回路配列および信号処理装置
本発明は、回路配列（１００）および信号処理装置に関するものである。この回路配列は、入力信号から出力信号を生成する共振器回路（１０１）を備えている。この共振器回路は、キャパシタ、インダクタ、入力信号を供給できる入力部、および、出力信号を供給できる出力部を備えている。さらに、この回路配列は、共振器回路のＱを制御または調節する制御回路（１１１）を備えている。ここで、制御回路は、入力信号および／または出力信号の、振幅の信号曲線に応じて共振器回路のＱを制御または調節するように、設置されている。
【発明の詳細な説明】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、回路配列および信号処理装置に関するものである。
【０００２】
音響信号（音信号）は、広い強度範囲、つまり１２０ｄＢまでの広いダイナミックレンジを有している。夜の農村地域の暗騒音（Geraeuschkulisse）が約２０ｄＢであるのに対して、銃撃を撃った直後の音響レベルは、約１４０ｄＢである。
【０００３】
いわゆる外側の毛細胞が重要な役割を果たす人の内耳の、適応突起のために、通常の聴覚の感度は、音響レベルが低い場合に高くなり、通常の聴覚の許容度は、音響レベルが高い場合に高くなる。この音響レベルは、物理的な変数（音響強度の大きさ）である。聴覚は、その増幅を実際の音響レベルに整合させることができるので、音響レベルのダイナミックレンジを小さい音響から大きな音響まで大きくカバーすることができる。具体的には、大きな音響レベル範囲が、小さく聞こえる範囲に圧縮される。ダイナミックレンジ圧縮は、この関連において用いられる用語である。
【０００４】
言語を聴神経の活動電位に符号化する場合には、音響信号（１２０ｄＢまで）の大きいダイナミックレンジは、感覚細胞または神経系（約４０ｄＢ）の極限のダイナミックレンジに圧縮される。
【０００５】
音声認識システム、補聴器、および、音声データ圧縮については、経済的な関心の集まる領域である。自動音声認識の基本原理については、例えば［１］に記載されている。
【０００６】
公知の音声認識システムでは、高速フーリエ変換（「Fast Fourier Transformation」、ＦＦＴ）を音響信号のスペクトル解析に使用し、次に、得られた振幅スペクトルを対数表記する。これは、具体的には、対数特性曲線によるダイナミックレンジ圧縮に相当する。
【０００７】
このような高速フーリエ変換では、通常、所定の長さの時間窓を使用するため、周波数分解能および時間分解能が制限される。音声認識において通常行われているように、絶対値スペクトルのみを使用すると、時間分解能は、用いられた時間窓の長さによって制限される。所定の大きさに固定した時間窓を使用する際に問題となるのは、逆変換後にスペクトルを変更する場合に、時間窓の有限性に起因してエラーが生じてしまうということである。
【０００８】
［３］は、周波数選択増幅低減網を有するラジオ放送システムにおける、出力信号の見かけ上の音量を低減するための装置について、開示している。
【０００９】
［４］は、入力信号のダイナミックレンジを圧縮するための回路配列について開示している。
【００１０】
本発明の目的は、ダイナミックレンジ圧縮を改善することができる、回路配列および信号処理装置を提供することにある。
【００１１】
この目的は、独立請求項の特徴を有する回路配列および信号処理装置によって解決することができる。
【００１２】
この回路配列は、入力信号から出力信号を生成する共振器回路を備えている。この共振器回路は、キャパシタ、インダクタ、入力信号を供給できる入力部、および、出力信号を供給できる出力部を備えている。さらに、この回路配列は、共振器回路のＱ（共振の鋭さ）を制御または調節する制御回路を備えている。ここで、制御回路は、入力信号および／または出力信号の、振幅（好ましくは信号振幅）の信号曲線に応じて共振器回路のＱを制御または調節するように、設置されている。
【００１３】
つまり、Ｑを、信号振幅の信号曲線に応じて制御または調節することが好ましい。これにより、具体的に、入力信号および／または出力信号の時間的依存がＱの時間的依存を導くことにより、Ｑをいわば瞬間的に遅延なく制御できるという、利点がある。しかし、信号振幅の信号曲線に応じたＱの制御が任意であるということを、強調しなければならない。つまり、振幅に応じて、Ｑを制御または調節することができる。
【００１４】
また、本発明では、上記特徴を有する回路配列を備えた信号処理装置も提供する。この信号処理装置は、さらに、出力信号をさらに処理するための追加処理ユニットを含んでいてもよい。
【００１５】
本発明の基本理念（技術思想）は、共振器回路のＱを入力信号または出力信号の振幅に基づいて設定するというものである。これらの信号のうちの１つが非常に高い振幅を有している場合、制御回路を介して共振器回路のＱを著しく低減でき、これによって信号が強く減衰される。これに対して、振幅の低い信号の場合、上記Ｑを上げることができ、これによって、非常に弱く減衰された信号のみが回路配列の出力部に供給される。
【００１６】
具体的には、本発明では、ダイナミックレンジ圧縮を実行するために、共振器回路は、ほぼその共振周波数で、非常に安定した増幅器として機能する（共振上昇する）。
【００１７】
共振器回路のＱを、特に、その共振周波数での、または、ほぼその共振周波数での出力信号の振幅と、上記共振周波数とは全く異なる周波数での出力信号の振幅との比であるとする。この場合、共振器回路のＱは、そのノンリアクタンス抵抗に応じて決まるので、例えば共振器回路のノンリアクタンス抵抗を制御または調節することにより、Ｑを設定できる。
【００１８】
共振器回路のＱが、それに供給される入力信号の振幅に基づいて設定される場合、制御回路の機能を「制御（Steuern）」と呼ぶことができる。これに対して、制御回路のＱを出力信号の振幅に基づいて設定する場合、制御回路がＱのフィードバック適応を実行するので、上記制御回路は「調節（Regelung）」機能を実現する。
【００１９】
本発明の回路配列を用いれば、フーリエ変換の不都合が生じることなく、時間領域に、確実で効果的な、入力信号のダイナミックレンジ圧縮を実現できる。特に、従来技術のフーリエ変換において生じる、時間窓が有限であるために生じる問題は、解消する。
【００２０】
さらに、本発明にしたがって、ダイナミックレンジ圧縮が実行された出力信号が生成される。この信号は、例えば、対数化されたフーリエスペクトルの逆変換と比べて、干渉している非常にわずかな信号歪みを有している。
【００２１】
本発明にしたがって、共振器回路のＱを選択的に低減することにより、非常に強く、強度選択的に（例えば非線形に）、入力信号を減衰できる。
【００２２】
この回路配列を、具体的にはフィルター回路と理解してもよい。ここで、共振回路のインダクタンス値Ｌと容量値Ｃに基づいて、共振器回路が透過性である周波数範囲が、確定されている。従って、値Ｌ、Ｃを設定することにより、共振器回路の透過的な間隔の周波数重心を簡単に設定できる。共振器回路の共振曲線の幅は、特に、上記回路のＱを設定することにより調整できる。本発明の接続された共振器回路を、ダイナミックレンジ圧縮を原則的に任意の大きさにすることのできる、非線形に減衰したフィルターとしてもよい。非常に狭い帯域での処理により、非線形性が大きすぎることによって生じてしまう歪みも、非常にわずかな程度に抑えることができる。
【００２３】
フィルターとしての回路配列は、二次共振器回路を含んでいてもよい。ここで、音響レベルが上昇すると、非線形の減衰が進行する。また、この回路配列を受動的に実現すると、つまり、受動素子（コイルＬ、キャパシタＣ、ノンリアクタンス抵抗Ｒ）を使用すると、（活性の帰還増幅器を必要とするシステムとは対照的に）安定した回路が得られる。
【００２４】
また、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の代わりに、本発明では、（例えばアナログの）フィルターバンクを使用し、対数化の代わりに、入力信号の非線形減衰を、信号の音響レベルに基づいて実行している。
【００２５】
本発明の好ましい他の形態については、従属請求項に記載する。
【００２６】
また、共振器回路は、制御回路を用いて制御可能（または調節可能）なノンリアクタンス抵抗を有していてもよい。このような制御可能または調節可能なノンリアクタンス抵抗とは、共振器回路のＱの調節機能を低コストで正確に安定して実現できる簡単な回路素子である。
【００２７】
また、ノンリアクタンス抵抗の第１端子とキャパシタの第１端子との間に、入力信号が供給されていてもよい。さらに、キャパシタの第１端子とキャパシタの第２端子との間に、出力信号が供給されていてもよい。ノンリアクタンス抵抗の第２端子がインダクタの第１端子に接続されており、インダクタの第２端子がキャパシタの第２端子に接続されていてもよい。
【００２８】
また、出力信号の振幅をパラメータとするボルツマン関数に基づいて制御回路が共振器回路のＱを制御するように、制御回路が設置されていてもよい。ここで、ボルツマン関数とは、その中に含まれるパラメータを適切に選択すると、感度曲線を人の内耳の中の外側の毛知覚細胞にうまく適合させることのできる関数である。この生物学上の依存に関する非常に優れた説明を、二次ボルツマン関数を用いて記載してもよい。これにより、人の耳の感度曲線を適合させることができる。このことは、医学の分野での回路配列の使用（例えば、補聴器）に有効である。
【００２９】
また、制御回路が出力信号の振幅に応じて人の耳に適するように算出された感度特性に基づいて共振器回路のＱを設定するように、制御回路が設置されていてもよい。人の内耳の感度特性を本発明の回路配列を用いて特に正確にシミュレートするために、例えば実験に基づく、または、例えば理論的に算出された、人の耳の感度特性を、制御回路にアクセスできるようにファイルまたは表の形式で格納してもよい。この場合、制御回路は、その中に格納された生物学上の感度特性に適合するように、共振器回路のＱを制御または調節できる。
【００３０】
また、出力信号の振幅が増大すれば増大する程、制御回路が共振器回路のＱを低く設定するように、制御回路が設置されていてもよい。
【００３１】
さらに、制御回路が出力信号の振幅に非線形に依存して共振器回路のＱを設定するように、制御回路が設置されていてもよい。つまり、大きな振幅の信号領域を、小さな振幅の信号領域よりも著しく高い比率で減衰するように、制御回路を設置してもよい。従って、入力信号の音響レベルが極度に高い領域でも、出力信号を非常に狭い領域に圧縮できる。
【００３２】
また、制御回路が、出力信号の振幅が所定の間隔内にあるように、共振器回路のＱを設定してもよい。制御回路を適切に使用するために、出力信号の振幅を確実に所定の間隔内にとどめることが有効である。このことは、例えば、できる限り低い量子化レベルを有する激しい強度の揺らぎにより、信号を把握したい場合のデータ圧縮にとって、重要であろう。この場合、制御回路の設置を、出力信号が所定の間隔内にあるようにして、制御回路が共振器回路のＱを制御または調節するように、実行してもよい。
【００３３】
また、この回路配列は、直列接続された複数の共振器回路を備えていてもよい。ここで、上流に接続された各共振器回路の出力信号が、上記上流に接続された共振器回路の下流に接続された共振器回路に、入力信号として供給されている。
【００３４】
この、特に有効な形態にしたがって、具体的には、複数の共振器回路からなる縦列接続を有するフィルターバンクを形成する。これにより、ダイナミックレンジ圧縮を、さらに大きいダイナミックレンジにまで拡大できる。基本的に、非常に強いダイナミックレンジ圧縮（例えば６０ｄＢ）を、非常に高いＱ（例えば、Ｑ＝１０００、レベルが高い場合にはＱがＱ＝１に低減される）を有するフィルター段階（つまり共振器回路）によって、実行できる。ただし、このような回路配列は、非常に狭い帯域にある（例えば、共振器回路の共振周波数の０．１％）。同様に、本発明にしたがって、比較的低いＱ（例えばＱ＝１０、したがってＱ３＝１０００）を有する縦列状の複数のフィルター（例えば、縦列接続された３つのフィルター）を用いて、非常に強いダイナミックレンジ圧縮（例えば６０ｄＢ）を実現できる。各フィルターのＱがそれほど高くない場合、有利な効果を引き起こす。また、Ｑが低いために（各フィルターの）帯域幅が大きくなるので、フィルターの周波数はカバーされ、同時に、フィルターのインパルス応答が改善される。つまり、システムの設定時間と立ち上げ時間が著しく低減する。
【００３５】
具体的には、縦列接続された共振器回路を、上流に接続された共振器回路の出力電圧が、その下流に接続された共振器回路の入力電圧と同じであり、上流に接続された共振器回路の（駆動中は通常０ではない）出力電流が上記回路の下流に接続された共振器回路の入力電流と同じであるように、互いに直接接続できる。このために、この回路配列には、通常、上流に接続された共振器回路と下流に接続された共振器回路との間の中間素子は必要ではない。このことを、上流に接続された共振器回路のコイルの第２端子が上記上流に接続された共振器回路の下流に接続された共振器回路のノンリアクタンス抵抗の第１端子に接続されている回路配列を用いて、実現できる。
【００３６】
あるいは、縦列接続された共振器回路は、特に上流に接続された共振器回路の出力部と下流に接続された共振器回路の入力部との間に中間素子が介在することにより、具体的には直接接続されていなくてもよい。つまり、互いに直接接続されていない場合であってもよい。このことを、上流に接続された共振器回路の出力電圧が上記上流に接続された共振器回路の下流に接続された共振器回路の入力電圧と同じであり、上流に接続された共振器回路の出力電流が０であることによって、実現することが好ましい。下流に接続された共振器回路の入力電流は、ほぼ、この共振器回路のインピーダンスからのみ生じる。このような回路配列には、上流に接続された共振器回路と上記回路の下流に接続された共振器回路との間に、中間素子として、好ましくは（インピーダンス変換器としての）演算増幅器が備えられている。この演算増幅器の第１入力部が、上流に接続された共振器回路のコイルの第２端子に接続されている。演算増幅器の第２入力部は、演算増幅器の出力部にフィードバック接続されており、上流に接続された共振器回路の下流に接続された共振器回路のノンリアクタンス抵抗の第１端子に、接続されている。
【００３７】
演算能力を低減するために、直列接続された全ての共振器回路のＱが、同じであるように設定されていてもよい。この場合、全ての共振器回路のＱが同じであるように計算・設定される（つまり、全てのフィルターパラメータが同じである）ので、制御回路に必要とされる演算能力は、非常にわずかである。あるいは、Ｑ要求が特に高い回路配列を必要とする場合、直列接続された複数の共振器回路のＱを異なるように設定することにより、最適化できる。従って、このような回路配列では、直列接続された共振器回路の各Ｑを、個々に設定すればよい。
【００３８】
この回路配列は、並列接続された複数の枝線（分岐配線；枝配線）を備えていることが好ましい。ここで、枝配線のそれぞれは、１つの共振器回路または直列接続された複数の共振器回路を備えている。この場合、各共振器回路のＱを、制御回路によって制御または調節できる。
【００３９】
本発明の、この特に有効な他の形態では、具体的には、並列接続された複数の、共振器回路の枝配線が、備えられている。ここで、各枝配線に、複数の共振器回路が縦列接続されていてもよい。
【００４０】
ある連続した周波数間隔に対して全ての枝配線が透過性であるように、入力信号の各周波数範囲に対して各枝配線の少なくとも１つの共振器回路が透過性であることが好ましい。人の聴覚感度のよい周波数範囲は、約２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚである。この可聴周波数帯域を保護するために、異なるチャネルの中の共振器回路の平行配列では、透過性のある信号の周波数範囲は、通常異なっている。共振器回路における上記透過性のある信号の周波数範囲は、ある半値幅を有する、共振周波数に近い分配曲線である。具体的には、共振器回路の値Ｌ、Ｃを設定することにより、この共振周波数にすることができ、各Ｑを設定することにより、上記半値幅を調整できる。共振器回路の異なる枝配線に異なる周波数通過帯域を構成する場合、人の聴覚の感度範囲またはそれ以外の所定の周波数範囲を把握できる、好ましくは上記帯域に関連した周波数間隔が、生じる。
【００４１】
複数の枝配線が透過性であるこの周波数範囲は、少なくとも部分的に互いに重なっていることが好ましい。この場合、全ての周波数を確実に把握し、単一の枝配線の信号成分同士を混合できる。
【００４２】
また、枝配線の少なくとも１つの共振器回路の、容量値および／またはインダクタンス値を調整することにより、各枝線が透過性ある周波数範囲が予め決定されていることが好ましい。これは、共振器回路の共振周波数がインダクタンス値および容量値に応じて決まるので、可能である。
【００４３】
また、音信号は入力信号として処理されるように本発明の回路配列を設置することが好ましい。この場合、本発明の回路配列は、音声処理システムにおける使用に適している。このようなシステムは、例えば、ダイナミックレンジの低減に基づくパルスニューラルネットワークに依拠したものである。振幅の高い信号をできる限りわずかな量子化段階によって把握したい場合、他の適用領域が、音響処理および（可聴）データ圧縮のための、システムである。さらに、このシステムは、医学の分野では、特に騒音性難聴の患者に対する補聴器として、用いられる。
【００４４】
本発明の回路配列は、デジタル回路技術またはアナログ回路技術を用いて実現することができる。
【００４５】
回路配列の少なくとも一部（特に、制御回路の、フィルター、制御機能または調節機能）を、コンピュータプログラムとして実現してもよい。また、本発明を、コンピュータプログラム（つまり、ソフトウェア）と、１つまたは複数の特殊な電気回路とを用いて（つまり、ハードウェアまたは任意の混成形態において、つまり、ソフトウェアコンポーネントおよびハードウェアコンポーネントを用いて）、実現してもよい。
【００４６】
また、（特に制御回路の）ソフトウェアを、例えば、「Ｃ＋＋」によって実現してもよい。このことを、任意のプロセッサまたはＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）に対して実現してもよいし、ＦＰＧＡモジュールに対して実現してもよい。ＦＰＧＡ（「書換え可能ゲートアレイ」）とは、通常複数のプログラマブルセルをチップに備えた、プログラマブル集積回路である。
【００４７】
さらに、本発明の回路配列を備えた本発明の信号処理装置について詳述する。この信号処理装置の実施形態は、上記回路配列にも適用されるし、その逆も可能である。
【００４８】
また、この信号処理装置では、追加処理ユニットは、音声認識デバイスまたは補聴器であってもよい。
【００４９】
この追加処理ユニットを補聴器として実現する場合、難聴者の音量知覚障害を補うためのダイナミックレンジ圧縮を行うことが、特に問題となる。聴覚が妨害されると、外側の毛細胞にとって不都合な状態になり、これにより、感度の上昇が、低い音響レベルで止まる。聴覚は、具体的には、常に、高い音響レベルから与えられる感度によって機能している。このことは、聴覚の境界（非常に小さい）と不快の境界（非常に大きい）との間の音響レベルの利用可能な領域が小さくなることを意味する（補充）。この現象を補償するために、信号処理装置の本発明の回路配列を用いて、視聴環境の、大きな音響レベル領域を患者の認知領域に圧縮するダイナミックレンジ圧縮を、実行できる。
【００５０】
また、この信号処理装置が、特にパルスニューラルネットワーク構造に、音声認識システムの入力部を構成してもよい。
【００５１】
また、この信号処理装置は、アナログフィルターバンクまたはデジタルフィルターバンクとして設置されていてもよい。
【００５２】
本発明の実施例を、図に示し、さらに詳述する。
【００５３】
図１は、本発明の好ましい実施例に基づく回路配列を示す図である。図２は、本発明の一実施例に基づく共振器回路を示す図である。図３は、図２に示す共振器回路をデジタル波フィルターとした図である。図４および図５は、本発明の回路配列の相関性を明らかにするためのグラフである。図６Ａは、本発明の他の好ましい実施例に基づく回路配列を示す図である。図６Ｂは、図６Ａに示す共振器回路を、デジタル波フィルターとして実現した図である。図７Ａは、本発明の他の好ましい実施例に基づく回路配列を示す図である。図７Ｂは、図７Ａに示す共振器回路を、デジタル波フィルターとして実現した図である。
【００５４】
異なる図の同一または類似する素子には同じ参照符号が付されている。
【００５５】
さらに、図１を参照して本発明の好ましい実施例に基づく回路配列１００について説明する。
【００５６】
回路配列１００は、複数の共振器回路１０１を備えている。各々の共振器回路１０１は、キャパシタおよびインダクタ（図１には図示せず）、入力信号を供給できる入力部、および出力信号を供給できる出力部を備えている。共振器回路１０１は、マトリックス型の配列の各行に沿って、３つずつ縦列接続されている。従って、上流に接続されている共振器回路１０１の各出力部は、その下流に接続されている共振器回路１０１の各入力部と連結されている。１つの行の共振器回路１０１のインダクタンス値および容量値は、以下のようにそれぞれ選択される。すなわち、各行が、相当する周波数間隔の信号を、行の共振器回路１０１の共振周波数の周辺レンジで伝送できるように選択されている。異なる行の共振器回路１０１は、異なるＬ，Ｃの値をそれぞれ有している。従って、共振器回路１０１の個々の行または枝配線は、まとまって、相互に関連性のある連続した周波数間隔をカバーしている。なお、上記周波数間隔は、人の聴覚の感度レンジ（約２０Ｈｚから２０ｋＨｚ）に相当している。
【００５７】
制御回路１１１は、全ての共振器回路１０１と通信接続している。すなわち、制御回路１１１は、全ての共振器回路と連結されている。共振器回路１０１の個々のＱを、共振器回路１０１のＱを制御または調節するための制御回路１１１を用いて設定できる。なお、制御回路１１１は、各行の最後の（最下流の）共振器回路１０１の出力信号の振幅に応じて、共振器回路１０１のＱを設定するように設計されている。例えば、共振器回路Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３のＱは、制御回路１１１を用いて、共振器回路Ｒ１３の出力部の信号の振幅に基づいて設定される。
【００５８】
図１には、さらに音源１０３が示されている。音源１０３は、音信号を、広域入力信号１０２として発信する。この広域入力信号１０２は、共振器回路１０１の第１列の共振器回路１０１（Ｒ１１，Ｒ２１，...，Ｒｋ１，...，Ｒｎ１）の入力部に供給される。
【００５９】
さらに、共振器回路の第１行・第１列に配置されている共振器回路１０１Ｒ１１について考察する。この共振器回路１０１Ｒ１１には、入力部を介して、音源１０３の広域入力信号１０２が供給される。共振器回路１０１Ｒ１１は、共振器回路１０１Ｒ１１に割り当てられている値Ｌ・Ｃに応じた広域入力信号１０２の周波数成分を伝送する。なお、上記周波数成分は、共振器回路Ｒ１１の出力部に、第１局部出力信号１０４として供給される。さらに、共振器回路１０１Ｒ１１の相関性のゆえに、ここでの（現在の）Ｑに応じて、広域入力信号１０２の振幅を変更する。共振器回路１０１Ｒ１１のＱは、共振器回路１０１Ｒ１１のノンリアクタンス抵抗（図１には図示せず）を用いて調節される。制御回路１１１は、この調節可能なノンリアクタンス抵抗に、対応する制御信号を供給する。これにより、抵抗が、所定の値に設定される。従って、共振器回路１０１のＱが設定される。その結果、後続の処理過程では、このＱ値に基づいて、入力信号がより強くまたはより弱く減衰される。回路配列１００は、広域入力信号１０２のダイナミック圧縮のために設定されているので、明らかに、高振幅の信号レンジは、低振幅の信号レンジよりも強く減衰される。
【００６０】
第１局部出力信号１０４は、共振器回路１０１Ｒ１１の下流に接続されている共振器回路１０１Ｒ１２に、第１局部入力信号１０５として供給される。第１局部入力信号１０５は、共振器回路配列１０１Ｒ１２を通過し、自身の出力部に、第２局部出力信号１０６が供給される。第２局部出力信号１０６は、共振器回路１０１Ｒ１２の下流に接続されている共振器回路１０１Ｒ１３の第２局部入力信号１０７としての機能を果たしている。共振器回路１０１Ｒ１３の出力部１０８に、第３局部出力信号１０８が供給される。この第３局部出力信号１０８は、各行の最後にそれぞれ配置されている共振器回路１０１（Ｒ１３，Ｒ２３，...Ｒｋ３，...，Ｒｎ３）の別々の周波数間隔にそれぞれ関連する出力信号と共に、広域出力信号１０９になるように混合される（加算される）。
【００６１】
共振器回路（Ｒｋ１，Ｒｋ２，Ｒｋ３）の各行の共振器回路１０１の各々では、行の全ての共振器回路１０１のＱを、それぞれ最後の共振器回路（ｋ番目の行では共振器回路Ｒｋ３）の出力部の出力信号の周波数に基づいて、制御回路１１１を用いて調節する。
【００６２】
従って、まとめられた広域出力信号１０９には、広域入力信号１０２とは異なり、ダイナミック圧縮が行われている。
【００６３】
さらに、図２を参照して、図１の共振器回路１０１について説明する。
【００６４】
図２では、入力信号２００は、電源Ｕとして表されている。さらに、出力信号２０４を、電圧ＵＣとして表されている。入力信号２００は、ノンリアクタンス抵抗２０３の第１端子と、キャパシタ２０１の第１端子との間に備えられている。出力信号２０４は、キャパシタ２０１の第１端子と、キャパシタ２０１の第２端子との間に供給されている。さらに、調節可能な（可変）ノンリアクタンス抵抗２０３の第２端子は、インダクタ２０２の第１端子と連結されており、インダクタ２０２の第２端子は、キャパシタ２０１の第２端子と連結されている。
【００６５】
ノンリアクタンス抵抗Ｒ２０３の値は、制御回路１１１を用いて設定できる。従って、図２の共振器回路１０１は、減衰を調節できるフィルターとなっていることが分かる。
【００６６】
本発明の回路配列１００では、各行に３（または一般化してＮ）個の共振器回路１０１が、フィルター素子として、フィードバックされずに縦列接続されている。上流に接続されたフィルターの時間依存性のある出力信号ＵＣ（ｔ）（ただし、ｔは時間である）は、上流に接続されているフィルターの下流に接続されたフィルターの入力信号Ｕ２００をそれぞれ定義する。
【００６７】
抵抗Ｒ２０３は、出力電圧ＵＣ（ｔ）に非線形的に依存して変更でき（調節）、それぞれ上流に接続されているフィルターのＵＣ（ｔ）に依存して変更でき（制御）、または、列の最後のフィルター段階のＵｃ（ｔ）に依存して全てのフィルターに対して同時に変更することもできる。
【００６８】
さらに、説明する本発明の実施例に基づく各ノンリアクタンス抵抗Ｒ２０３の値Ｒを設定するための基礎となる演算規則について説明する。
【００６９】
このため、まず、設定するＱを計算する。
【００７０】
説明する実施形態では、フィルターのＱを、ボルツマン関数に基づいて低減する。
Ｑ（ｔ）＝（Ｑ０−Ｑｍｉｎ）（１−［２／（１＋ｅｘｐ｛−ＳＡＴ｜ＵＣ（ｔ）｜｝）−１］）＋Ｑｍｉｎ・・・（１）
式（１）では、Ｑ（ｔ）は、Ｑの時間ｔに対する依存度である。Ｑ０は、共振器回路１０１の予め決めておくことの出来る最大のＱである（例えば、Ｑ０＝１０）。Ｑｍｉｎは、共振器回路の予め決めておくことの出来る最小Ｑである（例えば、Ｑｍｉｎ＝１）。ＳＡＴは、予め決めておくことの出来る飽和閾値、すなわち、明らかに、Ｑの時間への依存性を設定できるパラメータである（例えば、ＳＡＴ＝１）。
【００７１】
ボルツマン関数（１）は、内耳の外側の毛感覚細胞の感度曲線を適合させる。この関数を、必要に応じて、ニ次のボルツマン関数で置換できる。ニ次のボルツマン関数は、他のパラメータを挿入することで、より正確な適合を可能にするものである。式（１）では、簡単な一次のボルツマン関数を使用している。なぜなら、一次のボルツマン関数は、たった１つの任意のパラメータ（つまり、ＳＡＴ）を備え、従って、一次のボルツマン関数を、低い数字の複雑度で処理できる。
【００７２】
フィルターのＱから、非線形の抵抗Ｒの設定する値を
【００７３】
【数１】
【００７４】
上記式（２）のように計算する。
【００７５】
その結果、ノンリアクタンス抵抗の時間依存性のある値Ｒ（ｔ）は、インダクタ値Ｌおよびキャパシタ値Ｃと、時間依存性のあるＱ（ｔ）とに依存している。
【００７６】
明らかに、式（１）および式（２）は、制御回路１１１を用いて、ノンリアクタンス抵抗２０３の値Ｒの設定のための調節規則を作成する。
【００７７】
図２に示す共振器回路１０１から作成されたフィルターは、振幅ＵＣ（ｔ）が非常に少ない場合は、線形となる（ただし、ＵＣ（ｔ）→０に対してＱ→Ｑ０）。同じく、上記フィルターは、振幅ＵＣ（ｔ）が非常に多い場合は、ほぼ線形となる（ただし、ＵＣ（ｔ）→∞に対してＱ→Ｑｍｉｎ）。ダイナミック圧縮Ｋが、飽和閾値（ＳＡＴ）の範囲で生じ、Ｋ＝Ｑ０／Ｑｍｉｎとなる。Ｎ＝４の縦列接続されたフィルター段階であり（しかし、図１では、たった３つのフィルター段階が、３つの共振器回路を用いて１つの行に備えられている）、値Ｑ０＝１０およびＱｍｉｎ＝１である場合は、８０ｄＢ（ＫＮ＝（Ｑ０／Ｑｍｉｎ）Ｎ）分強く圧縮できる。
【００７８】
人の全体的な聴覚レンジをカバーするために、約２０Ｈｚ〜約２０ｋＨｚのレンジの共振周波数を有するフィルターバンクを実現する。このことを、一般的に、共振器回路１０１の５０〜１００個の行（すなわちｎ＝５０〜ｎ＝１００）によって実現する。説明する実施例では、インダクタンスの値をＬ＝１Ｈに固定する。次に、各値Ｃを、共振器回路１０１の各行のために、これらの行によってカバーされているフィルター周波数ｆ０に基づいて、対応するＬＣ部の共振周波数から計算する。
Ｃ＝（４π２ｆ２Ｌ）−１・・・（３）
非線形Ｑは、各フィルター周波数ｆ０のため、すなわち、共振器回路１０１の各行のために、独立して計算される。図１を参照すると、このことは、発振器回路１０１の各行に、対応するフィルター周波数ｆ０が割り当てられており、フィルター周波数ｆ０のために、Ｑの値Ｑ（ｔ）を計算することを意味している。
【００７９】
さらに、図３を参照して、図２に示す共振器段階１０１をデジタル波フィルター３００として説明する
デジタル波フィルターは、特に効率的な特性を有するデジタルフィルターの１つのクラスである。これらは、通信技術の古典的な構成素子を含む伝統的なフィルターに似せて構成されており、近代的集積デジタル回路を用いて駆動される。デジタル波フィルターの技術では、明らかに、アナログモデルを（例えば、コンピュータを使用して）デジタル実現できる。
【００８０】
さらに、明らかに、図３のデジタル波フィルター３００の素子を、図２の共振器回路１０１の素子に明らかに割り当て、対応する変数を定義する。
【００８１】
デジタル波フィルター３００の第１ブロック３０１は、インピーダンスＲ１１・Ｒ１３を有するフィードバックされていない直列連結器を備えている。明らかに、Ｒ１１は、基準抵抗に関して調節可能な（可変）ノンリアクタンス抵抗Ｒ２０３を表し、Ｒ１２は、ベース周波数に関してコイルＬ２０２の修正された抵抗（インピーダンス）を表している。第２ブロック３０２は、キャパシタ２０１を並列接続する並列連結器を備えている。また、第２ブロックには、コンダクタンスＧ２１・Ｇ２２・Ｇ２３が示されている。Ｇ２１は、第２ブロック３０２の入力部コンダクタンス（Ｇ１２＝１／Ｒ１３）であり、Ｇ２３は、第２ブロック３０２の出力部コンダクタンスである。コンダクタンスＧ２２を用いて、キャパシタＣ２０１の抵抗がモデル化される。第３ブロック３０３は、キャパシタ２０１のためのメモリーまたはフィルターレジスタを表し、第４ブロック３０４は、コイル２０２のためのメモリーまたはフィルターレジスタを表している。
【００８２】
さらに、図３に示す変数を定義する。各フィルター周波数のための抵抗およびコンダクタンスは、Ｒ１１＝Ｒ／Ｒ＿Ｂ・・・（４）
Ｒ１２＝２πＦ＿Ｂ Ｌ／（Ｒ＿Ｂ ｔａｎ ［πＦ＿Ｂ／ｆ＿ｓ］）・・・（５）
Ｒ１３＝Ｒ１１＋Ｒ１２・・・（６）
Ｇ２１＝Ｒ１３−１・・・（７）
Ｇ２２＝２πＦ＿Ｂ Ｃ Ｒ＿Ｂ／ ｔａｎ（ π Ｆ＿Ｂ／ｆ＿ｓ）・・・（８）
Ｇ２３＝Ｇ２１＋Ｇ２２・・・（９）
ここでは、Ｒは、ノンリアクタンス抵抗２０３であり、Ｒ＿Ｂは、予め決めておくことの出来る基準抵抗である。また、Ｆ＿Ｂは、予め決めておくことのできる基準周波数である。値Ｒ＿Ｂおよび値Ｆ＿Ｂは、スケーリングの機能を果たす。説明した実施例に基づく実現は、２倍精度浮動変数で実現されているので、規格化は、無関係なものであるが、整数値算数を使用するならば、おそらく関係するものである。Ｌは、コイル２０２のインダクタンスである。値ｆ＿ｓは、サンプルされた時間信号のサンプル周波数である。変数Ｒ１１・Ｒ１２・Ｒ１３は、ノンリアクタンス抵抗であり、これに対して、変数Ｇ２１・Ｇ２２・Ｇ２３は、コンダクタンス、すなわち、反転ノンリアクタンス抵抗である。
【００８３】
フィルター係数ｇ１・ｇ２は、
ｇ１＝Ｒ１１／Ｒ１３・・・（１０）
ｇ２＝Ｇ２１／Ｇ２３・・・（１１）
となる。
【００８４】
フィルターレジスタＺ１（第４ブロック３０４）・Ｚ２（第３ブロック３０３）の初期値を、ゼロに初期化する。
【００８５】
個々のポートの信号を、漸次計算する。信号の「順方向波」、すなわち、明らかに、図３の右へ向かう矢印の係数は、
ｂ１３＝−（Ｕ＋Ｚ１）・・・（１２）
ｂ２０＝−ｇ２（Ｚ２−ｂ１３）・・・（１３）
ｂ２３＝ｂ２０＋Ｚ２・・・（１４）
となる。
【００８６】
式（１２）の変数Ｕは、入力信号２００である。
【００８７】
「逆方向波」、すなわち、明らかに、図３で左へ向かう矢印については、係数は、
ｂ２２＝ｂ２０＋ｂ２３・・・（１５）
ｂ２１＝ｂ２２＋Ｚ２−ｂ１３・・・（１６）
ａ０＝ｂ２１−ｂ１３・・・（１７）
ｂ１１＝Ｕ−ｇ１ ａ０・・・（１８）
ｂ１２＝−（ｂ１１＋ｂ２１）・・・（１９）
となる。
【００８８】
従って、出力信号ＵＣ２０４は、
ＵＣ＝（ｂ２２＋Ｚ２［ｓｅｃ］）／２・・・（２０）
と計算される。
【００８９】
フィルターレジスタ（ブロック３０３・３０４）は、
Ｚ１＝−ｂ１２・・・（２１）
Ｚ２＝ｂ２２・・・（２２）
のように実現化される。
【００９０】
出力信号ＵＣ２０４を、入力信号Ｕ２００として、該当するフィルター段階１０１の下流に接続されているフィルター段階１０１へ転送する。フィルター１０１段階の１つの行の最後のフィルター１０１段階の出力信号ＵＣ２０４に基づいて、縦列接続されているフィルター１０１の設定するＱを、式（１）に基づいて新たに査定する。Ｑのためにこのようにして査定された値から、減衰を決定する抵抗Ｒの値を、式（２）に基づいて計算する。ノンリアクタンス抵抗Ｒ２０３の変更された値を用いて、フィルター抵抗（Ｒ１１・Ｒ１２・Ｒ１３・Ｇ２１・Ｇ２２・Ｇ２３）およびフィルター係数（ｇ１・ｇ２）を、式（４）〜（１１）に基づいて新たに計算する。この工程の後に、出力信号を、次の時間帯のために計算する。言い換えると、時間スペクトルを、数字によって漸次計算される複数の時間帯に分割できる。
【００９１】
さらに、図４を参照して、グラフ４００について説明する。このグラフ４００に、本発明の好ましい実施形態に基づく本発明の回路配列の機能を示す。グラフ４００は、Ｎ＝４個の縦列接続された共振器回路を有する回路配列に関するものである。最大のＱ値として、Ｑ０＝１０とし、最小のＱ値として、Ｑｍｉｎ＝１とする。
【００９２】
グラフ４００の横座標（横軸）４０１に沿って、対数表示で、基準周波数ｆ０に規格化された信号の周波数が示されている。縦座標（縦軸）４０２に沿って、対数表示で、特定の強度の入力信号に対するシステムの反応を示す。第１曲線から第８曲線４０３〜４１０は、（基準振幅に関して）異なる信号振幅のための本発明の回路配列の周波数応答（すなわち、ここでは、フィルター出力部の最大振幅の各値）である。第１曲線４０３は、１×１０−９の振幅に相当し、第２曲線４０４は、１×１０−４の振幅に相当し、第３曲線４０５は、１×１０−３の振幅に相当し、第４曲線４０６は、１×１０−２の振幅に相当し、第５曲線４０７は、１×１０−１の振幅に相当し、第６曲線４０８は、１×１００の振幅に相当し、第７曲線４０９は、１×１０１の振幅に相当し、第８曲線４１０は、１×１０６の振幅に相当し、さらに、入力信号を、ｃｏｓ２窓によって窓形の穴の開いた正弦波振動とする。曲線４０３〜４１０は、フィードバックされずに縦列接続されているＮ＝４の共振器回路を含む全体的なフィルターバンクによって生じる。
【００９３】
まず、グラフ４００から、信号強度または信号振幅が増大すれば増大する程、入力信号の減衰がよりいっそう強くなることが分かる。振幅が非常に小さい場合は、フィルターが、線形であり、共振膨張は、約８０ｄＢとなる。フィルターバンクの応答は、高すぎる低周波数を非常に急勾配で減少させる。なぜなら、フィルターは、ローパスとして実現されているからである（図２参照）。フィルターの高周波数応答は、ｆ０でのフィルターパラメータのスケーリングにより、オクターブ毎に約６ｄＢ下がる。図４の曲線は、人の聴覚の非常に非対称な周波数選択性を、良好に適合することによりシミュレートしている。
【００９４】
さらに、図５を参照して、本発明の回路配列の出力信号と入力信号との振幅の間の関係について説明する。
【００９５】
グラフ５００では、横座標（横軸）に沿って、対数表示で、基準変数２０μＰａの音響圧に対するｄＢ単位の音響圧レベルＡｉｎを示している。縦座標（縦軸）５０２に沿って、任意のユニットで、ｄＢ単位の出力信号Ａｏｕｔの強度が示されている。曲線５０３〜５０７は、共振周波数ｆ０である場合の、４個の共振器回路（Ｎ＝４個のフィルターの縦列接続）を含むフィルターカスケードの、様々な状況での成長関数を示す。最小Ｑとして、Ｑｍｉｎ＝１とする。
【００９６】
第１曲線５０３は、線形成長関数を示す。第２曲線５０４は、内耳の成長関数、すなわち、鼓膜の前で測定した音響圧に対する基底膜の速度を示す。第２曲線５０４のデータは、［２］に記載されている。第３曲線５０５は、Ｑ＝２に対する曲線を示す。第４曲線５０６は、Ｑ＝４に対する曲線を示し、第５曲線５０７は、Ｑ＝１０に対する曲線を示す。
【００９７】
従って、明らかに、図５には、パラメータとしてフィルターＱを有するｆ＝ｆ０に対するフィルター出力部の成長関数を示す。振幅が非常に大きい場合、および、振幅が非常に小さい場合、成長関数はほぼ線形となっている。著しいのは、４つの１０進数を上回って広がる大きな圧縮レンジ（特に、Ｑが大きい場合）である。入力信号（１００ｄＢ）の大きなダイナミックレンジを、４０ｄＢ（Ｑ＝１０に対して）に圧縮する。共振膨張により、静的な信号を、周波数指定して「増幅」する。成長関数は、生物の聴覚システムで測定される振幅応答を非常に良好にシミュレートしている（曲線５０４参照）。従って、本発明の回路配列では、内耳での非線形処理が、適合するように技術的にシミュレートされている。
【００９８】
さらに、図６Ａを参照して、本発明の他の好ましい実施例の回路配列６００について説明する。
【００９９】
回路配列６００は、第１共振器回路６０１と、第２共振器回路６０２とで構成されている。各共振器回路は、図２に示す共振器回路１０１のように構成されている。第２共振器回路６０２は、第１共振器回路６０１の下流に接続されている。
【０１００】
明らかに、回路配列６００を、２個の（Ｎ＝２）縦列接続されている共振器回路６０１・６０２の直接接続を実現したものとすることが出来る。
【０１０１】
図６Ａに示すように、上流に接続された共振器回路６０１のコイル２０２の第２端子は、下流に接続されている第２共振器回路６０２のノンリアクタンス抵抗２０３の第１端子と連結されている。
【０１０２】
共振器回路６０１・６０２が相互に直接連結されている図６Ａに示す実施例では、上流に接続されている共振器回路６０１の出力電圧ＵＣ１が、続く共振器回路６０２の入力電圧に等しくなっている。さらに、第１共振器回路６０１の出力電流は、第２共振器回路６０２の入力電流に等しくなっている。
【０１０３】
共振器回路６０１・６０２の抵抗Ｒ１または抵抗Ｒ２、インダクタンスＬ１またはインダクタンスＬ２、および、キャパシタＣ１またはキャパシタＣ２の値は、相互に異なっていてもよく、または、異なるように設定／調節されるようになっていてもよい。
【０１０４】
さらに、図６Ｂを参照して、図６Ａに示す共振器回路６０１・６０２をデジタル波フィルター６５０として実現したものについて説明する。
【０１０５】
このデジタル波フィルター６５０は、第１共振器回路６０１を表す第１素子６５１と、第２共振器回路６０２を表す第２素子６５２とで構成されていることが分かる。図６Ａに示す共振器回路６０１・６０２の接続された構成に対応して、２つの素子６５１・６５２は、図６Ｂに示すように直接相互に連結されている。これらの素子６５１・６５２の各々の内部構造は、図３のデジタル波フィルター３００の各々にほぼ対応している。
【０１０６】
さらに、図７Ａを参照して、本発明のまた別の実施例の回路配列７００について説明する。
【０１０７】
回路配列７００は、直列接続されている第１共振器回路７０１と第２共振器回路７０２とで構成されている。共振器回路７０１・７０２は、相互に分断された構成で縦列接続されていることが分かる。すなわち、共振器回路７０１と共振器回路７０２との間に、中間素子が接続されている。
【０１０８】
共振器回路７０１・７０２の各々は、ほぼ図２に示す共振器回路１０１のように構成されている。さらに、第１共振器回路７０１と第２共振器回路７０２との間には、演算増幅器７０３が備えられており、演算増幅器７０３の非反転入力部７０３ａは、上流に接続されている第１共振器回路７０１のコイル２０２の第２端子と連結されている。さらに、演算増幅器７０３の反転入力部７０３ｂは、自身の出力部７０３ｃにフィードバックされており、第１共振器回路７０１の下流に接続されている第２共振器回路７０２のノンリアクタンス抵抗２０３の第１端子と連結されている。
【０１０９】
この構成では、上流に接続されている共振器回路７０１の出力電圧ＵＣ１２０４は、第１共振器回路７０１の下流に接続されている第２共振器回路７０２の入力電圧に等しい。また、各共振器回路の出力電流はゼロである。上流に接続されている第１共振器回路７０１の下流に接続されている第２共振器回路７０２の入力電流は、下流に接続されている第２共振器回路７０２のインピーダンスだけに基づいている。図７Ａに示すように、アナログ技術では、これらの状況の実現はインピーダンス変換器を用いて可能となる。なお、上記インピーダンス変換器は、上流に接続されている共振器回路７０１の出力電圧を、下流に接続されている共振器回路７０２の入力部に印加するものである。
【０１１０】
さらに、図７Ｂを参照して、図７Ａの回路配列７００をデジタル波フィルター７５０として実現したものについて説明する。
【０１１１】
デジタル波フィルター７５０は、第１素子７５１と第２素子７５２とに分割され、第１素子７５１は、第１共振器回路７０１を表している一方、第２素子７５２は、第２共振器回路７０２を表している。演算増幅器７０３の相関性により、２つの素子７５１・７５２は、相互に連結されていることが分かる。素子７５１・７５２の各々の内部構成は、図３に示す構成の各々にほぼ対応している。第１素子７５１の入力信号はＵであり、第２素子７５２の入力信号はＵＣ１である。
【０１１２】
本願は以下の刊行物を引用した。
［１］ Schukat-Talamazzini, EG （1995）「自動音声認識（Automatische Spracherkennung）」, Friedrich Vieweg & Sohn Verlagsgesellschaft, Braunschweig/Wiesbaden, ISBN 3-528-05492-1,１〜３章
［２］ Ruggero, MA他. （2000) 「周波数同調の機械的拠点および蝸牛基底部での神経系励起：基底膜振動と内耳神経線維応答との毛皮における合成（Mechanical bases of frequency tuning and neural excitation at the base of the cochlea : comparison of basilar-membrane vibrations and auditory nerve-fiber responses in chinchilla）」, Proc. Natl. Acad. Sci. USA 97 (22) : 11744-11750
［３］ ＵＳ３，８０８，５４０
［４］ ＤＥ２４ ０１ ８１６ Ｃ２
【図面の簡単な説明】
【０１１３】
【図１】本発明の好ましい実施例に基づく回路配列を示す図である。
【図２】図２は、本発明の一実施例に基づく共振器回路を示す図である。
【図３】図３は、図２に示す共振器回路をデジタル波フィルターとした図である。
【図４】図４は、本発明の回路配列の相関性を明らかにするためのグラフである。
【図５】図５は、本発明の回路配列の相関性を明らかにするためのグラフである。
【図６Ａ】図６Ａは、本発明の他の好ましい実施例に基づく回路配列を示す図である。
【図６Ｂ】図６Ｂは、図６Ａに示す共振器回路を、デジタル波フィルターとして実現した図である。
【図７Ａ】図７Ａは、本発明の他の好ましい実施例に基づく回路配列を示す図である。
【図７Ｂ】図７Ｂは、図７Ａに示す共振器回路を、デジタル波フィルターとして実現した図である。
【符号の説明】
【０１１４】
１００ 回路配列
１０１ 共振器回路
１０２ 広域入力信号
１０３ （音響）信号源
１０４ 第１局部出力信号
１０５ 第１局部入力信号
１０６ 第２局部出力信号
１０７ 第２局部入力信号
１０８ 第３局部出力信号
１０９ 広域出力信号
１１１ 制御回路
２００ 入力信号
２０１ キャパシタ
２０２ インダクタンス
２０３ 調節可能なノンリアクタンス抵抗
２０４ 出力信号
３００ デジタル波フィルター
３０１ 第１ブロック（直列接続器）
３０２ 第２ブロック（並列接続器）
３０３ 第３ブロック（キャパシタ用のメモリー素子）
３０４ 第４ブロック（インダクタンス用のメモリー素子）
４００ グラフ
４０１ 横座標（横軸）
４０２ 縦座標（縦軸）
４０３ 第１曲線
４０４ 第２曲線
４０５ 第３曲線
４０６ 第４曲線
４０７ 第５曲線
４０８ 第６曲線
４０９ 第７曲線
４１０ 第８曲線
５００ グラフ
５０１ 横座標（縦軸）
５０２ 縦座標（横軸）
５０３ 第１曲線
５０４ 第２曲線
５０５ 第３曲線
５０６ 第４曲線
５０７ 第５曲線
６００ 回路配列
６０１ 第１共振器回路
６０２ 第２共振器回路
６５０ デジタル波フィルター
６５１ 第１素子
６５２ 第２素子
７００ 回路配列
７０１ 第１共振器回路
７０２ 第２共振器回路
７０３ 演算増幅器
７０３ａ 非反転入力部
７０３ｂ 反転入力部
７０３ｃ 出力部
７５０ デジタル波フィルター
７５１ 第１素子
７５２ 第２素子
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、回路配列および信号処理装置に関するものである。
【０００２】
音響信号（音信号）は、広い強度範囲、つまり１２０ｄＢまでの広いダイナミックレンジを有している。夜の農村地域の暗騒音（Geraeuschkulisse）が約２０ｄＢであるのに対して、銃撃を撃った直後の音響レベルは、約１４０ｄＢである。
【０００３】
いわゆる外側の毛細胞が重要な役割を果たす人の内耳の、適応突起のために、通常の聴覚の感度は、音響レベルが低い場合に高くなり、通常の聴覚の許容度は、音響レベルが高い場合に高くなる。この音響レベルは、物理的な変数（音響強度の大きさ）である。聴覚は、その増幅を実際の音響レベルに整合させることができるので、音響レベルのダイナミックレンジを小さい音響から大きな音響まで大きくカバーすることができる。具体的には、大きな音響レベル範囲が、小さく聞こえる範囲に圧縮される。ダイナミックレンジ圧縮は、この関連において用いられる用語である。
【０００４】
言語を聴神経の活動電位に符号化する場合には、音響信号（１２０ｄＢまで）の大きいダイナミックレンジは、感覚細胞または神経系（約４０ｄＢ）の極限のダイナミックレンジに圧縮される。
【０００５】
音声認識システム、補聴器、および、音声データ圧縮については、経済的な関心の集まる領域である。自動音声認識の基本原理については、例えば［１］に記載されている。
【０００６】
公知の音声認識システムでは、高速フーリエ変換（「Fast Fourier Transformation」、ＦＦＴ）を音響信号のスペクトル解析に使用し、次に、得られた振幅スペクトルを対数表記する。これは、具体的には、対数特性曲線によるダイナミックレンジ圧縮に相当する。
【０００７】
このような高速フーリエ変換では、通常、所定の長さの時間窓を使用するため、周波数分解能および時間分解能が制限される。音声認識において通常行われているように、絶対値スペクトルのみを使用すると、時間分解能は、用いられた時間窓の長さによって制限される。所定の大きさに固定した時間窓を使用する際に問題となるのは、逆変換後にスペクトルを変更する場合に、時間窓の有限性に起因してエラーが生じてしまうということである。
【０００８】
［３］は、周波数選択増幅低減網を有するラジオ放送システムにおける、出力信号の見かけ上の音量を低減するための装置について、開示している。
【０００９】
［４］は、入力信号のダイナミックレンジを圧縮するための回路配列について開示している。
【００１０】
本発明の目的は、ダイナミックレンジ圧縮を改善することができる、回路配列および信号処理装置を提供することにある。
【００１１】
この目的は、独立請求項の特徴を有する回路配列および信号処理装置によって解決することができる。
【００１２】
この回路配列は、入力信号から出力信号を生成する共振器回路を備えている。この共振器回路は、キャパシタ、インダクタ、入力信号を供給できる入力部、および、出力信号を供給できる出力部を備えている。さらに、この回路配列は、共振器回路のＱ（共振の鋭さ）を制御または調節する制御回路を備えている。ここで、制御回路は、入力信号および／または出力信号の、振幅（好ましくは信号振幅）の信号曲線に応じて共振器回路のＱを制御または調節するように、設置されている。
【００１３】
つまり、Ｑを、信号振幅の信号曲線に応じて制御または調節することが好ましい。これにより、具体的に、入力信号および／または出力信号の時間的依存がＱの時間的依存を導くことにより、Ｑをいわば瞬間的に遅延なく制御できるという、利点がある。しかし、信号振幅の信号曲線に応じたＱの制御が任意であるということを、強調しなければならない。つまり、振幅に応じて、Ｑを制御または調節することができる。
【００１４】
また、本発明では、上記特徴を有する回路配列を備えた信号処理装置も提供する。この信号処理装置は、さらに、出力信号をさらに処理するための追加処理ユニットを含んでいてもよい。
【００１５】
本発明の基本理念（技術思想）は、共振器回路のＱを入力信号または出力信号の振幅に基づいて設定するというものである。これらの信号のうちの１つが非常に高い振幅を有している場合、制御回路を介して共振器回路のＱを著しく低減でき、これによって信号が強く減衰される。これに対して、振幅の低い信号の場合、上記Ｑを上げることができ、これによって、非常に弱く減衰された信号のみが回路配列の出力部に供給される。
【００１６】
具体的には、本発明では、ダイナミックレンジ圧縮を実行するために、共振器回路は、ほぼその共振周波数で、非常に安定した増幅器として機能する（共振上昇する）。
【００１７】
共振器回路のＱを、特に、その共振周波数での、または、ほぼその共振周波数での出力信号の振幅と、上記共振周波数とは全く異なる周波数での出力信号の振幅との比であるとする。この場合、共振器回路のＱは、そのノンリアクタンス抵抗に応じて決まるので、例えば共振器回路のノンリアクタンス抵抗を制御または調節することにより、Ｑを設定できる。
【００１８】
共振器回路のＱが、それに供給される入力信号の振幅に基づいて設定される場合、制御回路の機能を「制御（Steuern）」と呼ぶことができる。これに対して、制御回路のＱを出力信号の振幅に基づいて設定する場合、制御回路がＱのフィードバック適応を実行するので、上記制御回路は「調節（Regelung）」機能を実現する。
【００１９】
本発明の回路配列を用いれば、フーリエ変換の不都合が生じることなく、時間領域に、確実で効果的な、入力信号のダイナミックレンジ圧縮を実現できる。特に、従来技術のフーリエ変換において生じる、時間窓が有限であるために生じる問題は、解消する。
【００２０】
さらに、本発明にしたがって、ダイナミックレンジ圧縮が実行された出力信号が生成される。この信号は、例えば、対数化されたフーリエスペクトルの逆変換と比べて、干渉している非常にわずかな信号歪みを有している。
【００２１】
本発明にしたがって、共振器回路のＱを選択的に低減することにより、非常に強く、強度選択的に（例えば非線形に）、入力信号を減衰できる。
【００２２】
この回路配列を、具体的にはフィルター回路と理解してもよい。ここで、共振回路のインダクタンス値Ｌと容量値Ｃに基づいて、共振器回路が透過性である周波数範囲が、確定されている。従って、値Ｌ、Ｃを設定することにより、共振器回路の透過的な間隔の周波数重心を簡単に設定できる。共振器回路の共振曲線の幅は、特に、上記回路のＱを設定することにより調整できる。本発明の接続された共振器回路を、ダイナミックレンジ圧縮を原則的に任意の大きさにすることのできる、非線形に減衰したフィルターとしてもよい。非常に狭い帯域での処理により、非線形性が大きすぎることによって生じてしまう歪みも、非常にわずかな程度に抑えることができる。
【００２３】
フィルターとしての回路配列は、二次共振器回路を含んでいてもよい。ここで、音響レベルが上昇すると、非線形の減衰が進行する。また、この回路配列を受動的に実現すると、つまり、受動素子（コイルＬ、キャパシタＣ、ノンリアクタンス抵抗Ｒ）を使用すると、（活性の帰還増幅器を必要とするシステムとは対照的に）安定した回路が得られる。
【００２４】
また、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の代わりに、本発明では、（例えばアナログの）フィルターバンクを使用し、対数化の代わりに、入力信号の非線形減衰を、信号の音響レベルに基づいて実行している。
【００２５】
本発明の好ましい他の形態については、従属請求項に記載する。
【００２６】
また、共振器回路は、制御回路を用いて制御可能（または調節可能）なノンリアクタンス抵抗を有していてもよい。このような制御可能または調節可能なノンリアクタンス抵抗とは、共振器回路のＱの調節機能を低コストで正確に安定して実現できる簡単な回路素子である。
【００２７】
また、ノンリアクタンス抵抗の第１端子とキャパシタの第１端子との間に、入力信号が供給されていてもよい。さらに、キャパシタの第１端子とキャパシタの第２端子との間に、出力信号が供給されていてもよい。ノンリアクタンス抵抗の第２端子がインダクタの第１端子に接続されており、インダクタの第２端子がキャパシタの第２端子に接続されていてもよい。
【００２８】
また、出力信号の振幅をパラメータとするボルツマン関数に基づいて制御回路が共振器回路のＱを制御するように、制御回路が設置されていてもよい。ここで、ボルツマン関数とは、その中に含まれるパラメータを適切に選択すると、感度曲線を人の内耳の中の外側の毛知覚細胞にうまく適合させることのできる関数である。この生物学上の依存に関する非常に優れた説明を、二次ボルツマン関数を用いて記載してもよい。これにより、人の耳の感度曲線を適合させることができる。このことは、医学の分野での回路配列の使用（例えば、補聴器）に有効である。
【００２９】
また、制御回路が出力信号の振幅に応じて人の耳に適するように算出された感度特性に基づいて共振器回路のＱを設定するように、制御回路が設置されていてもよい。人の内耳の感度特性を本発明の回路配列を用いて特に正確にシミュレートするために、例えば実験に基づく、または、例えば理論的に算出された、人の耳の感度特性を、制御回路にアクセスできるようにファイルまたは表の形式で格納してもよい。この場合、制御回路は、その中に格納された生物学上の感度特性に適合するように、共振器回路のＱを制御または調節できる。
【００３０】
また、出力信号の振幅が増大すれば増大する程、制御回路が共振器回路のＱを低く設定するように、制御回路が設置されていてもよい。
【００３１】
さらに、制御回路が出力信号の振幅に非線形に依存して共振器回路のＱを設定するように、制御回路が設置されていてもよい。つまり、大きな振幅の信号領域を、小さな振幅の信号領域よりも著しく高い比率で減衰するように、制御回路を設置してもよい。従って、入力信号の音響レベルが極度に高い領域でも、出力信号を非常に狭い領域に圧縮できる。
【００３２】
また、制御回路が、出力信号の振幅が所定の間隔内にあるように、共振器回路のＱを設定してもよい。制御回路を適切に使用するために、出力信号の振幅を確実に所定の間隔内にとどめることが有効である。このことは、例えば、できる限り低い量子化レベルを有する激しい強度の揺らぎにより、信号を把握したい場合のデータ圧縮にとって、重要であろう。この場合、制御回路の設置を、出力信号が所定の間隔内にあるようにして、制御回路が共振器回路のＱを制御または調節するように、実行してもよい。
【００３３】
また、この回路配列は、直列接続された複数の共振器回路を備えていてもよい。ここで、上流に接続された各共振器回路の出力信号が、上記上流に接続された共振器回路の下流に接続された共振器回路に、入力信号として供給されている。
【００３４】
この、特に有効な形態にしたがって、具体的には、複数の共振器回路からなる縦列接続を有するフィルターバンクを形成する。これにより、ダイナミックレンジ圧縮を、さらに大きいダイナミックレンジにまで拡大できる。基本的に、非常に強いダイナミックレンジ圧縮（例えば６０ｄＢ）を、非常に高いＱ（例えば、Ｑ＝１０００、レベルが高い場合にはＱがＱ＝１に低減される）を有するフィルター段階（つまり共振器回路）によって、実行できる。ただし、このような回路配列は、非常に狭い帯域にある（例えば、共振器回路の共振周波数の０．１％）。同様に、本発明にしたがって、比較的低いＱ（例えばＱ＝１０、したがってＱ３＝１０００）を有する縦列状の複数のフィルター（例えば、縦列接続された３つのフィルター）を用いて、非常に強いダイナミックレンジ圧縮（例えば６０ｄＢ）を実現できる。各フィルターのＱがそれほど高くない場合、有利な効果を引き起こす。また、Ｑが低いために（各フィルターの）帯域幅が大きくなるので、フィルターの周波数はカバーされ、同時に、フィルターのインパルス応答が改善される。つまり、システムの設定時間と立ち上げ時間が著しく低減する。
【００３５】
具体的には、縦列接続された共振器回路を、上流に接続された共振器回路の出力電圧が、その下流に接続された共振器回路の入力電圧と同じであり、上流に接続された共振器回路の（駆動中は通常０ではない）出力電流が上記回路の下流に接続された共振器回路の入力電流と同じであるように、互いに直接接続できる。このために、この回路配列には、通常、上流に接続された共振器回路と下流に接続された共振器回路との間の中間素子は必要ではない。このことを、上流に接続された共振器回路のコイルの第２端子が上記上流に接続された共振器回路の下流に接続された共振器回路のノンリアクタンス抵抗の第１端子に接続されている回路配列を用いて、実現できる。
【００３６】
あるいは、縦列接続された共振器回路は、特に上流に接続された共振器回路の出力部と下流に接続された共振器回路の入力部との間に中間素子が介在することにより、具体的には直接接続されていなくてもよい。つまり、互いに直接接続されていない場合であってもよい。このことを、上流に接続された共振器回路の出力電圧が上記上流に接続された共振器回路の下流に接続された共振器回路の入力電圧と同じであり、上流に接続された共振器回路の出力電流が０であることによって、実現することが好ましい。下流に接続された共振器回路の入力電流は、ほぼ、この共振器回路のインピーダンスからのみ生じる。このような回路配列には、上流に接続された共振器回路と上記回路の下流に接続された共振器回路との間に、中間素子として、好ましくは（インピーダンス変換器としての）演算増幅器が備えられている。この演算増幅器の第１入力部が、上流に接続された共振器回路のコイルの第２端子に接続されている。演算増幅器の第２入力部は、演算増幅器の出力部にフィードバック接続されており、上流に接続された共振器回路の下流に接続された共振器回路のノンリアクタンス抵抗の第１端子に、接続されている。
【００３７】
演算能力を低減するために、直列接続された全ての共振器回路のＱが、同じであるように設定されていてもよい。この場合、全ての共振器回路のＱが同じであるように計算・設定される（つまり、全てのフィルターパラメータが同じである）ので、制御回路に必要とされる演算能力は、非常にわずかである。あるいは、Ｑ要求が特に高い回路配列を必要とする場合、直列接続された複数の共振器回路のＱを異なるように設定することにより、最適化できる。従って、このような回路配列では、直列接続された共振器回路の各Ｑを、個々に設定すればよい。
【００３８】
この回路配列は、並列接続された複数の枝線（分岐配線；枝配線）を備えていることが好ましい。ここで、枝配線のそれぞれは、１つの共振器回路または直列接続された複数の共振器回路を備えている。この場合、各共振器回路のＱを、制御回路によって制御または調節できる。
【００３９】
本発明の、この特に有効な他の形態では、具体的には、並列接続された複数の、共振器回路の枝配線が、備えられている。ここで、各枝配線に、複数の共振器回路が縦列接続されていてもよい。
【００４０】
ある連続した周波数間隔に対して全ての枝配線が透過性であるように、入力信号の各周波数範囲に対して各枝配線の少なくとも１つの共振器回路が透過性であることが好ましい。人の聴覚感度のよい周波数範囲は、約２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚである。この可聴周波数帯域を保護するために、異なるチャネルの中の共振器回路の平行配列では、透過性のある信号の周波数範囲は、通常異なっている。共振器回路における上記透過性のある信号の周波数範囲は、ある半値幅を有する、共振周波数に近い分配曲線である。具体的には、共振器回路の値Ｌ、Ｃを設定することにより、この共振周波数にすることができ、各Ｑを設定することにより、上記半値幅を調整できる。共振器回路の異なる枝配線に異なる周波数通過帯域を構成する場合、人の聴覚の感度範囲またはそれ以外の所定の周波数範囲を把握できる、好ましくは上記帯域に関連した周波数間隔が、生じる。
【００４１】
複数の枝配線が透過性であるこの周波数範囲は、少なくとも部分的に互いに重なっていることが好ましい。この場合、全ての周波数を確実に把握し、単一の枝配線の信号成分同士を混合できる。
【００４２】
また、枝配線の少なくとも１つの共振器回路の、容量値および／またはインダクタンス値を調整することにより、各枝線が透過性ある周波数範囲が予め決定されていることが好ましい。これは、共振器回路の共振周波数がインダクタンス値および容量値に応じて決まるので、可能である。
【００４３】
また、音信号は入力信号として処理されるように本発明の回路配列を設置することが好ましい。この場合、本発明の回路配列は、音声処理システムにおける使用に適している。このようなシステムは、例えば、ダイナミックレンジの低減に基づくパルスニューラルネットワークに依拠したものである。振幅の高い信号をできる限りわずかな量子化段階によって把握したい場合、他の適用領域が、音響処理および（可聴）データ圧縮のための、システムである。さらに、このシステムは、医学の分野では、特に騒音性難聴の患者に対する補聴器として、用いられる。
【００４４】
本発明の回路配列は、デジタル回路技術またはアナログ回路技術を用いて実現することができる。
【００４５】
回路配列の少なくとも一部（特に、制御回路の、フィルター、制御機能または調節機能）を、コンピュータプログラムとして実現してもよい。また、本発明を、コンピュータプログラム（つまり、ソフトウェア）と、１つまたは複数の特殊な電気回路とを用いて（つまり、ハードウェアまたは任意の混成形態において、つまり、ソフトウェアコンポーネントおよびハードウェアコンポーネントを用いて）、実現してもよい。
【００４６】
また、（特に制御回路の）ソフトウェアを、例えば、「Ｃ＋＋」によって実現してもよい。このことを、任意のプロセッサまたはＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）に対して実現してもよいし、ＦＰＧＡモジュールに対して実現してもよい。ＦＰＧＡ（「書換え可能ゲートアレイ」）とは、通常複数のプログラマブルセルをチップに備えた、プログラマブル集積回路である。
【００４７】
さらに、本発明の回路配列を備えた本発明の信号処理装置について詳述する。この信号処理装置の実施形態は、上記回路配列にも適用されるし、その逆も可能である。
【００４８】
また、この信号処理装置では、追加処理ユニットは、音声認識デバイスまたは補聴器であってもよい。
【００４９】
この追加処理ユニットを補聴器として実現する場合、難聴者の音量知覚障害を補うためのダイナミックレンジ圧縮を行うことが、特に問題となる。聴覚が妨害されると、外側の毛細胞にとって不都合な状態になり、これにより、感度の上昇が、低い音響レベルで止まる。聴覚は、具体的には、常に、高い音響レベルから与えられる感度によって機能している。このことは、聴覚の境界（非常に小さい）と不快の境界（非常に大きい）との間の音響レベルの利用可能な領域が小さくなることを意味する（補充）。この現象を補償するために、信号処理装置の本発明の回路配列を用いて、視聴環境の、大きな音響レベル領域を患者の認知領域に圧縮するダイナミックレンジ圧縮を、実行できる。
【００５０】
また、この信号処理装置が、特にパルスニューラルネットワーク構造に、音声認識システムの入力部を構成してもよい。
【００５１】
また、この信号処理装置は、アナログフィルターバンクまたはデジタルフィルターバンクとして設置されていてもよい。
【００５２】
本発明の実施例を、図に示し、さらに詳述する。
【００５３】
図１は、本発明の好ましい実施例に基づく回路配列を示す図である。図２は、本発明の一実施例に基づく共振器回路を示す図である。図３は、図２に示す共振器回路をデジタル波フィルターとした図である。図４および図５は、本発明の回路配列の相関性を明らかにするためのグラフである。図６Ａは、本発明の他の好ましい実施例に基づく回路配列を示す図である。図６Ｂは、図６Ａに示す共振器回路を、デジタル波フィルターとして実現した図である。図７Ａは、本発明の他の好ましい実施例に基づく回路配列を示す図である。図７Ｂは、図７Ａに示す共振器回路を、デジタル波フィルターとして実現した図である。
【００５４】
異なる図の同一または類似する素子には同じ参照符号が付されている。
【００５５】
さらに、図１を参照して本発明の好ましい実施例に基づく回路配列１００について説明する。
【００５６】
回路配列１００は、複数の共振器回路１０１を備えている。各々の共振器回路１０１は、キャパシタおよびインダクタ（図１には図示せず）、入力信号を供給できる入力部、および出力信号を供給できる出力部を備えている。共振器回路１０１は、マトリックス型の配列の各行に沿って、３つずつ縦列接続されている。従って、上流に接続されている共振器回路１０１の各出力部は、その下流に接続されている共振器回路１０１の各入力部と連結されている。１つの行の共振器回路１０１のインダクタンス値および容量値は、以下のようにそれぞれ選択される。すなわち、各行が、相当する周波数間隔の信号を、行の共振器回路１０１の共振周波数の周辺レンジで伝送できるように選択されている。異なる行の共振器回路１０１は、異なるＬ，Ｃの値をそれぞれ有している。従って、共振器回路１０１の個々の行または枝配線は、まとまって、相互に関連性のある連続した周波数間隔をカバーしている。なお、上記周波数間隔は、人の聴覚の感度レンジ（約２０Ｈｚから２０ｋＨｚ）に相当している。
【００５７】
制御回路１１１は、全ての共振器回路１０１と通信接続している。すなわち、制御回路１１１は、全ての共振器回路と連結されている。共振器回路１０１の個々のＱを、共振器回路１０１のＱを制御または調節するための制御回路１１１を用いて設定できる。なお、制御回路１１１は、各行の最後の（最下流の）共振器回路１０１の出力信号の振幅に応じて、共振器回路１０１のＱを設定するように設計されている。例えば、共振器回路Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３のＱは、制御回路１１１を用いて、共振器回路Ｒ１３の出力部の信号の振幅に基づいて設定される。
【００５８】
図１には、さらに音源１０３が示されている。音源１０３は、音信号を、広域入力信号１０２として発信する。この広域入力信号１０２は、共振器回路１０１の第１列の共振器回路１０１（Ｒ１１，Ｒ２１，...，Ｒｋ１，...，Ｒｎ１）の入力部に供給される。
【００５９】
さらに、共振器回路の第１行・第１列に配置されている共振器回路１０１Ｒ１１について考察する。この共振器回路１０１Ｒ１１には、入力部を介して、音源１０３の広域入力信号１０２が供給される。共振器回路１０１Ｒ１１は、共振器回路１０１Ｒ１１に割り当てられている値Ｌ・Ｃに応じた広域入力信号１０２の周波数成分を伝送する。なお、上記周波数成分は、共振器回路Ｒ１１の出力部に、第１局部出力信号１０４として供給される。さらに、共振器回路１０１Ｒ１１の相関性のゆえに、ここでの（現在の）Ｑに応じて、広域入力信号１０２の振幅を変更する。共振器回路１０１Ｒ１１のＱは、共振器回路１０１Ｒ１１のノンリアクタンス抵抗（図１には図示せず）を用いて調節される。制御回路１１１は、この調節可能なノンリアクタンス抵抗に、対応する制御信号を供給する。これにより、抵抗が、所定の値に設定される。従って、共振器回路１０１のＱが設定される。その結果、後続の処理過程では、このＱ値に基づいて、入力信号がより強くまたはより弱く減衰される。回路配列１００は、広域入力信号１０２のダイナミック圧縮のために設定されているので、明らかに、高振幅の信号レンジは、低振幅の信号レンジよりも強く減衰される。
【００６０】
第１局部出力信号１０４は、共振器回路１０１Ｒ１１の下流に接続されている共振器回路１０１Ｒ１２に、第１局部入力信号１０５として供給される。第１局部入力信号１０５は、共振器回路配列１０１Ｒ１２を通過し、自身の出力部に、第２局部出力信号１０６が供給される。第２局部出力信号１０６は、共振器回路１０１Ｒ１２の下流に接続されている共振器回路１０１Ｒ１３の第２局部入力信号１０７としての機能を果たしている。共振器回路１０１Ｒ１３の出力部１０８に、第３局部出力信号１０８が供給される。この第３局部出力信号１０８は、各行の最後にそれぞれ配置されている共振器回路１０１（Ｒ１３，Ｒ２３，...Ｒｋ３，...，Ｒｎ３）の別々の周波数間隔にそれぞれ関連する出力信号と共に、広域出力信号１０９になるように混合される（加算される）。
【００６１】
共振器回路（Ｒｋ１，Ｒｋ２，Ｒｋ３）の各行の共振器回路１０１の各々では、行の全ての共振器回路１０１のＱを、それぞれ最後の共振器回路（ｋ番目の行では共振器回路Ｒｋ３）の出力部の出力信号の周波数に基づいて、制御回路１１１を用いて調節する。
【００６２】
従って、まとめられた広域出力信号１０９には、広域入力信号１０２とは異なり、ダイナミック圧縮が行われている。
【００６３】
さらに、図２を参照して、図１の共振器回路１０１について説明する。
【００６４】
図２では、入力信号２００は、電源Ｕとして表されている。さらに、出力信号２０４を、電圧ＵＣとして表されている。入力信号２００は、ノンリアクタンス抵抗２０３の第１端子と、キャパシタ２０１の第１端子との間に備えられている。出力信号２０４は、キャパシタ２０１の第１端子と、キャパシタ２０１の第２端子との間に供給されている。さらに、調節可能な（可変）ノンリアクタンス抵抗２０３の第２端子は、インダクタ２０２の第１端子と連結されており、インダクタ２０２の第２端子は、キャパシタ２０１の第２端子と連結されている。
【００６５】
ノンリアクタンス抵抗Ｒ２０３の値は、制御回路１１１を用いて設定できる。従って、図２の共振器回路１０１は、減衰を調節できるフィルターとなっていることが分かる。
【００６６】
本発明の回路配列１００では、各行に３（または一般化してＮ）個の共振器回路１０１が、フィルター素子として、フィードバックされずに縦列接続されている。上流に接続されたフィルターの時間依存性のある出力信号ＵＣ（ｔ）（ただし、ｔは時間である）は、上流に接続されているフィルターの下流に接続されたフィルターの入力信号Ｕ２００をそれぞれ定義する。
【００６７】
抵抗Ｒ２０３は、出力電圧ＵＣ（ｔ）に非線形的に依存して変更でき（調節）、それぞれ上流に接続されているフィルターのＵＣ（ｔ）に依存して変更でき（制御）、または、列の最後のフィルター段階のＵｃ（ｔ）に依存して全てのフィルターに対して同時に変更することもできる。
【００６８】
さらに、説明する本発明の実施例に基づく各ノンリアクタンス抵抗Ｒ２０３の値Ｒを設定するための基礎となる演算規則について説明する。
【００６９】
このため、まず、設定するＱを計算する。
【００７０】
説明する実施形態では、フィルターのＱを、ボルツマン関数に基づいて低減する。
Ｑ（ｔ）＝（Ｑ０−Ｑｍｉｎ）（１−［２／（１＋ｅｘｐ｛−ＳＡＴ｜ＵＣ（ｔ）｜｝）−１］）＋Ｑｍｉｎ・・・（１）
式（１）では、Ｑ（ｔ）は、Ｑの時間ｔに対する依存度である。Ｑ０は、共振器回路１０１の予め決めておくことの出来る最大のＱである（例えば、Ｑ０＝１０）。Ｑｍｉｎは、共振器回路の予め決めておくことの出来る最小Ｑである（例えば、Ｑｍｉｎ＝１）。ＳＡＴは、予め決めておくことの出来る飽和閾値、すなわち、明らかに、Ｑの時間への依存性を設定できるパラメータである（例えば、ＳＡＴ＝１）。
【００７１】
ボルツマン関数（１）は、内耳の外側の毛感覚細胞の感度曲線を適合させる。この関数を、必要に応じて、ニ次のボルツマン関数で置換できる。ニ次のボルツマン関数は、他のパラメータを挿入することで、より正確な適合を可能にするものである。式（１）では、簡単な一次のボルツマン関数を使用している。なぜなら、一次のボルツマン関数は、たった１つの任意のパラメータ（つまり、ＳＡＴ）を備え、従って、一次のボルツマン関数を、低い数字の複雑度で処理できる。
【００７２】
フィルターのＱから、非線形の抵抗Ｒの設定する値を
【００７３】
【数１】
【００７４】
上記式（２）のように計算する。
【００７５】
その結果、ノンリアクタンス抵抗の時間依存性のある値Ｒ（ｔ）は、インダクタ値Ｌおよびキャパシタ値Ｃと、時間依存性のあるＱ（ｔ）とに依存している。
【００７６】
明らかに、式（１）および式（２）は、制御回路１１１を用いて、ノンリアクタンス抵抗２０３の値Ｒの設定のための調節規則を作成する。
【００７７】
図２に示す共振器回路１０１から作成されたフィルターは、振幅ＵＣ（ｔ）が非常に少ない場合は、線形となる（ただし、ＵＣ（ｔ）→０に対してＱ→Ｑ０）。同じく、上記フィルターは、振幅ＵＣ（ｔ）が非常に多い場合は、ほぼ線形となる（ただし、ＵＣ（ｔ）→∞に対してＱ→Ｑｍｉｎ）。ダイナミック圧縮Ｋが、飽和閾値（ＳＡＴ）の範囲で生じ、Ｋ＝Ｑ０／Ｑｍｉｎとなる。Ｎ＝４の縦列接続されたフィルター段階であり（しかし、図１では、たった３つのフィルター段階が、３つの共振器回路を用いて１つの行に備えられている）、値Ｑ０＝１０およびＱｍｉｎ＝１である場合は、８０ｄＢ（ＫＮ＝（Ｑ０／Ｑｍｉｎ）Ｎ）分強く圧縮できる。
【００７８】
人の全体的な聴覚レンジをカバーするために、約２０Ｈｚ〜約２０ｋＨｚのレンジの共振周波数を有するフィルターバンクを実現する。このことを、一般的に、共振器回路１０１の５０〜１００個の行（すなわちｎ＝５０〜ｎ＝１００）によって実現する。説明する実施例では、インダクタンスの値をＬ＝１Ｈに固定する。次に、各値Ｃを、共振器回路１０１の各行のために、これらの行によってカバーされているフィルター周波数ｆ０に基づいて、対応するＬＣ部の共振周波数から計算する。
Ｃ＝（４π２ｆ２Ｌ）−１・・・（３）
非線形Ｑは、各フィルター周波数ｆ０のため、すなわち、共振器回路１０１の各行のために、独立して計算される。図１を参照すると、このことは、発振器回路１０１の各行に、対応するフィルター周波数ｆ０が割り当てられており、フィルター周波数ｆ０のために、Ｑの値Ｑ（ｔ）を計算することを意味している。
【００７９】
さらに、図３を参照して、図２に示す共振器段階１０１をデジタル波フィルター３００として説明する
デジタル波フィルターは、特に効率的な特性を有するデジタルフィルターの１つのクラスである。これらは、通信技術の古典的な構成素子を含む伝統的なフィルターに似せて構成されており、近代的集積デジタル回路を用いて駆動される。デジタル波フィルターの技術では、明らかに、アナログモデルを（例えば、コンピュータを使用して）デジタル実現できる。
【００８０】
さらに、明らかに、図３のデジタル波フィルター３００の素子を、図２の共振器回路１０１の素子に明らかに割り当て、対応する変数を定義する。
【００８１】
デジタル波フィルター３００の第１ブロック３０１は、インピーダンスＲ１１・Ｒ１３を有するフィードバックされていない直列連結器を備えている。明らかに、Ｒ１１は、基準抵抗に関して調節可能な（可変）ノンリアクタンス抵抗Ｒ２０３を表し、Ｒ１２は、ベース周波数に関してコイルＬ２０２の修正された抵抗（インピーダンス）を表している。第２ブロック３０２は、キャパシタ２０１を並列接続する並列連結器を備えている。また、第２ブロックには、コンダクタンスＧ２１・Ｇ２２・Ｇ２３が示されている。Ｇ２１は、第２ブロック３０２の入力部コンダクタンス（Ｇ１２＝１／Ｒ１３）であり、Ｇ２３は、第２ブロック３０２の出力部コンダクタンスである。コンダクタンスＧ２２を用いて、キャパシタＣ２０１の抵抗がモデル化される。第３ブロック３０３は、キャパシタ２０１のためのメモリーまたはフィルターレジスタを表し、第４ブロック３０４は、コイル２０２のためのメモリーまたはフィルターレジスタを表している。
【００８２】
さらに、図３に示す変数を定義する。各フィルター周波数のための抵抗およびコンダクタンスは、Ｒ１１＝Ｒ／Ｒ＿Ｂ・・・（４）
Ｒ１２＝２πＦ＿Ｂ Ｌ／（Ｒ＿Ｂ ｔａｎ ［πＦ＿Ｂ／ｆ＿ｓ］）・・・（５）
Ｒ１３＝Ｒ１１＋Ｒ１２・・・（６）
Ｇ２１＝Ｒ１３−１・・・（７）
Ｇ２２＝２πＦ＿Ｂ Ｃ Ｒ＿Ｂ／ ｔａｎ（ π Ｆ＿Ｂ／ｆ＿ｓ）・・・（８）
Ｇ２３＝Ｇ２１＋Ｇ２２・・・（９）
ここでは、Ｒは、ノンリアクタンス抵抗２０３であり、Ｒ＿Ｂは、予め決めておくことの出来る基準抵抗である。また、Ｆ＿Ｂは、予め決めておくことのできる基準周波数である。値Ｒ＿Ｂおよび値Ｆ＿Ｂは、スケーリングの機能を果たす。説明した実施例に基づく実現は、２倍精度浮動変数で実現されているので、規格化は、無関係なものであるが、整数値算数を使用するならば、おそらく関係するものである。Ｌは、コイル２０２のインダクタンスである。値ｆ＿ｓは、サンプルされた時間信号のサンプル周波数である。変数Ｒ１１・Ｒ１２・Ｒ１３は、ノンリアクタンス抵抗であり、これに対して、変数Ｇ２１・Ｇ２２・Ｇ２３は、コンダクタンス、すなわち、反転ノンリアクタンス抵抗である。
【００８３】
フィルター係数ｇ１・ｇ２は、
ｇ１＝Ｒ１１／Ｒ１３・・・（１０）
ｇ２＝Ｇ２１／Ｇ２３・・・（１１）
となる。
【００８４】
フィルターレジスタＺ１（第４ブロック３０４）・Ｚ２（第３ブロック３０３）の初期値を、ゼロに初期化する。
【００８５】
個々のポートの信号を、漸次計算する。信号の「順方向波」、すなわち、明らかに、図３の右へ向かう矢印の係数は、
ｂ１３＝−（Ｕ＋Ｚ１）・・・（１２）
ｂ２０＝−ｇ２（Ｚ２−ｂ１３）・・・（１３）
ｂ２３＝ｂ２０＋Ｚ２・・・（１４）
となる。
【００８６】
式（１２）の変数Ｕは、入力信号２００である。
【００８７】
「逆方向波」、すなわち、明らかに、図３で左へ向かう矢印については、係数は、
ｂ２２＝ｂ２０＋ｂ２３・・・（１５）
ｂ２１＝ｂ２２＋Ｚ２−ｂ１３・・・（１６）
ａ０＝ｂ２１−ｂ１３・・・（１７）
ｂ１１＝Ｕ−ｇ１ ａ０・・・（１８）
ｂ１２＝−（ｂ１１＋ｂ２１）・・・（１９）
となる。
【００８８】
従って、出力信号ＵＣ２０４は、
ＵＣ＝（ｂ２２＋Ｚ２［ｓｅｃ］）／２・・・（２０）
と計算される。
【００８９】
フィルターレジスタ（ブロック３０３・３０４）は、
Ｚ１＝−ｂ１２・・・（２１）
Ｚ２＝ｂ２２・・・（２２）
のように実現化される。
【００９０】
出力信号ＵＣ２０４を、入力信号Ｕ２００として、該当するフィルター段階１０１の下流に接続されているフィルター段階１０１へ転送する。フィルター１０１段階の１つの行の最後のフィルター１０１段階の出力信号ＵＣ２０４に基づいて、縦列接続されているフィルター１０１の設定するＱを、式（１）に基づいて新たに査定する。Ｑのためにこのようにして査定された値から、減衰を決定する抵抗Ｒの値を、式（２）に基づいて計算する。ノンリアクタンス抵抗Ｒ２０３の変更された値を用いて、フィルター抵抗（Ｒ１１・Ｒ１２・Ｒ１３・Ｇ２１・Ｇ２２・Ｇ２３）およびフィルター係数（ｇ１・ｇ２）を、式（４）〜（１１）に基づいて新たに計算する。この工程の後に、出力信号を、次の時間帯のために計算する。言い換えると、時間スペクトルを、数字によって漸次計算される複数の時間帯に分割できる。
【００９１】
さらに、図４を参照して、グラフ４００について説明する。このグラフ４００に、本発明の好ましい実施形態に基づく本発明の回路配列の機能を示す。グラフ４００は、Ｎ＝４個の縦列接続された共振器回路を有する回路配列に関するものである。最大のＱ値として、Ｑ０＝１０とし、最小のＱ値として、Ｑｍｉｎ＝１とする。
【００９２】
グラフ４００の横座標（横軸）４０１に沿って、対数表示で、基準周波数ｆ０に規格化された信号の周波数が示されている。縦座標（縦軸）４０２に沿って、対数表示で、特定の強度の入力信号に対するシステムの反応を示す。第１曲線から第８曲線４０３〜４１０は、（基準振幅に関して）異なる信号振幅のための本発明の回路配列の周波数応答（すなわち、ここでは、フィルター出力部の最大振幅の各値）である。第１曲線４０３は、１×１０−９の振幅に相当し、第２曲線４０４は、１×１０−４の振幅に相当し、第３曲線４０５は、１×１０−３の振幅に相当し、第４曲線４０６は、１×１０−２の振幅に相当し、第５曲線４０７は、１×１０−１の振幅に相当し、第６曲線４０８は、１×１００の振幅に相当し、第７曲線４０９は、１×１０１の振幅に相当し、第８曲線４１０は、１×１０６の振幅に相当し、さらに、入力信号を、ｃｏｓ２窓によって窓形の穴の開いた正弦波振動とする。曲線４０３〜４１０は、フィードバックされずに縦列接続されているＮ＝４の共振器回路を含む全体的なフィルターバンクによって生じる。
【００９３】
まず、グラフ４００から、信号強度または信号振幅が増大すれば増大する程、入力信号の減衰がよりいっそう強くなることが分かる。振幅が非常に小さい場合は、フィルターが、線形であり、共振膨張は、約８０ｄＢとなる。フィルターバンクの応答は、高すぎる低周波数を非常に急勾配で減少させる。なぜなら、フィルターは、ローパスとして実現されているからである（図２参照）。フィルターの高周波数応答は、ｆ０でのフィルターパラメータのスケーリングにより、オクターブ毎に約６ｄＢ下がる。図４の曲線は、人の聴覚の非常に非対称な周波数選択性を、良好に適合することによりシミュレートしている。
【００９４】
さらに、図５を参照して、本発明の回路配列の出力信号と入力信号との振幅の間の関係について説明する。
【００９５】
グラフ５００では、横座標（横軸）に沿って、対数表示で、基準変数２０μＰａの音響圧に対するｄＢ単位の音響圧レベルＡｉｎを示している。縦座標（縦軸）５０２に沿って、任意のユニットで、ｄＢ単位の出力信号Ａｏｕｔの強度が示されている。曲線５０３〜５０７は、共振周波数ｆ０である場合の、４個の共振器回路（Ｎ＝４個のフィルターの縦列接続）を含むフィルターカスケードの、様々な状況での成長関数を示す。最小Ｑとして、Ｑｍｉｎ＝１とする。
【００９６】
第１曲線５０３は、線形成長関数を示す。第２曲線５０４は、内耳の成長関数、すなわち、鼓膜の前で測定した音響圧に対する基底膜の速度を示す。第２曲線５０４のデータは、［２］に記載されている。第３曲線５０５は、Ｑ＝２に対する曲線を示す。第４曲線５０６は、Ｑ＝４に対する曲線を示し、第５曲線５０７は、Ｑ＝１０に対する曲線を示す。
【００９７】
従って、明らかに、図５には、パラメータとしてフィルターＱを有するｆ＝ｆ０に対するフィルター出力部の成長関数を示す。振幅が非常に大きい場合、および、振幅が非常に小さい場合、成長関数はほぼ線形となっている。著しいのは、４つの１０進数を上回って広がる大きな圧縮レンジ（特に、Ｑが大きい場合）である。入力信号（１００ｄＢ）の大きなダイナミックレンジを、４０ｄＢ（Ｑ＝１０に対して）に圧縮する。共振膨張により、静的な信号を、周波数指定して「増幅」する。成長関数は、生物の聴覚システムで測定される振幅応答を非常に良好にシミュレートしている（曲線５０４参照）。従って、本発明の回路配列では、内耳での非線形処理が、適合するように技術的にシミュレートされている。
【００９８】
さらに、図６Ａを参照して、本発明の他の好ましい実施例の回路配列６００について説明する。
【００９９】
回路配列６００は、第１共振器回路６０１と、第２共振器回路６０２とで構成されている。各共振器回路は、図２に示す共振器回路１０１のように構成されている。第２共振器回路６０２は、第１共振器回路６０１の下流に接続されている。
【０１００】
明らかに、回路配列６００を、２個の（Ｎ＝２）縦列接続されている共振器回路６０１・６０２の直接接続を実現したものとすることが出来る。
【０１０１】
図６Ａに示すように、上流に接続された共振器回路６０１のコイル２０２の第２端子は、下流に接続されている第２共振器回路６０２のノンリアクタンス抵抗２０３の第１端子と連結されている。
【０１０２】
共振器回路６０１・６０２が相互に直接連結されている図６Ａに示す実施例では、上流に接続されている共振器回路６０１の出力電圧ＵＣ１が、続く共振器回路６０２の入力電圧に等しくなっている。さらに、第１共振器回路６０１の出力電流は、第２共振器回路６０２の入力電流に等しくなっている。
【０１０３】
共振器回路６０１・６０２の抵抗Ｒ１または抵抗Ｒ２、インダクタンスＬ１またはインダクタンスＬ２、および、キャパシタＣ１またはキャパシタＣ２の値は、相互に異なっていてもよく、または、異なるように設定／調節されるようになっていてもよい。
【０１０４】
さらに、図６Ｂを参照して、図６Ａに示す共振器回路６０１・６０２をデジタル波フィルター６５０として実現したものについて説明する。
【０１０５】
このデジタル波フィルター６５０は、第１共振器回路６０１を表す第１素子６５１と、第２共振器回路６０２を表す第２素子６５２とで構成されていることが分かる。図６Ａに示す共振器回路６０１・６０２の接続された構成に対応して、２つの素子６５１・６５２は、図６Ｂに示すように直接相互に連結されている。これらの素子６５１・６５２の各々の内部構造は、図３のデジタル波フィルター３００の各々にほぼ対応している。
【０１０６】
さらに、図７Ａを参照して、本発明のまた別の実施例の回路配列７００について説明する。
【０１０７】
回路配列７００は、直列接続されている第１共振器回路７０１と第２共振器回路７０２とで構成されている。共振器回路７０１・７０２は、相互に分断された構成で縦列接続されていることが分かる。すなわち、共振器回路７０１と共振器回路７０２との間に、中間素子が接続されている。
【０１０８】
共振器回路７０１・７０２の各々は、ほぼ図２に示す共振器回路１０１のように構成されている。さらに、第１共振器回路７０１と第２共振器回路７０２との間には、演算増幅器７０３が備えられており、演算増幅器７０３の非反転入力部７０３ａは、上流に接続されている第１共振器回路７０１のコイル２０２の第２端子と連結されている。さらに、演算増幅器７０３の反転入力部７０３ｂは、自身の出力部７０３ｃにフィードバックされており、第１共振器回路７０１の下流に接続されている第２共振器回路７０２のノンリアクタンス抵抗２０３の第１端子と連結されている。
【０１０９】
この構成では、上流に接続されている共振器回路７０１の出力電圧ＵＣ１２０４は、第１共振器回路７０１の下流に接続されている第２共振器回路７０２の入力電圧に等しい。また、各共振器回路の出力電流はゼロである。上流に接続されている第１共振器回路７０１の下流に接続されている第２共振器回路７０２の入力電流は、下流に接続されている第２共振器回路７０２のインピーダンスだけに基づいている。図７Ａに示すように、アナログ技術では、これらの状況の実現はインピーダンス変換器を用いて可能となる。なお、上記インピーダンス変換器は、上流に接続されている共振器回路７０１の出力電圧を、下流に接続されている共振器回路７０２の入力部に印加するものである。
【０１１０】
さらに、図７Ｂを参照して、図７Ａの回路配列７００をデジタル波フィルター７５０として実現したものについて説明する。
【０１１１】
デジタル波フィルター７５０は、第１素子７５１と第２素子７５２とに分割され、第１素子７５１は、第１共振器回路７０１を表している一方、第２素子７５２は、第２共振器回路７０２を表している。演算増幅器７０３の相関性により、２つの素子７５１・７５２は、相互に連結されていることが分かる。素子７５１・７５２の各々の内部構成は、図３に示す構成の各々にほぼ対応している。第１素子７５１の入力信号はＵであり、第２素子７５２の入力信号はＵＣ１である。
【０１１２】
本願は以下の刊行物を引用した。
［１］ Schukat-Talamazzini, EG （1995）「自動音声認識（Automatische Spracherkennung）」, Friedrich Vieweg & Sohn Verlagsgesellschaft, Braunschweig/Wiesbaden, ISBN 3-528-05492-1,１〜３章
［２］ Ruggero, MA他. （2000) 「周波数同調の機械的拠点および蝸牛基底部での神経系励起：基底膜振動と内耳神経線維応答との毛皮における合成（Mechanical bases of frequency tuning and neural excitation at the base of the cochlea : comparison of basilar-membrane vibrations and auditory nerve-fiber responses in chinchilla）」, Proc. Natl. Acad. Sci. USA 97 (22) : 11744-11750
［３］ ＵＳ３，８０８，５４０
［４］ ＤＥ２４ ０１ ８１６ Ｃ２
【図面の簡単な説明】
【０１１３】
【図１】本発明の好ましい実施例に基づく回路配列を示す図である。
【図２】図２は、本発明の一実施例に基づく共振器回路を示す図である。
【図３】図３は、図２に示す共振器回路をデジタル波フィルターとした図である。
【図４】図４は、本発明の回路配列の相関性を明らかにするためのグラフである。
【図５】図５は、本発明の回路配列の相関性を明らかにするためのグラフである。
【図６Ａ】図６Ａは、本発明の他の好ましい実施例に基づく回路配列を示す図である。
【図６Ｂ】図６Ｂは、図６Ａに示す共振器回路を、デジタル波フィルターとして実現した図である。
【図７Ａ】図７Ａは、本発明の他の好ましい実施例に基づく回路配列を示す図である。
【図７Ｂ】図７Ｂは、図７Ａに示す共振器回路を、デジタル波フィルターとして実現した図である。
【符号の説明】
【０１１４】
１００ 回路配列
１０１ 共振器回路
１０２ 広域入力信号
１０３ （音響）信号源
１０４ 第１局部出力信号
１０５ 第１局部入力信号
１０６ 第２局部出力信号
１０７ 第２局部入力信号
１０８ 第３局部出力信号
１０９ 広域出力信号
１１１ 制御回路
２００ 入力信号
２０１ キャパシタ
２０２ インダクタンス
２０３ 調節可能なノンリアクタンス抵抗
２０４ 出力信号
３００ デジタル波フィルター
３０１ 第１ブロック（直列接続器）
３０２ 第２ブロック（並列接続器）
３０３ 第３ブロック（キャパシタ用のメモリー素子）
３０４ 第４ブロック（インダクタンス用のメモリー素子）
４００ グラフ
４０１ 横座標（横軸）
４０２ 縦座標（縦軸）
４０３ 第１曲線
４０４ 第２曲線
４０５ 第３曲線
４０６ 第４曲線
４０７ 第５曲線
４０８ 第６曲線
４０９ 第７曲線
４１０ 第８曲線
５００ グラフ
５０１ 横座標（縦軸）
５０２ 縦座標（横軸）
５０３ 第１曲線
５０４ 第２曲線
５０５ 第３曲線
５０６ 第４曲線
５０７ 第５曲線
６００ 回路配列
６０１ 第１共振器回路
６０２ 第２共振器回路
６５０ デジタル波フィルター
６５１ 第１素子
６５２ 第２素子
７００ 回路配列
７０１ 第１共振器回路
７０２ 第２共振器回路
７０３ 演算増幅器
７０３ａ 非反転入力部
７０３ｂ 反転入力部
７０３ｃ 出力部
７５０ デジタル波フィルター
７５１ 第１素子
７５２ 第２素子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号から出力信号を生成する共振器回路と、
上記共振器回路のＱを制御または調節する制御回路とを備えた、回路配列であって、
上記共振器回路は、
キャパシタ、インダクタ、上記入力信号を供給できる入力部、および、上記出力信号を供給できる出力部を備え、
上記制御回路は、入力信号および／または出力信号の、信号振幅の信号曲線に応じて共振器回路のＱを制御または調節するように、設置されている、回路配列。
【請求項２】
上記共振器回路が、上記制御回路によって制御可能なノンリアクタンス抵抗を備えている、請求項１に記載の回路配列。
【請求項３】
上記ノンリアクタンス抵抗の第１端子とキャパシタの第１端子との間に、入力信号が供給され、
上記キャパシタの第１端子と上記キャパシタの第２端子との間に、出力信号が供給されるようになっており、
上記ノンリアクタンス抵抗の第２端子がインダクタの第１端子に接続されており、インダクタの第２端子がキャパシタの第２端子に接続されている、請求項２に記載の回路配列。
【請求項４】
上記出力信号の振幅をパラメータとするボルツマン関数、および／または、その導関数に基づいて制御回路が共振器回路のＱを制御するように、制御回路が設置されている、請求項１〜３のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項５】
上記制御回路が人の耳に適するように算出された感度特性に基づく出力信号の振幅に応じて共振器回路のＱを設定するように、制御回路が設置されている、請求項１〜４のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項６】
上記出力信号の振幅が増大すれば増大する程、制御回路が共振器回路のＱを低く設定するように、制御回路が設置されている、請求項１〜５のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項７】
上記制御回路が出力信号の振幅に非線形に依存して共振器回路のＱを設定するように、上記制御回路が設置されている、請求項６に記載の回路配列。
【請求項８】
上記制御回路が、出力信号の振幅が所定の間隔内にあるように共振器回路のＱを設定するように上記制御回路が設置されている、請求項１〜７のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項９】
直列接続された複数の共振器回路を備え、
上流に接続された各共振器回路の出力信号が、下流に接続された共振器回路に、入力信号として供給されている、請求項１〜８のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１０】
上流に接続された共振器回路のコイルの第２端子が該上流に接続された共振器回路の下流に接続された共振器回路のノンリアクタンス抵抗の第１端子に接続されている、請求項９に記載の回路配列。
【請求項１１】
上流に接続された共振器回路と該共振器回路の下流に接続された共振器回路との間に、演算増幅器を備え、
上記演算増幅器の第１入力部が、上流に接続された共振器回路のコイルの第２端子に接続されており、
上記演算増幅器の第２入力部が、上記演算増幅器の出力部にフィードバック接続されていると共に、上流に接続された共振器回路の下流に接続された共振器回路のノンリアクタンス抵抗の第１端子に、接続されている、請求項９に記載の回路配列。
【請求項１２】
直列接続された全ての共振器回路のＱが、同じであるように設定されている、請求項９〜１１のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１３】
上記直列接続された各共振器回路のＱが、個々に設定されている、請求項９〜１１のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１４】
並列接続された複数の枝配線を備え、
上記枝線のそれぞれが、各共振器回路または直列接続された複数の共振器回路を備え、各共振器回路のＱが、制御回路によって制御される、請求項１〜１３のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１５】
ある連続した周波数間隔に対して全ての枝配線が透過性であるように、入力信号の各周波数範囲に対して各枝配線の少なくとも１つの共振器回路が透過性である、請求項１４に記載の回路配列。
【請求項１６】
複数の枝配線が透過性である上記周波数範囲が、少なくとも部分的に互いに重なっている、請求項１５に記載の回路配列。
【請求項１７】
上記枝配線の少なくとも１つの共振器回路の、容量値および／またはインダクタンス値が調整されていることにより、各枝配線が透過性である周波数範囲が予め決定されている、請求項１５または１６に記載の回路配列。
【請求項１８】
音信号を入力信号として処理する、請求項１〜１７のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１９】
上記出力信号をさらに処理するための追加処理ユニットを備えた、請求項１〜１８のいずれか１項に記載の回路配列を備えた信号処理装置。
【請求項２０】
上記追加処理ユニットが、音声認識デバイスまたは補聴器である、請求項１９に記載の信号処理装置。
【請求項２１】
アナログフィルターバンクまたはデジタルフィルターバンクとして設置されている、請求項１６または１７に記載の信号処理装置。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列接続された複数の共振器回路と、
上記共振器回路のＱを制御または調節する制御回路とを備えた、回路配列であって、
上流に接続された各共振器回路の出力信号が、下流に接続された共振器回路に、入力信号として供給されており、
入力信号から出力信号を生成する各共振器回路が配置されており、
上記共振器回路は、
キャパシタ、インダクタ、上記入力信号を供給できる入力部、および、上記出力信号を供給できる出力部を備え、
上記制御回路は、入力信号および／または出力信号の、信号振幅の信号曲線に応じて共振器回路のＱを制御または調節するように、設置されている、回路配列。
【請求項２】
上記共振器回路が、上記制御回路によって制御可能なノンリアクタンス抵抗を備えている、請求項１に記載の回路配列。
【請求項３】
上記ノンリアクタンス抵抗の第１端子とキャパシタの第１端子との間に、入力信号が供給されており、
上記キャパシタの第１端子と上記キャパシタの第２端子との間に、出力信号が供給されるようになっており、
上記ノンリアクタンス抵抗の第２端子がインダクタの第１端子に接続されており、インダクタの第２端子がキャパシタの第２端子に接続されている、請求項２に記載の回路配列。
【請求項４】
上記出力信号の振幅をパラメータとするボルツマン関数、および／または、その導関数に基づいて制御回路が共振器回路のＱを制御するように、制御回路が設置されている、請求項１〜３のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項５】
上記制御回路が人の耳に適するように算出された感度特性に基づく出力信号の振幅に応じて共振器回路のＱを設定するように、制御回路が設置されている、請求項１〜４のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項６】
上記出力信号の振幅が増大すれば増大する程、制御回路が共振器回路のＱを低く設定するように、上記制御回路が設置されている、請求項１〜５のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項７】
上記制御回路が出力信号の振幅に非線形に依存して共振器回路のＱを設定するように、上記制御回路が設置されている、請求項６に記載の回路配列。
【請求項８】
上記制御回路が、出力信号の振幅が所定の間隔内にあるように共振器回路のＱを設定するように上記制御回路が設置されている、請求項１〜７のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項９】
上流に接続された共振器回路のコイルの第２端子が該上流に接続された共振器回路の下流に接続された共振器回路のノンリアクタンス抵抗の第１端子に接続されている、請求項１〜８のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１０】
上流に接続された共振器回路と該共振器回路の下流に接続された共振器回路との間に、演算増幅器を備え、
上記演算増幅器の第１入力部が、上流に接続された共振器回路のコイルの第２端子に接続されており、
上記演算増幅器の第２入力部が、上記演算増幅器の出力部にフィードバック接続されていると共に、上流に接続された共振器回路の下流に接続された共振器回路の抵抗の第１端子に、接続されている、請求項１〜８のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１１】
直列接続された全ての共振器回路のＱが、同じであるように設定されている、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１２】
上記直列接続された各共振器回路のＱが、個々に設定されている、請求項９〜１１のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１３】
並列接続された複数の枝配線を備え、
上記枝線のそれぞれが、互いに直列に接続された複数の共振器回路を備え、各共振器回路のＱが、制御回路によって制御される、請求項１〜１２のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１４】
ある連続した周波数間隔に対して全ての枝配線が透過性であるように、入力信号の各周波数範囲に対して各枝配線の少なくとも１つの共振器回路が透過性である、請求項１３に記載の回路配列。
【請求項１５】
複数の枝配線が透過性である上記周波数範囲が、少なくとも部分的に互いに重なっている、請求項１４に記載の回路配列。
【請求項１６】
上記枝配線の共振器回路の、容量値および／またはインダクタンス値が調整されていることにより、各枝配線が透過性である周波数範囲が予め決定されている、請求項１５に記載の回路配列。
【請求項１７】
音信号を入力信号として処理する、請求項１〜１６のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１８】
上記出力信号をさらに処理するための追加処理ユニットを備えた、請求項１〜１７のいずれか１項に記載の回路配列を備えた信号処理装置。
【請求項１９】
上記追加処理ユニットが、音声認識デバイスまたは補聴器である、請求項１８に記載の信号処理装置。
【請求項２０】
請求項１５または１６に記載の回路配列がアナログフィルターバンクまたはデジタルフィルターバンクとして設置されている、信号処理装置。
【請求項１】
入力信号から出力信号を生成する共振器回路と、
上記共振器回路のＱを制御または調節する制御回路とを備えた、回路配列であって、
上記共振器回路は、
キャパシタ、インダクタ、上記入力信号を供給できる入力部、および、上記出力信号を供給できる出力部を備え、
上記制御回路は、入力信号および／または出力信号の、信号振幅の信号曲線に応じて共振器回路のＱを制御または調節するように、設置されている、回路配列。
【請求項２】
上記共振器回路が、上記制御回路によって制御可能なノンリアクタンス抵抗を備えている、請求項１に記載の回路配列。
【請求項３】
上記ノンリアクタンス抵抗の第１端子とキャパシタの第１端子との間に、入力信号が供給され、
上記キャパシタの第１端子と上記キャパシタの第２端子との間に、出力信号が供給されるようになっており、
上記ノンリアクタンス抵抗の第２端子がインダクタの第１端子に接続されており、インダクタの第２端子がキャパシタの第２端子に接続されている、請求項２に記載の回路配列。
【請求項４】
上記出力信号の振幅をパラメータとするボルツマン関数、および／または、その導関数に基づいて制御回路が共振器回路のＱを制御するように、制御回路が設置されている、請求項１〜３のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項５】
上記制御回路が人の耳に適するように算出された感度特性に基づく出力信号の振幅に応じて共振器回路のＱを設定するように、制御回路が設置されている、請求項１〜４のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項６】
上記出力信号の振幅が増大すれば増大する程、制御回路が共振器回路のＱを低く設定するように、制御回路が設置されている、請求項１〜５のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項７】
上記制御回路が出力信号の振幅に非線形に依存して共振器回路のＱを設定するように、上記制御回路が設置されている、請求項６に記載の回路配列。
【請求項８】
上記制御回路が、出力信号の振幅が所定の間隔内にあるように共振器回路のＱを設定するように上記制御回路が設置されている、請求項１〜７のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項９】
直列接続された複数の共振器回路を備え、
上流に接続された各共振器回路の出力信号が、下流に接続された共振器回路に、入力信号として供給されている、請求項１〜８のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１０】
上流に接続された共振器回路のコイルの第２端子が該上流に接続された共振器回路の下流に接続された共振器回路のノンリアクタンス抵抗の第１端子に接続されている、請求項９に記載の回路配列。
【請求項１１】
上流に接続された共振器回路と該共振器回路の下流に接続された共振器回路との間に、演算増幅器を備え、
上記演算増幅器の第１入力部が、上流に接続された共振器回路のコイルの第２端子に接続されており、
上記演算増幅器の第２入力部が、上記演算増幅器の出力部にフィードバック接続されていると共に、上流に接続された共振器回路の下流に接続された共振器回路のノンリアクタンス抵抗の第１端子に、接続されている、請求項９に記載の回路配列。
【請求項１２】
直列接続された全ての共振器回路のＱが、同じであるように設定されている、請求項９〜１１のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１３】
上記直列接続された各共振器回路のＱが、個々に設定されている、請求項９〜１１のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１４】
並列接続された複数の枝配線を備え、
上記枝線のそれぞれが、各共振器回路または直列接続された複数の共振器回路を備え、各共振器回路のＱが、制御回路によって制御される、請求項１〜１３のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１５】
ある連続した周波数間隔に対して全ての枝配線が透過性であるように、入力信号の各周波数範囲に対して各枝配線の少なくとも１つの共振器回路が透過性である、請求項１４に記載の回路配列。
【請求項１６】
複数の枝配線が透過性である上記周波数範囲が、少なくとも部分的に互いに重なっている、請求項１５に記載の回路配列。
【請求項１７】
上記枝配線の少なくとも１つの共振器回路の、容量値および／またはインダクタンス値が調整されていることにより、各枝配線が透過性である周波数範囲が予め決定されている、請求項１５または１６に記載の回路配列。
【請求項１８】
音信号を入力信号として処理する、請求項１〜１７のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１９】
上記出力信号をさらに処理するための追加処理ユニットを備えた、請求項１〜１８のいずれか１項に記載の回路配列を備えた信号処理装置。
【請求項２０】
上記追加処理ユニットが、音声認識デバイスまたは補聴器である、請求項１９に記載の信号処理装置。
【請求項２１】
アナログフィルターバンクまたはデジタルフィルターバンクとして設置されている、請求項１６または１７に記載の信号処理装置。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列接続された複数の共振器回路と、
上記共振器回路のＱを制御または調節する制御回路とを備えた、回路配列であって、
上流に接続された各共振器回路の出力信号が、下流に接続された共振器回路に、入力信号として供給されており、
入力信号から出力信号を生成する各共振器回路が配置されており、
上記共振器回路は、
キャパシタ、インダクタ、上記入力信号を供給できる入力部、および、上記出力信号を供給できる出力部を備え、
上記制御回路は、入力信号および／または出力信号の、信号振幅の信号曲線に応じて共振器回路のＱを制御または調節するように、設置されている、回路配列。
【請求項２】
上記共振器回路が、上記制御回路によって制御可能なノンリアクタンス抵抗を備えている、請求項１に記載の回路配列。
【請求項３】
上記ノンリアクタンス抵抗の第１端子とキャパシタの第１端子との間に、入力信号が供給されており、
上記キャパシタの第１端子と上記キャパシタの第２端子との間に、出力信号が供給されるようになっており、
上記ノンリアクタンス抵抗の第２端子がインダクタの第１端子に接続されており、インダクタの第２端子がキャパシタの第２端子に接続されている、請求項２に記載の回路配列。
【請求項４】
上記出力信号の振幅をパラメータとするボルツマン関数、および／または、その導関数に基づいて制御回路が共振器回路のＱを制御するように、制御回路が設置されている、請求項１〜３のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項５】
上記制御回路が人の耳に適するように算出された感度特性に基づく出力信号の振幅に応じて共振器回路のＱを設定するように、制御回路が設置されている、請求項１〜４のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項６】
上記出力信号の振幅が増大すれば増大する程、制御回路が共振器回路のＱを低く設定するように、上記制御回路が設置されている、請求項１〜５のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項７】
上記制御回路が出力信号の振幅に非線形に依存して共振器回路のＱを設定するように、上記制御回路が設置されている、請求項６に記載の回路配列。
【請求項８】
上記制御回路が、出力信号の振幅が所定の間隔内にあるように共振器回路のＱを設定するように上記制御回路が設置されている、請求項１〜７のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項９】
上流に接続された共振器回路のコイルの第２端子が該上流に接続された共振器回路の下流に接続された共振器回路のノンリアクタンス抵抗の第１端子に接続されている、請求項１〜８のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１０】
上流に接続された共振器回路と該共振器回路の下流に接続された共振器回路との間に、演算増幅器を備え、
上記演算増幅器の第１入力部が、上流に接続された共振器回路のコイルの第２端子に接続されており、
上記演算増幅器の第２入力部が、上記演算増幅器の出力部にフィードバック接続されていると共に、上流に接続された共振器回路の下流に接続された共振器回路の抵抗の第１端子に、接続されている、請求項１〜８のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１１】
直列接続された全ての共振器回路のＱが、同じであるように設定されている、請求項１〜１０のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１２】
上記直列接続された各共振器回路のＱが、個々に設定されている、請求項９〜１１のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１３】
並列接続された複数の枝配線を備え、
上記枝線のそれぞれが、互いに直列に接続された複数の共振器回路を備え、各共振器回路のＱが、制御回路によって制御される、請求項１〜１２のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１４】
ある連続した周波数間隔に対して全ての枝配線が透過性であるように、入力信号の各周波数範囲に対して各枝配線の少なくとも１つの共振器回路が透過性である、請求項１３に記載の回路配列。
【請求項１５】
複数の枝配線が透過性である上記周波数範囲が、少なくとも部分的に互いに重なっている、請求項１４に記載の回路配列。
【請求項１６】
上記枝配線の共振器回路の、容量値および／またはインダクタンス値が調整されていることにより、各枝配線が透過性である周波数範囲が予め決定されている、請求項１５に記載の回路配列。
【請求項１７】
音信号を入力信号として処理する、請求項１〜１６のいずれか１項に記載の回路配列。
【請求項１８】
上記出力信号をさらに処理するための追加処理ユニットを備えた、請求項１〜１７のいずれか１項に記載の回路配列を備えた信号処理装置。
【請求項１９】
上記追加処理ユニットが、音声認識デバイスまたは補聴器である、請求項１８に記載の信号処理装置。
【請求項２０】
請求項１５または１６に記載の回路配列がアナログフィルターバンクまたはデジタルフィルターバンクとして設置されている、信号処理装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公表番号】特表２００６−５０１７０８（Ｐ２００６−５０１７０８Ａ）
【公表日】平成１８年１月１２日（２００６．１．１２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００４−５３８７０２（Ｐ２００４−５３８７０２）
【出願日】平成１５年９月５日（２００３．９．５）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＤＥ２００３／００２９５６
【国際公開番号】ＷＯ２００４／０３０２０９
【国際公開日】平成１６年４月８日（２００４．４．８）
【出願人】（５０１２０９０７０）インフィネオン テクノロジーズ アクチエンゲゼルシャフト (331)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成１８年１月１２日（２００６．１．１２）
【国際特許分類】
【出願日】平成１５年９月５日（２００３．９．５）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＤＥ２００３／００２９５６
【国際公開番号】ＷＯ２００４／０３０２０９
【国際公開日】平成１６年４月８日（２００４．４．８）
【出願人】（５０１２０９０７０）インフィネオン テクノロジーズ アクチエンゲゼルシャフト (331)
【Ｆターム（参考）】
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