逓倍発振回路及びＥＣＬ出力圧電発振回路
【課題】小型化で異常発振の発生を抑制できる逓倍発振回路を提供する。
【解決手段】水晶振動子Ｙ１を有し所定の周波数で発振する水晶発振回路１１と、水晶発
振回路１１の発振出力に含まれる所定の高調波出力に同調する同調回路１３と、増幅用ト
ランジスタＱ２とこの増幅用トランジスタＱ２コレクタ−ベース間に接続され自己バイア
ス機能とデカップリング機能を有する抵抗Ｒ４と、増幅用トランジスタＱ２コレクタに接
続され、増幅用トランジスタＱ２から出力される所定の高調波出力に同調する同調回路１
５と、同調回路１３と同調回路１５との間を結合する結合コンデンサＣ６とを備えるよう
にした。
【解決手段】水晶振動子Ｙ１を有し所定の周波数で発振する水晶発振回路１１と、水晶発
振回路１１の発振出力に含まれる所定の高調波出力に同調する同調回路１３と、増幅用ト
ランジスタＱ２とこの増幅用トランジスタＱ２コレクタ−ベース間に接続され自己バイア
ス機能とデカップリング機能を有する抵抗Ｒ４と、増幅用トランジスタＱ２コレクタに接
続され、増幅用トランジスタＱ２から出力される所定の高調波出力に同調する同調回路１
５と、同調回路１３と同調回路１５との間を結合する結合コンデンサＣ６とを備えるよう
にした。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は逓倍発振回路及びその逓倍発振回路を備えたＥＣＬ出力圧電発振回路に関わり
、特に異常発振を防止するのに好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、情報通信インフラの伝送速度の向上に伴い、クロック周波数源である発振器に対
する高周波化の要求が増々強くなっている。
周波数安定度の高い水晶発振器において、２００ＭＨｚ以上の高周波領域の出力を得る
には、オーバートーン発振回路、逓倍発振回路、ＰＬＬ発振回路等が一般的に用いられて
いる。
これらの発振回路のうち、電圧制御型発振器（以下、「ＶＣＯ」という）を用いたＰＬ
Ｌ発振回路は、所望の高周波領域にて発振するＶＣＯの出力をフィードバックし、ＶＣＯ
より低周波であるが周波数安定度の高い水晶発振器等の基準信号と位相比較器により位相
比較を行うことにより、高周波出力の安定度を保つという機構を備えている。しかしなが
ら、このようなＰＬＬ発振回路では、位相比較器により位相比較を行っているため、周波
数追従特性が劣化するという欠点があった。
またオーバートーン発振回路を用いた電圧制御型水晶発振器（以下、「ＶＣＸＯ」とい
う）の場合は、そのオーバートーン次数の二乗に比例して周波数の可変感度が劣化するた
め、周波数制御範囲を広くすることが困難であった。
そこで、周波数制御範囲を広くし、かつ良好な周波数追従特性を得ることができる発振
回路として逓倍方式を用いたＶＣＸＯが提案されている。
【０００３】
図３は逓倍方式を採用した従来の逓倍発振回路の一例を示した図である。
図３に示す従来の逓倍発振回路は、逓倍方式を採用したＶＣＸＯであり、コルピッツ型
水晶発振回路１１の出力から、同調回路１２、１３により所望の周波数の出力だけを取り
出して、次段のエミッタ接地増幅回路５１によって出力レベルを増幅する。更に、同調回
路１５により所望の周波数の出力だけを取り出し、同調回路１６により所望の周波数にお
ける出力インピーダンスを調整して出力端子（ＯＵＴ）より出力するようにしている。
コルピッツ型水晶発振回路１１は、発振用トランジスタＱ１のベースに抵抗Ｒ１、Ｒ２
から成るベースバイアス回路を接続する共に、ベースと接地との間に負荷容量の一部を担
うコンデンサＣ１、Ｃ２との直列回路を接続する。更に、この直列回路の接続中点をトラ
ンジスタＱ１のエミッタとエミッタ抵抗Ｒ３との接続点に接続する。また水晶振動子Ｙ１
の一端をトランジスタＱ１のベースに接続し、他端を接地する。
【０００４】
同調回路１２は、インダクタＬ１とコンデンサＣ３とを並列接続した共振回路であり、
コルピッツ型水晶発振回路１１の出力端である発振用トランジスタＱ１のコレクタに接続
される。また同調回路１２は結合コンデンサＣ４を介して同調回路１３に接続される。
同調回路１３は、インダクタＬ２とコンデンサＣ５とを並列接続した共振回路であり、
結合コンデンサＣ６を介してエミッタ接地増幅回路５１のベースに接続される。
エミッタ接地増幅回路５１は、バッファ回路として機能しており、増幅用トランジスタ
Ｑ２のベースに抵抗Ｒ１１、Ｒ１２から成るベースバイアス回路を接続すると共に、トラ
ンジスタＱ２のエミッタと接地との間にバイアス抵抗Ｒ１３とバイパスコンデンサＣ２１
とを接続して高周波的に接地するようにしている。
【０００５】
同調回路１５は、インダクタＬ３とコンデンサＣ７とを並列接続した共振回路であり、
エミッタ接地増幅回路５１の出力端である増幅用トランジスタＱ２のコレクタに接続され
る。また同調回路１５は結合コンデンサＣ８を介して同調回路１６に接続される。
同調回路１６は、インダクタＬ４と並列にコンデンサＣ９、Ｃ１０の直列回路を接続し
て構成されており、この直列回路の接続中点より出力を取りだし、出力インピーダンスが
所望の周波数において出力端側とのインピーダンスマッチングが取れるよう調整している
。なお、電源ＶｃｃはコンデンサＣ１１により高周波的に接地されている。
なお、上記したような逓倍発振回路は特許文献１などに開示されている。
【特許文献１】特開２００４−３２０４１３公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、近年、データの複雑化に伴い、伝送装置に要求される機能が増す関係上
、装置内のボード間隔を狭めたり、限られたスペースを有効活用したりするために、部品
の小型化及び基板上での高密度実装が進められている。このため、図３に示した逓倍発振
回路においても、単体での小型化、表面実装部品（ＳＭＤ：Surface Mount Device）化が
求められていた。
また図３に示した従来の逓倍発振回路は、同調回路同士が結合して異常発振が生じやす
く回路定数を最適化するのが難しいという問題点があった。
本発明はこのような点を鑑みてなされたものであり、小型化で異常発振の発生を抑制で
きる逓倍発振回路とＥＣＬ出力圧電発振回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、本発明の逓倍発振回路は、圧電素子を有し所定の周波数で発
振する圧電発振回路と、前記圧電発振回路の発振出力に含まれる所定の高調波出力に同調
する第１の同調回路と、増幅素子と、該増幅素子のコレクタ−ベース間に接続され自己バ
イアス機能とデカップリング機能を有する抵抗と、前記増幅素子のコレクタに接続され前
記増幅素子から出力される所定の高調波出力に同調する第２の同調回路と、前記第１の同
調回路と前記第２の同調回路との間を結合する結合コンデンサと、を備えるようにした。
このような本発明によれば、増幅回路を構成する増幅素子のベース−コレクタ間に自己バ
イアスとデカップリング機能を有する抵抗を接続したことで、従来に比べて少ない部品点
数で逓倍発振回路を構成することが可能になるため、その分だけ回路の小型化を図ること
ができる。また、増幅素子のベース−コレクタ間に接続した抵抗は、第１の同調回路と第
２の同調回路との結合を小さくするデカップリング機能も有するため、第１の同調回路と
第２の同調回路との結合による異常発振を抑制でき、回路定数の最適化を容易に図ること
ができる。
【０００８】
また本発明のＥＣＬ出力圧電発振回路は、圧電素子を有し所定の周波数で発振する圧電
発振回路と、圧電発振回路の発振出力に含まれる所定の高調波出力に同調する第１の同調
回路と、増幅素子と該増幅素子のコレクタ−ベース間に接続され、自己バイアス機能とデ
カップリング機能を有する抵抗とにより構成される増幅回路と、増幅回路から出力される
所定の高調波出力に同調する第２の同調回路と、第１の同調回路と第２の同調回路との間
を結合する結合コンデンサとから構成される逓倍発振回路を備えるようにした。このよう
な本発明によれば、逓倍発振回路の増幅回路を構成する増幅素子のベース−コレクタ間に
自己バイアス抵抗とデカップリング機能を有する抵抗を接続したことで、従来に比べて少
ない部品点数で逓倍発振回路を構成することが可能になるので、その分だけ回路の小型化
を図ることが可能になる。また、逓倍発振回路の増幅素子のベース−コレクタ間に接続し
た抵抗は、第１の同調回路と第２の同調回路との結合を小さくするデカップリング機能も
有するため、第１の同調回路と第２の同調回路との結合による異常発振を抑制でき、回路
定数の最適化を容易に図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、本発明の逓倍発振回路の実施形態を説明する。なお、本実施形態では圧電素子と
して水晶振動子を用いた場合を例に挙げて説明する。
図１は本実施形態の逓倍発振回路を示した図であり、この図１に示す逓倍発振回路は逓
倍方式を採用したＶＣＸＯであり、コルピッツ型水晶発振回路１１の出力から発振回路側
の同調回路１２、１３により所定の高調波周波数の出力だけを取り出し、次段のエミッタ
接地増幅回路１４によって出力レベルを増幅する。更に、増幅回路側の同調回路１５によ
り所望の周波数の出力だけを取り出し、同調回路１６により所望の周波数における出力イ
ンピーダンスを調整して出力端子（ＯＵＴ）より出力するようにしている。
コルピッツ型水晶発振回路１１は、発振用トランジスタＱ１のベースに抵抗Ｒ１、Ｒ２
から成るベースバイアス回路を接続する共に、ベースと接地との間に負荷容量の一部を担
うコンデンサＣ１、Ｃ２との直列回路を接続する。更に、この直列回路の接続中点をトラ
ンジスタＱ１のエミッタとエミッタ抵抗Ｒ３との接続点に接続する。また水晶振動子Ｙ１
の一端をトランジスタＱ１のベースに接続し、他端を接地する。
【００１０】
同調回路１２は、インダクタＬ１とコンデンサＣ３とを並列接続した共振回路であり、
コルピッツ型水晶発振回路１１の出力端である発振用トランジスタＱ１のコレクタに接続
する。同調回路１２は結合コンデンサＣ４を介して同調回路１３に接続される。
同調回路（第１の同調回路）１３は、インダクタＬ２とコンデンサＣ５とを並列接続し
た共振回路であり、結合コンデンサＣ６を介してエミッタ接地増幅回路１４に接続される
。
エミッタ接地増幅回路１４は、バッファ回路として機能しており、増幅用トランジスタ
（増幅素子）Ｑ２のベース−コレクタ間に抵抗Ｒ４を接続すると共に、トランジスタＱ２
のコレクタに同調回路１５を接続するようにしている。
同調回路（第２の同調回路）１５は、インダクタＬ３とコンデンサＣ７とを並列接続し
た共振回路である。また同調回路１５は、結合コンデンサＣ８を介して同調回路１６に接
続される。
同調回路１６は、インダクタＬ４と並列にコンデンサＣ９、Ｃ１０の直列回路を接続し
て構成されており、この直列回路の接続中点より出力を取りだし、出力インピーダンスが
所望の周波数において出力端側とのインピーダンスマッチングが取れるよう調整している
。電源ＶｃｃはコンデンサＣ１１により高周波的に接地されている。
【００１１】
このように構成される本実施形態の逓倍発振回路においては、エミッタ接地増幅回路１
４を構成する増幅用トランジスタＱ２のベース−コレクタ間に抵抗Ｒ４を設け、この抵抗
Ｒ４を自己バイアス抵抗として機能させるようにした。これにより、図３に示した従来の
逓倍発振回路に比べてエミッタ接地増幅回路１４の部品点数を３点減らすことができ、そ
の分だけ小型化を図ることが可能になる。
また、通常、自己バイアス側の増幅回路では、増幅用トランジスタのコレクタにコレク
タ抵抗を接続するのに対して、本実施形態の増幅回路１４では増幅用トランジスタＱ２の
コレクタに同調回路１５を接続してフィルタ機能を持たせるようにした。
更に本実施形態では、結合コンデンサＣ６に対して直列に抵抗Ｒ４を接続したことで、
発振回路側と増幅回路側との間の交流的な結合も減結合（デカップリング）にした。即ち
、抵抗Ｒ４により同調回路１３と同調回路１５との結合をデカップリングした。これによ
り、同調回路１３と同調回路１５との結合による異常発振を抑制することが可能になり、
回路定数の最適化を容易に図ることができるという利点がある。
【００１２】
図２は本実施形態の逓倍発振回路を備えたエミッタ結合ロジック出力水晶発振回路の構
成を示した図である。なお、図１と同一部位には同一符号を付して詳細な説明は省略する
。
この図２に示すに示すエミッタ結合ロジック（ＥＣＬ：Emitter Coupled Logic、以下
、「ＥＣＬ」という）出力水晶発振回路においては、コルピッツ型水晶発振回路１１を構
成している水晶振動子Ｙ１の他端に周波数調整回路２１が接続されている。
【００１３】
周波数調整回路２１は、コンデンサＣ１７と、コンデンサＣ１５とＣ１６とを並列に接
続した並列回路と、抵抗Ｒ８とコイルＬ４とを並列に接続した並列回路と、抵抗Ｒ７とを
直列にした直列回路から成り、コンデンサＣ１７を水晶振動子Ｙ１の他端に接続し、抵抗
Ｒ７を接地している。そして、抵抗Ｒ８とコイルＬ４とを並列に接続した並列回路と抵抗
Ｒ７との接続点に周波数電圧制御回路２２を接続している。
周波数電圧制御回路２２は、コンデンサＣ１４と可変容量ダイオードＤ２とを並列に接
続した第１の並列回路と、コンデンサＣ１３と可変容量ダイオードＤ１とを並列に接続し
た第２の並列回路とを直列に接続した直列回路から成る。そして、第１の並列回路を構成
する可変容量ダイオードＤ２のアノード側を周波数調整回路２１に接続し、第２の並列回
路を構成する可変容量ダイオードＤ１のアノード側を接地している。また第１の並列回路
と、第２の並列回路との接続点、即ち可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２のカソード同士を接
続した接続点を交流阻止用の抵抗Ｒ６を介して制御電圧端子Ｖcontラインに接続している
。これにより、制御電圧端子Ｖcontからの制御電圧により水晶発振回路１１の発振出力を
可変制御可能に構成されている。
【００１４】
また、この図２に示すＥＣＬ出力水晶発振回路においては、同調回路１６の後段にＥＣ
Ｌ回路２３を接続するようにしている。
ＥＣＬ回路２３は、ＩＣにより構成される差動増幅回路Ｖ１の出力端子と抵抗Ｒ５及び
コンデンサＣ１２を図示するように接続することにより構成され、同調回路から出力され
る出力信号の波形成形を行った後、出力するようにしている。このように図１に示した逓
倍発振回路を用いて電圧制御型のＥＣＬ出力水晶発振回路を構成すれば、逓倍発振回路の
部品点数の削減によりＥＣＬ出力水晶発振回路の小型化を図ることができ、また、逓倍発
振回路の異常発振も抑制できるため、回路定数の最適化を容易に図ることができる。
【００１５】
なお、近年、逓倍方式のＶＣＸＯにおいては、所望の高周波成分を得る同調回路にＳＡ
Ｗフィルタを使用したものなども提案されているが、設計変更の自由度やコスト面を考慮
すると、ＳＡＷフィルタよりも本実施形態に示したようなコイルとコンデンサ等による同
調回路を採用した方が有利である。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本実施形態の逓倍発振回路の構成例を示した図。
【図２】本実施形態の逓倍発振回路を備えたＥＣＬ出力水晶発振回路の構成を示した図。
【図３】従来の逓倍発振回路の一例を示した図。
【符号の説明】
【００１７】
Ｌ１〜Ｌ５…コイル（インダクタ）、Ｑ１…発振用トランジスタ、Ｑ２…増幅用トラン
ジスタ、Ｙ１…水晶振動子、Ｃ１〜Ｃ１７…コンデンサ、Ｒ１〜Ｒ８…抵抗、１１…コル
ピッツ型水晶発振回路、１２、１３、１５、１６…同調回路、１４…エミッタ接地増幅回
路
【技術分野】
【０００１】
本発明は逓倍発振回路及びその逓倍発振回路を備えたＥＣＬ出力圧電発振回路に関わり
、特に異常発振を防止するのに好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、情報通信インフラの伝送速度の向上に伴い、クロック周波数源である発振器に対
する高周波化の要求が増々強くなっている。
周波数安定度の高い水晶発振器において、２００ＭＨｚ以上の高周波領域の出力を得る
には、オーバートーン発振回路、逓倍発振回路、ＰＬＬ発振回路等が一般的に用いられて
いる。
これらの発振回路のうち、電圧制御型発振器（以下、「ＶＣＯ」という）を用いたＰＬ
Ｌ発振回路は、所望の高周波領域にて発振するＶＣＯの出力をフィードバックし、ＶＣＯ
より低周波であるが周波数安定度の高い水晶発振器等の基準信号と位相比較器により位相
比較を行うことにより、高周波出力の安定度を保つという機構を備えている。しかしなが
ら、このようなＰＬＬ発振回路では、位相比較器により位相比較を行っているため、周波
数追従特性が劣化するという欠点があった。
またオーバートーン発振回路を用いた電圧制御型水晶発振器（以下、「ＶＣＸＯ」とい
う）の場合は、そのオーバートーン次数の二乗に比例して周波数の可変感度が劣化するた
め、周波数制御範囲を広くすることが困難であった。
そこで、周波数制御範囲を広くし、かつ良好な周波数追従特性を得ることができる発振
回路として逓倍方式を用いたＶＣＸＯが提案されている。
【０００３】
図３は逓倍方式を採用した従来の逓倍発振回路の一例を示した図である。
図３に示す従来の逓倍発振回路は、逓倍方式を採用したＶＣＸＯであり、コルピッツ型
水晶発振回路１１の出力から、同調回路１２、１３により所望の周波数の出力だけを取り
出して、次段のエミッタ接地増幅回路５１によって出力レベルを増幅する。更に、同調回
路１５により所望の周波数の出力だけを取り出し、同調回路１６により所望の周波数にお
ける出力インピーダンスを調整して出力端子（ＯＵＴ）より出力するようにしている。
コルピッツ型水晶発振回路１１は、発振用トランジスタＱ１のベースに抵抗Ｒ１、Ｒ２
から成るベースバイアス回路を接続する共に、ベースと接地との間に負荷容量の一部を担
うコンデンサＣ１、Ｃ２との直列回路を接続する。更に、この直列回路の接続中点をトラ
ンジスタＱ１のエミッタとエミッタ抵抗Ｒ３との接続点に接続する。また水晶振動子Ｙ１
の一端をトランジスタＱ１のベースに接続し、他端を接地する。
【０００４】
同調回路１２は、インダクタＬ１とコンデンサＣ３とを並列接続した共振回路であり、
コルピッツ型水晶発振回路１１の出力端である発振用トランジスタＱ１のコレクタに接続
される。また同調回路１２は結合コンデンサＣ４を介して同調回路１３に接続される。
同調回路１３は、インダクタＬ２とコンデンサＣ５とを並列接続した共振回路であり、
結合コンデンサＣ６を介してエミッタ接地増幅回路５１のベースに接続される。
エミッタ接地増幅回路５１は、バッファ回路として機能しており、増幅用トランジスタ
Ｑ２のベースに抵抗Ｒ１１、Ｒ１２から成るベースバイアス回路を接続すると共に、トラ
ンジスタＱ２のエミッタと接地との間にバイアス抵抗Ｒ１３とバイパスコンデンサＣ２１
とを接続して高周波的に接地するようにしている。
【０００５】
同調回路１５は、インダクタＬ３とコンデンサＣ７とを並列接続した共振回路であり、
エミッタ接地増幅回路５１の出力端である増幅用トランジスタＱ２のコレクタに接続され
る。また同調回路１５は結合コンデンサＣ８を介して同調回路１６に接続される。
同調回路１６は、インダクタＬ４と並列にコンデンサＣ９、Ｃ１０の直列回路を接続し
て構成されており、この直列回路の接続中点より出力を取りだし、出力インピーダンスが
所望の周波数において出力端側とのインピーダンスマッチングが取れるよう調整している
。なお、電源ＶｃｃはコンデンサＣ１１により高周波的に接地されている。
なお、上記したような逓倍発振回路は特許文献１などに開示されている。
【特許文献１】特開２００４−３２０４１３公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、近年、データの複雑化に伴い、伝送装置に要求される機能が増す関係上
、装置内のボード間隔を狭めたり、限られたスペースを有効活用したりするために、部品
の小型化及び基板上での高密度実装が進められている。このため、図３に示した逓倍発振
回路においても、単体での小型化、表面実装部品（ＳＭＤ：Surface Mount Device）化が
求められていた。
また図３に示した従来の逓倍発振回路は、同調回路同士が結合して異常発振が生じやす
く回路定数を最適化するのが難しいという問題点があった。
本発明はこのような点を鑑みてなされたものであり、小型化で異常発振の発生を抑制で
きる逓倍発振回路とＥＣＬ出力圧電発振回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、本発明の逓倍発振回路は、圧電素子を有し所定の周波数で発
振する圧電発振回路と、前記圧電発振回路の発振出力に含まれる所定の高調波出力に同調
する第１の同調回路と、増幅素子と、該増幅素子のコレクタ−ベース間に接続され自己バ
イアス機能とデカップリング機能を有する抵抗と、前記増幅素子のコレクタに接続され前
記増幅素子から出力される所定の高調波出力に同調する第２の同調回路と、前記第１の同
調回路と前記第２の同調回路との間を結合する結合コンデンサと、を備えるようにした。
このような本発明によれば、増幅回路を構成する増幅素子のベース−コレクタ間に自己バ
イアスとデカップリング機能を有する抵抗を接続したことで、従来に比べて少ない部品点
数で逓倍発振回路を構成することが可能になるため、その分だけ回路の小型化を図ること
ができる。また、増幅素子のベース−コレクタ間に接続した抵抗は、第１の同調回路と第
２の同調回路との結合を小さくするデカップリング機能も有するため、第１の同調回路と
第２の同調回路との結合による異常発振を抑制でき、回路定数の最適化を容易に図ること
ができる。
【０００８】
また本発明のＥＣＬ出力圧電発振回路は、圧電素子を有し所定の周波数で発振する圧電
発振回路と、圧電発振回路の発振出力に含まれる所定の高調波出力に同調する第１の同調
回路と、増幅素子と該増幅素子のコレクタ−ベース間に接続され、自己バイアス機能とデ
カップリング機能を有する抵抗とにより構成される増幅回路と、増幅回路から出力される
所定の高調波出力に同調する第２の同調回路と、第１の同調回路と第２の同調回路との間
を結合する結合コンデンサとから構成される逓倍発振回路を備えるようにした。このよう
な本発明によれば、逓倍発振回路の増幅回路を構成する増幅素子のベース−コレクタ間に
自己バイアス抵抗とデカップリング機能を有する抵抗を接続したことで、従来に比べて少
ない部品点数で逓倍発振回路を構成することが可能になるので、その分だけ回路の小型化
を図ることが可能になる。また、逓倍発振回路の増幅素子のベース−コレクタ間に接続し
た抵抗は、第１の同調回路と第２の同調回路との結合を小さくするデカップリング機能も
有するため、第１の同調回路と第２の同調回路との結合による異常発振を抑制でき、回路
定数の最適化を容易に図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下、本発明の逓倍発振回路の実施形態を説明する。なお、本実施形態では圧電素子と
して水晶振動子を用いた場合を例に挙げて説明する。
図１は本実施形態の逓倍発振回路を示した図であり、この図１に示す逓倍発振回路は逓
倍方式を採用したＶＣＸＯであり、コルピッツ型水晶発振回路１１の出力から発振回路側
の同調回路１２、１３により所定の高調波周波数の出力だけを取り出し、次段のエミッタ
接地増幅回路１４によって出力レベルを増幅する。更に、増幅回路側の同調回路１５によ
り所望の周波数の出力だけを取り出し、同調回路１６により所望の周波数における出力イ
ンピーダンスを調整して出力端子（ＯＵＴ）より出力するようにしている。
コルピッツ型水晶発振回路１１は、発振用トランジスタＱ１のベースに抵抗Ｒ１、Ｒ２
から成るベースバイアス回路を接続する共に、ベースと接地との間に負荷容量の一部を担
うコンデンサＣ１、Ｃ２との直列回路を接続する。更に、この直列回路の接続中点をトラ
ンジスタＱ１のエミッタとエミッタ抵抗Ｒ３との接続点に接続する。また水晶振動子Ｙ１
の一端をトランジスタＱ１のベースに接続し、他端を接地する。
【００１０】
同調回路１２は、インダクタＬ１とコンデンサＣ３とを並列接続した共振回路であり、
コルピッツ型水晶発振回路１１の出力端である発振用トランジスタＱ１のコレクタに接続
する。同調回路１２は結合コンデンサＣ４を介して同調回路１３に接続される。
同調回路（第１の同調回路）１３は、インダクタＬ２とコンデンサＣ５とを並列接続し
た共振回路であり、結合コンデンサＣ６を介してエミッタ接地増幅回路１４に接続される
。
エミッタ接地増幅回路１４は、バッファ回路として機能しており、増幅用トランジスタ
（増幅素子）Ｑ２のベース−コレクタ間に抵抗Ｒ４を接続すると共に、トランジスタＱ２
のコレクタに同調回路１５を接続するようにしている。
同調回路（第２の同調回路）１５は、インダクタＬ３とコンデンサＣ７とを並列接続し
た共振回路である。また同調回路１５は、結合コンデンサＣ８を介して同調回路１６に接
続される。
同調回路１６は、インダクタＬ４と並列にコンデンサＣ９、Ｃ１０の直列回路を接続し
て構成されており、この直列回路の接続中点より出力を取りだし、出力インピーダンスが
所望の周波数において出力端側とのインピーダンスマッチングが取れるよう調整している
。電源ＶｃｃはコンデンサＣ１１により高周波的に接地されている。
【００１１】
このように構成される本実施形態の逓倍発振回路においては、エミッタ接地増幅回路１
４を構成する増幅用トランジスタＱ２のベース−コレクタ間に抵抗Ｒ４を設け、この抵抗
Ｒ４を自己バイアス抵抗として機能させるようにした。これにより、図３に示した従来の
逓倍発振回路に比べてエミッタ接地増幅回路１４の部品点数を３点減らすことができ、そ
の分だけ小型化を図ることが可能になる。
また、通常、自己バイアス側の増幅回路では、増幅用トランジスタのコレクタにコレク
タ抵抗を接続するのに対して、本実施形態の増幅回路１４では増幅用トランジスタＱ２の
コレクタに同調回路１５を接続してフィルタ機能を持たせるようにした。
更に本実施形態では、結合コンデンサＣ６に対して直列に抵抗Ｒ４を接続したことで、
発振回路側と増幅回路側との間の交流的な結合も減結合（デカップリング）にした。即ち
、抵抗Ｒ４により同調回路１３と同調回路１５との結合をデカップリングした。これによ
り、同調回路１３と同調回路１５との結合による異常発振を抑制することが可能になり、
回路定数の最適化を容易に図ることができるという利点がある。
【００１２】
図２は本実施形態の逓倍発振回路を備えたエミッタ結合ロジック出力水晶発振回路の構
成を示した図である。なお、図１と同一部位には同一符号を付して詳細な説明は省略する
。
この図２に示すに示すエミッタ結合ロジック（ＥＣＬ：Emitter Coupled Logic、以下
、「ＥＣＬ」という）出力水晶発振回路においては、コルピッツ型水晶発振回路１１を構
成している水晶振動子Ｙ１の他端に周波数調整回路２１が接続されている。
【００１３】
周波数調整回路２１は、コンデンサＣ１７と、コンデンサＣ１５とＣ１６とを並列に接
続した並列回路と、抵抗Ｒ８とコイルＬ４とを並列に接続した並列回路と、抵抗Ｒ７とを
直列にした直列回路から成り、コンデンサＣ１７を水晶振動子Ｙ１の他端に接続し、抵抗
Ｒ７を接地している。そして、抵抗Ｒ８とコイルＬ４とを並列に接続した並列回路と抵抗
Ｒ７との接続点に周波数電圧制御回路２２を接続している。
周波数電圧制御回路２２は、コンデンサＣ１４と可変容量ダイオードＤ２とを並列に接
続した第１の並列回路と、コンデンサＣ１３と可変容量ダイオードＤ１とを並列に接続し
た第２の並列回路とを直列に接続した直列回路から成る。そして、第１の並列回路を構成
する可変容量ダイオードＤ２のアノード側を周波数調整回路２１に接続し、第２の並列回
路を構成する可変容量ダイオードＤ１のアノード側を接地している。また第１の並列回路
と、第２の並列回路との接続点、即ち可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２のカソード同士を接
続した接続点を交流阻止用の抵抗Ｒ６を介して制御電圧端子Ｖcontラインに接続している
。これにより、制御電圧端子Ｖcontからの制御電圧により水晶発振回路１１の発振出力を
可変制御可能に構成されている。
【００１４】
また、この図２に示すＥＣＬ出力水晶発振回路においては、同調回路１６の後段にＥＣ
Ｌ回路２３を接続するようにしている。
ＥＣＬ回路２３は、ＩＣにより構成される差動増幅回路Ｖ１の出力端子と抵抗Ｒ５及び
コンデンサＣ１２を図示するように接続することにより構成され、同調回路から出力され
る出力信号の波形成形を行った後、出力するようにしている。このように図１に示した逓
倍発振回路を用いて電圧制御型のＥＣＬ出力水晶発振回路を構成すれば、逓倍発振回路の
部品点数の削減によりＥＣＬ出力水晶発振回路の小型化を図ることができ、また、逓倍発
振回路の異常発振も抑制できるため、回路定数の最適化を容易に図ることができる。
【００１５】
なお、近年、逓倍方式のＶＣＸＯにおいては、所望の高周波成分を得る同調回路にＳＡ
Ｗフィルタを使用したものなども提案されているが、設計変更の自由度やコスト面を考慮
すると、ＳＡＷフィルタよりも本実施形態に示したようなコイルとコンデンサ等による同
調回路を採用した方が有利である。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本実施形態の逓倍発振回路の構成例を示した図。
【図２】本実施形態の逓倍発振回路を備えたＥＣＬ出力水晶発振回路の構成を示した図。
【図３】従来の逓倍発振回路の一例を示した図。
【符号の説明】
【００１７】
Ｌ１〜Ｌ５…コイル（インダクタ）、Ｑ１…発振用トランジスタ、Ｑ２…増幅用トラン
ジスタ、Ｙ１…水晶振動子、Ｃ１〜Ｃ１７…コンデンサ、Ｒ１〜Ｒ８…抵抗、１１…コル
ピッツ型水晶発振回路、１２、１３、１５、１６…同調回路、１４…エミッタ接地増幅回
路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電素子を有し所定の周波数で発振する圧電発振回路と、
前記圧電発振回路の発振出力に含まれる所定の高調波出力に同調する第１の同調回路と
、
増幅素子と、該増幅素子のコレクタ−ベース間に接続され、自己バイアス機能とデカッ
プリング機能を有する抵抗と、前記増幅素子のコレクタに接続され、前記増幅素子から出
力される所定の高調波出力に同調する第２の同調回路と、
前記第１の同調回路と前記第２の同調回路との間を結合する結合コンデンサと、
を備えたことを特徴とする特徴とする逓倍発振回路。
【請求項２】
請求項１に記載の逓倍発振回路を備えたことを特徴とするＥＣＬ出力圧電発振回路。
【請求項１】
圧電素子を有し所定の周波数で発振する圧電発振回路と、
前記圧電発振回路の発振出力に含まれる所定の高調波出力に同調する第１の同調回路と
、
増幅素子と、該増幅素子のコレクタ−ベース間に接続され、自己バイアス機能とデカッ
プリング機能を有する抵抗と、前記増幅素子のコレクタに接続され、前記増幅素子から出
力される所定の高調波出力に同調する第２の同調回路と、
前記第１の同調回路と前記第２の同調回路との間を結合する結合コンデンサと、
を備えたことを特徴とする特徴とする逓倍発振回路。
【請求項２】
請求項１に記載の逓倍発振回路を備えたことを特徴とするＥＣＬ出力圧電発振回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図２】
【図３】
【公開番号】特開２００７−１８９２８３（Ｐ２００７−１８９２８３Ａ）
【公開日】平成１９年７月２６日（２００７．７．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−３２７３（Ｐ２００６−３２７３）
【出願日】平成１８年１月１１日（２００６．１．１１）
【出願人】（０００００３１０４）エプソントヨコム株式会社 (1,528)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年７月２６日（２００７．７．２６）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年１月１１日（２００６．１．１１）
【出願人】（０００００３１０４）エプソントヨコム株式会社 (1,528)
【Ｆターム（参考）】
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