光受信装置
【課題】光受信装置における位相状態制御のための構成を簡素化し、位相制御を高速化する。
【解決手段】本発明にかかる光受信装置は、第１、第２系列に属する第１、第２光回路である光回路２１、２２を含む遅延干渉計２と、光回路２１、２２の出力光をそれぞれ受光するツインフォトダイオード３１、３２とを備え、差動変調された光信号ＰＳ１、ＰＳ２を第１、第２系列を用いて別々に復調し、互いに所定位相ずれた第１、第２復調信号である電気信号ＥＳ１、ＥＳ２を出力する復調器１と、電気信号ＥＳ１を用いて、光回路２１における光信号ＰＳ１の位相状態を制御する第１制御部である制御部５０と、電気信号ＥＳ１、ＥＳ２を演算し、演算信号を出力する演算部である加算器７５と、電気信号ＥＳ２および演算信号を用いて、光回路２２における光信号ＰＳ２の位相状態を制御する第２制御部である制御部７０とを備える。
【解決手段】本発明にかかる光受信装置は、第１、第２系列に属する第１、第２光回路である光回路２１、２２を含む遅延干渉計２と、光回路２１、２２の出力光をそれぞれ受光するツインフォトダイオード３１、３２とを備え、差動変調された光信号ＰＳ１、ＰＳ２を第１、第２系列を用いて別々に復調し、互いに所定位相ずれた第１、第２復調信号である電気信号ＥＳ１、ＥＳ２を出力する復調器１と、電気信号ＥＳ１を用いて、光回路２１における光信号ＰＳ１の位相状態を制御する第１制御部である制御部５０と、電気信号ＥＳ１、ＥＳ２を演算し、演算信号を出力する演算部である加算器７５と、電気信号ＥＳ２および演算信号を用いて、光回路２２における光信号ＰＳ２の位相状態を制御する第２制御部である制御部７０とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は光受信装置に関し、特にＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：差動四相位相シフト変調）方式などの差動Ｍ相位相シフト変調方式で変調された光信号を受信する光受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、光通信において使用される変調方式として、差動Ｍ相位相シフト変調方式（Ｍ＝２Nであって、Ｎは２以上の自然数）が知られている。この変調方式の代表例としてＤＱＰＳＫ方式がある。
【０００３】
ＤＱＰＳＫ方式が使用される光通信では、送信装置において、０、１、２及び３の４種類のデータに対応して、時系列的に連続したシンボル間に、０、０．５π、π及び１．５πの４種類の位相差が与えられた光信号が生成され、当該光信号が光送信装置から送信されることによって、２ビットの情報が送信される。この光信号は光ファイバを伝播して光受信装置に入力される。光受信装置では、復調器で光信号が復調され、その復調器の出力から０、１、２及び３の４種類のデータが再生される。
【０００４】
特許文献１には、ＤＱＰＳＫ方式で変調された光信号を復調する技術について開示されている。特許文献１にも記載されているように、ＤＱＰＳＫ方式での光受信装置の復調器は、スプリッタと、２つの非対称マッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ）と、ツインフォトダイオード（ＰＤ）とで構成されることが多い。
【０００５】
スプリッタは、受信した光信号を２分岐し、２分岐された光信号は２つのＭＺＩにそれぞれ送られる。各ＭＺＩでは、一方の光路に対して他方の光路の物理的な長さを長くすることによって２つの光路間に光路長差が設けられており、他方の光路を伝搬する光信号に対して、シンボル周期に等しい遅延時間が付与されている。
【０００６】
さらに、ツインフォトダイオードから出力される２系統の電気信号が対称となるように、一方のＭＺＩの短い方の光路を伝搬する信号には＋０．２５πの位相シフト量が与えられ、他方のＭＺＩの短い方の光路を伝搬する信号には−０．２５πの位相シフト量が与えられる。ツインフォトダイオードは、各ＭＺＩからの出力光を電気信号に変換する２つのフォトダイオードと、電流を電圧に変換するトランスインピーダンスアンプにより構成されている。
【０００７】
一般的に、ビットエラーレートを抑えてＤＱＰＳＫ方式で変調された受信光を復調するためには、各ＭＺＩでの位相シフト量の現在値と目標値との差を１°以内に抑えることが望ましい。
【０００８】
これに関連して、非特許文献１に、ＤＢＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｂｉｎａｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）方式におけるＭＺＩの位相シフト量を制御する技術が示されている。ＤＢＰＳＫ方式におけるＭＺＩの位相シフト量の目標値は０、またはπである。低周波の発振器により発生した低周波のディザ信号を、ロングアームのヒータ電圧に重畳すると、これに伴い、ＭＺＩの位相シフト量が振動するため、ＭＺＩの出力光の光強度が振動して、ツインフォトダイオードの出力信号の包絡線が振動する。さらに、位相シフト量の中心値により、ＭＺＩの出力光の光強度の振動周波数、位相や振幅が変化するため、ツインフォトダイオードの出力の包絡線の振動周波数、位相や振幅も、ＭＺＩの位相シフト量の中心値に依存して、変化する。
【０００９】
例えば、ディザ周波数が１０Ｈｚである場合には、ＭＺＩの位相シフト量の中心値が０、またはπである場合、ツインフォトダイオードの出力の包絡線は、２０Ｈｚの振動周波数と０．５πの位相を有する。従って、ディザ信号と包絡線を同期検波すると、０が得られる。また、ＭＺＩの位相シフト量の中心値が０、または、πより正のズレδ（０＜δ＜０．５π）を有している場合、１０Ｈｚの振動周波数と０の位相を有する。従って、ディザ信号と包絡線を同期検波すると、正の値が得られる。一方、ＭＺＩの位相シフト量の中心値が０、または、πより負のズレδ（−０．５π＜δ＜０）を有している場合、１０Ｈｚの振動周波数とπの位相を有する。従って、ディザ信号と包絡線を同期検波すると、負の値が得られる。
【００１０】
以上より、同期検波の結果が正の値であれば位相シフト量を低減し、負の値であれば位相シフト量を増加するように、ロングアームのヒータ電圧を変えて、位相シフト量の中心値を調整すればよいことがわかる。これが、非特許文献１において開示されているＤＢＰＳＫ方式における位相シフト量の制御方法である。
【００１１】
ＤＱＰＳＫ方式においても、ＤＢＰＳＫ方式に用いたのと同様に、低周波のディザ信号を印加する方法を用いることができる。すなわち、各ＭＺＩに個別にディザ信号を重畳して、同期検波することにより、一方のＭＺＩには０．２５π、０．７５π、１．２５π、１．７５πの位相シフト量が与えられ、他方のＭＺＩには上記のＭＺＩの位相シフト量と０．５π、または１．５πの差が与えられるように調整できる。しかし、ＤＢＰＳＫ方式と異なる点は、上記の方法だけでは、上記の位相シフト量に到達しない場合があることである。すなわち、ディザ信号を重畳する方法における収束点は、０．２５π、０．７５π、１．２５π、１．７５πであり、これらのうちいずれに収束するのかは、位相シフト量の初期値のみにより決まる。ここで、２πの周期性を考慮すれば、１．７５πは−０．２５πと同等である。０．２５πと１．２５πはπだけ異なるため、この場合、ツインフォトダイオードの出力信号の符号が反転するだけであり、本質的に同じデータを表す。従って、一方のＭＺＩが仮に０．２５πに収束する場合、他方のＭＺＩは、０．５πまたは１．５πの位相シフト量の差に対応した０．７５π、または１．７５πに収束しなければならない。しかし、各ＭＺＩに対し個別にディザ信号を重畳して同期検波する場合、初期値によりともに０．２５πの組み合わせ、または０．２５πと１．２５πの組み合わせのように、ＭＺＩ同士が同位相や反位相に収束する場合がある。
【００１２】
この技術課題を解決するため、特許文献１に、ＤＱＰＳＫ方式において、各ＭＺＩの位相シフト量を制御する技術が提案されている。特許文献１におけるＤＱＰＳＫ方式での光受信装置は、復調器、ＣＤＲ、ＭＵＸ（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）、並列化部、受信処理部、制御部、干渉計制御部、クロック再生制御部、多重化制御部より構成される。
【００１３】
ＣＤＲは、復調器の出力信号からクロック信号とデータ信号とを再生する機能を有し、ＭＵＸは、ＣＤＲから出力されたクロック信号に同期してデータ信号を多重化する機能を有する。また、並列化部は、ＭＵＸから出力されるクロック信号とデータ信号を１６分岐して、低周波のデータ信号を出力する機能を有し、受信処理部は、フレーム同期が確立するように、制御部を通して、干渉計制御部、クロック再生制御部、多重化制御部に制御信号を送信する機能を有する。
【００１４】
クロック再生制御部を通してＣＤＲの論理反転処理を実行し、さらに、多重化制御部を通してＭＵＸのビットスワップ処理を実行しても、フレーム同期の引込みが成功しない場合は、ＭＺＩ同士が同位相や反位相に収束していると判断して、干渉計制御部を通して、復調器における各ＭＺＩの位相シフト量を制御する処理を実行する。フレーム同期の引込みが成功するまで、上記論理反転処理、上記ビットスワップ処理、上記ＭＺＩの位相シフト量の制御処理を繰り返す。これにより、各ＭＺＩは最適な位相シフト量に収束するため、フレーム同期が確立して、正常な通信が可能になる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開２００７−２８８７０２号公報（図１、図３）
【非特許文献】
【００１６】
【非特許文献１】Ｂｅｃｏｕａｒｎ、 Ｌ． Ｂｏｉｓｓａｕ、 Ｔ． Ｊｕｌｉｅｎ、 Ｂ． Ｇｒａｎｄｐｉｅｒｒｅ、 Ｇ． Ｄｕｐｏｎｔ、 Ｓ． Ｐｌａｎｔａｄｙ、 Ｐ． Ｍａｒｃｅｒｏｕ、 Ｊ．−Ｆ．、 ”Ｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｉｏｎ ｏｎ ａ ｓｔａｂｉｌｉｓｅｄ ＤＰＳＫ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ａｔ １０Ｇｂ／ｓ ｗｉｔｈ ａ ５１１１ ｋｍ−ｌｏｎｇ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ、” ３１ｓｔ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ２００５、 Ｖｏｌ．１、 ｐｐ．９−１０、 ２００５． （Ｆｉｇｕｒｅ３）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
上述の特許文献１の技術により、各ＭＺＩは最適な位相シフト量に収束させることが可能となる。しかし、一方のＭＺＩが属する系列は０．２５π、０．７５π、１．２５π、１．７５πの４通りの受信状態を取り、他方のＭＺＩが属する系列も０．２５π、０．７５π、１．２５π、１．７５πの４通りの受信状態を独立にとりうるので、全ての受信状態は１６通りにわたる。このうちの１通りに該当することを判定するには、上述の特許文献１の技術によれば、光受信装置の制御は各ＭＺＩ、ＣＤＲ、ＭＵＸにわたるため、光受信装置の制御が複雑になる。また、このような複雑な制御を実現するため、構成が複雑になる。また、これらのために、正常な通信を確立する時間が遅くなるという問題があった。
【００１８】
本発明は上述の問題に鑑みて成されたものであり、差動変調方式で変調された光信号を受信し、その構成が簡素化され、正常な通信を高速に行うことが可能な光受信装置の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明の第１の態様にかかる光受信装置は、第１、第２系列に属する第１、第２光回路を含む遅延干渉計と、前記第１、第２光回路の出力光をそれぞれ受光する第１、第２ツインフォトダイオードとを備え、差動変調された光信号を前記第１、第２系列を用いて別々に復調し、互いに所定位相ずれた第１、第２復調信号を出力する復調器と、前記第１復調信号を用いて、前記第１光回路における前記光信号の位相状態を制御する第１制御部と、前記第１および第２復調信号を演算し、演算信号を出力する演算部と、前記第２復調信号および前記演算信号を用いて、前記第２光回路における前記光信号の位相状態を制御する第２制御部とを備える。
【００２０】
また、本発明の第２の態様にかかる光受信装置は、第１、第２系列に属する第１、第２光回路を含む遅延干渉計と、前記第１、第２光回路の出力光をそれぞれ受光する第１、第２ツインフォトダイオードとを備え、差動変調された光信号を前記第１、第２系列を用いて別々に復調し、互いに所定位相ずれた第１、第２復調信号を出力する復調器と、前記第１復調信号を用いて、前記第１光回路における前記光信号の位相状態を制御する第１制御部と、前記第１および第２復調信号を乗算し、乗算信号を出力する乗算部と、前記乗算信号を用いて、前記第２光回路における前記光信号の位相状態を制御する第２制御部とを備える。
【発明の効果】
【００２１】
本発明の第１の態様にかかる光受信装置によれば、第１、第２系列に属する第１、第２光回路を含む遅延干渉計と、前記第１、第２光回路の出力光をそれぞれ受光する第１、第２ツインフォトダイオードとを備え、差動変調された光信号を前記第１、第２系列を用いて別々に復調し、互いに所定位相ずれた第１、第２復調信号を出力する復調器と、前記第１復調信号を用いて、前記第１光回路における前記光信号の位相状態を制御する第１制御部と、前記第１および第２復調信号を演算し、演算信号を出力する演算部と、前記第２復調信号および前記演算信号を用いて、前記第２光回路における前記光信号の位相状態を制御する第２制御部とを備えることにより、第１系列と第２系列との位相差を判別できるため、位相差制御のための構成を簡素化し、かつ正常な通信を高速に行うことが可能となる。
【００２２】
また、本発明の第２の態様にかかる光受信装置によれば、第１、第２系列に属する第１、第２光回路を含む遅延干渉計と、前記第１、第２光回路の出力光をそれぞれ受光する第１、第２ツインフォトダイオードとを備え、差動変調された光信号を前記第１、第２系列を用いて別々に復調し、互いに所定位相ずれた第１、第２復調信号を出力する復調器と、前記第１復調信号を用いて、前記第１光回路における前記光信号の位相状態を制御する第１制御部と、前記第１および第２復調信号を乗算し、乗算信号を出力する乗算部と、前記乗算信号を用いて、前記第２光回路における前記光信号の位相状態を制御する第２制御部とを備えることにより、第１系列と第２系列との位相差を判別できるため、位相差制御のための構成を簡素化し、かつ正常な通信を高速に行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】実施の形態１に係る光受信装置の構成を示す図である。
【図２】遅延干渉計２の構造を示す断面図である。
【図３】電気信号ＥＳ１Ｐにおける位相θｉ１と大きさとの関係のグラフである。
【図４】低周波信号ＬＦＳ１を示す図である。
【図５】電気信号ＥＳ１Ｐの包絡線を示す図である。
【図６】電気信号ＥＳ１Ｐにおける位相θｉ１と大きさとの関係のグラフである。
【図７】電気信号ＥＳ１Ｐの包絡線を示す図である。
【図８】電気信号ＥＳ１Ｐにおける位相θｉ１と大きさとの関係のグラフである。
【図９】電気信号ＥＳ１Ｐの包絡線を示す図である。
【図１０】検波信号ＤＳ１の振幅と位相の関係を示すグラフである。
【図１１】検波信号ＤＳ２ｂの振幅と平均位相誤差δ２の関係を示すグラフである。
【図１２】検波信号ＤＳ２ａと平均位相誤差δ２の関係を示すグラフである。
【図１３】平均信号Ａ２ａと平均位相誤差δ２の関係を示すグラフである。
【図１４】平均信号Ａ２ａと検波信号ＤＳ２ａと平均位相誤差δ２の時間変化の一例を示すグラフである。
【図１５】実施の形態２に係る光受信装置の構成を示す図である。
【図１６】平均値算出部７３１ｂによる平均値信号と平均位相誤差δ２の関係を示すグラフである。
【図１７】実施の形態３に係る光受信装置の構成を示す図である。
【図１８】実施の形態４に係る光受信装置の構成を示す図である。
【図１９】検波信号ＤＳ２ｂの振幅と平均位相誤差δ２の関係を示すグラフである。
【図２０】実施の形態５に係る光受信装置の構成を示す図である。
【図２１】平均値算出部７３１ｂが出力する平均値と平均位相誤差δ２の関係を示すグラフである。
【図２２】変形例１に係る光受信装置の構成を示す図である。
【図２３】変形例２に係る光受信装置の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
＜Ａ．実施の形態１＞
＜Ａ−１．構成＞
図１は本発明の実施の形態１に係る光受信装置の構成を示す図である。本実施の形態１に係る光受信装置は、差動Ｍ相位相シフト変調方式（Ｍ＝２Nであって、Ｎは２以上の自然数）を用いてＮビットの送信データで変調された光信号ＰＳを受信する光受信装置である。以下では、例えば、Ｍ＝４（Ｎ＝２）の場合、つまりＤＱＰＳＫ方式を用いて２ビットの送信データで変調された光信号ＰＳを受信する場合についての本実施の形態１に係る光受信装置について説明する。なお本発明は、ＤＱＰＳＫに限らずＤ８ＰＳＫのようなさらなる多値にも適用できる。
【００２５】
ここで、光受信装置に対して送信される２ビットの光信号ＰＳがとり得る４種類の値には、０、０．５π、π及び１．５πがそれぞれ割り当てられている。したがって、本光受信装置に入力される光信号ＰＳでは、時系列的に連続する２つのシンボル間に付与されている位相差Δφｉは、０、０．５π、π、及び１．５πのうちのいずれか一つとなる。
【００２６】
図１に示されるように、本発明にかかる光受信装置は、ＤＱＰＳＫ方式で変調された光信号を復調する復調器１と、その復調信号である電気信号ＥＳ１Ｎ、ＥＳ２Ｐを用いて、２ビットの送信データを再生するデータ再生部６０と、復調信号である電気信号ＥＳ１Ｐを用いて、復調器１における光信号の位相状態を制御する第１制御部である制御部５０と、復調信号である電気信号ＥＳ１Ｐ、ＥＳ２Ｎを演算し、演算信号を出力する演算部である加算器７５と、電気信号ＥＳ２Ｎと演算信号とを用いて、復調器１における光信号の位相状態を制御する第２制御部である制御部７０とを備える。
【００２７】
＜Ａ−１−１．復調器１の構成＞
復調器１は、光信号ＰＳが入力される遅延干渉計２と、遅延干渉計２から出力される出力光を電流、さらには電圧に変換する光電変換装置３とを備える。遅延干渉計２は、光信号ＰＳを２つの光信号ＰＳ１、ＰＳ２に分岐するスプリッタ２０と、それぞれの光信号ＰＳ１、ＰＳ２が入力される２つの光回路２１、２２（第１、第２光回路）を有する。光電変換装置３は２つのツインフォトダイオード３１、３２（第１、第２ツインフォトダイオード）を有し、２つのツインフォトダイオード３１、３２は、２つの受光素子４、５と、それぞれに対応した２つのトランスインピーダンスアンプ６、７とを有する。光回路２１とツインフォトダイオード３１とを含む系列を第１系列、光回路２２とツインフォトダイオード３２とを含む系列を第２系列とする。
【００２８】
光回路２１は、光信号ＰＳ１が伝搬する２つの光路２１０、２１１を有する非対称マッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ）である。光回路２１では、光路２１０の方が、光路２１１よりも物理的な長さが長く設定されており、２つの光路２１０、２１１の間では光路長差が設けられている。これにより、光路２１０を伝搬する光信号ＰＳ１にはシンボル周期に等しい遅延時間が付与される。
【００２９】
同様に、光回路２２は、光信号ＰＳ２が伝搬する２つの光路２２０、２２１を有する非対称マッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ）である。光回路２２では、光路２２０の方が、光路２２１よりも物理的な長さが長く設定されており、２つの光路２２０、２２１の間では光路長差が設けられている。これにより、光路２２０を伝搬する光信号ＰＳ２にはシンボル周期に等しい遅延時間が付与される。
【００３０】
光回路２１は、光路２１１を伝搬する光信号ＰＳ１に対して位相シフトを与える位相シフト部として機能するヒータ２１３を有している。ヒータ２１３が光信号ＰＳ１に対して与える位相シフト量α１は、制御部５０によって０．２５π、０．７５π、１．２５π、１．７５πのいずれかとなるように制御される。
【００３１】
同様に、光回路２２は、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２に対して位相シフトを与える位相シフト部として機能するヒータ２２３を有している。ヒータ２２３が光信号ＰＳ２に対して与える位相シフト量α２は、制御部７０によってα１＋０．５π、または、α１＋１．５πのいずれかとなるように制御される。
【００３２】
図２は遅延干渉計２の構造を示す断面図である。本実施の形態１に係る遅延干渉計２は、シリコン基板上において石英系平面光回路として形成される。
【００３３】
遅延干渉計２を形成する際には、例えば図２に示されるように、まず厚さ１ｍｍのシリコン基板２３０上に厚さ５０μｍのガラスを火炎堆積法を用いて堆積してアンダークラッド層２３１を形成する。次に、比屈折率がアンダークラッド層２３１より０．７５％程度高いガラスを火炎堆積法を用いてアンダークラッド層２３１上に堆積し、その後、当該ガラスに対して反応性イオンエッチングを行うことによって当該ガラスをパターンニングし、コアたる光路２１０、２１１、２２０、２２１を形成する。
【００３４】
そして、火炎堆積法を用いて光路２１０、２１１、２２０、２２１を覆うように厚さ２０μｍのガラスをアンダークラッド層２３１上に堆積して、オーバークラッド層２３２を形成する。その後、窒化タンタル（ＴａＮ）から成る薄膜をスパッタリング法を用いてオーバークラッド層２３２上に堆積し、写真製版技術とイオンエッチング法とを用いて、当該薄膜をパターンニングする。
【００３５】
これにより、窒化タンタルから成るヒータ２１２、２１３、２２２、２２３が、それぞれ光路２１０、２１１、２２０、２２１の近傍に形成される。
【００３６】
なお光回路２１、２２は、石英系導波路デバイスに限らず、ＩｎＰなどの半導体や、ＬｉＮｂＯ3などの強誘電体を用いたデバイスでも良く、空間結合系デバイスでも良い。
【００３７】
＜Ａ−１−２．データ再生部６０の構成＞
データ再生部６０は、２つのＣＤＲ回路６１、６２と再生部６３とを備える。ＣＤＲ回路６１は、復調器１から出力される電気信号ＥＳ１Ｎからクロック信号を抽出し、当該クロック信号に同期して、電気信号ＥＳ１Ｎを“１”か“０”に識別する。ＣＤＲ回路６２は、復調器１から出力される電気信号ＥＳ２Ｐからクロック信号を抽出し、当該クロック信号に同期して、電気信号ＥＳ２Ｐを“１”か“０”に識別する。再生部６３は、ＣＤＲ回路６１、６２での識別結果に基づいて２ビットの送信データを再生して出力する。
【００３８】
＜Ａ−１−３．制御部５０の構成＞
制御部５０は、第１復調信号である電気信号ＥＳ１Ｐを検波する第１検波器である包絡線検波器５１と、低周波信号ＬＦＳ１を発生させる信号発生器５２と、包絡線検波器５１が出力する第１検波信号である検波信号ＤＳ１と低周波信号ＬＦＳ１とが入力される操作量決定部５３と、操作量決定部５３から出力される制御電圧ＶＴ１と低周波信号ＬＦＳ１とを加算する加算器５４とを備えている。
【００３９】
包絡線検波器５１は、復調器１から出力される電気信号ＥＳ１Ｐの包絡線を検波して、当該包絡線を示す検波信号ＤＳ１を出力する。信号発生器５２は、光信号ＰＳでのシンボル周期よりも長い周期の低周波信号ＬＦＳ１を発生して出力する。
【００４０】
操作量決定部５３は、低周波信号ＬＦＳ１と検波信号ＤＳ１とを乗算する乗算器５３０と、乗算器５３０からの出力信号（第１検波信号）の平均値を算出する第１平均値算出部である平均値算出部５３１と、平均値算出部５３１から出力される第１平均値である平均信号Ａ１を用いて、制御電圧ＶＴ１を決定する第１決定部である決定部５３２とで構成されている。制御電圧ＶＴ１は、復調器１のヒータ２１２、２１３に対する操作量、つまりヒータ２１２、２１３に供給する電圧である。平均値算出部５３１は、乗算器５３０の出力信号の平均値を算出し、これにより同期検波を行う。
【００４１】
加算器５４は、制御電圧ＶＴ１に低周波信号ＬＦＳ１を加算し、得られた信号を制御信号ＣＳ１としてヒータ２１２、２１３に供給する。制御信号ＣＳ１がヒータ２１２、２１３に供給されると、制御信号ＣＳ１に応じて光路２１０、２１１の温度が変化するようになる。そうすると、光路２１０、２１１を伝達する光信号ＰＳ１に与えられる位相シフト量α１が変化する。このように、ヒータ２１２、２１３は、制御信号ＣＳ１に応じて、光路２１０、２１１を伝達する光信号ＰＳ１に与える位相シフト量α１を変化させる。制御信号ＣＳ１は、低周波信号ＬＦＳ１の変化に応じて変化するため、位相シフト量α１は低周波信号ＬＦＳ１の周波数に応じてゆっくりと変化するようになる。
【００４２】
＜Ａ−１−４．制御部７０の構成＞
制御部７０は、第２復調信号である電気信号ＥＳ２Ｎを検波する第２検波器である包絡線検波器７１ａと、加算器７５で加算した信号（演算信号）を検波する第３検波器である包絡線検波器７１ｂと、低周波信号ＬＦＳ２を発生させる信号発生器７２と、包絡線検波器７１ａ、７１ｂが出力する検波信号ＤＳ２ａ（第２検波信号）、ＤＳ２ｂ（第３検波信号）と低周波信号ＬＦＳ２とが入力される操作量決定部７３と、低周波信号ＬＦＳ２と、操作量決定部７３からの掃引電圧（後述）とを加算する加算器７６と、加算器７６の出力と操作量決定部７３からの制御電圧ＶＴ２とを加算する加算器７４とを備えている。
【００４３】
包絡線検波器７１ａは、復調器１から出力される電気信号ＥＳ２Ｎの包絡線を検波して、当該包絡線を示す検波信号ＤＳ２ａを出力する。
【００４４】
加算器７５は復調器１から出力される電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎを加算した結果を出力する。
【００４５】
包絡線検波器７１ｂは、加算器７５の出力結果の包絡線を検波して、当該包絡線を示す検波信号ＤＳ２ｂを出力する。
【００４６】
信号発生器７２は、光信号ＰＳでのシンボル周期よりも長い周期の低周波信号ＬＦＳ２を発生して出力する。
【００４７】
操作量決定部７３は、低周波信号ＬＦＳ２と検波信号ＤＳ２ａ（第２検波信号）とを乗算する乗算器７３０ａと、乗算器７３０ａからの出力信号（第２検波信号）の平均値（第２平均値）を算出する第２平均値算出部である平均値算出部７３１ａと、第３検波信号である検波信号ＤＳ２ｂを計測する検波モニタ部７３４と、平均値算出部７３１ａから出力される第２平均値である平均信号Ａ２ａと検波モニタ部７３４からの出力とを用いて、制御電圧ＶＴ２およびその初期値、掃引電圧を決定する第２決定部である決定部７３２と、掃引電圧が入力される掃引部７３３とを備える。制御電圧ＶＴ２は、復調器１のヒータ２２２、２２３に対する操作量、つまりヒータ２２２、２２３に供給する電圧である。平均値算出部７３１ａは、乗算器７３０ａの出力信号の平均値を算出し、これにより同期検波を行う。
【００４８】
加算器７４は、制御電圧ＶＴ２に加算器７６の出力信号を加算し、得られた信号を制御信号ＣＳ２としてヒータ２２２に供給する。制御信号ＣＳ２がヒータ２２２に供給されると、制御信号ＣＳ２に応じて光路２２１の温度が変化するようになる。そうすると、光路２２１を伝達する光信号ＰＳ２に与えられる位相シフト量α２が変化する。
【００４９】
包絡線検波器５１、７１ａ、７１ｂは、例えば、ショットキーバリアダイオードを用いた半波整流回路や全波整流回路などで構成される。平均値算出部５３１、７３１ａは、例えば、ローパスフィルタや、低周波信号ＬＦＳ１、ＬＦＳ２の周期で実行する積分計算、またはフーリエ変換計算により直流成分を算出する演算回路などで構成される。
【００５０】
＜Ａ−２．動作＞
＜Ａ−２−１．遅延干渉計２の動作＞
復調器１における遅延干渉計２の動作について説明する。光回路２１では、入力された光信号ＰＳ１と、光信号ＰＳ１とは１シンボル期間遅延した光信号ＰＳ１とが干渉し、それらの光信号ＰＳ１間の位相差に応じてシンボル周期ごとに光強度が変化する光信号が、光回路２１の２つの出力ポートから出力される。光回路２１に入力される光信号ＰＳ１と、それとは１シンボル周期だけ遅延した光信号ＰＳ１との間における、あるタイミングでの位相差は、遅延干渉計２に入力される光信号ＰＳにおける当該タイミングでのシンボルと、それよりも１シンボル周期後のシンボルとの間の位相差Δφｉに等しいことから、光回路２１から出力される光信号は、光信号ＰＳでの位相差Δφｉの４種類の値（０、０．５π、π、１．５π）に応じて４種類以下の光強度を有するようになる。光回路２１からは、光強度が異なる相補的な２つの光信号が出力される。
【００５１】
同様に、光回路２２では、入力された光信号ＰＳ２と、当該光信号ＰＳ２とは１シンボル期間遅延した光信号ＰＳ２とが干渉し、それらの光信号ＰＳ２間の位相差に応じてシンボル周期ごとに光強度が変化する光信号が、光回路２２の２つの出力ポートから出力される。光回路２２からは、光強度が異なる相補的な２つの光信号が出力される。
【００５２】
遅延干渉計２では、例えばヒータ２１３に供給する電圧が変化すると、その下の光路２１１の温度が変化し、光路２１１での屈折率が変化する。その結果、光路２１１を伝搬する光信号ＰＳ１の位相が変化する。制御部５０は、ヒータ２１２、２１３に供給する電圧を制御することによって、光路２１０、２１１を伝搬する光信号ＰＳ１に対して与える位相シフト量α１を制御する。同様に、制御部７０は、ヒータ２２２、２２３に供給する電圧を制御することによって、光路２２０、２２１を伝搬する光信号ＰＳ２に対して与える位相シフト量α２を制御する。
【００５３】
なお上記の例では、光路２１０、２１１の両方にヒータを設けたが、光路２１１だけにヒータを設けても良いし、光路２１０だけにヒータを設けても良い。つまり、光路２１０、２１１の少なくとも一方にヒータを設けて、光路２１０を伝搬する光信号ＰＳ１よりも、光路２１１を伝搬する光信号ＰＳ１の方が０．２５πだけ位相が進むように当該ヒータを制御すればよい。同様に、光回路２２においては、光路２２０、２２１の少なくとも一方にヒータを設けて、光路２２０を伝搬する光信号ＰＳ２よりも、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２の方が０．２５πだけ位相が遅れるように当該ヒータを制御すればよい。
【００５４】
＜Ａ−２−２．光電変換装置３の動作＞
光電変換装置３において、受光素子４、５は、光回路２１、２２から出力される光信号をそれぞれ電気信号に変換する。受光素子４は、直列接続された２つのフォトダイオード４ａ、４ｂで構成されており、フォトダイオード４ａ、４ｂには光回路２１から出力される２つの光信号がそれぞれ照射される。受光素子４からは、フォトダイオード４ａで生成される電流と、フォトダイオード４ｂで生成される電流との差分が差動電流信号として出力される。
【００５５】
同様に、受光素子５は、直列接続された２つのフォトダイオード５ａ、５ｂで構成されており、フォトダイオード５ａ、５ｂには光回路２２から出力される２つの光信号がそれぞれ照射される。受光素子５からは、フォトダイオード５ａで生成される電流と、フォトダイオード５ｂで生成される電流との差分が差動電流信号として出力される。
【００５６】
フォトダイオード４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂとしては、例えばＩｎＰ系フォトダイオードが採用される。
【００５７】
トランスインピーダンスアンプ６は、受光素子４から出力される差動電流信号を電圧信号に変換し、当該電圧信号を電気信号ＥＳ１Ｐ、ＥＳ１Ｎとして出力する。ここで、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ１Ｎは、互いに反位相の信号同士である。１シンボル周期における光信号ＰＳの包絡線波形をＡ（ｔ）で表すと、電気信号ＥＳ１Ｐは以下の式（１）で表される。ここで、ｔは時刻を表している。
【００５８】
Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ＋α１） ・・・（１）
式（１）から理解できるように、電気信号ＥＳ１Ｐは、光信号ＰＳと当該光信号ＰＳを１シンボル周期遅延させた信号との間の位相差Δφｉと位相シフト量α１とを加算した値に応じて強度が変化する信号である。
【００５９】
位相シフト量α１の＋０．２５πに対する差をΔ１とすると、式（１）は以下の式（２）に書き直すことができる。
【００６０】
Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ＋０．２５π＋Δ１） ・・・（２）
トランスインピーダンスアンプ７は、受光素子５から出力される差動電流信号を電圧信号に変換し、当該電圧信号を電気信号ＥＳ２Ｐ、ＥＳ２Ｎとして出力する。ここで、電気信号ＥＳ２Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎは、互いに反位相の信号同士である。電気信号ＥＳ２Ｐは、電気信号ＥＳ１Ｐと同様に以下の式（３）で表される。
【００６１】
Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ＋α２） ・・・（３）
式（３）から理解できるように、電気信号ＥＳ２Ｐは、光信号ＰＳと当該光信号ＰＳを１シンボル周期遅延させた信号との間の位相差Δφｉと位相シフト量α２とを加算した値に応じて強度が変化する信号である。
【００６２】
位相シフト量α２の−０．２５πに対する差をΔ２とすると、式（３）は以下の式（４）に書き直すことができる。
【００６３】
Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ−０．２５π＋Δ２） ・・・（４）
【００６４】
＜Ａ−２−３．制御部５０の動作＞
次に制御部５０の動作について説明する。前述のように、制御部５０は、ヒータ２１２、２１３に供給する電圧を制御することにより、光路２１０、２１１における屈折率を変化させ、位相シフト量α１を制御する。
【００６５】
データ再生部６０において再生される送信データのビットエラーを低減するためには、前述の位相シフト量α１を目標値０．２５π、０．７５π、１．２５π、１．７５πのいずれかに制御して、さらに制御部７０によって、α２を目標値α１＋０．５π、または、α１＋１．５πのいずれかに制御する必要がある。
【００６６】
これは、式（１）〜（４）より、Δ１を０、０．５π、π、１．５πのいずれかになるように制御して、Δ２をΔ１、Δ１＋πのいずれかになるように制御することと等価である。
【００６７】
信号発生器５２が生成する低周波信号ＬＦＳ１の周波数をωとすると、復調器１から出力される電気信号ＥＳ１Ｐは、式（２）より、以下の式（５）で表すことができる。
【００６８】
Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ＋０．２５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ１）・・・（５）
ここで、δ１は位相シフト量α１と０．２５πとの差Δ１の時間平均値を表している。以後、δ１を「平均位相誤差δ１」と呼ぶ。また、β１（＞０）は低周波信号ＬＦＳ１によって位相シフト量α１が変調する度合を表している。以後、β１を「変調度β１」と呼ぶ。変調度β１が大きすぎると、位相シフト量α１が大きく変動して、データ再生部６０でのビットエラーレートが大きくなるため、当該ビットエラーレートを抑えるために変調度β１は十分小さい値に設定する。
【００６９】
位相シフト量α１の目標値０．２５π、０．７５π、１．２５π、１．７５πは、それぞれ平均位相誤差δ１の０、０．５π、π、１．５πに相当するため、制御部５０は、平均位相誤差δ１が上記の値のいずれかとなるように、位相シフト量α１を制御する。
【００７０】
＜Ａ−２−３−１．δ１＝０の場合＞
図３は、δ１＝０での電気信号ＥＳ１Ｐにおける位相θｉ１と振幅の大きさとの関係を示すグラフである。図３では、説明の便宜上、Ａ2（ｔ）＝１としている。ここで、位相θｉ１は以下の式（６）で表される。
【００７１】
θｉ１＝Δφｉ＋０．２５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ１ ・・・（６）
図３では、横軸に位相θｉ１をπで割った値を示しており、縦軸に電気信号ＥＳ１Ｐの大きさを示している。図３の４つの白丸は、ｔ＝０の場合での位相θｉ１と電気信号ＥＳ１Ｐの大きさとの関係を示しており、当該４つの白丸（白丸１０１、白丸１０２、白丸１０３、白丸１０４）は、左から順に、白丸１０１がΔφｉ＝０πのときの値、白丸１０２がΔφｉ＝０．５πのときの値、白丸１０３がΔφｉ＝πのときの値、白丸１０４がΔφｉ＝１．５πのときの値を示している。また、図３中のグラフ１００は、時刻ｔが変化した場合に白丸での位相θｉ１がどのように変化するかを示しており、グラフ１００においては下方（図面右方向）に向かうほど時刻ｔが経過している。
【００７２】
図３の白丸１０１、白丸１０２、白丸１０３、白丸１０４で示されるように、ｔ＝０では、θｉ１＝０．２５π、０．７５π、１．２５π、１．７５πである。θｉ１＝０．２５πでの電気信号ＥＳ１Ｐの大きさと、θｉ１＝１．７５πでの電気信号ＥＳ１Ｐの大きさとは互いに同じ値となっており、θｉ１＝０．７５πでの電気信号ＥＳ１Ｐの大きさと、θｉ１＝１．２５πでの電気信号ＥＳ１Ｐの大きさとは互いに同じ値となっている。そして、θｉ１＝０．２５π、１．７５πでの電気信号ＥＳ１Ｐは、θｉ１＝０．７５π、１．２５πでの電気信号ＥＳ１Ｐと反位相の関係にある。
【００７３】
図３に示されるように、位相θｉ１は、０＜ｔ＜π／ωでは初期状態から増加した後に減少し、ｔ＝π／ωで初期状態に戻る。そして、位相θｉ１は、π／ω＜ｔ＜２π／ωでは、初期状態から減少した後に増加し、ｔ＝２π／ωで初期状態に戻る。
【００７４】
このような位相θｉ１の変化に応じて、電気信号ＥＳ１Ｐの大きさは変化する。図３に示されるように、０＜ｔ＜π／ωでは、Δφｉ＝０での電気信号ＥＳ１Ｐの大きさはｔ＝０よりも減少し、Δφｉ＝１．５πでの電気信号ＥＳ１Ｐの大きさはｔ＝０よりも増加する。したがって、０＜ｔ＜π／ωでは、Δφｉ＝１．５πの場合の方が、Δφｉ＝０の場合よりも電気信号ＥＳ１Ｐの大きさが大きくなる。ｔ＝π／ωでは、位相θｉ１は初期状態に戻ることから、Δφｉ＝１．５πの場合とΔφｉ＝０の場合とでは電気信号ＥＳ１Ｐの大きさは同じとなる。π／ω＜ｔ＜２π／ωでは、Δφｉ＝０での電気信号ＥＳ１Ｐの大きさはｔ＝０よりも増加し、Δφｉ＝１．５πでの電気信号ＥＳ１Ｐの大きさはｔ＝０よりも減少する。したがって、π／ω＜ｔ＜２π／ωでは、Δφｉ＝０の場合の方が、Δφｉ＝１．５πの場合よりも電気信号ＥＳ１Ｐの大きさが大きくなる。
【００７５】
以上より、δ１＝０の場合には、０＜ｔ＜π／ωではΔφｉ＝１．５πでの電気信号ＥＳ１Ｐの大きさが最も大きくなり、π／ω＜ｔ＜２π／ωではΔφｉ＝０での電気信号ＥＳ１Ｐの大きさが最も大きくなる。したがって、光信号ＰＳでのシンボル周期よりも十分長く、かつ低周波信号ＬＦＳ１の周期よりも短い時定数で電気信号ＥＳ１Ｐの包絡線を包絡線検波器５１で検波すると、０＜ｔ＜π／ωでは常にΔφｉ＝１．５πである電気信号ＥＳ１Ｐの包絡線を検波する場合と同じ結果が得られ、π／ω＜ｔ＜２π／ωでは常にΔφｉ＝０である電気信号ＥＳ１Ｐの包絡線を検波する場合と同じ結果が得られる。
【００７６】
ここで、低周波信号ＬＦＳ１として図４のような波形を考えると、包絡線検波器５１で検波される電気信号ＥＳ１Ｐの包絡線は図５のようになる。ここで、図４、５の横軸はシンボル周期で規格化された時刻ｔ［ｓ］を示しており、図４の縦軸は最大値が１となるように規格化された低周波信号ＬＦＳ１の大きさを示し、図５の縦軸は包絡線検波器５１から出力される検波信号ＤＳ１の大きさを示す。
【００７７】
図４に示される低周波信号ＬＦＳ１の周期は、１シンボル周期の２０×１０7倍に設定されている。例えば、１シンボル周期が５０ｐｓとすると、低周波信号ＬＦＳ１の周期及び周波数はそれぞれ１０ｍｓ及び１００Ｈｚとなる。低周波信号ＬＦＳ１が図４のような場合には、包絡線検波器５１での時定数は１０ｍｓに近い値に設定される。
【００７８】
以上のことから、δ１＝０の場合、包絡線検波器５１から出力される検波信号ＤＳ１の大きさは、０＜ｔ＜π／ωでは、
ｃｏｓ（１．７５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）） ・・・（７）
に比例し、π／ω＜ｔ＜２π／ωでは、
ｃｏｓ（０．２５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）） ・・・（８）
に比例するといえる。
【００７９】
検波信号ＤＳ１は、周期π／ωの周期性を示す。従って、δ１＝０の場合には、乗算器５３０の出力信号の平均値は、
【００８０】
【数１】
【００８１】
より、零となる。
【００８２】
＜Ａ−２−３−２．β１＜δ１＜０．２５πの場合＞
図６は、図３と同様にして、β１＜δ１＜０．２５πでの電気信号ＥＳ１Ｐにおける位相θｉ１と大きさとの関係を示すグラフである。図６に示されるように、β１＜δ１＜０．２５πの場合には、常にΔφｉ＝１．５πでの電気信号ＥＳ１Ｐ（白丸１０４）の大きさが最も大きくなる。ここで、β１は非常に小さい値に設定されることから、β１を０として考えると、０＜δ１＜０．２５πの場合には、常にΔφｉ＝１．５πでの電気信号ＥＳ１Ｐ（白丸１０４）の大きさが最も大きくなると言える。この場合において、低周波信号ＬＦＳ１として図４のような波形を考えると、包絡線検波器５１で検波される電気信号ＥＳ１Ｐの包絡線は図７のようになる。ここで、図７の横軸はシンボル周期で規格化された時刻ｔ［ｓ］を示しており、縦軸は包絡線検波器５１から出力される検波信号ＤＳ１の大きさを示す。
【００８３】
以上より、０＜δ１＜０．２５πの場合には、検波信号ＤＳ１は、ｃｏｓ（β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋１．７５π＋δ１）と表すことができる。この式をβ１に関して１次の項までテイラー展開すると、検波信号Ｄ１は以下の式（１１）で表される。
【００８４】
ｃｏｓ（β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋１．７５π＋δ１）
→ｃｏｓ（１．７５π＋δ１）−ｓｉｎ（１．７５π＋δ１）β１・ｓｉｎ（ωｔ）・・・（１１）
したがって、乗算器５３０の出力信号は以下の式（１２）で表される。
【００８５】
Ｂｃｏｓ（１．７５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ１）ｓｉｎ（ωｔ）
→Ｂ（−β１・ｓｉｎ（１．７５π＋δ１）／２＋ｃｏｓ（１．７５π＋δ１）ｓｉｎ（ωｔ）＋β１・ｓｉｎ（１．７５π＋δ１）ｃｏｓ（２ωｔ）／２） ・・・（１２）
０＜δ１＜０．２５πの場合には、平均値算出部５３１は、式（１２）で示される乗算器５３０の出力信号の平均値を算出することになる。Ｂ＞０、β１＞０であるため、式（１２）から、０＜δ１＜０．２５πの場合には、乗算器５３０の出力信号の平均値は正となる。
【００８６】
＜Ａ−２−３−３．−０．２５π＜δ１＜−β１の場合＞
図８は、図３、６と同様に、−０．２５π＜δ１＜−β１での電気信号ＥＳ１Ｐにおける位相θｉ１と大きさとの関係を示すグラフである。図８に示されるように、−０．２５π＜δ１＜−β１の場合には、常にΔφｉ＝０での電気信号ＥＳ１Ｐ（白丸１０１）の大きさが最も大きくなる。ここで、β１は非常に小さい値に設定されることから、β１を０として考えると、−０．２５π＜δ１＜０の場合には、常にΔφｉ＝０での電気信号ＥＳ１Ｐ（白丸１０１）の大きさが最も大きくなると言える。この場合において、低周波信号ＬＦＳ１として図４のような波形を考えると、包絡線検波器５１で検波される電気信号ＥＳ１Ｐの包絡線は図９のようになる。
【００８７】
以上より、−０．２５π＜δ１＜０の場合には、検波信号ＤＳ１は、ｃｏｓ（β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋０．２５π＋δ１）と表すことができる。０＜δ１＜０．２５πの場合と同様にして、乗算器５３０の出力信号を求めると、当該出力信号は以下の式（１３）で表される。
【００８８】
Ｂｃｏｓ（０．２５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ１）ｓｉｎ（ωｔ）
→Ｂ（−β１・ｓｉｎ（０．２５π＋δ１）／２＋ｃｏｓ（０．２５π＋δ１）ｓｉｎ（ωｔ）＋β１・ｓｉｎ（０．２５π＋δ１）ｃｏｓ（２ωｔ）／２） ・・・（１３）
−０．２５π＜δ１＜０の場合には、平均値算出部５３１は、式（１３）で示される乗算器５３０の出力信号の平均値を算出することになる。Ｂ＞０、β１＞０であるため、式（１３）から、−０．２５π＜δ１＜０の場合には、乗算器５３０の出力信号の平均値は負となる。
【００８９】
決定部５３２は、平均値算出部５３１で算出された平均値に基づいて、ヒータ２１２に対する制御電圧ＶＴ１を決定する。例えば、ＰＩＤ制御を行う場合、制御電圧ＶＴ１を、平均値算出部５３１で算出された平均値と当該平均値の微分値と当該平均値の積分値の線形和に設定する。操作量決定部５３が上記の処理を低周波信号ＬＦＳ１の周期ごとに実行し続けることによって、平均位相誤差δ１が所望の値に収束するように制御される。
【００９０】
図１０は、検波信号ＤＳ１の振幅と平均位相誤差δ１の関係を示すグラフである。繰り返しになるが、０、０．５π、π、と１．５πの平均位相誤差δ１が正常な動作点になる。この周期は０．５πであり、位相が０．２５π、０．７５π、１．２５π、１．７５πのときに極大値を有し、位相が０、０．５π、π、１．５πのときに極小値を有する。周期が０．５πであるため、０、０．５π、π、と１．５πの平均位相誤差δ１は全て同等であり、区別が付かない。従って、ＰＩＤ制御を行った場合、これらのうち、初期条件に最も近い位相に収束することになる。すなわち、平均位相誤差δ１が０、０．５π、π、１．５πのいずれに収束するのかは初期位相に依存する。
【００９１】
＜Ａ−２−４．制御部７０の動作＞
次に制御部７０の動作について説明する。前述のように、制御部７０は、ヒータ２２２、２２３に供給する電圧を制御することにより、光路２２０、２２１における屈折率を変化させ、位相シフト量α２を制御する。制御部７０による制御は、平均位相誤差δ１が収束した後に開始する。ここで、平均位相誤差δ１が０、０．５π、π、１．５πのいずれに収束した場合でも同様の結果が得られるため、平均位相誤差δ１が０に収束した場合を説明する。
【００９２】
まず加算器７５は、復調器１から出力される電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎを加算した結果を出力する。信号発生器７２が生成する低周波信号ＬＦＳ２の周波数をωとすると、復調器１から出力される電気信号ＥＳ２Ｎは、電気信号ＥＳ１Ｐに関する式（５）と同様に、
−Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ−０．２５π＋β２・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ２）・・・（１４）
と表される。ここで、平均位相誤差δ２は位相シフト量α２と０．２５πとの差の時間平均値を表している。また、変調度β２（＞０）は低周波信号ＬＦＳ２によって位相シフト量α２が変調する度合を表している。ここで、単純化のために、β２＝β１＝βとおく。従って、加算器７５の出力信号は、
Ａ2（ｔ）｛ｃｏｓ（Δφｉ＋０．２５π＋β・ｓｉｎ（ωｔ））−ｃｏｓ（Δφｉ−０．２５π＋β・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ２）｝・・・（１５）
と表される。図１１に、包絡線検波器７１ｂが出力する検波信号ＤＳ２ｂの振幅と平均位相誤差δ２の関係を示す。δ２＝０．５πのとき、検波信号ＤＳ２ｂの振幅は最小値になり、δ２＝１．２５π、１．７５πのとき、検波信号ＤＳ２ｂの振幅は最大値になる。
【００９３】
一方、包絡線検波器７１ａは、電気信号ＥＳ２Ｎの包絡線を検波して、検波信号ＤＳ２ａを出力する。図１２は、検波信号ＤＳ２ａと平均位相誤差δ２の関係を示すグラフである。制御部５０における検波信号ＤＳ１と同様に、０．５πの周期性を有しており、平均位相誤差δ２が０、０．５π、π、１．５πのときに、検波信号ＤＳ２ａは極小となる。しかし、検波信号ＤＳ１と異なり、平均位相誤差δ１が０に収束した場合、０、πの平均位相誤差δ２は正常な動作点であるが、０．５π、１．５πの平均位相誤差δ２は偽の動作点となる。
【００９４】
次に、検波信号ＤＳ２ａと低周波信号ＬＦＳ２とを乗算器７３０ａで乗算して、平均値算出部７３１ａにより、平均信号Ａ２ａを算出する。図１３は、平均信号Ａ２ａと平均位相誤差δ２の関係を示すグラフである。検波信号ＤＳ２ａと同様に、平均信号Ａ２ａは０．５πの周期性を有しており、平均位相誤差δ２が０、０．５π、π、１．５πのときに、０となる。
【００９５】
また、平均位相誤差δ２は波長に依存するため、制御電圧ＶＴ２が与えられたときに、平均位相誤差δ２がどの値となるかを算出することは困難であるが、一般に、平均位相誤差δ２の制御電圧ＶＴ２に対する変化率を高精度に制御して、遅延干渉計２を製造することができる。これは、平均位相誤差δ２の制御電圧ＶＴ２に対する変化率が、ヒータ２２２の抵抗値や光路２１０、２１１、２２０、２２１の屈折率の温度依存性により決まり、これらを高精度に制御することができるためである。一般に、平均位相誤差δ２は、制御電圧ＶＴ２の電力に比例する特性を有するため、平均位相誤差δ２は、制御電圧ＶＴ２の２次関数となる。従って、ある制御電圧ＶＴ２における平均位相誤差δ２が算出できれば、その他の制御電圧ＶＴ２における平均位相誤差δ２を高精度に算出することができる。
【００９６】
これらの特性を利用して、平均位相誤差δ２を有する正常な動作点に収束させる。図１４に、制御の開始から平均位相誤差δ２が正常な動作点に引き込まれ制御が安定するまでの、平均信号Ａ２ａと検波信号ＤＳ２ａと平均位相誤差δ２の時間変化の一例を示す。決定部７３２は、掃引部７３３に電圧を平均位相誤差δ２が２π以上変化する分だけ掃引させることにより、検波信号ＤＳ２ｂの振幅が最小値になる制御電圧ＶＴ２を求める。これは、δ２＝０．５πに相当するため、この結果から、０またはπの平均位相誤差δ２に相当する制御電圧ＶＴ２を算出する。最後に、０またはπの平均位相誤差δ２に相当するヒータ２２２に対する操作量、つまりヒータ２２２に供給する制御電圧ＶＴ２を、その初期値に設定する。ここで掃引は、単調変化させる場合に限らない。
【００９７】
その後、掃引部７３３による電圧の掃引を止め、掃引部７３３の出力を０に設定した後、制御部５０と同様の制御を行う。すなわち、制御電圧ＶＴ２の上記初期値と低周波信号ＬＦＳ２を加算器７４にて加算して、ヒータ２２２、２２３に印加する。平均信号Ａ２ａが正であれば平均位相誤差δ２が正にずれているため、これが０となるようにヒータ２２２、２２３に対する制御電圧ＶＴ２を増加して、逆に、平均信号Ａ２ａが負であれば平均位相誤差δ２が負にずれているため、これが０となるようにヒータ２２２、２２３に対する制御電圧ＶＴ２を低減する。操作量決定部７３が上記の処理を低周波信号ＬＦＳ２の周期ごとに実行し続けることによって、平均位相誤差δ２が所望の値に収束するように制御される。ここで、制御電圧ＶＴ２の初期値を０またはπの平均位相誤差δ２に相当する操作量に設定したため、平均位相誤差δ２が０．５π、または、１．５πに収束することはない。以上により、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２に与えられる位相シフト量α２は、目標値たるα１＋０．５πまたはα１＋１．５πと一致するように制御される。
【００９８】
また、例えば、掃引部７３３による掃引時に、検波信号ＤＳ２ｂの振幅だけでなく、平均信号Ａ２ａをも計測してもよい。すなわち、平均信号Ａ２ａが０になるときだけ、検波信号ＤＳ２ｂを計測して、検波信号ＤＳ２ｂが最小となる制御電圧ＶＴ２を算出する。上記の例と同様に、この結果から、０またはπの平均位相誤差δ２に相当する制御電圧ＶＴ２を初期値に設定して、自動制御を行う。また、平均信号Ａ２ａが０になる場合の中で、平均信号Ａ２ａが正から負に変化する場合を除外して、負から正に変化する場合のみに、検波信号ＤＳ２ｂを計測してもよい。
【００９９】
さらに、検波信号ＤＳ２ｂの最小値だけでなく、最大値も計測することにより、計測点数を増やして、算出結果が妥当かチェックする機構を加えてもよい。
【０１００】
実施の形態１においては、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎを加算する例を示したが、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ１Ｎのどちらを用いても良く、また、電気信号ＥＳ２Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎのどちらを用いても良い。例えば、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ２Ｐを加算する場合、平均位相誤差δ２が１．５πのときに検波信号ＤＳ２ｂの振幅が０になる。このように、検波信号ＤＳ２ｂの振幅の平均位相誤差δ２に対する依存性は、πだけシフトするが、これに注意すれば、平均位相誤差δ２が０．５π、１．２５πに相当する制御電圧ＶＴ２から、０またはπの平均位相誤差δ２に相当する制御電圧ＶＴ２を求めることができる。これにより、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２に与えられる位相シフト量α２は、目標値たるα１＋０．５πまたはα１＋１．５πと一致するように制御される。
【０１０１】
また、検波信号ＤＳ１が図５、７、９、１０のような波形となるように、低周波信号ＬＦＳ１の周期は、光信号ＰＳでのシンボル周期及び光回路２１での位相シフト量α１の変化の応答時間よりも長くなければならない。本実施の形態１のように、熱光学効果を用いて位相シフト量α１を変化させる際には、その変化の応答時間は一般的に１ｍｓ程度である。同様に、低周波信号ＬＦＳ２の周期は、光信号ＰＳでのシンボル周期及び光回路２２での位相シフト量α２の変化の応答時間よりも長くなければならない。
【０１０２】
また、光信号に位相シフトを与える方法としては、熱光学効果を利用した方法に限らず、電気光学効果を利用した方法でも良く、機械的に光路長を調整する方法でも良い。
【０１０３】
＜Ａ−３．効果＞
本発明にかかる実施の形態１によれば、光受信装置において、第１、第２系列に属する第１、第２光回路である光回路２１、２２を含む遅延干渉計２と、光回路２１、２２の出力光をそれぞれ受光する第１、第２ツインフォトダイオードであるツインフォトダイオード３１、３２とを備え、差動変調された光信号ＰＳ１、ＰＳ２を第１、第２系列を用いて別々に復調し、互いに所定位相ずれた第１、第２復調信号である電気信号ＥＳ１、ＥＳ２を出力する復調器１と、電気信号ＥＳ１を用いて、光回路２１における光信号ＰＳ１の位相状態を制御する第１制御部である制御部５０と、電気信号ＥＳ１、ＥＳ２を演算し、演算信号を出力する演算部である加算器７５と、電気信号ＥＳ２および演算信号を用いて、光回路２２における光信号ＰＳ２の位相状態を制御する第２制御部である制御部７０とを備えることで、第１系列と第２系列との位相差を判別できるため、位相差制御のための構成を簡素化し、かつ正常な通信を高速に行うことが可能となる。
【０１０４】
また、本発明にかかる実施の形態１によれば、光受信装置において、第２制御部である制御部７０は、電気信号ＥＳ１と電気信号ＥＳ２とが０またはπ位相がずれるよう、光回路２２における光信号ＰＳ２の位相状態を制御することで、正常な動作点に収束するように制御することができる。
【０１０５】
また、本発明にかかる実施の形態１によれば、光受信装置において、演算部である加算器７５は、電気信号ＥＳ１と電気信号ＥＳ２とを加算し、演算信号を出力することで、演算信号を用いて正常な動作点を判別し、位相差を制御することができる。
【０１０６】
また、本発明にかかる実施の形態１によれば、光受信装置において、第１制御部である制御部５０は、電気信号ＥＳ１を検波し、第１検波信号である検波信号ＤＳを出力する第１検波器である包絡線検波器５１と、検波信号ＤＳの平均値を算出し、第１平均値である平均信号Ａ１として出力する第１平均値算出部である平均値算出部５３１と、平均信号Ａ１に基づいて、光回路２１への制御出力を決定する第１決定部である決定部５３２とを備えることで、ヒータ２１２、２１３への制御電圧を決定し、光回路２１における光信号ＰＳ１の位相状態の制御ができる。
【０１０７】
また、本発明にかかる実施の形態１によれば、光受信装置において、第２制御部である制御部７０は、電気信号ＥＳ２を検波し、第２検波信号である検波信号ＤＳ２ａを出力する第２検波器である包絡線検波器７１ａと、検波信号ＤＳ２ａの平均値を算出し、第２平均値である平均信号Ａ２ａとして出力する第２平均値算出部である平均値算出部７３１ａと、平均信号Ａ２ａに基づいて、光回路２２への制御出力を決定する第２決定部である決定部７３２とを備えることで、ヒータ２２２、２２３への制御電圧を決定し、光回路２２における光信号ＰＳ２の位相状態の制御ができる。
【０１０８】
また、本発明にかかる実施の形態１によれば、光受信装置において、制御部７０は、演算信号を検波し、第３検波信号である検波信号ＤＳ２ｂを出力する第３検波器である包絡線検波器７１ｂをさらに備え、決定部７３２は、検波信号ＤＳ２ｂにも基づいて、光回路２２への制御出力を決定することで、検波信号ＤＳ２ｂを用いて正常な動作点を判別し、位相差を制御することができる。
【０１０９】
また、本発明にかかる実施の形態１によれば、光受信装置において、制御部７０は、光回路２２における光信号ＰＳ２の位相状態を制御する前に、検波信号ＤＳ２ｂまたは第３平均値である平均信号Ａ２ｂを掃引する掃引部７３３をさらに備えることで、電圧を平均位相誤差δ２が２π以上変化する分だけ掃引させ、検波信号ＤＳ２ｂの振幅が最小値になる制御電圧ＶＴ２を求めることができる。
【０１１０】
＜Ｂ．実施の形態２＞
＜Ｂ−１．構成＞
図１５は本発明の実施の形態２に係る光受信装置の構成を示す図である。本実施の形態２では、上述の実施の形態１とは異なった方法で制御電圧ＶＴ１、ＶＴ２を決定する方法について説明する。
【０１１１】
以下では、実施の形態１に係る光受信装置との相違点である制御部７００を中心に、本実施の形態２に係る光受信装置について説明する。制御部７００以外の構成要素については、実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【０１１２】
制御部７００は、復調信号である電気信号ＥＳ２Ｎを検波する包絡線検波器７１ａと、加算器７５で加算した信号（演算信号）を検波する包絡線検波器７１ｂと、低周波信号ＬＦＳ２を発生させる信号発生器７２と、包絡線検波器７１ａ、７１ｂが出力する検波信号ＤＳ２ａ、ＤＳ２ｂと低周波信号ＬＦＳ２とが入力される操作量決定部８００と、低周波信号ＬＦＳ２と、操作量決定部７３からの掃引電圧（後述）とを加算する加算器７６と、加算器７６の出力と操作量決定部８００からの制御電圧ＶＴ２とを加算する加算器７４とを備えている。
【０１１３】
操作量決定部８００は、低周波信号ＬＦＳ２と検波信号ＤＳ２ａとを乗算する乗算器７３０ａと、低周波信号ＬＦＳ２と検波信号ＤＳ２ｂ（第３検波信号）とを乗算する乗算器７３０ｂと、乗算器７３０ａからの出力信号の平均値を算出する平均値算出部７３１ａと、乗算器７３０ｂからの出力信号（第３検波信号）の平均値を算出する第３平均値算出部である平均値算出部７３１ｂと、平均値算出部７３１ａから出力される第２平均値である平均信号Ａ２ａと平均値算出部７３１ｂから出力される第３平均値である平均信号Ａ２ｂとを用いて、制御電圧ＶＴ２およびその初期値、掃引電圧を決定する第２決定部である決定部７３２と、掃引電圧が入力される掃引部７３３とを備える。制御電圧ＶＴ２は、復調器１のヒータ２２２、２２３に対する操作量、つまりヒータ２２２、２２３に供給する電圧である。平均値算出部７３１ａは、乗算器７３０ａの出力信号の平均値を算出し、これにより同期検波を行う。
【０１１４】
包絡線検波器７１ａ、７１ｂは、例えばショットキーバリアダイオードを用いた半波整流回路や全波整流回路などで構成される。
【０１１５】
また、平均値算出部７３１ａ、７３１ｂは、ローパスフィルタや、低周波信号ＬＦＳ２の周期で実行する積分計算またはフーリエ変換計算を行い、直流成分を算出する演算回路などで構成される。
【０１１６】
掃引は単調変化させる場合に限らない。例えば、０．２５πごとに初期値を与えて同期検波を行い、平均値信号が０になるように制御する。初期値に近い収束点に収束するため、２π以上平均位相誤差δ２を変えることにより、平均位相誤差δ２を０．５π、１．２５π、１．５π、１．７５πを見出すことができる。また、これに限らない。
【０１１７】
＜Ｂ−２．動作＞
次に制御部７００の動作について説明する。データ再生部６０において再生される送信データのビットエラーを低減するためには、位相シフト量α１、α２が目標値になるように制御する必要がある。
【０１１８】
実施の形態２における光受信装置は、Δ１の目標値が、０、０．５π、π、１．５πのいずれかであり、Δ２の所望の値が、Δ１、Δ１＋πのいずれかであることを特徴とする。まず、実施の形態１に記載した方法に従い、制御部５０を動作させることにより、平均位相誤差δ１を所望の０、０．５π、π、１．５πのいずれかに収束させる。ここでは、平均位相誤差δ１が０に収束する場合を説明する。
【０１１９】
その後、制御部７００における制御を開始する。まず、加算器７５は復調器１から出力される電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎを加算した結果を出力する。
【０１２０】
図１６に、平均値算出部７３１ｂによる平均値信号と平均位相誤差δ２の関係を示す。図１６より、決定部７３２は掃引部７３３に電圧を平均位相誤差δ２が２π以上変化する分だけ増加する方向に掃引させることにより、平均位相誤差δ２が０．５π、１．２５π、１．５π、１．７５πのときに、平均値信号が０になることがわかる。また、平均位相誤差δ２が０．５πと１．５πのときは、平均位相誤差δ２が増加するに伴い平均値が増加するが、平均位相誤差δ２が１．２５πと１．７５πのときは、平均値が減少する。次に、この特性を利用して、平均位相誤差δ２が０．５π、１．２５π、１．５π、１．７５πに相当する制御電圧ＶＴ２を求める。これらの結果から、０またはπの平均位相誤差δ２に相当する制御電圧ＶＴ２を求める。最後に、０またはπの平均位相誤差δ２に相当する制御電圧ＶＴ２を、その初期値に設定する。
【０１２１】
その後、掃引部７３３による電圧の掃引を止め、実施の形態１と同様の制御を実行する。すなわち、制御電圧ＶＴ２の上記初期値と低周波信号ＬＦＳ２とを加算器７４にて加算して、ヒータ２２２に制御電圧ＶＴ２を印加する。
【０１２２】
包絡線検波器７１ａにより電気信号ＥＳ２Ｎの包絡線を検波して、低周波信号ＬＦＳ２と乗算器７３０ａで乗算する。乗算結果の平均値を、平均値算出部７３１ａにより算出して、ヒータ２２２、２２３に対する制御電圧ＶＴ２を決定する。
【０１２３】
操作量決定部８００が上記の処理を低周波信号ＬＦＳ２の周期ごとに実行し続けることによって、平均位相誤差δ２が所望の値に収束するように制御される。
【０１２４】
＜Ｂ−３．効果＞
本発明にかかる実施の形態２によれば、光受信装置において、第２制御部である制御部７００は、第３検波信号である検波信号ＤＳ２ｂの平均値を算出し、第３平均値である平均信号Ａ２ｂとして出力する第３平均値算出部である平均値算出部７３１ｂをさらに備え、第２決定部である決定部７３２は、平均信号Ａ２ｂにも基づいて、光回路２２への制御出力を決定することで、平均信号Ａ２ｂを用いて正常な動作点を判別し、位相差を制御することができる。
【０１２５】
＜Ｃ．実施の形態３＞
＜Ｃ−１．構成＞
図１７は本発明の実施の形態３に係る光受信装置の構成を示す図である。本実施の形態３では、上述の実施の形態１とは異なった方法で制御電圧ＶＴ１、ＶＴ２を決定する方法について説明する。
【０１２６】
以下では、実施の形態１に係る光受信装置との相違点である減算器７７を中心に、本実施の形態３に係る光受信装置について説明する。減算器７７は、復調信号である電気信号ＥＳ２Ｐ、ＥＳ１Ｐを減算するものである。減算器７７以外の構成要素については、実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【０１２７】
＜Ｃ−２．動作＞
次に制御部７０の動作について説明する。データ再生部６０において再生される送信データのビットエラーを低減するためには、位相シフト量α１、α２が目標値になるように制御する必要がある。
【０１２８】
実施の形態３における光受信装置は、Δ１の所望の値が、０、０．５π、π、１．５πのいずれかであり、Δ２の所望の値が、Δ１、Δ１＋πのいずれかであることを特徴とする。まず、実施の形態１に記載した方法に従い、制御部５０を動作させることにより、平均位相誤差δ１を所望の０、０．５π、π、１．５πのいずれかに収束させる。ここでは、平均位相誤差δ１が０に収束する場合を説明する。
【０１２９】
その後、制御部７０における制御を開始する。まず、減算器７７は復調器１から出力される電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ２Ｐを減算した結果を出力するため、減算器７７の出力信号は、実施の形態１における式（１５）に従う。
【０１３０】
その後、実施の形態１と同様に、掃引部７３３に電圧を平均位相誤差δ２が２π以上変化する分だけ掃引させることにより、平均位相誤差δ２が０．５π、１．２５πに相当する制御電圧ＶＴ２を求める。次に、０またはπの平均位相誤差δ２に相当する制御電圧ＶＴ２を求める。最後に、０またはπの平均位相誤差δ２に相当する制御電圧ＶＴ２を、その初期値に設定する。
【０１３１】
その後、実施の形態１と同様に、掃引部７３３による電圧の掃引を止め、ＰＩＤ制御により、平均位相誤差δ２が所望の値に収束するように制御される。以上により、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２に与えられる位相シフト量α２は、目標値たるα１＋０．５πまたはα１＋１．５πと一致するように制御される。
【０１３２】
なお、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ２Ｐを減算する例を示したが、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ１Ｎのどちらを用いても良く、また、電気信号ＥＳ２Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎのどちらを用いても良い。例えば、電気信号ＥＳ１Ｎと電気信号ＥＳ２Ｐを減算する場合、平均位相誤差δ２が１．５πのときに検波信号ＤＳ２の振幅が０になる。このように、検波信号ＤＳ２の振幅の平均位相誤差δ２に対する依存性は、πだけシフトするが、これに注意すれば、平均位相誤差δ２が０．５π、１．２５πに相当する制御電圧ＶＴ２から、０またはπの平均位相誤差δ２に相当する制御電圧ＶＴ２を求めることができる。以上により、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２に与えられる位相シフト量α２は、目標値と一致するように制御される。
【０１３３】
＜Ｃ−３．効果＞
本発明にかかる実施の形態３によれば、光受信装置において、演算部である減算器７７は、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ２Ｐとを減算し、演算信号を出力することで、演算信号を用いて正常な動作点を判別し、位相差を制御することができる。
【０１３４】
＜Ｄ．実施の形態４＞
＜Ｄ−１．構成＞
図１８は本発明の実施の形態４に係る光受信装置の構成を示す図である。本実施の形態４では、上述の実施の形態１とは異なった方法で制御電圧ＶＴ１、ＶＴ２を決定する方法について説明する。
【０１３５】
以下では、実施の形態１に係る光受信装置との相違点である乗算器７８を中心に、本実施の形態４に係る光受信装置について説明する。乗算器７８は、復調信号である電気信号ＥＳ２Ｎ、ＥＳ１Ｐを乗算するものである。乗算器７８以外の構成要素については、実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【０１３６】
＜Ｄ−２．動作＞
次に制御部７０の動作について説明する。データ再生部６０において再生される送信データのビットエラーを低減するためには、位相シフト量α１、α２が目標値になるように制御する必要がある。
【０１３７】
実施の形態４における光受信装置は、Δ１の所望の値が、０、０．５π、π、１．５πのいずれかであり、Δ２の所望の値が、Δ１、Δ１＋πのいずれかであることを特徴とする。まず、実施の形態１に記載した方法に従い、制御部５０を動作させることにより、平均位相誤差δ１を所望の０、０．５π、π、１．５πのいずれかに収束させる。ここでは、平均位相誤差δ１が０に収束する場合を説明する。
【０１３８】
その後、制御部７０における制御を開始する。乗算器７８の出力信号は、
−Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ＋０．２５π＋β・ｓｉｎ（ωｔ））×ｃｏｓ（Δφｉ−０．２５π＋β・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ２）・・・（１６）
と表される。図１９に、包絡線検波器７１ｂが出力する検波信号ＤＳ２ｂの振幅と平均位相誤差δ２の関係を示す。δ２＝１．５πのとき、検波信号ＤＳ２ｂの振幅は最小値になり、δ２＝０．２５π、０．７５πのとき、検波信号ＤＳ２ｂの振幅は最大値になる。そこで、決定部７３２は掃引部７３３に電圧を平均位相誤差δ２が２π以上変化する分だけ掃引させることにより、平均位相誤差δ２が０．２５π、０．７５π、１．５πに相当する制御電圧ＶＴ２を求める。次に、これらの結果から、０またはπの平均位相誤差δ２に相当する制御電圧ＶＴ２を求める。最後に、０またはπの平均位相誤差δ２に相当するヒータ２２２に対する制御電圧ＶＴ２を、その初期値に設定する。
【０１３９】
その後、実施の形態１と同様に、掃引部７３３による電圧の掃引を止め、制御電圧ＶＴ２の初期値と低周波信号ＬＦＳ２を加算器７４にて加算して、ヒータ２２２、２２３に印加する。包絡線検波器７１ａにより電気信号ＥＳ２Ｎの包絡線を検波して、低周波信号ＬＦＳ２と乗算器７３０ａで乗算する。乗算結果の平均値を平均値算出部７３１ａにより算出して、ヒータ２２２、２２３に対する制御電圧ＶＴ２を決定する。操作量決定部７３が上記の処理を低周波信号ＬＦＳ２の周期ごとに実行し続けることによって、平均位相誤差δ２が所望の値に収束するように制御される。
【０１４０】
ここで、制御電圧ＶＴ２の初期値が０またはπの平均位相誤差δ２に相当する操作量に設定したため、平均位相誤差δ２が０．５π、または、１．５πに収束することはない。以上により、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２に与えられる位相シフト量α２は、目標値たるα１＋０．５πまたはα１＋１．５πと一致するように制御される。
【０１４１】
なお、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎを乗算する例を示したが、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ１Ｎのどちらを用いても良く、また、電気信号ＥＳ２Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎのどちらを用いても良い。
【０１４２】
＜Ｄ−３．効果＞
本発明にかかる実施の形態４によれば、光受信装置において、演算部である乗算器７８は、電気信号ＥＳ１と電気信号ＥＳ２とを乗算し、演算信号を出力することで、演算信号を用いて正常な動作点を判別し、位相差を制御することができる。
【０１４３】
＜Ｅ．実施の形態５＞
＜Ｅ−１．構成＞
図２０は本発明の実施の形態５に係る光受信装置の構成を示す図である。本実施の形態５では、上述の実施の形態１とは異なった方法で制御電圧ＶＴ１、ＶＴ２を決定する方法について説明する。
【０１４４】
以下では、実施の形態１に係る光受信装置との相違点である乗算器７８、制御部７０３を中心に、本実施の形態５に係る光受信装置について説明する。乗算器７８、制御部７０３以外の構成要素については、実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【０１４５】
第２制御部である制御部７０３は、乗算部である乗算器７８で乗算した信号（乗算信号）が入力される操作量決定部８０３を備えている。操作量決定部８０３は、乗算信号の平均値（第３平均値）を算出する第３平均値算出部である平均値算出部７３１ｂと、平均値算出部７３１ｂから出力される第３平均値である平均信号Ａ２ｂを用いて、制御電圧ＶＴ２およびその初期値、掃引電圧を決定する第２決定部である決定部７３２とを備える。制御電圧ＶＴ２は、復調器１のヒータ２２２、２２３に対する操作量、つまりヒータ２２２、２２３に供給する電圧である。
【０１４６】
＜Ｅ−２．動作＞
次に制御部７０３の動作について説明する。データ再生部６０において再生される送信データのビットエラーを低減するためには、位相シフト量α１、α２が目標値になるように制御する必要がある。
【０１４７】
実施の形態５における発明は、Δ１の所望の値が、０、０．５π、π、１．５πのいずれかであり、Δ２の所望の値が、Δ１、Δ１＋πのいずれかであることを特徴とする。
【０１４８】
まず、実施の形態１に記載した方法に従い、制御部５０を動作させることにより、平均位相誤差δ１を所望の０、０．５π、π、１．５πのいずれかに収束させる。ここでは、平均位相誤差δ１が０に収束する場合を説明する。その後、制御部７０３における制御を開始する。乗算器７８の出力信号は、
−Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ＋０．２５π＋β・ｓｉｎ（ωｔ））×ｃｏｓ（Δφｉ−０．２５π＋δ２）
＝−Ａ2（ｔ）／２｛ｃｏｓ（Δφｉ＋δ１＋δ２）＋ｓｉｎ（δ２）｝・・・（１７）
と表される。図２１に、平均値算出部７３１ｂが出力する平均値と平均位相誤差δ２の関係を示す。δ２＝０またはπのとき、平均値は０になる。従って、操作量決定部７３が、平均値が０になるように、ヒータ２２２に対する制御電圧ＶＴ２を決定し続けることにより、平均位相誤差δ２が所望の値に収束するように制御される。
【０１４９】
例えば、ＰＩＤ制御により、平均値が正であれば、平均位相誤差δ２を減少し、平均値が負であれば、平均位相誤差δ２を増加すれば、平均位相誤差δ２は０に収束する。以上により、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２に与えられる位相シフト量α２は、目標値たるα１＋０．５πまたはα１＋１．５πと一致するように制御される。
【０１５０】
なお、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎを乗算する例を示したが、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ１Ｎのどちらを用いても良く、また、電気信号ＥＳ２Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎのどちらを用いても良い。
【０１５１】
＜Ｅ−３．効果＞
本発明にかかる実施の形態５によれば、光受信装置において、第１、第２系列に属する第１、第２光回路である２１、２２を含む遅延干渉計２と、第１、光回路２１、２２の出力光をそれぞれ受光する第１、第２ツインフォトダイオードであるツインフォトダイオード３１、３２とを備え、差動変調された光信号ＰＳ１、ＰＳ２を第１、第２系列を用いて別々に復調し、互いに所定位相ずれた第１、第２復調信号である電気信号ＥＳ１、ＥＳ２を出力する復調器１と、電気信号ＥＳ１を用いて、光回路２１における光信号ＰＳ１の位相状態を制御する第１制御部である制御部５０と、電気信号ＥＳ１、ＥＳ２を乗算し、乗算信号を出力する乗算器７８と、乗算信号を用いて、光回路２２における光信号ＰＳ２の位相状態を制御する第２制御部である制御部７０３とを備えることで、第１系列と第２系列との位相差を判別できるため、位相差制御のための構成を簡素化し、かつ正常な通信を高速に行うことが可能となる。
【０１５２】
また、本発明にかかる実施の形態５によれば、光受信装置において、制御部７０３は、乗算信号の平均値を算出し、第３平均値である平均信号Ａ２ｂとして出力する第３平均値算出部である平均値算出部７３１ｂと、平均信号Ａ２ｂに基づいて、光回路２２への制御出力を決定する第２決定部である決定部７３２とを備えることで、平均信号Ａ２ｂを用いて正常な動作点を判別し、位相差を制御することができる。
【０１５３】
＜変形例１＞
図２２は本発明の変形例１に係る光受信装置の構成を示す図である。以下では、実施の形態１に係る光受信装置との相違点である復調器１０００を中心に説明する。復調器１０００以外の構成要素については、実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【０１５４】
実施の形態１においては、受光素子４は、直列接続された２つのフォトダイオード４ａ、４ｂで構成されており、フォトダイオード４ａ、４ｂには光回路２１から出力される２つの光信号がそれぞれ照射される。受光素子４からは、フォトダイオード４ａで生成される電流と、フォトダイオード４ｂで生成される電流との差分が差分電流信号として出力される。同様に、受光素子５は、直列接続された２つのフォトダイオード５ａ、５ｂで構成されており、フォトダイオード５ａ、５ｂには光回路２２から出力される２つの光信号がそれぞれ照射される。受光素子５からは、フォトダイオード５ａで生成される電流と、フォトダイオード５ｂで生成される電流との差分が差分電流信号として出力される。
【０１５５】
変形例１における復調器１０００では、受光素子４は、２つのフォトダイオード４ａ、４ｂで構成されており、フォトダイオード４ａ、４ｂには光回路２１から出力される２つの光信号がそれぞれ照射されるが、直列接続されていない。同様に、受光素子５は、２つのフォトダイオード５ａ、５ｂで構成されており、フォトダイオード５ａ、５ｂには光回路２２から出力される２つの光信号がそれぞれ照射されるが、直列接続されていない。
【０１５６】
実施の形態１においては、トランスインピーダンスアンプ６は、受光素子４から出力される差動電流信号を電圧信号に変換し、当該電圧信号を電気信号ＥＳ１Ｐ、電気信号ＥＳ１Ｎとして出力する。同様に、トランスインピーダンスアンプ７は、受光素子５から出力される差動電流信号を電圧信号に変換し、当該電圧信号を電気信号ＥＳ２Ｐ、電気信号ＥＳ２Ｎとして出力する。
【０１５７】
変形例１における復調器１０００では、トランスインピーダンスアンプ６は、２つのフォトダイオード４ａ、４ｂから出力される電流信号を差動検出して、電圧信号に変換し、当該電圧信号を電気信号ＥＳ１Ｐ、電気信号ＥＳ１Ｎとして出力する。同様に、トランスインピーダンスアンプ７は、２つのフォトダイオード５ａ、５ｂから出力される電流信号を差動検出して、電圧信号に変換し、当該電圧信号を電気信号ＥＳ１Ｐ、電気信号ＥＳ１Ｎとして出力する。
【０１５８】
このように、差動検出をトランスインピーダンスアンプ６、７で行っても、同等の結果を得ることができる。
【０１５９】
以上の構成は、実施の形態１に限らず、実施の形態２〜５においても適用可能である。
【０１６０】
＜変形例２＞
図２３は本発明の変形例２に係る光受信装置の構成を示す図である。以下では、実施の形態１に係る光受信装置との相違点である復調器１００１を中心に説明する。復調器１００１以外の構成要素については、実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【０１６１】
実施の形態１においては、包絡線検波器５１、７１ａ、７１ｂはそれぞれ制御部５０、７０に含まれ、加算器７５が制御部７０に含まれる。しかし、本変形例２における復調器１００１では、包絡線検波器５１、７１ａ、７１ｂ、加算器７５が含まれる。このような構成であっても、同等の結果を得ることができる。
【０１６２】
以上の構成は、実施の形態１に限らず、実施の形態２〜５においても適用可能である。
【符号の説明】
【０１６３】
１，１０００，１００１ 復調器、２ 遅延干渉計、３ 光電変換装置、４，５ 受光素子、４ａ，４ｂ，５ａ，５ｂ フォトダイオード、６，７ トランスインピーダンスアンプ、２０ スプリッタ、２１，２２ 光回路、３１，３２ ツインフォトダイオード、５０，７０，７００，７０３ 制御部、５１，７１ａ，７１ｂ 包絡線検波器、５２，７２ 信号発生器、５３，７３，８００，８０３ 操作量決定部、５４，７４，７５，７６ 加算器、６０ データ再生部、６１，６２ ＣＤＲ回路、６３ 再生部、７７ 減算器、７８，５３０，７３０ａ，７３０ｂ 乗算器、１００ グラフ、１０１，１０２，１０３，１０４ 白丸、２１０，２１１，２２０，２２１ 光路、２１２，２１３，２２２，２２３ ヒータ，２３０ シリコン基板、２３１ アンダークラッド層、２３２ オーバークラッド層、５３１，７３１ａ，７３１ｂ 平均値算出部、５３２，７３２ 決定部、７３３ 掃引部、７３４ 検波モニタ部。
【技術分野】
【０００１】
本発明は光受信装置に関し、特にＤＱＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：差動四相位相シフト変調）方式などの差動Ｍ相位相シフト変調方式で変調された光信号を受信する光受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、光通信において使用される変調方式として、差動Ｍ相位相シフト変調方式（Ｍ＝２Nであって、Ｎは２以上の自然数）が知られている。この変調方式の代表例としてＤＱＰＳＫ方式がある。
【０００３】
ＤＱＰＳＫ方式が使用される光通信では、送信装置において、０、１、２及び３の４種類のデータに対応して、時系列的に連続したシンボル間に、０、０．５π、π及び１．５πの４種類の位相差が与えられた光信号が生成され、当該光信号が光送信装置から送信されることによって、２ビットの情報が送信される。この光信号は光ファイバを伝播して光受信装置に入力される。光受信装置では、復調器で光信号が復調され、その復調器の出力から０、１、２及び３の４種類のデータが再生される。
【０００４】
特許文献１には、ＤＱＰＳＫ方式で変調された光信号を復調する技術について開示されている。特許文献１にも記載されているように、ＤＱＰＳＫ方式での光受信装置の復調器は、スプリッタと、２つの非対称マッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ）と、ツインフォトダイオード（ＰＤ）とで構成されることが多い。
【０００５】
スプリッタは、受信した光信号を２分岐し、２分岐された光信号は２つのＭＺＩにそれぞれ送られる。各ＭＺＩでは、一方の光路に対して他方の光路の物理的な長さを長くすることによって２つの光路間に光路長差が設けられており、他方の光路を伝搬する光信号に対して、シンボル周期に等しい遅延時間が付与されている。
【０００６】
さらに、ツインフォトダイオードから出力される２系統の電気信号が対称となるように、一方のＭＺＩの短い方の光路を伝搬する信号には＋０．２５πの位相シフト量が与えられ、他方のＭＺＩの短い方の光路を伝搬する信号には−０．２５πの位相シフト量が与えられる。ツインフォトダイオードは、各ＭＺＩからの出力光を電気信号に変換する２つのフォトダイオードと、電流を電圧に変換するトランスインピーダンスアンプにより構成されている。
【０００７】
一般的に、ビットエラーレートを抑えてＤＱＰＳＫ方式で変調された受信光を復調するためには、各ＭＺＩでの位相シフト量の現在値と目標値との差を１°以内に抑えることが望ましい。
【０００８】
これに関連して、非特許文献１に、ＤＢＰＳＫ（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｂｉｎａｒｙ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ）方式におけるＭＺＩの位相シフト量を制御する技術が示されている。ＤＢＰＳＫ方式におけるＭＺＩの位相シフト量の目標値は０、またはπである。低周波の発振器により発生した低周波のディザ信号を、ロングアームのヒータ電圧に重畳すると、これに伴い、ＭＺＩの位相シフト量が振動するため、ＭＺＩの出力光の光強度が振動して、ツインフォトダイオードの出力信号の包絡線が振動する。さらに、位相シフト量の中心値により、ＭＺＩの出力光の光強度の振動周波数、位相や振幅が変化するため、ツインフォトダイオードの出力の包絡線の振動周波数、位相や振幅も、ＭＺＩの位相シフト量の中心値に依存して、変化する。
【０００９】
例えば、ディザ周波数が１０Ｈｚである場合には、ＭＺＩの位相シフト量の中心値が０、またはπである場合、ツインフォトダイオードの出力の包絡線は、２０Ｈｚの振動周波数と０．５πの位相を有する。従って、ディザ信号と包絡線を同期検波すると、０が得られる。また、ＭＺＩの位相シフト量の中心値が０、または、πより正のズレδ（０＜δ＜０．５π）を有している場合、１０Ｈｚの振動周波数と０の位相を有する。従って、ディザ信号と包絡線を同期検波すると、正の値が得られる。一方、ＭＺＩの位相シフト量の中心値が０、または、πより負のズレδ（−０．５π＜δ＜０）を有している場合、１０Ｈｚの振動周波数とπの位相を有する。従って、ディザ信号と包絡線を同期検波すると、負の値が得られる。
【００１０】
以上より、同期検波の結果が正の値であれば位相シフト量を低減し、負の値であれば位相シフト量を増加するように、ロングアームのヒータ電圧を変えて、位相シフト量の中心値を調整すればよいことがわかる。これが、非特許文献１において開示されているＤＢＰＳＫ方式における位相シフト量の制御方法である。
【００１１】
ＤＱＰＳＫ方式においても、ＤＢＰＳＫ方式に用いたのと同様に、低周波のディザ信号を印加する方法を用いることができる。すなわち、各ＭＺＩに個別にディザ信号を重畳して、同期検波することにより、一方のＭＺＩには０．２５π、０．７５π、１．２５π、１．７５πの位相シフト量が与えられ、他方のＭＺＩには上記のＭＺＩの位相シフト量と０．５π、または１．５πの差が与えられるように調整できる。しかし、ＤＢＰＳＫ方式と異なる点は、上記の方法だけでは、上記の位相シフト量に到達しない場合があることである。すなわち、ディザ信号を重畳する方法における収束点は、０．２５π、０．７５π、１．２５π、１．７５πであり、これらのうちいずれに収束するのかは、位相シフト量の初期値のみにより決まる。ここで、２πの周期性を考慮すれば、１．７５πは−０．２５πと同等である。０．２５πと１．２５πはπだけ異なるため、この場合、ツインフォトダイオードの出力信号の符号が反転するだけであり、本質的に同じデータを表す。従って、一方のＭＺＩが仮に０．２５πに収束する場合、他方のＭＺＩは、０．５πまたは１．５πの位相シフト量の差に対応した０．７５π、または１．７５πに収束しなければならない。しかし、各ＭＺＩに対し個別にディザ信号を重畳して同期検波する場合、初期値によりともに０．２５πの組み合わせ、または０．２５πと１．２５πの組み合わせのように、ＭＺＩ同士が同位相や反位相に収束する場合がある。
【００１２】
この技術課題を解決するため、特許文献１に、ＤＱＰＳＫ方式において、各ＭＺＩの位相シフト量を制御する技術が提案されている。特許文献１におけるＤＱＰＳＫ方式での光受信装置は、復調器、ＣＤＲ、ＭＵＸ（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）、並列化部、受信処理部、制御部、干渉計制御部、クロック再生制御部、多重化制御部より構成される。
【００１３】
ＣＤＲは、復調器の出力信号からクロック信号とデータ信号とを再生する機能を有し、ＭＵＸは、ＣＤＲから出力されたクロック信号に同期してデータ信号を多重化する機能を有する。また、並列化部は、ＭＵＸから出力されるクロック信号とデータ信号を１６分岐して、低周波のデータ信号を出力する機能を有し、受信処理部は、フレーム同期が確立するように、制御部を通して、干渉計制御部、クロック再生制御部、多重化制御部に制御信号を送信する機能を有する。
【００１４】
クロック再生制御部を通してＣＤＲの論理反転処理を実行し、さらに、多重化制御部を通してＭＵＸのビットスワップ処理を実行しても、フレーム同期の引込みが成功しない場合は、ＭＺＩ同士が同位相や反位相に収束していると判断して、干渉計制御部を通して、復調器における各ＭＺＩの位相シフト量を制御する処理を実行する。フレーム同期の引込みが成功するまで、上記論理反転処理、上記ビットスワップ処理、上記ＭＺＩの位相シフト量の制御処理を繰り返す。これにより、各ＭＺＩは最適な位相シフト量に収束するため、フレーム同期が確立して、正常な通信が可能になる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開２００７−２８８７０２号公報（図１、図３）
【非特許文献】
【００１６】
【非特許文献１】Ｂｅｃｏｕａｒｎ、 Ｌ． Ｂｏｉｓｓａｕ、 Ｔ． Ｊｕｌｉｅｎ、 Ｂ． Ｇｒａｎｄｐｉｅｒｒｅ、 Ｇ． Ｄｕｐｏｎｔ、 Ｓ． Ｐｌａｎｔａｄｙ、 Ｐ． Ｍａｒｃｅｒｏｕ、 Ｊ．−Ｆ．、 ”Ｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｉｏｎ ｏｎ ａ ｓｔａｂｉｌｉｓｅｄ ＤＰＳＫ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ａｔ １０Ｇｂ／ｓ ｗｉｔｈ ａ ５１１１ ｋｍ−ｌｏｎｇ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ、” ３１ｓｔ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ２００５、 Ｖｏｌ．１、 ｐｐ．９−１０、 ２００５． （Ｆｉｇｕｒｅ３）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
上述の特許文献１の技術により、各ＭＺＩは最適な位相シフト量に収束させることが可能となる。しかし、一方のＭＺＩが属する系列は０．２５π、０．７５π、１．２５π、１．７５πの４通りの受信状態を取り、他方のＭＺＩが属する系列も０．２５π、０．７５π、１．２５π、１．７５πの４通りの受信状態を独立にとりうるので、全ての受信状態は１６通りにわたる。このうちの１通りに該当することを判定するには、上述の特許文献１の技術によれば、光受信装置の制御は各ＭＺＩ、ＣＤＲ、ＭＵＸにわたるため、光受信装置の制御が複雑になる。また、このような複雑な制御を実現するため、構成が複雑になる。また、これらのために、正常な通信を確立する時間が遅くなるという問題があった。
【００１８】
本発明は上述の問題に鑑みて成されたものであり、差動変調方式で変調された光信号を受信し、その構成が簡素化され、正常な通信を高速に行うことが可能な光受信装置の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明の第１の態様にかかる光受信装置は、第１、第２系列に属する第１、第２光回路を含む遅延干渉計と、前記第１、第２光回路の出力光をそれぞれ受光する第１、第２ツインフォトダイオードとを備え、差動変調された光信号を前記第１、第２系列を用いて別々に復調し、互いに所定位相ずれた第１、第２復調信号を出力する復調器と、前記第１復調信号を用いて、前記第１光回路における前記光信号の位相状態を制御する第１制御部と、前記第１および第２復調信号を演算し、演算信号を出力する演算部と、前記第２復調信号および前記演算信号を用いて、前記第２光回路における前記光信号の位相状態を制御する第２制御部とを備える。
【００２０】
また、本発明の第２の態様にかかる光受信装置は、第１、第２系列に属する第１、第２光回路を含む遅延干渉計と、前記第１、第２光回路の出力光をそれぞれ受光する第１、第２ツインフォトダイオードとを備え、差動変調された光信号を前記第１、第２系列を用いて別々に復調し、互いに所定位相ずれた第１、第２復調信号を出力する復調器と、前記第１復調信号を用いて、前記第１光回路における前記光信号の位相状態を制御する第１制御部と、前記第１および第２復調信号を乗算し、乗算信号を出力する乗算部と、前記乗算信号を用いて、前記第２光回路における前記光信号の位相状態を制御する第２制御部とを備える。
【発明の効果】
【００２１】
本発明の第１の態様にかかる光受信装置によれば、第１、第２系列に属する第１、第２光回路を含む遅延干渉計と、前記第１、第２光回路の出力光をそれぞれ受光する第１、第２ツインフォトダイオードとを備え、差動変調された光信号を前記第１、第２系列を用いて別々に復調し、互いに所定位相ずれた第１、第２復調信号を出力する復調器と、前記第１復調信号を用いて、前記第１光回路における前記光信号の位相状態を制御する第１制御部と、前記第１および第２復調信号を演算し、演算信号を出力する演算部と、前記第２復調信号および前記演算信号を用いて、前記第２光回路における前記光信号の位相状態を制御する第２制御部とを備えることにより、第１系列と第２系列との位相差を判別できるため、位相差制御のための構成を簡素化し、かつ正常な通信を高速に行うことが可能となる。
【００２２】
また、本発明の第２の態様にかかる光受信装置によれば、第１、第２系列に属する第１、第２光回路を含む遅延干渉計と、前記第１、第２光回路の出力光をそれぞれ受光する第１、第２ツインフォトダイオードとを備え、差動変調された光信号を前記第１、第２系列を用いて別々に復調し、互いに所定位相ずれた第１、第２復調信号を出力する復調器と、前記第１復調信号を用いて、前記第１光回路における前記光信号の位相状態を制御する第１制御部と、前記第１および第２復調信号を乗算し、乗算信号を出力する乗算部と、前記乗算信号を用いて、前記第２光回路における前記光信号の位相状態を制御する第２制御部とを備えることにより、第１系列と第２系列との位相差を判別できるため、位相差制御のための構成を簡素化し、かつ正常な通信を高速に行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】実施の形態１に係る光受信装置の構成を示す図である。
【図２】遅延干渉計２の構造を示す断面図である。
【図３】電気信号ＥＳ１Ｐにおける位相θｉ１と大きさとの関係のグラフである。
【図４】低周波信号ＬＦＳ１を示す図である。
【図５】電気信号ＥＳ１Ｐの包絡線を示す図である。
【図６】電気信号ＥＳ１Ｐにおける位相θｉ１と大きさとの関係のグラフである。
【図７】電気信号ＥＳ１Ｐの包絡線を示す図である。
【図８】電気信号ＥＳ１Ｐにおける位相θｉ１と大きさとの関係のグラフである。
【図９】電気信号ＥＳ１Ｐの包絡線を示す図である。
【図１０】検波信号ＤＳ１の振幅と位相の関係を示すグラフである。
【図１１】検波信号ＤＳ２ｂの振幅と平均位相誤差δ２の関係を示すグラフである。
【図１２】検波信号ＤＳ２ａと平均位相誤差δ２の関係を示すグラフである。
【図１３】平均信号Ａ２ａと平均位相誤差δ２の関係を示すグラフである。
【図１４】平均信号Ａ２ａと検波信号ＤＳ２ａと平均位相誤差δ２の時間変化の一例を示すグラフである。
【図１５】実施の形態２に係る光受信装置の構成を示す図である。
【図１６】平均値算出部７３１ｂによる平均値信号と平均位相誤差δ２の関係を示すグラフである。
【図１７】実施の形態３に係る光受信装置の構成を示す図である。
【図１８】実施の形態４に係る光受信装置の構成を示す図である。
【図１９】検波信号ＤＳ２ｂの振幅と平均位相誤差δ２の関係を示すグラフである。
【図２０】実施の形態５に係る光受信装置の構成を示す図である。
【図２１】平均値算出部７３１ｂが出力する平均値と平均位相誤差δ２の関係を示すグラフである。
【図２２】変形例１に係る光受信装置の構成を示す図である。
【図２３】変形例２に係る光受信装置の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
＜Ａ．実施の形態１＞
＜Ａ−１．構成＞
図１は本発明の実施の形態１に係る光受信装置の構成を示す図である。本実施の形態１に係る光受信装置は、差動Ｍ相位相シフト変調方式（Ｍ＝２Nであって、Ｎは２以上の自然数）を用いてＮビットの送信データで変調された光信号ＰＳを受信する光受信装置である。以下では、例えば、Ｍ＝４（Ｎ＝２）の場合、つまりＤＱＰＳＫ方式を用いて２ビットの送信データで変調された光信号ＰＳを受信する場合についての本実施の形態１に係る光受信装置について説明する。なお本発明は、ＤＱＰＳＫに限らずＤ８ＰＳＫのようなさらなる多値にも適用できる。
【００２５】
ここで、光受信装置に対して送信される２ビットの光信号ＰＳがとり得る４種類の値には、０、０．５π、π及び１．５πがそれぞれ割り当てられている。したがって、本光受信装置に入力される光信号ＰＳでは、時系列的に連続する２つのシンボル間に付与されている位相差Δφｉは、０、０．５π、π、及び１．５πのうちのいずれか一つとなる。
【００２６】
図１に示されるように、本発明にかかる光受信装置は、ＤＱＰＳＫ方式で変調された光信号を復調する復調器１と、その復調信号である電気信号ＥＳ１Ｎ、ＥＳ２Ｐを用いて、２ビットの送信データを再生するデータ再生部６０と、復調信号である電気信号ＥＳ１Ｐを用いて、復調器１における光信号の位相状態を制御する第１制御部である制御部５０と、復調信号である電気信号ＥＳ１Ｐ、ＥＳ２Ｎを演算し、演算信号を出力する演算部である加算器７５と、電気信号ＥＳ２Ｎと演算信号とを用いて、復調器１における光信号の位相状態を制御する第２制御部である制御部７０とを備える。
【００２７】
＜Ａ−１−１．復調器１の構成＞
復調器１は、光信号ＰＳが入力される遅延干渉計２と、遅延干渉計２から出力される出力光を電流、さらには電圧に変換する光電変換装置３とを備える。遅延干渉計２は、光信号ＰＳを２つの光信号ＰＳ１、ＰＳ２に分岐するスプリッタ２０と、それぞれの光信号ＰＳ１、ＰＳ２が入力される２つの光回路２１、２２（第１、第２光回路）を有する。光電変換装置３は２つのツインフォトダイオード３１、３２（第１、第２ツインフォトダイオード）を有し、２つのツインフォトダイオード３１、３２は、２つの受光素子４、５と、それぞれに対応した２つのトランスインピーダンスアンプ６、７とを有する。光回路２１とツインフォトダイオード３１とを含む系列を第１系列、光回路２２とツインフォトダイオード３２とを含む系列を第２系列とする。
【００２８】
光回路２１は、光信号ＰＳ１が伝搬する２つの光路２１０、２１１を有する非対称マッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ）である。光回路２１では、光路２１０の方が、光路２１１よりも物理的な長さが長く設定されており、２つの光路２１０、２１１の間では光路長差が設けられている。これにより、光路２１０を伝搬する光信号ＰＳ１にはシンボル周期に等しい遅延時間が付与される。
【００２９】
同様に、光回路２２は、光信号ＰＳ２が伝搬する２つの光路２２０、２２１を有する非対称マッハツェンダ干渉計（ＭＺＩ）である。光回路２２では、光路２２０の方が、光路２２１よりも物理的な長さが長く設定されており、２つの光路２２０、２２１の間では光路長差が設けられている。これにより、光路２２０を伝搬する光信号ＰＳ２にはシンボル周期に等しい遅延時間が付与される。
【００３０】
光回路２１は、光路２１１を伝搬する光信号ＰＳ１に対して位相シフトを与える位相シフト部として機能するヒータ２１３を有している。ヒータ２１３が光信号ＰＳ１に対して与える位相シフト量α１は、制御部５０によって０．２５π、０．７５π、１．２５π、１．７５πのいずれかとなるように制御される。
【００３１】
同様に、光回路２２は、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２に対して位相シフトを与える位相シフト部として機能するヒータ２２３を有している。ヒータ２２３が光信号ＰＳ２に対して与える位相シフト量α２は、制御部７０によってα１＋０．５π、または、α１＋１．５πのいずれかとなるように制御される。
【００３２】
図２は遅延干渉計２の構造を示す断面図である。本実施の形態１に係る遅延干渉計２は、シリコン基板上において石英系平面光回路として形成される。
【００３３】
遅延干渉計２を形成する際には、例えば図２に示されるように、まず厚さ１ｍｍのシリコン基板２３０上に厚さ５０μｍのガラスを火炎堆積法を用いて堆積してアンダークラッド層２３１を形成する。次に、比屈折率がアンダークラッド層２３１より０．７５％程度高いガラスを火炎堆積法を用いてアンダークラッド層２３１上に堆積し、その後、当該ガラスに対して反応性イオンエッチングを行うことによって当該ガラスをパターンニングし、コアたる光路２１０、２１１、２２０、２２１を形成する。
【００３４】
そして、火炎堆積法を用いて光路２１０、２１１、２２０、２２１を覆うように厚さ２０μｍのガラスをアンダークラッド層２３１上に堆積して、オーバークラッド層２３２を形成する。その後、窒化タンタル（ＴａＮ）から成る薄膜をスパッタリング法を用いてオーバークラッド層２３２上に堆積し、写真製版技術とイオンエッチング法とを用いて、当該薄膜をパターンニングする。
【００３５】
これにより、窒化タンタルから成るヒータ２１２、２１３、２２２、２２３が、それぞれ光路２１０、２１１、２２０、２２１の近傍に形成される。
【００３６】
なお光回路２１、２２は、石英系導波路デバイスに限らず、ＩｎＰなどの半導体や、ＬｉＮｂＯ3などの強誘電体を用いたデバイスでも良く、空間結合系デバイスでも良い。
【００３７】
＜Ａ−１−２．データ再生部６０の構成＞
データ再生部６０は、２つのＣＤＲ回路６１、６２と再生部６３とを備える。ＣＤＲ回路６１は、復調器１から出力される電気信号ＥＳ１Ｎからクロック信号を抽出し、当該クロック信号に同期して、電気信号ＥＳ１Ｎを“１”か“０”に識別する。ＣＤＲ回路６２は、復調器１から出力される電気信号ＥＳ２Ｐからクロック信号を抽出し、当該クロック信号に同期して、電気信号ＥＳ２Ｐを“１”か“０”に識別する。再生部６３は、ＣＤＲ回路６１、６２での識別結果に基づいて２ビットの送信データを再生して出力する。
【００３８】
＜Ａ−１−３．制御部５０の構成＞
制御部５０は、第１復調信号である電気信号ＥＳ１Ｐを検波する第１検波器である包絡線検波器５１と、低周波信号ＬＦＳ１を発生させる信号発生器５２と、包絡線検波器５１が出力する第１検波信号である検波信号ＤＳ１と低周波信号ＬＦＳ１とが入力される操作量決定部５３と、操作量決定部５３から出力される制御電圧ＶＴ１と低周波信号ＬＦＳ１とを加算する加算器５４とを備えている。
【００３９】
包絡線検波器５１は、復調器１から出力される電気信号ＥＳ１Ｐの包絡線を検波して、当該包絡線を示す検波信号ＤＳ１を出力する。信号発生器５２は、光信号ＰＳでのシンボル周期よりも長い周期の低周波信号ＬＦＳ１を発生して出力する。
【００４０】
操作量決定部５３は、低周波信号ＬＦＳ１と検波信号ＤＳ１とを乗算する乗算器５３０と、乗算器５３０からの出力信号（第１検波信号）の平均値を算出する第１平均値算出部である平均値算出部５３１と、平均値算出部５３１から出力される第１平均値である平均信号Ａ１を用いて、制御電圧ＶＴ１を決定する第１決定部である決定部５３２とで構成されている。制御電圧ＶＴ１は、復調器１のヒータ２１２、２１３に対する操作量、つまりヒータ２１２、２１３に供給する電圧である。平均値算出部５３１は、乗算器５３０の出力信号の平均値を算出し、これにより同期検波を行う。
【００４１】
加算器５４は、制御電圧ＶＴ１に低周波信号ＬＦＳ１を加算し、得られた信号を制御信号ＣＳ１としてヒータ２１２、２１３に供給する。制御信号ＣＳ１がヒータ２１２、２１３に供給されると、制御信号ＣＳ１に応じて光路２１０、２１１の温度が変化するようになる。そうすると、光路２１０、２１１を伝達する光信号ＰＳ１に与えられる位相シフト量α１が変化する。このように、ヒータ２１２、２１３は、制御信号ＣＳ１に応じて、光路２１０、２１１を伝達する光信号ＰＳ１に与える位相シフト量α１を変化させる。制御信号ＣＳ１は、低周波信号ＬＦＳ１の変化に応じて変化するため、位相シフト量α１は低周波信号ＬＦＳ１の周波数に応じてゆっくりと変化するようになる。
【００４２】
＜Ａ−１−４．制御部７０の構成＞
制御部７０は、第２復調信号である電気信号ＥＳ２Ｎを検波する第２検波器である包絡線検波器７１ａと、加算器７５で加算した信号（演算信号）を検波する第３検波器である包絡線検波器７１ｂと、低周波信号ＬＦＳ２を発生させる信号発生器７２と、包絡線検波器７１ａ、７１ｂが出力する検波信号ＤＳ２ａ（第２検波信号）、ＤＳ２ｂ（第３検波信号）と低周波信号ＬＦＳ２とが入力される操作量決定部７３と、低周波信号ＬＦＳ２と、操作量決定部７３からの掃引電圧（後述）とを加算する加算器７６と、加算器７６の出力と操作量決定部７３からの制御電圧ＶＴ２とを加算する加算器７４とを備えている。
【００４３】
包絡線検波器７１ａは、復調器１から出力される電気信号ＥＳ２Ｎの包絡線を検波して、当該包絡線を示す検波信号ＤＳ２ａを出力する。
【００４４】
加算器７５は復調器１から出力される電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎを加算した結果を出力する。
【００４５】
包絡線検波器７１ｂは、加算器７５の出力結果の包絡線を検波して、当該包絡線を示す検波信号ＤＳ２ｂを出力する。
【００４６】
信号発生器７２は、光信号ＰＳでのシンボル周期よりも長い周期の低周波信号ＬＦＳ２を発生して出力する。
【００４７】
操作量決定部７３は、低周波信号ＬＦＳ２と検波信号ＤＳ２ａ（第２検波信号）とを乗算する乗算器７３０ａと、乗算器７３０ａからの出力信号（第２検波信号）の平均値（第２平均値）を算出する第２平均値算出部である平均値算出部７３１ａと、第３検波信号である検波信号ＤＳ２ｂを計測する検波モニタ部７３４と、平均値算出部７３１ａから出力される第２平均値である平均信号Ａ２ａと検波モニタ部７３４からの出力とを用いて、制御電圧ＶＴ２およびその初期値、掃引電圧を決定する第２決定部である決定部７３２と、掃引電圧が入力される掃引部７３３とを備える。制御電圧ＶＴ２は、復調器１のヒータ２２２、２２３に対する操作量、つまりヒータ２２２、２２３に供給する電圧である。平均値算出部７３１ａは、乗算器７３０ａの出力信号の平均値を算出し、これにより同期検波を行う。
【００４８】
加算器７４は、制御電圧ＶＴ２に加算器７６の出力信号を加算し、得られた信号を制御信号ＣＳ２としてヒータ２２２に供給する。制御信号ＣＳ２がヒータ２２２に供給されると、制御信号ＣＳ２に応じて光路２２１の温度が変化するようになる。そうすると、光路２２１を伝達する光信号ＰＳ２に与えられる位相シフト量α２が変化する。
【００４９】
包絡線検波器５１、７１ａ、７１ｂは、例えば、ショットキーバリアダイオードを用いた半波整流回路や全波整流回路などで構成される。平均値算出部５３１、７３１ａは、例えば、ローパスフィルタや、低周波信号ＬＦＳ１、ＬＦＳ２の周期で実行する積分計算、またはフーリエ変換計算により直流成分を算出する演算回路などで構成される。
【００５０】
＜Ａ−２．動作＞
＜Ａ−２−１．遅延干渉計２の動作＞
復調器１における遅延干渉計２の動作について説明する。光回路２１では、入力された光信号ＰＳ１と、光信号ＰＳ１とは１シンボル期間遅延した光信号ＰＳ１とが干渉し、それらの光信号ＰＳ１間の位相差に応じてシンボル周期ごとに光強度が変化する光信号が、光回路２１の２つの出力ポートから出力される。光回路２１に入力される光信号ＰＳ１と、それとは１シンボル周期だけ遅延した光信号ＰＳ１との間における、あるタイミングでの位相差は、遅延干渉計２に入力される光信号ＰＳにおける当該タイミングでのシンボルと、それよりも１シンボル周期後のシンボルとの間の位相差Δφｉに等しいことから、光回路２１から出力される光信号は、光信号ＰＳでの位相差Δφｉの４種類の値（０、０．５π、π、１．５π）に応じて４種類以下の光強度を有するようになる。光回路２１からは、光強度が異なる相補的な２つの光信号が出力される。
【００５１】
同様に、光回路２２では、入力された光信号ＰＳ２と、当該光信号ＰＳ２とは１シンボル期間遅延した光信号ＰＳ２とが干渉し、それらの光信号ＰＳ２間の位相差に応じてシンボル周期ごとに光強度が変化する光信号が、光回路２２の２つの出力ポートから出力される。光回路２２からは、光強度が異なる相補的な２つの光信号が出力される。
【００５２】
遅延干渉計２では、例えばヒータ２１３に供給する電圧が変化すると、その下の光路２１１の温度が変化し、光路２１１での屈折率が変化する。その結果、光路２１１を伝搬する光信号ＰＳ１の位相が変化する。制御部５０は、ヒータ２１２、２１３に供給する電圧を制御することによって、光路２１０、２１１を伝搬する光信号ＰＳ１に対して与える位相シフト量α１を制御する。同様に、制御部７０は、ヒータ２２２、２２３に供給する電圧を制御することによって、光路２２０、２２１を伝搬する光信号ＰＳ２に対して与える位相シフト量α２を制御する。
【００５３】
なお上記の例では、光路２１０、２１１の両方にヒータを設けたが、光路２１１だけにヒータを設けても良いし、光路２１０だけにヒータを設けても良い。つまり、光路２１０、２１１の少なくとも一方にヒータを設けて、光路２１０を伝搬する光信号ＰＳ１よりも、光路２１１を伝搬する光信号ＰＳ１の方が０．２５πだけ位相が進むように当該ヒータを制御すればよい。同様に、光回路２２においては、光路２２０、２２１の少なくとも一方にヒータを設けて、光路２２０を伝搬する光信号ＰＳ２よりも、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２の方が０．２５πだけ位相が遅れるように当該ヒータを制御すればよい。
【００５４】
＜Ａ−２−２．光電変換装置３の動作＞
光電変換装置３において、受光素子４、５は、光回路２１、２２から出力される光信号をそれぞれ電気信号に変換する。受光素子４は、直列接続された２つのフォトダイオード４ａ、４ｂで構成されており、フォトダイオード４ａ、４ｂには光回路２１から出力される２つの光信号がそれぞれ照射される。受光素子４からは、フォトダイオード４ａで生成される電流と、フォトダイオード４ｂで生成される電流との差分が差動電流信号として出力される。
【００５５】
同様に、受光素子５は、直列接続された２つのフォトダイオード５ａ、５ｂで構成されており、フォトダイオード５ａ、５ｂには光回路２２から出力される２つの光信号がそれぞれ照射される。受光素子５からは、フォトダイオード５ａで生成される電流と、フォトダイオード５ｂで生成される電流との差分が差動電流信号として出力される。
【００５６】
フォトダイオード４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂとしては、例えばＩｎＰ系フォトダイオードが採用される。
【００５７】
トランスインピーダンスアンプ６は、受光素子４から出力される差動電流信号を電圧信号に変換し、当該電圧信号を電気信号ＥＳ１Ｐ、ＥＳ１Ｎとして出力する。ここで、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ１Ｎは、互いに反位相の信号同士である。１シンボル周期における光信号ＰＳの包絡線波形をＡ（ｔ）で表すと、電気信号ＥＳ１Ｐは以下の式（１）で表される。ここで、ｔは時刻を表している。
【００５８】
Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ＋α１） ・・・（１）
式（１）から理解できるように、電気信号ＥＳ１Ｐは、光信号ＰＳと当該光信号ＰＳを１シンボル周期遅延させた信号との間の位相差Δφｉと位相シフト量α１とを加算した値に応じて強度が変化する信号である。
【００５９】
位相シフト量α１の＋０．２５πに対する差をΔ１とすると、式（１）は以下の式（２）に書き直すことができる。
【００６０】
Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ＋０．２５π＋Δ１） ・・・（２）
トランスインピーダンスアンプ７は、受光素子５から出力される差動電流信号を電圧信号に変換し、当該電圧信号を電気信号ＥＳ２Ｐ、ＥＳ２Ｎとして出力する。ここで、電気信号ＥＳ２Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎは、互いに反位相の信号同士である。電気信号ＥＳ２Ｐは、電気信号ＥＳ１Ｐと同様に以下の式（３）で表される。
【００６１】
Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ＋α２） ・・・（３）
式（３）から理解できるように、電気信号ＥＳ２Ｐは、光信号ＰＳと当該光信号ＰＳを１シンボル周期遅延させた信号との間の位相差Δφｉと位相シフト量α２とを加算した値に応じて強度が変化する信号である。
【００６２】
位相シフト量α２の−０．２５πに対する差をΔ２とすると、式（３）は以下の式（４）に書き直すことができる。
【００６３】
Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ−０．２５π＋Δ２） ・・・（４）
【００６４】
＜Ａ−２−３．制御部５０の動作＞
次に制御部５０の動作について説明する。前述のように、制御部５０は、ヒータ２１２、２１３に供給する電圧を制御することにより、光路２１０、２１１における屈折率を変化させ、位相シフト量α１を制御する。
【００６５】
データ再生部６０において再生される送信データのビットエラーを低減するためには、前述の位相シフト量α１を目標値０．２５π、０．７５π、１．２５π、１．７５πのいずれかに制御して、さらに制御部７０によって、α２を目標値α１＋０．５π、または、α１＋１．５πのいずれかに制御する必要がある。
【００６６】
これは、式（１）〜（４）より、Δ１を０、０．５π、π、１．５πのいずれかになるように制御して、Δ２をΔ１、Δ１＋πのいずれかになるように制御することと等価である。
【００６７】
信号発生器５２が生成する低周波信号ＬＦＳ１の周波数をωとすると、復調器１から出力される電気信号ＥＳ１Ｐは、式（２）より、以下の式（５）で表すことができる。
【００６８】
Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ＋０．２５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ１）・・・（５）
ここで、δ１は位相シフト量α１と０．２５πとの差Δ１の時間平均値を表している。以後、δ１を「平均位相誤差δ１」と呼ぶ。また、β１（＞０）は低周波信号ＬＦＳ１によって位相シフト量α１が変調する度合を表している。以後、β１を「変調度β１」と呼ぶ。変調度β１が大きすぎると、位相シフト量α１が大きく変動して、データ再生部６０でのビットエラーレートが大きくなるため、当該ビットエラーレートを抑えるために変調度β１は十分小さい値に設定する。
【００６９】
位相シフト量α１の目標値０．２５π、０．７５π、１．２５π、１．７５πは、それぞれ平均位相誤差δ１の０、０．５π、π、１．５πに相当するため、制御部５０は、平均位相誤差δ１が上記の値のいずれかとなるように、位相シフト量α１を制御する。
【００７０】
＜Ａ−２−３−１．δ１＝０の場合＞
図３は、δ１＝０での電気信号ＥＳ１Ｐにおける位相θｉ１と振幅の大きさとの関係を示すグラフである。図３では、説明の便宜上、Ａ2（ｔ）＝１としている。ここで、位相θｉ１は以下の式（６）で表される。
【００７１】
θｉ１＝Δφｉ＋０．２５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ１ ・・・（６）
図３では、横軸に位相θｉ１をπで割った値を示しており、縦軸に電気信号ＥＳ１Ｐの大きさを示している。図３の４つの白丸は、ｔ＝０の場合での位相θｉ１と電気信号ＥＳ１Ｐの大きさとの関係を示しており、当該４つの白丸（白丸１０１、白丸１０２、白丸１０３、白丸１０４）は、左から順に、白丸１０１がΔφｉ＝０πのときの値、白丸１０２がΔφｉ＝０．５πのときの値、白丸１０３がΔφｉ＝πのときの値、白丸１０４がΔφｉ＝１．５πのときの値を示している。また、図３中のグラフ１００は、時刻ｔが変化した場合に白丸での位相θｉ１がどのように変化するかを示しており、グラフ１００においては下方（図面右方向）に向かうほど時刻ｔが経過している。
【００７２】
図３の白丸１０１、白丸１０２、白丸１０３、白丸１０４で示されるように、ｔ＝０では、θｉ１＝０．２５π、０．７５π、１．２５π、１．７５πである。θｉ１＝０．２５πでの電気信号ＥＳ１Ｐの大きさと、θｉ１＝１．７５πでの電気信号ＥＳ１Ｐの大きさとは互いに同じ値となっており、θｉ１＝０．７５πでの電気信号ＥＳ１Ｐの大きさと、θｉ１＝１．２５πでの電気信号ＥＳ１Ｐの大きさとは互いに同じ値となっている。そして、θｉ１＝０．２５π、１．７５πでの電気信号ＥＳ１Ｐは、θｉ１＝０．７５π、１．２５πでの電気信号ＥＳ１Ｐと反位相の関係にある。
【００７３】
図３に示されるように、位相θｉ１は、０＜ｔ＜π／ωでは初期状態から増加した後に減少し、ｔ＝π／ωで初期状態に戻る。そして、位相θｉ１は、π／ω＜ｔ＜２π／ωでは、初期状態から減少した後に増加し、ｔ＝２π／ωで初期状態に戻る。
【００７４】
このような位相θｉ１の変化に応じて、電気信号ＥＳ１Ｐの大きさは変化する。図３に示されるように、０＜ｔ＜π／ωでは、Δφｉ＝０での電気信号ＥＳ１Ｐの大きさはｔ＝０よりも減少し、Δφｉ＝１．５πでの電気信号ＥＳ１Ｐの大きさはｔ＝０よりも増加する。したがって、０＜ｔ＜π／ωでは、Δφｉ＝１．５πの場合の方が、Δφｉ＝０の場合よりも電気信号ＥＳ１Ｐの大きさが大きくなる。ｔ＝π／ωでは、位相θｉ１は初期状態に戻ることから、Δφｉ＝１．５πの場合とΔφｉ＝０の場合とでは電気信号ＥＳ１Ｐの大きさは同じとなる。π／ω＜ｔ＜２π／ωでは、Δφｉ＝０での電気信号ＥＳ１Ｐの大きさはｔ＝０よりも増加し、Δφｉ＝１．５πでの電気信号ＥＳ１Ｐの大きさはｔ＝０よりも減少する。したがって、π／ω＜ｔ＜２π／ωでは、Δφｉ＝０の場合の方が、Δφｉ＝１．５πの場合よりも電気信号ＥＳ１Ｐの大きさが大きくなる。
【００７５】
以上より、δ１＝０の場合には、０＜ｔ＜π／ωではΔφｉ＝１．５πでの電気信号ＥＳ１Ｐの大きさが最も大きくなり、π／ω＜ｔ＜２π／ωではΔφｉ＝０での電気信号ＥＳ１Ｐの大きさが最も大きくなる。したがって、光信号ＰＳでのシンボル周期よりも十分長く、かつ低周波信号ＬＦＳ１の周期よりも短い時定数で電気信号ＥＳ１Ｐの包絡線を包絡線検波器５１で検波すると、０＜ｔ＜π／ωでは常にΔφｉ＝１．５πである電気信号ＥＳ１Ｐの包絡線を検波する場合と同じ結果が得られ、π／ω＜ｔ＜２π／ωでは常にΔφｉ＝０である電気信号ＥＳ１Ｐの包絡線を検波する場合と同じ結果が得られる。
【００７６】
ここで、低周波信号ＬＦＳ１として図４のような波形を考えると、包絡線検波器５１で検波される電気信号ＥＳ１Ｐの包絡線は図５のようになる。ここで、図４、５の横軸はシンボル周期で規格化された時刻ｔ［ｓ］を示しており、図４の縦軸は最大値が１となるように規格化された低周波信号ＬＦＳ１の大きさを示し、図５の縦軸は包絡線検波器５１から出力される検波信号ＤＳ１の大きさを示す。
【００７７】
図４に示される低周波信号ＬＦＳ１の周期は、１シンボル周期の２０×１０7倍に設定されている。例えば、１シンボル周期が５０ｐｓとすると、低周波信号ＬＦＳ１の周期及び周波数はそれぞれ１０ｍｓ及び１００Ｈｚとなる。低周波信号ＬＦＳ１が図４のような場合には、包絡線検波器５１での時定数は１０ｍｓに近い値に設定される。
【００７８】
以上のことから、δ１＝０の場合、包絡線検波器５１から出力される検波信号ＤＳ１の大きさは、０＜ｔ＜π／ωでは、
ｃｏｓ（１．７５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）） ・・・（７）
に比例し、π／ω＜ｔ＜２π／ωでは、
ｃｏｓ（０．２５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）） ・・・（８）
に比例するといえる。
【００７９】
検波信号ＤＳ１は、周期π／ωの周期性を示す。従って、δ１＝０の場合には、乗算器５３０の出力信号の平均値は、
【００８０】
【数１】
【００８１】
より、零となる。
【００８２】
＜Ａ−２−３−２．β１＜δ１＜０．２５πの場合＞
図６は、図３と同様にして、β１＜δ１＜０．２５πでの電気信号ＥＳ１Ｐにおける位相θｉ１と大きさとの関係を示すグラフである。図６に示されるように、β１＜δ１＜０．２５πの場合には、常にΔφｉ＝１．５πでの電気信号ＥＳ１Ｐ（白丸１０４）の大きさが最も大きくなる。ここで、β１は非常に小さい値に設定されることから、β１を０として考えると、０＜δ１＜０．２５πの場合には、常にΔφｉ＝１．５πでの電気信号ＥＳ１Ｐ（白丸１０４）の大きさが最も大きくなると言える。この場合において、低周波信号ＬＦＳ１として図４のような波形を考えると、包絡線検波器５１で検波される電気信号ＥＳ１Ｐの包絡線は図７のようになる。ここで、図７の横軸はシンボル周期で規格化された時刻ｔ［ｓ］を示しており、縦軸は包絡線検波器５１から出力される検波信号ＤＳ１の大きさを示す。
【００８３】
以上より、０＜δ１＜０．２５πの場合には、検波信号ＤＳ１は、ｃｏｓ（β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋１．７５π＋δ１）と表すことができる。この式をβ１に関して１次の項までテイラー展開すると、検波信号Ｄ１は以下の式（１１）で表される。
【００８４】
ｃｏｓ（β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋１．７５π＋δ１）
→ｃｏｓ（１．７５π＋δ１）−ｓｉｎ（１．７５π＋δ１）β１・ｓｉｎ（ωｔ）・・・（１１）
したがって、乗算器５３０の出力信号は以下の式（１２）で表される。
【００８５】
Ｂｃｏｓ（１．７５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ１）ｓｉｎ（ωｔ）
→Ｂ（−β１・ｓｉｎ（１．７５π＋δ１）／２＋ｃｏｓ（１．７５π＋δ１）ｓｉｎ（ωｔ）＋β１・ｓｉｎ（１．７５π＋δ１）ｃｏｓ（２ωｔ）／２） ・・・（１２）
０＜δ１＜０．２５πの場合には、平均値算出部５３１は、式（１２）で示される乗算器５３０の出力信号の平均値を算出することになる。Ｂ＞０、β１＞０であるため、式（１２）から、０＜δ１＜０．２５πの場合には、乗算器５３０の出力信号の平均値は正となる。
【００８６】
＜Ａ−２−３−３．−０．２５π＜δ１＜−β１の場合＞
図８は、図３、６と同様に、−０．２５π＜δ１＜−β１での電気信号ＥＳ１Ｐにおける位相θｉ１と大きさとの関係を示すグラフである。図８に示されるように、−０．２５π＜δ１＜−β１の場合には、常にΔφｉ＝０での電気信号ＥＳ１Ｐ（白丸１０１）の大きさが最も大きくなる。ここで、β１は非常に小さい値に設定されることから、β１を０として考えると、−０．２５π＜δ１＜０の場合には、常にΔφｉ＝０での電気信号ＥＳ１Ｐ（白丸１０１）の大きさが最も大きくなると言える。この場合において、低周波信号ＬＦＳ１として図４のような波形を考えると、包絡線検波器５１で検波される電気信号ＥＳ１Ｐの包絡線は図９のようになる。
【００８７】
以上より、−０．２５π＜δ１＜０の場合には、検波信号ＤＳ１は、ｃｏｓ（β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋０．２５π＋δ１）と表すことができる。０＜δ１＜０．２５πの場合と同様にして、乗算器５３０の出力信号を求めると、当該出力信号は以下の式（１３）で表される。
【００８８】
Ｂｃｏｓ（０．２５π＋β１・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ１）ｓｉｎ（ωｔ）
→Ｂ（−β１・ｓｉｎ（０．２５π＋δ１）／２＋ｃｏｓ（０．２５π＋δ１）ｓｉｎ（ωｔ）＋β１・ｓｉｎ（０．２５π＋δ１）ｃｏｓ（２ωｔ）／２） ・・・（１３）
−０．２５π＜δ１＜０の場合には、平均値算出部５３１は、式（１３）で示される乗算器５３０の出力信号の平均値を算出することになる。Ｂ＞０、β１＞０であるため、式（１３）から、−０．２５π＜δ１＜０の場合には、乗算器５３０の出力信号の平均値は負となる。
【００８９】
決定部５３２は、平均値算出部５３１で算出された平均値に基づいて、ヒータ２１２に対する制御電圧ＶＴ１を決定する。例えば、ＰＩＤ制御を行う場合、制御電圧ＶＴ１を、平均値算出部５３１で算出された平均値と当該平均値の微分値と当該平均値の積分値の線形和に設定する。操作量決定部５３が上記の処理を低周波信号ＬＦＳ１の周期ごとに実行し続けることによって、平均位相誤差δ１が所望の値に収束するように制御される。
【００９０】
図１０は、検波信号ＤＳ１の振幅と平均位相誤差δ１の関係を示すグラフである。繰り返しになるが、０、０．５π、π、と１．５πの平均位相誤差δ１が正常な動作点になる。この周期は０．５πであり、位相が０．２５π、０．７５π、１．２５π、１．７５πのときに極大値を有し、位相が０、０．５π、π、１．５πのときに極小値を有する。周期が０．５πであるため、０、０．５π、π、と１．５πの平均位相誤差δ１は全て同等であり、区別が付かない。従って、ＰＩＤ制御を行った場合、これらのうち、初期条件に最も近い位相に収束することになる。すなわち、平均位相誤差δ１が０、０．５π、π、１．５πのいずれに収束するのかは初期位相に依存する。
【００９１】
＜Ａ−２−４．制御部７０の動作＞
次に制御部７０の動作について説明する。前述のように、制御部７０は、ヒータ２２２、２２３に供給する電圧を制御することにより、光路２２０、２２１における屈折率を変化させ、位相シフト量α２を制御する。制御部７０による制御は、平均位相誤差δ１が収束した後に開始する。ここで、平均位相誤差δ１が０、０．５π、π、１．５πのいずれに収束した場合でも同様の結果が得られるため、平均位相誤差δ１が０に収束した場合を説明する。
【００９２】
まず加算器７５は、復調器１から出力される電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎを加算した結果を出力する。信号発生器７２が生成する低周波信号ＬＦＳ２の周波数をωとすると、復調器１から出力される電気信号ＥＳ２Ｎは、電気信号ＥＳ１Ｐに関する式（５）と同様に、
−Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ−０．２５π＋β２・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ２）・・・（１４）
と表される。ここで、平均位相誤差δ２は位相シフト量α２と０．２５πとの差の時間平均値を表している。また、変調度β２（＞０）は低周波信号ＬＦＳ２によって位相シフト量α２が変調する度合を表している。ここで、単純化のために、β２＝β１＝βとおく。従って、加算器７５の出力信号は、
Ａ2（ｔ）｛ｃｏｓ（Δφｉ＋０．２５π＋β・ｓｉｎ（ωｔ））−ｃｏｓ（Δφｉ−０．２５π＋β・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ２）｝・・・（１５）
と表される。図１１に、包絡線検波器７１ｂが出力する検波信号ＤＳ２ｂの振幅と平均位相誤差δ２の関係を示す。δ２＝０．５πのとき、検波信号ＤＳ２ｂの振幅は最小値になり、δ２＝１．２５π、１．７５πのとき、検波信号ＤＳ２ｂの振幅は最大値になる。
【００９３】
一方、包絡線検波器７１ａは、電気信号ＥＳ２Ｎの包絡線を検波して、検波信号ＤＳ２ａを出力する。図１２は、検波信号ＤＳ２ａと平均位相誤差δ２の関係を示すグラフである。制御部５０における検波信号ＤＳ１と同様に、０．５πの周期性を有しており、平均位相誤差δ２が０、０．５π、π、１．５πのときに、検波信号ＤＳ２ａは極小となる。しかし、検波信号ＤＳ１と異なり、平均位相誤差δ１が０に収束した場合、０、πの平均位相誤差δ２は正常な動作点であるが、０．５π、１．５πの平均位相誤差δ２は偽の動作点となる。
【００９４】
次に、検波信号ＤＳ２ａと低周波信号ＬＦＳ２とを乗算器７３０ａで乗算して、平均値算出部７３１ａにより、平均信号Ａ２ａを算出する。図１３は、平均信号Ａ２ａと平均位相誤差δ２の関係を示すグラフである。検波信号ＤＳ２ａと同様に、平均信号Ａ２ａは０．５πの周期性を有しており、平均位相誤差δ２が０、０．５π、π、１．５πのときに、０となる。
【００９５】
また、平均位相誤差δ２は波長に依存するため、制御電圧ＶＴ２が与えられたときに、平均位相誤差δ２がどの値となるかを算出することは困難であるが、一般に、平均位相誤差δ２の制御電圧ＶＴ２に対する変化率を高精度に制御して、遅延干渉計２を製造することができる。これは、平均位相誤差δ２の制御電圧ＶＴ２に対する変化率が、ヒータ２２２の抵抗値や光路２１０、２１１、２２０、２２１の屈折率の温度依存性により決まり、これらを高精度に制御することができるためである。一般に、平均位相誤差δ２は、制御電圧ＶＴ２の電力に比例する特性を有するため、平均位相誤差δ２は、制御電圧ＶＴ２の２次関数となる。従って、ある制御電圧ＶＴ２における平均位相誤差δ２が算出できれば、その他の制御電圧ＶＴ２における平均位相誤差δ２を高精度に算出することができる。
【００９６】
これらの特性を利用して、平均位相誤差δ２を有する正常な動作点に収束させる。図１４に、制御の開始から平均位相誤差δ２が正常な動作点に引き込まれ制御が安定するまでの、平均信号Ａ２ａと検波信号ＤＳ２ａと平均位相誤差δ２の時間変化の一例を示す。決定部７３２は、掃引部７３３に電圧を平均位相誤差δ２が２π以上変化する分だけ掃引させることにより、検波信号ＤＳ２ｂの振幅が最小値になる制御電圧ＶＴ２を求める。これは、δ２＝０．５πに相当するため、この結果から、０またはπの平均位相誤差δ２に相当する制御電圧ＶＴ２を算出する。最後に、０またはπの平均位相誤差δ２に相当するヒータ２２２に対する操作量、つまりヒータ２２２に供給する制御電圧ＶＴ２を、その初期値に設定する。ここで掃引は、単調変化させる場合に限らない。
【００９７】
その後、掃引部７３３による電圧の掃引を止め、掃引部７３３の出力を０に設定した後、制御部５０と同様の制御を行う。すなわち、制御電圧ＶＴ２の上記初期値と低周波信号ＬＦＳ２を加算器７４にて加算して、ヒータ２２２、２２３に印加する。平均信号Ａ２ａが正であれば平均位相誤差δ２が正にずれているため、これが０となるようにヒータ２２２、２２３に対する制御電圧ＶＴ２を増加して、逆に、平均信号Ａ２ａが負であれば平均位相誤差δ２が負にずれているため、これが０となるようにヒータ２２２、２２３に対する制御電圧ＶＴ２を低減する。操作量決定部７３が上記の処理を低周波信号ＬＦＳ２の周期ごとに実行し続けることによって、平均位相誤差δ２が所望の値に収束するように制御される。ここで、制御電圧ＶＴ２の初期値を０またはπの平均位相誤差δ２に相当する操作量に設定したため、平均位相誤差δ２が０．５π、または、１．５πに収束することはない。以上により、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２に与えられる位相シフト量α２は、目標値たるα１＋０．５πまたはα１＋１．５πと一致するように制御される。
【００９８】
また、例えば、掃引部７３３による掃引時に、検波信号ＤＳ２ｂの振幅だけでなく、平均信号Ａ２ａをも計測してもよい。すなわち、平均信号Ａ２ａが０になるときだけ、検波信号ＤＳ２ｂを計測して、検波信号ＤＳ２ｂが最小となる制御電圧ＶＴ２を算出する。上記の例と同様に、この結果から、０またはπの平均位相誤差δ２に相当する制御電圧ＶＴ２を初期値に設定して、自動制御を行う。また、平均信号Ａ２ａが０になる場合の中で、平均信号Ａ２ａが正から負に変化する場合を除外して、負から正に変化する場合のみに、検波信号ＤＳ２ｂを計測してもよい。
【００９９】
さらに、検波信号ＤＳ２ｂの最小値だけでなく、最大値も計測することにより、計測点数を増やして、算出結果が妥当かチェックする機構を加えてもよい。
【０１００】
実施の形態１においては、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎを加算する例を示したが、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ１Ｎのどちらを用いても良く、また、電気信号ＥＳ２Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎのどちらを用いても良い。例えば、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ２Ｐを加算する場合、平均位相誤差δ２が１．５πのときに検波信号ＤＳ２ｂの振幅が０になる。このように、検波信号ＤＳ２ｂの振幅の平均位相誤差δ２に対する依存性は、πだけシフトするが、これに注意すれば、平均位相誤差δ２が０．５π、１．２５πに相当する制御電圧ＶＴ２から、０またはπの平均位相誤差δ２に相当する制御電圧ＶＴ２を求めることができる。これにより、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２に与えられる位相シフト量α２は、目標値たるα１＋０．５πまたはα１＋１．５πと一致するように制御される。
【０１０１】
また、検波信号ＤＳ１が図５、７、９、１０のような波形となるように、低周波信号ＬＦＳ１の周期は、光信号ＰＳでのシンボル周期及び光回路２１での位相シフト量α１の変化の応答時間よりも長くなければならない。本実施の形態１のように、熱光学効果を用いて位相シフト量α１を変化させる際には、その変化の応答時間は一般的に１ｍｓ程度である。同様に、低周波信号ＬＦＳ２の周期は、光信号ＰＳでのシンボル周期及び光回路２２での位相シフト量α２の変化の応答時間よりも長くなければならない。
【０１０２】
また、光信号に位相シフトを与える方法としては、熱光学効果を利用した方法に限らず、電気光学効果を利用した方法でも良く、機械的に光路長を調整する方法でも良い。
【０１０３】
＜Ａ−３．効果＞
本発明にかかる実施の形態１によれば、光受信装置において、第１、第２系列に属する第１、第２光回路である光回路２１、２２を含む遅延干渉計２と、光回路２１、２２の出力光をそれぞれ受光する第１、第２ツインフォトダイオードであるツインフォトダイオード３１、３２とを備え、差動変調された光信号ＰＳ１、ＰＳ２を第１、第２系列を用いて別々に復調し、互いに所定位相ずれた第１、第２復調信号である電気信号ＥＳ１、ＥＳ２を出力する復調器１と、電気信号ＥＳ１を用いて、光回路２１における光信号ＰＳ１の位相状態を制御する第１制御部である制御部５０と、電気信号ＥＳ１、ＥＳ２を演算し、演算信号を出力する演算部である加算器７５と、電気信号ＥＳ２および演算信号を用いて、光回路２２における光信号ＰＳ２の位相状態を制御する第２制御部である制御部７０とを備えることで、第１系列と第２系列との位相差を判別できるため、位相差制御のための構成を簡素化し、かつ正常な通信を高速に行うことが可能となる。
【０１０４】
また、本発明にかかる実施の形態１によれば、光受信装置において、第２制御部である制御部７０は、電気信号ＥＳ１と電気信号ＥＳ２とが０またはπ位相がずれるよう、光回路２２における光信号ＰＳ２の位相状態を制御することで、正常な動作点に収束するように制御することができる。
【０１０５】
また、本発明にかかる実施の形態１によれば、光受信装置において、演算部である加算器７５は、電気信号ＥＳ１と電気信号ＥＳ２とを加算し、演算信号を出力することで、演算信号を用いて正常な動作点を判別し、位相差を制御することができる。
【０１０６】
また、本発明にかかる実施の形態１によれば、光受信装置において、第１制御部である制御部５０は、電気信号ＥＳ１を検波し、第１検波信号である検波信号ＤＳを出力する第１検波器である包絡線検波器５１と、検波信号ＤＳの平均値を算出し、第１平均値である平均信号Ａ１として出力する第１平均値算出部である平均値算出部５３１と、平均信号Ａ１に基づいて、光回路２１への制御出力を決定する第１決定部である決定部５３２とを備えることで、ヒータ２１２、２１３への制御電圧を決定し、光回路２１における光信号ＰＳ１の位相状態の制御ができる。
【０１０７】
また、本発明にかかる実施の形態１によれば、光受信装置において、第２制御部である制御部７０は、電気信号ＥＳ２を検波し、第２検波信号である検波信号ＤＳ２ａを出力する第２検波器である包絡線検波器７１ａと、検波信号ＤＳ２ａの平均値を算出し、第２平均値である平均信号Ａ２ａとして出力する第２平均値算出部である平均値算出部７３１ａと、平均信号Ａ２ａに基づいて、光回路２２への制御出力を決定する第２決定部である決定部７３２とを備えることで、ヒータ２２２、２２３への制御電圧を決定し、光回路２２における光信号ＰＳ２の位相状態の制御ができる。
【０１０８】
また、本発明にかかる実施の形態１によれば、光受信装置において、制御部７０は、演算信号を検波し、第３検波信号である検波信号ＤＳ２ｂを出力する第３検波器である包絡線検波器７１ｂをさらに備え、決定部７３２は、検波信号ＤＳ２ｂにも基づいて、光回路２２への制御出力を決定することで、検波信号ＤＳ２ｂを用いて正常な動作点を判別し、位相差を制御することができる。
【０１０９】
また、本発明にかかる実施の形態１によれば、光受信装置において、制御部７０は、光回路２２における光信号ＰＳ２の位相状態を制御する前に、検波信号ＤＳ２ｂまたは第３平均値である平均信号Ａ２ｂを掃引する掃引部７３３をさらに備えることで、電圧を平均位相誤差δ２が２π以上変化する分だけ掃引させ、検波信号ＤＳ２ｂの振幅が最小値になる制御電圧ＶＴ２を求めることができる。
【０１１０】
＜Ｂ．実施の形態２＞
＜Ｂ−１．構成＞
図１５は本発明の実施の形態２に係る光受信装置の構成を示す図である。本実施の形態２では、上述の実施の形態１とは異なった方法で制御電圧ＶＴ１、ＶＴ２を決定する方法について説明する。
【０１１１】
以下では、実施の形態１に係る光受信装置との相違点である制御部７００を中心に、本実施の形態２に係る光受信装置について説明する。制御部７００以外の構成要素については、実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【０１１２】
制御部７００は、復調信号である電気信号ＥＳ２Ｎを検波する包絡線検波器７１ａと、加算器７５で加算した信号（演算信号）を検波する包絡線検波器７１ｂと、低周波信号ＬＦＳ２を発生させる信号発生器７２と、包絡線検波器７１ａ、７１ｂが出力する検波信号ＤＳ２ａ、ＤＳ２ｂと低周波信号ＬＦＳ２とが入力される操作量決定部８００と、低周波信号ＬＦＳ２と、操作量決定部７３からの掃引電圧（後述）とを加算する加算器７６と、加算器７６の出力と操作量決定部８００からの制御電圧ＶＴ２とを加算する加算器７４とを備えている。
【０１１３】
操作量決定部８００は、低周波信号ＬＦＳ２と検波信号ＤＳ２ａとを乗算する乗算器７３０ａと、低周波信号ＬＦＳ２と検波信号ＤＳ２ｂ（第３検波信号）とを乗算する乗算器７３０ｂと、乗算器７３０ａからの出力信号の平均値を算出する平均値算出部７３１ａと、乗算器７３０ｂからの出力信号（第３検波信号）の平均値を算出する第３平均値算出部である平均値算出部７３１ｂと、平均値算出部７３１ａから出力される第２平均値である平均信号Ａ２ａと平均値算出部７３１ｂから出力される第３平均値である平均信号Ａ２ｂとを用いて、制御電圧ＶＴ２およびその初期値、掃引電圧を決定する第２決定部である決定部７３２と、掃引電圧が入力される掃引部７３３とを備える。制御電圧ＶＴ２は、復調器１のヒータ２２２、２２３に対する操作量、つまりヒータ２２２、２２３に供給する電圧である。平均値算出部７３１ａは、乗算器７３０ａの出力信号の平均値を算出し、これにより同期検波を行う。
【０１１４】
包絡線検波器７１ａ、７１ｂは、例えばショットキーバリアダイオードを用いた半波整流回路や全波整流回路などで構成される。
【０１１５】
また、平均値算出部７３１ａ、７３１ｂは、ローパスフィルタや、低周波信号ＬＦＳ２の周期で実行する積分計算またはフーリエ変換計算を行い、直流成分を算出する演算回路などで構成される。
【０１１６】
掃引は単調変化させる場合に限らない。例えば、０．２５πごとに初期値を与えて同期検波を行い、平均値信号が０になるように制御する。初期値に近い収束点に収束するため、２π以上平均位相誤差δ２を変えることにより、平均位相誤差δ２を０．５π、１．２５π、１．５π、１．７５πを見出すことができる。また、これに限らない。
【０１１７】
＜Ｂ−２．動作＞
次に制御部７００の動作について説明する。データ再生部６０において再生される送信データのビットエラーを低減するためには、位相シフト量α１、α２が目標値になるように制御する必要がある。
【０１１８】
実施の形態２における光受信装置は、Δ１の目標値が、０、０．５π、π、１．５πのいずれかであり、Δ２の所望の値が、Δ１、Δ１＋πのいずれかであることを特徴とする。まず、実施の形態１に記載した方法に従い、制御部５０を動作させることにより、平均位相誤差δ１を所望の０、０．５π、π、１．５πのいずれかに収束させる。ここでは、平均位相誤差δ１が０に収束する場合を説明する。
【０１１９】
その後、制御部７００における制御を開始する。まず、加算器７５は復調器１から出力される電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎを加算した結果を出力する。
【０１２０】
図１６に、平均値算出部７３１ｂによる平均値信号と平均位相誤差δ２の関係を示す。図１６より、決定部７３２は掃引部７３３に電圧を平均位相誤差δ２が２π以上変化する分だけ増加する方向に掃引させることにより、平均位相誤差δ２が０．５π、１．２５π、１．５π、１．７５πのときに、平均値信号が０になることがわかる。また、平均位相誤差δ２が０．５πと１．５πのときは、平均位相誤差δ２が増加するに伴い平均値が増加するが、平均位相誤差δ２が１．２５πと１．７５πのときは、平均値が減少する。次に、この特性を利用して、平均位相誤差δ２が０．５π、１．２５π、１．５π、１．７５πに相当する制御電圧ＶＴ２を求める。これらの結果から、０またはπの平均位相誤差δ２に相当する制御電圧ＶＴ２を求める。最後に、０またはπの平均位相誤差δ２に相当する制御電圧ＶＴ２を、その初期値に設定する。
【０１２１】
その後、掃引部７３３による電圧の掃引を止め、実施の形態１と同様の制御を実行する。すなわち、制御電圧ＶＴ２の上記初期値と低周波信号ＬＦＳ２とを加算器７４にて加算して、ヒータ２２２に制御電圧ＶＴ２を印加する。
【０１２２】
包絡線検波器７１ａにより電気信号ＥＳ２Ｎの包絡線を検波して、低周波信号ＬＦＳ２と乗算器７３０ａで乗算する。乗算結果の平均値を、平均値算出部７３１ａにより算出して、ヒータ２２２、２２３に対する制御電圧ＶＴ２を決定する。
【０１２３】
操作量決定部８００が上記の処理を低周波信号ＬＦＳ２の周期ごとに実行し続けることによって、平均位相誤差δ２が所望の値に収束するように制御される。
【０１２４】
＜Ｂ−３．効果＞
本発明にかかる実施の形態２によれば、光受信装置において、第２制御部である制御部７００は、第３検波信号である検波信号ＤＳ２ｂの平均値を算出し、第３平均値である平均信号Ａ２ｂとして出力する第３平均値算出部である平均値算出部７３１ｂをさらに備え、第２決定部である決定部７３２は、平均信号Ａ２ｂにも基づいて、光回路２２への制御出力を決定することで、平均信号Ａ２ｂを用いて正常な動作点を判別し、位相差を制御することができる。
【０１２５】
＜Ｃ．実施の形態３＞
＜Ｃ−１．構成＞
図１７は本発明の実施の形態３に係る光受信装置の構成を示す図である。本実施の形態３では、上述の実施の形態１とは異なった方法で制御電圧ＶＴ１、ＶＴ２を決定する方法について説明する。
【０１２６】
以下では、実施の形態１に係る光受信装置との相違点である減算器７７を中心に、本実施の形態３に係る光受信装置について説明する。減算器７７は、復調信号である電気信号ＥＳ２Ｐ、ＥＳ１Ｐを減算するものである。減算器７７以外の構成要素については、実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【０１２７】
＜Ｃ−２．動作＞
次に制御部７０の動作について説明する。データ再生部６０において再生される送信データのビットエラーを低減するためには、位相シフト量α１、α２が目標値になるように制御する必要がある。
【０１２８】
実施の形態３における光受信装置は、Δ１の所望の値が、０、０．５π、π、１．５πのいずれかであり、Δ２の所望の値が、Δ１、Δ１＋πのいずれかであることを特徴とする。まず、実施の形態１に記載した方法に従い、制御部５０を動作させることにより、平均位相誤差δ１を所望の０、０．５π、π、１．５πのいずれかに収束させる。ここでは、平均位相誤差δ１が０に収束する場合を説明する。
【０１２９】
その後、制御部７０における制御を開始する。まず、減算器７７は復調器１から出力される電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ２Ｐを減算した結果を出力するため、減算器７７の出力信号は、実施の形態１における式（１５）に従う。
【０１３０】
その後、実施の形態１と同様に、掃引部７３３に電圧を平均位相誤差δ２が２π以上変化する分だけ掃引させることにより、平均位相誤差δ２が０．５π、１．２５πに相当する制御電圧ＶＴ２を求める。次に、０またはπの平均位相誤差δ２に相当する制御電圧ＶＴ２を求める。最後に、０またはπの平均位相誤差δ２に相当する制御電圧ＶＴ２を、その初期値に設定する。
【０１３１】
その後、実施の形態１と同様に、掃引部７３３による電圧の掃引を止め、ＰＩＤ制御により、平均位相誤差δ２が所望の値に収束するように制御される。以上により、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２に与えられる位相シフト量α２は、目標値たるα１＋０．５πまたはα１＋１．５πと一致するように制御される。
【０１３２】
なお、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ２Ｐを減算する例を示したが、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ１Ｎのどちらを用いても良く、また、電気信号ＥＳ２Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎのどちらを用いても良い。例えば、電気信号ＥＳ１Ｎと電気信号ＥＳ２Ｐを減算する場合、平均位相誤差δ２が１．５πのときに検波信号ＤＳ２の振幅が０になる。このように、検波信号ＤＳ２の振幅の平均位相誤差δ２に対する依存性は、πだけシフトするが、これに注意すれば、平均位相誤差δ２が０．５π、１．２５πに相当する制御電圧ＶＴ２から、０またはπの平均位相誤差δ２に相当する制御電圧ＶＴ２を求めることができる。以上により、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２に与えられる位相シフト量α２は、目標値と一致するように制御される。
【０１３３】
＜Ｃ−３．効果＞
本発明にかかる実施の形態３によれば、光受信装置において、演算部である減算器７７は、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ２Ｐとを減算し、演算信号を出力することで、演算信号を用いて正常な動作点を判別し、位相差を制御することができる。
【０１３４】
＜Ｄ．実施の形態４＞
＜Ｄ−１．構成＞
図１８は本発明の実施の形態４に係る光受信装置の構成を示す図である。本実施の形態４では、上述の実施の形態１とは異なった方法で制御電圧ＶＴ１、ＶＴ２を決定する方法について説明する。
【０１３５】
以下では、実施の形態１に係る光受信装置との相違点である乗算器７８を中心に、本実施の形態４に係る光受信装置について説明する。乗算器７８は、復調信号である電気信号ＥＳ２Ｎ、ＥＳ１Ｐを乗算するものである。乗算器７８以外の構成要素については、実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【０１３６】
＜Ｄ−２．動作＞
次に制御部７０の動作について説明する。データ再生部６０において再生される送信データのビットエラーを低減するためには、位相シフト量α１、α２が目標値になるように制御する必要がある。
【０１３７】
実施の形態４における光受信装置は、Δ１の所望の値が、０、０．５π、π、１．５πのいずれかであり、Δ２の所望の値が、Δ１、Δ１＋πのいずれかであることを特徴とする。まず、実施の形態１に記載した方法に従い、制御部５０を動作させることにより、平均位相誤差δ１を所望の０、０．５π、π、１．５πのいずれかに収束させる。ここでは、平均位相誤差δ１が０に収束する場合を説明する。
【０１３８】
その後、制御部７０における制御を開始する。乗算器７８の出力信号は、
−Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ＋０．２５π＋β・ｓｉｎ（ωｔ））×ｃｏｓ（Δφｉ−０．２５π＋β・ｓｉｎ（ωｔ）＋δ２）・・・（１６）
と表される。図１９に、包絡線検波器７１ｂが出力する検波信号ＤＳ２ｂの振幅と平均位相誤差δ２の関係を示す。δ２＝１．５πのとき、検波信号ＤＳ２ｂの振幅は最小値になり、δ２＝０．２５π、０．７５πのとき、検波信号ＤＳ２ｂの振幅は最大値になる。そこで、決定部７３２は掃引部７３３に電圧を平均位相誤差δ２が２π以上変化する分だけ掃引させることにより、平均位相誤差δ２が０．２５π、０．７５π、１．５πに相当する制御電圧ＶＴ２を求める。次に、これらの結果から、０またはπの平均位相誤差δ２に相当する制御電圧ＶＴ２を求める。最後に、０またはπの平均位相誤差δ２に相当するヒータ２２２に対する制御電圧ＶＴ２を、その初期値に設定する。
【０１３９】
その後、実施の形態１と同様に、掃引部７３３による電圧の掃引を止め、制御電圧ＶＴ２の初期値と低周波信号ＬＦＳ２を加算器７４にて加算して、ヒータ２２２、２２３に印加する。包絡線検波器７１ａにより電気信号ＥＳ２Ｎの包絡線を検波して、低周波信号ＬＦＳ２と乗算器７３０ａで乗算する。乗算結果の平均値を平均値算出部７３１ａにより算出して、ヒータ２２２、２２３に対する制御電圧ＶＴ２を決定する。操作量決定部７３が上記の処理を低周波信号ＬＦＳ２の周期ごとに実行し続けることによって、平均位相誤差δ２が所望の値に収束するように制御される。
【０１４０】
ここで、制御電圧ＶＴ２の初期値が０またはπの平均位相誤差δ２に相当する操作量に設定したため、平均位相誤差δ２が０．５π、または、１．５πに収束することはない。以上により、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２に与えられる位相シフト量α２は、目標値たるα１＋０．５πまたはα１＋１．５πと一致するように制御される。
【０１４１】
なお、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎを乗算する例を示したが、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ１Ｎのどちらを用いても良く、また、電気信号ＥＳ２Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎのどちらを用いても良い。
【０１４２】
＜Ｄ−３．効果＞
本発明にかかる実施の形態４によれば、光受信装置において、演算部である乗算器７８は、電気信号ＥＳ１と電気信号ＥＳ２とを乗算し、演算信号を出力することで、演算信号を用いて正常な動作点を判別し、位相差を制御することができる。
【０１４３】
＜Ｅ．実施の形態５＞
＜Ｅ−１．構成＞
図２０は本発明の実施の形態５に係る光受信装置の構成を示す図である。本実施の形態５では、上述の実施の形態１とは異なった方法で制御電圧ＶＴ１、ＶＴ２を決定する方法について説明する。
【０１４４】
以下では、実施の形態１に係る光受信装置との相違点である乗算器７８、制御部７０３を中心に、本実施の形態５に係る光受信装置について説明する。乗算器７８、制御部７０３以外の構成要素については、実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【０１４５】
第２制御部である制御部７０３は、乗算部である乗算器７８で乗算した信号（乗算信号）が入力される操作量決定部８０３を備えている。操作量決定部８０３は、乗算信号の平均値（第３平均値）を算出する第３平均値算出部である平均値算出部７３１ｂと、平均値算出部７３１ｂから出力される第３平均値である平均信号Ａ２ｂを用いて、制御電圧ＶＴ２およびその初期値、掃引電圧を決定する第２決定部である決定部７３２とを備える。制御電圧ＶＴ２は、復調器１のヒータ２２２、２２３に対する操作量、つまりヒータ２２２、２２３に供給する電圧である。
【０１４６】
＜Ｅ−２．動作＞
次に制御部７０３の動作について説明する。データ再生部６０において再生される送信データのビットエラーを低減するためには、位相シフト量α１、α２が目標値になるように制御する必要がある。
【０１４７】
実施の形態５における発明は、Δ１の所望の値が、０、０．５π、π、１．５πのいずれかであり、Δ２の所望の値が、Δ１、Δ１＋πのいずれかであることを特徴とする。
【０１４８】
まず、実施の形態１に記載した方法に従い、制御部５０を動作させることにより、平均位相誤差δ１を所望の０、０．５π、π、１．５πのいずれかに収束させる。ここでは、平均位相誤差δ１が０に収束する場合を説明する。その後、制御部７０３における制御を開始する。乗算器７８の出力信号は、
−Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（Δφｉ＋０．２５π＋β・ｓｉｎ（ωｔ））×ｃｏｓ（Δφｉ−０．２５π＋δ２）
＝−Ａ2（ｔ）／２｛ｃｏｓ（Δφｉ＋δ１＋δ２）＋ｓｉｎ（δ２）｝・・・（１７）
と表される。図２１に、平均値算出部７３１ｂが出力する平均値と平均位相誤差δ２の関係を示す。δ２＝０またはπのとき、平均値は０になる。従って、操作量決定部７３が、平均値が０になるように、ヒータ２２２に対する制御電圧ＶＴ２を決定し続けることにより、平均位相誤差δ２が所望の値に収束するように制御される。
【０１４９】
例えば、ＰＩＤ制御により、平均値が正であれば、平均位相誤差δ２を減少し、平均値が負であれば、平均位相誤差δ２を増加すれば、平均位相誤差δ２は０に収束する。以上により、光路２２１を伝搬する光信号ＰＳ２に与えられる位相シフト量α２は、目標値たるα１＋０．５πまたはα１＋１．５πと一致するように制御される。
【０１５０】
なお、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎを乗算する例を示したが、電気信号ＥＳ１Ｐと電気信号ＥＳ１Ｎのどちらを用いても良く、また、電気信号ＥＳ２Ｐと電気信号ＥＳ２Ｎのどちらを用いても良い。
【０１５１】
＜Ｅ−３．効果＞
本発明にかかる実施の形態５によれば、光受信装置において、第１、第２系列に属する第１、第２光回路である２１、２２を含む遅延干渉計２と、第１、光回路２１、２２の出力光をそれぞれ受光する第１、第２ツインフォトダイオードであるツインフォトダイオード３１、３２とを備え、差動変調された光信号ＰＳ１、ＰＳ２を第１、第２系列を用いて別々に復調し、互いに所定位相ずれた第１、第２復調信号である電気信号ＥＳ１、ＥＳ２を出力する復調器１と、電気信号ＥＳ１を用いて、光回路２１における光信号ＰＳ１の位相状態を制御する第１制御部である制御部５０と、電気信号ＥＳ１、ＥＳ２を乗算し、乗算信号を出力する乗算器７８と、乗算信号を用いて、光回路２２における光信号ＰＳ２の位相状態を制御する第２制御部である制御部７０３とを備えることで、第１系列と第２系列との位相差を判別できるため、位相差制御のための構成を簡素化し、かつ正常な通信を高速に行うことが可能となる。
【０１５２】
また、本発明にかかる実施の形態５によれば、光受信装置において、制御部７０３は、乗算信号の平均値を算出し、第３平均値である平均信号Ａ２ｂとして出力する第３平均値算出部である平均値算出部７３１ｂと、平均信号Ａ２ｂに基づいて、光回路２２への制御出力を決定する第２決定部である決定部７３２とを備えることで、平均信号Ａ２ｂを用いて正常な動作点を判別し、位相差を制御することができる。
【０１５３】
＜変形例１＞
図２２は本発明の変形例１に係る光受信装置の構成を示す図である。以下では、実施の形態１に係る光受信装置との相違点である復調器１０００を中心に説明する。復調器１０００以外の構成要素については、実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【０１５４】
実施の形態１においては、受光素子４は、直列接続された２つのフォトダイオード４ａ、４ｂで構成されており、フォトダイオード４ａ、４ｂには光回路２１から出力される２つの光信号がそれぞれ照射される。受光素子４からは、フォトダイオード４ａで生成される電流と、フォトダイオード４ｂで生成される電流との差分が差分電流信号として出力される。同様に、受光素子５は、直列接続された２つのフォトダイオード５ａ、５ｂで構成されており、フォトダイオード５ａ、５ｂには光回路２２から出力される２つの光信号がそれぞれ照射される。受光素子５からは、フォトダイオード５ａで生成される電流と、フォトダイオード５ｂで生成される電流との差分が差分電流信号として出力される。
【０１５５】
変形例１における復調器１０００では、受光素子４は、２つのフォトダイオード４ａ、４ｂで構成されており、フォトダイオード４ａ、４ｂには光回路２１から出力される２つの光信号がそれぞれ照射されるが、直列接続されていない。同様に、受光素子５は、２つのフォトダイオード５ａ、５ｂで構成されており、フォトダイオード５ａ、５ｂには光回路２２から出力される２つの光信号がそれぞれ照射されるが、直列接続されていない。
【０１５６】
実施の形態１においては、トランスインピーダンスアンプ６は、受光素子４から出力される差動電流信号を電圧信号に変換し、当該電圧信号を電気信号ＥＳ１Ｐ、電気信号ＥＳ１Ｎとして出力する。同様に、トランスインピーダンスアンプ７は、受光素子５から出力される差動電流信号を電圧信号に変換し、当該電圧信号を電気信号ＥＳ２Ｐ、電気信号ＥＳ２Ｎとして出力する。
【０１５７】
変形例１における復調器１０００では、トランスインピーダンスアンプ６は、２つのフォトダイオード４ａ、４ｂから出力される電流信号を差動検出して、電圧信号に変換し、当該電圧信号を電気信号ＥＳ１Ｐ、電気信号ＥＳ１Ｎとして出力する。同様に、トランスインピーダンスアンプ７は、２つのフォトダイオード５ａ、５ｂから出力される電流信号を差動検出して、電圧信号に変換し、当該電圧信号を電気信号ＥＳ１Ｐ、電気信号ＥＳ１Ｎとして出力する。
【０１５８】
このように、差動検出をトランスインピーダンスアンプ６、７で行っても、同等の結果を得ることができる。
【０１５９】
以上の構成は、実施の形態１に限らず、実施の形態２〜５においても適用可能である。
【０１６０】
＜変形例２＞
図２３は本発明の変形例２に係る光受信装置の構成を示す図である。以下では、実施の形態１に係る光受信装置との相違点である復調器１００１を中心に説明する。復調器１００１以外の構成要素については、実施の形態１と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【０１６１】
実施の形態１においては、包絡線検波器５１、７１ａ、７１ｂはそれぞれ制御部５０、７０に含まれ、加算器７５が制御部７０に含まれる。しかし、本変形例２における復調器１００１では、包絡線検波器５１、７１ａ、７１ｂ、加算器７５が含まれる。このような構成であっても、同等の結果を得ることができる。
【０１６２】
以上の構成は、実施の形態１に限らず、実施の形態２〜５においても適用可能である。
【符号の説明】
【０１６３】
１，１０００，１００１ 復調器、２ 遅延干渉計、３ 光電変換装置、４，５ 受光素子、４ａ，４ｂ，５ａ，５ｂ フォトダイオード、６，７ トランスインピーダンスアンプ、２０ スプリッタ、２１，２２ 光回路、３１，３２ ツインフォトダイオード、５０，７０，７００，７０３ 制御部、５１，７１ａ，７１ｂ 包絡線検波器、５２，７２ 信号発生器、５３，７３，８００，８０３ 操作量決定部、５４，７４，７５，７６ 加算器、６０ データ再生部、６１，６２ ＣＤＲ回路、６３ 再生部、７７ 減算器、７８，５３０，７３０ａ，７３０ｂ 乗算器、１００ グラフ、１０１，１０２，１０３，１０４ 白丸、２１０，２１１，２２０，２２１ 光路、２１２，２１３，２２２，２２３ ヒータ，２３０ シリコン基板、２３１ アンダークラッド層、２３２ オーバークラッド層、５３１，７３１ａ，７３１ｂ 平均値算出部、５３２，７３２ 決定部、７３３ 掃引部、７３４ 検波モニタ部。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１、第２系列に属する第１、第２光回路を含む遅延干渉計と、前記第１、第２光回路の出力光をそれぞれ受光する第１、第２ツインフォトダイオードとを備え、差動変調された光信号を前記第１、第２系列を用いて別々に復調し、互いに所定位相ずれた第１、第２復調信号を出力する復調器と、
前記第１復調信号を用いて、前記第１光回路における前記光信号の位相状態を制御する第１制御部と、
前記第１および第２復調信号を演算し、演算信号を出力する演算部と、
前記第２復調信号および前記演算信号を用いて、前記第２光回路における前記光信号の位相状態を制御する第２制御部とを備える、
光受信装置。
【請求項２】
前記第２制御部は、前記第１復調信号と前記第２復調信号とが０またはπ位相がずれるよう、前記第２光回路における前記光信号の位相状態を制御する、
請求項１に記載の光受信装置。
【請求項３】
前記演算部は、前記第１復調信号と前記第２復調信号とを、加算、減算あるいは乗算し、前記演算信号を出力する、
請求項１または２に記載の光受信装置。
【請求項４】
前記第１制御部は、
前記第１復調信号を検波し、第１検波信号を出力する第１検波器と、
前記第１検波信号の平均値を算出し、第１平均値として出力する第１平均値算出部と、
前記第１平均値に基づいて、前記第１光回路への制御出力を決定する第１決定部とを備える、
請求項１〜３のいずれかに記載の光受信装置。
【請求項５】
前記第２制御部は、
前記第２復調信号を検波し、第２検波信号を出力する第２検波器と、
前記第２検波信号の平均値を算出し、第２平均値として出力する第２平均値算出部と、
前記第２平均値に基づいて、前記第２光回路への制御出力を決定する第２決定部とを備える、
請求項１〜４のいずれかに記載の光受信装置。
【請求項６】
前記第２制御部は、
前記演算信号を検波し、第３検波信号を出力する第３検波器をさらに備え、
前記第２決定部は、前記第３検波信号にも基づいて、前記第２光回路への制御出力を決定する、
請求項５に記載の光受信装置。
【請求項７】
前記第２制御部は、
前記第３検波信号の平均値を算出し、第３平均値として出力する第３平均値算出部をさらに備え、
前記第２決定部は、前記第３平均値にも基づいて、前記第２光回路への制御出力を決定する、
請求項６に記載の光受信装置。
【請求項８】
前記第２制御部は、
前記第２光回路における前記光信号の位相状態を制御する前に、前記第３検波信号または前記第３平均値を掃引する掃引部をさらに備える、
請求項７に記載の光受信装置。
【請求項９】
第１、第２系列に属する第１、第２光回路を含む遅延干渉計と、前記第１、第２光回路の出力光をそれぞれ受光する第１、第２ツインフォトダイオードとを備え、差動変調された光信号を前記第１、第２系列を用いて別々に復調し、互いに所定位相ずれた第１、第２復調信号を出力する復調器と、
前記第１復調信号を用いて、前記第１光回路における前記光信号の位相状態を制御する第１制御部と、
前記第１および第２復調信号を乗算し、乗算信号を出力する乗算部と、
前記乗算信号を用いて、前記第２光回路における前記光信号の位相状態を制御する第２制御部とを備える、
光受信装置。
【請求項１０】
前記第２制御部は、
前記乗算信号の平均値を算出し、第３平均値｛平均信号Ａ２ｂ｝として出力する第３平均値算出部と、
前記第３平均値に基づいて、前記第２光回路への制御出力を決定する第２決定部とを備える、
請求項９に記載の光受信装置。
【請求項１】
第１、第２系列に属する第１、第２光回路を含む遅延干渉計と、前記第１、第２光回路の出力光をそれぞれ受光する第１、第２ツインフォトダイオードとを備え、差動変調された光信号を前記第１、第２系列を用いて別々に復調し、互いに所定位相ずれた第１、第２復調信号を出力する復調器と、
前記第１復調信号を用いて、前記第１光回路における前記光信号の位相状態を制御する第１制御部と、
前記第１および第２復調信号を演算し、演算信号を出力する演算部と、
前記第２復調信号および前記演算信号を用いて、前記第２光回路における前記光信号の位相状態を制御する第２制御部とを備える、
光受信装置。
【請求項２】
前記第２制御部は、前記第１復調信号と前記第２復調信号とが０またはπ位相がずれるよう、前記第２光回路における前記光信号の位相状態を制御する、
請求項１に記載の光受信装置。
【請求項３】
前記演算部は、前記第１復調信号と前記第２復調信号とを、加算、減算あるいは乗算し、前記演算信号を出力する、
請求項１または２に記載の光受信装置。
【請求項４】
前記第１制御部は、
前記第１復調信号を検波し、第１検波信号を出力する第１検波器と、
前記第１検波信号の平均値を算出し、第１平均値として出力する第１平均値算出部と、
前記第１平均値に基づいて、前記第１光回路への制御出力を決定する第１決定部とを備える、
請求項１〜３のいずれかに記載の光受信装置。
【請求項５】
前記第２制御部は、
前記第２復調信号を検波し、第２検波信号を出力する第２検波器と、
前記第２検波信号の平均値を算出し、第２平均値として出力する第２平均値算出部と、
前記第２平均値に基づいて、前記第２光回路への制御出力を決定する第２決定部とを備える、
請求項１〜４のいずれかに記載の光受信装置。
【請求項６】
前記第２制御部は、
前記演算信号を検波し、第３検波信号を出力する第３検波器をさらに備え、
前記第２決定部は、前記第３検波信号にも基づいて、前記第２光回路への制御出力を決定する、
請求項５に記載の光受信装置。
【請求項７】
前記第２制御部は、
前記第３検波信号の平均値を算出し、第３平均値として出力する第３平均値算出部をさらに備え、
前記第２決定部は、前記第３平均値にも基づいて、前記第２光回路への制御出力を決定する、
請求項６に記載の光受信装置。
【請求項８】
前記第２制御部は、
前記第２光回路における前記光信号の位相状態を制御する前に、前記第３検波信号または前記第３平均値を掃引する掃引部をさらに備える、
請求項７に記載の光受信装置。
【請求項９】
第１、第２系列に属する第１、第２光回路を含む遅延干渉計と、前記第１、第２光回路の出力光をそれぞれ受光する第１、第２ツインフォトダイオードとを備え、差動変調された光信号を前記第１、第２系列を用いて別々に復調し、互いに所定位相ずれた第１、第２復調信号を出力する復調器と、
前記第１復調信号を用いて、前記第１光回路における前記光信号の位相状態を制御する第１制御部と、
前記第１および第２復調信号を乗算し、乗算信号を出力する乗算部と、
前記乗算信号を用いて、前記第２光回路における前記光信号の位相状態を制御する第２制御部とを備える、
光受信装置。
【請求項１０】
前記第２制御部は、
前記乗算信号の平均値を算出し、第３平均値｛平均信号Ａ２ｂ｝として出力する第３平均値算出部と、
前記第３平均値に基づいて、前記第２光回路への制御出力を決定する第２決定部とを備える、
請求項９に記載の光受信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【公開番号】特開２０１１−１３０１５４（Ｐ２０１１−１３０１５４Ａ）
【公開日】平成２３年６月３０日（２０１１．６．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２８６２６７（Ｐ２００９−２８６２６７）
【出願日】平成２１年１２月１７日（２００９．１２．１７）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年６月３０日（２０１１．６．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年１２月１７日（２００９．１２．１７）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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