無線受信機
【課題】ＰＬＬのループフィルタの帯域を大きくすることにより、局部発振器の位相雑音性能が大幅に改善し、隣接チャネル選択性能を改善する受信機を提供する。
【解決手段】受信信号と局部発振器から出力されるローカル信号とをミキサでミキシングし、生成された中間周波数（ＩＦ）信号をバンドパスフィルタで選択して復調する無線受信機において、局部発振器は、受信信号のチャネル周波数間隔のｎ倍（ｎは３以上の整数）の周波数間隔のローカル信号を切り替えて出力する構成であり、バンドパスフィルタは、受信信号の受信すべきチャネルによって通過帯域の中心周波数を切り替える構成である。
【解決手段】受信信号と局部発振器から出力されるローカル信号とをミキサでミキシングし、生成された中間周波数（ＩＦ）信号をバンドパスフィルタで選択して復調する無線受信機において、局部発振器は、受信信号のチャネル周波数間隔のｎ倍（ｎは３以上の整数）の周波数間隔のローカル信号を切り替えて出力する構成であり、バンドパスフィルタは、受信信号の受信すべきチャネルによって通過帯域の中心周波数を切り替える構成である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、局部発振器の発振周波数（ｆLO）を、複数のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定し、同チャネルブロック内のチャネルに対して局部発振器の発振周波数を一定に保ち、隣接チャネル選択性能に必要な局部発振器の位相雑音特性をＰＬＬ（フェーズロック・ループ）により大幅に改善する無線受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６は、従来のヘテロダイン受信機の構成例を示す（非特許文献１）。
図６において、受信信号は低雑音増幅器（ＬＮＡ）６１で増幅された後に、ミキサ回路６２で局部発振器６０からのローカル信号（ｆLO）とミキシングされ、中間周波数（ＩＦ）信号（ｆIF）に変換される。その後、バンドパスフィルタ６３により当該ＩＦ信号を選択し、ＩＦ増幅器６４を介して検波器６５に入力して復調される。
【０００３】
ここに示す局部発振器６０は積分型ＰＬＬであり、電圧制御発振器（ＶＣＯ）６６、分周器６７、比較器６８およびループフィルタ６９により構成される。ＶＣＯ６６から出力されるローカル信号（ｆLO）は、分周器６７でチャネル選択制御信号に応じて分周され、当該分周信号と参照信号（ｆCH：チャネル周波数間隔）が比較器６８で位相比較され、ループフィルタ６９を介して電圧制御発振器６６にフィードバックされる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Behzad Razavi, RF Microelectronics, pp.122-129, Prentice Hall PTR, 1998.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来のヘテロダイン受信機における局部発振器６０の位相雑音特性の一例を図７に示す。希望信号周波数をｆC 、ローカル信号周波数をｆLOとすると、ＩＦ信号周波数ｆIFは例えば、
ｆIF＝ｆC −ｆLO（ｆC ＞ｆLOのとき）
となる。しかし、図７に示すようにローカル信号に周波数ｆLO＋ｆCHの雑音信号が含まれると、この雑音信号と周波数ｆC ＋ｆCHの隣接チャネル信号とが混合され、同じＩＦ信号周波数ｆIF（＝ｆC −ｆLO）にダウンコンバージョンされる。このため、同じＩＦ信号周波数をもつ妨害波が発生し、受信性能を大幅に低下させる。
【０００６】
この隣接チャネル選択度の問題を解決するには、ローカル信号に含まれる位相雑音を低減する必要がある。このため、従来技術では局部発振器にＱ値の大きなＬＣ共振器を用いてきた。しかし、ＩＣチップ上にＬＣ共振器を作成するとチップ面積が増加し、チップコストを上昇させる要因になる。
【０００７】
また従来技術では、チャネル周波数間隔ｆCHよりも高周波の参照信号と帯域の広いループフィルタを用いたデルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬにより、周波数ｆLO＋ｆCHの雑音信号を抑圧する手法が用いられることがある。しかし、この手法では分周器の分周比を擬似ランダム的に変動させるデルタ・シグマ処理により多数のスプリアスが発生する。特に、参照信号周波数をチャネル周波数間隔ｆCHよりも大幅に大きくすると、このスプリアスを抑圧することが複雑になり、デルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬの設計が困難になる。
【０００８】
本発明は、局部発振器の位相雑音性能の改善により隣接チャネル選択性能を改善することができる無線受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、受信信号と局部発振器から出力されるローカル信号とをミキサでミキシングし、生成された中間周波数（ＩＦ）信号をバンドパスフィルタで選択して復調する無線受信機において、局部発振器は、受信信号のチャネル周波数間隔のｎ倍（ｎは３以上の整数）の周波数間隔のローカル信号を切り替えて出力する構成であり、バンドパスフィルタは、受信信号の受信すべきチャネルによって通過帯域の中心周波数を切り替える構成である。
【００１０】
局部発振器は、積分型ＰＬＬ（フェーズロック・ループ）を用い、ループフィルタの帯域は、チャネル周波数間隔の２倍より大きくｎ倍より小さいものとする。
【００１１】
局部発振器は、デルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬ（フェーズロック・ループ）を用い、ループフィルタの帯域は、チャネル周波数間隔の２倍より大きくｍ×ｎ倍（ｍ＞１）より小さいものとする。
【００１２】
バンドパスフィルタは、チャネル選択制御信号に応じて通過帯域の中心周波数を切り替える複素バンドパスフィルタである。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の無線受信機は、局部発振器の発振周波数ｆLOを複数のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定し、同ブロック内のチャネルで一定に保つ構成であり、チャネル周波数間隔ｆCHよりも高周波の参照信号を用いたＰＬＬによりループフィルタの帯域を大きくすることにより、局部発振器の位相雑音性能が大幅に改善し、隣接チャネル選択性能を改善することができる。これにより、無線受信機にオンチップＬＣ共振器が不要となり、チップ面積を大幅に縮小してチップコストの低減を可能とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の無線受信機の実施例１を示す図である。
【図２】局部発振器１０Ａの位相雑音特性を示す図である。
【図３】ＩＦ可変型複素バンドパスフィルタ２０の構成例を示す図である。
【図４】ＩＦ可変型複素バンドパスフィルタ２０のフィルタ特性を示す図である。
【図５】本発明の無線受信機の実施例２を示す図である。
【図６】従来のヘテロダイン受信機の構成例を示す図である。
【図７】局部発振器６０の位相雑音特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００１５】
図１は、本発明の無線受信機の実施例１を示す。
図１において、無線受信機は、図６に示す従来のヘテロダイン受信機と同様の低雑音増幅器（ＬＮＡ）６１、ミキサ回路６２、ＩＦ増幅器６４、検波器６５を備えるとともに、局部発振器６０およびバンドパスフィルタ６３に代えて、発振周波数を複数のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定する局部発振器１０Ａおよびチャネル選択制御信号に応じたＩＦ信号を選択するＩＦ可変型複素バンドパスフィルタ２０を用いた構成である。ここでは、局部発振器１０Ａとして積分型ＰＬＬを用いる構成例を示す。
【００１６】
局部発振器１０Ａは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１、分周器１２、比較器１３およびループフィルタ１４により構成される。分周器１２は、電圧制御発振器１１から出力されるローカル信号（ｆLO）を、ｎ個（ｎは３以上の整数）のチャネルに対応するブロック選択制御信号に応じて分周する。比較器１３は、分周器１２から出力されるローカル信号の分周信号と、チャネル周波数間隔ｆCHのｎ倍の参照信号（ｎ×ｆCH）を比較し、ＶＣＯ１１を制御するフィードバックループを形成する。
【００１７】
これにより、ＶＣＯ１１の発振周波数ｆLOは、ｎ個のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定され、同一のチャネルブロック内では一定となり、ミキサ回路６２から出力される各チャネルのＩＦ信号周波数ｆIFはチャネルごとに異なることになる。このため、チャネル選択はＩＦ可変型複素バンドパスフィルタ２０を用いて行われる。
【００１８】
ループフィルタ１４の帯域は、チャネル周波数間隔ｆCHよりも大きく、そのｎ倍よりも小さく設定される。図２に、局部発振器１０Ａの位相雑音特性を示す。上向き矢印は中心周波数付近の出力であり、ＶＣＯ１１の元々持っていた位相雑音がＰＬＬにより抑圧されている。これに対し、ループフィルタ１４の帯域の外側の位相雑音はＰＬＬにより抑圧されないため、ＶＣＯ１１の元々持っていた位相雑音特性を示している。
【００１９】
以上により、ＶＣＯ１１に含まれる位相雑音は、広いループフィルタ帯域の範囲で位相雑音の小さい水晶発振器からの参照信号により補正されて大幅に低減される。すなわち、隣接チャネル信号の折り返し妨害信号が大幅に抑圧される。この時、隣接チャネル信号の折り返しに影響する位相雑音を低減するには、ループフィルタ１４の帯域をチャネル周波数間隔ｆCHの２倍よりも大きくする必要がある。このため、チャネルブロックを構成するチャネル数ｎは３以上であり、位相雑音を充分低減するには通常ｎ≧６程度に設定することが好ましい。また、チャネル数ｎの値は大きければ大きいほど効果が大きくなるが、周波数シフト量の誤差限界を考慮すると、チャネル数ｎの上限は例えば 100程度が好ましい。
【００２０】
図３は、ＩＦ可変型複素バンドパスフィルタ２０の構成例を示す。
図３において、本フィルタは直交信号に対応する構成であり、Ｉ位相信号およびＱ位相信号に対して偶数個のローパスフィルタ（ＬＰＦ）ブロックと、周波数シフト量を決定する偶数個のフィードバックブロックから構成される。図４(1) 〜(3) に示すように、フィードバックブロックへの制御信号により、周波数シフト量および、そのプラス・マイナスの周波数シフト方向が決定される。
【００２１】
なお、本実施例では、チャネル選択にＩＦ可変型複素バンドパスフィルタ２０を用いているが、複数の複素バンドパスフィルタをスイッチ等で切り替えて使ってもよい。また、アナログ信号処理のＩＦ可変型複素バンドパスフィルタ２０に代えて、図１に示すＩＦ増幅器６４の後段おいてアナログ／デジタル変換したデジタル信号に対するフィルタリング処理により、同様の機能を実現することができる。
【実施例２】
【００２２】
図５は、本発明の無線受信機の実施例２を示す。
図５において、実施例２の無線受信機は、図１に示す実施例１の無線受信器の局部発振器１０Ａに代えて、デルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬを用いる局部発振器１０Ｂを備えた構成である。局部発振器１０Ｂは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１、分周器１２、比較器１３、ループフィルタ１４および分周比擬似ランダム設定回路１５により構成される。
【００２３】
分周比擬似ランダム設定回路１５は、周波数ロック時における分周器１２の分周比を擬似ランダム的に変動させることで、出力信号周波数間隔ｎｆCHよりも高周波の参照信号を用いることができる。ここでは、参照信号周波数が出力信号周波数間隔ｎｆCHよりもｍ倍大きい（ｍ＞１）とする。
【００２４】
本実施例の局部発振器１０Ｂにおいても、発振周波数はｎ個のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定される。このため、同一のチャネルブロック内では局部発振器１０Ｂの発振周波数は一定であり、各チャネルのＩＦ信号周波数ｆIFはチャネルごとに異なる。このためチャネル選択はＩＦ可変型複素バンドパスフィルタ２０を用いている。
【００２５】
また、局部発振器１０Ｂを構成するループフィルタ１４の帯域は、チャネル周波数間隔ｆCHよりも大きく、そのｍ×ｎ倍よりも小さく設定される。したがって、実施例１における同じｎの値を用いた局部発振器に比べて、ループフィルタ帯域をｍ倍大きくできる。このためｎの値が実施例１に比べて小さい場合でも、局部発振器１０Ｂの出力に含まれる位相雑音は広いループフィルタ帯域により大幅に低減することができ、隣接チャネル信号の折り返し妨害信号を大幅に抑圧できる。この時、隣接チャネル信号の折り返しに影響する位相雑音を低減するには、ループフィルタの帯域をチャネル周波数間隔ｆCHの２倍よりも大きくする必要がある。すなわち、ｍ×ｎ＞２が必要条件であり、位相雑音を充分低減するには通常ｍ×ｎ≧６程度に設定する。
【００２６】
なお、ｎ＝１である一般的なデルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬを用いても、ｍを充分大きくすれば同様な効果が得られる。しかし、上記のようにｍ値が大きくなれば擬似ランダム処理が複雑になり、不要なスプリアスが起こらないようにするため設計が困難になる。そこで、実施例２では３以上の整数ｎを用いることで小さいｍ値でも同様の広いループフィルタ帯域が実現でき、ｍ値を小さくすることでデルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬの構成を簡略化できるという長所も持つ。
【符号の説明】
【００２７】
１０Ａ，１０Ｂ 局部発振器
１１ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
１２ 分周器
１３ 比較器
１４ ループフィルタ
１５ 分周比擬似ランダム設定回路
２０ ＩＦ可変型複素バンドパスフィルタ
６０ 局部発振器
６１ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
６２ ミキサ回路
６３ バンドパスフィルタ
６４ ＩＦ増幅器
６５ 検波器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、局部発振器の発振周波数（ｆLO）を、複数のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定し、同チャネルブロック内のチャネルに対して局部発振器の発振周波数を一定に保ち、隣接チャネル選択性能に必要な局部発振器の位相雑音特性をＰＬＬ（フェーズロック・ループ）により大幅に改善する無線受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
図６は、従来のヘテロダイン受信機の構成例を示す（非特許文献１）。
図６において、受信信号は低雑音増幅器（ＬＮＡ）６１で増幅された後に、ミキサ回路６２で局部発振器６０からのローカル信号（ｆLO）とミキシングされ、中間周波数（ＩＦ）信号（ｆIF）に変換される。その後、バンドパスフィルタ６３により当該ＩＦ信号を選択し、ＩＦ増幅器６４を介して検波器６５に入力して復調される。
【０００３】
ここに示す局部発振器６０は積分型ＰＬＬであり、電圧制御発振器（ＶＣＯ）６６、分周器６７、比較器６８およびループフィルタ６９により構成される。ＶＣＯ６６から出力されるローカル信号（ｆLO）は、分周器６７でチャネル選択制御信号に応じて分周され、当該分周信号と参照信号（ｆCH：チャネル周波数間隔）が比較器６８で位相比較され、ループフィルタ６９を介して電圧制御発振器６６にフィードバックされる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Behzad Razavi, RF Microelectronics, pp.122-129, Prentice Hall PTR, 1998.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来のヘテロダイン受信機における局部発振器６０の位相雑音特性の一例を図７に示す。希望信号周波数をｆC 、ローカル信号周波数をｆLOとすると、ＩＦ信号周波数ｆIFは例えば、
ｆIF＝ｆC −ｆLO（ｆC ＞ｆLOのとき）
となる。しかし、図７に示すようにローカル信号に周波数ｆLO＋ｆCHの雑音信号が含まれると、この雑音信号と周波数ｆC ＋ｆCHの隣接チャネル信号とが混合され、同じＩＦ信号周波数ｆIF（＝ｆC −ｆLO）にダウンコンバージョンされる。このため、同じＩＦ信号周波数をもつ妨害波が発生し、受信性能を大幅に低下させる。
【０００６】
この隣接チャネル選択度の問題を解決するには、ローカル信号に含まれる位相雑音を低減する必要がある。このため、従来技術では局部発振器にＱ値の大きなＬＣ共振器を用いてきた。しかし、ＩＣチップ上にＬＣ共振器を作成するとチップ面積が増加し、チップコストを上昇させる要因になる。
【０００７】
また従来技術では、チャネル周波数間隔ｆCHよりも高周波の参照信号と帯域の広いループフィルタを用いたデルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬにより、周波数ｆLO＋ｆCHの雑音信号を抑圧する手法が用いられることがある。しかし、この手法では分周器の分周比を擬似ランダム的に変動させるデルタ・シグマ処理により多数のスプリアスが発生する。特に、参照信号周波数をチャネル周波数間隔ｆCHよりも大幅に大きくすると、このスプリアスを抑圧することが複雑になり、デルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬの設計が困難になる。
【０００８】
本発明は、局部発振器の位相雑音性能の改善により隣接チャネル選択性能を改善することができる無線受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、受信信号と局部発振器から出力されるローカル信号とをミキサでミキシングし、生成された中間周波数（ＩＦ）信号をバンドパスフィルタで選択して復調する無線受信機において、局部発振器は、受信信号のチャネル周波数間隔のｎ倍（ｎは３以上の整数）の周波数間隔のローカル信号を切り替えて出力する構成であり、バンドパスフィルタは、受信信号の受信すべきチャネルによって通過帯域の中心周波数を切り替える構成である。
【００１０】
局部発振器は、積分型ＰＬＬ（フェーズロック・ループ）を用い、ループフィルタの帯域は、チャネル周波数間隔の２倍より大きくｎ倍より小さいものとする。
【００１１】
局部発振器は、デルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬ（フェーズロック・ループ）を用い、ループフィルタの帯域は、チャネル周波数間隔の２倍より大きくｍ×ｎ倍（ｍ＞１）より小さいものとする。
【００１２】
バンドパスフィルタは、チャネル選択制御信号に応じて通過帯域の中心周波数を切り替える複素バンドパスフィルタである。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の無線受信機は、局部発振器の発振周波数ｆLOを複数のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定し、同ブロック内のチャネルで一定に保つ構成であり、チャネル周波数間隔ｆCHよりも高周波の参照信号を用いたＰＬＬによりループフィルタの帯域を大きくすることにより、局部発振器の位相雑音性能が大幅に改善し、隣接チャネル選択性能を改善することができる。これにより、無線受信機にオンチップＬＣ共振器が不要となり、チップ面積を大幅に縮小してチップコストの低減を可能とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の無線受信機の実施例１を示す図である。
【図２】局部発振器１０Ａの位相雑音特性を示す図である。
【図３】ＩＦ可変型複素バンドパスフィルタ２０の構成例を示す図である。
【図４】ＩＦ可変型複素バンドパスフィルタ２０のフィルタ特性を示す図である。
【図５】本発明の無線受信機の実施例２を示す図である。
【図６】従来のヘテロダイン受信機の構成例を示す図である。
【図７】局部発振器６０の位相雑音特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００１５】
図１は、本発明の無線受信機の実施例１を示す。
図１において、無線受信機は、図６に示す従来のヘテロダイン受信機と同様の低雑音増幅器（ＬＮＡ）６１、ミキサ回路６２、ＩＦ増幅器６４、検波器６５を備えるとともに、局部発振器６０およびバンドパスフィルタ６３に代えて、発振周波数を複数のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定する局部発振器１０Ａおよびチャネル選択制御信号に応じたＩＦ信号を選択するＩＦ可変型複素バンドパスフィルタ２０を用いた構成である。ここでは、局部発振器１０Ａとして積分型ＰＬＬを用いる構成例を示す。
【００１６】
局部発振器１０Ａは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１、分周器１２、比較器１３およびループフィルタ１４により構成される。分周器１２は、電圧制御発振器１１から出力されるローカル信号（ｆLO）を、ｎ個（ｎは３以上の整数）のチャネルに対応するブロック選択制御信号に応じて分周する。比較器１３は、分周器１２から出力されるローカル信号の分周信号と、チャネル周波数間隔ｆCHのｎ倍の参照信号（ｎ×ｆCH）を比較し、ＶＣＯ１１を制御するフィードバックループを形成する。
【００１７】
これにより、ＶＣＯ１１の発振周波数ｆLOは、ｎ個のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定され、同一のチャネルブロック内では一定となり、ミキサ回路６２から出力される各チャネルのＩＦ信号周波数ｆIFはチャネルごとに異なることになる。このため、チャネル選択はＩＦ可変型複素バンドパスフィルタ２０を用いて行われる。
【００１８】
ループフィルタ１４の帯域は、チャネル周波数間隔ｆCHよりも大きく、そのｎ倍よりも小さく設定される。図２に、局部発振器１０Ａの位相雑音特性を示す。上向き矢印は中心周波数付近の出力であり、ＶＣＯ１１の元々持っていた位相雑音がＰＬＬにより抑圧されている。これに対し、ループフィルタ１４の帯域の外側の位相雑音はＰＬＬにより抑圧されないため、ＶＣＯ１１の元々持っていた位相雑音特性を示している。
【００１９】
以上により、ＶＣＯ１１に含まれる位相雑音は、広いループフィルタ帯域の範囲で位相雑音の小さい水晶発振器からの参照信号により補正されて大幅に低減される。すなわち、隣接チャネル信号の折り返し妨害信号が大幅に抑圧される。この時、隣接チャネル信号の折り返しに影響する位相雑音を低減するには、ループフィルタ１４の帯域をチャネル周波数間隔ｆCHの２倍よりも大きくする必要がある。このため、チャネルブロックを構成するチャネル数ｎは３以上であり、位相雑音を充分低減するには通常ｎ≧６程度に設定することが好ましい。また、チャネル数ｎの値は大きければ大きいほど効果が大きくなるが、周波数シフト量の誤差限界を考慮すると、チャネル数ｎの上限は例えば 100程度が好ましい。
【００２０】
図３は、ＩＦ可変型複素バンドパスフィルタ２０の構成例を示す。
図３において、本フィルタは直交信号に対応する構成であり、Ｉ位相信号およびＱ位相信号に対して偶数個のローパスフィルタ（ＬＰＦ）ブロックと、周波数シフト量を決定する偶数個のフィードバックブロックから構成される。図４(1) 〜(3) に示すように、フィードバックブロックへの制御信号により、周波数シフト量および、そのプラス・マイナスの周波数シフト方向が決定される。
【００２１】
なお、本実施例では、チャネル選択にＩＦ可変型複素バンドパスフィルタ２０を用いているが、複数の複素バンドパスフィルタをスイッチ等で切り替えて使ってもよい。また、アナログ信号処理のＩＦ可変型複素バンドパスフィルタ２０に代えて、図１に示すＩＦ増幅器６４の後段おいてアナログ／デジタル変換したデジタル信号に対するフィルタリング処理により、同様の機能を実現することができる。
【実施例２】
【００２２】
図５は、本発明の無線受信機の実施例２を示す。
図５において、実施例２の無線受信機は、図１に示す実施例１の無線受信器の局部発振器１０Ａに代えて、デルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬを用いる局部発振器１０Ｂを備えた構成である。局部発振器１０Ｂは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１、分周器１２、比較器１３、ループフィルタ１４および分周比擬似ランダム設定回路１５により構成される。
【００２３】
分周比擬似ランダム設定回路１５は、周波数ロック時における分周器１２の分周比を擬似ランダム的に変動させることで、出力信号周波数間隔ｎｆCHよりも高周波の参照信号を用いることができる。ここでは、参照信号周波数が出力信号周波数間隔ｎｆCHよりもｍ倍大きい（ｍ＞１）とする。
【００２４】
本実施例の局部発振器１０Ｂにおいても、発振周波数はｎ個のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定される。このため、同一のチャネルブロック内では局部発振器１０Ｂの発振周波数は一定であり、各チャネルのＩＦ信号周波数ｆIFはチャネルごとに異なる。このためチャネル選択はＩＦ可変型複素バンドパスフィルタ２０を用いている。
【００２５】
また、局部発振器１０Ｂを構成するループフィルタ１４の帯域は、チャネル周波数間隔ｆCHよりも大きく、そのｍ×ｎ倍よりも小さく設定される。したがって、実施例１における同じｎの値を用いた局部発振器に比べて、ループフィルタ帯域をｍ倍大きくできる。このためｎの値が実施例１に比べて小さい場合でも、局部発振器１０Ｂの出力に含まれる位相雑音は広いループフィルタ帯域により大幅に低減することができ、隣接チャネル信号の折り返し妨害信号を大幅に抑圧できる。この時、隣接チャネル信号の折り返しに影響する位相雑音を低減するには、ループフィルタの帯域をチャネル周波数間隔ｆCHの２倍よりも大きくする必要がある。すなわち、ｍ×ｎ＞２が必要条件であり、位相雑音を充分低減するには通常ｍ×ｎ≧６程度に設定する。
【００２６】
なお、ｎ＝１である一般的なデルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬを用いても、ｍを充分大きくすれば同様な効果が得られる。しかし、上記のようにｍ値が大きくなれば擬似ランダム処理が複雑になり、不要なスプリアスが起こらないようにするため設計が困難になる。そこで、実施例２では３以上の整数ｎを用いることで小さいｍ値でも同様の広いループフィルタ帯域が実現でき、ｍ値を小さくすることでデルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬの構成を簡略化できるという長所も持つ。
【符号の説明】
【００２７】
１０Ａ，１０Ｂ 局部発振器
１１ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
１２ 分周器
１３ 比較器
１４ ループフィルタ
１５ 分周比擬似ランダム設定回路
２０ ＩＦ可変型複素バンドパスフィルタ
６０ 局部発振器
６１ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
６２ ミキサ回路
６３ バンドパスフィルタ
６４ ＩＦ増幅器
６５ 検波器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号と局部発振器から出力されるローカル信号とをミキサでミキシングし、生成された中間周波数（ＩＦ）信号をバンドパスフィルタで選択して復調する無線受信機において、
前記局部発振器は、前記受信信号のチャネル周波数間隔のｎ倍（ｎは３以上の整数）の周波数間隔のローカル信号を切り替えて出力する構成であり、
前記バンドパスフィルタは、前記受信信号の受信すべきチャネルによって通過帯域の中心周波数を切り替える構成である
ことを特徴とする無線受信機。
【請求項２】
請求項１に記載の無線受信機において、
前記局部発振器は、積分型ＰＬＬ（フェーズロック・ループ）を用い、ループフィルタの帯域は、前記チャネル周波数間隔の２倍より大きくｎ倍より小さい
ことを特徴とする無線受信機。
【請求項３】
請求項１に記載の無線受信機において、
前記局部発振器は、デルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬ（フェーズロック・ループ）を用い、ループフィルタの帯域は、前記チャネル周波数間隔の２倍より大きくｍ×ｎ倍（ｍ＞１）より小さい
ことを特徴とする無線受信機。
【請求項４】
請求項１に記載の無線受信機において、
前記バンドパスフィルタは、チャネル選択制御信号に応じて通過帯域の中心周波数を切り替える複素バンドパスフィルタである
ことを特徴とする無線受信機。
【請求項１】
受信信号と局部発振器から出力されるローカル信号とをミキサでミキシングし、生成された中間周波数（ＩＦ）信号をバンドパスフィルタで選択して復調する無線受信機において、
前記局部発振器は、前記受信信号のチャネル周波数間隔のｎ倍（ｎは３以上の整数）の周波数間隔のローカル信号を切り替えて出力する構成であり、
前記バンドパスフィルタは、前記受信信号の受信すべきチャネルによって通過帯域の中心周波数を切り替える構成である
ことを特徴とする無線受信機。
【請求項２】
請求項１に記載の無線受信機において、
前記局部発振器は、積分型ＰＬＬ（フェーズロック・ループ）を用い、ループフィルタの帯域は、前記チャネル周波数間隔の２倍より大きくｎ倍より小さい
ことを特徴とする無線受信機。
【請求項３】
請求項１に記載の無線受信機において、
前記局部発振器は、デルタ・シグマ型分数分周ＰＬＬ（フェーズロック・ループ）を用い、ループフィルタの帯域は、前記チャネル周波数間隔の２倍より大きくｍ×ｎ倍（ｍ＞１）より小さい
ことを特徴とする無線受信機。
【請求項４】
請求項１に記載の無線受信機において、
前記バンドパスフィルタは、チャネル選択制御信号に応じて通過帯域の中心周波数を切り替える複素バンドパスフィルタである
ことを特徴とする無線受信機。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１３−２６９６９（Ｐ２０１３−２６９６９Ａ）
【公開日】平成２５年２月４日（２０１３．２．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１６２１４８（Ｐ２０１１−１６２１４８）
【出願日】平成２３年７月２５日（２０１１．７．２５）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月４日（２０１３．２．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月２５日（２０１１．７．２５）
【出願人】（０００００４２２６）日本電信電話株式会社 (13,992)
【Ｆターム（参考）】
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