電力変換回路の駆動装置
【課題】パワースイッチング素子Ｓｗと、これと同一半導体基板に併設されたフリーホイールダイオードＦＤとが設けられた半導体デバイスを備えるものにあって、その電力損失の低減が困難なこと。
【解決手段】フリーホイールダイオードＦＤに流れる電流は、シャント抵抗５０の電圧降下量Ｖｓｅとして検出され、コンパレータ５４によって閾値と比較される。そして、フリーホイールダイオードＦＤに流れる電流が規定値以上である場合には、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートへの電圧の印加を強制的に停止する。上記閾値を、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートの電圧に応じて可変設定すべく、基準電圧生成回路５６では、コンパレータ５４に印加する電圧をゲート電圧に応じて可変設定する。
【解決手段】フリーホイールダイオードＦＤに流れる電流は、シャント抵抗５０の電圧降下量Ｖｓｅとして検出され、コンパレータ５４によって閾値と比較される。そして、フリーホイールダイオードＦＤに流れる電流が規定値以上である場合には、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートへの電圧の印加を強制的に停止する。上記閾値を、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートの電圧に応じて可変設定すべく、基準電圧生成回路５６では、コンパレータ５４に印加する電圧をゲート電圧に応じて可変設定する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧制御形のスイッチング素子と、該スイッチング素子に逆並列に接続される態様にてこれと同一半導体基板に併設されたフリーホイールダイオードとが設けられた半導体デバイスを備える電力変換回路に適用される駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電源の各端子と回転機の端子とを接続する高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子の直列接続体を備えて構成される電力変換回路（インバータ）が周知である。また、インバータは、上記スイッチング素子の入出力端子に接続されたフリーホイールダイオードを備えている。ここで、回転機に正弦波形状の電流を流すべく高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を操作するに際しては、これら高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を交互にオン状態及びオフ状態とすることで、これら一対のスイッチング素子を相補的に駆動する手法が一般に用いられている。
【０００３】
一方、インバータのスイッチング素子としては、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられることがある。また、近年では、こうしたインバータを構成する半導体素子として、フリーホイールダイオードがＩＧＢＴと同一基板上に併設されたいわゆるダイオード内蔵型ＩＧＢＴが提案され、実用化されている。
【０００４】
上記ＩＧＢＴはコレクタからエミッタへと進む方向を順方向とするものであるため、逆側には電流が流れない。このため、インバータの一対のスイッチング素子が相補的に駆動される場合、上記正弦波形状の電流の流通方向によっては、オン状態とされているスイッチング素子に電流が流れないことがある。そしてこの場合には、これに逆並列に接続されたフリーホイールダイオードに電流が流れることとなる。
【０００５】
ところで、上記ダイオード内蔵型ＩＧＢＴにおいては、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる際の電圧降下量が、ＩＧＢＴのゲートに電圧が印加されることで増大することが知られている。このため、スイッチング素子を相補的に操作する場合には、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる際のフリーホイールダイオードによる電力損失が大きくなり、ひいてはダイオード内蔵型ＩＧＢＴの発熱量が多くなるおそれがある。
【０００６】
そこで従来、例えば下記特許文献１に見られるように、フリーホイールダイオードに電流が流れることを検出する場合、上記相補信号にかかわらず、スイッチング素子を強制的にオフ状態とすることも提案されている。具体的には、フリーホイールダイオードと同一の半導体基板上に微小な電極を備え、フリーホイールダイオードに流れる電流の数千分の１から１万分の１程度の微少電流を上記電極から取り出す。そして、この微少電流に基づき、フリーホイールダイオードに電流が流れたと判断される場合に、スイッチング素子を強制的にオフ状態とする。これにより、電力損失の増大を抑制することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００８−７２８４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、上記技術によれば、フリーホイールダイオードに電流が流れたと判断される間、スイッチング素子がオンとされた状態でこれに電流が流れることとなる。このため、この期間の電力損失は依然として大きいものとなっている。
【０００９】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電圧制御形のスイッチング素子と、該スイッチング素子に逆並列に接続される態様にてこれと同一半導体基板に併設されたフリーホイールダイオードとが設けられた半導体デバイスを備えるものにあって、その電力損失をいっそう低減することのできる電力変換回路の駆動装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【００１１】
請求項１記載の発明は、電圧制御形のスイッチング素子と、該スイッチング素子に逆並列に接続される態様にてこれと同一半導体基板に併設されたフリーホイールダイオードとが設けられた半導体デバイスを備える電力変換回路に適用され、前記フリーホイールダイオードの順方向電流に関する物理量の検出値を入力とし、前記順方向電流が流れるか否かを判断する判断手段と、前記順方向電流が流れると判断される場合、前記スイッチング素子の導通制御端子への電圧印加を禁止する禁止手段とを備え、前記判断手段は、前記順方向電流が流れたと判断する際の前記検出値の絶対値を、前記導通制御端子の電圧が低い場合の方が高い場合よりも小さい値とすることを特徴とする。
【００１２】
上記半導体デバイスにおいては、スイッチング素子の導通制御端子に電圧が印加されることで、上記物理量の絶対値が大きくなる傾向がある。このため、順方向電流が流れたとの判断を行うべく上記検出値の絶対値に閾値を設ける場合、導通制御端子に電圧が印加されている状況下における閾値を小さくすると、ノイズによる誤動作のおそれが大きくなる。ただし、この閾値を大きくすると、フリーホイールダイオードに電流が流れているとの判断を迅速に行うことができず、ひいてはスイッチング素子の導通制御端子に電圧が印加された状態でフリーホイールダイオードに電流が流れる期間が増加する。
【００１３】
上記発明では、この点に鑑み、順方向電流が流れたと判断する際の検出値の絶対値を、前記導通制御端子の電圧が低い場合の方が高い場合よりも小さい値とする。これにより、導通制御端子に電圧が印加された後には、ノイズによる順方向電流の誤検出を好適に回避することができる。また、導通制御端子に電圧が印加される以前又は印加されて間もないタイミングでフリーホイールダイオードに流れる電流を検出することが可能となり、ひいてはフリーホイールダイオードに順方向電流が流れる状況下、導通制御端子への電圧の印加期間を低減することができる。
【００１４】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記判断手段は、前記順方向電流が流れたと判断する際の前記検出値の絶対値を、前記スイッチング素子の駆動信号に基づき可変設定することを特徴とする。
【００１５】
上記発明では、駆動信号により、導通制御端子に電圧が印加され、その電圧が上昇する状況を予測することができる。このため、判断手段ではこの予測に基づき判断を行うことができる。
【００１６】
請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記判断手段は、前記順方向電流が流れたと判断する際の前記検出値の絶対値を、前記導通制御端子の電圧の検出値に基づき可変設定することを特徴とする。
【００１７】
上記発明では、導通制御端子の電圧の検出値を用いることで、導通制御端子の電圧が実際に低いか否かに基づき判断手段による判断がなされることとなる。
【００１８】
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記半導体デバイスには、前記フリーホイールダイオードに流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子が更に設けられており、前記物理量の検出値は、前記微少電流の検出値であることを特徴とする。
【００１９】
上記微少電流は、通常、フリーホイールダイオードに流れる電流が一定であっても、導通制御端子に電圧が印加される場合の方が大きくなる特性を有する。
【００２０】
請求項５記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記物理量の検出値は、前記フリーホイールダイオードの電圧降下量の検出値であることを特徴とする。
【００２１】
上記フリーホイールダイオードの電圧降下量は、導通制御端子に電圧が印加される場合の方が大きくなる特性を有する。
【００２２】
請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路は、高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子の直列接続体を備え、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子は、交互にオン操作が指令される相補信号によってオン・オフが指令されるものであり、前記スイッチング素子は、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子の少なくとも一方であることを特徴とする。
【００２３】
上記発明では、相補信号によってオン・オフが指令されるため、禁止手段は、このオン指令にかかわらず、導通制御端子への電圧の印加を禁止する手段となる。
【００２４】
なお、前記電力変換回路は、車載高圧システムに備えられるものであり、前記相補信号は、前記車載高圧システムと絶縁された車載低圧システムにて生成されるものとしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかるＩＧＢＴ及びフリーホイールダイオードの断面構成を示す断面図。
【図３】同実施形態にかかるドライブユニットの回路構成を示す回路図。
【図４】同実施形態にかかるセンス端子の出力電流によるシャント抵抗の電圧降下量を示す図。
【図５】同実施形態にかかるパワースイッチング素子のゲートへの電圧印加の禁止処理の態様を例示するタイムチャート。
【図６】第２の実施形態にかかるドライブユニットの回路構成を示す回路図。
【図７】第３の実施形態にかかるドライブユニットの回路構成を示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換回路の駆動装置をハイブリッド車に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２７】
図１に、本実施形態のシステム構成を示す。図示されるように、車載主機としてのモータジェネレータ１０は、インバータＩＶ及びコンバータＣＶを介して高圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体が３つ並列接続されて構成されている。そして、これら各パワースイッチング素子Ｓｗｐ及びパワースイッチング素子Ｓｗｎの接続点が、モータジェネレータ１０の各相にそれぞれ接続されている。また、コンバータＣＶは、コンデンサＣと、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体と、パワースイッチング素子Ｓｗｐ及びパワースイッチング素子Ｓｗｎの接続点と高圧バッテリ１２とを接続するリアクトルＬとを備えている。
【００２８】
上記高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎのそれぞれの入出力端子間（コレクタ及びエミッタ間）には、高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐ及び低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎのカソード及びアノードが接続されている。
【００２９】
上記インバータＩＶを構成するパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの導通制御端子（ゲート）には、いずれもドライブユニットＤＵが接続されている。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、ドライブユニットＤＵを介して、低圧バッテリ１４を電源とする制御装置１６によって駆動される。制御装置１６は、図示しない各種センサの検出値等に基づき、インバータＩＶのＵ相、Ｖ相、及びＷ相のそれぞれについてのパワースイッチング素子Ｓｗｐを操作する操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、パワースイッチング素子Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとを生成し出力する。また、コンバータＣＶのパワースイッチング素子Ｓｗｐ、Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｃｐ，ｇｃｎを生成し出力する。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、ドライブユニットＤＵを介して制御装置１６により操作される。これら高電位側の操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐ、ｇｃｐのそれぞれと、低電位側の操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎ、ｇｃｎのそれぞれとは、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとを互いに相補的に駆動するものである。すなわち、いずれか一方の操作信号がオン状態とするための信号である期間、他方の操作信号がオフ状態とするための信号となる。
【００３０】
なお、インバータＩＶやコンバータＣＶを備える高圧システムと、制御装置１６を備える低圧システムとは、図示しないフォトカプラ等の絶縁手段によって絶縁されており、上記操作信号は、絶縁手段を介して高圧システムに出力される。
【００３１】
上記パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、いずれも、入力端子及び出力端子が一義に定義されており、出力端子から入力端子への電流の流通を阻止するスイッチング素子である。詳しくは、これらは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）にて構成されている。また、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、その入力端子及び出力端子間に流れる電流やフリーホイールダイオードＦＤｐ、ＦＤｎに流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子ＳＴを備えている。センス端子ＳＴのこの機能は、ＩＧＢＴとして、ダイオード内蔵型のものを用いることで可能となったものである。すなわち、本実施形態では、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ及び高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐは互いに同一の半導体基板に隣接して形成されており、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎ及び低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎは互いに同一の半導体基板に隣接して形成されている。
【００３２】
図２（ａ）に、本実施形態にかかるパワースイッチング素子Ｓｗｐ（Ｓｗｎ）及びフリーホイールダイオードＦＤｐ（ＦＤｎ）の断面構成を示す。なお、以下では、パワースイッチング素子Ｓｗｐ、Ｓｗｎを総括する場合、パワースイッチング素子Ｓｗと記載し、フリーホイールダイオードＦＤｐ，ＦＤｎを総括する場合、フリーホイールダイオードＦＤと記載する。
【００３３】
図示されるように、半導体基板２０には、ＩＧＢＴ領域とダイオード領域とが併設されて形成されている。半導体基板２０の主面側から裏面側へと伸びる領域は、導電型がＮ型であるＮ型領域２２となっている。また、半導体基板２０の主面側の表層部には、導電型がＰ型のＰ型領域２４が形成されており、Ｐ型領域２４内に、上記Ｎ型領域２２よりも濃い濃度のＮ型の導電型を有するＮ型領域２６が形成されている。そして、これらＰ型領域２４及びＮ型領域２６には、ＩＧＢＴのエミッタ端子Ｅ及びダイオードのアノード端子が接続されている。また、上記Ｐ型領域２４及びＮ型領域２６上には、ゲート酸化膜２８を介してゲート電極３０が形成されている。
【００３４】
一方、半導体基板２０の裏面側の表層部には、上記Ｎ型領域２２よりも濃度の濃いＮ型領域３６とＰ型領域３４とが併設されている。ここで、Ｐ型領域３４は、ＩＧＢＴのコレクタ領域を構成し、Ｎ型領域３６は、ダイオードのカソード領域を構成する。なお、これらＰ型領域３４及びＮ型領域３６と上記Ｎ型領域２２との間には、Ｎ型領域２２よりも濃度の薄いＮ型領域３２が形成されている。
【００３５】
図２（ｂ）は、上記半導体基板２０の主面側を模式的に示した平面図である。図示されるように、主面側の大部分は、エミッタ領域であり、これよりも小さい領域として、ゲート領域やセンス電極３８が形成されている。ここで、実際のセンス電極３８の面積は、エミッタ領域の面積の数千分の１程度とされており、これにより、ＩＧＢＴやフリーホイールダイオードに流れる電流と相関を有しつつも極微小な電流を出力することが可能となっている。
【００３６】
図３に、上記ドライブユニットＤＵの回路構成を示す。
【００３７】
図示されるように、電源４０は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（充電用スイッチング素子４２）と、ゲートの充放電速度を調節するための抵抗体４４とを介して、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートに接続されている。パワースイッチング素子Ｓｗのゲートは、上記抵抗体４４及びＮチャネルＭＯＳトランジスタ（放電用スイッチング素子４６）を介して、パワースイッチング素子ＳｗのエミッタＥに接続されている。
【００３８】
駆動制御回路４８は、図示しないフォトカプラ等の絶縁手段を介して、ドライブユニットＤＵに入力される上記操作信号ｇ（操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎ，ｇｃｐ，ｇｃｎの総括表記）に基づき、充電用スイッチング素子４２及び放電用スイッチング素子４６を相補的にオン・オフすることでパワースイッチング素子Ｓｗを駆動する。すなわち、操作信号ｇが論理「Ｈ」となることで、パワースイッチング素子Ｓｗをオン状態とする旨が指示される場合、充電用スイッチング素子４２をオンして且つ放電用スイッチング素子４６をオフすることで、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートに正の電荷を充電する。また、操作信号ｇが論理「Ｌ」となることで、パワースイッチング素子Ｓｗをオフ状態とする旨が指示される場合、充電用スイッチング素子４２をオフして且つ放電用スイッチング素子４６をオンすることで、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートから正の電荷を放電させる。
【００３９】
パワースイッチング素子ＳのエミッタＥ及びセンス端子ＳＴ間には、シャント抵抗５０が接続されている。シャント抵抗５０の電圧は、反転増幅回路５２にて電圧変換された後、コンパレータ５４の反転入力端子に印加される。ここで、反転増幅回路５２は、パワースイッチング素子Ｓｗに電流が流れるか、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れるかにかかわらず、コンパレータ５４の反転入力端子に印加される電圧の極性を固定するためのものである。ここでは、反転増幅回路５２として、オペアンプの非反転入力端子に、パワースイッチング素子Ｓｗのエミッタ電位基準で正の電圧が印加されたものを例示している。反転増幅回路５２の出力電圧は、入力される電圧が小さいほど（負で絶対値が大きいほど）大きい値となる。
【００４０】
コンパレータ５４の非反転入力端子には、基準電圧生成回路５６の出力電圧が印加されている。基準電圧生成回路５６は、所定の正の電圧を出力するものである。このため、コンパレータ５４は、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れることで、論理「Ｌ」となるものである。コンパレータ５４の出力電圧と、駆動制御回路４８による充電用スイッチング素子４２の駆動信号とは、ＮＡＮＤ回路５８に取り込まれる。これにより、充電用スイッチング素子４２には、コンパレータ５４の出力信号と上記駆動信号との否定論理積信号が印加されることとなる。
【００４１】
これにより、充電用スイッチング素子４２は、操作信号ｇによりパワースイッチング素子Ｓｗをオンする旨の指令が出されて且つ、コンパレータ５４の出力信号が論理「Ｈ」である場合に、オン操作されることとなる。このため、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れることで、コンパレータ７２の出力信号が論理「Ｌ」に反転する場合には、操作信号ｇの値にかかわらず、パワースイッチング素子Ｓｗがオフ状態とされる。これは、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れる際にパワースイッチング素子Ｓｗのゲートに電圧が印加されることでフリーホイールダイオードＦＤの電力損失が増大することに鑑みたものである。すなわち、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れる際にパワースイッチング素子Ｓｗを強制的にオフとすることで、フリーホイールダイオードＦＤの電力損失を低減することができる。
【００４２】
ここで、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れるか否かの判断は、シャント抵抗５０による電圧降下量Ｖｓｅに基づき判断される。ここで本実施形態では、電圧降下と比較される閾値を、パワースイッチング素子Ｓｗがオン操作されているか否かに応じて可変設定する。これは、以下の理由による。
【００４３】
図４に、パワースイッチング素子Ｓｗ又はフリーホイールダイオードＦＤに流れる電流と、シャント抵抗５０での電圧降下量との関係を示す。詳しくは、パワースイッチング素子Ｓｗのゲート印加電圧Ｖｇｅ（エミッタ及びゲート間電圧）が高い場合と低い場合とにおける関係を示す。図示されるように、ゲート印加電圧Ｖｇｅが高い場合の方が低い場合よりも電圧降下量の絶対値が増加する。
【００４４】
このことは、パワースイッチング素子Ｓｗがオフ状態の場合にはオン状態の場合と比較して、フリーホイールダイオードＦＤに規定値以上の順方向電流が流れる際の電圧降下量が小さくなることを意味する。ここで、上記操作信号ｇにかかわらずパワースイッチング素子Ｓｗを強制的にオフするための電圧降下量の閾値を、パワースイッチング素子Ｓｗのオフ状態においてフリーホイールダイオードＦＤに規定値以上の順方向電流が流れる際の電圧降下量に基づき設定する場合には、パワースイッチング素子Ｓｗのオン状態時において、ノイズによる誤動作のおそれが生じる。一方、パワースイッチング素子Ｓｗのオン状態においてフリーホイールダイオードＦＤに規定値以上の順方向電流が流れる際の電圧降下量に基づき上記閾値を設定する場合には、上記強制的なオフ操作を行うタイミングが遅くなるおそれがある。すなわち、先の図１に示したように、操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐ，ｇｃｐと、操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎ，ｇｃｎとは、相補信号であるが、より正確には、双方がオフ指令となるデッドタイムを有する。そして、デッドタイム期間においても、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れる。しかし、上記閾値を大きくすると、この期間においてフリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れていると迅速に判断することができず、これに逆並列に接続されたパワースイッチング素子Ｓｗが一旦オン操作されることとなる。
【００４５】
そこで本実施形態では、パワースイッチング素子Ｓｗがオン状態のときよりもオフ状態のときの方が上記閾値を小さく設定する。これにより、デッドタイム期間においてフリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れることに基づき上記強制的なオフ操作処理を行うことが可能となる。このため、パワースイッチング素子Ｓｗを一旦オン操作した後、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れることに基づきこれを強制的にオフ操作する場合よりも、フリーホイールダイオードＦＤにおける電力損失を低減することができる。しかも、パワースイッチング素子Ｓｗがオン状態となる場合には、上記閾値を大きくすることで、ノイズによる誤動作を好適に抑制することができる。
【００４６】
具体的には、先の図３に示した基準電圧生成回路５６を、電源５６ａの電圧を分圧する抵抗体５６ｂ、５６ｃの直列接続体と、抵抗体５６ｃに並列接続される抵抗体５６ｄ及びｐチャネルＭＯＳトランジスタ（スイッチング素子５６ｅ）の直列接続体とを備えて構成する。ここで、抵抗体５６ｂ，５６ｃの接続点がコンパレータ５４の非反転入力端子に接続される。そして、スイッチング素子５６ｅの導通制御端子（ゲート）に、パワースイッチング素子Ｓｗのゲート電圧を印加する。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗがオン状態となる場合に、スイッチング素子５６ｅをオフ状態とすることができ、ひいては、コンパレータ５４の非反転入力端子の電位を上昇させることができる。
【００４７】
図５に、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れる際のパワースイッチング素子Ｓｗの操作状態を示す。詳しくは、図５（ａ）に、操作信号ｇｕｐの状態の推移を示し、図５（ｂ）に、操作信号ｇｕｎの状態の推移を示し、図５（ｃ）に、Ｕ相のパワースイッチング素子Ｓｗｐのゲート電圧の推移を示し、図５（ｄ）に、Ｕ相のパワースイッチング素子Ｓｗｎのゲート電圧の推移を示す。また、図５（ｅ）に、Ｕ相のパワースイッチング素子Ｓｗｐのコレクタ電流の推移を示し、図５（ｆ）に、Ｕ相のフリーホイールダイオードＦＤｎの順方向電流の推移を示し、図５（ｇ）に、Ｕ相のフリーホイールダイオードＦＤｎの電圧の推移を示し、図５（ｈ）に、シャント抵抗５０による電圧降下量Ｖｓｅの推移を示す。
【００４８】
図示されるように、本実施形態では、パワースイッチング素子Ｓｗｎのオン指令が出される以前（操作信号ｇｕｎが論理「Ｈ」となる以前）には、電圧降下量Ｖｓｅの閾値として、低い値を有する閾値Ｖｔｈ１が設定される。このため、デッドタイム期間においてフリーホイールダイオードＦＤｎに順方向電流が流れることに基づき、パワースイッチング素子Ｓｗｎを強制的にオフ状態とする処理がなされる。そして、パワースイッチング素子Ｓｗｎのオン指令が出されても、パワースイッチング素子Ｓｗｎのゲートに電圧が印加されず、パワースイッチング素子Ｓｗｎはオフ状態に維持される。
【００４９】
これに対し、閾値を可変設定しない従来技術の場合、操作信号ｇｕｎが論理「Ｈ」となることで、電圧降下量Ｖｓｅが大きくなり、閾値Ｖｔｈに達することでパワースイッチング素子Ｓｗｎのゲートへの電圧印加が強制的に停止される。このため、パワースイッチング素子Ｓｗｎがオン状態とされる期間におけるフリーホイールダイオードＦＤの電力損失が大きくなる。
【００５０】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００５１】
（１）フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れたと判断する際のシャント抵抗５０の電圧降下量Ｖｓｅの検出値の絶対値を、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートの電圧が低い場合の方が高い場合よりも小さい値とした。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートに電圧が印加された後には、ノイズによる順方向電流の誤検出を好適に回避することができる。また、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートに電圧が印加される以前又は印加されて間もないタイミングでフリーホイールダイオードＦＤに流れる電流を検出することが可能となり、ひいてはフリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れる状況下、ゲートへの電圧の印加期間を低減することができる。
【００５２】
（２）上記閾値の可変設定を、パワースイッチング素子Ｓｗのゲート電圧の検出値に基づき行った。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗのゲート電圧が実際に低いか否かに基づき閾値を可変設定することができる。
【００５３】
（３）パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの操作信号が、低圧システムによって生成される相補信号である構成とした。このため、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れる状況下、操作信号ｇの値にかかわらず、ドライブユニットＤＵ内でゲートへの電圧印加を停止する処理を行うことで、この処理を行う手段を低圧システムに設ける場合と比較して、絶縁手段の数を低減することができる。
【００５４】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５５】
図６に、本実施形態にかかるドライブユニットＤＵの回路構成を示す。なお、図６において、先の図３に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００５６】
図示されるように、本実施形態では、充電用スイッチング素子４２の駆動信号に基づき、電圧降下量Ｖｓｅの閾値を可変設定する。すなわち、駆動制御回路４８から充電用スイッチング素子４２のゲートに出力される信号を、スイッチング素子５６ｅのゲートにも印加する。
【００５７】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（３）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００５８】
（４）パワースイッチング素子Ｓｗのゲート電圧が低いか否かの判断を、パワースイッチング素子Ｓｗの駆動信号に基づき行った。これにより、ゲート電圧が印加され、その電圧が上昇する状況を予測することができる。このため、ゲート電圧の予測に基づき閾値を可変設定することができる。
【００５９】
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６０】
図７に、本実施形態にかかるドライブユニットＤＵの回路構成を示す。なお、図７において、先の図３に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００６１】
図示されるように、パワースイッチング素子Ｓｗの入力端子（コレクタ）及びフリーホイールダイオードＦＤのカソードの接続点には、検出用ダイオード６０のカソードが接続されている。詳しくは、この検出用ダイオード６０のカソードは、電力変換回路（インバータＩＶ、コンバータＣＶ）の配線に接続される電流検出回路（ドライブユニットＤＵ）内の配線Ｌ１に接続されるものである。検出用ダイオード６０は、フリーホイールダイオードＦＤと比較すると定格電流が小さくなっているものの（例えば「１Ａ未満〜数Ａ」）、耐圧についてはフリーホイールダイオードＦＤ程度（例えば「数百Ｖ」）を有する整流素子である。検出用ダイオード６０は、フリーホイールダイオードＦＤを流れる電流を検出すべくフリーホイールダイオードＦＤのカソード側に電流検出回路を接続する場合にこれに高電圧が印加されるのを阻止する機能を有する。これにより、検出用ダイオード６０のアノード側の部品については、高耐圧が要求されず、小電流低耐圧の部品にて構成することが可能となる。
【００６２】
検出用ダイオード６０のアノード側には、シャント抵抗６２が接続されている。そして、シャント抵抗６２には、電源６４の正極が接続されており、電源６４の負極はフリーホイールダイオードＦＤのアノード側に接続されている。この電源６４の負極は、電力変換回路（インバータＩＶ、コンバータＣＶ）の配線に接続される電流検出回路（ドライブユニットＤＵ）内の配線Ｌ２に接続されている。そして、シャント抵抗６２の両端には、コンデンサ６６が並列接続されている。コンデンサ６６は、パワースイッチング素子ＳｗやフリーホイールダイオードＦＤの入出力端子間に印加される電圧ノイズ（サージ）が電流検出に影響を及ぼすことを回避するためのフィルタとしての機能を有するものである。
【００６３】
シャント抵抗６２（コンデンサ６６）の両端には、差動増幅回路７０が設けられている。差動増幅回路７０は、オペアンプ７０ａを備えて構成されている。そして、オペアンプ７０ａの反転入力端子及び出力端子間を接続する抵抗体７０ｂと、反転入力端子に接続される抵抗体７０ｃと、非反転入力端子に接続される抵抗体７０ｄとを備えている。
【００６４】
上記電源６４の電圧Ｖｐは、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れる際の電圧降下量ｖｆ１と、パワースイッチング素子Ｓｗのコレクタ及びエミッタ間の電圧降下量Ｖｃｅと、検出用ダイオード６０に順方向電流が流れる際の電圧降下量ｖｆ２とを用いて、「ｖｆ２−ｖｆ１＜Ｖｐ＜ｖｆ２＋Ｖｃｅ」の関係を満たす値に設定されている。これは、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れる際に検出用ダイオード６０に順方向電流を流して且つ、パワースイッチング素子Ｓｗに電流が流れる際に検出用ダイオード６０に順方向電流が流れないようにする設定である。ここで、電源６４を設けたのは、検出用ダイオード６０の電圧降下量ｖｆ２の方がフリーホイールダイオードＦＤの電圧降下量ｖｆ１よりも大きいためである。すなわち、この場合、電源６４を設けることなくフリーホイールダイオードＦＤに並列に検出用ダイオード６０を接続するなら、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れる場合であっても、検出用ダイオード６０のアノード電位をそのカソード電位よりも電圧降下量ｖｆ２以上高くすることができない。
【００６５】
上記シャント抵抗６２の電圧降下量に応じた差動増幅回路７０の出力電圧は、コンパレータ５４の反転入力端子に印加される。このため、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れることで検出用ダイオード６０に電流が流れシャント抵抗６２に電圧降下が生じると、コンパレータ５４の出力が論理「Ｌ」となる。これに対し、パワースイッチング素子Ｓｗに電流が流れている場合には、検出用ダイオード６０に電流が流れないため、シャント抵抗６２に電圧降下が生じず、コンパレータ５４の出力信号は、論理「Ｈ」となる。
【００６６】
そして、本実施形態でも、コンパレータ５４の非反転入力端子には、上述した基準電圧生成回路５６によって電圧が印加されている。これは、シャント抵抗６２の電圧降下量がパワースイッチング素子Ｓｗのゲート電圧に応じて変化することによる。すなわち、パワースイッチング素子Ｓｗのゲート電圧が上昇すると、フリーホイールダイオードＦＤの電圧降下量ｖｆ１も大きくなるため、シャント抵抗６２の両端の電圧「Ｖｆ１＋Ｖｐ−ｖｆ２」も大きくなる。
【００６７】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００６８】
・上記第２の実施形態に対する第３の実施形態の変更点によって、第１の実施形態を変更してもよい。
【００６９】
・上記第１の実施形態では、正バイアスを印加した反転増幅回路５２にシャント抵抗５０による電圧降下量Ｖｓｅを入力することで、電圧降下量Ｖｓｅを変換し、必ず正の値となるようにしたがこれに限らない。例えば、コンパレータ５４の非反転入力端子にシャント抵抗５０の電圧を印加するとともに、反転入力端子をパワースイッチング素子ＳＷのエミッタ電位よりも低電位としてもよい。
【００７０】
・センス端子ＳＴから出力される微少電流を検出する手段としては、抵抗体（シャント抵抗５０）の電圧降下量を検出する手段に限らない。例えば、電流センサによって微少電流を直接検出するものであってもよい。
【００７１】
・基準電圧生成回路５６の基準電圧を可変設定する際に利用する駆動信号としては、上記第２の実施形態で例示したように駆動制御回路４８の出力する信号に限らない。例えば、操作信号ｇであってもよい。
【００７２】
・基準電圧生成回路５６の基準電圧を可変設定する際に利用するゲート電圧としては、ゲートの充放電経路のうちの充電用のゲート抵抗の下流且つ放電用のゲート抵抗の上流の電気経路の電圧に限らない。例えば、充電用のゲート抵抗と放電用のゲート抵抗とが相違する構成においては、充電用のゲート抵抗の下流の電気経路の電圧であればよい。
【００７３】
・フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れると判断される場合、パワースイッチング素子ＳＷのゲートへの電圧印加を禁止する禁止手段としては、上記各実施形態で例示したように、ゲートを充電するための経路を閉状態とする手段（充電用スイッチング素子４２）をオンとする指令の入力を妨げる手段に限らない。例えば、操作信号ｇを入力としてゲートを充放電する駆動制御回路４８に、充電制御を停止させる指令を出力する手段であってもよい。また、駆動制御回路４８にオン指令に対応した操作信号ｇが入力されることを妨げる手段であってもよい。
【００７４】
・上記各実施形態では、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れると判断される場合、パワースイッチング素子ＳＷのゲートへの電圧印加を禁止する禁止手段を車載低圧システムから絶縁された車載高圧システム内に備えたがこれに限らない。例えば、車載低圧システム内の制御装置１６を備えて構成してもよい。これは例えば、制御装置１６において、フリーホイールダイオードＦＤの順方向電流に関する物理量の検出値を取り込み、これに基づき、オン指令に対応した操作信号ｇの出力を停止するようにすることで行うことができる。
【００７５】
・電力変換回路としては、上記インバータＩＶや、ブーストコンバータとしてのコンバータＣＶに限らない。例えば、高圧バッテリ１２の電圧を降圧して低圧バッテリ１４に印加する降圧コンバータであってもよい。
【００７６】
・電力変換回路としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。
【符号の説明】
【００７７】
５０…シャント抵抗、５４…コンパレータ、５６…基準電圧生成回路、Ｓｗ…パワースイッチング素子。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧制御形のスイッチング素子と、該スイッチング素子に逆並列に接続される態様にてこれと同一半導体基板に併設されたフリーホイールダイオードとが設けられた半導体デバイスを備える電力変換回路に適用される駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電源の各端子と回転機の端子とを接続する高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子の直列接続体を備えて構成される電力変換回路（インバータ）が周知である。また、インバータは、上記スイッチング素子の入出力端子に接続されたフリーホイールダイオードを備えている。ここで、回転機に正弦波形状の電流を流すべく高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を操作するに際しては、これら高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を交互にオン状態及びオフ状態とすることで、これら一対のスイッチング素子を相補的に駆動する手法が一般に用いられている。
【０００３】
一方、インバータのスイッチング素子としては、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられることがある。また、近年では、こうしたインバータを構成する半導体素子として、フリーホイールダイオードがＩＧＢＴと同一基板上に併設されたいわゆるダイオード内蔵型ＩＧＢＴが提案され、実用化されている。
【０００４】
上記ＩＧＢＴはコレクタからエミッタへと進む方向を順方向とするものであるため、逆側には電流が流れない。このため、インバータの一対のスイッチング素子が相補的に駆動される場合、上記正弦波形状の電流の流通方向によっては、オン状態とされているスイッチング素子に電流が流れないことがある。そしてこの場合には、これに逆並列に接続されたフリーホイールダイオードに電流が流れることとなる。
【０００５】
ところで、上記ダイオード内蔵型ＩＧＢＴにおいては、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる際の電圧降下量が、ＩＧＢＴのゲートに電圧が印加されることで増大することが知られている。このため、スイッチング素子を相補的に操作する場合には、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる際のフリーホイールダイオードによる電力損失が大きくなり、ひいてはダイオード内蔵型ＩＧＢＴの発熱量が多くなるおそれがある。
【０００６】
そこで従来、例えば下記特許文献１に見られるように、フリーホイールダイオードに電流が流れることを検出する場合、上記相補信号にかかわらず、スイッチング素子を強制的にオフ状態とすることも提案されている。具体的には、フリーホイールダイオードと同一の半導体基板上に微小な電極を備え、フリーホイールダイオードに流れる電流の数千分の１から１万分の１程度の微少電流を上記電極から取り出す。そして、この微少電流に基づき、フリーホイールダイオードに電流が流れたと判断される場合に、スイッチング素子を強制的にオフ状態とする。これにより、電力損失の増大を抑制することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００８−７２８４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、上記技術によれば、フリーホイールダイオードに電流が流れたと判断される間、スイッチング素子がオンとされた状態でこれに電流が流れることとなる。このため、この期間の電力損失は依然として大きいものとなっている。
【０００９】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電圧制御形のスイッチング素子と、該スイッチング素子に逆並列に接続される態様にてこれと同一半導体基板に併設されたフリーホイールダイオードとが設けられた半導体デバイスを備えるものにあって、その電力損失をいっそう低減することのできる電力変換回路の駆動装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【００１１】
請求項１記載の発明は、電圧制御形のスイッチング素子と、該スイッチング素子に逆並列に接続される態様にてこれと同一半導体基板に併設されたフリーホイールダイオードとが設けられた半導体デバイスを備える電力変換回路に適用され、前記フリーホイールダイオードの順方向電流に関する物理量の検出値を入力とし、前記順方向電流が流れるか否かを判断する判断手段と、前記順方向電流が流れると判断される場合、前記スイッチング素子の導通制御端子への電圧印加を禁止する禁止手段とを備え、前記判断手段は、前記順方向電流が流れたと判断する際の前記検出値の絶対値を、前記導通制御端子の電圧が低い場合の方が高い場合よりも小さい値とすることを特徴とする。
【００１２】
上記半導体デバイスにおいては、スイッチング素子の導通制御端子に電圧が印加されることで、上記物理量の絶対値が大きくなる傾向がある。このため、順方向電流が流れたとの判断を行うべく上記検出値の絶対値に閾値を設ける場合、導通制御端子に電圧が印加されている状況下における閾値を小さくすると、ノイズによる誤動作のおそれが大きくなる。ただし、この閾値を大きくすると、フリーホイールダイオードに電流が流れているとの判断を迅速に行うことができず、ひいてはスイッチング素子の導通制御端子に電圧が印加された状態でフリーホイールダイオードに電流が流れる期間が増加する。
【００１３】
上記発明では、この点に鑑み、順方向電流が流れたと判断する際の検出値の絶対値を、前記導通制御端子の電圧が低い場合の方が高い場合よりも小さい値とする。これにより、導通制御端子に電圧が印加された後には、ノイズによる順方向電流の誤検出を好適に回避することができる。また、導通制御端子に電圧が印加される以前又は印加されて間もないタイミングでフリーホイールダイオードに流れる電流を検出することが可能となり、ひいてはフリーホイールダイオードに順方向電流が流れる状況下、導通制御端子への電圧の印加期間を低減することができる。
【００１４】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記判断手段は、前記順方向電流が流れたと判断する際の前記検出値の絶対値を、前記スイッチング素子の駆動信号に基づき可変設定することを特徴とする。
【００１５】
上記発明では、駆動信号により、導通制御端子に電圧が印加され、その電圧が上昇する状況を予測することができる。このため、判断手段ではこの予測に基づき判断を行うことができる。
【００１６】
請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記判断手段は、前記順方向電流が流れたと判断する際の前記検出値の絶対値を、前記導通制御端子の電圧の検出値に基づき可変設定することを特徴とする。
【００１７】
上記発明では、導通制御端子の電圧の検出値を用いることで、導通制御端子の電圧が実際に低いか否かに基づき判断手段による判断がなされることとなる。
【００１８】
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記半導体デバイスには、前記フリーホイールダイオードに流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子が更に設けられており、前記物理量の検出値は、前記微少電流の検出値であることを特徴とする。
【００１９】
上記微少電流は、通常、フリーホイールダイオードに流れる電流が一定であっても、導通制御端子に電圧が印加される場合の方が大きくなる特性を有する。
【００２０】
請求項５記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記物理量の検出値は、前記フリーホイールダイオードの電圧降下量の検出値であることを特徴とする。
【００２１】
上記フリーホイールダイオードの電圧降下量は、導通制御端子に電圧が印加される場合の方が大きくなる特性を有する。
【００２２】
請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記電力変換回路は、高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子の直列接続体を備え、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子は、交互にオン操作が指令される相補信号によってオン・オフが指令されるものであり、前記スイッチング素子は、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子の少なくとも一方であることを特徴とする。
【００２３】
上記発明では、相補信号によってオン・オフが指令されるため、禁止手段は、このオン指令にかかわらず、導通制御端子への電圧の印加を禁止する手段となる。
【００２４】
なお、前記電力変換回路は、車載高圧システムに備えられるものであり、前記相補信号は、前記車載高圧システムと絶縁された車載低圧システムにて生成されるものとしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかるＩＧＢＴ及びフリーホイールダイオードの断面構成を示す断面図。
【図３】同実施形態にかかるドライブユニットの回路構成を示す回路図。
【図４】同実施形態にかかるセンス端子の出力電流によるシャント抵抗の電圧降下量を示す図。
【図５】同実施形態にかかるパワースイッチング素子のゲートへの電圧印加の禁止処理の態様を例示するタイムチャート。
【図６】第２の実施形態にかかるドライブユニットの回路構成を示す回路図。
【図７】第３の実施形態にかかるドライブユニットの回路構成を示す回路図。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換回路の駆動装置をハイブリッド車に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２７】
図１に、本実施形態のシステム構成を示す。図示されるように、車載主機としてのモータジェネレータ１０は、インバータＩＶ及びコンバータＣＶを介して高圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体が３つ並列接続されて構成されている。そして、これら各パワースイッチング素子Ｓｗｐ及びパワースイッチング素子Ｓｗｎの接続点が、モータジェネレータ１０の各相にそれぞれ接続されている。また、コンバータＣＶは、コンデンサＣと、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体と、パワースイッチング素子Ｓｗｐ及びパワースイッチング素子Ｓｗｎの接続点と高圧バッテリ１２とを接続するリアクトルＬとを備えている。
【００２８】
上記高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ及び低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎのそれぞれの入出力端子間（コレクタ及びエミッタ間）には、高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐ及び低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎのカソード及びアノードが接続されている。
【００２９】
上記インバータＩＶを構成するパワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの導通制御端子（ゲート）には、いずれもドライブユニットＤＵが接続されている。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、ドライブユニットＤＵを介して、低圧バッテリ１４を電源とする制御装置１６によって駆動される。制御装置１６は、図示しない各種センサの検出値等に基づき、インバータＩＶのＵ相、Ｖ相、及びＷ相のそれぞれについてのパワースイッチング素子Ｓｗｐを操作する操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、パワースイッチング素子Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとを生成し出力する。また、コンバータＣＶのパワースイッチング素子Ｓｗｐ、Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｃｐ，ｇｃｎを生成し出力する。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、ドライブユニットＤＵを介して制御装置１６により操作される。これら高電位側の操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐ、ｇｃｐのそれぞれと、低電位側の操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎ、ｇｃｎのそれぞれとは、高電位側のスイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のスイッチング素子Ｓｗｎとを互いに相補的に駆動するものである。すなわち、いずれか一方の操作信号がオン状態とするための信号である期間、他方の操作信号がオフ状態とするための信号となる。
【００３０】
なお、インバータＩＶやコンバータＣＶを備える高圧システムと、制御装置１６を備える低圧システムとは、図示しないフォトカプラ等の絶縁手段によって絶縁されており、上記操作信号は、絶縁手段を介して高圧システムに出力される。
【００３１】
上記パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、いずれも、入力端子及び出力端子が一義に定義されており、出力端子から入力端子への電流の流通を阻止するスイッチング素子である。詳しくは、これらは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）にて構成されている。また、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、その入力端子及び出力端子間に流れる電流やフリーホイールダイオードＦＤｐ、ＦＤｎに流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子ＳＴを備えている。センス端子ＳＴのこの機能は、ＩＧＢＴとして、ダイオード内蔵型のものを用いることで可能となったものである。すなわち、本実施形態では、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐ及び高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐは互いに同一の半導体基板に隣接して形成されており、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎ及び低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎは互いに同一の半導体基板に隣接して形成されている。
【００３２】
図２（ａ）に、本実施形態にかかるパワースイッチング素子Ｓｗｐ（Ｓｗｎ）及びフリーホイールダイオードＦＤｐ（ＦＤｎ）の断面構成を示す。なお、以下では、パワースイッチング素子Ｓｗｐ、Ｓｗｎを総括する場合、パワースイッチング素子Ｓｗと記載し、フリーホイールダイオードＦＤｐ，ＦＤｎを総括する場合、フリーホイールダイオードＦＤと記載する。
【００３３】
図示されるように、半導体基板２０には、ＩＧＢＴ領域とダイオード領域とが併設されて形成されている。半導体基板２０の主面側から裏面側へと伸びる領域は、導電型がＮ型であるＮ型領域２２となっている。また、半導体基板２０の主面側の表層部には、導電型がＰ型のＰ型領域２４が形成されており、Ｐ型領域２４内に、上記Ｎ型領域２２よりも濃い濃度のＮ型の導電型を有するＮ型領域２６が形成されている。そして、これらＰ型領域２４及びＮ型領域２６には、ＩＧＢＴのエミッタ端子Ｅ及びダイオードのアノード端子が接続されている。また、上記Ｐ型領域２４及びＮ型領域２６上には、ゲート酸化膜２８を介してゲート電極３０が形成されている。
【００３４】
一方、半導体基板２０の裏面側の表層部には、上記Ｎ型領域２２よりも濃度の濃いＮ型領域３６とＰ型領域３４とが併設されている。ここで、Ｐ型領域３４は、ＩＧＢＴのコレクタ領域を構成し、Ｎ型領域３６は、ダイオードのカソード領域を構成する。なお、これらＰ型領域３４及びＮ型領域３６と上記Ｎ型領域２２との間には、Ｎ型領域２２よりも濃度の薄いＮ型領域３２が形成されている。
【００３５】
図２（ｂ）は、上記半導体基板２０の主面側を模式的に示した平面図である。図示されるように、主面側の大部分は、エミッタ領域であり、これよりも小さい領域として、ゲート領域やセンス電極３８が形成されている。ここで、実際のセンス電極３８の面積は、エミッタ領域の面積の数千分の１程度とされており、これにより、ＩＧＢＴやフリーホイールダイオードに流れる電流と相関を有しつつも極微小な電流を出力することが可能となっている。
【００３６】
図３に、上記ドライブユニットＤＵの回路構成を示す。
【００３７】
図示されるように、電源４０は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（充電用スイッチング素子４２）と、ゲートの充放電速度を調節するための抵抗体４４とを介して、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートに接続されている。パワースイッチング素子Ｓｗのゲートは、上記抵抗体４４及びＮチャネルＭＯＳトランジスタ（放電用スイッチング素子４６）を介して、パワースイッチング素子ＳｗのエミッタＥに接続されている。
【００３８】
駆動制御回路４８は、図示しないフォトカプラ等の絶縁手段を介して、ドライブユニットＤＵに入力される上記操作信号ｇ（操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎ，ｇｃｐ，ｇｃｎの総括表記）に基づき、充電用スイッチング素子４２及び放電用スイッチング素子４６を相補的にオン・オフすることでパワースイッチング素子Ｓｗを駆動する。すなわち、操作信号ｇが論理「Ｈ」となることで、パワースイッチング素子Ｓｗをオン状態とする旨が指示される場合、充電用スイッチング素子４２をオンして且つ放電用スイッチング素子４６をオフすることで、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートに正の電荷を充電する。また、操作信号ｇが論理「Ｌ」となることで、パワースイッチング素子Ｓｗをオフ状態とする旨が指示される場合、充電用スイッチング素子４２をオフして且つ放電用スイッチング素子４６をオンすることで、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートから正の電荷を放電させる。
【００３９】
パワースイッチング素子ＳのエミッタＥ及びセンス端子ＳＴ間には、シャント抵抗５０が接続されている。シャント抵抗５０の電圧は、反転増幅回路５２にて電圧変換された後、コンパレータ５４の反転入力端子に印加される。ここで、反転増幅回路５２は、パワースイッチング素子Ｓｗに電流が流れるか、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れるかにかかわらず、コンパレータ５４の反転入力端子に印加される電圧の極性を固定するためのものである。ここでは、反転増幅回路５２として、オペアンプの非反転入力端子に、パワースイッチング素子Ｓｗのエミッタ電位基準で正の電圧が印加されたものを例示している。反転増幅回路５２の出力電圧は、入力される電圧が小さいほど（負で絶対値が大きいほど）大きい値となる。
【００４０】
コンパレータ５４の非反転入力端子には、基準電圧生成回路５６の出力電圧が印加されている。基準電圧生成回路５６は、所定の正の電圧を出力するものである。このため、コンパレータ５４は、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れることで、論理「Ｌ」となるものである。コンパレータ５４の出力電圧と、駆動制御回路４８による充電用スイッチング素子４２の駆動信号とは、ＮＡＮＤ回路５８に取り込まれる。これにより、充電用スイッチング素子４２には、コンパレータ５４の出力信号と上記駆動信号との否定論理積信号が印加されることとなる。
【００４１】
これにより、充電用スイッチング素子４２は、操作信号ｇによりパワースイッチング素子Ｓｗをオンする旨の指令が出されて且つ、コンパレータ５４の出力信号が論理「Ｈ」である場合に、オン操作されることとなる。このため、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れることで、コンパレータ７２の出力信号が論理「Ｌ」に反転する場合には、操作信号ｇの値にかかわらず、パワースイッチング素子Ｓｗがオフ状態とされる。これは、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れる際にパワースイッチング素子Ｓｗのゲートに電圧が印加されることでフリーホイールダイオードＦＤの電力損失が増大することに鑑みたものである。すなわち、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れる際にパワースイッチング素子Ｓｗを強制的にオフとすることで、フリーホイールダイオードＦＤの電力損失を低減することができる。
【００４２】
ここで、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れるか否かの判断は、シャント抵抗５０による電圧降下量Ｖｓｅに基づき判断される。ここで本実施形態では、電圧降下と比較される閾値を、パワースイッチング素子Ｓｗがオン操作されているか否かに応じて可変設定する。これは、以下の理由による。
【００４３】
図４に、パワースイッチング素子Ｓｗ又はフリーホイールダイオードＦＤに流れる電流と、シャント抵抗５０での電圧降下量との関係を示す。詳しくは、パワースイッチング素子Ｓｗのゲート印加電圧Ｖｇｅ（エミッタ及びゲート間電圧）が高い場合と低い場合とにおける関係を示す。図示されるように、ゲート印加電圧Ｖｇｅが高い場合の方が低い場合よりも電圧降下量の絶対値が増加する。
【００４４】
このことは、パワースイッチング素子Ｓｗがオフ状態の場合にはオン状態の場合と比較して、フリーホイールダイオードＦＤに規定値以上の順方向電流が流れる際の電圧降下量が小さくなることを意味する。ここで、上記操作信号ｇにかかわらずパワースイッチング素子Ｓｗを強制的にオフするための電圧降下量の閾値を、パワースイッチング素子Ｓｗのオフ状態においてフリーホイールダイオードＦＤに規定値以上の順方向電流が流れる際の電圧降下量に基づき設定する場合には、パワースイッチング素子Ｓｗのオン状態時において、ノイズによる誤動作のおそれが生じる。一方、パワースイッチング素子Ｓｗのオン状態においてフリーホイールダイオードＦＤに規定値以上の順方向電流が流れる際の電圧降下量に基づき上記閾値を設定する場合には、上記強制的なオフ操作を行うタイミングが遅くなるおそれがある。すなわち、先の図１に示したように、操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐ，ｇｃｐと、操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎ，ｇｃｎとは、相補信号であるが、より正確には、双方がオフ指令となるデッドタイムを有する。そして、デッドタイム期間においても、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れる。しかし、上記閾値を大きくすると、この期間においてフリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れていると迅速に判断することができず、これに逆並列に接続されたパワースイッチング素子Ｓｗが一旦オン操作されることとなる。
【００４５】
そこで本実施形態では、パワースイッチング素子Ｓｗがオン状態のときよりもオフ状態のときの方が上記閾値を小さく設定する。これにより、デッドタイム期間においてフリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れることに基づき上記強制的なオフ操作処理を行うことが可能となる。このため、パワースイッチング素子Ｓｗを一旦オン操作した後、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れることに基づきこれを強制的にオフ操作する場合よりも、フリーホイールダイオードＦＤにおける電力損失を低減することができる。しかも、パワースイッチング素子Ｓｗがオン状態となる場合には、上記閾値を大きくすることで、ノイズによる誤動作を好適に抑制することができる。
【００４６】
具体的には、先の図３に示した基準電圧生成回路５６を、電源５６ａの電圧を分圧する抵抗体５６ｂ、５６ｃの直列接続体と、抵抗体５６ｃに並列接続される抵抗体５６ｄ及びｐチャネルＭＯＳトランジスタ（スイッチング素子５６ｅ）の直列接続体とを備えて構成する。ここで、抵抗体５６ｂ，５６ｃの接続点がコンパレータ５４の非反転入力端子に接続される。そして、スイッチング素子５６ｅの導通制御端子（ゲート）に、パワースイッチング素子Ｓｗのゲート電圧を印加する。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗがオン状態となる場合に、スイッチング素子５６ｅをオフ状態とすることができ、ひいては、コンパレータ５４の非反転入力端子の電位を上昇させることができる。
【００４７】
図５に、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れる際のパワースイッチング素子Ｓｗの操作状態を示す。詳しくは、図５（ａ）に、操作信号ｇｕｐの状態の推移を示し、図５（ｂ）に、操作信号ｇｕｎの状態の推移を示し、図５（ｃ）に、Ｕ相のパワースイッチング素子Ｓｗｐのゲート電圧の推移を示し、図５（ｄ）に、Ｕ相のパワースイッチング素子Ｓｗｎのゲート電圧の推移を示す。また、図５（ｅ）に、Ｕ相のパワースイッチング素子Ｓｗｐのコレクタ電流の推移を示し、図５（ｆ）に、Ｕ相のフリーホイールダイオードＦＤｎの順方向電流の推移を示し、図５（ｇ）に、Ｕ相のフリーホイールダイオードＦＤｎの電圧の推移を示し、図５（ｈ）に、シャント抵抗５０による電圧降下量Ｖｓｅの推移を示す。
【００４８】
図示されるように、本実施形態では、パワースイッチング素子Ｓｗｎのオン指令が出される以前（操作信号ｇｕｎが論理「Ｈ」となる以前）には、電圧降下量Ｖｓｅの閾値として、低い値を有する閾値Ｖｔｈ１が設定される。このため、デッドタイム期間においてフリーホイールダイオードＦＤｎに順方向電流が流れることに基づき、パワースイッチング素子Ｓｗｎを強制的にオフ状態とする処理がなされる。そして、パワースイッチング素子Ｓｗｎのオン指令が出されても、パワースイッチング素子Ｓｗｎのゲートに電圧が印加されず、パワースイッチング素子Ｓｗｎはオフ状態に維持される。
【００４９】
これに対し、閾値を可変設定しない従来技術の場合、操作信号ｇｕｎが論理「Ｈ」となることで、電圧降下量Ｖｓｅが大きくなり、閾値Ｖｔｈに達することでパワースイッチング素子Ｓｗｎのゲートへの電圧印加が強制的に停止される。このため、パワースイッチング素子Ｓｗｎがオン状態とされる期間におけるフリーホイールダイオードＦＤの電力損失が大きくなる。
【００５０】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００５１】
（１）フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れたと判断する際のシャント抵抗５０の電圧降下量Ｖｓｅの検出値の絶対値を、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートの電圧が低い場合の方が高い場合よりも小さい値とした。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートに電圧が印加された後には、ノイズによる順方向電流の誤検出を好適に回避することができる。また、パワースイッチング素子Ｓｗのゲートに電圧が印加される以前又は印加されて間もないタイミングでフリーホイールダイオードＦＤに流れる電流を検出することが可能となり、ひいてはフリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れる状況下、ゲートへの電圧の印加期間を低減することができる。
【００５２】
（２）上記閾値の可変設定を、パワースイッチング素子Ｓｗのゲート電圧の検出値に基づき行った。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗのゲート電圧が実際に低いか否かに基づき閾値を可変設定することができる。
【００５３】
（３）パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの操作信号が、低圧システムによって生成される相補信号である構成とした。このため、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れる状況下、操作信号ｇの値にかかわらず、ドライブユニットＤＵ内でゲートへの電圧印加を停止する処理を行うことで、この処理を行う手段を低圧システムに設ける場合と比較して、絶縁手段の数を低減することができる。
【００５４】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５５】
図６に、本実施形態にかかるドライブユニットＤＵの回路構成を示す。なお、図６において、先の図３に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００５６】
図示されるように、本実施形態では、充電用スイッチング素子４２の駆動信号に基づき、電圧降下量Ｖｓｅの閾値を可変設定する。すなわち、駆動制御回路４８から充電用スイッチング素子４２のゲートに出力される信号を、スイッチング素子５６ｅのゲートにも印加する。
【００５７】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（３）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００５８】
（４）パワースイッチング素子Ｓｗのゲート電圧が低いか否かの判断を、パワースイッチング素子Ｓｗの駆動信号に基づき行った。これにより、ゲート電圧が印加され、その電圧が上昇する状況を予測することができる。このため、ゲート電圧の予測に基づき閾値を可変設定することができる。
【００５９】
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６０】
図７に、本実施形態にかかるドライブユニットＤＵの回路構成を示す。なお、図７において、先の図３に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００６１】
図示されるように、パワースイッチング素子Ｓｗの入力端子（コレクタ）及びフリーホイールダイオードＦＤのカソードの接続点には、検出用ダイオード６０のカソードが接続されている。詳しくは、この検出用ダイオード６０のカソードは、電力変換回路（インバータＩＶ、コンバータＣＶ）の配線に接続される電流検出回路（ドライブユニットＤＵ）内の配線Ｌ１に接続されるものである。検出用ダイオード６０は、フリーホイールダイオードＦＤと比較すると定格電流が小さくなっているものの（例えば「１Ａ未満〜数Ａ」）、耐圧についてはフリーホイールダイオードＦＤ程度（例えば「数百Ｖ」）を有する整流素子である。検出用ダイオード６０は、フリーホイールダイオードＦＤを流れる電流を検出すべくフリーホイールダイオードＦＤのカソード側に電流検出回路を接続する場合にこれに高電圧が印加されるのを阻止する機能を有する。これにより、検出用ダイオード６０のアノード側の部品については、高耐圧が要求されず、小電流低耐圧の部品にて構成することが可能となる。
【００６２】
検出用ダイオード６０のアノード側には、シャント抵抗６２が接続されている。そして、シャント抵抗６２には、電源６４の正極が接続されており、電源６４の負極はフリーホイールダイオードＦＤのアノード側に接続されている。この電源６４の負極は、電力変換回路（インバータＩＶ、コンバータＣＶ）の配線に接続される電流検出回路（ドライブユニットＤＵ）内の配線Ｌ２に接続されている。そして、シャント抵抗６２の両端には、コンデンサ６６が並列接続されている。コンデンサ６６は、パワースイッチング素子ＳｗやフリーホイールダイオードＦＤの入出力端子間に印加される電圧ノイズ（サージ）が電流検出に影響を及ぼすことを回避するためのフィルタとしての機能を有するものである。
【００６３】
シャント抵抗６２（コンデンサ６６）の両端には、差動増幅回路７０が設けられている。差動増幅回路７０は、オペアンプ７０ａを備えて構成されている。そして、オペアンプ７０ａの反転入力端子及び出力端子間を接続する抵抗体７０ｂと、反転入力端子に接続される抵抗体７０ｃと、非反転入力端子に接続される抵抗体７０ｄとを備えている。
【００６４】
上記電源６４の電圧Ｖｐは、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れる際の電圧降下量ｖｆ１と、パワースイッチング素子Ｓｗのコレクタ及びエミッタ間の電圧降下量Ｖｃｅと、検出用ダイオード６０に順方向電流が流れる際の電圧降下量ｖｆ２とを用いて、「ｖｆ２−ｖｆ１＜Ｖｐ＜ｖｆ２＋Ｖｃｅ」の関係を満たす値に設定されている。これは、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れる際に検出用ダイオード６０に順方向電流を流して且つ、パワースイッチング素子Ｓｗに電流が流れる際に検出用ダイオード６０に順方向電流が流れないようにする設定である。ここで、電源６４を設けたのは、検出用ダイオード６０の電圧降下量ｖｆ２の方がフリーホイールダイオードＦＤの電圧降下量ｖｆ１よりも大きいためである。すなわち、この場合、電源６４を設けることなくフリーホイールダイオードＦＤに並列に検出用ダイオード６０を接続するなら、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れる場合であっても、検出用ダイオード６０のアノード電位をそのカソード電位よりも電圧降下量ｖｆ２以上高くすることができない。
【００６５】
上記シャント抵抗６２の電圧降下量に応じた差動増幅回路７０の出力電圧は、コンパレータ５４の反転入力端子に印加される。このため、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れることで検出用ダイオード６０に電流が流れシャント抵抗６２に電圧降下が生じると、コンパレータ５４の出力が論理「Ｌ」となる。これに対し、パワースイッチング素子Ｓｗに電流が流れている場合には、検出用ダイオード６０に電流が流れないため、シャント抵抗６２に電圧降下が生じず、コンパレータ５４の出力信号は、論理「Ｈ」となる。
【００６６】
そして、本実施形態でも、コンパレータ５４の非反転入力端子には、上述した基準電圧生成回路５６によって電圧が印加されている。これは、シャント抵抗６２の電圧降下量がパワースイッチング素子Ｓｗのゲート電圧に応じて変化することによる。すなわち、パワースイッチング素子Ｓｗのゲート電圧が上昇すると、フリーホイールダイオードＦＤの電圧降下量ｖｆ１も大きくなるため、シャント抵抗６２の両端の電圧「Ｖｆ１＋Ｖｐ−ｖｆ２」も大きくなる。
【００６７】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００６８】
・上記第２の実施形態に対する第３の実施形態の変更点によって、第１の実施形態を変更してもよい。
【００６９】
・上記第１の実施形態では、正バイアスを印加した反転増幅回路５２にシャント抵抗５０による電圧降下量Ｖｓｅを入力することで、電圧降下量Ｖｓｅを変換し、必ず正の値となるようにしたがこれに限らない。例えば、コンパレータ５４の非反転入力端子にシャント抵抗５０の電圧を印加するとともに、反転入力端子をパワースイッチング素子ＳＷのエミッタ電位よりも低電位としてもよい。
【００７０】
・センス端子ＳＴから出力される微少電流を検出する手段としては、抵抗体（シャント抵抗５０）の電圧降下量を検出する手段に限らない。例えば、電流センサによって微少電流を直接検出するものであってもよい。
【００７１】
・基準電圧生成回路５６の基準電圧を可変設定する際に利用する駆動信号としては、上記第２の実施形態で例示したように駆動制御回路４８の出力する信号に限らない。例えば、操作信号ｇであってもよい。
【００７２】
・基準電圧生成回路５６の基準電圧を可変設定する際に利用するゲート電圧としては、ゲートの充放電経路のうちの充電用のゲート抵抗の下流且つ放電用のゲート抵抗の上流の電気経路の電圧に限らない。例えば、充電用のゲート抵抗と放電用のゲート抵抗とが相違する構成においては、充電用のゲート抵抗の下流の電気経路の電圧であればよい。
【００７３】
・フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れると判断される場合、パワースイッチング素子ＳＷのゲートへの電圧印加を禁止する禁止手段としては、上記各実施形態で例示したように、ゲートを充電するための経路を閉状態とする手段（充電用スイッチング素子４２）をオンとする指令の入力を妨げる手段に限らない。例えば、操作信号ｇを入力としてゲートを充放電する駆動制御回路４８に、充電制御を停止させる指令を出力する手段であってもよい。また、駆動制御回路４８にオン指令に対応した操作信号ｇが入力されることを妨げる手段であってもよい。
【００７４】
・上記各実施形態では、フリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れると判断される場合、パワースイッチング素子ＳＷのゲートへの電圧印加を禁止する禁止手段を車載低圧システムから絶縁された車載高圧システム内に備えたがこれに限らない。例えば、車載低圧システム内の制御装置１６を備えて構成してもよい。これは例えば、制御装置１６において、フリーホイールダイオードＦＤの順方向電流に関する物理量の検出値を取り込み、これに基づき、オン指令に対応した操作信号ｇの出力を停止するようにすることで行うことができる。
【００７５】
・電力変換回路としては、上記インバータＩＶや、ブーストコンバータとしてのコンバータＣＶに限らない。例えば、高圧バッテリ１２の電圧を降圧して低圧バッテリ１４に印加する降圧コンバータであってもよい。
【００７６】
・電力変換回路としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。
【符号の説明】
【００７７】
５０…シャント抵抗、５４…コンパレータ、５６…基準電圧生成回路、Ｓｗ…パワースイッチング素子。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧制御形のスイッチング素子と、該スイッチング素子に逆並列に接続される態様にてこれと同一半導体基板に併設されたフリーホイールダイオードとが設けられた半導体デバイスを備える電力変換回路に適用され、
前記フリーホイールダイオードの順方向電流に関する物理量の検出値を入力とし、前記順方向電流が流れるか否かを判断する判断手段と、
前記順方向電流が流れると判断される場合、前記スイッチング素子の導通制御端子への電圧印加を禁止する禁止手段とを備え、
前記判断手段は、前記順方向電流が流れたと判断する際の前記検出値の絶対値を、前記導通制御端子の電圧が低い場合の方が高い場合よりも小さい値とすることを特徴とする電力変換回路の駆動装置。
【請求項２】
前記判断手段は、前記順方向電流が流れたと判断する際の前記検出値の絶対値を、前記スイッチング素子の駆動信号に基づき可変設定することを特徴とする請求項１記載の電力変換回路の駆動装置。
【請求項３】
前記判断手段は、前記順方向電流が流れたと判断する際の前記検出値の絶対値を、前記導通制御端子の電圧の検出値に基づき可変設定することを特徴とする請求項１記載の電力変換回路の駆動装置。
【請求項４】
前記半導体デバイスには、前記フリーホイールダイオードに流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子が更に設けられており、
前記物理量の検出値は、前記微少電流の検出値であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。
【請求項５】
前記物理量の検出値は、前記フリーホイールダイオードの電圧降下量の検出値であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。
【請求項６】
前記電力変換回路は、高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子の直列接続体を備え、
前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子は、交互にオン操作が指令される相補信号によってオン・オフが指令されるものであり、
前記スイッチング素子は、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子の少なくとも一方であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。
【請求項１】
電圧制御形のスイッチング素子と、該スイッチング素子に逆並列に接続される態様にてこれと同一半導体基板に併設されたフリーホイールダイオードとが設けられた半導体デバイスを備える電力変換回路に適用され、
前記フリーホイールダイオードの順方向電流に関する物理量の検出値を入力とし、前記順方向電流が流れるか否かを判断する判断手段と、
前記順方向電流が流れると判断される場合、前記スイッチング素子の導通制御端子への電圧印加を禁止する禁止手段とを備え、
前記判断手段は、前記順方向電流が流れたと判断する際の前記検出値の絶対値を、前記導通制御端子の電圧が低い場合の方が高い場合よりも小さい値とすることを特徴とする電力変換回路の駆動装置。
【請求項２】
前記判断手段は、前記順方向電流が流れたと判断する際の前記検出値の絶対値を、前記スイッチング素子の駆動信号に基づき可変設定することを特徴とする請求項１記載の電力変換回路の駆動装置。
【請求項３】
前記判断手段は、前記順方向電流が流れたと判断する際の前記検出値の絶対値を、前記導通制御端子の電圧の検出値に基づき可変設定することを特徴とする請求項１記載の電力変換回路の駆動装置。
【請求項４】
前記半導体デバイスには、前記フリーホイールダイオードに流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子が更に設けられており、
前記物理量の検出値は、前記微少電流の検出値であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。
【請求項５】
前記物理量の検出値は、前記フリーホイールダイオードの電圧降下量の検出値であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。
【請求項６】
前記電力変換回路は、高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子の直列接続体を備え、
前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子は、交互にオン操作が指令される相補信号によってオン・オフが指令されるものであり、
前記スイッチング素子は、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子の少なくとも一方であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１０−２４６１７５（Ｐ２０１０−２４６１７５Ａ）
【公開日】平成２２年１０月２８日（２０１０．１０．２８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−８８６４５（Ｐ２００９−８８６４５）
【出願日】平成２１年４月１日（２００９．４．１）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１０月２８日（２０１０．１０．２８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年４月１日（２００９．４．１）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
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