周波数補正システム及び受信機
【課題】製品コストの増大を抑え、水晶発振器の動作のばらつきを防止することが可能な周波数補正システム及び受信機を提供することを目的とする。
【解決手段】誤差読出しタイミング制御部３１で設定される読出しタイミングに基づいて、復調部設定レジスタ２６から周波数誤差ΔＩＦをΔＩＦ抽出部３４に読み込み、記憶部３２に記憶される現在受信中の受信信号の周波数ＲＦ及び周波数誤差ΔＩＦなどに基づいて、水晶発振器６の経年変化による水晶発振器６の発振信号の周波数誤差Δｆを算出し、周波数誤差Δｆが閾値以上であると判断した場合、現在受信している受信信号のチャンネルに対応する周波数誤差ΔＩＦを記憶部３３から読み出し、その周波数誤差ΔＩＦに基づいて、チューナ設定レジスタ１６及び復調部設定レジスタ２６に現在書き込まれている設定値Ｒ、Ｎを更新する。
【解決手段】誤差読出しタイミング制御部３１で設定される読出しタイミングに基づいて、復調部設定レジスタ２６から周波数誤差ΔＩＦをΔＩＦ抽出部３４に読み込み、記憶部３２に記憶される現在受信中の受信信号の周波数ＲＦ及び周波数誤差ΔＩＦなどに基づいて、水晶発振器６の経年変化による水晶発振器６の発振信号の周波数誤差Δｆを算出し、周波数誤差Δｆが閾値以上であると判断した場合、現在受信している受信信号のチャンネルに対応する周波数誤差ΔＩＦを記憶部３３から読み出し、その周波数誤差ΔＩＦに基づいて、チューナ設定レジスタ１６及び復調部設定レジスタ２６に現在書き込まれている設定値Ｒ、Ｎを更新する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、水晶発振器の経年変化による発振周波数ずれの影響を無くす周波数補正システム及び受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、無線ＬＡＮ、ＷｉＭＡＸ、携帯電話などの無線ネットワークにおける受信機では、水晶発振器により得られる発振信号を使用して受信信号から中間周波信号やＴＳ（Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｓｔｒｅａｍ）信号を得ている。
【０００３】
しかしながら、水晶発振器の経年変化により水晶発振器により得られる発振信号の周波数が変化し、その発振信号の周波数に周波数誤差が含まれてしまうと、正常な中間周波信号やＴＳ信号を得られなくなるおそれがあるという問題がある。
【０００４】
そこで、水晶発振器の経年変化の影響を抑えて正常な中間周波信号やＴＳ信号を得るために、経年変化の範囲が狭い高性能の水晶発振器を採用することや発振信号の周波数を制御するために水晶発振器に与えられる制御用電圧を補正することにより発振信号の周波数誤差を所定値以下に抑えること（例えば、特許文献１又は特許文献２参照）などが考えられる。
【０００５】
しかしながら、経年変化の範囲が狭い高性能の水晶発振器を採用する場合は、水晶発振器が高価になるため製品コストが増大してしまうという問題がある。
また、水晶発振器に与えられる制御用電圧を補正する場合は、発振信号の周波数誤差をマイコンなどで計算する必要があるため、その制御用電圧をデジタル値からアナログ値に変換するためのＤ／Ａコンバータが必要になり製品コストが増大してしまうという問題がある。また、アナログ値である制御用電圧は制御が難しいため、水晶発振器の動作にばらつきが生じてしまうという問題もある。
【特許文献１】特開２００１−１８６２０５号公報
【特許文献２】特開２００４−２８２１１８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明では、水晶発振器の経年変化の補償による製品コストの増大を抑えるとともに水晶発振器の動作のばらつきを防止することが可能な周波数補正システム及び受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の課題を解決するために本発明では、以下のような構成を採用した。
すなわち、本発明の周波数補正システムは、発振器と、設定値を記憶する記憶手段と、前記発振器により得られる第１の発振信号の周波数を前記記憶手段に記憶される設定値に基づく周波数に変換して第２の発振信号として出力する周波数変換手段と、受信信号と前記周波数変換手段から出力される第２の発振信号とを乗算して中間周波信号を出力する乗算手段とを備える受信機において、前記第２の発振信号の周波数を補正する周波数補正システムであって、前記発振器の経年変化による前記中間周波信号の周波数誤差を抽出する抽出手段と、前記抽出手段により抽出された周波数誤差に基づいて、前記発振器の経年変化による前記第１の発振信号の周波数誤差を算出する算出手段と、前記算出手段により算出された前記第１の発振信号の周波数誤差が閾値以上であるか否かを判断する比較手段と、前記算出手段により算出された前記第１の発振信号の周波数誤差が閾値以上であると前
記比較手段が判断すると、前記抽出手段により抽出された前記中間周波信号の周波数誤差に基づいて、前記第２の発振信号の周波数誤差がなくなるように前記記憶手段に記憶される設定値を更新する設定値更新手段とを備える。
【０００８】
これにより、経年変化の影響を受けずに水晶発振器から得られる発振信号を使用することができるので、高性能の水晶発振器を使用する必要がなく製品コストの増大を抑えることができる。また、第２の発振信号の周波数を変更するための設定値を更新することにより、水晶発振器の経年変化の影響を無くしているので、水晶発振器に与えられる電圧をデジタル値に変換するためのＤ／Ａコンバータを必要としない。そのため、水晶発振器の経年変化の補償による製品コストの増大を抑えるとともに、水晶発振器の動作のばらつきを防止することができる。
【０００９】
また、本発明の受信機は、発振器と、設定値を記憶する記憶手段と、前記発振器により得られる第１の発振信号の周波数を前記記憶手段に記憶される設定値に基づく周波数に変換して第２の発振信号として出力する周波数変換手段と、受信信号と前記周波数変換手段から出力される第２の発振信号とを乗算して中間周波信号を出力する乗算手段と、前記発振器の経年変化による前記中間周波信号の周波数誤差を抽出する抽出手段と、前記抽出手段により抽出された周波数誤差に基づいて、前記発振器の経年変化による前記第１の発振信号の周波数誤差を算出する算出手段と、前記算出手段により算出された前記第１の発振信号の周波数誤差が閾値以上であるか否かを判断する比較手段と、前記算出手段により算出された前記第１の発信信号の周波数誤差が閾値以上であると前記比較手段が判断すると、前記抽出手段により抽出された前記中間周波信号の周波数誤差に基づいて、前記第２の発振信号の周波数誤差がなくなるように前記記憶手段に記憶される設定値を更新する設定値更新手段とを備える。
【００１０】
また、前記閾値は、前記受信機が予め備える前記第１の発振信号の周波数誤差の補償機能の補償範囲を前記第１の発振信号の周波数誤差が外れるときの値とする。
また、前記設定値更新手段は、前記受信信号のチャンネル毎に、前記記憶手段に記憶される設定値を更新するように構成してもよい。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、水晶発振器の経年変化の補償による製品コストの増大を抑えるとともに水晶発振器の動作のばらつきを防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、図面を用いて本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の実施形態の受信機を示す図である。
図１に示す受信機１は、例えば、車載用地上デジタルテレビ放送の受信機であって、アンテナ２と、モジュール３と、制御部４とを備えて構成されている。
【００１３】
モジュール３は、チューナ部５と、水晶発振器６（発振器）と、復調部７とを備えて構成されている。
チューナ部５は、フィルタ８、９と、アンプ１０、１１と、ミキサ１２（乗算手段）と、ＰＬＬ回路１３と、分周器１５と、チューナ設定レジスタ１６（記憶手段）とを備えて構成されている。なお、特許請求の範囲の周波数変換手段は、例えば、ＰＬＬ回路１３などにより構成されるものとする。
【００１４】
復調部７は、Ａ／Ｄコンバータ１７と、直交検波部１８と、ＡＦＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）部１９と、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部２０と、チャネル等化部２１と、デインターリーブ部２２と
、ビタビ復号部２３と、リードソロモン復号部２４と、ＰＬＬ回路２５と、復調部設定レジスタ２６（記憶部）とを備えて構成されている。なお、特許請求の範囲の周波数変換手段は、例えば、ＰＬＬ回路２５などにより構成されるものとする。
【００１５】
まず、アンテナ２により受信された受信信号は、フィルタ８により不要な信号がカットされ、アンプ１０により振幅が調整される。
次に、アンプ１０により振幅が調整された受信信号は、ミキサ１２によりＰＬＬ回路１３から出力される発振信号と乗算され、中間周波信号に変換される。
【００１６】
次に、中間周波信号は、フィルタ９により不要な信号がカットされ、アンプ１１により振幅が調整され、復調部７に出力される。
次に、復調部７に入力された中間周波信号は、Ａ／Ｄコンバータ１７においてデジタル値に変換された後、直交検波部１８において同相成分Ｉ及び直交成分Ｑに変換される。
【００１７】
そして、それら同相成分Ｉ及び直交成分Ｑに対して、ＡＦＣ部１９において中間周波信号の周波数誤差ΔＩＦの検出及び補正が行われ、ＦＦＴ部２０においてマルチキャリア復調が行われ、チャネル等化部２１においてサブキャリア信号毎のチャネル等化が行われ、デインターリーブ部２２においてデインターリーブが行われ、ビタビ復号部２３において誤り訂正が行われ、リードソロモン復号部２４においてリードソロモン復号が行われ、ＴＳ信号を得る。
【００１８】
なお、ＡＦＣ部１９は、周波数誤差ΔＩＦを検出する度にその周波数誤差ΔＩＦを復調部設定レジスタ２６に書き込む。
また、ＰＬＬ回路１３は、水晶発振器６により得られる発振信号Ｓｏ（第１の発振信号）に基づく発振信号Ｓ（第２の発振信号）をミキサ１２に出力するとともに、分周器１５を介してＰＬＬ回路２５に出力する。
【００１９】
図２は、ＰＬＬ回路１３のブロック図である。なお、ＰＬＬ回路２５も図２に示す構成と同様とする。
図２に示すＰＬＬ回路１３は、分周器２７、２８と、位相比較器２９と、ＬＰＦ３０と、ＶＣＯ１４とを備えて構成されている。
【００２０】
分周器２７は、水晶発振器６から出力される発振信号Ｓｏの周波数ｐ＋Δｆを１／Ｒにする。なお、ｐは水晶発振器６により得られる発振信号Ｓｏの周波数とし、Δｆは水晶発振器６の経年変化により生じる発振信号Ｓｏの周波数誤差とする。
【００２１】
分周器２８は、ＶＣＯ１４から出力される発振信号Ｓの周波数を１／Ｎにする。これにより、発振信号Ｓの周波数は、Ｎ×（ｐ＋Δｆ）／Ｒとなる。
位相比較器２９は、分周器２７により分周された発振信号と、分周器２８により分周された発振信号との位相差がゼロになるように電圧をＶＣＯ１４に出力する。
【００２２】
ＶＣＯ１４は、位相比較器２９から出力される電圧に応じた周波数の発振信号Ｓを出力する。
図３は、制御部４のブロック図である。
【００２３】
図３に示す制御部４は、誤差読出しタイミング制御部３１と、記憶部３２、３３と、ΔＩＦ抽出部３４（抽出手段）と、Δｆ算出部３５（算出手段）と、比較部３６（比較手段）と、レジスタ書込み制御部３７（設定値変更手段）とを備えて構成されている。
【００２４】
図４は、制御部４の動作を説明するフローチャートである。
まず、制御部４は、受信機１の電源がオンすると、又は、チャンネルが切り替わると、チューナ設定レジスタ１６及び復調部設定レジスタ２６にそれぞれデフォルトの設定値を書き込む（ステップＳ１）。チューナ設定レジスタ１６に書き込まれる設定値は、ＰＬＬ回路１３の分周器２７の分周比Ｒ及び分周器２８の分周比Ｎになる。また、復調部設定レジスタ２６に書き込まれる設定値は、ＰＬＬ回路２５の分周器２７の分周比Ｒ及び分周器２８の分周比Ｎになる。
【００２５】
次に、制御部４は、チューナ部５及び復調部７のそれぞれの動作を制御して、受信信号を中間周波信号に変換した後、中間周波信号からＴＳ信号を得る（ステップＳ２）。
次に、制御部４は、誤差読出しタイミング制御部３１で設定される読出しタイミングに基づいて、復調部設定レジスタ２６から周波数誤差ΔＩＦを読み込む（ステップＳ３）。例えば、読出しタイミングは、一定周期、チャンネル切り換え時、温度センサから出力される温度情報が所定温度に達したとき、又はそれらのタイミングの組み合わせに基づくものとする。また、制御部４のΔＩＦ抽出部３４は、読み込んだ周波数誤差ΔＩＦから温度変化によるばらつき成分やその他のばらつき成分を除去した後、水晶発振器６の経年変化による周波数誤差ΔＩＦのみを抽出する。周波数ｐがずれることによる周波数ＩＦのずれ量は受信信号のチャンネル毎に異なるため、ΔＩＦ抽出部３４は、チャンネル毎に周波数誤差ΔＩＦを抽出して記憶部３３に書き込む。また、ばらつき成分の除去方法としては、例えば、移動平均処理や時系列解析モデルによる平滑化処理などの統計的手法が考えられる。
【００２６】
次に、制御部４のΔｆ算出部３５は、記憶部３２に記憶される現在受信中の受信信号の周波数ＲＦ及びΔＩＦ抽出部３４により抽出された周波数誤差ΔＩＦなどに基づいて、周波数誤差Δｆを算出する（ステップＳ４）。例えば、Δｆ算出部３５は、周波数誤差Δｆ＝Ｒ／Ｎ×（ＩＦ＋ΔＩＦ＋ＲＦ）−ｐを計算する。なお、ＩＦは現在受信している受信信号に対応する中間周波信号の周波数とする。また、Ｌｏ（周波数変換器１４から出力される発振信号の周波数）−ＲＦ＝ＩＦ＋ΔＩＦ、Ｎ×（ｐ＋Δｆ）／Ｒ＝Ｌｏとする。
【００２７】
次に、制御部４は、比較部３６において、Δｆ算出部３５により算出された周波数誤差Δｆが閾値以上であるか否かを判断する（ステップＳ５）。
ここで、図５は、Δｆ／ｐが２０年の時間経過とともにどのように変化していくかを示す図である。
【００２８】
図５に示すように、２０年後では、モジュール３が予め備える周波数誤差Δｆの補償機能の補償範囲をΔｆ／ｐが外れてしまっている。図５に示す例では、上記閾値は、Δｆ／ｐが補償範囲を外れるときのΔｆに設定される。これにより、Δｆが閾値以上でないとき、Δｆ／ｐは補償範囲から外れておらず、Δｆが閾値以上であるとき、Δｆ／ｐは補償範囲から外れる。
【００２９】
図４のフローチャートにおいて、Δｆが閾値以上でないと判断した場合（ステップＳ５がＮ）、制御部４のレジスタ書込み制御部３７は、チューナ設定レジスタ１６及び復調部設定レジスタ２６に現在書き込まれている設定値を次回のデフォルトの設定値にする（ステップＳ６）。
【００３０】
一方、Δｆが閾値以上であると判断した場合（ステップＳ５がＹ）、制御部４のレジスタ書込み制御部３７は、現在受信している受信信号のチャンネルに対応する中間周波信号の周波数誤差ΔＩＦを記憶部３３から読み出し、次回受信される受信信号に対応する中間周波信号の周波数がＩＦ−ΔＩＦとなるように、チューナ設定レジスタ１６及び復調部設定レジスタ２６に現在書き込まれている設定値Ｒ、Ｎを更新して（ステップＳ７）、ステップＳ３に戻る。これにより、次回受信される受信信号に対応する周波数誤差ΔｆがＲ／
Ｎ×（ＩＦ＋ＲＦ）−ｐになり図５に示す補償範囲全体が実質的に下がり補償範囲（点線）になるためΔｆ／ｐが補償範囲に入る。そのため、水晶発振器６の経年変化による影響を受けずに水晶発振器６から得られる発振信号を使用することができる。
【００３１】
このように、本実施形態の受信機１によれば、経年変化の影響を受けずに水晶発振器６から得られる発振信号を使用することができるので、高性能の水晶発振器を使用する必要がなく製品コストの増大を抑えることができる。また、分周器２７、２８のそれぞれの分周比Ｒ、Ｎを更新し、水晶発振器６の経年変化の影響を無くしているので、水晶発振器６に与えられる制御用電圧をデジタル値からアナログ値に変換するためのＤ／Ａコンバータを必要としない。そのため、水晶発振器６の経年変化の補償による製品コストの増大を抑えるとともに水晶発振器６の動作のばらつきを防止することができる。
【００３２】
また、本実施形態の受信機１では、制御部４以外の構成は既存のものを使用することができるため、その面でも製品コストの低減の効果を奏している。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の実施形態の受信機を示す図である。
【図２】ＰＬＬ回路のブロック図である。
【図３】制御部のブロック図である。
【図４】制御部の動作を説明するフローチャートである。
【図５】Δｆ／ｐが２０年の時間経過とともにどのように変化していくかを示す図である。
【符号の説明】
【００３４】
１ 受信機
２ アンテナ
３ モジュール
４ 制御部
５ チューナ部
６ 水晶発振器
７ 復調部
８、９ フィルタ
１０、１１ アンプ
１２ ミキサ
１３ ＰＬＬ回路
１４ ＶＣＯ
１５ 分周器
１６ チューナ設定レジスタ
１７ Ａ／Ｄコンバータ
１８ 直交検波部
１９ ＡＦＣ部
２０ ＦＦＴ部
２１ チャネル等化部
２２ デインターリーブ部
２３ ビタビ復号部
２４ リードソロモン復号部
２５ ＰＬＬ回路
２６ 復調部設定レジスタ
２７、２８ 分周器
２９ 位相比較器
３０ ＬＰＦ
３１ 誤差読出しタイミング制御部
３２、３３ 記憶部
３４ ΔＩＦ抽出部
３５ Δｆ算出部
３６ 比較部
３７ レジスタ書込み制御部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、水晶発振器の経年変化による発振周波数ずれの影響を無くす周波数補正システム及び受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、無線ＬＡＮ、ＷｉＭＡＸ、携帯電話などの無線ネットワークにおける受信機では、水晶発振器により得られる発振信号を使用して受信信号から中間周波信号やＴＳ（Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｓｔｒｅａｍ）信号を得ている。
【０００３】
しかしながら、水晶発振器の経年変化により水晶発振器により得られる発振信号の周波数が変化し、その発振信号の周波数に周波数誤差が含まれてしまうと、正常な中間周波信号やＴＳ信号を得られなくなるおそれがあるという問題がある。
【０００４】
そこで、水晶発振器の経年変化の影響を抑えて正常な中間周波信号やＴＳ信号を得るために、経年変化の範囲が狭い高性能の水晶発振器を採用することや発振信号の周波数を制御するために水晶発振器に与えられる制御用電圧を補正することにより発振信号の周波数誤差を所定値以下に抑えること（例えば、特許文献１又は特許文献２参照）などが考えられる。
【０００５】
しかしながら、経年変化の範囲が狭い高性能の水晶発振器を採用する場合は、水晶発振器が高価になるため製品コストが増大してしまうという問題がある。
また、水晶発振器に与えられる制御用電圧を補正する場合は、発振信号の周波数誤差をマイコンなどで計算する必要があるため、その制御用電圧をデジタル値からアナログ値に変換するためのＤ／Ａコンバータが必要になり製品コストが増大してしまうという問題がある。また、アナログ値である制御用電圧は制御が難しいため、水晶発振器の動作にばらつきが生じてしまうという問題もある。
【特許文献１】特開２００１−１８６２０５号公報
【特許文献２】特開２００４−２８２１１８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明では、水晶発振器の経年変化の補償による製品コストの増大を抑えるとともに水晶発振器の動作のばらつきを防止することが可能な周波数補正システム及び受信機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の課題を解決するために本発明では、以下のような構成を採用した。
すなわち、本発明の周波数補正システムは、発振器と、設定値を記憶する記憶手段と、前記発振器により得られる第１の発振信号の周波数を前記記憶手段に記憶される設定値に基づく周波数に変換して第２の発振信号として出力する周波数変換手段と、受信信号と前記周波数変換手段から出力される第２の発振信号とを乗算して中間周波信号を出力する乗算手段とを備える受信機において、前記第２の発振信号の周波数を補正する周波数補正システムであって、前記発振器の経年変化による前記中間周波信号の周波数誤差を抽出する抽出手段と、前記抽出手段により抽出された周波数誤差に基づいて、前記発振器の経年変化による前記第１の発振信号の周波数誤差を算出する算出手段と、前記算出手段により算出された前記第１の発振信号の周波数誤差が閾値以上であるか否かを判断する比較手段と、前記算出手段により算出された前記第１の発振信号の周波数誤差が閾値以上であると前
記比較手段が判断すると、前記抽出手段により抽出された前記中間周波信号の周波数誤差に基づいて、前記第２の発振信号の周波数誤差がなくなるように前記記憶手段に記憶される設定値を更新する設定値更新手段とを備える。
【０００８】
これにより、経年変化の影響を受けずに水晶発振器から得られる発振信号を使用することができるので、高性能の水晶発振器を使用する必要がなく製品コストの増大を抑えることができる。また、第２の発振信号の周波数を変更するための設定値を更新することにより、水晶発振器の経年変化の影響を無くしているので、水晶発振器に与えられる電圧をデジタル値に変換するためのＤ／Ａコンバータを必要としない。そのため、水晶発振器の経年変化の補償による製品コストの増大を抑えるとともに、水晶発振器の動作のばらつきを防止することができる。
【０００９】
また、本発明の受信機は、発振器と、設定値を記憶する記憶手段と、前記発振器により得られる第１の発振信号の周波数を前記記憶手段に記憶される設定値に基づく周波数に変換して第２の発振信号として出力する周波数変換手段と、受信信号と前記周波数変換手段から出力される第２の発振信号とを乗算して中間周波信号を出力する乗算手段と、前記発振器の経年変化による前記中間周波信号の周波数誤差を抽出する抽出手段と、前記抽出手段により抽出された周波数誤差に基づいて、前記発振器の経年変化による前記第１の発振信号の周波数誤差を算出する算出手段と、前記算出手段により算出された前記第１の発振信号の周波数誤差が閾値以上であるか否かを判断する比較手段と、前記算出手段により算出された前記第１の発信信号の周波数誤差が閾値以上であると前記比較手段が判断すると、前記抽出手段により抽出された前記中間周波信号の周波数誤差に基づいて、前記第２の発振信号の周波数誤差がなくなるように前記記憶手段に記憶される設定値を更新する設定値更新手段とを備える。
【００１０】
また、前記閾値は、前記受信機が予め備える前記第１の発振信号の周波数誤差の補償機能の補償範囲を前記第１の発振信号の周波数誤差が外れるときの値とする。
また、前記設定値更新手段は、前記受信信号のチャンネル毎に、前記記憶手段に記憶される設定値を更新するように構成してもよい。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、水晶発振器の経年変化の補償による製品コストの増大を抑えるとともに水晶発振器の動作のばらつきを防止することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、図面を用いて本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の実施形態の受信機を示す図である。
図１に示す受信機１は、例えば、車載用地上デジタルテレビ放送の受信機であって、アンテナ２と、モジュール３と、制御部４とを備えて構成されている。
【００１３】
モジュール３は、チューナ部５と、水晶発振器６（発振器）と、復調部７とを備えて構成されている。
チューナ部５は、フィルタ８、９と、アンプ１０、１１と、ミキサ１２（乗算手段）と、ＰＬＬ回路１３と、分周器１５と、チューナ設定レジスタ１６（記憶手段）とを備えて構成されている。なお、特許請求の範囲の周波数変換手段は、例えば、ＰＬＬ回路１３などにより構成されるものとする。
【００１４】
復調部７は、Ａ／Ｄコンバータ１７と、直交検波部１８と、ＡＦＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）部１９と、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部２０と、チャネル等化部２１と、デインターリーブ部２２と
、ビタビ復号部２３と、リードソロモン復号部２４と、ＰＬＬ回路２５と、復調部設定レジスタ２６（記憶部）とを備えて構成されている。なお、特許請求の範囲の周波数変換手段は、例えば、ＰＬＬ回路２５などにより構成されるものとする。
【００１５】
まず、アンテナ２により受信された受信信号は、フィルタ８により不要な信号がカットされ、アンプ１０により振幅が調整される。
次に、アンプ１０により振幅が調整された受信信号は、ミキサ１２によりＰＬＬ回路１３から出力される発振信号と乗算され、中間周波信号に変換される。
【００１６】
次に、中間周波信号は、フィルタ９により不要な信号がカットされ、アンプ１１により振幅が調整され、復調部７に出力される。
次に、復調部７に入力された中間周波信号は、Ａ／Ｄコンバータ１７においてデジタル値に変換された後、直交検波部１８において同相成分Ｉ及び直交成分Ｑに変換される。
【００１７】
そして、それら同相成分Ｉ及び直交成分Ｑに対して、ＡＦＣ部１９において中間周波信号の周波数誤差ΔＩＦの検出及び補正が行われ、ＦＦＴ部２０においてマルチキャリア復調が行われ、チャネル等化部２１においてサブキャリア信号毎のチャネル等化が行われ、デインターリーブ部２２においてデインターリーブが行われ、ビタビ復号部２３において誤り訂正が行われ、リードソロモン復号部２４においてリードソロモン復号が行われ、ＴＳ信号を得る。
【００１８】
なお、ＡＦＣ部１９は、周波数誤差ΔＩＦを検出する度にその周波数誤差ΔＩＦを復調部設定レジスタ２６に書き込む。
また、ＰＬＬ回路１３は、水晶発振器６により得られる発振信号Ｓｏ（第１の発振信号）に基づく発振信号Ｓ（第２の発振信号）をミキサ１２に出力するとともに、分周器１５を介してＰＬＬ回路２５に出力する。
【００１９】
図２は、ＰＬＬ回路１３のブロック図である。なお、ＰＬＬ回路２５も図２に示す構成と同様とする。
図２に示すＰＬＬ回路１３は、分周器２７、２８と、位相比較器２９と、ＬＰＦ３０と、ＶＣＯ１４とを備えて構成されている。
【００２０】
分周器２７は、水晶発振器６から出力される発振信号Ｓｏの周波数ｐ＋Δｆを１／Ｒにする。なお、ｐは水晶発振器６により得られる発振信号Ｓｏの周波数とし、Δｆは水晶発振器６の経年変化により生じる発振信号Ｓｏの周波数誤差とする。
【００２１】
分周器２８は、ＶＣＯ１４から出力される発振信号Ｓの周波数を１／Ｎにする。これにより、発振信号Ｓの周波数は、Ｎ×（ｐ＋Δｆ）／Ｒとなる。
位相比較器２９は、分周器２７により分周された発振信号と、分周器２８により分周された発振信号との位相差がゼロになるように電圧をＶＣＯ１４に出力する。
【００２２】
ＶＣＯ１４は、位相比較器２９から出力される電圧に応じた周波数の発振信号Ｓを出力する。
図３は、制御部４のブロック図である。
【００２３】
図３に示す制御部４は、誤差読出しタイミング制御部３１と、記憶部３２、３３と、ΔＩＦ抽出部３４（抽出手段）と、Δｆ算出部３５（算出手段）と、比較部３６（比較手段）と、レジスタ書込み制御部３７（設定値変更手段）とを備えて構成されている。
【００２４】
図４は、制御部４の動作を説明するフローチャートである。
まず、制御部４は、受信機１の電源がオンすると、又は、チャンネルが切り替わると、チューナ設定レジスタ１６及び復調部設定レジスタ２６にそれぞれデフォルトの設定値を書き込む（ステップＳ１）。チューナ設定レジスタ１６に書き込まれる設定値は、ＰＬＬ回路１３の分周器２７の分周比Ｒ及び分周器２８の分周比Ｎになる。また、復調部設定レジスタ２６に書き込まれる設定値は、ＰＬＬ回路２５の分周器２７の分周比Ｒ及び分周器２８の分周比Ｎになる。
【００２５】
次に、制御部４は、チューナ部５及び復調部７のそれぞれの動作を制御して、受信信号を中間周波信号に変換した後、中間周波信号からＴＳ信号を得る（ステップＳ２）。
次に、制御部４は、誤差読出しタイミング制御部３１で設定される読出しタイミングに基づいて、復調部設定レジスタ２６から周波数誤差ΔＩＦを読み込む（ステップＳ３）。例えば、読出しタイミングは、一定周期、チャンネル切り換え時、温度センサから出力される温度情報が所定温度に達したとき、又はそれらのタイミングの組み合わせに基づくものとする。また、制御部４のΔＩＦ抽出部３４は、読み込んだ周波数誤差ΔＩＦから温度変化によるばらつき成分やその他のばらつき成分を除去した後、水晶発振器６の経年変化による周波数誤差ΔＩＦのみを抽出する。周波数ｐがずれることによる周波数ＩＦのずれ量は受信信号のチャンネル毎に異なるため、ΔＩＦ抽出部３４は、チャンネル毎に周波数誤差ΔＩＦを抽出して記憶部３３に書き込む。また、ばらつき成分の除去方法としては、例えば、移動平均処理や時系列解析モデルによる平滑化処理などの統計的手法が考えられる。
【００２６】
次に、制御部４のΔｆ算出部３５は、記憶部３２に記憶される現在受信中の受信信号の周波数ＲＦ及びΔＩＦ抽出部３４により抽出された周波数誤差ΔＩＦなどに基づいて、周波数誤差Δｆを算出する（ステップＳ４）。例えば、Δｆ算出部３５は、周波数誤差Δｆ＝Ｒ／Ｎ×（ＩＦ＋ΔＩＦ＋ＲＦ）−ｐを計算する。なお、ＩＦは現在受信している受信信号に対応する中間周波信号の周波数とする。また、Ｌｏ（周波数変換器１４から出力される発振信号の周波数）−ＲＦ＝ＩＦ＋ΔＩＦ、Ｎ×（ｐ＋Δｆ）／Ｒ＝Ｌｏとする。
【００２７】
次に、制御部４は、比較部３６において、Δｆ算出部３５により算出された周波数誤差Δｆが閾値以上であるか否かを判断する（ステップＳ５）。
ここで、図５は、Δｆ／ｐが２０年の時間経過とともにどのように変化していくかを示す図である。
【００２８】
図５に示すように、２０年後では、モジュール３が予め備える周波数誤差Δｆの補償機能の補償範囲をΔｆ／ｐが外れてしまっている。図５に示す例では、上記閾値は、Δｆ／ｐが補償範囲を外れるときのΔｆに設定される。これにより、Δｆが閾値以上でないとき、Δｆ／ｐは補償範囲から外れておらず、Δｆが閾値以上であるとき、Δｆ／ｐは補償範囲から外れる。
【００２９】
図４のフローチャートにおいて、Δｆが閾値以上でないと判断した場合（ステップＳ５がＮ）、制御部４のレジスタ書込み制御部３７は、チューナ設定レジスタ１６及び復調部設定レジスタ２６に現在書き込まれている設定値を次回のデフォルトの設定値にする（ステップＳ６）。
【００３０】
一方、Δｆが閾値以上であると判断した場合（ステップＳ５がＹ）、制御部４のレジスタ書込み制御部３７は、現在受信している受信信号のチャンネルに対応する中間周波信号の周波数誤差ΔＩＦを記憶部３３から読み出し、次回受信される受信信号に対応する中間周波信号の周波数がＩＦ−ΔＩＦとなるように、チューナ設定レジスタ１６及び復調部設定レジスタ２６に現在書き込まれている設定値Ｒ、Ｎを更新して（ステップＳ７）、ステップＳ３に戻る。これにより、次回受信される受信信号に対応する周波数誤差ΔｆがＲ／
Ｎ×（ＩＦ＋ＲＦ）−ｐになり図５に示す補償範囲全体が実質的に下がり補償範囲（点線）になるためΔｆ／ｐが補償範囲に入る。そのため、水晶発振器６の経年変化による影響を受けずに水晶発振器６から得られる発振信号を使用することができる。
【００３１】
このように、本実施形態の受信機１によれば、経年変化の影響を受けずに水晶発振器６から得られる発振信号を使用することができるので、高性能の水晶発振器を使用する必要がなく製品コストの増大を抑えることができる。また、分周器２７、２８のそれぞれの分周比Ｒ、Ｎを更新し、水晶発振器６の経年変化の影響を無くしているので、水晶発振器６に与えられる制御用電圧をデジタル値からアナログ値に変換するためのＤ／Ａコンバータを必要としない。そのため、水晶発振器６の経年変化の補償による製品コストの増大を抑えるとともに水晶発振器６の動作のばらつきを防止することができる。
【００３２】
また、本実施形態の受信機１では、制御部４以外の構成は既存のものを使用することができるため、その面でも製品コストの低減の効果を奏している。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の実施形態の受信機を示す図である。
【図２】ＰＬＬ回路のブロック図である。
【図３】制御部のブロック図である。
【図４】制御部の動作を説明するフローチャートである。
【図５】Δｆ／ｐが２０年の時間経過とともにどのように変化していくかを示す図である。
【符号の説明】
【００３４】
１ 受信機
２ アンテナ
３ モジュール
４ 制御部
５ チューナ部
６ 水晶発振器
７ 復調部
８、９ フィルタ
１０、１１ アンプ
１２ ミキサ
１３ ＰＬＬ回路
１４ ＶＣＯ
１５ 分周器
１６ チューナ設定レジスタ
１７ Ａ／Ｄコンバータ
１８ 直交検波部
１９ ＡＦＣ部
２０ ＦＦＴ部
２１ チャネル等化部
２２ デインターリーブ部
２３ ビタビ復号部
２４ リードソロモン復号部
２５ ＰＬＬ回路
２６ 復調部設定レジスタ
２７、２８ 分周器
２９ 位相比較器
３０ ＬＰＦ
３１ 誤差読出しタイミング制御部
３２、３３ 記憶部
３４ ΔＩＦ抽出部
３５ Δｆ算出部
３６ 比較部
３７ レジスタ書込み制御部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振器と、設定値を記憶する記憶手段と、前記発振器により得られる第１の発振信号の周波数を前記記憶手段に記憶される設定値に基づく周波数に変換して第２の発振信号として出力する周波数変換手段と、受信信号と前記周波数変換手段から出力される第２の発振信号とを乗算して中間周波信号を出力する乗算手段とを備える受信機において、前記第２の発振信号の周波数を補正する周波数補正システムであって、
前記発振器の経年変化による前記中間周波信号の周波数誤差を抽出する抽出手段と、
前記抽出手段により抽出された周波数誤差に基づいて、前記発振器の経年変化による前記第１の発振信号の周波数誤差を算出する算出手段と、
前記算出手段により算出された前記第１の発振信号の周波数誤差が閾値以上であるか否かを判断する比較手段と、
前記算出手段により算出された前記第１の発振信号の周波数誤差が閾値以上であると前記比較手段が判断すると、前記抽出手段により抽出された前記中間周波信号の周波数誤差に基づいて、前記第２の発振信号の周波数誤差がなくなるように前記記憶手段に記憶される設定値を更新する設定値更新手段と、
を備えることを特徴とする周波数補正システム。
【請求項２】
請求項１に記載の周波数補正システムであって、
前記閾値は、前記受信機が予め備える前記第１の発振信号の周波数誤差の補償機能の補償範囲を前記第１の発振信号の周波数誤差が外れるときの値である
ことを特徴とする周波数補正システム。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の周波数補正システムであって、
前記設定値更新手段は、前記受信信号のチャンネル毎に、前記記憶手段に記憶される設定値を更新する
ことを特徴とする周波数補正システム。
【請求項４】
発振器と、
設定値を記憶する記憶手段と、
前記発振器により得られる第１の発振信号の周波数を前記記憶手段に記憶される設定値に基づく周波数に変換して第２の発振信号として出力する周波数変換手段と、
受信信号と前記周波数変換手段から出力される第２の発振信号とを乗算して中間周波信号を出力する乗算手段と、
前記発振器の経年変化による前記中間周波信号の周波数誤差を抽出する抽出手段と、
前記抽出手段により抽出された前記第１の発振信号の周波数誤差に基づいて、前記発振器の経年変化による前記第１の発振信号の周波数誤差を算出する算出手段と、
前記算出手段により算出された前記第１の発振信号の周波数誤差が閾値以上であるか否かを判断する比較手段と、
前記算出手段により算出された前記第１の発振信号の周波数誤差が閾値以上であると前記比較手段が判断すると、前記抽出手段により抽出された前記中間周波信号の周波数誤差に基づいて、前記第２の発振信号の周波数誤差がなくなるように前記記憶手段に記憶される設定値を更新する設定値更新手段と、
を備えることを特徴とする受信機。
【請求項５】
請求項４に記載の受信機であって、
前記閾値は、当該受信機が予め備える前記第１の発振信号の周波数誤差の補償機能の補償範囲を前記第１の発振信号の周波数誤差が外れるときの値である
ことを特徴とする受信機。
【請求項６】
請求項４又は請求項５に記載の受信機であって、
前記設定値更新手段は、前記受信信号のチャンネル毎に、前記記憶手段に記憶される設定値を更新する
ことを特徴とする受信機。
【請求項１】
発振器と、設定値を記憶する記憶手段と、前記発振器により得られる第１の発振信号の周波数を前記記憶手段に記憶される設定値に基づく周波数に変換して第２の発振信号として出力する周波数変換手段と、受信信号と前記周波数変換手段から出力される第２の発振信号とを乗算して中間周波信号を出力する乗算手段とを備える受信機において、前記第２の発振信号の周波数を補正する周波数補正システムであって、
前記発振器の経年変化による前記中間周波信号の周波数誤差を抽出する抽出手段と、
前記抽出手段により抽出された周波数誤差に基づいて、前記発振器の経年変化による前記第１の発振信号の周波数誤差を算出する算出手段と、
前記算出手段により算出された前記第１の発振信号の周波数誤差が閾値以上であるか否かを判断する比較手段と、
前記算出手段により算出された前記第１の発振信号の周波数誤差が閾値以上であると前記比較手段が判断すると、前記抽出手段により抽出された前記中間周波信号の周波数誤差に基づいて、前記第２の発振信号の周波数誤差がなくなるように前記記憶手段に記憶される設定値を更新する設定値更新手段と、
を備えることを特徴とする周波数補正システム。
【請求項２】
請求項１に記載の周波数補正システムであって、
前記閾値は、前記受信機が予め備える前記第１の発振信号の周波数誤差の補償機能の補償範囲を前記第１の発振信号の周波数誤差が外れるときの値である
ことを特徴とする周波数補正システム。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の周波数補正システムであって、
前記設定値更新手段は、前記受信信号のチャンネル毎に、前記記憶手段に記憶される設定値を更新する
ことを特徴とする周波数補正システム。
【請求項４】
発振器と、
設定値を記憶する記憶手段と、
前記発振器により得られる第１の発振信号の周波数を前記記憶手段に記憶される設定値に基づく周波数に変換して第２の発振信号として出力する周波数変換手段と、
受信信号と前記周波数変換手段から出力される第２の発振信号とを乗算して中間周波信号を出力する乗算手段と、
前記発振器の経年変化による前記中間周波信号の周波数誤差を抽出する抽出手段と、
前記抽出手段により抽出された前記第１の発振信号の周波数誤差に基づいて、前記発振器の経年変化による前記第１の発振信号の周波数誤差を算出する算出手段と、
前記算出手段により算出された前記第１の発振信号の周波数誤差が閾値以上であるか否かを判断する比較手段と、
前記算出手段により算出された前記第１の発振信号の周波数誤差が閾値以上であると前記比較手段が判断すると、前記抽出手段により抽出された前記中間周波信号の周波数誤差に基づいて、前記第２の発振信号の周波数誤差がなくなるように前記記憶手段に記憶される設定値を更新する設定値更新手段と、
を備えることを特徴とする受信機。
【請求項５】
請求項４に記載の受信機であって、
前記閾値は、当該受信機が予め備える前記第１の発振信号の周波数誤差の補償機能の補償範囲を前記第１の発振信号の周波数誤差が外れるときの値である
ことを特徴とする受信機。
【請求項６】
請求項４又は請求項５に記載の受信機であって、
前記設定値更新手段は、前記受信信号のチャンネル毎に、前記記憶手段に記憶される設定値を更新する
ことを特徴とする受信機。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１０−１６７２３（Ｐ２０１０−１６７２３Ａ）
【公開日】平成２２年１月２１日（２０１０．１．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−１７６３４５（Ｐ２００８−１７６３４５）
【出願日】平成２０年７月４日（２００８．７．４）
【出願人】（０００００３２１８）株式会社豊田自動織機 (4,162)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１月２１日（２０１０．１．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年７月４日（２００８．７．４）
【出願人】（０００００３２１８）株式会社豊田自動織機 (4,162)
【Ｆターム（参考）】
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