通信用半導体集積回路およびそれを用いた無線通信端末装置
【課題】受信ミキサ３、４に接続された復調信号処理回路５、６…１１、１２の出力のＩ相信号とＱ相信号との受信誤差を校正するための受信誤差校正用ＲＦテスト信号を生成する際に、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２がＦＤＤ方式で高い方のＲＦ受信信号の周波数をカバーすることを回避すること。
【解決手段】受信誤差校正回路１３による校正モードでＲＦテスト信号生成ユニット２０は、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２の発振出力信号と他の回路２３、４０、４２、４３とを利用してＲＦテスト信号を生成してスイッチ２を介して受信ミキサ３、４に供給する。ＲＦテスト信号は、マルチバンド無線周波数通信の最高周波数バンドのＲＦ送信信号の周波数よりも高い周波数のＲＦ受信周波数バンド内の周波数を有する。受信モードでスイッチ２が切り換えられ、アンテナＡＮＴのＲＦ受信信号を増幅する低雑音増幅器１の出力が受信ミキサ３、４に供給される。
【解決手段】受信誤差校正回路１３による校正モードでＲＦテスト信号生成ユニット２０は、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２の発振出力信号と他の回路２３、４０、４２、４３とを利用してＲＦテスト信号を生成してスイッチ２を介して受信ミキサ３、４に供給する。ＲＦテスト信号は、マルチバンド無線周波数通信の最高周波数バンドのＲＦ送信信号の周波数よりも高い周波数のＲＦ受信周波数バンド内の周波数を有する。受信モードでスイッチ２が切り換えられ、アンテナＡＮＴのＲＦ受信信号を増幅する低雑音増幅器１の出力が受信ミキサ３、４に供給される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信用半導体集積回路およびそれを用いた無線通信端末装置に係り、特に直交複調信号における同相成分信号Ｉと直交成分信号Ｑの振幅及び位相等の受信信号の誤差を校正するためのテスト信号を生成するのに有益な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
世界中のどんな場所でも無線通信すると言う携帯電話端末等の通信端末機器の能力であるユビキタス・カバレージは、今日現実のものではなく、現在開発が進められている。
【０００３】
これらのモバイルシステムは、ＧＳＭ、ＧＰＲＳ、ＥＤＧＥ、ＷＣＤＭＡ、ＤＣＳ、ＰＣＳのセルラーを含んでいる。これらのシステムの特性は、一定包落線と包落線変化との信号、時分割とコード分割とのマルチプレックスの広範囲な組み合わせのマルチバンド、マルチモードへの要望が、大きくなっている。尚、ＧＳＭはGlobal System for Mobile Communicationの略であり、ＧＰＲＳはGeneral Packet Radio Serviceの略である。ＥＤＧＥは、Enhanced Data for GSM Evolution; Enhanced Data for GPRSの略である。ＷＣＤＭＡは、Wideband Code Division Multiple Accessの略である。ＤＣＳは、Digital Cellular Systemの略である。ＰＣＳは、Personal Communication Systemの略である。
【０００４】
下記特許文献１には、自己テスト機能を組み込んだ無線周波数トランシーバが記載されている。このトランシーバは８２４〜８４９ＭＨｚの低ＲＦ周波数帯域と８６９〜８９４ＭＨｚの高ＲＦ周波数帯域のいずれかで受信する一方、８６９〜８９４ＭＨｚの高ＲＦ周波数帯域で送信する。トランシーバの送信機は、低ＲＦ周波数帯域の８２４〜８４９ＭＨｚの特別に符号化されたテスト信号をトランシーバの受信機に供給する。受信機でテスト信号が正常に受信されると、トランシーバの送信および受信の経路が正常に動作していることが判別されることができる。
【０００５】
下記特許文献２には、ＲＦ受信信号を低ＩＦ（低い中間周波数）の信号に変換する低ＩＦ受信機において直交復調されたＩ信号とＱ信号の位相および振幅の調整を行い不要なイメージを除去する技術が記載されている。校正モードにおいて、送信用電圧制御発振器の出力信号が直交ミキサに供給されて、位相および振幅の調整が行われる。
【０００６】
また、下記特許文献３と下記非特許文献１と下記非特許文献２には、直交復調回路により復調されたＩ相信号とＱ相信号の位相誤差を位相誤差補正回路によって補正して、直交復調回路の出力の振幅誤差補正回路がＩ相信号とＱ相信号の振幅相誤差を補正する復調装置が記載されている。
【０００７】
【特許文献１】特開平１０−９３４８８号 公報
【特許文献２】特開平１１−２５１９４７号 公報
【特許文献３】特開２００４−４０６７８号 公報
【非特許文献１】Ｊｅｒｅｍｉｅ Ｃｈａｂｌｏｚ ｅｔ ａｌ，“Ａ ＮＯＶＥＬ Ｉ／Ｑ ＭＩＳＭＡＴＣＨ ＣＯＭＰＥＮＳＡＴＩＯＮ ＳＣＨＥＭＥ ＦＯＲ Ａ ＬＯＷ−ＩＦ ＲＥＣＥＩＶＥＲ ＦＲＯＮＴ−ＥＮＤ”， Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ （ＩＳＣＡＳ ２００４）， ｖｏｌ．４， ｐｐ．４５３−４５６， ２００４．
【非特許文献２】Ｌａｗｒｅｎｃｅ Ｄｅｒ ｅｔ ａｌ， “Ａ ２−ＧＨｚ ＣＭＯＳ Ｉｍａｇｅ−Ｒｅｊｅｃｔ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｗｉｔｈ ＬＭＳ Ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ”， ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ， ＶＯＬ．３８， Ｎｏ．２， ＦＥＢＲＵＡＲＹ ２００３， ｐｐ．１６７−１７５．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
無線通信端末装置の受信機でＩ相信号とＱ相信号の振幅及び位相成分のミスマッチ等の受信信号の誤差を短時間に高精度で校正を行うためには、受信帯域内の周波数を有するテスト信号が必要となる。前記特許文献２では、Ｉ相信号とＱ相信号の振幅及び位相のミスマッチ等の受信信号の誤差を校正する際に、ＲＦ受信帯域のテスト信号を送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）から生成して受信機の直交ミキサー回路に入力している。
【０００９】
一方、ＷＣＤＭＡ、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００等の大多数の無線システムにおいてはＦＤＤ方式が採用されているため、無線通信端末のＲＦ受信帯域の周波数はＲＦ送信帯域の周波数よりも高く設定されている。従って、基地局とアップリンクされる多数の無線通信端末のＲＦ送信周波数は、無線通信端末とダウンリンクされる基地局のＲＦ送信周波数（無線通信端末のＲＦ受信周波数）よりも低く設定することができる。その結果、無線通信端末の送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）の構成は簡単となり、多数の無線通信端末を低コストとすることが可能である。尚、ＦＤＤは、Frequency Division Duplexの略である。
【００１０】
しかし、前記特許文献２に記載のように受信誤差校正用ＲＦテスト信号を送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）から生成する場合には、下記の問題を有することが本発明者等の検討により明らかとされた。
【００１１】
これは、次のようなものである。上記のようにＦＤＤ方式の無線通信端末のＲＦ送信周波数はＲＦ受信周波数よりも低くできるので、多数の無線通信端末を低コストとすることが可能である。しかし、受信誤差校正用ＲＦテスト信号を送信用Ｔｘ−ＶＣＯから生成する場合には、送信用Ｔｘ−ＶＣＯは、低い方のＲＦ送信周波数だけではなく、高い方のＲＦ受信周波数もカバーする必要がある。そのためには、周波数制御信号により制御される可変容量素子の容量値よりも、送信用Ｔｘ−ＶＣＯの寄生容量の容量値を十分低減する必要が有る。一般的に、無線通信端末の受信機は、ＲＦ受信信号よりも高レベルのＲＦ送信信号を出力する必要があるので、受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）と比較すると、送信用Ｔｘ−ＶＣＯの消費電力が大きい。このように送信用Ｔｘ−ＶＣＯが低い方のＲＦ送信周波数だけではなく高い方のＲＦ受信周波数もカバーするためには、発振器の寄生容量を低減する必要があり、また消費電力も大きい。また、ダイレクトコンバージョン送受信機で、送信用Ｔｘ−ＶＣＯと受信用Ｒｘ−ＶＣＯの発振周波数が非常に近い場合には、２つの電圧制御発振器はインジェクションロックを引き起こし、ＲＦテスト信号のＳ／Ｎ比が著しく劣化する可能性がある。
【００１２】
本発明者は本発明に先立って、ＷＣＤＭＡ方式の通信が可能なＲＦアナログ信号処理半導体集積回路（ＲＦ ＩＣ）の開発に従事した。この開発において、受信誤差校正用テスト信号を送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）から生成するのではなく、元々高い方のＲＦ受信周波数もカバーする受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）から生成することが検討された。
【００１３】
図３は、ＵＭＴＳ規格におけるＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ２、Ｂａｎｄ５の送受信帯域を示す図である。尚、ＵＭＴＳは、Universal Mobile Telecommunication Systemの略である。
【００１４】
すなわち、ＵＭＴＳ規格におけるＷＣＤＭＡ方式の一番低い周波数帯域のＢａｎｄ５（地域は米国）の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が８２４〜８４９ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は８６９〜８９４ＭＨｚとなっている。同様に、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ２（地域は欧州）の場合も、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１８５０〜１９１０ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は１９３０〜１９９０ＭＨｚとなっている。また、ＵＭＴＳ規格におけるＷＣＤＭＡ方式の一番高い周波数帯域のＢａｎｄ１（地域は米国）の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１９２０〜１９８０ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は２１１０〜２１７０ＭＨｚとなっている。このように、いずれの周波数帯域（バンド）においても、受信帯域周波数ＲＸが送信帯域周波数ＴＸよりも高い。
【００１５】
従って、ＲＦ ＩＣの受信誤差校正用テストは、全バンドに対して実行されなければならないが、ＷＣＤＭＡ方式の一番高い周波数のＢａｎｄ１でのテスト条件が電圧制御発振器の発振周波数の観点から一番厳しい。この時の周波数帯域Ｂａｎｄ１の受信誤差校正用ＲＦテスト信号を周波数帯域が２１１０〜２１７０ＭＨｚであるＲＦ受信信号ＲＸを発振する受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）から生成することが検討された。
【００１６】
図１は、本発明者等によって本発明に先立って開発されたＲＦ ＩＣを示すブロック図である。このＲＦ ＩＣは、受信誤差校正用テスト信号を受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）から生成するよう構成されている。すなわちＲＦ ＩＣは、低雑音増幅器１、バンドパスフィルタ２５、受信ミキサ３、４、ローパスフィルタ５、６、１１、１２、可変利得増幅器７、８、Ａ／Ｄ変換器９、１０、ゲインコントロール回路１６、９０度位相シフタ１７、分周器１８、受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）１９を含んでいる。また、ＲＦ ＩＣは、受信誤差校正用テストのために、スイッチ２、受信誤差校正回路１３、テスト信号生成ミキサ３９も含んでいる。
【００１７】
このＲＦ ＩＣの受信モードでは、携帯電話等の無線通信端末のアンテナＡＮＴで受信されたＷＣＤＭＡ方式のＲＦ受信信号は低雑音増幅器１で増幅された後、バンドパスフィルタ２５、スイッチ２を介して受信ミキサ３、４の一方の入力端子に供給される。受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）１９からの発振出力信号は分周器１８に供給され、分周器１８の出力信号は９０度位相シフタ１７に供給される。分周器１８の出力と９０度位相シフタ１７の出力からの受信用ローカル信号が受信ミキサ３、４の他方の入力端子に供給されることによって、受信ミキサ３、４の出力からＩ相アナログベースバンド信号とＱ相アナログベースバンド信号とが生成される。Ｉ、Ｑアナログベースバンド信号がローパスフィルタ５、６と可変利得増幅器７、８とを介してＡ／Ｄ変換器９、１０に供給される。Ａ／Ｄ変換器９、１０の出力より、Ｉ、Ｑディジタルベースバンド信号Ｒｘ＿ＤＢＢＳ＿Ｉ、Ｒｘ＿ＤＢＢＳ＿Ｑが生成される。Ｉ、Ｑディジタルベースバンド信号Ｒｘ＿ＤＢＢＳ＿Ｉ、Ｒｘ＿ＤＢＢＳ＿Ｑの受信誤差が受信誤差校正回路１３にて校正された後、図示しないベースバンド信号処理用ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）に供給される。尚、ＷＣＤＭＡ方式に対応する受信ミキサ３、４の出力からのＩ、Ｑアナログベースバンド信号の周波数帯域は略２ＭＨｚと広帯域であるので、ローパスフィルタ５、６のカットオフ周波数も略２ＭＨｚに設定されている。
【００１８】
ここで、一定の振幅と一定の位相とを有するＲＦ信号が受信ミキサ３、４に供給される条件では、Ａ／Ｄ変換器９、１０から出力されるＩ、Ｑディジタルベースバンド信号は、理想的には振幅が等しく、位相が９０度異なる。これは、一方の受信ミキサ３と他方の受信ミキサ４とが一定の振幅と一定の位相とを有するＲＦ信号を分周器１８の出力の位相ゼロ度の受信用ローカル信号のタイミングと９０度位相シフタ１７の位相９０度の受信用ローカル信号のタイミングとでサンプリングを行うためである。しかし、実際のＲＦ ＩＣにおいては、製造プロセスによる素子ばらつきにより、受信ミキサ３、４、ローパスフィルタ５、６、可変利得増幅器７、８、Ａ／Ｄ変換器９、１０のそれぞれに回路ばらつきが生じる。そのために、Ａ／Ｄ変換器９、１０から出力されるＩ、Ｑベースバンド信号には、振幅と位相のミスマッチ等の受信誤差が付加される。
【００１９】
図２はＩ、Ｑベースバンド信号の振幅と位相にミスマッチが付加された場合のコンスタレーション劣化を示す図である。ＲＦ ＩＣに回路ばらつきがない場合には、理想的な正弦波と余弦波がＩ、Ｑベースバンド信号として得られるため、コンスタレーションは図２の（ａ）のように完全な円形となる。一方、位相ミスマッチが付加された場合や振幅ミスマッチが付加された場合には、図２の（ｂ）、（ｃ）に示すように、完全な円形にならず、振幅と位相情報とが劣化する。ＷＣＤＭＡ方式やＥＤＧＥ方式のように高い通信転送レートを実現するため位相変調だけでなく振幅変調も活用する通信を行う場合においては、振幅と位相情報との劣化は重大な影響を及ぼす。すなわち、Ｉ、Ｑベースバンド信号のミスマッチは、位相変調だけでなく振幅変調も活用するＷＣＤＭＡ方式やＥＤＧＥ方式の通信品質を著しく劣化させる。従って、高通信品質のＷＣＤＭＡ方式やＥＤＧＥ方式の通信を行うＲＦ ＩＣを実現するためには、「送受信モード」に先立った「校正モード」においてＩ、Ｑベースバンド信号のミスマッチを校正することが必要となる。従って、「送受信モード」に先立った「校正モード」でのミスマッチの校正により、「受信モード」でＡ／Ｄ変換器９、１０のＩ、Ｑディジタルベースバンド信号の受信誤差が受信誤差校正回路１３にて校正されることが可能となる。
【００２０】
このＲＦ ＩＣの校正モードでは、テスト条件が一番厳しいＷＣＤＭＡ方式の一番高い周波数帯域Ｂａｎｄ１の２１１０〜２１７０ＭＨｚの帯域内の受信誤差校正用ＲＦテスト信号が、受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）１９と分周器１８とにより形成される。この受信誤差校正用ＲＦテスト信号は、テスト信号生成ミキサ３９とスイッチ２とを介して、受信ミキサ３、４の一方の入力端子に供給される。分周器１８の分周数が２に設定され、受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）１９から発振される校正モード発振周波数は４．２８ＧＨｚに設定されているので、テスト信号生成ミキサ３９の一方の入力端子にはＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１の周波数帯域内の２．１４ＧＨｚの信号が供給される。この状態で、前記特許文献３と前記非特許文献１と前記非特許文献２に記載されているように、Ｉ、Ｑベースバンド信号の振幅誤差と位相誤差とが受信誤差校正回路１３にて校正されるはずである。
【００２１】
しかし、本発明者等の検討によれば、図１に示すように受信誤差校正用ＲＦテスト信号を受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）から生成すると、位相誤差校正前の正しい位相誤差の検出が行えず、正しい位相誤差校正も行えないと言う問題が明らかとされた。
【００２２】
すなわち、上述のように、ＷＣＤＭＡ方式のアナログベースバンド信号の周波数帯域が略２ＭＨｚであるので、その略半分の周波数１ＭＨｚを受信ミキサ３、４の出力での復調テスト信号の周波数に設定する。従って、テスト信号生成ミキサ３９の他方の入力端子には、周波数１ＭＨｚの変調信号ＬＯＩＦが供給される。その結果、テスト信号生成ミキサ３９の出力から、２．１４ＧＨｚ＋１ＭＨｚ＝２１４１ＭＨｚと２．１４ＧＨｚ−１ＭＨｚ＝２１３９ＭＨｚとが生成される。
【００２３】
受信ミキサ３、４の一方の入力端子にはスイッチ２を介してテスト信号生成ミキサ３９の出力の２１３９ＭＨｚと２１４１ＭＨｚとのＲＦテスト信号が供給され、受信ミキサ３、４の他方の入力端子には分周器１８の出力から２１４０ＭＨｚの信号が供給される。従って、受信ミキサ３、４の出力から、＋１ＭＨｚと−１ＭＨｚの正弦波と余弦波との復調テスト信号が出力される。ローパスフィルタ５、６のカットオフ周波数は、略２ＭＨｚに設定されている。従って、受信ミキサ３、４の出力からの復調テスト信号は、ローパスフィルタ５、６、可変利得増幅器７、８、Ａ／Ｄ変換器９、１０、ローパスフィルタ１１、１２を経由して受信誤差校正回路１３に供給される。受信ミキサ３、４の出力からの＋１ＭＨｚと−１ＭＨｚの正弦波と余弦波との復調テスト信号が上記回路を経由する間に、＋１ＭＨｚと−１ＭＨｚの正弦波と余弦波とが受ける位相回転は逆方向となる。その結果、受信誤差校正回路１３での＋１ＭＨｚと−１ＭＨｚの正弦波と余弦波との位相誤差が正と負とに存在して、位相誤差校正前の正しい位相誤差検出が行えず、正しい位相誤差校正も行えないと言う誤動作の問題が本発明者等の検討により明らかとされた。
【００２４】
従って、このように本発明は、本発明者等によって本発明に先立ってなされた検討を基にしてなされたものである。また、本発明の目的は、受信ミキサに接続された復調信号処理回路の出力のＩ相信号とＱ相信号との受信誤差を校正するための受信誤差校正用ＲＦテスト信号を生成する際に、送信用Ｔｘ−ＶＣＯが高い方のＲＦ受信信号の周波数をカバーすることを回避することにある。更に、本発明の他の目的とするところは、受信誤差校正用ＲＦテスト信号を生成する際に、受信誤差校正での誤動作を回避することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
本願において開示される発明のうち代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。
【００２６】
即ち、通信用半導体集積回路は、校正モードでＲＦテスト信号生成ユニットは、送信用Ｔｘ−ＶＣＯの発振出力信号と他の回路とを利用してマルチバンド無線周波数通信の最高周波数バンドのＲＦ送信信号の周波数よりも高い周波数のＲＦ受信周波数バンド内の周波数を有するＲＦテスト信号を生成する。従って、受信誤差校正用ＲＦテスト信号を生成する際に、送信用Ｔｘ−ＶＣＯが低い方のＲＦ送信信号の周波数だけでなく高い方のＲＦ受信信号の周波数をカバーすることを回避することができる。
【発明の効果】
【００２７】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。
【００２８】
すなわち、受信ミキサに接続された復調信号処理回路の出力のＩ相信号とＱ相信号との受信誤差を校正するための受信誤差校正用ＲＦテスト信号を生成する際に、送信用Ｔｘ−ＶＣＯが高い方のＲＦ受信信号の周波数をカバーすることを回避することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
《代表的な実施の形態》
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
【００３０】
〔１〕本発明の代表的な実施の形態に係る通信用半導体集積回路（ＲＦ ＩＣ）は無線通信端末に搭載されて、基地局とマルチバンド無線周波数通信を行う機能を有する（図３参照）。
【００３１】
前記通信用半導体集積回路は、低雑音増幅器（１）、受信ミキサ（３、４）、受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ、１９）、復調信号処理回路（５、６、７、８、９、１０、１１、１２）、受信誤差校正回路（１３）を含む（図４参照）。
【００３２】
前記低雑音増幅器は、前記無線通信端末のアンテナ（ＡＮＴ）により受信されるＲＦ受信信号を増幅する。
【００３３】
前記受信ミキサの一方の入力端子には前記低雑音増幅器のＲＦ増幅信号が供給され、前記受信ミキサの他方の入力端子には前記受信用電圧制御発振器の発振出力に応答した受信用ローカル信号が供給される。前記復調信号処理回路は、前記受信ミキサの出力端子の直交復調受信信号を処理する。前記集積回路の受信モードで、前記受信ミキサと前記復調信号処理回路とより、前記マルチバンド無線周波数通信の複数の周波数バンドで最高の周波数を有する最高周波数バンド（Ｂａｎｄ１）のＲＦ受信信号（ＲＸ）が処理可能となっている。
【００３４】
前記受信誤差校正回路は、前記集積回路の校正モードにおいて、前記復調信号処理回路の出力端子の直交復調受信信号の誤差を校正する。
【００３５】
前記集積回路は、更に変調信号処理回路（３５、３６、３３、３４、３１、３２）、送信ミキサ（２８、２９）、送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ、２２）を含む（図４参照）。
【００３６】
前記変調信号処理回路は、直交送信信号を処理する。
【００３７】
前記送信ミキサの一方の入力端子には前記変調信号処理回路の直交送信出力信号が供給され、前記送信ミキサの他方の入力端子には前記送信用電圧制御発振器の発振出力に応答した送信用ローカル信号が供給される。前記集積回路の送信モードで、前記送信用電圧制御発振器の発振出力に応答して前記送信ミキサの出力より、前記マルチバンド無線周波数通信の前記最高周波数バンドのＲＦ送信信号（ＴＸ）が生成可能となっている。
【００３８】
前記集積回路は、前記集積回路の前記校正モードにおいて前記受信誤差校正回路による誤差校正のためＲＦテスト信号を生成して前記ＲＦテスト信号を前記受信ミキサの前記一方の入力端子に供給するＲＦテスト信号生成ユニット（２０）を更に含む。
【００３９】
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号を利用して前記ＲＦテスト信号を生成する。
【００４０】
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットから生成される前記ＲＦテスト信号は、前記マルチバンド無線周波数通信の複数の周波数バンドで前記最高周波数バンドの前記ＲＦ送信信号の周波数よりも高い周波数の前記ＲＦ受信信号のＲＦ受信周波数バンド内の周波数を有する。
【００４１】
従って、前記実施の形態によれば、前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号を利用して前記最高周波数バンドの前記ＲＦ送信信号の周波数よりも高い周波数のＲＦ受信周波数バンド内の周波数を有する前記ＲＦテスト信号を生成することができる。従って、受信誤差校正用ＲＦテスト信号を生成する際に、送信用Ｔｘ−ＶＣＯが低い方のＲＦ送信信号の周波数だけでなく高い方のＲＦ受信信号の周波数をカバーすることを回避することができる。
【００４２】
好適な形態として、前記マルチバンド無線周波数通信の前記最高周波数バンドの前記Ｒ受信信号の周波数と前記ＲＦ送信信号の周波数とはそれぞれＷＣＤＭＡ方式の略２１１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚと略１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚとに設定されている（図３参照）。
【００４３】
より好適な形態として、前記集積回路は、他の低雑音増幅器（ＬＮＡ１…４）、他の受信ミキサ（ＲＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑ）、他の復調信号処理回路（ＰＧＡＩ１…３、ＰＧＡＱ１…３）を更に含む。前記他の低雑音増幅器は、前記無線通信端末の前記アンテナにより受信されるＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式のＲＦ受信信号を増幅することが可能に構成されている。前記他の受信ミキサの一方の入力端子には前記他の低雑音増幅器のＲＦ増幅信号が供給され、前記他の受信ミキサの他方の入力端子には前記受信用電圧制御発振器の発振出力に応答した受信用ローカル信号が供給される。前記他の復調信号処理回路は、前記他の受信ミキサの出力端子の他の直交復調受信信号を処理する。前記集積回路の受信モードで、前記他の受信ミキサと前記他の復調信号処理回路とより、前記ＰＣＳ１９００の方式のＲＦ受信信号が処理可能となっている。前記受信誤差校正回路は、前記集積回路の校正モードにおいて、前記他の復調信号処理回路の出力端子の直交復調受信信号の誤差を校正する。前記集積回路は、更に他の送信ミキサ、送信系オフセットＰＬＬ回路を含む。前記変調信号処理回路は、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式の直交送信信号を処理することが可能に構成される。前記他の送信ミキサの一方の入力端子には、前記変調信号処理回路のＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式の直交送信出力信号が供給される。前記他の送信ミキサの他方の入力端子には中間周波信号が供給され、前記他の送信ミキサの出力の中間周波送信信号は前記送信系オフセットＰＬＬ回路の入力に供給される。前記集積回路の前記送信モードで、前記送信系オフセットＰＬＬ回路の出力よりＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式のＲＦ送信信号が生成可能となっている。前記集積回路の前記校正モードにおいて前記ＲＦテスト信号生成ユニットから生成されるＰＣＳ１９００の方式のＲＦ受信信号の周波数の略１９３０ＭＨｚ〜１９９０ＭＨｚの周波数を有する前記ＲＦテスト信号が受信ミキサの前記一方の入力端子に供給される（図８参照）。
【００４４】
更により好適な形態として、前記変調信号処理回路は位相変調ともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式に対応するポーラループ方式とポーラモジュレータ方式のいずれかの方式で構成される。前記送信系オフセットＰＬＬ回路は、前記いずれかの方式の位相変調のための位相ループ（ＰＭ ＬＰ）と前記いずれかの方式の振幅変調のための振幅ループ（ＡＭ ＬＰ）とを含む（図１１、図１２参照）。
【００４５】
具体的な一つの形態として、前記集積回路の前記復調信号処理回路は、前記受信ミキサの前記出力端子の前記直交復調受信信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を含む。前記集積回路の前記変調信号処理回路は、前記変調信号処理回路の直交送信出力信号をディジタル信号からアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器を含む。前記集積回路は、ベースバンド信号処理を行うＬＳＩへディジタル信号の前記直交復調受信信号を出力する一方、前記ＬＳＩからディジタル信号の直交送信出力信号が供給されるディジタルインターフェース（１４、３７）を含む。前記集積回路は、前記ディジタルインターフェースに供給するディジタルインターフェース基準信号を生成するディジタルインターフェース基準信号生成ユニット（２３、２４）を更に含む。前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号と前記ディジタルインターフェース信号生成ユニットの出力信号とを利用して前記ＲＦテスト信号を生成する（図４参照）。
【００４６】
他の具体的な一つの形態として、前記集積回路は、前記受信用ローカル信号と前記送信用ローカル信号とを生成する際のシステム基準信号を生成するシステム基準電圧制御発振器（ＤＣＸ−ＶＣＯ；４０）を更に含む。前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号と前記システム基準電圧制御発振器の発振出力信号とを利用して前記ＲＦテスト信号を生成する（図５参照）。
【００４７】
更に他の具体的な一つの形態として、前記集積回路は、分周数が分数を含み前記送信用電圧制御発振器の出力に入力が接続されたフラクショナル分周器（４２）を更に含む。前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号が前記入力に供給された前記フラクショナル分周器の出力から前記ＲＦテスト信号を生成する（図６参照）。
【００４８】
また他の具体的な一つの形態として、前記集積回路は、前記校正モードで前記送信用電圧制御発振器を制御する制御回路（４３）を更に含む。前記校正モードでは前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号の周波数は、前記マルチバンド無線周波数通信の前記複数の周波数バンドのいずれの周波数バンドでの前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号の周波数よりも低く制御される。前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記制御回路によって制御された前記送信用電圧制御発振器の前記校正モードでの前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号を前記ＲＦテスト信号として生成する（図７参照）。
【００４９】
〔２〕別の観点による通信用半導体集積回路は、無線通信端末に搭載されて、基地局とマルチバンド無線周波数通信を行う機能を有する。前記集積回路では、ベースバンド信号処理を行うＬＳＩからの直交送信信号からＲＦ送信信号への周波数アップコンバージョンを送信ミキサ（２８、２９）で行い、アンテナで受信されるＲＦ受信信号から直交復調受信信号への周波数ダウンコンバージョンを受信ミキサ（３、４）で行う。前記周波数アップコンバージョンでは、送信用電圧制御発振器（２２）の出力に応答した送信用ローカル信号が前記送信ミキサに供給される。前記周波数ダウンコンバージョンでは、受信用電圧制御発振器（１９）の出力に応答した受信用ローカル信号が前記受信ミキサに供給される。前記受信ミキサの出力から復調信号処理回路により直交復調受信出力信号が形成されるものである。
【００５０】
前記集積回路は、前記集積回路の校正モードにおいてＲＦテスト信号を生成して前記受信ミキサに供給するＲＦテスト信号生成ユニット（２０）を含む。
【００５１】
前記集積回路は、前記集積回路の前記校正モードにおいて前記ＲＦテスト信号が供給された前記受信ミキサの出力に応答する前記復調信号処理回路よりの前記直交復調受信出力信号の誤差を校正する受信誤差校正回路（１３）を含む。それにより受信誤差校正回路は、前記集積回路の受信モードで前記ＲＦ受信信号に応答する前記受信ミキサの出力に応答する前記復調信号処理回路よりの前記直交復調受信出力信号の誤差を減少するものである。
【００５２】
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号を利用して前記ＲＦテスト信号を生成する。
【００５３】
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットから生成される前記ＲＦテスト信号は、前記マルチバンド無線周波数通信の複数の周波数バンドで最高周波数バンドのＲＦ送信信号の周波数よりも高い周波数の前記ＲＦ受信信号のＲＦ受信周波数バンド内の周波数を有する（図４参照）。
【００５４】
〔３〕本発明の他の実施の形態に係る基地局とマルチバンド無線周波数通信を行う機能を有する無線通信端末装置は、ベースバンド信号処理を行うＬＳＩと、通信用半導体集積回路（ＲＦ＿ＩＣ）とを含む。前記集積回路は、前記ＬＳＩからの直交送信信号からＲＦ送信信号への周波数アップコンバージョンを送信ミキサ（２８、２９）で行い、アンテナで受信されるＲＦ受信信号から直交復調受信信号への周波数ダウンコンバージョンを受信ミキサ（３、４）で行うものである。前記無線通信端末装置は、更に電力増幅器（ＨＰＡ１、２、Ｗ＿ＰＡ１、２）と、アンテナスイッチ半導体集積回路（ＡＮＴ＿ＳＷ）とを含む。前記電力増幅器は、前記通信用半導体集積回路から生成される前記ＲＦ送信信号を増幅して前記アンテナへ供給する。前記アンテナスイッチ半導体集積回路は、前記アンテナで受信される前記ＲＦ受信信号を前記通信用半導体集積回路に供給するとともに、前記電力増幅器の出力信号を前記アンテナへ供給する（図９参照）。
【００５５】
前記集積回路は、前記〔１〕または前記〔２〕の欄にて説明した通信用半導体集積回路（ＲＦ ＩＣ）である。
【００５６】
《実施の形態の説明》
次に、実施の形態について更に詳述する。
【００５７】
《ＲＦ ＩＣの構成》
図４は、本発明の１つの実施形態によるＲＦ ＩＣを示すブロック図である。このＲＦ ＩＣでは、受信誤差校正用ＲＦテスト信号は送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）を利用して生成されるよう構成されている。
【００５８】
《ＲＦ ＩＣの受信ユニット》
すなわち図４に示すＲＦ ＩＣの受信ユニットは、低雑音増幅器１、バンドパスフィルタ２５、スイッチ２、受信ミキサ３、４、ローパスフィルタ５、６、可変利得増幅器７、８を含んでいる。更に、ＲＦ ＩＣの受信ユニットは、Ａ／Ｄ変換器９、１０、ローパスフィルタ１１、１２、受信誤差校正回路１３、ゲインコントロール回路１６、９０度位相シフタ１７、分周器１８、受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）１９、受信系ディジタルインターフェース１４を含んでいる。
【００５９】
《ＲＦ ＩＣの受信モード》
このＲＦ ＩＣの受信モードでは、携帯電話等の無線通信端末のアンテナＡＮＴで受信されたＷＣＤＭＡ方式のＲＦ受信信号は低雑音増幅器１で増幅された後、バンドパスフィルタ２５、スイッチ２を介して受信ミキサ３、４の一方の入力端子に供給される。受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９からの発振出力信号は分周器１８に供給され、分周器１８の出力信号は９０度位相シフタ１７に供給される。分周器１８の出力と９０度位相シフタ１７の出力からの受信用ローカル信号がミキサ３、４の他方の入力端子に供給されることによって、ミキサ３、４の出力からＩ相アナログベースバンド信号とＱ相アナログベースバンド信号とが生成される。Ｉ、Ｑアナログベースバンド信号がローパスフィルタ５、６と可変利得増幅器７、８とを介してＡ／Ｄ変換器９、１０に供給される。Ａ／Ｄ変換器９、１０の出力より、Ｉ、Ｑディジタルベースバンド信号が生成される。尚、Ａ／Ｄ変換器９、１０の出力に接続されたディジタルフィルタで構成されたローパスフィルタ１１、１２は、妨害波とＡ／Ｄ変換の際の量子化雑音を低減するためのものである。受信誤差校正回路１３にてＩ、Ｑディジタルベースバンド信号の受信誤差が校正された後、Ｉ、Ｑディジタルベースバンド受信信号ＲｘＤＢＩ、ＲｘＤＢＱは受信系ディジタルインターフェース１４を介して図示しないベースバンド信号処理用ＬＳＩに供給される。ベースバンド信号処理用ＬＳＩでは、Ｉ、Ｑディジタルベースバンド受信信号ＲｘＤＢＩ、ＲｘＤＢＱの位相復調と振幅復調等の復調処理が行われる。また、受信系ディジタルインターフェース１４は、ＥＭＩ（電磁干渉）対策のため、例えばＬＶＤＳ（Low Voltage Differential Signalling）等の回路により構成されている。尚、受信ミキサ３、４の出力からのＩ、Ｑアナログベースバンド信号の周波数帯域は、略２ＭＨｚと広帯域である。従って、ローパスフィルタ５、６のカットオフ周波数も、略２ＭＨｚに設定されている。受信誤差校正回路１３は、前記特許文献３と前記非特許文献１と前記非特許文献２のいずれかに記載されている回路を使用することができる。
【００６０】
図１３は、図４に示すＲＦ ＩＣの受信誤差校正回路１３の一例を示すブロック図である。受信誤差校正回路１３は、誤差補正アルゴリズムに従って振幅誤差と位相誤差とを校正するための補正値を算出する制御ユニット１３＿０を含む。振幅補正ユニット１３＿１は、制御ユニット１３＿０からの振幅補正値に従って主としてＩ相信号が伝達される信号線の振幅を補正する。位相補正ユニット１３＿４は、制御ユニット１３＿０からの位相補正値に従って主としてＩ相信号が伝達される信号線の位相を補正する。主としてＩ相信号が伝達される信号線と主としてＩ相信号が伝達される信号線の信号経路には加算器１３＿２、１３＿３、１３＿５、１３＿６が配置されている。
【００６１】
図１４は、図４に示すＲＦ ＩＣの受信誤差校正回路１３の他の一例を示すブロック図である。受信誤差校正回路１３は、誤差補正アルゴリズムに従って振幅誤差と位相誤差とを校正するための補正値を算出する制御ユニット１３＿０を含む。位相補正ユニット１３＿１は、制御ユニット１３＿０からの位相補正値に従ってＩ相信号が伝達される信号線の位相を補正する。利得補正ユニット１３＿２は、制御ユニット１３＿０からの利得補正値に従ってＱ相信号が伝達される信号線の位相を補正する。
【００６２】
《ＲＦ ＩＣの送信ユニット》
図４に示すＲＦ ＩＣの送信ユニットは、送信系ディジタルインターフェース３７、ローパスフィルタ３５、３６、Ｄ／Ａ変換器３３、３４、可変利得増幅器３１、３２、９０度位相シフタ３０、送信ミキサ２８、２９、加算器２７、可変利得増幅器２６、ゲインコントロール回路３８を含んでいる。ＲＦ ＩＣの受信ユニットは、更に送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）２２と分周器２１とを含んでいる。
【００６３】
《ＲＦ ＩＣの送信モード》
送信時においては、ベースバンド信号処理用ＬＳＩからＩ、Ｑディジタルベースバンド送信信号ＴｘＤＢＩ、ＴｘＤＢＱが、ＥＭＩ対策のため例えばＬＶＤＳ回路で構成された送信系ディジタルインターフェース３７に供給される。ローパスフィルタ３５、３６により高周波雑音が除去されたディジタルベースバンド送信信号は、Ｄ／Ａ変換器３３、３４によってアナログベースバンド送信信号に変換される。Ｄ／Ａ変換器３３、３４の出力のアナログベースバンド送信信号は、可変利得増幅器３１、３２により増幅された後、送信ミキサ２８、２９の一方の入力端子に供給される。送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）２２からの発振出力信号は分周器２１に供給され、分周器２１の出力信号は９０度位相シフタ３０に供給される。分周器２１の出力と９０度位相シフタ３０の出力からの送信用ローカル信号が送信ミキサ２８、２９の他方の入力端子に供給されることによって、送信ミキサ２８、２９の出力からＩ相ＲＦ送信信号とＱ相ＲＦ送信信号とが生成される。Ｉ相ＲＦ送信信号とＱ相ＲＦ送信信号とは加算器２７でベクトル合成されることにより、加算器２７の出力のＲＦ送信信号は、可変利得増幅器２６とＲＦ ＩＣ外部のＲＦ電力増幅器で増幅された後、携帯電話等の無線通信端末のアンテナＡＮＴに供給される。
【００６４】
《ＲＦ ＩＣのディジタルインターフェース》
受信系ディジタルインターフェース１４と送信系ディジタルインターフェース３７とは、ディジタルインターフェース用電圧制御発振器（ＩＮＴ−ＶＣＯ）２３と分周器２４により生成されるディジタルインターフェース基準信号により動作する。ディジタルインターフェース用電圧制御発振器（ＩＮＴ−ＶＣＯ）２３の発振出力周波数は１２４８ＭＨｚであり、分周器２４の分周数は４であるので、分周器２４の出力のディジタルインターフェース基準信号の周波数は３１２ＭＨｚとなる。従って、送受信ディジタルインターフェース１４、３７は、ディジタルインターフェース基準信号に応答してベースバンド信号処理用ＬＳＩとの間で１５６Ｍｂｐｓの転送レートのディジタルベースバンド送受信信号を送受信する。
【００６５】
《ＲＦ ＩＣのＲＦテスト信号生成ユニット（送信用Ｔｘ−ＶＣＯとディジタルインターフェース用ＶＣＯとの組合せ）》
図４に示すＲＦ ＩＣのＲＦテスト信号生成ユニットは、テスト信号生成ミキサ２０を含んでいる。テスト信号生成ミキサ２０の一方の入力端子と他方の入力端子とには、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２に接続された分周器２１からの分周出力信号とディジタルインターフェース用ＩＮＴ−ＶＣＯ２３に接続された分周器２４からの分周出力信号とが供給される。ＲＦ ＩＣの校正モードで、テスト信号生成ミキサ２０の出力のＲＦテスト信号はスイッチ２を介して受信ミキサ３、４の一方の入力端子に供給される。
【００６６】
《ＲＦ ＩＣの校正モード》
次に「校正モード」について説明する。「校正モード」は、図４に示したＲＦ ＩＣが受信誤差の校正を行うための動作モードである。「校正モード」は、ＲＦ ＩＣの電源投入直後もしくは、ＲＦ ＩＣのアイドル状態からの立ち上がり直後で「送受信モード」の前に実行される。
【００６７】
受信誤差校正回路１３は、ＲＦ ＩＣの校正モードにおいてＲＦテスト信号が供給された受信ミキサ３、４の出力に応答する復調信号処理回路５、６、７、８、９、１０、１１、１２よりの直交復調受信出力信号の誤差を校正する。それによって受信誤差校正回路１３は、ＲＦ ＩＣの受信モードでアンテナＡＮＴのＲＦ受信信号に応答する復調信号処理回路５、６、７、８、９、１０、１１、１２よりの直交復調受信出力信号の誤差を校正するものである。ＲＦ ＩＣの電源投入直後もしくは、ＲＦ ＩＣのアイドル状態からの立ち上がり直後の「校正モード」で受信誤差校正回路１３により生成された校正情報は、ＲＦ ＩＣの内部ＲＡＭに格納されることができる。ＲＦ ＩＣの工場出荷時またはＲＦ ＩＣを搭載した携帯電話の工場出荷時の「校正モード」で受信誤差校正回路１３により生成された校正情報は、携帯電話のフラッシュメモリ等の不揮発性メモリに格納されることができる。このフラッシュメモリ等の不揮発性メモリには、アプリケーションプロセッサのための種々のアプリケーションプログラムも格納されることができる。
【００６８】
前記したように、受信誤差校正回路１３には、例えば前記特許文献３と前記非特許文献１と前記非特許文献２に記載された回路を使用することができる。受信誤差校正回路１３は、「校正モード」で３、４、５、６、７、８、９、１０の番号の回路を経由した復調テスト信号の誤差を検出して、繰り返し演算によって「受信モード」でのＩ、Ｑベースバンド受信信号の誤差補正値を算出する。アナログベースバンド受信信号の周波数帯域に近い復調テスト信号を受信ミキサ３、４の出力に生成するためには、受信ミキサ３、４に受信誤差校正用ＲＦテスト信号を供給することが必要である。基地局からの受信信号を受信誤差校正用ＲＦテスト信号をテスト信号として用いることも可能であるが、基地局からの受信信号はレベルが一定ではなく、また周波数変調が施されているので短時間に精度の高い補正値を算出することは困難である。
【００６９】
尚、受信誤差校正用ＲＦテスト信号の周波数をｆｔｅｓｔとし、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９の分周によるＲＦ受信ローカル信号Ｒｘ−ＬＯの周波数をｆＲｘ−ＬＯとし、受信ミキサ３、４の出力からアナログベースバンド受信信号の周波数帯域をｆＢＷとすると、図４のＲＦ ＩＣでは次式の関係が満足される必要がある。
【００７０】
｜ｆＲｘ−ＬＯ−ｆｔｅｓｔ｜≦ｆＢＷ （数１）
また、図４に示したＲＦ ＩＣは、図３に示したＵＭＴＳ規格のＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ２、Ｂａｎｄ５の送受信帯域をカバーするように送受信動作を行う。すなわち、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ２の受信モードでは、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９に接続された分周器１８の分周数は２に設定される。またＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５の受信モードでは、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９に接続された分周器１８の分周数は４に設定される。また、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ２の送信モードでは、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２に接続された分周器２１の分周数は２に設定される。またＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５の送信モードでは、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２に接続された分周器２１の分周数は４に設定される。
【００７１】
従って、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９は、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５の最低受信周波数８６９ＭＨｚの４倍の３４７６ＭＨｚからＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１の最高受信周波数２１７０ＭＨｚの２倍の４３４０ＭＨｚまでの発振周波数をカバーする。
【００７２】
また、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２は、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５の最低送信周波数８２４ＭＨｚの４倍の３２９６ＭＨｚからＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１の最高送信周波数１９８０ＭＨｚの２倍の３９６０ＭＨｚまでの発振周波数をカバーする。
【００７３】
また、テスト条件が一番厳しいＷＣＤＭＡ方式の一番高い周波数のＢａｎｄ１での「校正モード」で送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２は、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ２とＢａｎｄ５との間の送信に対応する３６５６ＭＨｚの比較的低い発振周波数で発振する。従って、分周数２に設定された分周器２１からテスト信号生成ミキサ２０の一方の入力端子に、１８２８ＭＨｚの分周信号が供給される。テスト信号生成ミキサ２０の他方の入力端子には、ディジタルインターフェース用ＩＮＴ−ＶＣＯ２３に接続された分周器２４から３１２ＭＨｚの周波数のディジタル基準信号が供給されている。従って、テスト信号生成ミキサ２０の出力から２１４０ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号と１５１６ＭＨｚのイメージ信号とが生成され、スイッチ２を介して受信ミキサ３、４の一方の入力端子に供給される。
【００７４】
一方、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９は、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１の受信周波数帯域に対応する４２７８ＭＨｚの発振周波数で発振している。従って、分周数２に設定された分周器１８の出力から、２１３９ＭＨｚの分周出力信号が生成される。分周器１８の出力と９０度移相器１７の出力から受信ミキサ３、４の他方の入力端子に、２１３９ＭＨｚの校正用ローカル信号が供給される。
【００７５】
従って、受信ミキサ３、４では、２１４０ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号と２１３９ＭＨｚの校正用ローカル信号とのミキシングと１５１６ＭＨｚのイメージ信号と２１３９ＭＨｚの校正用ローカル信号とのミキシングとが行われる。前者のミキシングで、１ＭＨｚ（＝２１４０ＭＨｚ−２１３９ＭＨｚ）の周波数の信号と４２７９ＭＨｚ（＝２１４０ＭＨｚ＋２１３９ＭＨｚ）の信号とが生成される。後者のミキシングで、３６５５ＭＨｚ（＝１５１６ＭＨｚ＋２１３９ＭＨｚ）の周波数の信号と−６２３ＭＨｚ（＝１５１６ＭＨｚ−２１３９ＭＨｚ）の周波数の信号とが生成される。
【００７６】
ＷＣＤＭＡ方式のベースバンド受信信号の周波数帯域ｆＢＷの略２ＭＨｚ（正確には、１．９２ＭＨｚ程度）に設定されているので、受信ミキサ３、４の出力に接続されたローパスフィルタ５、６の信号通過周波数帯域も略２ＭＨｚに設定されている。受信ミキサ３、４でのミキシングにより生成された４個の周波数の信号のうち最初の１ＭＨｚ（＝２１４０ＭＨｚ−２１３９ＭＨｚ）の周波数の信号のみが復調テスト信号として可変利得増幅器７、８以降の受信回路に供給され、他の３個の周波数の信号はローパスフィルタ５、６で十分な減衰量に減衰される。
【００７７】
尚、受信誤差校正用ＲＦテスト信号の周波数ｆｔｅｓｔは２１４０ＭＨｚで、ＲＦ受信ローカル信号Ｒｘ−ＬＯの周波数をｆＲｘ−ＬＯは２１３９ＭＨｚで、受信ミキサ３、４の出力からアナログベースバンド受信信号の周波数帯域ｆＢＷは２ＭＨｚであるので、前記（数１）の関係が満足されている。
【００７８】
またテスト信号生成ミキサ２０で形成される−１５１６ＭＨｚ（＝３１２ＭＨｚ−１８２８ＭＨｚ）の周波数の他のイメージ信号がローパスフィルタ５、６で減衰されるように、分周器２１、２４出力信号の周波数を設定する必要がある。ディジタルインターフェース用分周器２４の分周信号周波数をｆＤｉｇとし、受信ミキサ３、４の出力からアナログベースバンド受信信号の周波数帯域をｆＢＷとすると、図４のＲＦ ＩＣでは次式の関係が満足される必要がある。
【００７９】
ｆＤｉｇ≧２ｆＢＷ （数２）
尚、ディジタルインターフェース用分周器２４の分周信号周波数ｆＤｉｇは３１２ＭＨｚで、受信ミキサ３、４の出力からアナログベースバンド受信信号の周波数帯域ｆＢＷは２ＭＨｚであるので、
３１２ＭＨｚ≧４ＭＨｚとなって、
前記（数２）の関係が満足されている。
【００８０】
以上のようにＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１での受信誤差校正について説明したが、同様な方法によりＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ２、Ｂａｎｄ５での受信誤差校正を行うことが可能である。
【００８１】
ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ２での受信誤差校正を行う場合には、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ２の最低受信周波数１９３０ＭＨｚと最高受信周波数１９９０ＭＨｚの略中間の周波数１９６０ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号を、テスト信号生成ミキサ２０の出力から生成する。送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２から３２９６ＭＨｚの発振信号を発生させ、分周器２１からの１６４８ＭＨｚの分周出力と分周器２４からの３１２ＭＨｚの分周出力とをテスト信号生成ミキサ２０に供給する。テスト信号生成ミキサ２０から、周波数１９６０ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号が生成される。また、分周器１８の出力と９０度移相器１７の出力から受信ミキサ３、４の他方の入力端子に、１９５９ＭＨｚの校正用ローカル信号を供給する。受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９にＢａｎｄ２の受信周波数帯域内の３９１６ＭＨｚを発振させると、分周数２に設定された分周器１８から１９５９ＭＨｚの校正用ローカル信号が生成される。
【００８２】
ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５での受信誤差校正を行う場合には、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５の最低受信周波数８６９ＭＨｚと最高受信周波数８９４ＭＨｚとの略中間の周波数８８１ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号を、テスト信号生成ミキサ２０の出力から生成する。送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２から３３６８ＭＨｚの発振信号を発生させ、分周数４に設定された分周器２１からの８４２ＭＨｚの分周出力と分周器２４（３２分周）からの３９ＭＨｚの分周出力とをテスト信号生成ミキサ２０に供給する。テスト信号生成ミキサ２０から、周波数８８１ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号が生成される。また、分周器１８の出力と９０度移相器１７の出力から受信ミキサ３、４の他方の入力端子に、８８０ＭＨｚの校正用ローカル信号を供給する。受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９にＢａｎｄ２の受信周波数帯域内の３５２０ＭＨｚを発振させると、分周数４に設定された分周器１８から８８０ＭＨｚの校正用ローカル信号が生成される。
【００８３】
《他の実施形態によるＲＦ ＩＣ》
《送信用Ｔｘ−ＶＣＯとシステム基準電圧制御発振器ＤＣＸ−ＶＣＯとの組合せによるＲＦテスト信号の生成》
図５は、本発明の他の１つの実施形態によるＲＦ ＩＣを示すブロック図である。このＲＦ ＩＣでも、受信誤差校正用ＲＦテスト信号は送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）を利用して生成されるよう構成されている。
【００８４】
図５に示したＲＦ ＩＣは、図４に示したＲＦ ＩＣと受信誤差校正用ＲＦテスト信号を形成するＲＦテスト信号生成ユニットの構成が異なっており、その他の構成は同一である。図５に示すＲＦ ＩＣのＲＦテスト信号生成ユニットのテスト信号生成ミキサ２０の一方の入力端子には、図４と同様に送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２に接続された分周器２１からの分周出力信号が供給される。しかし、テスト信号生成ミキサ２０の他方の入力端子には、システム基準電圧制御発振器（ＤＣＸ−ＶＣＯ）４０に接続された周波数マルチプライヤ１５からの出力信号が供給される。システム基準電圧制御発振器（ＤＣＸ−ＶＣＯ）４０は、ＲＦ ＩＣの送受信動作のためのＰＬＬ周波数シンセサイザ中に存在してＲＦ受信用ローカル信号とＲＦ送信用ローカル信号とを生成する際のシステム基準信号を生成するものである。システム基準電圧制御発振器（ＤＣＸ−ＶＣＯ）４０は、発振周波数を決定するための水晶振動子を含む。更にシステム基準ＤＣＸ−ＶＣＯ４０にはベースバンド信号処理ＬＳＩからＡＦＣ（自動周波数制御）信号が供給されるため、システム基準ＤＣＸ−ＶＣＯ４０は２６ＭＨｚの極めて安定な周波数に維持されたシステム基準信号を発振する。
【００８５】
送信用ＴＸ−ＶＣＯ２２がＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１に対応する３８５８ＭＨｚで発振しているので、分周数が２に設定された分周器２１から１９２８ＭＨｚの分周信号が生成されて、テスト信号生成ミキサ２０の一方の入力端子に供給される。一方、システム基準電圧制御発振器（ＤＣＸ−ＶＣＯ）４０は、上記のように２６ＭＨｚの安定な周波数のシステム基準信号を発振している。周波数マルチプライヤ１５の周波数乗算係数Ｍは８に設定されているので、周波数マルチプライヤ１５の出力から２０８ＭＨｚの周波数乗算出力信号が生成される。尚、周波数マルチプライヤ１５は、例えばＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路で構成されることができる。ＰＬＬ回路は、一方の入力端子に２６ＭＨｚのシステム基準信号が供給される位相比較器と、位相比較器の出力により制御されて２０８ＭＨｚの出力を発振する電圧制御発振器と、分周数８に設定された分周器とによって構成される。分周数８に設定された分周器は、電圧制御発振器の出力と位相比較器の他方の入力端子との間に接続される。
【００８６】
テスト信号生成ミキサ２０では、分周器２１から１９２８ＭＨｚの分周信号と周波数マルチプライヤ１５の出力から２０８ＭＨｚの乗算出力信号とのミキシングが行われる。従って、テスト信号生成ミキサ２０の出力から２１３６ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号と１７２０ＭＨｚのイメージ信号とが生成され、スイッチ２を介して受信ミキサ３、４の一方の入力端子に供給される。
【００８７】
一方、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９は、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１の受信周波数帯域に対応する４２７０ＭＨｚの発振周波数で発振している。従って、分周数２に設定された分周器１８の出力から、２１３５ＭＨｚの分周出力信号が生成される。分周器１８の出力と９０度移相器１７の出力から受信ミキサ３、４の他方の入力端子に、２１３５ＭＨｚの校正用ローカル信号が供給される。
【００８８】
従って、受信ミキサ３、４では、２１３６ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号と２１３５ＭＨｚの校正用ローカル信号とのミキシングと１７２０ＭＨｚのイメージ信号と２１３５ＭＨｚの校正用ローカル信号とのミキシングとが行われる。前者のミキシングで、１ＭＨｚ（＝２１３６ＭＨｚ−２１３５ＭＨｚ）の周波数の信号と４２７１ＭＨｚ（＝２１３６ＭＨｚ＋２１３５ＭＨｚ）の信号とが生成される。後者のミキシングで、３８５５ＭＨｚ（＝１７２０ＭＨｚ＋２１３５ＭＨｚ）の周波数の信号と−４１５ＭＨｚ（＝１７２０ＭＨｚ−２１３５ＭＨｚ）の周波数の信号とが生成される。
【００８９】
ＷＣＤＭＡ方式のベースバンド受信信号の周波数帯域ｆＢＷの略２ＭＨｚ（正確には、１．９２ＭＨｚ程度）に設定されているので、受信ミキサ３、４の出力に接続されたローパスフィルタ５、６の信号通過周波数帯域も略２ＭＨｚに設定されている。受信ミキサ３、４でのミキシングにより生成された４個の周波数の信号のうち最初の１ＭＨｚ（＝２１３６ＭＨｚ−２１３５ＭＨｚ）の周波数の信号のみが復調テスト信号として可変利得増幅器７、８以降の受信回路に供給され、他の３個の周波数の信号はローパスフィルタ５、６で十分な減衰量に減衰される。
【００９０】
尚、受信誤差校正用ＲＦテスト信号の周波数ｆｔｅｓｔは２１３６ＭＨｚで、ＲＦ受信ローカル信号Ｒｘ−ＬＯの周波数をｆＲｘ−ＬＯは２１３５ＭＨｚで、受信ミキサ３、４の出力からアナログベースバンド受信信号の周波数帯域ｆＢＷは２ＭＨｚであるので、前記（数１）の関係が満足されている。
【００９１】
またテスト信号生成ミキサ２０で形成される−１７２０ＭＨｚ（＝２０８ＭＨｚ−１９２８ＭＨｚ）の周波数の他のイメージ信号がローパスフィルタ５、６で減衰されるように、分周器２１、１５出力信号の周波数を設定する必要がある。周波数マルチプライヤ１５の出力信号周波数をｆＳＹＳとし、受信ミキサ３、４の出力からアナログベースバンド受信信号の周波数帯域をｆＢＷとすると、図４のＲＦ ＩＣでは次式の関係が満足される必要がある。
【００９２】
ｆＳＹＳ≧２ｆＢＷ （数３）
尚、周波数マルチプライヤ１５の出力信号周波数ｆＳＹＳは２０８ＭＨｚで、、受信ミキサ３、４の出力からアナログベースバンド受信信号の周波数帯域ｆＢＷは２ＭＨｚであるので、
２０８ＭＨｚ≧４ＭＨｚとなって、
前記（数３）の関係が満足されている。
【００９３】
以上のようにＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１での受信誤差校正について説明したが、図５のＲＦ ＩＣも図４のＲＦ ＩＣと同様な方法によりＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ２、Ｂａｎｄ５での受信誤差校正を行うことが可能である。
【００９４】
《送信用Ｔｘ−ＶＣＯとフラクショナル分周器との組合せによるＲＦテスト信号の生成》
図６は、本発明の更に他の１つの実施形態によるＲＦ ＩＣを示すブロック図である。このＲＦ ＩＣでも、受信誤差校正用ＲＦテスト信号は送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）を利用して生成されるよう構成されている。
【００９５】
図６に示したＲＦ ＩＣは、図４に示したＲＦ ＩＣと受信誤差校正用ＲＦテスト信号を形成するＲＦテスト信号生成ユニットの構成が異なっており、その他の構成は同一である。図６に示すＲＦ ＩＣのＲＦテスト信号生成ユニットは、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２に接続されたフラクショナル分周器４２を含んでいる。良く知られているように、フラクショナル分周器は、分周数Ｎが整数だけではなく、分数（小数）を含むことにより周波数解像度の高い周波数シンセサイザを実現することができる。
【００９６】
送信用ＴＸ−ＶＣＯ２２がＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ２とＢａｎｄ５との間の送信周波数帯域に対応する比較的低い３５７０ＭＨｚで発振している。分周数Ｎが分数（３／５）に設定されたフラクショナル分周器４２から２１４２ＭＨｚ（＝３５７０ＭＨｚ×３／５＝３５７０ＭＨｚ×０．６）の分周信号が生成され、バンドパスフィルタ４１に供給されてフラクショナル分周器４２の動作雑音が除去される。バンドパスフィルタ４１の出力から２１４２ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号が生成され、スイッチ２を介して受信ミキサ３、４の一方の入力端子に供給される。尚、分周数Ｎが整数だけではなく、分数（小数）を含むフラクショナル分周器４２は、良く知られているように、ΣΔ変調器と可変分周器（カウンタ）とにより構成されることができる。ΣΔ変調器には、分子値情報と分母値情報とが入力される。ΣΔ変調器は、入力クロック信号に応答して分数（分子値／分母値）に応じた頻度でオーバーフロー・１ビット出力信号を生成する。オーバーフロー・１ビット出力信号の“１”レベルと“０”レベルとにより可変分周器（カウンタ）が制御されて、３５７０ＭＨｚの入力信号から２１４２ＭＨｚの分周出力信号を生成することができる。
【００９７】
一方、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９は、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１の受信周波数帯域に対応する４２８２ＭＨｚの発振周波数で発振している。従って、分周数２に設定された分周器１８の出力から、２１４１ＭＨｚの分周出力信号が生成される。分周器１８の出力と９０度移相器１７の出力から受信ミキサ３、４の他方の入力端子に、２１４１ＭＨｚの校正用ローカル信号が供給される。
【００９８】
従って、受信ミキサ３、４では、２１４２ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号と２１４１ＭＨｚの校正用ローカル信号とのミキシングが行われる。このミキシングで、１ＭＨｚ（＝２１４２ＭＨｚ−２１４１ＭＨｚ）の周波数の信号と４２８３ＭＨｚ（＝２１４２ＭＨｚ＋２１４１ＭＨｚ）の信号とが生成される。
【００９９】
ＷＣＤＭＡ方式のベースバンド受信信号の周波数帯域ｆＢＷの略２ＭＨｚ（正確には、１．９２ＭＨｚ程度）に設定されているので、受信ミキサ３、４の出力に接続されたローパスフィルタ５、６の信号通過周波数帯域も略２ＭＨｚに設定されている。受信ミキサ３、４でのミキシングにより生成された２個の周波数の信号のうち最初の１ＭＨｚ（＝２１４２ＭＨｚ−２１４１ＭＨｚ）の周波数の信号のみが復調テスト信号として可変利得増幅器７、８以降の受信回路に供給され、他の周波数の信号はローパスフィルタ５、６で十分な減衰量に減衰される。
【０１００】
尚、受信誤差校正用ＲＦテスト信号の周波数ｆｔｅｓｔは２１４２ＭＨｚで、ＲＦ受信ローカル信号Ｒｘ−ＬＯの周波数をｆＲｘ−ＬＯは２１４１ＭＨｚで、受信ミキサ３、４の出力からアナログベースバンド受信信号の周波数帯域ｆＢＷは２ＭＨｚであるので、前記（数１）の関係が満足されている。
【０１０１】
以上のようにＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１での受信誤差校正について説明したが、図６のＲＦ ＩＣも図４と図５のＲＦ ＩＣと同様な方法によりＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ２、Ｂａｎｄ５での受信誤差校正を行うことが可能である。
【０１０２】
《送信用Ｔｘ−ＶＣＯとその制御回路との組合せによるＲＦテスト信号の生成》
図７は、本発明の更に他の１つの実施形態によるＲＦ ＩＣを示すブロック図である。このＲＦ ＩＣでも、受信誤差校正用ＲＦテスト信号は送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）を利用して生成されるよう構成されている。
【０１０３】
図７に示したＲＦ ＩＣは、図４に示したＲＦ ＩＣと受信誤差校正用ＲＦテスト信号を形成するＲＦテスト信号生成ユニットの構成が異なっており、その他の構成は同一である。図７に示すＲＦ ＩＣのＲＦテスト信号生成ユニットは、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２に接続されたトリガ制御回路４３を含んでいる。
【０１０４】
ＲＦ ＩＣの電源投入直後もしくは、ＲＦ ＩＣのアイドル状態からの立ち上がり直後の「校正モード」において、トリガ制御回路４３は送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２にハイレベルの校正モード信号を供給する。
【０１０５】
また、上述したように通常の受信モードや送信モードでは、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２の発振周波数は、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５の最低送信周波数８２４ＭＨｚの４倍の３２９６ＭＨｚからＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１の最高送信周波数１９８０ＭＨｚの２倍の３９６０ＭＨｚまでの発振周波数をカバーしている。また、通常の受信モードや送信モードでは、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２の発振周波数が３２９６ＭＨｚから３９６０ＭＨｚまでの発振周波数をカバーするように、図５に示したようなシステム基準電圧制御発振器（ＤＣＸ−ＶＣＯ）４０を含むＰＬＬ周波数シンセサイザにより送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２が制御されている。
【０１０６】
しかし、「校正モード」でトリガ制御回路４３から送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２にハイレベルの校正モード信号が供給されると、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２の発振周波数は受信誤差校正用ＲＦテスト信号としての極めて低い発振周波数２１４０ＭＨｚに変化する。これは、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２の発振周波数を決定するＴｘ−ＶＣＯ２２内部のＭＯＳバラクタのような可変容量素子の容量値が、ハイレベルの校正モード信号により大きく増加するためである。かくして、「校正モード」では、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２の発振周波数は受信誤差校正用ＲＦテスト信号としての極めて低い発振周波数２１４０ＭＨｚとなる。
【０１０７】
一方、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９は、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１の受信周波数帯域に対応する４２７８ＭＨｚの発振周波数で発振している。従って、分周数２に設定された分周器１８の出力から、２１３９ＭＨｚの分周出力信号が生成される。分周器１８の出力と９０度移相器１７の出力から受信ミキサ３、４の他方の入力端子に、２１３９ＭＨｚの校正用ローカル信号が供給される。
【０１０８】
従って、受信ミキサ３、４では、２１４０ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号と２１３９ＭＨｚの校正用ローカル信号とのミキシングが行われる。このミキシングで、１ＭＨｚ（＝２１４０ＭＨｚ−２１３９ＭＨｚ）の周波数の信号と４２７９ＭＨｚ（＝２１４０ＭＨｚ＋２１３９ＭＨｚ）の信号とが生成される。
【０１０９】
ＷＣＤＭＡ方式のベースバンド受信信号の周波数帯域ｆＢＷの略２ＭＨｚ（正確には、１．９２ＭＨｚ程度）に設定されているので、受信ミキサ３、４の出力に接続されたローパスフィルタ５、６の信号通過周波数帯域も略２ＭＨｚに設定されている。受信ミキサ３、４でのミキシングにより生成された２個の周波数の信号のうち最初の１ＭＨｚ（＝２１４０ＭＨｚ−２１３９ＭＨｚ）の周波数の信号のみが復調テスト信号として可変利得増幅器７、８以降の受信回路に供給され、他の周波数の信号はローパスフィルタ５、６で十分な減衰量に減衰される。
【０１１０】
尚、受信誤差校正用ＲＦテスト信号の周波数ｆｔｅｓｔは２１４０ＭＨｚで、ＲＦ受信ローカル信号Ｒｘ−ＬＯの周波数をｆＲｘ−ＬＯは２１３９ＭＨｚで、受信ミキサ３、４の出力からアナログベースバンド受信信号の周波数帯域ｆＢＷは２ＭＨｚであるので、前記（数１）の関係が満足されている。
【０１１１】
以上のようにＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１での受信誤差校正について説明したが、図７のＲＦ ＩＣも図４と図５と図６のＲＦ ＩＣと同様な方法によりＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ２、Ｂａｎｄ５での受信誤差校正を行うことが可能である。
【０１１２】
《ＷＣＤＭＡ方式とそれ以外の通信方式に対応するＲＦテスト信号の生成》
図８は、本発明の他の１つの実施形態によるＲＦ ＩＣを示すブロック図である。このＲＦ ＩＣは、上述したＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ２、Ｂａｎｄ５の送受信を行うとともに、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の方式の送受信を行うことが可能である。
【０１１３】
図１０は、各種の通信方式の送受信帯域を示す図である。図１０の上部には、ＷＣＤＭＡ方式の送受信帯域を示している。上述したように、ＷＣＤＭＡ方式の一番低い周波数帯域のＢａｎｄ５（地域は米国）の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が８２４〜８４９ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は８６９〜８９４ＭＨｚとなっている。同様に、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ２（地域は欧州）の場合も、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１８５０〜１９１０ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は１９３０〜１９９０ＭＨｚとなっている。また、ＵＭＴＳ規格におけるＷＣＤＭＡ方式の一番高い周波数帯域のＢａｎｄ１（地域は米国）の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１９２０〜１９８０ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は２１１０〜２１７０ＭＨｚとなっている。
【０１１４】
更に、これ以外のＷＣＤＭＡ方式の通信も存在する。ＷＣＤＭＡ方式の低い周波数帯域のＢａｎｄ６（地域は日本）の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が８３０〜８４０ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は８７５〜８８５ＭＨｚとなっている。ＷＣＤＭＡ方式の周波数帯域のＢａｎｄ４（地域は米国）の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１７１０〜１７７５ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は２１１０〜２１１５ＭＨｚとなっている。ＷＣＤＭＡ方式の周波数帯域のＢａｎｄ３（地域は欧州他）の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１７１０〜１７８５ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は１８０５〜１８８０ＭＨｚとなっている。
【０１１５】
図１０の下部には、ＷＣＤＭＡ方式以外の通信方式の送受信帯域を示している。ＧＳＭ８５０の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が８２４〜８４９ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は８６９〜８９４ＭＨｚとなっている。ＧＳＭ９００の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が８８０〜９１５ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は９２５〜９６０ＭＨｚとなっている。ＤＣＳ１８００の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１７１０〜１７８５ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は１８０５〜１８８０ＭＨｚとなっている。ＰＣＳ１９００の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１８５０〜１９１０ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は１９３０〜１９９０ＭＨｚとなっている。このように、いずれの周波数帯域（バンド）においても、受信帯域周波数ＲＸが送信帯域周波数ＴＸよりも高いＦＤＤ方式が採用されている。
【０１１６】
図８に示したＲＦ ＩＣの上部の回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡはＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ２、Ｂａｎｄ５の受信のための回路であり、図４に示したＲＦ ＩＣの上部の回路に対応している。図８に示したＲＦ ＩＣの下部の回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡはＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ２、Ｂａｎｄ５の送信のための回路であり、図４に示したＲＦ ＩＣの下部の回路に対応している。図８に示したＲＦ ＩＣの中央上部の回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭは、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の受信のための回路である。図８に示したＲＦ ＩＣの中央下部の回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭは、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の送信のための回路である。
【０１１７】
図８に示したＲＦ ＩＣの中央の回路Ｆｒｃｔ＿Ｓｙｎｔｈは、ＲＦ ＩＣの送受信ローカル信号を形成するフラクショナルシンセサイザである。このフラクショナルシンセサイザＦｒｃｔ＿Ｓｙｎｔｈは、システム基準電圧制御発振器（ＤＣＸ−ＣＶＯ）４０と受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）１９とを含んでいる。
【０１１８】
図８のフラクショナルシンセサイザＦｒｃｔ＿ＳｙｎｔｈとＷＣＤＭＡ方式の送信用回路Ｔ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡとの間には、ＲＦテスト信号生成ユニットＲＦ＿ＴＳ＿Ｇｅｎが配置されている。図８のＲＦテスト信号生成ユニットＲＦ＿ＴＳ＿Ｇｅｎは、図４のＲＦテスト信号生成ユニットと同様に、テスト信号生成ミキサ２０と、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２と、分周器２１と、ディジタルインターフェース用ＩＮＴ−ＶＣＯ２３と、分周器２４とを含んでいる。
【０１１９】
ＲＦ ＩＣのＷＣＤＭＡ方式の通信のための校正モードで、テスト信号生成ミキサ２０の出力のＲＦテスト信号はスイッチ２を介してＷＣＤＭＡ方式受信回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡの受信ミキサ３、４の一方の入力端子に供給される。ＷＣＤＭＡ方式の通信のための校正モードは、図４のＲＦ ＩＣの校正モードと全く同一であるので、ここでは説明を省略する。
【０１２０】
ＲＦ ＩＣのＷＣＤＭＡ方式以外の通信方式のための校正モードで、テスト信号生成ミキサ２０の出力のＲＦテスト信号はスイッチ２を介して他方式受信回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭの受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの一方の入力端子に供給される。
【０１２１】
ＰＣＳ１９００の受信のための校正モードでは、１９６０ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号がテスト信号生成ミキサ２０の出力からスイッチ２を介して受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの一方の入力端子に供給される。この時は、フラクショナルシンセサイザＦｒｃｔ＿Ｓｙｎｔｈから１９５９．９ＭＨｚの受信ローカル信号が受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの他方の入力端子に供給される。受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑでのミキシングにより１００ＫＨｚ（＝１９６０ＭＨｚ−１９５９．９ＭＨｚ）の周波数の復調テスト信号が、受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの出力に生成される。１００ＫＨｚの復調テスト信号は、可変利得増幅器ＰＧＡＩ１…Ｉ３、ＰＧＡＱ１…Ｑ３とフィルタＦＣＩ１…Ｉ３、ＦＣＱ１…Ｑ３を介してバッファＢＡＩ、ＢＡＱの入力に伝達される。バッファＢＡＩ、ＢＡＱの１ＭＨｚの復調テスト伝達信号はＡ／Ｄ変換器９、１０、ローパスフィルタ１１、１２を介して受信誤差校正回路１３に供給されることにより、振幅誤差と位相誤差との校正が行われる。
【０１２２】
ＤＣＳ１８００の受信のための校正モードでは、１８４２ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号がテスト信号生成ミキサ２０の出力からスイッチ２を介して受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの一方の入力端子に供給される。この時は、フラクショナルシンセサイザＦｒｃｔ＿Ｓｙｎｔｈから１８４１．９ＭＨｚの受信ローカル信号が受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの他方の入力端子に供給される。受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑでのミキシングにより１００ＫＨｚ（＝１８４２ＭＨｚ−１８４１．９ＭＨｚ）の周波数の復調テスト信号が、受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの出力に生成される。その後は、ＰＣＳ１９００の場合と同様に、振幅誤差と位相誤差との校正が行われる。
【０１２３】
ＧＳＭ９００の受信のための校正モードでは、９４２ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号がテスト信号生成ミキサ２０の出力からスイッチ２を介して受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの一方の入力端子に供給される。この時は、フラクショナルシンセサイザＦｒｃｔ＿Ｓｙｎｔｈから９４１．９ＭＨｚの受信ローカル信号が受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの他方の入力端子に供給される。受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑでのミキシングにより１００ＫＨｚ（＝９４２ＭＨｚ−９４１．９ＭＨｚ）の周波数の復調テスト信号が、受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの出力に生成される。その後は、ＰＣＳ１９００の場合と同様に、振幅誤差と位相誤差との校正が行われる。
【０１２４】
ＧＳＭ８５０の受信のための校正モードでは、８８２ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号がテスト信号生成ミキサ２０の出力からスイッチ２を介して受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの一方の入力端子に供給される。この時は、フラクショナルシンセサイザＦｒｃｔ＿Ｓｙｎｔｈから８８１．９ＭＨｚの受信ローカル信号が受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの他方の入力端子に供給される。受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑでのミキシングにより１００ＫＨｚ（＝８８２ＭＨｚ−８８１．９ＭＨｚ）の周波数の復調テスト信号が、受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの出力に生成される。その後は、ＰＣＳ１９００の場合と同様に、振幅誤差と位相誤差との校正が行われる。
【０１２５】
いずれの通信方式の「受信モード」においても、ＷＣＤＭＡ方式受信回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡの出力または他方式受信回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭの出力にＩ、Ｑアナログベースバンド受信信号が形成される。この信号はＡ／Ｄ変換器９、１０によりＩ、Ｑディジタルベースバンド受信信号に変換され、ローパスフィルタ１１、１２、受信誤差校正回路１３、受信系ディジタルインターフェース１４を介してベースバンド信号処理ＬＳＩに供給される。
【０１２６】
逆にベースバンド信号処理ＬＳＩからのディジタルベースバンド送信信号ＴｘＤＢＩ、ＴｘＤＢＱはＲＦ ＩＣの送信系ディジタルインターフェース３７により受信された後、Ｄ／Ａ変換器３３、３４によりＩ、Ｑアナログベースバンド送信信号に変換される。送信方式がＷＣＤＭＡ方式の場合には、Ｄ／Ａ変換器３３、３４の出力のＩ、Ｑアナログベースバンド送信信号は、ＷＣＤＭＡ方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡによってＲＦ送信信号に変換される。ＷＣＤＭＡ方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡによる動作は、図４のＲＦ ＩＣの動作と全く同一であるので、ここでは説明を省略する。送信方式がＷＣＤＭＡ方式以外の方式の場合には、Ｄ／Ａ変換器３３、３４の出力のＩ、Ｑアナログベースバンド送信信号は、他方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭによってＲＦ送信信号に変換される。この他方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭは、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬにより構成されている。
【０１２７】
送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬは、ＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号Ｔｘ_ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ送信信号Ｔｘ_ＧＳＭ９００との送信動作に対応する必要が有る。そのため、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９の発振周波数は分周比２に設定された２個の分周器ＤＩＶ１（１／２）、ＤＩＶ４（１／２）を介して位相制御帰還用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの一方の入力端子に供給される。また、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑに接続された中間周波数分周器ＤＩＶ２（１／ＮＩＦ）の分周比ＮＩＦは、２６に設定されている。一方、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２の発振出力信号が、分周数２に設定された２個の分周器ＤＩＶ５、分周器ＤＩＶ３を介して、位相制御帰還用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの他方の入力端子に供給されている。ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭでは一方の入力信号と他方の入力信号とのミキシングが行われる。従って、ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの出力から、２つの入力信号の差の周波数の帰還信号が形成されて、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬの位相比較器ＰＣの他方の入力端子に供給される。また、位相比較器ＰＣの一方の入力端子には、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの出力に接続された加算器の出力のベクトル合成された中間周波送信信号ｆＩＦが基準信号として供給されている。中間周波数分周器ＤＩＶ２（１／ＮＩＦ）の分周数ＮＩＦである２６と９０度位相シフタでの分周数２とで、合計分周数は５２となっている。従って、中間周波送信信号ｆＩＦの周波数は、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９の周波数の１／５２となる。また、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬの負帰還制御によって、位相比較器ＰＣの一方の入力端子の基準信号と他方の入力端子のダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭから帰還信号とは一致するようになる。結果としては、０．８ＧＨｚのＲＦ送信信号のＧＳＭ８５０と０．９ＧＨｚのＲＦ送信信号のＧＳＭ９００との送信動作に、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９と送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２とは送信周波数の略４倍の略３．６ＧＨｚから略３．９ＧＨｚで発振すれば良くなる。この２つの周波数帯域の送信動作で、この２つの電圧制御発振器を０．８ＧＨｚ〜０．９ＧＨｚで発振させるためには、極めて大きな容量の可変容量が必要となる。その結果、ＲＦ ＩＣのチップ占有面積と消費電力増大となる。
【０１２８】
また送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬは、ＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号Ｔｘ_ＤＣＳ１８００とＰＳＣ１９００のＲＦ送信信号Ｔｘ_ＰＳＣ１９００との送信動作に対応する必要が有る。そのため、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９の発振周波数は分周比２に設定された２個の分周器ＤＩＶ１（１／２）、を介して位相制御帰還用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの一方の入力端子に供給される。また、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑに接続された中間周波数分周器ＤＩＶ２（１／ＮＩＦ）の分周比ＮＩＦは、２６に設定されている。一方、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２の発振出力信号が、分周数２に設定された１個の分周器ＤＩＶ５を介して、位相制御帰還用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの他方の入力端子に供給されている。ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭでは一方の入力信号と他方の入力信号とのミキシングが行われる。従って、ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの出力から、２つの入力信号の差の周波数の帰還信号が形成されて、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬの位相比較器ＰＣの他方の入力端子に供給される。また、位相比較器ＰＣの一方の入力端子には、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの出力に接続された加算器の出力のベクトル合成された中間周波送信信号ｆＩＦが基準信号として供給されている。中間周波数分周器ＤＩＶ２（１／ＮＩＦ）の分周数ＮＩＦである２６と９０度位相シフタでの分周数２とで、合計分周数は５２となっている。従って、中間周波送信信号ｆＩＦの周波数は、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９の周波数の１／５２となる。また、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬの負帰還制御によって、位相比較器ＰＣの一方の入力端子の基準信号と他方の入力端子のダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭから帰還信号とは一致するようになる。結果としては、１．７ＧＨｚのＲＦ送信信号のＤＣＳ１８００と１．９ＧＨｚのＲＦ送信信号のＰＣＳ１９００との送信動作に、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９と送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２とは送信周波数の略２倍の略３．６ＧＨｚから略３．９ＧＨｚで発振すれば良くなる。この２つの周波数帯域の送信動作で、この２つの電圧制御発振器を１．７ＧＨｚ〜１．９ＧＨｚで発振させるためには、極めて大きな容量の可変容量が必要となる。その結果、ＲＦ ＩＣのチップ占有面積と消費電力増大となる。
【０１２９】
図１１は、図８に示した他方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭの一例を示すブロック図である。図１１のＲＦ ＩＣは、基地局と通信端末機器との通信が位相変調ともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式に対応するためのポーラループ方式の送信方式を採用している。
【０１３０】
送信モードでは、アナログベースバンド送信信号ＴｘＡＢＩ、Ｑが、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの一方の入力に供給される。中間周波数分周器ＤＩＶ２（１／ＮＩＦ）の信号ΦＩＦから９０度位相シフタで生成された９０度位相を有する２つのＩＦ送信キャリア信号が、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの他方の入力に供給される。その結果、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑでは、アナログベースバンド送信信号の周波数からＩＦ送信信号への周波数アップコンバージョンが実行されて、加算器からベクトル合成されたひとつのＩＦ送信変調信号が得られる。加算器からのＩＦ送信変調信号は、位相変調成分の送信のためのＰＭループ回路ＰＭ ＬＰを構成する位相比較器ＰＣの一方の入力に供給されている。ＰＭループ回路ＰＭ ＬＰでは、位相比較器ＰＣの出力はチャージポンプＣＰとローパスフィルタＬＦ１を介して送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２の制御入力に伝達される。
【０１３１】
バッファアンプＢＦを介しての送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２の出力はＰＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの入力に供給されることによって、ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの出力から第１ＩＦ送信帰還信号が得られる。送信動作がＧＳＭ方式の場合の位相変調情報は、この第１ＩＦ送信帰還信号がスイッチＳＷ＿１を介してＰＭループ回路ＰＭ ＬＰを構成する位相比較器ＰＣの他方の入力に供給される。この結果、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの出力である送信信号はＧＳＭ方式の正確な位相変調情報を含むようになる。また、送信動作がＧＳＭ方式の場合の送信電力情報（送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの増幅ゲイン）は、ＲＦ ＩＣ内部のランプ信号Ｄ／Ａ変換器Ｒａｍｐ ＤＡＣのランプ出力電圧Ｖｒａｍｐで指定される。このランプ出力電圧Ｖｒａｍｐが、スイッチＳＷ２を介して１０ＭＨｚフィルタ（１０ＭＨｚＦｉｌｔｅｒ）に供給される。このフィルタからのランプ出力電圧Ｖｒａｍｐと、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの送信電力を検出するパワーカップラーＣＰＬと電力検出回路ＰＤＥＴとからの送信電力検出信号Ｖｄｅｔとが、誤差増幅器Ｅｒｒ＿Ａｍｐに供給される。誤差増幅器Ｅｒｒ＿Ａｍｐの出力からの自動パワー制御電圧Ｖａｐｃによる電源電圧制御もしくはバイアス電圧制御により、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの増幅ゲインは基地局と携帯通信端末装置との距離に比例して設定される。尚、ランプ信号Ｄ／Ａ変換器Ｒａｍｐ ＤＡＣにベースバンド信号処理ＬＳＩから供給されるディジタルランプ入力信号は、送信電力のレベルを示す送信電力レベル指示信号であり、基地局と通信端末機器との距離に比例して送信電力レベルを高く制御するものである。このランプ信号Ｄ／Ａ変換器Ｒａｍｐ ＤＡＣの出力から、アナログのランプ出力電圧Ｖｒａｍｐが生成される。
【０１３２】
一方、送信動作がＥＤＧＥ方式の場合は、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑに接続された加算器からのＩＦ送信変調信号は、位相変調情報だけではなく振幅変調情報も含むことになる。従って、加算器からＩＦ送信変調信号はＰＭループ回路ＰＭ ＬＰを構成する位相比較器ＰＣの一方の入力に供給されるだけではなく、ＡＭループ回路ＡＭ ＬＰを構成する振幅比較器ＡＣの一方の入力に供給される。この時には、位相比較器ＰＣの他方の入力には、送信用発振器Ｔｘ−ＶＣＯ２の出力がＰＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭを介して供給されるのではない。むしろ、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの送信電力に関係する情報（ＲＦ送信電力レベルＲＦＰＬＶ）が、位相比較器ＰＣの他方の入力に供給される。この供給経路は、パワーカップラーＣＰＬ、可変利得回路ＭＶＧＡ、ＡＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＡＭとなっている。また、ＡＭループ回路ＡＭ ＬＰを構成する振幅比較器ＡＣの他方の入力にも、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの送信電力に関係する情報（ＲＦ送信電力レベルＲＦＰＬＶ）が供給される。この供給経路も、パワーカップラーＣＰＬ、可変利得回路ＭＶＧＡ、ＡＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＡＭとなっている。ＡＭループ回路ＡＭ ＬＰでは、振幅比較器ＡＣの出力はローパスフィルタＬＦ２、可変利得回路ＩＶＧＡ、電圧・電流変換器Ｖ／Ｉ、チャージポンプＣＰ、スイッチＷＳ２を介して１０ＭＨｚフィルタ（１０ＭＨｚＦｉｌｔｅｒ）に供給される。この結果、まずＰＭループ回路ＰＭ ＬＰによって、送信用発振器ＴＸＶＣＯのＲＦ発振出力信号を増幅する送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの出力の送信電力信号はＥＤＧＥ方式の正確な位相変調情報を含むようになる。さらに、ＡＭループ回路ＡＭ ＬＰによって、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの出力の送信電力信号はＥＤＧＥ方式の正確な振幅変調情報を含むようになる。
【０１３３】
尚、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの送信電力を検出するパワーカップラーＣＰＬとしては、ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの送信電力を電磁気的もしくは容量的に検出するカップラーを採用することができる。このパワーカップラーＣＰＬとしては、それ以外に、カレントセンス形カップラーも採用することができる。このカレントセンス形カップラーでは、ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの最終段パワー増幅素子のＤＣ・ＡＣ動作電流に比例する小さな検出ＤＣ・ＡＣ動作電流を検出増幅素子に流すものである。
【０１３４】
図１１のＲＦ ＩＣでは、ランプ信号Ｄ／Ａ変換器Ｒａｍｐ ＤＡＣのランプ電圧Ｖｒａｍｐに応答するＡＭループ回路ＡＭ ＬＰの二つの可変利得回路ＭＶＧＡ、ＩＶＧＡの利得は逆方向となるように、制御回路ＣＮＴＬが１０ビットのディジタルランプ信号に応答して８ビットの２つの制御信号を生成する。すなわち、ランプ電圧Ｖｒａｍｐに応答して可変利得回路ＭＶＧＡの利得が減少する時には、可変利得回路ＩＶＧＡの利得が増加することで、二つの可変利得回路ＭＶＧＡ、ＩＶＧＡの利得の和がほぼ一定となる。この結果、ＡＭループ回路ＡＭ ＬＰのオープンループ周波数特性の位相余裕がランプ電圧Ｖｒａｍｐに応答して著しく小さくなることを軽減している。
【０１３５】
図１２は、図８に示した他方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭの他の一例を示すブロック図である。すなわち、図１２に示した他方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭは、基地局との通信が位相変調ともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式に対応するために、ポーラモジュレータ方式で構成されている。
【０１３６】
すなわち、送信ミキサＴＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑにより形成された送信用中間周波数信号に基づいて送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡからのＲＦ送信出力信号の振幅を制御する振幅変調ループ制御回路ＡＭ＿ＬＰは、下記のように構成されている。
【０１３７】
このＡＭループ回路ＡＭ ＬＰでは、振幅比較器ＡＣの出力はローパスフィルタＬＦ２、可変利得回路ＩＶＧＡ、電圧・電流変換器Ｖ／Ｉ、チャージポンプＣＰを介して送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２の出力の振幅変調用可変利得増幅器ＶＧＡに供給される。ＡＭループ回路ＡＭ ＬＰの位相比較器ＡＣの一方の入力端子には、送信ミキサＴＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑで形成された送信用中間周波数信号が供給されている。この位相比較器ＡＣの他方の入力端子には、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの送信電力に関係する情報（ＲＦ送信電力レベルＲＦＰＬＶ）がパワーカップラーＣＰＬ、可変利得回路ＭＶＧＡ、ＡＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＡＭを介して供給されている。その結果、振幅比較器ＡＣの一方の入力端子のＩＦ信号振幅に他方の入力端子のＩＦ信号振幅が一致するように、振幅変調用可変利得増幅器ＶＧＡの利得がローパスフィルタＬＦ２、可変利得回路ＩＶＧＡ、電圧・電流変換器Ｖ／Ｉ、チャージポンプＣＰを介して振幅比較器ＡＣの出力により制御される。その結果、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの送信電力は、ＥＤＧＥ方式の正確な振幅変調情報を含むことになる。
【０１３８】
尚、ＧＳＭ方式の場合もＥＤＧＥ方式の場合も、ランプ信号Ｄ／Ａ変換器Ｒａｍｐ ＤＡＣのランプ出力電圧Ｖｒａｍｐと、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の送信電力を検出するパワーカップラーＣＰＬと電力検出回路ＰＤＥＴとからの送信電力検出信号Ｖｄｅｔとが、誤差増幅器Ｅｒｒ＿Ａｍｐに供給される。誤差増幅器Ｅｒｒ＿Ａｍｐの出力からの自動パワー制御電圧Ｖａｐｃによる電源電圧制御もしくはバイアス電圧制御により、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの増幅ゲインは基地局と携帯通信端末装置との距離に比例して設定され、ＡＰＣ制御が行われる。
【０１３９】
≪携帯電話の構成≫
図９は、上記で説明した本発明の種々の実施形態によるＲＦ ＩＣと、アンテナスイッチＭＭＩＣとＲＦ電力増幅器とを内蔵したＲＦモジュールと、ベースバンド信号処理ＬＳＩとを搭載した携帯電話の構成を示すブロック図である。
【０１４０】
同図で、携帯電話の送受信用アンテナＡＮＴにはＲＦモジュールＲＦ＿ＭＬのアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の共通の入出力端子Ｉ／Ｏが接続されている。ベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）からの制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔは、ＲＦアナログ信号処理半導体集積回路（ＲＦ＿ＩＣ）を経由して高出力電力増幅器モジュール（ＨＰＡ＿ＭＬ）のコントローラ集積回路（ＣＮＴ＿ＩＣ）に供給される。送受信用アンテナＡＮＴから共通の入出力端子Ｉ／ＯへのＲＦ信号の流れは携帯電話の受信動作ＲＸとなり、共通の入出力端子Ｉ／Ｏから送受信用アンテナＡＮＴへのＲＦ信号の流れは携帯電話の送信動作ＴＸとなる。
【０１４１】
ＲＦ ＩＣ（ＲＦ＿ＩＣ）はベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）からの送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳをＲＦ送信信号に周波数アップコンバージョンを行い、逆に送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＲＦ受信信号を受信ベースバンド信号Ｒｘ＿ＢＢＳに周波数ダウンコンバージョンを行いベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）に供給する。
【０１４２】
ＲＦモジュールＲＦ＿ＭＬのアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は共通の入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ１、Ｔｘ２、受信端子Ｒｘ２、Ｒｘ３、Ｒｘ４、送受信端子ＴＲｘ１、ＴＲｘ５のいずれかの端子の間で信号経路を確立して、受信動作ＲＸと送信動作ＴＸとのいずれかを行う。このＲＦ信号の受送信動作のためのスイッチはＨＥＭＴ（高電子移動度トランジスタ）で構成され、アンテナスイッチＭＭＩＣはＧａＡｓ等の化合物半導体を使用したマイクロウェーブモノリシック集積回路（ＭＩＣ）で構成されている。このアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は受信動作ＲＸと送信動作ＴＸとのいずれかのために確立した信号経路以外の信号経路のインピーダンスを極めて高い値に設定することで、必要なアイソレーションが得られるものである。アンテナスイッチの分野では、共通の入出力端子Ｉ／Ｏはシングルポール（Single Pole）と呼ばれ、送信端子Ｔｘ１、Ｔｘ２、受信端子Ｒｘ２、Ｒｘ３、Ｒｘ４、送受信端子ＴＲｘ１、ＴＲｘ５の合計７個の端子は７スロー（7 throw）と呼ばれる。従って、図９のアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は、シングルポール７スロー（ＳＰ７Ｔ； Single Pole 7 throw）型のスイッチである。
【０１４３】
尚、ベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）は図示されていない外部不揮発性メモリと図示されていないアプリケーションプロセッサとに接続されている。アプリケーションプロセッサは、図示されていない液晶表示装置と図示されていないキー入力装置とに接続され、汎用プログラムやゲームを含む種々のアプリケーションプログラムを実行することができる。携帯電話等のモバイル機器のブートプログラム（起動イニシャライズプログラム）、オペレーティングシステムプログラム（ＯＳ）、ベースバンド信号処理ＬＳＩの内部のディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）によるＧＳＭ方式等の受信ベースバンド信号に関する位相復調と送信ベースバンド信号に関する位相変調のためのプログラム、種々のアプリケーションプログラムは、外部不揮発性メモリに格納されることができる。
【０１４４】
≪ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００による送受信動作≫
ＢＢ＿ＬＳＩからの送信ベースバンド信号ＴｘＤＢＩ、ＱがＧＳＭ８５０のバンドに周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。この場合には、ＲＦ ＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号をＧＳＭ８５０のバンドへの周波数アップコンバージョンを行って、ＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ ８５０が生成される。ＢＢ＿ＬＳＩからの送信ベースバンド信号がＧＳＭ９００のバンドに周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。この場合には、ＲＦ ＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号をＧＳＭ９００のバンドへの周波数アップコンバージョンを行って、ＧＳＭ９００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ ９００が生成される。ＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ ９００とは、高出力電力増幅器モジュール（ＨＰＡ＿ＭＬ）の高出力電力増幅器ＨＰＡ２で電力増幅される。高出力電力増幅器ＨＰＡ２のＲＦ出力は、ローパスフィルタＬＰＦ２を経由してアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の送信端子Ｔｘ２に供給される。送信端子Ｔｘ２に供給されたＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ ９００とは共通の入出力端子Ｉ／Ｏを介して送受信用アンテナＡＮＴから送信されることができる。
【０１４５】
送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＧＳＭ８５０のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ ９００とは、アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の受信端子Ｒｘ２から得られるＧＳＭ８５０のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ ９００とは表面弾性波フィルタＳＡＷ３を介してＲＦ ＩＣの低雑音増幅器ＬＮＡ１、２で増幅される。その後、これらのＲＦ受信信号は、受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵに供給される。受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵでは、ＧＳＭ８５０のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ ８５０またはＧＳＭ９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ ９００から受信ベースバンド信号ＲｘＤＢＩ、Ｑへの周波数ダウンコンバージョンが行われる。
【０１４６】
ＧＳＭ８５０の送受信モードでは、アンテナスイッチＭＭＩＣは制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ２との接続によるＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ ８５０の送信と入出力端子Ｉ／Ｏとの受信端子Ｒｘ２との接続によるＲＦ受信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ ８５０の受信とを時分割で行う。同様に、ＧＳＭ９００の送受信モードでも、アンテナスイッチＭＭＩＣ（は制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ２との接続によるＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ ９００の送信と入出力端子Ｉ／Ｏとの受信端子Ｒｘ２との接続によるＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ ９００の受信とを時分割で行う。
【０１４７】
≪ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００による送受信動作≫
ＢＢ＿ＬＳＩからの送信ベースバンド信号ＴｘＤＢＩ、ＱがＤＣＳ１８００のバンドに周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。この場合には、ＲＦ ＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号ＳをＤＣＳ１８００のバンドへの周波数アップコンバージョンを行って、ＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＤＣＳ１８００が生成される。ＢＢ＿ＬＳＩからの送信ベースバンド信号がＰＣＳ１９００のバンドに周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。この場合には、ＲＦ ＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号をＰＣＳ１９００のバンドへの周波数アップコンバージョンを行って、ＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＰＣＳ１９００が生成される。ＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＰＣＳ１９００とは、高出力電力増幅器モジュール（ＨＰＡ＿ＭＬ）の高出力電力増幅器ＨＰＡ１で電力増幅される。高出力電力増幅器ＨＰＡ１のＲＦ出力は、ローパスフィルタＬＰＦ１を経由してアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の送信端子Ｔｘ１に供給される。送信端子Ｔｘ１に供給されたＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＰＣＳ１９００とは共通の入出力端子Ｉ／Ｏを介して送受信用アンテナＡＮＴから送信されることができる。
【０１４８】
送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＰＣＳ１９００とは、アンテナスイッチＭＭＩＣの共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。アンテナスイッチＭＭＩＣの受信端子Ｒｘ３から得られるＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＤＣＳ１８００は表面弾性波フィルタＳＡＷ２を介してＲＦ ＩＣ（ＲＦ＿ＩＣ）の低雑音増幅器ＬＮＡ２で増幅される。アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の受信端子Ｒｘ４から得られるＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＰＣＳ１９００は表面弾性波フィルタＳＡＷ１を介してＲＦ ＩＣの低雑音増幅器ＬＮＡ１で増幅される。その後、ＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＰＣＳ１９００は、受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵに供給される。受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵでは、ＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＤＣＳ１８００またはＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＰＣＳ１９００から受信ベースバンド信号ＲｘＤＢＩ、Ｑへの周波数ダウンコンバージョンが行われる。
【０１４９】
ＤＣＳ１８００の送受信モードでは、アンテナスイッチＭＭＩＣは制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ１との接続によるＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＤＣＳ１８００の送信と入出力端子Ｉ／Ｏとの受信端子Ｒｘ３との接続によるＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＤＣＳ１８００の受信とを時分割で行う。同様に、ＰＣＳ１９００の送受信モードでも、アンテナスイッチＭＭＩＣは制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ１との接続によるＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＰＣＳ１９００の送信と入出力端子Ｉ／Ｏとの受信端子Ｒｘ４との接続によるＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＰＣＳ１９００の受信とを時分割で行う。
【０１５０】
≪ＷＣＤＭＡによる送受信動作≫
ベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）からの送信ベースバンド信号ＴｘＤＢＩ、Ｑが、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１またはＢａｎｄ２に周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。この場合には、ＲＦ ＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号をＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１またはＢａｎｄ２への周波数アップコンバージョンを行う。ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１またはＢａｎｄ２のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄ１、２は、高出力電力増幅器Ｗ＿ＰＡ１で電力増幅され、デュープレクサＤＵＰ１を経由してアンテナスイッチＭＭＩＣの送受信端子ＴＲｘ１に供給される。送受信端子ＴＲｘ１に供給されたＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１またはＢａｎｄ２のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄ１、２は、共通の入出力端子Ｉ／Ｏを介して送受信用アンテナＡＮＴから送信されることができる。
【０１５１】
ＷＣＤＭＡ方式では、コード分割により送信動作と受信動作とが並列に処理されることができる。すなわち、送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１またはＢａｎｄ２のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄ１、２は、アンテナスイッチＭＭＩＣの共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。アンテナスイッチＭＭＩＣの送受信端子ＴＲｘ１から得られるＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１またはＢａｎｄ２のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄ１、２はデュープレクサＤＵＰ１を経由してＲＦ ＩＣの低雑音増幅器ＬＮＡ５で増幅され、その後、受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵに供給される。受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵでは、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１またはＢａｎｄ２のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄ１、２から受信ベースバンド信号ＲｘＤＢＩ、Ｑへの周波数ダウンコンバージョンが行われる。ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１、２による送信と受信との並列処理モードでは、アンテナスイッチＭＭＩＣは制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送受信端子ＴＲｘ１との間の定常接続によりＲＦ送信信号の送信とＲＦ受信信号の受信とを並列して行う。
【０１５２】
ベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）からの送信ベースバンド信号ＴｘＤＢＩ、ＱがＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５に周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。この場合には、ＲＦ ＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号ＴｘＤＢＩ、ＱをＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５への周波数アップコンバージョンを行う。ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄ５は、高出力電力増幅器Ｗ＿ＰＡ２で電力増幅され、デュープレクサＤＵＰ２を経由してアンテナスイッチＭＭＩＣの送受信端子ＴＲｘ５に供給される。送受信端子ＴＲｘ５に供給されたＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄ５は、共通の入出力端子Ｉ／Ｏを介して送受信用アンテナＡＮＴから送信されることができる。
【０１５３】
送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄ５は、アンテナスイッチＭＭＩＣの共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。アンテナスイッチＭＭＩＣの送受信端子ＴＲｘ５から得られるＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄ５はデュープレクサＤＵＰ２を経由してＲＦ ＩＣの低雑音増幅器ＬＮＡ６で増幅される。低雑音増幅器ＬＮＡ６の増幅信号は、受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵに供給される。受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵでは、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄ５から受信ベースバンド信号ＲｘＤＢＩ、Ｑへの周波数ダウンコンバージョンが行われる。
【０１５４】
ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５による送信とＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５による受信との並列処理モードでは、アンテナスイッチＭＭＩＣは制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送受信端子ＴＲｘ５との間の定常接続によりＲＦ送信信号の送信とＲＦ受信信号の受信とを並列して行う。
【０１５５】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
【０１５６】
例えば、図４のＲＦ ＩＣで受信ミキサ３、４は、低雑音増幅器１のＲＦ増幅信号をＩ相とＱ相のベースバンド信号に変換するダイレクトダウンコンバージョン方式に限定されるものではない。図４のＲＦ ＩＣで受信ミキサ３、４は、前記特許文献２と同様に、ＲＦ受信信号を低ＩＦ（低い中間周波数信号）に変換する方式とすることもできる。
【０１５７】
また、図４のＲＦ ＩＣで校正モードの間に可変利得増幅器７、８のＤＣオフセット電圧を校正することもできる。また、その間に、ローパスフィルタ５、６、１１、１２のカットオフ周波数を校正することもできる。
【０１５８】
また、上記の実施形態ではベースバンド信号処理ＬＳＩとアプリケーションプロセッサとはそれぞれ別の半導体チップで構成されていたが、別な実施形態ではアプリケーションプロセッサがベースバンド信号処理ＬＳＩの半導体チップに統合された統合ワンチップとされることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１５９】
【図１】図１は、本発明者等によって本発明に先立って開発されたＲＦ ＩＣを示すブロック図である。
【図２】図２はＩ、Ｑベースバンド信号の振幅と位相にミスマッチが付加された場合のコンスタレーション劣化を示す図である。
【図３】図３は、ＵＭＴＳ規格におけるＷＣＤＭＡ方式のバンド１、バンド２、バンド５の送受信帯域を示す図である。
【図４】図４は、本発明の１つの実施形態によるＲＦ ＩＣを示すブロック図である。
【図５】図５は、本発明の他の１つの実施形態によるＲＦ ＩＣを示すブロック図である。
【図６】図６は、本発明の更に他の１つの実施形態によるＲＦ ＩＣを示すブロック図である。
【図７】図７は、本発明の更に他の１つの実施形態によるＲＦ ＩＣを示すブロック図である。
【図８】図８は、本発明の他の１つの実施形態によるＲＦ ＩＣを示すブロック図である。
【図９】図９は、上記で説明した本発明の種々の実施形態によるＲＦ ＩＣと、アンテナスイッチＭＭＩＣとＲＦ電力増幅器とを内蔵したＲＦモジュールと、ベースバンド信号処理ＬＳＩとを搭載した携帯電話の構成を示すブロック図である。
【図１０】図１０は、各種の通信方式の送受信帯域を示す図である。
【図１１】図１１は、図８に示した他方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭの一例を示すブロック図である。
【図１２】図１２は、図８に示した他方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭの他の一例を示すブロック図である。
【図１３】図１３は、図４に示すＲＦ ＩＣの受信誤差校正回路１３の一例を示すブロック図である。
【図１４】図１４は、図４に示すＲＦ ＩＣの受信誤差校正回路１３の他の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１６０】
ＲＦ ＩＣ 通信用半導体集積回路
１ 低雑音増幅器
２５ バンドパスフィルタ
２ スイッチ
３、４ 受信ミキサ
５、６ ローパスフィルタ
７、８ 可変利得増幅器
９、１０ Ａ／Ｄ変換器
１１、１２ ローパスフィルタ
１３ 受信誤差校正回路
１４ 受信系ディジタルインターフェース
１６ ゲインコントロール回路
１７ ９０度位相シフタ
１８ 分周器
１９ 受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）
２０ テスト信号生成ミキサ
２１ 分周器
２２ 送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）
２３ ディジタルインターフェース用電圧制御発振器（ＩＮＴ−ＶＣＯ）
２４ 分周器
２６ 可変利得増幅器
２７ 加算器
２８、２９ 送信ミキサ
３０ ９０度位相シフタ
３１、３２ 可変利得増幅器
３３、３４ Ｄ／Ａ変換器
３５、３６ ローパスフィルタ
３７ 送信系ディジタルインターフェース
３８ ゲインコントロール回路
１５ 周波数マルチプライヤ
４０ システム基準電圧制御発振器（ＤＣＸ−ＶＣＯ）
４２ フラクショナル分周器
４１ バンドパスフィルタ
４３ トリガ制御回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信用半導体集積回路およびそれを用いた無線通信端末装置に係り、特に直交複調信号における同相成分信号Ｉと直交成分信号Ｑの振幅及び位相等の受信信号の誤差を校正するためのテスト信号を生成するのに有益な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
世界中のどんな場所でも無線通信すると言う携帯電話端末等の通信端末機器の能力であるユビキタス・カバレージは、今日現実のものではなく、現在開発が進められている。
【０００３】
これらのモバイルシステムは、ＧＳＭ、ＧＰＲＳ、ＥＤＧＥ、ＷＣＤＭＡ、ＤＣＳ、ＰＣＳのセルラーを含んでいる。これらのシステムの特性は、一定包落線と包落線変化との信号、時分割とコード分割とのマルチプレックスの広範囲な組み合わせのマルチバンド、マルチモードへの要望が、大きくなっている。尚、ＧＳＭはGlobal System for Mobile Communicationの略であり、ＧＰＲＳはGeneral Packet Radio Serviceの略である。ＥＤＧＥは、Enhanced Data for GSM Evolution; Enhanced Data for GPRSの略である。ＷＣＤＭＡは、Wideband Code Division Multiple Accessの略である。ＤＣＳは、Digital Cellular Systemの略である。ＰＣＳは、Personal Communication Systemの略である。
【０００４】
下記特許文献１には、自己テスト機能を組み込んだ無線周波数トランシーバが記載されている。このトランシーバは８２４〜８４９ＭＨｚの低ＲＦ周波数帯域と８６９〜８９４ＭＨｚの高ＲＦ周波数帯域のいずれかで受信する一方、８６９〜８９４ＭＨｚの高ＲＦ周波数帯域で送信する。トランシーバの送信機は、低ＲＦ周波数帯域の８２４〜８４９ＭＨｚの特別に符号化されたテスト信号をトランシーバの受信機に供給する。受信機でテスト信号が正常に受信されると、トランシーバの送信および受信の経路が正常に動作していることが判別されることができる。
【０００５】
下記特許文献２には、ＲＦ受信信号を低ＩＦ（低い中間周波数）の信号に変換する低ＩＦ受信機において直交復調されたＩ信号とＱ信号の位相および振幅の調整を行い不要なイメージを除去する技術が記載されている。校正モードにおいて、送信用電圧制御発振器の出力信号が直交ミキサに供給されて、位相および振幅の調整が行われる。
【０００６】
また、下記特許文献３と下記非特許文献１と下記非特許文献２には、直交復調回路により復調されたＩ相信号とＱ相信号の位相誤差を位相誤差補正回路によって補正して、直交復調回路の出力の振幅誤差補正回路がＩ相信号とＱ相信号の振幅相誤差を補正する復調装置が記載されている。
【０００７】
【特許文献１】特開平１０−９３４８８号 公報
【特許文献２】特開平１１−２５１９４７号 公報
【特許文献３】特開２００４−４０６７８号 公報
【非特許文献１】Ｊｅｒｅｍｉｅ Ｃｈａｂｌｏｚ ｅｔ ａｌ，“Ａ ＮＯＶＥＬ Ｉ／Ｑ ＭＩＳＭＡＴＣＨ ＣＯＭＰＥＮＳＡＴＩＯＮ ＳＣＨＥＭＥ ＦＯＲ Ａ ＬＯＷ−ＩＦ ＲＥＣＥＩＶＥＲ ＦＲＯＮＴ−ＥＮＤ”， Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ （ＩＳＣＡＳ ２００４）， ｖｏｌ．４， ｐｐ．４５３−４５６， ２００４．
【非特許文献２】Ｌａｗｒｅｎｃｅ Ｄｅｒ ｅｔ ａｌ， “Ａ ２−ＧＨｚ ＣＭＯＳ Ｉｍａｇｅ−Ｒｅｊｅｃｔ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｗｉｔｈ ＬＭＳ Ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ”， ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥ ＣＩＲＣＵＩＴＳ， ＶＯＬ．３８， Ｎｏ．２， ＦＥＢＲＵＡＲＹ ２００３， ｐｐ．１６７−１７５．
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
無線通信端末装置の受信機でＩ相信号とＱ相信号の振幅及び位相成分のミスマッチ等の受信信号の誤差を短時間に高精度で校正を行うためには、受信帯域内の周波数を有するテスト信号が必要となる。前記特許文献２では、Ｉ相信号とＱ相信号の振幅及び位相のミスマッチ等の受信信号の誤差を校正する際に、ＲＦ受信帯域のテスト信号を送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）から生成して受信機の直交ミキサー回路に入力している。
【０００９】
一方、ＷＣＤＭＡ、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００等の大多数の無線システムにおいてはＦＤＤ方式が採用されているため、無線通信端末のＲＦ受信帯域の周波数はＲＦ送信帯域の周波数よりも高く設定されている。従って、基地局とアップリンクされる多数の無線通信端末のＲＦ送信周波数は、無線通信端末とダウンリンクされる基地局のＲＦ送信周波数（無線通信端末のＲＦ受信周波数）よりも低く設定することができる。その結果、無線通信端末の送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）の構成は簡単となり、多数の無線通信端末を低コストとすることが可能である。尚、ＦＤＤは、Frequency Division Duplexの略である。
【００１０】
しかし、前記特許文献２に記載のように受信誤差校正用ＲＦテスト信号を送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）から生成する場合には、下記の問題を有することが本発明者等の検討により明らかとされた。
【００１１】
これは、次のようなものである。上記のようにＦＤＤ方式の無線通信端末のＲＦ送信周波数はＲＦ受信周波数よりも低くできるので、多数の無線通信端末を低コストとすることが可能である。しかし、受信誤差校正用ＲＦテスト信号を送信用Ｔｘ−ＶＣＯから生成する場合には、送信用Ｔｘ−ＶＣＯは、低い方のＲＦ送信周波数だけではなく、高い方のＲＦ受信周波数もカバーする必要がある。そのためには、周波数制御信号により制御される可変容量素子の容量値よりも、送信用Ｔｘ−ＶＣＯの寄生容量の容量値を十分低減する必要が有る。一般的に、無線通信端末の受信機は、ＲＦ受信信号よりも高レベルのＲＦ送信信号を出力する必要があるので、受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）と比較すると、送信用Ｔｘ−ＶＣＯの消費電力が大きい。このように送信用Ｔｘ−ＶＣＯが低い方のＲＦ送信周波数だけではなく高い方のＲＦ受信周波数もカバーするためには、発振器の寄生容量を低減する必要があり、また消費電力も大きい。また、ダイレクトコンバージョン送受信機で、送信用Ｔｘ−ＶＣＯと受信用Ｒｘ−ＶＣＯの発振周波数が非常に近い場合には、２つの電圧制御発振器はインジェクションロックを引き起こし、ＲＦテスト信号のＳ／Ｎ比が著しく劣化する可能性がある。
【００１２】
本発明者は本発明に先立って、ＷＣＤＭＡ方式の通信が可能なＲＦアナログ信号処理半導体集積回路（ＲＦ ＩＣ）の開発に従事した。この開発において、受信誤差校正用テスト信号を送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）から生成するのではなく、元々高い方のＲＦ受信周波数もカバーする受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）から生成することが検討された。
【００１３】
図３は、ＵＭＴＳ規格におけるＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ２、Ｂａｎｄ５の送受信帯域を示す図である。尚、ＵＭＴＳは、Universal Mobile Telecommunication Systemの略である。
【００１４】
すなわち、ＵＭＴＳ規格におけるＷＣＤＭＡ方式の一番低い周波数帯域のＢａｎｄ５（地域は米国）の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が８２４〜８４９ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は８６９〜８９４ＭＨｚとなっている。同様に、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ２（地域は欧州）の場合も、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１８５０〜１９１０ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は１９３０〜１９９０ＭＨｚとなっている。また、ＵＭＴＳ規格におけるＷＣＤＭＡ方式の一番高い周波数帯域のＢａｎｄ１（地域は米国）の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１９２０〜１９８０ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は２１１０〜２１７０ＭＨｚとなっている。このように、いずれの周波数帯域（バンド）においても、受信帯域周波数ＲＸが送信帯域周波数ＴＸよりも高い。
【００１５】
従って、ＲＦ ＩＣの受信誤差校正用テストは、全バンドに対して実行されなければならないが、ＷＣＤＭＡ方式の一番高い周波数のＢａｎｄ１でのテスト条件が電圧制御発振器の発振周波数の観点から一番厳しい。この時の周波数帯域Ｂａｎｄ１の受信誤差校正用ＲＦテスト信号を周波数帯域が２１１０〜２１７０ＭＨｚであるＲＦ受信信号ＲＸを発振する受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）から生成することが検討された。
【００１６】
図１は、本発明者等によって本発明に先立って開発されたＲＦ ＩＣを示すブロック図である。このＲＦ ＩＣは、受信誤差校正用テスト信号を受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）から生成するよう構成されている。すなわちＲＦ ＩＣは、低雑音増幅器１、バンドパスフィルタ２５、受信ミキサ３、４、ローパスフィルタ５、６、１１、１２、可変利得増幅器７、８、Ａ／Ｄ変換器９、１０、ゲインコントロール回路１６、９０度位相シフタ１７、分周器１８、受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）１９を含んでいる。また、ＲＦ ＩＣは、受信誤差校正用テストのために、スイッチ２、受信誤差校正回路１３、テスト信号生成ミキサ３９も含んでいる。
【００１７】
このＲＦ ＩＣの受信モードでは、携帯電話等の無線通信端末のアンテナＡＮＴで受信されたＷＣＤＭＡ方式のＲＦ受信信号は低雑音増幅器１で増幅された後、バンドパスフィルタ２５、スイッチ２を介して受信ミキサ３、４の一方の入力端子に供給される。受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）１９からの発振出力信号は分周器１８に供給され、分周器１８の出力信号は９０度位相シフタ１７に供給される。分周器１８の出力と９０度位相シフタ１７の出力からの受信用ローカル信号が受信ミキサ３、４の他方の入力端子に供給されることによって、受信ミキサ３、４の出力からＩ相アナログベースバンド信号とＱ相アナログベースバンド信号とが生成される。Ｉ、Ｑアナログベースバンド信号がローパスフィルタ５、６と可変利得増幅器７、８とを介してＡ／Ｄ変換器９、１０に供給される。Ａ／Ｄ変換器９、１０の出力より、Ｉ、Ｑディジタルベースバンド信号Ｒｘ＿ＤＢＢＳ＿Ｉ、Ｒｘ＿ＤＢＢＳ＿Ｑが生成される。Ｉ、Ｑディジタルベースバンド信号Ｒｘ＿ＤＢＢＳ＿Ｉ、Ｒｘ＿ＤＢＢＳ＿Ｑの受信誤差が受信誤差校正回路１３にて校正された後、図示しないベースバンド信号処理用ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）に供給される。尚、ＷＣＤＭＡ方式に対応する受信ミキサ３、４の出力からのＩ、Ｑアナログベースバンド信号の周波数帯域は略２ＭＨｚと広帯域であるので、ローパスフィルタ５、６のカットオフ周波数も略２ＭＨｚに設定されている。
【００１８】
ここで、一定の振幅と一定の位相とを有するＲＦ信号が受信ミキサ３、４に供給される条件では、Ａ／Ｄ変換器９、１０から出力されるＩ、Ｑディジタルベースバンド信号は、理想的には振幅が等しく、位相が９０度異なる。これは、一方の受信ミキサ３と他方の受信ミキサ４とが一定の振幅と一定の位相とを有するＲＦ信号を分周器１８の出力の位相ゼロ度の受信用ローカル信号のタイミングと９０度位相シフタ１７の位相９０度の受信用ローカル信号のタイミングとでサンプリングを行うためである。しかし、実際のＲＦ ＩＣにおいては、製造プロセスによる素子ばらつきにより、受信ミキサ３、４、ローパスフィルタ５、６、可変利得増幅器７、８、Ａ／Ｄ変換器９、１０のそれぞれに回路ばらつきが生じる。そのために、Ａ／Ｄ変換器９、１０から出力されるＩ、Ｑベースバンド信号には、振幅と位相のミスマッチ等の受信誤差が付加される。
【００１９】
図２はＩ、Ｑベースバンド信号の振幅と位相にミスマッチが付加された場合のコンスタレーション劣化を示す図である。ＲＦ ＩＣに回路ばらつきがない場合には、理想的な正弦波と余弦波がＩ、Ｑベースバンド信号として得られるため、コンスタレーションは図２の（ａ）のように完全な円形となる。一方、位相ミスマッチが付加された場合や振幅ミスマッチが付加された場合には、図２の（ｂ）、（ｃ）に示すように、完全な円形にならず、振幅と位相情報とが劣化する。ＷＣＤＭＡ方式やＥＤＧＥ方式のように高い通信転送レートを実現するため位相変調だけでなく振幅変調も活用する通信を行う場合においては、振幅と位相情報との劣化は重大な影響を及ぼす。すなわち、Ｉ、Ｑベースバンド信号のミスマッチは、位相変調だけでなく振幅変調も活用するＷＣＤＭＡ方式やＥＤＧＥ方式の通信品質を著しく劣化させる。従って、高通信品質のＷＣＤＭＡ方式やＥＤＧＥ方式の通信を行うＲＦ ＩＣを実現するためには、「送受信モード」に先立った「校正モード」においてＩ、Ｑベースバンド信号のミスマッチを校正することが必要となる。従って、「送受信モード」に先立った「校正モード」でのミスマッチの校正により、「受信モード」でＡ／Ｄ変換器９、１０のＩ、Ｑディジタルベースバンド信号の受信誤差が受信誤差校正回路１３にて校正されることが可能となる。
【００２０】
このＲＦ ＩＣの校正モードでは、テスト条件が一番厳しいＷＣＤＭＡ方式の一番高い周波数帯域Ｂａｎｄ１の２１１０〜２１７０ＭＨｚの帯域内の受信誤差校正用ＲＦテスト信号が、受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）１９と分周器１８とにより形成される。この受信誤差校正用ＲＦテスト信号は、テスト信号生成ミキサ３９とスイッチ２とを介して、受信ミキサ３、４の一方の入力端子に供給される。分周器１８の分周数が２に設定され、受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）１９から発振される校正モード発振周波数は４．２８ＧＨｚに設定されているので、テスト信号生成ミキサ３９の一方の入力端子にはＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１の周波数帯域内の２．１４ＧＨｚの信号が供給される。この状態で、前記特許文献３と前記非特許文献１と前記非特許文献２に記載されているように、Ｉ、Ｑベースバンド信号の振幅誤差と位相誤差とが受信誤差校正回路１３にて校正されるはずである。
【００２１】
しかし、本発明者等の検討によれば、図１に示すように受信誤差校正用ＲＦテスト信号を受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）から生成すると、位相誤差校正前の正しい位相誤差の検出が行えず、正しい位相誤差校正も行えないと言う問題が明らかとされた。
【００２２】
すなわち、上述のように、ＷＣＤＭＡ方式のアナログベースバンド信号の周波数帯域が略２ＭＨｚであるので、その略半分の周波数１ＭＨｚを受信ミキサ３、４の出力での復調テスト信号の周波数に設定する。従って、テスト信号生成ミキサ３９の他方の入力端子には、周波数１ＭＨｚの変調信号ＬＯＩＦが供給される。その結果、テスト信号生成ミキサ３９の出力から、２．１４ＧＨｚ＋１ＭＨｚ＝２１４１ＭＨｚと２．１４ＧＨｚ−１ＭＨｚ＝２１３９ＭＨｚとが生成される。
【００２３】
受信ミキサ３、４の一方の入力端子にはスイッチ２を介してテスト信号生成ミキサ３９の出力の２１３９ＭＨｚと２１４１ＭＨｚとのＲＦテスト信号が供給され、受信ミキサ３、４の他方の入力端子には分周器１８の出力から２１４０ＭＨｚの信号が供給される。従って、受信ミキサ３、４の出力から、＋１ＭＨｚと−１ＭＨｚの正弦波と余弦波との復調テスト信号が出力される。ローパスフィルタ５、６のカットオフ周波数は、略２ＭＨｚに設定されている。従って、受信ミキサ３、４の出力からの復調テスト信号は、ローパスフィルタ５、６、可変利得増幅器７、８、Ａ／Ｄ変換器９、１０、ローパスフィルタ１１、１２を経由して受信誤差校正回路１３に供給される。受信ミキサ３、４の出力からの＋１ＭＨｚと−１ＭＨｚの正弦波と余弦波との復調テスト信号が上記回路を経由する間に、＋１ＭＨｚと−１ＭＨｚの正弦波と余弦波とが受ける位相回転は逆方向となる。その結果、受信誤差校正回路１３での＋１ＭＨｚと−１ＭＨｚの正弦波と余弦波との位相誤差が正と負とに存在して、位相誤差校正前の正しい位相誤差検出が行えず、正しい位相誤差校正も行えないと言う誤動作の問題が本発明者等の検討により明らかとされた。
【００２４】
従って、このように本発明は、本発明者等によって本発明に先立ってなされた検討を基にしてなされたものである。また、本発明の目的は、受信ミキサに接続された復調信号処理回路の出力のＩ相信号とＱ相信号との受信誤差を校正するための受信誤差校正用ＲＦテスト信号を生成する際に、送信用Ｔｘ−ＶＣＯが高い方のＲＦ受信信号の周波数をカバーすることを回避することにある。更に、本発明の他の目的とするところは、受信誤差校正用ＲＦテスト信号を生成する際に、受信誤差校正での誤動作を回避することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
本願において開示される発明のうち代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。
【００２６】
即ち、通信用半導体集積回路は、校正モードでＲＦテスト信号生成ユニットは、送信用Ｔｘ−ＶＣＯの発振出力信号と他の回路とを利用してマルチバンド無線周波数通信の最高周波数バンドのＲＦ送信信号の周波数よりも高い周波数のＲＦ受信周波数バンド内の周波数を有するＲＦテスト信号を生成する。従って、受信誤差校正用ＲＦテスト信号を生成する際に、送信用Ｔｘ−ＶＣＯが低い方のＲＦ送信信号の周波数だけでなく高い方のＲＦ受信信号の周波数をカバーすることを回避することができる。
【発明の効果】
【００２７】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。
【００２８】
すなわち、受信ミキサに接続された復調信号処理回路の出力のＩ相信号とＱ相信号との受信誤差を校正するための受信誤差校正用ＲＦテスト信号を生成する際に、送信用Ｔｘ−ＶＣＯが高い方のＲＦ受信信号の周波数をカバーすることを回避することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
《代表的な実施の形態》
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。
【００３０】
〔１〕本発明の代表的な実施の形態に係る通信用半導体集積回路（ＲＦ ＩＣ）は無線通信端末に搭載されて、基地局とマルチバンド無線周波数通信を行う機能を有する（図３参照）。
【００３１】
前記通信用半導体集積回路は、低雑音増幅器（１）、受信ミキサ（３、４）、受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ、１９）、復調信号処理回路（５、６、７、８、９、１０、１１、１２）、受信誤差校正回路（１３）を含む（図４参照）。
【００３２】
前記低雑音増幅器は、前記無線通信端末のアンテナ（ＡＮＴ）により受信されるＲＦ受信信号を増幅する。
【００３３】
前記受信ミキサの一方の入力端子には前記低雑音増幅器のＲＦ増幅信号が供給され、前記受信ミキサの他方の入力端子には前記受信用電圧制御発振器の発振出力に応答した受信用ローカル信号が供給される。前記復調信号処理回路は、前記受信ミキサの出力端子の直交復調受信信号を処理する。前記集積回路の受信モードで、前記受信ミキサと前記復調信号処理回路とより、前記マルチバンド無線周波数通信の複数の周波数バンドで最高の周波数を有する最高周波数バンド（Ｂａｎｄ１）のＲＦ受信信号（ＲＸ）が処理可能となっている。
【００３４】
前記受信誤差校正回路は、前記集積回路の校正モードにおいて、前記復調信号処理回路の出力端子の直交復調受信信号の誤差を校正する。
【００３５】
前記集積回路は、更に変調信号処理回路（３５、３６、３３、３４、３１、３２）、送信ミキサ（２８、２９）、送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ、２２）を含む（図４参照）。
【００３６】
前記変調信号処理回路は、直交送信信号を処理する。
【００３７】
前記送信ミキサの一方の入力端子には前記変調信号処理回路の直交送信出力信号が供給され、前記送信ミキサの他方の入力端子には前記送信用電圧制御発振器の発振出力に応答した送信用ローカル信号が供給される。前記集積回路の送信モードで、前記送信用電圧制御発振器の発振出力に応答して前記送信ミキサの出力より、前記マルチバンド無線周波数通信の前記最高周波数バンドのＲＦ送信信号（ＴＸ）が生成可能となっている。
【００３８】
前記集積回路は、前記集積回路の前記校正モードにおいて前記受信誤差校正回路による誤差校正のためＲＦテスト信号を生成して前記ＲＦテスト信号を前記受信ミキサの前記一方の入力端子に供給するＲＦテスト信号生成ユニット（２０）を更に含む。
【００３９】
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号を利用して前記ＲＦテスト信号を生成する。
【００４０】
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットから生成される前記ＲＦテスト信号は、前記マルチバンド無線周波数通信の複数の周波数バンドで前記最高周波数バンドの前記ＲＦ送信信号の周波数よりも高い周波数の前記ＲＦ受信信号のＲＦ受信周波数バンド内の周波数を有する。
【００４１】
従って、前記実施の形態によれば、前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号を利用して前記最高周波数バンドの前記ＲＦ送信信号の周波数よりも高い周波数のＲＦ受信周波数バンド内の周波数を有する前記ＲＦテスト信号を生成することができる。従って、受信誤差校正用ＲＦテスト信号を生成する際に、送信用Ｔｘ−ＶＣＯが低い方のＲＦ送信信号の周波数だけでなく高い方のＲＦ受信信号の周波数をカバーすることを回避することができる。
【００４２】
好適な形態として、前記マルチバンド無線周波数通信の前記最高周波数バンドの前記Ｒ受信信号の周波数と前記ＲＦ送信信号の周波数とはそれぞれＷＣＤＭＡ方式の略２１１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚと略１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚとに設定されている（図３参照）。
【００４３】
より好適な形態として、前記集積回路は、他の低雑音増幅器（ＬＮＡ１…４）、他の受信ミキサ（ＲＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑ）、他の復調信号処理回路（ＰＧＡＩ１…３、ＰＧＡＱ１…３）を更に含む。前記他の低雑音増幅器は、前記無線通信端末の前記アンテナにより受信されるＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式のＲＦ受信信号を増幅することが可能に構成されている。前記他の受信ミキサの一方の入力端子には前記他の低雑音増幅器のＲＦ増幅信号が供給され、前記他の受信ミキサの他方の入力端子には前記受信用電圧制御発振器の発振出力に応答した受信用ローカル信号が供給される。前記他の復調信号処理回路は、前記他の受信ミキサの出力端子の他の直交復調受信信号を処理する。前記集積回路の受信モードで、前記他の受信ミキサと前記他の復調信号処理回路とより、前記ＰＣＳ１９００の方式のＲＦ受信信号が処理可能となっている。前記受信誤差校正回路は、前記集積回路の校正モードにおいて、前記他の復調信号処理回路の出力端子の直交復調受信信号の誤差を校正する。前記集積回路は、更に他の送信ミキサ、送信系オフセットＰＬＬ回路を含む。前記変調信号処理回路は、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式の直交送信信号を処理することが可能に構成される。前記他の送信ミキサの一方の入力端子には、前記変調信号処理回路のＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式の直交送信出力信号が供給される。前記他の送信ミキサの他方の入力端子には中間周波信号が供給され、前記他の送信ミキサの出力の中間周波送信信号は前記送信系オフセットＰＬＬ回路の入力に供給される。前記集積回路の前記送信モードで、前記送信系オフセットＰＬＬ回路の出力よりＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式のＲＦ送信信号が生成可能となっている。前記集積回路の前記校正モードにおいて前記ＲＦテスト信号生成ユニットから生成されるＰＣＳ１９００の方式のＲＦ受信信号の周波数の略１９３０ＭＨｚ〜１９９０ＭＨｚの周波数を有する前記ＲＦテスト信号が受信ミキサの前記一方の入力端子に供給される（図８参照）。
【００４４】
更により好適な形態として、前記変調信号処理回路は位相変調ともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式に対応するポーラループ方式とポーラモジュレータ方式のいずれかの方式で構成される。前記送信系オフセットＰＬＬ回路は、前記いずれかの方式の位相変調のための位相ループ（ＰＭ ＬＰ）と前記いずれかの方式の振幅変調のための振幅ループ（ＡＭ ＬＰ）とを含む（図１１、図１２参照）。
【００４５】
具体的な一つの形態として、前記集積回路の前記復調信号処理回路は、前記受信ミキサの前記出力端子の前記直交復調受信信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を含む。前記集積回路の前記変調信号処理回路は、前記変調信号処理回路の直交送信出力信号をディジタル信号からアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器を含む。前記集積回路は、ベースバンド信号処理を行うＬＳＩへディジタル信号の前記直交復調受信信号を出力する一方、前記ＬＳＩからディジタル信号の直交送信出力信号が供給されるディジタルインターフェース（１４、３７）を含む。前記集積回路は、前記ディジタルインターフェースに供給するディジタルインターフェース基準信号を生成するディジタルインターフェース基準信号生成ユニット（２３、２４）を更に含む。前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号と前記ディジタルインターフェース信号生成ユニットの出力信号とを利用して前記ＲＦテスト信号を生成する（図４参照）。
【００４６】
他の具体的な一つの形態として、前記集積回路は、前記受信用ローカル信号と前記送信用ローカル信号とを生成する際のシステム基準信号を生成するシステム基準電圧制御発振器（ＤＣＸ−ＶＣＯ；４０）を更に含む。前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号と前記システム基準電圧制御発振器の発振出力信号とを利用して前記ＲＦテスト信号を生成する（図５参照）。
【００４７】
更に他の具体的な一つの形態として、前記集積回路は、分周数が分数を含み前記送信用電圧制御発振器の出力に入力が接続されたフラクショナル分周器（４２）を更に含む。前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号が前記入力に供給された前記フラクショナル分周器の出力から前記ＲＦテスト信号を生成する（図６参照）。
【００４８】
また他の具体的な一つの形態として、前記集積回路は、前記校正モードで前記送信用電圧制御発振器を制御する制御回路（４３）を更に含む。前記校正モードでは前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号の周波数は、前記マルチバンド無線周波数通信の前記複数の周波数バンドのいずれの周波数バンドでの前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号の周波数よりも低く制御される。前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記制御回路によって制御された前記送信用電圧制御発振器の前記校正モードでの前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号を前記ＲＦテスト信号として生成する（図７参照）。
【００４９】
〔２〕別の観点による通信用半導体集積回路は、無線通信端末に搭載されて、基地局とマルチバンド無線周波数通信を行う機能を有する。前記集積回路では、ベースバンド信号処理を行うＬＳＩからの直交送信信号からＲＦ送信信号への周波数アップコンバージョンを送信ミキサ（２８、２９）で行い、アンテナで受信されるＲＦ受信信号から直交復調受信信号への周波数ダウンコンバージョンを受信ミキサ（３、４）で行う。前記周波数アップコンバージョンでは、送信用電圧制御発振器（２２）の出力に応答した送信用ローカル信号が前記送信ミキサに供給される。前記周波数ダウンコンバージョンでは、受信用電圧制御発振器（１９）の出力に応答した受信用ローカル信号が前記受信ミキサに供給される。前記受信ミキサの出力から復調信号処理回路により直交復調受信出力信号が形成されるものである。
【００５０】
前記集積回路は、前記集積回路の校正モードにおいてＲＦテスト信号を生成して前記受信ミキサに供給するＲＦテスト信号生成ユニット（２０）を含む。
【００５１】
前記集積回路は、前記集積回路の前記校正モードにおいて前記ＲＦテスト信号が供給された前記受信ミキサの出力に応答する前記復調信号処理回路よりの前記直交復調受信出力信号の誤差を校正する受信誤差校正回路（１３）を含む。それにより受信誤差校正回路は、前記集積回路の受信モードで前記ＲＦ受信信号に応答する前記受信ミキサの出力に応答する前記復調信号処理回路よりの前記直交復調受信出力信号の誤差を減少するものである。
【００５２】
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号を利用して前記ＲＦテスト信号を生成する。
【００５３】
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットから生成される前記ＲＦテスト信号は、前記マルチバンド無線周波数通信の複数の周波数バンドで最高周波数バンドのＲＦ送信信号の周波数よりも高い周波数の前記ＲＦ受信信号のＲＦ受信周波数バンド内の周波数を有する（図４参照）。
【００５４】
〔３〕本発明の他の実施の形態に係る基地局とマルチバンド無線周波数通信を行う機能を有する無線通信端末装置は、ベースバンド信号処理を行うＬＳＩと、通信用半導体集積回路（ＲＦ＿ＩＣ）とを含む。前記集積回路は、前記ＬＳＩからの直交送信信号からＲＦ送信信号への周波数アップコンバージョンを送信ミキサ（２８、２９）で行い、アンテナで受信されるＲＦ受信信号から直交復調受信信号への周波数ダウンコンバージョンを受信ミキサ（３、４）で行うものである。前記無線通信端末装置は、更に電力増幅器（ＨＰＡ１、２、Ｗ＿ＰＡ１、２）と、アンテナスイッチ半導体集積回路（ＡＮＴ＿ＳＷ）とを含む。前記電力増幅器は、前記通信用半導体集積回路から生成される前記ＲＦ送信信号を増幅して前記アンテナへ供給する。前記アンテナスイッチ半導体集積回路は、前記アンテナで受信される前記ＲＦ受信信号を前記通信用半導体集積回路に供給するとともに、前記電力増幅器の出力信号を前記アンテナへ供給する（図９参照）。
【００５５】
前記集積回路は、前記〔１〕または前記〔２〕の欄にて説明した通信用半導体集積回路（ＲＦ ＩＣ）である。
【００５６】
《実施の形態の説明》
次に、実施の形態について更に詳述する。
【００５７】
《ＲＦ ＩＣの構成》
図４は、本発明の１つの実施形態によるＲＦ ＩＣを示すブロック図である。このＲＦ ＩＣでは、受信誤差校正用ＲＦテスト信号は送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）を利用して生成されるよう構成されている。
【００５８】
《ＲＦ ＩＣの受信ユニット》
すなわち図４に示すＲＦ ＩＣの受信ユニットは、低雑音増幅器１、バンドパスフィルタ２５、スイッチ２、受信ミキサ３、４、ローパスフィルタ５、６、可変利得増幅器７、８を含んでいる。更に、ＲＦ ＩＣの受信ユニットは、Ａ／Ｄ変換器９、１０、ローパスフィルタ１１、１２、受信誤差校正回路１３、ゲインコントロール回路１６、９０度位相シフタ１７、分周器１８、受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）１９、受信系ディジタルインターフェース１４を含んでいる。
【００５９】
《ＲＦ ＩＣの受信モード》
このＲＦ ＩＣの受信モードでは、携帯電話等の無線通信端末のアンテナＡＮＴで受信されたＷＣＤＭＡ方式のＲＦ受信信号は低雑音増幅器１で増幅された後、バンドパスフィルタ２５、スイッチ２を介して受信ミキサ３、４の一方の入力端子に供給される。受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９からの発振出力信号は分周器１８に供給され、分周器１８の出力信号は９０度位相シフタ１７に供給される。分周器１８の出力と９０度位相シフタ１７の出力からの受信用ローカル信号がミキサ３、４の他方の入力端子に供給されることによって、ミキサ３、４の出力からＩ相アナログベースバンド信号とＱ相アナログベースバンド信号とが生成される。Ｉ、Ｑアナログベースバンド信号がローパスフィルタ５、６と可変利得増幅器７、８とを介してＡ／Ｄ変換器９、１０に供給される。Ａ／Ｄ変換器９、１０の出力より、Ｉ、Ｑディジタルベースバンド信号が生成される。尚、Ａ／Ｄ変換器９、１０の出力に接続されたディジタルフィルタで構成されたローパスフィルタ１１、１２は、妨害波とＡ／Ｄ変換の際の量子化雑音を低減するためのものである。受信誤差校正回路１３にてＩ、Ｑディジタルベースバンド信号の受信誤差が校正された後、Ｉ、Ｑディジタルベースバンド受信信号ＲｘＤＢＩ、ＲｘＤＢＱは受信系ディジタルインターフェース１４を介して図示しないベースバンド信号処理用ＬＳＩに供給される。ベースバンド信号処理用ＬＳＩでは、Ｉ、Ｑディジタルベースバンド受信信号ＲｘＤＢＩ、ＲｘＤＢＱの位相復調と振幅復調等の復調処理が行われる。また、受信系ディジタルインターフェース１４は、ＥＭＩ（電磁干渉）対策のため、例えばＬＶＤＳ（Low Voltage Differential Signalling）等の回路により構成されている。尚、受信ミキサ３、４の出力からのＩ、Ｑアナログベースバンド信号の周波数帯域は、略２ＭＨｚと広帯域である。従って、ローパスフィルタ５、６のカットオフ周波数も、略２ＭＨｚに設定されている。受信誤差校正回路１３は、前記特許文献３と前記非特許文献１と前記非特許文献２のいずれかに記載されている回路を使用することができる。
【００６０】
図１３は、図４に示すＲＦ ＩＣの受信誤差校正回路１３の一例を示すブロック図である。受信誤差校正回路１３は、誤差補正アルゴリズムに従って振幅誤差と位相誤差とを校正するための補正値を算出する制御ユニット１３＿０を含む。振幅補正ユニット１３＿１は、制御ユニット１３＿０からの振幅補正値に従って主としてＩ相信号が伝達される信号線の振幅を補正する。位相補正ユニット１３＿４は、制御ユニット１３＿０からの位相補正値に従って主としてＩ相信号が伝達される信号線の位相を補正する。主としてＩ相信号が伝達される信号線と主としてＩ相信号が伝達される信号線の信号経路には加算器１３＿２、１３＿３、１３＿５、１３＿６が配置されている。
【００６１】
図１４は、図４に示すＲＦ ＩＣの受信誤差校正回路１３の他の一例を示すブロック図である。受信誤差校正回路１３は、誤差補正アルゴリズムに従って振幅誤差と位相誤差とを校正するための補正値を算出する制御ユニット１３＿０を含む。位相補正ユニット１３＿１は、制御ユニット１３＿０からの位相補正値に従ってＩ相信号が伝達される信号線の位相を補正する。利得補正ユニット１３＿２は、制御ユニット１３＿０からの利得補正値に従ってＱ相信号が伝達される信号線の位相を補正する。
【００６２】
《ＲＦ ＩＣの送信ユニット》
図４に示すＲＦ ＩＣの送信ユニットは、送信系ディジタルインターフェース３７、ローパスフィルタ３５、３６、Ｄ／Ａ変換器３３、３４、可変利得増幅器３１、３２、９０度位相シフタ３０、送信ミキサ２８、２９、加算器２７、可変利得増幅器２６、ゲインコントロール回路３８を含んでいる。ＲＦ ＩＣの受信ユニットは、更に送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）２２と分周器２１とを含んでいる。
【００６３】
《ＲＦ ＩＣの送信モード》
送信時においては、ベースバンド信号処理用ＬＳＩからＩ、Ｑディジタルベースバンド送信信号ＴｘＤＢＩ、ＴｘＤＢＱが、ＥＭＩ対策のため例えばＬＶＤＳ回路で構成された送信系ディジタルインターフェース３７に供給される。ローパスフィルタ３５、３６により高周波雑音が除去されたディジタルベースバンド送信信号は、Ｄ／Ａ変換器３３、３４によってアナログベースバンド送信信号に変換される。Ｄ／Ａ変換器３３、３４の出力のアナログベースバンド送信信号は、可変利得増幅器３１、３２により増幅された後、送信ミキサ２８、２９の一方の入力端子に供給される。送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）２２からの発振出力信号は分周器２１に供給され、分周器２１の出力信号は９０度位相シフタ３０に供給される。分周器２１の出力と９０度位相シフタ３０の出力からの送信用ローカル信号が送信ミキサ２８、２９の他方の入力端子に供給されることによって、送信ミキサ２８、２９の出力からＩ相ＲＦ送信信号とＱ相ＲＦ送信信号とが生成される。Ｉ相ＲＦ送信信号とＱ相ＲＦ送信信号とは加算器２７でベクトル合成されることにより、加算器２７の出力のＲＦ送信信号は、可変利得増幅器２６とＲＦ ＩＣ外部のＲＦ電力増幅器で増幅された後、携帯電話等の無線通信端末のアンテナＡＮＴに供給される。
【００６４】
《ＲＦ ＩＣのディジタルインターフェース》
受信系ディジタルインターフェース１４と送信系ディジタルインターフェース３７とは、ディジタルインターフェース用電圧制御発振器（ＩＮＴ−ＶＣＯ）２３と分周器２４により生成されるディジタルインターフェース基準信号により動作する。ディジタルインターフェース用電圧制御発振器（ＩＮＴ−ＶＣＯ）２３の発振出力周波数は１２４８ＭＨｚであり、分周器２４の分周数は４であるので、分周器２４の出力のディジタルインターフェース基準信号の周波数は３１２ＭＨｚとなる。従って、送受信ディジタルインターフェース１４、３７は、ディジタルインターフェース基準信号に応答してベースバンド信号処理用ＬＳＩとの間で１５６Ｍｂｐｓの転送レートのディジタルベースバンド送受信信号を送受信する。
【００６５】
《ＲＦ ＩＣのＲＦテスト信号生成ユニット（送信用Ｔｘ−ＶＣＯとディジタルインターフェース用ＶＣＯとの組合せ）》
図４に示すＲＦ ＩＣのＲＦテスト信号生成ユニットは、テスト信号生成ミキサ２０を含んでいる。テスト信号生成ミキサ２０の一方の入力端子と他方の入力端子とには、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２に接続された分周器２１からの分周出力信号とディジタルインターフェース用ＩＮＴ−ＶＣＯ２３に接続された分周器２４からの分周出力信号とが供給される。ＲＦ ＩＣの校正モードで、テスト信号生成ミキサ２０の出力のＲＦテスト信号はスイッチ２を介して受信ミキサ３、４の一方の入力端子に供給される。
【００６６】
《ＲＦ ＩＣの校正モード》
次に「校正モード」について説明する。「校正モード」は、図４に示したＲＦ ＩＣが受信誤差の校正を行うための動作モードである。「校正モード」は、ＲＦ ＩＣの電源投入直後もしくは、ＲＦ ＩＣのアイドル状態からの立ち上がり直後で「送受信モード」の前に実行される。
【００６７】
受信誤差校正回路１３は、ＲＦ ＩＣの校正モードにおいてＲＦテスト信号が供給された受信ミキサ３、４の出力に応答する復調信号処理回路５、６、７、８、９、１０、１１、１２よりの直交復調受信出力信号の誤差を校正する。それによって受信誤差校正回路１３は、ＲＦ ＩＣの受信モードでアンテナＡＮＴのＲＦ受信信号に応答する復調信号処理回路５、６、７、８、９、１０、１１、１２よりの直交復調受信出力信号の誤差を校正するものである。ＲＦ ＩＣの電源投入直後もしくは、ＲＦ ＩＣのアイドル状態からの立ち上がり直後の「校正モード」で受信誤差校正回路１３により生成された校正情報は、ＲＦ ＩＣの内部ＲＡＭに格納されることができる。ＲＦ ＩＣの工場出荷時またはＲＦ ＩＣを搭載した携帯電話の工場出荷時の「校正モード」で受信誤差校正回路１３により生成された校正情報は、携帯電話のフラッシュメモリ等の不揮発性メモリに格納されることができる。このフラッシュメモリ等の不揮発性メモリには、アプリケーションプロセッサのための種々のアプリケーションプログラムも格納されることができる。
【００６８】
前記したように、受信誤差校正回路１３には、例えば前記特許文献３と前記非特許文献１と前記非特許文献２に記載された回路を使用することができる。受信誤差校正回路１３は、「校正モード」で３、４、５、６、７、８、９、１０の番号の回路を経由した復調テスト信号の誤差を検出して、繰り返し演算によって「受信モード」でのＩ、Ｑベースバンド受信信号の誤差補正値を算出する。アナログベースバンド受信信号の周波数帯域に近い復調テスト信号を受信ミキサ３、４の出力に生成するためには、受信ミキサ３、４に受信誤差校正用ＲＦテスト信号を供給することが必要である。基地局からの受信信号を受信誤差校正用ＲＦテスト信号をテスト信号として用いることも可能であるが、基地局からの受信信号はレベルが一定ではなく、また周波数変調が施されているので短時間に精度の高い補正値を算出することは困難である。
【００６９】
尚、受信誤差校正用ＲＦテスト信号の周波数をｆｔｅｓｔとし、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９の分周によるＲＦ受信ローカル信号Ｒｘ−ＬＯの周波数をｆＲｘ−ＬＯとし、受信ミキサ３、４の出力からアナログベースバンド受信信号の周波数帯域をｆＢＷとすると、図４のＲＦ ＩＣでは次式の関係が満足される必要がある。
【００７０】
｜ｆＲｘ−ＬＯ−ｆｔｅｓｔ｜≦ｆＢＷ （数１）
また、図４に示したＲＦ ＩＣは、図３に示したＵＭＴＳ規格のＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ２、Ｂａｎｄ５の送受信帯域をカバーするように送受信動作を行う。すなわち、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ２の受信モードでは、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９に接続された分周器１８の分周数は２に設定される。またＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５の受信モードでは、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９に接続された分周器１８の分周数は４に設定される。また、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ２の送信モードでは、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２に接続された分周器２１の分周数は２に設定される。またＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５の送信モードでは、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２に接続された分周器２１の分周数は４に設定される。
【００７１】
従って、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９は、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５の最低受信周波数８６９ＭＨｚの４倍の３４７６ＭＨｚからＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１の最高受信周波数２１７０ＭＨｚの２倍の４３４０ＭＨｚまでの発振周波数をカバーする。
【００７２】
また、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２は、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５の最低送信周波数８２４ＭＨｚの４倍の３２９６ＭＨｚからＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１の最高送信周波数１９８０ＭＨｚの２倍の３９６０ＭＨｚまでの発振周波数をカバーする。
【００７３】
また、テスト条件が一番厳しいＷＣＤＭＡ方式の一番高い周波数のＢａｎｄ１での「校正モード」で送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２は、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ２とＢａｎｄ５との間の送信に対応する３６５６ＭＨｚの比較的低い発振周波数で発振する。従って、分周数２に設定された分周器２１からテスト信号生成ミキサ２０の一方の入力端子に、１８２８ＭＨｚの分周信号が供給される。テスト信号生成ミキサ２０の他方の入力端子には、ディジタルインターフェース用ＩＮＴ−ＶＣＯ２３に接続された分周器２４から３１２ＭＨｚの周波数のディジタル基準信号が供給されている。従って、テスト信号生成ミキサ２０の出力から２１４０ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号と１５１６ＭＨｚのイメージ信号とが生成され、スイッチ２を介して受信ミキサ３、４の一方の入力端子に供給される。
【００７４】
一方、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９は、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１の受信周波数帯域に対応する４２７８ＭＨｚの発振周波数で発振している。従って、分周数２に設定された分周器１８の出力から、２１３９ＭＨｚの分周出力信号が生成される。分周器１８の出力と９０度移相器１７の出力から受信ミキサ３、４の他方の入力端子に、２１３９ＭＨｚの校正用ローカル信号が供給される。
【００７５】
従って、受信ミキサ３、４では、２１４０ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号と２１３９ＭＨｚの校正用ローカル信号とのミキシングと１５１６ＭＨｚのイメージ信号と２１３９ＭＨｚの校正用ローカル信号とのミキシングとが行われる。前者のミキシングで、１ＭＨｚ（＝２１４０ＭＨｚ−２１３９ＭＨｚ）の周波数の信号と４２７９ＭＨｚ（＝２１４０ＭＨｚ＋２１３９ＭＨｚ）の信号とが生成される。後者のミキシングで、３６５５ＭＨｚ（＝１５１６ＭＨｚ＋２１３９ＭＨｚ）の周波数の信号と−６２３ＭＨｚ（＝１５１６ＭＨｚ−２１３９ＭＨｚ）の周波数の信号とが生成される。
【００７６】
ＷＣＤＭＡ方式のベースバンド受信信号の周波数帯域ｆＢＷの略２ＭＨｚ（正確には、１．９２ＭＨｚ程度）に設定されているので、受信ミキサ３、４の出力に接続されたローパスフィルタ５、６の信号通過周波数帯域も略２ＭＨｚに設定されている。受信ミキサ３、４でのミキシングにより生成された４個の周波数の信号のうち最初の１ＭＨｚ（＝２１４０ＭＨｚ−２１３９ＭＨｚ）の周波数の信号のみが復調テスト信号として可変利得増幅器７、８以降の受信回路に供給され、他の３個の周波数の信号はローパスフィルタ５、６で十分な減衰量に減衰される。
【００７７】
尚、受信誤差校正用ＲＦテスト信号の周波数ｆｔｅｓｔは２１４０ＭＨｚで、ＲＦ受信ローカル信号Ｒｘ−ＬＯの周波数をｆＲｘ−ＬＯは２１３９ＭＨｚで、受信ミキサ３、４の出力からアナログベースバンド受信信号の周波数帯域ｆＢＷは２ＭＨｚであるので、前記（数１）の関係が満足されている。
【００７８】
またテスト信号生成ミキサ２０で形成される−１５１６ＭＨｚ（＝３１２ＭＨｚ−１８２８ＭＨｚ）の周波数の他のイメージ信号がローパスフィルタ５、６で減衰されるように、分周器２１、２４出力信号の周波数を設定する必要がある。ディジタルインターフェース用分周器２４の分周信号周波数をｆＤｉｇとし、受信ミキサ３、４の出力からアナログベースバンド受信信号の周波数帯域をｆＢＷとすると、図４のＲＦ ＩＣでは次式の関係が満足される必要がある。
【００７９】
ｆＤｉｇ≧２ｆＢＷ （数２）
尚、ディジタルインターフェース用分周器２４の分周信号周波数ｆＤｉｇは３１２ＭＨｚで、受信ミキサ３、４の出力からアナログベースバンド受信信号の周波数帯域ｆＢＷは２ＭＨｚであるので、
３１２ＭＨｚ≧４ＭＨｚとなって、
前記（数２）の関係が満足されている。
【００８０】
以上のようにＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１での受信誤差校正について説明したが、同様な方法によりＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ２、Ｂａｎｄ５での受信誤差校正を行うことが可能である。
【００８１】
ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ２での受信誤差校正を行う場合には、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ２の最低受信周波数１９３０ＭＨｚと最高受信周波数１９９０ＭＨｚの略中間の周波数１９６０ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号を、テスト信号生成ミキサ２０の出力から生成する。送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２から３２９６ＭＨｚの発振信号を発生させ、分周器２１からの１６４８ＭＨｚの分周出力と分周器２４からの３１２ＭＨｚの分周出力とをテスト信号生成ミキサ２０に供給する。テスト信号生成ミキサ２０から、周波数１９６０ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号が生成される。また、分周器１８の出力と９０度移相器１７の出力から受信ミキサ３、４の他方の入力端子に、１９５９ＭＨｚの校正用ローカル信号を供給する。受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９にＢａｎｄ２の受信周波数帯域内の３９１６ＭＨｚを発振させると、分周数２に設定された分周器１８から１９５９ＭＨｚの校正用ローカル信号が生成される。
【００８２】
ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５での受信誤差校正を行う場合には、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５の最低受信周波数８６９ＭＨｚと最高受信周波数８９４ＭＨｚとの略中間の周波数８８１ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号を、テスト信号生成ミキサ２０の出力から生成する。送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２から３３６８ＭＨｚの発振信号を発生させ、分周数４に設定された分周器２１からの８４２ＭＨｚの分周出力と分周器２４（３２分周）からの３９ＭＨｚの分周出力とをテスト信号生成ミキサ２０に供給する。テスト信号生成ミキサ２０から、周波数８８１ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号が生成される。また、分周器１８の出力と９０度移相器１７の出力から受信ミキサ３、４の他方の入力端子に、８８０ＭＨｚの校正用ローカル信号を供給する。受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９にＢａｎｄ２の受信周波数帯域内の３５２０ＭＨｚを発振させると、分周数４に設定された分周器１８から８８０ＭＨｚの校正用ローカル信号が生成される。
【００８３】
《他の実施形態によるＲＦ ＩＣ》
《送信用Ｔｘ−ＶＣＯとシステム基準電圧制御発振器ＤＣＸ−ＶＣＯとの組合せによるＲＦテスト信号の生成》
図５は、本発明の他の１つの実施形態によるＲＦ ＩＣを示すブロック図である。このＲＦ ＩＣでも、受信誤差校正用ＲＦテスト信号は送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）を利用して生成されるよう構成されている。
【００８４】
図５に示したＲＦ ＩＣは、図４に示したＲＦ ＩＣと受信誤差校正用ＲＦテスト信号を形成するＲＦテスト信号生成ユニットの構成が異なっており、その他の構成は同一である。図５に示すＲＦ ＩＣのＲＦテスト信号生成ユニットのテスト信号生成ミキサ２０の一方の入力端子には、図４と同様に送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２に接続された分周器２１からの分周出力信号が供給される。しかし、テスト信号生成ミキサ２０の他方の入力端子には、システム基準電圧制御発振器（ＤＣＸ−ＶＣＯ）４０に接続された周波数マルチプライヤ１５からの出力信号が供給される。システム基準電圧制御発振器（ＤＣＸ−ＶＣＯ）４０は、ＲＦ ＩＣの送受信動作のためのＰＬＬ周波数シンセサイザ中に存在してＲＦ受信用ローカル信号とＲＦ送信用ローカル信号とを生成する際のシステム基準信号を生成するものである。システム基準電圧制御発振器（ＤＣＸ−ＶＣＯ）４０は、発振周波数を決定するための水晶振動子を含む。更にシステム基準ＤＣＸ−ＶＣＯ４０にはベースバンド信号処理ＬＳＩからＡＦＣ（自動周波数制御）信号が供給されるため、システム基準ＤＣＸ−ＶＣＯ４０は２６ＭＨｚの極めて安定な周波数に維持されたシステム基準信号を発振する。
【００８５】
送信用ＴＸ−ＶＣＯ２２がＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１に対応する３８５８ＭＨｚで発振しているので、分周数が２に設定された分周器２１から１９２８ＭＨｚの分周信号が生成されて、テスト信号生成ミキサ２０の一方の入力端子に供給される。一方、システム基準電圧制御発振器（ＤＣＸ−ＶＣＯ）４０は、上記のように２６ＭＨｚの安定な周波数のシステム基準信号を発振している。周波数マルチプライヤ１５の周波数乗算係数Ｍは８に設定されているので、周波数マルチプライヤ１５の出力から２０８ＭＨｚの周波数乗算出力信号が生成される。尚、周波数マルチプライヤ１５は、例えばＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路で構成されることができる。ＰＬＬ回路は、一方の入力端子に２６ＭＨｚのシステム基準信号が供給される位相比較器と、位相比較器の出力により制御されて２０８ＭＨｚの出力を発振する電圧制御発振器と、分周数８に設定された分周器とによって構成される。分周数８に設定された分周器は、電圧制御発振器の出力と位相比較器の他方の入力端子との間に接続される。
【００８６】
テスト信号生成ミキサ２０では、分周器２１から１９２８ＭＨｚの分周信号と周波数マルチプライヤ１５の出力から２０８ＭＨｚの乗算出力信号とのミキシングが行われる。従って、テスト信号生成ミキサ２０の出力から２１３６ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号と１７２０ＭＨｚのイメージ信号とが生成され、スイッチ２を介して受信ミキサ３、４の一方の入力端子に供給される。
【００８７】
一方、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９は、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１の受信周波数帯域に対応する４２７０ＭＨｚの発振周波数で発振している。従って、分周数２に設定された分周器１８の出力から、２１３５ＭＨｚの分周出力信号が生成される。分周器１８の出力と９０度移相器１７の出力から受信ミキサ３、４の他方の入力端子に、２１３５ＭＨｚの校正用ローカル信号が供給される。
【００８８】
従って、受信ミキサ３、４では、２１３６ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号と２１３５ＭＨｚの校正用ローカル信号とのミキシングと１７２０ＭＨｚのイメージ信号と２１３５ＭＨｚの校正用ローカル信号とのミキシングとが行われる。前者のミキシングで、１ＭＨｚ（＝２１３６ＭＨｚ−２１３５ＭＨｚ）の周波数の信号と４２７１ＭＨｚ（＝２１３６ＭＨｚ＋２１３５ＭＨｚ）の信号とが生成される。後者のミキシングで、３８５５ＭＨｚ（＝１７２０ＭＨｚ＋２１３５ＭＨｚ）の周波数の信号と−４１５ＭＨｚ（＝１７２０ＭＨｚ−２１３５ＭＨｚ）の周波数の信号とが生成される。
【００８９】
ＷＣＤＭＡ方式のベースバンド受信信号の周波数帯域ｆＢＷの略２ＭＨｚ（正確には、１．９２ＭＨｚ程度）に設定されているので、受信ミキサ３、４の出力に接続されたローパスフィルタ５、６の信号通過周波数帯域も略２ＭＨｚに設定されている。受信ミキサ３、４でのミキシングにより生成された４個の周波数の信号のうち最初の１ＭＨｚ（＝２１３６ＭＨｚ−２１３５ＭＨｚ）の周波数の信号のみが復調テスト信号として可変利得増幅器７、８以降の受信回路に供給され、他の３個の周波数の信号はローパスフィルタ５、６で十分な減衰量に減衰される。
【００９０】
尚、受信誤差校正用ＲＦテスト信号の周波数ｆｔｅｓｔは２１３６ＭＨｚで、ＲＦ受信ローカル信号Ｒｘ−ＬＯの周波数をｆＲｘ−ＬＯは２１３５ＭＨｚで、受信ミキサ３、４の出力からアナログベースバンド受信信号の周波数帯域ｆＢＷは２ＭＨｚであるので、前記（数１）の関係が満足されている。
【００９１】
またテスト信号生成ミキサ２０で形成される−１７２０ＭＨｚ（＝２０８ＭＨｚ−１９２８ＭＨｚ）の周波数の他のイメージ信号がローパスフィルタ５、６で減衰されるように、分周器２１、１５出力信号の周波数を設定する必要がある。周波数マルチプライヤ１５の出力信号周波数をｆＳＹＳとし、受信ミキサ３、４の出力からアナログベースバンド受信信号の周波数帯域をｆＢＷとすると、図４のＲＦ ＩＣでは次式の関係が満足される必要がある。
【００９２】
ｆＳＹＳ≧２ｆＢＷ （数３）
尚、周波数マルチプライヤ１５の出力信号周波数ｆＳＹＳは２０８ＭＨｚで、、受信ミキサ３、４の出力からアナログベースバンド受信信号の周波数帯域ｆＢＷは２ＭＨｚであるので、
２０８ＭＨｚ≧４ＭＨｚとなって、
前記（数３）の関係が満足されている。
【００９３】
以上のようにＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１での受信誤差校正について説明したが、図５のＲＦ ＩＣも図４のＲＦ ＩＣと同様な方法によりＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ２、Ｂａｎｄ５での受信誤差校正を行うことが可能である。
【００９４】
《送信用Ｔｘ−ＶＣＯとフラクショナル分周器との組合せによるＲＦテスト信号の生成》
図６は、本発明の更に他の１つの実施形態によるＲＦ ＩＣを示すブロック図である。このＲＦ ＩＣでも、受信誤差校正用ＲＦテスト信号は送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）を利用して生成されるよう構成されている。
【００９５】
図６に示したＲＦ ＩＣは、図４に示したＲＦ ＩＣと受信誤差校正用ＲＦテスト信号を形成するＲＦテスト信号生成ユニットの構成が異なっており、その他の構成は同一である。図６に示すＲＦ ＩＣのＲＦテスト信号生成ユニットは、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２に接続されたフラクショナル分周器４２を含んでいる。良く知られているように、フラクショナル分周器は、分周数Ｎが整数だけではなく、分数（小数）を含むことにより周波数解像度の高い周波数シンセサイザを実現することができる。
【００９６】
送信用ＴＸ−ＶＣＯ２２がＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ２とＢａｎｄ５との間の送信周波数帯域に対応する比較的低い３５７０ＭＨｚで発振している。分周数Ｎが分数（３／５）に設定されたフラクショナル分周器４２から２１４２ＭＨｚ（＝３５７０ＭＨｚ×３／５＝３５７０ＭＨｚ×０．６）の分周信号が生成され、バンドパスフィルタ４１に供給されてフラクショナル分周器４２の動作雑音が除去される。バンドパスフィルタ４１の出力から２１４２ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号が生成され、スイッチ２を介して受信ミキサ３、４の一方の入力端子に供給される。尚、分周数Ｎが整数だけではなく、分数（小数）を含むフラクショナル分周器４２は、良く知られているように、ΣΔ変調器と可変分周器（カウンタ）とにより構成されることができる。ΣΔ変調器には、分子値情報と分母値情報とが入力される。ΣΔ変調器は、入力クロック信号に応答して分数（分子値／分母値）に応じた頻度でオーバーフロー・１ビット出力信号を生成する。オーバーフロー・１ビット出力信号の“１”レベルと“０”レベルとにより可変分周器（カウンタ）が制御されて、３５７０ＭＨｚの入力信号から２１４２ＭＨｚの分周出力信号を生成することができる。
【００９７】
一方、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９は、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１の受信周波数帯域に対応する４２８２ＭＨｚの発振周波数で発振している。従って、分周数２に設定された分周器１８の出力から、２１４１ＭＨｚの分周出力信号が生成される。分周器１８の出力と９０度移相器１７の出力から受信ミキサ３、４の他方の入力端子に、２１４１ＭＨｚの校正用ローカル信号が供給される。
【００９８】
従って、受信ミキサ３、４では、２１４２ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号と２１４１ＭＨｚの校正用ローカル信号とのミキシングが行われる。このミキシングで、１ＭＨｚ（＝２１４２ＭＨｚ−２１４１ＭＨｚ）の周波数の信号と４２８３ＭＨｚ（＝２１４２ＭＨｚ＋２１４１ＭＨｚ）の信号とが生成される。
【００９９】
ＷＣＤＭＡ方式のベースバンド受信信号の周波数帯域ｆＢＷの略２ＭＨｚ（正確には、１．９２ＭＨｚ程度）に設定されているので、受信ミキサ３、４の出力に接続されたローパスフィルタ５、６の信号通過周波数帯域も略２ＭＨｚに設定されている。受信ミキサ３、４でのミキシングにより生成された２個の周波数の信号のうち最初の１ＭＨｚ（＝２１４２ＭＨｚ−２１４１ＭＨｚ）の周波数の信号のみが復調テスト信号として可変利得増幅器７、８以降の受信回路に供給され、他の周波数の信号はローパスフィルタ５、６で十分な減衰量に減衰される。
【０１００】
尚、受信誤差校正用ＲＦテスト信号の周波数ｆｔｅｓｔは２１４２ＭＨｚで、ＲＦ受信ローカル信号Ｒｘ−ＬＯの周波数をｆＲｘ−ＬＯは２１４１ＭＨｚで、受信ミキサ３、４の出力からアナログベースバンド受信信号の周波数帯域ｆＢＷは２ＭＨｚであるので、前記（数１）の関係が満足されている。
【０１０１】
以上のようにＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１での受信誤差校正について説明したが、図６のＲＦ ＩＣも図４と図５のＲＦ ＩＣと同様な方法によりＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ２、Ｂａｎｄ５での受信誤差校正を行うことが可能である。
【０１０２】
《送信用Ｔｘ−ＶＣＯとその制御回路との組合せによるＲＦテスト信号の生成》
図７は、本発明の更に他の１つの実施形態によるＲＦ ＩＣを示すブロック図である。このＲＦ ＩＣでも、受信誤差校正用ＲＦテスト信号は送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）を利用して生成されるよう構成されている。
【０１０３】
図７に示したＲＦ ＩＣは、図４に示したＲＦ ＩＣと受信誤差校正用ＲＦテスト信号を形成するＲＦテスト信号生成ユニットの構成が異なっており、その他の構成は同一である。図７に示すＲＦ ＩＣのＲＦテスト信号生成ユニットは、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２に接続されたトリガ制御回路４３を含んでいる。
【０１０４】
ＲＦ ＩＣの電源投入直後もしくは、ＲＦ ＩＣのアイドル状態からの立ち上がり直後の「校正モード」において、トリガ制御回路４３は送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２にハイレベルの校正モード信号を供給する。
【０１０５】
また、上述したように通常の受信モードや送信モードでは、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２の発振周波数は、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５の最低送信周波数８２４ＭＨｚの４倍の３２９６ＭＨｚからＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１の最高送信周波数１９８０ＭＨｚの２倍の３９６０ＭＨｚまでの発振周波数をカバーしている。また、通常の受信モードや送信モードでは、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２の発振周波数が３２９６ＭＨｚから３９６０ＭＨｚまでの発振周波数をカバーするように、図５に示したようなシステム基準電圧制御発振器（ＤＣＸ−ＶＣＯ）４０を含むＰＬＬ周波数シンセサイザにより送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２が制御されている。
【０１０６】
しかし、「校正モード」でトリガ制御回路４３から送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２にハイレベルの校正モード信号が供給されると、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２の発振周波数は受信誤差校正用ＲＦテスト信号としての極めて低い発振周波数２１４０ＭＨｚに変化する。これは、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２の発振周波数を決定するＴｘ−ＶＣＯ２２内部のＭＯＳバラクタのような可変容量素子の容量値が、ハイレベルの校正モード信号により大きく増加するためである。かくして、「校正モード」では、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２の発振周波数は受信誤差校正用ＲＦテスト信号としての極めて低い発振周波数２１４０ＭＨｚとなる。
【０１０７】
一方、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９は、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１の受信周波数帯域に対応する４２７８ＭＨｚの発振周波数で発振している。従って、分周数２に設定された分周器１８の出力から、２１３９ＭＨｚの分周出力信号が生成される。分周器１８の出力と９０度移相器１７の出力から受信ミキサ３、４の他方の入力端子に、２１３９ＭＨｚの校正用ローカル信号が供給される。
【０１０８】
従って、受信ミキサ３、４では、２１４０ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号と２１３９ＭＨｚの校正用ローカル信号とのミキシングが行われる。このミキシングで、１ＭＨｚ（＝２１４０ＭＨｚ−２１３９ＭＨｚ）の周波数の信号と４２７９ＭＨｚ（＝２１４０ＭＨｚ＋２１３９ＭＨｚ）の信号とが生成される。
【０１０９】
ＷＣＤＭＡ方式のベースバンド受信信号の周波数帯域ｆＢＷの略２ＭＨｚ（正確には、１．９２ＭＨｚ程度）に設定されているので、受信ミキサ３、４の出力に接続されたローパスフィルタ５、６の信号通過周波数帯域も略２ＭＨｚに設定されている。受信ミキサ３、４でのミキシングにより生成された２個の周波数の信号のうち最初の１ＭＨｚ（＝２１４０ＭＨｚ−２１３９ＭＨｚ）の周波数の信号のみが復調テスト信号として可変利得増幅器７、８以降の受信回路に供給され、他の周波数の信号はローパスフィルタ５、６で十分な減衰量に減衰される。
【０１１０】
尚、受信誤差校正用ＲＦテスト信号の周波数ｆｔｅｓｔは２１４０ＭＨｚで、ＲＦ受信ローカル信号Ｒｘ−ＬＯの周波数をｆＲｘ−ＬＯは２１３９ＭＨｚで、受信ミキサ３、４の出力からアナログベースバンド受信信号の周波数帯域ｆＢＷは２ＭＨｚであるので、前記（数１）の関係が満足されている。
【０１１１】
以上のようにＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１での受信誤差校正について説明したが、図７のＲＦ ＩＣも図４と図５と図６のＲＦ ＩＣと同様な方法によりＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ２、Ｂａｎｄ５での受信誤差校正を行うことが可能である。
【０１１２】
《ＷＣＤＭＡ方式とそれ以外の通信方式に対応するＲＦテスト信号の生成》
図８は、本発明の他の１つの実施形態によるＲＦ ＩＣを示すブロック図である。このＲＦ ＩＣは、上述したＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ２、Ｂａｎｄ５の送受信を行うとともに、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の方式の送受信を行うことが可能である。
【０１１３】
図１０は、各種の通信方式の送受信帯域を示す図である。図１０の上部には、ＷＣＤＭＡ方式の送受信帯域を示している。上述したように、ＷＣＤＭＡ方式の一番低い周波数帯域のＢａｎｄ５（地域は米国）の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が８２４〜８４９ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は８６９〜８９４ＭＨｚとなっている。同様に、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ２（地域は欧州）の場合も、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１８５０〜１９１０ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は１９３０〜１９９０ＭＨｚとなっている。また、ＵＭＴＳ規格におけるＷＣＤＭＡ方式の一番高い周波数帯域のＢａｎｄ１（地域は米国）の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１９２０〜１９８０ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は２１１０〜２１７０ＭＨｚとなっている。
【０１１４】
更に、これ以外のＷＣＤＭＡ方式の通信も存在する。ＷＣＤＭＡ方式の低い周波数帯域のＢａｎｄ６（地域は日本）の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が８３０〜８４０ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は８７５〜８８５ＭＨｚとなっている。ＷＣＤＭＡ方式の周波数帯域のＢａｎｄ４（地域は米国）の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１７１０〜１７７５ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は２１１０〜２１１５ＭＨｚとなっている。ＷＣＤＭＡ方式の周波数帯域のＢａｎｄ３（地域は欧州他）の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１７１０〜１７８５ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は１８０５〜１８８０ＭＨｚとなっている。
【０１１５】
図１０の下部には、ＷＣＤＭＡ方式以外の通信方式の送受信帯域を示している。ＧＳＭ８５０の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が８２４〜８４９ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は８６９〜８９４ＭＨｚとなっている。ＧＳＭ９００の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が８８０〜９１５ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は９２５〜９６０ＭＨｚとなっている。ＤＣＳ１８００の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１７１０〜１７８５ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は１８０５〜１８８０ＭＨｚとなっている。ＰＣＳ１９００の場合、無線通信端末のＲＦ送信信号ＴＸの周波数帯域が１８５０〜１９１０ＭＨｚであるのに対して、無線通信端末のＲＦ受信信号ＲＸの周波数帯域は１９３０〜１９９０ＭＨｚとなっている。このように、いずれの周波数帯域（バンド）においても、受信帯域周波数ＲＸが送信帯域周波数ＴＸよりも高いＦＤＤ方式が採用されている。
【０１１６】
図８に示したＲＦ ＩＣの上部の回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡはＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ２、Ｂａｎｄ５の受信のための回路であり、図４に示したＲＦ ＩＣの上部の回路に対応している。図８に示したＲＦ ＩＣの下部の回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡはＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ２、Ｂａｎｄ５の送信のための回路であり、図４に示したＲＦ ＩＣの下部の回路に対応している。図８に示したＲＦ ＩＣの中央上部の回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭは、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の受信のための回路である。図８に示したＲＦ ＩＣの中央下部の回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭは、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の送信のための回路である。
【０１１７】
図８に示したＲＦ ＩＣの中央の回路Ｆｒｃｔ＿Ｓｙｎｔｈは、ＲＦ ＩＣの送受信ローカル信号を形成するフラクショナルシンセサイザである。このフラクショナルシンセサイザＦｒｃｔ＿Ｓｙｎｔｈは、システム基準電圧制御発振器（ＤＣＸ−ＣＶＯ）４０と受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）１９とを含んでいる。
【０１１８】
図８のフラクショナルシンセサイザＦｒｃｔ＿ＳｙｎｔｈとＷＣＤＭＡ方式の送信用回路Ｔ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡとの間には、ＲＦテスト信号生成ユニットＲＦ＿ＴＳ＿Ｇｅｎが配置されている。図８のＲＦテスト信号生成ユニットＲＦ＿ＴＳ＿Ｇｅｎは、図４のＲＦテスト信号生成ユニットと同様に、テスト信号生成ミキサ２０と、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２２と、分周器２１と、ディジタルインターフェース用ＩＮＴ−ＶＣＯ２３と、分周器２４とを含んでいる。
【０１１９】
ＲＦ ＩＣのＷＣＤＭＡ方式の通信のための校正モードで、テスト信号生成ミキサ２０の出力のＲＦテスト信号はスイッチ２を介してＷＣＤＭＡ方式受信回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡの受信ミキサ３、４の一方の入力端子に供給される。ＷＣＤＭＡ方式の通信のための校正モードは、図４のＲＦ ＩＣの校正モードと全く同一であるので、ここでは説明を省略する。
【０１２０】
ＲＦ ＩＣのＷＣＤＭＡ方式以外の通信方式のための校正モードで、テスト信号生成ミキサ２０の出力のＲＦテスト信号はスイッチ２を介して他方式受信回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭの受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの一方の入力端子に供給される。
【０１２１】
ＰＣＳ１９００の受信のための校正モードでは、１９６０ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号がテスト信号生成ミキサ２０の出力からスイッチ２を介して受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの一方の入力端子に供給される。この時は、フラクショナルシンセサイザＦｒｃｔ＿Ｓｙｎｔｈから１９５９．９ＭＨｚの受信ローカル信号が受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの他方の入力端子に供給される。受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑでのミキシングにより１００ＫＨｚ（＝１９６０ＭＨｚ−１９５９．９ＭＨｚ）の周波数の復調テスト信号が、受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの出力に生成される。１００ＫＨｚの復調テスト信号は、可変利得増幅器ＰＧＡＩ１…Ｉ３、ＰＧＡＱ１…Ｑ３とフィルタＦＣＩ１…Ｉ３、ＦＣＱ１…Ｑ３を介してバッファＢＡＩ、ＢＡＱの入力に伝達される。バッファＢＡＩ、ＢＡＱの１ＭＨｚの復調テスト伝達信号はＡ／Ｄ変換器９、１０、ローパスフィルタ１１、１２を介して受信誤差校正回路１３に供給されることにより、振幅誤差と位相誤差との校正が行われる。
【０１２２】
ＤＣＳ１８００の受信のための校正モードでは、１８４２ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号がテスト信号生成ミキサ２０の出力からスイッチ２を介して受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの一方の入力端子に供給される。この時は、フラクショナルシンセサイザＦｒｃｔ＿Ｓｙｎｔｈから１８４１．９ＭＨｚの受信ローカル信号が受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの他方の入力端子に供給される。受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑでのミキシングにより１００ＫＨｚ（＝１８４２ＭＨｚ−１８４１．９ＭＨｚ）の周波数の復調テスト信号が、受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの出力に生成される。その後は、ＰＣＳ１９００の場合と同様に、振幅誤差と位相誤差との校正が行われる。
【０１２３】
ＧＳＭ９００の受信のための校正モードでは、９４２ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号がテスト信号生成ミキサ２０の出力からスイッチ２を介して受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの一方の入力端子に供給される。この時は、フラクショナルシンセサイザＦｒｃｔ＿Ｓｙｎｔｈから９４１．９ＭＨｚの受信ローカル信号が受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの他方の入力端子に供給される。受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑでのミキシングにより１００ＫＨｚ（＝９４２ＭＨｚ−９４１．９ＭＨｚ）の周波数の復調テスト信号が、受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの出力に生成される。その後は、ＰＣＳ１９００の場合と同様に、振幅誤差と位相誤差との校正が行われる。
【０１２４】
ＧＳＭ８５０の受信のための校正モードでは、８８２ＭＨｚの受信誤差校正用ＲＦテスト信号がテスト信号生成ミキサ２０の出力からスイッチ２を介して受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの一方の入力端子に供給される。この時は、フラクショナルシンセサイザＦｒｃｔ＿Ｓｙｎｔｈから８８１．９ＭＨｚの受信ローカル信号が受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの他方の入力端子に供給される。受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑでのミキシングにより１００ＫＨｚ（＝８８２ＭＨｚ−８８１．９ＭＨｚ）の周波数の復調テスト信号が、受信ミキサＲＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの出力に生成される。その後は、ＰＣＳ１９００の場合と同様に、振幅誤差と位相誤差との校正が行われる。
【０１２５】
いずれの通信方式の「受信モード」においても、ＷＣＤＭＡ方式受信回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡの出力または他方式受信回路ＲＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭの出力にＩ、Ｑアナログベースバンド受信信号が形成される。この信号はＡ／Ｄ変換器９、１０によりＩ、Ｑディジタルベースバンド受信信号に変換され、ローパスフィルタ１１、１２、受信誤差校正回路１３、受信系ディジタルインターフェース１４を介してベースバンド信号処理ＬＳＩに供給される。
【０１２６】
逆にベースバンド信号処理ＬＳＩからのディジタルベースバンド送信信号ＴｘＤＢＩ、ＴｘＤＢＱはＲＦ ＩＣの送信系ディジタルインターフェース３７により受信された後、Ｄ／Ａ変換器３３、３４によりＩ、Ｑアナログベースバンド送信信号に変換される。送信方式がＷＣＤＭＡ方式の場合には、Ｄ／Ａ変換器３３、３４の出力のＩ、Ｑアナログベースバンド送信信号は、ＷＣＤＭＡ方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡによってＲＦ送信信号に変換される。ＷＣＤＭＡ方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＷＣＤＭＡによる動作は、図４のＲＦ ＩＣの動作と全く同一であるので、ここでは説明を省略する。送信方式がＷＣＤＭＡ方式以外の方式の場合には、Ｄ／Ａ変換器３３、３４の出力のＩ、Ｑアナログベースバンド送信信号は、他方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭによってＲＦ送信信号に変換される。この他方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭは、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬにより構成されている。
【０１２７】
送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬは、ＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号Ｔｘ_ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ送信信号Ｔｘ_ＧＳＭ９００との送信動作に対応する必要が有る。そのため、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９の発振周波数は分周比２に設定された２個の分周器ＤＩＶ１（１／２）、ＤＩＶ４（１／２）を介して位相制御帰還用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの一方の入力端子に供給される。また、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑに接続された中間周波数分周器ＤＩＶ２（１／ＮＩＦ）の分周比ＮＩＦは、２６に設定されている。一方、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２の発振出力信号が、分周数２に設定された２個の分周器ＤＩＶ５、分周器ＤＩＶ３を介して、位相制御帰還用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの他方の入力端子に供給されている。ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭでは一方の入力信号と他方の入力信号とのミキシングが行われる。従って、ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの出力から、２つの入力信号の差の周波数の帰還信号が形成されて、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬの位相比較器ＰＣの他方の入力端子に供給される。また、位相比較器ＰＣの一方の入力端子には、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの出力に接続された加算器の出力のベクトル合成された中間周波送信信号ｆＩＦが基準信号として供給されている。中間周波数分周器ＤＩＶ２（１／ＮＩＦ）の分周数ＮＩＦである２６と９０度位相シフタでの分周数２とで、合計分周数は５２となっている。従って、中間周波送信信号ｆＩＦの周波数は、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９の周波数の１／５２となる。また、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬの負帰還制御によって、位相比較器ＰＣの一方の入力端子の基準信号と他方の入力端子のダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭから帰還信号とは一致するようになる。結果としては、０．８ＧＨｚのＲＦ送信信号のＧＳＭ８５０と０．９ＧＨｚのＲＦ送信信号のＧＳＭ９００との送信動作に、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９と送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２とは送信周波数の略４倍の略３．６ＧＨｚから略３．９ＧＨｚで発振すれば良くなる。この２つの周波数帯域の送信動作で、この２つの電圧制御発振器を０．８ＧＨｚ〜０．９ＧＨｚで発振させるためには、極めて大きな容量の可変容量が必要となる。その結果、ＲＦ ＩＣのチップ占有面積と消費電力増大となる。
【０１２８】
また送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬは、ＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号Ｔｘ_ＤＣＳ１８００とＰＳＣ１９００のＲＦ送信信号Ｔｘ_ＰＳＣ１９００との送信動作に対応する必要が有る。そのため、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９の発振周波数は分周比２に設定された２個の分周器ＤＩＶ１（１／２）、を介して位相制御帰還用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの一方の入力端子に供給される。また、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、ＴＸ−ＭＩＸ＿Ｑに接続された中間周波数分周器ＤＩＶ２（１／ＮＩＦ）の分周比ＮＩＦは、２６に設定されている。一方、送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２の発振出力信号が、分周数２に設定された１個の分周器ＤＩＶ５を介して、位相制御帰還用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの他方の入力端子に供給されている。ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭでは一方の入力信号と他方の入力信号とのミキシングが行われる。従って、ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの出力から、２つの入力信号の差の周波数の帰還信号が形成されて、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬの位相比較器ＰＣの他方の入力端子に供給される。また、位相比較器ＰＣの一方の入力端子には、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの出力に接続された加算器の出力のベクトル合成された中間周波送信信号ｆＩＦが基準信号として供給されている。中間周波数分周器ＤＩＶ２（１／ＮＩＦ）の分周数ＮＩＦである２６と９０度位相シフタでの分周数２とで、合計分周数は５２となっている。従って、中間周波送信信号ｆＩＦの周波数は、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９の周波数の１／５２となる。また、送信系オフセットＰＬＬ回路ＴＸ＿Ｏｆｆｓｅｔ＿ＰＬＬの負帰還制御によって、位相比較器ＰＣの一方の入力端子の基準信号と他方の入力端子のダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭから帰還信号とは一致するようになる。結果としては、１．７ＧＨｚのＲＦ送信信号のＤＣＳ１８００と１．９ＧＨｚのＲＦ送信信号のＰＣＳ１９００との送信動作に、受信用Ｒｘ−ＶＣＯ１９と送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２とは送信周波数の略２倍の略３．６ＧＨｚから略３．９ＧＨｚで発振すれば良くなる。この２つの周波数帯域の送信動作で、この２つの電圧制御発振器を１．７ＧＨｚ〜１．９ＧＨｚで発振させるためには、極めて大きな容量の可変容量が必要となる。その結果、ＲＦ ＩＣのチップ占有面積と消費電力増大となる。
【０１２９】
図１１は、図８に示した他方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭの一例を示すブロック図である。図１１のＲＦ ＩＣは、基地局と通信端末機器との通信が位相変調ともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式に対応するためのポーラループ方式の送信方式を採用している。
【０１３０】
送信モードでは、アナログベースバンド送信信号ＴｘＡＢＩ、Ｑが、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの一方の入力に供給される。中間周波数分周器ＤＩＶ２（１／ＮＩＦ）の信号ΦＩＦから９０度位相シフタで生成された９０度位相を有する２つのＩＦ送信キャリア信号が、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑの他方の入力に供給される。その結果、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑでは、アナログベースバンド送信信号の周波数からＩＦ送信信号への周波数アップコンバージョンが実行されて、加算器からベクトル合成されたひとつのＩＦ送信変調信号が得られる。加算器からのＩＦ送信変調信号は、位相変調成分の送信のためのＰＭループ回路ＰＭ ＬＰを構成する位相比較器ＰＣの一方の入力に供給されている。ＰＭループ回路ＰＭ ＬＰでは、位相比較器ＰＣの出力はチャージポンプＣＰとローパスフィルタＬＦ１を介して送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２の制御入力に伝達される。
【０１３１】
バッファアンプＢＦを介しての送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２の出力はＰＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの入力に供給されることによって、ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭの出力から第１ＩＦ送信帰還信号が得られる。送信動作がＧＳＭ方式の場合の位相変調情報は、この第１ＩＦ送信帰還信号がスイッチＳＷ＿１を介してＰＭループ回路ＰＭ ＬＰを構成する位相比較器ＰＣの他方の入力に供給される。この結果、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの出力である送信信号はＧＳＭ方式の正確な位相変調情報を含むようになる。また、送信動作がＧＳＭ方式の場合の送信電力情報（送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの増幅ゲイン）は、ＲＦ ＩＣ内部のランプ信号Ｄ／Ａ変換器Ｒａｍｐ ＤＡＣのランプ出力電圧Ｖｒａｍｐで指定される。このランプ出力電圧Ｖｒａｍｐが、スイッチＳＷ２を介して１０ＭＨｚフィルタ（１０ＭＨｚＦｉｌｔｅｒ）に供給される。このフィルタからのランプ出力電圧Ｖｒａｍｐと、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの送信電力を検出するパワーカップラーＣＰＬと電力検出回路ＰＤＥＴとからの送信電力検出信号Ｖｄｅｔとが、誤差増幅器Ｅｒｒ＿Ａｍｐに供給される。誤差増幅器Ｅｒｒ＿Ａｍｐの出力からの自動パワー制御電圧Ｖａｐｃによる電源電圧制御もしくはバイアス電圧制御により、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの増幅ゲインは基地局と携帯通信端末装置との距離に比例して設定される。尚、ランプ信号Ｄ／Ａ変換器Ｒａｍｐ ＤＡＣにベースバンド信号処理ＬＳＩから供給されるディジタルランプ入力信号は、送信電力のレベルを示す送信電力レベル指示信号であり、基地局と通信端末機器との距離に比例して送信電力レベルを高く制御するものである。このランプ信号Ｄ／Ａ変換器Ｒａｍｐ ＤＡＣの出力から、アナログのランプ出力電圧Ｖｒａｍｐが生成される。
【０１３２】
一方、送信動作がＥＤＧＥ方式の場合は、送信ミキサＴＸ−ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑに接続された加算器からのＩＦ送信変調信号は、位相変調情報だけではなく振幅変調情報も含むことになる。従って、加算器からＩＦ送信変調信号はＰＭループ回路ＰＭ ＬＰを構成する位相比較器ＰＣの一方の入力に供給されるだけではなく、ＡＭループ回路ＡＭ ＬＰを構成する振幅比較器ＡＣの一方の入力に供給される。この時には、位相比較器ＰＣの他方の入力には、送信用発振器Ｔｘ−ＶＣＯ２の出力がＰＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＰＭを介して供給されるのではない。むしろ、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの送信電力に関係する情報（ＲＦ送信電力レベルＲＦＰＬＶ）が、位相比較器ＰＣの他方の入力に供給される。この供給経路は、パワーカップラーＣＰＬ、可変利得回路ＭＶＧＡ、ＡＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＡＭとなっている。また、ＡＭループ回路ＡＭ ＬＰを構成する振幅比較器ＡＣの他方の入力にも、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの送信電力に関係する情報（ＲＦ送信電力レベルＲＦＰＬＶ）が供給される。この供給経路も、パワーカップラーＣＰＬ、可変利得回路ＭＶＧＡ、ＡＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＡＭとなっている。ＡＭループ回路ＡＭ ＬＰでは、振幅比較器ＡＣの出力はローパスフィルタＬＦ２、可変利得回路ＩＶＧＡ、電圧・電流変換器Ｖ／Ｉ、チャージポンプＣＰ、スイッチＷＳ２を介して１０ＭＨｚフィルタ（１０ＭＨｚＦｉｌｔｅｒ）に供給される。この結果、まずＰＭループ回路ＰＭ ＬＰによって、送信用発振器ＴＸＶＣＯのＲＦ発振出力信号を増幅する送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの出力の送信電力信号はＥＤＧＥ方式の正確な位相変調情報を含むようになる。さらに、ＡＭループ回路ＡＭ ＬＰによって、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの出力の送信電力信号はＥＤＧＥ方式の正確な振幅変調情報を含むようになる。
【０１３３】
尚、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの送信電力を検出するパワーカップラーＣＰＬとしては、ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの送信電力を電磁気的もしくは容量的に検出するカップラーを採用することができる。このパワーカップラーＣＰＬとしては、それ以外に、カレントセンス形カップラーも採用することができる。このカレントセンス形カップラーでは、ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの最終段パワー増幅素子のＤＣ・ＡＣ動作電流に比例する小さな検出ＤＣ・ＡＣ動作電流を検出増幅素子に流すものである。
【０１３４】
図１１のＲＦ ＩＣでは、ランプ信号Ｄ／Ａ変換器Ｒａｍｐ ＤＡＣのランプ電圧Ｖｒａｍｐに応答するＡＭループ回路ＡＭ ＬＰの二つの可変利得回路ＭＶＧＡ、ＩＶＧＡの利得は逆方向となるように、制御回路ＣＮＴＬが１０ビットのディジタルランプ信号に応答して８ビットの２つの制御信号を生成する。すなわち、ランプ電圧Ｖｒａｍｐに応答して可変利得回路ＭＶＧＡの利得が減少する時には、可変利得回路ＩＶＧＡの利得が増加することで、二つの可変利得回路ＭＶＧＡ、ＩＶＧＡの利得の和がほぼ一定となる。この結果、ＡＭループ回路ＡＭ ＬＰのオープンループ周波数特性の位相余裕がランプ電圧Ｖｒａｍｐに応答して著しく小さくなることを軽減している。
【０１３５】
図１２は、図８に示した他方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭの他の一例を示すブロック図である。すなわち、図１２に示した他方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭは、基地局との通信が位相変調ともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式に対応するために、ポーラモジュレータ方式で構成されている。
【０１３６】
すなわち、送信ミキサＴＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑにより形成された送信用中間周波数信号に基づいて送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡからのＲＦ送信出力信号の振幅を制御する振幅変調ループ制御回路ＡＭ＿ＬＰは、下記のように構成されている。
【０１３７】
このＡＭループ回路ＡＭ ＬＰでは、振幅比較器ＡＣの出力はローパスフィルタＬＦ２、可変利得回路ＩＶＧＡ、電圧・電流変換器Ｖ／Ｉ、チャージポンプＣＰを介して送信用Ｔｘ−ＶＣＯ２の出力の振幅変調用可変利得増幅器ＶＧＡに供給される。ＡＭループ回路ＡＭ ＬＰの位相比較器ＡＣの一方の入力端子には、送信ミキサＴＸ＿ＭＩＸ＿Ｉ、Ｑで形成された送信用中間周波数信号が供給されている。この位相比較器ＡＣの他方の入力端子には、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの送信電力に関係する情報（ＲＦ送信電力レベルＲＦＰＬＶ）がパワーカップラーＣＰＬ、可変利得回路ＭＶＧＡ、ＡＭループ用周波数ダウンミキサーＤＷＮ＿ＭＩＸ＿ＡＭを介して供給されている。その結果、振幅比較器ＡＣの一方の入力端子のＩＦ信号振幅に他方の入力端子のＩＦ信号振幅が一致するように、振幅変調用可変利得増幅器ＶＧＡの利得がローパスフィルタＬＦ２、可変利得回路ＩＶＧＡ、電圧・電流変換器Ｖ／Ｉ、チャージポンプＣＰを介して振幅比較器ＡＣの出力により制御される。その結果、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの送信電力は、ＥＤＧＥ方式の正確な振幅変調情報を含むことになる。
【０１３８】
尚、ＧＳＭ方式の場合もＥＤＧＥ方式の場合も、ランプ信号Ｄ／Ａ変換器Ｒａｍｐ ＤＡＣのランプ出力電圧Ｖｒａｍｐと、送信用ＲＦ電力増幅器２０３の送信電力を検出するパワーカップラーＣＰＬと電力検出回路ＰＤＥＴとからの送信電力検出信号Ｖｄｅｔとが、誤差増幅器Ｅｒｒ＿Ａｍｐに供給される。誤差増幅器Ｅｒｒ＿Ａｍｐの出力からの自動パワー制御電圧Ｖａｐｃによる電源電圧制御もしくはバイアス電圧制御により、送信用ＲＦ電力増幅器ＲＦ＿ＰＡの増幅ゲインは基地局と携帯通信端末装置との距離に比例して設定され、ＡＰＣ制御が行われる。
【０１３９】
≪携帯電話の構成≫
図９は、上記で説明した本発明の種々の実施形態によるＲＦ ＩＣと、アンテナスイッチＭＭＩＣとＲＦ電力増幅器とを内蔵したＲＦモジュールと、ベースバンド信号処理ＬＳＩとを搭載した携帯電話の構成を示すブロック図である。
【０１４０】
同図で、携帯電話の送受信用アンテナＡＮＴにはＲＦモジュールＲＦ＿ＭＬのアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の共通の入出力端子Ｉ／Ｏが接続されている。ベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）からの制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔは、ＲＦアナログ信号処理半導体集積回路（ＲＦ＿ＩＣ）を経由して高出力電力増幅器モジュール（ＨＰＡ＿ＭＬ）のコントローラ集積回路（ＣＮＴ＿ＩＣ）に供給される。送受信用アンテナＡＮＴから共通の入出力端子Ｉ／ＯへのＲＦ信号の流れは携帯電話の受信動作ＲＸとなり、共通の入出力端子Ｉ／Ｏから送受信用アンテナＡＮＴへのＲＦ信号の流れは携帯電話の送信動作ＴＸとなる。
【０１４１】
ＲＦ ＩＣ（ＲＦ＿ＩＣ）はベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）からの送信ベースバンド信号Ｔｘ＿ＢＢＳをＲＦ送信信号に周波数アップコンバージョンを行い、逆に送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＲＦ受信信号を受信ベースバンド信号Ｒｘ＿ＢＢＳに周波数ダウンコンバージョンを行いベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）に供給する。
【０１４２】
ＲＦモジュールＲＦ＿ＭＬのアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は共通の入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ１、Ｔｘ２、受信端子Ｒｘ２、Ｒｘ３、Ｒｘ４、送受信端子ＴＲｘ１、ＴＲｘ５のいずれかの端子の間で信号経路を確立して、受信動作ＲＸと送信動作ＴＸとのいずれかを行う。このＲＦ信号の受送信動作のためのスイッチはＨＥＭＴ（高電子移動度トランジスタ）で構成され、アンテナスイッチＭＭＩＣはＧａＡｓ等の化合物半導体を使用したマイクロウェーブモノリシック集積回路（ＭＩＣ）で構成されている。このアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は受信動作ＲＸと送信動作ＴＸとのいずれかのために確立した信号経路以外の信号経路のインピーダンスを極めて高い値に設定することで、必要なアイソレーションが得られるものである。アンテナスイッチの分野では、共通の入出力端子Ｉ／Ｏはシングルポール（Single Pole）と呼ばれ、送信端子Ｔｘ１、Ｔｘ２、受信端子Ｒｘ２、Ｒｘ３、Ｒｘ４、送受信端子ＴＲｘ１、ＴＲｘ５の合計７個の端子は７スロー（7 throw）と呼ばれる。従って、図９のアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）は、シングルポール７スロー（ＳＰ７Ｔ； Single Pole 7 throw）型のスイッチである。
【０１４３】
尚、ベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）は図示されていない外部不揮発性メモリと図示されていないアプリケーションプロセッサとに接続されている。アプリケーションプロセッサは、図示されていない液晶表示装置と図示されていないキー入力装置とに接続され、汎用プログラムやゲームを含む種々のアプリケーションプログラムを実行することができる。携帯電話等のモバイル機器のブートプログラム（起動イニシャライズプログラム）、オペレーティングシステムプログラム（ＯＳ）、ベースバンド信号処理ＬＳＩの内部のディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）によるＧＳＭ方式等の受信ベースバンド信号に関する位相復調と送信ベースバンド信号に関する位相変調のためのプログラム、種々のアプリケーションプログラムは、外部不揮発性メモリに格納されることができる。
【０１４４】
≪ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００による送受信動作≫
ＢＢ＿ＬＳＩからの送信ベースバンド信号ＴｘＤＢＩ、ＱがＧＳＭ８５０のバンドに周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。この場合には、ＲＦ ＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号をＧＳＭ８５０のバンドへの周波数アップコンバージョンを行って、ＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ ８５０が生成される。ＢＢ＿ＬＳＩからの送信ベースバンド信号がＧＳＭ９００のバンドに周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。この場合には、ＲＦ ＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号をＧＳＭ９００のバンドへの周波数アップコンバージョンを行って、ＧＳＭ９００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ ９００が生成される。ＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ ９００とは、高出力電力増幅器モジュール（ＨＰＡ＿ＭＬ）の高出力電力増幅器ＨＰＡ２で電力増幅される。高出力電力増幅器ＨＰＡ２のＲＦ出力は、ローパスフィルタＬＰＦ２を経由してアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の送信端子Ｔｘ２に供給される。送信端子Ｔｘ２に供給されたＧＳＭ８５０のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ ９００とは共通の入出力端子Ｉ／Ｏを介して送受信用アンテナＡＮＴから送信されることができる。
【０１４５】
送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＧＳＭ８５０のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ ９００とは、アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の受信端子Ｒｘ２から得られるＧＳＭ８５０のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ ８５０とＧＳＭ９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ ９００とは表面弾性波フィルタＳＡＷ３を介してＲＦ ＩＣの低雑音増幅器ＬＮＡ１、２で増幅される。その後、これらのＲＦ受信信号は、受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵに供給される。受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵでは、ＧＳＭ８５０のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ ８５０またはＧＳＭ９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ ９００から受信ベースバンド信号ＲｘＤＢＩ、Ｑへの周波数ダウンコンバージョンが行われる。
【０１４６】
ＧＳＭ８５０の送受信モードでは、アンテナスイッチＭＭＩＣは制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ２との接続によるＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ ８５０の送信と入出力端子Ｉ／Ｏとの受信端子Ｒｘ２との接続によるＲＦ受信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ ８５０の受信とを時分割で行う。同様に、ＧＳＭ９００の送受信モードでも、アンテナスイッチＭＭＩＣ（は制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ２との接続によるＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＧＳＭ ９００の送信と入出力端子Ｉ／Ｏとの受信端子Ｒｘ２との接続によるＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＧＳＭ ９００の受信とを時分割で行う。
【０１４７】
≪ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００による送受信動作≫
ＢＢ＿ＬＳＩからの送信ベースバンド信号ＴｘＤＢＩ、ＱがＤＣＳ１８００のバンドに周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。この場合には、ＲＦ ＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号ＳをＤＣＳ１８００のバンドへの周波数アップコンバージョンを行って、ＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＤＣＳ１８００が生成される。ＢＢ＿ＬＳＩからの送信ベースバンド信号がＰＣＳ１９００のバンドに周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。この場合には、ＲＦ ＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号をＰＣＳ１９００のバンドへの周波数アップコンバージョンを行って、ＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＰＣＳ１９００が生成される。ＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＰＣＳ１９００とは、高出力電力増幅器モジュール（ＨＰＡ＿ＭＬ）の高出力電力増幅器ＨＰＡ１で電力増幅される。高出力電力増幅器ＨＰＡ１のＲＦ出力は、ローパスフィルタＬＰＦ１を経由してアンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の送信端子Ｔｘ１に供給される。送信端子Ｔｘ１に供給されたＤＣＳ１８００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＰＣＳ１９００とは共通の入出力端子Ｉ／Ｏを介して送受信用アンテナＡＮＴから送信されることができる。
【０１４８】
送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＰＣＳ１９００とは、アンテナスイッチＭＭＩＣの共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。アンテナスイッチＭＭＩＣの受信端子Ｒｘ３から得られるＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＤＣＳ１８００は表面弾性波フィルタＳＡＷ２を介してＲＦ ＩＣ（ＲＦ＿ＩＣ）の低雑音増幅器ＬＮＡ２で増幅される。アンテナスイッチＭＭＩＣ（ＡＮＴ＿ＳＷ）の受信端子Ｒｘ４から得られるＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＰＣＳ１９００は表面弾性波フィルタＳＡＷ１を介してＲＦ ＩＣの低雑音増幅器ＬＮＡ１で増幅される。その後、ＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＤＣＳ１８００とＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＰＣＳ１９００は、受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵに供給される。受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵでは、ＤＣＳ１８００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＤＣＳ１８００またはＰＣＳ１９００のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＰＣＳ１９００から受信ベースバンド信号ＲｘＤＢＩ、Ｑへの周波数ダウンコンバージョンが行われる。
【０１４９】
ＤＣＳ１８００の送受信モードでは、アンテナスイッチＭＭＩＣは制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ１との接続によるＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＤＣＳ１８００の送信と入出力端子Ｉ／Ｏとの受信端子Ｒｘ３との接続によるＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＤＣＳ１８００の受信とを時分割で行う。同様に、ＰＣＳ１９００の送受信モードでも、アンテナスイッチＭＭＩＣは制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送信端子Ｔｘ１との接続によるＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＰＣＳ１９００の送信と入出力端子Ｉ／Ｏとの受信端子Ｒｘ４との接続によるＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＰＣＳ１９００の受信とを時分割で行う。
【０１５０】
≪ＷＣＤＭＡによる送受信動作≫
ベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）からの送信ベースバンド信号ＴｘＤＢＩ、Ｑが、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１またはＢａｎｄ２に周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。この場合には、ＲＦ ＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号をＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１またはＢａｎｄ２への周波数アップコンバージョンを行う。ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１またはＢａｎｄ２のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄ１、２は、高出力電力増幅器Ｗ＿ＰＡ１で電力増幅され、デュープレクサＤＵＰ１を経由してアンテナスイッチＭＭＩＣの送受信端子ＴＲｘ１に供給される。送受信端子ＴＲｘ１に供給されたＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１またはＢａｎｄ２のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄ１、２は、共通の入出力端子Ｉ／Ｏを介して送受信用アンテナＡＮＴから送信されることができる。
【０１５１】
ＷＣＤＭＡ方式では、コード分割により送信動作と受信動作とが並列に処理されることができる。すなわち、送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１またはＢａｎｄ２のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄ１、２は、アンテナスイッチＭＭＩＣの共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。アンテナスイッチＭＭＩＣの送受信端子ＴＲｘ１から得られるＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１またはＢａｎｄ２のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄ１、２はデュープレクサＤＵＰ１を経由してＲＦ ＩＣの低雑音増幅器ＬＮＡ５で増幅され、その後、受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵに供給される。受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵでは、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１またはＢａｎｄ２のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄ１、２から受信ベースバンド信号ＲｘＤＢＩ、Ｑへの周波数ダウンコンバージョンが行われる。ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ１、２による送信と受信との並列処理モードでは、アンテナスイッチＭＭＩＣは制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送受信端子ＴＲｘ１との間の定常接続によりＲＦ送信信号の送信とＲＦ受信信号の受信とを並列して行う。
【０１５２】
ベースバンド信号処理ＬＳＩ（ＢＢ＿ＬＳＩ）からの送信ベースバンド信号ＴｘＤＢＩ、ＱがＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５に周波数アップコンバージョンされるべき場合を想定する。この場合には、ＲＦ ＩＣの送信信号処理ユニットＴｘ＿ＳＰＵは送信ベースバンド信号ＴｘＤＢＩ、ＱをＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５への周波数アップコンバージョンを行う。ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄ５は、高出力電力増幅器Ｗ＿ＰＡ２で電力増幅され、デュープレクサＤＵＰ２を経由してアンテナスイッチＭＭＩＣの送受信端子ＴＲｘ５に供給される。送受信端子ＴＲｘ５に供給されたＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５のＲＦ送信信号Ｔｘ＿ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄ５は、共通の入出力端子Ｉ／Ｏを介して送受信用アンテナＡＮＴから送信されることができる。
【０１５３】
送受信用アンテナＡＮＴで受信されたＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄ５は、アンテナスイッチＭＭＩＣの共通の入出力端子Ｉ／Ｏに供給される。アンテナスイッチＭＭＩＣの送受信端子ＴＲｘ５から得られるＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄ５はデュープレクサＤＵＰ２を経由してＲＦ ＩＣの低雑音増幅器ＬＮＡ６で増幅される。低雑音増幅器ＬＮＡ６の増幅信号は、受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵに供給される。受信信号処理ユニットＲｘ＿ＳＰＵでは、ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５のＲＦ受信信号Ｒｘ＿ＷＣＤＭＡ Ｂａｎｄ５から受信ベースバンド信号ＲｘＤＢＩ、Ｑへの周波数ダウンコンバージョンが行われる。
【０１５４】
ＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５による送信とＷＣＤＭＡ方式のＢａｎｄ５による受信との並列処理モードでは、アンテナスイッチＭＭＩＣは制御信号Ｂ．Ｂ＿Ｃｎｔに応答して入出力端子Ｉ／Ｏと送受信端子ＴＲｘ５との間の定常接続によりＲＦ送信信号の送信とＲＦ受信信号の受信とを並列して行う。
【０１５５】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
【０１５６】
例えば、図４のＲＦ ＩＣで受信ミキサ３、４は、低雑音増幅器１のＲＦ増幅信号をＩ相とＱ相のベースバンド信号に変換するダイレクトダウンコンバージョン方式に限定されるものではない。図４のＲＦ ＩＣで受信ミキサ３、４は、前記特許文献２と同様に、ＲＦ受信信号を低ＩＦ（低い中間周波数信号）に変換する方式とすることもできる。
【０１５７】
また、図４のＲＦ ＩＣで校正モードの間に可変利得増幅器７、８のＤＣオフセット電圧を校正することもできる。また、その間に、ローパスフィルタ５、６、１１、１２のカットオフ周波数を校正することもできる。
【０１５８】
また、上記の実施形態ではベースバンド信号処理ＬＳＩとアプリケーションプロセッサとはそれぞれ別の半導体チップで構成されていたが、別な実施形態ではアプリケーションプロセッサがベースバンド信号処理ＬＳＩの半導体チップに統合された統合ワンチップとされることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１５９】
【図１】図１は、本発明者等によって本発明に先立って開発されたＲＦ ＩＣを示すブロック図である。
【図２】図２はＩ、Ｑベースバンド信号の振幅と位相にミスマッチが付加された場合のコンスタレーション劣化を示す図である。
【図３】図３は、ＵＭＴＳ規格におけるＷＣＤＭＡ方式のバンド１、バンド２、バンド５の送受信帯域を示す図である。
【図４】図４は、本発明の１つの実施形態によるＲＦ ＩＣを示すブロック図である。
【図５】図５は、本発明の他の１つの実施形態によるＲＦ ＩＣを示すブロック図である。
【図６】図６は、本発明の更に他の１つの実施形態によるＲＦ ＩＣを示すブロック図である。
【図７】図７は、本発明の更に他の１つの実施形態によるＲＦ ＩＣを示すブロック図である。
【図８】図８は、本発明の他の１つの実施形態によるＲＦ ＩＣを示すブロック図である。
【図９】図９は、上記で説明した本発明の種々の実施形態によるＲＦ ＩＣと、アンテナスイッチＭＭＩＣとＲＦ電力増幅器とを内蔵したＲＦモジュールと、ベースバンド信号処理ＬＳＩとを搭載した携帯電話の構成を示すブロック図である。
【図１０】図１０は、各種の通信方式の送受信帯域を示す図である。
【図１１】図１１は、図８に示した他方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭの一例を示すブロック図である。
【図１２】図１２は、図８に示した他方式送信回路ＴＸ＿ＳＰＵ＿ＧＳＭの他の一例を示すブロック図である。
【図１３】図１３は、図４に示すＲＦ ＩＣの受信誤差校正回路１３の一例を示すブロック図である。
【図１４】図１４は、図４に示すＲＦ ＩＣの受信誤差校正回路１３の他の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【０１６０】
ＲＦ ＩＣ 通信用半導体集積回路
１ 低雑音増幅器
２５ バンドパスフィルタ
２ スイッチ
３、４ 受信ミキサ
５、６ ローパスフィルタ
７、８ 可変利得増幅器
９、１０ Ａ／Ｄ変換器
１１、１２ ローパスフィルタ
１３ 受信誤差校正回路
１４ 受信系ディジタルインターフェース
１６ ゲインコントロール回路
１７ ９０度位相シフタ
１８ 分周器
１９ 受信用電圧制御発振器（Ｒｘ−ＶＣＯ）
２０ テスト信号生成ミキサ
２１ 分周器
２２ 送信用電圧制御発振器（Ｔｘ−ＶＣＯ）
２３ ディジタルインターフェース用電圧制御発振器（ＩＮＴ−ＶＣＯ）
２４ 分周器
２６ 可変利得増幅器
２７ 加算器
２８、２９ 送信ミキサ
３０ ９０度位相シフタ
３１、３２ 可変利得増幅器
３３、３４ Ｄ／Ａ変換器
３５、３６ ローパスフィルタ
３７ 送信系ディジタルインターフェース
３８ ゲインコントロール回路
１５ 周波数マルチプライヤ
４０ システム基準電圧制御発振器（ＤＣＸ−ＶＣＯ）
４２ フラクショナル分周器
４１ バンドパスフィルタ
４３ トリガ制御回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信端末に搭載されて、基地局とマルチバンド無線周波数通信を行う機能を有する通信用半導体集積回路は、低雑音増幅器、受信ミキサ、受信用電圧制御発振器、復調信号処理回路、受信誤差校正回路を含み、
前記低雑音増幅器は、前記無線通信端末のアンテナにより受信されるＲＦ受信信号を増幅して、
前記受信ミキサの一方の入力端子には前記低雑音増幅器のＲＦ増幅信号が供給され、
前記受信ミキサの他方の入力端子には前記受信用電圧制御発振器の発振出力に応答した受信用ローカル信号が供給され、
前記復調信号処理回路は、前記受信ミキサの出力端子の直交復調受信信号を処理して、
前記集積回路の受信モードで、前記受信ミキサと前記復調信号処理回路とより、前記マルチバンド無線周波数通信の複数の周波数バンドで最高の周波数を有する最高周波数バンドのＲＦ受信信号が処理可能となっており、
前記受信誤差校正回路は、前記集積回路の校正モードにおいて、前記復調信号処理回路の出力端子の直交復調受信信号の誤差を校正して、
前記集積回路は、更に変調信号処理回路、送信ミキサ、送信用電圧制御発振器を含み、
前記変調信号処理回路は、直交送信信号を処理して、
前記送信ミキサの一方の入力端子には前記変調信号処理回路の直交送信出力信号が供給され、前記送信ミキサの他方の入力端子には前記送信用電圧制御発振器の発振出力に応答した送信用ローカル信号が供給され、
前記集積回路の送信モードで、前記送信用電圧制御発振器の発振出力に応答して前記送信ミキサの出力より、前記マルチバンド無線周波数通信の前記最高周波数バンドのＲＦ送信信号が生成可能となっており、
前記集積回路は、前記集積回路の前記校正モードにおいて前記受信誤差校正回路による誤差校正のためＲＦテスト信号を生成して前記ＲＦテスト信号を前記受信ミキサの前記一方の入力端子に供給するＲＦテスト信号生成ユニットを更に含み、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号を利用して前記ＲＦテスト信号を生成して、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットから生成される前記ＲＦテスト信号は、前記マルチバンド無線周波数通信の前記複数の周波数バンドで前記最高周波数バンドの前記ＲＦ送信信号の周波数よりも高い周波数の前記ＲＦ受信信号のＲＦ受信周波数バンド内の周波数を有することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記マルチバンド無線周波数通信の前記最高周波数バンドの前記Ｒ受信信号の周波数と前記ＲＦ送信信号の周波数とはそれぞれＷＣＤＭＡ方式の略２１１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚと略１９２０ＭＨｚ〜１９０ＭＨｚとに設定されている通信用半導体集積回路。
【請求項３】
請求項２において、
前記集積回路は、他の低雑音増幅器、他の受信ミキサ、他の復調信号処理回路を更に含み、
前記他の低雑音増幅器は、前記無線通信端末の前記アンテナにより受信されるＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式のＲＦ受信信号を増幅することが可能に構成され、
前記他の受信ミキサの一方の入力端子には、前記他の低雑音増幅器のＲＦ増幅信号が供給され、
前記他の受信ミキサの他方の入力端子には前記受信用電圧制御発振器の発振出力に応答した受信用ローカル信号が供給され、
前記他の復調信号処理回路は、前記他の受信ミキサの出力端子の他の直交復調受信信号を処理して、
前記集積回路の受信モードで、前記他の受信ミキサと前記他の復調信号処理回路とより、前記ＰＣＳ１９００の方式のＲＦ受信信号が処理可能となっており、
前記受信誤差校正回路は、前記集積回路の校正モードにおいて、前記他の復調信号処理回路の出力端子の直交復調受信信号の誤差を校正して、
前記集積回路は、更に他の送信ミキサ、送信系オフセットＰＬＬ回路を含み、
前記変調信号処理回路は、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式の直交送信信号を処理することが可能に構成され、
前記他の送信ミキサの一方の入力端子には前記変調信号処理回路のＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式の直交送信出力信号が供給され、前記他の送信ミキサの他方の入力端子には中間周波信号が供給され、前記他の送信ミキサの出力の中間周波送信信号は前記送信系オフセットＰＬＬ回路の入力に供給され、
前記集積回路の前記送信モードで、前記送信系オフセットＰＬＬ回路の出力よりＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式のＲＦ送信信号が生成可能となっており、
前記集積回路の前記校正モードにおいて前記ＲＦテスト信号生成ユニットから生成されるＰＣＳ１９００の方式のＲＦ受信信号の周波数の略１９３０ＭＨｚ〜１９９０ＭＨｚの周波数を有する前記ＲＦテスト信号が受信ミキサの前記一方の入力端子に供給されることを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項４】
請求項３において、
前記変調信号処理回路は位相変調ともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式に対応するポーラループ方式とポーラモジュレータ方式のいずれかの方式で構成され、
前記送信系オフセットＰＬＬ回路は、前記いずれかの方式の位相変調のための位相ループと前記いずれかの方式の振幅変調のための振幅ループとを含むことを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項５】
請求項３において、
前記集積回路の前記復調信号処理回路は、前記受信ミキサの前記出力端子の前記直交復調受信信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を含み、
前記集積回路の前記変調信号処理回路は、前記変調信号処理回路の直交送信出力信号をディジタル信号からアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器を含み、
前記集積回路は、ベースバンド信号処理を行うＬＳＩへディジタル信号の前記直交復調受信信号を出力する一方、前記ＬＳＩからディジタル信号の直交送信出力信号が供給されるディジタルインターフェースを含み、
前記集積回路は、前記ディジタルインターフェースに供給するディジタルインターフェース基準信号を生成するディジタルインターフェース基準信号生成ユニットを更に含み、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号と前記ディジタルインターフェース信号生成ユニットの出力信号とを利用して前記ＲＦテスト信号を生成することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項６】
請求項３において、
前記集積回路は、前記受信用ローカル信号と前記送信用ローカル信号とを生成する際のシステム基準信号を生成するシステム基準電圧制御発振器を更に含み、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号と前記システム基準電圧制御発振器の発振出力信号とを利用して前記ＲＦテスト信号を生成することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項７】
請求項３において、
前記集積回路は、分周数が分数を含み前記送信用電圧制御発振器の出力に入力が接続されたフラクショナル分周器を更に含み、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号が前記入力に供給された前記フラクショナル分周器の出力から前記ＲＦテスト信号を生成することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項８】
請求項３において、
前記集積回路は、前記校正モードで前記送信用電圧制御発振器を制御する制御回路を更に含み、
前記校正モードでは前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号の周波数は、前記マルチバンド無線周波数通信の前記複数の周波数バンドのいずれの周波数バンドでの前記集積回路の送信モードでの前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号の周波数よりも低く制御され、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記制御回路によって制御された前記送信用電圧制御発振器の前記校正モードでの前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号を前記ＲＦテスト信号として生成することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項９】
無線通信端末に搭載されて、基地局とマルチバンド無線周波数通信を行う機能を有し、ベースバンド信号処理を行うＬＳＩからの直交送信信号からＲＦ送信信号への周波数アップコンバージョンを送信ミキサで行い、アンテナで受信されるＲＦ受信信号から直交復調受信信号への周波数ダウンコンバージョンを受信ミキサで行い、前記周波数アップコンバージョンでは送信用電圧制御発振器の出力に応答した送信用ローカル信号が前記送信ミキサに供給され、前記周波数ダウンコンバージョンでは受信用電圧制御発振器の出力に応答した受信用ローカル信号が前記受信ミキサに供給され、前記受信ミキサの出力から復調信号処理回路により直交復調受信出力信号が形成される通信用半導体集積回路であって、
前記集積回路の校正モードにおいてＲＦテスト信号を生成して前記受信ミキサに供給するＲＦテスト信号生成ユニットと、
前記集積回路の前記校正モードにおいて前記ＲＦテスト信号が供給された前記受信ミキサの出力に応答する前記復調信号処理回路よりの前記直交復調受信出力信号の誤差を校正して、それにより前記集積回路の受信モードで前記ＲＦ受信信号に応答する前記受信ミキサの出力に応答する前記復調信号処理回路よりの前記直交復調受信出力信号の誤差を減少する受信誤差校正回路とを含み、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号を利用して前記ＲＦテスト信号を生成して、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットから生成される前記ＲＦテスト信号は、前記マルチバンド無線周波数通信の複数の周波数バンドで最高周波数バンドのＲＦ送信信号の周波数よりも高い周波数の前記ＲＦ受信信号のＲＦ受信周波数バンド内の周波数を有することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項１０】
請求項９において、
前記集積回路は、低雑音増幅器を更に含み、
前記低雑音増幅器は、前記アンテナにより受信される前記ＲＦ受信信号を増幅して、
前記受信ミキサの一方の入力端子には前記低雑音増幅器のＲＦ増幅信号が供給され、
前記受信ミキサの他方の入力端子には前記受信用電圧制御発振器の発振出力に応答した前記受信用ローカル信号が供給され、
前記復調信号処理回路は、前記受信ミキサの出力端子の直交復調受信信号を処理して、
前記集積回路の受信モードで、前記受信ミキサと前記復調信号処理回路とより、前記マルチバンド無線周波数通信の前記最高周波数バンドのＲＦ受信信号が処理可能となっており、
前記集積回路は、更に変調信号処理回路を含み、
前記変調信号処理回路は、前記直交送信信号を処理して、
前記送信ミキサの一方の入力端子には前記変調信号処理回路の直交送信出力信号が供給され、前記送信ミキサの他方の入力端子には前記送信用電圧制御発振器の発振出力に応答した前記送信用ローカル信号が供給され、
前記集積回路の送信モードで、前記送信用電圧制御発振器の発振出力に応答して前記送信ミキサの出力より、前記マルチバンド無線周波数通信の前記最高周波数バンドのＲＦ送信信号が生成可能となっていることを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項１１】
請求項１０において、
前記マルチバンド無線周波数通信の前記最高周波数バンドの前記Ｒ受信信号の周波数と前記ＲＦ送信信号の周波数とはそれぞれＷＣＤＭＡ方式の略２１１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚと略１９２０ＭＨｚ〜１９０ＭＨｚとに設定されている通信用半導体集積回路。
【請求項１２】
請求項１０において、
前記集積回路は、他の低雑音増幅器、他の受信ミキサ、他の復調信号処理回路を更に含み、
前記他の低雑音増幅器は、前記無線通信端末の前記アンテナにより受信されるＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式のＲＦ受信信号を増幅することが可能に構成され、
前記他の受信ミキサの一方の入力端子には、前記他の低雑音増幅器のＲＦ増幅信号が供給され、
前記他の受信ミキサの他方の入力端子には前記受信用電圧制御発振器の発振出力に応答した受信用ローカル信号が供給され、
前記他の復調信号処理回路は、前記他の受信ミキサの出力端子の他の直交復調受信信号を処理して、
前記集積回路の受信モードで、前記他の受信ミキサと前記他の復調信号処理回路とより、前記ＰＣＳ１９００の方式のＲＦ受信信号が処理可能となっており、
前記受信誤差校正回路は、前記集積回路の校正モードにおいて、前記他の復調信号処理回路の出力端子の直交復調受信信号の誤差を校正して、
前記集積回路は、更に他の送信ミキサ、送信系オフセットＰＬＬ回路を含み、
前記変調信号処理回路は、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式の直交送信信号を処理することが可能に構成され、
前記他の送信ミキサの一方の入力端子には前記変調信号処理回路のＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式の直交送信出力信号が供給され、前記他の送信ミキサの他方の入力端子には中間周波信号が供給され、前記他の送信ミキサの出力の中間周波送信信号は前記送信系オフセットＰＬＬ回路の入力に供給され、
前記集積回路の前記送信モードで、前記送信系オフセットＰＬＬ回路の出力よりＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式のＲＦ送信信号が生成可能となっており、
前記集積回路の前記校正モードにおいて前記ＲＦテスト信号生成ユニットから生成されるＰＣＳ１９００の方式のＲＦ受信信号の周波数の略１９３０ＭＨｚ〜１９９０ＭＨｚの周波数を有する前記ＲＦテスト信号が受信ミキサの前記一方の入力端子に供給されることを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項１３】
請求項１２において、
前記変調信号処理回路は位相変調ともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式に対応するポーラループ方式とポーラモジュレータ方式のいずれかの方式で構成され、
前記送信系オフセットＰＬＬ回路は、前記いずれかの方式の位相変調のための位相ループと前記いずれかの方式の振幅変調のための振幅ループとを含むことを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項１４】
請求項１２において、
前記集積回路の前記復調信号処理回路は、前記受信ミキサの前記出力端子の前記直交復調受信信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を含み、
前記集積回路の前記変調信号処理回路は、前記変調信号処理回路の直交送信出力信号をディジタル信号からアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器を含み、
前記集積回路は、ベースバンド信号処理を行うＬＳＩへディジタル信号の前記直交復調受信信号を出力する一方、前記ＬＳＩからディジタル信号の直交送信出力信号が供給されるディジタルインターフェースを含み、
前記集積回路は、前記ディジタルインターフェースに供給するディジタルインターフェース基準信号を生成するディジタルインターフェース基準信号生成ユニットを更に含み、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号と前記ディジタルインターフェース信号生成ユニットの出力信号とを利用して前記ＲＦテスト信号を生成することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項１５】
請求項１２において、
前記集積回路は、前記受信用ローカル信号と前記送信用ローカル信号とを生成する際のシステム基準信号を生成するシステム基準電圧制御発振器を更に含み、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号と前記システム基準電圧制御発振器の発振出力信号とを利用して前記ＲＦテスト信号を生成することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項１６】
請求項１２において、
前記集積回路は、分周数が分数を含み前記送信用電圧制御発振器の出力に入力が接続されたフラクショナル分周器を更に含み、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号が前記入力に供給された前記フラクショナル分周器の出力から前記ＲＦテスト信号を生成することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項１７】
請求項１２において、
前記集積回路は、前記校正モードで前記送信用電圧制御発振器を制御する制御回路を更に含み、
前記校正モードでは前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号の周波数は、前記マルチバンド無線周波数通信の前記複数の周波数バンドのいずれの周波数バンドでの前記集積回路の送信モードでの前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号の周波数よりも低く制御され、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記制御回路によって制御された前記送信用電圧制御発振器の前記校正モードでの前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号を前記ＲＦテスト信号として生成することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項１８】
ベースバンド信号処理を行うＬＳＩと、
前記ＬＳＩからの直交送信信号からＲＦ送信信号への周波数アップコンバージョンを送信ミキサで行い、アンテナで受信されるＲＦ受信信号から直交復調受信信号への周波数ダウンコンバージョンを受信ミキサで行う通信用半導体集積回路と、
前記通信用半導体集積回路から生成される前記ＲＦ送信信号を増幅して前記アンテナへ供給する電力増幅器と、
前記アンテナで受信される前記ＲＦ受信信号を前記通信用半導体集積回路に供給するとともに、前記電力増幅器の出力信号を前記アンテナへ供給するアンテナスイッチ半導体集積回路とを含み、基地局とマルチバンド無線周波数通信を行う機能を有する無線通信端末装置であって、
前記通信用半導体集積回路は、請求項３に記載の通信用半導体集積回路と請求項１２に記載の通信用半導体集積回路とのいずれかであることを特徴とする無線通信端末装置。
【請求項１】
無線通信端末に搭載されて、基地局とマルチバンド無線周波数通信を行う機能を有する通信用半導体集積回路は、低雑音増幅器、受信ミキサ、受信用電圧制御発振器、復調信号処理回路、受信誤差校正回路を含み、
前記低雑音増幅器は、前記無線通信端末のアンテナにより受信されるＲＦ受信信号を増幅して、
前記受信ミキサの一方の入力端子には前記低雑音増幅器のＲＦ増幅信号が供給され、
前記受信ミキサの他方の入力端子には前記受信用電圧制御発振器の発振出力に応答した受信用ローカル信号が供給され、
前記復調信号処理回路は、前記受信ミキサの出力端子の直交復調受信信号を処理して、
前記集積回路の受信モードで、前記受信ミキサと前記復調信号処理回路とより、前記マルチバンド無線周波数通信の複数の周波数バンドで最高の周波数を有する最高周波数バンドのＲＦ受信信号が処理可能となっており、
前記受信誤差校正回路は、前記集積回路の校正モードにおいて、前記復調信号処理回路の出力端子の直交復調受信信号の誤差を校正して、
前記集積回路は、更に変調信号処理回路、送信ミキサ、送信用電圧制御発振器を含み、
前記変調信号処理回路は、直交送信信号を処理して、
前記送信ミキサの一方の入力端子には前記変調信号処理回路の直交送信出力信号が供給され、前記送信ミキサの他方の入力端子には前記送信用電圧制御発振器の発振出力に応答した送信用ローカル信号が供給され、
前記集積回路の送信モードで、前記送信用電圧制御発振器の発振出力に応答して前記送信ミキサの出力より、前記マルチバンド無線周波数通信の前記最高周波数バンドのＲＦ送信信号が生成可能となっており、
前記集積回路は、前記集積回路の前記校正モードにおいて前記受信誤差校正回路による誤差校正のためＲＦテスト信号を生成して前記ＲＦテスト信号を前記受信ミキサの前記一方の入力端子に供給するＲＦテスト信号生成ユニットを更に含み、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号を利用して前記ＲＦテスト信号を生成して、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットから生成される前記ＲＦテスト信号は、前記マルチバンド無線周波数通信の前記複数の周波数バンドで前記最高周波数バンドの前記ＲＦ送信信号の周波数よりも高い周波数の前記ＲＦ受信信号のＲＦ受信周波数バンド内の周波数を有することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記マルチバンド無線周波数通信の前記最高周波数バンドの前記Ｒ受信信号の周波数と前記ＲＦ送信信号の周波数とはそれぞれＷＣＤＭＡ方式の略２１１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚと略１９２０ＭＨｚ〜１９０ＭＨｚとに設定されている通信用半導体集積回路。
【請求項３】
請求項２において、
前記集積回路は、他の低雑音増幅器、他の受信ミキサ、他の復調信号処理回路を更に含み、
前記他の低雑音増幅器は、前記無線通信端末の前記アンテナにより受信されるＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式のＲＦ受信信号を増幅することが可能に構成され、
前記他の受信ミキサの一方の入力端子には、前記他の低雑音増幅器のＲＦ増幅信号が供給され、
前記他の受信ミキサの他方の入力端子には前記受信用電圧制御発振器の発振出力に応答した受信用ローカル信号が供給され、
前記他の復調信号処理回路は、前記他の受信ミキサの出力端子の他の直交復調受信信号を処理して、
前記集積回路の受信モードで、前記他の受信ミキサと前記他の復調信号処理回路とより、前記ＰＣＳ１９００の方式のＲＦ受信信号が処理可能となっており、
前記受信誤差校正回路は、前記集積回路の校正モードにおいて、前記他の復調信号処理回路の出力端子の直交復調受信信号の誤差を校正して、
前記集積回路は、更に他の送信ミキサ、送信系オフセットＰＬＬ回路を含み、
前記変調信号処理回路は、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式の直交送信信号を処理することが可能に構成され、
前記他の送信ミキサの一方の入力端子には前記変調信号処理回路のＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式の直交送信出力信号が供給され、前記他の送信ミキサの他方の入力端子には中間周波信号が供給され、前記他の送信ミキサの出力の中間周波送信信号は前記送信系オフセットＰＬＬ回路の入力に供給され、
前記集積回路の前記送信モードで、前記送信系オフセットＰＬＬ回路の出力よりＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式のＲＦ送信信号が生成可能となっており、
前記集積回路の前記校正モードにおいて前記ＲＦテスト信号生成ユニットから生成されるＰＣＳ１９００の方式のＲＦ受信信号の周波数の略１９３０ＭＨｚ〜１９９０ＭＨｚの周波数を有する前記ＲＦテスト信号が受信ミキサの前記一方の入力端子に供給されることを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項４】
請求項３において、
前記変調信号処理回路は位相変調ともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式に対応するポーラループ方式とポーラモジュレータ方式のいずれかの方式で構成され、
前記送信系オフセットＰＬＬ回路は、前記いずれかの方式の位相変調のための位相ループと前記いずれかの方式の振幅変調のための振幅ループとを含むことを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項５】
請求項３において、
前記集積回路の前記復調信号処理回路は、前記受信ミキサの前記出力端子の前記直交復調受信信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を含み、
前記集積回路の前記変調信号処理回路は、前記変調信号処理回路の直交送信出力信号をディジタル信号からアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器を含み、
前記集積回路は、ベースバンド信号処理を行うＬＳＩへディジタル信号の前記直交復調受信信号を出力する一方、前記ＬＳＩからディジタル信号の直交送信出力信号が供給されるディジタルインターフェースを含み、
前記集積回路は、前記ディジタルインターフェースに供給するディジタルインターフェース基準信号を生成するディジタルインターフェース基準信号生成ユニットを更に含み、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号と前記ディジタルインターフェース信号生成ユニットの出力信号とを利用して前記ＲＦテスト信号を生成することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項６】
請求項３において、
前記集積回路は、前記受信用ローカル信号と前記送信用ローカル信号とを生成する際のシステム基準信号を生成するシステム基準電圧制御発振器を更に含み、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号と前記システム基準電圧制御発振器の発振出力信号とを利用して前記ＲＦテスト信号を生成することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項７】
請求項３において、
前記集積回路は、分周数が分数を含み前記送信用電圧制御発振器の出力に入力が接続されたフラクショナル分周器を更に含み、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号が前記入力に供給された前記フラクショナル分周器の出力から前記ＲＦテスト信号を生成することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項８】
請求項３において、
前記集積回路は、前記校正モードで前記送信用電圧制御発振器を制御する制御回路を更に含み、
前記校正モードでは前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号の周波数は、前記マルチバンド無線周波数通信の前記複数の周波数バンドのいずれの周波数バンドでの前記集積回路の送信モードでの前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号の周波数よりも低く制御され、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記制御回路によって制御された前記送信用電圧制御発振器の前記校正モードでの前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号を前記ＲＦテスト信号として生成することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項９】
無線通信端末に搭載されて、基地局とマルチバンド無線周波数通信を行う機能を有し、ベースバンド信号処理を行うＬＳＩからの直交送信信号からＲＦ送信信号への周波数アップコンバージョンを送信ミキサで行い、アンテナで受信されるＲＦ受信信号から直交復調受信信号への周波数ダウンコンバージョンを受信ミキサで行い、前記周波数アップコンバージョンでは送信用電圧制御発振器の出力に応答した送信用ローカル信号が前記送信ミキサに供給され、前記周波数ダウンコンバージョンでは受信用電圧制御発振器の出力に応答した受信用ローカル信号が前記受信ミキサに供給され、前記受信ミキサの出力から復調信号処理回路により直交復調受信出力信号が形成される通信用半導体集積回路であって、
前記集積回路の校正モードにおいてＲＦテスト信号を生成して前記受信ミキサに供給するＲＦテスト信号生成ユニットと、
前記集積回路の前記校正モードにおいて前記ＲＦテスト信号が供給された前記受信ミキサの出力に応答する前記復調信号処理回路よりの前記直交復調受信出力信号の誤差を校正して、それにより前記集積回路の受信モードで前記ＲＦ受信信号に応答する前記受信ミキサの出力に応答する前記復調信号処理回路よりの前記直交復調受信出力信号の誤差を減少する受信誤差校正回路とを含み、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号を利用して前記ＲＦテスト信号を生成して、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットから生成される前記ＲＦテスト信号は、前記マルチバンド無線周波数通信の複数の周波数バンドで最高周波数バンドのＲＦ送信信号の周波数よりも高い周波数の前記ＲＦ受信信号のＲＦ受信周波数バンド内の周波数を有することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項１０】
請求項９において、
前記集積回路は、低雑音増幅器を更に含み、
前記低雑音増幅器は、前記アンテナにより受信される前記ＲＦ受信信号を増幅して、
前記受信ミキサの一方の入力端子には前記低雑音増幅器のＲＦ増幅信号が供給され、
前記受信ミキサの他方の入力端子には前記受信用電圧制御発振器の発振出力に応答した前記受信用ローカル信号が供給され、
前記復調信号処理回路は、前記受信ミキサの出力端子の直交復調受信信号を処理して、
前記集積回路の受信モードで、前記受信ミキサと前記復調信号処理回路とより、前記マルチバンド無線周波数通信の前記最高周波数バンドのＲＦ受信信号が処理可能となっており、
前記集積回路は、更に変調信号処理回路を含み、
前記変調信号処理回路は、前記直交送信信号を処理して、
前記送信ミキサの一方の入力端子には前記変調信号処理回路の直交送信出力信号が供給され、前記送信ミキサの他方の入力端子には前記送信用電圧制御発振器の発振出力に応答した前記送信用ローカル信号が供給され、
前記集積回路の送信モードで、前記送信用電圧制御発振器の発振出力に応答して前記送信ミキサの出力より、前記マルチバンド無線周波数通信の前記最高周波数バンドのＲＦ送信信号が生成可能となっていることを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項１１】
請求項１０において、
前記マルチバンド無線周波数通信の前記最高周波数バンドの前記Ｒ受信信号の周波数と前記ＲＦ送信信号の周波数とはそれぞれＷＣＤＭＡ方式の略２１１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚと略１９２０ＭＨｚ〜１９０ＭＨｚとに設定されている通信用半導体集積回路。
【請求項１２】
請求項１０において、
前記集積回路は、他の低雑音増幅器、他の受信ミキサ、他の復調信号処理回路を更に含み、
前記他の低雑音増幅器は、前記無線通信端末の前記アンテナにより受信されるＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式のＲＦ受信信号を増幅することが可能に構成され、
前記他の受信ミキサの一方の入力端子には、前記他の低雑音増幅器のＲＦ増幅信号が供給され、
前記他の受信ミキサの他方の入力端子には前記受信用電圧制御発振器の発振出力に応答した受信用ローカル信号が供給され、
前記他の復調信号処理回路は、前記他の受信ミキサの出力端子の他の直交復調受信信号を処理して、
前記集積回路の受信モードで、前記他の受信ミキサと前記他の復調信号処理回路とより、前記ＰＣＳ１９００の方式のＲＦ受信信号が処理可能となっており、
前記受信誤差校正回路は、前記集積回路の校正モードにおいて、前記他の復調信号処理回路の出力端子の直交復調受信信号の誤差を校正して、
前記集積回路は、更に他の送信ミキサ、送信系オフセットＰＬＬ回路を含み、
前記変調信号処理回路は、ＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式の直交送信信号を処理することが可能に構成され、
前記他の送信ミキサの一方の入力端子には前記変調信号処理回路のＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式の直交送信出力信号が供給され、前記他の送信ミキサの他方の入力端子には中間周波信号が供給され、前記他の送信ミキサの出力の中間周波送信信号は前記送信系オフセットＰＬＬ回路の入力に供給され、
前記集積回路の前記送信モードで、前記送信系オフセットＰＬＬ回路の出力よりＧＳＭ８５０、ＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００のいずれの方式のＲＦ送信信号が生成可能となっており、
前記集積回路の前記校正モードにおいて前記ＲＦテスト信号生成ユニットから生成されるＰＣＳ１９００の方式のＲＦ受信信号の周波数の略１９３０ＭＨｚ〜１９９０ＭＨｚの周波数を有する前記ＲＦテスト信号が受信ミキサの前記一方の入力端子に供給されることを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項１３】
請求項１２において、
前記変調信号処理回路は位相変調ともに振幅変調を使用するＥＤＧＥ方式に対応するポーラループ方式とポーラモジュレータ方式のいずれかの方式で構成され、
前記送信系オフセットＰＬＬ回路は、前記いずれかの方式の位相変調のための位相ループと前記いずれかの方式の振幅変調のための振幅ループとを含むことを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項１４】
請求項１２において、
前記集積回路の前記復調信号処理回路は、前記受信ミキサの前記出力端子の前記直交復調受信信号をアナログ信号からディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を含み、
前記集積回路の前記変調信号処理回路は、前記変調信号処理回路の直交送信出力信号をディジタル信号からアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器を含み、
前記集積回路は、ベースバンド信号処理を行うＬＳＩへディジタル信号の前記直交復調受信信号を出力する一方、前記ＬＳＩからディジタル信号の直交送信出力信号が供給されるディジタルインターフェースを含み、
前記集積回路は、前記ディジタルインターフェースに供給するディジタルインターフェース基準信号を生成するディジタルインターフェース基準信号生成ユニットを更に含み、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号と前記ディジタルインターフェース信号生成ユニットの出力信号とを利用して前記ＲＦテスト信号を生成することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項１５】
請求項１２において、
前記集積回路は、前記受信用ローカル信号と前記送信用ローカル信号とを生成する際のシステム基準信号を生成するシステム基準電圧制御発振器を更に含み、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号と前記システム基準電圧制御発振器の発振出力信号とを利用して前記ＲＦテスト信号を生成することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項１６】
請求項１２において、
前記集積回路は、分周数が分数を含み前記送信用電圧制御発振器の出力に入力が接続されたフラクショナル分周器を更に含み、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号が前記入力に供給された前記フラクショナル分周器の出力から前記ＲＦテスト信号を生成することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項１７】
請求項１２において、
前記集積回路は、前記校正モードで前記送信用電圧制御発振器を制御する制御回路を更に含み、
前記校正モードでは前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号の周波数は、前記マルチバンド無線周波数通信の前記複数の周波数バンドのいずれの周波数バンドでの前記集積回路の送信モードでの前記送信用電圧制御発振器の発振出力信号の周波数よりも低く制御され、
前記校正モードで前記ＲＦテスト信号生成ユニットは、前記制御回路によって制御された前記送信用電圧制御発振器の前記校正モードでの前記送信用電圧制御発振器の前記発振出力信号を前記ＲＦテスト信号として生成することを特徴とする通信用半導体集積回路。
【請求項１８】
ベースバンド信号処理を行うＬＳＩと、
前記ＬＳＩからの直交送信信号からＲＦ送信信号への周波数アップコンバージョンを送信ミキサで行い、アンテナで受信されるＲＦ受信信号から直交復調受信信号への周波数ダウンコンバージョンを受信ミキサで行う通信用半導体集積回路と、
前記通信用半導体集積回路から生成される前記ＲＦ送信信号を増幅して前記アンテナへ供給する電力増幅器と、
前記アンテナで受信される前記ＲＦ受信信号を前記通信用半導体集積回路に供給するとともに、前記電力増幅器の出力信号を前記アンテナへ供給するアンテナスイッチ半導体集積回路とを含み、基地局とマルチバンド無線周波数通信を行う機能を有する無線通信端末装置であって、
前記通信用半導体集積回路は、請求項３に記載の通信用半導体集積回路と請求項１２に記載の通信用半導体集積回路とのいずれかであることを特徴とする無線通信端末装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２００８−１２４９６５（Ｐ２００８−１２４９６５Ａ）
【公開日】平成２０年５月２９日（２００８．５．２９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−３０８８２１（Ｐ２００６−３０８８２１）
【出願日】平成１８年１１月１５日（２００６．１１．１５）
【出願人】（５０３１２１１０３）株式会社ルネサステクノロジ (4,790)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年５月２９日（２００８．５．２９）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年１１月１５日（２００６．１１．１５）
【出願人】（５０３１２１１０３）株式会社ルネサステクノロジ (4,790)
【Ｆターム（参考）】
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