｃは搬送波信号の中心周波数、ｆ０はサブキャリアの周波数である。
【００３０】
【数１】
【００３１】
図２（Ｂ）に示すように、搬送波信号の中心周波数ｆｃからｆ０だけずらして信号ｓ（ｔ）を乗算器１４によりダウンコンバートすると、次式（２）が成立する。
【００３２】
【数２】
【００３３】
図２（Ｃ）に示すように、ダウンコンバート後、ローパスフィルタ１６を介して高周波成分を除去すると、次式（３）の所望のベースバンドＩ信号Ｉ（ｔ）を得ることができる。
【００３４】
【数３】
【００３５】
同様に、ベースバンドＱ信号について、信号ｓ（ｔ）を乗算器１５によりダウンコンバートすると、次式（４）が成立する。
【００３６】
【数４】
【００３７】
ダウンコンバート後、ローパスフィルタ１７を介して高周波成分を除去すると、次式（５）の所望のベースバンドＱ信号Ｑ（ｔ）を得ることができる。
【００３８】
【数５】
【００３９】
上記Ｉ信号及びＱ信号は、本来受信するベースバンド周波数スペクトラムに比べて、周波数がｆ０シフトした周波数スペクトラムである。
【００４０】
ＤＣキャリアリーク３０１は、ｎ＝０の成分（周波数ｆ０の振幅）であるため、次式（６）のＩ成分Ｉｄｃ及びＱ成分Ｑｄｃを有する。
【００４１】
【数６】
【００４２】
したがって、送信信号のＤＣキャリアリーク３０１は、次式（７）で表わされる。
【００４３】
【数７】
【００４４】
図３（Ａ）〜（Ｄ）は、図１の通信装置における信号の周波数スペクトラムの変化を表した図である。図３（Ａ）はアナログ送信回路３２が出力する送信信号又はアナログ受信回路３３がアンテナ３７を介して入力する受信信号の周波数スペクトラムである。図３（Ｂ）は、第５の乗算器１１によりサブキャリア周波数ｆ０の整数倍の周波数ｆｓｕｂ（Ｎ×ｆ０）だけシフトされた周波数スペクトラムである。図３（Ｃ）は、直交変調部３５によりダウンコンバートされた後の周波数スペクトラムである。図３（Ｄ）は、ローパスフィルタ１６及び１７により高域成分が除去された信号の周波数スペクトラムであり、高速フーリエ変換部３９により高速フーリエ変換された後の周波数スペクトラムも同様である。この周波数スペクトラム上にてサブキャリア周波数ｆ０の整数倍の周波数ｆｓｕｂ（Ｎ×ｆ０）の成分が送信信号におけるキャリアリーク３０１に相当する。キャリアリーク３０１は、ベースバンドのＩ信号及びＱ信号のオフセットの誤差やＩ信号及びＱ信号の振幅の誤差によって発生する。
【００４５】
図４は、アナログ送信回路３２の一部の詳細な構成例を示す回路図であり、ベースバンドのＩ信号及びＱ信号からＲＦの送信信号へ変換する機能を示す。デジタルアナログ変換器２は、Ｉ信号をデジタルからアナログに変換し、Ｉ信号のアナログ差動信号を出力する。デジタルアナログ変換器５は、Ｑ信号をデジタルからアナログに変換し、Ｑ信号のアナログ差動信号を出力する。アンプ４０１は、デジタルアナログ変換器２が出力するＩ信号の差動信号を増幅する。アンプ４０２は、デジタルアナログ変換器５が出力するＱ信号の差動信号を増幅する。ローパスフィルタ３は、アンプ４０１が出力するＩ信号の差動信号の低域成分のみを通過させる。ローパスフィルタ６は、アンプ４０２が出力するＱ信号の差動信号の低域成分のみを通過させる。第１の乗算器３は、ローパスフィルタ３が出力するＩ信号の差動信号に対して局部発振器２６の周波数ｆｃの搬送波信号を乗算する。第２の乗算器８は、ローパスフィルタ６が出力するＱ信号の差動信号に対して９０度シフタ７の出力信号を乗算する。
【００４６】
ＤＣキャリアリーク３０１の発生する箇所は、主に、デジタルアナログ変換器２及び５の出力とアナログ送信回路３２の入力との間の不整合や、搬送波信号の周波帯へアップコンバートする乗算器４及び８における位相のずれ及び局部発振器２６からの漏れ電力等である。ＤＣキャリアリーク制御回路２３は、これらを制御することにより、ＤＣキャリアリーク量を抑制することができる。
【００４７】
図５は、ベースバンドのＩ信号Ｉ＋，Ｉ−及びＤＣオフセットＶｐ，Ｖｎの関係を表した図である。Ｉ差動信号Ｉ＋及びＩ−は、相互に符号が反転した信号である。ＤＣオフセットＶｐは、Ｉ信号Ｉ＋のＤＣオフセットである。ＤＣオフセットＶｎは、Ｉ信号Ｉ−のＤＣオフセットである。ＤＣオフセットＶｐ及びＶｎは、一致していることが望ましい。ＤＣオフセットＶｐ及びＶｎのずれが、ＤＣキャリアリーク３０１の発生原因になる。例えば、ＤＣオフセットＶｎは電圧Ｉｃｍであり、ＤＣオフセットＶｐは電圧Ｉｃｍ＋ΔＩ
ｃｍである。制御部３１は、デジタルアナログ変換器２又は５により変換されるアナログのＤＣオフセットＶｐ又はＶｎ等を制御することにより、ＤＣキャリアリーク３０１の量を制御することができる。
【００４８】
簡易的に、ベースバンドのＩ信号及びＱ信号のＤＣオフセットの誤差ΔＩｃｍ及びΔＱｃｍによるＤＣキャリアリーク３０１の発生を以下に示す。ベースバンドの信号Ｉ＋，Ｉ−，Ｑ＋，Ｑ−は、次式（８）で表される。ここで、ΔＩｃｍはベースバンド信号Ｉ＋及びＩ−間のＤＣオフセット、ΔＱｃｍはベースバンド信号Ｑ＋及びＱ−間のＤＣオフセットである。信号Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）は、それぞれベースバンド信号であり、上式（３）及び（５）で表わされる。
【００４９】
【数８】
【００５０】
したがって、ＤＣオフセットを含むベースバンドのＩ信号及びＱ信号は、次式（９）で表わされる。
【００５１】
【数９】
【００５２】
このＩ信号及びＱ信号は、直交変調部３４により、ＲＦ送信信号の周波数帯へアップコンバートされ、次式（１０）で表わされる。
【００５３】
【数１０】
【００５４】
式（１０）の右辺第一項は、搬送波帯域のベースバンド信号である。右辺第二項は、ベースバンドのＩ信号及びＱ信号のＤＣオフセットによるＤＣキャリアリーク３０１である。式（１０）から明らかなように、ＤＣキャリアリーク３０１を減らすためには、ベースバンドのＩ信号及びＱ信号のＤＣオフセットΔＩｃｍ及びΔＱｃｍを極力減らせばよいことが分かる。
【００５５】
したがって、演算部３１は、送信信号のＤＣキャリアリーク３０１を検出し、デジタルアナログ変換器２及び５のＤＣオフセットＩｃｍ及びＱｃｍの電圧制御部へフィードバックし、ベースバンドのＩ信号及びＱ信号のＤＣオフセットΔＩｃｍ及びΔＱｃｍを減らすことにより、送信信号のＤＣキャリアリーク３０１を減らすことができる。
【００５６】
（第２の実施形態）
図６は、本発明の第２の実施形態による通信装置の構成例を示す図である。図６の通信装置は、図１の通信装置に対して、送信回路１、第５の乗算器１１、ＤＣキャリアリーク制御回路２３及び逓倍器２５を削除し、局部発振器６０１、９０度シフタ６０２、送信データ出力部６１１、キャリアリーク制御部６１２、エラーレート検出部６１３、ＤＣキャリアリーク検出部６１４、周波数オフセット制御部６１５を追加したものである。以下、本実施形態が第１の実施形態と異なる点を説明する。
【００５７】
低雑音アンプ１２は、パワーアンプ１０が出力する送信信号を直接、入力する。その場合、周波数オフセット制御部６１５は、シフト周波数信号生成部２４が生成するシフト周波数ｆｓｕｂの信号を基に周波数ｆｃ−ｆｓｕｂの信号の発振を局部発振器６０１に指示する。周波数ｆｃは、局部発振器２６が生成する搬送波信号の周波数である。局部発振器６０１は、周波数ｆｃ−ｆｓｕｂの搬送波信号を生成する。９０度シフタ６０２は、局部発振器６０１が生成する信号の位相を９０度シフトする。第３の乗算器１４は、可変アンプ１３の出力信号に対して局部発振器６０１が生成する搬送波信号を乗算することにより、図３（Ｃ）のようにシフト周波数ｆｓｕｂだけシフトしたＩ信号を出力する。第４の乗算器１５は、可変アンプ１３の出力信号に対して９０度シフタ６０２によりシフトされた信号を乗算することにより、図３（Ｃ）のようにシフト周波数ｆｓｕｂだけシフトしたＱ信号を出力する。これ以降は、第１の実施形態と同様の処理を行うことができる。
【００５８】
また、低雑音アンプ１２は、アンテナ３７を介して受信信号を入力する。その場合、周波数オフセット制御部６１５は、発振器２７が生成する信号を基に周波数ｆｃの発振を局部発振器６０１に指示する。局部発振器６０１は、周波数ｆｃの搬送波信号を生成する。９０度シフタ６０２は、局部発振器６０１が生成する信号の位相を９０度シフトする。第３の乗算器１４は、可変アンプ１３の出力信号に対して局部発振器６０１が生成する搬送波信号を乗算することにより、シフト周波数ｆｓｕｂのシフトがないＩ信号を出力する。第４の乗算器１５は、可変アンプ１３の出力信号に対して９０度シフタ６０２によりシフトされた信号を乗算することにより、シフト周波数ｆｓｕｂのシフトがないＱ信号を出力する。すなわち、乗算器１４及び１５は、図３（Ｃ）の信号を左に周波数ｆｓｕｂだけシフトした信号を出力する。この場合の処理は、第１の実施形態と同じである。
【００５９】
ＤＣキャリアリーク検出部６１４は、第１の実施形態と同様に、復調回路２２の出力信号を基にＤＣキャリアリーク３０１の量を検出する。キャリアリーク制御部６１２は、ＤＣキャリアリーク検出部６１４により検出されたＤＣキャリアリーク３０１の量に応じて、第１の実施形態と同様に、アナログ送信回路３２が送信する信号のＤＣキャリアリーク３０１の量を制御する。
【００６０】
送信データ出力部６１１は、送信すべきＩ信号及びＱ信号のデジタル信号をキャリアリーク制御部６１２を介してデジタルアナログ変換器２及び５に出力する。アナログ送信回路３２は、送信データ出力部６１１が出力するＩ信号及びＱ信号を基に送信信号を生成する。その送信信号は、アナログ受信回路３３に入力され、復調回路２２で復調される。エラーレート検出部６１３は、送信データ出力部６１１が出力したＩ信号及びＱ信号ＤＴと、復調回路２２により復調されたＩ信号及びＱ信号との間のエラーレートを検出する。ＤＣキャリアリーク３０１がなければ、エラーレートが０になる。これに対して、ＤＣキャリアリーク３０１の量が多ければ、エラーレートが高くなる。キャリアリーク制御部６１２は、ＤＣキャリアリーク検出部６１４により検出されたＤＣキャリアリーク３０１の量及びエラーレート検出部６１３により検出されたエラーレートに応じて、第１の実施形態と同様に、アナログ送信回路３２が送信する信号のＤＣキャリアリーク３０１の量を制御する。
【００６１】
第１の実施形態では、第５の乗算器１１により送信信号をシフト周波数ｆｓｕｂだけシフトさせているに対して、第２の実施形態では、アナログ受信回路３３において、搬送波周波数ｆｃからシフト周波数ｆｓｕｂ（＝Ｎ×ｆ０）だけシフトさせた局部発振周波数ｆｃ−ｆｓｕｂにてダウンコンバートさせている。
【００６２】
以上のように、第１及び第２の実施形態によれば、送信信号をアナログ受信回路３３においてベースバンド周波数にダウンコンバートする際、送信信号の中心周波数ｆｃからシフト周波数ｆｓｕｂだけずらした周波数でダウンコンバートさせ、ベースバンド周波数スペクトラムをシフト周波数ｆｓｕｂだけシフトさせる。そうすることにより、ＤＣキャリアリーク３０１は、制御部３１内の復調回路２２において、ベースバンド周波数スペクトラムにおける周波数ｆｓｕｂの振幅値で復調することができるため、アナログ受信回路３３にて除去されない。したがって、制御部３１は、送信信号に含まれるＤＣキャリアリーク３０１の量を動作時に検出することが可能になる。
【００６３】
第１及び第２の実施形態は、送信時間においてアナログ受信回路３３をシフト周波数ｆｓｕｂだけずらして受信動作させることで実施可能なため、製品コストの削減に大きく寄与する。また、運営時に実施することが可能なため、連続稼動が求められる通信装置に対して、メンテナンスが容易になり、すなわち品質向上及びコスト削減に大きく寄与する。
【００６４】
また、第１及び第２の実施形態は、受信信号を中心周波数（搬送波周波数）ｆｃから占有帯域幅の半分の周波数だけ離れた周波数でダウンコンバートさせることにより、アナログ受信回路３３にて受信信号に含まれるＤＣキャリアリーク３０１を除去することができ、アナログ受信回路３３が持っているキャリアリーク除去機能（ハイパスフィルタ２０，２１）の削減に大きく寄与する。
【００６５】
第１及び第２の実施形態の通信装置は、無線信号を送信する送信回路３２と、無線信号を受信する受信回路３３と、ＤＣキャリアリーク量を制御する制御部３１とを有する。送信回路３２は、Ｉ信号に対して第１の搬送波信号を乗算する第１の乗算器４と、Ｑ信号に対して第１の搬送波信号を９０度位相シフトした信号を乗算する第２の乗算器８と、第１の乗算器４及び第２の乗算器８の出力信号を合成した信号を増幅して出力する送信アンプ９，１０とを有する。受信回路３３は、送信回路３２の出力信号又は受信信号を入力し、その入力した信号を増幅する受信アンプ１２，１３と、受信アンプ１２，１３により増幅された信号に対して第２の搬送波信号を乗算することによりＩ信号を出力する第３の乗算器１４と、受信アンプ１２，１３により増幅された信号に対して第２の搬送波信号を９０度位相シフトした信号を乗算することによりＱ信号を出力する第４の乗算器１５とを有する。第１の実施形態では第１及び第２の搬送波信号は同じ信号であり、第２の実施形態では第１及び第２の搬送波信号は異なる信号である。受信回路３３は、送信回路３２の出力信号を入力する場合には、前記受信信号を入力する場合に対して、周波数がシフトしたＩ信号及びＱ信号を出力する。制御部３１は、受信回路３３が送信回路３２の出力信号を入力する場合には、受信回路３３により出力されるＩ信号及びＱ信号を基にＤＣキャリアリーク量を検出し、その検出されたＤＣキャリアリーク量に応じて送信回路３２が送信する信号のＤＣキャリアリーク量を制御する。
【００６６】
デジタルアナログ変換器２及び５は、Ｉ信号及びＱ信号をデジタルからアナログに変換し、送信回路３２に出力する。制御部３１は、デジタルアナログ変換器２及び５により変換されるアナログのＤＣオフセットを制御することにより、ＤＣキャリアリーク量を制御する。
【００６７】
フィルタ２０及び２１は、受信回路３３が受信信号を入力したときに出力するＩ信号及びＱ信号のＤＣキャリアリーク３０１を除去し、制御部３１に出力する。
【００６８】
制御部３１は、Ｉ信号及びＱ信号をフーリエ変換するフーリエ変換部３９を有し、そのフーリエ変換された信号を基にＤＣキャリアリーク量を検出する。
【００６９】
また、制御部３１は、Ｉ信号及びＱ信号の低域成分のみを通過させるローパスフィルタ３８と、ローパスフィルタ３８の出力信号をフーリエ変換するフーリエ変換部３９とを有し、フーリエ変換された信号を基にローパスフィルタ３８の遮断周波数を制御する。
【００７０】
第１の実施形態では、第５の乗算器１１は、送信回路３２の出力信号に対して周波数シフト量の周波数ｆｓｕｂの信号を乗算し、受信回路３３に入力させる。その場合、第１の搬送波信号及び第２の搬送波信号は、同じ信号である。
【００７１】
第２の実施形態では、受信回路３３が受信信号を入力する場合には、第２の搬送波信号の周波数は第１の搬送波信号の周波数と同じである。また、受信回路３３が送信回路３２の出力信号を入力する場合には、第２の搬送波信号の周波数は第１の搬送波信号の周波数と異なる。
【００７２】
第２の実施形態では、制御部３１は、送信回路３２が送信すべきＩ信号及びＱ信号と、受信回路３３が送信回路３２の出力信号を入力したときに出力するＩ信号及びＱ信号との間のエラーレートを検出し、その検出されたＤＣキャリアリーク量及びエラーレートに応じて送信回路３２が送信する信号のＤＣキャリアリーク量を制御する。
【００７３】
以上のように、第１及び第２の実施形態によれば、受信回路３３が送信回路３２の出力信号を入力する場合には、周波数がシフトしたＩ信号及びＱ信号を出力するので、送信回路３２の出力信号のＤＣキャリアリーク量を検出することができ、そのＤＣキャリアリーク量を抑制することができる。
【００７４】
ハイパスフィルタ２０及び２１は、ＤＣキャリアリークを除去することができるが、完全に除去することができずに一部のＤＣキャリアリークを残して出力することがある。復調回路２２は、残っているＤＣキャリアリークが多い場合には、正しい復調を行うことができず、Ｉ信号及びＱ信号の値が誤って復調されてしまう。第１及び第２の実施形態は、送信信号中のＤＣキャリアリークを抑制することにより、誤った復調を防止することができる。
【００７５】
なお、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
【符号の説明】
【００７６】
１ 送信回路
２，５ デジタルアナログ変換器
３，６，１６，１７ ローパスフィルタ
４，８，１１，１４，１５ 乗算器
７ ９０度シフタ
９，１３ 可変アンプ
１０ パワーアンプ
１２ 低雑音アンプ
１８，１９ アナログデジタル変換器
２０，２１ ハイパスフィルタ
２２ 復調回路
２３ ＤＣキャリアリーク制御回路
２４ シフト周波数信号生成部
２５ 逓倍器
２６ 局部発振器
２７ 発振器
３１ 制御部
３２ アナログ送信回路
３３ アナログ受信回路
３４，３５ 直交変調部
３６，３７ アンテナ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線信号を送信する送信回路と、
無線信号を受信する受信回路と、
ＤＣキャリアリーク量を制御する制御部とを有し、
前記送信回路は、
Ｉ信号に対して第１の搬送波信号を乗算する第１の乗算器と、
Ｑ信号に対して前記第１の搬送波信号を９０度位相シフトした信号を乗算する第２の乗算器と、
前記第１の乗算器及び前記第２の乗算器の出力信号を合成した信号を増幅して出力する送信アンプとを有し、
前記受信回路は、
前記送信回路の出力信号又は受信信号を入力し、前記入力した信号を増幅する受信アンプと、
前記受信アンプにより増幅された信号に対して第２の搬送波信号を乗算することによりＩ信号を出力する第３の乗算器と、
前記受信アンプにより増幅された信号に対して前記第２の搬送波信号を９０度位相シフトした信号を乗算することによりＱ信号を出力する第４の乗算器とを有し、
前記受信回路は、前記送信回路の出力信号を入力する場合には、前記受信信号を入力する場合に対して、周波数がシフトしたＩ信号及びＱ信号を出力し、
前記制御部は、前記受信回路が前記送信回路の出力信号を入力する場合には、前記受信回路により出力されるＩ信号及びＱ信号を基にＤＣキャリアリーク量を検出し、前記検出されたＤＣキャリアリーク量に応じて前記送信回路が送信する信号のＤＣキャリアリーク量を制御することを特徴とする通信装置。
【請求項２】
さらに、前記送信回路の出力信号に対して周波数シフト量の周波数の信号を乗算し、前記受信回路に入力させる第５の乗算器を有し、
前記第１の搬送波信号及び前記第２の搬送波信号は、同じ信号であることを特徴とする請求項１記載の通信装置。
【請求項３】
前記受信回路が前記受信信号を入力する場合には、前記第２の搬送波信号の周波数は前記第１の搬送波信号の周波数と同じであり、
前記受信回路が前記送信回路の出力信号を入力する場合には、前記第２の搬送波信号の周波数は前記第１の搬送波信号の周波数と異なることを特徴とする請求項１記載の通信装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記送信回路が送信すべきＩ信号及びＱ信号と、前記受信回路が前記送信回路の出力信号を入力したときに出力するＩ信号及びＱ信号との間のエラーレートを検出し、前記検出されたＤＣキャリアリーク量及びエラーレートに応じて前記送信回路が送信する信号のＤＣキャリアリーク量を制御することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の通信装置。
【請求項５】
さらに、Ｉ信号及びＱ信号をデジタルからアナログに変換し、前記送信回路に出力するデジタルアナログ変換器を有し、
前記制御部は、前記デジタルアナログ変換器により変換されるアナログのＤＣオフセットを制御することにより、前記ＤＣキャリアリーク量を制御することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の通信装置。
【請求項６】
さらに、前記受信回路が前記受信信号を入力したときに出力するＩ信号及びＱ信号のＤＣキャリアリークを除去し、前記制御部に出力するフィルタを有することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の通信装置。
【請求項７】
前記制御部は、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号をフーリエ変換するフーリエ変換部を有し、前記フーリエ変換された信号を基にＤＣキャリアリーク量を検出することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の通信装置。
【請求項８】
前記制御部は、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号の低域成分のみを通過させるローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力信号をフーリエ変換するフーリエ変換部とを有し、前記フーリエ変換された信号を基に前記ローパスフィルタの遮断周波数を制御することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の通信装置。
【請求項１】
無線信号を送信する送信回路と、
無線信号を受信する受信回路と、
ＤＣキャリアリーク量を制御する制御部とを有し、
前記送信回路は、
Ｉ信号に対して第１の搬送波信号を乗算する第１の乗算器と、
Ｑ信号に対して前記第１の搬送波信号を９０度位相シフトした信号を乗算する第２の乗算器と、
前記第１の乗算器及び前記第２の乗算器の出力信号を合成した信号を増幅して出力する送信アンプとを有し、
前記受信回路は、
前記送信回路の出力信号又は受信信号を入力し、前記入力した信号を増幅する受信アンプと、
前記受信アンプにより増幅された信号に対して第２の搬送波信号を乗算することによりＩ信号を出力する第３の乗算器と、
前記受信アンプにより増幅された信号に対して前記第２の搬送波信号を９０度位相シフトした信号を乗算することによりＱ信号を出力する第４の乗算器とを有し、
前記受信回路は、前記送信回路の出力信号を入力する場合には、前記受信信号を入力する場合に対して、周波数がシフトしたＩ信号及びＱ信号を出力し、
前記制御部は、前記受信回路が前記送信回路の出力信号を入力する場合には、前記受信回路により出力されるＩ信号及びＱ信号を基にＤＣキャリアリーク量を検出し、前記検出されたＤＣキャリアリーク量に応じて前記送信回路が送信する信号のＤＣキャリアリーク量を制御することを特徴とする通信装置。
【請求項２】
さらに、前記送信回路の出力信号に対して周波数シフト量の周波数の信号を乗算し、前記受信回路に入力させる第５の乗算器を有し、
前記第１の搬送波信号及び前記第２の搬送波信号は、同じ信号であることを特徴とする請求項１記載の通信装置。
【請求項３】
前記受信回路が前記受信信号を入力する場合には、前記第２の搬送波信号の周波数は前記第１の搬送波信号の周波数と同じであり、
前記受信回路が前記送信回路の出力信号を入力する場合には、前記第２の搬送波信号の周波数は前記第１の搬送波信号の周波数と異なることを特徴とする請求項１記載の通信装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記送信回路が送信すべきＩ信号及びＱ信号と、前記受信回路が前記送信回路の出力信号を入力したときに出力するＩ信号及びＱ信号との間のエラーレートを検出し、前記検出されたＤＣキャリアリーク量及びエラーレートに応じて前記送信回路が送信する信号のＤＣキャリアリーク量を制御することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の通信装置。
【請求項５】
さらに、Ｉ信号及びＱ信号をデジタルからアナログに変換し、前記送信回路に出力するデジタルアナログ変換器を有し、
前記制御部は、前記デジタルアナログ変換器により変換されるアナログのＤＣオフセットを制御することにより、前記ＤＣキャリアリーク量を制御することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の通信装置。
【請求項６】
さらに、前記受信回路が前記受信信号を入力したときに出力するＩ信号及びＱ信号のＤＣキャリアリークを除去し、前記制御部に出力するフィルタを有することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の通信装置。
【請求項７】
前記制御部は、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号をフーリエ変換するフーリエ変換部を有し、前記フーリエ変換された信号を基にＤＣキャリアリーク量を検出することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の通信装置。
【請求項８】
前記制御部は、前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号の低域成分のみを通過させるローパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力信号をフーリエ変換するフーリエ変換部とを有し、前記フーリエ変換された信号を基に前記ローパスフィルタの遮断周波数を制御することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の通信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１０−２１３１０７（Ｐ２０１０−２１３１０７Ａ）
【公開日】平成２２年９月２４日（２０１０．９．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−５８５４１（Ｐ２００９−５８５４１）
【出願日】平成２１年３月１１日（２００９．３．１１）
【出願人】（３０８０１４３４１）富士通セミコンダクター株式会社 (2,507)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年９月２４日（２０１０．９．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年３月１１日（２００９．３．１１）
【出願人】（３０８０１４３４１）富士通セミコンダクター株式会社 (2,507)
【Ｆターム（参考）】
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