電流検知のための方法及び装置
周期的にオン及びオフに切り替えられる切り替え電流（ＩＨ）を測定し、該電流（ＩＨ）を正確に反映する測定信号を供給するために、本発明の方法は：中間測定信号（ＶＨＭ）を得るように交流変圧器（１２０）で前記切り替え電流（ＩＨ）を検知するステップと；前記切り替え電流（ＩＨ）のオン及びオフの周期を表わすタイミング信号を受信するステップと；オフ期間の間に、前記中間測定信号と補助信号との和が零に等しくなるように、前記補助信号を発生するステップと；オン期間の間に、前記中間測定信号と前記補助信号とを足して、出力測定信号として総和信号を供給するステップとを有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
概して、本発明は、電流検知のための方法及び装置に関する。特に、本発明は、例えばスイッチング増幅器において、ハーフブリッジドライバにおける電流検知のための方法及び装置に関する。更に詳しくは、本発明は、電流が周期の第一の部分の間の未知の大きさと周期の第二の部分の間の所定の一定の大きさとの間で周期的に切り替えられる切り替え電流経路における電流検知のための方法及び装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１Ａは、高電圧端子２と低電圧端子３とを有する直流電圧源ＶＤＣから電源供給された負荷Ｌにおいて交流電流を発生させるためのハーフブリッジドライバ回路１を表わす。ハーフブリッジドライバ回路１は、前記高電圧端子２（ＶＨＩＧＨ）と前記低電圧端子３（ＶＬＯＷ）との間に配置された二つの制御可能なスイッチ１１及び１２の直列配置を有し、第一のスイッチ１１は、高電圧端子２と点Ａとの間に結合されており、第二のスイッチ１２は、低電圧端子３と点Ａとの間に結合されている。高電圧端子２と前記点Ａとの間の電流経路は、第一のブリッジブランチ２１として表わされ、低電圧端子３と前記点Ａとの間の電流経路は、第二のブリッジブランチ２２として表わされる。前記スイッチ１１と１２との間の前記点Ａは、インダクタ４を介して出力端子６に結合されている。キャパシタ７は、負荷Ｌに並列に結合されている。スイッチは、通常、描かれているように、ＭＯＳＦＥＴとして実施される。
【０００３】
スイッチドライバ１３は、前記スイッチ１１、１２の制御端子に夫々結合された出力端子１４及び１５を有する。ハイステートと呼ばれうる第一の作動状態では、スイッチドライバ１３は、第二のスイッチ１２が非導電性（オフ）である間に第一のスイッチ１１は導電性（オン）であるように、前記スイッチ１１及び１２に対する制御信号を発生するように適応される。そのような場合には、電流ＩＨは、高電圧端子２から出力端子６に向かってインダクタ４を介して流れ、出力端子６の電圧レベルを上げる。ローステートと呼ばれる第二の作動状態では、スイッチドライバ１３は、第二のスイッチ１２が導電性（オン）である間に第一のスイッチ１１は非導電性（オフ）であるように、前記スイッチ１１及び１２に対する制御信号を発生するように適応される。そのような場合には、電流ＩＬは、逆方向、即ち、出力端子６から低電圧端子３に向かってインダクタ４を介して流れ、出力端子６の電圧レベルを下げる。
【０００４】
スイッチドライバ１３は、交互にハイステート又はローステートとなるようにスイッチドライバ１３を制御するタイミング信号を受信する入力端子１６を有する。インダクタ４及びスイッチ１１、１２で結果として生ずる電流が、図１Ｂのグラフで表わされる。
【０００５】
図１Ｂは、信号形状を表わすグラフである。コイル４では、三角波電流Ｉ４が発生する。この電流は、スイッチドライバ１３がハイステートである間は正の傾きを有し、スイッチドライバ１３がローステートである間は負の傾きを有する。最大電流の大きさは、ＩＭＡＸとして表わされ、最小電流の大きさはＩＭＩＮとして表わされる。この電流は、点線で表わされた直流電流の大きさＩＤＣと、正の振幅ＩＭＡＸ−ＩＤＣ及び負の振幅ＩＭＩＮ−ＩＤＣとを有する直流電流と考えられても良い。
【０００６】
第一のスイッチ１１を流れる電流ＩＨは、スイッチドライバ１３がハイステートである間はＩ４と同じ大きさを有するが、スイッチドライバ１３がローステートである間は零である。同様に、第二のスイッチ１２を流れる電流ＩＬは、スイッチドライバ１３がローステートである間はＩ４と同じ大きさを有するが、スイッチドライバ１３がハイステートである間は零である。
【０００７】
回路１のような回路は、例えば、ガス放電ランプ用ドライバ、モータードライバ、ＤＡ電力インバーター、スイッチング増幅器等のような多様な用途で使用される。本発明は、このような用途のうちの一つに限定されず、それらの用途のうちの幾つか及び上記以外の他の用途で使用されることもできる。
【０００８】
一般的に、例えば制御目的のために、インダクタ４の電流Ｉ４を表わす測定信号を有することが好ましい。
【０００９】
この電流を測定するために、幾つかの可能性が存在し、その全てが欠点を有する。
【００１０】
一つの可能性では、測定抵抗がインダクタ４に直列に配置されても良いが、これは、エネルギー損失が増大するという欠点を有する。小さな電流値を測定するには、これは許容範囲にあると考えられるが、例えば５０Ａ程度の高電流の場合には、測定抵抗でのエネルギー損失は受け容れられない。更に、測定抵抗を用いることは、測定接地レベルに対して測定信号の直流レベルを参照することを必要とされる電気絶縁の問題を導入する。
【００１１】
他の可能性では、ホール素子及びそのようなものを有する直流トランスデューサーが使用されても良いが、このような装置は十分に高速ではない。第三の可能性では、交流トランスデューサーが使用されても良いが、その場合には、電流の直流レベルに関する情報が得られない。
【００１２】
他のアプローチでは、コイル電流は、点Ａと出力部６との間の共通のコイルブランチにおいて測定されずに、一方では高電圧端子２と点Ａとの間、他方では低電圧端子３と点Ａとの間のスイッチブランチの夫々において測定される。コイル電流は、電流方向を考慮した二つのスイッチ電流の和であるから、コイル電流は、二つの測定された電流から推測されうる。
【００１３】
米国特許出願ＵＳ−５．８１５．３９１（特許文献１参照。）は、このアプローチを具現化する回路を開示する。この測定回路は、夫々のスイッチブランチに結合された二つの交流変圧器を有する。二つの交流変圧器の出力は足し合わされる。スイッチング回路は、スイッチが非導電性である期間（オフ期間）の間に、対応する直流変圧器からの出力信号が測定出力信号全体に寄与しないことを確実にするために設けられている。この結果は、対応する直流変圧器と測定抵抗との接続を切ることによって達成される（特許文献１の図５参照。）。他の実施例では、二つのロゴスキー磁束コイルが使用される。このコイルの出力電圧は、積算されて、合計される。この実施例では、前記結果は、オフ期間の間に、対応する積分器の出力を零と等しくすることによって達成される（特許文献１の図６参照。）。
【００１４】
この検知回路は、積分器が正しいモーメントでリセットされた場合にコイル電流の直流レベルを測定する能力しか有さない。一般的に、ロゴスキー磁束コイルは大きく、高価であり、比較的限定された周波数範囲を有する。
【００１５】
更に、特許文献１により開示された実施例において、磁化電流は、一対のクランピング・ツェナー・ダイオードで生じたフライバック電圧によって零にされる。これは、実際の実施では誤差を導入しうる。第一に、交流変圧器のインダクタンスは、二次巻線の寄生容量と共に共振するので、磁化電流は零にはされずに正弦波電流成分を有する。第二に、ツェナー・ダイオードは、また、非線形性を導入しうるいくらかの漏れ電流を示しうる。
【特許文献１】米国特許出願ＵＳ−５．８１５．３９１
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
本発明の目的は、上記欠点を解決することである。
【００１７】
具体的には、本発明の目的は、コイル電流の実効値を表わす測定信号、即ち、コイル電流の交流部分及び直流部分を供給することのできる測定回路及び方法を提供することである。
【００１８】
更に、本発明の目的は、電流が周期の第一の部分の間の未知の大きさと周期の第二の部分の間の所定の一定の大きさとの間で周期的に切り替えられる切り替え電流経路において電流を正確に検知することのできる測定回路及び方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明の重要な特徴によれば、スイッチがオフ状態である間に対応する測定信号が零に等しくなるように選択されたオフセット信号は、測定された電流信号に加えられる。その場合には、このようなスイッチがオン状態である間に、対応する測定信号が実効電流を正確に反映するように、同じオフセットが適用される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
本発明のこれら並びに他の特徴、特性及び利点を、図面に関連する本発明に関する以下の記述によって更に説明する。図面において、同じ参照番号は、同一又は類似する部分を表わす。
【００２１】
図２は、本発明による第一のスイッチ電流測定回路１００を有する電流検知回路５０を概略的に表わすブロック図である。第一のスイッチ電流測定回路１００は、電流検知段１１０とオフセット段１５０を有する。
【００２２】
電流検知段１００は、第一のスイッチ１１と直列に結合された一次巻線１２１と、測定抵抗１２３に並列に結合された二次巻線１２２とを有し、本実施例では交流変圧器１２０である電流センサ１２０を有する。測定抵抗１２３は、本実施例では接地である基準電圧レベルに接続された一つの端子を有する。点Ｘとして表わされた測定抵抗１２３の反対の端子において、変圧器出力電圧信号が供給される。これは、中間測定電圧信号ＶＨＭとして表わされ、電流ＩＨの平均電流の大きさＩＡＶＨに対応する直流レベルＶＤＣＨを除いて、第一のスイッチ１１を流れる電流ＩＨと同じ形を有する。通常、第一のスイッチ１１を流れる電流ＩＨの平均電流の大きさＩＡＶＨは、コイル４の電流Ｉ４の直流レベルよりも低くても、又は高くても良い。
【００２３】
随意的に、電流検知段１１０は、示されるように、バッファ回路１３０を有しても良い。
【００２４】
中間測定信号（ＶＨＭ）は前記電流ＩＨの交流部分に対応するが、電流センサの実施例に従って、中間測定信号（ＶＨＭ）は、前記電流（ＩＨ）によって引き起こされるか、又はセンサ自体によってオフセットとして引き起こされるかのいずれかである直流部分を有しても良いことが知られている。
【００２５】
中間測定電圧信号ＶＨＭは、加算器１６０の第二の入力部１６２に結合された出力部１７２を有するオフセット発生器１７０を有するオフセット段１５０の加算器１６０の第一の入力部１６１に結合されている。加算器１６０は、総和信号Ｓ１を供給する出力部１６３を有する。オフセット発生器１７０は、第一のスイッチ１１のオフ状態、即ち、スイッチドライバ１３のローステートを表わす信号を受けるためのタイミング入力部１７１を有する。示される実施例では、オフセット発生器１７０のタイミング入力部１７１は、スイッチドライバ１３の第一の出力部１４に結合されている。オフセット発生器１７０は、加算器１６０の出力部１６３に結合されたフィードバック入力部１７３を更に有する。
【００２６】
オフセット発生器１７０は、第一のスイッチ１１がオフ状態である間に、このオフ状態の間に第一のスイッチ１１を流れるＩＨが零と等しいという事実に対応して、点Ｚで表わされる加算器１６０の出力部１６３の出力電圧が零に等しくなるように、補助信号又はオフセット信号ＶＯＦＦ，Ｈをその出力部１７２で発生させるように設計されている。
【００２７】
更に、オフセット発生器１７０は、第一のスイッチ１１がオン状態である間に、前のオフ状態期間の間に決められたのと同じオフセット信号ＶＯＦＦ，Ｈをその出力部１７２で発生するように設計されている。結果として、加算器出力信号Ｓ１の形は、第一のスイッチ１１における電流ＩＨの正確な表示である。
【００２８】
模範的な実施例において、当業者にとって明らかなように、オフセット発生器１７０は、第一のスイッチ１１がオン状態である間にオフセット信号ＶＯＦＦ，Ｈを保持するサンプル及びホールド回路と共に、第一のスイッチ１１がオフ状態である間にオフセット信号ＶＯＦＦ，Ｈを調節する制御ループを有しても良い。
【００２９】
随意的に、オフセット段１５０は、示されるように、バッファ回路１８０を有しても良い。
【００３０】
幾つかの用途に対して、それは、一つのスイッチのみで電流を正確に反映する測定信号を有するには十分であることが知られる。従って、スイッチ電流測定回路１００は、本発明の実施例と考えられるべきである。
【００３１】
図２の電流検知回路５０は、コイル４の電流を正確に反映する測定信号を供給することを目的としている。従って、本発明によれば、電流検知回路５０は、第一のスイッチ電流測定回路１００と同一の設計を望ましくは有する第二のスイッチ電流測定回路２００を有する。図２において、第二のスイッチ電流測定回路２００の構成要素は、第一のスイッチ電流測定回路の対応する構成要素として、１００だけ増された同じ参照番号で表わされている。
【００３２】
第二のスイッチ電流測定回路２００の交流変圧器２２０の一次巻線２２１は、第二のスイッチ１２と直列に結合されており、第二のオフセット発生器２７０のタイミング入力部２７１は、スイッチドライバ１３の第二の出力部１５に結合されている。第二のスイッチ電流測定回路２００の動作は、必要な変更を加えて、第一のスイッチ電流測定回路１００の動作と類似するので、その動作の説明を繰り返す必要はない。その出力部において、第二のスイッチ電流測定回路２００は、第二のスイッチ１２の電流ＩＬを正確に反映する測定信号Ｓ２を供給する。
【００３３】
電流検知回路５０は、第一及び第二のスイッチ電流測定回路１００及び２００の出力に夫々結合された入力部３０１及び３０２と、第一及び第二のスイッチ電流測定回路１００及び２００によって供給された測定信号の和である出力信号Ｓ３を供給する出力部３０３とを有する加算器３００を更に有し、この出力信号Ｓ３は、コイル４の電流を正確に反映する。
【００３４】
〔変形例〕
当業者に対して明らかであるべきことは、本発明が上述した模範的な実施例に限定されず、幾つかの変形及び変更が添付の特許請求の範囲で定められた本発明の保護適用範囲内で可能であることである。
【００３５】
例えば、電圧信号に基づく実施の代わりに、電流信号に基づく実施を構成することも可能である。
【００３６】
更に、対応するスイッチのオン／オフ状態を表わすタイミング信号は、スイッチドライバの出力部１４及び１５以外の他の発生源から得られることも可能である。
【００３７】
本発明は、図２のハーフブリッジ実施に限定されない。即ち、本発明の根本的な原理は、また、フルブリッジ実施の場合にも適用可能である。
【００３８】
上記において、本発明は、電流の向きを変えることのできる直列接続された二つのスイッチを有する実施例に関して説明されている。しかし、本発明は、このような実施に限定されずない。即ち、本発明の根本的な原理は、また、当業者にとって明らかであるように、スイッチの一つ（例えば、１２）がダイオードによって置き換えられるバック実施の場合にも適用可能である。
【００３９】
上記において、本発明は、交流変圧器を有する電流検知段に関して説明されている。その代わりとして、例えば磁気抵抗センサ又はホールセンサのような、他の形式の電流センサが使用されても良い。このようなセンサは、直流電流を測定することができるが、比較的大きな内在するオフセットを有する。これは、特に、磁気抵抗センサに当てはまる。このような内在するオフセットは、また、本発明によって提案されている方法によって補正されうる。
【００４０】
上記において、本発明は、本発明による装置の機能ブロックを表わすブロック図を参照して説明されている。これらの機能ブロックの一つ又はそれ以上は、このような機能ブロックの機能を個々のハードウェア部品によって実行するハードウェアにおいて実施されても良いことが理解されるべきであるが、これらの機能ブロックの一つ又はそれ以上は、このような機能ブロックの機能をコンピュータプログラム又はマイクロプロセッサ、マイクロコントローラ等のプログラム可能な装置の一つ又はそれ以上のプログラム列によって実行するソフトウェアにおいて実施されることも可能である。
【００４１】
具体的には、点Ｘにおいて、信号はＡＤコンバーターによってデジタルにされても良く、全ての更なる処理がソフトウェア上で成されることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１Ａ】ハーフブリッジドライバを概略的に表わすブロック図である。
【図１Ｂ】図１Ａのハーフブリッジドライバの様々な箇所での信号形状を概略的に表わすグラフである。
【図２】本発明による電流検知回路を概略的に表わすブロック図である。
【技術分野】
【０００１】
概して、本発明は、電流検知のための方法及び装置に関する。特に、本発明は、例えばスイッチング増幅器において、ハーフブリッジドライバにおける電流検知のための方法及び装置に関する。更に詳しくは、本発明は、電流が周期の第一の部分の間の未知の大きさと周期の第二の部分の間の所定の一定の大きさとの間で周期的に切り替えられる切り替え電流経路における電流検知のための方法及び装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１Ａは、高電圧端子２と低電圧端子３とを有する直流電圧源ＶＤＣから電源供給された負荷Ｌにおいて交流電流を発生させるためのハーフブリッジドライバ回路１を表わす。ハーフブリッジドライバ回路１は、前記高電圧端子２（ＶＨＩＧＨ）と前記低電圧端子３（ＶＬＯＷ）との間に配置された二つの制御可能なスイッチ１１及び１２の直列配置を有し、第一のスイッチ１１は、高電圧端子２と点Ａとの間に結合されており、第二のスイッチ１２は、低電圧端子３と点Ａとの間に結合されている。高電圧端子２と前記点Ａとの間の電流経路は、第一のブリッジブランチ２１として表わされ、低電圧端子３と前記点Ａとの間の電流経路は、第二のブリッジブランチ２２として表わされる。前記スイッチ１１と１２との間の前記点Ａは、インダクタ４を介して出力端子６に結合されている。キャパシタ７は、負荷Ｌに並列に結合されている。スイッチは、通常、描かれているように、ＭＯＳＦＥＴとして実施される。
【０００３】
スイッチドライバ１３は、前記スイッチ１１、１２の制御端子に夫々結合された出力端子１４及び１５を有する。ハイステートと呼ばれうる第一の作動状態では、スイッチドライバ１３は、第二のスイッチ１２が非導電性（オフ）である間に第一のスイッチ１１は導電性（オン）であるように、前記スイッチ１１及び１２に対する制御信号を発生するように適応される。そのような場合には、電流ＩＨは、高電圧端子２から出力端子６に向かってインダクタ４を介して流れ、出力端子６の電圧レベルを上げる。ローステートと呼ばれる第二の作動状態では、スイッチドライバ１３は、第二のスイッチ１２が導電性（オン）である間に第一のスイッチ１１は非導電性（オフ）であるように、前記スイッチ１１及び１２に対する制御信号を発生するように適応される。そのような場合には、電流ＩＬは、逆方向、即ち、出力端子６から低電圧端子３に向かってインダクタ４を介して流れ、出力端子６の電圧レベルを下げる。
【０００４】
スイッチドライバ１３は、交互にハイステート又はローステートとなるようにスイッチドライバ１３を制御するタイミング信号を受信する入力端子１６を有する。インダクタ４及びスイッチ１１、１２で結果として生ずる電流が、図１Ｂのグラフで表わされる。
【０００５】
図１Ｂは、信号形状を表わすグラフである。コイル４では、三角波電流Ｉ４が発生する。この電流は、スイッチドライバ１３がハイステートである間は正の傾きを有し、スイッチドライバ１３がローステートである間は負の傾きを有する。最大電流の大きさは、ＩＭＡＸとして表わされ、最小電流の大きさはＩＭＩＮとして表わされる。この電流は、点線で表わされた直流電流の大きさＩＤＣと、正の振幅ＩＭＡＸ−ＩＤＣ及び負の振幅ＩＭＩＮ−ＩＤＣとを有する直流電流と考えられても良い。
【０００６】
第一のスイッチ１１を流れる電流ＩＨは、スイッチドライバ１３がハイステートである間はＩ４と同じ大きさを有するが、スイッチドライバ１３がローステートである間は零である。同様に、第二のスイッチ１２を流れる電流ＩＬは、スイッチドライバ１３がローステートである間はＩ４と同じ大きさを有するが、スイッチドライバ１３がハイステートである間は零である。
【０００７】
回路１のような回路は、例えば、ガス放電ランプ用ドライバ、モータードライバ、ＤＡ電力インバーター、スイッチング増幅器等のような多様な用途で使用される。本発明は、このような用途のうちの一つに限定されず、それらの用途のうちの幾つか及び上記以外の他の用途で使用されることもできる。
【０００８】
一般的に、例えば制御目的のために、インダクタ４の電流Ｉ４を表わす測定信号を有することが好ましい。
【０００９】
この電流を測定するために、幾つかの可能性が存在し、その全てが欠点を有する。
【００１０】
一つの可能性では、測定抵抗がインダクタ４に直列に配置されても良いが、これは、エネルギー損失が増大するという欠点を有する。小さな電流値を測定するには、これは許容範囲にあると考えられるが、例えば５０Ａ程度の高電流の場合には、測定抵抗でのエネルギー損失は受け容れられない。更に、測定抵抗を用いることは、測定接地レベルに対して測定信号の直流レベルを参照することを必要とされる電気絶縁の問題を導入する。
【００１１】
他の可能性では、ホール素子及びそのようなものを有する直流トランスデューサーが使用されても良いが、このような装置は十分に高速ではない。第三の可能性では、交流トランスデューサーが使用されても良いが、その場合には、電流の直流レベルに関する情報が得られない。
【００１２】
他のアプローチでは、コイル電流は、点Ａと出力部６との間の共通のコイルブランチにおいて測定されずに、一方では高電圧端子２と点Ａとの間、他方では低電圧端子３と点Ａとの間のスイッチブランチの夫々において測定される。コイル電流は、電流方向を考慮した二つのスイッチ電流の和であるから、コイル電流は、二つの測定された電流から推測されうる。
【００１３】
米国特許出願ＵＳ−５．８１５．３９１（特許文献１参照。）は、このアプローチを具現化する回路を開示する。この測定回路は、夫々のスイッチブランチに結合された二つの交流変圧器を有する。二つの交流変圧器の出力は足し合わされる。スイッチング回路は、スイッチが非導電性である期間（オフ期間）の間に、対応する直流変圧器からの出力信号が測定出力信号全体に寄与しないことを確実にするために設けられている。この結果は、対応する直流変圧器と測定抵抗との接続を切ることによって達成される（特許文献１の図５参照。）。他の実施例では、二つのロゴスキー磁束コイルが使用される。このコイルの出力電圧は、積算されて、合計される。この実施例では、前記結果は、オフ期間の間に、対応する積分器の出力を零と等しくすることによって達成される（特許文献１の図６参照。）。
【００１４】
この検知回路は、積分器が正しいモーメントでリセットされた場合にコイル電流の直流レベルを測定する能力しか有さない。一般的に、ロゴスキー磁束コイルは大きく、高価であり、比較的限定された周波数範囲を有する。
【００１５】
更に、特許文献１により開示された実施例において、磁化電流は、一対のクランピング・ツェナー・ダイオードで生じたフライバック電圧によって零にされる。これは、実際の実施では誤差を導入しうる。第一に、交流変圧器のインダクタンスは、二次巻線の寄生容量と共に共振するので、磁化電流は零にはされずに正弦波電流成分を有する。第二に、ツェナー・ダイオードは、また、非線形性を導入しうるいくらかの漏れ電流を示しうる。
【特許文献１】米国特許出願ＵＳ−５．８１５．３９１
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
本発明の目的は、上記欠点を解決することである。
【００１７】
具体的には、本発明の目的は、コイル電流の実効値を表わす測定信号、即ち、コイル電流の交流部分及び直流部分を供給することのできる測定回路及び方法を提供することである。
【００１８】
更に、本発明の目的は、電流が周期の第一の部分の間の未知の大きさと周期の第二の部分の間の所定の一定の大きさとの間で周期的に切り替えられる切り替え電流経路において電流を正確に検知することのできる測定回路及び方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明の重要な特徴によれば、スイッチがオフ状態である間に対応する測定信号が零に等しくなるように選択されたオフセット信号は、測定された電流信号に加えられる。その場合には、このようなスイッチがオン状態である間に、対応する測定信号が実効電流を正確に反映するように、同じオフセットが適用される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
本発明のこれら並びに他の特徴、特性及び利点を、図面に関連する本発明に関する以下の記述によって更に説明する。図面において、同じ参照番号は、同一又は類似する部分を表わす。
【００２１】
図２は、本発明による第一のスイッチ電流測定回路１００を有する電流検知回路５０を概略的に表わすブロック図である。第一のスイッチ電流測定回路１００は、電流検知段１１０とオフセット段１５０を有する。
【００２２】
電流検知段１００は、第一のスイッチ１１と直列に結合された一次巻線１２１と、測定抵抗１２３に並列に結合された二次巻線１２２とを有し、本実施例では交流変圧器１２０である電流センサ１２０を有する。測定抵抗１２３は、本実施例では接地である基準電圧レベルに接続された一つの端子を有する。点Ｘとして表わされた測定抵抗１２３の反対の端子において、変圧器出力電圧信号が供給される。これは、中間測定電圧信号ＶＨＭとして表わされ、電流ＩＨの平均電流の大きさＩＡＶＨに対応する直流レベルＶＤＣＨを除いて、第一のスイッチ１１を流れる電流ＩＨと同じ形を有する。通常、第一のスイッチ１１を流れる電流ＩＨの平均電流の大きさＩＡＶＨは、コイル４の電流Ｉ４の直流レベルよりも低くても、又は高くても良い。
【００２３】
随意的に、電流検知段１１０は、示されるように、バッファ回路１３０を有しても良い。
【００２４】
中間測定信号（ＶＨＭ）は前記電流ＩＨの交流部分に対応するが、電流センサの実施例に従って、中間測定信号（ＶＨＭ）は、前記電流（ＩＨ）によって引き起こされるか、又はセンサ自体によってオフセットとして引き起こされるかのいずれかである直流部分を有しても良いことが知られている。
【００２５】
中間測定電圧信号ＶＨＭは、加算器１６０の第二の入力部１６２に結合された出力部１７２を有するオフセット発生器１７０を有するオフセット段１５０の加算器１６０の第一の入力部１６１に結合されている。加算器１６０は、総和信号Ｓ１を供給する出力部１６３を有する。オフセット発生器１７０は、第一のスイッチ１１のオフ状態、即ち、スイッチドライバ１３のローステートを表わす信号を受けるためのタイミング入力部１７１を有する。示される実施例では、オフセット発生器１７０のタイミング入力部１７１は、スイッチドライバ１３の第一の出力部１４に結合されている。オフセット発生器１７０は、加算器１６０の出力部１６３に結合されたフィードバック入力部１７３を更に有する。
【００２６】
オフセット発生器１７０は、第一のスイッチ１１がオフ状態である間に、このオフ状態の間に第一のスイッチ１１を流れるＩＨが零と等しいという事実に対応して、点Ｚで表わされる加算器１６０の出力部１６３の出力電圧が零に等しくなるように、補助信号又はオフセット信号ＶＯＦＦ，Ｈをその出力部１７２で発生させるように設計されている。
【００２７】
更に、オフセット発生器１７０は、第一のスイッチ１１がオン状態である間に、前のオフ状態期間の間に決められたのと同じオフセット信号ＶＯＦＦ，Ｈをその出力部１７２で発生するように設計されている。結果として、加算器出力信号Ｓ１の形は、第一のスイッチ１１における電流ＩＨの正確な表示である。
【００２８】
模範的な実施例において、当業者にとって明らかなように、オフセット発生器１７０は、第一のスイッチ１１がオン状態である間にオフセット信号ＶＯＦＦ，Ｈを保持するサンプル及びホールド回路と共に、第一のスイッチ１１がオフ状態である間にオフセット信号ＶＯＦＦ，Ｈを調節する制御ループを有しても良い。
【００２９】
随意的に、オフセット段１５０は、示されるように、バッファ回路１８０を有しても良い。
【００３０】
幾つかの用途に対して、それは、一つのスイッチのみで電流を正確に反映する測定信号を有するには十分であることが知られる。従って、スイッチ電流測定回路１００は、本発明の実施例と考えられるべきである。
【００３１】
図２の電流検知回路５０は、コイル４の電流を正確に反映する測定信号を供給することを目的としている。従って、本発明によれば、電流検知回路５０は、第一のスイッチ電流測定回路１００と同一の設計を望ましくは有する第二のスイッチ電流測定回路２００を有する。図２において、第二のスイッチ電流測定回路２００の構成要素は、第一のスイッチ電流測定回路の対応する構成要素として、１００だけ増された同じ参照番号で表わされている。
【００３２】
第二のスイッチ電流測定回路２００の交流変圧器２２０の一次巻線２２１は、第二のスイッチ１２と直列に結合されており、第二のオフセット発生器２７０のタイミング入力部２７１は、スイッチドライバ１３の第二の出力部１５に結合されている。第二のスイッチ電流測定回路２００の動作は、必要な変更を加えて、第一のスイッチ電流測定回路１００の動作と類似するので、その動作の説明を繰り返す必要はない。その出力部において、第二のスイッチ電流測定回路２００は、第二のスイッチ１２の電流ＩＬを正確に反映する測定信号Ｓ２を供給する。
【００３３】
電流検知回路５０は、第一及び第二のスイッチ電流測定回路１００及び２００の出力に夫々結合された入力部３０１及び３０２と、第一及び第二のスイッチ電流測定回路１００及び２００によって供給された測定信号の和である出力信号Ｓ３を供給する出力部３０３とを有する加算器３００を更に有し、この出力信号Ｓ３は、コイル４の電流を正確に反映する。
【００３４】
〔変形例〕
当業者に対して明らかであるべきことは、本発明が上述した模範的な実施例に限定されず、幾つかの変形及び変更が添付の特許請求の範囲で定められた本発明の保護適用範囲内で可能であることである。
【００３５】
例えば、電圧信号に基づく実施の代わりに、電流信号に基づく実施を構成することも可能である。
【００３６】
更に、対応するスイッチのオン／オフ状態を表わすタイミング信号は、スイッチドライバの出力部１４及び１５以外の他の発生源から得られることも可能である。
【００３７】
本発明は、図２のハーフブリッジ実施に限定されない。即ち、本発明の根本的な原理は、また、フルブリッジ実施の場合にも適用可能である。
【００３８】
上記において、本発明は、電流の向きを変えることのできる直列接続された二つのスイッチを有する実施例に関して説明されている。しかし、本発明は、このような実施に限定されずない。即ち、本発明の根本的な原理は、また、当業者にとって明らかであるように、スイッチの一つ（例えば、１２）がダイオードによって置き換えられるバック実施の場合にも適用可能である。
【００３９】
上記において、本発明は、交流変圧器を有する電流検知段に関して説明されている。その代わりとして、例えば磁気抵抗センサ又はホールセンサのような、他の形式の電流センサが使用されても良い。このようなセンサは、直流電流を測定することができるが、比較的大きな内在するオフセットを有する。これは、特に、磁気抵抗センサに当てはまる。このような内在するオフセットは、また、本発明によって提案されている方法によって補正されうる。
【００４０】
上記において、本発明は、本発明による装置の機能ブロックを表わすブロック図を参照して説明されている。これらの機能ブロックの一つ又はそれ以上は、このような機能ブロックの機能を個々のハードウェア部品によって実行するハードウェアにおいて実施されても良いことが理解されるべきであるが、これらの機能ブロックの一つ又はそれ以上は、このような機能ブロックの機能をコンピュータプログラム又はマイクロプロセッサ、マイクロコントローラ等のプログラム可能な装置の一つ又はそれ以上のプログラム列によって実行するソフトウェアにおいて実施されることも可能である。
【００４１】
具体的には、点Ｘにおいて、信号はＡＤコンバーターによってデジタルにされても良く、全ての更なる処理がソフトウェア上で成されることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１Ａ】ハーフブリッジドライバを概略的に表わすブロック図である。
【図１Ｂ】図１Ａのハーフブリッジドライバの様々な箇所での信号形状を概略的に表わすグラフである。
【図２】本発明による電流検知回路を概略的に表わすブロック図である。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周期的にオン及びオフに切り替えられる切り替え電流を測定し、該電流を正確に反映する測定信号を供給する方法において：
前記電流の交流部分に対応する中間測定信号を得るように電流センサで前記切り替え電流を検知するステップと；
前記切り替え電流のオン及びオフの周期を表わすタイミング信号を受信するステップと；
オフ期間の間に、前記中間測定信号と補助信号との和が零に等しくなるように、前記補助信号を発生するステップと；
オン期間の間に、前記中間測定信号と前記補助信号とを足して、出力測定信号として総和信号を供給するステップとを有することを特徴とする方法。
【請求項２】
前記タイミング信号は、スイッチ制御信号であることを特徴とする、請求項１記載の方法。
【請求項３】
第一の電流源に対応する第一の切り替え電流を供給する第一のブランチと、第二の電流源に対応する第二の切り替え電流を供給する第二のブランチとを有するブリッジにおいて前記第一の電流源と前記第二の電流源との間で周期的に切り替えられる切り替えブリッジ電流を測定し、該電流を正確に反映する測定信号を供給する方法において：
請求項１記載の方法を用いて前記第一の切り替え電流を反映する第一の測定信号を供給するステップと；
請求項１記載の方法を用いて前記第二の切り替え電流を反映する第二の測定信号を供給するステップと；
前記第一及び第二の測定信号を足し合わせるステップとを有することを特徴とする方法。
【請求項４】
スイッチにおいて電流を測定し、該電流を正確に反映する測定信号を供給するスイッチ電流測定回路において：
前記電流の交流部分に対応する中間測定信号を供給する電流検知段と；
前記中間測定信号にオフセットを足すオフセット段とを有することを特徴とするスイッチ電流測定回路。
【請求項５】
前記電流検知段は、測定されるべき前記電流を検知する一次巻線と、前記中間測定信号を供給する二次巻線とを有する交流電流変圧器を有することを特徴とする、請求項４記載のスイッチ電流測定回路。
【請求項６】
前記二次巻線に並列に結合された測定抵抗を更に有することを特徴とする、請求項５記載のスイッチ電流測定回路。
【請求項７】
前記オフセット段は、前記電流検知段によって供給された中間測定信号を受信するように結合された第一の入力部と、オフセット発生器の出力に結合された第二の入力部と、出力測定信号を供給する出力部とを有する加算器を有することを特徴とする、請求項４記載のスイッチ電流測定回路。
【請求項８】
前記オフセット発生器は、電流オフ期間を表わす信号を受信するタイミング入力部を有し、
前記オフセット発生器は、前記加算器の出力部に結合されたフィードバック入力部を更に有することを特徴とする、請求項７記載のスイッチ電流測定回路。
【請求項９】
前記オフセット発生器のタイミング入力部は、前記スイッチの制御入力に結合されていることを特徴とする、請求項８記載のスイッチ電流測定回路。
【請求項１０】
前記オフセット発生器は、前記電流のオフ期間の間に、前記中間測定信号と補助信号との和が零に等しくなるように、前記補助信号を発生するよう設計され、
前記オフセット発生器は、オン期間の間に、前記中間測定信号と前記補助信号とを足して、出力測定信号として総和信号を供給するよう設計されることを特徴とする、請求項７記載のスイッチ電流測定回路。
【請求項１１】
第一の電流方向に対応する第一の切り替え電流を供給する第一のブランチと、第二の電流方向に対応する第二の切り替え電流を供給する第二のブランチとを有するブリッジにおいて前記第一の電流方向と前記第二の電流方向との間で周期的に切り替えられる切り替えブリッジ電流を測定し、該電流を正確に反映する測定信号を供給する電流検知回路において：
前記第一のブランチに結合された請求項４記載の第一のスイッチ電流測定回路と；
前記第二のブランチに結合された請求項４記載の第二のスイッチ電流測定回路と；
前記第一及び第二のスイッチ電流測定回路の出力信号を足し合わせる加算器とを有することを特徴とする電流検知回路。
【請求項１２】
請求項１１記載の電流検知回路を有することを特徴とするインバーター回路。
【請求項１３】
請求項１１記載の電流検知回路を有することを特徴とするコンバーター回路。
【請求項１４】
請求項１１記載の電流検知回路を有することを特徴とするパルス幅変調回路。
【請求項１】
周期的にオン及びオフに切り替えられる切り替え電流を測定し、該電流を正確に反映する測定信号を供給する方法において：
前記電流の交流部分に対応する中間測定信号を得るように電流センサで前記切り替え電流を検知するステップと；
前記切り替え電流のオン及びオフの周期を表わすタイミング信号を受信するステップと；
オフ期間の間に、前記中間測定信号と補助信号との和が零に等しくなるように、前記補助信号を発生するステップと；
オン期間の間に、前記中間測定信号と前記補助信号とを足して、出力測定信号として総和信号を供給するステップとを有することを特徴とする方法。
【請求項２】
前記タイミング信号は、スイッチ制御信号であることを特徴とする、請求項１記載の方法。
【請求項３】
第一の電流源に対応する第一の切り替え電流を供給する第一のブランチと、第二の電流源に対応する第二の切り替え電流を供給する第二のブランチとを有するブリッジにおいて前記第一の電流源と前記第二の電流源との間で周期的に切り替えられる切り替えブリッジ電流を測定し、該電流を正確に反映する測定信号を供給する方法において：
請求項１記載の方法を用いて前記第一の切り替え電流を反映する第一の測定信号を供給するステップと；
請求項１記載の方法を用いて前記第二の切り替え電流を反映する第二の測定信号を供給するステップと；
前記第一及び第二の測定信号を足し合わせるステップとを有することを特徴とする方法。
【請求項４】
スイッチにおいて電流を測定し、該電流を正確に反映する測定信号を供給するスイッチ電流測定回路において：
前記電流の交流部分に対応する中間測定信号を供給する電流検知段と；
前記中間測定信号にオフセットを足すオフセット段とを有することを特徴とするスイッチ電流測定回路。
【請求項５】
前記電流検知段は、測定されるべき前記電流を検知する一次巻線と、前記中間測定信号を供給する二次巻線とを有する交流電流変圧器を有することを特徴とする、請求項４記載のスイッチ電流測定回路。
【請求項６】
前記二次巻線に並列に結合された測定抵抗を更に有することを特徴とする、請求項５記載のスイッチ電流測定回路。
【請求項７】
前記オフセット段は、前記電流検知段によって供給された中間測定信号を受信するように結合された第一の入力部と、オフセット発生器の出力に結合された第二の入力部と、出力測定信号を供給する出力部とを有する加算器を有することを特徴とする、請求項４記載のスイッチ電流測定回路。
【請求項８】
前記オフセット発生器は、電流オフ期間を表わす信号を受信するタイミング入力部を有し、
前記オフセット発生器は、前記加算器の出力部に結合されたフィードバック入力部を更に有することを特徴とする、請求項７記載のスイッチ電流測定回路。
【請求項９】
前記オフセット発生器のタイミング入力部は、前記スイッチの制御入力に結合されていることを特徴とする、請求項８記載のスイッチ電流測定回路。
【請求項１０】
前記オフセット発生器は、前記電流のオフ期間の間に、前記中間測定信号と補助信号との和が零に等しくなるように、前記補助信号を発生するよう設計され、
前記オフセット発生器は、オン期間の間に、前記中間測定信号と前記補助信号とを足して、出力測定信号として総和信号を供給するよう設計されることを特徴とする、請求項７記載のスイッチ電流測定回路。
【請求項１１】
第一の電流方向に対応する第一の切り替え電流を供給する第一のブランチと、第二の電流方向に対応する第二の切り替え電流を供給する第二のブランチとを有するブリッジにおいて前記第一の電流方向と前記第二の電流方向との間で周期的に切り替えられる切り替えブリッジ電流を測定し、該電流を正確に反映する測定信号を供給する電流検知回路において：
前記第一のブランチに結合された請求項４記載の第一のスイッチ電流測定回路と；
前記第二のブランチに結合された請求項４記載の第二のスイッチ電流測定回路と；
前記第一及び第二のスイッチ電流測定回路の出力信号を足し合わせる加算器とを有することを特徴とする電流検知回路。
【請求項１２】
請求項１１記載の電流検知回路を有することを特徴とするインバーター回路。
【請求項１３】
請求項１１記載の電流検知回路を有することを特徴とするコンバーター回路。
【請求項１４】
請求項１１記載の電流検知回路を有することを特徴とするパルス幅変調回路。
【図２】
【公表番号】特表２００７−５１９３８５（Ｐ２００７−５１９３８５Ａ）
【公表日】平成１９年７月１２日（２００７．７．１２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−５１８４６９（Ｐ２００６−５１８４６９）
【出願日】平成１６年７月２日（２００４．７．２）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＩＢ２００４／０５１１０４
【国際公開番号】ＷＯ２００５／００４３１８
【国際公開日】平成１７年１月１３日（２００５．１．１３）
【出願人】（５９００００２４８）コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ (12,071)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成１９年７月１２日（２００７．７．１２）
【国際特許分類】
【出願日】平成１６年７月２日（２００４．７．２）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＩＢ２００４／０５１１０４
【国際公開番号】ＷＯ２００５／００４３１８
【国際公開日】平成１７年１月１３日（２００５．１．１３）
【出願人】（５９００００２４８）コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ (12,071)
【Ｆターム（参考）】
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