電力変換装置、電力変換システム、およびモータインバータ
【課題】直流出力電圧の検出や推定を実行するための機構や動作を必要とせず、入力される電流波形を歪ませずに、かつ電力変換の効率が十分高くなるように、直流出力電圧の目標値を動的に設定することが容易となる電力変換装置を提供する。
【解決手段】駆動パルス信号に応じてスイッチングを行うスイッチング素子を有し、該スイッチングにより、入力される交流電圧に交流−直流変換を行う変換回路と、前記スイッチング素子の操作量を定める操作信号を生成する操作信号生成部と、前記操作信号を信号波としたパルス幅変調を行い、該操作信号に応じた前記駆動パルス信号を生成するパルス信号生成部と、を備え、前記操作信号生成部は、前記パルス幅変調における変調度を検出し、該変調度の検出値に基づいて前記操作信号を生成する電力変換装置とする。
【解決手段】駆動パルス信号に応じてスイッチングを行うスイッチング素子を有し、該スイッチングにより、入力される交流電圧に交流−直流変換を行う変換回路と、前記スイッチング素子の操作量を定める操作信号を生成する操作信号生成部と、前記操作信号を信号波としたパルス幅変調を行い、該操作信号に応じた前記駆動パルス信号を生成するパルス信号生成部と、を備え、前記操作信号生成部は、前記パルス幅変調における変調度を検出し、該変調度の検出値に基づいて前記操作信号を生成する電力変換装置とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電圧を直流に変換する電力変換装置、ならびに、これを有した電力変換システムおよびモータインバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、交流電圧を直流に変換する電力変換装置が広く利用されている。また電力変換装置の一種として、交流電源にリアクトルを介してＰＷＭブリッジ型変換回路を接続させる構成の高力率コンバータが知られている。
【０００３】
この装置の電力変換回路は、例えばＩＧＢＴ［Insulated Gate Bipolar Transistor］等のスイッチング素子をブリッジ接続し、各スイッチング素子に逆並列にダイオードを接続することによって構成されている。この種の電力変換回路は、単に交流電圧を直流に変換するだけではなく、通常、入力される交流電流の波形を正弦波に近似させる機能、力率を１に近づける機能、および直流出力電圧を目標値（所望値）に制御する機能を有する。
【０００４】
なお直流出力電圧を目標値に制御する手法としては、例えば、直流出力電圧を検出し、この検出結果が目標値に近づくように、各スイッチング素子をフィードバック制御する手法が挙げられる。また特許文献１には、直流出力電圧を検出する代わりに、入力される交流電圧や交流電流に基づいて直流出力電圧を推定するものが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平７−５９３５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
直流出力電圧を目標値に制御する電力変換装置によれば、出来るだけ所望値に近い値の直流出力電圧を得ることが可能である。しかし電力変換装置の主な使用目的が、入力される交流電流の波形を正弦波に近似させたり、力率を１に近づけたりすること等である場合、直流出力電圧の目標値をどのように設定しておくかが問題となる。
【０００７】
ところで、例えば先述した構成の高力率コンバータでは、主回路自体が昇圧型となっている。そのため、入力される交流電流を完全な正弦波にするためには、直流出力電圧は、少なくとも、入力される交流電圧のピーク値以上の値に制御される必要がある。
【０００８】
しかし直流出力電圧の目標値を低く設定し過ぎると、入力される交流電圧の変動などにより、直流出力電圧がこの交流電圧のピーク値より低くなり易くなる。その結果、入力される交流電流のピーク値付近の波形が歪み、高調波電流が増加する。その一方で、直流出力電圧の目標値を高く設定し過ぎると、各スイッチング素子でのスイッチング損失が増大し、電力変換の効率低下を招くことになる。
【０００９】
そのため、入力される電流波形を歪ませないように直流出力電圧の目標値を設定する手法として、（１）入力される交流電圧のピーク値を検出し、このピーク値に一定のマージンを加えた値を、当該目標値に設定する手法や、（２）電力変換の効率は多少犠牲になるが、入力される交流電圧の変動に比べて十分に高いと考えられる値を、当該目標値として固定的に設定しておく手法、などが挙げられる。
【００１０】
しかしこのような手法では、ある程度の幅をもつ動作領域全体において、入力される電流波形を歪ませずに、かつ電力変換の効率が十分高くなるように、直流出力電圧の目標値を動的に設定することは困難である。また直流出力電圧の検出や推定を伴う手法を採用する場合、直流出力電圧の検出や推定を実行するための機構や動作が必要となり、電力変換装置のコスト増大を招く結果となる。
【００１１】
本発明は上述した問題に鑑み、直流出力電圧の検出や推定を実行するための機構や動作を必要とせず、入力される電流波形を歪ませずに、かつ電力変換の効率が十分高くなるように、直流出力電圧の目標値を動的に設定することが容易となる電力変換装置の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するため、本発明に係る電力変換装置は、駆動パルス信号に応じてスイッチングを行うスイッチング素子を有し、該スイッチングにより、入力される交流電圧に交流−直流変換を行う変換回路と、前記スイッチング素子の操作量を定める操作信号を生成する操作信号生成部と、前記操作信号を信号波としたパルス幅変調を行い、該操作信号に応じた前記駆動パルス信号を生成するパルス信号生成部と、を備え、前記操作信号生成部は、前記パルス幅変調における変調度を検出し、該変調度の検出値に基づいて前記操作信号を生成する構成とする。
【００１３】
本構成によれば、直流出力電圧の検出や推定を実行するための機構や動作を必要とせず、入力される電流波形を歪ませずに、かつ電力変換の効率が十分高くなるように、直流出力電圧の目標値を動的に設定することが容易となる。
【００１４】
また上記構成としてより具体的には、前記変換回路は、複数の前記スイッチング素子がブリッジ接続されて形成されたブリッジ型変換回路を有し、前記操作信号生成部は、入力される交流電流が力率１の正弦波に近づくように、前記操作信号を生成する構成としてもよい。
【００１５】
また上記構成としてより具体的には、前記操作信号生成部は、前記変調度の検出値をフィードバックさせ、前記変調度が予め設定されている目標値に近づくように、または、前記変調度が予め設定されている許容範囲に収まるように、前記操作信号を生成する構成としてもよい。
【００１６】
また上記構成としてより具体的には、前記操作信号生成部は、前記変調度が１に近づくように、前記操作信号を生成する構成としてもよい。また上記構成としてより具体的には、前記変換回路は、前記交流−直流変換を行う方向とは逆の方向に、電圧の直流−交流変換を行う構成としてもよい。
【００１７】
また本発明に係る電力変換システムは、上記構成の電力変換装置と、双方向に昇圧または降圧の直流−直流変換を行う直流−直流変換回路と、を備え、前記電力変換装置の側に入力される交流電圧に、前記交流−直流変換および前記直流−直流変換を順に行って得られる直流電圧を、前記直流−直流変換回路の側から出力する動作、および、前記直流−直流変換回路に入力される直流電圧に、前記直流−直流変換および前記直流−交流変換を順に行って得られる交流電圧を、前記電力変換装置の側から出力する動作、を行う構成とする。
【００１８】
また上記構成において、前記電力変換装置の側には配電系統が接続され、前記直流−直流変換回路の側には二次電池が接続される構成としてもよい。本構成によれば、当該電力変換システムを、二次電池用のパワーコンディショナとして用いることが可能となる。
【００１９】
また本発明に係るモータインバータは、上記構成に係る電力変換装置と、前記交流−直流変換によって得られた直流電圧が入力され、該直流電圧に直流−交流変換を行う直流−交流変換回路と、を備え、前記直流−交流変換によって得られた交流電圧を、モータ駆動用の電圧として出力する構成とする。
【発明の効果】
【００２０】
上述した通り、本発明に係る電力変換装置によれば、直流出力電圧の検出や推定を実行するための機構や動作を必要とせず、入力される電流波形を歪ませずに、かつ電力変換の効率が十分高くなるように、直流出力電圧の目標値を動的に設定することが容易となる。また本発明に係る電力変換システムおよびモータインバータによれば、当該電力変換装置の利点を享受することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の構成図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係る制御部の構成図である。
【図３】不足変調の場合におけるパルス信号等の模式的なグラフである。
【図４】過変調の場合におけるパルス信号等の模式的なグラフである。
【図５】本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の構成図である。
【図６】本発明の第２実施形態に係る制御部の構成図である。
【図７】本発明の第３実施形態に係る双方向パワコンの構成図である。
【図８】本発明の第４実施形態に係る双方向パワコンの構成図である。
【図９】本発明の第５実施形態に係るモータインバータの構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
本発明の実施形態について、第１実施形態から第５実施形態の各々を例に挙げて、以下に説明する。
【００２３】
１．第１実施形態
［電力変換装置の構成等について］
まず第１実施形態として、単相交流電源に対応した電力変換装置（高力率コンバータ）を挙げて説明する。図１は、当該電力変換装置９の構成図である。本図に示すように電力変換装置９は、主回路１および制御部２を有している。
【００２４】
主回路１は、ブリッジ型変換回路１１、電流電圧検出回路１２、リアクトルＬ１、コンデンサＣ１、および出力端子Ｔ１などを有している。主回路１は、単相交流電源Ｅ１が接続されており、単相交流電源Ｅ１から交流入力電流Ｉｉおよび交流入力電圧Ｖｓが入力される。
【００２５】
ブリッジ型変換回路１１は、フルブリッジ接続された各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）を有しており、ＰＷＭブリッジ型変換回路を形成している。なお本発明の各実施形態では、スイッチング素子はＮＰＮ型のＩＧＢＴであるとするが、パワーＭＯＳＦＥＴといった他種のものが採用されていても構わない。
【００２６】
各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の接続形態としては、スイッチング素子Ｑ１のエミッタにスイッチング素子Ｑ２のコレクタが接続され、スイッチング素子Ｑ３のエミッタにスイッチング素子Ｑ４のコレクタが接続され、スイッチング素子Ｑ１のコレクタにスイッチング素子Ｑ３のコレクタが接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタにスイッチング素子Ｑ４のエミッタが接続されている。
【００２７】
なお、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点は、インダクタＬ１を介して、単相交流電源Ｅ１の正極側に接続され、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点は、単相交流電源Ｅ１の負極側に接続される。また、ブリッジ型変換回路１１の上側の出力端（スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３との接続点）は、コンデンサＣ１の一端および上側の出力端子Ｔ１に接続され、ブリッジ型変換回路１１の下側の出力端（スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ４との接続点）は、コンデンサＣ１の他端および下側の出力端子Ｔ１に接続されている。
【００２８】
またスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）には、それぞれに、ダイオードが逆並列接続されている。また各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）は、自身に対応する駆動パルス信号（Ｇ１〜Ｇ４）が制御部２から入力されるようになっており、入力された駆動パルス信号に応じて導通／非導通のスイッチングを行う。
【００２９】
電流電圧検出回路１２は、交流入力電流Ｉｉおよび交流入力電圧Ｖｓの波形を検出する。電流電圧検出回路１２は、検出された交流入力電流Ｉｉの波形を表す信号（「入力電流信号」と称する）、および検出された交流入力電圧Ｖｓの波形を表す信号（「入力電圧信号」と称する）を、制御部２に出力する。
【００３０】
制御部２は、主回路１側から入力される入力電流信号および入力電圧信号に基づいて、駆動パルス信号（Ｇ１〜Ｇ４）を生成し、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）に出力する。
【００３１】
［制御部の詳細構成等について］
次に、制御部２の詳細な構成等について説明する。図２は制御部２の構成図である。本図に示すように、制御部２は、基準正弦波生成部２１、乗算器２２、減算器２３、ＰＩ制御器２４、補償信号生成部２５、加算器２６、三角波生成部２７、ＰＷＭコンパレータ２８、変調度制御部２９、およびゲート駆動回路３０などを備えている。
【００３２】
基準正弦波生成部２１は、主回路１側から入力された入力電圧信号について、ゼロクロス検出処理（電圧値がゼロとなるタイミングの検出処理）などを実行し、交流入力電圧Ｖｓと同相である基準正弦波を生成して出力する。
【００３３】
乗算器２２は、基準正弦波生成部２１から出力される基準正弦波に、変調度補正値ＣMV（詳しくは後述する）を乗算する処理を施す。当該乗算によって得られる波形の信号は、減算器２３に出力される。
【００３４】
減算器２３は、主回路１側から入力された入力電流信号に基づき、乗算器２２から出力される信号の波形から交流入力電流Ｉｉの波形を減算する処理を施す。当該減算によって得られる波形の信号は、ＰＩ制御器２４に出力される。
【００３５】
ＰＩ制御器２４は、減算器２３から出力される信号の値がゼロに近づくように出力値を算出し、この出力値を表す信号を加算器２６に出力する。すなわちＰＩ制御器２４は、乗算器２２から出力される信号の波形と交流入力電流Ｉｉの波形との偏差が小さくなるように、ＰＩ制御を実行する。これにより、交流入力電流Ｉｉが、力率１の正弦波に近づくように制御されることとなる。
【００３６】
補償信号生成部２５は、主回路１にて発生する逆起電圧を補償するための、補償信号を生成する。補償信号生成部２５は、主回路１側から入力された入力電流信号に基づいて、交流入力電圧Ｖｓに所定係数Ｋを乗じた値の信号を補償信号として生成し、加算器２６に出力する。
【００３７】
加算器２６は、ＰＩ制御器２４の出力信号の値に、補償信号の値を加算する処理を施す。これにより、逆起電圧を補償するためのフィードフォワード（ＦＦ）制御が実現される。当該加算によって得られる波形の信号は、ブリッジ型変換回路１１の操作量を定める操作信号ｍｖとして、ＰＷＭコンパレータ２８の非反転入力端子および変調度制御部２９に出力される。
【００３８】
三角波生成部２７は、周期や振幅が予め定められている基準三角波ＴＲＩの信号を生成し、ＰＷＭコンパレータ２８の反転入力端子に出力する。ＰＷＭコンパレータ２８は、各入力端子に入力される信号の値を比較し、当該比較の結果に応じた信号（ＨレベルとＬレベルが交互に現れるパルス信号）を生成する。
【００３９】
すなわちＰＷＭコンパレータ２８は、操作信号ｍｖを信号波とし、基準三角波ＴＲＩを搬送波（キャリア）とする、キャリア変調方式のパルス幅変調（ＰＷＭ）を実行する。なお当該パルス幅変調における変調度ＭＶは、操作信号ｍｖ（信号波）の振幅と基準三角波ＴＲＩ（搬送波）の振幅との比で表される。ＰＷＭコンパレータ２８によって生成されたパルス信号は、ゲート駆動回路３０に出力される。
【００４０】
また変調度制御部２９は、変調度ＭＶを目標値に近づけるためのフィードバック制御を行うものであり、変調度検出部２９ａ、目標変調度信号生成部２９ｂ、減算器２９ｃ、およびＰＩ制御器２９ｄを備えている。
【００４１】
変調度検出部２９ａは、入力される操作信号の振幅を検出し、この検出結果（操作信号の振幅）と基準三角波ＴＲＩの振幅（予め定められている値）との比である、現時点での変調度ＭＶを検出する。なお、基準三角波ＴＲＩの振幅が１に設定されている場合、検出された操作信号の振幅を変調度とみなすことが出来る。検出された現時点での変調度ＭＶを表す信号は、減算器２９ｃに出力される。
【００４２】
目標変調度信号生成部２９ｂは、変調度ＭＶの目標値を表す信号を生成し、減算器２９ｃに出力する。なお後述する理由により、変調度ＭＶは１であることが理想であるため、通常、この目標値は１に設定されことが好ましい。但し、当該目標値は１に限られるものではなく、例えば、変調度ＭＶが１を越えることをより確実に防ぐため、目標値を１よりやや小さい値としても構わない。また当該目標値は、常時固定としておいても良く、所定の手段によって更新可能としておいても良い。
【００４３】
減算器２９ｃは、変調度検出部２９ａおよび目標変調度信号生成部２９ｂから入力される信号に基づき、目標変調度から現時点での変調度ＭＶを減算する処理を施す。当該減算によって得られる値の信号は、ＰＩ制御器２９ｄに出力される。
【００４４】
ＰＩ制御器２９ｄは、減算器２９ｃから出力される信号の値がゼロに近づくように先述した変調度補正値ＣMVを算出し、この変調度補正値ＣMVを表す信号を乗算器２２に出力する。すなわちＰＩ制御器２９ｄは、目標変調度と現時点での変調度ＭＶとの偏差が小さくなるように、ＰＩ制御を実行する。
【００４５】
先述した通り、変調度補正値ＣMVは、基準正弦波生成部２１から出力される基準正弦波に乗じられる。これにより変調度ＭＶは、目標値に近づくようにフィードバック制御されることとなる。
【００４６】
ゲート駆動回路３０は、ＰＷＭコンパレータ２８から入力されるパルス信号に応じて駆動パルス信号（Ｇ１〜Ｇ４）を生成し、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）に出力する。これにより、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）のＰＷＭ制御が実現されることになる。
【００４７】
［電力変換回路の動作および変調度について］
電力変換回路９は上述した通りの構成となっており、ブリッジ型変換回路１１における各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）をスイッチングさせることによって、単相交流電源Ｅ１から入力される交流入力電圧Ｖｓを直流電圧に変換し、直流出力電圧Ｖｏとして出力端子Ｔ１から出力する。
【００４８】
また上述した通り、制御部２は、交流入力電流Ｉｉが力率１の正弦波に近づくように、かつ、変調度ＭＶが目標値の１に近づくように、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の操作量を定める操作信号ｍｖを生成する。そして制御部２は、操作信号ｍｖを信号波とし、基準三角波ＴＲＩを搬送波（キャリア）とするキャリア変調方式のパルス幅変調を行い、操作信号ｍｖに応じた駆動パルス信号（Ｇ１〜Ｇ４）を生成し、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）を駆動させる。
【００４９】
ここで、制御部２が行うパルス幅変換について、変調度ＭＶが１より小さい場合（不足変調）におけるパルス信号等の模式的なグラフを図３に、変調度ＭＶが１より大きい場合（過変調）に生成されるパルス信号等の模式的なグラフを図４に、それぞれ示す。なお変調度ＭＶ（＝操作信号ｍｖの振幅／基準三角波ＴＲＩの振幅）は、図３については０．７（＝０．７／１．０）となっており、図４については１．２（＝１．２／１．０）となっている。
【００５０】
図３に示すように、不足変調である場合は直流出力電圧Ｖｏが過剰傾向となり、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）のスイッチング損失などが増大し、電力変換の効率低下を招くおそれがある。一方、図４に示すように、過変調である場合は直流出力電圧Ｖｏが不足傾向となり、直流出力電圧Ｖｏが交流入力電圧Ｖｓのピーク値より低くなると、交流入力電流Ｉｉのピーク値付近の波形が歪んで高調波電流が増加し易くなってしまう。
【００５１】
このような理由から、変調度ＭＶは、出来るだけ１に近い状態に維持されることが望ましいといえる。電力変換装置９によれば、交流入力電圧Ｖｓや直流の出力電流が変動しても、常時１付近の値となるように変調度ＭＶが動的に制御される。その結果、直流出力電圧Ｖｏは、最適な値となるように動的に制御される。
【００５２】
なお電力変換装置９は、上述したように変調度ＭＶを制御するが、出力電圧については、直接制御するようになってはいない。そこで、電力変換装置９を用いて負荷への電力供給システムを形成する際には、電力変換装置９と負荷との間（すなわち主回路１の後段側）に、電圧調整用の機器（直流出力電圧Ｖｏを負荷に適合するように調整する機器）が設けられるようにしても良い。これにより、負荷に適正な入力電圧を供給することが可能でありながら、電力変換装置９の特長を活かした電力供給システムが実現される。
【００５３】
２．第２実施形態
次に第２実施形態として、三相交流電源に対応した電力変換装置（高力率コンバータ）を挙げて説明する。図５は、当該電力変換装置９ａの構成図である。本図に示すように電力変換装置９ａは、主回路３および制御部４を有している。
【００５４】
主回路３は、ブリッジ型変換回路３１、電流電圧検出回路３２、リアクトル（Ｌ１〜Ｌ３）、コンデンサＣ１、および出力端子Ｔ１などを有している。主回路３は三相交流電源Ｅ２が接続されており、三相交流電源Ｅ２から、三相（Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相）の交流入力電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）および交流入力電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）が入力される。なお添字のｕ、ｖ、およびｗは、それぞれ、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相であることを表す。
【００５５】
ブリッジ型変換回路３１は、フルブリッジ接続された各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を有しており、ＰＷＭブリッジ型変換回路を形成している。
【００５６】
各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）の接続形態としては、スイッチング素子Ｑ１のエミッタにスイッチング素子Ｑ２のコレクタが接続され、スイッチング素子Ｑ３のエミッタにスイッチング素子Ｑ４のコレクタが接続され、スイッチング素子Ｑ５のエミッタにスイッチング素子Ｑ６のコレクタが接続されている。またスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、およびＱ５の各コレクタが互いに接続され、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、およびＱ６の各エミッタが互いに接続されている。
【００５７】
なお、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点は、インダクタＬ１を介して、三相交流電源Ｅ２のＵ相電源ラインに接続され、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点は、インダクタＬ２を介して、三相交流電源Ｅ２のＶ相電源ラインに接続され、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６との接続点は、インダクタＬ３を介して、三相交流電源Ｅ２のＷ相電源ラインに接続される。また、ブリッジ型変換回路３１の上側の出力端（スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、およびＱ５の接続点）は、コンデンサＣ１の一端および上側の出力端子Ｔ１に接続され、ブリッジ型変換回路３１の下側の出力端（スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、およびＱ６の接続点）は、コンデンサＣ１の他端および下側の出力端子Ｔ１に接続されている。
【００５８】
またスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）には、それぞれに、ダイオードが逆並列接続されている。また各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）は、自身に対応する駆動パルス信号（Ｇ１〜Ｇ６）が制御部４から入力されるようになっており、駆動パルス信号に応じて導通／非導通のスイッチングを行う。
【００５９】
電流電圧検出回路３２は、各相の交流入力電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）および交流入力電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）の波形を検出する。電流電圧検出回路１２は、検出された各相の交流入力電流の波形、および検出された各交流入力電圧の波形を、制御部４に出力する。
【００６０】
制御部４は、主回路２側から入力される入力電流信号および入力電圧信号に基づいて、駆動パルス信号（Ｇ１〜Ｇ６）を生成し、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）に出力する。
【００６１】
［制御部の詳細構成等について］
次に、制御部４の詳細な構成等について説明する。図６は制御部４の構成図である。本図に示すように、制御部４は、電流値に対応した座標変換部４１、減算器（４２ａ、４２ｂ）、ＰＩ制御器（４３ａ、４３ｂ）、電圧値に対応した座標変換部４４、補償処理部（４５ａ、４５ｂ）、加算器（４６ａ、４６ｂ）、逆座標変換部４７、三角波生成部２８、ＰＷＭパルス生成部４９、変調度制御部５０、およびゲート駆動回路５１などを備えている。
【００６２】
座標変換部４１は、主回路３側から入力された各相の交流入力電流の波形に座標変換（三相二相変換と回転座標変換を含む）を施し、交流入力電流のｄ軸成分（有効電流成分）の信号Ｉｄ、およびｑ軸成分（無効電流成分）の信号Ｉｑを生成する。信号Ｉｄは加算器４２ａへ、Ｉｑの信号は加算器４２ｂへ、それぞれ出力される。
【００６３】
減算器４２ａは、変調度補正値ＣMV（詳しくは後述する）から信号Ｉｄの値を減算する処理を行う。当該減算によって得られる値の信号は、ＰＩ減算器４３ａに出力される。また減算器４２ｂは、ゼロの電流値（０Ａ）から信号Ｉｑの値を減算する処理を行う。当該減算によって得られる値の信号は、ＰＩ減算器４３ｂに出力される。
【００６４】
ＰＩ制御器４３ａは、減算器４２ａから出力される信号の値がゼロに近づくように出力値を算出し、この出力値を表す信号を加算器４６ａに出力する。すなわちＰＩ制御器４３ａは、変調度補正値ＣMVと信号Ｉｄの値との偏差が小さくなるように、ＰＩ制御を実行する。このようにして、有効電流成分の振幅の制御が行われる。
【００６５】
ＰＩ制御器４３ｂは、減算器４２ｂから出力される信号の値がゼロに近づくように出力値を算出し、この出力値を表す信号を加算器４６ｂに出力する。すなわちＰＩ制御器４３ｂは、信号Ｉｑの値がゼロに近づくように、ＰＩ制御を実行する。このように、力率１が保たれるように無効電流成分の振幅はゼロに近づくよう調整され、交流入力電流が力率１の正弦波に近づくように制御される。
【００６６】
座標変換部４４は、主回路３側から入力された各相の交流入力電圧の波形に座標変換を施し、交流入力電圧のｄ軸成分の信号Ｖｄ、およびｑ軸成分の信号Ｖｑを生成する。信号Ｖｄは補償処理部４５ａへ、信号Ｖｑは補償処理部４５ｂへ、それぞれ出力される。
【００６７】
補償信号生成部（４５ａ、４５ｂ）は、主回路３にて発生する逆起電圧を補償するための、補償信号を生成する。より具体的には、補償処理部４５ａは、信号Ｖｄの値に所定係数Ｋ１を乗じた値の信号を補償信号として生成し、加算器４６ａに出力する。また補償信号生成部４５ｂは、信号Ｖｑの値に所定係数Ｋ２を乗じた値の信号を補償信号として生成し、加算器４６ｂに出力する。
【００６８】
加算器４６ａは、ＰＩ制御器４３ａの出力値に、補償処理部４５ａが出力する補償信号の値を加算する処理を行う。当該加算によって得られる値の信号は、調整後の有効電流成分の振幅に応じた信号（コンバータの振幅ｍｄ）として、逆座標変換部４７および変調度制御部５０に出力される。
【００６９】
加算器４６ｂは、ＰＩ制御器４３ｂの出力値に、補償処理部４５ｂが出力する補償信号の値を加算する処理を行う。当該加算によって得られる値の信号は、調整後の無効電流成分の振幅に応じた信号として、逆座標変換部４７に出力される。これらの加算処理により、逆起電圧を補償するためのフィードフォワード（ＦＦ）制御が実現される。
【００７０】
逆座標変換部４７は、加算器４６ａからの入力信号（ｄ軸の値）および加算器４６ｂからの入力信号（ｑ軸の値）に、逆座標変換（座標変換部４１が行う座標変換の逆の処理）を施す。当該逆座標変換により、ブリッジ型変換回路１１の操作量を定める操作信号として、Ｕ相に対応した操作信号ｍｕ、Ｖ相に対応した操作信号ｍｖ、およびＷ相に対応した操作信号ｍｗが生成される。これらの操作信号は、ＰＷＭパルス生成部４９に出力される。
【００７１】
三角波生成部４８は、周期や振幅が予め定められている基準三角波ＴＲＩの信号を生成し、ＰＷＭパルス生成部４９に出力する。ＰＷＭパルス生成部４９は、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相の各々について、操作信号と基準三角波ＴＲＩとの値を比較し、当該比較の結果に応じた信号（ＨレベルとＬレベルが交互に現れるパルス信号）を生成する。
【００７２】
すなわちＰＷＭパルス生成部４９は、各相の操作信号を信号波とし、基準三角波ＴＲＩを搬送波（キャリア）とする、キャリア変調方式のパルス幅変調（ＰＷＭ）を実行する。なお当該パルス幅変調における変調度ＭＤは、操作信号（信号波）の振幅と基準三角波ＴＲＩ（搬送波）の振幅との比で表される。ＰＷＭパルス生成部４９によって生成された各パルス信号は、ゲート駆動回路５１に出力される。
【００７３】
また変調度制御部５０は、変調度ＭＤを目標値に近づけるためのフィードバック制御を行うものであり、変調度検出部５０ａ、目標変調度信号生成部５０ｂ、減算器５０ｃ、およびＰＩ制御器５０ｄを備えている。
【００７４】
変調度検出部２９ａは、加算器４６ａから入力される信号の値について、基準三角波ＴＲＩの振幅（予め定められている値）で除することによるスケール換算を行う。なお、加算器４６ａから入力される信号の値は操作信号の振幅を表しているため、当該スケール換算によって、現時点での変調度ＭＤが検出されることになる。また、基準三角波ＴＲＩの振幅が１に設定されている場合、加算器４６ａから入力される信号の値を変調度とみなすことが出来る。検出された現時点での変調度ＭＤを表す信号は、減算器５０ｃに出力される。
【００７５】
目標変調度信号生成部５０ｂは、変調度ＭＤの目標値を表す信号を生成し、減算器５０ｃに出力する。なお第１実施形態の場合と同様に、変調度ＭＤは１であることが理想であるため、通常、この目標値は１に設定されることが好ましい。但し、当該目標値は１に限られるものではなく、例えば、変調度ＭＶが１を越えることをより確実に防ぐため、目標値を１よりやや小さい値としても構わない。また当該目標値は、常時固定としておいても良く、所定の手段によって更新可能としておいても良い。
【００７６】
減算器５０ｃは、変調度検出部５０ａおよび目標変調度信号生成部５０ｂから入力される信号に基づき、目標変調度から現時点での変調度ＭＤを減算する処理を行う。当該減算によって得られる値の信号は、ＰＩ制御器５０ｄに出力される。
【００７７】
ＰＩ制御器５０ｄは、減算器５０ｃから出力される信号の値がゼロに近づくように先述した変調度補正値ＣMVを算出し、この変調度補正値ＣMVを表す信号を減算器４２ａに出力する。すなわちＰＩ制御器５０ｄは、目標変調度と現時点での変調度ＭＤとの偏差が小さくなるように、ＰＩ制御を実行する。
【００７８】
先述した通り、変調度補正値ＣMVから信号Ｉｄの値が減算された値の信号は、ＰＩ減算器４３ａに出力される。これにより変調度ＭＤは、目標値に近づくようにフィードバック制御されることとなる。
【００７９】
ゲート駆動回路３０は、ＰＷＭコンパレータ２８から入力されるパルス信号に応じて駆動パルス信号（Ｇ１〜Ｇ４）を生成し、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）に出力する。これにより、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）のＰＷＭ制御が実現されることになる。
【００８０】
［電力変換回路の動作について］
電力変換回路９ａは上述した通りの構成となっており、ブリッジ型変換回路３１における各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）をスイッチングさせることによって、三相交流電源Ｅ２から入力される交流入力電圧を直流電圧に変換し、直流出力電圧Ｖｏとして出力端子Ｔ１から出力する。
【００８１】
また上述した通り、制御部４は、交流入力電流が力率１の正弦波に近づくように、かつ、変調度ＭＤが目標値の１に近づくように、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）の操作量を定める操作信号（ｍｕ、ｍｖ、ｍｗ）を生成する。そして制御部４は、各操作信号（ｍｕ、ｍｖ、ｍｗ）を信号波とし、基準三角波ＴＲＩを搬送波（キャリア）とするキャリア変調方式のパルス幅変調を行い、これらの操作信号に応じた駆動パルス信号（Ｇ１〜Ｇ６）を生成し、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を駆動させる。
【００８２】
電力変換装置９ａによれば、第１実施形態に係る電力変換装置９の場合と同様に、交流入力電圧や直流の出力電流が変動しても、常時１付近の値となるように変調度ＭＤが動的に制御される。その結果、直流出力電圧Ｖｏは、最適な値となるように動的に制御される。
【００８３】
なお電力変換装置９ａは、上述したように変調度ＭＤを制御するが、出力電圧については、直接制御するようになってはいない。そこで、電力変換装置９ａを用いて負荷への電力供給システムを形成する際には、電力変換装置９ａと負荷との間（すなわち主回路３の後段側）に、電圧調整用の機器（直流出力電圧Ｖｏを負荷に適合するように調整する機器）が設けられるようにしても良い。これにより、負荷に適正な入力電圧を供給することが可能でありながら、電力変換装置９ａの特長を活かした電力供給システムが実現される。
【００８４】
３．第３実施形態
先述の通り、第１実施形態として、単相交流電源に対応した電力変換装置９（高力率コンバータ）についての説明を行った。電力変換装置９の構成形態については、各種用途の機器に利用することが可能である。このような構成形態が利用された機器として、二次電池用の双方向パワコン［パワーコンディショナ］（電力変換システムの一形態）を例に挙げ、第３実施形態として以下に説明する。
【００８５】
図７は、当該双方向パワコン１０の構成図である。本図に示すように双方向パワコン１０は、主回路１ａおよび制御部２を有している。
【００８６】
主回路１ａは、ブリッジ型変換回路１１、電流電圧検出回路１２、リアクトル（Ｌ１、Ｌ２、Ｌ４）、コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）、および双方向チョッパ回路５などを有している。なお、ブリッジ型変換回路１１、および電流電圧検出回路１２の構成については、第１実施形態のものと同等であるため説明を省略する。また制御部２は、第１実施形態と同等の機能に加え、交流−直流変換を行う方向とは逆方向へ電圧の直流−交流変換が行われるように、駆動パルス信号（Ｇ１〜Ｇ４）を出力する機能をも有している。
【００８７】
主回路１ａは、単相の交流電力を供給する配電系統Ｅ３および二次電池ＢＡＴが接続されており、双方向への電力伝送（二次電池ＢＡＴの充電と放電）が可能となっている。主回路１ａには、配電系統Ｅ３からは交流電力（交流入力電流Ｉｉおよび交流入力電圧Ｖｓ）が入力され、二次電池ＢＡＴからは直流電力が入力される。
【００８８】
双方向チョッパ回路５は、スイッチング素子（Ｑ７、Ｑ８）、リアクトルＬ４、およびコンデンサＣ３を有している。スイッチング素子Ｑ７のエミッタはスイッチング素子Ｑ８のコレクタとリアクトルＬ４の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ７のコレクタは、ブリッジ型変換回路１１の上側の出力端、およびコンデンサＣ１の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ８のエミッタは、ブリッジ型変換回路１１の下側の出力端、コンデンサＣ１の他端、および二次電池ＢＡＴの負極側に接続されている。またリアクトルＬ４の他端は、二次電池ＢＡＴの正極側に接続されている。またコンデンサＣ３の両端は、それぞれ二次電池ＢＡＴの正極側と負極側に接続されている。
【００８９】
双方向チョッパ回路５は、不図示の制御装置からパルス信号が入力され、これに応じて各スイッチング素子（Ｑ７、Ｑ８）はスイッチングを行うようになっている。双方向チョッパ回路５は、ブリッジ型変換回路１１側から二次電池ＢＡＴ側への方向、および二次電池ＢＡＴ側からブリッジ型変換回路１１側への方向の何れにも（つまり双方向に）、直流電圧の変換（直流−直流変換）を行う機能を有している。なお双方向チョッパ回路５による電圧の変換は、昇圧および降圧の何れとしておいても構わない。
【００９０】
またスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点は、インダクタＬ１を介して、配電系統Ｅ３の正側に接続され、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点は、配電系統Ｅ３の負側に接続されている。またコンデンサＣ２の両端は、それぞれ配電系統Ｅ３の正極側と負極側に接続されている。
【００９１】
双方向パワコン１０は二次電池ＢＡＴの充電を行う際、配電系統Ｅ３から入力された交流電圧（交流入力電圧Ｖｓ）に対して、ブリッジ型変換回路１１による交流−直流変換および双方向チョッパ回路５による直流−直流変換が順に行われるように、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４、Ｏ７、Ｑ８）を制御する。そして双方向パワコン１０は、これらの変換動作により得られた直流電圧を、二次電池ＢＡＴに出力する。
【００９２】
また双方向パワコン１０は二次電池ＢＡＴの放電を行う際、二次電池ＢＡＴから入力された直流電圧に対して、双方向チョッパ回路５による直流−直流変換およびブリッジ型変換回路１１による直流−交流変換が順に行われるように、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４、Ｏ７、Ｑ８）を制御する。そして双方向パワコン１０は、これらの変換動作により得られた交流電圧を、配電系統Ｅ３に出力する。
【００９３】
本実施形態では、主回路１ａはブリッジ型変換回路１１と双方向チョッパ回路５の二段構成となっているが、二次電池ＢＡＴの充電時におけるブリッジ型変換回路１１の制御手順については、第１実施形態の場合と同様である。そのため本実施形態の双方向パワコン１０においても、第１実施形態の場合と同様の原理により、制御部２が行うパルス幅変調の変調度ＭＶは、常時１付近の値となるように動的に制御される。
【００９４】
なお本実施形態の双方向パワコン１０は、第１実施形態のものとほぼ同等の構成形態の電力変換装置（但し、交流−直流変換を行う方向とは逆の方向に、電圧の直流−交流変換をも行うようにしたもの）と、双方向チョッパ回路５とを備え、電力変換装置の側には配電系統Ｅ３が、双方向チョッパ回路５の側には二次電池ＢＡＴが、それぞれ接続されるようにしたものと見ることが出来る。
【００９５】
このように見れば、双方向パワコン１０は、電力変換装置の側に入力される交流電圧に、交流−直流変換および直流−直流変換を順に行って得られる直流電圧を、双方向チョッパ回路５の側から出力する動作、および、双方向チョッパ回路５の側に入力される直流電圧に、直流−直流変換および直流−交流変換を順に行って得られる交流電圧を、電力変換装置の側から出力する動作、を行うものと言える。
【００９６】
４．第４実施形態
先述の通り、第２実施形態として、三相交流電源に対応した電力変換装置９ａ（高力率コンバータ）についての説明を行った。電力変換装置９ａの構成形態については、各種用途の機器に利用することが可能である。このような構成形態が利用された機器として、二次電池用の双方向パワコン（電力変換システムの一形態）を例に挙げ、第４実施形態として以下に説明する。
【００９７】
図８は、当該双方向パワコン１０ａの構成図である。本図に示すように双方向パワコン１０ａは、主回路２ａおよび制御部４を有している。
【００９８】
主回路２ａは、ブリッジ型変換回路３１、電流電圧検出回路３２、リアクトル（Ｌ１〜Ｌ４）、コンデンサＣ１、および双方向チョッパ回路５などを有している。なお、ブリッジ型変換回路３１、および電流電圧検出回路３２の構成については、第１実施形態のものと同等であり、双方向チョッパ回路５の構成については第３実施形態のものと同等であるため、それぞれの説明を省略する。また制御部４は、第２実施形態と同等の機能に加え、交流−直流変換を行う方向とは逆方向へ電圧の直流−交流変換が行われるように、駆動パルス信号（Ｇ１〜Ｇ６）を出力する機能をも有している。
【００９９】
主回路２ａは、三相の交流電力を供給する配電系統Ｅ４および二次電池ＢＡＴが接続されており、双方向への電力伝送（二次電池ＢＡＴの充電と放電）が可能となっている。主回路２ａには、配電系統Ｅ４からは交流電力（各相の交流入力電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）および交流入力電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ））が入力され、二次電池ＢＡＴからは直流電力が入力される。
【０１００】
また、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点は、インダクタＬ１を介して、配電系統Ｅ４のＵ相電源ラインに接続され、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点は、インダクタＬ２を介して、配電系統Ｅ４のＶ相電源ラインに接続され、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６との接続点は、インダクタＬ３を介して、配電系統Ｅ４のＷ相電源ラインに接続されている。
【０１０１】
双方向パワコン１０ａは二次電池ＢＡＴの充電を行う際、配電系統Ｅ４から入力された交流電圧に対して、ブリッジ型変換回路３１による交流−直流変換および双方向チョッパ回路５による直流−直流変換が順に行われるように、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ８）を制御する。そして双方向パワコン１０ａは、これらの変換動作により得られた直流電圧を、二次電池ＢＡＴに出力する。
【０１０２】
また双方向パワコン１０ａは二次電池ＢＡＴの放電を行う際、二次電池ＢＡＴから入力された直流電圧に対して、双方向チョッパ回路５による直流−直流変換およびブリッジ型変換回路３１による直流−交流変換が順に行われるように、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ８）を制御する。そして双方向パワコン１０ａは、これらの変換動作により得られた交流電圧を、配電系統Ｅ４に出力する。
【０１０３】
本実施形態では、主回路２ａはブリッジ型変換回路３１と双方向チョッパ回路５の二段構成となっているが、二次電池ＢＡＴの充電時におけるブリッジ型変換回路３１の制御手順については、第２実施形態の場合と同様である。そのため本実施形態の双方向パワコン１０ａにおいても、第２実施形態の場合と同様の原理により、制御部４が行うパルス幅変調の変調度ＭＤは、常時１付近の値となるように動的に制御される。
【０１０４】
なお本実施形態の双方向パワコン１０ａは、第２実施形態のものとほぼ同等の構成形態の電力変換装置（但し、交流−直流変換を行う方向とは逆の方向に、電圧の直流−交流変換をも行うようにしたもの）と、双方向チョッパ回路５とを備え、電力変換装置の側には配電系統Ｅ４が、双方向チョッパ回路５の側には二次電池ＢＡＴが、それぞれ接続されるようにしたものと見ることが出来る。
【０１０５】
このように見れば、双方向パワコン１０ａは、電力変換装置の側に入力される交流電圧に、交流−直流変換および直流−直流変換を順に行って得られる直流電圧を、双方向チョッパ回路５の側から出力する動作、および、双方向チョッパ回路５の側に入力される直流電圧に、直流−直流変換および直流−交流変換を順に行って得られる交流電圧を、電力変換装置の側から出力する動作、を行うものと言える。
【０１０６】
５．第５実施形態
次に、第１実施形態に係る電力変換装置９を力率改善（power factor correction：PFC）のための部品として適用した、モータインバータについて説明する。図９は、当該モータインバータ６の構成図である。本図に示すようにモータインバータ６は、電力変換装置９および直流−交流変換回路７を有している。モータインバータ６は、単相の交流電力を供給する単相交流電源Ｅ１が入力側に、交流電力によって駆動するモータ８が出力側に、それぞれ接続された形態で用いられる。
【０１０７】
モータインバータ６は、単相交流電源Ｅ１から入力される交流電圧を、電力変換装置９によって直流電圧に変換した後、更に直流−交流変換装置７によって交流電圧に変換した上でモータ８に出力し、モータ８を駆動させる。ここで電力変換装置９は、高力率コンバータとしての機能を有しているため、力率を改善させる役割を果すことになる。
【０１０８】
このようにモータインバータ６は、電力変換装置９と、交流−直流変換によって得られた直流電圧が入力され、この直流電圧に直流−交流変換を行う直流−交流変換回路７と、を備えており、この直流−交流変換によって得られた交流電圧を、モータ駆動用の電圧として出力するものとなっている。なお力率改善用の部品として、電力変換装置９の代わりに、第２実施形態に係る電力変換装置９ａを適用することも可能である。この場合モータインバータ６は、三相の交流電源に対応するものとなる。
【０１０９】
６．その他
以上までに説明した通り、本実施形態に係る電力変換装置は、駆動パルス信号に応じてスイッチングを行うスイッチング素子を有し、該スイッチングにより、入力される交流電圧に交流−直流変換を行う主回路と、前記スイッチング素子の操作量を定める操作信号を生成する機能部（操作信号生成部）と、前記操作信号を信号波としたパルス幅変調を行い、該操作信号に応じた前記駆動パルス信号を生成する機能部（パルス信号生成部）と、を備えている。
【０１１０】
そして操作信号生成部は、このパルス幅変調における変調度を検出し、この変調度の検出値に基づいて前記操作信号を生成するようになっている。そのため各実施形態に係る電力変換装置によれば、直流出力電圧の検出や推定を実行するための機構（直流電圧検出器など）や動作を必要とせず、入力される電流波形を歪ませずに、かつ電力変換の効率が十分高くなるように、直流出力電圧の目標値を動的に設定することが容易となっている。また、検出回路の誤差や主回路の素子のバラツキに依存せず、かつ、交流入力電圧の変動や電力変換装置の負荷変動にも動的に追従可能な出力電圧のより適切な制御が可能となり、従来のものより高調波入力電流が少なく、より効率的で、小型化や低コスト化が達成された電力変換装置が実現できる。
【０１１１】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこの内容に限定されるものではない。本発明はその主旨を逸脱しない限り、種々の変形を加えた形態で実施され得る。
【０１１２】
例えば先に説明した各実施形態では、操作信号生成部は、変調度の検出値をフィードバックさせ、変調度が予め設定されている目標値に近づくように、操作信号を生成するようになっている。この点、操作信号の生成に当該検出値を反映させるための形態や、当該検出値のフィードバックの具体的形態などについては、本発明の主旨を逸脱しない限り、他の形態が採用されても構わない。また、変調度が予め設定されている目標値に近づくようにする代わりに、変調度が予め設定されている許容範囲に収まるように、操作信号を生成する形態が採用されても構わない。
【産業上の利用可能性】
【０１１３】
本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置に利用することができる。
【符号の説明】
【０１１４】
１、１ａ、３、３ａ 主回路
２、４ 制御部
５ 双方向チョッパ回路（直流−直流変換回路）
６ モータインバータ
７ 直流−交流変換回路
８ モータ
９、９ａ、 電力変換装置
１０、１０ａ 双方向パワコン（電力変換システム）
１１、３１ ブリッジ型変換回路
１２、３２ 電流電圧検出回路
２１ 基準正弦波生成部
２２ 乗算器
２３ 減算器
２４ ＰＩ制御器
２５ 補償信号生成部
２６ 加算器
２７ 三角波生成部
２８ ＰＷＭコンパレータ
２９ 変調度制御部
２９ａ 変調度検出部
２９ｂ 目標変調度信号生成部
２９ｃ 減算器
２９ｄ ＰＩ制御器
３０ ゲート駆動回路
４１ 座標変換部
４２ａ、４２ｂ 減算器
４３ａ、４３ｂ ＰＩ制御器
４４ 座標変換部
４５ａ、４５ｂ 補償処理部
４６ａ、４６ｂ 加算器
４７ 逆座標変換部
４８ 三角波生成部
４９ ＰＷＭパルス生成部
５０ 変調度制御部
５０ａ 変調度検出部
５０ｂ 目標変調度信号生成部
５０ｃ 減算器
５０ｄ ＰＩ制御器
５１ ゲート駆動回路
ＢＡＴ 二次電池
Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ
Ｅ 交流電源
Ｅ１ 単相交流電源
Ｅ２ 三相交流電源
Ｅ３ 配電系統（単相）
Ｅ４ 配電系統（三相）
Ｌ１〜Ｌ４ リアクトル
Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子
Ｔ１ 出力端子
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電圧を直流に変換する電力変換装置、ならびに、これを有した電力変換システムおよびモータインバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、交流電圧を直流に変換する電力変換装置が広く利用されている。また電力変換装置の一種として、交流電源にリアクトルを介してＰＷＭブリッジ型変換回路を接続させる構成の高力率コンバータが知られている。
【０００３】
この装置の電力変換回路は、例えばＩＧＢＴ［Insulated Gate Bipolar Transistor］等のスイッチング素子をブリッジ接続し、各スイッチング素子に逆並列にダイオードを接続することによって構成されている。この種の電力変換回路は、単に交流電圧を直流に変換するだけではなく、通常、入力される交流電流の波形を正弦波に近似させる機能、力率を１に近づける機能、および直流出力電圧を目標値（所望値）に制御する機能を有する。
【０００４】
なお直流出力電圧を目標値に制御する手法としては、例えば、直流出力電圧を検出し、この検出結果が目標値に近づくように、各スイッチング素子をフィードバック制御する手法が挙げられる。また特許文献１には、直流出力電圧を検出する代わりに、入力される交流電圧や交流電流に基づいて直流出力電圧を推定するものが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平７−５９３５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
直流出力電圧を目標値に制御する電力変換装置によれば、出来るだけ所望値に近い値の直流出力電圧を得ることが可能である。しかし電力変換装置の主な使用目的が、入力される交流電流の波形を正弦波に近似させたり、力率を１に近づけたりすること等である場合、直流出力電圧の目標値をどのように設定しておくかが問題となる。
【０００７】
ところで、例えば先述した構成の高力率コンバータでは、主回路自体が昇圧型となっている。そのため、入力される交流電流を完全な正弦波にするためには、直流出力電圧は、少なくとも、入力される交流電圧のピーク値以上の値に制御される必要がある。
【０００８】
しかし直流出力電圧の目標値を低く設定し過ぎると、入力される交流電圧の変動などにより、直流出力電圧がこの交流電圧のピーク値より低くなり易くなる。その結果、入力される交流電流のピーク値付近の波形が歪み、高調波電流が増加する。その一方で、直流出力電圧の目標値を高く設定し過ぎると、各スイッチング素子でのスイッチング損失が増大し、電力変換の効率低下を招くことになる。
【０００９】
そのため、入力される電流波形を歪ませないように直流出力電圧の目標値を設定する手法として、（１）入力される交流電圧のピーク値を検出し、このピーク値に一定のマージンを加えた値を、当該目標値に設定する手法や、（２）電力変換の効率は多少犠牲になるが、入力される交流電圧の変動に比べて十分に高いと考えられる値を、当該目標値として固定的に設定しておく手法、などが挙げられる。
【００１０】
しかしこのような手法では、ある程度の幅をもつ動作領域全体において、入力される電流波形を歪ませずに、かつ電力変換の効率が十分高くなるように、直流出力電圧の目標値を動的に設定することは困難である。また直流出力電圧の検出や推定を伴う手法を採用する場合、直流出力電圧の検出や推定を実行するための機構や動作が必要となり、電力変換装置のコスト増大を招く結果となる。
【００１１】
本発明は上述した問題に鑑み、直流出力電圧の検出や推定を実行するための機構や動作を必要とせず、入力される電流波形を歪ませずに、かつ電力変換の効率が十分高くなるように、直流出力電圧の目標値を動的に設定することが容易となる電力変換装置の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するため、本発明に係る電力変換装置は、駆動パルス信号に応じてスイッチングを行うスイッチング素子を有し、該スイッチングにより、入力される交流電圧に交流−直流変換を行う変換回路と、前記スイッチング素子の操作量を定める操作信号を生成する操作信号生成部と、前記操作信号を信号波としたパルス幅変調を行い、該操作信号に応じた前記駆動パルス信号を生成するパルス信号生成部と、を備え、前記操作信号生成部は、前記パルス幅変調における変調度を検出し、該変調度の検出値に基づいて前記操作信号を生成する構成とする。
【００１３】
本構成によれば、直流出力電圧の検出や推定を実行するための機構や動作を必要とせず、入力される電流波形を歪ませずに、かつ電力変換の効率が十分高くなるように、直流出力電圧の目標値を動的に設定することが容易となる。
【００１４】
また上記構成としてより具体的には、前記変換回路は、複数の前記スイッチング素子がブリッジ接続されて形成されたブリッジ型変換回路を有し、前記操作信号生成部は、入力される交流電流が力率１の正弦波に近づくように、前記操作信号を生成する構成としてもよい。
【００１５】
また上記構成としてより具体的には、前記操作信号生成部は、前記変調度の検出値をフィードバックさせ、前記変調度が予め設定されている目標値に近づくように、または、前記変調度が予め設定されている許容範囲に収まるように、前記操作信号を生成する構成としてもよい。
【００１６】
また上記構成としてより具体的には、前記操作信号生成部は、前記変調度が１に近づくように、前記操作信号を生成する構成としてもよい。また上記構成としてより具体的には、前記変換回路は、前記交流−直流変換を行う方向とは逆の方向に、電圧の直流−交流変換を行う構成としてもよい。
【００１７】
また本発明に係る電力変換システムは、上記構成の電力変換装置と、双方向に昇圧または降圧の直流−直流変換を行う直流−直流変換回路と、を備え、前記電力変換装置の側に入力される交流電圧に、前記交流−直流変換および前記直流−直流変換を順に行って得られる直流電圧を、前記直流−直流変換回路の側から出力する動作、および、前記直流−直流変換回路に入力される直流電圧に、前記直流−直流変換および前記直流−交流変換を順に行って得られる交流電圧を、前記電力変換装置の側から出力する動作、を行う構成とする。
【００１８】
また上記構成において、前記電力変換装置の側には配電系統が接続され、前記直流−直流変換回路の側には二次電池が接続される構成としてもよい。本構成によれば、当該電力変換システムを、二次電池用のパワーコンディショナとして用いることが可能となる。
【００１９】
また本発明に係るモータインバータは、上記構成に係る電力変換装置と、前記交流−直流変換によって得られた直流電圧が入力され、該直流電圧に直流−交流変換を行う直流−交流変換回路と、を備え、前記直流−交流変換によって得られた交流電圧を、モータ駆動用の電圧として出力する構成とする。
【発明の効果】
【００２０】
上述した通り、本発明に係る電力変換装置によれば、直流出力電圧の検出や推定を実行するための機構や動作を必要とせず、入力される電流波形を歪ませずに、かつ電力変換の効率が十分高くなるように、直流出力電圧の目標値を動的に設定することが容易となる。また本発明に係る電力変換システムおよびモータインバータによれば、当該電力変換装置の利点を享受することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の構成図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係る制御部の構成図である。
【図３】不足変調の場合におけるパルス信号等の模式的なグラフである。
【図４】過変調の場合におけるパルス信号等の模式的なグラフである。
【図５】本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の構成図である。
【図６】本発明の第２実施形態に係る制御部の構成図である。
【図７】本発明の第３実施形態に係る双方向パワコンの構成図である。
【図８】本発明の第４実施形態に係る双方向パワコンの構成図である。
【図９】本発明の第５実施形態に係るモータインバータの構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
本発明の実施形態について、第１実施形態から第５実施形態の各々を例に挙げて、以下に説明する。
【００２３】
１．第１実施形態
［電力変換装置の構成等について］
まず第１実施形態として、単相交流電源に対応した電力変換装置（高力率コンバータ）を挙げて説明する。図１は、当該電力変換装置９の構成図である。本図に示すように電力変換装置９は、主回路１および制御部２を有している。
【００２４】
主回路１は、ブリッジ型変換回路１１、電流電圧検出回路１２、リアクトルＬ１、コンデンサＣ１、および出力端子Ｔ１などを有している。主回路１は、単相交流電源Ｅ１が接続されており、単相交流電源Ｅ１から交流入力電流Ｉｉおよび交流入力電圧Ｖｓが入力される。
【００２５】
ブリッジ型変換回路１１は、フルブリッジ接続された各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）を有しており、ＰＷＭブリッジ型変換回路を形成している。なお本発明の各実施形態では、スイッチング素子はＮＰＮ型のＩＧＢＴであるとするが、パワーＭＯＳＦＥＴといった他種のものが採用されていても構わない。
【００２６】
各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の接続形態としては、スイッチング素子Ｑ１のエミッタにスイッチング素子Ｑ２のコレクタが接続され、スイッチング素子Ｑ３のエミッタにスイッチング素子Ｑ４のコレクタが接続され、スイッチング素子Ｑ１のコレクタにスイッチング素子Ｑ３のコレクタが接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタにスイッチング素子Ｑ４のエミッタが接続されている。
【００２７】
なお、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点は、インダクタＬ１を介して、単相交流電源Ｅ１の正極側に接続され、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点は、単相交流電源Ｅ１の負極側に接続される。また、ブリッジ型変換回路１１の上側の出力端（スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３との接続点）は、コンデンサＣ１の一端および上側の出力端子Ｔ１に接続され、ブリッジ型変換回路１１の下側の出力端（スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ４との接続点）は、コンデンサＣ１の他端および下側の出力端子Ｔ１に接続されている。
【００２８】
またスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）には、それぞれに、ダイオードが逆並列接続されている。また各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）は、自身に対応する駆動パルス信号（Ｇ１〜Ｇ４）が制御部２から入力されるようになっており、入力された駆動パルス信号に応じて導通／非導通のスイッチングを行う。
【００２９】
電流電圧検出回路１２は、交流入力電流Ｉｉおよび交流入力電圧Ｖｓの波形を検出する。電流電圧検出回路１２は、検出された交流入力電流Ｉｉの波形を表す信号（「入力電流信号」と称する）、および検出された交流入力電圧Ｖｓの波形を表す信号（「入力電圧信号」と称する）を、制御部２に出力する。
【００３０】
制御部２は、主回路１側から入力される入力電流信号および入力電圧信号に基づいて、駆動パルス信号（Ｇ１〜Ｇ４）を生成し、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）に出力する。
【００３１】
［制御部の詳細構成等について］
次に、制御部２の詳細な構成等について説明する。図２は制御部２の構成図である。本図に示すように、制御部２は、基準正弦波生成部２１、乗算器２２、減算器２３、ＰＩ制御器２４、補償信号生成部２５、加算器２６、三角波生成部２７、ＰＷＭコンパレータ２８、変調度制御部２９、およびゲート駆動回路３０などを備えている。
【００３２】
基準正弦波生成部２１は、主回路１側から入力された入力電圧信号について、ゼロクロス検出処理（電圧値がゼロとなるタイミングの検出処理）などを実行し、交流入力電圧Ｖｓと同相である基準正弦波を生成して出力する。
【００３３】
乗算器２２は、基準正弦波生成部２１から出力される基準正弦波に、変調度補正値ＣMV（詳しくは後述する）を乗算する処理を施す。当該乗算によって得られる波形の信号は、減算器２３に出力される。
【００３４】
減算器２３は、主回路１側から入力された入力電流信号に基づき、乗算器２２から出力される信号の波形から交流入力電流Ｉｉの波形を減算する処理を施す。当該減算によって得られる波形の信号は、ＰＩ制御器２４に出力される。
【００３５】
ＰＩ制御器２４は、減算器２３から出力される信号の値がゼロに近づくように出力値を算出し、この出力値を表す信号を加算器２６に出力する。すなわちＰＩ制御器２４は、乗算器２２から出力される信号の波形と交流入力電流Ｉｉの波形との偏差が小さくなるように、ＰＩ制御を実行する。これにより、交流入力電流Ｉｉが、力率１の正弦波に近づくように制御されることとなる。
【００３６】
補償信号生成部２５は、主回路１にて発生する逆起電圧を補償するための、補償信号を生成する。補償信号生成部２５は、主回路１側から入力された入力電流信号に基づいて、交流入力電圧Ｖｓに所定係数Ｋを乗じた値の信号を補償信号として生成し、加算器２６に出力する。
【００３７】
加算器２６は、ＰＩ制御器２４の出力信号の値に、補償信号の値を加算する処理を施す。これにより、逆起電圧を補償するためのフィードフォワード（ＦＦ）制御が実現される。当該加算によって得られる波形の信号は、ブリッジ型変換回路１１の操作量を定める操作信号ｍｖとして、ＰＷＭコンパレータ２８の非反転入力端子および変調度制御部２９に出力される。
【００３８】
三角波生成部２７は、周期や振幅が予め定められている基準三角波ＴＲＩの信号を生成し、ＰＷＭコンパレータ２８の反転入力端子に出力する。ＰＷＭコンパレータ２８は、各入力端子に入力される信号の値を比較し、当該比較の結果に応じた信号（ＨレベルとＬレベルが交互に現れるパルス信号）を生成する。
【００３９】
すなわちＰＷＭコンパレータ２８は、操作信号ｍｖを信号波とし、基準三角波ＴＲＩを搬送波（キャリア）とする、キャリア変調方式のパルス幅変調（ＰＷＭ）を実行する。なお当該パルス幅変調における変調度ＭＶは、操作信号ｍｖ（信号波）の振幅と基準三角波ＴＲＩ（搬送波）の振幅との比で表される。ＰＷＭコンパレータ２８によって生成されたパルス信号は、ゲート駆動回路３０に出力される。
【００４０】
また変調度制御部２９は、変調度ＭＶを目標値に近づけるためのフィードバック制御を行うものであり、変調度検出部２９ａ、目標変調度信号生成部２９ｂ、減算器２９ｃ、およびＰＩ制御器２９ｄを備えている。
【００４１】
変調度検出部２９ａは、入力される操作信号の振幅を検出し、この検出結果（操作信号の振幅）と基準三角波ＴＲＩの振幅（予め定められている値）との比である、現時点での変調度ＭＶを検出する。なお、基準三角波ＴＲＩの振幅が１に設定されている場合、検出された操作信号の振幅を変調度とみなすことが出来る。検出された現時点での変調度ＭＶを表す信号は、減算器２９ｃに出力される。
【００４２】
目標変調度信号生成部２９ｂは、変調度ＭＶの目標値を表す信号を生成し、減算器２９ｃに出力する。なお後述する理由により、変調度ＭＶは１であることが理想であるため、通常、この目標値は１に設定されことが好ましい。但し、当該目標値は１に限られるものではなく、例えば、変調度ＭＶが１を越えることをより確実に防ぐため、目標値を１よりやや小さい値としても構わない。また当該目標値は、常時固定としておいても良く、所定の手段によって更新可能としておいても良い。
【００４３】
減算器２９ｃは、変調度検出部２９ａおよび目標変調度信号生成部２９ｂから入力される信号に基づき、目標変調度から現時点での変調度ＭＶを減算する処理を施す。当該減算によって得られる値の信号は、ＰＩ制御器２９ｄに出力される。
【００４４】
ＰＩ制御器２９ｄは、減算器２９ｃから出力される信号の値がゼロに近づくように先述した変調度補正値ＣMVを算出し、この変調度補正値ＣMVを表す信号を乗算器２２に出力する。すなわちＰＩ制御器２９ｄは、目標変調度と現時点での変調度ＭＶとの偏差が小さくなるように、ＰＩ制御を実行する。
【００４５】
先述した通り、変調度補正値ＣMVは、基準正弦波生成部２１から出力される基準正弦波に乗じられる。これにより変調度ＭＶは、目標値に近づくようにフィードバック制御されることとなる。
【００４６】
ゲート駆動回路３０は、ＰＷＭコンパレータ２８から入力されるパルス信号に応じて駆動パルス信号（Ｇ１〜Ｇ４）を生成し、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）に出力する。これにより、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）のＰＷＭ制御が実現されることになる。
【００４７】
［電力変換回路の動作および変調度について］
電力変換回路９は上述した通りの構成となっており、ブリッジ型変換回路１１における各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）をスイッチングさせることによって、単相交流電源Ｅ１から入力される交流入力電圧Ｖｓを直流電圧に変換し、直流出力電圧Ｖｏとして出力端子Ｔ１から出力する。
【００４８】
また上述した通り、制御部２は、交流入力電流Ｉｉが力率１の正弦波に近づくように、かつ、変調度ＭＶが目標値の１に近づくように、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の操作量を定める操作信号ｍｖを生成する。そして制御部２は、操作信号ｍｖを信号波とし、基準三角波ＴＲＩを搬送波（キャリア）とするキャリア変調方式のパルス幅変調を行い、操作信号ｍｖに応じた駆動パルス信号（Ｇ１〜Ｇ４）を生成し、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）を駆動させる。
【００４９】
ここで、制御部２が行うパルス幅変換について、変調度ＭＶが１より小さい場合（不足変調）におけるパルス信号等の模式的なグラフを図３に、変調度ＭＶが１より大きい場合（過変調）に生成されるパルス信号等の模式的なグラフを図４に、それぞれ示す。なお変調度ＭＶ（＝操作信号ｍｖの振幅／基準三角波ＴＲＩの振幅）は、図３については０．７（＝０．７／１．０）となっており、図４については１．２（＝１．２／１．０）となっている。
【００５０】
図３に示すように、不足変調である場合は直流出力電圧Ｖｏが過剰傾向となり、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）のスイッチング損失などが増大し、電力変換の効率低下を招くおそれがある。一方、図４に示すように、過変調である場合は直流出力電圧Ｖｏが不足傾向となり、直流出力電圧Ｖｏが交流入力電圧Ｖｓのピーク値より低くなると、交流入力電流Ｉｉのピーク値付近の波形が歪んで高調波電流が増加し易くなってしまう。
【００５１】
このような理由から、変調度ＭＶは、出来るだけ１に近い状態に維持されることが望ましいといえる。電力変換装置９によれば、交流入力電圧Ｖｓや直流の出力電流が変動しても、常時１付近の値となるように変調度ＭＶが動的に制御される。その結果、直流出力電圧Ｖｏは、最適な値となるように動的に制御される。
【００５２】
なお電力変換装置９は、上述したように変調度ＭＶを制御するが、出力電圧については、直接制御するようになってはいない。そこで、電力変換装置９を用いて負荷への電力供給システムを形成する際には、電力変換装置９と負荷との間（すなわち主回路１の後段側）に、電圧調整用の機器（直流出力電圧Ｖｏを負荷に適合するように調整する機器）が設けられるようにしても良い。これにより、負荷に適正な入力電圧を供給することが可能でありながら、電力変換装置９の特長を活かした電力供給システムが実現される。
【００５３】
２．第２実施形態
次に第２実施形態として、三相交流電源に対応した電力変換装置（高力率コンバータ）を挙げて説明する。図５は、当該電力変換装置９ａの構成図である。本図に示すように電力変換装置９ａは、主回路３および制御部４を有している。
【００５４】
主回路３は、ブリッジ型変換回路３１、電流電圧検出回路３２、リアクトル（Ｌ１〜Ｌ３）、コンデンサＣ１、および出力端子Ｔ１などを有している。主回路３は三相交流電源Ｅ２が接続されており、三相交流電源Ｅ２から、三相（Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相）の交流入力電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）および交流入力電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）が入力される。なお添字のｕ、ｖ、およびｗは、それぞれ、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相であることを表す。
【００５５】
ブリッジ型変換回路３１は、フルブリッジ接続された各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を有しており、ＰＷＭブリッジ型変換回路を形成している。
【００５６】
各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）の接続形態としては、スイッチング素子Ｑ１のエミッタにスイッチング素子Ｑ２のコレクタが接続され、スイッチング素子Ｑ３のエミッタにスイッチング素子Ｑ４のコレクタが接続され、スイッチング素子Ｑ５のエミッタにスイッチング素子Ｑ６のコレクタが接続されている。またスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、およびＱ５の各コレクタが互いに接続され、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、およびＱ６の各エミッタが互いに接続されている。
【００５７】
なお、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点は、インダクタＬ１を介して、三相交流電源Ｅ２のＵ相電源ラインに接続され、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点は、インダクタＬ２を介して、三相交流電源Ｅ２のＶ相電源ラインに接続され、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６との接続点は、インダクタＬ３を介して、三相交流電源Ｅ２のＷ相電源ラインに接続される。また、ブリッジ型変換回路３１の上側の出力端（スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、およびＱ５の接続点）は、コンデンサＣ１の一端および上側の出力端子Ｔ１に接続され、ブリッジ型変換回路３１の下側の出力端（スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、およびＱ６の接続点）は、コンデンサＣ１の他端および下側の出力端子Ｔ１に接続されている。
【００５８】
またスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）には、それぞれに、ダイオードが逆並列接続されている。また各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）は、自身に対応する駆動パルス信号（Ｇ１〜Ｇ６）が制御部４から入力されるようになっており、駆動パルス信号に応じて導通／非導通のスイッチングを行う。
【００５９】
電流電圧検出回路３２は、各相の交流入力電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）および交流入力電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）の波形を検出する。電流電圧検出回路１２は、検出された各相の交流入力電流の波形、および検出された各交流入力電圧の波形を、制御部４に出力する。
【００６０】
制御部４は、主回路２側から入力される入力電流信号および入力電圧信号に基づいて、駆動パルス信号（Ｇ１〜Ｇ６）を生成し、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）に出力する。
【００６１】
［制御部の詳細構成等について］
次に、制御部４の詳細な構成等について説明する。図６は制御部４の構成図である。本図に示すように、制御部４は、電流値に対応した座標変換部４１、減算器（４２ａ、４２ｂ）、ＰＩ制御器（４３ａ、４３ｂ）、電圧値に対応した座標変換部４４、補償処理部（４５ａ、４５ｂ）、加算器（４６ａ、４６ｂ）、逆座標変換部４７、三角波生成部２８、ＰＷＭパルス生成部４９、変調度制御部５０、およびゲート駆動回路５１などを備えている。
【００６２】
座標変換部４１は、主回路３側から入力された各相の交流入力電流の波形に座標変換（三相二相変換と回転座標変換を含む）を施し、交流入力電流のｄ軸成分（有効電流成分）の信号Ｉｄ、およびｑ軸成分（無効電流成分）の信号Ｉｑを生成する。信号Ｉｄは加算器４２ａへ、Ｉｑの信号は加算器４２ｂへ、それぞれ出力される。
【００６３】
減算器４２ａは、変調度補正値ＣMV（詳しくは後述する）から信号Ｉｄの値を減算する処理を行う。当該減算によって得られる値の信号は、ＰＩ減算器４３ａに出力される。また減算器４２ｂは、ゼロの電流値（０Ａ）から信号Ｉｑの値を減算する処理を行う。当該減算によって得られる値の信号は、ＰＩ減算器４３ｂに出力される。
【００６４】
ＰＩ制御器４３ａは、減算器４２ａから出力される信号の値がゼロに近づくように出力値を算出し、この出力値を表す信号を加算器４６ａに出力する。すなわちＰＩ制御器４３ａは、変調度補正値ＣMVと信号Ｉｄの値との偏差が小さくなるように、ＰＩ制御を実行する。このようにして、有効電流成分の振幅の制御が行われる。
【００６５】
ＰＩ制御器４３ｂは、減算器４２ｂから出力される信号の値がゼロに近づくように出力値を算出し、この出力値を表す信号を加算器４６ｂに出力する。すなわちＰＩ制御器４３ｂは、信号Ｉｑの値がゼロに近づくように、ＰＩ制御を実行する。このように、力率１が保たれるように無効電流成分の振幅はゼロに近づくよう調整され、交流入力電流が力率１の正弦波に近づくように制御される。
【００６６】
座標変換部４４は、主回路３側から入力された各相の交流入力電圧の波形に座標変換を施し、交流入力電圧のｄ軸成分の信号Ｖｄ、およびｑ軸成分の信号Ｖｑを生成する。信号Ｖｄは補償処理部４５ａへ、信号Ｖｑは補償処理部４５ｂへ、それぞれ出力される。
【００６７】
補償信号生成部（４５ａ、４５ｂ）は、主回路３にて発生する逆起電圧を補償するための、補償信号を生成する。より具体的には、補償処理部４５ａは、信号Ｖｄの値に所定係数Ｋ１を乗じた値の信号を補償信号として生成し、加算器４６ａに出力する。また補償信号生成部４５ｂは、信号Ｖｑの値に所定係数Ｋ２を乗じた値の信号を補償信号として生成し、加算器４６ｂに出力する。
【００６８】
加算器４６ａは、ＰＩ制御器４３ａの出力値に、補償処理部４５ａが出力する補償信号の値を加算する処理を行う。当該加算によって得られる値の信号は、調整後の有効電流成分の振幅に応じた信号（コンバータの振幅ｍｄ）として、逆座標変換部４７および変調度制御部５０に出力される。
【００６９】
加算器４６ｂは、ＰＩ制御器４３ｂの出力値に、補償処理部４５ｂが出力する補償信号の値を加算する処理を行う。当該加算によって得られる値の信号は、調整後の無効電流成分の振幅に応じた信号として、逆座標変換部４７に出力される。これらの加算処理により、逆起電圧を補償するためのフィードフォワード（ＦＦ）制御が実現される。
【００７０】
逆座標変換部４７は、加算器４６ａからの入力信号（ｄ軸の値）および加算器４６ｂからの入力信号（ｑ軸の値）に、逆座標変換（座標変換部４１が行う座標変換の逆の処理）を施す。当該逆座標変換により、ブリッジ型変換回路１１の操作量を定める操作信号として、Ｕ相に対応した操作信号ｍｕ、Ｖ相に対応した操作信号ｍｖ、およびＷ相に対応した操作信号ｍｗが生成される。これらの操作信号は、ＰＷＭパルス生成部４９に出力される。
【００７１】
三角波生成部４８は、周期や振幅が予め定められている基準三角波ＴＲＩの信号を生成し、ＰＷＭパルス生成部４９に出力する。ＰＷＭパルス生成部４９は、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相の各々について、操作信号と基準三角波ＴＲＩとの値を比較し、当該比較の結果に応じた信号（ＨレベルとＬレベルが交互に現れるパルス信号）を生成する。
【００７２】
すなわちＰＷＭパルス生成部４９は、各相の操作信号を信号波とし、基準三角波ＴＲＩを搬送波（キャリア）とする、キャリア変調方式のパルス幅変調（ＰＷＭ）を実行する。なお当該パルス幅変調における変調度ＭＤは、操作信号（信号波）の振幅と基準三角波ＴＲＩ（搬送波）の振幅との比で表される。ＰＷＭパルス生成部４９によって生成された各パルス信号は、ゲート駆動回路５１に出力される。
【００７３】
また変調度制御部５０は、変調度ＭＤを目標値に近づけるためのフィードバック制御を行うものであり、変調度検出部５０ａ、目標変調度信号生成部５０ｂ、減算器５０ｃ、およびＰＩ制御器５０ｄを備えている。
【００７４】
変調度検出部２９ａは、加算器４６ａから入力される信号の値について、基準三角波ＴＲＩの振幅（予め定められている値）で除することによるスケール換算を行う。なお、加算器４６ａから入力される信号の値は操作信号の振幅を表しているため、当該スケール換算によって、現時点での変調度ＭＤが検出されることになる。また、基準三角波ＴＲＩの振幅が１に設定されている場合、加算器４６ａから入力される信号の値を変調度とみなすことが出来る。検出された現時点での変調度ＭＤを表す信号は、減算器５０ｃに出力される。
【００７５】
目標変調度信号生成部５０ｂは、変調度ＭＤの目標値を表す信号を生成し、減算器５０ｃに出力する。なお第１実施形態の場合と同様に、変調度ＭＤは１であることが理想であるため、通常、この目標値は１に設定されることが好ましい。但し、当該目標値は１に限られるものではなく、例えば、変調度ＭＶが１を越えることをより確実に防ぐため、目標値を１よりやや小さい値としても構わない。また当該目標値は、常時固定としておいても良く、所定の手段によって更新可能としておいても良い。
【００７６】
減算器５０ｃは、変調度検出部５０ａおよび目標変調度信号生成部５０ｂから入力される信号に基づき、目標変調度から現時点での変調度ＭＤを減算する処理を行う。当該減算によって得られる値の信号は、ＰＩ制御器５０ｄに出力される。
【００７７】
ＰＩ制御器５０ｄは、減算器５０ｃから出力される信号の値がゼロに近づくように先述した変調度補正値ＣMVを算出し、この変調度補正値ＣMVを表す信号を減算器４２ａに出力する。すなわちＰＩ制御器５０ｄは、目標変調度と現時点での変調度ＭＤとの偏差が小さくなるように、ＰＩ制御を実行する。
【００７８】
先述した通り、変調度補正値ＣMVから信号Ｉｄの値が減算された値の信号は、ＰＩ減算器４３ａに出力される。これにより変調度ＭＤは、目標値に近づくようにフィードバック制御されることとなる。
【００７９】
ゲート駆動回路３０は、ＰＷＭコンパレータ２８から入力されるパルス信号に応じて駆動パルス信号（Ｇ１〜Ｇ４）を生成し、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）に出力する。これにより、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）のＰＷＭ制御が実現されることになる。
【００８０】
［電力変換回路の動作について］
電力変換回路９ａは上述した通りの構成となっており、ブリッジ型変換回路３１における各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）をスイッチングさせることによって、三相交流電源Ｅ２から入力される交流入力電圧を直流電圧に変換し、直流出力電圧Ｖｏとして出力端子Ｔ１から出力する。
【００８１】
また上述した通り、制御部４は、交流入力電流が力率１の正弦波に近づくように、かつ、変調度ＭＤが目標値の１に近づくように、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）の操作量を定める操作信号（ｍｕ、ｍｖ、ｍｗ）を生成する。そして制御部４は、各操作信号（ｍｕ、ｍｖ、ｍｗ）を信号波とし、基準三角波ＴＲＩを搬送波（キャリア）とするキャリア変調方式のパルス幅変調を行い、これらの操作信号に応じた駆動パルス信号（Ｇ１〜Ｇ６）を生成し、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を駆動させる。
【００８２】
電力変換装置９ａによれば、第１実施形態に係る電力変換装置９の場合と同様に、交流入力電圧や直流の出力電流が変動しても、常時１付近の値となるように変調度ＭＤが動的に制御される。その結果、直流出力電圧Ｖｏは、最適な値となるように動的に制御される。
【００８３】
なお電力変換装置９ａは、上述したように変調度ＭＤを制御するが、出力電圧については、直接制御するようになってはいない。そこで、電力変換装置９ａを用いて負荷への電力供給システムを形成する際には、電力変換装置９ａと負荷との間（すなわち主回路３の後段側）に、電圧調整用の機器（直流出力電圧Ｖｏを負荷に適合するように調整する機器）が設けられるようにしても良い。これにより、負荷に適正な入力電圧を供給することが可能でありながら、電力変換装置９ａの特長を活かした電力供給システムが実現される。
【００８４】
３．第３実施形態
先述の通り、第１実施形態として、単相交流電源に対応した電力変換装置９（高力率コンバータ）についての説明を行った。電力変換装置９の構成形態については、各種用途の機器に利用することが可能である。このような構成形態が利用された機器として、二次電池用の双方向パワコン［パワーコンディショナ］（電力変換システムの一形態）を例に挙げ、第３実施形態として以下に説明する。
【００８５】
図７は、当該双方向パワコン１０の構成図である。本図に示すように双方向パワコン１０は、主回路１ａおよび制御部２を有している。
【００８６】
主回路１ａは、ブリッジ型変換回路１１、電流電圧検出回路１２、リアクトル（Ｌ１、Ｌ２、Ｌ４）、コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）、および双方向チョッパ回路５などを有している。なお、ブリッジ型変換回路１１、および電流電圧検出回路１２の構成については、第１実施形態のものと同等であるため説明を省略する。また制御部２は、第１実施形態と同等の機能に加え、交流−直流変換を行う方向とは逆方向へ電圧の直流−交流変換が行われるように、駆動パルス信号（Ｇ１〜Ｇ４）を出力する機能をも有している。
【００８７】
主回路１ａは、単相の交流電力を供給する配電系統Ｅ３および二次電池ＢＡＴが接続されており、双方向への電力伝送（二次電池ＢＡＴの充電と放電）が可能となっている。主回路１ａには、配電系統Ｅ３からは交流電力（交流入力電流Ｉｉおよび交流入力電圧Ｖｓ）が入力され、二次電池ＢＡＴからは直流電力が入力される。
【００８８】
双方向チョッパ回路５は、スイッチング素子（Ｑ７、Ｑ８）、リアクトルＬ４、およびコンデンサＣ３を有している。スイッチング素子Ｑ７のエミッタはスイッチング素子Ｑ８のコレクタとリアクトルＬ４の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ７のコレクタは、ブリッジ型変換回路１１の上側の出力端、およびコンデンサＣ１の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ８のエミッタは、ブリッジ型変換回路１１の下側の出力端、コンデンサＣ１の他端、および二次電池ＢＡＴの負極側に接続されている。またリアクトルＬ４の他端は、二次電池ＢＡＴの正極側に接続されている。またコンデンサＣ３の両端は、それぞれ二次電池ＢＡＴの正極側と負極側に接続されている。
【００８９】
双方向チョッパ回路５は、不図示の制御装置からパルス信号が入力され、これに応じて各スイッチング素子（Ｑ７、Ｑ８）はスイッチングを行うようになっている。双方向チョッパ回路５は、ブリッジ型変換回路１１側から二次電池ＢＡＴ側への方向、および二次電池ＢＡＴ側からブリッジ型変換回路１１側への方向の何れにも（つまり双方向に）、直流電圧の変換（直流−直流変換）を行う機能を有している。なお双方向チョッパ回路５による電圧の変換は、昇圧および降圧の何れとしておいても構わない。
【００９０】
またスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点は、インダクタＬ１を介して、配電系統Ｅ３の正側に接続され、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点は、配電系統Ｅ３の負側に接続されている。またコンデンサＣ２の両端は、それぞれ配電系統Ｅ３の正極側と負極側に接続されている。
【００９１】
双方向パワコン１０は二次電池ＢＡＴの充電を行う際、配電系統Ｅ３から入力された交流電圧（交流入力電圧Ｖｓ）に対して、ブリッジ型変換回路１１による交流−直流変換および双方向チョッパ回路５による直流−直流変換が順に行われるように、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４、Ｏ７、Ｑ８）を制御する。そして双方向パワコン１０は、これらの変換動作により得られた直流電圧を、二次電池ＢＡＴに出力する。
【００９２】
また双方向パワコン１０は二次電池ＢＡＴの放電を行う際、二次電池ＢＡＴから入力された直流電圧に対して、双方向チョッパ回路５による直流−直流変換およびブリッジ型変換回路１１による直流−交流変換が順に行われるように、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４、Ｏ７、Ｑ８）を制御する。そして双方向パワコン１０は、これらの変換動作により得られた交流電圧を、配電系統Ｅ３に出力する。
【００９３】
本実施形態では、主回路１ａはブリッジ型変換回路１１と双方向チョッパ回路５の二段構成となっているが、二次電池ＢＡＴの充電時におけるブリッジ型変換回路１１の制御手順については、第１実施形態の場合と同様である。そのため本実施形態の双方向パワコン１０においても、第１実施形態の場合と同様の原理により、制御部２が行うパルス幅変調の変調度ＭＶは、常時１付近の値となるように動的に制御される。
【００９４】
なお本実施形態の双方向パワコン１０は、第１実施形態のものとほぼ同等の構成形態の電力変換装置（但し、交流−直流変換を行う方向とは逆の方向に、電圧の直流−交流変換をも行うようにしたもの）と、双方向チョッパ回路５とを備え、電力変換装置の側には配電系統Ｅ３が、双方向チョッパ回路５の側には二次電池ＢＡＴが、それぞれ接続されるようにしたものと見ることが出来る。
【００９５】
このように見れば、双方向パワコン１０は、電力変換装置の側に入力される交流電圧に、交流−直流変換および直流−直流変換を順に行って得られる直流電圧を、双方向チョッパ回路５の側から出力する動作、および、双方向チョッパ回路５の側に入力される直流電圧に、直流−直流変換および直流−交流変換を順に行って得られる交流電圧を、電力変換装置の側から出力する動作、を行うものと言える。
【００９６】
４．第４実施形態
先述の通り、第２実施形態として、三相交流電源に対応した電力変換装置９ａ（高力率コンバータ）についての説明を行った。電力変換装置９ａの構成形態については、各種用途の機器に利用することが可能である。このような構成形態が利用された機器として、二次電池用の双方向パワコン（電力変換システムの一形態）を例に挙げ、第４実施形態として以下に説明する。
【００９７】
図８は、当該双方向パワコン１０ａの構成図である。本図に示すように双方向パワコン１０ａは、主回路２ａおよび制御部４を有している。
【００９８】
主回路２ａは、ブリッジ型変換回路３１、電流電圧検出回路３２、リアクトル（Ｌ１〜Ｌ４）、コンデンサＣ１、および双方向チョッパ回路５などを有している。なお、ブリッジ型変換回路３１、および電流電圧検出回路３２の構成については、第１実施形態のものと同等であり、双方向チョッパ回路５の構成については第３実施形態のものと同等であるため、それぞれの説明を省略する。また制御部４は、第２実施形態と同等の機能に加え、交流−直流変換を行う方向とは逆方向へ電圧の直流−交流変換が行われるように、駆動パルス信号（Ｇ１〜Ｇ６）を出力する機能をも有している。
【００９９】
主回路２ａは、三相の交流電力を供給する配電系統Ｅ４および二次電池ＢＡＴが接続されており、双方向への電力伝送（二次電池ＢＡＴの充電と放電）が可能となっている。主回路２ａには、配電系統Ｅ４からは交流電力（各相の交流入力電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）および交流入力電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ））が入力され、二次電池ＢＡＴからは直流電力が入力される。
【０１００】
また、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点は、インダクタＬ１を介して、配電系統Ｅ４のＵ相電源ラインに接続され、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点は、インダクタＬ２を介して、配電系統Ｅ４のＶ相電源ラインに接続され、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６との接続点は、インダクタＬ３を介して、配電系統Ｅ４のＷ相電源ラインに接続されている。
【０１０１】
双方向パワコン１０ａは二次電池ＢＡＴの充電を行う際、配電系統Ｅ４から入力された交流電圧に対して、ブリッジ型変換回路３１による交流−直流変換および双方向チョッパ回路５による直流−直流変換が順に行われるように、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ８）を制御する。そして双方向パワコン１０ａは、これらの変換動作により得られた直流電圧を、二次電池ＢＡＴに出力する。
【０１０２】
また双方向パワコン１０ａは二次電池ＢＡＴの放電を行う際、二次電池ＢＡＴから入力された直流電圧に対して、双方向チョッパ回路５による直流−直流変換およびブリッジ型変換回路３１による直流−交流変換が順に行われるように、各スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ８）を制御する。そして双方向パワコン１０ａは、これらの変換動作により得られた交流電圧を、配電系統Ｅ４に出力する。
【０１０３】
本実施形態では、主回路２ａはブリッジ型変換回路３１と双方向チョッパ回路５の二段構成となっているが、二次電池ＢＡＴの充電時におけるブリッジ型変換回路３１の制御手順については、第２実施形態の場合と同様である。そのため本実施形態の双方向パワコン１０ａにおいても、第２実施形態の場合と同様の原理により、制御部４が行うパルス幅変調の変調度ＭＤは、常時１付近の値となるように動的に制御される。
【０１０４】
なお本実施形態の双方向パワコン１０ａは、第２実施形態のものとほぼ同等の構成形態の電力変換装置（但し、交流−直流変換を行う方向とは逆の方向に、電圧の直流−交流変換をも行うようにしたもの）と、双方向チョッパ回路５とを備え、電力変換装置の側には配電系統Ｅ４が、双方向チョッパ回路５の側には二次電池ＢＡＴが、それぞれ接続されるようにしたものと見ることが出来る。
【０１０５】
このように見れば、双方向パワコン１０ａは、電力変換装置の側に入力される交流電圧に、交流−直流変換および直流−直流変換を順に行って得られる直流電圧を、双方向チョッパ回路５の側から出力する動作、および、双方向チョッパ回路５の側に入力される直流電圧に、直流−直流変換および直流−交流変換を順に行って得られる交流電圧を、電力変換装置の側から出力する動作、を行うものと言える。
【０１０６】
５．第５実施形態
次に、第１実施形態に係る電力変換装置９を力率改善（power factor correction：PFC）のための部品として適用した、モータインバータについて説明する。図９は、当該モータインバータ６の構成図である。本図に示すようにモータインバータ６は、電力変換装置９および直流−交流変換回路７を有している。モータインバータ６は、単相の交流電力を供給する単相交流電源Ｅ１が入力側に、交流電力によって駆動するモータ８が出力側に、それぞれ接続された形態で用いられる。
【０１０７】
モータインバータ６は、単相交流電源Ｅ１から入力される交流電圧を、電力変換装置９によって直流電圧に変換した後、更に直流−交流変換装置７によって交流電圧に変換した上でモータ８に出力し、モータ８を駆動させる。ここで電力変換装置９は、高力率コンバータとしての機能を有しているため、力率を改善させる役割を果すことになる。
【０１０８】
このようにモータインバータ６は、電力変換装置９と、交流−直流変換によって得られた直流電圧が入力され、この直流電圧に直流−交流変換を行う直流−交流変換回路７と、を備えており、この直流−交流変換によって得られた交流電圧を、モータ駆動用の電圧として出力するものとなっている。なお力率改善用の部品として、電力変換装置９の代わりに、第２実施形態に係る電力変換装置９ａを適用することも可能である。この場合モータインバータ６は、三相の交流電源に対応するものとなる。
【０１０９】
６．その他
以上までに説明した通り、本実施形態に係る電力変換装置は、駆動パルス信号に応じてスイッチングを行うスイッチング素子を有し、該スイッチングにより、入力される交流電圧に交流−直流変換を行う主回路と、前記スイッチング素子の操作量を定める操作信号を生成する機能部（操作信号生成部）と、前記操作信号を信号波としたパルス幅変調を行い、該操作信号に応じた前記駆動パルス信号を生成する機能部（パルス信号生成部）と、を備えている。
【０１１０】
そして操作信号生成部は、このパルス幅変調における変調度を検出し、この変調度の検出値に基づいて前記操作信号を生成するようになっている。そのため各実施形態に係る電力変換装置によれば、直流出力電圧の検出や推定を実行するための機構（直流電圧検出器など）や動作を必要とせず、入力される電流波形を歪ませずに、かつ電力変換の効率が十分高くなるように、直流出力電圧の目標値を動的に設定することが容易となっている。また、検出回路の誤差や主回路の素子のバラツキに依存せず、かつ、交流入力電圧の変動や電力変換装置の負荷変動にも動的に追従可能な出力電圧のより適切な制御が可能となり、従来のものより高調波入力電流が少なく、より効率的で、小型化や低コスト化が達成された電力変換装置が実現できる。
【０１１１】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこの内容に限定されるものではない。本発明はその主旨を逸脱しない限り、種々の変形を加えた形態で実施され得る。
【０１１２】
例えば先に説明した各実施形態では、操作信号生成部は、変調度の検出値をフィードバックさせ、変調度が予め設定されている目標値に近づくように、操作信号を生成するようになっている。この点、操作信号の生成に当該検出値を反映させるための形態や、当該検出値のフィードバックの具体的形態などについては、本発明の主旨を逸脱しない限り、他の形態が採用されても構わない。また、変調度が予め設定されている目標値に近づくようにする代わりに、変調度が予め設定されている許容範囲に収まるように、操作信号を生成する形態が採用されても構わない。
【産業上の利用可能性】
【０１１３】
本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置に利用することができる。
【符号の説明】
【０１１４】
１、１ａ、３、３ａ 主回路
２、４ 制御部
５ 双方向チョッパ回路（直流−直流変換回路）
６ モータインバータ
７ 直流−交流変換回路
８ モータ
９、９ａ、 電力変換装置
１０、１０ａ 双方向パワコン（電力変換システム）
１１、３１ ブリッジ型変換回路
１２、３２ 電流電圧検出回路
２１ 基準正弦波生成部
２２ 乗算器
２３ 減算器
２４ ＰＩ制御器
２５ 補償信号生成部
２６ 加算器
２７ 三角波生成部
２８ ＰＷＭコンパレータ
２９ 変調度制御部
２９ａ 変調度検出部
２９ｂ 目標変調度信号生成部
２９ｃ 減算器
２９ｄ ＰＩ制御器
３０ ゲート駆動回路
４１ 座標変換部
４２ａ、４２ｂ 減算器
４３ａ、４３ｂ ＰＩ制御器
４４ 座標変換部
４５ａ、４５ｂ 補償処理部
４６ａ、４６ｂ 加算器
４７ 逆座標変換部
４８ 三角波生成部
４９ ＰＷＭパルス生成部
５０ 変調度制御部
５０ａ 変調度検出部
５０ｂ 目標変調度信号生成部
５０ｃ 減算器
５０ｄ ＰＩ制御器
５１ ゲート駆動回路
ＢＡＴ 二次電池
Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ
Ｅ 交流電源
Ｅ１ 単相交流電源
Ｅ２ 三相交流電源
Ｅ３ 配電系統（単相）
Ｅ４ 配電系統（三相）
Ｌ１〜Ｌ４ リアクトル
Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子
Ｔ１ 出力端子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
駆動パルス信号に応じてスイッチングを行うスイッチング素子を有し、該スイッチングにより、入力される交流電圧に交流−直流変換を行う変換回路と、
前記スイッチング素子の操作量を定める操作信号を生成する操作信号生成部と、
前記操作信号を信号波としたパルス幅変調を行い、該操作信号に応じた前記駆動パルス信号を生成するパルス信号生成部と、を備え、
前記操作信号生成部は、
前記パルス幅変調における変調度を検出し、該変調度の検出値に基づいて前記操作信号を生成することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記変換回路は、
複数の前記スイッチング素子がブリッジ接続されて形成されたブリッジ型変換回路を有し、
前記操作信号生成部は、
入力される交流電流が力率１の正弦波に近づくように、前記操作信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記操作信号生成部は、
前記変調度の検出値をフィードバックさせ、
前記変調度が予め設定されている目標値に近づくように、または、前記変調度が予め設定されている許容範囲に収まるように、前記操作信号を生成することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記操作信号生成部は、
前記変調度が１に近づくように、前記操作信号を生成することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記変換回路は、
前記交流−直流変換を行う方向とは逆の方向に、電圧の直流−交流変換を行うことを特徴とする請求項２から請求項４の何れかに記載の電力変換装置。
【請求項６】
請求項５に記載の電力変換装置と、
双方向に昇圧または降圧の直流−直流変換を行う直流−直流変換回路と、を備え、
前記電力変換装置の側に入力される交流電圧に、前記交流−直流変換および前記直流−直流変換を順に行って得られる直流電圧を、前記直流−直流変換回路の側から出力する動作、および、
前記直流−直流変換回路の側に入力される直流電圧に、前記直流−直流変換および前記直流−交流変換を順に行って得られる交流電圧を、前記電力変換装置の側から出力する動作、
を行うことを特徴とする電力変換システム。
【請求項７】
前記電力変換装置の側には配電系統が接続され、前記直流−直流変換回路の側には二次電池が接続されることを特徴とする請求項６に記載の電力変換システム。
【請求項８】
請求項２から請求項４の何れかに記載の電力変換装置と、
前記交流−直流変換によって得られた直流電圧が入力され、該直流電圧に直流−交流変換を行う直流−交流変換回路と、を備え、
前記直流−交流変換によって得られた交流電圧を、モータ駆動用の電圧として出力することを特徴とするモータインバータ。
【請求項１】
駆動パルス信号に応じてスイッチングを行うスイッチング素子を有し、該スイッチングにより、入力される交流電圧に交流−直流変換を行う変換回路と、
前記スイッチング素子の操作量を定める操作信号を生成する操作信号生成部と、
前記操作信号を信号波としたパルス幅変調を行い、該操作信号に応じた前記駆動パルス信号を生成するパルス信号生成部と、を備え、
前記操作信号生成部は、
前記パルス幅変調における変調度を検出し、該変調度の検出値に基づいて前記操作信号を生成することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記変換回路は、
複数の前記スイッチング素子がブリッジ接続されて形成されたブリッジ型変換回路を有し、
前記操作信号生成部は、
入力される交流電流が力率１の正弦波に近づくように、前記操作信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記操作信号生成部は、
前記変調度の検出値をフィードバックさせ、
前記変調度が予め設定されている目標値に近づくように、または、前記変調度が予め設定されている許容範囲に収まるように、前記操作信号を生成することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記操作信号生成部は、
前記変調度が１に近づくように、前記操作信号を生成することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記変換回路は、
前記交流−直流変換を行う方向とは逆の方向に、電圧の直流−交流変換を行うことを特徴とする請求項２から請求項４の何れかに記載の電力変換装置。
【請求項６】
請求項５に記載の電力変換装置と、
双方向に昇圧または降圧の直流−直流変換を行う直流−直流変換回路と、を備え、
前記電力変換装置の側に入力される交流電圧に、前記交流−直流変換および前記直流−直流変換を順に行って得られる直流電圧を、前記直流−直流変換回路の側から出力する動作、および、
前記直流−直流変換回路の側に入力される直流電圧に、前記直流−直流変換および前記直流−交流変換を順に行って得られる交流電圧を、前記電力変換装置の側から出力する動作、
を行うことを特徴とする電力変換システム。
【請求項７】
前記電力変換装置の側には配電系統が接続され、前記直流−直流変換回路の側には二次電池が接続されることを特徴とする請求項６に記載の電力変換システム。
【請求項８】
請求項２から請求項４の何れかに記載の電力変換装置と、
前記交流−直流変換によって得られた直流電圧が入力され、該直流電圧に直流−交流変換を行う直流−交流変換回路と、を備え、
前記直流−交流変換によって得られた交流電圧を、モータ駆動用の電圧として出力することを特徴とするモータインバータ。
【図２】
【図６】
【図９】
【図１】
【図３】
【図４】
【図５】
【図７】
【図８】
【図６】
【図９】
【図１】
【図３】
【図４】
【図５】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１２−１７８９４４（Ｐ２０１２−１７８９４４Ａ）
【公開日】平成２４年９月１３日（２０１２．９．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−４１３９１（Ｐ２０１１−４１３９１）
【出願日】平成２３年２月２８日（２０１１．２．２８）
【出願人】（０００００１８８９）三洋電機株式会社 (18,308)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年９月１３日（２０１２．９．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年２月２８日（２０１１．２．２８）
【出願人】（０００００１８８９）三洋電機株式会社 (18,308)
【Ｆターム（参考）】
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