モータ周波数でのパルス幅変調による速度制御を利用したセンサレスおよびブラシレス直流モータ駆動
【課題】三相ＰＷＭブラシレス直流モータ駆動におけるスイッチング損失を最小限に抑える。
【解決手段】三相ＰＷＭブラシレス直流モータ制御回路２０は、三相ブリッジ回路２２と、コントローラ１０とパルス回路３０と、ハイサイドドライバ２６Ａ、２６Ｂ、２６Ｃと、２入力ＮＯＲゲート回路２８Ａ、２８Ｂ、２８Ｃで構成される。 三相ブリッジ２２は、複数のハイサイドスイッチＡＨ、ＢＨ，ＣＨと、ローサイドスイッチＡＬ、ＢＬ，ＣＬで構成され、出力φＡ、φＢ、φＣは、モータの対応する各相に接続される。パルス回路３０のの出力信号は、コントローラ１０から出力されるハイサイドスイッチＡＨ、ＢＨ，ＣＨに対応するモータ速度制御パルス信号と共に２入力ＮＯＲゲート回路２６Ａ、２６Ｂ、２６Ｃに入力され、ハイサイドドライバ２６Ａ、２６Ｂ、２６Ｃを介してハイサイドスイッチＡＨ、ＢＨ，ＣＨの各ゲート端子にＰＷＭパルス信号を提供する。
【解決手段】三相ＰＷＭブラシレス直流モータ制御回路２０は、三相ブリッジ回路２２と、コントローラ１０とパルス回路３０と、ハイサイドドライバ２６Ａ、２６Ｂ、２６Ｃと、２入力ＮＯＲゲート回路２８Ａ、２８Ｂ、２８Ｃで構成される。 三相ブリッジ２２は、複数のハイサイドスイッチＡＨ、ＢＨ，ＣＨと、ローサイドスイッチＡＬ、ＢＬ，ＣＬで構成され、出力φＡ、φＢ、φＣは、モータの対応する各相に接続される。パルス回路３０のの出力信号は、コントローラ１０から出力されるハイサイドスイッチＡＨ、ＢＨ，ＣＨに対応するモータ速度制御パルス信号と共に２入力ＮＯＲゲート回路２６Ａ、２６Ｂ、２６Ｃに入力され、ハイサイドドライバ２６Ａ、２６Ｂ、２６Ｃを介してハイサイドスイッチＡＨ、ＢＨ，ＣＨの各ゲート端子にＰＷＭパルス信号を提供する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
［関連出願についての相互参照］
本発明は、２００５年４月５日に出願された米国仮特許出願６０／６６８，８９７「モータ周波数でのパルス幅変調による速度制御を利用したセンサレスおよびブラシレス直流モータ駆動」に基づくとともに、同出願の恩典を主張する。本発明は、同出願に対する優先権を主張する。同出願の開示内容は、参照によって本明細書に組み込まれる。
【０００２】
本発明は、ブラシレス直流（ＢＬＤＣ）モータ駆動に関する。本発明は、より具体的には、三相パルス幅変調（ＰＷＭ）によるＢＬＤＣモータ駆動におけるスイッチング損失を最小限に抑えることに関する。
【背景技術】
【０００３】
通常、多相ＢＬＤＣモータの駆動には、６ステップ台形駆動およびＰＷＭ駆動の２つの異なるタイプの駆動が用いられる。６ステップ台形駆動では、高周波数で動作するプレレギュレータによって直流（ＤＣ）電源電圧を制御することで、速度調整を得られる。ＰＷＭ駆動では、電圧−時間交流（ＡＣ）出力を制御することで速度調整を得られる。これは、ＤＣ電源電圧を高周波数でＰＷＭすることによって実現される。
【０００４】
幾つかのタイプの６ステップブラシレス駆動が商業化されている。これらの駆動は、図１のＢＬＤＣモータ駆動回路に示されたフィリップス・セミコンダクタ社のＴＤＡ５１４２Ｔ集積回路（ＩＣ）１０に代表される。ＩＣ１０は、ＢＬＤＣモータ１２に接続されたパワー絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）１４を直接駆動する。
【０００５】
６ステップ台形駆動およびＰＷＭ駆動のいずれのタイプも、高周波数で動作可能なパワーＩＧＢＴを必要とするので、いずれのタイプの駆動も、かなりのスイッチング効率損失を伴う。
【０００６】
したがって、本発明の目的は、高周波数で動作するＩＧＢＴまたはその他のタイプのトランジスタのスイッチング効率損失を最低限に抑える三相ＰＷＭ ＢＬＤＣモータ駆動回路を提供することにある。
【発明の開示】
【０００７】
本発明によるＢＬＤＣ駆動回路は、６ステップ台形駆動の最上の特徴とＰＷＭ駆動の最上の特徴とを組み合わせたものである。したがって、本発明によるＢＬＤＣ駆動回路の特徴は、（ａ）スイッチング伝導損失が非常に低いという６ステップ駆動の特徴と、（ｂ）高周波数ＩＧＢＴスイッチの必要なくＡＣ出力のＰＷＭが実施されるという特徴と、を含む。さらに、これらの特徴は、本発明によるＢＬＤＣ駆動回路において、モータ周波数で動作する際の伝導損失およびスイッチング効率損失が小さい標準速度のＩＧＢＴの使用を可能にする。また、本発明によるＢＬＤＣ駆動回路は、得られる総合駆動効率を最大にする。
【０００８】
センサレス整流制御は、モータの非励磁巻線内の逆起電力（逆ＥＭＦ）のゼロクロス点の検出を通じて動作する。これらの条件は、モータの最適な整流のためのタイミングパルスを生成する。スタートアップ期間中、逆ＥＭＦが生成されていない場合には、駆動出力は、逆ＥＭＦが確立されるまで、周波数の増加によってクロックされる。
【０００９】
ＩＧＢＴを直接駆動する代わりに、本発明によるＢＬＤＣ駆動回路の出力は、遅延をトリガする。この遅延は、モータの整流ごとに、ＩＧＢＴの電気伝導時間を短縮する。ＩＧＢＴの伝導時間の短縮によって、ＢＬＤＣ駆動回路は、電圧−時間出力を効果的に減少させ、そして、モータ速度を制御する。
【００１０】
電圧−時間制御は、アナログ制御電圧源からの出力が制御される開ループシステム内で実施することができる。あるいは、電圧−時間制御は、モータ速度が電気配線および負荷の変化に対して調整可能である閉ループシステム内で実施することができる。
【００１１】
本発明による可変速度式ＢＬＤＣモータ駆動回路は、例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの複数のハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチを含む。これらのスイッチは、ＢＬＤＣモータを整流させるための三相ブリッジを構成するように結合され、ブリッジの各相は、モータの対応する相に接続されている。本発明による回路は、また、複数のハイサイドおよびローサイドのＩＧＢＴのそれぞれのための信号を提供するコントローラを含む。これらの信号は、モータの非励磁巻線に対応するブリッジの各相の出力に対応する逆起電力（逆ＥＭＦ）のゼロクロス点の検出に応じて提供される。
【００１２】
さらに、本発明による回路は、モータの定速化を実現するために、直流バス電圧のパルス幅変調（ＰＷＭ）によってモータを制御するための速度制御ループを含む。この速度制御ループは、パルス回路と、複数のハイサイドドライバと、複数のゲート回路と、を含む。パルス回路は、例えばデュアル単安定マルチバイブレータなどであり、コントローラからハイサイドＩＧＢＴへ提供される信号のリーディングエッジを受信する。複数のハイサイドドライバは、複数のハイサイドＩＧＢＴを制御するためのものであり、各ハイサイドＩＧＢＴは対応するハイサイドドライバに接続されている。複数のゲート回路は、マルチバイブレータからのパルスと、コントローラからハイサイドＩＧＢＴへの信号と、を受信し、対応するハイサイドＩＧＢＴを変調する各ハイサイドドライバにＰＷＭ信号を提供する。
【００１３】
添付の図面を参照にして行われる以下の発明の説明から、本発明のその他の特徴および利点が明らかになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
図１は、冷却を含む種々の用途に用いられる代表的な三相３００Ｗ（ワット）ブラシレス直流（ＢＬＤＣ）モータ駆動集積回路（ＩＣ）１０を示している。ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣ１０のピン１，２，４，５，２３，２４において出力信号のパルス幅変調（ＰＷＭ）を生成するために、マイクロプロセッサまたはデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を使用することができる。ＰＷＭ信号は、モータ１２の始動および運転のための電力を供給するパワー絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）１４の駆動に用いられる。このような三相ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣ１０のためのＰＷＭ周波数は、波形ひずみを最小に押さえること、および、電磁妨害／高周波妨害（ＥＭＩ／ＲＦＩ）の発生を最少に押さえることを折衷して選択され、通常、４〜１６ＫＨｚの範囲である。
【００１５】
一方、６ステップ駆動では、通常４０〜３００Ｈｚの範囲の周波数でモータを動作させ、直流（ＤＣ）バス電圧制御によって速度調整が実現される。直流バス電圧制御は、金属酸化物半導体（ＭＯＳ）ゲートのスイッチを追加で必要とする。
【００１６】
図２は、本発明によるＢＬＤＣモータ制御回路２０を示している。制御回路２０は、図１に示すような三相ＰＷＭ ＢＬＤＣモータ駆動の最上の特性と、６ステップ駆動の最上の特性と、を組み合わせたものである。本発明による制御回路２０は、モータ周波数のＰＷＭを採用した６ステップ駆動であるため、ＩＧＢＴのスイッチング電力損失の問題をほぼ解消すると共に、マイクロコントローラを用いることなく三相ＢＬＤＣモータ駆動制御回路２０の総合効率を最大化する。
【００１７】
本発明は、低電圧金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）またはＩＧＢＴを駆動するように設計された三相１５Ｖ（ボルト）ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣ１０を使用する。ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣ１０としては、例えば、図１を参照に上述されたフィリップス・セミコンダクタ社のＴＤＡ ５１４２Ｔを使用することができる。３つのローサイドＮチャネルデバイスＡL，ＢL，ＣLを駆動するための出力信号は、ＩＣ１０のピン１，５，２３から提供される。３つのハイサイドＰチャネルデバイスＡH，ＢH，ＣHを駆動するための出力信号は、ＩＣ１０のピン２，４，２４から提供される。ローサイドおよびハイサイドのデバイスＡ，Ｂ，Ｃは、例えば、インターナショナル・レクティファイア社の超高速ソフトリカバリダイオードＩＲＧ４ＢＣ２０ＳＤを用いたＩＧＢＴであり、三相ブリッジ２２を構成するように結合されている。
【００１８】
ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣ１０は、相φＡ，φＢ，φＣで三相ブリッジ２２に接続されたＢＬＤＣモータ（不図示）を始動させるために、初期ロータ位置決め制御および加速度制御を提供する。そして、モータは、定速化を実現するためにＤＣバス電圧を変調する速度制御ループによって制御される。モータが逆ＥＭＦを生成するまでは、始動増加率ｄｆｒｅｑ／ｄｔは、外部キャパシタによって選択される。生成された逆ＥＭＦは、相Ａ，Ｂ，Ｃに対応するＩＣ１０の比較器入力ピン１９，２０，２１において検出され、モータを最適に整流するために使用される。
【００１９】
整流時間は、モータの非励磁巻線の逆ＥＭＦのゼロクロス点によって決定される。通常動作のとき、３つの相φＡ，φＢ，φＣのうちの１つは正のバスに接続され、他の１つは負のバスに接続され、３つ目は、ゼロクロス点の検出に使用可能な開回路である。
【００２０】
前述のように、ピン１，５，２３からの３つのローサイド出力信号は、ローサイドの６００Ｖ ＩＧＢＴ ＡL，ＢL，ＣLを直接駆動する。ピン２，４，２４からの３つのハイサイド出力信号のそれぞれは、対応する２入力ＮＯＲゲート２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃで処理される。ＮＯＲゲートからの出力は、例えばインターナショナル・レクティファイア社のＩＲ２１１７ ＩＣなどの対応する３つのハイサイドドライバ２６Ａ，２６Ｂ，２６Ｃに送られる。
【００２１】
ＮＯＲゲート２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃへの第２の入力は、例えばフェアチャイルド・セミコンダクタ社のＣＤ４５３８ ＩＣなどのデュアル単安定マルチバイブレータＩＣ３０から提供される。ＩＣ３０の動作は、ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣ１０のピン２，４，２４からの３つのハイサイド信号のそれぞれのリーディングエッジによってトリガされる。ＩＣ３０のタイミング回路は、外部ＤＣ電圧およびタイミングキャパシタによって制御される。モータ周波数の３倍の周波数で出力されるＩＣ３０の出力パルスは、ＮＯＲゲート２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃの第２の入力に与えられる。ＮＯＲゲートは、ハイサイドドライバ２６Ａ，２６Ｂ，２６Ｃを介して、３つのハイサイドＩＧＢＴ ＡH，ＢH，ＣHを変調するための所要のＰＷＭ入力信号を生成する。ＰＷＭ入力信号は、次いで、パルス回路３０からのパルスによって遅延され、ハイサイドスイッチのゲートに提供される信号をモータ周波数でパルス幅変調する。
【００２２】
図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｃは、モータの電力を制御するために使用されるＰＷＭの波形を示している。相電圧および相電流の波形は、最小変調（高電力）、中間変調、および近最大変調（すなわち最小電力入力）の各場合について取り出されている。図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｃにおいて、トレースＴｒ１は、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｇｅ電圧を２０Ｖ／ｄｉｖで表しており、トレースＴｒ２は、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｃｅ電圧を５０Ｖ／ｄｉｖで表しており、トレースＴｒ３は、モータ相Ａの電流を２Ａ／ｄｉｖで表している。
【００２３】
図３Ｃは、最小変調の場合の５６Ｗ（ワット），５０Ｈｚ，３０００ＲＰＭの６ステップ波形を示している。図３Ｂは、中間変調の場合の１６０Ｗ，５０Ｈｚ，３０００ＲＰＭの６ステップ波形を示している。最後に、図３Ａは、高変調の場合の３００Ｗ，５０Ｈｚ，３０００ＲＰＭの６ステップ波形を示している。図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｃは、モータの電力を制御するための進行性のＰＷＭモータ周波数を明確に示している。
【００２４】
図２に戻って、モータの各巻線を流れる電流は、三相ブリッジの２つの導通相Ａ，ＢまたはＣを介して、瞬時に得られる。導通している２相は、異なる動作段階にあり、第３の相は、相整流のための電圧ゼロクロス点の検出に用いられる開回路になっている。３つのローサイドＩＧＢＴ ＡL，ＢL，ＣLは、通常の１２０度の導通角で駆動されるが、相電流は、対応するハイサイドＩＧＢＴすなわちＡH，ＢHまたはＣHが導通状態にある場合にのみ流れる。この対応するハイサイドＩＧＢＴが、低減されたパルス幅、すなわち、３０００ＲＰＭのときに通常４５〜１０５度で、あるいは、より低速の場合はそれに比例してより低減されたパルス幅で、変調される。
【００２５】
極めて低速の場合は、過剰なトルクむらが制約となる恐れがある。しかしながら、極めて低速な動作が不要である圧縮機の負荷などの場合は、このような制約による問題を生じることはない。代表的な冷凍圧縮機またはエアコン用圧縮機は、例えば、６極モータに関して５０Ｈｚ対１５０Ｈｚまたは１０００ＲＰＭ対３０００ＲＰＭなど、約３：１の速度比で動作する。
【００２６】
比較のため、図４Ａは、６０Ｗ（ワット），５ＫＨｚのマイクロプロセッサ制御式ＰＷＭの電圧波形および電流波形を示しており、図４Ｂは、３００Ｗ（ワット），５ＫＨｚのマイクロプロセッサ制御式ＰＷＭの電圧波形および電流波形を示している。
【００２７】
本発明を評価するために、回路２０のテストが実施された。このテストでは、前述のように、ＩＧＢＴ２２のための電力はＤＣ電源３２から供給され、第２の電源３４からは１５Ｖ，９ｍＡ（０．１３５Ｗ）の補助電力が供給された。ＢＬＤＣモータ（不図示）は、例えば横河電機のＷＴ１６００などのデジタル多相電力計を介して、相φＡ，φＢ，φＣに接続された。該モータは、他励のＤＣ発電機によって装荷された。ＤＣ発電機の界磁電流は、ＩＧＢＴ２２からの電力が５６Ｗから３００Ｗまでの範囲で制御されるように調整された。
【００２８】
第１のテスト期間全体で、ＢＬＤＣモータの周波数は、１００Ｈｚ（４極，３０００ＲＰＭ）に維持された。表１に示されたテスト結果は、負荷電流に応じた効率の変化を示している。これらの結果は、さらに、代表的なＩＧＢＴ伝導損失を表しており、スイッチング損失は小さく且つ一定に抑えられている。
【表１】
【００２９】
図５Ａは、表１に記録されたＩＧＢＴ伝導スイッチング損失の値を、やはり表１に記録された対応するＤＣ入力電力の値の関数として表したグラフである。このグラフは、ＩＧＢＴ伝導損失が、かなり小さく且つ一定であることを示している。このグラフは、また、回路２０の総合効率が、５５〜３０７Ｗ（ワット）の範囲のＤＣ電力入力に対してほぼ９７．８％に維持されることを示している。
【００３０】
表２は、モータの負荷がモータの速度に比例する別のテストの結果を示している。このとき、ＤＣ発電機の負荷の界磁励磁は、一定に維持された。したがって、トルクは、モータのＤＣ入力電力に正比例し、毎分回転数（ＲＰＭ）に逆比例した。このテストは、約２：１の入力電力範囲のエアコンシステムにおける実際の圧縮機の動作を模擬したものである。
【表２】
【００３１】
図５Ｂは、表２に挙げられた５２．９３Ｈｚ（１５８８ＲＰＭ）〜９９．４Ｈｚ（２９８２ＲＰＭ）の範囲で得られるＩＧＢＴの総合効率またはモータの速度を、やはり表２に記録された１１６〜３０２Ｗの範囲のＤＣ入力電力の関数として表したグラフである。
【００３２】
上記の２種類の評価テストの比較対象として実施された第３のテストでは、３００Ｗ，５ＫＨｚの（図１に示されるような）マイクロコントローラ駆動式ＢＬＤＣ駆動１０を実施した。第３のテストの条件は、回路２０のテストの条件にかなり一致する。同じセンサレスＢＬＤＣモータおよびＩＧＢＴが、１００Ｈｚ（３０００ＲＰＭ）の速度および１２１ＶのＤＣバス電圧で使用された。テスト結果は、表３に挙げられている。
【表３】
【００３３】
表１に記録された結果と表３に記録された結果とを比較すれば、本発明によるモータ周波数ＰＷＭ回路の優れた特性を明確に知ることができる。本発明による回路２０によって実現されるＩＧＢＴ伝導損失の減少は、結果として、６０Ｗ（ワット）の場合は９５．４％から９７．７％に、３００Ｗの場合は９６．３６％から９７．９％に効率を向上させる。さらに、本発明は、例えばインターナショナル・レクティファイア社のＴＯ−２００ １００ＶパワーＭＯＳＦＥＴなどのＩＧＢＴを使用した場合に、ヒートシンクを使用する必要を排除する。ヒートシンクは、そのパッケージサイズの小ささゆえに、三相モジュールでは依然として用いられ、より高い電力密度をもたらす。
【００３４】
図５Ｃは、ＩＧＢＴを制御するためにマイクロプロセッサを使用してＰＷＭ出力信号を生成し、その結果として高いＩＧＢＴ損失を示す、第３のテストで使用された図１の参考回路と、本発明によるモータ周波数ＰＷＭ回路２０と、のスイッチング伝導損失の差を示している。
【００３５】
以上では、具体的な実施形態に基づいた発明の説明を行ってきたが、当業者ならば明らかなように、その他に多くの変形態様、変更態様、および使用形態が可能である。したがって、本発明は、本明細書に記載された具体的な開示内容に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】ＴＤＡ５１４２Ｔ ＩＣを用いた従来技術によるＢＬＤＣモータ駆動回路の回路図である。
【図２】本発明によるＢＬＤＣモータ駆動回路の回路図である。
【図３Ａ】高変調の場合の、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｇｅ、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｃｅ、およびモータ相Ａの電流のそれぞれの（６ステップ）波形を示した図である。
【図３Ｂ】中間変調の場合の、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｇｅ、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｃｅ、およびモータ相Ａの電流のそれぞれの（６ステップ）波形を示した図である。
【図３Ｃ】最小変調の場合の、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｇｅ、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｃｅ、およびモータ相Ａの電流のそれぞれの（６ステップ）波形を示した図である。
【図４Ａ】６０Ｗ，５ＫＨｚのマイクロプロセッサ制御式ＰＷＭの電圧波形および電流波形を示したグラフである。
【図４Ｂ】３００Ｗ，５ＫＨｚのマイクロプロセッサ制御式ＰＷＭの電圧波形および電流波形を示したグラフである。
【図５Ａ】入力電力に応じて測定されたＩＧＢＴ伝導損失を、表１の値を用いて示したグラフである。
【図５Ｂ】効率を表２に示すモータ速度および入力電力の関数として示したグラフである。
【図５Ｃ】従来技術（図１）による５ＫＨｚのマイクロプロセッサ制御と、本発明に従ったモータ周波数ＰＷＭとについて、入力電力に応じたＩＧＢＴの総合損失を比較したグラフである。
【技術分野】
【０００１】
［関連出願についての相互参照］
本発明は、２００５年４月５日に出願された米国仮特許出願６０／６６８，８９７「モータ周波数でのパルス幅変調による速度制御を利用したセンサレスおよびブラシレス直流モータ駆動」に基づくとともに、同出願の恩典を主張する。本発明は、同出願に対する優先権を主張する。同出願の開示内容は、参照によって本明細書に組み込まれる。
【０００２】
本発明は、ブラシレス直流（ＢＬＤＣ）モータ駆動に関する。本発明は、より具体的には、三相パルス幅変調（ＰＷＭ）によるＢＬＤＣモータ駆動におけるスイッチング損失を最小限に抑えることに関する。
【背景技術】
【０００３】
通常、多相ＢＬＤＣモータの駆動には、６ステップ台形駆動およびＰＷＭ駆動の２つの異なるタイプの駆動が用いられる。６ステップ台形駆動では、高周波数で動作するプレレギュレータによって直流（ＤＣ）電源電圧を制御することで、速度調整を得られる。ＰＷＭ駆動では、電圧−時間交流（ＡＣ）出力を制御することで速度調整を得られる。これは、ＤＣ電源電圧を高周波数でＰＷＭすることによって実現される。
【０００４】
幾つかのタイプの６ステップブラシレス駆動が商業化されている。これらの駆動は、図１のＢＬＤＣモータ駆動回路に示されたフィリップス・セミコンダクタ社のＴＤＡ５１４２Ｔ集積回路（ＩＣ）１０に代表される。ＩＣ１０は、ＢＬＤＣモータ１２に接続されたパワー絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）１４を直接駆動する。
【０００５】
６ステップ台形駆動およびＰＷＭ駆動のいずれのタイプも、高周波数で動作可能なパワーＩＧＢＴを必要とするので、いずれのタイプの駆動も、かなりのスイッチング効率損失を伴う。
【０００６】
したがって、本発明の目的は、高周波数で動作するＩＧＢＴまたはその他のタイプのトランジスタのスイッチング効率損失を最低限に抑える三相ＰＷＭ ＢＬＤＣモータ駆動回路を提供することにある。
【発明の開示】
【０００７】
本発明によるＢＬＤＣ駆動回路は、６ステップ台形駆動の最上の特徴とＰＷＭ駆動の最上の特徴とを組み合わせたものである。したがって、本発明によるＢＬＤＣ駆動回路の特徴は、（ａ）スイッチング伝導損失が非常に低いという６ステップ駆動の特徴と、（ｂ）高周波数ＩＧＢＴスイッチの必要なくＡＣ出力のＰＷＭが実施されるという特徴と、を含む。さらに、これらの特徴は、本発明によるＢＬＤＣ駆動回路において、モータ周波数で動作する際の伝導損失およびスイッチング効率損失が小さい標準速度のＩＧＢＴの使用を可能にする。また、本発明によるＢＬＤＣ駆動回路は、得られる総合駆動効率を最大にする。
【０００８】
センサレス整流制御は、モータの非励磁巻線内の逆起電力（逆ＥＭＦ）のゼロクロス点の検出を通じて動作する。これらの条件は、モータの最適な整流のためのタイミングパルスを生成する。スタートアップ期間中、逆ＥＭＦが生成されていない場合には、駆動出力は、逆ＥＭＦが確立されるまで、周波数の増加によってクロックされる。
【０００９】
ＩＧＢＴを直接駆動する代わりに、本発明によるＢＬＤＣ駆動回路の出力は、遅延をトリガする。この遅延は、モータの整流ごとに、ＩＧＢＴの電気伝導時間を短縮する。ＩＧＢＴの伝導時間の短縮によって、ＢＬＤＣ駆動回路は、電圧−時間出力を効果的に減少させ、そして、モータ速度を制御する。
【００１０】
電圧−時間制御は、アナログ制御電圧源からの出力が制御される開ループシステム内で実施することができる。あるいは、電圧−時間制御は、モータ速度が電気配線および負荷の変化に対して調整可能である閉ループシステム内で実施することができる。
【００１１】
本発明による可変速度式ＢＬＤＣモータ駆動回路は、例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの複数のハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチを含む。これらのスイッチは、ＢＬＤＣモータを整流させるための三相ブリッジを構成するように結合され、ブリッジの各相は、モータの対応する相に接続されている。本発明による回路は、また、複数のハイサイドおよびローサイドのＩＧＢＴのそれぞれのための信号を提供するコントローラを含む。これらの信号は、モータの非励磁巻線に対応するブリッジの各相の出力に対応する逆起電力（逆ＥＭＦ）のゼロクロス点の検出に応じて提供される。
【００１２】
さらに、本発明による回路は、モータの定速化を実現するために、直流バス電圧のパルス幅変調（ＰＷＭ）によってモータを制御するための速度制御ループを含む。この速度制御ループは、パルス回路と、複数のハイサイドドライバと、複数のゲート回路と、を含む。パルス回路は、例えばデュアル単安定マルチバイブレータなどであり、コントローラからハイサイドＩＧＢＴへ提供される信号のリーディングエッジを受信する。複数のハイサイドドライバは、複数のハイサイドＩＧＢＴを制御するためのものであり、各ハイサイドＩＧＢＴは対応するハイサイドドライバに接続されている。複数のゲート回路は、マルチバイブレータからのパルスと、コントローラからハイサイドＩＧＢＴへの信号と、を受信し、対応するハイサイドＩＧＢＴを変調する各ハイサイドドライバにＰＷＭ信号を提供する。
【００１３】
添付の図面を参照にして行われる以下の発明の説明から、本発明のその他の特徴および利点が明らかになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
図１は、冷却を含む種々の用途に用いられる代表的な三相３００Ｗ（ワット）ブラシレス直流（ＢＬＤＣ）モータ駆動集積回路（ＩＣ）１０を示している。ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣ１０のピン１，２，４，５，２３，２４において出力信号のパルス幅変調（ＰＷＭ）を生成するために、マイクロプロセッサまたはデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を使用することができる。ＰＷＭ信号は、モータ１２の始動および運転のための電力を供給するパワー絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）１４の駆動に用いられる。このような三相ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣ１０のためのＰＷＭ周波数は、波形ひずみを最小に押さえること、および、電磁妨害／高周波妨害（ＥＭＩ／ＲＦＩ）の発生を最少に押さえることを折衷して選択され、通常、４〜１６ＫＨｚの範囲である。
【００１５】
一方、６ステップ駆動では、通常４０〜３００Ｈｚの範囲の周波数でモータを動作させ、直流（ＤＣ）バス電圧制御によって速度調整が実現される。直流バス電圧制御は、金属酸化物半導体（ＭＯＳ）ゲートのスイッチを追加で必要とする。
【００１６】
図２は、本発明によるＢＬＤＣモータ制御回路２０を示している。制御回路２０は、図１に示すような三相ＰＷＭ ＢＬＤＣモータ駆動の最上の特性と、６ステップ駆動の最上の特性と、を組み合わせたものである。本発明による制御回路２０は、モータ周波数のＰＷＭを採用した６ステップ駆動であるため、ＩＧＢＴのスイッチング電力損失の問題をほぼ解消すると共に、マイクロコントローラを用いることなく三相ＢＬＤＣモータ駆動制御回路２０の総合効率を最大化する。
【００１７】
本発明は、低電圧金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）またはＩＧＢＴを駆動するように設計された三相１５Ｖ（ボルト）ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣ１０を使用する。ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣ１０としては、例えば、図１を参照に上述されたフィリップス・セミコンダクタ社のＴＤＡ ５１４２Ｔを使用することができる。３つのローサイドＮチャネルデバイスＡL，ＢL，ＣLを駆動するための出力信号は、ＩＣ１０のピン１，５，２３から提供される。３つのハイサイドＰチャネルデバイスＡH，ＢH，ＣHを駆動するための出力信号は、ＩＣ１０のピン２，４，２４から提供される。ローサイドおよびハイサイドのデバイスＡ，Ｂ，Ｃは、例えば、インターナショナル・レクティファイア社の超高速ソフトリカバリダイオードＩＲＧ４ＢＣ２０ＳＤを用いたＩＧＢＴであり、三相ブリッジ２２を構成するように結合されている。
【００１８】
ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣ１０は、相φＡ，φＢ，φＣで三相ブリッジ２２に接続されたＢＬＤＣモータ（不図示）を始動させるために、初期ロータ位置決め制御および加速度制御を提供する。そして、モータは、定速化を実現するためにＤＣバス電圧を変調する速度制御ループによって制御される。モータが逆ＥＭＦを生成するまでは、始動増加率ｄｆｒｅｑ／ｄｔは、外部キャパシタによって選択される。生成された逆ＥＭＦは、相Ａ，Ｂ，Ｃに対応するＩＣ１０の比較器入力ピン１９，２０，２１において検出され、モータを最適に整流するために使用される。
【００１９】
整流時間は、モータの非励磁巻線の逆ＥＭＦのゼロクロス点によって決定される。通常動作のとき、３つの相φＡ，φＢ，φＣのうちの１つは正のバスに接続され、他の１つは負のバスに接続され、３つ目は、ゼロクロス点の検出に使用可能な開回路である。
【００２０】
前述のように、ピン１，５，２３からの３つのローサイド出力信号は、ローサイドの６００Ｖ ＩＧＢＴ ＡL，ＢL，ＣLを直接駆動する。ピン２，４，２４からの３つのハイサイド出力信号のそれぞれは、対応する２入力ＮＯＲゲート２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃで処理される。ＮＯＲゲートからの出力は、例えばインターナショナル・レクティファイア社のＩＲ２１１７ ＩＣなどの対応する３つのハイサイドドライバ２６Ａ，２６Ｂ，２６Ｃに送られる。
【００２１】
ＮＯＲゲート２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃへの第２の入力は、例えばフェアチャイルド・セミコンダクタ社のＣＤ４５３８ ＩＣなどのデュアル単安定マルチバイブレータＩＣ３０から提供される。ＩＣ３０の動作は、ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣ１０のピン２，４，２４からの３つのハイサイド信号のそれぞれのリーディングエッジによってトリガされる。ＩＣ３０のタイミング回路は、外部ＤＣ電圧およびタイミングキャパシタによって制御される。モータ周波数の３倍の周波数で出力されるＩＣ３０の出力パルスは、ＮＯＲゲート２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃの第２の入力に与えられる。ＮＯＲゲートは、ハイサイドドライバ２６Ａ，２６Ｂ，２６Ｃを介して、３つのハイサイドＩＧＢＴ ＡH，ＢH，ＣHを変調するための所要のＰＷＭ入力信号を生成する。ＰＷＭ入力信号は、次いで、パルス回路３０からのパルスによって遅延され、ハイサイドスイッチのゲートに提供される信号をモータ周波数でパルス幅変調する。
【００２２】
図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｃは、モータの電力を制御するために使用されるＰＷＭの波形を示している。相電圧および相電流の波形は、最小変調（高電力）、中間変調、および近最大変調（すなわち最小電力入力）の各場合について取り出されている。図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｃにおいて、トレースＴｒ１は、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｇｅ電圧を２０Ｖ／ｄｉｖで表しており、トレースＴｒ２は、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｃｅ電圧を５０Ｖ／ｄｉｖで表しており、トレースＴｒ３は、モータ相Ａの電流を２Ａ／ｄｉｖで表している。
【００２３】
図３Ｃは、最小変調の場合の５６Ｗ（ワット），５０Ｈｚ，３０００ＲＰＭの６ステップ波形を示している。図３Ｂは、中間変調の場合の１６０Ｗ，５０Ｈｚ，３０００ＲＰＭの６ステップ波形を示している。最後に、図３Ａは、高変調の場合の３００Ｗ，５０Ｈｚ，３０００ＲＰＭの６ステップ波形を示している。図３Ａ，図３Ｂ，図３Ｃは、モータの電力を制御するための進行性のＰＷＭモータ周波数を明確に示している。
【００２４】
図２に戻って、モータの各巻線を流れる電流は、三相ブリッジの２つの導通相Ａ，ＢまたはＣを介して、瞬時に得られる。導通している２相は、異なる動作段階にあり、第３の相は、相整流のための電圧ゼロクロス点の検出に用いられる開回路になっている。３つのローサイドＩＧＢＴ ＡL，ＢL，ＣLは、通常の１２０度の導通角で駆動されるが、相電流は、対応するハイサイドＩＧＢＴすなわちＡH，ＢHまたはＣHが導通状態にある場合にのみ流れる。この対応するハイサイドＩＧＢＴが、低減されたパルス幅、すなわち、３０００ＲＰＭのときに通常４５〜１０５度で、あるいは、より低速の場合はそれに比例してより低減されたパルス幅で、変調される。
【００２５】
極めて低速の場合は、過剰なトルクむらが制約となる恐れがある。しかしながら、極めて低速な動作が不要である圧縮機の負荷などの場合は、このような制約による問題を生じることはない。代表的な冷凍圧縮機またはエアコン用圧縮機は、例えば、６極モータに関して５０Ｈｚ対１５０Ｈｚまたは１０００ＲＰＭ対３０００ＲＰＭなど、約３：１の速度比で動作する。
【００２６】
比較のため、図４Ａは、６０Ｗ（ワット），５ＫＨｚのマイクロプロセッサ制御式ＰＷＭの電圧波形および電流波形を示しており、図４Ｂは、３００Ｗ（ワット），５ＫＨｚのマイクロプロセッサ制御式ＰＷＭの電圧波形および電流波形を示している。
【００２７】
本発明を評価するために、回路２０のテストが実施された。このテストでは、前述のように、ＩＧＢＴ２２のための電力はＤＣ電源３２から供給され、第２の電源３４からは１５Ｖ，９ｍＡ（０．１３５Ｗ）の補助電力が供給された。ＢＬＤＣモータ（不図示）は、例えば横河電機のＷＴ１６００などのデジタル多相電力計を介して、相φＡ，φＢ，φＣに接続された。該モータは、他励のＤＣ発電機によって装荷された。ＤＣ発電機の界磁電流は、ＩＧＢＴ２２からの電力が５６Ｗから３００Ｗまでの範囲で制御されるように調整された。
【００２８】
第１のテスト期間全体で、ＢＬＤＣモータの周波数は、１００Ｈｚ（４極，３０００ＲＰＭ）に維持された。表１に示されたテスト結果は、負荷電流に応じた効率の変化を示している。これらの結果は、さらに、代表的なＩＧＢＴ伝導損失を表しており、スイッチング損失は小さく且つ一定に抑えられている。
【表１】
【００２９】
図５Ａは、表１に記録されたＩＧＢＴ伝導スイッチング損失の値を、やはり表１に記録された対応するＤＣ入力電力の値の関数として表したグラフである。このグラフは、ＩＧＢＴ伝導損失が、かなり小さく且つ一定であることを示している。このグラフは、また、回路２０の総合効率が、５５〜３０７Ｗ（ワット）の範囲のＤＣ電力入力に対してほぼ９７．８％に維持されることを示している。
【００３０】
表２は、モータの負荷がモータの速度に比例する別のテストの結果を示している。このとき、ＤＣ発電機の負荷の界磁励磁は、一定に維持された。したがって、トルクは、モータのＤＣ入力電力に正比例し、毎分回転数（ＲＰＭ）に逆比例した。このテストは、約２：１の入力電力範囲のエアコンシステムにおける実際の圧縮機の動作を模擬したものである。
【表２】
【００３１】
図５Ｂは、表２に挙げられた５２．９３Ｈｚ（１５８８ＲＰＭ）〜９９．４Ｈｚ（２９８２ＲＰＭ）の範囲で得られるＩＧＢＴの総合効率またはモータの速度を、やはり表２に記録された１１６〜３０２Ｗの範囲のＤＣ入力電力の関数として表したグラフである。
【００３２】
上記の２種類の評価テストの比較対象として実施された第３のテストでは、３００Ｗ，５ＫＨｚの（図１に示されるような）マイクロコントローラ駆動式ＢＬＤＣ駆動１０を実施した。第３のテストの条件は、回路２０のテストの条件にかなり一致する。同じセンサレスＢＬＤＣモータおよびＩＧＢＴが、１００Ｈｚ（３０００ＲＰＭ）の速度および１２１ＶのＤＣバス電圧で使用された。テスト結果は、表３に挙げられている。
【表３】
【００３３】
表１に記録された結果と表３に記録された結果とを比較すれば、本発明によるモータ周波数ＰＷＭ回路の優れた特性を明確に知ることができる。本発明による回路２０によって実現されるＩＧＢＴ伝導損失の減少は、結果として、６０Ｗ（ワット）の場合は９５．４％から９７．７％に、３００Ｗの場合は９６．３６％から９７．９％に効率を向上させる。さらに、本発明は、例えばインターナショナル・レクティファイア社のＴＯ−２００ １００ＶパワーＭＯＳＦＥＴなどのＩＧＢＴを使用した場合に、ヒートシンクを使用する必要を排除する。ヒートシンクは、そのパッケージサイズの小ささゆえに、三相モジュールでは依然として用いられ、より高い電力密度をもたらす。
【００３４】
図５Ｃは、ＩＧＢＴを制御するためにマイクロプロセッサを使用してＰＷＭ出力信号を生成し、その結果として高いＩＧＢＴ損失を示す、第３のテストで使用された図１の参考回路と、本発明によるモータ周波数ＰＷＭ回路２０と、のスイッチング伝導損失の差を示している。
【００３５】
以上では、具体的な実施形態に基づいた発明の説明を行ってきたが、当業者ならば明らかなように、その他に多くの変形態様、変更態様、および使用形態が可能である。したがって、本発明は、本明細書に記載された具体的な開示内容に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】ＴＤＡ５１４２Ｔ ＩＣを用いた従来技術によるＢＬＤＣモータ駆動回路の回路図である。
【図２】本発明によるＢＬＤＣモータ駆動回路の回路図である。
【図３Ａ】高変調の場合の、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｇｅ、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｃｅ、およびモータ相Ａの電流のそれぞれの（６ステップ）波形を示した図である。
【図３Ｂ】中間変調の場合の、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｇｅ、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｃｅ、およびモータ相Ａの電流のそれぞれの（６ステップ）波形を示した図である。
【図３Ｃ】最小変調の場合の、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｇｅ、相ＡのローサイドＩＧＢＴのＶｃｅ、およびモータ相Ａの電流のそれぞれの（６ステップ）波形を示した図である。
【図４Ａ】６０Ｗ，５ＫＨｚのマイクロプロセッサ制御式ＰＷＭの電圧波形および電流波形を示したグラフである。
【図４Ｂ】３００Ｗ，５ＫＨｚのマイクロプロセッサ制御式ＰＷＭの電圧波形および電流波形を示したグラフである。
【図５Ａ】入力電力に応じて測定されたＩＧＢＴ伝導損失を、表１の値を用いて示したグラフである。
【図５Ｂ】効率を表２に示すモータ速度および入力電力の関数として示したグラフである。
【図５Ｃ】従来技術（図１）による５ＫＨｚのマイクロプロセッサ制御と、本発明に従ったモータ周波数ＰＷＭとについて、入力電力に応じたＩＧＢＴの総合損失を比較したグラフである。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
可変速度式ブラシレス直流（ＢＬＤＣ）モータ駆動回路であって、
ＢＬＤＣモータを整流するための三相ブリッジを構成するように結合された複数のハイサイドおよびローサイドの制御スイッチであって、前記ブリッジの各相は、前記モータの対応する相に接続されている、前記複数の制御スイッチと、
前記複数のハイサイドおよびローサイドのスイッチのそれぞれを駆動するために、駆動信号を提供するコントローラと、
モータの定速化を実現するために、直流バス電圧のパルス幅変調（ＰＷＭ）によって前記モータを制御するための速度制御ループと、
を備え、
前記速度制御ループは、
前記複数のハイサイドスイッチを制御し、かつ、所望のモータ速度に関連するパルス信号を提供するために、前記コントローラから提供される前記駆動信号を受信するパルス回路と、
前記複数のハイサイドスイッチを駆動するための複数のハイサイドドライバであって、各ハイサイドスイッチは、各ハイサイドドライバに結合されている、前記複数のハイサイドドライバと、
複数のゲート回路であって、前記各ゲート回路は、前記パルス回路からの前記パルス信号によって決定されるパルス期間を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号を生成するために、前記パルス回路からの前記パルス信号と、前記コントローラからの各ハイサイドコントローラのための駆動信号と、を受信し、この結果、各ハイサイドドライバを駆動して対応するハイサイドスイッチを変調する、前記複数のゲート回路と、
を備える、回路。
【請求項２】
請求項１に記載の回路であって、
前記複数のスイッチは、複数の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）である、回路。
【請求項３】
請求項２に記載の回路であって、
前記複数のローサイドＩＧＢＴは、複数のＮチャネルデバイスであり、前記複数のハイサイドＩＧＢＴは、複数のＰチャネルデバイスである、回路。
【請求項４】
請求項１に記載の回路であって、
前記コントローラは、さらに、前記モータを始動させるための初期ロータ位置決め制御および加速度制御を提供する、回路。
【請求項５】
請求項４に記載の回路であって、
前記複数の信号は、前記モータの非励磁巻線に対応する前記ブリッジの各相の出力に対応する逆起電力（逆ＥＭＦ）のゼロクロス点の検出に応じて提供される、回路。
【請求項６】
請求項５に記載の回路であって、
前記コントローラは、さらに、前記三相ブリッジの各相から複数の信号を受信し、
前記複数の信号は、整流時間を提供するために、前記モータの非励磁巻線の逆ＥＭＦのゼロクロス点の検出に使用される、回路。
【請求項７】
請求項６に記載の回路であって、
前記モータが逆ＥＭＦを生成する前に、前記コントローラの始動増加率ｄｆｒｅｑ／ｄｔは外部キャパシタによって選択される、回路。
【請求項８】
請求項５に記載の回路であって、
スタートアップ期間において、逆ＥＭＦが生成されていない場合には、駆動出力は、逆ＥＭＦが確立されるまで周波数の増加によってクロックされる、回路。
【請求項９】
請求項１に記載の回路であって、
前記コントローラは、集積回路（ＩＣ）である、回路。
【請求項１０】
請求項９に記載の回路であって、
前記ＩＣは、三相の１５Ｖ ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣである、回路。
【請求項１１】
請求項１に記載の回路であって、
前記パルス回路の動作は、前記コントローラから前記ハイサイドスイッチへの前記信号のリーディングエッジによってトリガされる、回路。
【請求項１２】
請求項１１に記載の回路であって、
前記パルス回路は、前記モータ周波数の３倍の周波数で前記パルス信号を出力する、回路。
【請求項１３】
請求項１２に記載の回路であって、
前記パルス回路のタイミング回路は、外部直流電圧およびタイミングキャパシタによって制御される、回路。
【請求項１４】
請求項１に記載の回路であって、
前記ＰＷＭ信号は、前記モータの整流ごとに、スイッチの電流伝導時間を調整する、回路。
【請求項１５】
請求項１４に記載の回路であって、
前記スイッチの伝導時間の調整は、前記モータの速度を制御する電圧−時間出力を調整する、回路。
【請求項１６】
請求項１４に記載の回路であって、
前記電圧−時間調整は、前記モータの速度がアナログ制御電圧源から制御される開ループシステム内で実行される、回路。
【請求項１７】
請求項１４に記載の回路であって、
前記電圧−時間調整は、前記モータの速度が配線および負荷の変化に対して調整される閉ループシステム内で実行される、回路。
【請求項１８】
請求項１に記載の回路であって、
前記スイッチの伝導損失は最小化され、前記モータの総合効率は最大化される、回路。
【請求項１９】
請求項１に記載の回路であって、
６ステップモータに対して約３：１の速度比で動作する冷凍圧縮機またはエアコン用圧縮機を動作させる、回路。
【請求項２０】
請求項１に記載の回路であって、
前記パルス回路は、デュアル単安定マルチバイブレータである、回路。
【請求項２１】
請求項１に記載の回路であって、
前記ゲート回路は、２入力ＮＯＲゲートを備える、回路。
【請求項２２】
モータ速度の定速化を実現するために直流バス電圧のパルス幅変調（ＰＷＭ）を利用する可変速度式ブラシレス直流（ＢＬＤＣ）モータ駆動回路において、ＢＬＤＣモータを制御する方法であって、
前記モータの非励磁巻線に対応する各相の出力に対応する逆起電力（逆ＥＭＦ）のゼロクロス点を検出する工程と、
前記モータを整流するための三相ブリッジを構成するように結合された複数のハイサイドおよびローサイドのスイッチのそれぞれのために制御信号を提供する工程であって、前記複数のローサイドスイッチは、前記制御信号を直接受信する、前記工程と、
各ハイサイドスイッチについての工程であって、
前記制御信号と、前記制御信号を受信するパルス回路からのパルス信号と、に基づいてゲート動作を実行して、前記パルス回路からの前記パルス信号によって決定されるパルス期間を有する各ハイサイドスイッチのための制御ＰＷＭ信号を生成する工程と、
前記ＰＷＭ信号を用いて前記ハイサイドスイッチを駆動する工程と、
を含む前記各ハイサイドスイッチについての工程と、
を備え、
前記ＰＷＭ信号は、前記モータの整流ごとに、前記スイッチの電流伝導時間を調整する、方法。
【請求項１】
可変速度式ブラシレス直流（ＢＬＤＣ）モータ駆動回路であって、
ＢＬＤＣモータを整流するための三相ブリッジを構成するように結合された複数のハイサイドおよびローサイドの制御スイッチであって、前記ブリッジの各相は、前記モータの対応する相に接続されている、前記複数の制御スイッチと、
前記複数のハイサイドおよびローサイドのスイッチのそれぞれを駆動するために、駆動信号を提供するコントローラと、
モータの定速化を実現するために、直流バス電圧のパルス幅変調（ＰＷＭ）によって前記モータを制御するための速度制御ループと、
を備え、
前記速度制御ループは、
前記複数のハイサイドスイッチを制御し、かつ、所望のモータ速度に関連するパルス信号を提供するために、前記コントローラから提供される前記駆動信号を受信するパルス回路と、
前記複数のハイサイドスイッチを駆動するための複数のハイサイドドライバであって、各ハイサイドスイッチは、各ハイサイドドライバに結合されている、前記複数のハイサイドドライバと、
複数のゲート回路であって、前記各ゲート回路は、前記パルス回路からの前記パルス信号によって決定されるパルス期間を有するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号を生成するために、前記パルス回路からの前記パルス信号と、前記コントローラからの各ハイサイドコントローラのための駆動信号と、を受信し、この結果、各ハイサイドドライバを駆動して対応するハイサイドスイッチを変調する、前記複数のゲート回路と、
を備える、回路。
【請求項２】
請求項１に記載の回路であって、
前記複数のスイッチは、複数の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）である、回路。
【請求項３】
請求項２に記載の回路であって、
前記複数のローサイドＩＧＢＴは、複数のＮチャネルデバイスであり、前記複数のハイサイドＩＧＢＴは、複数のＰチャネルデバイスである、回路。
【請求項４】
請求項１に記載の回路であって、
前記コントローラは、さらに、前記モータを始動させるための初期ロータ位置決め制御および加速度制御を提供する、回路。
【請求項５】
請求項４に記載の回路であって、
前記複数の信号は、前記モータの非励磁巻線に対応する前記ブリッジの各相の出力に対応する逆起電力（逆ＥＭＦ）のゼロクロス点の検出に応じて提供される、回路。
【請求項６】
請求項５に記載の回路であって、
前記コントローラは、さらに、前記三相ブリッジの各相から複数の信号を受信し、
前記複数の信号は、整流時間を提供するために、前記モータの非励磁巻線の逆ＥＭＦのゼロクロス点の検出に使用される、回路。
【請求項７】
請求項６に記載の回路であって、
前記モータが逆ＥＭＦを生成する前に、前記コントローラの始動増加率ｄｆｒｅｑ／ｄｔは外部キャパシタによって選択される、回路。
【請求項８】
請求項５に記載の回路であって、
スタートアップ期間において、逆ＥＭＦが生成されていない場合には、駆動出力は、逆ＥＭＦが確立されるまで周波数の増加によってクロックされる、回路。
【請求項９】
請求項１に記載の回路であって、
前記コントローラは、集積回路（ＩＣ）である、回路。
【請求項１０】
請求項９に記載の回路であって、
前記ＩＣは、三相の１５Ｖ ＢＬＤＣモータ駆動ＩＣである、回路。
【請求項１１】
請求項１に記載の回路であって、
前記パルス回路の動作は、前記コントローラから前記ハイサイドスイッチへの前記信号のリーディングエッジによってトリガされる、回路。
【請求項１２】
請求項１１に記載の回路であって、
前記パルス回路は、前記モータ周波数の３倍の周波数で前記パルス信号を出力する、回路。
【請求項１３】
請求項１２に記載の回路であって、
前記パルス回路のタイミング回路は、外部直流電圧およびタイミングキャパシタによって制御される、回路。
【請求項１４】
請求項１に記載の回路であって、
前記ＰＷＭ信号は、前記モータの整流ごとに、スイッチの電流伝導時間を調整する、回路。
【請求項１５】
請求項１４に記載の回路であって、
前記スイッチの伝導時間の調整は、前記モータの速度を制御する電圧−時間出力を調整する、回路。
【請求項１６】
請求項１４に記載の回路であって、
前記電圧−時間調整は、前記モータの速度がアナログ制御電圧源から制御される開ループシステム内で実行される、回路。
【請求項１７】
請求項１４に記載の回路であって、
前記電圧−時間調整は、前記モータの速度が配線および負荷の変化に対して調整される閉ループシステム内で実行される、回路。
【請求項１８】
請求項１に記載の回路であって、
前記スイッチの伝導損失は最小化され、前記モータの総合効率は最大化される、回路。
【請求項１９】
請求項１に記載の回路であって、
６ステップモータに対して約３：１の速度比で動作する冷凍圧縮機またはエアコン用圧縮機を動作させる、回路。
【請求項２０】
請求項１に記載の回路であって、
前記パルス回路は、デュアル単安定マルチバイブレータである、回路。
【請求項２１】
請求項１に記載の回路であって、
前記ゲート回路は、２入力ＮＯＲゲートを備える、回路。
【請求項２２】
モータ速度の定速化を実現するために直流バス電圧のパルス幅変調（ＰＷＭ）を利用する可変速度式ブラシレス直流（ＢＬＤＣ）モータ駆動回路において、ＢＬＤＣモータを制御する方法であって、
前記モータの非励磁巻線に対応する各相の出力に対応する逆起電力（逆ＥＭＦ）のゼロクロス点を検出する工程と、
前記モータを整流するための三相ブリッジを構成するように結合された複数のハイサイドおよびローサイドのスイッチのそれぞれのために制御信号を提供する工程であって、前記複数のローサイドスイッチは、前記制御信号を直接受信する、前記工程と、
各ハイサイドスイッチについての工程であって、
前記制御信号と、前記制御信号を受信するパルス回路からのパルス信号と、に基づいてゲート動作を実行して、前記パルス回路からの前記パルス信号によって決定されるパルス期間を有する各ハイサイドスイッチのための制御ＰＷＭ信号を生成する工程と、
前記ＰＷＭ信号を用いて前記ハイサイドスイッチを駆動する工程と、
を含む前記各ハイサイドスイッチについての工程と、
を備え、
前記ＰＷＭ信号は、前記モータの整流ごとに、前記スイッチの電流伝導時間を調整する、方法。
【図１】
【図２】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図３Ｃ】
【図４Ａ】
【図４Ｂ】
【図５Ａ】
【図５Ｂ】
【図５Ｃ】
【図２】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図３Ｃ】
【図４Ａ】
【図４Ｂ】
【図５Ａ】
【図５Ｂ】
【図５Ｃ】
【公開番号】特開２００６−２９６１９４（Ｐ２００６−２９６１９４Ａ）
【公開日】平成１８年１０月２６日（２００６．１０．２６）
【国際特許分類】
【外国語出願】
【出願番号】特願２００６−１０４１４２（Ｐ２００６−１０４１４２）
【出願日】平成１８年４月５日（２００６．４．５）
【出願人】（５０５３００６２３）インターナショナル・レクティファイヤ・コーポレーション (23)
【氏名又は名称原語表記】ＩＮＴＥＲＮＡＴＩＯＮＡＬ ＲＥＣＴＩＦＩＥＲ ＣＯＲＰＯＲＡＴＩＯＮ
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年１０月２６日（２００６．１０．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−１０４１４２（Ｐ２００６−１０４１４２）
【出願日】平成１８年４月５日（２００６．４．５）
【出願人】（５０５３００６２３）インターナショナル・レクティファイヤ・コーポレーション (23)
【氏名又は名称原語表記】ＩＮＴＥＲＮＡＴＩＯＮＡＬ ＲＥＣＴＩＦＩＥＲ ＣＯＲＰＯＲＡＴＩＯＮ
【Ｆターム（参考）】
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