誘導モータ制御装置及び制御方法
【課題】車両の走行用動力源として搭載された誘導モータの駆動制御で用いられるモータ定数を簡易且つ精度よく求めることにより、誘導モータの制御精度を向上可能な誘導モータ制御装置及び制御方法を提供する。
【解決手段】誘導モータ１の制御装置は、拘束状態で第１のパラメータ群を算出する第１のパラメータ群算出部８と、無負荷状態で第２のパラメータ群を算出する第２のパラメータ群算出部９と、前記算出した第１及び第２のパラメータ群を誘導モータの回転数Ｎ及び出力トルクと対応付けてマップとして記憶する記憶部１０と、第１及び第２のパラメータ群を前記マップから取得して電流指令値を算出する電流指令値算出部８，９とを備えたことを特徴とする。
【解決手段】誘導モータ１の制御装置は、拘束状態で第１のパラメータ群を算出する第１のパラメータ群算出部８と、無負荷状態で第２のパラメータ群を算出する第２のパラメータ群算出部９と、前記算出した第１及び第２のパラメータ群を誘導モータの回転数Ｎ及び出力トルクと対応付けてマップとして記憶する記憶部１０と、第１及び第２のパラメータ群を前記マップから取得して電流指令値を算出する電流指令値算出部８，９とを備えたことを特徴とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導モータの１次電流から励磁電流とトルク電流とを求め、該求めた励磁電流とトルク電流とを可変制御する誘導モータ制御装置及び制御方法の技術分野に関する。
【背景技術】
【０００２】
誘導モータは車両の走行用動力源をはじめとして、様々な分野において広く用いられている。誘導モータの駆動制御として１次電流から励磁電流とトルク電流とを求め、該求めた励磁電流とトルク電流とを可変制御するベクトル制御がある。このようなモータ制御では、予めチューニングを行うことにより、誘導モータの等価回路に含まれる各種パラメータ（すなわちモータ定数）を算出しておき、該算出したパラメータを用いて誘導モータの励磁電流とトルク電流の指令値を求めることによって制御が行われる。このように誘導モータ制御では、チューニング段階においてモータ定数を精度良く評価することが制御精度の向上につながるため重要である。
【０００３】
誘導モータのモータ定数を算出する技術として、例えば特許文献１がある。特許文献１では、実際に誘導モータを駆動した場合に２次抵抗の値がモータ温度によって変化することを考慮してモータ定数を求めることにより、制御精度を向上できるとされている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平１０−２４３６９８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１を含め従来のチューニングでは、モータ定数は誘導モータの駆動状態に関わらず、常に一定値として扱われていた。しかしながら、実際には、車両の走行用動力源として用いられる誘導モータのように駆動状態が低回転大負荷から高回転低負荷まで広く変化する場合には、その駆動状態によってモータ定数が変化してしまうことがある。これは、誘導モータの鉄心において磁束飽和が生じることによって、漏れインダクタンスや相互インダクタンスが変化することに起因するためと考えられる。そのため、従来のようにモータ定数を一定値として扱うと、磁束飽和の影響が加味されていないため、誘導モータの制御精度が低下してしまうという問題点がある。特許文献１においても誘導モータの等価回路に鉄損抵抗が考慮されていないことからも明らかであるように（特許文献１の図２を参照）、磁束飽和による影響が何ら考慮されておらず、依然として十分なチューニング精度を得ることが困難である。
【０００６】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、誘導モータの駆動制御で用いられるモータ定数を簡易且つ精度よく求めることにより、誘導モータの制御精度を向上可能な誘導モータ制御装置及び制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係る誘導モータ制御装置は上記課題を解決するために、誘導モータの１次電流から励磁電流とトルク電流とを求め、該求めた励磁電流とトルク電流とを可変制御する誘導モータ制御装置において、前記誘導モータの回転軸を固定しつつ所定トルクを出力させる拘束状態で、前記誘導モータの電気的特性を示す第１のパラメータ群を算出する第１のパラメータ群算出部と、前記誘導モータの無負荷状態で、前記誘導モータの他の電気的特性を示す第２のパラメータ群を算出する第２のパラメータ群算出部と、前記算出した第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群を、前記誘導モータの回転数及び出力トルクと対応付けてマップとして記憶する記憶部と、前記誘導モータの回転数及び出力トルクを検出し、その検出値に対応する第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群を前記マップから取得して前記誘導モータの励磁電流とトルク電流の指令値を算出する電流指令値算出部とを備えたことを特徴とする。
【０００８】
本発明によれば、誘導モータの回転数及び出力トルク毎に第１及び第２のパラメータ群を算出してマップとして記憶することにより、磁束飽和の影響を加味して励磁電流及びトルク電流の指令値を算出でき、誘導モータの制御精度を向上させることができる。これにより、車両の走行用モータなどのように駆動範囲が広い誘導モータにおいても、実測値に基づいた前記第１のパラメータ群及び前記第２のパラメータ群をマップとして求めるができるので、従来に比べ良好なチューニングを行うことが可能となる。
【０００９】
好ましくは、前記誘導モータは車両に走行用動力源として搭載され、前記車両は前記誘導モータの回転軸を制動するための減速手段と、前記誘導モータの出力トルクを制御するための加速手段とを備え、前記拘束状態は前記減速手段によって前記誘導モータの回転軸を固定しつつ、前記加速手段によって前記誘導モータからトルクを出力させることにより実現され、前記無負荷状態は、前記車両の走行中に前記加速手段による出力トルクをゼロに設定することにより実現されるとよい。この態様によれば、誘導モータを車両に搭載したままの状態で拘束状態や無負荷状態を実現させ、各種パラメータ群の算出を行うことができるので、ベンチテストのように誘導モータを車両から隔離してチューニングを行う必要が無くなる。
【００１０】
また、前記マップは、前記第１のパラメータ群算出部及び第２のパラメータ群算出部において、前記誘導モータの回転数及び出力トルクを段階的に変動させつつ、それぞれの回転数及び出力トルクに対応する前記第１のパラメータ群及び前記第２のパラメータ群を算出することにより作成されるとよい。この態様によれば、回転数及び出力トルクの組み合わせをシフトさせて各種パラメータの算出を行うことにより、磁束飽和の影響の大きい高トルク領域も含めた誘導モータの広い駆動範囲に亘って精度よく第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群を算出することができる。
【００１１】
この場合特に、前記マップは、前記誘導モータの高トルク領域が低トルク領域に比べて出力トルク値の間隔が狭くなるように作成されているとよい。誘導モータにおいて磁束飽和現象は、主に高トルク領域で生じやすく、第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群も一定値から変動しやすい傾向がある。そのため、高トルク領域において各種パラメータ群を算出する出力トルク値の間隔を狭くする（密にする）ことで、磁束飽和の影響を加味したマップを正確に構築し、制御精度を効果的に改善することができる。
【００１２】
また、前記第１のパラメータ群は、前記誘導モータの漏れインダクタンス及び２次抵抗であり、前記第２のパラメータ群は、前記誘導モータの相互インダクタンス及び鉄損抵抗であるとよい。このように算出されるパラメータ群に鉄損抵抗を含めることにより、磁束飽和の影響を加味したチューニングが可能となり、より精度のよい誘導モータの制御が可能となる。
【００１３】
また、前記誘導モータに２種類以上の直流電圧を印加することにより、前記誘導モータの１次抵抗を算出する一次抵抗算出部を更に備えるとよい。この態様によれば、２種類以上の直流電圧を印加することによって、ＯＮ抵抗の影響を排除して１次抵抗を精度よく算出することができる。
【００１４】
本発明に係る誘導モータ制御方法は上記課題を解決するために、誘導モータの１次電流から励磁電流とトルク電流とを求め、該求めた励磁電流とトルク電流とを可変制御する誘導モータ制御方法において、前記誘導モータの回転軸を固定しつつ所定トルクを出力させる拘束状態で、前記誘導モータの電気的特性を示す第１のパラメータ群を算出する第１のパラメータ群算出工程と、前記誘導モータの無負荷状態で、前記誘導モータの他の電気的特性を示す第２のパラメータ群を算出する第２のパラメータ群算出工程と、前記算出した第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群を、前記誘導モータの回転数及び出力トルクと対応付けてマップとして記憶する記憶工程と、前記誘導モータの回転数及び出力トルクを検出し、その検出値に対応する第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群を前記マップから取得して前記誘導モータの励磁電流とトルク電流の指令値を算出する電流指令値算出工程とを備えたことを特徴とする。
【００１５】
本発明によれば上述の誘導モータ制御装置（上記各種態様を含む）を好適に実現することができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、誘導モータの回転数及び出力トルク毎にモータ定数（第１及び第２のパラメータ群）を算出してマップとして記憶することにより、磁束飽和の影響を加味して励磁電流及びトルク電流の指令値を算出でき、誘導モータの制御精度を向上させることができる。これにより、車両の走行用モータなどのように駆動範囲が広い誘導モータにおいても、実測値に基づいた第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群をマップとして求めるができるので、従来に比べ良好なチューニングを行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明に係る誘導モータ制御装置の全体構成を示すブロック図である。
【図２】誘導モータの等価回路を示す電気回路図である。
【図３】第１のパラメータ群算出部及び第２のパラメータ群算出部における各種パラメータ群、励磁電流指令値Ｉｄ＊及びトルク電流指令値Ｉｑ＊の算出方法を示すフローチャートである。
【図４】拘束状態における誘導モータの等価回路を示す電気回路図である。
【図５】モータ定数群Ａの算出を行う回転数ＮとトルクＴの組み合わせを示す分布グラフの一例である。
【図６】モータ定数群Ａの算出を行う回転数ＮとトルクＴの組み合わせを示す分布グラフの他の例である。
【図７】無負荷状態における誘導モータの等価回路を示す電気回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、図面を参照して本発明の好適な実施形態を例示的に詳しく説明する。但しこの実施形態に記載されている構成部品の寸法、材質、形状、その相対的配置等は特に特定的な記載がない限りは、この発明の範囲をそれに限定する趣旨ではなく、単なる説明例に過ぎない。
【００１９】
図１は本発明に係る誘導モータ制御装置の全体構成を示すブロック図である。誘導モータ１は３相交流電力により駆動可能な誘導電動機であり、フォークリフト車両の走行用動力源として車体（図不示）に搭載されている。バッテリ２には直流電力（例えば１２Ｖ、２４Ｖ、３６Ｖなど）が蓄電されており、該バッテリ２から出力された直流電力が３相インバータ３に入力され、３相配線４を介して誘導モータ１に動力用に３相交流電力が供給されるようになっている。誘導モータ１の駆動状態は、制御部５によって励磁電流及びトルク電流が可変に調整されることによって制御される。
【００２０】
制御部５は、誘導モータ１に取り付けられたパルスジェネレータ６から誘導モータ１の回転数に対応したパルス信号を取得する。速度計算部７は、取得したパルスジェネレータ６の出力信号に基づいて、誘導モータ１の回転数Ｎ（＝ωｒ）を算出し、回転数Ｎを別途指令値として入力されるトルク値Ｔ＊と共に、第１のパラメータ群算出部８及び第２のパラメータ群算出部９に入力する。第１のパラメータ群算出部８及び第２のパラメータ群算出部９では、後述する計算処理によって各種パラメータ群、励磁電流指令値Ｉｄ＊、及び、トルク電流指令値Ｉｑ＊が算出される。
【００２１】
第１のパラメータ群算出部８及び第２のパラメータ群算出部９で算出された各種パラメータは、記憶部１０に回転数Ｎ及びトルク値Ｔと共にマップとして記憶される。記憶部１０は例えばフラッシュメモリやハードディスクなどの記憶媒体であって、第１のパラメータ群算出部８及び第２のパラメータ群算出部９によって適宜読み出し可能にマップを記憶する。
【００２２】
一方、電流検出部１１は３相インバータ３から出力された３相電流（Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ）を検出し、電流換算部１２において対応する励磁電流Ｉｄ及びトルク電流Ｉｑを算出する。算出された励磁電流Ｉｄ及びトルク電流Ｉｑは、比較部１３ａ及び１３ｂにおいて、第１のパラメータ群算出部８及び第２のパラメータ群算出部９から出力された励磁電流指令値Ｉｄ＊及びトルク電流指令値Ｉｑ＊と比較され、それぞれの差分がＰＩ制御器１４ａ及び１４ｂに入力される。ＰＩ制御器１４ａ及び１４ｂの出力は、電流換算部１５にて励磁電流Ｉｄ及びトルク電流Ｉｑに対応する電流指令値を３相電流（Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ）に対応するように変換し、ＰＷＭ発生器１６を介して３相インバータ３の出力電流が、電流指令値になるようにフィードバック制御が行われる。
【００２３】
ＰＷＭ発生器１６は３相電圧指令をキャリア周波数の三角波と大小を比較して、ＯＮ／ＯＦＦのパルス信号に変換する。すべり周波数計算部１７は、２次抵抗Ｒ２とインダクタンスｌ２と励磁電流指令値ｉｄ＊とトルク電流指令値ｉｑ＊からすべリ周波数ωｓｌを計算する。電気角周波数計算部１８は、すべり周波数ωｓｌとモータ回転数Ｎから電気角周波数を計算する。
【００２４】
図２は誘導モータ１の等価回路を示す電気回路図である。図２においてＲ１は１次抵抗、Ｒ２は２次抵抗、ＲＭは鉄損抵抗、Ｍは相互インダクタンス、ｌ１は１次漏れインダクタンス、ｌ２は２次漏れインダクタンス、Ｉ１ｄ及びＩ１ｑは入力電流値がＩ１である場合の励磁電流及びトルク電流である。
【００２５】
続いて図３を参照して、第１のパラメータ群算出部８及び第２のパラメータ群算出部９における各種パラメータ群、励磁電流指令値Ｉｄ＊及びトルク電流指令値Ｉｑ＊の算出方法について、具体的に説明する。図３は、第１のパラメータ群算出部８及び第２のパラメータ群算出部９における各種パラメータ群、励磁電流指令値Ｉｄ＊及びトルク電流指令値Ｉｑ＊の算出方法を示すフローチャートである。本実施例ではフォークリフト車両に搭載された誘導モータ１を想定しているため、フォークリフト車両の電源がＯＮにされた後について、時系列的に制御が進む様子を順に説明することとする。
【００２６】
まず車両の電源をＯＮすると、誘導モータ１への印加電圧を直流電圧に設定し、１次抵抗Ｒ１を算出する（ステップＳ１０１）。このときの印加電圧をＶ１、電流をＩ１とすると、１次抵抗Ｒ１は典型的には次式
Ｒ１＝Ｖ１／Ｉ１ （１）
により算出される。
【００２７】
本実施例では特に、上記Ｒ１の算出は、誘導モータ１に２種類以上の直流電圧を印加することにより（すなわち、２ポイント以上の電圧計測点で計算することにより）、ＯＮ電圧による誤差の影響を排除して１次抵抗Ｒ１を精度よく求めている。具体的に説明すると、以下の通りである。例えば１次抵抗Ｒ１＝１０ｍΩであるとき、バッテリ２から出力された直流電圧（４８ＶＤＣ）を３相コンバータ３で異なるＤｕｔｙ比（５％と１０％）で出力することにより、２種類の直流電圧値で１次抵抗Ｒ１を計測すると仮定する。ＯＮ抵抗の影響がない理想的な状態では、誘導モータ１には直流電圧２．４Ｖ及び４．８Ｖが印加され、電流値はそれぞれＩ１＝２４０Ａ、４８０Ａとなる。この場合、１次抵抗Ｒ１の測定は、
Ｒ１（Ｄｕｔｙ比＝５％）＝Ｖ１／Ｉ１＝２．４Ｖ／２４０Ａ＝１０ｍΩ
Ｒ１（Ｄｕｔｙ比＝１０％）＝Ｖ１／Ｉ１＝４．８Ｖ／４８０Ａ＝１０ｍΩ
と算出され、両者に差はない。
【００２８】
しかしながら、実際にはＯＮ抵抗の影響が存在する。ここで例えばＯＮ抵抗の影響により印加電圧値に０．５Ｖの誤差があるとすると、２．４Ｖ印加したつもりが、実際には１．９Ｖしか印加されておらず、電流は１．９Ｖ／１０ｍΩ＝１９０Ａしか流れない。すると、１次抵抗Ｒ１の実測値は、Ｒ１＝２．４Ｖ／１９０Ａ＝１２．６ｍΩとなってしまう。一方、４．８Ｖ印加した場合であっても同様に実際には４．３Ｖしか印加されておらず、電流は４３０Ａしか流れないため、１次抵抗Ｒ１はＲ１＝４．８Ｖ／４３０Ａ＝１１．２ｍΩと算出されてしまう。
【００２９】
そこで本実施例では、異なる直流電圧において取得した電流値を用い、次式
Ｒ１＝（Ｖ１−Ｖ２）／（Ｉ１−Ｉ２） （２）
により算出する。（２）式を用いることによって、上記例においてもＲ１＝（４．８Ｖ−２．４Ｖ）／（４３０Ａ−１９０Ａ）＝１０ｍΩとなり、ＯＮ抵抗の影響を排除して精度よく１次抵抗Ｒ１を求めることができる。
【００３０】
続いて、フォークリフト車両に設けられたブレーキペダル（図不示）を踏みつつ、アクセルペダル（図不示）を踏み込んだ状態で、各種パラメータのうち第１のパラメータ群（漏れインダクタンスｌ１及びｌ２、並びに２次抵抗Ｒ２）の測定を行う（ステップＳ１０２）。ブレーキペダルは、誘導モータ１の回転軸を制動するための減速手段であり、踏み込まれることにより誘導モータ１の回転軸がロックされる。また、アクセルペダルは、誘導モータの出力トルクを制御するための加速手段であり、踏み込まれることにより誘導モータ１に出力トルクが発生して電流が流れる。このようにステップＳ１０２では、例えばベンチテストなどの拘束試験と等価の状態を、誘導モータ１をフォークリフト車両に搭載したまま実現することができる。つまり、本発明では誘導モータ１をフォークリフト車両から取り外すことなく拘束試験と等価の状態を作り出し、第１のパラメータ群を測定可能な点において先行技術に比べて有利である。
【００３１】
ここで図４は拘束状態における誘導モータ１の等価回路を示す電気回路図である。ステップＳ１０２において、線間電圧をＶ１Ｓ、線電流をＩ１Ｓ、誘導モータ１への入力電力をＰ１Ｓとする。これらを１相分に変換すると、１相分の電圧値Ｖｓ、電流値Ｉｓ、電力値Ｐｓはそれぞれ次式のようになる。
Ｖｓ＝Ｖ１Ｓ／√３
Ｉｓ＝Ｉ１Ｓ
Ｐｓ＝Ｐ１Ｓ／３
この状態における誘導モータ１の全抵抗成分はオームの法則により（Ｐｓ／Ｉｓ２）であるため、２次抵抗Ｒ２は次式により求められる。
Ｒ２＝Ｐｓ／Ｉｓ２―Ｒ１ （３）
【００３２】
一方、インダクタンス成分は、全インピーダンスＺ（＝Ｒ１＋Ｘ１＋Ｘ２＋Ｒ２）の大きさからＲ成分（Ｒ１＋Ｒ２）をベクトル的に差し引く計算で求められる。
全インピーダンスＺは
である。そして、（Ｒ１＋Ｒ２）２＋（Ｘ１＋Ｘ２）２＝Ｚ２なので、
となる。ここで、漏れインダクタンスの分離は困難であるため、ｘ１＝ｘ２＝ｘであるとすると、
となる。従って、漏れインダクタンスｌ１及びｌ２は、次式により算出される。
ｌ１＝ｌ２＝ｘ／（２πｆ） （４）
【００３３】
このような第１のパラメータ群の算出は、回転数ＮとトルクＴの組み合わせについて繰り返し行われる。図５は第１のパラメータ群の算出を行う回転数ＮとトルクＴの組み合わせを示す分布グラフである。図５に示すように、トルク値Ｔをゼロから定格値Ｔｍａｘまでの間を等間隔に分割しつつ、誘導モータ１の回転数Ｎをアイドル回転数Ｎｍｉｎから最大許容回転数Ｎｍａｘまでの間を等間隔に分割することによって、回転数ＮとトルクＴの各組み合わせについて第１のパラメータ群の算出を行うとよい。これにより、回転数ＮとトルクＴの組み合わせに対する第１のパラメータ群を正確に求めることができ、これをマップとして記憶してモータ制御に用いることにより、制御精度を向上させることができる。
【００３４】
従来、モータ定数（第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群）は誘導モータ１の駆動状態に関わらず、常に一定として扱われていた。しかしながら、フォークリフト車両のように誘導モータ１の駆動状態が低回転大負荷から高回転低負荷まで広く変化する場合には、高回転域や高トルク領域ではモータ定数が変化し（特に漏れインダクタンスｌ１やｌ２、相互インダクタンスＭは、誘導モータ１の鉄心に磁束飽和が生じる影響により定数にならない）、制御精度が低下してしまうという問題があった。一方、本発明では上述したように、実際に回転数ＮとトルクＴの各組み合わせについて記憶部１０に第１のパラメータ群を算出した値をマップとして記憶しておくので、磁束飽和による影響も加味した第１のパラメータ群を得ることができ、正確な制御を行うことができる。
【００３５】
図６は第１のパラメータ群の算出を行う回転数ＮとトルクＴの組み合わせを示す分布グラフの他の例である。図６では図５に比べて、高トルク領域になるに従い縦軸方向の分割数を細かく（密に）設定している。磁束飽和の影響は、トルク電流の多い高トルク領域において顕著に現れ、当該領域において第１のパラメータ群もまた定数から変化する可能性が高くなる傾向がある。一方、低トルク領域では磁束飽和は生じないため、第１のパラメータ群は実質的に定数として扱っても問題はない。従って、図６では、第１のパラメータ群が変化しやすい高トルク領域において回転数ＮとトルクＴの組み合わせを密にすることで、回転数ＮとトルクＴの組み合わせと第１のパラメータ群とを対応付けるマップの精度を高くしている。
【００３６】
一方、低トルク領域では、第１パラメータ群は一定と扱えるので、回転数ＮとトルクＴの組み合わせを粗くしている。尚、回転数（横軸）の分割数は、鉄損抵抗ＲＭが周波数によって変動するため、一定間隔で漏れが無いように設定するようにしている。
【００３７】
続いて、フォークリフト車両の走行中にアクセルペダルを離した状態で、第２のパラメータ群（相互インダクタンスＭ及び鉄損抵抗ＲＭ）を測定する（ステップＳ１０３）。このとき、フォークリフト車両の走行中にアクセルペダルを離すことにより、誘導モータ１には励磁電流のみが流れるため（トルク電流はゼロ）、トルクを発生させない無負荷試験と等価の状態を、誘導モータ１をフォークリフト車両に搭載したまま実現することができる。つまり、本発明では誘導モータ１をフォークリフト車両から取り外すことなく無負荷試験と等価の状態を作り出し、第２のパラメータ群を測定可能な点において先行技術に比べて有利である。
【００３８】
ここで図７は無負荷状態における誘導モータ１の等価回路を示す電気回路図である。ステップＳ１０３において、線間電圧Ｖ１Ｓ、線電流Ｉ１Ｓ、誘導モータ１への入力電力Ｐ１Ｓを１相分に変換すると、１相分の電圧値Ｖ０、電流値Ｉ０、電力値Ｐiはそれぞれ次式となる。
Ｖ０＝Ｖ１Ｓ／√３
Ｉ０＝Ｉ１Ｓ
Ｐｉ＝Ｐ１Ｓ／３
当該回路の抵抗成分Ｒ、インピーダンスＺ、リアクタンスＸは次式により求められる。
また、ＲｍｓとＬｍｓは次式により求められる。
そして、鉄損抵抗ＲＭ及び相互インダクタンスは上式らを用いて、
と算出される。
【００３９】
このような第２のパラメータ群の算出は、上述の第１のパラメータ群と同様に、回転数ＮとトルクＴの組み合わせについて繰り返し行われる。ここでは説明の繰り返しを避けるために詳細な説明は省略するが、図４及び図５を参照して説明したように、典型的には各パラメータの最小値から最大値までの間を等間隔に分割するように繰り返し測定を行い、好ましくは磁束飽和の影響の大きい高トルク領域では分割の密度を高くするとよい。これにより、実際に回転数ＮとトルクＴの各組み合わせについて第２のパラメータ群を算出した値をマップとして記憶しておくので、磁束飽和による影響も加味した第２のパラメータ群を得ることができ、正確な制御を行うことができる。
【００４０】
続いてステップＳ１０２で算出した第１のパラメータ群とステップＳ１０３で算出した第２のパラメータ群とを用いて、誘導モータ１に対する指令値である励磁電流指令値Ｉｄ＊及びトルク電流指令値Ｉｑ＊を算出する（ステップＳ１０４）。
ここでトルクＴは極対数Ｎｐを用いて次式の如く表わされる。
一般的にｉｍｄ＝ｉｍｑであるとすると、
となる。ここで角周波数ωslは、
であり、回転子の角周波数ωｒとの間に次式
の関係がある。以上により、ｉＦｄ、ｉＦｑ、ｉｒｑはそれぞれ以下のように求められる。
そして、励磁電流指令値Ｉｄ＊及びトルク電流指令値Ｉｑ＊は次式により算出される。
Ｉｄ＊＝ｉｍｄ＋ｉＦ （７）
Ｉｑ＊＝ｉｍｑ＋ｉＦｑ−ｉｒｑ （８）
【００４１】
このようにステップＳ１０４にて求められた励磁電流指令値Ｉｄ＊及びトルク電流指令値Ｉｑ＊は、図１を参照して説明したようにフィードバック制御に用いられ、当該指令値に応じた電流が印加されるように誘導モータ１が制御される（ステップＳ１０５）。
【００４２】
以上説明したように、本発明によれば、誘導モータ１の回転数Ｎ及び出力トルクＴ毎に第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群を算出してマップとして記憶部１０に記憶することにより、磁束飽和の影響を加味して励磁電流及びトルク電流の指令値を算出でき、誘導モータ１の制御精度を向上させることができる。これにより、車両の走行用モータなどのように駆動範囲が広い誘導モータ１においても、実測値に基づいたパラメータ群をマップとして求めるができるので、従来に比べ良好なチューニングを行うことが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００４３】
本発明は、誘導モータの１次電流から励磁電流とトルク電流とを求め、該求めた励磁電流とトルク電流とを可変制御する誘導モータ制御装置及び制御方法の技術分野に関する。
【符号の説明】
【００４４】
１ 誘導モータ
２ バッテリ
３ ３相インバータ
４ ３相配線
５ ベクトル制御装置
６ パルスジェネレータ
７ 速度計算部
８ 第１のパラメータ群算出部
９ 第２のパラメータ群算出部
１０ 記憶部
１１ 電流検出部
１２ 電流換算部
１３ 比較部
１４ ＰＩ制御器
１５ 電流換算部
１６ ＰＷＭ発生器
１７ すべり周波数計算部
１８ 電気角周波数計算部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導モータの１次電流から励磁電流とトルク電流とを求め、該求めた励磁電流とトルク電流とを可変制御する誘導モータ制御装置及び制御方法の技術分野に関する。
【背景技術】
【０００２】
誘導モータは車両の走行用動力源をはじめとして、様々な分野において広く用いられている。誘導モータの駆動制御として１次電流から励磁電流とトルク電流とを求め、該求めた励磁電流とトルク電流とを可変制御するベクトル制御がある。このようなモータ制御では、予めチューニングを行うことにより、誘導モータの等価回路に含まれる各種パラメータ（すなわちモータ定数）を算出しておき、該算出したパラメータを用いて誘導モータの励磁電流とトルク電流の指令値を求めることによって制御が行われる。このように誘導モータ制御では、チューニング段階においてモータ定数を精度良く評価することが制御精度の向上につながるため重要である。
【０００３】
誘導モータのモータ定数を算出する技術として、例えば特許文献１がある。特許文献１では、実際に誘導モータを駆動した場合に２次抵抗の値がモータ温度によって変化することを考慮してモータ定数を求めることにより、制御精度を向上できるとされている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平１０−２４３６９８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１を含め従来のチューニングでは、モータ定数は誘導モータの駆動状態に関わらず、常に一定値として扱われていた。しかしながら、実際には、車両の走行用動力源として用いられる誘導モータのように駆動状態が低回転大負荷から高回転低負荷まで広く変化する場合には、その駆動状態によってモータ定数が変化してしまうことがある。これは、誘導モータの鉄心において磁束飽和が生じることによって、漏れインダクタンスや相互インダクタンスが変化することに起因するためと考えられる。そのため、従来のようにモータ定数を一定値として扱うと、磁束飽和の影響が加味されていないため、誘導モータの制御精度が低下してしまうという問題点がある。特許文献１においても誘導モータの等価回路に鉄損抵抗が考慮されていないことからも明らかであるように（特許文献１の図２を参照）、磁束飽和による影響が何ら考慮されておらず、依然として十分なチューニング精度を得ることが困難である。
【０００６】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、誘導モータの駆動制御で用いられるモータ定数を簡易且つ精度よく求めることにより、誘導モータの制御精度を向上可能な誘導モータ制御装置及び制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係る誘導モータ制御装置は上記課題を解決するために、誘導モータの１次電流から励磁電流とトルク電流とを求め、該求めた励磁電流とトルク電流とを可変制御する誘導モータ制御装置において、前記誘導モータの回転軸を固定しつつ所定トルクを出力させる拘束状態で、前記誘導モータの電気的特性を示す第１のパラメータ群を算出する第１のパラメータ群算出部と、前記誘導モータの無負荷状態で、前記誘導モータの他の電気的特性を示す第２のパラメータ群を算出する第２のパラメータ群算出部と、前記算出した第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群を、前記誘導モータの回転数及び出力トルクと対応付けてマップとして記憶する記憶部と、前記誘導モータの回転数及び出力トルクを検出し、その検出値に対応する第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群を前記マップから取得して前記誘導モータの励磁電流とトルク電流の指令値を算出する電流指令値算出部とを備えたことを特徴とする。
【０００８】
本発明によれば、誘導モータの回転数及び出力トルク毎に第１及び第２のパラメータ群を算出してマップとして記憶することにより、磁束飽和の影響を加味して励磁電流及びトルク電流の指令値を算出でき、誘導モータの制御精度を向上させることができる。これにより、車両の走行用モータなどのように駆動範囲が広い誘導モータにおいても、実測値に基づいた前記第１のパラメータ群及び前記第２のパラメータ群をマップとして求めるができるので、従来に比べ良好なチューニングを行うことが可能となる。
【０００９】
好ましくは、前記誘導モータは車両に走行用動力源として搭載され、前記車両は前記誘導モータの回転軸を制動するための減速手段と、前記誘導モータの出力トルクを制御するための加速手段とを備え、前記拘束状態は前記減速手段によって前記誘導モータの回転軸を固定しつつ、前記加速手段によって前記誘導モータからトルクを出力させることにより実現され、前記無負荷状態は、前記車両の走行中に前記加速手段による出力トルクをゼロに設定することにより実現されるとよい。この態様によれば、誘導モータを車両に搭載したままの状態で拘束状態や無負荷状態を実現させ、各種パラメータ群の算出を行うことができるので、ベンチテストのように誘導モータを車両から隔離してチューニングを行う必要が無くなる。
【００１０】
また、前記マップは、前記第１のパラメータ群算出部及び第２のパラメータ群算出部において、前記誘導モータの回転数及び出力トルクを段階的に変動させつつ、それぞれの回転数及び出力トルクに対応する前記第１のパラメータ群及び前記第２のパラメータ群を算出することにより作成されるとよい。この態様によれば、回転数及び出力トルクの組み合わせをシフトさせて各種パラメータの算出を行うことにより、磁束飽和の影響の大きい高トルク領域も含めた誘導モータの広い駆動範囲に亘って精度よく第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群を算出することができる。
【００１１】
この場合特に、前記マップは、前記誘導モータの高トルク領域が低トルク領域に比べて出力トルク値の間隔が狭くなるように作成されているとよい。誘導モータにおいて磁束飽和現象は、主に高トルク領域で生じやすく、第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群も一定値から変動しやすい傾向がある。そのため、高トルク領域において各種パラメータ群を算出する出力トルク値の間隔を狭くする（密にする）ことで、磁束飽和の影響を加味したマップを正確に構築し、制御精度を効果的に改善することができる。
【００１２】
また、前記第１のパラメータ群は、前記誘導モータの漏れインダクタンス及び２次抵抗であり、前記第２のパラメータ群は、前記誘導モータの相互インダクタンス及び鉄損抵抗であるとよい。このように算出されるパラメータ群に鉄損抵抗を含めることにより、磁束飽和の影響を加味したチューニングが可能となり、より精度のよい誘導モータの制御が可能となる。
【００１３】
また、前記誘導モータに２種類以上の直流電圧を印加することにより、前記誘導モータの１次抵抗を算出する一次抵抗算出部を更に備えるとよい。この態様によれば、２種類以上の直流電圧を印加することによって、ＯＮ抵抗の影響を排除して１次抵抗を精度よく算出することができる。
【００１４】
本発明に係る誘導モータ制御方法は上記課題を解決するために、誘導モータの１次電流から励磁電流とトルク電流とを求め、該求めた励磁電流とトルク電流とを可変制御する誘導モータ制御方法において、前記誘導モータの回転軸を固定しつつ所定トルクを出力させる拘束状態で、前記誘導モータの電気的特性を示す第１のパラメータ群を算出する第１のパラメータ群算出工程と、前記誘導モータの無負荷状態で、前記誘導モータの他の電気的特性を示す第２のパラメータ群を算出する第２のパラメータ群算出工程と、前記算出した第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群を、前記誘導モータの回転数及び出力トルクと対応付けてマップとして記憶する記憶工程と、前記誘導モータの回転数及び出力トルクを検出し、その検出値に対応する第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群を前記マップから取得して前記誘導モータの励磁電流とトルク電流の指令値を算出する電流指令値算出工程とを備えたことを特徴とする。
【００１５】
本発明によれば上述の誘導モータ制御装置（上記各種態様を含む）を好適に実現することができる。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、誘導モータの回転数及び出力トルク毎にモータ定数（第１及び第２のパラメータ群）を算出してマップとして記憶することにより、磁束飽和の影響を加味して励磁電流及びトルク電流の指令値を算出でき、誘導モータの制御精度を向上させることができる。これにより、車両の走行用モータなどのように駆動範囲が広い誘導モータにおいても、実測値に基づいた第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群をマップとして求めるができるので、従来に比べ良好なチューニングを行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明に係る誘導モータ制御装置の全体構成を示すブロック図である。
【図２】誘導モータの等価回路を示す電気回路図である。
【図３】第１のパラメータ群算出部及び第２のパラメータ群算出部における各種パラメータ群、励磁電流指令値Ｉｄ＊及びトルク電流指令値Ｉｑ＊の算出方法を示すフローチャートである。
【図４】拘束状態における誘導モータの等価回路を示す電気回路図である。
【図５】モータ定数群Ａの算出を行う回転数ＮとトルクＴの組み合わせを示す分布グラフの一例である。
【図６】モータ定数群Ａの算出を行う回転数ＮとトルクＴの組み合わせを示す分布グラフの他の例である。
【図７】無負荷状態における誘導モータの等価回路を示す電気回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、図面を参照して本発明の好適な実施形態を例示的に詳しく説明する。但しこの実施形態に記載されている構成部品の寸法、材質、形状、その相対的配置等は特に特定的な記載がない限りは、この発明の範囲をそれに限定する趣旨ではなく、単なる説明例に過ぎない。
【００１９】
図１は本発明に係る誘導モータ制御装置の全体構成を示すブロック図である。誘導モータ１は３相交流電力により駆動可能な誘導電動機であり、フォークリフト車両の走行用動力源として車体（図不示）に搭載されている。バッテリ２には直流電力（例えば１２Ｖ、２４Ｖ、３６Ｖなど）が蓄電されており、該バッテリ２から出力された直流電力が３相インバータ３に入力され、３相配線４を介して誘導モータ１に動力用に３相交流電力が供給されるようになっている。誘導モータ１の駆動状態は、制御部５によって励磁電流及びトルク電流が可変に調整されることによって制御される。
【００２０】
制御部５は、誘導モータ１に取り付けられたパルスジェネレータ６から誘導モータ１の回転数に対応したパルス信号を取得する。速度計算部７は、取得したパルスジェネレータ６の出力信号に基づいて、誘導モータ１の回転数Ｎ（＝ωｒ）を算出し、回転数Ｎを別途指令値として入力されるトルク値Ｔ＊と共に、第１のパラメータ群算出部８及び第２のパラメータ群算出部９に入力する。第１のパラメータ群算出部８及び第２のパラメータ群算出部９では、後述する計算処理によって各種パラメータ群、励磁電流指令値Ｉｄ＊、及び、トルク電流指令値Ｉｑ＊が算出される。
【００２１】
第１のパラメータ群算出部８及び第２のパラメータ群算出部９で算出された各種パラメータは、記憶部１０に回転数Ｎ及びトルク値Ｔと共にマップとして記憶される。記憶部１０は例えばフラッシュメモリやハードディスクなどの記憶媒体であって、第１のパラメータ群算出部８及び第２のパラメータ群算出部９によって適宜読み出し可能にマップを記憶する。
【００２２】
一方、電流検出部１１は３相インバータ３から出力された３相電流（Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ）を検出し、電流換算部１２において対応する励磁電流Ｉｄ及びトルク電流Ｉｑを算出する。算出された励磁電流Ｉｄ及びトルク電流Ｉｑは、比較部１３ａ及び１３ｂにおいて、第１のパラメータ群算出部８及び第２のパラメータ群算出部９から出力された励磁電流指令値Ｉｄ＊及びトルク電流指令値Ｉｑ＊と比較され、それぞれの差分がＰＩ制御器１４ａ及び１４ｂに入力される。ＰＩ制御器１４ａ及び１４ｂの出力は、電流換算部１５にて励磁電流Ｉｄ及びトルク電流Ｉｑに対応する電流指令値を３相電流（Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ）に対応するように変換し、ＰＷＭ発生器１６を介して３相インバータ３の出力電流が、電流指令値になるようにフィードバック制御が行われる。
【００２３】
ＰＷＭ発生器１６は３相電圧指令をキャリア周波数の三角波と大小を比較して、ＯＮ／ＯＦＦのパルス信号に変換する。すべり周波数計算部１７は、２次抵抗Ｒ２とインダクタンスｌ２と励磁電流指令値ｉｄ＊とトルク電流指令値ｉｑ＊からすべリ周波数ωｓｌを計算する。電気角周波数計算部１８は、すべり周波数ωｓｌとモータ回転数Ｎから電気角周波数を計算する。
【００２４】
図２は誘導モータ１の等価回路を示す電気回路図である。図２においてＲ１は１次抵抗、Ｒ２は２次抵抗、ＲＭは鉄損抵抗、Ｍは相互インダクタンス、ｌ１は１次漏れインダクタンス、ｌ２は２次漏れインダクタンス、Ｉ１ｄ及びＩ１ｑは入力電流値がＩ１である場合の励磁電流及びトルク電流である。
【００２５】
続いて図３を参照して、第１のパラメータ群算出部８及び第２のパラメータ群算出部９における各種パラメータ群、励磁電流指令値Ｉｄ＊及びトルク電流指令値Ｉｑ＊の算出方法について、具体的に説明する。図３は、第１のパラメータ群算出部８及び第２のパラメータ群算出部９における各種パラメータ群、励磁電流指令値Ｉｄ＊及びトルク電流指令値Ｉｑ＊の算出方法を示すフローチャートである。本実施例ではフォークリフト車両に搭載された誘導モータ１を想定しているため、フォークリフト車両の電源がＯＮにされた後について、時系列的に制御が進む様子を順に説明することとする。
【００２６】
まず車両の電源をＯＮすると、誘導モータ１への印加電圧を直流電圧に設定し、１次抵抗Ｒ１を算出する（ステップＳ１０１）。このときの印加電圧をＶ１、電流をＩ１とすると、１次抵抗Ｒ１は典型的には次式
Ｒ１＝Ｖ１／Ｉ１ （１）
により算出される。
【００２７】
本実施例では特に、上記Ｒ１の算出は、誘導モータ１に２種類以上の直流電圧を印加することにより（すなわち、２ポイント以上の電圧計測点で計算することにより）、ＯＮ電圧による誤差の影響を排除して１次抵抗Ｒ１を精度よく求めている。具体的に説明すると、以下の通りである。例えば１次抵抗Ｒ１＝１０ｍΩであるとき、バッテリ２から出力された直流電圧（４８ＶＤＣ）を３相コンバータ３で異なるＤｕｔｙ比（５％と１０％）で出力することにより、２種類の直流電圧値で１次抵抗Ｒ１を計測すると仮定する。ＯＮ抵抗の影響がない理想的な状態では、誘導モータ１には直流電圧２．４Ｖ及び４．８Ｖが印加され、電流値はそれぞれＩ１＝２４０Ａ、４８０Ａとなる。この場合、１次抵抗Ｒ１の測定は、
Ｒ１（Ｄｕｔｙ比＝５％）＝Ｖ１／Ｉ１＝２．４Ｖ／２４０Ａ＝１０ｍΩ
Ｒ１（Ｄｕｔｙ比＝１０％）＝Ｖ１／Ｉ１＝４．８Ｖ／４８０Ａ＝１０ｍΩ
と算出され、両者に差はない。
【００２８】
しかしながら、実際にはＯＮ抵抗の影響が存在する。ここで例えばＯＮ抵抗の影響により印加電圧値に０．５Ｖの誤差があるとすると、２．４Ｖ印加したつもりが、実際には１．９Ｖしか印加されておらず、電流は１．９Ｖ／１０ｍΩ＝１９０Ａしか流れない。すると、１次抵抗Ｒ１の実測値は、Ｒ１＝２．４Ｖ／１９０Ａ＝１２．６ｍΩとなってしまう。一方、４．８Ｖ印加した場合であっても同様に実際には４．３Ｖしか印加されておらず、電流は４３０Ａしか流れないため、１次抵抗Ｒ１はＲ１＝４．８Ｖ／４３０Ａ＝１１．２ｍΩと算出されてしまう。
【００２９】
そこで本実施例では、異なる直流電圧において取得した電流値を用い、次式
Ｒ１＝（Ｖ１−Ｖ２）／（Ｉ１−Ｉ２） （２）
により算出する。（２）式を用いることによって、上記例においてもＲ１＝（４．８Ｖ−２．４Ｖ）／（４３０Ａ−１９０Ａ）＝１０ｍΩとなり、ＯＮ抵抗の影響を排除して精度よく１次抵抗Ｒ１を求めることができる。
【００３０】
続いて、フォークリフト車両に設けられたブレーキペダル（図不示）を踏みつつ、アクセルペダル（図不示）を踏み込んだ状態で、各種パラメータのうち第１のパラメータ群（漏れインダクタンスｌ１及びｌ２、並びに２次抵抗Ｒ２）の測定を行う（ステップＳ１０２）。ブレーキペダルは、誘導モータ１の回転軸を制動するための減速手段であり、踏み込まれることにより誘導モータ１の回転軸がロックされる。また、アクセルペダルは、誘導モータの出力トルクを制御するための加速手段であり、踏み込まれることにより誘導モータ１に出力トルクが発生して電流が流れる。このようにステップＳ１０２では、例えばベンチテストなどの拘束試験と等価の状態を、誘導モータ１をフォークリフト車両に搭載したまま実現することができる。つまり、本発明では誘導モータ１をフォークリフト車両から取り外すことなく拘束試験と等価の状態を作り出し、第１のパラメータ群を測定可能な点において先行技術に比べて有利である。
【００３１】
ここで図４は拘束状態における誘導モータ１の等価回路を示す電気回路図である。ステップＳ１０２において、線間電圧をＶ１Ｓ、線電流をＩ１Ｓ、誘導モータ１への入力電力をＰ１Ｓとする。これらを１相分に変換すると、１相分の電圧値Ｖｓ、電流値Ｉｓ、電力値Ｐｓはそれぞれ次式のようになる。
Ｖｓ＝Ｖ１Ｓ／√３
Ｉｓ＝Ｉ１Ｓ
Ｐｓ＝Ｐ１Ｓ／３
この状態における誘導モータ１の全抵抗成分はオームの法則により（Ｐｓ／Ｉｓ２）であるため、２次抵抗Ｒ２は次式により求められる。
Ｒ２＝Ｐｓ／Ｉｓ２―Ｒ１ （３）
【００３２】
一方、インダクタンス成分は、全インピーダンスＺ（＝Ｒ１＋Ｘ１＋Ｘ２＋Ｒ２）の大きさからＲ成分（Ｒ１＋Ｒ２）をベクトル的に差し引く計算で求められる。
全インピーダンスＺは
である。そして、（Ｒ１＋Ｒ２）２＋（Ｘ１＋Ｘ２）２＝Ｚ２なので、
となる。ここで、漏れインダクタンスの分離は困難であるため、ｘ１＝ｘ２＝ｘであるとすると、
となる。従って、漏れインダクタンスｌ１及びｌ２は、次式により算出される。
ｌ１＝ｌ２＝ｘ／（２πｆ） （４）
【００３３】
このような第１のパラメータ群の算出は、回転数ＮとトルクＴの組み合わせについて繰り返し行われる。図５は第１のパラメータ群の算出を行う回転数ＮとトルクＴの組み合わせを示す分布グラフである。図５に示すように、トルク値Ｔをゼロから定格値Ｔｍａｘまでの間を等間隔に分割しつつ、誘導モータ１の回転数Ｎをアイドル回転数Ｎｍｉｎから最大許容回転数Ｎｍａｘまでの間を等間隔に分割することによって、回転数ＮとトルクＴの各組み合わせについて第１のパラメータ群の算出を行うとよい。これにより、回転数ＮとトルクＴの組み合わせに対する第１のパラメータ群を正確に求めることができ、これをマップとして記憶してモータ制御に用いることにより、制御精度を向上させることができる。
【００３４】
従来、モータ定数（第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群）は誘導モータ１の駆動状態に関わらず、常に一定として扱われていた。しかしながら、フォークリフト車両のように誘導モータ１の駆動状態が低回転大負荷から高回転低負荷まで広く変化する場合には、高回転域や高トルク領域ではモータ定数が変化し（特に漏れインダクタンスｌ１やｌ２、相互インダクタンスＭは、誘導モータ１の鉄心に磁束飽和が生じる影響により定数にならない）、制御精度が低下してしまうという問題があった。一方、本発明では上述したように、実際に回転数ＮとトルクＴの各組み合わせについて記憶部１０に第１のパラメータ群を算出した値をマップとして記憶しておくので、磁束飽和による影響も加味した第１のパラメータ群を得ることができ、正確な制御を行うことができる。
【００３５】
図６は第１のパラメータ群の算出を行う回転数ＮとトルクＴの組み合わせを示す分布グラフの他の例である。図６では図５に比べて、高トルク領域になるに従い縦軸方向の分割数を細かく（密に）設定している。磁束飽和の影響は、トルク電流の多い高トルク領域において顕著に現れ、当該領域において第１のパラメータ群もまた定数から変化する可能性が高くなる傾向がある。一方、低トルク領域では磁束飽和は生じないため、第１のパラメータ群は実質的に定数として扱っても問題はない。従って、図６では、第１のパラメータ群が変化しやすい高トルク領域において回転数ＮとトルクＴの組み合わせを密にすることで、回転数ＮとトルクＴの組み合わせと第１のパラメータ群とを対応付けるマップの精度を高くしている。
【００３６】
一方、低トルク領域では、第１パラメータ群は一定と扱えるので、回転数ＮとトルクＴの組み合わせを粗くしている。尚、回転数（横軸）の分割数は、鉄損抵抗ＲＭが周波数によって変動するため、一定間隔で漏れが無いように設定するようにしている。
【００３７】
続いて、フォークリフト車両の走行中にアクセルペダルを離した状態で、第２のパラメータ群（相互インダクタンスＭ及び鉄損抵抗ＲＭ）を測定する（ステップＳ１０３）。このとき、フォークリフト車両の走行中にアクセルペダルを離すことにより、誘導モータ１には励磁電流のみが流れるため（トルク電流はゼロ）、トルクを発生させない無負荷試験と等価の状態を、誘導モータ１をフォークリフト車両に搭載したまま実現することができる。つまり、本発明では誘導モータ１をフォークリフト車両から取り外すことなく無負荷試験と等価の状態を作り出し、第２のパラメータ群を測定可能な点において先行技術に比べて有利である。
【００３８】
ここで図７は無負荷状態における誘導モータ１の等価回路を示す電気回路図である。ステップＳ１０３において、線間電圧Ｖ１Ｓ、線電流Ｉ１Ｓ、誘導モータ１への入力電力Ｐ１Ｓを１相分に変換すると、１相分の電圧値Ｖ０、電流値Ｉ０、電力値Ｐiはそれぞれ次式となる。
Ｖ０＝Ｖ１Ｓ／√３
Ｉ０＝Ｉ１Ｓ
Ｐｉ＝Ｐ１Ｓ／３
当該回路の抵抗成分Ｒ、インピーダンスＺ、リアクタンスＸは次式により求められる。
また、ＲｍｓとＬｍｓは次式により求められる。
そして、鉄損抵抗ＲＭ及び相互インダクタンスは上式らを用いて、
と算出される。
【００３９】
このような第２のパラメータ群の算出は、上述の第１のパラメータ群と同様に、回転数ＮとトルクＴの組み合わせについて繰り返し行われる。ここでは説明の繰り返しを避けるために詳細な説明は省略するが、図４及び図５を参照して説明したように、典型的には各パラメータの最小値から最大値までの間を等間隔に分割するように繰り返し測定を行い、好ましくは磁束飽和の影響の大きい高トルク領域では分割の密度を高くするとよい。これにより、実際に回転数ＮとトルクＴの各組み合わせについて第２のパラメータ群を算出した値をマップとして記憶しておくので、磁束飽和による影響も加味した第２のパラメータ群を得ることができ、正確な制御を行うことができる。
【００４０】
続いてステップＳ１０２で算出した第１のパラメータ群とステップＳ１０３で算出した第２のパラメータ群とを用いて、誘導モータ１に対する指令値である励磁電流指令値Ｉｄ＊及びトルク電流指令値Ｉｑ＊を算出する（ステップＳ１０４）。
ここでトルクＴは極対数Ｎｐを用いて次式の如く表わされる。
一般的にｉｍｄ＝ｉｍｑであるとすると、
となる。ここで角周波数ωslは、
であり、回転子の角周波数ωｒとの間に次式
の関係がある。以上により、ｉＦｄ、ｉＦｑ、ｉｒｑはそれぞれ以下のように求められる。
そして、励磁電流指令値Ｉｄ＊及びトルク電流指令値Ｉｑ＊は次式により算出される。
Ｉｄ＊＝ｉｍｄ＋ｉＦ （７）
Ｉｑ＊＝ｉｍｑ＋ｉＦｑ−ｉｒｑ （８）
【００４１】
このようにステップＳ１０４にて求められた励磁電流指令値Ｉｄ＊及びトルク電流指令値Ｉｑ＊は、図１を参照して説明したようにフィードバック制御に用いられ、当該指令値に応じた電流が印加されるように誘導モータ１が制御される（ステップＳ１０５）。
【００４２】
以上説明したように、本発明によれば、誘導モータ１の回転数Ｎ及び出力トルクＴ毎に第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群を算出してマップとして記憶部１０に記憶することにより、磁束飽和の影響を加味して励磁電流及びトルク電流の指令値を算出でき、誘導モータ１の制御精度を向上させることができる。これにより、車両の走行用モータなどのように駆動範囲が広い誘導モータ１においても、実測値に基づいたパラメータ群をマップとして求めるができるので、従来に比べ良好なチューニングを行うことが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００４３】
本発明は、誘導モータの１次電流から励磁電流とトルク電流とを求め、該求めた励磁電流とトルク電流とを可変制御する誘導モータ制御装置及び制御方法の技術分野に関する。
【符号の説明】
【００４４】
１ 誘導モータ
２ バッテリ
３ ３相インバータ
４ ３相配線
５ ベクトル制御装置
６ パルスジェネレータ
７ 速度計算部
８ 第１のパラメータ群算出部
９ 第２のパラメータ群算出部
１０ 記憶部
１１ 電流検出部
１２ 電流換算部
１３ 比較部
１４ ＰＩ制御器
１５ 電流換算部
１６ ＰＷＭ発生器
１７ すべり周波数計算部
１８ 電気角周波数計算部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導モータの１次電流から励磁電流とトルク電流とを求め、該求めた励磁電流とトルク電流とを可変制御する誘導モータ制御装置において、
前記誘導モータの回転軸を固定しつつ所定トルクを出力させる拘束状態で、前記誘導モータの電気的特性を示す第１のパラメータ群を算出する第１のパラメータ群算出部と、
前記誘導モータの無負荷状態で、前記誘導モータの他の電気的特性を示す第２のパラメータ群を算出する第２のパラメータ群算出部と、
前記算出した第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群を、前記誘導モータの回転数及び出力トルクと対応付けてマップとして記憶する記憶部と、
前記誘導モータの回転数及び出力トルクを検出し、その検出値に対応する第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群を前記マップから取得して前記誘導モータの励磁電流とトルク電流の指令値を算出する電流指令値算出部と
を備えたことを特徴とする誘導モータ制御装置。
【請求項２】
前記誘導モータは車両に走行用動力源として搭載され、
前記車両は前記誘導モータの回転軸を制動するための減速手段と、前記誘導モータの出力トルクを制御するための加速手段とを備え、
前記拘束状態は前記減速手段によって前記誘導モータの回転軸を固定しつつ、前記加速手段によって前記誘導モータからトルクを出力させることにより実現され、
前記無負荷状態は、前記車両の走行中に前記加速手段による出力トルクをゼロに設定することにより実現されることを特徴とする請求項１に記載の誘導モータ制御装置。
【請求項３】
前記マップは、前記第１のパラメータ群算出部及び第２のパラメータ群算出部において、前記誘導モータの回転数及び出力トルクを段階的に変動させつつ、それぞれの回転数及び出力トルクに対応する前記第１のパラメータ群及び前記第２のパラメータ群を算出することにより作成されることを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導モータ制御装置。
【請求項４】
前記マップは、前記誘導モータの高トルク領域が低トルク領域に比べて出力トルク値の間隔が狭くなるように作成されていることを特徴とする請求項３に記載の誘導モータ制御装置。
【請求項５】
前記第１のパラメータ群は、前記誘導モータの漏れインダクタンス及び２次抵抗であり、
前記第２のパラメータ群は、前記誘導モータの相互インダクタンス及び鉄損抵抗であることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の誘導モータ制御装置。
【請求項６】
前記誘導モータに２種類以上の直流電圧を印加することにより、前記誘導モータの１次抵抗を算出する一次抵抗算出部を更に備えたことを特徴とする請求項１及び５のいずれか一項に記載の誘導モータ制御装置。
【請求項７】
誘導モータの１次電流から励磁電流とトルク電流とを求め、該求めた励磁電流とトルク電流とを可変制御する誘導モータ制御方法において、
前記誘導モータの回転軸を固定しつつ所定トルクを出力させる拘束状態で、前記誘導モータの電気的特性を示す第１のパラメータ群を算出する第１のパラメータ群算出工程と、
前記誘導モータの無負荷状態で、前記誘導モータの他の電気的特性を示す第２のパラメータ群を算出する第２のパラメータ群算出工程と、
前記算出した第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群を、前記誘導モータの回転数及び出力トルクと対応付けてマップとして記憶する記憶工程と、
前記誘導モータの回転数及び出力トルクを検出し、その検出値に対応する第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群を前記マップから取得して前記誘導モータの励磁電流とトルク電流の指令値を算出する電流指令値算出工程と
を備えたことを特徴とする誘導モータ制御方法。
【請求項１】
誘導モータの１次電流から励磁電流とトルク電流とを求め、該求めた励磁電流とトルク電流とを可変制御する誘導モータ制御装置において、
前記誘導モータの回転軸を固定しつつ所定トルクを出力させる拘束状態で、前記誘導モータの電気的特性を示す第１のパラメータ群を算出する第１のパラメータ群算出部と、
前記誘導モータの無負荷状態で、前記誘導モータの他の電気的特性を示す第２のパラメータ群を算出する第２のパラメータ群算出部と、
前記算出した第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群を、前記誘導モータの回転数及び出力トルクと対応付けてマップとして記憶する記憶部と、
前記誘導モータの回転数及び出力トルクを検出し、その検出値に対応する第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群を前記マップから取得して前記誘導モータの励磁電流とトルク電流の指令値を算出する電流指令値算出部と
を備えたことを特徴とする誘導モータ制御装置。
【請求項２】
前記誘導モータは車両に走行用動力源として搭載され、
前記車両は前記誘導モータの回転軸を制動するための減速手段と、前記誘導モータの出力トルクを制御するための加速手段とを備え、
前記拘束状態は前記減速手段によって前記誘導モータの回転軸を固定しつつ、前記加速手段によって前記誘導モータからトルクを出力させることにより実現され、
前記無負荷状態は、前記車両の走行中に前記加速手段による出力トルクをゼロに設定することにより実現されることを特徴とする請求項１に記載の誘導モータ制御装置。
【請求項３】
前記マップは、前記第１のパラメータ群算出部及び第２のパラメータ群算出部において、前記誘導モータの回転数及び出力トルクを段階的に変動させつつ、それぞれの回転数及び出力トルクに対応する前記第１のパラメータ群及び前記第２のパラメータ群を算出することにより作成されることを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導モータ制御装置。
【請求項４】
前記マップは、前記誘導モータの高トルク領域が低トルク領域に比べて出力トルク値の間隔が狭くなるように作成されていることを特徴とする請求項３に記載の誘導モータ制御装置。
【請求項５】
前記第１のパラメータ群は、前記誘導モータの漏れインダクタンス及び２次抵抗であり、
前記第２のパラメータ群は、前記誘導モータの相互インダクタンス及び鉄損抵抗であることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の誘導モータ制御装置。
【請求項６】
前記誘導モータに２種類以上の直流電圧を印加することにより、前記誘導モータの１次抵抗を算出する一次抵抗算出部を更に備えたことを特徴とする請求項１及び５のいずれか一項に記載の誘導モータ制御装置。
【請求項７】
誘導モータの１次電流から励磁電流とトルク電流とを求め、該求めた励磁電流とトルク電流とを可変制御する誘導モータ制御方法において、
前記誘導モータの回転軸を固定しつつ所定トルクを出力させる拘束状態で、前記誘導モータの電気的特性を示す第１のパラメータ群を算出する第１のパラメータ群算出工程と、
前記誘導モータの無負荷状態で、前記誘導モータの他の電気的特性を示す第２のパラメータ群を算出する第２のパラメータ群算出工程と、
前記算出した第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群を、前記誘導モータの回転数及び出力トルクと対応付けてマップとして記憶する記憶工程と、
前記誘導モータの回転数及び出力トルクを検出し、その検出値に対応する第１のパラメータ群及び第２のパラメータ群を前記マップから取得して前記誘導モータの励磁電流とトルク電流の指令値を算出する電流指令値算出工程と
を備えたことを特徴とする誘導モータ制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１３−１３２９８（Ｐ２０１３−１３２９８Ａ）
【公開日】平成２５年１月１７日（２０１３．１．１７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１４６０６２（Ｐ２０１１−１４６０６２）
【出願日】平成２３年６月３０日（２０１１．６．３０）
【出願人】（０００００６２０８）三菱重工業株式会社 (10,378)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年１月１７日（２０１３．１．１７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年６月３０日（２０１１．６．３０）
【出願人】（０００００６２０８）三菱重工業株式会社 (10,378)
【Ｆターム（参考）】
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