電力変換装置
【課題】還流ダイオードに流れる電流の振動によって発生するノイズを抑制する電力変換装置を提供する。
【解決手段】複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６と還流ダイオードＤ１〜Ｄ６とを有し、前記複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン及びオフを切り換えることで、入力された電力を変換し、負荷に出力する電力変換回路と、前記複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を駆動する駆動回路２０と、前記電力変換回路及び前記駆動回路２０を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記電力変換回路から前記負荷に供給される供給電流が０アンペア付近にある場合に、前記スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をターンオンさせる際のスイッチング速度を、前記供給電流が０アンペア付近ではない場合のスイッチング速度より低下させる。
【解決手段】複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６と還流ダイオードＤ１〜Ｄ６とを有し、前記複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン及びオフを切り換えることで、入力された電力を変換し、負荷に出力する電力変換回路と、前記複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を駆動する駆動回路２０と、前記電力変換回路及び前記駆動回路２０を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記電力変換回路から前記負荷に供給される供給電流が０アンペア付近にある場合に、前記スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をターンオンさせる際のスイッチング速度を、前記供給電流が０アンペア付近ではない場合のスイッチング速度より低下させる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ブリッジ接続された複数のダイオードと各ダイオードに並列接続された半導体スイッチング素子とを有し、直流電源と発電電動機との間に配置されて供給された直流電力を交流電力に変換して発電電動機に給電する交直変換回路と、半導体スイッチング素子を断続制御する制御回路とを備え、制御回路が発電電動機のエンジン始動時に最大の抵抗値となるゲート抵抗器を通じて半導体スイッチング素子を駆動させることで、スイッチング素子のオン状態とオフ状態との間の状態遷移を遅らせて、スイッチングノイズを許容レベル範囲に抑制する車両用発電電動機制御装置が知られている（特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００５−６５４６０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記従来の車両用発電電動機制御装置では、スイッチング素子のオン状態とオフ状態との間の状態遷移を遅らせることにより、スイッチング素子に流れる電流の変化を緩慢にしてスイッチングノイズを抑制しているが、ノイズを抑制するには不充分であった。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
スイッチング素子のスイッチング動作によって発生するノイズは、スイッチング素子に流れる電流の変化によって発生するノイズ以外にも、スイッチング素子に並列接続された還流ダイオードに流れる電流の振動によっても発生する。
【０００６】
本発明は、電力変換回路から負荷に供給される供給電流が０アンペア付近にある場合に、スイッチング素子をターンオンさせる際のスイッチング速度を、供給電流が０アンペア付近ではない場合のスイッチング速度より低下させることによって上記課題を解決する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、スイッチング素子をターンオンさせることで還流ダイオードに流れるリカバリ電流の変化率が抑制されるため、負荷への供給電流が０アンペア付近にある場合に、還流ダイオードの電流の振動によって発生するノイズを抑制することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施形態に係る電力変換装置を含むモータ制御システムのブロック図である。
【図２】図１の駆動回路の回路図である。
【図３】図１の制御回路のブロック図である。
【図４ａ】図１のインバータのＵ相に相当する部分の回路図である。
【図４ｂ】図４ａのダイオードを流れる電流の時間特性を示すグラフである。
【図５】図１のインバータにおける供給電流に対するｄｉ／ｄｔの特性を示すグラフである。
【図６】図１のインバータにおける、コレクタ電流特性及びコレクタ−エミッタ間の電圧特性を示すグラフである。
【図７】本発明の変形例に係る制御回路のブロック図である。
【図８】本発明の変形例に係る制御回路のブロック図である。
【図９】本発明の他の実施形態に係る電力変換装置の駆動回路の回路図である。
【図１０】本発明の他の実施形態に係る電力変換装置における、電流指定値に対するゲート電圧の特性を示すグラフである。
【図１１】本発明の他の実施形態に係る電力変換装置の駆動回路の回路図である。
【図１２】本発明の他の実施形態に係る電力変換装置の駆動回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
《第１実施形態》
【００１０】
図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置を含むモータ制御システムを示すブロック図である。詳細な図示は省略するが、本例の電気自動車は、三相交流電力の永久磁石モータ３を走行駆動源として走行する車両であり、モータ３は電気自動車の車軸に結合されている。以下、電気自動車を例に説明するが、ハイブリッド自動車（ＨＥＶ）にも本発明を適用可能であり、車両以外の装置の電力変換装置にも本発明を適用可能である。
【００１１】
本例のモータ制御システムは、インバータ１と、モータ３の電源であるバッテリ２と、上述した三相交流モータ３と、リレー４と、車両コントローラ５と、回転子位置センサ６とを備える。
【００１２】
バッテリ２は、リレー４を介してインバータ１に接続されている。バッテリ２には、例えばリチウムイオン電池などの二次電池が搭載されている。リレー４は、車両のキースイッチ（図示しない）のＯＮ／ＯＦＦ操作に連動して、車両コントローラ５により開閉駆動する。キースイッチ（図示しない）がオンの時に、リレー４が閉じられ、キースイッチ（図示しない）がオフの時に、リレー４が開かれる。
【００１３】
インバータ１は、複数のスイッチング素子（絶縁ゲートバイポーラトランジスタＩＧＢＴ）Ｑ１〜Ｑ６と、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に並列に接続され、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の電流方向とは逆方向に電流が流れる整流素子（還流ダイオード）Ｄ１〜Ｄ６を有し、バッテリ１の直流電力を交流電力に変換して、モータ３に供給する。本例では、２つのスイッチング素子を直列に接続した３対の回路がバッテリ１に並列に接続され、各対のスイッチング素子間とモータ３の三相入力部とがそれぞれ電気的に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６には、同一のスイッチング素子が用いられ、例えば、絶縁ゲートパイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられる。またスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２及びダイオードＤ１、Ｄ２がパワーモジュール１１としてモジュール化されており、同様に、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４及びダイオードＤ３、Ｄ４がパワーモジュール１２として、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６及びダイオードＤ５、Ｄ６がパワーモジュール１３としてモジュール化されている。
【００１４】
図１に示す例でいえば、スイッチング素子Ｑ１とＱ２、スイッチング素子Ｑ３とＱ４、スイッチング素子Ｑ５とＱ６がそれぞれ直列に接続され、スイッチング素子Ｑ１とＱ２の間とモータ３のＵ相、スイッチング素子Ｑ３とＱ４の間とモータ３のＶ相、スイッチング素子Ｑ５とＱ６の間とモータ３のＷ相がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５は、バッテリ１の正極側に電気的に接続されており、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６は、バッテリ１の負極側に電気的に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン及びオフの切り換えは、駆動回路２０を介して制御回路３０により制御される。
【００１５】
インバータ１は、パワーモジュール１１〜１３、コンデンサ１４、電圧センサ１５、電流センサ１６、駆動回路２０及び制御回路３０を備えている。コンデンサ１４及び電圧センサ１５は、リレー２と各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６との間に接続されている。コンデンサ１４は、バッテリ１から供給される直流電力を平滑化するために設けられる。電圧センサ１５は、コンデンサ１４の電圧を検出することで、Ｐ側及びＮ側のＤＣ電源ライン間の電圧を検出するセンサである。電流センサ１６は、インバータ１からモータ３に供給される各相電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）を検出センサであって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の接続点及びスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６の接続点と、モータ３との間の各相に設けられ、検出電流の信号を制御回路３０に出力する。
【００１６】
駆動回路２０は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に対してゲート信号を送信し、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン及びオフを駆動させる。駆動回路２０は、電圧センサ１５からの信号を入力とし、当該信号を制御回路３０により認識できる波形レベルに変換し、コンデンサ１４の電圧を示す信号として、制御回路３０に送信する。なお、駆動回路２０の具体的な構成は後述する。
【００１７】
制御回路３０は、駆動回路２０を介して各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を制御し、モータ３の動作を制御する。制御回路３０は、車両コントローラ５から送信されるトルク指令値（Ｔ＊）を示す信号、回転子位置センサ６からの信号、電流センサ１６から送信されるフィードバック信号、及び、電圧センサ７からの信号を読み込み、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成し、当該信号を駆動回路２０に送信する。そして、駆動回路２０は、当該パルス幅変調信号に基づき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を所定のタイミングでオン及びオフさせる。なお、制御回路３０の具体的な構成は後述する。
【００１８】
車両コントローラ５は、中央演算装置（ＣＰＵ）、リードオンメモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）を備え、本例の車両の全体を制御する制御部であって、アクセル信号等に基づきトルク指令値（Ｔ＊）を算出し、当該トルク指令値（Ｔ＊）を制御回路３０に出力する。また車両コントローラ５は、車両の駆動に基づく起動要求司令と車両の停止に基づく停止要求司令を制御回路３０に出力する。また車両コントローラ５は、リレー４の開閉情報を制御回路３０へ送信する。
【００１９】
回転子位置センサ１２は、レゾルバやエンコーダなどのセンサであって、モータ３に設けられ、モータ３の回転子の位置を検出し、回転子の位置をモータコントローラ９に出力する。
【００２０】
次に、図２を用いて駆動回路２０の構成を説明する。図２は駆動回路２０のゲート電源部と駆動部との回路図を示す。なお、図２では半導体モジュール１１と接続される駆動回路２０の回路を示しているが、半導体モジュール１２及び半導体モジュール１３とそれぞれ接続される駆動回路２０の回路も同じ構成であるため、説明を省略する。
【００２１】
駆動回路２０は、ゲート電源部２１と、駆動部２２とを有している。ゲート電源部２１は、ゲート電源２１との間で絶縁された駆動部２２に電源を供給する回路であり、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を駆動させる駆動電源回路である。ゲート電源は、１次側の電源から供給される電力を制御する電源ＩＣ２１１と、ＦＥＴ１（電界効果トランジスタ）と、フライバックトランス２１２と、電圧切替部２１３とを有している。ゲート電源部２１はフライバックコンバータで構成され、フライバックトランス２１２の電圧検出用の巻線からの電圧を抵抗Ｒ１及びＲ２で分圧したものが電源制御ＩＣ２１１のＦＢ（フィードバック）端子へ入力される。電源ＩＣ２２１は、ＦＢ端子に入力される検出電圧信号と基準電圧を比較し、ＦＥＴ１のオン及びオフのデューティ比を制御し、フライバックトランス２１２の巻線の出力電圧を一定にする。フライバックトランス２１２は、インバータ１の主回路側と駆動回路２０の一次電源側とを絶縁している。スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６の電源は、Ｎ側のＤＣ電源ラインを同一の基準電源としてとっており、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５の電源は、それぞれ絶縁された巻線からとっている。
【００２２】
電圧切替部２１３は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧を切り替えるための回路であって、フライバックトランス２１２の１次巻線側に接続された、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２の直列回路に流れる電流経路を切り替えることで、電源ＩＣ２２１のＦＢ端子への入力電圧を切り替えて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧を調整する。電圧切替部２１３はＦＥＴ２と抵抗Ｒ３との直列回路を有し、当該直列回路は抵抗Ｒ２に対して並列に接続されている。電圧切替部２１３は、制御回路３０から送信されるゲート電源電圧切替信号（Ｌ）によりＦＥＴ２をターンオフさせる。ＦＥＴ２がオフになると、電源ＩＣ２１１のＦＢ端子へ入力される電圧が上昇し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧が低下する。
【００２３】
駆動部２２は、駆動ＩＣ２２１と、プッシュプル回路２２２とを有している。駆動部ＩＣ２２１は、制御回路３０から出力されるＰＷＭ信号に基づき、プッシュプル回路２２２を制御し、ゲート抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２をそれぞれ介して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート−エミッタ間にゲート電圧を印加して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン及びオフを切り替える。複数のプッシュプル回路２２２の入力側はフライバックトランス２１２に含まれる複数のトランスにそれぞれ接続され、出力側はゲート抵抗Ｒ１、Ｒ２を介して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２にそれぞれ接続されている。駆動部２２は、制御回路３０との間でフォトカプラ等により絶縁される。
【００２４】
次に、図３を用いて制御回路３０の構成を説明する。図３は制御回路３０のブロック図である。図３に示すように、制御回路３０は、電流指令値算出部３１と、電流制御部３２と、ｄｑ三相変換部３３と、ＰＷＭ信号生成部３４と、三相ｄｑ変換部３５と、位相演算部３６と、回転数演算部３７と、電圧切替判定部２８とを備えている。
【００２５】
電流指令値算出部３１は、トルク指令値（Ｔ＊）と、回転数演算部３７により演算されるモータ３の角周波数（回転速度）（ω）、及び、電圧センサ１５により検出されるコンデンサ５の検出電圧（Ｖｄｃ）を入力として、マップを参照し、インバータ１からモータ３に供給される交流電流の目標値を示す、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）を算出する。当該マップは、トルク指令値（Ｔ＊）、角周波数（ω）、電圧（Ｖｄｃ）を指標として、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）を出力するために、電流指令値算出部３１に予め格納されており、入力に対して、インバータ１の損失及びモータ３の損失を最小限に抑える最適な指令値を出力するよう対応づけられている。ここで、ｄｑ軸は、回転座標系の成分を示している。
【００２６】
電流制御器３２は、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）、３相ｄｑ変換部３５の出力であるｄｑ軸電流（Ｉｄ、Ｉｑ）を入力として、ｄｑ軸電流（Ｉｄ、Ｉｑ）をｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）と一致させるｄｑ軸電圧指令値（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）を演算し、出力する。
【００２７】
ｄｑ３相変換部３３は、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）及び位相演算部３６の位相検出値（θ）を入力として、当該回転座標系のｄｑ軸電圧指令値（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）を固定座標系のｕ、ｖ、ｗ軸の電圧指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）に変換する。またｄｑ３相変換部３３は、変換された電圧指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）をＰＷＭ信号生成部３４に出力する。
【００２８】
ＰＷＭ信号生成部３４は、検出電圧（Ｖｄｃ）、電圧指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）に基づき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をスイッチング制御するためのＰＷＭ信号を生成し、駆動回路２０に出力する。
【００２９】
３相ｄｑ変換部３５は、３相２相変換を行う制御部であり、電流センサ１６で検出される相電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）及び位相演算部３６の位相検出値（θ）を入力として、固定座標系の相電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）を回転座標系の相電流（Ｉｄ、Ｉｑ）に変換する。また３相ｄｑ変換部３５は、変換された回転座標系の相電流（Ｉｄ、Ｉｑ）を、電流制御部３２に出力する。
【００３０】
位相演算部３６は、回転子位置センサ６から送信される、モータ３の回転子の位置を示す信号に基づき、回転子の位相（θ）を演算し、ｄｑ３相変換部３３、３相ｄｑ変換部３５及び回転数演算部３７に出力する。回転数演算部３７は、当該位相（θ）を微分演算することで回転数（電気角速度）（ω）を演算し、電流指令値算出部３１に出力する。
【００３１】
電圧切替判定部３８は、電流指令値算出部３１から出力されるｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧を切り替えるか否か判定し、判定結果に応じたゲート電源電圧切替信号を電圧切替部２１３に送信する。なお、電圧切替判定部３８の具体的な制御内容は、後述する。
【００３２】
ここで、ダイオードＤ１〜Ｄ６に流れるリカバリ電流について図４ａ及び図４ｂを用いて説明する。図４ａは、還流電流の電流経路を説明するための、Ｕ相部分である、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２及びダイオードＤ１、Ｄ２の回路図である。図４ｂは還流電流の時間特性を示すグラフである。
【００３３】
図４ａに示すように、モータ３からインバータ１に向かって還流電流（Ｉｆ）がながれ、ダイオードＤ１に電流（Ｉｆ）が流れている状態で、スイッチング素子Ｑ２をターンオンすると、ダイオードＤ１に流れていた還流電流が、スイッチング素子Ｄ１に流れ出す。この時、ダイオードＤ１におけるキャリアの蓄積によって、ダイオードＤ１の逆方向に電流が流れ、その後、ゼロに収束する。図４ｂに示すように、還流電流（Ｉｆ）がダイオードＤ１に流れている状態で、時間ｔ０でスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせると、時間ｔ１でゼロになった後に振動して、ゼロに収束する。そして、この振動している電流がリカバリ電流である。
【００３４】
ところで、本例の電力変換装置を例えば車両に搭載して、モータ３の最大駆動電流値を約６００Ａにして、モータ３を駆動させると、インバータ１からモータ３に供給される電流が０Ａ付近（上記最大駆動電流値に対して充分小さい電流値であり、ここでは約３０Ａ以下）になった場合に、上記のリカバリ電流を起因としたノイズが発生することが本発明により確認された。そして、当該ノイズは、車両に搭載されたラジオなどと干渉するため当該ノイズを抑制する必要があった。また、半導体モジュールにおいては、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の発熱を抑制することが求められているため、パワーモジュール１１〜１３の損失も抑制する必要がある。
【００３５】
本発明は、以下のように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のターンオンさせる際のスイッチング速度を複数設定し、インバータ１からモータ３に供給される供給電流が０アンペア付近にある場合には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のターンオンさせる際のスイッチング速度を、当該供給電流が０アンペア付近ではない場合のスイッチング速度より低くする。
【００３６】
次に、図１〜図３及び図５を用いて、制御回路３０の制御内容を説明する。図５は、インバータ１の出力電流に対する、リカバリ電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）の特性を示すグラフである。制御回路３０は、インバータ１からモータ３に供給される供給電流が０アンペア付近か否かを判定するために、電流指定値算出部３１から出力されるｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）を用いる。
【００３７】
電圧切替判定部３８は、電流指定値算出部３１から出力されるｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）と、予め設定されている電流閾値とを比較し、比較結果に応じて、電源電圧切替信号のオン（Ｈ）及びオフ（Ｌ）波形を生成する。供給電流が０アンペア付近にある場合には、リカバリ電流の振動が大きくなり、それによってノイズが発生するため、本例は、リカバリ電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）に応じて電流閾値を設定する。すなわち、本例の電力変換装置を搭載する車両などの装置において、リカバリ電流の振動により放射するノイズの許容される大きさを予め計測し、許容範囲内に入るよう、供給電流に対するリカバリ電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）を評価した上で、設計段階で電流閾値を定める。
【００３８】
図５に示すように、インバータ１からモータ３への供給電流に対して、リカバリ電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）の特性は予め評価される。そのため、許容ノイズ範囲内に入る、リカバリ電流の限界変化率（ｄｉ／ｄｔ＿ｍａｘ）を定め、当該限界変化率に対応する供給電流を、基準値（Ｉｔｈ）に設定する。また、当該供給電流はｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）と相関性をもっているため、制御回路３０は、必ずしも供給電流を直接検出した上で、供給電流が０アンペア付近であるか否かを判定する必要はなく、当該基準値（Ｉｔｈ）に相当する電流指令値の閾値を、電流閾値として、電圧切替判定部３８に格納する。
【００３９】
そして、電圧切替判定部３８は、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）が電流閾値より低い場合には、モータ３への供給電流が０アンペア付近にあると判定し、ゲート電源電圧切替信号（Ｌ）を駆動回路２０に送信する。駆動回路２０は、当該ゲート電源電圧切替信号（Ｌ）に基づき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧を低下する。駆動回路２０は、ＰＷＭ信号により、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をターンオンする際には、低いゲート電圧でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をターンオンするため、当該スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング速度が低下し、還流電流が流れていたダイオードＤ１〜Ｄ６における、リカバリ電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）を限界変化率（ｄｉ／ｄｔ＿ｍａｘ）以下に抑えることができる。
【００４０】
一方、電圧切替判定部３８は、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）が電流閾値より高い場合には、モータ３への供給電流が０アンペア付近ではないと判定し、ゲート電源電圧切替信号（Ｈ）を駆動回路２０に送信する。駆動回路２０は、当該ゲート電源電圧切替信号（Ｈ）に基づき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧を、通常のゲート電圧、言い換えると、供給電流が０アンペア付近にある場合のゲート電圧より高いゲート電圧、に設定する。駆動回路２０は、ＰＷＭ信号により、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をターンオンする際には、通常のゲート電圧でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をターンオンするため、当該スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング速度が通常制御時の速度となる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング速度が低下させるためにゲート電圧を低くすると、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の損失が大きくなるため、供給電流の大きさに関わらず、常時、ゲート電圧を低い状態にすると、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６からの発熱が大きくなる。そのため、本例では、モータ３への供給電流が０アンペア付近ではないと判定した場合には、ゲート電圧を通常時に戻して、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の損失を抑制している。
【００４１】
次に、図６を用いて、ゲート電圧と、スイッチング速度に対応する変化率（ｄｉ／ｄｔ）との関係について説明する。図６はコレクタ電流（Ｉｃ）及びコレクタ−エミッタ間の電圧（Ｖｃｅ）の時間特性を示し、グラフａはゲート電圧を低下させた時のＩｃ、グラフｂはゲート電圧を通常時にした時のＩｃ、グラフｃはゲート電圧を低下させた時のＶｃｅ、グラフｄはゲート電圧を通常時にした時のＶｃｅを示す。
【００４２】
ゲート電圧を低下させると、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート−エミッタ間の入力容量を充電する時間が長くなるため、グラフａ及びグラフｂに示すように、ゲート電圧を低下させた時のＩｃは、ゲート電圧を通常時にした時のＩｃと比較して、緩やかに流れている。そのため、コレクタ電流（Ｉｃ）のｄ（Ｉｃ）／ｄｔも小さくなる。また、Ｖｃｅについても同様に、グラフｃ及びグラフｄに示すように、ゲート電圧を低下させた時のＶｃｅは、ゲート電圧を通常時にした時のＶｃｅと比較して、緩やかに変化する。そのため、ゲート−エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）のｄ（Ｖｃｅ）／ｄｔも小さくなる。
【００４３】
これにより、ゲート電圧を低下させることで、Ｉｃの変化率（ｄ（Ｉｃ）／ｄｔ）及びＶｃｅのｄ（Ｖｃｅ）／ｄｔを抑制することができる。そして、Ｉｃの変化率（ｄ（Ｉｃ）／ｄｔ）及びＶｃｅのｄ（Ｖｃｅ）／ｄｔは、ダイオードＤ１〜Ｄ６のリカバリ電流の変化率と等価であるため、本例は、供給電流が０アンペア付近である場合に、ゲート電圧を低下させてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング速度が低下させることで、ノイズを低減することができる。
【００４４】
上記のように、本例において、制御回路３０は、インバータ１からモータ３に供給される供給電流が０アンペア付近にある場合に、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をターンオンさせる際のスイッチング速度を、供給電流が０アンペア付近ではない場合のスイッチング速度より低下させる。これにより、供給電流が０アンペア付近にある場合に、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をターンオンさせることでダイオードＤ１〜Ｄ６に流れるリカバリ電流の変化率が抑制され、供給電流が０アンペア付近にある場合にリカバリ電流の振動によって発生するノイズを抑制することができる。また、本例は、供給電流が０アンペア付近にはない場合には、スイッチング速度を通常時の速度に戻すため、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を含むパワーモジュール１１〜１３での損失を抑制することができる。
【００４５】
また本例において、制御回路３０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をターンオンさせることでダイオードＤ１〜Ｄ６に流れるリカバリ電流の限界変化率に対応する電流閾値と、供給電流とを比較し、供給電流が電流閾値より低い場合に、供給電流が０アンペア付近にあると判定し、スイッチング速度より低下させる。これにより、供給電流が０アンペア付近にある場合にリカバリ電流の振動によって発生するノイズを抑制することができる。
【００４６】
また本例において、制御回路３０は、電流指令値算出部３１により算出された電流指定値に基づき、供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定する。これにより、電流指定値を用いて、電流閾値と供給電流とを比較し、供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定することができる。
【００４７】
また本例において、制御回路３０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧を低下させることで、スイッチング速度を低下させる。これにより、供給電流が０アンペア付近にある場合にリカバリ電流の振動によって発生するノイズを抑制することができる。
【００４８】
なお本例は、電圧切替判定部３８において、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）と電流指令値と対応する電流閾値とを比較して、供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定したが、電流センサ１６の検出電流に基づいて、供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定してもよい。すなわち、電流閾値を、上記のように電流指令値ではなく、モータ３への供給電流に対応する閾値に予め設定し、制御回路３０は、電流センサ１６の検出電流と電流閾値とを比較して、検出電流が電流閾値より低い場合に、供給電流が０アンペア付近にあると判定する。これにより、電流センサ１６の検出値を用いて、供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定することができる。
【００４９】
また本例は、図７に示すように、３相ｄｑ変換部３５の出力であるｄｑ軸電流（Ｉｄ、Ｉｑ）に基づいて、供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定してもよい。図７は、本発明の変形例に係る電力変換装置の制御回路３０のブロック図である。電圧切替判定部３８は、ｄｑ軸電流（Ｉｄ、Ｉｑ）からモータ電流成分（Ｉａ）を抽出し、当該モータ電流成分（Ｉａ）と電流閾値とを比較して、供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定し、判定結果に応じて、ゲート電圧を低下させる。なお、当該電流閾値は、モータ電流成分（Ｉａ）と対応する閾値を設定する。
【００５０】
また本例は、図８に示すように、インバータ１の外部から入力されるトルク指令値（Ｔ＊）、モータ３の角周波数（ω）に基づいて、供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定してもよい。図８は、本発明の変形例に係る電力変換装置の制御回路３０のブロック図である。電圧切替判定部３８には、モータ３への供給電流がゼロ付近になるトルク及び角周波数の範囲が予め設定されている。そして、電圧切替判定部３８は、トルク指令値（Ｔ＊）及びモータ３の角周波数（ω）を入力とし、トルク指令値（Ｔ＊）及びモータ３の角周波数（ω）が当該範囲内にある場合に、供給電流が０アンペア付近にあると判定し、判定結果に応じて、ゲート電圧を低下させる。これにより、トルク指令値及びモータ３の回転速度を用いて、供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定することができる。
【００５１】
なお、上記のダイオードＤ１〜Ｄ６は本発明の「還流ダイオード」に相当し、モータ３が「負荷」に相当し、制御回路３０は「制御手段」に相当し、インバータ１に含まれる回路が「電力変換回路」に相当し、電流指定値算出部３１が「指令値算出手段」に相当する。
【００５２】
《第２実施形態》
図９は、発明の他の実施形態に係る電力変換装置の駆動回路２０の回路図である。本例では上述した第１実施形態に対して、駆動回路２０及び制御回路３０の一部の構成が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を援用する。
【００５３】
第１実施形態と異なり、制御回路３０は、電流指定値算出部３１から出力されるｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）を駆動回路２０に、ゲート電源電圧指令値として、直接出力する。そして、図９に示すように、電源ＩＣ２１１には、制御回路３０からのゲート電源電圧指令値である、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）が入力される。電源ＩＣ２１１は、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）が所定の閾値（Ｉｄｓ＊）以下であって、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）がゼロに近いほど、ゲート電圧が低くなるように、ＦＥＴ１を制御する。
【００５４】
図１０は、電流指令値に対するゲート電圧の特性を示すグラフである。すなわち、図１０に示すように、駆動回路２０は、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）が所定の電流閾値（Ｉｄｓ＊）より高い場合には、ゲート電圧を、通常時のゲート電圧（Ｖｇ１）にする。また、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）が電流閾値（Ｉｄｓ＊）以下においては、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）がゼロに近づくほど、ゲート電圧がリニアに低下させ、ゲート電圧（Ｖｇ１）より低いゲート電圧（Ｖｇ２）に近づくように、駆動回路２０はゲート電圧を低下させる。
【００５５】
上記のように本例において、駆動回路２０は、供給電流が０アンペア付近に近いほど、スイッチング速度を低下させる。これにより、供給電流が０アンペア付近にある場合にリカバリ電流の振動によって発生するノイズを抑制することができる。また、本例は、供給電流が０アンペア付近にはない場合には、スイッチング速度を通常時の速度に戻すため、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を含むパワーモジュール１１〜１３での損失を抑制することができる。
【００５６】
《第３実施形態》
図１１は、発明の他の実施形態に係る電力変換装置の駆動回路２０の回路図である。本例では上述した第１実施形態に対して、駆動回路２０の一部の構成が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、第１実施形態及び第２実施形態の記載を適宜、援用する。
【００５７】
図１１に示すように、駆動回路２０は、ゲート電源部２１と、駆動部２２と、ゲート電源部２３とを有している。ゲート電源部２１は、ゲート電源電圧切替信号に基づきゲート電圧を低下させるための回路である電圧切替部２１３を有し、下アーム回路のスイッチング素子Ｑ２に電気的に接続されている。一方、ゲート電源部２３は、電圧切替部２１３を有しておらず、上アーム回路のスイッチング素子Ｑ１に電気的に接続されている。すなわち、本例の駆動回路２０は、ゲート電源電圧切替信号に基づき、インバータ１の電力変換回路のうち下アーム回路に含まれるスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６のゲート電圧を低下させて、上アーム回路に含まれるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のゲート電圧を低下させない。
【００５８】
上記のように、本例は、モータ３に供給される供給電流が０アンペア付近にある場合に、直列接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のうち、一方のスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６のゲート電圧を低下させて、他方のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のゲート電圧を低下させない。これにより、供給電流が０アンペア付近にある場合にリカバリ電流の振動によって発生するノイズを抑制することができる。また、損失を増加させる制御が、一部にスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に限定されるため、パワーモジュール１１〜１３での損失を抑制することができる。
【００５９】
《第４実施形態》
図１２は、発明の他の実施形態に係る電力変換装置の駆動回路２０の回路図である。本例では上述した第１実施形態に対して、駆動回路２０及び制御回路３０の一部の構成が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、第１〜第３実施形態の記載を適宜、援用する。
【００６０】
制御回路３０は、モータ３への供給電流が０アンペア付近にあるか否かの判定結果に基づいて、駆動回路２０にゲート抵抗切替信号を送信する。ゲート抵抗切替信号は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート抵抗を切り替えるための制御信号である。制御回路３０は、供給電流が０アンペア付近にある場合には、ゲート抵抗切替信号（Ｈ）を送信し、供給電流が０アンペア付近ではない場合には、ゲート抵抗切替信号（Ｌ）を送信する。
【００６１】
駆動回路２０は、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２と対応させて、駆動ＩＣ２２１、プッシュプル回路２２２、絶縁素子２２３及びスイッチング素子２２４、２２５を有している。絶縁素子２２３は、フォトカプラ等で駆動回路２０の電源部分と制御回路３０とを絶縁するための素子である。また絶縁素子２２３は、制御回路３０から送信されるゲート抵抗切替信号に基づいてスイッチング素子２２４及びスイッチング素子２２５を制御する。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート端子には、ゲート抵抗を設定するための抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２及び抵抗Ｒｇ１’、Ｒｇ２’を並列接続させた抵抗回路がそれぞれ接続されている。また、抵抗Ｒｇ１’、Ｒｇ２’の一端にはスイッチング素子２２５が接続されており、スイッチング素子２２５のオン及びオフに応じて、当該抵抗回路の抵抗値が変わる。すなわち、当該抵抗回路において、抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２及び抵抗Ｒｇ１’、Ｒｇ２’を並列回路にすれば、ゲート抵抗は低くなり、抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２のみ導通する回路にすれば、ゲート抵抗は高くなる。
【００６２】
駆動回路２０は、絶縁素子２２３により制御回路３０から送信されるゲート抵抗切替信号（Ｌ）を受信すると、スイッチング素子２２４及びスイッチング素子２２５を制御して、抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２及び抵抗Ｒｇ１’、Ｒｇ２’を並列回路にする。一方、駆動回路２０は、絶縁素子２２３により制御回路３０から送信されるゲート抵抗切替信号（Ｈ）を受信すると、スイッチング素子２２４及びスイッチング素子２２５を制御して、抵抗Ｒｇ１’、Ｒｇ２’の電流経路を遮断して、抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ１’、Ｒｇ２、Ｒｇ２’の抵抗回路を抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２の導通回路とする。これにより、例えば、Ｒｇ１＝Ｒｇ１’、Ｒｇ２＝Ｒｇ２’とすると、供給電流が０アンペア付近にある場合には、供給電流が０アンペア付近ではない場合と比較して、ゲート抵抗が２倍になるため、スイッチング速度が低下する。これにより、本例は、ゲート抵抗を高くすることで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング速度を低下させる。
【００６３】
上記のように、本例は、スイッチング素子２２５、抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２及び抵抗Ｒｇ１’、Ｒｇ２’で形成される、複数のゲート抵抗を設定する抵抗回路を備え、ゲート抵抗を高くする方の回路に切り替えることで、スイッチング速度を低下させる。これにより、供給電流が０アンペア付近にある場合にリカバリ電流の振動によって発生するノイズを抑制することができる。
【符号の説明】
【００６４】
１…インバータ
Ｑ１〜Ｑ６…スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ６…ダイオード
１１、１２、１３…パワーモジュール
１４…コンデンサ
１５…電圧センサ
１６…電流センサ
２０…駆動回路
２１、２３…ゲート電源部
２１１…電源ＩＣ
２１２…フライバックトランス
２１３…電圧切替部
２２…駆動部
２２１…駆動ＩＣ
２２２…プッシュプル回路
２２３…絶縁素子
２２４、２２５…スイッチング素子
３０…制御回路
３１…電流指令値算出部
３２…電流制御部
３３…ｄｑ３相変換部
３４…ＰＷＭ信号生成部
３５…３相ｄｑ変換部
３６…位相演算部
３７…回転数演算部
３８…電圧切替判定部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ブリッジ接続された複数のダイオードと各ダイオードに並列接続された半導体スイッチング素子とを有し、直流電源と発電電動機との間に配置されて供給された直流電力を交流電力に変換して発電電動機に給電する交直変換回路と、半導体スイッチング素子を断続制御する制御回路とを備え、制御回路が発電電動機のエンジン始動時に最大の抵抗値となるゲート抵抗器を通じて半導体スイッチング素子を駆動させることで、スイッチング素子のオン状態とオフ状態との間の状態遷移を遅らせて、スイッチングノイズを許容レベル範囲に抑制する車両用発電電動機制御装置が知られている（特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００５−６５４６０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記従来の車両用発電電動機制御装置では、スイッチング素子のオン状態とオフ状態との間の状態遷移を遅らせることにより、スイッチング素子に流れる電流の変化を緩慢にしてスイッチングノイズを抑制しているが、ノイズを抑制するには不充分であった。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
スイッチング素子のスイッチング動作によって発生するノイズは、スイッチング素子に流れる電流の変化によって発生するノイズ以外にも、スイッチング素子に並列接続された還流ダイオードに流れる電流の振動によっても発生する。
【０００６】
本発明は、電力変換回路から負荷に供給される供給電流が０アンペア付近にある場合に、スイッチング素子をターンオンさせる際のスイッチング速度を、供給電流が０アンペア付近ではない場合のスイッチング速度より低下させることによって上記課題を解決する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、スイッチング素子をターンオンさせることで還流ダイオードに流れるリカバリ電流の変化率が抑制されるため、負荷への供給電流が０アンペア付近にある場合に、還流ダイオードの電流の振動によって発生するノイズを抑制することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施形態に係る電力変換装置を含むモータ制御システムのブロック図である。
【図２】図１の駆動回路の回路図である。
【図３】図１の制御回路のブロック図である。
【図４ａ】図１のインバータのＵ相に相当する部分の回路図である。
【図４ｂ】図４ａのダイオードを流れる電流の時間特性を示すグラフである。
【図５】図１のインバータにおける供給電流に対するｄｉ／ｄｔの特性を示すグラフである。
【図６】図１のインバータにおける、コレクタ電流特性及びコレクタ−エミッタ間の電圧特性を示すグラフである。
【図７】本発明の変形例に係る制御回路のブロック図である。
【図８】本発明の変形例に係る制御回路のブロック図である。
【図９】本発明の他の実施形態に係る電力変換装置の駆動回路の回路図である。
【図１０】本発明の他の実施形態に係る電力変換装置における、電流指定値に対するゲート電圧の特性を示すグラフである。
【図１１】本発明の他の実施形態に係る電力変換装置の駆動回路の回路図である。
【図１２】本発明の他の実施形態に係る電力変換装置の駆動回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
《第１実施形態》
【００１０】
図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置を含むモータ制御システムを示すブロック図である。詳細な図示は省略するが、本例の電気自動車は、三相交流電力の永久磁石モータ３を走行駆動源として走行する車両であり、モータ３は電気自動車の車軸に結合されている。以下、電気自動車を例に説明するが、ハイブリッド自動車（ＨＥＶ）にも本発明を適用可能であり、車両以外の装置の電力変換装置にも本発明を適用可能である。
【００１１】
本例のモータ制御システムは、インバータ１と、モータ３の電源であるバッテリ２と、上述した三相交流モータ３と、リレー４と、車両コントローラ５と、回転子位置センサ６とを備える。
【００１２】
バッテリ２は、リレー４を介してインバータ１に接続されている。バッテリ２には、例えばリチウムイオン電池などの二次電池が搭載されている。リレー４は、車両のキースイッチ（図示しない）のＯＮ／ＯＦＦ操作に連動して、車両コントローラ５により開閉駆動する。キースイッチ（図示しない）がオンの時に、リレー４が閉じられ、キースイッチ（図示しない）がオフの時に、リレー４が開かれる。
【００１３】
インバータ１は、複数のスイッチング素子（絶縁ゲートバイポーラトランジスタＩＧＢＴ）Ｑ１〜Ｑ６と、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に並列に接続され、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の電流方向とは逆方向に電流が流れる整流素子（還流ダイオード）Ｄ１〜Ｄ６を有し、バッテリ１の直流電力を交流電力に変換して、モータ３に供給する。本例では、２つのスイッチング素子を直列に接続した３対の回路がバッテリ１に並列に接続され、各対のスイッチング素子間とモータ３の三相入力部とがそれぞれ電気的に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６には、同一のスイッチング素子が用いられ、例えば、絶縁ゲートパイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられる。またスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２及びダイオードＤ１、Ｄ２がパワーモジュール１１としてモジュール化されており、同様に、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４及びダイオードＤ３、Ｄ４がパワーモジュール１２として、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６及びダイオードＤ５、Ｄ６がパワーモジュール１３としてモジュール化されている。
【００１４】
図１に示す例でいえば、スイッチング素子Ｑ１とＱ２、スイッチング素子Ｑ３とＱ４、スイッチング素子Ｑ５とＱ６がそれぞれ直列に接続され、スイッチング素子Ｑ１とＱ２の間とモータ３のＵ相、スイッチング素子Ｑ３とＱ４の間とモータ３のＶ相、スイッチング素子Ｑ５とＱ６の間とモータ３のＷ相がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５は、バッテリ１の正極側に電気的に接続されており、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６は、バッテリ１の負極側に電気的に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン及びオフの切り換えは、駆動回路２０を介して制御回路３０により制御される。
【００１５】
インバータ１は、パワーモジュール１１〜１３、コンデンサ１４、電圧センサ１５、電流センサ１６、駆動回路２０及び制御回路３０を備えている。コンデンサ１４及び電圧センサ１５は、リレー２と各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６との間に接続されている。コンデンサ１４は、バッテリ１から供給される直流電力を平滑化するために設けられる。電圧センサ１５は、コンデンサ１４の電圧を検出することで、Ｐ側及びＮ側のＤＣ電源ライン間の電圧を検出するセンサである。電流センサ１６は、インバータ１からモータ３に供給される各相電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）を検出センサであって、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の接続点及びスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６の接続点と、モータ３との間の各相に設けられ、検出電流の信号を制御回路３０に出力する。
【００１６】
駆動回路２０は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に対してゲート信号を送信し、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン及びオフを駆動させる。駆動回路２０は、電圧センサ１５からの信号を入力とし、当該信号を制御回路３０により認識できる波形レベルに変換し、コンデンサ１４の電圧を示す信号として、制御回路３０に送信する。なお、駆動回路２０の具体的な構成は後述する。
【００１７】
制御回路３０は、駆動回路２０を介して各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を制御し、モータ３の動作を制御する。制御回路３０は、車両コントローラ５から送信されるトルク指令値（Ｔ＊）を示す信号、回転子位置センサ６からの信号、電流センサ１６から送信されるフィードバック信号、及び、電圧センサ７からの信号を読み込み、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成し、当該信号を駆動回路２０に送信する。そして、駆動回路２０は、当該パルス幅変調信号に基づき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を所定のタイミングでオン及びオフさせる。なお、制御回路３０の具体的な構成は後述する。
【００１８】
車両コントローラ５は、中央演算装置（ＣＰＵ）、リードオンメモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）を備え、本例の車両の全体を制御する制御部であって、アクセル信号等に基づきトルク指令値（Ｔ＊）を算出し、当該トルク指令値（Ｔ＊）を制御回路３０に出力する。また車両コントローラ５は、車両の駆動に基づく起動要求司令と車両の停止に基づく停止要求司令を制御回路３０に出力する。また車両コントローラ５は、リレー４の開閉情報を制御回路３０へ送信する。
【００１９】
回転子位置センサ１２は、レゾルバやエンコーダなどのセンサであって、モータ３に設けられ、モータ３の回転子の位置を検出し、回転子の位置をモータコントローラ９に出力する。
【００２０】
次に、図２を用いて駆動回路２０の構成を説明する。図２は駆動回路２０のゲート電源部と駆動部との回路図を示す。なお、図２では半導体モジュール１１と接続される駆動回路２０の回路を示しているが、半導体モジュール１２及び半導体モジュール１３とそれぞれ接続される駆動回路２０の回路も同じ構成であるため、説明を省略する。
【００２１】
駆動回路２０は、ゲート電源部２１と、駆動部２２とを有している。ゲート電源部２１は、ゲート電源２１との間で絶縁された駆動部２２に電源を供給する回路であり、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を駆動させる駆動電源回路である。ゲート電源は、１次側の電源から供給される電力を制御する電源ＩＣ２１１と、ＦＥＴ１（電界効果トランジスタ）と、フライバックトランス２１２と、電圧切替部２１３とを有している。ゲート電源部２１はフライバックコンバータで構成され、フライバックトランス２１２の電圧検出用の巻線からの電圧を抵抗Ｒ１及びＲ２で分圧したものが電源制御ＩＣ２１１のＦＢ（フィードバック）端子へ入力される。電源ＩＣ２２１は、ＦＢ端子に入力される検出電圧信号と基準電圧を比較し、ＦＥＴ１のオン及びオフのデューティ比を制御し、フライバックトランス２１２の巻線の出力電圧を一定にする。フライバックトランス２１２は、インバータ１の主回路側と駆動回路２０の一次電源側とを絶縁している。スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６の電源は、Ｎ側のＤＣ電源ラインを同一の基準電源としてとっており、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５の電源は、それぞれ絶縁された巻線からとっている。
【００２２】
電圧切替部２１３は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧を切り替えるための回路であって、フライバックトランス２１２の１次巻線側に接続された、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２の直列回路に流れる電流経路を切り替えることで、電源ＩＣ２２１のＦＢ端子への入力電圧を切り替えて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧を調整する。電圧切替部２１３はＦＥＴ２と抵抗Ｒ３との直列回路を有し、当該直列回路は抵抗Ｒ２に対して並列に接続されている。電圧切替部２１３は、制御回路３０から送信されるゲート電源電圧切替信号（Ｌ）によりＦＥＴ２をターンオフさせる。ＦＥＴ２がオフになると、電源ＩＣ２１１のＦＢ端子へ入力される電圧が上昇し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧が低下する。
【００２３】
駆動部２２は、駆動ＩＣ２２１と、プッシュプル回路２２２とを有している。駆動部ＩＣ２２１は、制御回路３０から出力されるＰＷＭ信号に基づき、プッシュプル回路２２２を制御し、ゲート抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２をそれぞれ介して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート−エミッタ間にゲート電圧を印加して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン及びオフを切り替える。複数のプッシュプル回路２２２の入力側はフライバックトランス２１２に含まれる複数のトランスにそれぞれ接続され、出力側はゲート抵抗Ｒ１、Ｒ２を介して、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２にそれぞれ接続されている。駆動部２２は、制御回路３０との間でフォトカプラ等により絶縁される。
【００２４】
次に、図３を用いて制御回路３０の構成を説明する。図３は制御回路３０のブロック図である。図３に示すように、制御回路３０は、電流指令値算出部３１と、電流制御部３２と、ｄｑ三相変換部３３と、ＰＷＭ信号生成部３４と、三相ｄｑ変換部３５と、位相演算部３６と、回転数演算部３７と、電圧切替判定部２８とを備えている。
【００２５】
電流指令値算出部３１は、トルク指令値（Ｔ＊）と、回転数演算部３７により演算されるモータ３の角周波数（回転速度）（ω）、及び、電圧センサ１５により検出されるコンデンサ５の検出電圧（Ｖｄｃ）を入力として、マップを参照し、インバータ１からモータ３に供給される交流電流の目標値を示す、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）を算出する。当該マップは、トルク指令値（Ｔ＊）、角周波数（ω）、電圧（Ｖｄｃ）を指標として、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）を出力するために、電流指令値算出部３１に予め格納されており、入力に対して、インバータ１の損失及びモータ３の損失を最小限に抑える最適な指令値を出力するよう対応づけられている。ここで、ｄｑ軸は、回転座標系の成分を示している。
【００２６】
電流制御器３２は、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）、３相ｄｑ変換部３５の出力であるｄｑ軸電流（Ｉｄ、Ｉｑ）を入力として、ｄｑ軸電流（Ｉｄ、Ｉｑ）をｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）と一致させるｄｑ軸電圧指令値（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）を演算し、出力する。
【００２７】
ｄｑ３相変換部３３は、ｄｑ軸電圧指令値（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）及び位相演算部３６の位相検出値（θ）を入力として、当該回転座標系のｄｑ軸電圧指令値（Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）を固定座標系のｕ、ｖ、ｗ軸の電圧指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）に変換する。またｄｑ３相変換部３３は、変換された電圧指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）をＰＷＭ信号生成部３４に出力する。
【００２８】
ＰＷＭ信号生成部３４は、検出電圧（Ｖｄｃ）、電圧指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）に基づき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をスイッチング制御するためのＰＷＭ信号を生成し、駆動回路２０に出力する。
【００２９】
３相ｄｑ変換部３５は、３相２相変換を行う制御部であり、電流センサ１６で検出される相電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）及び位相演算部３６の位相検出値（θ）を入力として、固定座標系の相電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）を回転座標系の相電流（Ｉｄ、Ｉｑ）に変換する。また３相ｄｑ変換部３５は、変換された回転座標系の相電流（Ｉｄ、Ｉｑ）を、電流制御部３２に出力する。
【００３０】
位相演算部３６は、回転子位置センサ６から送信される、モータ３の回転子の位置を示す信号に基づき、回転子の位相（θ）を演算し、ｄｑ３相変換部３３、３相ｄｑ変換部３５及び回転数演算部３７に出力する。回転数演算部３７は、当該位相（θ）を微分演算することで回転数（電気角速度）（ω）を演算し、電流指令値算出部３１に出力する。
【００３１】
電圧切替判定部３８は、電流指令値算出部３１から出力されるｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧を切り替えるか否か判定し、判定結果に応じたゲート電源電圧切替信号を電圧切替部２１３に送信する。なお、電圧切替判定部３８の具体的な制御内容は、後述する。
【００３２】
ここで、ダイオードＤ１〜Ｄ６に流れるリカバリ電流について図４ａ及び図４ｂを用いて説明する。図４ａは、還流電流の電流経路を説明するための、Ｕ相部分である、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２及びダイオードＤ１、Ｄ２の回路図である。図４ｂは還流電流の時間特性を示すグラフである。
【００３３】
図４ａに示すように、モータ３からインバータ１に向かって還流電流（Ｉｆ）がながれ、ダイオードＤ１に電流（Ｉｆ）が流れている状態で、スイッチング素子Ｑ２をターンオンすると、ダイオードＤ１に流れていた還流電流が、スイッチング素子Ｄ１に流れ出す。この時、ダイオードＤ１におけるキャリアの蓄積によって、ダイオードＤ１の逆方向に電流が流れ、その後、ゼロに収束する。図４ｂに示すように、還流電流（Ｉｆ）がダイオードＤ１に流れている状態で、時間ｔ０でスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせると、時間ｔ１でゼロになった後に振動して、ゼロに収束する。そして、この振動している電流がリカバリ電流である。
【００３４】
ところで、本例の電力変換装置を例えば車両に搭載して、モータ３の最大駆動電流値を約６００Ａにして、モータ３を駆動させると、インバータ１からモータ３に供給される電流が０Ａ付近（上記最大駆動電流値に対して充分小さい電流値であり、ここでは約３０Ａ以下）になった場合に、上記のリカバリ電流を起因としたノイズが発生することが本発明により確認された。そして、当該ノイズは、車両に搭載されたラジオなどと干渉するため当該ノイズを抑制する必要があった。また、半導体モジュールにおいては、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の発熱を抑制することが求められているため、パワーモジュール１１〜１３の損失も抑制する必要がある。
【００３５】
本発明は、以下のように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のターンオンさせる際のスイッチング速度を複数設定し、インバータ１からモータ３に供給される供給電流が０アンペア付近にある場合には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のターンオンさせる際のスイッチング速度を、当該供給電流が０アンペア付近ではない場合のスイッチング速度より低くする。
【００３６】
次に、図１〜図３及び図５を用いて、制御回路３０の制御内容を説明する。図５は、インバータ１の出力電流に対する、リカバリ電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）の特性を示すグラフである。制御回路３０は、インバータ１からモータ３に供給される供給電流が０アンペア付近か否かを判定するために、電流指定値算出部３１から出力されるｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）を用いる。
【００３７】
電圧切替判定部３８は、電流指定値算出部３１から出力されるｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）と、予め設定されている電流閾値とを比較し、比較結果に応じて、電源電圧切替信号のオン（Ｈ）及びオフ（Ｌ）波形を生成する。供給電流が０アンペア付近にある場合には、リカバリ電流の振動が大きくなり、それによってノイズが発生するため、本例は、リカバリ電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）に応じて電流閾値を設定する。すなわち、本例の電力変換装置を搭載する車両などの装置において、リカバリ電流の振動により放射するノイズの許容される大きさを予め計測し、許容範囲内に入るよう、供給電流に対するリカバリ電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）を評価した上で、設計段階で電流閾値を定める。
【００３８】
図５に示すように、インバータ１からモータ３への供給電流に対して、リカバリ電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）の特性は予め評価される。そのため、許容ノイズ範囲内に入る、リカバリ電流の限界変化率（ｄｉ／ｄｔ＿ｍａｘ）を定め、当該限界変化率に対応する供給電流を、基準値（Ｉｔｈ）に設定する。また、当該供給電流はｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）と相関性をもっているため、制御回路３０は、必ずしも供給電流を直接検出した上で、供給電流が０アンペア付近であるか否かを判定する必要はなく、当該基準値（Ｉｔｈ）に相当する電流指令値の閾値を、電流閾値として、電圧切替判定部３８に格納する。
【００３９】
そして、電圧切替判定部３８は、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）が電流閾値より低い場合には、モータ３への供給電流が０アンペア付近にあると判定し、ゲート電源電圧切替信号（Ｌ）を駆動回路２０に送信する。駆動回路２０は、当該ゲート電源電圧切替信号（Ｌ）に基づき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧を低下する。駆動回路２０は、ＰＷＭ信号により、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をターンオンする際には、低いゲート電圧でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をターンオンするため、当該スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング速度が低下し、還流電流が流れていたダイオードＤ１〜Ｄ６における、リカバリ電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）を限界変化率（ｄｉ／ｄｔ＿ｍａｘ）以下に抑えることができる。
【００４０】
一方、電圧切替判定部３８は、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）が電流閾値より高い場合には、モータ３への供給電流が０アンペア付近ではないと判定し、ゲート電源電圧切替信号（Ｈ）を駆動回路２０に送信する。駆動回路２０は、当該ゲート電源電圧切替信号（Ｈ）に基づき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧を、通常のゲート電圧、言い換えると、供給電流が０アンペア付近にある場合のゲート電圧より高いゲート電圧、に設定する。駆動回路２０は、ＰＷＭ信号により、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をターンオンする際には、通常のゲート電圧でスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をターンオンするため、当該スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング速度が通常制御時の速度となる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング速度が低下させるためにゲート電圧を低くすると、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の損失が大きくなるため、供給電流の大きさに関わらず、常時、ゲート電圧を低い状態にすると、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６からの発熱が大きくなる。そのため、本例では、モータ３への供給電流が０アンペア付近ではないと判定した場合には、ゲート電圧を通常時に戻して、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の損失を抑制している。
【００４１】
次に、図６を用いて、ゲート電圧と、スイッチング速度に対応する変化率（ｄｉ／ｄｔ）との関係について説明する。図６はコレクタ電流（Ｉｃ）及びコレクタ−エミッタ間の電圧（Ｖｃｅ）の時間特性を示し、グラフａはゲート電圧を低下させた時のＩｃ、グラフｂはゲート電圧を通常時にした時のＩｃ、グラフｃはゲート電圧を低下させた時のＶｃｅ、グラフｄはゲート電圧を通常時にした時のＶｃｅを示す。
【００４２】
ゲート電圧を低下させると、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート−エミッタ間の入力容量を充電する時間が長くなるため、グラフａ及びグラフｂに示すように、ゲート電圧を低下させた時のＩｃは、ゲート電圧を通常時にした時のＩｃと比較して、緩やかに流れている。そのため、コレクタ電流（Ｉｃ）のｄ（Ｉｃ）／ｄｔも小さくなる。また、Ｖｃｅについても同様に、グラフｃ及びグラフｄに示すように、ゲート電圧を低下させた時のＶｃｅは、ゲート電圧を通常時にした時のＶｃｅと比較して、緩やかに変化する。そのため、ゲート−エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）のｄ（Ｖｃｅ）／ｄｔも小さくなる。
【００４３】
これにより、ゲート電圧を低下させることで、Ｉｃの変化率（ｄ（Ｉｃ）／ｄｔ）及びＶｃｅのｄ（Ｖｃｅ）／ｄｔを抑制することができる。そして、Ｉｃの変化率（ｄ（Ｉｃ）／ｄｔ）及びＶｃｅのｄ（Ｖｃｅ）／ｄｔは、ダイオードＤ１〜Ｄ６のリカバリ電流の変化率と等価であるため、本例は、供給電流が０アンペア付近である場合に、ゲート電圧を低下させてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング速度が低下させることで、ノイズを低減することができる。
【００４４】
上記のように、本例において、制御回路３０は、インバータ１からモータ３に供給される供給電流が０アンペア付近にある場合に、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をターンオンさせる際のスイッチング速度を、供給電流が０アンペア付近ではない場合のスイッチング速度より低下させる。これにより、供給電流が０アンペア付近にある場合に、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をターンオンさせることでダイオードＤ１〜Ｄ６に流れるリカバリ電流の変化率が抑制され、供給電流が０アンペア付近にある場合にリカバリ電流の振動によって発生するノイズを抑制することができる。また、本例は、供給電流が０アンペア付近にはない場合には、スイッチング速度を通常時の速度に戻すため、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を含むパワーモジュール１１〜１３での損失を抑制することができる。
【００４５】
また本例において、制御回路３０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をターンオンさせることでダイオードＤ１〜Ｄ６に流れるリカバリ電流の限界変化率に対応する電流閾値と、供給電流とを比較し、供給電流が電流閾値より低い場合に、供給電流が０アンペア付近にあると判定し、スイッチング速度より低下させる。これにより、供給電流が０アンペア付近にある場合にリカバリ電流の振動によって発生するノイズを抑制することができる。
【００４６】
また本例において、制御回路３０は、電流指令値算出部３１により算出された電流指定値に基づき、供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定する。これにより、電流指定値を用いて、電流閾値と供給電流とを比較し、供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定することができる。
【００４７】
また本例において、制御回路３０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート電圧を低下させることで、スイッチング速度を低下させる。これにより、供給電流が０アンペア付近にある場合にリカバリ電流の振動によって発生するノイズを抑制することができる。
【００４８】
なお本例は、電圧切替判定部３８において、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）と電流指令値と対応する電流閾値とを比較して、供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定したが、電流センサ１６の検出電流に基づいて、供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定してもよい。すなわち、電流閾値を、上記のように電流指令値ではなく、モータ３への供給電流に対応する閾値に予め設定し、制御回路３０は、電流センサ１６の検出電流と電流閾値とを比較して、検出電流が電流閾値より低い場合に、供給電流が０アンペア付近にあると判定する。これにより、電流センサ１６の検出値を用いて、供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定することができる。
【００４９】
また本例は、図７に示すように、３相ｄｑ変換部３５の出力であるｄｑ軸電流（Ｉｄ、Ｉｑ）に基づいて、供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定してもよい。図７は、本発明の変形例に係る電力変換装置の制御回路３０のブロック図である。電圧切替判定部３８は、ｄｑ軸電流（Ｉｄ、Ｉｑ）からモータ電流成分（Ｉａ）を抽出し、当該モータ電流成分（Ｉａ）と電流閾値とを比較して、供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定し、判定結果に応じて、ゲート電圧を低下させる。なお、当該電流閾値は、モータ電流成分（Ｉａ）と対応する閾値を設定する。
【００５０】
また本例は、図８に示すように、インバータ１の外部から入力されるトルク指令値（Ｔ＊）、モータ３の角周波数（ω）に基づいて、供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定してもよい。図８は、本発明の変形例に係る電力変換装置の制御回路３０のブロック図である。電圧切替判定部３８には、モータ３への供給電流がゼロ付近になるトルク及び角周波数の範囲が予め設定されている。そして、電圧切替判定部３８は、トルク指令値（Ｔ＊）及びモータ３の角周波数（ω）を入力とし、トルク指令値（Ｔ＊）及びモータ３の角周波数（ω）が当該範囲内にある場合に、供給電流が０アンペア付近にあると判定し、判定結果に応じて、ゲート電圧を低下させる。これにより、トルク指令値及びモータ３の回転速度を用いて、供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定することができる。
【００５１】
なお、上記のダイオードＤ１〜Ｄ６は本発明の「還流ダイオード」に相当し、モータ３が「負荷」に相当し、制御回路３０は「制御手段」に相当し、インバータ１に含まれる回路が「電力変換回路」に相当し、電流指定値算出部３１が「指令値算出手段」に相当する。
【００５２】
《第２実施形態》
図９は、発明の他の実施形態に係る電力変換装置の駆動回路２０の回路図である。本例では上述した第１実施形態に対して、駆動回路２０及び制御回路３０の一部の構成が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を援用する。
【００５３】
第１実施形態と異なり、制御回路３０は、電流指定値算出部３１から出力されるｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）を駆動回路２０に、ゲート電源電圧指令値として、直接出力する。そして、図９に示すように、電源ＩＣ２１１には、制御回路３０からのゲート電源電圧指令値である、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）が入力される。電源ＩＣ２１１は、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）が所定の閾値（Ｉｄｓ＊）以下であって、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）がゼロに近いほど、ゲート電圧が低くなるように、ＦＥＴ１を制御する。
【００５４】
図１０は、電流指令値に対するゲート電圧の特性を示すグラフである。すなわち、図１０に示すように、駆動回路２０は、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）が所定の電流閾値（Ｉｄｓ＊）より高い場合には、ゲート電圧を、通常時のゲート電圧（Ｖｇ１）にする。また、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）が電流閾値（Ｉｄｓ＊）以下においては、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊、Ｉｑ＊）がゼロに近づくほど、ゲート電圧がリニアに低下させ、ゲート電圧（Ｖｇ１）より低いゲート電圧（Ｖｇ２）に近づくように、駆動回路２０はゲート電圧を低下させる。
【００５５】
上記のように本例において、駆動回路２０は、供給電流が０アンペア付近に近いほど、スイッチング速度を低下させる。これにより、供給電流が０アンペア付近にある場合にリカバリ電流の振動によって発生するノイズを抑制することができる。また、本例は、供給電流が０アンペア付近にはない場合には、スイッチング速度を通常時の速度に戻すため、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を含むパワーモジュール１１〜１３での損失を抑制することができる。
【００５６】
《第３実施形態》
図１１は、発明の他の実施形態に係る電力変換装置の駆動回路２０の回路図である。本例では上述した第１実施形態に対して、駆動回路２０の一部の構成が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、第１実施形態及び第２実施形態の記載を適宜、援用する。
【００５７】
図１１に示すように、駆動回路２０は、ゲート電源部２１と、駆動部２２と、ゲート電源部２３とを有している。ゲート電源部２１は、ゲート電源電圧切替信号に基づきゲート電圧を低下させるための回路である電圧切替部２１３を有し、下アーム回路のスイッチング素子Ｑ２に電気的に接続されている。一方、ゲート電源部２３は、電圧切替部２１３を有しておらず、上アーム回路のスイッチング素子Ｑ１に電気的に接続されている。すなわち、本例の駆動回路２０は、ゲート電源電圧切替信号に基づき、インバータ１の電力変換回路のうち下アーム回路に含まれるスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６のゲート電圧を低下させて、上アーム回路に含まれるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のゲート電圧を低下させない。
【００５８】
上記のように、本例は、モータ３に供給される供給電流が０アンペア付近にある場合に、直列接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のうち、一方のスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６のゲート電圧を低下させて、他方のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のゲート電圧を低下させない。これにより、供給電流が０アンペア付近にある場合にリカバリ電流の振動によって発生するノイズを抑制することができる。また、損失を増加させる制御が、一部にスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に限定されるため、パワーモジュール１１〜１３での損失を抑制することができる。
【００５９】
《第４実施形態》
図１２は、発明の他の実施形態に係る電力変換装置の駆動回路２０の回路図である。本例では上述した第１実施形態に対して、駆動回路２０及び制御回路３０の一部の構成が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、第１〜第３実施形態の記載を適宜、援用する。
【００６０】
制御回路３０は、モータ３への供給電流が０アンペア付近にあるか否かの判定結果に基づいて、駆動回路２０にゲート抵抗切替信号を送信する。ゲート抵抗切替信号は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート抵抗を切り替えるための制御信号である。制御回路３０は、供給電流が０アンペア付近にある場合には、ゲート抵抗切替信号（Ｈ）を送信し、供給電流が０アンペア付近ではない場合には、ゲート抵抗切替信号（Ｌ）を送信する。
【００６１】
駆動回路２０は、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２と対応させて、駆動ＩＣ２２１、プッシュプル回路２２２、絶縁素子２２３及びスイッチング素子２２４、２２５を有している。絶縁素子２２３は、フォトカプラ等で駆動回路２０の電源部分と制御回路３０とを絶縁するための素子である。また絶縁素子２２３は、制御回路３０から送信されるゲート抵抗切替信号に基づいてスイッチング素子２２４及びスイッチング素子２２５を制御する。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート端子には、ゲート抵抗を設定するための抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２及び抵抗Ｒｇ１’、Ｒｇ２’を並列接続させた抵抗回路がそれぞれ接続されている。また、抵抗Ｒｇ１’、Ｒｇ２’の一端にはスイッチング素子２２５が接続されており、スイッチング素子２２５のオン及びオフに応じて、当該抵抗回路の抵抗値が変わる。すなわち、当該抵抗回路において、抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２及び抵抗Ｒｇ１’、Ｒｇ２’を並列回路にすれば、ゲート抵抗は低くなり、抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２のみ導通する回路にすれば、ゲート抵抗は高くなる。
【００６２】
駆動回路２０は、絶縁素子２２３により制御回路３０から送信されるゲート抵抗切替信号（Ｌ）を受信すると、スイッチング素子２２４及びスイッチング素子２２５を制御して、抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２及び抵抗Ｒｇ１’、Ｒｇ２’を並列回路にする。一方、駆動回路２０は、絶縁素子２２３により制御回路３０から送信されるゲート抵抗切替信号（Ｈ）を受信すると、スイッチング素子２２４及びスイッチング素子２２５を制御して、抵抗Ｒｇ１’、Ｒｇ２’の電流経路を遮断して、抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ１’、Ｒｇ２、Ｒｇ２’の抵抗回路を抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２の導通回路とする。これにより、例えば、Ｒｇ１＝Ｒｇ１’、Ｒｇ２＝Ｒｇ２’とすると、供給電流が０アンペア付近にある場合には、供給電流が０アンペア付近ではない場合と比較して、ゲート抵抗が２倍になるため、スイッチング速度が低下する。これにより、本例は、ゲート抵抗を高くすることで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング速度を低下させる。
【００６３】
上記のように、本例は、スイッチング素子２２５、抵抗Ｒｇ１、Ｒｇ２及び抵抗Ｒｇ１’、Ｒｇ２’で形成される、複数のゲート抵抗を設定する抵抗回路を備え、ゲート抵抗を高くする方の回路に切り替えることで、スイッチング速度を低下させる。これにより、供給電流が０アンペア付近にある場合にリカバリ電流の振動によって発生するノイズを抑制することができる。
【符号の説明】
【００６４】
１…インバータ
Ｑ１〜Ｑ６…スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ６…ダイオード
１１、１２、１３…パワーモジュール
１４…コンデンサ
１５…電圧センサ
１６…電流センサ
２０…駆動回路
２１、２３…ゲート電源部
２１１…電源ＩＣ
２１２…フライバックトランス
２１３…電圧切替部
２２…駆動部
２２１…駆動ＩＣ
２２２…プッシュプル回路
２２３…絶縁素子
２２４、２２５…スイッチング素子
３０…制御回路
３１…電流指令値算出部
３２…電流制御部
３３…ｄｑ３相変換部
３４…ＰＷＭ信号生成部
３５…３相ｄｑ変換部
３６…位相演算部
３７…回転数演算部
３８…電圧切替判定部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子と前記複数のスイッチングにそれぞれ並列接続された複数の還流ダイオードとを有し、前記複数のスイッチング素子のオン及びオフを切り換えることで、入力された電力を変換し、負荷に出力する電力変換回路と、
前記複数のスイッチング素子を駆動する駆動回路と、
前記電力変換回路及び前記駆動回路を制御する制御手段とを備え、
前記制御手段は、
前記電力変換回路から前記負荷に供給される供給電流が０アンペア付近にある場合に、前記スイッチング素子をターンオンさせる際のスイッチング速度を、前記供給電流が０アンペア付近ではない場合のスイッチング速度より低下させる
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御手段は、
前記スイッチング素子をターンオンさせることで前記還流ダイオードに流れるリカバリ電流の限界変化率に対応する電流閾値と、前記供給電流とを比較し、
前記供給電流が前記電流閾値より低い場合に、前記供給電流が０アンペア付近にあると判定する
ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電力変換回路と前記負荷との間に接続される電流センサをさらに備え、
前記制御手段は、
前記電流センサにより検出される検出電流に基づき、前記供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定する
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記負荷であるモータの回転速度、前記電力変換回路に接続された電源の電圧、及び、外部から入力されるトルク指令値に基づき、前記電力変換回路から前記負荷に出力される交流電流の電流指令値を算出する指令値算出手段をさらに備え、
前記制御手段は、
前記指令値算出手段により算出された電流指定値に基づき、前記供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定する
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御手段は、
前記負荷であるモータの回転速度及び外部から入力されるトルク指令値に基づき、前記供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定する
ことを特徴とする
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記駆動回路は、
前記スイッチング素子のゲート抵抗を複数設定する抵抗回路を含み、
前記制御手段は、
前記抵抗回路を制御し、前記ゲート抵抗を高くする方の回路に切り替えることで、前記スイッチング素子速度を低下させる
ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記駆動回路は、
前記スイッチング素子のゲート−エミッタ間にゲート電圧を印加して前記スイッチング素子をターンオンさせ、
前記制御手段は、
前記ゲート電圧を低下させることで、前記スイッチング速度を低下させる
ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記駆動回路は、
前記供給電流が０アンペア付近に近いほど、前記スイッチング速度を低下させる
ことを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記電力変換回路は、
前記複数のスイッチング素子を複数の電源線の間で直列に接続させた直列回路を含み、
前記駆動回路は、
前記複数のスイッチングのうち少なくとも一方のスイッチング素子のゲート電圧を低下させる
ことを特徴とする請求項１〜８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項１】
複数のスイッチング素子と前記複数のスイッチングにそれぞれ並列接続された複数の還流ダイオードとを有し、前記複数のスイッチング素子のオン及びオフを切り換えることで、入力された電力を変換し、負荷に出力する電力変換回路と、
前記複数のスイッチング素子を駆動する駆動回路と、
前記電力変換回路及び前記駆動回路を制御する制御手段とを備え、
前記制御手段は、
前記電力変換回路から前記負荷に供給される供給電流が０アンペア付近にある場合に、前記スイッチング素子をターンオンさせる際のスイッチング速度を、前記供給電流が０アンペア付近ではない場合のスイッチング速度より低下させる
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御手段は、
前記スイッチング素子をターンオンさせることで前記還流ダイオードに流れるリカバリ電流の限界変化率に対応する電流閾値と、前記供給電流とを比較し、
前記供給電流が前記電流閾値より低い場合に、前記供給電流が０アンペア付近にあると判定する
ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電力変換回路と前記負荷との間に接続される電流センサをさらに備え、
前記制御手段は、
前記電流センサにより検出される検出電流に基づき、前記供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定する
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記負荷であるモータの回転速度、前記電力変換回路に接続された電源の電圧、及び、外部から入力されるトルク指令値に基づき、前記電力変換回路から前記負荷に出力される交流電流の電流指令値を算出する指令値算出手段をさらに備え、
前記制御手段は、
前記指令値算出手段により算出された電流指定値に基づき、前記供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定する
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御手段は、
前記負荷であるモータの回転速度及び外部から入力されるトルク指令値に基づき、前記供給電流が０アンペア付近にあるか否かを判定する
ことを特徴とする
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記駆動回路は、
前記スイッチング素子のゲート抵抗を複数設定する抵抗回路を含み、
前記制御手段は、
前記抵抗回路を制御し、前記ゲート抵抗を高くする方の回路に切り替えることで、前記スイッチング素子速度を低下させる
ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記駆動回路は、
前記スイッチング素子のゲート−エミッタ間にゲート電圧を印加して前記スイッチング素子をターンオンさせ、
前記制御手段は、
前記ゲート電圧を低下させることで、前記スイッチング速度を低下させる
ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記駆動回路は、
前記供給電流が０アンペア付近に近いほど、前記スイッチング速度を低下させる
ことを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記電力変換回路は、
前記複数のスイッチング素子を複数の電源線の間で直列に接続させた直列回路を含み、
前記駆動回路は、
前記複数のスイッチングのうち少なくとも一方のスイッチング素子のゲート電圧を低下させる
ことを特徴とする請求項１〜８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４ａ】
【図４ｂ】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４ａ】
【図４ｂ】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１３−９０３５０（Ｐ２０１３−９０３５０Ａ）
【公開日】平成２５年５月１３日（２０１３．５．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２２５５３３（Ｐ２０１１−２２５５３３）
【出願日】平成２３年１０月１３日（２０１１．１０．１３）
【出願人】（０００００３９９７）日産自動車株式会社 (16,386)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月１３日（２０１３．５．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１０月１３日（２０１１．１０．１３）
【出願人】（０００００３９９７）日産自動車株式会社 (16,386)
【Ｆターム（参考）】
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