モータ駆動装置およびにこれを用いた電気機器
【課題】非常に負荷が軽く不安定なシステム状態もしくは非常に負荷が重い状態であっても、安定駆動できるとしたモータ駆動装置を提供すること。
【解決手段】端子電圧取得部５が取得した端子電圧の発生タイミングによって通電角を１２０度以上１８０度未満の間で決定する通電角決定部１０と、周波数設定部９で設定した周波数と通電角決定部１０で決定した通電角で第２の波形信号を出力する第２波形発生部１２と、端子電圧取得部５が取得した端子電圧が所定の状態に近づくよう第２の波形信号を補正した補正波形信号を出力するので、広い負荷範囲で電流位相が安定し、安定したモータ駆動装置の提供が可能となる。
【解決手段】端子電圧取得部５が取得した端子電圧の発生タイミングによって通電角を１２０度以上１８０度未満の間で決定する通電角決定部１０と、周波数設定部９で設定した周波数と通電角決定部１０で決定した通電角で第２の波形信号を出力する第２波形発生部１２と、端子電圧取得部５が取得した端子電圧が所定の状態に近づくよう第２の波形信号を補正した補正波形信号を出力するので、広い負荷範囲で電流位相が安定し、安定したモータ駆動装置の提供が可能となる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置およびこれを用いた電気機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のモータ駆動装置は、例えば特許文献１に開示されたように、電流値または駆動速度に応じて、速度フィードバック駆動、もしくは端子電圧を所定の状態に保つよう補正しながら指令速度で駆動のいずれかに切り換えてモータを駆動している（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図１５は、前記公報に記載された従来のモータ駆動装置を示すものである。図Ａに示すように、端子電圧検出手段２０１と、第１転流手段２０２と、第２転流手段２０３と、切り換え手段２０４と、インバータ２０５と、ブラシレスＤＣモータ２０６から構成されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１０−１６６６５５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、前記従来の構成では、端子電圧位相に対して電流位相が大きく進みモータ電流０クロスがインバータ２０５のモータ電流と同相のスイッチング素子がオフする前に発生するような負荷が軽い状態であっても非常に不安定な使用条件においては電流乱れが発生し、高速駆動時であってもモータ電流０クロスがインバータ２０５のモータ電流と同相のスイッチング素子がオンした後に発生するような負荷が非常に大きな条件では、端子電圧の状態から補正ができず電流乱れが発生するという課題を有していた。
【０００６】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、非常に負荷が軽く不安定なシステム状態もしくは非常に負荷が重い状態であっても、安定駆動できるとしたモータ駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置であって、前記３相巻線に電力を供給するインバータと、前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧を取得する端子電圧取得部と、通電角が１２０度以上の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部と、デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部と、前記端子電圧取得部が取得した前記端子電圧の発生タイミングによって通電角を１２０度以上１８０度未満の間で決定する通電角決定部と、前記周波数設定部で設定した周波数と前期通電角決定部で決定した通電角で第２の波形信号を出力する第２波形発生部と、前記端子電圧取得部が取得した前記端子電圧が所定の状態に近づくよう前記第２の波形信号を補正した補正波形信号を出力する波形補正部と、前記ブラシレスＤＣモータの運転状態に応じて前記第１の波形信号と前記補正波形信号を切り換えて出力する切換判定部と、
前記切換判定部から出力された第１の波形信号または補正波形信号に基づき、前記インバータが前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、前記インバータに出力するドライブ部を有するとしたものである。
【０００８】
これによって、前記第２の波形信号で駆動中は前記端子電圧の状態を任意の状態に保てるようになり、前記ブラシレスＤＣモータの相電流０クロスが同相の前記ドライブ信号がオフ中に発生させることができ、常に前記端子電圧と前記第２の波形信号が所定の状態に近づくよう制御することとなる。
【発明の効果】
【０００９】
本発明のモータ駆動装置は、不安定なシステム状態での非常に軽い負荷や電流位相と端子電圧位相が近づく非常に負荷が重い状態など広い負荷範囲で、安定駆動することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図
【図２】同実施の形態におけるモータ駆動装置のタイミング図
【図３】同実施の形態におけるモータ駆動装置の最適な通電角を説明する図
【図４】同実施の形態におけるモータ駆動装置の他のタイミング図
【図５】同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの同期駆動時のトルクと位相との関係を示す図
【図６】同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの相電流と端子電圧の位相関係を説明する図
【図７】（ａ）同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの位相関係を説明する図（ｂ）同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの他の位相関係を説明する図
【図８】同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの第２の波形信号の通電角が１７５度でのトルクとブラシレスＤＣモータ４の位相の関係を示す特性図
【図９】同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの第２の波形信号の通電角が１６０度でのトルクとブラシレスＤＣモータ４の位相の関係を示す特性図
【図１０】同実施の形態におけるモータ駆動装置の時間差計測部１１の動作を示すフローチャート
【図１１】同実施の形態におけるモータ駆動装置の通電角決定部１０の動作を示すフローチャート
【図１２】同実施の形態におけるモータ駆動装置の波形補正部の動作を示すフローチャート
【図１３】同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの回転数とデューティとの関係を示す図
【図１４】同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの要部断面図
【図１５】従来のモータ駆動装置のブロック図
【発明を実施するための形態】
【００１１】
第１の発明は回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置であって、前記３相巻線に電力を供給するインバータと、前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧を取得する端子電圧取得部と、通電角が１２０度以上の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部と、デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部と、前記端子電圧取得部が取得した前記端子電圧の発生タイミングによって通電角を１２０度以上１８０度未満の間で決定する通電角決定部と、前記周波数設定部で設定した周波数と前期通電角決定部で決定した通電角で第２の波形信号を出力する第２波形発生部と、前記端子電圧取得部が取得した前記端子電圧が所定の状態に近づくよう前記第２の波形信号を補正した補正波形信号を出力する波形補正部と、前記ブラシレスＤＣモータの運転状態に応じて前記第１の波形信号と前記補正波形信号を切り換えて出力する切換判定部と、前記切換判定部から出力された第１の波形信号または補正波形信号に基づき、前記インバータが前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを
指示するドライブ信号を、前記インバータに出力するドライブ部を有したものである。
【００１２】
これによって、前記第２の波形信号で駆動中は前記端子電圧の状態を任意の状態に保てるようになり、前記ブラシレスＤＣモータの相電流０クロスが同相の前記ドライブ信号がオフ中に発生させることができ、常に前記端子電圧と前記第２の波形信号が所定の状態に近づくよう制御することとなり、不安定なシステム状態での非常に軽い負荷や電流位相と端子電圧位相が近づく非常に負荷が重い状態など広い負荷範囲で、安定駆動することができる。
【００１３】
第２の発明は、特に、第１の発明に加えて前記ブラシレスＤＣモータを流れる還流電流が０になる時に端子電圧に現れる端子電圧変化のタイミングと前記ドライブ信号がオンまたはオフするタイミングとの時間差を計算する時間差計測部を有し、前記端子電圧の発生タイミングを前記時間差とすることにより、前記第１波形発生部で採用されるような誘起電圧０クロスを検出しハイとローの２値を出力する単純な回路とその変化のタイミングを観測するだけで良いこととなり、より単純なアルゴリズムによって実現でき、さらなるソフトウェア品質の向上やより安価にシステムを構築することができる。
【００１４】
第３の発明は、特に、第２の発明の所定の状態を、前記時間差の平均と前記時間差の差分が０である状態としたことにより、単純な計算により実現することとなり、ソフトウェアのアルゴリズムを簡易化したことによる保守性向上などのソフトウェア品質の向上や演算性能の低い安価なマイコンを採用することができる。
【００１５】
第４の発明は、特に、第２の発明または第３の発明の通電角決定部が、前記時間差が決められた第１の閾値時間より大きくなったときに通電角を狭めるとしたことにより、低負荷で急激な負荷変動であっても時間にマージンを持たせることで、前記ブラシレスＤＣモータの電流０クロスが同相の前記ドライブ信号がオンより前に現れることを防ぐこととなり、低負荷時に、より確実に前記端子電圧が所定の状態に近づくよう補正することができ、更に安定した駆動が可能となる。
【００１６】
第５の発明は、特に、第２の発明または第３の発明の通電角決定部が、前記時間差が決められた第２の閾値時間より小さくなったときに通電角を狭めるとしたことにより、高負荷で急激な負荷変動であっても時間にマージンを持たせることで、前記ブラシレスＤＣモータの電流０クロスが同相の前記ドライブ信号がオフするより前に現れることを防ぐこととなり、高負荷でより確実に前記端子電圧が所定の状態に近づくよう補正することができ、更に安定した駆動が可能となる。
【００１７】
第６の発明は、特に、第１〜第５の発明の第１波形発生部が、前記端子電圧取得部が取得した前記端子電圧のゼロクロスポイントを前記回転子の位置情報として取得し、前記回転子の位置情報に基づき前記第１の波形信号を出力することにより、第１波形発生部で駆動するための位置信号を取得するための特別な回路を設けることが不要となり、非常に安価に構成することができる。
【００１８】
第７の発明は、特に、第１〜第６の発明のブラシレスＤＣモータの回転子が、鉄心に永久磁石を埋め込んで構成され、さらに突極性を有するとしたことにより、前記ブラシレスＤＣモータの駆動において、永久磁石によるマグネットトルクとともに、突極性によるリラクタンストルクも有効に利用できるようになるため、低速時の高効率駆動とともに、高効率の高速駆動性能も更に伸張することが可能となる。
【００１９】
第８の発明は、特に、第１〜第７の発明のブラシレスＤＣモータが圧縮機を駆動するとしたことにより、圧縮機はイナーシャが比較的大きい負荷であることにより、サーボモー
タのような高い制御精度が必要とされず、モータの駆動周期よりも位相差の変動周期が遅い駆動となるため、補正の回数を間引いて運転することが可能となり、より演算速度が遅くより安価な制御装置でモータ駆動装置を提供できる。また、従来のモータ駆動装置と同じ圧縮機を用いた場合でも、冷凍能力を高めることが出来るので、高能力の冷凍サイクルの小型化と低価格化を実現できる。さらに、従来のモータ駆動装置を用いた冷凍サイクルに、本発明のモータ駆動装置を置き換えれば、より高効率なモータを用いることができる。
【００２０】
第９の発明は、特に、第８の発明の圧縮機をレシプロ圧縮機としたことにより、構造上回転子には、金属性で重量の大きいクランクシャフトやピストンが接続されているため、イナーシャが非常に大きく、高速では短い時間での速度の変動は非常に少ない負荷を駆動することとなるため、電流と端子電圧の位相差の変化が少ないこととなり、低速ではトルク脈動に応じた高効率な運転を行い、高速では安定した駆動により高い冷凍能力を出力できる。
【００２１】
第１０の発明は、特に第８の発明または第９の発明の圧縮機で使用する冷媒をＲ６００ａとしたことにより、冷凍能力を得るために気筒容積を大きくし、イナーシャが大きくなり、さらに速度や負荷によって変動しにくい安定した駆動が可能となる。
【００２２】
第１１の発明は、特に、第１〜第１０の発明のモータ駆動装置により駆動されるブラシレスＤＣモータを備えた電気機器としたことにより、電気機器として冷蔵庫に用いた場合は、負荷変動は急ではないため、より安定した駆動が可能となる。さらに、安定時には高効率運転を行い、急冷時には高速駆動により冷凍能力を向上させることができる。また、電気機器として空気調和機に用いた場合は、冷房時の最低負荷から暖房時の最大負荷まで幅広い駆動範囲に対応できるとともに、特に定格以下の低負荷での消費電力を低減することができる。
【００２３】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、本実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２４】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図である。図１において、交流電源１は一般的な商用電源で、日本においては実効値１００Ｖの５０または６０Ｈｚの電源である。モータ駆動装置２２は、交流電源１に接続され、ブラシレスＤＣモータ４を駆動する。以下、モータ駆動装置２２について説明する。
【００２５】
整流平滑回路２は、交流電源１を入力として交流電力を直流電力に整流平滑するものであり、ブリッジ接続された４個の整流ダイオード２ａ〜２ｄと、平滑コンデンサ２ｅ、２ｆとから構成される。本実施の形態においては、整流平滑回路２は倍電圧整流回路により構成されているが、整流平滑回路２は全波整流回路により構成されても良い。さらに、本実施の形態においては、交流電源１は単相交流電源であるが、交流電源１が３相交流電源である場合は、整流平滑回路２は３相整流平滑回路によって構成される。
【００２６】
インバータ３は、整流平滑回路２からの直流電力を交流電力に変換する。インバータ３は、６個のスイッチング素子３ａ〜３ｆを３相ブリッジ接続して構成される。また、６個の還流電流用ダイオード３ｇ〜３ｌは、各スイッチング素子３ａ〜３ｆに、逆方向に接続される。
【００２７】
ブラシレスＤＣモータ４は、永久磁石を有する回転子４ａと、３相巻線を有する固定子４ｂとから構成される。ブラシレスＤＣモータ４は、インバータ３により作られた３相交
流電流が固定子４ｂの３相巻線に流れることにより、回転子４ａを回転させる。
【００２８】
端子電圧取得部５は、ブラシレスＤＣモータ４の端子電圧を取得する。端子電圧取得部５は、例えば、インバータ３の端子電圧を取得することにより、ブラシレスＤＣモータ４の相電流の電流ゼロクロスを検出する。具体的には、端子電圧取得部５は、インバータ３の還流電流用ダイオード（例えばダイオード３ｈ）に流れる電流の有無、つまり、電流の流れが正から負、または負から正に切り換わる点、すなわちゼロクロスポイントを検出する。端子電圧取得部５は、このゼロクロスポイントをブラシレスＤＣモータ４の相電流のゼロクロスポイントとして検出する。
【００２９】
また、端子電圧取得部５はブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａの磁極相対位置を検出する。具体的には、端子電圧取得部５は、固定子４ｂの３相巻線に発生する誘起電圧に基づいて、回転子４ａの相対的な回転位置を検出している。なお、別な位置検出方法としては、モータ電流（相電流または母線電流）の検出結果に対してベクトル演算を行って磁極位置の推定を行う方法が挙げられる。
【００３０】
このように、端子電圧取得部５は、ブラシレスＤＣモータ４の磁極位置と相電流のゼロクロスポイントを検出する。
【００３１】
速度検出部６は、端子電圧取得部５が検出した位置情報に基づき、ブラシレスＤＣモータ４の速度（すなわち回転速度）を検出する。例えば、一定周期で発生する端子電圧取得部５からの信号を計測することにより、簡単に検出することができる。
【００３２】
周波数指令部７はシステムの状態などから必要な出力を行うための速度が外部から入力され、その速度とあらかじめ分かっているブラシレスＤＣモータ４の局数からモータ駆動用の周波数を計算する。その計算結果を指令周波数として第１波形発生部８、周波数設定部９、通電角決定部１０へと出力する。
【００３３】
第１波形発生部８は、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを駆動するための第１の波形信号を生成する。第１の波形信号は、通電角が１２０度以上１５０度以下の矩形波の信号である。３相巻線を有するブラシレスＤＣモータ４を滑らかに駆動させるためには、通電角は１２０度以上が必要である。一方、端子電圧取得部５が、誘起電圧に基づいて位置を検出するためには、スイッチング素子のオン／オフの間隔として３０度以上の間隔が必要である。このため、通電角は、１８０度から３０度を減じた１５０度を上限とする。なお、第１の波形信号は、矩形波以外であっても、矩形波に準じる波形が挙げられる。例えば、波形の立ち上り／立ち下りに傾斜を持たせた台形波である。
【００３４】
第１波形発生部８は、端子電圧取得部５により検出された回転子４ａの位置情報を基に、第１の波形信号を生成する。第１波形発生部８はさらに、周波数指令部７により指令される速度に保つために、パルス幅変調（ＰＷＭ）デューティ制御を行っている。これにより、回転位置に基づいた最適なデューティで、効率良く、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。
【００３５】
周波数設定部９は、デューティは一定で、周波数指令部７からの指令周波数に従って周波数のみを変化させて周波数を設定する。
【００３６】
時間差計測部１１は、端子電圧取得部５から電流０クロスポイントを取得した時間と、ドライブ部１５からインバータ３へ出力しているドライブ信号が電流０クロス後に最初にオンに変化する時間の差分を計算し、スパイク電圧オフ期間として出力する。また、端子電圧取得部５から電流０クロスポイントを取得した時間と、電流０クロスが発生する前の
最後に発生したドライブ信号がオフに変化する時間との差分を計算し、スパイク電圧発生期間として出力する。ここで、スパイク電圧とはスイッチング素子がオフしている間にブラシレスＤＣモータに蓄えられたエネルギーがインバータ３の還流電流用ダイオード（例えば３ｈ）に流れている間に発生する電圧のことである。
【００３７】
通電角決定部１０は時間差計測部１１からの出力であるスパイク電圧オフ期間およびスパイク電圧発生期間を取得する。
【００３８】
このスパイク電圧オフ期間が第１の閾値時間より小さい場合と、スパイク電圧発生期間が第２の閾値時間より小さいときには通電角を狭める。本実施の形態では、２種類の時間差を用いたが、スパイク電圧発生期間のみで制御することも可能である。例えば、通電角と周波数からある特定の相（例えばＵ相）のドライブ信号が上下ともにオフしている期間を計算し、そのオフ期間から本実施の形態の第１の閾値時間を引いた値を第３の閾値時間として設け、スパイク電圧発生時間が第２の閾値時間から第３の閾値時間の間に無ければ通電角を狭めるとすることで実現できる。閾値時間差を１種類とした場合、時間差計測部１１で計測する種類が減少するため、処理速度の遅いマイコンであっても容易に実現することができる。また、スパイク電圧オフ期間のみでも同様に制御できる。
【００３９】
第１の閾値時間と第２の閾値時間はそれぞれ、ブラシレスＤＣモータ４が駆動する負荷や交流電源１の電圧が変化した際にどれだけスパイク電圧オフ期間とスパイク電圧発生期間が変化するかということをあらかじめ調べ、その変化時間の最大を設定する。
【００４０】
通電角を広げる場合には、スパイク電圧オフ期間が第１の閾値時間に所定の値を加算した結果より大きく、かつスパイク電圧発生期間が第２の閾値時間に所定の値を加算した結果より大きい場合とする。このように閾値時間差にヒステリシスを設けることで、通電角変更の頻度が減少し、より安定した駆動が可能となる。このヒステリシスとなる所定の値は、それぞれの閾値時間の値と同じ、最大の時間変動の１．５倍でよい。これにより、最大の変動に対してもすぐに通電角が狭まることがなくなる。通電角の幅の範囲は第１の波形信号のように３０度のオフ期間を設ける必要は無いため、１２０以上、１８０度未満となる。本実施の形態においては、閾値時間差を設けているため、１７５度程度となっている。
【００４１】
第２波形発生部１２は、周波数設定部９からの周波数と、通電角決定部１０が決定した通電角を基に、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを駆動するための第２の波形信号を生成する。なお、第２の波形信号は、矩形波に準じる波形であれば良い。例えば、正弦波や歪み波であって良い。また本実施の形態では、デューティは最大もしくは最大に近い状態（９０〜１００％の一定のデューティ）である。
【００４２】
波形補正部１３では第２波形発生部１２から出力された第２波形信号と時間差計測部１１から出力されるスパイク電圧発生期間を入力として受け取る。波形補正部１３では補正を行った後に、受け取ったスパイク電圧発生期間の平均を計算する。本実施の形態では、過去１０回の平均を用いる。平均の回数は１０回としたが、システムの応答速度や負荷の変動周期などから決定する。前回のスパイク電圧発生期間の平均と時間差計測部１１より入力されたスパイク電圧発生期間の差分を計算し、計算結果に比例した波形の補正を第２の波形信号に対して行い、切換判定部１４に出力する。補正を行った後に、スパイク電圧発生期間の平均を計算するため、初回は平均が０となり差分が大きくなり補正量が過剰となる可能性があるが、第１の波形信号で駆動中のスパイク電圧発生期間をあらかじめ計測し、入力しておき平均を計算しておくことや、初回は補正量を０にするなどで防ぐことができる。本実施の形態では初回の補正量を０としたものとする。
【００４３】
切換判定部１４は、回転子４ａの回転速度が低速か高速かを判定し、ドライブ部１５に入力する波形信号を、第１の波形信号か第２の波形信号かに切り換える。具体的には、速度が低い場合は第１の波形信号を選択し、速度が高い場合は第２の波形信号を選択して出力する。ここで、回転速度が低いか高いかの判定は、速度検出部６で検出した実際の速度に基づいて行うことができる。他にも、速度が低いか高いかの判定は、設定回転数やデューティに基づいて行うこともできる。例えば、デューティが最大（一般的には１００％）の場合は速度が最高となるため、切換判定部１４は、波形信号を第２の波形信号に切り換える。
【００４４】
ドライブ部１５は、切換判定部１４から出力された波形信号に基づき、インバータ３がブラシレスＤＣモータ４の３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を出力する。具体的にはドライブ信号は、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオンまたはオフ（以下、オン／オフと記す）する。これにより、固定子４ｂに最適な交流電力が印加され、回転子４ａが回転し、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。
【００４５】
次に、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２を用いた電気機器について説明する。電気機器の一例として、冷蔵庫２１について説明する。
【００４６】
冷蔵庫２１には圧縮機１７が搭載されているが、ブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａの回転運動は、クランクシャフト（図示せず）により、往復運動に変換される。クランクシャフトに接続されたピストン（図示せず）は、シリンダ（図示せず）内を往復運動することにより、シリンダ内の冷媒を圧縮する。つまり、ブラシレスＤＣモータ４と、クランクシャフト、ピストン、シリンダにより、圧縮機１７が構成される。
【００４７】
圧縮機１７の圧縮方式（機構方式）は、ロータリー型やスクロール型など、任意の方式が用いられる。本実施の形態においては、レシプロ型の場合について説明する。レシプロ型の圧縮機１７はイナーシャが大きい。このため、圧縮機１７のブラシレスＤＣモータ４を同期駆動する場合は、圧縮機１７の駆動が安定する。
【００４８】
圧縮機１７に用いる冷媒は、一般にＲ１３４ａ等であるが、本実施の形態においては、冷媒はＲ６００ａを用いる。Ｒ６００ａは、Ｒ１３４ａと比較して地球温暖化係数は小さいが、冷凍能力が低い。本実施の形態においては、圧縮機１７はレシプロ型圧縮機で構成するとともに、冷凍能力を確保するために、気筒容積を大きくしている。気筒容積の大きい圧縮機１７は、イナーシャが大きいため、電源電圧が低下した場合であっても、イナーシャによってブラシレスＤＣモータ４が回転する。これにより、回転速度の変動が少なくなり、より安定した同期駆動が可能となる。しかしながら、気筒容積の大きい圧縮機１７は負荷が大きいため、従来のモータ駆動装置では駆動が困難である。本実施の形態におけるモータ駆動装置２２は、特に高負荷での駆動範囲が拡張されるため、Ｒ６００ａを用いた圧縮機１７を駆動するのに最適である。
【００４９】
圧縮機１７で圧縮された冷媒は、凝縮器１８、減圧器１９、蒸発器２０を順に通って、再び圧縮機１７に戻るような冷凍サイクルを構成する。この時、凝縮器１８では放熱を、蒸発器２０では吸熱を行うので、冷却や加熱を行うことができる。この冷凍サイクルを搭載して冷蔵庫２１が構成される。ここで、別な電気機器の例としては、凝縮器１８や蒸発器２０に送風機を備えたものが空気調和機である。
【００５０】
以上のように構成されたモータ駆動装置２２について、その動作を説明する。まず、ブラシレスＤＣモータ４の速度が低い場合（低速時）の動作について説明する。図２は、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２のタイミング図である。特に図２は、低速時でのインバータ３を駆動させる信号のタイミング図である。インバータ３を駆動させる信号と
は、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオン／オフするために、ドライブ部１５から出力されるドライブ信号である。この場合、このドライブ信号は、第１の波形信号に基づいて得られる。第１の波形信号は、端子電圧取得部５の出力に基づき、第１波形発生部８から出力される。
【００５１】
図２において、信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚはそれぞれ、スイッチング素子３ａ、３ｃ、３ｅ、３ｂ、３ｄ、３ｆをオン／オフするためのドライブ信号である。波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗはそれぞれ、固定子４ｂの巻線のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の波形である。ここで、低速時の駆動では、端子電圧取得部５の信号に基づいて、１２０度ごとの区間で順次転流を行う。信号Ｕ、Ｖ、Ｗは、ＰＷＭ制御によるデューティ制御を行っている。また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の波形である波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、図２に示す様に、のこぎり波の波形となる。この場合は、端子電圧取得部５の出力に基づいて、最適なタイミングで転流が行なわれている。このため、ブラシレスＤＣモータ４は最も効率良く駆動される。
【００５２】
次に、最適な通電角について、図３を用いて説明する。図３は、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２の、最適な通電角を説明する図である。特に図３は、低速時の通電角と効率との関係を示す。図３において、線Ａは回路効率、線Ｂはモータ効率、線Ｃは総合効率（回路効率Ａとモータ効率Ｂとの積）を示す。図３に示すように、通電角を１２０度より大きくすると、モータ効率Ｂは向上する。これは、通電角が広がることにより、モータの相電流の実効値が下がり（すなわち力率が上がり）、モータの銅損減少に伴いモータ効率Ｂが上がるためである。しかしながら、通電角を１２０度より大きくすると、スイッチング回数が増加し、スイッチングロスが増加する場合がある。このような場合は、回路効率Ａは低下する。この回路効率Ａとモータ効率Ｂとの関係から、総合効率Ｃが最も良くなる通電角が存在する。本実施の形態では、１３０度が、総合効率Ｃが最も良くなる通電角である。
【００５３】
次に、ブラシレスＤＣモータ４の速度が高い場合（高速時）の動作について説明する。図４は本実施の形態におけるモータ駆動装置２２のタイミング図である。特に図４は、高速時でのインバータ３を駆動させるドライブ信号のタイミング図である。この場合、このドライブ信号は、第２の波形信号に基づいて得られる。第２の波形信号は、周波数設定部９の出力に基づき、第２波形発生部１２から出力される。
【００５４】
図４における信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚ、および波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは図２と同様である。各信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚは周波数設定部９の出力に基づいて、所定周波数を出力して転流を行う。この場合の導電角は、１２０度以上１８０度未満とする。図４では、導電角が１５０度の場合を示している。導電角を上げることによって、各相の電流の波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは擬似的に正弦波に近づく。
【００５５】
デューティを一定にして周波数を上げることにより、従来に比べて大幅に回転速度が上がる。この回転速度が上がった状態では、同期モータとして駆動されており、駆動周波数の上昇に伴い電流も増加する。この場合、導電角を最大の１８０度未満まで広げることにより、ピーク電流が抑制される。従って、ブラシレスＤＣモータ４は、さらに高い電流で駆動しても、過電流保護にかからずに動作される。
【００５６】
ここで、第２波形発生部１２によって生成される、第２の波形信号について説明する。図５は、ブラシレスＤＣモータ４を同期駆動した場合の、トルクと位相との関係を示した図である。図５において、横軸はモータのトルク、縦軸は誘起電圧の位相を基準とした位相差を示し、位相が正の場合、誘起電圧の位相に対して進みであることを示す。また、同期駆動での安定状態を示す図５の、線Ｄ１はブラシレスＤＣモータ４の相電流の位相を、線Ｅ１はブラシレスＤＣモータ４の端子電圧の位相を示す。ここで、相電流の位相が端子
電圧の位相より進んでいることから、同期駆動でブラシレスＤＣモータ４を高速で駆動していることが判る。図５に示す相電流の位相と端子電圧の位相との関係から明確なように、負荷トルクに対して相電流の位相の変化は少ない。一方で、端子電圧の位相が直線的に変化していることから、負荷トルクに応じて相電流と端子電圧との位相差はほぼ線形に変化する。
【００５７】
このように、同期駆動においては、ブラシレスＤＣモータ４の駆動は、駆動速度および負荷に応じた、適切な相電流の位相および端子電圧の位相との関係で安定する。この場合の、端子電圧の位相および相電流の位相との関係を図６に示す。特に図６は、負荷による相電流の位相と端子電圧の位相との関係をｄ−ｑ平面上に示したベクトル図である。
【００５８】
同期駆動においては、端子電圧ベクトルＶｔは、負荷が増加した場合、大きさはほぼ一定に保ちながら、位相は進み方向に推移する。図６を用いて説明すると、端子電圧ベクトルＶｔは矢印Ｆの方向に回転する。一方、電流ベクトルＩは、負荷が増加した場合、ほぼ一定の位相を保ちながら、負荷の増加に伴い大きさが変化する（例えば負荷増加に伴い電流が増える）。図６を用いて説明すると、電流ベクトルＩは矢印Ｇの方向に伸びる。このように電圧ベクトルおよび電流ベクトルが駆動環境（入力電圧、負荷トルク、駆動速度等）に従い適切な状態で各ベクトルの位相関係が定まる。
【００５９】
ここで、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループで同期駆動した場合の、ある負荷や速度における、位相の時間的変化について、図を用いて説明する。図７は、ブラシレスＤＣモータ４の位相関係を説明するための図である。特に図７は、ブラシレスＤＣモータ４の相電流の位相と端子電圧の位相との関係を示す。図７（ａ）、（ｂ）において、横軸は時間、縦軸は誘起電圧の位相を基準とした位相（すなわち誘起電圧との位相差）を示す。両図において、線Ｄ２は相電流の位相、線Ｅ２は端子電圧の位相、線Ｈ２は相電流の位相と端子電圧の位相との位相差を示す。そして、図７（ａ）は低負荷での駆動状態を示し、図７（ｂ）は高負荷での駆動状態を示す。また、誘起電圧の位相との差から、図７（ａ）、図７（ｂ）共に、端子電圧の位相より相電流の位相が進んでいることから、ブラシレスＤＣモータ４が、同期駆動により非常に高速で駆動していることが判る。
【００６０】
図７（ａ）に示すように、駆動速度に対して負荷が小さい場合の同期駆動では、転流に対して負荷に見合った角度分だけ回転子４ａが遅れる。すなわち、回転子４ａから見ると転流が進み位相となり、所定の関係が保たれる。つまり、誘起電圧から見ると、端子電圧および相電流の位相が進み位相となり、所定の関係が保たれる。これは弱め磁束制御と同様の状態であるため、高速での駆動が可能となる。
【００６１】
一方、図７（ｂ）に示すように、駆動速度に対して負荷が大きい場合では、転流に対して回転子４ａが遅れることで弱め磁束状態になり、回転子４ａは転流周期に同期するように加速する。その後、回転子４ａの加速により、端子電圧の進み位相の減少によって相電流が減少し、回転子４ａが減速する。この状態が繰り返され、回転子４ａは、この加速と減速を繰り返す。これにより結局、駆動状態（駆動速度）が安定しない。すなわち図７（ｂ）に示す様に、一定周期で行われる転流に対して、ブラシレスＤＣモータ４の回転が変動する。このため、誘起電圧の位相を基準とした場合、端子電圧の位相が変動する。このような駆動状態では、ブラシレスＤＣモータ４の回転が変動し、それに伴ってうねり音が発生する。また、電流が脈動するため、過電流と判断されて、ブラシレスＤＣモータ４が停止される可能性が生じる。
【００６２】
従って、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループで同期駆動する場合、負荷が小さい状態では、ブラシレスＤＣモータ４は安定して駆動されるが、負荷が大きい状態では、上記の様な不都合が生じる。つまり、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループで同期駆動
する場合は、高速／高負荷での駆動はできず、駆動範囲が拡張されない。
【００６３】
そこで、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２は、相電流の位相と端子電圧の位相とを、図５に示すような負荷に見合った位相関係に保った状態で、ブラシレスＤＣモータ４を駆動する。このような相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係を保つ方法について、以下に述べる。
【００６４】
モータ駆動装置２２は、端子電圧の基準位相（すなわちドライブ信号の転流基準位置）と相電流の位相の基準点を検出し、これに基づき、オープンループの同期駆動における転流タイミング（一定周期の転流）に対して補正を行い、相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係を保った転流タイミングを決定する。具体的には、波形補正部１３が、上記の位相関係を保った転流タイミングを決定する。
【００６５】
端子電圧の基準位相は、ドライブ信号がオンやオフするタイミングなどを用いることができる。一方、電流位相の基準点は電流０クロスで最も代表的な点であり、回転子４ａの位置と相関をもつ。従って、この電流０クロスに基づいて補正された第２の波形信号は、端子電圧取得部が検出した回転子の位置と所定の関係を有する波形となる。この所定の関係を把握するために、時間差計測部１１では端子電圧の基準位相であるドライブ信号のオフから相電流位相の基準である電流０クロスが発生するまでの時間であるスパイク電圧発生期間を計測する。そして、波形補正部１３は、スパイク電圧発生期間をもとに補正した第２の波形信号をドライブ部１５へ出力する。しかしながら、通電角によっては、負荷状態によってスパイク電圧の発生期間を計測することができない。そこで、通電角決定部１０では位相差による補正を行えるよう、時間差計測部１１の情報をもとに通電角を適切に制御している。
【００６６】
スパイク電圧の発生について図８、図９を用いて説明する。
【００６７】
図８は、第２の波形信号の通電角が１７５度でのトルクとブラシレスＤＣモータ４の位相の関係を示す特性図である。
【００６８】
図９は、第２の波形信号の通電角が１６０度でのトルクとブラシレスＤＣモータ４の位相の関係を示す特性図である。
【００６９】
図８、図９において、横軸はモータのトルク、縦軸は誘起電圧の位相を基準とした位相差を示し、位相が正の場合、誘起電圧の位相に対して進みであることを示す。また、図８の線Ｄ３はブラシレスＤＣモータ４の相電流の位相を、線Ｅ３はブラシレスＤＣモータ４の端子電圧の位相を示す。また、図９の線Ｄ４はブラシレスＤＣモータ４の相電流の位相を、線Ｅ４はブラシレスＤＣモータ４の端子電圧の位相を示す。ただし、端子電圧の位相差はＵ相上のドライブ信号がオンするタイミングの０度をとして見たものとする。
【００７０】
図８において、Ｌ１が示すトルクからＬ４が示すトルクまでが、システムで必要とされるトルクである。Ｌ２において、線Ｅ３と線Ｄ３の位相差が＋５度となり、ドライブ信号がオフしている期間と同じとなるため、電流０クロスポイントはドライブ信号がオフするタイミングと一致する。つまり、Ｌ１からＬ２の間のトルクではスパイク電圧が発生せず、補正を行うことができない。また、Ｌ３が示すトルクにおいては、線Ｄ３と線Ｅ３が等しいため、電流０クロスポイントとドライブ信号のオンが一致する。つまり、Ｌ３からＬ４の間のトルクではスパイクとドライブ信号によって発生する端子電圧とがつながり、スパイク電圧のオフを検出できない。このように、通電角が１７５度ではＬ１からＬ２、Ｌ３からＬ４においてスパイク電圧を基にした補正を行うことができず、電流波形が乱れ振動が発生する可能性がある。
【００７１】
一方、図９において、Ｌ６が示すトルクは図８のＬ１と等しく、Ｌ７が示すトルクは図８のＬ４と等しい。つまり、Ｌ６からＬ７がひつようなトルク範囲となっている。Ｌ５において、線Ｄ４と線Ｅ４の位相差が＋２０度となり、通電角１６０度でのドライブ信号がオフしている期間と同じとなるため、電流０クロスポイントはドライブ信号がオフするタイミングと一致する。通電角１７５度と比べ、低トルクまでスパイクが消えることは無く、Ｌ６が示す必要最小トルクよりも下まで、補正が可能となる。また、Ｌ８が示すトルクにおいては、線Ｄ４と線Ｅ４の位相差が等しいため、電流０クロスポイントとドライブ信号のオフが一致する。Ｌ８は必要最大トルクよりも大きくなる。これは、通電角を狭めることにより、誘起電圧に対する相電流の位相差が大きな状態で安定するためである。このように通電角を狭めることによりスパイク電圧がオフする区間を作り出し、補正が可能となる。
【００７２】
次に、時間差計測部１１と通電角決定部１０と波形補正部１３の具体的な動作について、図１０、図１１、図１２のフローチャートを用いて説明する。
【００７３】
図１０は時間差計測部１１の動作を示すフローチャートである。図１１は通電角決定部１０の動作を示すフローチャートである。図１２は波形補正部の動作を示すフローチャートである。
【００７４】
まず、図１０のステップ１０１では、スパイク電圧が発生したことを示すスパイク発生フラグとスパイク電圧がオフしたことを示すスパイクＯＦＦフラグをクリアし、ステップ１０２へと進む。
【００７５】
ステップ１０２では、あるスイッチング素子がオフになったかどうか、つまり、そのスイッチング素子のオフタイミングを待つ。本実施の形態では、Ｕ相下側のスイッチング素子、すなわちインバータ３のスイッチング素子３ｂのオフタイミングを待つ。スイッチング素子３ｂがオンからオフに変化しない場合（ステップ１０２のＮｏ）は、再びステップ１０２に戻り、スイッチング素子３ｂがオンするまでステップ１０２で待ち続ける。一方、スイッチング素子３ｂがオフになった場合（ステップ１０２のＹｅｓ）は、ステップ１０３に進む。ステップ１０３では、時間差計測部１１が、時間計測用のタイマをスタートさせ、ステップ１０４に進む。
【００７６】
ステップ１０４では、端子電圧取得部５からの入力により、特定相のスパイク電圧がオフしており、スパイク電圧オフしたことを示すフラグであるスパイクＯＦＦフラグがセットされていないかを判定する。スパイクＯＦＦフラグはクリアされているが、特定相は本実施の形態で特定相としたＵ相のスパイク電圧が発生中である場合（ステップ１０４のＮｏ）はステップ１０５に進む。
【００７７】
ステップ１０５では特定相の上側のスイッチング素子がオンしたかどうかを判定する。特定相をＵ相としているので、Ｕ相上側のスイッチング素子３ａがオフのままの場合（ステップ１０５のＮｏ）はふたたびステップ１０４へと戻る。
【００７８】
ステップ１０４では、再度、特定相のスパイク電圧がオフし、スパイクＯＦＦフラグがセットされていないかを判定する。前回同様スパイクオフフラグがセットされていない。しかし、特定相であるＵ相のスパイク電圧がオフした場合（ステップ１０４のＹｅｓ）はステップ１０６へと進む。
【００７９】
ステップ１０６ではスパイクがオフしたのでオフした時間をスパイク発生期間として記録する。電流位相の進みが大きく、スパイクが発生していなかった場合は、ほぼ０の値が
記録される。実際は０であるが、定常値として存在するごくわずかな時間であり処理上０とかわらない処理となる。そして、スパイクＯＦＦフラグをセットし、再度ステップ１０５へと進む。
【００８０】
ステップ１０５では、再びスイッチング素子３ａがオンしたかどうかを判定する。スイッチング素子３ａのオフが継続されている場合（ステップ１０５のＮｏ）、ステップ１０４へと進む。
【００８１】
ステップ１０４では前回のステップ１０４でステップ１０６へと進み、ステップ１０６で、スパイクＯＦＦフラグがセットされたので、ステップ１０５へと進む。つまり、スパイクがオフしていると判定した初回のみ条件が成立し、ステップ１０６へと進み次回以降のステップ１０４ではステップ１０５へと進む。
【００８２】
ステップ１０５は、スイッチング素子３ａがオンしたかどうかを判定し、スイッチング素子３ａがオンした場合（ステップ１０５のＹｅｓ）はステップ１０７へと進む。
【００８３】
ステップ１０７では、タイマの値を記録し、スイッチング素子３ｂがオフしてからスイッチング素子３ａがオンするまでの間の時間であるＳＷ素子オフ期間として記録する。そして、ステップ１０８へと進む。
【００８４】
ステップ１０８では、スパイクＯＦＦフラグがセットされているか判定を行う。端子電圧の状態では、ステップ１０６でスパイクＯＦＦフラグはセットされており、スパイクＯＦＦフラグがセットされている場合（ステップ１０８のＹｅｓ）であるので、ステップ１０９へと進む。
【００８５】
ステップ１０９では、スパイク電圧オフ期間の計算を行なう。スパイク電圧オフ期間はスパイクがオフしてからドライブ信号がオンするまでの期間であるので、ステップ１０７で計算したＳＷ素子オフ期間からスパイク電圧発生期間を減じた結果がとなる。これを格納しステップ１１０へ進む。ステップ１１０では、スパイク電圧発生期間とスパイク電圧オフ期間を出力し、処理を終了する。
【００８６】
一方、スイッチング素子３ａがオンするまでにスパイク電圧がオフしなかった場合、ステップ１０４でステップ１０６へと進むことが無く、ステップ１０８へと到達する。ステップ１０８では、ステップ１０６でフラグがセットされていないので、ステップ１１１へと進む。
【００８７】
ステップ１１１では、スパイク電圧オフ期間を０とし、ＳＷ素子オフ期間をスパイク電圧発生期間として設定し、ステップ１１０に進む。そして、ステップ１１０で、スパイク電圧発生期間とスパイク電圧オフ期間を出力し、処理を終了する。
【００８８】
スパイク電圧は基本的にオフを検出できるよう通電角の制御を行うが、想定外の電圧変動などによってスパイク電圧のオフを検出できなかったとしても、保護動作として最低限の補正を可能としている。
【００８９】
時間差計測部１１でスパイク電圧発生期間とスパイク電圧オフ期間の計測を完了した後に、図１１に示す通電角決定部１０のフローが実施される。
【００９０】
まず、ステップ２０１において、時間差計測部１１より入力されるスパイク電圧発生期間があらかじめ定めておいた第１の閾値時間より小さいかどうかを判定する。第１の閾値時間は電流１周期の間に変動する電流位相と端子電圧位相の差の最大をあらかじめ把握し
、時間に変換して設定している。また、この第１の閾値時間は、図１０のフローの中で、スパイク電圧が発生せずステップ１０６に到達した際に記録されるスパイク電圧発生期間より少なくとも大きいものとする。判定の結果スパイク電圧発生期間が第１の閾値時間よりも小さい場合（ステップ２０１のＹｅｓ）はステップ２０２に進む。
【００９１】
ステップ２０２では、電流位相と端子電圧位相の差の変動が最大となった場合、スパイク電圧が発生しなくなる可能性があるため、通電角を狭める。そして、変更後の通電角を出力し処理を終了する。
【００９２】
一方、ステップ２０１で、スパイク電圧発生期間が第１の閾値時間より大きい場合（ステップ２０１のＮｏ）、ステップ２０３に進む。
【００９３】
ステップ２０３では、時間差計測部１１より入力されるスパイク電圧オフ期間があらかじめ定めておいた第２の閾値時間より小さいかどうかを判定する。第１の閾値時間と同様に、電流１周期の間に変動する電流位相と端子電圧位相の差の最大をあらかじめ把握し、時間に変換して設定しており、第１の閾値時間と第２の閾値時間は同じ値を設定している。判定の結果スパイク電圧オフ期間が第２の閾値時間よりも小さい場合（ステップ２０３のＹｅｓ）はステップ２０４に進む。
【００９４】
ステップ２０４では、電流位相と端子電圧位相の差の変動が最大となった場合、スパイク電圧がオフを検出できなくなる可能性があるため、通電角を狭める。そして、変更後の通電角を出力し処理を終了する。
【００９５】
一方、ステップ２０３で、スパイク電圧オフ期間が第２の閾値時間より大きい場合（ステップ２０３のＮｏ）、ステップ２０５に進む。
【００９６】
ステップ２０５では、第２の閾値時間を２．５倍した値よりスパイク電圧オフ期間が小さいかどうかを判定する。比較する値を第２の閾値時間とした場合、通電角を狭めた直後に通電角を広げる可能性が高く、発振状態に陥る。これを防ぐためのヒステリシスとして２．５倍の値を設定している。通電角を１度に広げる幅をスパイク電圧オフ期間が第２の閾値時間の０．５倍より小とし、比較する値を第２の閾値時間の２．５倍に設定することで、通電角を増加させた後に最大の変動幅であっても、次回の判定時に確実にスパイク電圧オフ期間は第２の閾値時間より大きくなり通電角がすぐに狭まることは無い。スパイク電圧オフ期間が第２の閾値時間の２．５倍より小さい場合（ステップ２０５のＮｏ）は、通電角を変更せず、処理を終了する。一方、スパイク電圧オフ期間が第２の閾値時間の２．５倍より大きい場合（ステップ２０５のＹｅｓ）は、ステップ２０６に進む。
【００９７】
ステップ２０６では、第１の閾値時間を２．５倍した値よりスパイク電圧発生期間が小さいかどうかを判定する。ステップ２０５で第２の閾値時間の２．５倍を設定したのと同様の理由で第１の閾値時間も２．５倍し、スパイク電圧発生期間と比較している。比較した結果、スパイク電圧発生期間が大きい場合（ステップ２０６のＮｏ）は、通電角を変更せず、処理を終了する。一方、スパイク電圧発生期間が第１の閾値時間の２．５倍より大きい場合（ステップ２０６のＹｅｓ）は、ステップ２０７に進む。
【００９８】
ステップ２０７では、通電角を広げてもスパイク電圧が発生し、オフタイミング検出できるので、通電角を広げる。
【００９９】
なお、端子電圧取得部５で、Ｕ相上側スイッチング素子（３ａ）がオンする前に端子電圧の立ち上がりを検出した場合に、端子電圧位相より誘起電圧位相が進んでいる状態であるので、電圧のかけすぎと判断して通電角を狭めるとしても良い。この判定条件は、ステ
ップ２０５よりも前に判定し、条件が成立した場合は、ステップ２０５以降の判定を通らないようにする。これによって、過剰な電圧の印加を抑制できるため効率よく運転することができる。
【０１００】
通電変更部Ｂで通電角が決定した後に図１２に示す波形補正部１３のフローが実施される。
【０１０１】
ステップ３０１では、時間差計測部１１で計測したスパイク電圧発生時間と、過去１０回の平均時間との差分を計算し、ステップ３０２に進む。ステップ３０２では、ステップ３０１で計算した差分に基づいて、転流タイミングの補正量を演算し、ステップ３０３に進む。
【０１０２】
ここで、転流タイミングの補正とは、周波数設定部９で設定した周波数、つまり指令速度に基づく基本の転流周期に対して、転流タイミングを補正することである。従って、大きな補正量を付加した場合は、過電流や脱調が起こる。したがって、補正量を演算する場合は、ローパスフィルタ等を付加した上で演算を行い、転流タイミングの急激な変動を抑える。これにより、ノイズ等の影響で電流のゼロクロスを誤検出した場合であっても、補正量への影響が小さくなり、駆動の安定性がより向上する。さらに、補正量の演算において急激な変化を抑えているため、ブラシレスＤＣモータ４を加減速させる転流タイミングの変化も緩やかになる。このため、指令速度が大きく変更され、周波数設定部９による周波数（転流周期）が大幅に変わった場合であっても、転流タイミングの変化は緩やかになり、加減速が滑らかになる。
【０１０３】
この転流タイミングの補正は、具体的には、スパイク電圧発生期間を常にスパイク電圧発生期間の平均時間に近づけることである。例えば、負荷が大きくなることにより、回転子４ａの回転速度が低下すると、相電流の位相は、端子電圧の位相を基準にすると遅れ方向に移動する。このため、スパイク電圧発生期間の平均時間より、今回計測されたスパイク電圧発生期間の方が長くなる。この場合には、第２波形発生部１２は、転流タイミングを、回転速度（回転数）に基づく転流周期のタイミングよりも遅らせるように転流タイミングを補正する。つまり、相電流の位相が遅れたことにより計測時間が長くなったため、第２波形発生部１２は、転流タイミングを遅らせて端子電圧の位相を遅らせ、相電流の位相との位相差であるスパイク電圧発生期間を平均時間に近づける。
【０１０４】
逆に、負荷が小さくなることにより、回転子４ａの回転速度が上がると、相電流の位相は、端子電圧の位相を基準にすると進み方向に移動する。このため、スパイク電圧発生期間の平均時間より、今回計測したスパイク電圧発生期間の方が短くなる。この場合には、第２波形発生部１２は、一旦、転流タイミングを、回転数に基づく転流周期のタイミングよりも早くするように転流タイミングを補正する。つまり、相電流の位相が早くなったことにより計測時間が短くなったため、第２波形発生部１２は、転流タイミングを早くして端子電圧の位相を進ませ、スパイク電圧発生期間を平均時間に近づける。
【０１０５】
さらに波形補正部１３は、転流タイミングの補正を、特定相（例えば、Ｕ相上側のスイッチング素子のみ）の任意のタイミング（例えば、回転子４ａの１回転に１回）として、その他の相の転流は、目標とする回転数に基づく転流周期で時間的に行う。これにより、負荷に応じて相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係が最適に保たれ、ブラシレスＤＣモータ４の駆動速度が保持される。
【０１０６】
次にステップ３０３では、今回入力されたスパイク電圧発生期間を加味して平均時間を更新し、ステップ３０４に進む。ステップ３０４では、第２波形発生部１２で設定した第２の波形信号に対して、補正量を付加することで転流タイミングを決定する。
【０１０７】
つまり、転流タイミングは、第２波形発生部１２で設定した周波数に対して補正量を付加することにより、相電流の位相と端子電圧の位相とが、常に平均位相差となるように、電流位相を基準にして決定される。従って、負荷が大きくなった場合は、相電流の位相と転流タイミングの差である位相差が狭まる（スパイク電圧発生期間は大きくなる）。これに対して、補正の基準となる平均時間が小さく（スパイク電圧発生期間の平均は大きく）なり、負荷が大きくなる前と比較して、位相差が狭まった状態を基準としてブラシレスＤＣモータ４が駆動される。これにより、より大きな進角でブラシレスＤＣモータ４が駆動され、弱め磁束効果の向上により、出力トルクが増大し、必要な出力トルクが確保される。
【０１０８】
逆に、負荷が小さくなった場合は、相電流の位相と転流タイミングの差である位相差が広がる（スパイク電圧発生期間は小さくなる）。これに対して、補正の基準となる平均時間が大きく（スパイク電圧発生期間の平均は小さく）なり、負荷が小さくなる前と比較して、位相差が広がった状態を基準としてブラシレスＤＣモータ４が駆動される。これにより、より小さな進角でブラシレスＤＣモータ４が駆動され、弱め磁束効果の低減により、出力トルクが減少し、必要以上のトルクが出力されない。以上より、必要な出力を確保するとともに、余計な出力をしない駆動が行われる。
【０１０９】
以上、図１０、図１１、図１２に示す動作を電気角１周期に１回行うことで、高速での安定駆動が可能となる。
【０１１０】
なお、本実施の形態では、Ｕ相上側のスイッチング素子３ａのオフタイミングのみで転流周期の補正を行っているため、電気角１周期中に１回の補正となる場合について説明している。しかしながら、モータ駆動装置２２の用途や、ブラシレスＤＣモータ４のイナーシャ等を考慮して補正のタイミングを設定すれば良い。例えば、回転子４ａの１回転に１回の補正や、電気角１周期中に２回の補正、各スイッチング素子がオンする毎回のタイミングでの補正を行っても良い。
【０１１１】
次に、切換判定部１４による切り換え動作について説明する。図１３は、本実施の形態におけるブラシレスＤＣモータ４の、回転数とデューティとの関係を示す図である。
【０１１２】
図１３において、ブラシレスＤＣモータ４の回転数、つまり回転子４ａの回転数が５０ｒ／ｓ以下の場合は、第１波形発生部８による第１の波形信号に基づいて、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。デューティは、フィードバック制御により、回転数に応じて、最も効率が良い値に調整される。
【０１１３】
回転数が５０ｒ／ｓでデューティが１００％となり、第１波形発生部８に基づく駆動では、それ以上回転させることができない。すなわち限界に到達する。よって、回転数５０ｒ／ｓより上では、デューティは一定で、周波数（すなわち転流周期）のみを上げて、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。
【０１１４】
一方、第２の波形信号を補正した補正波形信号に基づく駆動では、通電角が１２０度の状態で、かつ誘起電圧０クロスが端子電圧取得部５で検出された場合、第１波形発生部８の第１の波形信号で十分に駆動できるトルクであることが分かるため、第１波形発生部８に基づいた駆動に切り換える。
【０１１５】
このように、第１波形発生部８で生成した第１の波形信号と第２波形発生部１２で生成された第２の波形信号を波形補正部１３で補正した補正波形信号を適切に切り換えることで低速低負荷から、高速高負まで駆動を可能にする。
【０１１６】
次に、本実施の形態のブラシレスＤＣモータ４の構造について説明する。図１４は、本実施の形態におけるブラシレスＤＣモータ４の回転子の、回転軸に対して垂直断面を示した断面図である。
【０１１７】
回転子４ａは、鉄心４ｇと４枚のマグネット４ｃ〜４ｆとから構成される。鉄心４ｇは、０．３５〜０．５ｍｍ程度の薄い珪素鋼板を打ち抜いたものを積み重ねて構成される。マグネット４ｃ〜４ｆは、円弧形状のフェライト系永久磁石がよく用いられ、図示したように、円弧形状の凹部が外方を向くように、中心対称に配置される。一方、マグネット４ｃ〜４ｆとして、ネオジウムなどの希土類の永久磁石を用いる場合は、平板形状の場合もある。
【０１１８】
このような構造の回転子４ａにおいて、回転子４ａの中心から、１つのマグネット（例えば４ｆ）の中央に向かう軸をｄ軸とし、回転子４ａの中心から、１つのマグネット（例えば４ｆ）とこれに隣接するマグネット（例えば４ｃ）との間に向かう軸をｑ軸とする。ｄ軸方向のインダクタンスＬｄとｑ軸方向のインダクタンスＬｑは逆突極性を有し、異なるものとなる。つまりこれは、モータとしては、マグネットの磁束によるトルク（マグネットトルク）以外に、逆突極性を利用したトルク（リラクタンストルク）を有効に使える。したがって、モータとして、よりトルクが有効的に利用できる。この結果、本実施の形態としては、高効率なモータが得られる。
【０１１９】
また、本実施の形態の制御において、周波数設定部９と第２波形発生部１２による駆動を行うと、相電流は進み位相でとなる。そのため、このリラクタンストルクが大きく利用されるので、逆突極性がないモータに比べて、より高回転で駆動することができる。
【０１２０】
また、本実施の形態のブラシレスＤＣモータ４は、鉄心４ｇに永久磁石４ｃ〜４ｆを埋め込んでなる回転子４ａを有し、かつ突極性を有する。また、永久磁石のマグネットトルクの他に、突極性によるリラクタンストルクを用いている。このことにより、低速時の効率向上はもちろん、高速駆動性能をさらに上げることになる。また、永久磁石にネオジウムなどの希土類磁石を採用してマグネットトルクの割合を多くしたり、インダクタンスＬｄ、Ｌｑの差を大きくしてリラクタンストルクの割合を多くしたりすると、最適な通電角を変えることにより効率を上げることができる。
【０１２１】
次に、本実施の形態のモータ駆動装置２２を冷蔵庫２１や空気調和機に用いて、圧縮機１７を駆動した場合について説明する。従来のモータ駆動装置であれば、高速／高負荷での駆動に対応するために、巻線の巻き込み数を少なくすることにより必要トルクを確保したブラシレスＤＣモータを利用する必要があった。このようなブラシレスＤＣモータは、モータの騒音等が大きかった。本実施の形態のモータ駆動装置２２を用いれば、巻線の巻込み量を増やしてトルクダウンしたブラシレスＤＣモータ４を利用しても、高速／高負荷で駆動できる。これにより、回転数が低い場合のデューティが、従来のモータ駆動装置を用いた場合より大きくできる。そのため、モータの騒音、特にキャリア音（ＰＷＭ制御での周波数に相当する。例えば３ｋＨｚ）が低減できる。
【０１２２】
また、圧縮機１７をレシプロ圧縮機とすることで、よりイナーシャが大きく、高速でのトルク脈動が小さいため、安定して高速まで動作させることができる。また、圧縮機１７を冷蔵庫２１に搭載した場合、冷蔵庫２１は負荷の変動が急ではないため、相電流の位相と端子電圧の位相の位相差の変化は小さく、より安定した駆動が可能となる。
【０１２３】
なお、本実施の形態のモータ駆動装置２２を用いて空気調和機の圧縮機１７を駆動する場合では、さらに、冷房時の最低負荷から暖房時の最大負荷まで幅広い駆動範囲に対応で
きるとともに、特に定格以下の低負荷での消費電力を低減することができる。
【０１２４】
以上説明したように本発明は、回転子４ａと、３相巻線を有する固定子４ｂとからなるブラシレスＤＣモータ４を駆動するモータ駆動装置であって、固定子４ｂの３相巻線に電力を供給するインバータ３と、ブラシレスＤＣモータ４の端子電圧を取得する端子電圧取得部５と、通電角が１２０度以上の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部８と、デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部９と、端子電圧取得部５が取得した端子電圧の発生タイミングによって通電角を１２０度以上１８０度未満の間で決定する通電角決定部１０と、周波数設定部９で設定した周波数と通電角決定部１０で決定した通電角で第２の波形信号を出力する第２波形発生部１２と、端子電圧取得部５が取得した端子電圧が所定の状態に近づくよう第２の波形信号を補正した補正波形信号を出力する波形補正部１３と、ブラシレスＤＣモータ４の運転状態に応じて第１の波形信号と補正波形信号を切り換えて出力する切換判定部１４と、切換判定部１４から出力された第１の波形信号または補正波形信号に基づき、インバータ３が固定子４ｂの３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号をインバータ３に出力するドライブ部１５を有する。
【０１２５】
これによって、第２の波形信号をベースとした補正波形信号で駆動中は端子電圧の状態を任意の状態に保てるようになり、ブラシレスＤＣモータ４の相電流０クロスが同相のドライブ信号がオフ中に発生させることができ、常に端子電圧と第２の波形信号が所定の状態に近づくよう制御することとなり、不安定なシステム状態での非常に軽い負荷や電流位相と端子電圧位相が近づく非常に負荷が重い状態など広い負荷範囲で、安定駆動することができる。
【０１２６】
また、本実施の形態は、ブラシレスＤＣモータ４を流れる還流電流が０になる時に端子電圧に現れる端子電圧変化のタイミングとドライブ信号のオンまたはオフとの時間差を計算する時間差計測部１１を有し、端子電圧の発生タイミングを時間差の変化とすることにより、第１波形発生部８で採用されるような誘起電圧０クロスを検出しハイとローの２値を出力する単純な回路とその変化を観測するだけで良いこととなり、より単純なアルゴリズムによって実現でき、さらなるソフトウェア品質の向上やより安価にシステムを構築することができる。
【０１２７】
また、本実施の形態は、端子電圧の所定の状態を、時間差の平均と時間差の差分が０であるとしたことにより、単純な計算により実現することとなり、ソフトウェアのアルゴリズムを簡易化したことによる保守性向上などのソフトウェア品質の向上や演算性能の低い安価なマイコンを採用することができる。
【０１２８】
また、本実施の形態は、通電角決定部１０が、時間差が決められた第１の閾値時間より大きくなったときに通電角を狭めるとしたことにより、低負荷で急激な負荷変動であっても時間にマージンを持たせることで、ブラシレスＤＣモータ４の電流０クロスが同相のドライブ信号がオンより前に現れることを防ぐこととなり、低負荷時に、より確実に端子電圧が所定の状態に近づくよう補正することができ、更に安定した駆動が可能となる。
【０１２９】
また、本実施の形態は、通電角決定部１０が、時間差計測部１１によって計測された時間差が第２の閾値時間より小さくなったときに通電角を狭めるとしたことにより、高負荷で急激な負荷変動であっても時間にマージンを持たせることで、ブラシレスＤＣモータ４の電流０クロスが同相のドライブ信号がオフするより前に現れることを防ぐこととなり、高負荷でより確実に端子電圧が所定の状態に近づくよう補正することができ、更に安定した駆動が可能となる。
【０１３０】
また、本実施の形態は、第１波形発生部８が、端子電圧取得部５が取得した端子電圧のゼロクロスポイントを回転子４ａの位置情報として取得し、回転子４ａの位置情報に基づき第１の波形信号を出力することにより、第１波形発生部８で駆動するための位置信号を取得するための特別な回路を設けることが不要となり、非常に安価に構成することができる。
【０１３１】
また、本実施の形態は、ブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａが、鉄心４ｇに永久磁石４ｃ〜４ｆを埋め込んで構成され、さらに突極性を有するとしたことにより、ブラシレスＤＣモータ４の駆動において、永久磁石４ｃ〜４ｆによるマグネットトルクとともに、突極性によるリラクタンストルクも有効に利用できるようになるため、低速時の高効率駆動とともに、高効率の高速駆動性能も更に伸張することが可能となる。
【０１３２】
また、本実施の形態は、ブラシレスＤＣモータ４が圧縮機１７を駆動するとしたことにより、圧縮機１７はイナーシャが比較的大きい負荷であることにより、サーボモータのような高い制御精度が必要とされず、ブラシレスＤＣモータ４の駆動周期よりも位相差の変動周期が遅い駆動となるため、補正の回数を間引いて運転することが可能となり、より演算速度が遅くより安価な制御装置でモータ駆動装置を提供できる。また、従来のモータ駆動装置と同じ圧縮機を用いた場合でも、冷凍能力を高めることが出来るので、高能力の冷凍サイクルの小型化と低価格化を実現できる。さらに、従来のモータ駆動装置を用いた冷凍サイクルに、本発明のモータ駆動装置を置き換えれば、より高効率なモータを用いることができる。
【０１３３】
また、本実施の形態は、圧縮機１７をレシプロ圧縮機としたことにより、構造上回転子には、金属性で重量の大きいクランクシャフトやピストンが接続されているため、イナーシャが非常に大きく、高速では短い時間での速度の変動は非常に少ない負荷を駆動することとなるため、電流と端子電圧の位相差の変化が少ないこととなり、低速ではトルク脈動に応じた高効率な運転を行い、高速では安定した駆動により高い冷凍能力を出力できる。
【０１３４】
また、本実施の形態は、圧縮機１７で使用する冷媒をＲ６００ａとしたことにより、冷凍能力を得るために気筒容積を大きくし、イナーシャが大きくなり、さらに速度や負荷によって変動しにくい安定した駆動が可能となる。
【０１３５】
また、本実施の形態のモータ駆動装置により駆動されるブラシレスＤＣモータ４を備えた冷蔵庫２１（電気機器）としたことにより、負荷変動は急ではないため、より安定した駆動が可能となる。さらに、安定時には高効率運転を行い、急冷時には高速駆動により冷凍能力を向上させることができる。また、電気機器として空気調和機に用いた場合は、冷房時の最低負荷から暖房時の最大負荷まで幅広い駆動範囲に対応できるとともに、特に定格以下の低負荷での消費電力を低減することができる。
【産業上の利用可能性】
【０１３６】
本発明のモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータの高速／高負荷での駆動の安定性を図るとともに、駆動範囲を拡張するものである。これにより、冷蔵庫や空気調和機のみならず、自動販売機やショーケース、ヒートポンプ給湯器における圧縮機の高効率化に適用できる。その他、洗濯機や掃除機、ポンプなどブラシレスＤＣモータを用いる電気機器の省エネルギー化にも適用できる。
【符号の説明】
【０１３７】
３ インバータ
４ ブラシレスＤＣモータ
４ａ 回転子
４ｂ 固定子
４ｃ，４ｄ，４ｅ，４ｆ マグネット（永久磁石）
４ｇ 鉄心
５ 端子電圧取得部
６ 速度検出部
７ 周波数指令部
８ 第１波形発生部
９ 周波数設定部
１０ 通電角決定部
１１ 時間差計測部
１２ 第２波形発生部
１３ 波形補正部
１４ 切換判定部
１５ ドライブ部
１７ 圧縮機
２１ 冷蔵庫（電気機器）
２２ モータ駆動装置
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置およびこれを用いた電気機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のモータ駆動装置は、例えば特許文献１に開示されたように、電流値または駆動速度に応じて、速度フィードバック駆動、もしくは端子電圧を所定の状態に保つよう補正しながら指令速度で駆動のいずれかに切り換えてモータを駆動している（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図１５は、前記公報に記載された従来のモータ駆動装置を示すものである。図Ａに示すように、端子電圧検出手段２０１と、第１転流手段２０２と、第２転流手段２０３と、切り換え手段２０４と、インバータ２０５と、ブラシレスＤＣモータ２０６から構成されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１０−１６６６５５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、前記従来の構成では、端子電圧位相に対して電流位相が大きく進みモータ電流０クロスがインバータ２０５のモータ電流と同相のスイッチング素子がオフする前に発生するような負荷が軽い状態であっても非常に不安定な使用条件においては電流乱れが発生し、高速駆動時であってもモータ電流０クロスがインバータ２０５のモータ電流と同相のスイッチング素子がオンした後に発生するような負荷が非常に大きな条件では、端子電圧の状態から補正ができず電流乱れが発生するという課題を有していた。
【０００６】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、非常に負荷が軽く不安定なシステム状態もしくは非常に負荷が重い状態であっても、安定駆動できるとしたモータ駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
前記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置であって、前記３相巻線に電力を供給するインバータと、前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧を取得する端子電圧取得部と、通電角が１２０度以上の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部と、デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部と、前記端子電圧取得部が取得した前記端子電圧の発生タイミングによって通電角を１２０度以上１８０度未満の間で決定する通電角決定部と、前記周波数設定部で設定した周波数と前期通電角決定部で決定した通電角で第２の波形信号を出力する第２波形発生部と、前記端子電圧取得部が取得した前記端子電圧が所定の状態に近づくよう前記第２の波形信号を補正した補正波形信号を出力する波形補正部と、前記ブラシレスＤＣモータの運転状態に応じて前記第１の波形信号と前記補正波形信号を切り換えて出力する切換判定部と、
前記切換判定部から出力された第１の波形信号または補正波形信号に基づき、前記インバータが前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、前記インバータに出力するドライブ部を有するとしたものである。
【０００８】
これによって、前記第２の波形信号で駆動中は前記端子電圧の状態を任意の状態に保てるようになり、前記ブラシレスＤＣモータの相電流０クロスが同相の前記ドライブ信号がオフ中に発生させることができ、常に前記端子電圧と前記第２の波形信号が所定の状態に近づくよう制御することとなる。
【発明の効果】
【０００９】
本発明のモータ駆動装置は、不安定なシステム状態での非常に軽い負荷や電流位相と端子電圧位相が近づく非常に負荷が重い状態など広い負荷範囲で、安定駆動することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図
【図２】同実施の形態におけるモータ駆動装置のタイミング図
【図３】同実施の形態におけるモータ駆動装置の最適な通電角を説明する図
【図４】同実施の形態におけるモータ駆動装置の他のタイミング図
【図５】同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの同期駆動時のトルクと位相との関係を示す図
【図６】同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの相電流と端子電圧の位相関係を説明する図
【図７】（ａ）同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの位相関係を説明する図（ｂ）同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの他の位相関係を説明する図
【図８】同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの第２の波形信号の通電角が１７５度でのトルクとブラシレスＤＣモータ４の位相の関係を示す特性図
【図９】同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの第２の波形信号の通電角が１６０度でのトルクとブラシレスＤＣモータ４の位相の関係を示す特性図
【図１０】同実施の形態におけるモータ駆動装置の時間差計測部１１の動作を示すフローチャート
【図１１】同実施の形態におけるモータ駆動装置の通電角決定部１０の動作を示すフローチャート
【図１２】同実施の形態におけるモータ駆動装置の波形補正部の動作を示すフローチャート
【図１３】同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの回転数とデューティとの関係を示す図
【図１４】同実施の形態におけるブラシレスＤＣモータの要部断面図
【図１５】従来のモータ駆動装置のブロック図
【発明を実施するための形態】
【００１１】
第１の発明は回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置であって、前記３相巻線に電力を供給するインバータと、前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧を取得する端子電圧取得部と、通電角が１２０度以上の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部と、デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部と、前記端子電圧取得部が取得した前記端子電圧の発生タイミングによって通電角を１２０度以上１８０度未満の間で決定する通電角決定部と、前記周波数設定部で設定した周波数と前期通電角決定部で決定した通電角で第２の波形信号を出力する第２波形発生部と、前記端子電圧取得部が取得した前記端子電圧が所定の状態に近づくよう前記第２の波形信号を補正した補正波形信号を出力する波形補正部と、前記ブラシレスＤＣモータの運転状態に応じて前記第１の波形信号と前記補正波形信号を切り換えて出力する切換判定部と、前記切換判定部から出力された第１の波形信号または補正波形信号に基づき、前記インバータが前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを
指示するドライブ信号を、前記インバータに出力するドライブ部を有したものである。
【００１２】
これによって、前記第２の波形信号で駆動中は前記端子電圧の状態を任意の状態に保てるようになり、前記ブラシレスＤＣモータの相電流０クロスが同相の前記ドライブ信号がオフ中に発生させることができ、常に前記端子電圧と前記第２の波形信号が所定の状態に近づくよう制御することとなり、不安定なシステム状態での非常に軽い負荷や電流位相と端子電圧位相が近づく非常に負荷が重い状態など広い負荷範囲で、安定駆動することができる。
【００１３】
第２の発明は、特に、第１の発明に加えて前記ブラシレスＤＣモータを流れる還流電流が０になる時に端子電圧に現れる端子電圧変化のタイミングと前記ドライブ信号がオンまたはオフするタイミングとの時間差を計算する時間差計測部を有し、前記端子電圧の発生タイミングを前記時間差とすることにより、前記第１波形発生部で採用されるような誘起電圧０クロスを検出しハイとローの２値を出力する単純な回路とその変化のタイミングを観測するだけで良いこととなり、より単純なアルゴリズムによって実現でき、さらなるソフトウェア品質の向上やより安価にシステムを構築することができる。
【００１４】
第３の発明は、特に、第２の発明の所定の状態を、前記時間差の平均と前記時間差の差分が０である状態としたことにより、単純な計算により実現することとなり、ソフトウェアのアルゴリズムを簡易化したことによる保守性向上などのソフトウェア品質の向上や演算性能の低い安価なマイコンを採用することができる。
【００１５】
第４の発明は、特に、第２の発明または第３の発明の通電角決定部が、前記時間差が決められた第１の閾値時間より大きくなったときに通電角を狭めるとしたことにより、低負荷で急激な負荷変動であっても時間にマージンを持たせることで、前記ブラシレスＤＣモータの電流０クロスが同相の前記ドライブ信号がオンより前に現れることを防ぐこととなり、低負荷時に、より確実に前記端子電圧が所定の状態に近づくよう補正することができ、更に安定した駆動が可能となる。
【００１６】
第５の発明は、特に、第２の発明または第３の発明の通電角決定部が、前記時間差が決められた第２の閾値時間より小さくなったときに通電角を狭めるとしたことにより、高負荷で急激な負荷変動であっても時間にマージンを持たせることで、前記ブラシレスＤＣモータの電流０クロスが同相の前記ドライブ信号がオフするより前に現れることを防ぐこととなり、高負荷でより確実に前記端子電圧が所定の状態に近づくよう補正することができ、更に安定した駆動が可能となる。
【００１７】
第６の発明は、特に、第１〜第５の発明の第１波形発生部が、前記端子電圧取得部が取得した前記端子電圧のゼロクロスポイントを前記回転子の位置情報として取得し、前記回転子の位置情報に基づき前記第１の波形信号を出力することにより、第１波形発生部で駆動するための位置信号を取得するための特別な回路を設けることが不要となり、非常に安価に構成することができる。
【００１８】
第７の発明は、特に、第１〜第６の発明のブラシレスＤＣモータの回転子が、鉄心に永久磁石を埋め込んで構成され、さらに突極性を有するとしたことにより、前記ブラシレスＤＣモータの駆動において、永久磁石によるマグネットトルクとともに、突極性によるリラクタンストルクも有効に利用できるようになるため、低速時の高効率駆動とともに、高効率の高速駆動性能も更に伸張することが可能となる。
【００１９】
第８の発明は、特に、第１〜第７の発明のブラシレスＤＣモータが圧縮機を駆動するとしたことにより、圧縮機はイナーシャが比較的大きい負荷であることにより、サーボモー
タのような高い制御精度が必要とされず、モータの駆動周期よりも位相差の変動周期が遅い駆動となるため、補正の回数を間引いて運転することが可能となり、より演算速度が遅くより安価な制御装置でモータ駆動装置を提供できる。また、従来のモータ駆動装置と同じ圧縮機を用いた場合でも、冷凍能力を高めることが出来るので、高能力の冷凍サイクルの小型化と低価格化を実現できる。さらに、従来のモータ駆動装置を用いた冷凍サイクルに、本発明のモータ駆動装置を置き換えれば、より高効率なモータを用いることができる。
【００２０】
第９の発明は、特に、第８の発明の圧縮機をレシプロ圧縮機としたことにより、構造上回転子には、金属性で重量の大きいクランクシャフトやピストンが接続されているため、イナーシャが非常に大きく、高速では短い時間での速度の変動は非常に少ない負荷を駆動することとなるため、電流と端子電圧の位相差の変化が少ないこととなり、低速ではトルク脈動に応じた高効率な運転を行い、高速では安定した駆動により高い冷凍能力を出力できる。
【００２１】
第１０の発明は、特に第８の発明または第９の発明の圧縮機で使用する冷媒をＲ６００ａとしたことにより、冷凍能力を得るために気筒容積を大きくし、イナーシャが大きくなり、さらに速度や負荷によって変動しにくい安定した駆動が可能となる。
【００２２】
第１１の発明は、特に、第１〜第１０の発明のモータ駆動装置により駆動されるブラシレスＤＣモータを備えた電気機器としたことにより、電気機器として冷蔵庫に用いた場合は、負荷変動は急ではないため、より安定した駆動が可能となる。さらに、安定時には高効率運転を行い、急冷時には高速駆動により冷凍能力を向上させることができる。また、電気機器として空気調和機に用いた場合は、冷房時の最低負荷から暖房時の最大負荷まで幅広い駆動範囲に対応できるとともに、特に定格以下の低負荷での消費電力を低減することができる。
【００２３】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、本実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２４】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるモータ駆動装置のブロック図である。図１において、交流電源１は一般的な商用電源で、日本においては実効値１００Ｖの５０または６０Ｈｚの電源である。モータ駆動装置２２は、交流電源１に接続され、ブラシレスＤＣモータ４を駆動する。以下、モータ駆動装置２２について説明する。
【００２５】
整流平滑回路２は、交流電源１を入力として交流電力を直流電力に整流平滑するものであり、ブリッジ接続された４個の整流ダイオード２ａ〜２ｄと、平滑コンデンサ２ｅ、２ｆとから構成される。本実施の形態においては、整流平滑回路２は倍電圧整流回路により構成されているが、整流平滑回路２は全波整流回路により構成されても良い。さらに、本実施の形態においては、交流電源１は単相交流電源であるが、交流電源１が３相交流電源である場合は、整流平滑回路２は３相整流平滑回路によって構成される。
【００２６】
インバータ３は、整流平滑回路２からの直流電力を交流電力に変換する。インバータ３は、６個のスイッチング素子３ａ〜３ｆを３相ブリッジ接続して構成される。また、６個の還流電流用ダイオード３ｇ〜３ｌは、各スイッチング素子３ａ〜３ｆに、逆方向に接続される。
【００２７】
ブラシレスＤＣモータ４は、永久磁石を有する回転子４ａと、３相巻線を有する固定子４ｂとから構成される。ブラシレスＤＣモータ４は、インバータ３により作られた３相交
流電流が固定子４ｂの３相巻線に流れることにより、回転子４ａを回転させる。
【００２８】
端子電圧取得部５は、ブラシレスＤＣモータ４の端子電圧を取得する。端子電圧取得部５は、例えば、インバータ３の端子電圧を取得することにより、ブラシレスＤＣモータ４の相電流の電流ゼロクロスを検出する。具体的には、端子電圧取得部５は、インバータ３の還流電流用ダイオード（例えばダイオード３ｈ）に流れる電流の有無、つまり、電流の流れが正から負、または負から正に切り換わる点、すなわちゼロクロスポイントを検出する。端子電圧取得部５は、このゼロクロスポイントをブラシレスＤＣモータ４の相電流のゼロクロスポイントとして検出する。
【００２９】
また、端子電圧取得部５はブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａの磁極相対位置を検出する。具体的には、端子電圧取得部５は、固定子４ｂの３相巻線に発生する誘起電圧に基づいて、回転子４ａの相対的な回転位置を検出している。なお、別な位置検出方法としては、モータ電流（相電流または母線電流）の検出結果に対してベクトル演算を行って磁極位置の推定を行う方法が挙げられる。
【００３０】
このように、端子電圧取得部５は、ブラシレスＤＣモータ４の磁極位置と相電流のゼロクロスポイントを検出する。
【００３１】
速度検出部６は、端子電圧取得部５が検出した位置情報に基づき、ブラシレスＤＣモータ４の速度（すなわち回転速度）を検出する。例えば、一定周期で発生する端子電圧取得部５からの信号を計測することにより、簡単に検出することができる。
【００３２】
周波数指令部７はシステムの状態などから必要な出力を行うための速度が外部から入力され、その速度とあらかじめ分かっているブラシレスＤＣモータ４の局数からモータ駆動用の周波数を計算する。その計算結果を指令周波数として第１波形発生部８、周波数設定部９、通電角決定部１０へと出力する。
【００３３】
第１波形発生部８は、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを駆動するための第１の波形信号を生成する。第１の波形信号は、通電角が１２０度以上１５０度以下の矩形波の信号である。３相巻線を有するブラシレスＤＣモータ４を滑らかに駆動させるためには、通電角は１２０度以上が必要である。一方、端子電圧取得部５が、誘起電圧に基づいて位置を検出するためには、スイッチング素子のオン／オフの間隔として３０度以上の間隔が必要である。このため、通電角は、１８０度から３０度を減じた１５０度を上限とする。なお、第１の波形信号は、矩形波以外であっても、矩形波に準じる波形が挙げられる。例えば、波形の立ち上り／立ち下りに傾斜を持たせた台形波である。
【００３４】
第１波形発生部８は、端子電圧取得部５により検出された回転子４ａの位置情報を基に、第１の波形信号を生成する。第１波形発生部８はさらに、周波数指令部７により指令される速度に保つために、パルス幅変調（ＰＷＭ）デューティ制御を行っている。これにより、回転位置に基づいた最適なデューティで、効率良く、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。
【００３５】
周波数設定部９は、デューティは一定で、周波数指令部７からの指令周波数に従って周波数のみを変化させて周波数を設定する。
【００３６】
時間差計測部１１は、端子電圧取得部５から電流０クロスポイントを取得した時間と、ドライブ部１５からインバータ３へ出力しているドライブ信号が電流０クロス後に最初にオンに変化する時間の差分を計算し、スパイク電圧オフ期間として出力する。また、端子電圧取得部５から電流０クロスポイントを取得した時間と、電流０クロスが発生する前の
最後に発生したドライブ信号がオフに変化する時間との差分を計算し、スパイク電圧発生期間として出力する。ここで、スパイク電圧とはスイッチング素子がオフしている間にブラシレスＤＣモータに蓄えられたエネルギーがインバータ３の還流電流用ダイオード（例えば３ｈ）に流れている間に発生する電圧のことである。
【００３７】
通電角決定部１０は時間差計測部１１からの出力であるスパイク電圧オフ期間およびスパイク電圧発生期間を取得する。
【００３８】
このスパイク電圧オフ期間が第１の閾値時間より小さい場合と、スパイク電圧発生期間が第２の閾値時間より小さいときには通電角を狭める。本実施の形態では、２種類の時間差を用いたが、スパイク電圧発生期間のみで制御することも可能である。例えば、通電角と周波数からある特定の相（例えばＵ相）のドライブ信号が上下ともにオフしている期間を計算し、そのオフ期間から本実施の形態の第１の閾値時間を引いた値を第３の閾値時間として設け、スパイク電圧発生時間が第２の閾値時間から第３の閾値時間の間に無ければ通電角を狭めるとすることで実現できる。閾値時間差を１種類とした場合、時間差計測部１１で計測する種類が減少するため、処理速度の遅いマイコンであっても容易に実現することができる。また、スパイク電圧オフ期間のみでも同様に制御できる。
【００３９】
第１の閾値時間と第２の閾値時間はそれぞれ、ブラシレスＤＣモータ４が駆動する負荷や交流電源１の電圧が変化した際にどれだけスパイク電圧オフ期間とスパイク電圧発生期間が変化するかということをあらかじめ調べ、その変化時間の最大を設定する。
【００４０】
通電角を広げる場合には、スパイク電圧オフ期間が第１の閾値時間に所定の値を加算した結果より大きく、かつスパイク電圧発生期間が第２の閾値時間に所定の値を加算した結果より大きい場合とする。このように閾値時間差にヒステリシスを設けることで、通電角変更の頻度が減少し、より安定した駆動が可能となる。このヒステリシスとなる所定の値は、それぞれの閾値時間の値と同じ、最大の時間変動の１．５倍でよい。これにより、最大の変動に対してもすぐに通電角が狭まることがなくなる。通電角の幅の範囲は第１の波形信号のように３０度のオフ期間を設ける必要は無いため、１２０以上、１８０度未満となる。本実施の形態においては、閾値時間差を設けているため、１７５度程度となっている。
【００４１】
第２波形発生部１２は、周波数設定部９からの周波数と、通電角決定部１０が決定した通電角を基に、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆを駆動するための第２の波形信号を生成する。なお、第２の波形信号は、矩形波に準じる波形であれば良い。例えば、正弦波や歪み波であって良い。また本実施の形態では、デューティは最大もしくは最大に近い状態（９０〜１００％の一定のデューティ）である。
【００４２】
波形補正部１３では第２波形発生部１２から出力された第２波形信号と時間差計測部１１から出力されるスパイク電圧発生期間を入力として受け取る。波形補正部１３では補正を行った後に、受け取ったスパイク電圧発生期間の平均を計算する。本実施の形態では、過去１０回の平均を用いる。平均の回数は１０回としたが、システムの応答速度や負荷の変動周期などから決定する。前回のスパイク電圧発生期間の平均と時間差計測部１１より入力されたスパイク電圧発生期間の差分を計算し、計算結果に比例した波形の補正を第２の波形信号に対して行い、切換判定部１４に出力する。補正を行った後に、スパイク電圧発生期間の平均を計算するため、初回は平均が０となり差分が大きくなり補正量が過剰となる可能性があるが、第１の波形信号で駆動中のスパイク電圧発生期間をあらかじめ計測し、入力しておき平均を計算しておくことや、初回は補正量を０にするなどで防ぐことができる。本実施の形態では初回の補正量を０としたものとする。
【００４３】
切換判定部１４は、回転子４ａの回転速度が低速か高速かを判定し、ドライブ部１５に入力する波形信号を、第１の波形信号か第２の波形信号かに切り換える。具体的には、速度が低い場合は第１の波形信号を選択し、速度が高い場合は第２の波形信号を選択して出力する。ここで、回転速度が低いか高いかの判定は、速度検出部６で検出した実際の速度に基づいて行うことができる。他にも、速度が低いか高いかの判定は、設定回転数やデューティに基づいて行うこともできる。例えば、デューティが最大（一般的には１００％）の場合は速度が最高となるため、切換判定部１４は、波形信号を第２の波形信号に切り換える。
【００４４】
ドライブ部１５は、切換判定部１４から出力された波形信号に基づき、インバータ３がブラシレスＤＣモータ４の３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を出力する。具体的にはドライブ信号は、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオンまたはオフ（以下、オン／オフと記す）する。これにより、固定子４ｂに最適な交流電力が印加され、回転子４ａが回転し、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。
【００４５】
次に、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２を用いた電気機器について説明する。電気機器の一例として、冷蔵庫２１について説明する。
【００４６】
冷蔵庫２１には圧縮機１７が搭載されているが、ブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａの回転運動は、クランクシャフト（図示せず）により、往復運動に変換される。クランクシャフトに接続されたピストン（図示せず）は、シリンダ（図示せず）内を往復運動することにより、シリンダ内の冷媒を圧縮する。つまり、ブラシレスＤＣモータ４と、クランクシャフト、ピストン、シリンダにより、圧縮機１７が構成される。
【００４７】
圧縮機１７の圧縮方式（機構方式）は、ロータリー型やスクロール型など、任意の方式が用いられる。本実施の形態においては、レシプロ型の場合について説明する。レシプロ型の圧縮機１７はイナーシャが大きい。このため、圧縮機１７のブラシレスＤＣモータ４を同期駆動する場合は、圧縮機１７の駆動が安定する。
【００４８】
圧縮機１７に用いる冷媒は、一般にＲ１３４ａ等であるが、本実施の形態においては、冷媒はＲ６００ａを用いる。Ｒ６００ａは、Ｒ１３４ａと比較して地球温暖化係数は小さいが、冷凍能力が低い。本実施の形態においては、圧縮機１７はレシプロ型圧縮機で構成するとともに、冷凍能力を確保するために、気筒容積を大きくしている。気筒容積の大きい圧縮機１７は、イナーシャが大きいため、電源電圧が低下した場合であっても、イナーシャによってブラシレスＤＣモータ４が回転する。これにより、回転速度の変動が少なくなり、より安定した同期駆動が可能となる。しかしながら、気筒容積の大きい圧縮機１７は負荷が大きいため、従来のモータ駆動装置では駆動が困難である。本実施の形態におけるモータ駆動装置２２は、特に高負荷での駆動範囲が拡張されるため、Ｒ６００ａを用いた圧縮機１７を駆動するのに最適である。
【００４９】
圧縮機１７で圧縮された冷媒は、凝縮器１８、減圧器１９、蒸発器２０を順に通って、再び圧縮機１７に戻るような冷凍サイクルを構成する。この時、凝縮器１８では放熱を、蒸発器２０では吸熱を行うので、冷却や加熱を行うことができる。この冷凍サイクルを搭載して冷蔵庫２１が構成される。ここで、別な電気機器の例としては、凝縮器１８や蒸発器２０に送風機を備えたものが空気調和機である。
【００５０】
以上のように構成されたモータ駆動装置２２について、その動作を説明する。まず、ブラシレスＤＣモータ４の速度が低い場合（低速時）の動作について説明する。図２は、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２のタイミング図である。特に図２は、低速時でのインバータ３を駆動させる信号のタイミング図である。インバータ３を駆動させる信号と
は、インバータ３のスイッチング素子３ａ〜３ｆをオン／オフするために、ドライブ部１５から出力されるドライブ信号である。この場合、このドライブ信号は、第１の波形信号に基づいて得られる。第１の波形信号は、端子電圧取得部５の出力に基づき、第１波形発生部８から出力される。
【００５１】
図２において、信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚはそれぞれ、スイッチング素子３ａ、３ｃ、３ｅ、３ｂ、３ｄ、３ｆをオン／オフするためのドライブ信号である。波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗはそれぞれ、固定子４ｂの巻線のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の波形である。ここで、低速時の駆動では、端子電圧取得部５の信号に基づいて、１２０度ごとの区間で順次転流を行う。信号Ｕ、Ｖ、Ｗは、ＰＷＭ制御によるデューティ制御を行っている。また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の波形である波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、図２に示す様に、のこぎり波の波形となる。この場合は、端子電圧取得部５の出力に基づいて、最適なタイミングで転流が行なわれている。このため、ブラシレスＤＣモータ４は最も効率良く駆動される。
【００５２】
次に、最適な通電角について、図３を用いて説明する。図３は、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２の、最適な通電角を説明する図である。特に図３は、低速時の通電角と効率との関係を示す。図３において、線Ａは回路効率、線Ｂはモータ効率、線Ｃは総合効率（回路効率Ａとモータ効率Ｂとの積）を示す。図３に示すように、通電角を１２０度より大きくすると、モータ効率Ｂは向上する。これは、通電角が広がることにより、モータの相電流の実効値が下がり（すなわち力率が上がり）、モータの銅損減少に伴いモータ効率Ｂが上がるためである。しかしながら、通電角を１２０度より大きくすると、スイッチング回数が増加し、スイッチングロスが増加する場合がある。このような場合は、回路効率Ａは低下する。この回路効率Ａとモータ効率Ｂとの関係から、総合効率Ｃが最も良くなる通電角が存在する。本実施の形態では、１３０度が、総合効率Ｃが最も良くなる通電角である。
【００５３】
次に、ブラシレスＤＣモータ４の速度が高い場合（高速時）の動作について説明する。図４は本実施の形態におけるモータ駆動装置２２のタイミング図である。特に図４は、高速時でのインバータ３を駆動させるドライブ信号のタイミング図である。この場合、このドライブ信号は、第２の波形信号に基づいて得られる。第２の波形信号は、周波数設定部９の出力に基づき、第２波形発生部１２から出力される。
【００５４】
図４における信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚ、および波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは図２と同様である。各信号Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚは周波数設定部９の出力に基づいて、所定周波数を出力して転流を行う。この場合の導電角は、１２０度以上１８０度未満とする。図４では、導電角が１５０度の場合を示している。導電角を上げることによって、各相の電流の波形Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは擬似的に正弦波に近づく。
【００５５】
デューティを一定にして周波数を上げることにより、従来に比べて大幅に回転速度が上がる。この回転速度が上がった状態では、同期モータとして駆動されており、駆動周波数の上昇に伴い電流も増加する。この場合、導電角を最大の１８０度未満まで広げることにより、ピーク電流が抑制される。従って、ブラシレスＤＣモータ４は、さらに高い電流で駆動しても、過電流保護にかからずに動作される。
【００５６】
ここで、第２波形発生部１２によって生成される、第２の波形信号について説明する。図５は、ブラシレスＤＣモータ４を同期駆動した場合の、トルクと位相との関係を示した図である。図５において、横軸はモータのトルク、縦軸は誘起電圧の位相を基準とした位相差を示し、位相が正の場合、誘起電圧の位相に対して進みであることを示す。また、同期駆動での安定状態を示す図５の、線Ｄ１はブラシレスＤＣモータ４の相電流の位相を、線Ｅ１はブラシレスＤＣモータ４の端子電圧の位相を示す。ここで、相電流の位相が端子
電圧の位相より進んでいることから、同期駆動でブラシレスＤＣモータ４を高速で駆動していることが判る。図５に示す相電流の位相と端子電圧の位相との関係から明確なように、負荷トルクに対して相電流の位相の変化は少ない。一方で、端子電圧の位相が直線的に変化していることから、負荷トルクに応じて相電流と端子電圧との位相差はほぼ線形に変化する。
【００５７】
このように、同期駆動においては、ブラシレスＤＣモータ４の駆動は、駆動速度および負荷に応じた、適切な相電流の位相および端子電圧の位相との関係で安定する。この場合の、端子電圧の位相および相電流の位相との関係を図６に示す。特に図６は、負荷による相電流の位相と端子電圧の位相との関係をｄ−ｑ平面上に示したベクトル図である。
【００５８】
同期駆動においては、端子電圧ベクトルＶｔは、負荷が増加した場合、大きさはほぼ一定に保ちながら、位相は進み方向に推移する。図６を用いて説明すると、端子電圧ベクトルＶｔは矢印Ｆの方向に回転する。一方、電流ベクトルＩは、負荷が増加した場合、ほぼ一定の位相を保ちながら、負荷の増加に伴い大きさが変化する（例えば負荷増加に伴い電流が増える）。図６を用いて説明すると、電流ベクトルＩは矢印Ｇの方向に伸びる。このように電圧ベクトルおよび電流ベクトルが駆動環境（入力電圧、負荷トルク、駆動速度等）に従い適切な状態で各ベクトルの位相関係が定まる。
【００５９】
ここで、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループで同期駆動した場合の、ある負荷や速度における、位相の時間的変化について、図を用いて説明する。図７は、ブラシレスＤＣモータ４の位相関係を説明するための図である。特に図７は、ブラシレスＤＣモータ４の相電流の位相と端子電圧の位相との関係を示す。図７（ａ）、（ｂ）において、横軸は時間、縦軸は誘起電圧の位相を基準とした位相（すなわち誘起電圧との位相差）を示す。両図において、線Ｄ２は相電流の位相、線Ｅ２は端子電圧の位相、線Ｈ２は相電流の位相と端子電圧の位相との位相差を示す。そして、図７（ａ）は低負荷での駆動状態を示し、図７（ｂ）は高負荷での駆動状態を示す。また、誘起電圧の位相との差から、図７（ａ）、図７（ｂ）共に、端子電圧の位相より相電流の位相が進んでいることから、ブラシレスＤＣモータ４が、同期駆動により非常に高速で駆動していることが判る。
【００６０】
図７（ａ）に示すように、駆動速度に対して負荷が小さい場合の同期駆動では、転流に対して負荷に見合った角度分だけ回転子４ａが遅れる。すなわち、回転子４ａから見ると転流が進み位相となり、所定の関係が保たれる。つまり、誘起電圧から見ると、端子電圧および相電流の位相が進み位相となり、所定の関係が保たれる。これは弱め磁束制御と同様の状態であるため、高速での駆動が可能となる。
【００６１】
一方、図７（ｂ）に示すように、駆動速度に対して負荷が大きい場合では、転流に対して回転子４ａが遅れることで弱め磁束状態になり、回転子４ａは転流周期に同期するように加速する。その後、回転子４ａの加速により、端子電圧の進み位相の減少によって相電流が減少し、回転子４ａが減速する。この状態が繰り返され、回転子４ａは、この加速と減速を繰り返す。これにより結局、駆動状態（駆動速度）が安定しない。すなわち図７（ｂ）に示す様に、一定周期で行われる転流に対して、ブラシレスＤＣモータ４の回転が変動する。このため、誘起電圧の位相を基準とした場合、端子電圧の位相が変動する。このような駆動状態では、ブラシレスＤＣモータ４の回転が変動し、それに伴ってうねり音が発生する。また、電流が脈動するため、過電流と判断されて、ブラシレスＤＣモータ４が停止される可能性が生じる。
【００６２】
従って、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループで同期駆動する場合、負荷が小さい状態では、ブラシレスＤＣモータ４は安定して駆動されるが、負荷が大きい状態では、上記の様な不都合が生じる。つまり、ブラシレスＤＣモータ４をオープンループで同期駆動
する場合は、高速／高負荷での駆動はできず、駆動範囲が拡張されない。
【００６３】
そこで、本実施の形態におけるモータ駆動装置２２は、相電流の位相と端子電圧の位相とを、図５に示すような負荷に見合った位相関係に保った状態で、ブラシレスＤＣモータ４を駆動する。このような相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係を保つ方法について、以下に述べる。
【００６４】
モータ駆動装置２２は、端子電圧の基準位相（すなわちドライブ信号の転流基準位置）と相電流の位相の基準点を検出し、これに基づき、オープンループの同期駆動における転流タイミング（一定周期の転流）に対して補正を行い、相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係を保った転流タイミングを決定する。具体的には、波形補正部１３が、上記の位相関係を保った転流タイミングを決定する。
【００６５】
端子電圧の基準位相は、ドライブ信号がオンやオフするタイミングなどを用いることができる。一方、電流位相の基準点は電流０クロスで最も代表的な点であり、回転子４ａの位置と相関をもつ。従って、この電流０クロスに基づいて補正された第２の波形信号は、端子電圧取得部が検出した回転子の位置と所定の関係を有する波形となる。この所定の関係を把握するために、時間差計測部１１では端子電圧の基準位相であるドライブ信号のオフから相電流位相の基準である電流０クロスが発生するまでの時間であるスパイク電圧発生期間を計測する。そして、波形補正部１３は、スパイク電圧発生期間をもとに補正した第２の波形信号をドライブ部１５へ出力する。しかしながら、通電角によっては、負荷状態によってスパイク電圧の発生期間を計測することができない。そこで、通電角決定部１０では位相差による補正を行えるよう、時間差計測部１１の情報をもとに通電角を適切に制御している。
【００６６】
スパイク電圧の発生について図８、図９を用いて説明する。
【００６７】
図８は、第２の波形信号の通電角が１７５度でのトルクとブラシレスＤＣモータ４の位相の関係を示す特性図である。
【００６８】
図９は、第２の波形信号の通電角が１６０度でのトルクとブラシレスＤＣモータ４の位相の関係を示す特性図である。
【００６９】
図８、図９において、横軸はモータのトルク、縦軸は誘起電圧の位相を基準とした位相差を示し、位相が正の場合、誘起電圧の位相に対して進みであることを示す。また、図８の線Ｄ３はブラシレスＤＣモータ４の相電流の位相を、線Ｅ３はブラシレスＤＣモータ４の端子電圧の位相を示す。また、図９の線Ｄ４はブラシレスＤＣモータ４の相電流の位相を、線Ｅ４はブラシレスＤＣモータ４の端子電圧の位相を示す。ただし、端子電圧の位相差はＵ相上のドライブ信号がオンするタイミングの０度をとして見たものとする。
【００７０】
図８において、Ｌ１が示すトルクからＬ４が示すトルクまでが、システムで必要とされるトルクである。Ｌ２において、線Ｅ３と線Ｄ３の位相差が＋５度となり、ドライブ信号がオフしている期間と同じとなるため、電流０クロスポイントはドライブ信号がオフするタイミングと一致する。つまり、Ｌ１からＬ２の間のトルクではスパイク電圧が発生せず、補正を行うことができない。また、Ｌ３が示すトルクにおいては、線Ｄ３と線Ｅ３が等しいため、電流０クロスポイントとドライブ信号のオンが一致する。つまり、Ｌ３からＬ４の間のトルクではスパイクとドライブ信号によって発生する端子電圧とがつながり、スパイク電圧のオフを検出できない。このように、通電角が１７５度ではＬ１からＬ２、Ｌ３からＬ４においてスパイク電圧を基にした補正を行うことができず、電流波形が乱れ振動が発生する可能性がある。
【００７１】
一方、図９において、Ｌ６が示すトルクは図８のＬ１と等しく、Ｌ７が示すトルクは図８のＬ４と等しい。つまり、Ｌ６からＬ７がひつようなトルク範囲となっている。Ｌ５において、線Ｄ４と線Ｅ４の位相差が＋２０度となり、通電角１６０度でのドライブ信号がオフしている期間と同じとなるため、電流０クロスポイントはドライブ信号がオフするタイミングと一致する。通電角１７５度と比べ、低トルクまでスパイクが消えることは無く、Ｌ６が示す必要最小トルクよりも下まで、補正が可能となる。また、Ｌ８が示すトルクにおいては、線Ｄ４と線Ｅ４の位相差が等しいため、電流０クロスポイントとドライブ信号のオフが一致する。Ｌ８は必要最大トルクよりも大きくなる。これは、通電角を狭めることにより、誘起電圧に対する相電流の位相差が大きな状態で安定するためである。このように通電角を狭めることによりスパイク電圧がオフする区間を作り出し、補正が可能となる。
【００７２】
次に、時間差計測部１１と通電角決定部１０と波形補正部１３の具体的な動作について、図１０、図１１、図１２のフローチャートを用いて説明する。
【００７３】
図１０は時間差計測部１１の動作を示すフローチャートである。図１１は通電角決定部１０の動作を示すフローチャートである。図１２は波形補正部の動作を示すフローチャートである。
【００７４】
まず、図１０のステップ１０１では、スパイク電圧が発生したことを示すスパイク発生フラグとスパイク電圧がオフしたことを示すスパイクＯＦＦフラグをクリアし、ステップ１０２へと進む。
【００７５】
ステップ１０２では、あるスイッチング素子がオフになったかどうか、つまり、そのスイッチング素子のオフタイミングを待つ。本実施の形態では、Ｕ相下側のスイッチング素子、すなわちインバータ３のスイッチング素子３ｂのオフタイミングを待つ。スイッチング素子３ｂがオンからオフに変化しない場合（ステップ１０２のＮｏ）は、再びステップ１０２に戻り、スイッチング素子３ｂがオンするまでステップ１０２で待ち続ける。一方、スイッチング素子３ｂがオフになった場合（ステップ１０２のＹｅｓ）は、ステップ１０３に進む。ステップ１０３では、時間差計測部１１が、時間計測用のタイマをスタートさせ、ステップ１０４に進む。
【００７６】
ステップ１０４では、端子電圧取得部５からの入力により、特定相のスパイク電圧がオフしており、スパイク電圧オフしたことを示すフラグであるスパイクＯＦＦフラグがセットされていないかを判定する。スパイクＯＦＦフラグはクリアされているが、特定相は本実施の形態で特定相としたＵ相のスパイク電圧が発生中である場合（ステップ１０４のＮｏ）はステップ１０５に進む。
【００７７】
ステップ１０５では特定相の上側のスイッチング素子がオンしたかどうかを判定する。特定相をＵ相としているので、Ｕ相上側のスイッチング素子３ａがオフのままの場合（ステップ１０５のＮｏ）はふたたびステップ１０４へと戻る。
【００７８】
ステップ１０４では、再度、特定相のスパイク電圧がオフし、スパイクＯＦＦフラグがセットされていないかを判定する。前回同様スパイクオフフラグがセットされていない。しかし、特定相であるＵ相のスパイク電圧がオフした場合（ステップ１０４のＹｅｓ）はステップ１０６へと進む。
【００７９】
ステップ１０６ではスパイクがオフしたのでオフした時間をスパイク発生期間として記録する。電流位相の進みが大きく、スパイクが発生していなかった場合は、ほぼ０の値が
記録される。実際は０であるが、定常値として存在するごくわずかな時間であり処理上０とかわらない処理となる。そして、スパイクＯＦＦフラグをセットし、再度ステップ１０５へと進む。
【００８０】
ステップ１０５では、再びスイッチング素子３ａがオンしたかどうかを判定する。スイッチング素子３ａのオフが継続されている場合（ステップ１０５のＮｏ）、ステップ１０４へと進む。
【００８１】
ステップ１０４では前回のステップ１０４でステップ１０６へと進み、ステップ１０６で、スパイクＯＦＦフラグがセットされたので、ステップ１０５へと進む。つまり、スパイクがオフしていると判定した初回のみ条件が成立し、ステップ１０６へと進み次回以降のステップ１０４ではステップ１０５へと進む。
【００８２】
ステップ１０５は、スイッチング素子３ａがオンしたかどうかを判定し、スイッチング素子３ａがオンした場合（ステップ１０５のＹｅｓ）はステップ１０７へと進む。
【００８３】
ステップ１０７では、タイマの値を記録し、スイッチング素子３ｂがオフしてからスイッチング素子３ａがオンするまでの間の時間であるＳＷ素子オフ期間として記録する。そして、ステップ１０８へと進む。
【００８４】
ステップ１０８では、スパイクＯＦＦフラグがセットされているか判定を行う。端子電圧の状態では、ステップ１０６でスパイクＯＦＦフラグはセットされており、スパイクＯＦＦフラグがセットされている場合（ステップ１０８のＹｅｓ）であるので、ステップ１０９へと進む。
【００８５】
ステップ１０９では、スパイク電圧オフ期間の計算を行なう。スパイク電圧オフ期間はスパイクがオフしてからドライブ信号がオンするまでの期間であるので、ステップ１０７で計算したＳＷ素子オフ期間からスパイク電圧発生期間を減じた結果がとなる。これを格納しステップ１１０へ進む。ステップ１１０では、スパイク電圧発生期間とスパイク電圧オフ期間を出力し、処理を終了する。
【００８６】
一方、スイッチング素子３ａがオンするまでにスパイク電圧がオフしなかった場合、ステップ１０４でステップ１０６へと進むことが無く、ステップ１０８へと到達する。ステップ１０８では、ステップ１０６でフラグがセットされていないので、ステップ１１１へと進む。
【００８７】
ステップ１１１では、スパイク電圧オフ期間を０とし、ＳＷ素子オフ期間をスパイク電圧発生期間として設定し、ステップ１１０に進む。そして、ステップ１１０で、スパイク電圧発生期間とスパイク電圧オフ期間を出力し、処理を終了する。
【００８８】
スパイク電圧は基本的にオフを検出できるよう通電角の制御を行うが、想定外の電圧変動などによってスパイク電圧のオフを検出できなかったとしても、保護動作として最低限の補正を可能としている。
【００８９】
時間差計測部１１でスパイク電圧発生期間とスパイク電圧オフ期間の計測を完了した後に、図１１に示す通電角決定部１０のフローが実施される。
【００９０】
まず、ステップ２０１において、時間差計測部１１より入力されるスパイク電圧発生期間があらかじめ定めておいた第１の閾値時間より小さいかどうかを判定する。第１の閾値時間は電流１周期の間に変動する電流位相と端子電圧位相の差の最大をあらかじめ把握し
、時間に変換して設定している。また、この第１の閾値時間は、図１０のフローの中で、スパイク電圧が発生せずステップ１０６に到達した際に記録されるスパイク電圧発生期間より少なくとも大きいものとする。判定の結果スパイク電圧発生期間が第１の閾値時間よりも小さい場合（ステップ２０１のＹｅｓ）はステップ２０２に進む。
【００９１】
ステップ２０２では、電流位相と端子電圧位相の差の変動が最大となった場合、スパイク電圧が発生しなくなる可能性があるため、通電角を狭める。そして、変更後の通電角を出力し処理を終了する。
【００９２】
一方、ステップ２０１で、スパイク電圧発生期間が第１の閾値時間より大きい場合（ステップ２０１のＮｏ）、ステップ２０３に進む。
【００９３】
ステップ２０３では、時間差計測部１１より入力されるスパイク電圧オフ期間があらかじめ定めておいた第２の閾値時間より小さいかどうかを判定する。第１の閾値時間と同様に、電流１周期の間に変動する電流位相と端子電圧位相の差の最大をあらかじめ把握し、時間に変換して設定しており、第１の閾値時間と第２の閾値時間は同じ値を設定している。判定の結果スパイク電圧オフ期間が第２の閾値時間よりも小さい場合（ステップ２０３のＹｅｓ）はステップ２０４に進む。
【００９４】
ステップ２０４では、電流位相と端子電圧位相の差の変動が最大となった場合、スパイク電圧がオフを検出できなくなる可能性があるため、通電角を狭める。そして、変更後の通電角を出力し処理を終了する。
【００９５】
一方、ステップ２０３で、スパイク電圧オフ期間が第２の閾値時間より大きい場合（ステップ２０３のＮｏ）、ステップ２０５に進む。
【００９６】
ステップ２０５では、第２の閾値時間を２．５倍した値よりスパイク電圧オフ期間が小さいかどうかを判定する。比較する値を第２の閾値時間とした場合、通電角を狭めた直後に通電角を広げる可能性が高く、発振状態に陥る。これを防ぐためのヒステリシスとして２．５倍の値を設定している。通電角を１度に広げる幅をスパイク電圧オフ期間が第２の閾値時間の０．５倍より小とし、比較する値を第２の閾値時間の２．５倍に設定することで、通電角を増加させた後に最大の変動幅であっても、次回の判定時に確実にスパイク電圧オフ期間は第２の閾値時間より大きくなり通電角がすぐに狭まることは無い。スパイク電圧オフ期間が第２の閾値時間の２．５倍より小さい場合（ステップ２０５のＮｏ）は、通電角を変更せず、処理を終了する。一方、スパイク電圧オフ期間が第２の閾値時間の２．５倍より大きい場合（ステップ２０５のＹｅｓ）は、ステップ２０６に進む。
【００９７】
ステップ２０６では、第１の閾値時間を２．５倍した値よりスパイク電圧発生期間が小さいかどうかを判定する。ステップ２０５で第２の閾値時間の２．５倍を設定したのと同様の理由で第１の閾値時間も２．５倍し、スパイク電圧発生期間と比較している。比較した結果、スパイク電圧発生期間が大きい場合（ステップ２０６のＮｏ）は、通電角を変更せず、処理を終了する。一方、スパイク電圧発生期間が第１の閾値時間の２．５倍より大きい場合（ステップ２０６のＹｅｓ）は、ステップ２０７に進む。
【００９８】
ステップ２０７では、通電角を広げてもスパイク電圧が発生し、オフタイミング検出できるので、通電角を広げる。
【００９９】
なお、端子電圧取得部５で、Ｕ相上側スイッチング素子（３ａ）がオンする前に端子電圧の立ち上がりを検出した場合に、端子電圧位相より誘起電圧位相が進んでいる状態であるので、電圧のかけすぎと判断して通電角を狭めるとしても良い。この判定条件は、ステ
ップ２０５よりも前に判定し、条件が成立した場合は、ステップ２０５以降の判定を通らないようにする。これによって、過剰な電圧の印加を抑制できるため効率よく運転することができる。
【０１００】
通電変更部Ｂで通電角が決定した後に図１２に示す波形補正部１３のフローが実施される。
【０１０１】
ステップ３０１では、時間差計測部１１で計測したスパイク電圧発生時間と、過去１０回の平均時間との差分を計算し、ステップ３０２に進む。ステップ３０２では、ステップ３０１で計算した差分に基づいて、転流タイミングの補正量を演算し、ステップ３０３に進む。
【０１０２】
ここで、転流タイミングの補正とは、周波数設定部９で設定した周波数、つまり指令速度に基づく基本の転流周期に対して、転流タイミングを補正することである。従って、大きな補正量を付加した場合は、過電流や脱調が起こる。したがって、補正量を演算する場合は、ローパスフィルタ等を付加した上で演算を行い、転流タイミングの急激な変動を抑える。これにより、ノイズ等の影響で電流のゼロクロスを誤検出した場合であっても、補正量への影響が小さくなり、駆動の安定性がより向上する。さらに、補正量の演算において急激な変化を抑えているため、ブラシレスＤＣモータ４を加減速させる転流タイミングの変化も緩やかになる。このため、指令速度が大きく変更され、周波数設定部９による周波数（転流周期）が大幅に変わった場合であっても、転流タイミングの変化は緩やかになり、加減速が滑らかになる。
【０１０３】
この転流タイミングの補正は、具体的には、スパイク電圧発生期間を常にスパイク電圧発生期間の平均時間に近づけることである。例えば、負荷が大きくなることにより、回転子４ａの回転速度が低下すると、相電流の位相は、端子電圧の位相を基準にすると遅れ方向に移動する。このため、スパイク電圧発生期間の平均時間より、今回計測されたスパイク電圧発生期間の方が長くなる。この場合には、第２波形発生部１２は、転流タイミングを、回転速度（回転数）に基づく転流周期のタイミングよりも遅らせるように転流タイミングを補正する。つまり、相電流の位相が遅れたことにより計測時間が長くなったため、第２波形発生部１２は、転流タイミングを遅らせて端子電圧の位相を遅らせ、相電流の位相との位相差であるスパイク電圧発生期間を平均時間に近づける。
【０１０４】
逆に、負荷が小さくなることにより、回転子４ａの回転速度が上がると、相電流の位相は、端子電圧の位相を基準にすると進み方向に移動する。このため、スパイク電圧発生期間の平均時間より、今回計測したスパイク電圧発生期間の方が短くなる。この場合には、第２波形発生部１２は、一旦、転流タイミングを、回転数に基づく転流周期のタイミングよりも早くするように転流タイミングを補正する。つまり、相電流の位相が早くなったことにより計測時間が短くなったため、第２波形発生部１２は、転流タイミングを早くして端子電圧の位相を進ませ、スパイク電圧発生期間を平均時間に近づける。
【０１０５】
さらに波形補正部１３は、転流タイミングの補正を、特定相（例えば、Ｕ相上側のスイッチング素子のみ）の任意のタイミング（例えば、回転子４ａの１回転に１回）として、その他の相の転流は、目標とする回転数に基づく転流周期で時間的に行う。これにより、負荷に応じて相電流の位相と端子電圧の位相との位相関係が最適に保たれ、ブラシレスＤＣモータ４の駆動速度が保持される。
【０１０６】
次にステップ３０３では、今回入力されたスパイク電圧発生期間を加味して平均時間を更新し、ステップ３０４に進む。ステップ３０４では、第２波形発生部１２で設定した第２の波形信号に対して、補正量を付加することで転流タイミングを決定する。
【０１０７】
つまり、転流タイミングは、第２波形発生部１２で設定した周波数に対して補正量を付加することにより、相電流の位相と端子電圧の位相とが、常に平均位相差となるように、電流位相を基準にして決定される。従って、負荷が大きくなった場合は、相電流の位相と転流タイミングの差である位相差が狭まる（スパイク電圧発生期間は大きくなる）。これに対して、補正の基準となる平均時間が小さく（スパイク電圧発生期間の平均は大きく）なり、負荷が大きくなる前と比較して、位相差が狭まった状態を基準としてブラシレスＤＣモータ４が駆動される。これにより、より大きな進角でブラシレスＤＣモータ４が駆動され、弱め磁束効果の向上により、出力トルクが増大し、必要な出力トルクが確保される。
【０１０８】
逆に、負荷が小さくなった場合は、相電流の位相と転流タイミングの差である位相差が広がる（スパイク電圧発生期間は小さくなる）。これに対して、補正の基準となる平均時間が大きく（スパイク電圧発生期間の平均は小さく）なり、負荷が小さくなる前と比較して、位相差が広がった状態を基準としてブラシレスＤＣモータ４が駆動される。これにより、より小さな進角でブラシレスＤＣモータ４が駆動され、弱め磁束効果の低減により、出力トルクが減少し、必要以上のトルクが出力されない。以上より、必要な出力を確保するとともに、余計な出力をしない駆動が行われる。
【０１０９】
以上、図１０、図１１、図１２に示す動作を電気角１周期に１回行うことで、高速での安定駆動が可能となる。
【０１１０】
なお、本実施の形態では、Ｕ相上側のスイッチング素子３ａのオフタイミングのみで転流周期の補正を行っているため、電気角１周期中に１回の補正となる場合について説明している。しかしながら、モータ駆動装置２２の用途や、ブラシレスＤＣモータ４のイナーシャ等を考慮して補正のタイミングを設定すれば良い。例えば、回転子４ａの１回転に１回の補正や、電気角１周期中に２回の補正、各スイッチング素子がオンする毎回のタイミングでの補正を行っても良い。
【０１１１】
次に、切換判定部１４による切り換え動作について説明する。図１３は、本実施の形態におけるブラシレスＤＣモータ４の、回転数とデューティとの関係を示す図である。
【０１１２】
図１３において、ブラシレスＤＣモータ４の回転数、つまり回転子４ａの回転数が５０ｒ／ｓ以下の場合は、第１波形発生部８による第１の波形信号に基づいて、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。デューティは、フィードバック制御により、回転数に応じて、最も効率が良い値に調整される。
【０１１３】
回転数が５０ｒ／ｓでデューティが１００％となり、第１波形発生部８に基づく駆動では、それ以上回転させることができない。すなわち限界に到達する。よって、回転数５０ｒ／ｓより上では、デューティは一定で、周波数（すなわち転流周期）のみを上げて、ブラシレスＤＣモータ４が駆動される。
【０１１４】
一方、第２の波形信号を補正した補正波形信号に基づく駆動では、通電角が１２０度の状態で、かつ誘起電圧０クロスが端子電圧取得部５で検出された場合、第１波形発生部８の第１の波形信号で十分に駆動できるトルクであることが分かるため、第１波形発生部８に基づいた駆動に切り換える。
【０１１５】
このように、第１波形発生部８で生成した第１の波形信号と第２波形発生部１２で生成された第２の波形信号を波形補正部１３で補正した補正波形信号を適切に切り換えることで低速低負荷から、高速高負まで駆動を可能にする。
【０１１６】
次に、本実施の形態のブラシレスＤＣモータ４の構造について説明する。図１４は、本実施の形態におけるブラシレスＤＣモータ４の回転子の、回転軸に対して垂直断面を示した断面図である。
【０１１７】
回転子４ａは、鉄心４ｇと４枚のマグネット４ｃ〜４ｆとから構成される。鉄心４ｇは、０．３５〜０．５ｍｍ程度の薄い珪素鋼板を打ち抜いたものを積み重ねて構成される。マグネット４ｃ〜４ｆは、円弧形状のフェライト系永久磁石がよく用いられ、図示したように、円弧形状の凹部が外方を向くように、中心対称に配置される。一方、マグネット４ｃ〜４ｆとして、ネオジウムなどの希土類の永久磁石を用いる場合は、平板形状の場合もある。
【０１１８】
このような構造の回転子４ａにおいて、回転子４ａの中心から、１つのマグネット（例えば４ｆ）の中央に向かう軸をｄ軸とし、回転子４ａの中心から、１つのマグネット（例えば４ｆ）とこれに隣接するマグネット（例えば４ｃ）との間に向かう軸をｑ軸とする。ｄ軸方向のインダクタンスＬｄとｑ軸方向のインダクタンスＬｑは逆突極性を有し、異なるものとなる。つまりこれは、モータとしては、マグネットの磁束によるトルク（マグネットトルク）以外に、逆突極性を利用したトルク（リラクタンストルク）を有効に使える。したがって、モータとして、よりトルクが有効的に利用できる。この結果、本実施の形態としては、高効率なモータが得られる。
【０１１９】
また、本実施の形態の制御において、周波数設定部９と第２波形発生部１２による駆動を行うと、相電流は進み位相でとなる。そのため、このリラクタンストルクが大きく利用されるので、逆突極性がないモータに比べて、より高回転で駆動することができる。
【０１２０】
また、本実施の形態のブラシレスＤＣモータ４は、鉄心４ｇに永久磁石４ｃ〜４ｆを埋め込んでなる回転子４ａを有し、かつ突極性を有する。また、永久磁石のマグネットトルクの他に、突極性によるリラクタンストルクを用いている。このことにより、低速時の効率向上はもちろん、高速駆動性能をさらに上げることになる。また、永久磁石にネオジウムなどの希土類磁石を採用してマグネットトルクの割合を多くしたり、インダクタンスＬｄ、Ｌｑの差を大きくしてリラクタンストルクの割合を多くしたりすると、最適な通電角を変えることにより効率を上げることができる。
【０１２１】
次に、本実施の形態のモータ駆動装置２２を冷蔵庫２１や空気調和機に用いて、圧縮機１７を駆動した場合について説明する。従来のモータ駆動装置であれば、高速／高負荷での駆動に対応するために、巻線の巻き込み数を少なくすることにより必要トルクを確保したブラシレスＤＣモータを利用する必要があった。このようなブラシレスＤＣモータは、モータの騒音等が大きかった。本実施の形態のモータ駆動装置２２を用いれば、巻線の巻込み量を増やしてトルクダウンしたブラシレスＤＣモータ４を利用しても、高速／高負荷で駆動できる。これにより、回転数が低い場合のデューティが、従来のモータ駆動装置を用いた場合より大きくできる。そのため、モータの騒音、特にキャリア音（ＰＷＭ制御での周波数に相当する。例えば３ｋＨｚ）が低減できる。
【０１２２】
また、圧縮機１７をレシプロ圧縮機とすることで、よりイナーシャが大きく、高速でのトルク脈動が小さいため、安定して高速まで動作させることができる。また、圧縮機１７を冷蔵庫２１に搭載した場合、冷蔵庫２１は負荷の変動が急ではないため、相電流の位相と端子電圧の位相の位相差の変化は小さく、より安定した駆動が可能となる。
【０１２３】
なお、本実施の形態のモータ駆動装置２２を用いて空気調和機の圧縮機１７を駆動する場合では、さらに、冷房時の最低負荷から暖房時の最大負荷まで幅広い駆動範囲に対応で
きるとともに、特に定格以下の低負荷での消費電力を低減することができる。
【０１２４】
以上説明したように本発明は、回転子４ａと、３相巻線を有する固定子４ｂとからなるブラシレスＤＣモータ４を駆動するモータ駆動装置であって、固定子４ｂの３相巻線に電力を供給するインバータ３と、ブラシレスＤＣモータ４の端子電圧を取得する端子電圧取得部５と、通電角が１２０度以上の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部８と、デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部９と、端子電圧取得部５が取得した端子電圧の発生タイミングによって通電角を１２０度以上１８０度未満の間で決定する通電角決定部１０と、周波数設定部９で設定した周波数と通電角決定部１０で決定した通電角で第２の波形信号を出力する第２波形発生部１２と、端子電圧取得部５が取得した端子電圧が所定の状態に近づくよう第２の波形信号を補正した補正波形信号を出力する波形補正部１３と、ブラシレスＤＣモータ４の運転状態に応じて第１の波形信号と補正波形信号を切り換えて出力する切換判定部１４と、切換判定部１４から出力された第１の波形信号または補正波形信号に基づき、インバータ３が固定子４ｂの３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号をインバータ３に出力するドライブ部１５を有する。
【０１２５】
これによって、第２の波形信号をベースとした補正波形信号で駆動中は端子電圧の状態を任意の状態に保てるようになり、ブラシレスＤＣモータ４の相電流０クロスが同相のドライブ信号がオフ中に発生させることができ、常に端子電圧と第２の波形信号が所定の状態に近づくよう制御することとなり、不安定なシステム状態での非常に軽い負荷や電流位相と端子電圧位相が近づく非常に負荷が重い状態など広い負荷範囲で、安定駆動することができる。
【０１２６】
また、本実施の形態は、ブラシレスＤＣモータ４を流れる還流電流が０になる時に端子電圧に現れる端子電圧変化のタイミングとドライブ信号のオンまたはオフとの時間差を計算する時間差計測部１１を有し、端子電圧の発生タイミングを時間差の変化とすることにより、第１波形発生部８で採用されるような誘起電圧０クロスを検出しハイとローの２値を出力する単純な回路とその変化を観測するだけで良いこととなり、より単純なアルゴリズムによって実現でき、さらなるソフトウェア品質の向上やより安価にシステムを構築することができる。
【０１２７】
また、本実施の形態は、端子電圧の所定の状態を、時間差の平均と時間差の差分が０であるとしたことにより、単純な計算により実現することとなり、ソフトウェアのアルゴリズムを簡易化したことによる保守性向上などのソフトウェア品質の向上や演算性能の低い安価なマイコンを採用することができる。
【０１２８】
また、本実施の形態は、通電角決定部１０が、時間差が決められた第１の閾値時間より大きくなったときに通電角を狭めるとしたことにより、低負荷で急激な負荷変動であっても時間にマージンを持たせることで、ブラシレスＤＣモータ４の電流０クロスが同相のドライブ信号がオンより前に現れることを防ぐこととなり、低負荷時に、より確実に端子電圧が所定の状態に近づくよう補正することができ、更に安定した駆動が可能となる。
【０１２９】
また、本実施の形態は、通電角決定部１０が、時間差計測部１１によって計測された時間差が第２の閾値時間より小さくなったときに通電角を狭めるとしたことにより、高負荷で急激な負荷変動であっても時間にマージンを持たせることで、ブラシレスＤＣモータ４の電流０クロスが同相のドライブ信号がオフするより前に現れることを防ぐこととなり、高負荷でより確実に端子電圧が所定の状態に近づくよう補正することができ、更に安定した駆動が可能となる。
【０１３０】
また、本実施の形態は、第１波形発生部８が、端子電圧取得部５が取得した端子電圧のゼロクロスポイントを回転子４ａの位置情報として取得し、回転子４ａの位置情報に基づき第１の波形信号を出力することにより、第１波形発生部８で駆動するための位置信号を取得するための特別な回路を設けることが不要となり、非常に安価に構成することができる。
【０１３１】
また、本実施の形態は、ブラシレスＤＣモータ４の回転子４ａが、鉄心４ｇに永久磁石４ｃ〜４ｆを埋め込んで構成され、さらに突極性を有するとしたことにより、ブラシレスＤＣモータ４の駆動において、永久磁石４ｃ〜４ｆによるマグネットトルクとともに、突極性によるリラクタンストルクも有効に利用できるようになるため、低速時の高効率駆動とともに、高効率の高速駆動性能も更に伸張することが可能となる。
【０１３２】
また、本実施の形態は、ブラシレスＤＣモータ４が圧縮機１７を駆動するとしたことにより、圧縮機１７はイナーシャが比較的大きい負荷であることにより、サーボモータのような高い制御精度が必要とされず、ブラシレスＤＣモータ４の駆動周期よりも位相差の変動周期が遅い駆動となるため、補正の回数を間引いて運転することが可能となり、より演算速度が遅くより安価な制御装置でモータ駆動装置を提供できる。また、従来のモータ駆動装置と同じ圧縮機を用いた場合でも、冷凍能力を高めることが出来るので、高能力の冷凍サイクルの小型化と低価格化を実現できる。さらに、従来のモータ駆動装置を用いた冷凍サイクルに、本発明のモータ駆動装置を置き換えれば、より高効率なモータを用いることができる。
【０１３３】
また、本実施の形態は、圧縮機１７をレシプロ圧縮機としたことにより、構造上回転子には、金属性で重量の大きいクランクシャフトやピストンが接続されているため、イナーシャが非常に大きく、高速では短い時間での速度の変動は非常に少ない負荷を駆動することとなるため、電流と端子電圧の位相差の変化が少ないこととなり、低速ではトルク脈動に応じた高効率な運転を行い、高速では安定した駆動により高い冷凍能力を出力できる。
【０１３４】
また、本実施の形態は、圧縮機１７で使用する冷媒をＲ６００ａとしたことにより、冷凍能力を得るために気筒容積を大きくし、イナーシャが大きくなり、さらに速度や負荷によって変動しにくい安定した駆動が可能となる。
【０１３５】
また、本実施の形態のモータ駆動装置により駆動されるブラシレスＤＣモータ４を備えた冷蔵庫２１（電気機器）としたことにより、負荷変動は急ではないため、より安定した駆動が可能となる。さらに、安定時には高効率運転を行い、急冷時には高速駆動により冷凍能力を向上させることができる。また、電気機器として空気調和機に用いた場合は、冷房時の最低負荷から暖房時の最大負荷まで幅広い駆動範囲に対応できるとともに、特に定格以下の低負荷での消費電力を低減することができる。
【産業上の利用可能性】
【０１３６】
本発明のモータ駆動装置は、ブラシレスＤＣモータの高速／高負荷での駆動の安定性を図るとともに、駆動範囲を拡張するものである。これにより、冷蔵庫や空気調和機のみならず、自動販売機やショーケース、ヒートポンプ給湯器における圧縮機の高効率化に適用できる。その他、洗濯機や掃除機、ポンプなどブラシレスＤＣモータを用いる電気機器の省エネルギー化にも適用できる。
【符号の説明】
【０１３７】
３ インバータ
４ ブラシレスＤＣモータ
４ａ 回転子
４ｂ 固定子
４ｃ，４ｄ，４ｅ，４ｆ マグネット（永久磁石）
４ｇ 鉄心
５ 端子電圧取得部
６ 速度検出部
７ 周波数指令部
８ 第１波形発生部
９ 周波数設定部
１０ 通電角決定部
１１ 時間差計測部
１２ 第２波形発生部
１３ 波形補正部
１４ 切換判定部
１５ ドライブ部
１７ 圧縮機
２１ 冷蔵庫（電気機器）
２２ モータ駆動装置
【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置であって、前記３相巻線に電力を供給するインバータと、前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧を取得する端子電圧取得部と、通電角が１２０度以上の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部と、デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部と、前記端子電圧取得部が取得した前記端子電圧の発生タイミングによって通電角を１２０度以上１８０度未満の間で決定する通電角決定部と、前記周波数設定部で設定した周波数と前期通電角決定部で決定した通電角で第２の波形信号を出力する第２波形発生部と、前記端子電圧取得部が取得した前記端子電圧が所定の状態に近づくよう前記第２の波形信号を補正した補正波形信号を出力する波形補正部と、前記ブラシレスＤＣモータの運転状態に応じて前記第１の波形信号と前記補正波形信号を切り換えて出力する切換判定部と、前記切換判定部から出力された第１の波形信号または補正波形信号に基づき、前記インバータが前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、前記インバータに出力するドライブ部、
とを有するモータ駆動装置。
【請求項２】
前記ブラシレスＤＣモータを流れる還流電流が０になる時に端子電圧に現れる端子電圧変化のタイミングと前記ドライブ信号がオンまたはオフするタイミングとの時間差を計算する時間差計測部を有し、前記端子電圧の発生タイミングを前記時間差とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
前記所定の状態を、前記時間差の平均と前記時間差の差分が０である状態とした請求項２に記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
前記通電角決定部は、前記時間差が決められた第１の閾値時間より大きくなったときに通電角を狭めるとした請求項２または３に記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
前記通電角決定部は、前記時間差が決められた第２の閾値時間より小さくなったときに通電角を狭めるとした請求項２または３に記載のモータ駆動装置。
【請求項６】
前記第１波形発生部が、前記端子電圧取得部が取得した前記端子電圧のゼロクロスポイントを前記回転子の位置情報として取得し、前記回転子の位置情報に基づき前記第１の波形信号を出力する請求項１〜５のいずれか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項７】
前記ブラシレスＤＣモータの回転子は、鉄心に永久磁石を埋め込んで構成され、さらに、突極性を有する請求項１〜６のいずれか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項８】
前記ブラシレスＤＣモータは圧縮機を駆動する請求項１〜７のいずれか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項９】
前記圧縮機はレシプロ圧縮機である請求項８に記載のモータ駆動装置。
【請求項１０】
前記圧縮機で使用される冷媒はＲ６００ａである請求項８または９に記載のモータ駆動装置。
【請求項１１】
請求項１〜１０のいずれか１項に記載のモータ駆動装置により駆動されるブラシレスＤＣモータを備えた電気機器。
【請求項１】
回転子と、３相巻線を有する固定子とからなるブラシレスＤＣモータを駆動するモータ駆動装置であって、前記３相巻線に電力を供給するインバータと、前記ブラシレスＤＣモータの端子電圧を取得する端子電圧取得部と、通電角が１２０度以上の波形である第１の波形信号を出力する第１波形発生部と、デューティは一定で、周波数のみを変化させて設定する周波数設定部と、前記端子電圧取得部が取得した前記端子電圧の発生タイミングによって通電角を１２０度以上１８０度未満の間で決定する通電角決定部と、前記周波数設定部で設定した周波数と前期通電角決定部で決定した通電角で第２の波形信号を出力する第２波形発生部と、前記端子電圧取得部が取得した前記端子電圧が所定の状態に近づくよう前記第２の波形信号を補正した補正波形信号を出力する波形補正部と、前記ブラシレスＤＣモータの運転状態に応じて前記第１の波形信号と前記補正波形信号を切り換えて出力する切換判定部と、前記切換判定部から出力された第１の波形信号または補正波形信号に基づき、前記インバータが前記３相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を、前記インバータに出力するドライブ部、
とを有するモータ駆動装置。
【請求項２】
前記ブラシレスＤＣモータを流れる還流電流が０になる時に端子電圧に現れる端子電圧変化のタイミングと前記ドライブ信号がオンまたはオフするタイミングとの時間差を計算する時間差計測部を有し、前記端子電圧の発生タイミングを前記時間差とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
前記所定の状態を、前記時間差の平均と前記時間差の差分が０である状態とした請求項２に記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
前記通電角決定部は、前記時間差が決められた第１の閾値時間より大きくなったときに通電角を狭めるとした請求項２または３に記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
前記通電角決定部は、前記時間差が決められた第２の閾値時間より小さくなったときに通電角を狭めるとした請求項２または３に記載のモータ駆動装置。
【請求項６】
前記第１波形発生部が、前記端子電圧取得部が取得した前記端子電圧のゼロクロスポイントを前記回転子の位置情報として取得し、前記回転子の位置情報に基づき前記第１の波形信号を出力する請求項１〜５のいずれか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項７】
前記ブラシレスＤＣモータの回転子は、鉄心に永久磁石を埋め込んで構成され、さらに、突極性を有する請求項１〜６のいずれか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項８】
前記ブラシレスＤＣモータは圧縮機を駆動する請求項１〜７のいずれか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項９】
前記圧縮機はレシプロ圧縮機である請求項８に記載のモータ駆動装置。
【請求項１０】
前記圧縮機で使用される冷媒はＲ６００ａである請求項８または９に記載のモータ駆動装置。
【請求項１１】
請求項１〜１０のいずれか１項に記載のモータ駆動装置により駆動されるブラシレスＤＣモータを備えた電気機器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図２】
【図３】
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【図５】
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【図７】
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【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【公開番号】特開２０１３−９０３７１（Ｐ２０１３−９０３７１Ａ）
【公開日】平成２５年５月１３日（２０１３．５．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２２６４４６（Ｐ２０１１−２２６４４６）
【出願日】平成２３年１０月１４日（２０１１．１０．１４）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月１３日（２０１３．５．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１０月１４日（２０１１．１０．１４）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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