電流コンバート回路
【課題】オペアンプ構成の電流コンバート回路において、使用温度が高くても小さな電流信号を大きな電圧信号に変換できるようにする。
【解決手段】電流を電圧に変換するオペアンプ構成の電流コンバート回路において、オペアンプに接続される帰還回路を、少なくとも、帰還抵抗と、発光ダイオードとで構成する。
【解決手段】電流を電圧に変換するオペアンプ構成の電流コンバート回路において、オペアンプに接続される帰還回路を、少なくとも、帰還抵抗と、発光ダイオードとで構成する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パルス状の電流信号を電圧信号に変換する電流コンバート回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、パルス状の電流信号を電圧信号に変換する場合、図２に示すようなオペアンプ（Ａ）を使った電流コンバート回路が用いられる。この場合、大きな電流信号ｉが入力された場合、変換される電圧信号ｖＡの振幅制限をし、所定レベルの信号に整形するための２個のシリコンダイオードＤ１、Ｄ２が帰還抵抗Ｒｆ１に極性を異にして並列接続される。
【０００３】
このような役目を担うシリコンダイオードの一例として、（株）東芝製の型名１ＳＳ１８７があり、図３にこの素子の順方向電流ＩＦ−順方向電圧ＶＦの電気特性を示す。同図から明らかなように、順方向電流ＩＦが１０μＡ〜１００μＡの範囲で順方向電圧ＶＦが約１００ｍＶ程変動することが分かる。例えば、使用温度が２５℃の場合、順方向電流ＩＦが１０μＡ時には、順方向電圧ＶＦが約３８０ｍＶ発生することが示されている。
【０００４】
これにより、順方向電流ＩＦが０．１μＡと非常に小さい場合の順方向電圧ＶＦ１は、ＶＦ１＝３８０ｍＶ−２桁×１００ｍＶ＝１８０ｍＶとなる。この程度の電圧信号レベルであれば、入力オフセット電圧が数十ｍＶの一般的なオペアンプやコンパレータの入力信号としては十分である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところが、上記した従来の電流コンバート回路では、使用温度が高くなると、シリコンダイオードＤ１、Ｄ２の順方向電圧ＶＦが低下し、特にコンマ数μＡと小さい順方向電流ＩＦにあっては順方向電圧ＶＦが数十ｍＶ程度にしかならない。これは、一般に、シリコンダイオードは種類を問わず約２ｍＶ／℃の温度特性を有しているためである。
【０００６】
したがって、例えば使用温度が２５℃の場合には、順方向電流ＩＦが０．１μＡ時に順方向電圧ＶＦが１８０ｍＶも発生していたのが１００℃に上昇した場合、その順方向電圧ＶＦ２は、ＶＦ２＝１８０ｍＶ（２５℃時）−２ｍＶ／℃×（１００−２５）℃＝３０ｍＶとなる。
【０００７】
このように、シリコンダイオードＤ１、Ｄ２で構成されている電流コンバート回路では、使用温度が高くなると低レベルの電圧信号ｖＡが変換出力されるようになる。これは、一般的なオペアンプやコンパレータの入力信号としては不十分なレベルなので回路動作が不安定になる問題がある。
【０００８】
本発明は上記問題点を解決するためになされたものであって、小さい電流信号でも、従来よりも比較的に大きい電圧信号に変換できる電流コンバート回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の電流コンバート回路では、少なくとも、オペアンプと、このオペアンプの入力端子と出力端子との間に接続される帰還回路と、を備え、この帰還回路は少なくとも帰還抵抗と、この帰還抵抗と並列接続された発光ダイオードとから成るものである。
【００１０】
また、本発明の電流コンバート回路では帰還回路の発光ダイオードは、少なくとも２個が互いに極性を異にして並列接続されているものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明のオペアンプ構成の電流コンバート回路では、オペアンプに接続される帰還回路を、少なくとも、帰還抵抗と、発光ダイオードとで構成したので、電流信号を従来より大きなレベルの電圧信号に変換することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
次に、本発明の電流コンバート回路の第１の実施の形態について説明する。図１に本発明の電流コンバート回路が適用される電流信号変換装置１の基本的な回路構成を示す。同図において、電流信号変換装置１は、パルス状の電流信号ｉＰをデジタル信号ｖＣに変換するものであり、主に電流検出回路１０と、本発明の電流コンバート回路２０と、コンパレータ回路３０とから構成されている。
【００１３】
電流検出回路１０は、フェライトコア又はパーマロイコアと一体の電流検出用コイルＬが設けられた電流ピックアップ１２から成っている。電流検出用コイルＬは、信号線ＳＬの被測定信号であるパルス状の電流信号ｉＰを検出するものである。この電流検出用コイルＬに誘起された電流信号ｉＳ（又は電圧信号ｖＳ）は、出力端子ａ、ａ’を介して後段の電流コンバート回路２０に入力される。
【００１４】
電流コンバート回路２０は、反転型のオペアンプ（Ａ）２２と、帰還回路２４と、利得制限用の抵抗Ｒｇ１と、バイパスコンデンサＣｂと、分圧用の抵抗Ｒ１、Ｒ２とから構成されている。帰還回路２４は、負帰還の閉ループであり、帰還抵抗Ｒｆ１と、２個の発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２とから構成されている。
【００１５】
オペアンプ（Ａ）２２の反転入力端子（−）には、抵抗Ｒｇ１が、非反転入力端子（＋）には接地されたバイパスコンデンサＣｂ及び直流電源Ｖからの電圧を受けている抵抗Ｒ１、Ｒ２がそれぞれ接続されている。これにより、非反転入力端子（＋）には、直流電源ＶをＲ１と、Ｒ２とで分圧された基準電圧Ｖｒが設定される。この基準電圧Ｖｒは出力端子ｂ’を通して、後述するヒステリシスコンパレータ（Ｃ）３２の基準電圧Ｖｒとしても供給される。
【００１６】
更に、オペアンプ（Ａ）２２の反転入力端子（−）と、出力端子ｂとの間には上記帰還回路２４が設けられており、帰還抵抗Ｒｆ１と、極性を互いに異にさせた２個の発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２とが並列接続されている。
【００１７】
なお、本実施例では発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２は、Ｒｈｏｍ社製の型番ＳＭＬ−３１０ＶＴを用いている。図４には、この素子の順方向電流ＩＦ−順方向電圧ＶＦの電気特性が実線で示されている。同図から明らかなように、順方向電流ＩＦが０．１μＡ以上において、使用温度が１００℃であっても最低１Ｖもの順方向電圧ＶＦが発生することが示されている。この順方向電圧ＶＦは、上記従来のシリコンダイオードＤ１、Ｄ２に比較して約６倍の値である。
【００１８】
なお、上記シリコンダイオードＤ１、Ｄ２の順方向電流ＩＦ−順方向電圧ＶＦの電気特性が破線で示されている。
【００１９】
また、本実施例では、オペアンプ（Ａ）２２を直流型で動作するように構成してあるが、これに限らず信号入力ラインにコンデンサを設けて交流型で動作するように構成してもよい。
【００２０】
コンパレータ回路３０は、電流コンバート回路２０から出力される電圧信号ｖＡを取り込んで、反転入力端子（−）に設定されている基準電圧Ｖｒとのレベル比較してデジタル信号ｖＣに変換する回路であり、主にオペアンプ構成のヒステリシスコンパレータ（Ｃ）３２と、利得制限用の抵抗Ｒｇ２と、帰還抵抗Ｒｆ２とから構成されている。
【００２１】
ヒステリシスコンパレータ（Ｃ）３２の非反転入力端子（＋）には抵抗Ｒｇ２が接続されている。更に、非反転入力端子（＋）と、出力端子ｃ（ｃ’は接地）との間には帰還抵抗Ｒｆ２が接続されており、ヒステリシスレベルは抵抗Ｒｇ２と、帰還抵抗Ｒｆ２とにより決定される。
【００２２】
なお、本実施例では、ヒステリシスコンパレータ（Ｃ）３２のヒステリシス電圧Ｖ０を約５０ｍＶに設定してある。
【００２３】
次に、上記構成の電流信号変換装置１の動作について、図５に示す信号波形を参照しながら説明する。
【００２４】
信号線ＳＬを流れる被測定用のパルス状の電流信号ｉＰ（図５の（ａ）を参照）は、電流ピックアップ１２の電流検出用コイルＬに誘起されてスパイク状の電流信号ｉＳ（図３の（ｂ）を参照）として発生し、電流コンバート回路２０の抵抗Ｒｇ１を介してオペアンプ（Ａ）２２の反転入力端子（−）に入力される。
【００２５】
この電流信号ｉＳは、出力端子ｂから帰還回路２４を経て反転入力端子（−）に戻り、一定レベルで増幅される。その際、帰還回路２４の発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２の端子間に発生する順方向電圧ＶＦに基づく振幅制限（最大振幅制限電圧：±ｖＬ）を受けるが、電流信号ｉＳが小さい場合には振幅制限を受けることなく、一定レベルで増幅される（図５の（ｃ）を参照）。一方、電流信号ｉＳが大きい場合には最大振幅制限を受けるので、方形波状の電圧信号ｖＡに増幅される（図５の（ｄ）を参照）。
【００２６】
本実施例の電流コンバート回路２０の電圧信号ｖＡは、図４の実線で示す順方向電流ＩＦ−順方向電圧ＶＦ特性に基づいて出力される。同図から明らかなように、例えば、使用温度が２５℃において順方向電流ＩＦが０．１μＡ時には順方向電圧ＶＦが約１．２３Ｖ発生する。また、１００℃においても、約１．０８Ｖもの順方向電圧ＶＦが発生し、この順方向電圧ＶＦは、ヒステリシスコンパレータ（Ｃ）３２に設定されているヒステリシス電圧Ｖ０値より十分に大きいものとなっている。
【００２７】
電流コンバート回路２０からの電圧信号ｖＡは、後段のコンパレータ回路３０の抵抗Ｒｇ２を通して非反転端子（＋）に供給される。これにより、反転入力端子（−）に設定されている基準電圧Ｖｒに基づいて、デジタル信号ＶＣ（図５の（ｄ）を参照）が出力される。
【００２８】
以上述べたように、本実施例の電流検出装置１では、図４に示す順方向電流ＩＦ−順方向電圧ＶＦの電気特性から明らかなように、電流コンバート回路２０の電圧信号ｖＡのレベルは、ヒステリシスコンパレータ（Ｃ）３２に設定されるヒステリシス電圧Ｖ０より十分に大きい。従来のシリコンダイオード構成の場合には、使用温度が１００℃になると、順方向電流ＩＦが０．１μＡ時には順方向電圧ＶＦが約３０ｍＶ程度しか発生しなかったのに対して、本案のＬＥＤ構成では約１．０８Ｖも発生する。
【００２９】
このように、使用温度が高くても、小さい電流信号ｉＳを、高い電圧信号ｖＡに変換することが可能である。したがって、本案の電流コンバート回路２０では、小さな電流から大きな電流のパルス（又はスパイク）状の電流信号を一定レベルで振幅制限した電圧信号に、広範囲で変換させることが可能である。
【００３０】
次に、本発明の電流コンバート回路の第２の実施の形態について説明する。なお、上記実施の形態と同一の構成要素については同一符号を付して、その詳細な説明を省略する。
【００３１】
図６に、本発明の電流コンバート回路の構成を示す。同図において、電流コンバート回路２０のオペアンプ２２を非反転型で動作する構成にしたものである。オペアンプ２２の反転入力端子（−）には接地された利得制限用の抵抗Ｒｇが、非反転入力端子（＋）には接地された電流／電圧変換用の抵抗Ｒ１がそれぞれ接続されている。この抵抗Ｒ１には、電流信号ｉＳの大きさに応じた電圧信号ｖＳが発生するようになっている。
【００３２】
オペアンプ２２に接続される帰還回路２４の構成は第１実施例と同じである。帰還回路２４の発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２の両端に発生する順方向電圧ＶＦに基づいて電圧信号ｖＡに変換され、この場合にはオペアンプ２２に入力される電圧信号ｖＳと、出力される電圧信号ｖＡとの極性は同じになる。
【００３３】
次に、本発明の電流コンバート回路の第３の実施の形態について説明する。なお、上記実施の形態と同一の構成要素については同一符号を付して、その詳細な説明を省略する。図７に本発明の電流コンバート回路の構成を示す。同図において、電流コンバート回路２０のオペアンプ２２を差動型で動作するように構成したものである。オペアンプ２２の反転入力端子（−）には利得制限用の抵抗Ｒｇが、非反転入力端子（＋）には接地された電流／電圧変換用の抵抗Ｒ１がそれぞれ接続されている。オペアンプ２２に接続される帰還回路２４の構成は第１実施例と同じである。この場合にはオペアンプ２２の反転入力端子（−）と、非反転入力端子（＋）とに、互いに逆位相の電流信号ｉＳを各々に入力させる。これにより、振幅の大きさが同じで且つ逆位相の電流信号（±ｉＳ）のみが、帰還回路２４の発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２の両端に発生する順方向電圧ＶＦに基づいて電圧信号ｖＡに変換される。
【００３４】
次に、本発明の電流コンバート回路の第４の実施の形態について説明する。上記第１〜第３実施例では、電流コンバート回路２０の帰還回路２４は負帰還型であるが、これに限らず、図８に示す正帰還型の帰還回路８４であっても良い。この帰還回路８４の構成は第１実施例と同じである。この場合にも、オペアンプ２２の反転入力端子（−）に入力される電流信号ｉＳ（又は電圧信号ｖＳ）は、帰還回路８４の発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２の両端に発生する順方向電圧ＶＦに基づいた電圧信号ｖＡに変換される。
【００３５】
次に、本発明の電流コンバート回路の第５の実施の形態について説明する。上記第１〜第４実施例では電流コンバート回路２０の帰還回路２４（８４）の発光ダイオードの数は２個であるが、個数を限定するものではない。図９に、本発明の電流コンバート回路が適用される電流信号変換装置１の構成を示す。
【００３６】
なお、上記実施の形態と同一の構成要素については同一符号を付して、その詳細な説明を省略する。本実施例の形態では、電流コンバート回路２０の帰還回路９４を、帰還抵抗Ｒｆ１と、複数個が直列接続された発光ダイオード（ＬＥＤ１とＬＥＤ１’）（ＬＥＤ２とＬＥＤ２’）とで構成してある。このように発光ダイオードの数を増やすことによって、電流コンバート回路２０の電圧及び電流の最大許容量を大きく設定できる利点がある。
【００３７】
以上述べた第１〜第５実施例の本発明のオペアンプ構成の電流コンバート回路２０では、オペアンプ２２の入力端子と、出力端子との間に接続される帰還回路２４（８４、９４）が、帰還抵抗Ｒｆ１と、シリコンダイオードより順方向電圧ＶＦが大きい電気特性を有する複数個の発光ダイオードとで構成されている。これにより、コンマ数μＡの小さい電流信号ｉＳであっても、発光ダイオードの両端に発生する順方向電圧ＶＦに基づいて、高レベルの電圧信号ｖＡに変換することが可能である。
【００３８】
この電圧信号ｖＡのレベルは、従来のシリコンダイオード構成の電流コンバート回路の場合より約３倍もある。したがって、使用温度が高くなっても、一般的なオペアンプの入力オフセット電圧やコンパレータのヒステリシス電圧より下回ることはないので電流／電圧変換が安定して行われる。
【産業上の利用可能性】
【００３９】
アナログ信号をデジタル信号に変換して信号処理するオペアンプ構成の回路全般に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】 本発明の電流コンバート回路が適用される第１の実施の形態に係る電流信号変換装置の構成図である。
【図２】 従来技術の電流コンバート回路を示す構成図である。
【図３】 シリコンダイオードの電気特性を示す図である。
【図４】 発光ダイオードの電気特性を示す図である。
【図５】 図１に示す電流信号変換装置の動作を説明するための信号波形図である。
【図６】 第２の実施の形態例の電流コンバート回路の構成図である。
【図７】 第３の実施の形態例の電流コンバート回路の構成図である。
【図８】 第４の実施の形態例の電流コンバート回路の構成図である。
【図９】 本発明の電流コンバート回路が適用される第５の実施の形態に係る電流信号変換装置の構成図である。
【符号の説明】
【００４１】
１０ 電流検出回路
１２ 電流ピックアップ
２０ 電流コンバート回路
２２ オペアンプ
２４ 帰還回路
３０ コンパレータ回路
３２ ヒステリシスコンパレータ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パルス状の電流信号を電圧信号に変換する電流コンバート回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、パルス状の電流信号を電圧信号に変換する場合、図２に示すようなオペアンプ（Ａ）を使った電流コンバート回路が用いられる。この場合、大きな電流信号ｉが入力された場合、変換される電圧信号ｖＡの振幅制限をし、所定レベルの信号に整形するための２個のシリコンダイオードＤ１、Ｄ２が帰還抵抗Ｒｆ１に極性を異にして並列接続される。
【０００３】
このような役目を担うシリコンダイオードの一例として、（株）東芝製の型名１ＳＳ１８７があり、図３にこの素子の順方向電流ＩＦ−順方向電圧ＶＦの電気特性を示す。同図から明らかなように、順方向電流ＩＦが１０μＡ〜１００μＡの範囲で順方向電圧ＶＦが約１００ｍＶ程変動することが分かる。例えば、使用温度が２５℃の場合、順方向電流ＩＦが１０μＡ時には、順方向電圧ＶＦが約３８０ｍＶ発生することが示されている。
【０００４】
これにより、順方向電流ＩＦが０．１μＡと非常に小さい場合の順方向電圧ＶＦ１は、ＶＦ１＝３８０ｍＶ−２桁×１００ｍＶ＝１８０ｍＶとなる。この程度の電圧信号レベルであれば、入力オフセット電圧が数十ｍＶの一般的なオペアンプやコンパレータの入力信号としては十分である。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところが、上記した従来の電流コンバート回路では、使用温度が高くなると、シリコンダイオードＤ１、Ｄ２の順方向電圧ＶＦが低下し、特にコンマ数μＡと小さい順方向電流ＩＦにあっては順方向電圧ＶＦが数十ｍＶ程度にしかならない。これは、一般に、シリコンダイオードは種類を問わず約２ｍＶ／℃の温度特性を有しているためである。
【０００６】
したがって、例えば使用温度が２５℃の場合には、順方向電流ＩＦが０．１μＡ時に順方向電圧ＶＦが１８０ｍＶも発生していたのが１００℃に上昇した場合、その順方向電圧ＶＦ２は、ＶＦ２＝１８０ｍＶ（２５℃時）−２ｍＶ／℃×（１００−２５）℃＝３０ｍＶとなる。
【０００７】
このように、シリコンダイオードＤ１、Ｄ２で構成されている電流コンバート回路では、使用温度が高くなると低レベルの電圧信号ｖＡが変換出力されるようになる。これは、一般的なオペアンプやコンパレータの入力信号としては不十分なレベルなので回路動作が不安定になる問題がある。
【０００８】
本発明は上記問題点を解決するためになされたものであって、小さい電流信号でも、従来よりも比較的に大きい電圧信号に変換できる電流コンバート回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の電流コンバート回路では、少なくとも、オペアンプと、このオペアンプの入力端子と出力端子との間に接続される帰還回路と、を備え、この帰還回路は少なくとも帰還抵抗と、この帰還抵抗と並列接続された発光ダイオードとから成るものである。
【００１０】
また、本発明の電流コンバート回路では帰還回路の発光ダイオードは、少なくとも２個が互いに極性を異にして並列接続されているものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明のオペアンプ構成の電流コンバート回路では、オペアンプに接続される帰還回路を、少なくとも、帰還抵抗と、発光ダイオードとで構成したので、電流信号を従来より大きなレベルの電圧信号に変換することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
次に、本発明の電流コンバート回路の第１の実施の形態について説明する。図１に本発明の電流コンバート回路が適用される電流信号変換装置１の基本的な回路構成を示す。同図において、電流信号変換装置１は、パルス状の電流信号ｉＰをデジタル信号ｖＣに変換するものであり、主に電流検出回路１０と、本発明の電流コンバート回路２０と、コンパレータ回路３０とから構成されている。
【００１３】
電流検出回路１０は、フェライトコア又はパーマロイコアと一体の電流検出用コイルＬが設けられた電流ピックアップ１２から成っている。電流検出用コイルＬは、信号線ＳＬの被測定信号であるパルス状の電流信号ｉＰを検出するものである。この電流検出用コイルＬに誘起された電流信号ｉＳ（又は電圧信号ｖＳ）は、出力端子ａ、ａ’を介して後段の電流コンバート回路２０に入力される。
【００１４】
電流コンバート回路２０は、反転型のオペアンプ（Ａ）２２と、帰還回路２４と、利得制限用の抵抗Ｒｇ１と、バイパスコンデンサＣｂと、分圧用の抵抗Ｒ１、Ｒ２とから構成されている。帰還回路２４は、負帰還の閉ループであり、帰還抵抗Ｒｆ１と、２個の発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２とから構成されている。
【００１５】
オペアンプ（Ａ）２２の反転入力端子（−）には、抵抗Ｒｇ１が、非反転入力端子（＋）には接地されたバイパスコンデンサＣｂ及び直流電源Ｖからの電圧を受けている抵抗Ｒ１、Ｒ２がそれぞれ接続されている。これにより、非反転入力端子（＋）には、直流電源ＶをＲ１と、Ｒ２とで分圧された基準電圧Ｖｒが設定される。この基準電圧Ｖｒは出力端子ｂ’を通して、後述するヒステリシスコンパレータ（Ｃ）３２の基準電圧Ｖｒとしても供給される。
【００１６】
更に、オペアンプ（Ａ）２２の反転入力端子（−）と、出力端子ｂとの間には上記帰還回路２４が設けられており、帰還抵抗Ｒｆ１と、極性を互いに異にさせた２個の発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２とが並列接続されている。
【００１７】
なお、本実施例では発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２は、Ｒｈｏｍ社製の型番ＳＭＬ−３１０ＶＴを用いている。図４には、この素子の順方向電流ＩＦ−順方向電圧ＶＦの電気特性が実線で示されている。同図から明らかなように、順方向電流ＩＦが０．１μＡ以上において、使用温度が１００℃であっても最低１Ｖもの順方向電圧ＶＦが発生することが示されている。この順方向電圧ＶＦは、上記従来のシリコンダイオードＤ１、Ｄ２に比較して約６倍の値である。
【００１８】
なお、上記シリコンダイオードＤ１、Ｄ２の順方向電流ＩＦ−順方向電圧ＶＦの電気特性が破線で示されている。
【００１９】
また、本実施例では、オペアンプ（Ａ）２２を直流型で動作するように構成してあるが、これに限らず信号入力ラインにコンデンサを設けて交流型で動作するように構成してもよい。
【００２０】
コンパレータ回路３０は、電流コンバート回路２０から出力される電圧信号ｖＡを取り込んで、反転入力端子（−）に設定されている基準電圧Ｖｒとのレベル比較してデジタル信号ｖＣに変換する回路であり、主にオペアンプ構成のヒステリシスコンパレータ（Ｃ）３２と、利得制限用の抵抗Ｒｇ２と、帰還抵抗Ｒｆ２とから構成されている。
【００２１】
ヒステリシスコンパレータ（Ｃ）３２の非反転入力端子（＋）には抵抗Ｒｇ２が接続されている。更に、非反転入力端子（＋）と、出力端子ｃ（ｃ’は接地）との間には帰還抵抗Ｒｆ２が接続されており、ヒステリシスレベルは抵抗Ｒｇ２と、帰還抵抗Ｒｆ２とにより決定される。
【００２２】
なお、本実施例では、ヒステリシスコンパレータ（Ｃ）３２のヒステリシス電圧Ｖ０を約５０ｍＶに設定してある。
【００２３】
次に、上記構成の電流信号変換装置１の動作について、図５に示す信号波形を参照しながら説明する。
【００２４】
信号線ＳＬを流れる被測定用のパルス状の電流信号ｉＰ（図５の（ａ）を参照）は、電流ピックアップ１２の電流検出用コイルＬに誘起されてスパイク状の電流信号ｉＳ（図３の（ｂ）を参照）として発生し、電流コンバート回路２０の抵抗Ｒｇ１を介してオペアンプ（Ａ）２２の反転入力端子（−）に入力される。
【００２５】
この電流信号ｉＳは、出力端子ｂから帰還回路２４を経て反転入力端子（−）に戻り、一定レベルで増幅される。その際、帰還回路２４の発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２の端子間に発生する順方向電圧ＶＦに基づく振幅制限（最大振幅制限電圧：±ｖＬ）を受けるが、電流信号ｉＳが小さい場合には振幅制限を受けることなく、一定レベルで増幅される（図５の（ｃ）を参照）。一方、電流信号ｉＳが大きい場合には最大振幅制限を受けるので、方形波状の電圧信号ｖＡに増幅される（図５の（ｄ）を参照）。
【００２６】
本実施例の電流コンバート回路２０の電圧信号ｖＡは、図４の実線で示す順方向電流ＩＦ−順方向電圧ＶＦ特性に基づいて出力される。同図から明らかなように、例えば、使用温度が２５℃において順方向電流ＩＦが０．１μＡ時には順方向電圧ＶＦが約１．２３Ｖ発生する。また、１００℃においても、約１．０８Ｖもの順方向電圧ＶＦが発生し、この順方向電圧ＶＦは、ヒステリシスコンパレータ（Ｃ）３２に設定されているヒステリシス電圧Ｖ０値より十分に大きいものとなっている。
【００２７】
電流コンバート回路２０からの電圧信号ｖＡは、後段のコンパレータ回路３０の抵抗Ｒｇ２を通して非反転端子（＋）に供給される。これにより、反転入力端子（−）に設定されている基準電圧Ｖｒに基づいて、デジタル信号ＶＣ（図５の（ｄ）を参照）が出力される。
【００２８】
以上述べたように、本実施例の電流検出装置１では、図４に示す順方向電流ＩＦ−順方向電圧ＶＦの電気特性から明らかなように、電流コンバート回路２０の電圧信号ｖＡのレベルは、ヒステリシスコンパレータ（Ｃ）３２に設定されるヒステリシス電圧Ｖ０より十分に大きい。従来のシリコンダイオード構成の場合には、使用温度が１００℃になると、順方向電流ＩＦが０．１μＡ時には順方向電圧ＶＦが約３０ｍＶ程度しか発生しなかったのに対して、本案のＬＥＤ構成では約１．０８Ｖも発生する。
【００２９】
このように、使用温度が高くても、小さい電流信号ｉＳを、高い電圧信号ｖＡに変換することが可能である。したがって、本案の電流コンバート回路２０では、小さな電流から大きな電流のパルス（又はスパイク）状の電流信号を一定レベルで振幅制限した電圧信号に、広範囲で変換させることが可能である。
【００３０】
次に、本発明の電流コンバート回路の第２の実施の形態について説明する。なお、上記実施の形態と同一の構成要素については同一符号を付して、その詳細な説明を省略する。
【００３１】
図６に、本発明の電流コンバート回路の構成を示す。同図において、電流コンバート回路２０のオペアンプ２２を非反転型で動作する構成にしたものである。オペアンプ２２の反転入力端子（−）には接地された利得制限用の抵抗Ｒｇが、非反転入力端子（＋）には接地された電流／電圧変換用の抵抗Ｒ１がそれぞれ接続されている。この抵抗Ｒ１には、電流信号ｉＳの大きさに応じた電圧信号ｖＳが発生するようになっている。
【００３２】
オペアンプ２２に接続される帰還回路２４の構成は第１実施例と同じである。帰還回路２４の発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２の両端に発生する順方向電圧ＶＦに基づいて電圧信号ｖＡに変換され、この場合にはオペアンプ２２に入力される電圧信号ｖＳと、出力される電圧信号ｖＡとの極性は同じになる。
【００３３】
次に、本発明の電流コンバート回路の第３の実施の形態について説明する。なお、上記実施の形態と同一の構成要素については同一符号を付して、その詳細な説明を省略する。図７に本発明の電流コンバート回路の構成を示す。同図において、電流コンバート回路２０のオペアンプ２２を差動型で動作するように構成したものである。オペアンプ２２の反転入力端子（−）には利得制限用の抵抗Ｒｇが、非反転入力端子（＋）には接地された電流／電圧変換用の抵抗Ｒ１がそれぞれ接続されている。オペアンプ２２に接続される帰還回路２４の構成は第１実施例と同じである。この場合にはオペアンプ２２の反転入力端子（−）と、非反転入力端子（＋）とに、互いに逆位相の電流信号ｉＳを各々に入力させる。これにより、振幅の大きさが同じで且つ逆位相の電流信号（±ｉＳ）のみが、帰還回路２４の発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２の両端に発生する順方向電圧ＶＦに基づいて電圧信号ｖＡに変換される。
【００３４】
次に、本発明の電流コンバート回路の第４の実施の形態について説明する。上記第１〜第３実施例では、電流コンバート回路２０の帰還回路２４は負帰還型であるが、これに限らず、図８に示す正帰還型の帰還回路８４であっても良い。この帰還回路８４の構成は第１実施例と同じである。この場合にも、オペアンプ２２の反転入力端子（−）に入力される電流信号ｉＳ（又は電圧信号ｖＳ）は、帰還回路８４の発光ダイオードＬＥＤ１、ＬＥＤ２の両端に発生する順方向電圧ＶＦに基づいた電圧信号ｖＡに変換される。
【００３５】
次に、本発明の電流コンバート回路の第５の実施の形態について説明する。上記第１〜第４実施例では電流コンバート回路２０の帰還回路２４（８４）の発光ダイオードの数は２個であるが、個数を限定するものではない。図９に、本発明の電流コンバート回路が適用される電流信号変換装置１の構成を示す。
【００３６】
なお、上記実施の形態と同一の構成要素については同一符号を付して、その詳細な説明を省略する。本実施例の形態では、電流コンバート回路２０の帰還回路９４を、帰還抵抗Ｒｆ１と、複数個が直列接続された発光ダイオード（ＬＥＤ１とＬＥＤ１’）（ＬＥＤ２とＬＥＤ２’）とで構成してある。このように発光ダイオードの数を増やすことによって、電流コンバート回路２０の電圧及び電流の最大許容量を大きく設定できる利点がある。
【００３７】
以上述べた第１〜第５実施例の本発明のオペアンプ構成の電流コンバート回路２０では、オペアンプ２２の入力端子と、出力端子との間に接続される帰還回路２４（８４、９４）が、帰還抵抗Ｒｆ１と、シリコンダイオードより順方向電圧ＶＦが大きい電気特性を有する複数個の発光ダイオードとで構成されている。これにより、コンマ数μＡの小さい電流信号ｉＳであっても、発光ダイオードの両端に発生する順方向電圧ＶＦに基づいて、高レベルの電圧信号ｖＡに変換することが可能である。
【００３８】
この電圧信号ｖＡのレベルは、従来のシリコンダイオード構成の電流コンバート回路の場合より約３倍もある。したがって、使用温度が高くなっても、一般的なオペアンプの入力オフセット電圧やコンパレータのヒステリシス電圧より下回ることはないので電流／電圧変換が安定して行われる。
【産業上の利用可能性】
【００３９】
アナログ信号をデジタル信号に変換して信号処理するオペアンプ構成の回路全般に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】 本発明の電流コンバート回路が適用される第１の実施の形態に係る電流信号変換装置の構成図である。
【図２】 従来技術の電流コンバート回路を示す構成図である。
【図３】 シリコンダイオードの電気特性を示す図である。
【図４】 発光ダイオードの電気特性を示す図である。
【図５】 図１に示す電流信号変換装置の動作を説明するための信号波形図である。
【図６】 第２の実施の形態例の電流コンバート回路の構成図である。
【図７】 第３の実施の形態例の電流コンバート回路の構成図である。
【図８】 第４の実施の形態例の電流コンバート回路の構成図である。
【図９】 本発明の電流コンバート回路が適用される第５の実施の形態に係る電流信号変換装置の構成図である。
【符号の説明】
【００４１】
１０ 電流検出回路
１２ 電流ピックアップ
２０ 電流コンバート回路
２２ オペアンプ
２４ 帰還回路
３０ コンパレータ回路
３２ ヒステリシスコンパレータ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電流を電圧に変換する電流コンバート回路において、少なくとも、
オペアンプと、
このオペアンプの入力端子と出力端子との間に接続される帰還回路とを備え、この帰還回路は少なくとも、帰還抵抗と、この帰還抵抗と並列接続された発光ダイオードとから成ることを特徴とする電流コンバート回路。
【請求項２】
前記帰還回路の発光ダイオードは、少なくとも２個が互いに極性を異にして並列接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電流コンバート回路。
【請求項１】
電流を電圧に変換する電流コンバート回路において、少なくとも、
オペアンプと、
このオペアンプの入力端子と出力端子との間に接続される帰還回路とを備え、この帰還回路は少なくとも、帰還抵抗と、この帰還抵抗と並列接続された発光ダイオードとから成ることを特徴とする電流コンバート回路。
【請求項２】
前記帰還回路の発光ダイオードは、少なくとも２個が互いに極性を異にして並列接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電流コンバート回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２００７−４９６６０（Ｐ２００７−４９６６０Ａ）
【公開日】平成１９年２月２２日（２００７．２．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−２５５７１６（Ｐ２００５−２５５７１６）
【出願日】平成１７年８月８日（２００５．８．８）
【出願人】（５９７０１９６０９）株式会社 シーディエヌ (22)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年２月２２日（２００７．２．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年８月８日（２００５．８．８）
【出願人】（５９７０１９６０９）株式会社 シーディエヌ (22)
【Ｆターム（参考）】
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