データ送出装置、データ受信装置、及びデータ送受信システム
【課題】従来のＨＤＭＩのオーディオクロック伝送システムでは、サイクルタイムスタンプ値が変動してオーディオクロックの精度が劣化してしまう。
【解決手段】データのサンプルクロックを所定の分周比で分周してクロックを生成するクロック分周手段と、クロック分周手段で生成したクロックをカウントするカウント手段と、カウント生成手段で計測したカウント値を平均化する平均化手段と、平均化手段で取得した平均カウント値のビット数を削減するノイズシェーピング手段と、基本クロック、ノイズシェーピング手段で生成したカウント値及びクロック分周手段で使用した分周比を送出する送出手段を備える。
【解決手段】データのサンプルクロックを所定の分周比で分周してクロックを生成するクロック分周手段と、クロック分周手段で生成したクロックをカウントするカウント手段と、カウント生成手段で計測したカウント値を平均化する平均化手段と、平均化手段で取得した平均カウント値のビット数を削減するノイズシェーピング手段と、基本クロック、ノイズシェーピング手段で生成したカウント値及びクロック分周手段で使用した分周比を送出する送出手段を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタルによるビデオ・オーディオ信号（デジタルコンテンツ)を伝送するためのデータインターフェイス規格の１つとして知られている、ＨＤＭＩ（Ｈｉｇｈ Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）を改善して、高音質化を図るものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＨＤＭＩが普及している。これは、１本で映像・音声・付加データを伝送できる特徴があるためである。これは、ますますデジタル機器の接続を便利にし、手軽に機器接続が可能となってきた。しかし、一方で、純粋なオーディオ機器ではないため、高音質を熱望する一部のオーディオマニアなどから音質が良くないという厳しい評価も散見されるようになってきた。実際には、機器固有の問題である実装ノイズ対策が不十分であることが課題であることも多いが、システムとして見て、さらに究極を目指すという観点で、まだまだ改善できる余地が残されていると考えられる。
【０００３】
一般のＡＶ機器内部では、オーディオ用のクロックとビデオ用のクロックは、周波数が異なるので独立して生成されている場合が多いが、ＨＤＭＩでは、この２つのクロックを両方伝送するのではなく、ビデオ用のピクセルクロックだけを伝送して、オーディオクロックはピクセルクロックを元に再生成するというＡＣＲ（Ａｕｄｉｏ Ｃｌｏｃｋ Ｒｅｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）と呼ばれる伝送システムとなっていて、この再生成されたクロックを元にしてオーディオデータをＤ／Ａ変換することで音声が再生される。
【０００４】
図７は従来のＨＤＭＩのオーディオクロック伝送システムのブロック図を示す。図７において、オーディオクロック伝送システムは、ＨＤＭＩ送信機６１とＨＤＭＩ受信機７２で構成され、ＨＤＭＩ送信機６１とＨＤＭＩ受信機７２の間はＨＤＭＩケーブルで接続されている。
【０００５】
ＨＤＭＩ送信機６１は、Ｎ分周器６３、サイクルタイム・カウンタ６２、Ｎ値設定回路６４で構成される。Ｎ分周器６３は設定されたＮ値でオーディオクロック（１２８×ｆｓ）を分周する。サイクルタイム・カウンタ６２は１で分周されたオーディオクロックの周期をピクセルクロックでカウントして、その値をＣＴＳ値（サイクルタイムスタンプ値）として受信機７２へ出力する。Ｎ値設定回路６４は設定されたＮ値を保持して分周器６１と受信機７２へその値を出力する。
【０００６】
ＨＤＭＩ受信機７２は、ＣＴＳ分周器７４、逓倍器７５で構成される。ＣＴＳ分周器７４はパケットとして伝送されてきたＣＴＳ値でピクセルクロックを分周する。逓倍器７５はＣＴＳ分周器７４の出力をＮ倍する。
【０００７】
このように構成された従来のＨＤＭＩのオーディオクロック伝送システムの動作について説明する。まず、オーディオクロックとしては、サンプリング周波数ｆｓを４８ｋＨｚとすると、その１２８倍の６．１４４ＭＨｚが用いられているものとし、ビデオ用のピクセルクロックとしてはハイビジョン１０８０ｐの場合で１４８．３６ＭＨｚが用いられているものとする。このときのＮ値は、１２８＊ｆｓ／１０００Ｈｚ付近の値を使用するように決められていて、標準値としては６１４４という値がＨＤＭＩ規格で規定されている。
【０００８】
上記の値が設定されると、Ｎ分周器６３の出力、すなわちサイクルタイム・カウンタ６２の入力は１０００Ｈｚになるので、ＣＴＳ値は、１４８．５ＭＨｚを１ｋＨｚで割った１４８５００になる。このＣＴＳ値がパケットデータとしてＨＤＭＩ受信機７２へ伝送される。ＨＤＭＩ受信機７２では、同様にパケットで伝送されてきたＮ値とＣＴＳ値および別途伝送されたピクセルクロックを元にして、ＣＴＳ分周器７４でピクセルクロックを１４８５００分の１に分周して１ｋＨｚを生成し、この信号をＮ逓倍器７５で６１４４倍にすることでオーディオクロック６．１４４ＭＨｚを再生成することが出来る。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】ＣＱ出版著、「デザインウエーブマガジン」、２００８年４月、ｐ．７３−８１
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、上記のＣＴＳ値は、オーディオクロックとピクセルクロックに誤差がある場合や、サイクルタイム・カウンタ２の動作タイミングの微妙なずれなどによって、変動が発生する。このＣＴＳ値の変動はＨＤＭＩ受信機７の出力のオーディオクロックに変動を与え、これが再生される音声信号への歪の発生要因となる。
【００１１】
本発明は、上記のＣＴＳ値のような、クロックカウント値の変動の影響を極力小さくして、受信側の出力で高精度のクロックを生成可能とすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
前記従来の課題を解決するため、本願開示のデータ送出装置は、データ及び基本クロックを送出するデータ送出装置であって、前記データのサンプルクロックを所定の分周比で分周してクロックを生成するクロック分周手段と、前記クロック分周手段で分周されたクロックの各周期を前記基本クロックでカウントするカウント手段と、前記カウント手段が前記分周されたクロックの一周期を前記基本クロックでカウントした値の複数周期における平均のカウント値または、前記分周されたクロックの複数周期を前記基本クロックでカウントしたカウント値のビット数を、ノイズシェーピングを施して削減するノイズシェーピング手段と、ノイズシェーピング手段でビット数削減された前記カウント値、前記基本クロック及び前記クロック分周手段で用いた分周比を送出する送出手段とを備える。
【発明の効果】
【００１３】
以上のように構成することにより、実質的に高精度のクロックを伝送することが可能となり、再生される信号の歪が低減して、より高品質な信号を再生することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の実施の形態１におけるデータ送受信システムの構成例を示す機能ブロック図
【図２】オーディオクロックを用いて再生される音声データのデジタル波形の一部の例を示す図
【図３】本発明の実施の形態２におけるＨＤＭＩ送信機のブロック図
【図４】１次のノイズシェーピング回路のブロック図
【図５】本発明の実施の形態３におけるＨＤＭＩ送信機のブロック図
【図６】本発明の実施の形態４におけるＨＤＭＩ受信機のブロック図
【図７】従来のオーディオクロック伝送システムのブロック図
【発明を実施するための形態】
【００１５】
本発明のデータ伝送装置は、送出するＣＴＳ値を計算するために、サイクルタイム・カウンタと、その出力値を平均化する平均化回路と、平均化回路の出力精度を落とさずにビット数を削減するノイズシェーピング回路を備え、ノイズシェーピング回路の出力をＣＴＳ値として送出する。
【００１６】
次に、本発明のデータ伝送装置の一実施形態を、図面を参照して説明する。
【００１７】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるデータ送出装置を含むデータ送受信システムの構成例を示す機能ブロック図である。図１に示すデータ受信システムは、データ及び基本クロックを送出するデータ送出装置６０と、データ及び基本クロックを受信して、データのサンプルクロックを再構築するデータ受信装置７０とを含む。データ送出装置６０とデータ受信装置７０は、互いに接続されている。
【００１８】
以下の実施形態では、一例として、データ送信装置６０からデータ受信装置７０へ送信されるデータは、音声データ及び映像データを含み、基本クロックは映像データのピクセルクロックであり、サンプルクロックが音声データのオーディオクロックである場合について説明する。なお、データの種類、及び基本クロック及びサンプルクロックの組み合わせはこれに限られない。例えば、受信側で再生等のために２種類以上のクロックを必要とするデータを送信する場合に、１つのクロックと、このクロックと他のクロックとの関係を示す情報を送信して、受信側ではこの１つのクロックを用いて他のクロックを再構築するシステムにおいて、以下の実施形態を適用することが出来る。基本クロックとサンプルクロックは、第１のクロック及び第２のクロックと称することも出来る。
【００１９】
データ送出装置６０は、分周器１０、カウンタ２０、ノイズシェーピング部１１０、パラメータ設定部３０及び送出部８を備える。
【００２０】
分周器１０は、前記データのサンプルクロックを所定の分周比で分周して分周クロック（中間クロック）を生成するクロック分周手段の一例である。分周器１０は、入力されたクロックの周波数の１／Ｎ（Ｎは整数）の周波数を持つクロックを出力する。ここで、分周比はＮとなる。なお、分周比は、Ｎの値そのものであってもよいし、その他Ｎを表す値であってもよい。通常、Ｎは整数であるが、必ずしも整数である必要はない。
【００２１】
カウンタ２０は、分周器で分周された分周クロックの各周期を基本クロックでカウントするカウント手段の一例である。カウンタ２０は、例えば、分周されたクロックの一周期に基本クロックが何周期繰り返されるかを数えることができる。
【００２２】
ノイズシェーピング部１１０は、カウンタ２０の出力に基づいて、所定のビット数のカウント値を生成する。パラメータ設定部３０は、分周比の入力を受け付け、分周器１０及び送出部８へ入力された分周比を通知する。パラメータ設定部３０は、分周比に限らず、その他必要なパラメータを送出部８へ通知してもよい。また、カウント値及び分周比は、基本クロックとサンプルクロックの関係を示す情報の一例である。
【００２３】
具体的には、ノイズシェーピング部１１０は、分周クロックの一周期を基本クロックでカウントした値の複数周期における平均のカウント値のビット数を削減する。その際、ノイズシェーピングにより、平均カウント値の精度をなるべく落とさずにビット数が削減される。
【００２４】
ノイズシェーピング部１１０は、あるいは、分周クロックの複数周期を基本クロックでカウントしたカウント値のビット数を削減し、所定ビット数のカウント値を生成することも出来る。この場合も、ノイズシェーピングを施してビット数削減に伴うカウント値の精度劣化を抑制することが出来る。
【００２５】
ノイズシェーピングは、例えば、入力信号を、量子化して所定のビット数のデータ列に変換する際、量子化ノイズを、データの精度に与える影響が比較的低い周波数側にシフトさせることによって、量子化によるデータ精度劣化を抑える処理を含むことが出来る。
【００２６】
本実施形態では、ノイズシェーピング部１１０は、分周クロックの複数周期分についてカウント値の平均を計算する。例えば、分周クロックの周期毎のカウンタ値をＭ周期分（Ｍ回）加算し、加算した値をＭで割ることで平均値を計算することが出来る。また、分周クロックの毎周期に、Ｍ回の加算を開始し加算値をバッファに格納することで、毎周期において、その周期の過去Ｍ回の平均値を出力することが出来る。このように、カウント値を平均化することにより、より正確なカウント値を得ることが出来る。なお、平均値の出力は、分周クロックの周期毎に限られず、例えば、複数周期毎に平均値を出力してもよい。また、平均値出力を、必ずしも分周クロックの周期にあわせる必要もない。
【００２７】
ビットの削減処理として、ノイズシェーピング部１１０は、例えば、ある時点で計算された平均値を所定ビット数の値に量子化する。そして、量子化前の値と量子化後の値の差分を計算し、この差分を、次に計算された平均値に加算して量子化したものを出力値とすることが出来る。これにより、量子化前後の値の差分、すなわち量子化ノイズを高域へシフトさせることが出来る。その結果、平均値の精度低下を抑えてビット数を削減するノイズシェーピングが可能になる。
【００２８】
上記の場合、ノイズシェーピング部１１０は、例えば、上記のようにカウンタ２０で計測したカウント値を平均化する平均化回路と、平均化回路で取得した平均カウント値のビット数を削減するノイズシェーピング回路とを備える構成とすることが出来る。
【００２９】
あるいは、ノイズシェーピング部１１０は、分周クロックをさらに分周したクロックの各周期のカウント値を、同様にノイズシェーピングを伴って量子化することが出来る。分周クロックをさらに分周したクロックの各周期のカウント値は、平均値と同様により精度の高い情報を含んでいる。このカウント値を、上記と同様に、ノイズシェーピングを行って所定のビット数に量子化することで、精度低下を抑えてカウント値のビット数を削減することが出来る。
【００３０】
この場合、ノイズシェーピング部１１０は、例えば、分周器１０で分周した分周クロックをさらに所定の分周比で分周してクロックを生成する第２の分周器と、カウンタ２０が第２の分周器で生成したクロックの各周期を基本クロックでカウントしたカウント値のビット数を削減するノイズシェーピング回路とを備える構成とすることが出来る。
【００３１】
ノイズシェーピング部１１０でビット数が削減されたカウント値は、基本クロック及びクロック分周手段で用いられた分周比とともに、送出部８により受信装置７０へ送出される。ここで、音声データ及び映像データも送出部８によって受信装置７０へ送信される。基本クロック以外のデータ、すなわち、カウント値、分周比、音声データ及び映像データは、例えば、パケットデータにより時分割して受信装置７０へ送信することが出来る。
【００３２】
データ受信装置７０は、受信部９、分周器４０及び逓倍器５０を備える。受信部９（受信手段の一例）は、データ送信装置６０から送出された音声データ、映像データ、基本クロック、カウント値、及び分周比を受信する。分周部４０は、受信部９で受信した基本クロックをカウント値で分周してクロックを生成する。逓倍部５０は、分周器４０で生成したクロックを分周比で逓倍してクロックを生成する。これによりサンプルクロックが再構築される。
【００３３】
上記構成では、データ送信装置において、分周クロックの複数周期分のカウント値を、精度低下を抑えながらも、所定のビット数で送信することが出来る。これにより、実質的に高精度のサンプルクロックを伝送することが可能になる。
【００３４】
例えば、サンプルクロックが、データ送出装置６０から送出される音声データのオーディオクロックである場合、受信装置７０が受信した音声データは、基本クロック、分周比、カウント値を基に再構築したオーディオクロックを用いて再生される。オーディオクロックとピクセルクロックに誤差がある場合や、カウンタ２０の動作タイミングの微妙なずれがある場合、カウント値に変動が発生する。このカウンタ値の変動は、データ受信装置７０の出力のオーディオクロックに変動を与え、これが再生される音声信号への歪の発生要因となる。
【００３５】
図２は、オーディオクロックを用いて再生される音声データのデジタル波形の一部の例を示す図である。図２では、量子化されたデジタル波形を実線で、ＡＤ変換される前の音声信号波形を点線で示している。図２に示すデジタル波形の一周期のクロックに相当する幅（ｔ1、ｔ2、ｔ3）は、カウント値の変動に伴って変動する。これは、デジタル波形における時間軸の揺らぎ、ジッタ（不正確さ）の原因となる。時間軸の揺らぎやジッタは、ＤＡ変換された後の音声信号の歪みやノイズの原因となる。
【００３６】
本実施形態では、上記のとおり、所定のビット数のカウント値を高精度で伝送することが出来る。そのため、実質的に高精度のオーディオクロックを伝送することが可能となる。その結果、再生される音声信号の歪が低減してより高音質の音楽を再生することが出来る。
【００３７】
なお、上記構成において、送出部８は、少なくとも、カウンタ２０がカウントを開始してから前記複数周期分のカウントが終了するまでの間は、カウンタ２０がカウントした各周期のカウント値を送出することが出来る。これにより、ノイズシェーピング部１１０によるカウント値の送信遅延を避けることが出来る。
【００３８】
また、上記例では、ノイズシェーピング部１１０がデータ送信装置６０に設けられるが、ノイズシェーピング部１１０は、データ受信装置７０に設けられてもよい。この場合、データ受信装置７０の受信部９は、データ送出装置６０から送出された基本クロック、データのサンプルクロックを所定の分周比で分周してクロックの各周期を前記基本クロックでカウントしたカウント値、及び分周比を受信する。データ受信装置７０のノイズシェーピング部１１０が、複数の分周クロック周期における平均のカウント値または、分周クロックの複数周期のカウント値のビット数を、ノイズシェーピングを施して削減する。分周器４０は、ビットが削減されたカウント値を用いて基本クロックを分周してクロックを生成する。逓信部５０はこのクロックを分周比で逓倍して出力する。これにより、サンプルクロックが再構築される。
【００３９】
（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２におけるＨＤＭＩ送信機のブロック図を示す。実施の形態２のＨＤＭＩ送信機６は、従来例のサイクルタイム・カウンタ２を拡張してＣＴＳ値の生成を行っている。図３において、ＨＤＭＩ送信機６は、Ｎ分周器１（図３では１／Ｎと表示）、サイクルタイム・カウンタ２、Ｎ値設定回路３（図３ではＮ値と表示）、平均化回路１００、ノイズシェーピング回路１０１で構成される。平均化回路１００はサイクルタイム・カウンタ２の出力値を平均化する。ノイズシェーピング回路１０１は量子化雑音を整形する。
【００４０】
図３に示す例は、データ送出装置の一例としてＨＤＭＩ送信機６、及びデータ受信装置の一例としてＨＤＭＩ受信機７を含むデータ送受信システムの例である。また、平均化回路１００及びノイズシェーピング回路１０１は、ノイズシェーピング手段の一具体例である。
【００４１】
ＨＤＭＩ送信機６において、Ｎ分周器１は、分周手段の一例であり、Ｎ値設定回路３により設定されたＮ値でオーディオクロック（１２８×ｆｓ）を分周する。Ｎ値は、分周比を示す値の一例であり、本例では、Ｎは自然数であり、分周比１／Ｎは、周波数が１／Ｎになるように分周することを意味している。サイクルタイム・カウンタ２は、カウント手段の一例であり、分周器１で分周されたオーディオクロック（分周クロック）の周期をピクセルクロック（基本クロックの一例）でカウントして、その値をＣＴＳ値（サイクルタイムスタンプ値）として、平均化回路１００へ出力する。ＣＴＳ値はカウンタ値の一例である。
【００４２】
平均化回路１００は、平均化手段の一例であり、サイクルタイム・カウンタ２で計測したＣＴＳ値を平均化する。例えば、平均化回路１００は、サイクルタイム・カウンタ２がカウントした分周クロックの各周期のＣＴＳ値を、所定回数Ｍの周期分加算し、加算値を前記所定回数Ｍで除した値を平均値として出力することが出来る。具体的には、平均化回路１００は、サイクルタイム・カウンタ２から周期毎のＣＴＳ値を順次受け取って、バッファに格納された、それまでＣＴＳ値の累積値に加算していき、Ｍ回加算するとバッファの累積値をＭで割った値をＣＴＳ値の平均値として出力することが出来る。また、平均化回路１００は、例えば、加算値を一時的に格納するバッファ領域をＭ個使うことによって、分周クロックの周期毎に、過去Ｍ回分の平均値を計算することが出来る。ここでも、平均値を分周クロックの複数周期毎に出力してもよいし、平均値出力を分周クロックに合わせなくてもよい。このように計算される平均値は、元のカウンタ値に比べて、より正確で、変動が少ない値となる。例えば、Ｍ＝１０２４として、１０２４回分のＣＴＳ値の平均値を計算して、より正確なＣＴＳ値を得ることが出来る。
【００４３】
より正確な平均値を得る観点からは、平均を取るＣＴＳ値の数Ｍは多い方が好ましい。Ｍが多くなると、平均値は、規格で決められているＣＴＳ値のビット数を越える可能性が高くなる。その場合、ノイズシェーピング回路１０１は、平均化回路１００で取得したＣＴＳ値の平均値のビット数を削減して所定のビット数として出力する。ここで、ノイズシェーピング回路１０１は、ＣＴＳ値の変化量が少ないほど、ビット数の削減後の値と元の値との誤差、すなわちノイズが小さくなるように出力値を計算する回路を構成することが出来る。
【００４４】
ここで、ノイズシェーピング回路の動作例を説明する。図４は、最も簡単な１次のノイズシェーピング回路の構成例を示す。１次のノイズシェーピング回路は、量子化器１０３、遅延回路１０４を備える。量子化器１０３は、例えば、３２ビットの入力信号を２０ビットに切り捨てて、出力されるデータのビット数を減らす処理を行う。図４に示すノイズシェーピング回路は、さらに、量子化器１０３の出力と入力との差分を抽出して遅延回路１０４へ出力する加算器と、遅延回路１０４により遅延された上記差分の信号と、ノイズシェーピング回路への入力信号とを加算して量子化回路１０３へ出力する加算器とを有する。これにより、量子化器１０３の出力と入力との差が、次の（１サンプリング時間後の）入力信号に加算される。この構成において、量子化器１０３の出力から入力を引くことで、量子化による誤差が計算出来る。この誤差のことを量子化ノイズと呼ぶ。この量子化ノイズをＶＱと表記して、遅延処理をＺと表記することにすると、図から、（数１）の式が成り立つことがわかる。
【００４５】
（数１）
出力＝入力＋（１−Ｚ）ＶＱ
ここで、１−Ｚの意味を考えると、今の時間のデータから１回前の時間のデータの差を求めるということで、これは微分の定義と同じことになっていることがわかる。従って、この回路の出力は、入力信号に量子化ノイズを微分した信号が加算されているということになる。これを量子化ノイズについて考え直すと、単に量子化ノイズが発生しているのではなく、微分というふうに形を変えたノイズが発生していると考えることが出来る。そのため、この回路は、ノイズの形を変える回路ということで、ノイズシェーピング回路と呼ぶことが出来る。この微分によるノイズシェーピング処理により、ノイズの低域成分が減って、代わりに高域成分が増えるという特性を持つことになる。つまり前回のデータ値と今回のデータ値の変化量が少ないほど、出力に加わる量子化ノイズの大きさが小さくなり、結果として出力されるデータの精度が高くなったのと同じことが実現できることになる。今回のサンプルタイムカウンタの出力は、通常はほとんど変化しない信号なので、このノイズ低減効果は大きくなる。なお、上記の１次のノイズシェーピング回路よりもさらに急峻な特性をもつ高次のノイズシェーピング回路を使えば、低域のノイズをより削減することが出来る。
【００４６】
次に、実施の形態２のＨＤＭＩ送信機６及びＨＤＭＩ受信機７の動作を説明する。
【００４７】
ノイズシェーピング回路１０１は、２０ビットのＣＴＳ値を出力するが、この中に２０ビット以上の情報を埋め込むことが出来るので、それに見合った精度の入力データを準備する。サイクルタイム・カウンタ２１の出力を、平均化回路１００で例えば１０２４回平均して、より正確なＣＴＳ値の元になる値を計算することが出来る。平均化回路１００は、こうして得られた３２ビットの高精度データをノイズシェーピング回路１０１へ送り、ノイズシェーピング回路１０１では、これを２０ビットの信号として、ＨＤＭＩ受信機７へ出力する。
【００４８】
Ｎ値設定回路３により設定されたＮ値も、ＨＤＭＩ受信７へ出力される。ここで、ＨＤＭＩ伝送のＮ値やＣＴＳ値は、例えば、パケットデータでＨＤＭＩ送信機６からＨＤＭＩ受信器７へ伝送することが出来る。このようなＮ値やＣＴＳ値は、例えば、ＨＤＭＩ送信機６から送信されるＨＤＭＩ受信器７へビデオ信号のＨＳＹＮＣ区間にあるデータアイランド区間で転送される。
【００４９】
ＨＤＭＩ受信機７は、ＣＴＳ分周器４（図３では１／ＣＴＳと表示）及び逓倍器５（図３ではＮ倍と表示）を備える。ＣＴＳ分周器４はパケットとして伝送されてきたＣＴＳ値でピクセルクロックを分周する。例えば、ＣＴＳ分周器４は、ＨＤＭＩ送信機６から受信したピクセルクロックの周波数をＣＴＳ値で割った周波数を持つクロックを、分周クロック（中間クロック）として出力することが出来る。
【００５０】
逓倍器５はＣＴＳ分周器４の出力をＮ倍する。逓倍器５は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路により構成することが出来る。具体的には、逓倍器５に用いられるＰＬＬ回路は、互いに直列に接続された位相比較器、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、電圧制御発信器（ＶＣＯ：Voltage Control Oscillator）と、電圧制御発信器が出力した信号を１／Ｎに分周して位相比較器へ入力する１／Ｎ分周器を備える構成とすることが出来る。位相比較器は、ＣＴＳ分周器４の出力信号と、１／Ｎ分周器の出力信号との位相差に基づいて制御信号を出力し、ＶＣＯは、ＬＰＦを経た制御信号に基づいて、分周クロックのＮ倍の周波数のクロックを出力する。このようなＰＬＬ回路により、ＣＴＳ分周器４から出力された分周クロックの周波数がＮ倍される。
【００５１】
ＨＤＭＩ受信機７では、一見高速で変化するＣＴＳ値を受け取ることになるが、これは量子化ノイズが高域側にシェープされているだけである。Ｎ逓倍器５に用いられているＰＬＬ回路を、入力信号周波数のゆっくりした変動には追従し、高速の変動に対しては応答しないというＬＰＦ特性を有するように構成することにより、ＣＴＳ値の変動がゆっくりの場合には出力されるオーディオクロックにはその影響が出るが、ノイズシェーピングされたような高速の変動に対しては応答しないよう制御することが出来る。これにより、Ｎ逓倍器５のＰＬＬ回路で高域成分が除去されて残った高精度のＣＴＳ値でオーディオクロックの再生成が行われ、高音質の音声再生が実現される。
【００５２】
また、応答時間を問題にするような場合には、最初のＣＴＳ値だけは平均化回路１００を通さずに出力して、まず受信側でクロックの生成を開始させておいて、次のＣＴＳ値から高精度のデータを伝送するようにすることで、高速で伝送を開始させることが出来る。
【００５３】
例えば、ＨＤＭＩ送信機６は、サイクルタイム・カウンタ２がカウントを開始してからＭ周期分のカウントが終了するまでの間は、サイクルタイム・カウンタ２が出力したＣＴＳ値を、平均化回路１００及びノイズシェーピング回路１０１を通さずに、直接、ＨＤＭＩ受信機７へ転送するよう動作してもよい。具体的には、サイクルタイム・カウンタ２のカウント状況に応じて、サイクルタイム・カウンタ２の出力をそのまま出力するか、平均化回路１００及びノイズシェーピング回路１０１を介して出力するかを切り替えるスイッチ回路を設けることが出来る。
【００５４】
上記の本実施形態においては、ＣＴＳ値の変動の影響を極力小さくして、ＨＤＭＩ受信機７の出力で高音質のクロックを生成することが可能になる。
【００５５】
（実施の形態３）
図５は、本発明の実施の形態３におけるＨＤＭＩ送信機のブロック図を示す。実施の形態３のＨＤＭＩ受信機６は、従来例のサイクルタイム・カウンタ２を拡張してＣＴＳ値の生成を行っている。図５において、ＨＤＭＩ送信機６は、Ｎ分周器１（図５では１／Ｎと表示）、ＮＭ分周器１１（図５では（１／Ｎ）／Ｍと表示）、サイクルタイム・カウンタ２２、ノイズシェーピング回路１０１を備える。
【００５６】
ＮＭ分周器１１はＮ分周器１よりもさらに分周比の大きい分周器である。サイクルタイム・カウンタ２２は実施の形態２のサイクルタイム・カウンタ２よりも長い時間を計測可能である。ＮＭ分周器１１は、Ｎ分周器１で分周したクロックをさらに所定の分周比（ここでは、１／Ｍ）で分周してクロックを生成する。サイクルタイム・カウンタ２２は、ＮＭ分周器１１で生成されたクロックの各周期をピクセルクロックでカウントする。すなわち、サイクルタイム・カウンタ２２は、オーディオクロック（１２８×ｆｓ）を、分周比（１／Ｎ）／Ｍで分周したクロックの一周期をピクセルクロックでカウントすることになる。カウント値は、ノイズシェーピング回路１０１に入力される。このカウント値は、オーディオクロックを分周比（１／Ｎ）で分周したクロックの一周期のカウント値をＭ回分加算した値と同等になる。
【００５７】
実施の形態２と同様に、ノイズシェーピング回路１０１では出力に２０ビットのＣＴＳ値を出力するが、この中に２０ビット以上の情報を埋め込むことが出来るので、それに見合った精度の入力データを準備する。ＭＮ分周器１１の分周比をＭ＝１０２４としてさらに１０２４分周するように設定し、サイクルタイム・カウンタ２２で長時間計測する。これにより、より正確なＣＴＳ値の元になる値を計算することが出来る。こうして得られた３２ビットの高精度データをノイズシェーピング回路１０１へ送る。ノイズシェーピング回路１０１では、これを２０ビットの信号として、ＨＤＭＩ受信機７へ出力する。以下は実施の形態２と同様の動作となる。また、図５に示すＨＤＭＩ送信機６の構成によれば、実施の形態２のように加算処理を行うことなく、実施の形態２の平均値と同等に正確なカウント値が得られる。このように本実施形態では、簡単な処理で、精度の高いＣＴＳ値が得られる。
【００５８】
また、応答時間を問題にするような場合には、最初のＣＴＳ値だけはＭＮ分周器１１の分周比を大きくせずにＣＴＳ値を生成してそれを出力し、まず受信側でクロックの生成を開始させておいて、次のＣＴＳ値から高精度のデータを伝送するようにすることで、高速で伝送を開始させることが出来る。
【００５９】
ここで、高域・低域の範囲について触れておく。従来例のサイクルタイム・カウンタ２の出力タイミングは、Ｎ値の設定により決まり、およそ１ｋＨｚ付近に設定されている。この周波数は、Ｎ逓倍回路５のＰＬＬの位相比較周波数に相当するので、このＰＬＬの応答周波数は速くとも１００Ｈｚ以下程度に設定されている。従って、高域というのはこの１００Ｈｚ以上を差すと考えてよい。低域についてはそれより下ということになるが、特に低域という場合にはもっと低い周波数を想定している。この高域と低域の考え方は、上記実施の形態２および下記実施の形態４にも適用することが出来る。
【００６０】
ＨＤＭＩ伝送のＮ値やＣＴＳ値のパケット転送の頻度は、非特許文献１に示されているように、ビデオ信号のＨＳＹＮＣ区間にあるデータアイランド区間で転送される形になっているので、上記の周波数より十分に高く４８０ｐでは最高およそ１５ｋＨｚ程度でＮ値やＣＴＳ値の更新を行うことが可能となっている。ただし、ＶＳＹＮＣ期間にはパケットを送れない時間が存在するので注意が必要になるが、送れない期間はノイズシェーピング回路の遅延時間を待たせても、ノイズシェーピングの動作自体には変わりは無く、その間のノイズシェーピングの効果が弱くなるだけで大きな問題にはならない。
【００６１】
具体的にどの周期でＣＴＳパケットを変更させるかは、上記のようにパケット伝送に関する条件等で許容される範囲内で設定が出来る。ＣＴＳパケットの更新があまり遅くなりすぎると、すなわち、ＣＴＳ値変更の周期が長くなりすぎると、効果がなくなる。そのため、ＣＴＳパケットの転送頻度を標準よりも高くすることが好ましい。例えば、まず通常のＣＴＳ値を転送し、その後に互換性の確認を行ってからノイズシェーピングされたＣＴＳ値を転送するようにしても良い。なお、上記（数１）における遅延処理Ｚの値は、ＣＴＳ値の更新頻度を表す値であると言える。そのため、例えば、図４に示したノイズシェーピング回路の遅延器１０４の設定により、ＣＴＳ値更新の頻度を調整することが出来る。
【００６２】
同一メーカー同士などで、動作の確認が行える場合には、ＨＤＭＩ規格の標準値からはずれた設定として、Ｎ値をより小さな値に設定して、ＣＴＳ値も小さな値にして伝送することも出来る。ＣＴＳ値を小さくすると、通常はＣＴＳ値の相対的な誤差が増えることによる音質劣化が発生する。そこで、このＣＴＳ値を、上記実施の形態１、２または下記実施の形態４に記載の技術を用いてノイズシェ-ピングして高精度化して高頻度で送ることが出来る。これにより、大きな音質改善効果を発揮させることが出来る。
【００６３】
（実施の形態４）
図６は、本発明の実施の形態４におけるＨＤＭＩ受信機のブロック図を示す。実施の形態１では、ＨＤＭＩ送信機側に平均化回路とノイズシェーピング回路を構成したが、実施の形態４では、それらに相当する構成をＨＤＭＩ受信機側に構成したものである。ＨＤＭＩ受信機７１は、平均化回路２００、ノイズシェーピング回路２０１、ＣＴＳ分周器４、逓倍器５を備える。
【００６４】
ＨＤＭＩ送信機６は、オーディオクロックを１／Ｎで分周したクロックの各周期をピクセルクロックでカウントして得られるＣＴＳ値をＨＤＭＩ受信器７１へ転送する。ＨＤＭＩ受信器７１の平均化回路２００は、このＣＴＳ値のＭ回分の平均値を計算する。平均値は、例えば、３２ビットで、ノイズシェーピング回路２０１に出力される。ノイズシェーピング回路２０１は、３２ビットの平均値にノイズシェーピングを施してビット数を削減し、２０ビットの値にして、ＣＴＳ分周器４へ出力する。これらのＣＴＳ値の平均化及びノイズシェーピングは、上記実施の形態２または３と同様に行うことが出来る。また、ＣＴＳ分周器４、逓倍器５も、上記実施の形態２または３と同様に行うことが出来る。
【００６５】
本発明をトータルのシステムとして考えた時には、ＨＤＭＩ送信機側に、平均化及びノイズシェーピングの機能を入れたほうが、ＨＤＭＩ受信機側を選ばずに高音質化が出来るということで汎用性が高いが、ＨＤＭＩ送信機側とＨＤＭＩ受信機側の両方に入れると２段階で高音質化が図れることとなり、より高い効果が発揮されることになる。また、ＨＤＭＩ受信機に平均化回路及びノイズシェーピング回路を設けることで、ＨＤＭＩ送信機の構成は変えなくても、高音質化が可能になる。
【００６６】
なお、図６に示す例は、ＨＤＭＩ受信機でＣＴＳ値の平均化及びノイズシェーピングを伴うビット数削減を行う構成である。これに対して、例えば、ＨＤＭＩ送信機６において、オーディオクロックを分周器１で１／Ｎに分周し、さらに１／Ｍに分周したクロックをピクセルクロックでカウントしてＣＴＳ値を生成し、ＨＤＭＩ受信機７１は、この（１／Ｎ）Ｍで分周されたクロックのＣＴＳ値を受信して、ノイズシェーピングにより、ビット数を削減する構成であってもよい。このように、ＨＤＭＩ送信機６が、Ｎ分周器１及びサイクルタイム・カウンタ２に加えて、ＮＭ分周器を備え、ＨＤＭＩ受信機７１が、ノイズシェーピング回路２０１、ＣＴＳ分周器４及び逓倍器５を備えてもよい。
【００６７】
なお、本発明の実施の形態２から４では平均化回数やカウント時間等で３２ビットを用いたが、３２ビット以外でも構わない。また、ノイズシェーピング回路の構成も図４に示す例に限られない。例えば、２次またはそれ以上のノイズシェーピング回路を用いることも出来る。
【００６８】
上記実施の形態１〜４に示した機能ブロックは、プリント基板の配線及び素子を含む電子回路で構成されてもよいし、半導体基板上に一体集積化されたＩＣチップにより構成されてもよい。例えば、図１に示す構成において、分周器１０、カウンタ２０及びノイズシェーピング部１１０を、一つの半導体基板に集積することが出来る。
【産業上の利用可能性】
【００６９】
本発明のデータ送出装置、データ受信装置、及びデータ送受信システムは、例えば、ＨＤＭＩオーディオの送信・受信装置に用いることで、高品質のオーディオ再生を行うことが出来る。
【符号の説明】
【００７０】
１ Ｎ分周器
２ サイクルタイム・カウンタ
３ Ｎ値設定回路
４ ＣＴＳ分周器
５ Ｎ逓倍器
６ ＨＤＭＩ送信機
７ ＨＤＭＩ受信機
２ サイクルタイム・カウンタ
１００ 平均化回路
１０１ ノイズシェーピング回路
１０３ 量子化器
１０４ 遅延回路
１１ ＭＮ分周器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタルによるビデオ・オーディオ信号（デジタルコンテンツ)を伝送するためのデータインターフェイス規格の１つとして知られている、ＨＤＭＩ（Ｈｉｇｈ Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）を改善して、高音質化を図るものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、ＨＤＭＩが普及している。これは、１本で映像・音声・付加データを伝送できる特徴があるためである。これは、ますますデジタル機器の接続を便利にし、手軽に機器接続が可能となってきた。しかし、一方で、純粋なオーディオ機器ではないため、高音質を熱望する一部のオーディオマニアなどから音質が良くないという厳しい評価も散見されるようになってきた。実際には、機器固有の問題である実装ノイズ対策が不十分であることが課題であることも多いが、システムとして見て、さらに究極を目指すという観点で、まだまだ改善できる余地が残されていると考えられる。
【０００３】
一般のＡＶ機器内部では、オーディオ用のクロックとビデオ用のクロックは、周波数が異なるので独立して生成されている場合が多いが、ＨＤＭＩでは、この２つのクロックを両方伝送するのではなく、ビデオ用のピクセルクロックだけを伝送して、オーディオクロックはピクセルクロックを元に再生成するというＡＣＲ（Ａｕｄｉｏ Ｃｌｏｃｋ Ｒｅｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）と呼ばれる伝送システムとなっていて、この再生成されたクロックを元にしてオーディオデータをＤ／Ａ変換することで音声が再生される。
【０００４】
図７は従来のＨＤＭＩのオーディオクロック伝送システムのブロック図を示す。図７において、オーディオクロック伝送システムは、ＨＤＭＩ送信機６１とＨＤＭＩ受信機７２で構成され、ＨＤＭＩ送信機６１とＨＤＭＩ受信機７２の間はＨＤＭＩケーブルで接続されている。
【０００５】
ＨＤＭＩ送信機６１は、Ｎ分周器６３、サイクルタイム・カウンタ６２、Ｎ値設定回路６４で構成される。Ｎ分周器６３は設定されたＮ値でオーディオクロック（１２８×ｆｓ）を分周する。サイクルタイム・カウンタ６２は１で分周されたオーディオクロックの周期をピクセルクロックでカウントして、その値をＣＴＳ値（サイクルタイムスタンプ値）として受信機７２へ出力する。Ｎ値設定回路６４は設定されたＮ値を保持して分周器６１と受信機７２へその値を出力する。
【０００６】
ＨＤＭＩ受信機７２は、ＣＴＳ分周器７４、逓倍器７５で構成される。ＣＴＳ分周器７４はパケットとして伝送されてきたＣＴＳ値でピクセルクロックを分周する。逓倍器７５はＣＴＳ分周器７４の出力をＮ倍する。
【０００７】
このように構成された従来のＨＤＭＩのオーディオクロック伝送システムの動作について説明する。まず、オーディオクロックとしては、サンプリング周波数ｆｓを４８ｋＨｚとすると、その１２８倍の６．１４４ＭＨｚが用いられているものとし、ビデオ用のピクセルクロックとしてはハイビジョン１０８０ｐの場合で１４８．３６ＭＨｚが用いられているものとする。このときのＮ値は、１２８＊ｆｓ／１０００Ｈｚ付近の値を使用するように決められていて、標準値としては６１４４という値がＨＤＭＩ規格で規定されている。
【０００８】
上記の値が設定されると、Ｎ分周器６３の出力、すなわちサイクルタイム・カウンタ６２の入力は１０００Ｈｚになるので、ＣＴＳ値は、１４８．５ＭＨｚを１ｋＨｚで割った１４８５００になる。このＣＴＳ値がパケットデータとしてＨＤＭＩ受信機７２へ伝送される。ＨＤＭＩ受信機７２では、同様にパケットで伝送されてきたＮ値とＣＴＳ値および別途伝送されたピクセルクロックを元にして、ＣＴＳ分周器７４でピクセルクロックを１４８５００分の１に分周して１ｋＨｚを生成し、この信号をＮ逓倍器７５で６１４４倍にすることでオーディオクロック６．１４４ＭＨｚを再生成することが出来る。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】ＣＱ出版著、「デザインウエーブマガジン」、２００８年４月、ｐ．７３−８１
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、上記のＣＴＳ値は、オーディオクロックとピクセルクロックに誤差がある場合や、サイクルタイム・カウンタ２の動作タイミングの微妙なずれなどによって、変動が発生する。このＣＴＳ値の変動はＨＤＭＩ受信機７の出力のオーディオクロックに変動を与え、これが再生される音声信号への歪の発生要因となる。
【００１１】
本発明は、上記のＣＴＳ値のような、クロックカウント値の変動の影響を極力小さくして、受信側の出力で高精度のクロックを生成可能とすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
前記従来の課題を解決するため、本願開示のデータ送出装置は、データ及び基本クロックを送出するデータ送出装置であって、前記データのサンプルクロックを所定の分周比で分周してクロックを生成するクロック分周手段と、前記クロック分周手段で分周されたクロックの各周期を前記基本クロックでカウントするカウント手段と、前記カウント手段が前記分周されたクロックの一周期を前記基本クロックでカウントした値の複数周期における平均のカウント値または、前記分周されたクロックの複数周期を前記基本クロックでカウントしたカウント値のビット数を、ノイズシェーピングを施して削減するノイズシェーピング手段と、ノイズシェーピング手段でビット数削減された前記カウント値、前記基本クロック及び前記クロック分周手段で用いた分周比を送出する送出手段とを備える。
【発明の効果】
【００１３】
以上のように構成することにより、実質的に高精度のクロックを伝送することが可能となり、再生される信号の歪が低減して、より高品質な信号を再生することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の実施の形態１におけるデータ送受信システムの構成例を示す機能ブロック図
【図２】オーディオクロックを用いて再生される音声データのデジタル波形の一部の例を示す図
【図３】本発明の実施の形態２におけるＨＤＭＩ送信機のブロック図
【図４】１次のノイズシェーピング回路のブロック図
【図５】本発明の実施の形態３におけるＨＤＭＩ送信機のブロック図
【図６】本発明の実施の形態４におけるＨＤＭＩ受信機のブロック図
【図７】従来のオーディオクロック伝送システムのブロック図
【発明を実施するための形態】
【００１５】
本発明のデータ伝送装置は、送出するＣＴＳ値を計算するために、サイクルタイム・カウンタと、その出力値を平均化する平均化回路と、平均化回路の出力精度を落とさずにビット数を削減するノイズシェーピング回路を備え、ノイズシェーピング回路の出力をＣＴＳ値として送出する。
【００１６】
次に、本発明のデータ伝送装置の一実施形態を、図面を参照して説明する。
【００１７】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるデータ送出装置を含むデータ送受信システムの構成例を示す機能ブロック図である。図１に示すデータ受信システムは、データ及び基本クロックを送出するデータ送出装置６０と、データ及び基本クロックを受信して、データのサンプルクロックを再構築するデータ受信装置７０とを含む。データ送出装置６０とデータ受信装置７０は、互いに接続されている。
【００１８】
以下の実施形態では、一例として、データ送信装置６０からデータ受信装置７０へ送信されるデータは、音声データ及び映像データを含み、基本クロックは映像データのピクセルクロックであり、サンプルクロックが音声データのオーディオクロックである場合について説明する。なお、データの種類、及び基本クロック及びサンプルクロックの組み合わせはこれに限られない。例えば、受信側で再生等のために２種類以上のクロックを必要とするデータを送信する場合に、１つのクロックと、このクロックと他のクロックとの関係を示す情報を送信して、受信側ではこの１つのクロックを用いて他のクロックを再構築するシステムにおいて、以下の実施形態を適用することが出来る。基本クロックとサンプルクロックは、第１のクロック及び第２のクロックと称することも出来る。
【００１９】
データ送出装置６０は、分周器１０、カウンタ２０、ノイズシェーピング部１１０、パラメータ設定部３０及び送出部８を備える。
【００２０】
分周器１０は、前記データのサンプルクロックを所定の分周比で分周して分周クロック（中間クロック）を生成するクロック分周手段の一例である。分周器１０は、入力されたクロックの周波数の１／Ｎ（Ｎは整数）の周波数を持つクロックを出力する。ここで、分周比はＮとなる。なお、分周比は、Ｎの値そのものであってもよいし、その他Ｎを表す値であってもよい。通常、Ｎは整数であるが、必ずしも整数である必要はない。
【００２１】
カウンタ２０は、分周器で分周された分周クロックの各周期を基本クロックでカウントするカウント手段の一例である。カウンタ２０は、例えば、分周されたクロックの一周期に基本クロックが何周期繰り返されるかを数えることができる。
【００２２】
ノイズシェーピング部１１０は、カウンタ２０の出力に基づいて、所定のビット数のカウント値を生成する。パラメータ設定部３０は、分周比の入力を受け付け、分周器１０及び送出部８へ入力された分周比を通知する。パラメータ設定部３０は、分周比に限らず、その他必要なパラメータを送出部８へ通知してもよい。また、カウント値及び分周比は、基本クロックとサンプルクロックの関係を示す情報の一例である。
【００２３】
具体的には、ノイズシェーピング部１１０は、分周クロックの一周期を基本クロックでカウントした値の複数周期における平均のカウント値のビット数を削減する。その際、ノイズシェーピングにより、平均カウント値の精度をなるべく落とさずにビット数が削減される。
【００２４】
ノイズシェーピング部１１０は、あるいは、分周クロックの複数周期を基本クロックでカウントしたカウント値のビット数を削減し、所定ビット数のカウント値を生成することも出来る。この場合も、ノイズシェーピングを施してビット数削減に伴うカウント値の精度劣化を抑制することが出来る。
【００２５】
ノイズシェーピングは、例えば、入力信号を、量子化して所定のビット数のデータ列に変換する際、量子化ノイズを、データの精度に与える影響が比較的低い周波数側にシフトさせることによって、量子化によるデータ精度劣化を抑える処理を含むことが出来る。
【００２６】
本実施形態では、ノイズシェーピング部１１０は、分周クロックの複数周期分についてカウント値の平均を計算する。例えば、分周クロックの周期毎のカウンタ値をＭ周期分（Ｍ回）加算し、加算した値をＭで割ることで平均値を計算することが出来る。また、分周クロックの毎周期に、Ｍ回の加算を開始し加算値をバッファに格納することで、毎周期において、その周期の過去Ｍ回の平均値を出力することが出来る。このように、カウント値を平均化することにより、より正確なカウント値を得ることが出来る。なお、平均値の出力は、分周クロックの周期毎に限られず、例えば、複数周期毎に平均値を出力してもよい。また、平均値出力を、必ずしも分周クロックの周期にあわせる必要もない。
【００２７】
ビットの削減処理として、ノイズシェーピング部１１０は、例えば、ある時点で計算された平均値を所定ビット数の値に量子化する。そして、量子化前の値と量子化後の値の差分を計算し、この差分を、次に計算された平均値に加算して量子化したものを出力値とすることが出来る。これにより、量子化前後の値の差分、すなわち量子化ノイズを高域へシフトさせることが出来る。その結果、平均値の精度低下を抑えてビット数を削減するノイズシェーピングが可能になる。
【００２８】
上記の場合、ノイズシェーピング部１１０は、例えば、上記のようにカウンタ２０で計測したカウント値を平均化する平均化回路と、平均化回路で取得した平均カウント値のビット数を削減するノイズシェーピング回路とを備える構成とすることが出来る。
【００２９】
あるいは、ノイズシェーピング部１１０は、分周クロックをさらに分周したクロックの各周期のカウント値を、同様にノイズシェーピングを伴って量子化することが出来る。分周クロックをさらに分周したクロックの各周期のカウント値は、平均値と同様により精度の高い情報を含んでいる。このカウント値を、上記と同様に、ノイズシェーピングを行って所定のビット数に量子化することで、精度低下を抑えてカウント値のビット数を削減することが出来る。
【００３０】
この場合、ノイズシェーピング部１１０は、例えば、分周器１０で分周した分周クロックをさらに所定の分周比で分周してクロックを生成する第２の分周器と、カウンタ２０が第２の分周器で生成したクロックの各周期を基本クロックでカウントしたカウント値のビット数を削減するノイズシェーピング回路とを備える構成とすることが出来る。
【００３１】
ノイズシェーピング部１１０でビット数が削減されたカウント値は、基本クロック及びクロック分周手段で用いられた分周比とともに、送出部８により受信装置７０へ送出される。ここで、音声データ及び映像データも送出部８によって受信装置７０へ送信される。基本クロック以外のデータ、すなわち、カウント値、分周比、音声データ及び映像データは、例えば、パケットデータにより時分割して受信装置７０へ送信することが出来る。
【００３２】
データ受信装置７０は、受信部９、分周器４０及び逓倍器５０を備える。受信部９（受信手段の一例）は、データ送信装置６０から送出された音声データ、映像データ、基本クロック、カウント値、及び分周比を受信する。分周部４０は、受信部９で受信した基本クロックをカウント値で分周してクロックを生成する。逓倍部５０は、分周器４０で生成したクロックを分周比で逓倍してクロックを生成する。これによりサンプルクロックが再構築される。
【００３３】
上記構成では、データ送信装置において、分周クロックの複数周期分のカウント値を、精度低下を抑えながらも、所定のビット数で送信することが出来る。これにより、実質的に高精度のサンプルクロックを伝送することが可能になる。
【００３４】
例えば、サンプルクロックが、データ送出装置６０から送出される音声データのオーディオクロックである場合、受信装置７０が受信した音声データは、基本クロック、分周比、カウント値を基に再構築したオーディオクロックを用いて再生される。オーディオクロックとピクセルクロックに誤差がある場合や、カウンタ２０の動作タイミングの微妙なずれがある場合、カウント値に変動が発生する。このカウンタ値の変動は、データ受信装置７０の出力のオーディオクロックに変動を与え、これが再生される音声信号への歪の発生要因となる。
【００３５】
図２は、オーディオクロックを用いて再生される音声データのデジタル波形の一部の例を示す図である。図２では、量子化されたデジタル波形を実線で、ＡＤ変換される前の音声信号波形を点線で示している。図２に示すデジタル波形の一周期のクロックに相当する幅（ｔ1、ｔ2、ｔ3）は、カウント値の変動に伴って変動する。これは、デジタル波形における時間軸の揺らぎ、ジッタ（不正確さ）の原因となる。時間軸の揺らぎやジッタは、ＤＡ変換された後の音声信号の歪みやノイズの原因となる。
【００３６】
本実施形態では、上記のとおり、所定のビット数のカウント値を高精度で伝送することが出来る。そのため、実質的に高精度のオーディオクロックを伝送することが可能となる。その結果、再生される音声信号の歪が低減してより高音質の音楽を再生することが出来る。
【００３７】
なお、上記構成において、送出部８は、少なくとも、カウンタ２０がカウントを開始してから前記複数周期分のカウントが終了するまでの間は、カウンタ２０がカウントした各周期のカウント値を送出することが出来る。これにより、ノイズシェーピング部１１０によるカウント値の送信遅延を避けることが出来る。
【００３８】
また、上記例では、ノイズシェーピング部１１０がデータ送信装置６０に設けられるが、ノイズシェーピング部１１０は、データ受信装置７０に設けられてもよい。この場合、データ受信装置７０の受信部９は、データ送出装置６０から送出された基本クロック、データのサンプルクロックを所定の分周比で分周してクロックの各周期を前記基本クロックでカウントしたカウント値、及び分周比を受信する。データ受信装置７０のノイズシェーピング部１１０が、複数の分周クロック周期における平均のカウント値または、分周クロックの複数周期のカウント値のビット数を、ノイズシェーピングを施して削減する。分周器４０は、ビットが削減されたカウント値を用いて基本クロックを分周してクロックを生成する。逓信部５０はこのクロックを分周比で逓倍して出力する。これにより、サンプルクロックが再構築される。
【００３９】
（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２におけるＨＤＭＩ送信機のブロック図を示す。実施の形態２のＨＤＭＩ送信機６は、従来例のサイクルタイム・カウンタ２を拡張してＣＴＳ値の生成を行っている。図３において、ＨＤＭＩ送信機６は、Ｎ分周器１（図３では１／Ｎと表示）、サイクルタイム・カウンタ２、Ｎ値設定回路３（図３ではＮ値と表示）、平均化回路１００、ノイズシェーピング回路１０１で構成される。平均化回路１００はサイクルタイム・カウンタ２の出力値を平均化する。ノイズシェーピング回路１０１は量子化雑音を整形する。
【００４０】
図３に示す例は、データ送出装置の一例としてＨＤＭＩ送信機６、及びデータ受信装置の一例としてＨＤＭＩ受信機７を含むデータ送受信システムの例である。また、平均化回路１００及びノイズシェーピング回路１０１は、ノイズシェーピング手段の一具体例である。
【００４１】
ＨＤＭＩ送信機６において、Ｎ分周器１は、分周手段の一例であり、Ｎ値設定回路３により設定されたＮ値でオーディオクロック（１２８×ｆｓ）を分周する。Ｎ値は、分周比を示す値の一例であり、本例では、Ｎは自然数であり、分周比１／Ｎは、周波数が１／Ｎになるように分周することを意味している。サイクルタイム・カウンタ２は、カウント手段の一例であり、分周器１で分周されたオーディオクロック（分周クロック）の周期をピクセルクロック（基本クロックの一例）でカウントして、その値をＣＴＳ値（サイクルタイムスタンプ値）として、平均化回路１００へ出力する。ＣＴＳ値はカウンタ値の一例である。
【００４２】
平均化回路１００は、平均化手段の一例であり、サイクルタイム・カウンタ２で計測したＣＴＳ値を平均化する。例えば、平均化回路１００は、サイクルタイム・カウンタ２がカウントした分周クロックの各周期のＣＴＳ値を、所定回数Ｍの周期分加算し、加算値を前記所定回数Ｍで除した値を平均値として出力することが出来る。具体的には、平均化回路１００は、サイクルタイム・カウンタ２から周期毎のＣＴＳ値を順次受け取って、バッファに格納された、それまでＣＴＳ値の累積値に加算していき、Ｍ回加算するとバッファの累積値をＭで割った値をＣＴＳ値の平均値として出力することが出来る。また、平均化回路１００は、例えば、加算値を一時的に格納するバッファ領域をＭ個使うことによって、分周クロックの周期毎に、過去Ｍ回分の平均値を計算することが出来る。ここでも、平均値を分周クロックの複数周期毎に出力してもよいし、平均値出力を分周クロックに合わせなくてもよい。このように計算される平均値は、元のカウンタ値に比べて、より正確で、変動が少ない値となる。例えば、Ｍ＝１０２４として、１０２４回分のＣＴＳ値の平均値を計算して、より正確なＣＴＳ値を得ることが出来る。
【００４３】
より正確な平均値を得る観点からは、平均を取るＣＴＳ値の数Ｍは多い方が好ましい。Ｍが多くなると、平均値は、規格で決められているＣＴＳ値のビット数を越える可能性が高くなる。その場合、ノイズシェーピング回路１０１は、平均化回路１００で取得したＣＴＳ値の平均値のビット数を削減して所定のビット数として出力する。ここで、ノイズシェーピング回路１０１は、ＣＴＳ値の変化量が少ないほど、ビット数の削減後の値と元の値との誤差、すなわちノイズが小さくなるように出力値を計算する回路を構成することが出来る。
【００４４】
ここで、ノイズシェーピング回路の動作例を説明する。図４は、最も簡単な１次のノイズシェーピング回路の構成例を示す。１次のノイズシェーピング回路は、量子化器１０３、遅延回路１０４を備える。量子化器１０３は、例えば、３２ビットの入力信号を２０ビットに切り捨てて、出力されるデータのビット数を減らす処理を行う。図４に示すノイズシェーピング回路は、さらに、量子化器１０３の出力と入力との差分を抽出して遅延回路１０４へ出力する加算器と、遅延回路１０４により遅延された上記差分の信号と、ノイズシェーピング回路への入力信号とを加算して量子化回路１０３へ出力する加算器とを有する。これにより、量子化器１０３の出力と入力との差が、次の（１サンプリング時間後の）入力信号に加算される。この構成において、量子化器１０３の出力から入力を引くことで、量子化による誤差が計算出来る。この誤差のことを量子化ノイズと呼ぶ。この量子化ノイズをＶＱと表記して、遅延処理をＺと表記することにすると、図から、（数１）の式が成り立つことがわかる。
【００４５】
（数１）
出力＝入力＋（１−Ｚ）ＶＱ
ここで、１−Ｚの意味を考えると、今の時間のデータから１回前の時間のデータの差を求めるということで、これは微分の定義と同じことになっていることがわかる。従って、この回路の出力は、入力信号に量子化ノイズを微分した信号が加算されているということになる。これを量子化ノイズについて考え直すと、単に量子化ノイズが発生しているのではなく、微分というふうに形を変えたノイズが発生していると考えることが出来る。そのため、この回路は、ノイズの形を変える回路ということで、ノイズシェーピング回路と呼ぶことが出来る。この微分によるノイズシェーピング処理により、ノイズの低域成分が減って、代わりに高域成分が増えるという特性を持つことになる。つまり前回のデータ値と今回のデータ値の変化量が少ないほど、出力に加わる量子化ノイズの大きさが小さくなり、結果として出力されるデータの精度が高くなったのと同じことが実現できることになる。今回のサンプルタイムカウンタの出力は、通常はほとんど変化しない信号なので、このノイズ低減効果は大きくなる。なお、上記の１次のノイズシェーピング回路よりもさらに急峻な特性をもつ高次のノイズシェーピング回路を使えば、低域のノイズをより削減することが出来る。
【００４６】
次に、実施の形態２のＨＤＭＩ送信機６及びＨＤＭＩ受信機７の動作を説明する。
【００４７】
ノイズシェーピング回路１０１は、２０ビットのＣＴＳ値を出力するが、この中に２０ビット以上の情報を埋め込むことが出来るので、それに見合った精度の入力データを準備する。サイクルタイム・カウンタ２１の出力を、平均化回路１００で例えば１０２４回平均して、より正確なＣＴＳ値の元になる値を計算することが出来る。平均化回路１００は、こうして得られた３２ビットの高精度データをノイズシェーピング回路１０１へ送り、ノイズシェーピング回路１０１では、これを２０ビットの信号として、ＨＤＭＩ受信機７へ出力する。
【００４８】
Ｎ値設定回路３により設定されたＮ値も、ＨＤＭＩ受信７へ出力される。ここで、ＨＤＭＩ伝送のＮ値やＣＴＳ値は、例えば、パケットデータでＨＤＭＩ送信機６からＨＤＭＩ受信器７へ伝送することが出来る。このようなＮ値やＣＴＳ値は、例えば、ＨＤＭＩ送信機６から送信されるＨＤＭＩ受信器７へビデオ信号のＨＳＹＮＣ区間にあるデータアイランド区間で転送される。
【００４９】
ＨＤＭＩ受信機７は、ＣＴＳ分周器４（図３では１／ＣＴＳと表示）及び逓倍器５（図３ではＮ倍と表示）を備える。ＣＴＳ分周器４はパケットとして伝送されてきたＣＴＳ値でピクセルクロックを分周する。例えば、ＣＴＳ分周器４は、ＨＤＭＩ送信機６から受信したピクセルクロックの周波数をＣＴＳ値で割った周波数を持つクロックを、分周クロック（中間クロック）として出力することが出来る。
【００５０】
逓倍器５はＣＴＳ分周器４の出力をＮ倍する。逓倍器５は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路により構成することが出来る。具体的には、逓倍器５に用いられるＰＬＬ回路は、互いに直列に接続された位相比較器、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、電圧制御発信器（ＶＣＯ：Voltage Control Oscillator）と、電圧制御発信器が出力した信号を１／Ｎに分周して位相比較器へ入力する１／Ｎ分周器を備える構成とすることが出来る。位相比較器は、ＣＴＳ分周器４の出力信号と、１／Ｎ分周器の出力信号との位相差に基づいて制御信号を出力し、ＶＣＯは、ＬＰＦを経た制御信号に基づいて、分周クロックのＮ倍の周波数のクロックを出力する。このようなＰＬＬ回路により、ＣＴＳ分周器４から出力された分周クロックの周波数がＮ倍される。
【００５１】
ＨＤＭＩ受信機７では、一見高速で変化するＣＴＳ値を受け取ることになるが、これは量子化ノイズが高域側にシェープされているだけである。Ｎ逓倍器５に用いられているＰＬＬ回路を、入力信号周波数のゆっくりした変動には追従し、高速の変動に対しては応答しないというＬＰＦ特性を有するように構成することにより、ＣＴＳ値の変動がゆっくりの場合には出力されるオーディオクロックにはその影響が出るが、ノイズシェーピングされたような高速の変動に対しては応答しないよう制御することが出来る。これにより、Ｎ逓倍器５のＰＬＬ回路で高域成分が除去されて残った高精度のＣＴＳ値でオーディオクロックの再生成が行われ、高音質の音声再生が実現される。
【００５２】
また、応答時間を問題にするような場合には、最初のＣＴＳ値だけは平均化回路１００を通さずに出力して、まず受信側でクロックの生成を開始させておいて、次のＣＴＳ値から高精度のデータを伝送するようにすることで、高速で伝送を開始させることが出来る。
【００５３】
例えば、ＨＤＭＩ送信機６は、サイクルタイム・カウンタ２がカウントを開始してからＭ周期分のカウントが終了するまでの間は、サイクルタイム・カウンタ２が出力したＣＴＳ値を、平均化回路１００及びノイズシェーピング回路１０１を通さずに、直接、ＨＤＭＩ受信機７へ転送するよう動作してもよい。具体的には、サイクルタイム・カウンタ２のカウント状況に応じて、サイクルタイム・カウンタ２の出力をそのまま出力するか、平均化回路１００及びノイズシェーピング回路１０１を介して出力するかを切り替えるスイッチ回路を設けることが出来る。
【００５４】
上記の本実施形態においては、ＣＴＳ値の変動の影響を極力小さくして、ＨＤＭＩ受信機７の出力で高音質のクロックを生成することが可能になる。
【００５５】
（実施の形態３）
図５は、本発明の実施の形態３におけるＨＤＭＩ送信機のブロック図を示す。実施の形態３のＨＤＭＩ受信機６は、従来例のサイクルタイム・カウンタ２を拡張してＣＴＳ値の生成を行っている。図５において、ＨＤＭＩ送信機６は、Ｎ分周器１（図５では１／Ｎと表示）、ＮＭ分周器１１（図５では（１／Ｎ）／Ｍと表示）、サイクルタイム・カウンタ２２、ノイズシェーピング回路１０１を備える。
【００５６】
ＮＭ分周器１１はＮ分周器１よりもさらに分周比の大きい分周器である。サイクルタイム・カウンタ２２は実施の形態２のサイクルタイム・カウンタ２よりも長い時間を計測可能である。ＮＭ分周器１１は、Ｎ分周器１で分周したクロックをさらに所定の分周比（ここでは、１／Ｍ）で分周してクロックを生成する。サイクルタイム・カウンタ２２は、ＮＭ分周器１１で生成されたクロックの各周期をピクセルクロックでカウントする。すなわち、サイクルタイム・カウンタ２２は、オーディオクロック（１２８×ｆｓ）を、分周比（１／Ｎ）／Ｍで分周したクロックの一周期をピクセルクロックでカウントすることになる。カウント値は、ノイズシェーピング回路１０１に入力される。このカウント値は、オーディオクロックを分周比（１／Ｎ）で分周したクロックの一周期のカウント値をＭ回分加算した値と同等になる。
【００５７】
実施の形態２と同様に、ノイズシェーピング回路１０１では出力に２０ビットのＣＴＳ値を出力するが、この中に２０ビット以上の情報を埋め込むことが出来るので、それに見合った精度の入力データを準備する。ＭＮ分周器１１の分周比をＭ＝１０２４としてさらに１０２４分周するように設定し、サイクルタイム・カウンタ２２で長時間計測する。これにより、より正確なＣＴＳ値の元になる値を計算することが出来る。こうして得られた３２ビットの高精度データをノイズシェーピング回路１０１へ送る。ノイズシェーピング回路１０１では、これを２０ビットの信号として、ＨＤＭＩ受信機７へ出力する。以下は実施の形態２と同様の動作となる。また、図５に示すＨＤＭＩ送信機６の構成によれば、実施の形態２のように加算処理を行うことなく、実施の形態２の平均値と同等に正確なカウント値が得られる。このように本実施形態では、簡単な処理で、精度の高いＣＴＳ値が得られる。
【００５８】
また、応答時間を問題にするような場合には、最初のＣＴＳ値だけはＭＮ分周器１１の分周比を大きくせずにＣＴＳ値を生成してそれを出力し、まず受信側でクロックの生成を開始させておいて、次のＣＴＳ値から高精度のデータを伝送するようにすることで、高速で伝送を開始させることが出来る。
【００５９】
ここで、高域・低域の範囲について触れておく。従来例のサイクルタイム・カウンタ２の出力タイミングは、Ｎ値の設定により決まり、およそ１ｋＨｚ付近に設定されている。この周波数は、Ｎ逓倍回路５のＰＬＬの位相比較周波数に相当するので、このＰＬＬの応答周波数は速くとも１００Ｈｚ以下程度に設定されている。従って、高域というのはこの１００Ｈｚ以上を差すと考えてよい。低域についてはそれより下ということになるが、特に低域という場合にはもっと低い周波数を想定している。この高域と低域の考え方は、上記実施の形態２および下記実施の形態４にも適用することが出来る。
【００６０】
ＨＤＭＩ伝送のＮ値やＣＴＳ値のパケット転送の頻度は、非特許文献１に示されているように、ビデオ信号のＨＳＹＮＣ区間にあるデータアイランド区間で転送される形になっているので、上記の周波数より十分に高く４８０ｐでは最高およそ１５ｋＨｚ程度でＮ値やＣＴＳ値の更新を行うことが可能となっている。ただし、ＶＳＹＮＣ期間にはパケットを送れない時間が存在するので注意が必要になるが、送れない期間はノイズシェーピング回路の遅延時間を待たせても、ノイズシェーピングの動作自体には変わりは無く、その間のノイズシェーピングの効果が弱くなるだけで大きな問題にはならない。
【００６１】
具体的にどの周期でＣＴＳパケットを変更させるかは、上記のようにパケット伝送に関する条件等で許容される範囲内で設定が出来る。ＣＴＳパケットの更新があまり遅くなりすぎると、すなわち、ＣＴＳ値変更の周期が長くなりすぎると、効果がなくなる。そのため、ＣＴＳパケットの転送頻度を標準よりも高くすることが好ましい。例えば、まず通常のＣＴＳ値を転送し、その後に互換性の確認を行ってからノイズシェーピングされたＣＴＳ値を転送するようにしても良い。なお、上記（数１）における遅延処理Ｚの値は、ＣＴＳ値の更新頻度を表す値であると言える。そのため、例えば、図４に示したノイズシェーピング回路の遅延器１０４の設定により、ＣＴＳ値更新の頻度を調整することが出来る。
【００６２】
同一メーカー同士などで、動作の確認が行える場合には、ＨＤＭＩ規格の標準値からはずれた設定として、Ｎ値をより小さな値に設定して、ＣＴＳ値も小さな値にして伝送することも出来る。ＣＴＳ値を小さくすると、通常はＣＴＳ値の相対的な誤差が増えることによる音質劣化が発生する。そこで、このＣＴＳ値を、上記実施の形態１、２または下記実施の形態４に記載の技術を用いてノイズシェ-ピングして高精度化して高頻度で送ることが出来る。これにより、大きな音質改善効果を発揮させることが出来る。
【００６３】
（実施の形態４）
図６は、本発明の実施の形態４におけるＨＤＭＩ受信機のブロック図を示す。実施の形態１では、ＨＤＭＩ送信機側に平均化回路とノイズシェーピング回路を構成したが、実施の形態４では、それらに相当する構成をＨＤＭＩ受信機側に構成したものである。ＨＤＭＩ受信機７１は、平均化回路２００、ノイズシェーピング回路２０１、ＣＴＳ分周器４、逓倍器５を備える。
【００６４】
ＨＤＭＩ送信機６は、オーディオクロックを１／Ｎで分周したクロックの各周期をピクセルクロックでカウントして得られるＣＴＳ値をＨＤＭＩ受信器７１へ転送する。ＨＤＭＩ受信器７１の平均化回路２００は、このＣＴＳ値のＭ回分の平均値を計算する。平均値は、例えば、３２ビットで、ノイズシェーピング回路２０１に出力される。ノイズシェーピング回路２０１は、３２ビットの平均値にノイズシェーピングを施してビット数を削減し、２０ビットの値にして、ＣＴＳ分周器４へ出力する。これらのＣＴＳ値の平均化及びノイズシェーピングは、上記実施の形態２または３と同様に行うことが出来る。また、ＣＴＳ分周器４、逓倍器５も、上記実施の形態２または３と同様に行うことが出来る。
【００６５】
本発明をトータルのシステムとして考えた時には、ＨＤＭＩ送信機側に、平均化及びノイズシェーピングの機能を入れたほうが、ＨＤＭＩ受信機側を選ばずに高音質化が出来るということで汎用性が高いが、ＨＤＭＩ送信機側とＨＤＭＩ受信機側の両方に入れると２段階で高音質化が図れることとなり、より高い効果が発揮されることになる。また、ＨＤＭＩ受信機に平均化回路及びノイズシェーピング回路を設けることで、ＨＤＭＩ送信機の構成は変えなくても、高音質化が可能になる。
【００６６】
なお、図６に示す例は、ＨＤＭＩ受信機でＣＴＳ値の平均化及びノイズシェーピングを伴うビット数削減を行う構成である。これに対して、例えば、ＨＤＭＩ送信機６において、オーディオクロックを分周器１で１／Ｎに分周し、さらに１／Ｍに分周したクロックをピクセルクロックでカウントしてＣＴＳ値を生成し、ＨＤＭＩ受信機７１は、この（１／Ｎ）Ｍで分周されたクロックのＣＴＳ値を受信して、ノイズシェーピングにより、ビット数を削減する構成であってもよい。このように、ＨＤＭＩ送信機６が、Ｎ分周器１及びサイクルタイム・カウンタ２に加えて、ＮＭ分周器を備え、ＨＤＭＩ受信機７１が、ノイズシェーピング回路２０１、ＣＴＳ分周器４及び逓倍器５を備えてもよい。
【００６７】
なお、本発明の実施の形態２から４では平均化回数やカウント時間等で３２ビットを用いたが、３２ビット以外でも構わない。また、ノイズシェーピング回路の構成も図４に示す例に限られない。例えば、２次またはそれ以上のノイズシェーピング回路を用いることも出来る。
【００６８】
上記実施の形態１〜４に示した機能ブロックは、プリント基板の配線及び素子を含む電子回路で構成されてもよいし、半導体基板上に一体集積化されたＩＣチップにより構成されてもよい。例えば、図１に示す構成において、分周器１０、カウンタ２０及びノイズシェーピング部１１０を、一つの半導体基板に集積することが出来る。
【産業上の利用可能性】
【００６９】
本発明のデータ送出装置、データ受信装置、及びデータ送受信システムは、例えば、ＨＤＭＩオーディオの送信・受信装置に用いることで、高品質のオーディオ再生を行うことが出来る。
【符号の説明】
【００７０】
１ Ｎ分周器
２ サイクルタイム・カウンタ
３ Ｎ値設定回路
４ ＣＴＳ分周器
５ Ｎ逓倍器
６ ＨＤＭＩ送信機
７ ＨＤＭＩ受信機
２ サイクルタイム・カウンタ
１００ 平均化回路
１０１ ノイズシェーピング回路
１０３ 量子化器
１０４ 遅延回路
１１ ＭＮ分周器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
データ及び基本クロックを送出するデータ送出装置であって、
前記データのサンプルクロックを所定の分周比で分周してクロックを生成するクロック分周手段と、
前記クロック分周手段で分周されたクロックの各周期を前記基本クロックでカウントするカウント手段と、
前記カウント手段が前記分周されたクロックの一周期を前記基本クロックでカウントした値の複数周期における平均のカウント値または、前記分周されたクロックの複数周期を前記基本クロックでカウントしたカウント値のビット数を、ノイズシェーピングを施して削減するノイズシェーピング手段と、
ノイズシェーピング手段でビット数削減された前記カウント値、前記基本クロック及び前記クロック分周手段で用いた分周比を送出する送出手段とを備える、データ送出装置。
【請求項２】
データ及び基本クロックを送出するデータ送出装置であって、
前記データのサンプルクロックを所定の分周比で分周してクロックを生成するクロック分周手段と、
前記クロック分周手段で生成したクロックの各周期を前記基本クロックでカウントするカウント手段と、
前記カウント生成手段で計測したカウント値を平均化する平均化手段と、
前記平均化手段で取得した平均カウント値のビット数を削減するノイズシェーピング手段と、
基本クロック、前記ノイズシェーピング手段で生成したカウント値及び前記クロック分周手段で使用した前記分周比を送出する送出手段を備えることを特徴とするデータ送出装置。
【請求項３】
データ及び基本クロックを送出するデータ送出装置であって、
前記データのサンプルクロックを所定の分周比で分周してクロックを生成する第１のクロック分周手段と、
前記第１のクロック分周手段で分周したクロックをさらに所定の分周比で分周してクロックを生成する第２のクロック分周手段と、
前記第２のクロック分周手段で生成したクロックの各周期を前記基本クロックでカウントするカウント手段と、
前記カウント手段で計測したカウント値のビット数を削減するノイズシェーピング手段と、
基本クロック、前記ノイズシェーピング手段で生成したカウント値及び前記第１のクロック分周手段で使用した前記分周比を送出する送出手段を備えることを特徴とするデータ送出装置。
【請求項４】
前記送出手段は、少なくとも、前記カウント手段がカウントを開始してから前記複数周期分のカウントが終了するまでの間は、前記カウント手段がカウントした各周期のカウント値を送出する、請求項１〜３のいずれか１項に記載のデータ送出装置。
【請求項５】
データ及び基本クロックを受信して、データのサンプルクロックを再構築するデータ受信装置であって、
データ送出装置から送出された基本クロック、前記データのサンプルクロックを所定の分周比で分周してクロックの各周期を前記基本クロックでカウントしたカウント値、及び前記分周比を受信する受信手段と、
前記カウント手段が分周クロックの一周期を前記基本クロックでカウントした値の複数周期における平均のカウント値または、分周クロックの複数周期のカウント値のビット数を、ノイズシェーピングを施して削減するノイズシェーピング手段と、
前記受信手段で受信した前記基本クロックを前記ノイズシェーピング手段で生成したカウント値で分周してクロックを生成するクロック分周手段と、
前記クロック分周手段で生成したクロックを前記分周比で逓倍してクロックを生成するクロック逓倍手段を備える、データ受信装置。
【請求項６】
データ及び基本クロックを受信して、データのサンプルクロックを再構築するデータ受信装置であって、
クロック送出手段で送出された基本クロック、前記データのサンプルクロックを所定の分周比で分周してクロックの各周期を前記基本クロックでカウントしたカウント値、分周比を受信する受信手段と、
前記受信手段で受信したカウント値を平均化する平均化手段と、
前記平均化手段で取得した平均カウント値のビット数を削減するノイズシェーピング手段と、
前記受信手段で受信した前記基本クロックを前記ノイズシェーピング手段で生成したカウント値で分周してクロックを生成するクロック分周手段と、
前記クロック分周手段で生成したクロックを前記受信手段受信した前記分周比で逓倍してクロックを生成するクロック逓倍手段を備えることを特徴とするデータ受信装置。
【請求項７】
データ及び基本クロックを受信して、データのサンプルクロックを再構築するデータ受信装置であって、
クロック送出手段で送出された基本クロック、前記データのサンプルクロックを所定の分周比で分周し、さらに第２の分周比で分周してクロックの各周期を前記基本クロックでカウントしたカウント値、分周比及び第２の分周比を受信する受信手段と、
前記受信手段で受信した前記カウント値のビット数を削減するノイズシェーピング手段と、
前記受信手段で受信した前記基本クロックを前記ノイズシェーピング手段で生成したカウント値で分周してクロックを生成するクロック分周手段と、
前記クロック分周手段で生成したクロックを前記受信手段受信した前記分周比で逓倍してクロックを生成するクロック逓倍手段を備えることを特徴とするデータ受信装置。
【請求項８】
データ及び基本クロックを送出するデータ送出装置と、前記データ送出装置と接続され、前記データ及び前記基本クロックを受信して、前記データのサンプルクロックを再構築するデータ受信装置とを含むデータ送受信システムであって、
前記データ送出装置は、
前記データのサンプルクロックを所定の分周比で分周してクロックを生成する第１のクロック分周手段と、
前記第１のクロック分周手段で生成したクロックの各周期を前記基本クロックでカウントするカウント手段と、
基本クロック、前記カウント値及び前記分周比を送出する送出手段を備え、
前記データ受信装置は、
前記クロック送出手段で送出された基本クロック、カウント値及び分周比を受信する受信手段と、
前記受信手段で受信した前記基本クロックを前記カウント値で分周してクロックを生成する第２のクロック分周手段と、
前記第２のクロック分周手段で生成したクロックを前記受信手段受信した前記分周比で逓倍してクロックを生成するクロック逓倍手段を備え、
前記データ送出装置及び前記受信装置のいずれかは、前記カウント手段が分周クロックの一周期を前記基本クロックでカウントした値の複数周期における平均のカウント値または、分周クロックの複数周期のカウント値のビット数を、ノイズシェーピングを施して削減するノイズシェーピング手段を有する、データ送受信システム。
【請求項９】
データ及び基本クロックを送出するデータ送出装置と、前記データ送出装置と接続され、前記データ及び前記基本クロックを受信して、前記データのサンプルクロックを再構築するデータ受信装置とから構成されるデータ送受信システムであって、
前記データ送出装置は、
前記データのサンプルクロックを所定の分周比で分周してクロックを生成する第１のクロック分周手段と、
前記第１のクロック分周手段で生成したクロックをカウントするカウント手段と、
前記カウント生成手段で計測したカウント値を平均化する平均化手段と、
前記平均化手段で取得した平均カウント値のビット数を削減するノイズシェーピング手段と、
基本クロック、前記ノイズシェーピング手段で生成したカウント値及び前記第１のクロック分周手段で使用した前記分周比を送出する送出手段を備え、
前記データ受信装置は、
前記クロック送出手段で送出された基本クロック、カウント値、分周比を受信する受信手段と、
前記受信手段で受信した前記基本クロックを前記カウント値で分周してクロックを生成する第２のクロック分周手段と、
前記第２のクロック分周手段で生成したクロックを前記受信手段受信した前記分周比で逓倍してクロックを生成するクロック逓倍手段を備えることを特徴するデータ送受信システム。
【請求項１】
データ及び基本クロックを送出するデータ送出装置であって、
前記データのサンプルクロックを所定の分周比で分周してクロックを生成するクロック分周手段と、
前記クロック分周手段で分周されたクロックの各周期を前記基本クロックでカウントするカウント手段と、
前記カウント手段が前記分周されたクロックの一周期を前記基本クロックでカウントした値の複数周期における平均のカウント値または、前記分周されたクロックの複数周期を前記基本クロックでカウントしたカウント値のビット数を、ノイズシェーピングを施して削減するノイズシェーピング手段と、
ノイズシェーピング手段でビット数削減された前記カウント値、前記基本クロック及び前記クロック分周手段で用いた分周比を送出する送出手段とを備える、データ送出装置。
【請求項２】
データ及び基本クロックを送出するデータ送出装置であって、
前記データのサンプルクロックを所定の分周比で分周してクロックを生成するクロック分周手段と、
前記クロック分周手段で生成したクロックの各周期を前記基本クロックでカウントするカウント手段と、
前記カウント生成手段で計測したカウント値を平均化する平均化手段と、
前記平均化手段で取得した平均カウント値のビット数を削減するノイズシェーピング手段と、
基本クロック、前記ノイズシェーピング手段で生成したカウント値及び前記クロック分周手段で使用した前記分周比を送出する送出手段を備えることを特徴とするデータ送出装置。
【請求項３】
データ及び基本クロックを送出するデータ送出装置であって、
前記データのサンプルクロックを所定の分周比で分周してクロックを生成する第１のクロック分周手段と、
前記第１のクロック分周手段で分周したクロックをさらに所定の分周比で分周してクロックを生成する第２のクロック分周手段と、
前記第２のクロック分周手段で生成したクロックの各周期を前記基本クロックでカウントするカウント手段と、
前記カウント手段で計測したカウント値のビット数を削減するノイズシェーピング手段と、
基本クロック、前記ノイズシェーピング手段で生成したカウント値及び前記第１のクロック分周手段で使用した前記分周比を送出する送出手段を備えることを特徴とするデータ送出装置。
【請求項４】
前記送出手段は、少なくとも、前記カウント手段がカウントを開始してから前記複数周期分のカウントが終了するまでの間は、前記カウント手段がカウントした各周期のカウント値を送出する、請求項１〜３のいずれか１項に記載のデータ送出装置。
【請求項５】
データ及び基本クロックを受信して、データのサンプルクロックを再構築するデータ受信装置であって、
データ送出装置から送出された基本クロック、前記データのサンプルクロックを所定の分周比で分周してクロックの各周期を前記基本クロックでカウントしたカウント値、及び前記分周比を受信する受信手段と、
前記カウント手段が分周クロックの一周期を前記基本クロックでカウントした値の複数周期における平均のカウント値または、分周クロックの複数周期のカウント値のビット数を、ノイズシェーピングを施して削減するノイズシェーピング手段と、
前記受信手段で受信した前記基本クロックを前記ノイズシェーピング手段で生成したカウント値で分周してクロックを生成するクロック分周手段と、
前記クロック分周手段で生成したクロックを前記分周比で逓倍してクロックを生成するクロック逓倍手段を備える、データ受信装置。
【請求項６】
データ及び基本クロックを受信して、データのサンプルクロックを再構築するデータ受信装置であって、
クロック送出手段で送出された基本クロック、前記データのサンプルクロックを所定の分周比で分周してクロックの各周期を前記基本クロックでカウントしたカウント値、分周比を受信する受信手段と、
前記受信手段で受信したカウント値を平均化する平均化手段と、
前記平均化手段で取得した平均カウント値のビット数を削減するノイズシェーピング手段と、
前記受信手段で受信した前記基本クロックを前記ノイズシェーピング手段で生成したカウント値で分周してクロックを生成するクロック分周手段と、
前記クロック分周手段で生成したクロックを前記受信手段受信した前記分周比で逓倍してクロックを生成するクロック逓倍手段を備えることを特徴とするデータ受信装置。
【請求項７】
データ及び基本クロックを受信して、データのサンプルクロックを再構築するデータ受信装置であって、
クロック送出手段で送出された基本クロック、前記データのサンプルクロックを所定の分周比で分周し、さらに第２の分周比で分周してクロックの各周期を前記基本クロックでカウントしたカウント値、分周比及び第２の分周比を受信する受信手段と、
前記受信手段で受信した前記カウント値のビット数を削減するノイズシェーピング手段と、
前記受信手段で受信した前記基本クロックを前記ノイズシェーピング手段で生成したカウント値で分周してクロックを生成するクロック分周手段と、
前記クロック分周手段で生成したクロックを前記受信手段受信した前記分周比で逓倍してクロックを生成するクロック逓倍手段を備えることを特徴とするデータ受信装置。
【請求項８】
データ及び基本クロックを送出するデータ送出装置と、前記データ送出装置と接続され、前記データ及び前記基本クロックを受信して、前記データのサンプルクロックを再構築するデータ受信装置とを含むデータ送受信システムであって、
前記データ送出装置は、
前記データのサンプルクロックを所定の分周比で分周してクロックを生成する第１のクロック分周手段と、
前記第１のクロック分周手段で生成したクロックの各周期を前記基本クロックでカウントするカウント手段と、
基本クロック、前記カウント値及び前記分周比を送出する送出手段を備え、
前記データ受信装置は、
前記クロック送出手段で送出された基本クロック、カウント値及び分周比を受信する受信手段と、
前記受信手段で受信した前記基本クロックを前記カウント値で分周してクロックを生成する第２のクロック分周手段と、
前記第２のクロック分周手段で生成したクロックを前記受信手段受信した前記分周比で逓倍してクロックを生成するクロック逓倍手段を備え、
前記データ送出装置及び前記受信装置のいずれかは、前記カウント手段が分周クロックの一周期を前記基本クロックでカウントした値の複数周期における平均のカウント値または、分周クロックの複数周期のカウント値のビット数を、ノイズシェーピングを施して削減するノイズシェーピング手段を有する、データ送受信システム。
【請求項９】
データ及び基本クロックを送出するデータ送出装置と、前記データ送出装置と接続され、前記データ及び前記基本クロックを受信して、前記データのサンプルクロックを再構築するデータ受信装置とから構成されるデータ送受信システムであって、
前記データ送出装置は、
前記データのサンプルクロックを所定の分周比で分周してクロックを生成する第１のクロック分周手段と、
前記第１のクロック分周手段で生成したクロックをカウントするカウント手段と、
前記カウント生成手段で計測したカウント値を平均化する平均化手段と、
前記平均化手段で取得した平均カウント値のビット数を削減するノイズシェーピング手段と、
基本クロック、前記ノイズシェーピング手段で生成したカウント値及び前記第１のクロック分周手段で使用した前記分周比を送出する送出手段を備え、
前記データ受信装置は、
前記クロック送出手段で送出された基本クロック、カウント値、分周比を受信する受信手段と、
前記受信手段で受信した前記基本クロックを前記カウント値で分周してクロックを生成する第２のクロック分周手段と、
前記第２のクロック分周手段で生成したクロックを前記受信手段受信した前記分周比で逓倍してクロックを生成するクロック逓倍手段を備えることを特徴するデータ送受信システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１１−１３０４２９（Ｐ２０１１−１３０４２９Ａ）
【公開日】平成２３年６月３０日（２０１１．６．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２５７９７９（Ｐ２０１０−２５７９７９）
【出願日】平成２２年１１月１８日（２０１０．１１．１８）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年６月３０日（２０１１．６．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１１月１８日（２０１０．１１．１８）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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