電力変換装置および電力変換方法
【課題】キャリア周波数の値を離散的に時間変化させる場合、キャリア周波数の高調波のスペクトルに形成される凸凹を低減し、ノイズのピークレベルを十分に低減した電力変換装置を提供する。
【解決手段】 ＰＷＭインバータ２により入力電力を三相交流に変換する電力変換装置において、ＰＷＭインバータ２を制御する制御装置５は、ＰＷＭ制御の搬送波の周波数を、離散的かつ周期的に時間変化させるキャリア周波数変化部１０と、キャリアをＰＷＭ比較部８ａ，８ｂ，８ｃへ出力するキャリア出力部１１とを備える。キャリア周波数変化部１０は、所望の周波数帯域内において、キャリアの各次数の高調波の周波数スペクトルが連続するように、キャリア周波数の可変範囲を決定する。
【解決手段】 ＰＷＭインバータ２により入力電力を三相交流に変換する電力変換装置において、ＰＷＭインバータ２を制御する制御装置５は、ＰＷＭ制御の搬送波の周波数を、離散的かつ周期的に時間変化させるキャリア周波数変化部１０と、キャリアをＰＷＭ比較部８ａ，８ｂ，８ｃへ出力するキャリア出力部１１とを備える。キャリア周波数変化部１０は、所望の周波数帯域内において、キャリアの各次数の高調波の周波数スペクトルが連続するように、キャリア周波数の可変範囲を決定する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチングによる電磁ノイズを低減した電力変換装置および電力変換方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置のＥＭＩノイズ対策として、特許文献１に記載のステッピングモータの駆動回路が知られている。この駆動回路は、４つのＦＥＴスイッチでＨブリッジを構成し、直流電源からモータに印加される電流の大きさと向きを制御している。ＦＥＴスイッチの開閉は、ＰＷＭ制御により行われ、ＦＥＴスイッチの開閉によって、ＥＭＩノイズが発生する。ＥＭＩノイズのスペクトルは、ＰＷＭのキャリア周波数およびその高調波周波数にピークを示す。
【０００３】
この従来技術は、ＥＭＩノイズレベルを低減するために、ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数を時間経過とともに正弦波状に連続的に変化させている。キャリア周波数の変化範囲は、一般的には広くしたほうがピークレベルが低くなると考えられている。その例としては、非特許文献１の記事がある。ただしこれは、クロック信号に対してアナログ的に周波数変調している場合である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平９−９９７９５号公報
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】「拡散スペクトルクロック発生器」櫻井秋久、月刊ＥＭＣ,No.109(1997.5.5)p.22〜p.28
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
デジタル制御によりキャリア周波数の値を離散的に時間変化させる場合には、ＥＭＩノイズスペクトルは、キャリア周波数の離散的な値をそれぞれ用いて、キャリア周波数一定の条件のもとで動作させた場合の各ＥＭＩスペクトルを平均した値とほぼ一致する、すなわち準静的に考えることができる。しかしながら、キャリア周波数の値を離散的に時間変化させた場合、各キャリア周波数の高調波の分布に応じて、高調波ＥＭＩスペクトルに凸凹が形成され、ノイズのピークレベルを十分に低減することができないという問題点があった。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記問題点を解決するために本発明は、開閉手段をＰＷＭ制御することにより入力電力を所望の形態に変換する電力変換装置であって、ＰＷＭ制御の搬送波の周波数を離散的かつ周期的に時間変化させる際に、所望の周波数帯域内において、搬送波の各次数の高調波の拡散スペクトルが連続するように、搬送波周波数の可変範囲を決定することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、所望の周波数帯域におけるＰＷＭ搬送波の各次数の高調波の拡散スペクトルが連続するので、搬送波の高調波によるＥＭＩスペクトルを平坦化し、ＥＭＩノイズの影響を抑制することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明に係る電力変換装置の実施例を備えた電力変換システムを示すブロック図である。
【図２】デジタル制御におけるキャリア周波数の三角波状の時間変化例を示すタイムチャートである。
【図３】本発明におけるキャリア周波数の高調波の拡散スペクトルの一般例を示す図である。
【図４】実施例におけるキャリア周波数の高調波の拡散スペクトル例を示す図である。
【図５】実施例におけるキャリア周波数の高調波の分布の計算値を示す図である。
【図６】単体スイッチ素子による負荷駆動への本発明の適用例を示す図である。
【図７】ＤＣ−ＤＣコンバータへの本発明の適用例を示す図である。
【図８】デジタル制御におけるキャリア周波数の鋸状の時間変化例を示す図である。
【図９】デジタル制御におけるキャリア周波数の周期波形の時間変化を示す図である。
【図１０】デジタル制御におけるキャリア周波数の正弦波状の時間変化を示す図である。
【図１１】キャリア周波数の高調波の拡散スペクトル例を示す図である。
【図１２】キャリア周波数の高調波の分布の計算値を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
次に図面を参照して、本発明を詳細に説明する。実施形態の説明の前に、本発明者らによる電力変換装置のノイズスペクトルに関する知見を説明する。ＰＷＭ制御の電力変換装置において、キャリア周波数を離散的に時間とともに変化させても、スイッチング回数の時間平均が変わらないことから、その時に形成されるＥＭＩスペクトルのエネルギの合計は変化しない。従って、ノイズスペクトルが平坦になればなるほどピークレベルが低減される。逆に言うと、ＥＭＩスペクトルの凹凸が大きいほど、ピークレベルが高くなる。
【００１１】
例えば、所望周波数帯域としてＡＭラジオ放送の帯域（およそ５００ｋＨｚから１６５０ｋＨｚとする）のＥＭＩスペクトルのレベルを下げたい場合を考える。図１１のように、キャリア周波数の変化の範囲を１５ｋＨｚ±０．１ｋＨｚの範囲とすると、キャリア周波数の３３次高調波のスペクトルが４９１．７ｋＨｚ〜４９８．３ｋＨｚの範囲で拡散する。また３４次の高調波のスペクトルが５０６．６ｋＨｚ〜５１３．４ｋＨｚの範囲で拡散する。しかし、３３次と３４次の高調波の拡散スペクトルの間の４９８．３ｋＨｚ〜５０６．６ｋＨｚの帯域には、高調波のＥＭＩスペクトルが入らないため、スペクトルの凹みが形成されることになる。先に述べたように、キャリア周波数を時間変化させても、ＥＭＩのトータルのエネルギは変わらないことから、この凹みにもＥＭＩスペクトルを拡散すれば、さらにＥＭＩスペクトルのレベルを低減できることになる。
【００１２】
一方、図１２（ａ）は、キャリア周波数の変化の範囲を１３．３９ｋＨｚ〜１７．０５ｋＨｚとし、その時に使用するキャリア周波数の値の個数を９個とした場合の高調波の分布を示したものである。横軸は上記と同様ＡＭラジオ放送の周波数帯域、縦軸はキャリア周波数の時間変化一周期中に各高調波が占める割合から求めた分布である。ここでは分解能帯域幅（ＲＢＷ）を９ｋＨｚと想定して計算している。この分布を見ると、およそ５００ｋＨｚとその整数倍の周波数を中心としたレベルの高い帯域があることがわかる。これは、キャリア周波数の逆数であるキャリア周期の変化範囲と時間変化に使用するキャリア周波数（周期）の値の個数に起因して起こるものである。
【００１３】
この場合では、キャリア周波数の変化に使用するキャリア周波数値の逆数であるキャリア周期の平均の間隔、すなわち最大キャリア周期と最小キャリア周期の値の差をキャリア周波数の値の個数−１（この場合は８）で割った数の逆数、
８／｛１／（１３．３９×１０3 ）−１／（１７．０５×１０3 ）｝
≒５００×１０3 Ｈｚ
＝５００ｋＨｚ
とその整数倍付近に高調波の集中する帯域が形成される。
【００１４】
この帯域はＥＭＩスペクトルのレベルの高い帯域になる。このように、キャリア周波数の変化の範囲とキャリア周波数変化に使用する個数によっては、キャリア周波数を時間変化しても、ＥＭＩスペクトルに凹凸が形成され、レベル低減が十分なされないことがありうる。
【００１５】
なお図１２（ｂ）は、図１２（ａ）の場合と同様、キャリア周波数の変化の範囲を１３．３９ｋＨｚ〜１７．０５ｋＨｚ、その時に使用するキャリア周波数の値の個数を９個とした場合の高調波の分布ではあるが、キャリア周波数の値を図１２（ａ）の場合と異なる値を使用した場合の高調波の分布である。この場合でもやはり同様の傾向として５００ｋＨｚとその整数倍の周波数付近に高調波が集中する帯域が形成されている。
【００１６】
本発明は、以上の知見に基づいて行われたものであり、キャリア周波数の高調波のＥＭＩスペクトルの凹凸を低減するキャリア周波数の可変範囲を設定することにより、ＥＭＩのピークレベルを低減した電力変換装置を提供する。
【００１７】
次に、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。図１は、本発明に係る電力変換装置の実施例を説明する電力変換システム１のシステム構成図である。
【００１８】
図１の電力変換システム１は、直流をＰＷＭ制御により三相交流に変換するＰＷＭインバータ２、三相ブラシレスモータ（以下、三相モータと略記）３、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃ（総称して電流センサ４と呼ぶことがある）、ＰＷＭインバータ２へＰＷＭ制御信号を供給する制御装置５、を主な構成要素として備える。
【００１９】
制御装置５は、電流指令値生成部６、ＰＩＤ制御部７ａ、７ｂ、７ｃ、ＰＷＭ比較部８ａ、８ｂ、８ｃ、信号反転部９ａ、９ｂ、９ｃ、キャリア周波数変化部１０，キャリア出力部１１を備える。
【００２０】
ＰＷＭインバータ２は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor ）等の半導体素子により構成された６個のスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｔｗ＋、Ｔｗ−を備える。ＰＷＭインバータ２は、ＰＷＭ比較部８ａ、８ｂ、８ｃの制御に従って、電池Ｂ及びコンデンサＣから成る直流電源の正極又は負極を選択し、選択した電極を三相モータ３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電極に接続する。
【００２１】
電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃは、それぞれ、ＰＷＭインバータ２から三相モータ３に供給されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値を検出する。電流指令値生成部６は、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃの検出値が正弦波状の交流電流に変換されるように、正弦波状の電流指令値を生成する。ＰＩＤ制御部７ａ、７ｂ、７ｃは、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃの検出値が電流指令値生成部６が生成した電流指令値に従うように、電流指令値と電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃの検出値に基づいてＰＷＭ比較部８ａ、８ｂ、８ｃへ出力するデューティ指令値に相当するレベル指令値をＰＩＤ制御する。キャリア出力部１１は、三角波状キャリア信号を各相毎に生成してＰＷＭ比較部８ａ，８ｂ，８ｃへ出力する。
【００２２】
ＰＷＭ比較部８ａ、８ｂ、８ｃは、ＰＩＤ制御部７ａ、７ｂ、７ｃが出力するレベル指令値と、三角波状キャリア信号との大小関係を比較し、その大小関係に応じてＰＷＭインバータ２のスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｖ＋、Ｔｗ＋のオン／オフを制御する信号をＰＷＭインバータ２へ出力する。信号反転部９ａ、９ｂ、９ｃは、ＰＷＭ比較部８ａ、８ｂ、８ｃの出力を反転して、スイッチング素子Ｔｕ−、Ｔｖ−、Ｔｗ−のオン／オフを制御する信号をＰＷＭインバータ２へ出力する。
【００２３】
ここで、Ｕ相のスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−の制御を例として、ＰＷＭ比較部８ａの動作を具体的に説明する。ＰＷＭ比較部８ａは、ＰＩＤ制御部７ａの出力値が三角波状キャリア信号よりも大きい場合、スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−をそれぞれオン状態及びオフ状態に制御することにより正の電圧をモータのＵ相に印加する。逆にＰＩＤ制御部７ａの出力値が三角波状キャリア信号よりも小さい場合には、スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−をそれぞれオフ状態及びオン状態に制御することにより、負の電圧を三相モータ３のＵ相に印加する。
【００２４】
尚、本実施例では、制御装置５は、マイクロコンピュータで構成されているものとする。このマイクロコンピュータは、例えば、演算制御部であるＣＰＵと、プログラム及び制御マップを記憶したＲＯＭと、作業用ＲＡＭと、入出力インタフェースとを備える。
【００２５】
キャリア周波数変化部１０は、キャリア出力部１１から出力される三角波状キャリア信号の周波数ｆｃを離散的に時間経過に伴って変化させる。例えば、キャリア周波数を三角波状に変化させる場合、キャリア周波数は図２に示されるように変化することになる。
【００２６】
次に、キャリア周波数を離散的に時間変化させてＥＭＩスペクトルを平坦化しレベルを低減するための、キャリア周波数の変化幅を設定する方法について説明する。
【００２７】
最初に、キャリア周波数の高調波の拡散スペクトルが所望の帯域において連続になるようにキャリア周波数の変化幅の最小値を決定する方法について説明する。
【００２８】
図３に示すように、キャリア周波数の中心値をfcc 、中心値fcc から上下に変化可能な可変幅を±Δfcとする。キャリア周波数の可変範囲は、fcc-Δfcからfcc+Δfcとなり、この場合、ｎ次高調波の拡散スペクトルは、およそn(fcc-Δfc)からn(fcc+Δfc)までの帯域に広がる。また（ｎ＋１）次高調波の拡散スペクトルは、およそ(n+1)(fcc-Δfc)から(n+1)(fcc+Δfc)までの帯域に広がる。尚FminはＥＭＩスペクトルのレベルを低減したい所望帯域の最低周波数、ｎはｎ≦Fmin/fc を満たす最大の整数である。
【００２９】
今必要な要件は、Fminよりも高い帯域において、高調波の拡散スペクトルが連続であることである。そのためには（ｎ＋１）次高調波の拡散スペクトルの最低周波数が、ｎ次高調波の拡散スペクトルの最大周波数以下になっていればよい。すなわち式（１）に示す不等式を満たすようにΔfcを決めればよい。
(n+1)(fcc-Δfc)≦n(fcc+Δfc) …（１）
式（１）を整理すると、式（２）となる。
fcc/(2n+1)≦Δfc …（２）
つまり、Δfcをfcc/(2n+1)以上の値として、可変範囲（fcc-Δfc〜fcc+Δfc）でキャリア周波数を時間変化させればよい。なおキャリア周波数は、例えばスイッチングによる発熱や損失、音響ノイズの発生といったシステム要件で可変範囲が規定される場合がある。その場合は、システム要件で決まる可変範囲の中で式（２）を満たすようにキャリア周波数可変範囲を決定する。
【００３０】
具体的な値を用いた例として、fccを15kHz、Δfcを0.5kHz、Fminを500kHzとした場合のＥＭＩスペクトルを模式的に描いたものが図４である。この場合は式（２）を満足しており、Fmin以上の帯域の最も低い次数である３３次高調波の拡散スペクトルと３４次高調波の拡散スペクトルが連続となっている。これ以上の帯域では、拡散スペクトルは必ず連続となる。
【００３１】
さて、ＰＷＭ制御においては、例えばデューティが５０％で駆動させるような場合がある。この場合、ＰＷＭインバータ２の出力波形には、奇数次の高調波のみ存在し、偶数次の高調波は存在しない。このような場合、隣り合う高調波の拡散スペクトルが連続となるためには、或る奇数次の高調波の拡散スペクトルと、次の奇数次の高調波の拡散スペクトルとが連続になる必要がある。
【００３２】
このような場合はキャリア周波数の変化幅としては式（２）の２倍の範囲とすれば、高調波の拡散スペクトルが連続となる。すなわち、式（３）を満たすようにキャリア周波数の変化幅を決める。
2fcc/(2n+1)≦Δfc …（３）
【００３３】
次にキャリア周波数の変化幅の最大値を規定する方法について説明する。この場合は、キャリア周波数の変化範囲と変化に使用するキャリア周波数の値の個数に起因して形成されるキャリア周波数の高調波が集中する帯域、つまりＥＭＩスペクトルのレベルが高い帯域が、所望の帯域の範囲外、特に所望の帯域よりも高い帯域になるようにすることから、キャリア周波数の変化幅の最大値を規定する方法である。
【００３４】
ここで、キャリア周波数の変化範囲と変化に使用するキャリア周波数の値の個数に起因して形成されるキャリア周波数の高調波が集中する帯域とは、使用するキャリア周波数の逆数であるキャリア周期の平均の間隔、言い換えるとキャリア周期の最大値と最小値の差をキャリア周波数の値の個数−１で割った値の逆数の周波数とその整数倍の周波数付近の帯域である。この帯域が所望の帯域に入らないように、キャリア周波数の変化の範囲を規定してやればよい。式で表現すると、キャリア周期の最大値、最小値をそれぞれTcmax、Tcminとし、キャリア周波数の値の個数をNとすると、
(N-1)/(Tcmin-Tcmax) …（４）
とその整数倍の周波数付近の帯域にキャリア周波数の高調波の分布が集中しやすい。したがって、Fmaxを所望の周波数帯域の最大周波数とすると、
Fmax≦(N-1)/(Tcmax-Tcmin) …（５）
を満足するようにキャリア周波数を選択し、その値を使用してキャリア周波数を変化させることによって、ＥＭＩの影響を抑制することができる。
【００３５】
例えば上記の式（４）とその整数倍の帯域がＡＭラジオの帯域（およそ５００ｋＨｚから１６５０ｋＨｚとする）に入らないようにすることを考える。今キャリア周波数の変化に使用するキャリア周波数の値の個数を９個とし、キャリア周波数の値の最大値、最小値をそれぞれ15.23kHz、14.78kHzとする。この場合、式（４）の値を求めると、式（６）となる。
(9-1)/{1/15.23×103)-1/(14.78×103)}≒4×106Hz=4MHz …（６）
つまりこの場合は、上記キャリア周波数の高調波の分布が集中しやすい帯域で最低の周波数は４MHz 付近となり、ＡＭラジオの帯域よりも高い周波数であるため、ＡＭラジオの帯域におけるＥＭＩスペクトルを平坦化できることになる。
【００３６】
なお上式において、Tcmax(=1/(fcc-Δfc))とTcmin(=1/(fcc+Δfc))とし、近似を用いて書き直すと、式（７）となり、キャリア周波数の変化の範囲の最大値を規定する式になっていることがわかる。
Δfc≦N・fcc2/(2Fmax) …（７）
なお、Ｎは使用するＣＰＵのクロックによって制限される場合がある。例えばクロック周波数が１MHz の場合、その逆数のクロック周期は１μsecとなる。キャリア周期はクロック周期の整数倍の値に限定されるため、例えばキャリア周期の範囲を１００μsecから１１０μsecとすると、Ｎの個数は最大でも１１個しか使用できないことになる。上記は、キャリア周波数の時間変化に使用できるＮの個数が制限されている場合におけるキャリア周波数の範囲を規定する方法についての説明である。
【００３７】
逆に、発熱や音振等のシステム要件からキャリア周波数の変化範囲に制限がある場合（つまりΔfcに上限がある場合）場合がある。この場合にキャリア周波数の変化範囲と変化に使用するキャリア周波数の値の個数に起因して形成されるキャリア周波数の高調波が集中する帯域が、所望の帯域に入らないようにする場合は、キャリア周波数の個数を適切に決定してやればよい。それは上記の考え方に基づき、以下の式（８）で規定することができる。
Fmax(Tcmax-Tcmin)+1≦N …（８）
これを同じく近似を用いて整理すると、式（９）となる。
2FmaxΔfc/fcc2≦N …（９）
なおこれまで、ＰＷＭ制御により三相ブラシレスモータを駆動する電力変換装置を例に説明してきたが、本発明は、電力変換装置の構成に限定されず、スイッチの開閉によって電力の形態を変化させることが可能な電力変換装置のキャリア周波数を変化させる場合に用いる離散的なキャリア周波数値を規定するものである。
【００３８】
例えば、従来技術の特許文献１に示されたＨブリッジによりモータを駆動する構成や、図６に示されるような単体スイッチにより何らかの負荷を開閉する構成、図７に示されるようなＤＣ−ＤＣコンバータ等でも適用できる。
【００３９】
また本発明は、特定のキャリア周波数の時間変化パターンに限定されない。例えば、図８に示されるような鋸波状変化、図９に示されるような周期波形状変化、図１０に示すような正弦波状変化をはじめ、様々なキャリア周波数の時間変化パターンに適用できる。その場合、用いるキャリア周波数として上記に説明したような方法で周波数値を決定すればよい。
【００４０】
以上説明した本実施形態によれば、ＰＷＭ制御に用いる搬送波（キャリア）の周波数を、所望の周波数帯域内において、搬送波の各次数の高調波の拡散スペクトルが連続するように、搬送波周波数の可変範囲を決定することにより、所望の周波数帯域内のＥＭＩスペクトルを平坦化し、ＥＭＩノイズの影響を抑制することができるという効果がある。
【００４１】
また、本実施形態によれば、所望の周波数帯域内において、搬送波の上限周波数の任意の次数の高調波の周波数が、搬送波の下限周波数の前記次数より１次高い次数の高調波の周波数以下となるように、搬送波周波数の可変範囲を決定することにより、所望の周波数帯域において搬送波の各次数の高調波のスペクトルが連続し、ＥＭＩスペクトルを平坦化し、ＥＭＩノイズの影響を抑制することができるという効果がある。
【００４２】
また、本実施形態によれば、搬送波周波数の可変範囲をfcc-Δfc〜fcc+Δfcとし、nはn≦Fmin/fccを満たす最大の整数とし、Fminは所望の周波数帯域の最低周波数とすると、搬送波周波数の可変範囲は、
fcc/(2n+1)≦Δfc
の関係を満たすように設定するので、簡単かつ正確に、ＥＭＩノイズの影響を抑制することができる搬送波周波数の可変範囲を計算することができるという効果がある。
【００４３】
また、本実施形態によれば、所望の周波数帯域内において、搬送波の上限周波数の任意の次数の高調波の周波数が、搬送波の下限周波数の前記次数より２次高い次数の高調波の周波数以下となるように、搬送波周波数の可変範囲を決定することにより、搬送波が奇数次または偶数次の高調波しか含まない場合でも、所望の周波数帯域内のＥＭＩスペクトルを平坦化し、ＥＭＩノイズの影響を抑制することができるという効果がある。
【００４４】
また、本実施形態によれば、搬送波周波数の可変範囲をfcc-Δfc〜fcc+Δfcとし、nはn≦Fmin/fccを満たす最大の整数とし、Fminは所望の周波数帯域の最低周波数とすると、搬送波周波数の可変範囲は、
2fcc/(2n+1) ≦Δfc
の関係を満たすように設定するので、搬送波が奇数次または偶数次の高調波しか含まない場合も含めて、簡単かつ正確に、ＥＭＩノイズの影響を抑制することができる搬送波周波数の可変範囲を計算することができるという効果がある。
【００４５】
また、本実施形態によれば、搬送波周波数の可変範囲は、搬送波周波数を時間変化させる場合の搬送波周波数の変化の範囲と使用する搬送波周波数の個数に起因する搬送波周波数の高調波の集中する帯域が、所望の周波数帯域内に入らないように決定するので、所望の周波数帯域内のＥＭＩスペクトルを平坦化し、ＥＭＩノイズの影響を抑制することができるという効果がある。
【００４６】
また、本実施形態によれば、搬送波周波数の可変範囲は、搬送波周波数を時間変化させる場合の搬送波周波数の変化の範囲と使用する搬送波周波数の個数に起因する搬送波周波数の高調波の集中する帯域が、所望の周波数帯域の最大周波数よりも大きくなるように決定するので、所望の周波数帯域内のＥＭＩスペクトルを平坦化し、ＥＭＩノイズの影響を抑制することができるという効果がある。
【００４７】
また、本実施形態によれば、搬送波周波数の逆数である搬送波周期の変化範囲をTcmin〜Tcmaxとし、搬送波周波数の変化に使用する搬送波周波数値の個数をＮとし、所望の周波数帯域の最大周波数をFmaxとすると、搬送波周波数の可変範囲は、
Fmax≦(N-1)/(Tcmax-Tcmin)
の関係を満たすように設定するので、搬送波周波数値の個数を考慮した搬送波周波数の可変範囲を設定することができ、所望の周波数帯域内のＥＭＩスペクトルを平坦化し、ＥＭＩノイズの影響を抑制することができるという効果がある。
【００４８】
また、本実施形態によれば、記搬送波周波数を変化させる場合に使用する搬送波周波数の個数は、搬送波周波数を時間変化させる場合の搬送波周波数の変化の範囲と使用する搬送波周波数の個数に起因する搬送波周波数の高調波の集中する帯域が、所望の周波数帯域内に入らないように決定するので、所望の周波数帯域内のＥＭＩスペクトルを平坦化し、ＥＭＩノイズの影響を抑制することができるという効果がある。
【００４９】
また、本実施形態によれば、搬送波周波数の逆数である搬送波周期の変化範囲をTcmin〜Tcmaxとし、所望帯域の最大周波数をFmaxとすると、搬送波周波数の変化に使用する搬送波周波数値の個数Ｎは、
Fmax(Tcmax-Tcmin)+1 ≦N
の関係を満たすように設定するので、ＥＭＩノイズの影響を効果的に抑制することができる搬送波周波数値の個数を算出することができるという効果がある。
【符号の説明】
【００５０】
１ 電力変換システム
２ ＰＷＭインバータ（開閉手段）
３ 三相ブラシレスモータ
４ 電流センサ
５ 制御装置（制御手段）
６ 電流指令値生成部
７ａ，７ｂ，７ｃ ＰＩＤ制御部
８ａ，８ｂ，８ｃ ＰＷＭ比較部（ＰＷＭ比較手段）
９ａ，９ｂ，９ｃ 信号反転部
１０ キャリア周波数変化部（搬送波周波数変化手段）
１１ キャリア出力部（搬送波出力手段）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチングによる電磁ノイズを低減した電力変換装置および電力変換方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置のＥＭＩノイズ対策として、特許文献１に記載のステッピングモータの駆動回路が知られている。この駆動回路は、４つのＦＥＴスイッチでＨブリッジを構成し、直流電源からモータに印加される電流の大きさと向きを制御している。ＦＥＴスイッチの開閉は、ＰＷＭ制御により行われ、ＦＥＴスイッチの開閉によって、ＥＭＩノイズが発生する。ＥＭＩノイズのスペクトルは、ＰＷＭのキャリア周波数およびその高調波周波数にピークを示す。
【０００３】
この従来技術は、ＥＭＩノイズレベルを低減するために、ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数を時間経過とともに正弦波状に連続的に変化させている。キャリア周波数の変化範囲は、一般的には広くしたほうがピークレベルが低くなると考えられている。その例としては、非特許文献１の記事がある。ただしこれは、クロック信号に対してアナログ的に周波数変調している場合である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平９−９９７９５号公報
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】「拡散スペクトルクロック発生器」櫻井秋久、月刊ＥＭＣ,No.109(1997.5.5)p.22〜p.28
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
デジタル制御によりキャリア周波数の値を離散的に時間変化させる場合には、ＥＭＩノイズスペクトルは、キャリア周波数の離散的な値をそれぞれ用いて、キャリア周波数一定の条件のもとで動作させた場合の各ＥＭＩスペクトルを平均した値とほぼ一致する、すなわち準静的に考えることができる。しかしながら、キャリア周波数の値を離散的に時間変化させた場合、各キャリア周波数の高調波の分布に応じて、高調波ＥＭＩスペクトルに凸凹が形成され、ノイズのピークレベルを十分に低減することができないという問題点があった。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記問題点を解決するために本発明は、開閉手段をＰＷＭ制御することにより入力電力を所望の形態に変換する電力変換装置であって、ＰＷＭ制御の搬送波の周波数を離散的かつ周期的に時間変化させる際に、所望の周波数帯域内において、搬送波の各次数の高調波の拡散スペクトルが連続するように、搬送波周波数の可変範囲を決定することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、所望の周波数帯域におけるＰＷＭ搬送波の各次数の高調波の拡散スペクトルが連続するので、搬送波の高調波によるＥＭＩスペクトルを平坦化し、ＥＭＩノイズの影響を抑制することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明に係る電力変換装置の実施例を備えた電力変換システムを示すブロック図である。
【図２】デジタル制御におけるキャリア周波数の三角波状の時間変化例を示すタイムチャートである。
【図３】本発明におけるキャリア周波数の高調波の拡散スペクトルの一般例を示す図である。
【図４】実施例におけるキャリア周波数の高調波の拡散スペクトル例を示す図である。
【図５】実施例におけるキャリア周波数の高調波の分布の計算値を示す図である。
【図６】単体スイッチ素子による負荷駆動への本発明の適用例を示す図である。
【図７】ＤＣ−ＤＣコンバータへの本発明の適用例を示す図である。
【図８】デジタル制御におけるキャリア周波数の鋸状の時間変化例を示す図である。
【図９】デジタル制御におけるキャリア周波数の周期波形の時間変化を示す図である。
【図１０】デジタル制御におけるキャリア周波数の正弦波状の時間変化を示す図である。
【図１１】キャリア周波数の高調波の拡散スペクトル例を示す図である。
【図１２】キャリア周波数の高調波の分布の計算値を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
次に図面を参照して、本発明を詳細に説明する。実施形態の説明の前に、本発明者らによる電力変換装置のノイズスペクトルに関する知見を説明する。ＰＷＭ制御の電力変換装置において、キャリア周波数を離散的に時間とともに変化させても、スイッチング回数の時間平均が変わらないことから、その時に形成されるＥＭＩスペクトルのエネルギの合計は変化しない。従って、ノイズスペクトルが平坦になればなるほどピークレベルが低減される。逆に言うと、ＥＭＩスペクトルの凹凸が大きいほど、ピークレベルが高くなる。
【００１１】
例えば、所望周波数帯域としてＡＭラジオ放送の帯域（およそ５００ｋＨｚから１６５０ｋＨｚとする）のＥＭＩスペクトルのレベルを下げたい場合を考える。図１１のように、キャリア周波数の変化の範囲を１５ｋＨｚ±０．１ｋＨｚの範囲とすると、キャリア周波数の３３次高調波のスペクトルが４９１．７ｋＨｚ〜４９８．３ｋＨｚの範囲で拡散する。また３４次の高調波のスペクトルが５０６．６ｋＨｚ〜５１３．４ｋＨｚの範囲で拡散する。しかし、３３次と３４次の高調波の拡散スペクトルの間の４９８．３ｋＨｚ〜５０６．６ｋＨｚの帯域には、高調波のＥＭＩスペクトルが入らないため、スペクトルの凹みが形成されることになる。先に述べたように、キャリア周波数を時間変化させても、ＥＭＩのトータルのエネルギは変わらないことから、この凹みにもＥＭＩスペクトルを拡散すれば、さらにＥＭＩスペクトルのレベルを低減できることになる。
【００１２】
一方、図１２（ａ）は、キャリア周波数の変化の範囲を１３．３９ｋＨｚ〜１７．０５ｋＨｚとし、その時に使用するキャリア周波数の値の個数を９個とした場合の高調波の分布を示したものである。横軸は上記と同様ＡＭラジオ放送の周波数帯域、縦軸はキャリア周波数の時間変化一周期中に各高調波が占める割合から求めた分布である。ここでは分解能帯域幅（ＲＢＷ）を９ｋＨｚと想定して計算している。この分布を見ると、およそ５００ｋＨｚとその整数倍の周波数を中心としたレベルの高い帯域があることがわかる。これは、キャリア周波数の逆数であるキャリア周期の変化範囲と時間変化に使用するキャリア周波数（周期）の値の個数に起因して起こるものである。
【００１３】
この場合では、キャリア周波数の変化に使用するキャリア周波数値の逆数であるキャリア周期の平均の間隔、すなわち最大キャリア周期と最小キャリア周期の値の差をキャリア周波数の値の個数−１（この場合は８）で割った数の逆数、
８／｛１／（１３．３９×１０3 ）−１／（１７．０５×１０3 ）｝
≒５００×１０3 Ｈｚ
＝５００ｋＨｚ
とその整数倍付近に高調波の集中する帯域が形成される。
【００１４】
この帯域はＥＭＩスペクトルのレベルの高い帯域になる。このように、キャリア周波数の変化の範囲とキャリア周波数変化に使用する個数によっては、キャリア周波数を時間変化しても、ＥＭＩスペクトルに凹凸が形成され、レベル低減が十分なされないことがありうる。
【００１５】
なお図１２（ｂ）は、図１２（ａ）の場合と同様、キャリア周波数の変化の範囲を１３．３９ｋＨｚ〜１７．０５ｋＨｚ、その時に使用するキャリア周波数の値の個数を９個とした場合の高調波の分布ではあるが、キャリア周波数の値を図１２（ａ）の場合と異なる値を使用した場合の高調波の分布である。この場合でもやはり同様の傾向として５００ｋＨｚとその整数倍の周波数付近に高調波が集中する帯域が形成されている。
【００１６】
本発明は、以上の知見に基づいて行われたものであり、キャリア周波数の高調波のＥＭＩスペクトルの凹凸を低減するキャリア周波数の可変範囲を設定することにより、ＥＭＩのピークレベルを低減した電力変換装置を提供する。
【００１７】
次に、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。図１は、本発明に係る電力変換装置の実施例を説明する電力変換システム１のシステム構成図である。
【００１８】
図１の電力変換システム１は、直流をＰＷＭ制御により三相交流に変換するＰＷＭインバータ２、三相ブラシレスモータ（以下、三相モータと略記）３、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃ（総称して電流センサ４と呼ぶことがある）、ＰＷＭインバータ２へＰＷＭ制御信号を供給する制御装置５、を主な構成要素として備える。
【００１９】
制御装置５は、電流指令値生成部６、ＰＩＤ制御部７ａ、７ｂ、７ｃ、ＰＷＭ比較部８ａ、８ｂ、８ｃ、信号反転部９ａ、９ｂ、９ｃ、キャリア周波数変化部１０，キャリア出力部１１を備える。
【００２０】
ＰＷＭインバータ２は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor ）等の半導体素子により構成された６個のスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−、Ｔｖ＋、Ｔｖ−、Ｔｗ＋、Ｔｗ−を備える。ＰＷＭインバータ２は、ＰＷＭ比較部８ａ、８ｂ、８ｃの制御に従って、電池Ｂ及びコンデンサＣから成る直流電源の正極又は負極を選択し、選択した電極を三相モータ３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電極に接続する。
【００２１】
電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃは、それぞれ、ＰＷＭインバータ２から三相モータ３に供給されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値を検出する。電流指令値生成部６は、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃの検出値が正弦波状の交流電流に変換されるように、正弦波状の電流指令値を生成する。ＰＩＤ制御部７ａ、７ｂ、７ｃは、電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃの検出値が電流指令値生成部６が生成した電流指令値に従うように、電流指令値と電流センサ４ａ、４ｂ、４ｃの検出値に基づいてＰＷＭ比較部８ａ、８ｂ、８ｃへ出力するデューティ指令値に相当するレベル指令値をＰＩＤ制御する。キャリア出力部１１は、三角波状キャリア信号を各相毎に生成してＰＷＭ比較部８ａ，８ｂ，８ｃへ出力する。
【００２２】
ＰＷＭ比較部８ａ、８ｂ、８ｃは、ＰＩＤ制御部７ａ、７ｂ、７ｃが出力するレベル指令値と、三角波状キャリア信号との大小関係を比較し、その大小関係に応じてＰＷＭインバータ２のスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｖ＋、Ｔｗ＋のオン／オフを制御する信号をＰＷＭインバータ２へ出力する。信号反転部９ａ、９ｂ、９ｃは、ＰＷＭ比較部８ａ、８ｂ、８ｃの出力を反転して、スイッチング素子Ｔｕ−、Ｔｖ−、Ｔｗ−のオン／オフを制御する信号をＰＷＭインバータ２へ出力する。
【００２３】
ここで、Ｕ相のスイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−の制御を例として、ＰＷＭ比較部８ａの動作を具体的に説明する。ＰＷＭ比較部８ａは、ＰＩＤ制御部７ａの出力値が三角波状キャリア信号よりも大きい場合、スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−をそれぞれオン状態及びオフ状態に制御することにより正の電圧をモータのＵ相に印加する。逆にＰＩＤ制御部７ａの出力値が三角波状キャリア信号よりも小さい場合には、スイッチング素子Ｔｕ＋、Ｔｕ−をそれぞれオフ状態及びオン状態に制御することにより、負の電圧を三相モータ３のＵ相に印加する。
【００２４】
尚、本実施例では、制御装置５は、マイクロコンピュータで構成されているものとする。このマイクロコンピュータは、例えば、演算制御部であるＣＰＵと、プログラム及び制御マップを記憶したＲＯＭと、作業用ＲＡＭと、入出力インタフェースとを備える。
【００２５】
キャリア周波数変化部１０は、キャリア出力部１１から出力される三角波状キャリア信号の周波数ｆｃを離散的に時間経過に伴って変化させる。例えば、キャリア周波数を三角波状に変化させる場合、キャリア周波数は図２に示されるように変化することになる。
【００２６】
次に、キャリア周波数を離散的に時間変化させてＥＭＩスペクトルを平坦化しレベルを低減するための、キャリア周波数の変化幅を設定する方法について説明する。
【００２７】
最初に、キャリア周波数の高調波の拡散スペクトルが所望の帯域において連続になるようにキャリア周波数の変化幅の最小値を決定する方法について説明する。
【００２８】
図３に示すように、キャリア周波数の中心値をfcc 、中心値fcc から上下に変化可能な可変幅を±Δfcとする。キャリア周波数の可変範囲は、fcc-Δfcからfcc+Δfcとなり、この場合、ｎ次高調波の拡散スペクトルは、およそn(fcc-Δfc)からn(fcc+Δfc)までの帯域に広がる。また（ｎ＋１）次高調波の拡散スペクトルは、およそ(n+1)(fcc-Δfc)から(n+1)(fcc+Δfc)までの帯域に広がる。尚FminはＥＭＩスペクトルのレベルを低減したい所望帯域の最低周波数、ｎはｎ≦Fmin/fc を満たす最大の整数である。
【００２９】
今必要な要件は、Fminよりも高い帯域において、高調波の拡散スペクトルが連続であることである。そのためには（ｎ＋１）次高調波の拡散スペクトルの最低周波数が、ｎ次高調波の拡散スペクトルの最大周波数以下になっていればよい。すなわち式（１）に示す不等式を満たすようにΔfcを決めればよい。
(n+1)(fcc-Δfc)≦n(fcc+Δfc) …（１）
式（１）を整理すると、式（２）となる。
fcc/(2n+1)≦Δfc …（２）
つまり、Δfcをfcc/(2n+1)以上の値として、可変範囲（fcc-Δfc〜fcc+Δfc）でキャリア周波数を時間変化させればよい。なおキャリア周波数は、例えばスイッチングによる発熱や損失、音響ノイズの発生といったシステム要件で可変範囲が規定される場合がある。その場合は、システム要件で決まる可変範囲の中で式（２）を満たすようにキャリア周波数可変範囲を決定する。
【００３０】
具体的な値を用いた例として、fccを15kHz、Δfcを0.5kHz、Fminを500kHzとした場合のＥＭＩスペクトルを模式的に描いたものが図４である。この場合は式（２）を満足しており、Fmin以上の帯域の最も低い次数である３３次高調波の拡散スペクトルと３４次高調波の拡散スペクトルが連続となっている。これ以上の帯域では、拡散スペクトルは必ず連続となる。
【００３１】
さて、ＰＷＭ制御においては、例えばデューティが５０％で駆動させるような場合がある。この場合、ＰＷＭインバータ２の出力波形には、奇数次の高調波のみ存在し、偶数次の高調波は存在しない。このような場合、隣り合う高調波の拡散スペクトルが連続となるためには、或る奇数次の高調波の拡散スペクトルと、次の奇数次の高調波の拡散スペクトルとが連続になる必要がある。
【００３２】
このような場合はキャリア周波数の変化幅としては式（２）の２倍の範囲とすれば、高調波の拡散スペクトルが連続となる。すなわち、式（３）を満たすようにキャリア周波数の変化幅を決める。
2fcc/(2n+1)≦Δfc …（３）
【００３３】
次にキャリア周波数の変化幅の最大値を規定する方法について説明する。この場合は、キャリア周波数の変化範囲と変化に使用するキャリア周波数の値の個数に起因して形成されるキャリア周波数の高調波が集中する帯域、つまりＥＭＩスペクトルのレベルが高い帯域が、所望の帯域の範囲外、特に所望の帯域よりも高い帯域になるようにすることから、キャリア周波数の変化幅の最大値を規定する方法である。
【００３４】
ここで、キャリア周波数の変化範囲と変化に使用するキャリア周波数の値の個数に起因して形成されるキャリア周波数の高調波が集中する帯域とは、使用するキャリア周波数の逆数であるキャリア周期の平均の間隔、言い換えるとキャリア周期の最大値と最小値の差をキャリア周波数の値の個数−１で割った値の逆数の周波数とその整数倍の周波数付近の帯域である。この帯域が所望の帯域に入らないように、キャリア周波数の変化の範囲を規定してやればよい。式で表現すると、キャリア周期の最大値、最小値をそれぞれTcmax、Tcminとし、キャリア周波数の値の個数をNとすると、
(N-1)/(Tcmin-Tcmax) …（４）
とその整数倍の周波数付近の帯域にキャリア周波数の高調波の分布が集中しやすい。したがって、Fmaxを所望の周波数帯域の最大周波数とすると、
Fmax≦(N-1)/(Tcmax-Tcmin) …（５）
を満足するようにキャリア周波数を選択し、その値を使用してキャリア周波数を変化させることによって、ＥＭＩの影響を抑制することができる。
【００３５】
例えば上記の式（４）とその整数倍の帯域がＡＭラジオの帯域（およそ５００ｋＨｚから１６５０ｋＨｚとする）に入らないようにすることを考える。今キャリア周波数の変化に使用するキャリア周波数の値の個数を９個とし、キャリア周波数の値の最大値、最小値をそれぞれ15.23kHz、14.78kHzとする。この場合、式（４）の値を求めると、式（６）となる。
(9-1)/{1/15.23×103)-1/(14.78×103)}≒4×106Hz=4MHz …（６）
つまりこの場合は、上記キャリア周波数の高調波の分布が集中しやすい帯域で最低の周波数は４MHz 付近となり、ＡＭラジオの帯域よりも高い周波数であるため、ＡＭラジオの帯域におけるＥＭＩスペクトルを平坦化できることになる。
【００３６】
なお上式において、Tcmax(=1/(fcc-Δfc))とTcmin(=1/(fcc+Δfc))とし、近似を用いて書き直すと、式（７）となり、キャリア周波数の変化の範囲の最大値を規定する式になっていることがわかる。
Δfc≦N・fcc2/(2Fmax) …（７）
なお、Ｎは使用するＣＰＵのクロックによって制限される場合がある。例えばクロック周波数が１MHz の場合、その逆数のクロック周期は１μsecとなる。キャリア周期はクロック周期の整数倍の値に限定されるため、例えばキャリア周期の範囲を１００μsecから１１０μsecとすると、Ｎの個数は最大でも１１個しか使用できないことになる。上記は、キャリア周波数の時間変化に使用できるＮの個数が制限されている場合におけるキャリア周波数の範囲を規定する方法についての説明である。
【００３７】
逆に、発熱や音振等のシステム要件からキャリア周波数の変化範囲に制限がある場合（つまりΔfcに上限がある場合）場合がある。この場合にキャリア周波数の変化範囲と変化に使用するキャリア周波数の値の個数に起因して形成されるキャリア周波数の高調波が集中する帯域が、所望の帯域に入らないようにする場合は、キャリア周波数の個数を適切に決定してやればよい。それは上記の考え方に基づき、以下の式（８）で規定することができる。
Fmax(Tcmax-Tcmin)+1≦N …（８）
これを同じく近似を用いて整理すると、式（９）となる。
2FmaxΔfc/fcc2≦N …（９）
なおこれまで、ＰＷＭ制御により三相ブラシレスモータを駆動する電力変換装置を例に説明してきたが、本発明は、電力変換装置の構成に限定されず、スイッチの開閉によって電力の形態を変化させることが可能な電力変換装置のキャリア周波数を変化させる場合に用いる離散的なキャリア周波数値を規定するものである。
【００３８】
例えば、従来技術の特許文献１に示されたＨブリッジによりモータを駆動する構成や、図６に示されるような単体スイッチにより何らかの負荷を開閉する構成、図７に示されるようなＤＣ−ＤＣコンバータ等でも適用できる。
【００３９】
また本発明は、特定のキャリア周波数の時間変化パターンに限定されない。例えば、図８に示されるような鋸波状変化、図９に示されるような周期波形状変化、図１０に示すような正弦波状変化をはじめ、様々なキャリア周波数の時間変化パターンに適用できる。その場合、用いるキャリア周波数として上記に説明したような方法で周波数値を決定すればよい。
【００４０】
以上説明した本実施形態によれば、ＰＷＭ制御に用いる搬送波（キャリア）の周波数を、所望の周波数帯域内において、搬送波の各次数の高調波の拡散スペクトルが連続するように、搬送波周波数の可変範囲を決定することにより、所望の周波数帯域内のＥＭＩスペクトルを平坦化し、ＥＭＩノイズの影響を抑制することができるという効果がある。
【００４１】
また、本実施形態によれば、所望の周波数帯域内において、搬送波の上限周波数の任意の次数の高調波の周波数が、搬送波の下限周波数の前記次数より１次高い次数の高調波の周波数以下となるように、搬送波周波数の可変範囲を決定することにより、所望の周波数帯域において搬送波の各次数の高調波のスペクトルが連続し、ＥＭＩスペクトルを平坦化し、ＥＭＩノイズの影響を抑制することができるという効果がある。
【００４２】
また、本実施形態によれば、搬送波周波数の可変範囲をfcc-Δfc〜fcc+Δfcとし、nはn≦Fmin/fccを満たす最大の整数とし、Fminは所望の周波数帯域の最低周波数とすると、搬送波周波数の可変範囲は、
fcc/(2n+1)≦Δfc
の関係を満たすように設定するので、簡単かつ正確に、ＥＭＩノイズの影響を抑制することができる搬送波周波数の可変範囲を計算することができるという効果がある。
【００４３】
また、本実施形態によれば、所望の周波数帯域内において、搬送波の上限周波数の任意の次数の高調波の周波数が、搬送波の下限周波数の前記次数より２次高い次数の高調波の周波数以下となるように、搬送波周波数の可変範囲を決定することにより、搬送波が奇数次または偶数次の高調波しか含まない場合でも、所望の周波数帯域内のＥＭＩスペクトルを平坦化し、ＥＭＩノイズの影響を抑制することができるという効果がある。
【００４４】
また、本実施形態によれば、搬送波周波数の可変範囲をfcc-Δfc〜fcc+Δfcとし、nはn≦Fmin/fccを満たす最大の整数とし、Fminは所望の周波数帯域の最低周波数とすると、搬送波周波数の可変範囲は、
2fcc/(2n+1) ≦Δfc
の関係を満たすように設定するので、搬送波が奇数次または偶数次の高調波しか含まない場合も含めて、簡単かつ正確に、ＥＭＩノイズの影響を抑制することができる搬送波周波数の可変範囲を計算することができるという効果がある。
【００４５】
また、本実施形態によれば、搬送波周波数の可変範囲は、搬送波周波数を時間変化させる場合の搬送波周波数の変化の範囲と使用する搬送波周波数の個数に起因する搬送波周波数の高調波の集中する帯域が、所望の周波数帯域内に入らないように決定するので、所望の周波数帯域内のＥＭＩスペクトルを平坦化し、ＥＭＩノイズの影響を抑制することができるという効果がある。
【００４６】
また、本実施形態によれば、搬送波周波数の可変範囲は、搬送波周波数を時間変化させる場合の搬送波周波数の変化の範囲と使用する搬送波周波数の個数に起因する搬送波周波数の高調波の集中する帯域が、所望の周波数帯域の最大周波数よりも大きくなるように決定するので、所望の周波数帯域内のＥＭＩスペクトルを平坦化し、ＥＭＩノイズの影響を抑制することができるという効果がある。
【００４７】
また、本実施形態によれば、搬送波周波数の逆数である搬送波周期の変化範囲をTcmin〜Tcmaxとし、搬送波周波数の変化に使用する搬送波周波数値の個数をＮとし、所望の周波数帯域の最大周波数をFmaxとすると、搬送波周波数の可変範囲は、
Fmax≦(N-1)/(Tcmax-Tcmin)
の関係を満たすように設定するので、搬送波周波数値の個数を考慮した搬送波周波数の可変範囲を設定することができ、所望の周波数帯域内のＥＭＩスペクトルを平坦化し、ＥＭＩノイズの影響を抑制することができるという効果がある。
【００４８】
また、本実施形態によれば、記搬送波周波数を変化させる場合に使用する搬送波周波数の個数は、搬送波周波数を時間変化させる場合の搬送波周波数の変化の範囲と使用する搬送波周波数の個数に起因する搬送波周波数の高調波の集中する帯域が、所望の周波数帯域内に入らないように決定するので、所望の周波数帯域内のＥＭＩスペクトルを平坦化し、ＥＭＩノイズの影響を抑制することができるという効果がある。
【００４９】
また、本実施形態によれば、搬送波周波数の逆数である搬送波周期の変化範囲をTcmin〜Tcmaxとし、所望帯域の最大周波数をFmaxとすると、搬送波周波数の変化に使用する搬送波周波数値の個数Ｎは、
Fmax(Tcmax-Tcmin)+1 ≦N
の関係を満たすように設定するので、ＥＭＩノイズの影響を効果的に抑制することができる搬送波周波数値の個数を算出することができるという効果がある。
【符号の説明】
【００５０】
１ 電力変換システム
２ ＰＷＭインバータ（開閉手段）
３ 三相ブラシレスモータ
４ 電流センサ
５ 制御装置（制御手段）
６ 電流指令値生成部
７ａ，７ｂ，７ｃ ＰＩＤ制御部
８ａ，８ｂ，８ｃ ＰＷＭ比較部（ＰＷＭ比較手段）
９ａ，９ｂ，９ｃ 信号反転部
１０ キャリア周波数変化部（搬送波周波数変化手段）
１１ キャリア出力部（搬送波出力手段）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力される電力を所望の形態に変換する開閉手段と、該開閉手段の開閉動作をＰＷＭ制御する制御手段とを備えた電力変換装置であって、
前記制御手段は、
前記ＰＷＭ制御に用いる搬送波の周波数を、離散的かつ周期的に時間変化させる搬送波周波数変化手段と、
前記搬送波をＰＷＭ比較手段へ出力する搬送波出力手段と、
を備え、
前記搬送波周波数変化手段は、所望の周波数帯域内において、前記搬送波の各次数の高調波の拡散スペクトルが連続するように、前記搬送波周波数の可変範囲を決定することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記搬送波周波数変化手段は、所望の周波数帯域内において、前記搬送波の上限周波数の任意の次数の高調波の周波数が、前記搬送波の下限周波数の前記次数より１次高い次数の高調波の周波数以下となるように、前記搬送波周波数の可変範囲を決定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記搬送波周波数の可変範囲をfcc-Δfc〜fcc+Δfcとし、nはn≦Fmin/fccを満たす最大の整数とし、Fminは所望の周波数帯域の最低周波数とすると、前記搬送波周波数の可変範囲は、
fcc/(2n+1)≦Δfc
の関係を満たすことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記搬送波周波数変化手段は、所望の周波数帯域内において、前記搬送波の上限周波数の任意の次数の高調波の周波数が、前記搬送波の下限周波数の前記次数より２次高い次数の高調波の周波数以下となるように、前記搬送波周波数の可変範囲を決定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記搬送波周波数の可変範囲をfcc-Δfc〜fcc+Δfcとし、nはn≦Fmin/fccを満たす最大の整数とし、Fminは所望の周波数帯域の最低周波数とすると、前記搬送波周波数の可変範囲は、
2fcc/(2n+1) ≦Δfc
の関係を満たすことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記搬送波周波数の可変範囲は、搬送波周波数を時間変化させる場合の搬送波周波数の変化の範囲と使用する搬送波周波数の個数に起因する搬送波周波数の高調波の集中する帯域が、所望の周波数帯域内に入らないように決定したことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記搬送波周波数の可変範囲は、搬送波周波数を時間変化させる場合の搬送波周波数の変化の範囲と使用する搬送波周波数の個数に起因する搬送波周波数の高調波の集中する帯域が、所望の周波数帯域の最大周波数よりも大きくなるように決定したことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記搬送波周波数の逆数である搬送波周期の変化範囲をTcmin〜Tcmaxとし、搬送波周波数の変化に使用する搬送波周波数値の個数をＮとし、所望の周波数帯域の最大周波数をFmaxとすると、前記搬送波周波数の可変範囲は、
Fmax≦(N-1)/(Tcmax-Tcmin)
の関係を満たすことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記搬送波周波数を変化させる場合に使用する搬送波周波数の個数は、搬送波周波数を時間変化させる場合の搬送波周波数の変化の範囲と使用する搬送波周波数の個数に起因する搬送波周波数の高調波の集中する帯域が、所望の周波数帯域内に入らないように決定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記搬送波周波数の逆数である搬送波周期の変化範囲をTcmin〜Tcmaxとし、所望帯域の最大周波数をFmaxとすると、搬送波周波数の変化に使用する搬送波周波数値の個数Ｎは、
Fmax(Tcmax-Tcmin)+1 ≦N
の関係を満たすことを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
入力された電力を開閉動作によって所望の形態に変換する電力変換方法であって、
所望の周波数帯域内において、搬送波の各次数の高調波の拡散スペクトルが連続するように前記搬送波の周波数可変範囲を決定し、
前記搬送波の周波数を離散的かつ周期的に時間変化させ、
前記搬送波に基づいて前記開閉動作を制御するための制御信号を生成し、
該制御信号に基づいて前記開閉動作を制御することを特徴とする電力変換方法。
【請求項１】
入力される電力を所望の形態に変換する開閉手段と、該開閉手段の開閉動作をＰＷＭ制御する制御手段とを備えた電力変換装置であって、
前記制御手段は、
前記ＰＷＭ制御に用いる搬送波の周波数を、離散的かつ周期的に時間変化させる搬送波周波数変化手段と、
前記搬送波をＰＷＭ比較手段へ出力する搬送波出力手段と、
を備え、
前記搬送波周波数変化手段は、所望の周波数帯域内において、前記搬送波の各次数の高調波の拡散スペクトルが連続するように、前記搬送波周波数の可変範囲を決定することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記搬送波周波数変化手段は、所望の周波数帯域内において、前記搬送波の上限周波数の任意の次数の高調波の周波数が、前記搬送波の下限周波数の前記次数より１次高い次数の高調波の周波数以下となるように、前記搬送波周波数の可変範囲を決定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記搬送波周波数の可変範囲をfcc-Δfc〜fcc+Δfcとし、nはn≦Fmin/fccを満たす最大の整数とし、Fminは所望の周波数帯域の最低周波数とすると、前記搬送波周波数の可変範囲は、
fcc/(2n+1)≦Δfc
の関係を満たすことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記搬送波周波数変化手段は、所望の周波数帯域内において、前記搬送波の上限周波数の任意の次数の高調波の周波数が、前記搬送波の下限周波数の前記次数より２次高い次数の高調波の周波数以下となるように、前記搬送波周波数の可変範囲を決定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記搬送波周波数の可変範囲をfcc-Δfc〜fcc+Δfcとし、nはn≦Fmin/fccを満たす最大の整数とし、Fminは所望の周波数帯域の最低周波数とすると、前記搬送波周波数の可変範囲は、
2fcc/(2n+1) ≦Δfc
の関係を満たすことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記搬送波周波数の可変範囲は、搬送波周波数を時間変化させる場合の搬送波周波数の変化の範囲と使用する搬送波周波数の個数に起因する搬送波周波数の高調波の集中する帯域が、所望の周波数帯域内に入らないように決定したことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記搬送波周波数の可変範囲は、搬送波周波数を時間変化させる場合の搬送波周波数の変化の範囲と使用する搬送波周波数の個数に起因する搬送波周波数の高調波の集中する帯域が、所望の周波数帯域の最大周波数よりも大きくなるように決定したことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記搬送波周波数の逆数である搬送波周期の変化範囲をTcmin〜Tcmaxとし、搬送波周波数の変化に使用する搬送波周波数値の個数をＮとし、所望の周波数帯域の最大周波数をFmaxとすると、前記搬送波周波数の可変範囲は、
Fmax≦(N-1)/(Tcmax-Tcmin)
の関係を満たすことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記搬送波周波数を変化させる場合に使用する搬送波周波数の個数は、搬送波周波数を時間変化させる場合の搬送波周波数の変化の範囲と使用する搬送波周波数の個数に起因する搬送波周波数の高調波の集中する帯域が、所望の周波数帯域内に入らないように決定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記搬送波周波数の逆数である搬送波周期の変化範囲をTcmin〜Tcmaxとし、所望帯域の最大周波数をFmaxとすると、搬送波周波数の変化に使用する搬送波周波数値の個数Ｎは、
Fmax(Tcmax-Tcmin)+1 ≦N
の関係を満たすことを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
入力された電力を開閉動作によって所望の形態に変換する電力変換方法であって、
所望の周波数帯域内において、搬送波の各次数の高調波の拡散スペクトルが連続するように前記搬送波の周波数可変範囲を決定し、
前記搬送波の周波数を離散的かつ周期的に時間変化させ、
前記搬送波に基づいて前記開閉動作を制御するための制御信号を生成し、
該制御信号に基づいて前記開閉動作を制御することを特徴とする電力変換方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１０−２１３３７７（Ｐ２０１０−２１３３７７Ａ）
【公開日】平成２２年９月２４日（２０１０．９．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−５３６７６（Ｐ２００９−５３６７６）
【出願日】平成２１年３月６日（２００９．３．６）
【出願人】（０００００３９９７）日産自動車株式会社 (16,386)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年９月２４日（２０１０．９．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年３月６日（２００９．３．６）
【出願人】（０００００３９９７）日産自動車株式会社 (16,386)
【Ｆターム（参考）】
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