電動パワーステアリング装置
【課題】
容易な構成で、操舵補助用モータに実際に流れる電流値を高精度に検出できるようにする。
【解決手段】
スイッチ手段９をオンするサンプリング開始タイミングによって、モータ電流検出手段Ｒ６で検出されたモータ電流値をサンプリングしてモータ電流ホールド部７にホールドし始め、スイッチ手段９をオフするホールドタイミングで、前記モータ電流ホールド部７にホールドされているモータ電流値を制御手段４に取り込み、前記サンプリング開始タイミング、及びホールドタイミングが変更可能である。
容易な構成で、操舵補助用モータに実際に流れる電流値を高精度に検出できるようにする。
【解決手段】
スイッチ手段９をオンするサンプリング開始タイミングによって、モータ電流検出手段Ｒ６で検出されたモータ電流値をサンプリングしてモータ電流ホールド部７にホールドし始め、スイッチ手段９をオフするホールドタイミングで、前記モータ電流ホールド部７にホールドされているモータ電流値を制御手段４に取り込み、前記サンプリング開始タイミング、及びホールドタイミングが変更可能である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動パワーステアリング装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図４は特許文献１に記載の電動パワーステアリング装置１００のブロック構成図を示す。図中、制御手段１０１は、車速センサから出力される車速、及びトルクセンサから出力される操舵トルクに基づき、操舵補助用モータＭを制御するものである。
【０００３】
図中、１０２はＨブリッジ回路で、該Ｈブリッジ回路１０２はＦＥＴ駆動回路１０３によって駆動されるものであって、該ＦＥＴ駆動回路１０３は前記制御手段１０１によってＰＷＭ信号でＰＷＭ制御される構成になっている。
【０００４】
制御手段１０１は、前記車速、操舵トルクに相応した電流指令値と、前記操舵補助用モータＭに実際に流れる電流との差分を求め、当該差分に基づき前記ＦＥＴ駆動回路１０３をＰＷＭ制御する構成になっている。
【０００５】
操舵補助用モータＭに実際に流れる電流は、モータ電流検出用抵抗１０４の両端電圧を検出することによって求められる。
【０００６】
前記モータ電流検出用抵抗１０４の両端電圧は、サンプルホールド回路１０５に供給され、該サンプルホールド回路１０５を構成するコンデンサＣ１の両端電圧としてホールドされる。
【０００７】
前記コンデンサＣ１にホールドされた電圧は、オペアンプ１０６の両入力端子間の電圧として該オペアンプ１０６に入力され、該オペアンプ１０６で増幅される。
【０００８】
該オペアンプ１０６の出力はＰＮＰトランジスタＱ１０のベースに供給され、該トランジスタＱ１０をオンさせ、コレクタ電流が流れる。該コレクタ電流がコレクタ抵抗Ｒ１４を流れることによって電圧に変換されて、制御手段１０１に読み込まれる。ここで、ＰＮＰトランジスタＱ１０のコレクタ電流は、前記モータ電流検出用抵抗１０４の両端電圧の大きさに対応しているため、制御手段１０１は、前記コレクタ電流の大きさに基づいて、操舵補助用モータＭに実際に流れている電流の大きさを求めることができる。
【特許文献１】特許第３１５４６６５号公報
【特許文献２】特開平４−２５１５９６号公報
【特許文献３】特開２００２−４６６３０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかし、この背景技術の電動パワーステアリング装置１００においては、以下の問題があった。オペアンプ１０６は一般的にオフセット電圧を有しているために、モータ電流検出用抵抗１０４に流れる電流が小電流の場合には、該オフセット電圧に影響されて当該モータ電流検出用抵抗１０４に流れる電流を検出することができない。このため、電動パワーステアリング装置１００によって的確なアシスト制御を実行できないという問題があった。
【００１０】
一方、オフセット電圧の影響を無くすようにした電動パワーステアリング装置が特許文献２に記載されている。図５は、特許文献２に記載されている内容を示す。シャント抵抗ＲＳの両端の電圧が差動回路５１によって検出される。差動回路５１の＋入力端子には所定電圧Ｖｒが印加されている。差動回路５１によって検出された電圧はコンパレータ５３の−入力端子に与えられる。コンパレータ５３によって半波整流が行われる。また、シャント抵抗ＲＳとバッテリィ４８の接続点は差動回路５２の＋入力端子と接続されている。この差動回路５２の＋入力端子にも所定電圧Ｖｒが印加されている。差動回路５２は差動回路５１およびコンパレータ５３によって生じるオフセット電圧を補償するものである。
【００１１】
しかし、オフセット電圧を補償するために、このように構成された特許文献２の内容は回路構成が複雑であって、各素子間の調節が面倒であるという問題があった。このため、容易な構成で、オフセット電圧を補償できるようにすることによって、容易に、且つ、的確にアシスト制御を実行できる技術が望まれていた。
【００１２】
又、特許文献３に記載の電動パワーステアリング装置も知られている。
【００１３】
特許文献３に記載の電動パワーステアリング装置においては、モータ電流検出用抵抗に流れる電流値が、ピークホールド回路に保存された後に、制御手段に取り込まれる構成になっている。
【００１４】
図６は特許文献３に記載のピークホールド回路を示す。該ピークホールド回路は、第１ピークホールド回路６１と第２ピークホールド回路６２とを備えている。次に、第１ピークホールド回路６１の作動について説明する。モータ電流検出用抵抗５６にモータ電流が流れることにより、コンパレータ６１ａの非反転入力端子の電位（点Ｕの電位）が上昇する。このコンパレータ６１ａの非反転入力端子の電位が、同コンパレータ６１ａの反転入力端子の電位より高くなると、コンパレータ６１ａが「オフ」してダイオード６１ｃが「オン」となる。これにより、抵抗６１ｇとダイオード６１ｃを介してコンデンサ６１ｆに電流が流れ、同コンデンサ６１ｆが充電される。この充電により、コンパレータ６１ａの反転入力端子の電位が同コンパレータ６１ａの非反転入力端子の電位より高くなると、コンパレータ６１ａが「オン」してダイオード６１ｃが「オフ」となり、コンデンサ６１ｆの充電が停止すると共に、コンデンサ６１ｆの放電が抵抗６１ｄ，６１ｅを介して行われる。オペアンプ６１ｂは、点Ｐ１の電位ＶＰ１を低インピーダンスに変換してＡＤＣ４３のチャンネルＣＨ１に出力する。尚、抵抗値Ｒ１、Ｒ２，コンデンサ６１ｆの容量等の第１ピークホールド回路６１の素子の各値は、アナログ電圧ＶＰ１の最大値（モータ電流が制御上取り得る最大値となったときのアナログ電圧ＶＰ１）が、ＡＤＣ４３のアナログーデジタル変換し得る電圧の最大値と等しくなるように選択されている。
【００１５】
しかし、特許文献３に記載の発明においては、以下の問題点があった。図７（ａ）はＰＷＭ信号の波形を示し、図７（ｂ）はモータ電流検出用抵抗５６に発生する電圧を示す。そして、理想的には、コンデンサ６１ｆには、図（ｂ）に示すモータ電流検出用抵抗５６に発生する電圧と同じ電圧が発生するように、コンデンサ６１ｆの容量、及び抵抗６１ｄ，６１ｅの抵抗値Ｒ１、Ｒ２によって決定される時定数が設定される。しかし、時定数が大きすぎる場合には、コンデンサ６１ｆの電圧の放電に長時間を有し、その結果、コンデンサ６１ｆの電圧が完全に放電される前に、次のＰＷＭ信号に同期してモータ電流検出用抵抗５６に発生する電圧が加わることになる。このために、コンデンサ６１ｆの電圧は、現在、電流検出用抵抗５６に発生した電圧よりも高い電圧となるために、モータ電流を正確に検出できないという問題があった。
【００１６】
又、前記時定数が小さ過ぎる場合には、コンデンサ６１ｆは電圧を一定時間保持することができずに放電し易く、その結果、制御手段が該コンデンサ６１ｆの電圧を良好に取り込む前に、コンデンサ６１ｆの電圧が放電されてしまって、制御手段は、的確なアシスト制御を実行できないという問題があった。
【００１７】
つまり、特許文献３に記載の発明において、的確なアシスト制御をする場合には、コンデンサ６１ｆ、及び放電用の抵抗６１ｄ，６１ｅの抵抗値Ｒ１、Ｒ２によって決定される時定数の調節が煩雑であるという問題があった。
【００１８】
そこで、本発明は、前記背景技術の問題に鑑みて成されたもので、その目的は、容易な構成で、操舵用モータに実際に流れる電流値を高精度に検出できるようにすることによって、的確なアシスト制御を実行できるようにした電動パワーステアリング装置を提供するにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
請求項１に記載の発明は、車速を検出する車速センサと、ハンドルの操舵トルクを検出するトルクセンサと、ハンドルの操舵補助用のモータと、前記モータに実際に流れるモータ電流の値を検出するモータ電流検出手段と、前記車速、及び操舵トルクに基づいて演算して求められた電流指令値と前記モータに実際に流れるモータ電流の値との差分を求め、当該差分に基づき前記モータの動作をＰＷＭ制御する制御手段とを少なくとも備えた電動パワーステアリング装置において、前記モータ電流検出手段で検出されたモータ電流の値をホールドするモータ電流ホールド部を備え、前記モータ電流検出手段と前記モータ電流ホールド部との間にスイッチ手段を設け、前記制御手段は、該スイッチ手段をオンするサンプリング開始タイミングによって、前記モータ電流検出手段検出されたモータ電流値をサンプリングして前記モータ電流ホールド部にホールドし始め、前記スイッチ手段をオフするホールドタイミングで、前記モータ電流ホールド部にホールドされているモータ電流値を自己に取り込み、前記サンプリング開始タイミング、及びホールドタイミングを変更可能あることを特徴とするものである。
【００２０】
請求項１に記載の発明によれば、制御手段は、ＰＷＭ信号のパルス幅の大小等に応じて、スイッチ手段の開閉を制御することで、サンプリングの開始のタイミング、及び、ホールドタイミングを自在に変更できるため、的確なアシスト制御を実行できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
図１乃至図３は本発明の実施の形態を示す。図１中、１はモータ回路を示す。該モータ回路１は、ＦＥＴ等で構成された４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をブリッジ接続して構成されている。モータ回路１は、ハイサイド側の二つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２と、ローサイド側の二つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４とを備え、ハイサイド側の二つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２と、ローサイド側の二つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４との間には、操舵補助用モータＭが設けられている。
【００２２】
前記モータ回路１は、モータ電流検出用抵抗Ｒ６を介してモータ用電源２に接続されている。該モータ電流検出用抵抗Ｒ６によって、請求項１に記載のモータ電流検出手段が構成される。
【００２３】
前記モータ回路１の四つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、昇圧電源Ｓに接続されて電力が供給されると共に、モータ回路駆動部３によって制御される。該モータ回路駆動部３は、制御手段４に制御されて前記モータ回路１の各スイッチング素子をＰＷＭ信号でＰＷＭ制御するものである。該制御手段４は、例えば、マイクロコンピュータ等によって構成される。又、対角線方向のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４、Ｓ２，Ｓ３が互いに対になって構成されている。又、前記昇圧電源Ｓは、モータ用電源２に接続されて、モータ用電源２の電圧を昇圧するものである。
【００２４】
前記制御手段４は、車速センサ５から出力された車速、及びトルクセンサ６から出力された操舵トルクに基づいて電流指令値を演算する機能と、該電流指令値と前記操舵補助用モータＭに実際に流れる電流値との差分を求め、当該差分に基づき前記モータ回路１をＰＷＭ制御するものである。
【００２５】
前記モータ電流検出用抵抗Ｒ６と前記制御手段４との間にはモータ電流ホールド部７、及びモータ電流出力部８が設けられ、前記モータ電流検出用抵抗Ｒ６の値は、モータ電流ホールド部７、及びモータ電流出力部８を介して、前記制御手段４に取り込まれるように構成されている。
【００２６】
又、前記モータ電流検出用抵抗Ｒ６とモータ電流ホールド部７との間にはスイッチ手段９が設けられている。該スイッチ手段９のオン、オフは、スイッチ制御手段１０によって制御されるように構成されている。
【００２７】
前記モータ電流ホールド部７は、前記モータ電流検出用抵抗Ｒ６に並列接続されたコンデンサＣ１、及び放電用抵抗Ｒ４から構成されている。前記モータ電流検出用抵抗Ｒ６の各端にはそれぞれ第１基準ラインＸ１及び第２基準ラインＸ２が設けられ、該コンデンサＣ１及び放電用抵抗Ｒ４は、第１基準ラインＸ１及び第２基準ラインＸ２の間に設けられている。第１基準ラインＸ１は、前記モータ用電源２の＋側に接続されることで定電位になっている。
【００２８】
前記モータ電流出力部８は、オペアンプ１１と、該オペンプ１１の後段に設けられたトランジスタＱ５とを備えている。該オペアンプ１１は、その−端子が前記第１基準ラインＸ１に接続され、＋端子が第２基準ラインＸ２に接続されている。該オペアンプ１１の出力は、抵抗Ｒ７を介してトランジスタＱ５のベースに接続されている。該トランジスタＱ５のエミッタ側にはエミッタ抵抗Ｒ８が接続され、該トランジスタＱ５のコレクタ側は第１基準ラインＸ１に接続されている。
【００２９】
該トランジスタＱ５のエミッタ側を流れる電流は該エミッタ抵抗Ｒ８によって電圧に変換され、抵抗Ｒ９及びコンデンサＣ４を介して、制御手段４のＡＤ端子に入力されるように構成されている。
【００３０】
又、前記第１基準ラインＸ１にはオフセット回路１２が接続されている。前記オフセット回路１２は、前記昇圧電源Ｓと、一端側が該昇圧電源Ｓの＋側に接続された第１の抵抗Ｒ１と、該第１の抵抗Ｒ１の他端側にカソード側が接続されると共に前記モータ用電源２の＋側にアノード側が接続されたツエナーダイオードＺＤと、該ツエナーダイオードＺＤのカソード側と、前記第１基準ラインＸ１との間に設けられた第２の抵抗Ｒ２とによって構成されている。
【００３１】
又、前記スイッチ手段９は第２基準ラインＸ２に設けられている。該スイッチ手段９は例えば、ＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴ等によって構成することができる。スイッチ手段９をＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴによって構成した場合には、該スイッチ手段９のゲート側に高電圧が印加された場合に、該スイッチ手段９がオンし、又、該スイッチ手段９のゲートに低電圧が印加された場合に、該スイッチ手段９がオフとなる。
【００３２】
又、前記スイッチ制御部１０は、エミッタ接地ＮＰＮトランジスタによって構成されることができる。該トランジスタは、そのベース側が抵抗Ｒ１１を介して制御手段４の端子ＰＯ０に接続され、且つ、抵抗Ｒ１２を介して接地されている。又、そのコレクタ側は抵抗Ｒ１０を介して昇圧電源Ｓの＋側に接続されると共に、前記スイッチ手段９を構成するＭＯＳＦＥＴのゲート側に接続されている。制御手段４からは、サンプリング信号Ｐが前記スイッチ制御部１０のベース側に出力されるように構成されている。
【００３３】
次に、作用について説明する。以下の説明では、本実施形態の電動パワーステアリング装置はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のみをＰＷＭ制御する方式のものとする。制御手段４がモータ回路１のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２をオン、オフすることによって、操舵補助用モータＭをＰＷＭ信号でＰＷＭ制御する。該スイッチング素子Ｓ１のオン時には、例えば、図１に示すように、モータ回路１には電流Ｋが流れる。このように、モータ回路１に電流Ｋが流れることによって、モータ電流検出用抵抗６にモータ電流が流れて、第１基準ラインＸ１と第２基準ラインＸ２との間には、電圧Ｖ１が発生する。
【００３４】
一方、スイッチング素子Ｓ１のオフの時には、モータ電流検出用抵抗Ｒ６には電流が流れないため、第１基準ラインＸ１と第２基準ラインＸ２との間には電圧は発生しない。この場合には、操舵補助用モータＭで発生した回生電流は、操舵補助用モータＭ、スイッチング素子Ｓ４、スイッチング素子Ｓ３のダイオードを経て、操舵補助用モータＭに至る回路を巡回して消滅する。
【００３５】
又、スイッチング素子Ｓ２のオン時にも、同様に、モータ回路１に電流が流れ、モータ電流検出用抵抗６にモータ電流が流れて、第１基準ラインＸ１と第２基準ラインＸ２との間には、電圧Ｖ１が発生する。又、スイッチング素子Ｓ２のオフの時には、モータ電流検出用抵抗Ｒ６には電流が流れないため、第１基準ラインＸ１と第２基準ラインＸ２との間には電圧は発生しない。この場合には、操舵補助用モータＭで発生した回生電流は、操舵補助用モータＭ、スイッチング素子Ｓ３、スイッチング素子Ｓ４のダイオードを経て、操舵補助用モータＭに至る回路を巡回して消滅する。
【００３６】
又、スイッチング素子Ｓ１、又はＳ２のオンと同期して、制御手段４からスイッチ制御部１０にサンプリング信号Ｐが供給されてスイッチ制御部１０がオンし、スイッチ手段９を構成するＦＥＴに高電圧が印加されて該スイッチ手段９がオンすることで、コンデンサＣ１の両端電圧が、第１基準ラインＸ１と第２基準ラインＸ２との間の電圧Ｖ１になる。
【００３７】
前記コンデンサＣ１の電圧Ｖ１は、オペアンプ１１の両入力端子間に印加される。この場合、オペアンプ１１がイマジナリーショートするように電流が流れ、その電流が、図１中、矢印で示すように、トランジスタＱ５のコレクタ側を流れると共に、エミッタ電流となって、エミッタ抵抗Ｒ８に電圧Ｖ２が生じる。
【００３８】
この電圧Ｖ２は制御手段４の端子ＡＤから制御手段４に読み込まれる。この電圧Ｖ２は、モータ電流検出用抵抗Ｒ６の両端電圧Ｖ１に対応するものであって、この電圧Ｖ２の増減を検出することで、電圧Ｖ１の増減を検出することができるものである。
【００３９】
ここで、後述のように、コンデンサＣ１の電圧については、制御手段４が最適のタイミングで読み込むことができる。次に、制御手段４によるコンデンサＣ１の電圧の読み込みについて説明する。
【００４０】
先ず、図２に基づき、ＰＷＭ制御に用いるＰＷＭ信号のパルス波の整形の基となる三角波（図２（Ａ）に示す）、ＰＷＭ信号（図２（Ｂ）に示す）の立ち上がり、及び立ち下がりのタイミング、モータ電流の波形（図２（Ｃ）に示す）、モータ電流検出用抵抗の両端電圧（図２（Ｄ）に示す）、及びサンプリング信号Ｐ（図２（Ｅ）〜（Ｋ）に示す）の関係について説明する。
【００４１】
前記ＰＷＭ制御に用いるＰＷＭ信号（図２（Ｂ）に示す）のパルス波は、変更可能な閾値を有するリミッタ回路等を用いて形成することができるものであって、図２（Ａ）に示す三角波をリミッタ回路等に通すことによって、矩形波に整形することができるものである。図２（Ｂ）は、閾値Ｔ1を有するリミッタ回路に三角波を通すことによって、一定のパルス幅の矩形波に整形したＰＷＭ信号を示す。
【００４２】
又、前記サンプリング信号Ｐは、前記制御手段４からスイッチ制御部１０に供給される信号であって、スイッチ手段９をオン、オフさせる信号である。サンプリング信号Ｐのパルス幅をサンプリング時間ΔＴという。サンプリング信号Ｐは、本来、負電圧であるが、説明の便宜上、正電圧として説明する。
【００４３】
前記サンプリング信号Ｐの立ち上がりによって、スイッチ制御部１０が作動してスイッチ手段９をオンさせることで、モータ電流検出用抵抗Ｒ６の電圧のサンプリングを開始するものである。当該サンプリング信号Ｐの立ち上がりがサンプリング開始タイミングに該当する。又、サンプリング信号Ｐの立ち下がりによって、スイッチ手段９がオフすることで、前記サンプリングが停止するものである。サンプリング信号Ｐの立ち上がりに同期して、制御手段４はコンデンサＣ１の電圧Ｖ１を取り込むものである。当該サンプリング信号Ｐの立ち下がりのタイミングがホールドタイミングＨに該当する。
【００４４】
制御手段４は、サンプリング開始タイミングＳ、及びホールドタイミングＨを変更することができる。
【００４５】
そして、サンプリング開始タイミングＳ、及びホールドタイミングＨを変更することができることによって、以下の効果を奏する。即ち、図６に示す特許文献３に記載の発明においては、コンデンサの容量、及び放電用抵抗の抵抗値からなる時定数を高精度に調節しなければならず、その調節が煩雑であった。しかし、本実施形態においては、制御手段４が、スイッチ手段９のオン、オフのタイミングを制御することで、サンプリング開始タイミングＳ，及びホールドタイミングＨを自在に変更することができ、その結果、制御手段４はモータ電流値のサンプリングを最適のタイミングで開始でき、又、該モータ電流値を最適のタイミングで読み込むことができて、最適のアシスト制御を実行することができる。
【００４６】
以下、サンプリング開始タイミングＳ、及びホールドタイミングＨを種々の態様に変更した場合について説明する。
【００４７】
図２（Ｅ）は、第１実施形態を示す。この第１実施形態はサンプリング時間ΔＴを一定とし、且つ、ホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させた場合を示す。この第１実施形態においては、サンプリング時間ΔＴを一定とすることで、モータ電流検出用抵抗Ｒ６で検出されたモータ電流値をＡＤ変換する時間を充分に確保することができるため、変換時間の長いＡＤ変換器を用いる場合であっても、アナログ値をデジタル値に変換することができる。又、サンプリング時間ΔＴを一定にすることで、サンプリングするためのソフトを簡素化することができる。又、ホールドタイミングＨがＰＷＭ信号の立ち下がりに同期するため、ホールドタイミングＨを独立して制御する必要がなく、実施が容易である。
【００４８】
又、図２（Ｆ）は第２実施形態を示す。この第２実施形態においては、同図２（Ｆ）に示すように、ホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち下がりの直前に設定することができる。この場合のホールドタイミングＨは、図２（Ａ）において、閾値Ｔ１以上の閾値Ｔ２が三角波と交差する点ＮをホールドタイミングＨとすることができる。
【００４９】
又、同図２（Ｇ）は第３実施形態を示す。この第３実施形態においては、同同図２（Ｇ）に示すように、サンプリング開始タイミングＳをＰＷＭ信号の立ち上がりに同期させ、ホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させることができる。この場合には、サンプリング開始タイミングＳをＰＷＭ信号の立ち上がりに同期させ、ホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させることで、サンプリング開始タイミングＳ、及びホールドタイミングＨを専用のタイマーやプログラムソフトを用意することなく、容易に確保することができる。
【００５０】
図２（Ｈ）は第４実施形態を示す。この第４実施形態においては、同図２（Ｈ）に示すように、サンプリング時間ΔＴの中央、即ち、サンプリング信号のパルス幅の中央が、ＰＷＭ信号のパルス幅の中央に一致し、且つ、サンプリング時間ΔＴを一定とするものである。この場合には、図２（Ｄ）に示すように、ＰＷＭ信号のオン時において徐々に上昇するモータ電流検出用抵抗Ｒ６の両端電圧の略平均値を検出でき、その結果、モータ電流の略平均値を検出することができるため、当該略平均値に基づいて実際に即したアシスト制御を実行することができる。又、サンプリング時間ΔＴを、ＡＤ変換に要する時間以上の一定時間とすることで、ＡＤ変換に比較的長い変換時間を要するＡＤ変換器を用いることができる。又、サンプリング時間ΔＴを一定にすることで、サンプリングするためのソフトを簡素化することができる。
【００５１】
図２（Ｉ）は第５実施形態を示す。この第５実施形態においては、同図２（Ｉ）に示すように、ＰＷＭ信号のパルス幅の中央のタイミングよりも前にサンプリング信号Ｐを出力し、且つ、ＰＷＭ信号のパルス幅の中央をホールドタイミングＨとするものである。この場合には、制御手段４は、図２（Ｄ）に示すように、ＰＷＭ信号のオン時において徐々に上昇するモータ電流検出用抵抗Ｒ６の両端電圧の平均値を検出でき、その結果、モータ電流の平均値を検出することができるため、当該平均値に基づいて実際に即した理想的なアシスト制御を実行することができる。
【００５２】
次に、第６実施形態を説明する。この第６実施形態においては、サンプリング開始タイミングＳ、及びホールドタイミングＨを大電流域と小電流域に応じて変更可能とし、大電流域においては、図２（Ｊ）に示すように、サンプリング開始タイミングＳがＰＷＭ信号の立ち上がり前とし、且つ、ホールドタイミングＨがＰＷＭ信号のパルス幅の中央に一致し、小電流域においては、図２（Ｇ）に示すように、サンプリング開始タイミングＳがＰＷＭ信号の立ち上がりに同期し、且つ、ホールドタイミングＨがＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させるものである。
【００５３】
大電流域において、図２（Ｊ）に示すように、サンプリング開始タイミングＳをＰＷＭ信号の立ち上がり前とし、ホールドタイミングＨをＰＷＭ信号のパルス幅の中央に同期した場合には、制御手段４は、図２（Ｄ）に示すように、ＰＷＭ信号のオン時において徐々に上昇するモータ電流検出用抵抗Ｒ６の両端電圧の平均値を検出でき、その結果、モータ電流の平均値を検出することができるため、当該平均値に基づいて実際に即した理想的なアシスト制御を実行することができる。又、サンプリング開始タイミングＳを、ＰＷＭ信号の立ち上がり前とすることで、サンプリング開始タイミングＳからホールドタイミングＨまでのサンプリング時間ΔＴを比較的長く確保できるため、ＡＤ変換に比較的長い処理時間を要するＡＤ変換器を用いることができる。
【００５４】
又、小電流域において、図２（Ｇ）に示すように、サンプリング開始タイミングＳをＰＷＭ信号の立ち上がりに同期させ、ホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させた場合には、ＰＷＭ信号のパルス幅が狭くなる小電流域においても、制御手段４は、正確に、サンプリング開始タイミングＳをＰＷＭ信号の立ち上がりに同期させ、且つ、ホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させて、モータ電流検出用抵抗Ｒ６に発生する電圧Ｖ１を的確に取り込むことができることによって、当該電圧Ｖ１に基づいて的確なアシスト制御を実行することができる。
【００５５】
次に、第７実施形態について説明する。この第７実施形態においては、大電流域において、図２（Ｇ）に示すように、サンプリング開始タイミングＳをＰＷＭ信号の立ち上がりに同期させ、且つ、ホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させ、小電流域においては、図２（Ｋ）に示すように、サンプリング開始タイミングＳをＰＷＭ信号の立ち上がり前とし、且つ、ホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させることができる。
【００５６】
この場合には、大電流域において、サンプリング開始タイミングＳ、及びホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち上がり、立ち下がりに同期させることで、サンプリング開始タイミングＳ、及びホールドタイミングＨを専用のタイマーやプログラムソフトを用意することなく、容易に確保することができる。
【００５７】
又、小電流域においては、サンプリング開始タイミングＳをＰＷＭ信号の立ち上がり前とすることで、ＰＷＭ信号の立ち上がりに遅れることなくサンプリングを開始することができるため、ＰＷＭ信号のデュティー比が小さくても的確にサンプリングすることができる。又、ホールドタイミングＨを、ＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させることで、ホールドタイミングＨを専用のタイマーやプログラムソフトを用意することなく、容易に確保することができる。尚、モータ電流の平均値をサンプリングすることが最も好ましいという意味合いから、ＰＷＭ信号のパルス幅の中央に同期してホールドタイミングＨを設けることが理想であるが、小電流域においては、ＰＷＭ信号のパルス幅が極めて狭くなっているために、ホールドタイミングＨを、ＰＷＭ信号のパルス幅の中央ではなく、ＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させても、サンプリングした値は、理想のものと大差がない。
【００５８】
次に、第８実施形態について説明する。この第８実施形態においては、大電流域において、図２（Ｇ）に示すように、サンプリング開始タイミングＳをＰＷＭ信号の立ち上がりに同期させ、且つ、ホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させ、小電流域においては、前述の第７実施形態で説明した要件の他にサンプリング時間ΔＴを一定にしたものである。
【００５９】
この第８実施形態においては、大電流域において、サンプリング開始タイミングＳ、及びホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち上がり、立ち下がりに同期させることで、サンプリング開始タイミングＳ、及びホールドタイミングＨを専用のタイマーやプログラムソフトを用意することなく、容易に確保することができる。
【００６０】
又、小電流域においては、第７実施形態に示した小電流域における作用効果の他に、サンプリング時間ΔＴを一定とすることで、モータ電流検出用抵抗Ｒ６で検出されたモータ電流値をＡＤ変換する時間を充分に確保することができるため、変換時間の長いＡＤ変換器を用いる場合であっても、アナログ値をデジタル値に変換することができる。又、サンプリング時間ΔＴを一定にすることで、サンプリングするためのソフトを簡素化することができる。
【００６１】
次に、オフセット回路１２の作用について説明する。昇圧電源Ｓから供給された電流が第１の抵抗Ｒ１を通ることによって、ツエナーダイオードＺＤのカソード側には、一定の電位が発生するが、この電位はツエナーダイオードＺＤのツエナー効果によって一定電位に保たれる。このため、第２の抵抗Ｒ２には、ツエナーダイオードＺＤのカソード側の電位と第１基準ラインＸ１との間の電圧に応じた一定の電流が流れる。そして、この電流がトランジスタＱ５のエミッタ抵抗Ｒ８を流れることによって、当該エミッタ抵抗Ｒ８には、昇圧電源Ｓから供給された電流に基づく電圧が常に加算された状態にある。この状態について、図３を用いて説明する。
【００６２】
図３中、横軸はモータ電流検出用抵抗Ｒ６を流れる電流値を示し、縦軸は、トランジスタＱ５のエミッタ抵抗Ｒ８に発生する電圧を示す。図３中、一点鎖線は、オペアンプ１１のオフセット電圧が−の場合の特性を示し、二点鎖線は、オペアンプ１１のオフセット電圧が＋の場合の特性を示し、実線はオペアンプ１１のオフセット電圧のない理想的特性を示す。本実施形態においては、オフセット回路１２が設けられることによって、特性線は、図３中、一点鎖線で示す状態から、上方へ移動することによって、実線で示す状態、又は、二点鎖線で示す状態になることになって、オペアンプのオフセット電圧を吸収することになる。
【００６３】
即ち、図３中、一点鎖線で示すように、オフセット電圧が−の場合には、特性直線が横軸と交差する点α以下の小電流が、モータ電流検出用抵抗Ｒ６を流れた場合には、当該電流を検出することができない。つまり、モータ電流検出用抵抗Ｒ６を小電流が流れた場合には、当該小電流を検出することができない。
【００６４】
しかし、本実施形態においては、オペアンプ１１の−端子にオフセット回路１２が接続され、該オフセット回路１２を流れる電流によって、エミッタ抵抗Ｒ８にはオペアンプ１１のオフセット電圧以上の電圧が印加される。つまり、昇圧電源Ｓ側からオフセット電圧以上の電圧が、エミッタ抵抗Ｒ８に印加されることで、オペアンプ１１のオフセット電圧が相殺されて、図３中、二点鎖線、又は実線で示す特性を示すことになる。このため、図３中、二点鎖線、又は実線で示すように、モータ電流検出用抵抗Ｒ６が微少電流であっても、その微少電流をエミッタ抵抗Ｒ８の両端電圧として検出することができて、高精度のアシスト制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本実施形態の電動パワーステアリング装置の一例のブロック構成図を示す。（本実施形態）
【図２】本実施形態のＰＷＭ信号、モータ電流、モータ電流検出用抵抗の両端電圧、及びサンプリング信号の関係を示す図である。（本実施形態）
【図３】本実施形態に用いるオペアンプの特性を示す線図である。（本実施形態）
【図４】背景技術による電動パワーステアリング装置のブロック構成図を示す。（背景技術）
【図５】背景技術による電動パワーステアリング装置のブロック構成図を示す。（背景技術）
【図６】背景技術による電動パワーステアリング装置のブロック構成図を示す。（背景技術）
【図７】背景技術による電動パワーステアリング装置におけるＰＷＭ信号の波形とモータ電流検出用抵抗に発生する電圧の波形を示す図である。
【符号の説明】
【００６６】
４ 制御手段
５ 車速センサ
６ トルクセンサ
７ モータ電流ホールド部
８ モータ電流出力部
９ スイッチ手段
１１ オペアンプ
１２ オフセット回路
Ｒ１ 第１の抵抗
Ｒ２ 第２の抵抗
Ｒ６ モータ電流検出手段（モータ電流検出用抵抗）
Ｍ 操舵補助用モータ
Ｐ サンプリング信号
Ｓ 昇圧電源
ＺＤ ツエナーダイオード
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動パワーステアリング装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図４は特許文献１に記載の電動パワーステアリング装置１００のブロック構成図を示す。図中、制御手段１０１は、車速センサから出力される車速、及びトルクセンサから出力される操舵トルクに基づき、操舵補助用モータＭを制御するものである。
【０００３】
図中、１０２はＨブリッジ回路で、該Ｈブリッジ回路１０２はＦＥＴ駆動回路１０３によって駆動されるものであって、該ＦＥＴ駆動回路１０３は前記制御手段１０１によってＰＷＭ信号でＰＷＭ制御される構成になっている。
【０００４】
制御手段１０１は、前記車速、操舵トルクに相応した電流指令値と、前記操舵補助用モータＭに実際に流れる電流との差分を求め、当該差分に基づき前記ＦＥＴ駆動回路１０３をＰＷＭ制御する構成になっている。
【０００５】
操舵補助用モータＭに実際に流れる電流は、モータ電流検出用抵抗１０４の両端電圧を検出することによって求められる。
【０００６】
前記モータ電流検出用抵抗１０４の両端電圧は、サンプルホールド回路１０５に供給され、該サンプルホールド回路１０５を構成するコンデンサＣ１の両端電圧としてホールドされる。
【０００７】
前記コンデンサＣ１にホールドされた電圧は、オペアンプ１０６の両入力端子間の電圧として該オペアンプ１０６に入力され、該オペアンプ１０６で増幅される。
【０００８】
該オペアンプ１０６の出力はＰＮＰトランジスタＱ１０のベースに供給され、該トランジスタＱ１０をオンさせ、コレクタ電流が流れる。該コレクタ電流がコレクタ抵抗Ｒ１４を流れることによって電圧に変換されて、制御手段１０１に読み込まれる。ここで、ＰＮＰトランジスタＱ１０のコレクタ電流は、前記モータ電流検出用抵抗１０４の両端電圧の大きさに対応しているため、制御手段１０１は、前記コレクタ電流の大きさに基づいて、操舵補助用モータＭに実際に流れている電流の大きさを求めることができる。
【特許文献１】特許第３１５４６６５号公報
【特許文献２】特開平４−２５１５９６号公報
【特許文献３】特開２００２−４６６３０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかし、この背景技術の電動パワーステアリング装置１００においては、以下の問題があった。オペアンプ１０６は一般的にオフセット電圧を有しているために、モータ電流検出用抵抗１０４に流れる電流が小電流の場合には、該オフセット電圧に影響されて当該モータ電流検出用抵抗１０４に流れる電流を検出することができない。このため、電動パワーステアリング装置１００によって的確なアシスト制御を実行できないという問題があった。
【００１０】
一方、オフセット電圧の影響を無くすようにした電動パワーステアリング装置が特許文献２に記載されている。図５は、特許文献２に記載されている内容を示す。シャント抵抗ＲＳの両端の電圧が差動回路５１によって検出される。差動回路５１の＋入力端子には所定電圧Ｖｒが印加されている。差動回路５１によって検出された電圧はコンパレータ５３の−入力端子に与えられる。コンパレータ５３によって半波整流が行われる。また、シャント抵抗ＲＳとバッテリィ４８の接続点は差動回路５２の＋入力端子と接続されている。この差動回路５２の＋入力端子にも所定電圧Ｖｒが印加されている。差動回路５２は差動回路５１およびコンパレータ５３によって生じるオフセット電圧を補償するものである。
【００１１】
しかし、オフセット電圧を補償するために、このように構成された特許文献２の内容は回路構成が複雑であって、各素子間の調節が面倒であるという問題があった。このため、容易な構成で、オフセット電圧を補償できるようにすることによって、容易に、且つ、的確にアシスト制御を実行できる技術が望まれていた。
【００１２】
又、特許文献３に記載の電動パワーステアリング装置も知られている。
【００１３】
特許文献３に記載の電動パワーステアリング装置においては、モータ電流検出用抵抗に流れる電流値が、ピークホールド回路に保存された後に、制御手段に取り込まれる構成になっている。
【００１４】
図６は特許文献３に記載のピークホールド回路を示す。該ピークホールド回路は、第１ピークホールド回路６１と第２ピークホールド回路６２とを備えている。次に、第１ピークホールド回路６１の作動について説明する。モータ電流検出用抵抗５６にモータ電流が流れることにより、コンパレータ６１ａの非反転入力端子の電位（点Ｕの電位）が上昇する。このコンパレータ６１ａの非反転入力端子の電位が、同コンパレータ６１ａの反転入力端子の電位より高くなると、コンパレータ６１ａが「オフ」してダイオード６１ｃが「オン」となる。これにより、抵抗６１ｇとダイオード６１ｃを介してコンデンサ６１ｆに電流が流れ、同コンデンサ６１ｆが充電される。この充電により、コンパレータ６１ａの反転入力端子の電位が同コンパレータ６１ａの非反転入力端子の電位より高くなると、コンパレータ６１ａが「オン」してダイオード６１ｃが「オフ」となり、コンデンサ６１ｆの充電が停止すると共に、コンデンサ６１ｆの放電が抵抗６１ｄ，６１ｅを介して行われる。オペアンプ６１ｂは、点Ｐ１の電位ＶＰ１を低インピーダンスに変換してＡＤＣ４３のチャンネルＣＨ１に出力する。尚、抵抗値Ｒ１、Ｒ２，コンデンサ６１ｆの容量等の第１ピークホールド回路６１の素子の各値は、アナログ電圧ＶＰ１の最大値（モータ電流が制御上取り得る最大値となったときのアナログ電圧ＶＰ１）が、ＡＤＣ４３のアナログーデジタル変換し得る電圧の最大値と等しくなるように選択されている。
【００１５】
しかし、特許文献３に記載の発明においては、以下の問題点があった。図７（ａ）はＰＷＭ信号の波形を示し、図７（ｂ）はモータ電流検出用抵抗５６に発生する電圧を示す。そして、理想的には、コンデンサ６１ｆには、図（ｂ）に示すモータ電流検出用抵抗５６に発生する電圧と同じ電圧が発生するように、コンデンサ６１ｆの容量、及び抵抗６１ｄ，６１ｅの抵抗値Ｒ１、Ｒ２によって決定される時定数が設定される。しかし、時定数が大きすぎる場合には、コンデンサ６１ｆの電圧の放電に長時間を有し、その結果、コンデンサ６１ｆの電圧が完全に放電される前に、次のＰＷＭ信号に同期してモータ電流検出用抵抗５６に発生する電圧が加わることになる。このために、コンデンサ６１ｆの電圧は、現在、電流検出用抵抗５６に発生した電圧よりも高い電圧となるために、モータ電流を正確に検出できないという問題があった。
【００１６】
又、前記時定数が小さ過ぎる場合には、コンデンサ６１ｆは電圧を一定時間保持することができずに放電し易く、その結果、制御手段が該コンデンサ６１ｆの電圧を良好に取り込む前に、コンデンサ６１ｆの電圧が放電されてしまって、制御手段は、的確なアシスト制御を実行できないという問題があった。
【００１７】
つまり、特許文献３に記載の発明において、的確なアシスト制御をする場合には、コンデンサ６１ｆ、及び放電用の抵抗６１ｄ，６１ｅの抵抗値Ｒ１、Ｒ２によって決定される時定数の調節が煩雑であるという問題があった。
【００１８】
そこで、本発明は、前記背景技術の問題に鑑みて成されたもので、その目的は、容易な構成で、操舵用モータに実際に流れる電流値を高精度に検出できるようにすることによって、的確なアシスト制御を実行できるようにした電動パワーステアリング装置を提供するにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
請求項１に記載の発明は、車速を検出する車速センサと、ハンドルの操舵トルクを検出するトルクセンサと、ハンドルの操舵補助用のモータと、前記モータに実際に流れるモータ電流の値を検出するモータ電流検出手段と、前記車速、及び操舵トルクに基づいて演算して求められた電流指令値と前記モータに実際に流れるモータ電流の値との差分を求め、当該差分に基づき前記モータの動作をＰＷＭ制御する制御手段とを少なくとも備えた電動パワーステアリング装置において、前記モータ電流検出手段で検出されたモータ電流の値をホールドするモータ電流ホールド部を備え、前記モータ電流検出手段と前記モータ電流ホールド部との間にスイッチ手段を設け、前記制御手段は、該スイッチ手段をオンするサンプリング開始タイミングによって、前記モータ電流検出手段検出されたモータ電流値をサンプリングして前記モータ電流ホールド部にホールドし始め、前記スイッチ手段をオフするホールドタイミングで、前記モータ電流ホールド部にホールドされているモータ電流値を自己に取り込み、前記サンプリング開始タイミング、及びホールドタイミングを変更可能あることを特徴とするものである。
【００２０】
請求項１に記載の発明によれば、制御手段は、ＰＷＭ信号のパルス幅の大小等に応じて、スイッチ手段の開閉を制御することで、サンプリングの開始のタイミング、及び、ホールドタイミングを自在に変更できるため、的確なアシスト制御を実行できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
図１乃至図３は本発明の実施の形態を示す。図１中、１はモータ回路を示す。該モータ回路１は、ＦＥＴ等で構成された４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をブリッジ接続して構成されている。モータ回路１は、ハイサイド側の二つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２と、ローサイド側の二つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４とを備え、ハイサイド側の二つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２と、ローサイド側の二つのスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４との間には、操舵補助用モータＭが設けられている。
【００２２】
前記モータ回路１は、モータ電流検出用抵抗Ｒ６を介してモータ用電源２に接続されている。該モータ電流検出用抵抗Ｒ６によって、請求項１に記載のモータ電流検出手段が構成される。
【００２３】
前記モータ回路１の四つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、昇圧電源Ｓに接続されて電力が供給されると共に、モータ回路駆動部３によって制御される。該モータ回路駆動部３は、制御手段４に制御されて前記モータ回路１の各スイッチング素子をＰＷＭ信号でＰＷＭ制御するものである。該制御手段４は、例えば、マイクロコンピュータ等によって構成される。又、対角線方向のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４、Ｓ２，Ｓ３が互いに対になって構成されている。又、前記昇圧電源Ｓは、モータ用電源２に接続されて、モータ用電源２の電圧を昇圧するものである。
【００２４】
前記制御手段４は、車速センサ５から出力された車速、及びトルクセンサ６から出力された操舵トルクに基づいて電流指令値を演算する機能と、該電流指令値と前記操舵補助用モータＭに実際に流れる電流値との差分を求め、当該差分に基づき前記モータ回路１をＰＷＭ制御するものである。
【００２５】
前記モータ電流検出用抵抗Ｒ６と前記制御手段４との間にはモータ電流ホールド部７、及びモータ電流出力部８が設けられ、前記モータ電流検出用抵抗Ｒ６の値は、モータ電流ホールド部７、及びモータ電流出力部８を介して、前記制御手段４に取り込まれるように構成されている。
【００２６】
又、前記モータ電流検出用抵抗Ｒ６とモータ電流ホールド部７との間にはスイッチ手段９が設けられている。該スイッチ手段９のオン、オフは、スイッチ制御手段１０によって制御されるように構成されている。
【００２７】
前記モータ電流ホールド部７は、前記モータ電流検出用抵抗Ｒ６に並列接続されたコンデンサＣ１、及び放電用抵抗Ｒ４から構成されている。前記モータ電流検出用抵抗Ｒ６の各端にはそれぞれ第１基準ラインＸ１及び第２基準ラインＸ２が設けられ、該コンデンサＣ１及び放電用抵抗Ｒ４は、第１基準ラインＸ１及び第２基準ラインＸ２の間に設けられている。第１基準ラインＸ１は、前記モータ用電源２の＋側に接続されることで定電位になっている。
【００２８】
前記モータ電流出力部８は、オペアンプ１１と、該オペンプ１１の後段に設けられたトランジスタＱ５とを備えている。該オペアンプ１１は、その−端子が前記第１基準ラインＸ１に接続され、＋端子が第２基準ラインＸ２に接続されている。該オペアンプ１１の出力は、抵抗Ｒ７を介してトランジスタＱ５のベースに接続されている。該トランジスタＱ５のエミッタ側にはエミッタ抵抗Ｒ８が接続され、該トランジスタＱ５のコレクタ側は第１基準ラインＸ１に接続されている。
【００２９】
該トランジスタＱ５のエミッタ側を流れる電流は該エミッタ抵抗Ｒ８によって電圧に変換され、抵抗Ｒ９及びコンデンサＣ４を介して、制御手段４のＡＤ端子に入力されるように構成されている。
【００３０】
又、前記第１基準ラインＸ１にはオフセット回路１２が接続されている。前記オフセット回路１２は、前記昇圧電源Ｓと、一端側が該昇圧電源Ｓの＋側に接続された第１の抵抗Ｒ１と、該第１の抵抗Ｒ１の他端側にカソード側が接続されると共に前記モータ用電源２の＋側にアノード側が接続されたツエナーダイオードＺＤと、該ツエナーダイオードＺＤのカソード側と、前記第１基準ラインＸ１との間に設けられた第２の抵抗Ｒ２とによって構成されている。
【００３１】
又、前記スイッチ手段９は第２基準ラインＸ２に設けられている。該スイッチ手段９は例えば、ＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴ等によって構成することができる。スイッチ手段９をＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴによって構成した場合には、該スイッチ手段９のゲート側に高電圧が印加された場合に、該スイッチ手段９がオンし、又、該スイッチ手段９のゲートに低電圧が印加された場合に、該スイッチ手段９がオフとなる。
【００３２】
又、前記スイッチ制御部１０は、エミッタ接地ＮＰＮトランジスタによって構成されることができる。該トランジスタは、そのベース側が抵抗Ｒ１１を介して制御手段４の端子ＰＯ０に接続され、且つ、抵抗Ｒ１２を介して接地されている。又、そのコレクタ側は抵抗Ｒ１０を介して昇圧電源Ｓの＋側に接続されると共に、前記スイッチ手段９を構成するＭＯＳＦＥＴのゲート側に接続されている。制御手段４からは、サンプリング信号Ｐが前記スイッチ制御部１０のベース側に出力されるように構成されている。
【００３３】
次に、作用について説明する。以下の説明では、本実施形態の電動パワーステアリング装置はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のみをＰＷＭ制御する方式のものとする。制御手段４がモータ回路１のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２をオン、オフすることによって、操舵補助用モータＭをＰＷＭ信号でＰＷＭ制御する。該スイッチング素子Ｓ１のオン時には、例えば、図１に示すように、モータ回路１には電流Ｋが流れる。このように、モータ回路１に電流Ｋが流れることによって、モータ電流検出用抵抗６にモータ電流が流れて、第１基準ラインＸ１と第２基準ラインＸ２との間には、電圧Ｖ１が発生する。
【００３４】
一方、スイッチング素子Ｓ１のオフの時には、モータ電流検出用抵抗Ｒ６には電流が流れないため、第１基準ラインＸ１と第２基準ラインＸ２との間には電圧は発生しない。この場合には、操舵補助用モータＭで発生した回生電流は、操舵補助用モータＭ、スイッチング素子Ｓ４、スイッチング素子Ｓ３のダイオードを経て、操舵補助用モータＭに至る回路を巡回して消滅する。
【００３５】
又、スイッチング素子Ｓ２のオン時にも、同様に、モータ回路１に電流が流れ、モータ電流検出用抵抗６にモータ電流が流れて、第１基準ラインＸ１と第２基準ラインＸ２との間には、電圧Ｖ１が発生する。又、スイッチング素子Ｓ２のオフの時には、モータ電流検出用抵抗Ｒ６には電流が流れないため、第１基準ラインＸ１と第２基準ラインＸ２との間には電圧は発生しない。この場合には、操舵補助用モータＭで発生した回生電流は、操舵補助用モータＭ、スイッチング素子Ｓ３、スイッチング素子Ｓ４のダイオードを経て、操舵補助用モータＭに至る回路を巡回して消滅する。
【００３６】
又、スイッチング素子Ｓ１、又はＳ２のオンと同期して、制御手段４からスイッチ制御部１０にサンプリング信号Ｐが供給されてスイッチ制御部１０がオンし、スイッチ手段９を構成するＦＥＴに高電圧が印加されて該スイッチ手段９がオンすることで、コンデンサＣ１の両端電圧が、第１基準ラインＸ１と第２基準ラインＸ２との間の電圧Ｖ１になる。
【００３７】
前記コンデンサＣ１の電圧Ｖ１は、オペアンプ１１の両入力端子間に印加される。この場合、オペアンプ１１がイマジナリーショートするように電流が流れ、その電流が、図１中、矢印で示すように、トランジスタＱ５のコレクタ側を流れると共に、エミッタ電流となって、エミッタ抵抗Ｒ８に電圧Ｖ２が生じる。
【００３８】
この電圧Ｖ２は制御手段４の端子ＡＤから制御手段４に読み込まれる。この電圧Ｖ２は、モータ電流検出用抵抗Ｒ６の両端電圧Ｖ１に対応するものであって、この電圧Ｖ２の増減を検出することで、電圧Ｖ１の増減を検出することができるものである。
【００３９】
ここで、後述のように、コンデンサＣ１の電圧については、制御手段４が最適のタイミングで読み込むことができる。次に、制御手段４によるコンデンサＣ１の電圧の読み込みについて説明する。
【００４０】
先ず、図２に基づき、ＰＷＭ制御に用いるＰＷＭ信号のパルス波の整形の基となる三角波（図２（Ａ）に示す）、ＰＷＭ信号（図２（Ｂ）に示す）の立ち上がり、及び立ち下がりのタイミング、モータ電流の波形（図２（Ｃ）に示す）、モータ電流検出用抵抗の両端電圧（図２（Ｄ）に示す）、及びサンプリング信号Ｐ（図２（Ｅ）〜（Ｋ）に示す）の関係について説明する。
【００４１】
前記ＰＷＭ制御に用いるＰＷＭ信号（図２（Ｂ）に示す）のパルス波は、変更可能な閾値を有するリミッタ回路等を用いて形成することができるものであって、図２（Ａ）に示す三角波をリミッタ回路等に通すことによって、矩形波に整形することができるものである。図２（Ｂ）は、閾値Ｔ1を有するリミッタ回路に三角波を通すことによって、一定のパルス幅の矩形波に整形したＰＷＭ信号を示す。
【００４２】
又、前記サンプリング信号Ｐは、前記制御手段４からスイッチ制御部１０に供給される信号であって、スイッチ手段９をオン、オフさせる信号である。サンプリング信号Ｐのパルス幅をサンプリング時間ΔＴという。サンプリング信号Ｐは、本来、負電圧であるが、説明の便宜上、正電圧として説明する。
【００４３】
前記サンプリング信号Ｐの立ち上がりによって、スイッチ制御部１０が作動してスイッチ手段９をオンさせることで、モータ電流検出用抵抗Ｒ６の電圧のサンプリングを開始するものである。当該サンプリング信号Ｐの立ち上がりがサンプリング開始タイミングに該当する。又、サンプリング信号Ｐの立ち下がりによって、スイッチ手段９がオフすることで、前記サンプリングが停止するものである。サンプリング信号Ｐの立ち上がりに同期して、制御手段４はコンデンサＣ１の電圧Ｖ１を取り込むものである。当該サンプリング信号Ｐの立ち下がりのタイミングがホールドタイミングＨに該当する。
【００４４】
制御手段４は、サンプリング開始タイミングＳ、及びホールドタイミングＨを変更することができる。
【００４５】
そして、サンプリング開始タイミングＳ、及びホールドタイミングＨを変更することができることによって、以下の効果を奏する。即ち、図６に示す特許文献３に記載の発明においては、コンデンサの容量、及び放電用抵抗の抵抗値からなる時定数を高精度に調節しなければならず、その調節が煩雑であった。しかし、本実施形態においては、制御手段４が、スイッチ手段９のオン、オフのタイミングを制御することで、サンプリング開始タイミングＳ，及びホールドタイミングＨを自在に変更することができ、その結果、制御手段４はモータ電流値のサンプリングを最適のタイミングで開始でき、又、該モータ電流値を最適のタイミングで読み込むことができて、最適のアシスト制御を実行することができる。
【００４６】
以下、サンプリング開始タイミングＳ、及びホールドタイミングＨを種々の態様に変更した場合について説明する。
【００４７】
図２（Ｅ）は、第１実施形態を示す。この第１実施形態はサンプリング時間ΔＴを一定とし、且つ、ホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させた場合を示す。この第１実施形態においては、サンプリング時間ΔＴを一定とすることで、モータ電流検出用抵抗Ｒ６で検出されたモータ電流値をＡＤ変換する時間を充分に確保することができるため、変換時間の長いＡＤ変換器を用いる場合であっても、アナログ値をデジタル値に変換することができる。又、サンプリング時間ΔＴを一定にすることで、サンプリングするためのソフトを簡素化することができる。又、ホールドタイミングＨがＰＷＭ信号の立ち下がりに同期するため、ホールドタイミングＨを独立して制御する必要がなく、実施が容易である。
【００４８】
又、図２（Ｆ）は第２実施形態を示す。この第２実施形態においては、同図２（Ｆ）に示すように、ホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち下がりの直前に設定することができる。この場合のホールドタイミングＨは、図２（Ａ）において、閾値Ｔ１以上の閾値Ｔ２が三角波と交差する点ＮをホールドタイミングＨとすることができる。
【００４９】
又、同図２（Ｇ）は第３実施形態を示す。この第３実施形態においては、同同図２（Ｇ）に示すように、サンプリング開始タイミングＳをＰＷＭ信号の立ち上がりに同期させ、ホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させることができる。この場合には、サンプリング開始タイミングＳをＰＷＭ信号の立ち上がりに同期させ、ホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させることで、サンプリング開始タイミングＳ、及びホールドタイミングＨを専用のタイマーやプログラムソフトを用意することなく、容易に確保することができる。
【００５０】
図２（Ｈ）は第４実施形態を示す。この第４実施形態においては、同図２（Ｈ）に示すように、サンプリング時間ΔＴの中央、即ち、サンプリング信号のパルス幅の中央が、ＰＷＭ信号のパルス幅の中央に一致し、且つ、サンプリング時間ΔＴを一定とするものである。この場合には、図２（Ｄ）に示すように、ＰＷＭ信号のオン時において徐々に上昇するモータ電流検出用抵抗Ｒ６の両端電圧の略平均値を検出でき、その結果、モータ電流の略平均値を検出することができるため、当該略平均値に基づいて実際に即したアシスト制御を実行することができる。又、サンプリング時間ΔＴを、ＡＤ変換に要する時間以上の一定時間とすることで、ＡＤ変換に比較的長い変換時間を要するＡＤ変換器を用いることができる。又、サンプリング時間ΔＴを一定にすることで、サンプリングするためのソフトを簡素化することができる。
【００５１】
図２（Ｉ）は第５実施形態を示す。この第５実施形態においては、同図２（Ｉ）に示すように、ＰＷＭ信号のパルス幅の中央のタイミングよりも前にサンプリング信号Ｐを出力し、且つ、ＰＷＭ信号のパルス幅の中央をホールドタイミングＨとするものである。この場合には、制御手段４は、図２（Ｄ）に示すように、ＰＷＭ信号のオン時において徐々に上昇するモータ電流検出用抵抗Ｒ６の両端電圧の平均値を検出でき、その結果、モータ電流の平均値を検出することができるため、当該平均値に基づいて実際に即した理想的なアシスト制御を実行することができる。
【００５２】
次に、第６実施形態を説明する。この第６実施形態においては、サンプリング開始タイミングＳ、及びホールドタイミングＨを大電流域と小電流域に応じて変更可能とし、大電流域においては、図２（Ｊ）に示すように、サンプリング開始タイミングＳがＰＷＭ信号の立ち上がり前とし、且つ、ホールドタイミングＨがＰＷＭ信号のパルス幅の中央に一致し、小電流域においては、図２（Ｇ）に示すように、サンプリング開始タイミングＳがＰＷＭ信号の立ち上がりに同期し、且つ、ホールドタイミングＨがＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させるものである。
【００５３】
大電流域において、図２（Ｊ）に示すように、サンプリング開始タイミングＳをＰＷＭ信号の立ち上がり前とし、ホールドタイミングＨをＰＷＭ信号のパルス幅の中央に同期した場合には、制御手段４は、図２（Ｄ）に示すように、ＰＷＭ信号のオン時において徐々に上昇するモータ電流検出用抵抗Ｒ６の両端電圧の平均値を検出でき、その結果、モータ電流の平均値を検出することができるため、当該平均値に基づいて実際に即した理想的なアシスト制御を実行することができる。又、サンプリング開始タイミングＳを、ＰＷＭ信号の立ち上がり前とすることで、サンプリング開始タイミングＳからホールドタイミングＨまでのサンプリング時間ΔＴを比較的長く確保できるため、ＡＤ変換に比較的長い処理時間を要するＡＤ変換器を用いることができる。
【００５４】
又、小電流域において、図２（Ｇ）に示すように、サンプリング開始タイミングＳをＰＷＭ信号の立ち上がりに同期させ、ホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させた場合には、ＰＷＭ信号のパルス幅が狭くなる小電流域においても、制御手段４は、正確に、サンプリング開始タイミングＳをＰＷＭ信号の立ち上がりに同期させ、且つ、ホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させて、モータ電流検出用抵抗Ｒ６に発生する電圧Ｖ１を的確に取り込むことができることによって、当該電圧Ｖ１に基づいて的確なアシスト制御を実行することができる。
【００５５】
次に、第７実施形態について説明する。この第７実施形態においては、大電流域において、図２（Ｇ）に示すように、サンプリング開始タイミングＳをＰＷＭ信号の立ち上がりに同期させ、且つ、ホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させ、小電流域においては、図２（Ｋ）に示すように、サンプリング開始タイミングＳをＰＷＭ信号の立ち上がり前とし、且つ、ホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させることができる。
【００５６】
この場合には、大電流域において、サンプリング開始タイミングＳ、及びホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち上がり、立ち下がりに同期させることで、サンプリング開始タイミングＳ、及びホールドタイミングＨを専用のタイマーやプログラムソフトを用意することなく、容易に確保することができる。
【００５７】
又、小電流域においては、サンプリング開始タイミングＳをＰＷＭ信号の立ち上がり前とすることで、ＰＷＭ信号の立ち上がりに遅れることなくサンプリングを開始することができるため、ＰＷＭ信号のデュティー比が小さくても的確にサンプリングすることができる。又、ホールドタイミングＨを、ＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させることで、ホールドタイミングＨを専用のタイマーやプログラムソフトを用意することなく、容易に確保することができる。尚、モータ電流の平均値をサンプリングすることが最も好ましいという意味合いから、ＰＷＭ信号のパルス幅の中央に同期してホールドタイミングＨを設けることが理想であるが、小電流域においては、ＰＷＭ信号のパルス幅が極めて狭くなっているために、ホールドタイミングＨを、ＰＷＭ信号のパルス幅の中央ではなく、ＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させても、サンプリングした値は、理想のものと大差がない。
【００５８】
次に、第８実施形態について説明する。この第８実施形態においては、大電流域において、図２（Ｇ）に示すように、サンプリング開始タイミングＳをＰＷＭ信号の立ち上がりに同期させ、且つ、ホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち下がりに同期させ、小電流域においては、前述の第７実施形態で説明した要件の他にサンプリング時間ΔＴを一定にしたものである。
【００５９】
この第８実施形態においては、大電流域において、サンプリング開始タイミングＳ、及びホールドタイミングＨをＰＷＭ信号の立ち上がり、立ち下がりに同期させることで、サンプリング開始タイミングＳ、及びホールドタイミングＨを専用のタイマーやプログラムソフトを用意することなく、容易に確保することができる。
【００６０】
又、小電流域においては、第７実施形態に示した小電流域における作用効果の他に、サンプリング時間ΔＴを一定とすることで、モータ電流検出用抵抗Ｒ６で検出されたモータ電流値をＡＤ変換する時間を充分に確保することができるため、変換時間の長いＡＤ変換器を用いる場合であっても、アナログ値をデジタル値に変換することができる。又、サンプリング時間ΔＴを一定にすることで、サンプリングするためのソフトを簡素化することができる。
【００６１】
次に、オフセット回路１２の作用について説明する。昇圧電源Ｓから供給された電流が第１の抵抗Ｒ１を通ることによって、ツエナーダイオードＺＤのカソード側には、一定の電位が発生するが、この電位はツエナーダイオードＺＤのツエナー効果によって一定電位に保たれる。このため、第２の抵抗Ｒ２には、ツエナーダイオードＺＤのカソード側の電位と第１基準ラインＸ１との間の電圧に応じた一定の電流が流れる。そして、この電流がトランジスタＱ５のエミッタ抵抗Ｒ８を流れることによって、当該エミッタ抵抗Ｒ８には、昇圧電源Ｓから供給された電流に基づく電圧が常に加算された状態にある。この状態について、図３を用いて説明する。
【００６２】
図３中、横軸はモータ電流検出用抵抗Ｒ６を流れる電流値を示し、縦軸は、トランジスタＱ５のエミッタ抵抗Ｒ８に発生する電圧を示す。図３中、一点鎖線は、オペアンプ１１のオフセット電圧が−の場合の特性を示し、二点鎖線は、オペアンプ１１のオフセット電圧が＋の場合の特性を示し、実線はオペアンプ１１のオフセット電圧のない理想的特性を示す。本実施形態においては、オフセット回路１２が設けられることによって、特性線は、図３中、一点鎖線で示す状態から、上方へ移動することによって、実線で示す状態、又は、二点鎖線で示す状態になることになって、オペアンプのオフセット電圧を吸収することになる。
【００６３】
即ち、図３中、一点鎖線で示すように、オフセット電圧が−の場合には、特性直線が横軸と交差する点α以下の小電流が、モータ電流検出用抵抗Ｒ６を流れた場合には、当該電流を検出することができない。つまり、モータ電流検出用抵抗Ｒ６を小電流が流れた場合には、当該小電流を検出することができない。
【００６４】
しかし、本実施形態においては、オペアンプ１１の−端子にオフセット回路１２が接続され、該オフセット回路１２を流れる電流によって、エミッタ抵抗Ｒ８にはオペアンプ１１のオフセット電圧以上の電圧が印加される。つまり、昇圧電源Ｓ側からオフセット電圧以上の電圧が、エミッタ抵抗Ｒ８に印加されることで、オペアンプ１１のオフセット電圧が相殺されて、図３中、二点鎖線、又は実線で示す特性を示すことになる。このため、図３中、二点鎖線、又は実線で示すように、モータ電流検出用抵抗Ｒ６が微少電流であっても、その微少電流をエミッタ抵抗Ｒ８の両端電圧として検出することができて、高精度のアシスト制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本実施形態の電動パワーステアリング装置の一例のブロック構成図を示す。（本実施形態）
【図２】本実施形態のＰＷＭ信号、モータ電流、モータ電流検出用抵抗の両端電圧、及びサンプリング信号の関係を示す図である。（本実施形態）
【図３】本実施形態に用いるオペアンプの特性を示す線図である。（本実施形態）
【図４】背景技術による電動パワーステアリング装置のブロック構成図を示す。（背景技術）
【図５】背景技術による電動パワーステアリング装置のブロック構成図を示す。（背景技術）
【図６】背景技術による電動パワーステアリング装置のブロック構成図を示す。（背景技術）
【図７】背景技術による電動パワーステアリング装置におけるＰＷＭ信号の波形とモータ電流検出用抵抗に発生する電圧の波形を示す図である。
【符号の説明】
【００６６】
４ 制御手段
５ 車速センサ
６ トルクセンサ
７ モータ電流ホールド部
８ モータ電流出力部
９ スイッチ手段
１１ オペアンプ
１２ オフセット回路
Ｒ１ 第１の抵抗
Ｒ２ 第２の抵抗
Ｒ６ モータ電流検出手段（モータ電流検出用抵抗）
Ｍ 操舵補助用モータ
Ｐ サンプリング信号
Ｓ 昇圧電源
ＺＤ ツエナーダイオード
【特許請求の範囲】
【請求項１】
車速を検出する車速センサと、
ハンドルの操舵トルクを検出するトルクセンサと、
ハンドルの操舵補助用のモータと、
前記モータに実際に流れるモータ電流の値を検出するモータ電流検出手段と、
前記車速、及び操舵トルクに基づいて演算して求められた電流指令値と前記モータに実際に流れるモータ電流の値との差分を求め、当該差分に基づき前記モータの動作をＰＷＭ制御する制御手段とを少なくとも備えた電動パワーステアリング装置において、
前記モータ電流検出手段で検出されたモータ電流の値をホールドするモータ電流ホールド部を備え、前記モータ電流検出手段と前記モータ電流ホールド部との間にスイッチ手段を設け、
前記制御手段は、該スイッチ手段をオンするサンプリング開始タイミングによって、前記モータ電流検出手段で検出されたモータ電流値をサンプリングして前記モータ電流ホールド部にホールドし始め、前記スイッチ手段をオフするホールドタイミングで、前記モータ電流ホールド部にホールドされているモータ電流値を自己に取り込み、
前記サンプリング開始タイミング、及びホールドタイミングを変更可能あることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【請求項２】
サンプリング開始タイミングとホールドタイミングとの間のサンプリング時間は一定時間とし、且つ、ホールドタイミングが、ＰＷＭ信号の立ち下がりに同期するか又は該ＰＷＭ信号の立ち下がりの直前であることを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項３】
サンプリング開始タイミングが、ＰＷＭ信号の立ち上がりに同期し、且つ、ホールドタイミングがＰＷＭ信号の立ち下がりに同期することを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項４】
サンプリング時間の中央が、ＰＷＭ信号のパルス幅の中央に一致し、且つ、サンプリング時間を一定としたことを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項５】
サンプリング開始タイミングがＰＷＭ信号のパルス幅の中央よりも前とし、且つ、ホールドタイミングがＰＷＭ信号のパルス幅の中央に一致したことを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項６】
サンプリング開始タイミング、及びホールドタイミングを大電流域と小電流域に応じて変更可能とし、大電流域においては、サンプリング開始タイミングがＰＷＭ信号の立ち上がり前とし、且つ、ホールドタイミングがＰＷＭ信号のパルス幅の中央に一致し、小電流域においては、サンプリング開始タイミングがＰＷＭ信号の立ち上がりに同期し、且つ、ホールドタイミングがＰＷＭ信号の立ち下がりに同期することを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項７】
サンプリング開始タイミング、及びホールドタイミングを大電流域と小電流域に応じて変更可能とし、大電流域においては、サンプリング開始タイミングがＰＷＭ信号の立ち上がりに同期し、且つ、ホールドタイミングがＰＷＭ信号の立ち下がりに同期し、小電流域においては、サンプリング開始タイミングがＰＷＭ信号の立ち上がり前とし、且つ、ホールドタイミングがＰＷＭ信号の立ち下がりに同期したことを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項８】
小電流域において、サンプリング時間を一定とする要件を具備したことを特徴とする請求項７に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項９】
オペアンプを有し、前記モータ電流ホールド部にホールドされた値を読み込み、且つ、増幅して前記制御手段に出力するモータ電流出力部と、前記オペアンプのオフセット電圧を消滅させるオフセット回路とを備え、
前記オフセット回路は、電源の電圧を昇圧させる昇圧電源と、一端側が該昇圧電源の＋側に接続された第１の抵抗と、該第１の抵抗の他端側にカソード側が接続されると共に前記電源の＋側にアノード側が接続されたツエナーダイオードと、該ツエナーダイオードのカソードと、前記オペアンプの入力端子との間に設けられた第２の抵抗とによって構成されたことを特徴とする請求項１乃至請求項８の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項１】
車速を検出する車速センサと、
ハンドルの操舵トルクを検出するトルクセンサと、
ハンドルの操舵補助用のモータと、
前記モータに実際に流れるモータ電流の値を検出するモータ電流検出手段と、
前記車速、及び操舵トルクに基づいて演算して求められた電流指令値と前記モータに実際に流れるモータ電流の値との差分を求め、当該差分に基づき前記モータの動作をＰＷＭ制御する制御手段とを少なくとも備えた電動パワーステアリング装置において、
前記モータ電流検出手段で検出されたモータ電流の値をホールドするモータ電流ホールド部を備え、前記モータ電流検出手段と前記モータ電流ホールド部との間にスイッチ手段を設け、
前記制御手段は、該スイッチ手段をオンするサンプリング開始タイミングによって、前記モータ電流検出手段で検出されたモータ電流値をサンプリングして前記モータ電流ホールド部にホールドし始め、前記スイッチ手段をオフするホールドタイミングで、前記モータ電流ホールド部にホールドされているモータ電流値を自己に取り込み、
前記サンプリング開始タイミング、及びホールドタイミングを変更可能あることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
【請求項２】
サンプリング開始タイミングとホールドタイミングとの間のサンプリング時間は一定時間とし、且つ、ホールドタイミングが、ＰＷＭ信号の立ち下がりに同期するか又は該ＰＷＭ信号の立ち下がりの直前であることを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項３】
サンプリング開始タイミングが、ＰＷＭ信号の立ち上がりに同期し、且つ、ホールドタイミングがＰＷＭ信号の立ち下がりに同期することを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項４】
サンプリング時間の中央が、ＰＷＭ信号のパルス幅の中央に一致し、且つ、サンプリング時間を一定としたことを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項５】
サンプリング開始タイミングがＰＷＭ信号のパルス幅の中央よりも前とし、且つ、ホールドタイミングがＰＷＭ信号のパルス幅の中央に一致したことを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項６】
サンプリング開始タイミング、及びホールドタイミングを大電流域と小電流域に応じて変更可能とし、大電流域においては、サンプリング開始タイミングがＰＷＭ信号の立ち上がり前とし、且つ、ホールドタイミングがＰＷＭ信号のパルス幅の中央に一致し、小電流域においては、サンプリング開始タイミングがＰＷＭ信号の立ち上がりに同期し、且つ、ホールドタイミングがＰＷＭ信号の立ち下がりに同期することを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項７】
サンプリング開始タイミング、及びホールドタイミングを大電流域と小電流域に応じて変更可能とし、大電流域においては、サンプリング開始タイミングがＰＷＭ信号の立ち上がりに同期し、且つ、ホールドタイミングがＰＷＭ信号の立ち下がりに同期し、小電流域においては、サンプリング開始タイミングがＰＷＭ信号の立ち上がり前とし、且つ、ホールドタイミングがＰＷＭ信号の立ち下がりに同期したことを特徴とする請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項８】
小電流域において、サンプリング時間を一定とする要件を具備したことを特徴とする請求項７に記載の電動パワーステアリング装置。
【請求項９】
オペアンプを有し、前記モータ電流ホールド部にホールドされた値を読み込み、且つ、増幅して前記制御手段に出力するモータ電流出力部と、前記オペアンプのオフセット電圧を消滅させるオフセット回路とを備え、
前記オフセット回路は、電源の電圧を昇圧させる昇圧電源と、一端側が該昇圧電源の＋側に接続された第１の抵抗と、該第１の抵抗の他端側にカソード側が接続されると共に前記電源の＋側にアノード側が接続されたツエナーダイオードと、該ツエナーダイオードのカソードと、前記オペアンプの入力端子との間に設けられた第２の抵抗とによって構成されたことを特徴とする請求項１乃至請求項８の何れか１項に記載の電動パワーステアリング装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００９−４０２４８（Ｐ２００９−４０２４８Ａ）
【公開日】平成２１年２月２６日（２００９．２．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−２０８００１（Ｐ２００７−２０８００１）
【出願日】平成１９年８月９日（２００７．８．９）
【出願人】（００００００９２９）カヤバ工業株式会社 (2,151)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年２月２６日（２００９．２．２６）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年８月９日（２００７．８．９）
【出願人】（００００００９２９）カヤバ工業株式会社 (2,151)
【Ｆターム（参考）】
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